Verslag van het afstudeerwerk verricht in opdracht van Prof.Dr.J.J.zaalberg van Zelst onder leiding van Ir.J.A.W.Faatz en Ir.K.Breukers

AFDELING DER ELEKTROTECHNIEK TECHNISCHE HOGESCHOOL EINDHOVEN VAKGROEP ELEKTRONISCHE SCHAKELINGEN EEB

Amplitude- en fasemeting van in ruis verzonken signalen met een frekwentie van 10MHz m.b.v. een P.L.L. schakeling. door Arnoud de Bok

TECHNISCHE HOGESCHOOL ENDHOVD\l sruDlEBIBLlOTHCEK

;',

\'

ELEKTRO-(!:CHi"iEK

~'

Verslag van het afstudeerwerk verricht in opdracht van Prof.Dr.J.J.zaalberg van Zelst onder leiding van Ir.J.A.W.Faatz en Ir.K.Breukers. januari 1979

INHOUDSOPGAVE

Samenvatting

bIz. 1

Inleiding

bIz. 2

1.

Amplitudemeting

bIz. 3

2.

Fasemeting

bIz. 7

3.

De SPLL schakeling

blz.12

3.1.Mixer

blz.14

3.2.Middenfrekwent filter

blz.16

3.3.Limiter

blz.19

3.4.De fasedetektor

blz.21

3.5.De

veo

met stuurschakeling

bIz.26

3.6.Loopfilter

blz.28

3.7.Uitgangsbuffer

bIz.31

4.

Synchrone detektor

blz.32

5.

Fasemeter

blz.36

5.1.De eigenlijke fasemeting

bIz.38

5.2.Korrektiespanningen

blz.41

5.3.0ptelschakeling

blz.43

6.

Lockdetektor en vangschakeling

bIz.44

7.

De referentiefrekwentie generator

blz.47

8._ Meetresul ta ten

blz.49

Konklusie

blz.57

Literatuur

blz.58

Appendix 1 :De invloed van ruis aan de ingang op het gedrag van een PLL. Appendix 2:Ruisbijdrage van de PLL zelf

blz.59 blz.64

Appendix 3:Totaalschema's en printontwerpen

blz.67

-1-

SAMENVATTING

In dit verslag wordt een Superheterodyne Phase-locked Loop schakeling

bes~hreven

waarmee de amplitude en het onder-

linge faseverschil van twee in ruis verzonken signalen met een frekwentie van 10MHz+100kHz gemeten kan worden. De amplitude kan over een bereik van 74dB (300mV-60pV) .-/lineair gedetekteerd w'orden met een nauwkeurigheid van O,8dB.De minimale signaal-ruisverhouding mag 1,5dB bedragen. Het faseverschil kan bij signalen tot O,95mV (-50dB t.o.v. 300mV) gemeten worden met een nauwkeurigheid van 3

0

bij

signaal-ruisverhoudingen tot 1,5dB.De meetfout loopt op tot 24 0 bij 95pV.

-2-

INLEIDING

Voor propagatiemetingen in de GHz-band heeft men behoefte aan apparatuur waarmee de amplitude en het onderlinge faseverschil van twee in ruis verzonken signalen met een frekwentie van 10MHz gemeten kan worden.Omdat de ingangssignalen in ruis zijn verzonken kan men de amplitude het beste meten met een syhchrone detektor.Om een groot

.dynamisch bereik te halen kan men echter niet bij 10MHz meten maar moet de ingangsfrekwentie omlaag getransformeerd worden naar 125kHz.Om de zwaai van de ten opzichte van de centrale

veo

f~ekwentie

klein te houden

gebruikt men een

Superheterodyne Phase-locked Loop waarbij het referentiesignaal als schakelsignaal kan dienen voor de synchrone detektor. Voor de fasemeting kan men gebruik maken van het feit dat de

veo

signalen grotendeels van de ruis zijn ontdaan

en dat het argument van het

veo

signaal het argument van

het ingangssignaal voIgt met een konstant verschil.Hoe goed het argument van het ingangssignaal gevolgd wordt hangt af van de dimensionering van de SPLL's en van het gedrag van de ingangssignalen.

-31.AMPLITUDEMETING

Voor het lineair detekteren van de amplitude over een bereik van 80dE is een synchrone detektor uitstekend te gebruiken. Een bijkomend voordeel hiervan is dat hij vrij ongevoelig is voor storingen.Dit kan als volgt aangetoond worden,zie fig.1.

Fig.1:In- en uitgangssignalen van een synchrone detektor.

Ret te detekteren ingangssignaal is gelijk aan

=v.

v.1n 1n cosc.>.1n t en'het schakelsignaal is gelijk aan

(1 )

(2)

vs=V seos (w s t+rp)

Ret uitgangssignaal is het produkt van (1) en (2) en is gelijk aan

vU1. t= c • v.1n cos (A wt + T

(0 )

waarin

c=konstante AW= Ie..> -w. 'I

s 1n De termen met hogere frekwenties zijn weggelaten omdat ,die

door een laagdoorlaatfilter weggefilterd worden.Als dit filter een tijdskonstante V1+Aw2"(2'

~

verzwakt worden

heeft~zal

V een faktor uit

indien~WfO.

-4De verzwakking van een equivalent RLC-filter is gelijk aan

"1 +p2 Q2'

waarin (3=2AW/WO voor

o • 3tellen we beide verzwakkingsfaktoren aan elkaar gelijk,waarbij we aannemen dat wo =~s , l1CJ«W

dan voIgt hieruit dat de kwaliteitsfaktor Qs van de synchrone detektor gelijk is aan 'Ws~.Door Ws en ~ groot te kiezen kan Qs erg groot gemaakt worden. Een uitgebreide beschrijving van de werking van een synchrone detektor staat in Lit.1. Wanneer de schakelfrekwentie gelijk is aan de frekwentie van het te meten signaal (LlW=O) zal de ui tgangsspanning van de synchrone detektor gelijk zijn aan VUl. t=v.In • c. cos co T Uit (4) blijkt dat

~

konstant gehouden moet worden en men

kiest hiervoor f=O omdat dan de gevoeligheid het grootst is en kleine afwijkingen van

~

weinig invloed hebben.lndien

~

bijvoorbeeld +5 0 afwijkt van 0 0 verandert cos~ slechts ~0,4%. Ret ingangssignaal heeft een frekwentie van 10MHz en bij -

deze frekwentie kan een synchrone detektor niet over 80dE nauwkeurig meten.De frekwentie zal dus omlaag getransformeerd moeten worden en liefst. naar een vaste waarde omdat de synchrone detektor (3D) dan slechts bij een frekwentie hoeft te werken.Omdat de ingangsfrekwentie enigszins kan varieren maakt men gebruik van

een,superheter6d~-e--rhase-IockedLoop

(3PLL) waarvan een vereenvoudigd blokschema door fig.2 wordt weergegeven.

-5-

I 'V

f m= If 0 -f.\ ~

ingang

IV ~

f

MIXER .......,

,...,.""

"'"'-" ~

I- 1.1

Lim

J1J"L

~ PD

i

T..nn..f

F--

SD

ref.signaal

1 J1.J"'L

0

veo

"'""'" "'"" ~

loopfilter Fig.2:Blokschema SPLL.

De mixer mengt het

veo

signaal met het ingangssignaal en

het daaruit ontstane middenfrekwentie signaal,wordt na,filtering om de hogere mengprodukten kwijt te raken,via een limiter toegevoerd aan de fasedetektor PD.De limiter maakt van het sinusvormige middenfrekwent signaal een blokspanning om te vermijden dat diens amplitude invloed heeft op het uitgangssignaal van de fasedetektor.Deze vergelijkt het argument van het middenfrekwent signaal met dat van het referentiesignaal dat een vaste en stabiele frekwentie heeft. Een faseverschil resulteert in een foutsignaal dat,na filtering door het loopfilter,de

veo

bijstuurt.De

veo

voIgt

dus het ingangssignaal met een vast frekwentieverschil dat gelijk is aan de frekwentie van het referentiesignaal. Als het oscillatorsignaal een vaste amplitude heeft,is de amplitude van het middenfrekwent"signaal evenredig aan die van het ingangssignaal,zodat men ook die amplitude kan meten.Omdat de fase detektor het faseverschil tussen het

-6middenfrekwent signaal en het referentiesignaal op 0

0

houdt.

kan het referentiesignaal als schakelsignaal voor de synchrone detektor·dienen. Voor een uitgebreide behandeling over de werking van een SPLL wordt verwezen naar

Lit.2,Lit~3

en Lit.4.

-72.FASEMETING

Van twee signalen met dezelfde frekwentie moeten de amplitude en het faseverschil gemeten worden.Wanneer de ingangssignalen in ruis verzonken zijn is het

mo~ilijk

hun onder-

linge faseverschil te meten.Hiervoor dient dus een oplossing gezocht te worden.Beschouwen we weer het blokschema van de SPLL in fig.3.

--'\J

MIXER

~

~

'V

~

v m1 "v

,

Lim

PD

.rut. I

v 01

..nIL

V

d1

1

veo

~

J I

~

j

~ ~

'""'-'

I .

l-ebpfilter Fig.}_:Blokschema SPLL •

• Stel het ingangssignaal

i1 gelijk aan v i1 =A i e1 co s (w i 1t+ Cfi1 (t ) )

en het

veo

V

(5 )

signaal v 01 gelijk aan

•

v01=A01cos(Wot+f01(t))

(6)

De mixer mengt beide signalen en na filtering blijft alleen een laagfrekwentterm over,die gelijk is aan vm1=!Ai1A01Cos{(W01-Wi1 )t+
(7)

tussen mixer en fasedetektor. De fasedetektor vergelijkt het argument van v m1 met het argument van v.v r- r is gelijk aan vr=ArCos(Wrt+~r)

(8 )

-8-

Wanneer de SPLL in lock is geldt wo 1-W'1 =wr en zijn de ar1. gumenten van v r en v m1 aan elkaar gelijk,dus ~o1(t)-~i1(t)+~m1=~r

Als

~m1

en

veo

signaal het argument van het ingangssignaal met een

~r

konstant zijn volgt het argument van het

konstant verschil.Uit (9) volgt dat (10) Voor de tweede SPLL kunnen we op dezelfde manier afleiden dat ~o2(t)=
(11)

We willen het faseverschil ~i1(t)-~i2(t) meten.Uit (10) en (11) blijkt dat ~i1(t)-~i2(t) gelijk is aan CPi1 (t)-'Pi2 (t)=CPo1 (t)-
~m1-~m2=O

maken

door ervoor te zorgen dat beide SPLL's identiek zijn.Bovenstaande geldt echter alleen wanneer beide SPLL's in lock en in rust zijn. Wanneer het argument van de ingangssignalen verandert met ~~i(t),zal ~o1(t)-~o2(t)

niet meer een konstante waarde ver-

schillen van ~i1(t)-~i2(t) omdat de loop even tijd nodig heeft om bij te regelen.Tijdens zo'n verandering wordt het faseverschil aan de ingang gelijk aan (13)

-9Aan ~o1(t)-fo2(t) moet dan een korrektieterm worden toegevoegd om toch het juiste faseverschil te blijven meten.De beide fasedetektors in de SPLL's geven in deze situatie een spanning af die gelijk is aan Vd 1=V do 1+AV d 1 (t ) en Vd2=Vdo2+~Vd2(t)

( 14)

waarin Vdo1 en Vdo2 de spanningen zijn als de loop in rust is en

~Vd1(t)

en AV d2 (t) overeenkomen met respektievelijk Kd1 .A
Kd1 en Kd2 zijn de overdrachtskonstanten van de fasedetektors. Van de spanningen uit (14) kunnen we gebruik maken om de uitgangsspanning van de fasemeter gelijk te maken aan (15 )

waarin Als we nu

K~

de fasemeterkonstante is.

gelijk maken aan Kd1 en Kd2 ,die al aan elkaar gelijk zijn omdat de beiae fasedetektors in de SPLL's idenK~

tiek zijn,kunnen we bij Kf(~o1(t)-~o2(t)) gewoon AV d1 (t)-AV d2 (t) optellen.Hiervoor dienen we van Vd1 en Vd2 respektievelijk Vdo1 en Vdo2 af te trekken.Wanneer de loops weer tot rust gekomen zijn na een verandering zijn AV d1 (t) en AV d2 (t) weer gelijk aan O. Allereerst moeten we K~(~o1(t)-~o2(t)) zonder meer omdat beide

veo

meten.Dit kan niet

signalen een te hoge frekwentie

hebben.Beschouw nu het schema van fig.4.

-10-

r--

-

-

-------------,

I I

v i1

MIXER H

I

I

r-r....,

,....,

PD

'I'

I

v o1

Lim ~

~

....

SPLL 1

I

veo

I

Vd1

"'/.--

"I.J ,.......

I

I 1- _ _

~

lVIIXER H

""-'

""

...... vrIXER

- - - - - -

~

~

""'-' rf../

H

--

loopfilter -------

~

v f1 Lim

Lim

Vp

.

l'

-

I

v o2

. I

rv

veo

I

"'--

SPLL 2

I

'I'

I

I

I

I

v i2

I

""-' ~

Vd2

I

..-Iv

~

Vdo2

I

~

MIXER

,.,r

I

'+

v.If

loopfilterl

----. ..,

I I

Vdo1

',,,-

----- -- - - - - - - - - - - - - - - - , -

-

+ +" ~

v f2

I I

.

-II

PD -4

+

~

Lim

PD

~

I L

_

I I....

I I

- ---'

Fig.4:Blokschema fasemeter.

Om het faseverschil tussen beide

veo

signalen te meten

met een redelijke nauwkeurigheid moeten we bij een veel lagere frekwentie gaan zitten.Daartoe worden beide

veo

signalen gemengd met een uitwendig aan te sluiten signaal v

3

dat gelijk is aan v s=A 3 cos (W 3 t+
vo1=Ao1cos(Wo1t+~o1(t)) vo2=Ao2cos(Wo2t+~o2(t))

(1 6)

-11-

Wanneer beide SPLL's in lock zijn geldt

w0 1=w 2=~ • 00

v f1 en v f2 zijn nu gelijk aan

vf1=~A3Ao1cos{(WO-W3)t+~o1(t)-~3} vf2=~A3Ao2cos{(WO-W3)t+~o2(t)-~3}

(17)

De fasedetektor meet het faseverschil tussen beide signalen en zijn uitgangsspanning is gelijk aan (18 )

./ 'f3 heeft dus geen enkele invloed op de faserneting.

Om de werkelijke waarde

~i1(t)-~i2(t)

te meten moet~n we

er nog AV d1 (t)-AV d2 (t) bij optellen.Eerst trekken we respektievelijk Vdo1 en Vdo2 af van Vd1 en Vd2 en daarna tellen we ~Vd1(t)=Vd1-Vdo1

op bij Vp en trekken we AVd2(t)=Vd2-Vdo2

er van af. De spanning Vf =Kr (rpo1 (t)-
kunnen we op een meter aflezen.

-123.DE SPLL SCHAKELING

De SPLL,waarvan het blokschema door fig.5 wordt weergegeven, heeft tot taak het ingangssignaal van de ruis te ontdoen (zie Appendix 1) en te versterken.

v "V ...

v

f1IIXER 0

m

MF filt. v rst

"V

lim .

ru

VCO

uffe

ru

naar synchr.det

fase ru det. <--v ref Vd

sturing VCO

'V

1

ru

loop filt.

Fig.5:Blokschema SPLL.

In de hoofdstukken

3.1 tim 3.7 worden de blokken uit dit

schema besproken. De keuze van de referentiefrekwentie,en dus ook van de middenfrekwentie,vraagt nog een nadere toelichting.Voor de synchrone detektor wil men liefst een zo laag mogelijke frekwentie omdat hij dan nauwkeuriger werkt.In verband met de ruisbandbreedte aan de ingang kan men deze frekwentie ook weer niet te laag kiezen.Dit is als voIgt te begrijpen,zie fig.6.

-13dichtheid W

dichtheid W

a)

b)

W.~ f

m"':'iB.~

o

m

f

m+~B.~

-+:f

Fig.6:Ligging van de ruisband bij a)lage f m en b)hoge fm. Bij mengen van het

veo

signaal met het ingangssignaal zal

de ruisband na de mixer centraal rond de middenfrekwentie f m komen te liggen.Wanneer f m lager is dan de helft van de ruisbandbreedte Bi zal een deel van die ruisband,met een breedte van

~B.-f

m,in het negatieve frekwentiegebied komen te liggen.Dit manifesteert zich als een verdubbeling van de ~

spektrale dichtheid in het positieve frekwentiegebied van

o tot iBi-fm.AIs deze dubbele dichtheid binnen de ruisbandbreedte Bm van het MF-filter valt,wordt de invloed van de ruis groter.Om dit te vermijden dienen we f m groter te kiezen dan

(~B.-f

m)+iBm• - Bm bedraagt in ons geval (zie hfdst.3.2) 49kHz en Bi =200kHz. Hieruit voIgt: f m )10 5 -fm+24,5.10 3 dus f m ~ i. 124 , 5 • 10 3 = 62 , 25kH z • ~

f m dient nog iets hoger gekozen te worden omdat het ingangsruisspektrum en de filterkarakteristiek niet rechthoekig zijn.Een geschikte waarde is dan 125kHz omdat die frekwentie gemakkelijkmet een duty-cycle.van 50% af te leiden is uit een frekwentiestandaard van 1MHz.

-143.1.MIXER

Voor alle mixers in dit apparaat is de 10534B van HewlettPackard gebruikt.Dit is een Double Balanced Mixer met een frekwentiebereik van'50kHz tot 150MHz.Het inwendige schema ziet er als volgt uit.

L

=

x ~_._>

Fig.7:De 10534B Double

Ba~anGed

Mixer van HP.

Het ingangssignaal wordt aan poort R aangeboden en het

veo

signaal aan poort, L.Om het maximale dynamische bereik van 80dB te halen moet ingang L helemaal uitgestuurd worden. Daarom is voor het

veo

signaal een blokspanning gekozen.

Bij een ingangsstroom van 10mA komen de diodes in de verzadiging.Aangezien de ingangsweerstand 50 ohm bedraagt,betekent dit dat de amplitude van het

veo

signaal minimaal

O,5V moet bedragen.De ingangsstromen mogen de 40mA niet overschrijden om beschadiging van de mixer te voorkomen. Omdat de R ingang lineair moet blijven werken,om de amplitude-informatie niet verloren te laten gaan,mag de amplitude van het ingangssignaal niet groter zijn dan 0,5V. In de praktijk is gekozen voor een effektieve waarde van het ingangssignaal van maximaal O;3V (=0,84V t _ t ).

-15Ret dynamische bereik van het ingangssignaal loopt dus van O,3V eff tot 30#V eff • Aan poort X verschijnt het mengsignaal dat aan het middenfrekwent filter wordt toegevoerd.

-163.2.MIDDENFREKWENT FILTER

Ret mlddenfrekwent filter,dat de hogere mengprodukten van de mixer moet wegfilteren,bestaat uit een kaskadeschakeling van een laagdoorlaat filter met een Ckantelfrekwentie van 1,25MHz, een buffer-versterker en een bandfilter met een resGnantiefre-' kwentie van 125kHz.Het schema wordt door fig.8 weergegeven. In principe zou een pandfilter voldoende zijn.We willen echter een zo groot mogelijk signaal hebben voor de limiter en dit houdt in dat de Q van dit bandfilter hoog zou moeten worden gekozen.Wanneer de loop uit lock is,en in lock moet komen,kan de frekwentie-afwijking groot zijn waardoor het signaal te zeer verzwakt wordt voor de limiter.Daarom is gek~zen

voor een vlak laagdoorlaat filter met daarachter een

bandfilter met lage Q om het signaal voor de limter enigszins van ruis te ontdoen.Om het signaal toch voldoende groot te maken is tussen beide filters een versterker geplaatst dat

tegel~jk

als buffer

die~~.

De amplitude van het signaal na de mixer bedraagt ~A.A-". ~

0,

De maximale a~plitude aan de ingang is 0,3.Y2=0,42V en A =0,5V dus de maximale amplitude van het signaal na de o mixer is ~.0,42.0,5=0,105V.Aan de ingang van de synchrone detektor (zie Hfdst.4) mag de amplitude maximaal 1,4.V2= =t,96V zijn.Tussen de mixer en de ingang van de synchrone detektor moet de versterking dus 1,96/0,105=18,7 bedragen. Voor de limiter willen we echter een zo "groot mogelijksignaal hebben.In principe, zou de versterking van het bandfilter 18,7 gemaakt kunnen worden en zou

~ussen

het bandfilter en

-17de limiter een versterker geplaatst kunnen worden om het signaal voor de limiter voldoende groot te maken.Ret nadeel hiervan is dat deze versterker dan een extra,ongewenste fasedraaiing zou geven.Daarom is gekozen voor een andere oplossing, namelijk de versterker tussen het laagdoorlaat filter en het bandfil ter zodat het signaal voor de limi ter maximaal is (25"Vl;_~) voor de toegepaste voedingsspanning van +15V.Een bijkomend _ / voordeel is dan dat ook de ruis. van de versterker door het bandfilter gefilterd wordt.Om het signaal voor de synchrone detektor op de juiste waarde te brengen is aan de ingang van de synchrone detektor een verzwakker aangebracht. Ret totale schema van het middenfrekwent filter ziet er als voIgt uit. b/~T,M1i

6, ~?#~

',3 1-,Al1i

b,3tl.... 1-4

L:z=2.,55mH V\D.Qr

>---'t---1 1--,-__--c::.=:JE--....rY'1I"'n-----1>-- \..\.w.i. ~ i

R.= 500

....- -......---.L------lI--L.::::I=-_.....L..

..l....J-

.....L._ oV

Fig.8:Schema middenfrekwent filter.

Ret laagdoorlaat filter bestaat uit 4 in kaskade geschakelde "constant resistance" filters met een kantelfrekwentie van 1,25MRz en een karakteristieke impedantie van 50 ohm omdat de mixer een uitgangsimpedantie heeft van 50 ohm.De spoelen L 1 bestaan elk uit 6~ windingen van 32xO,04 litzedraad op een P11/7,3B7,p100 potkern.

-18De versterker is opgebouwd met een HA2625 omdat die een voldoende groot "gain-bandwidth" produkt heeft voor grote signalen.De versterking is instelbaar met de instelpotmeter. Ret bandfilter is een RLC filter met een Q van 4 en een resonantiefrekwentie van 125kHz.De ruisbandbreedte van dit filter bedraagt 49kHz.Spoel L2 bestaat uit ca.700 windingen van 10xO,03 litzedraad op een KH-5-24,2-569-8A spoelvorm / met kern. Weerstand R1 en de weerstand van de spoel zijn samen 500 ohm.Het signaal gaat van het bandfilter rechtstreeks naar een bufferversterker (Hfdst.3.7) voor de amplitudemeting en naar de limiter.

-19-

3.3.LIMITER

De limiter dient om van het sinusvormige middenfrekwent signaal een blokspanning te maken.Dit is nodig om ten eerste de invloed van de amplitude op het uitgangssignaal van de fasedetektor te elimineren en ten tweede omdat de toegepaste fasedetektor digitaal werkt. De amplitude van het middenfrekwent signaal kan varieren van 12,5V tot 1,25mV en over dit hele bereik moet de limiter een zo goed mogelijk blokspanning afgeven met zo steil mogelijk flanken.Gekozen is voor een CMP-01.De voordelen hiervan zijn dat hij nauwkeurig is;geen hysteresis heeft,geen last heeft van oscilleren en een uitgangssignaal op TTL niveau afgeeft.De schakeling wordt door fig.9 weergegeven. TI'5'V

~--+---

uit

ru

011'

Fig.9:Limiter met de CMP-01.

Voor Kleine ingangss}gnalen moet de bffsetspanning gekompenseerd worden en dit wordt-met behulp van een 10-slagen instelpotmeter gedaan.Belangrijk hierbij is dat beide ingangen via weerstanden met dezelfde waarde aan aarde liggen om te voorkomen dat de ingangs biasstromen een offset geven.

-20-

Om oscilleren tijdens het omschakelen te voorkomen mogen de in- en uitgang elkaar niet "zien" en een aardvlakje op de print tussen in- en uitgang bewijst hier goede diensten. De uitgang is via een weerstand van 2k2 aan aarde gelegd. Hoe kleiner deze weerstand des te steiler de stijgende flanken.De weerstand mag echter weer niet te klein gekozen worden omdat de uitgangsspanning dan niet meer het vereiste TTL /niveau haalt.Een waarde van 2k2 is optimaal.Het uitgangssignaal wordt toegevoerd aan de fasedetektor.

-21-

3.4_DE FASEDETEKTOR De toegepaste fasedetektor is de MC4044 van Motorola.Het grote voordeel van deze fasedetektor is dat hij ook als frekwentiediskriminator fungeert.Speciale voorzieningen om de loop in lock te brengen zijn daarom in principe niet nodig. In fig.10 staat het blokschema van dit IC.

U1

frekw.

-

det.1

-

D1

Fase/

R

v

PU -

'--UF

Charge

-

IN

pump :Fase/

,...-

PD -

U2

---t>--

UIT

--DF Versterker

frekw. '----

det.2

,...-

D2

Fig.10:Blokschema van de MC4044 fasedetektor van Motorola.

De werking zal hier in het kort worden beschreven.Voor een uitgebreide beschrijving wordt verwezen naar het datasheet. Fase-frekwentiedetektor 1 is een sekwentiele schakeling met de volgende waarheidstabel:

R-V

RV

A-V

00

01

11

10

3

141

131 1 1 (1)

8 8

il)

5 .51-

g5

2 (2) II

161

1 (91

2 2 1101

5

6

7 11

nil

RV

12 12 181 11 (12)

VI 0 0 ,1 1 1 1 1 I

01 1

1 1 1 1 1 0 0

Fig.11:Waarheidstabel van fase-frekw.detektor 1.

-22Uit deze tabel kunnen de volgende tijddiagrammen afgeleid worden:

L

~"J lb. V

.--J

I

I

11.'/13' 112111111 1181/17'

I (611(81/

I m 11211

U

I

lei UI

I 11211

I 161 IIBI/

I m 11211

U

I (6) 1181/

(7)

U

I 11211

I·

I

m

1c211

161 IIBI/

L.I

U

Id. 01 - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -

1.,,,

L

~

I

lfIvj 111111 m

e,I

I

I

111211(6) 116t! /7) 111211 161

I

Inul

., m

I

I

111211 161 116" (71

~1711

u

u

I lSI 11611

I m

I

L

111211 (5) 11611 (71

111211

u

LI

UI

ChI 01

u

u

(;J"

"I v

(71121151181 (21 (31 IBI/I) 131121 (51 ..

Ikl UI

III 01

Fig.12:Tijddiagrammen behorende bij de waarheidstabel in fig.11.

In de rijen a tim d is aangegeven hoe de schakeling reageert wanneer V naijlt ten opzichte van R en in de rijen e tim h wanneer V voorijlt.Uit de rijen i tim 1 blijkt hoe de schakeling als frekwentiediskriminator werkt voor het geval dat de frekwentie van het signaal op ingang V lager is dan die van het signaal op ingang R.De uitgangssignalen U1 en P1 zijn niet zonder meer geschikt om het loopfilter te sturen.Om hieraan tegemoet te komen is een zogenaamde "charge pumpll nodig.De werking hiervan kan het beste besproken worden in kombinatie met de versterker.ln fig.13 is van beide het schema getekend.R1,R2,R L en C bepalen de eigenschappen van het met de versterker gebouwde loopfilter.

-23+5V

DF

UIT ~I

PD

PU - ...1 - - - - - - - - - - - 1 UF Fig.13 :Schema van de "charge pump" en versterker waarmee het loopfilter is opgebouwd.

In de volgende tabel is aangegeven hoe de spanning op het knooppunt van DF en UF afhangt van de signalen op PD en PU.

PD

PU

DF/UF

0

0

0

1

3V BE

1

0

.1V BE

1

1

geen verandering

geen verandering

Wanneer de spanning op DF/UF gelijk is aan 3V

zal er door BE R1 een stroom lopen in het Darlingtonpaar (de basisspanning is ca. 2V

BE

) en de uitgangsspanning zal dalen.Is daarentegen

de spanning op DF/UF gelijk aan 1V

BE

dan stijgt de uitgangs-

spanning. De gemiddelde uitgangsspanning van de "charge pump" kan vari~ren

van 1V

tot 3V wanneer het faseverschil tussen BE BE R en V vari~ert van -21\ tot +2Tt rad.In fig.14 staat de

volledige fasedetektor karakteristiek.

-24-

V"

/' V"

/"

l.,./"

./

./

l./ o

-11

T(

2IT

Fig.14:Fasedetektor karakteristiek van fase-frekw.detektor 1 voor

-2~ ~

f

rad.

~ 2~

Uit deze figuur kan men de fasedetektor konstante Kd afleiden: 3V BE- 1V BE

= .l..t..2. ~

0, 12 V /rad.

4~

2T(-(-2n)

Indien men het loopfilter wil bouwen met behulp van de Darlington versterker moet men rekening houden met de beperkingen die aan de weerstanden R1 en R2 (zie fig.13) opgelegd

moet~n

worden.Deze zijn:

a) R2 > 50 ohm

b) R2/R1 c)

In hoofdstuk

~

1k~R1

~

10

< 5kohm

zal blijken dat hieraanhelemaal niet vol-

daan kan worden in het voor ons doeleinde

geschikta~

loop-

filter.Daarom is voor het loopfilter een andere oplossing gekozen.

-25Tenslotte nog fase-frekwentie detektor 2.Dit is een kombinatorische schakeling met de volgende waarheidstabel:

R

V

U2

D2

1

1

a a a 1 1 a

1

1

a

1

1

1'

a

1

Dit schakelingetje kan gebruikt worden als lockdetektor. Wanneer het faseverschil tussen R en V 0 0 is,zijn R en V beide

a

of 1.U2 is dan konstant hoog.Indien er een fase-

verschil bestaat tussen R en V is U2 niet meer steeds 1 en dit kan men eenvoudig detekteren.

-26-

3.5.DE veo MET STUURseHAKELING

De toegepaste veo bestaat uit de helft van een 74LS124 en het schema met de aansluitingen wordt door fig.15 weergegeven. n.:uv wWuv ClJ

G o,Bp Lt

1,.,

+5V 10 t\

1~lb

::,

tx 1'1

H r ....\~c.

LSI2'1

6

\1(

0

K,~

r

oV

Fig.15:Schema veo.

De uitgangsspanning is een blokgolf die,wanneer hij aangesloten word± op de mixer via een koppelkondensator,een amplitude heeft van O,5V.De frekwentie wordt bepaald door de waarde van C,de stuurspanning en de "range"spanning.Met de "range"spanning kan het frekwentiegebied van de veo worden ingesteld.Bij een rustspanning van de vangschakeling van 5V is de "range"spanning zo ingesteld dat de uitgangsfrekwenti bij een stuurspanning van 2V 10,125MHz bedraagt.Onder deze omstandigheden bedraagt de veo konstante K =1MHZ/V. o Wanneer de SPLL in lock is bij 10MHz,is de gemiddelde uitgangsspanning van het loopfilter ca.1 ,5V.Om dan de stuurspanning 2V te maken moeten we dus O,5V optellen bij de uitgangsspanning van het loopfilter.Hiervoor zorgt een optelschakeling met het volgende schema.

-27-

VClNl.

II('

loop------...--.

IK

~iUu

II<

II(

Fig.16:Schema stuurschakeling

II<

Yeo.

Met de instelpotmeter kan de spanning op O,5V ingesteld worden.Het uitgangssignaal wordt toegevoerd aan de

Yeo.

-28-

3.6.LOOPFILTER Het loopfil ter vormt met betrekJ{,;ing tot __ de regele"igenschappen het belangrijkste onderdeel van de SPLL schakeling. J.v.d.Hoofden heeft in Lit.2 veel aandacht besteed aan het bepalen en berekenen van loopfilters en de invloed daarvan op de regeleigenschappen van een PLL. Omdat de fasedetektor ontworpen is om in kombinatie ~/--

__ met een aktief loopfilter gebruikt te worden,is gekozen voor een aktief 1 e orde loopfilter waardoor we een ?e orde SPLL krijgen.Fase- en frekwentiesprongen hebben dan een eindfout O. Het principeschema van dit loopfilter wordt door fig.17 weergegeven.

in o---C=J-Y

">------0 U

i t

Fig.17:Principeschema loopfilter.

De overdrachtsfunktie Fes) is voor

A~oo

gelijk aan

-29Volgens Li t. 2 geld t voor '(.1 en"'(. 2

(20)

en waarin wn=eigenfrekwentie ') =dempingsfaktor. De ruisbandbreedte B van de loop hangt van zowel L als van') volgens

wn af (21 )

Hz

Systemen die in ruis verzonken signalen moeten kunnen verwerken,zullen geoptimaliseerd moeten worden voor zulke

oms~andigheden.In Lit.2

dan gelijk moet zijn aan ')

is afgeleid dat de dempingsfaktor =~if2.

Voor B is 100Hz gekozen omdat de loop bij kleinere L bandbreedten niet in lock blijft.Met (21) vinden we dan dat wn =4 2 BL =188,6 rad/sec.In de hoofdstukken 3.4 en 3.5 3 is afgeleid dat Kd =0,12 V/rad en K =1MHz/V. o Met (20) vinden we dan dat 1:

en

6

2rr. 10 • 0 , 1 2 1 2 (188,6)

= 21 , 1

sec

....~2= 2.~.v'2 7 i:; 188~= ,~ msec

(22)

Voor C kunnen we geen elko kiezen omdat die ten eerste een te grote tolerantie hebben en ten tweede omdat de spanning erover positief of negatief kan zijn.Een met gewone kondensatoren realiseerbare ·waarde hieraan gelijk.

is 10pF en C kiezen we dus

-30-

Uit (19) en (22) voIgt dan dat R1 =2,11 Megohm en R2 =75 ohm. In hoofdstuk 3.4 zijn een aantal voorwaarden gegeven waaraan R1 en R2 moeten voldoen willen we het loopfilter opbouwen met behulp van de in de MC4044 aanwezige Darlingtonversterker.De hier berekende waarden voor R1 en R2 voldoen daar duidelijk niet aan en dus zullen we een andere oplossing moeten zoeken. In het datasheet van de MC4044 staat aangegeven dat het loopfilter ook met een opamp gerealiseerd kan worden mits de niet-inverterende ingang aan 1,3V gelegd wordt.Deze spanning is gelijk aan de som van de diodespanningen van de twee transistoren waaruit de Darlingtonversterker bestaat. Het schema van het loopfilter komt er nu als voIgt uit te zien.

van fa s e ()--cf<=,::J--L-I 'J~V det.

,I{~

naar stuursch. VCO

Fig.18:Schema loopfilter.

De diodes in serie met de weerstand van 1Megohm beperken de DC versterking van het filter bij ~en te hoge of te lage ingangsspanning waardoor de opamp niet kan vastlopen. Wanneer dat weI het geval zou zijn verliezen aIle formules voor de SPLL hun geldigheid en de loop komt dan niet meer , in lock.

-31-

3.7.UITGANGSBUFFER

De uitgangsbuffer is een HA2515 die als niet-inverterende spanningsvolger is aangesloten,zie fig.19.Dit IC is gekozen vanwege zijn hoge slew rate van 60V/ps.Bij 125kHz bedraagt de stijgtijd van een signaal met een amplitude van 12,5V tijdens de nuldoorgangen 10V/ps en dit signaal moet ruim verwerkt kunnen worden.

van MF filter

~~---naar

synchr.det.

100

Fig.19:Uitgangsbuffer.

Met de gekozen terugkoppelweerstand van 100 ohm bedraagt de maximale onvervormde uitgangsspanning 25Vt_t(=8,84Veff). De spanningsdeler die veer de synchrone detektor is opge~omen (zie Hfdst.4) is niet veer de bufferversterker ge-

plaatst omdat dan het RLC bandfilter teveel belast zou worden,ook als men hoogohmige weerstanden zou gebruiken.

-32-

4.SYNCHRONE DETEKTOR

Het ontwerp van de synchrone detektor,waarvan het schema door fig.20 wordt weergegeven,is van C.Andriessen (Lit.3). Hierin zijn enige verbeteringen aangebracht. Voor de schakel-FET's is,in plaats van 4 uitgezochte MPF107's,de SD5001 gekozen.Dit IC bevat 4 MOSFET's die _sneller schakelen en onderling beter aan elkaar gelijk zijn dan de MPF107's wat de prestaties ten goede komt.Noodzakelijk is dat deze MOSFET's snel en symmetrisch geschakeld worden.De twee EXOR poorten (!x 7486) maken van de door de referentie frekwentiegenerator aangeboden blokspanning twee blokspanningen die precies 180 0 in fase verschillen. De referentie frekwentiegenerator kan weliswaar ook twee blokspanningen in tegenfase leveren maar door de verschillende belasting van deze twee blokspanningsuitgangen,een van deze blokspanningen dient namelijk als referentiesignaal voor de fasedetektor,zijn de amplituden niet meer aan elkaar gelijk.De SD5001 zou dan niet meer symmetrisch geschakeld worden. De verschilversterker is opgebouwd met een MAT-01 die superieur is aan de oorspronkelijk toegepaste pA726 qua drift en onderlinge gelijkheid van de transistoren. De weerstanden gemerkt met

**

en

***

zijn twee aan twee

uitgezocht en binnen 1~ aan elkaar gelijk.De weerstanden aangeduid met

*

zijn bovendien in een messing blokje onder-

gebracht om ze op dezelfde temperatuur te houden. Al deze maatregelen hebben tot gevolg dat de drift bijzonder gering is (minder dan 3pV/dag).

-33-

-Hc>V

/0

10 10K

/00

tIC

V\A.i.t

t

lC

'l'f86

SP5"OOI

-- ,

.f5V

:,u."l>n--...... t

, I

- __, lI'\.

8'~o

8:40 'V

,

2K?

U\...

\

t1Rr-c>1

HflK U*IK

H( II(

11<

10K

JOo 10 C~~20

MAT-OJ

-/5" V

Fig.20:Schema van de synchrone detektor.

-34-

De maximale ingangsspanning van de synchrone detektor bedraagt 1,4V

oOmdat de maximale uitgangsspanning van eff de uitgangsbufferversterker van de SPLL 8,84Veff(=25Vt_t) is,is aan de ingang een spanningsdeler opgenomen.Aan deze synchrone detektor zijn enige metingen gedaan bij 125kHz die in onderstaande tabel zijn weergegevenoDe uitgangsspanning werd gemeten met een HP419 DC pV meter.

V.~n

,

V 1',25'

afw. in % afw. in dB

Vu~'t dB

°

0,99

+2

+0,18

0,395

-10

0,32

+4,3

+0,37

0,125

-20

0,098

+1

+0,09

0,0395

-30

0,032

+4,3

+0,37

0,0125

-40

9,7mV

3,95mV

-50

3, 1

1 ,25

-60

0,98

0,395

-70

0,31

0,125

-80

97pV

0,0395

-90

32

+4,-3

+0,37

0,0125

-100

9,9

+2

+0,18

3, 95}J.V

-110

3,3

+7,6

+0,63

O(def)

-

°

+1 '

+0,09

+1

+0,09

+1

+0,09

°

°

Bij de laagste uitgangsspanningen,vanaf -70dB aan de ingang zijn de metingen voor drift gekorrigeerd.

-35-

Uit de tabel blijkt dat men met deze synchrone detektor over meer dan 80dB de amplitude kan meten met een nauwkeurigheid van O,4dB zonder dat korrektie voor drift nodig is.

-365.FASEMETER

Ret blokschema van de fasemeter is al behandeld in hoofdstuk 2 en wordt opnieuw weergegeven door fig.21.

,-

- - --,

I I

I'

vi 1

1 I

vol

MIXER '"

~

"-' ""-'

~

Lim

--l

.PD ... I

SPLL 1

I I

~

veo

Vdl

'""-'

~

""-'

"-

I

I 1- _ _

-

.........,

I'lIXER

1--1

~

...........

- - - - .......,

-- -

loopfilter - - - ---

Lim

~

rlJ

V

~

+

+,,~

P

',","-

,-

Lim

V

loopfilter,

1

'"l.."

MIXER

""-'

I

v o2 v i2

. I

I

I

'"

I I

veo

"""

SPLL 2 --l

""""

~ ~

H

Lim

1L

v.'f

-

v f2

----- -- --------------.., 1 I I

Vdol

-L

... ~

'-

v fl PD

~IXER ~

+

_

do2

, , I

'I'

I

I

1 I

PD

---'

+

-

Vd2

I

I I I

Fig.21 :Blokschema fasemeter.

De toegepaste mixers en limiters zijn reeds eerder besproken. Als we aannemen dat de ingangsfrekwentie kan varieren van 9,9MRz tot 10,1MHz dan varieert de frekwentie van beide veo's van 10,025MHz tot 10,225MHZ.V

3

heeft een fre-

-37-

kwentie van 10MHz waardoor de frekwentie van v f1

en v

f2

kan varieren van 25kHz tot 225kHz. Door deze grote frekwentievariatie kunnen we voor het MF filter geen bandfilter toepassen maar moeten we een laagdoorlaat filter kiezen.Hiervoor is hetzelfde laagdoorlaat filter gekozen als net laagdoorlaat filter in de'SPLL dat in hoofdstuk 3.2 besproken is en waarvan het schema door fig.8 wordt weergegeven. ,--

In de hoofdstukken 5.1 tim 5.3 zullen de resterende blokken besproken worden.

-38-

5.1.DE EIGENLIJKE FASEMETING

De eigenlijk fasemeting geschiedt met behulp van een EXCLUSIVE-OR poort waarvan de fasedetektor karakteristiek er als volgt uitziet.

"~Ilz,,, o

,

'T(

'I

;l.Tt

epa.- V'b

-7

Fig.22:EXOR poort met bijbehorende fasekarakteristiek.

De gemiddelde uitgangsspanning is gelijk aan

We willen echter een fasemeter met een bereik van

2~

rad.

Dit kunnen we bereiken door de frekwentie van a en b eerst door twee te delen met behulp van flipflops die als tweedeler geschakeld zijn.De periodetijd van de blokspanningen wordt nu een faktor 2 groter waardoor het faseverschil ten opzichte van de nieuwe periodetijd 2x zo klein wordt. Nu meet de EXOR in werkelijkheid ~(~a-~b) zodat het meetbereik verdubbeld is. Omdat de EXOR poort een TTL schakeling is waardoor het uitgangs O-niveau en 1-niveau afhankelijk zijn van temperatuur en belasting kunnen we niet rechtstreeks de gemiddelde uitgangsspanning meten.

-39-

Daarvoor gebruiken we een verschiltrap waarin de stroom van de stroombron of door de ene of door de andere transistor vloeit,zie fig.23.

t)l 7U.4L~;u-i I>

Vf,

Q

+,~

Q

IOe>

C.L

,,,

IIC:

I,~""

101(

101( 10'<

~l<:3

i

K1'l.f8 b 011

~K~

-!;

V(z

-tI(TI.I~tl.f l(

rl.fU !)

ED t~V

v<2.

Gt.lOO

z.1(.1..

0'"

-rsv

0'"

't

~

CL ~

1.011 Fig.23:Schema fasemeter.

De uitgangsspanning is de gemiddelde waarde van het verschil tussen beide collectorspanningen.Zo'n verschiltrap werkt het nauwkeurigst als h-ij .syrnmetrisch gestuurd wordt. Daarvoor wordt een tweede EXOR poort gebruikt waarvan de uitgangsspanning gelnverteerd is ten opzichte van de uitgangs spanning van de eerste EXOR poort.

vp

OV"

-40-

Vf2 kunnen we met een schakelaar via een EXOR poort weI of niet inverteren waardoor het meetbereik respektieveIijk -n:~'f~Tt of

0f:.
Met behulp van een kondensator wordt de uitgangsspanning van de verschiltrap gemiddeld en deze uitgangsspanning wordt met een verschilversterker afgenomen.De fasemeter konstante kunnen we met een instelpotmeter aan de uitgang /~

insteIIen.

-41-

5. 2. KORREKTIESPANNINGEN

In hoofdstuk 2 is afgeleid dat we de uitgangsspanning Vp van de fasemeter kunnen korrigeren zodat tijdens fasesprongen toch de juiste waarde van het faseverschil gemeten wordt. Deze korrektiespanningen zijn gelijk aan (zie(14)) respektievelijk AVd1(t)=Vd1-Vd01 en AVd2(t)=Vd2-Vdo2

V

do1

en V

do2

zijn de rustspanningen van de beide fase-

detektoren in de SPLL's en aangezien die slechts langzaam varieren t.g.v. langzame veranderingen van de argurnenten van de ingangsspanningen kunnen we V uit respektievelijk V

d1

en V

d2

do1

en Vdo2 afleiden

via een laagdoorlaat filter

met grote tijdskonstante. V

d1

en V

d2

vormen de uitgangsspanning van respektievelijk

fasedetektor 1 en fasedetektor 2 die we ook door een laagdoorlaat filter moeten sturen om ze te middelen.De tijdskonstanten van deze filters moeten echter klein blijven anders kunnen snelle veranderingen niet meer gevolgd worden.Om ~Vd1(t) en AV d2 (t) te krijgen moeten we nog Vdo1 en Vdo2 aftrekken.Het schema voor ~Vd1(t) ziet er nu als voIgt uit:

-42-

2(V d1- Vd01) =24V d1 (t)

OP-IO

van fasedetektor 1

:.z,vdol

II(

II(

IK

Fig.24:Schema van de schakeling om

~Vd1(t)

(en

~Vd2(t))

te leiden.

,",. De ui tgangsspanning van deze schakeling is geli jk aan 2AV d1 (t)=2K d1 ACf i 1 (t). Om 2(AV d1 (t)-dV d2 (t) bij Vp te kunnen optellen moet de fasemeterkonstante K~ gelijk gemaakt worden aan 2~d1(=2Kd2)=O,24 V/rad.

af

-43-

5.3.0PTELSCHAKELING

De optelschakeling telt AV d1 (t)-AV d2 (t) op bij Vp.De uitgangs spanning V~ vormt dan de gekorrigeerde spanning Kif (

Ret schema van de optelschakeling wordt door fig.25 weergegeven.

naar meter

Fig.25:Schema optelschakeling.

De meter wordt aangesloten via een instelpotmeter waarmee de volleschaal uitslag ingesteld kan worden.

-44-

6.LOCKDETEKTOR EN VANGSCRAKELING

Als lockdetektor fungeert de tweede fasedetektor van de MC4044 (Zie Rfdst.3.4).Uit de waarheidstabel die bij deze kombinatorische schakeling hoort,blijkt dat uitgang U2 hoog is wanneer de perioden dat beide signalen R en V 0 of 1 zijn samenvallen.Wanneer echter een van beide signalen een duty-cycle heeft die f50% is wordt dit als een faseverschil beschouwd·.Bij kleine ingangssignalen is de duty;"pycle van de blokgolf aan de uitgang van de limiter niet precies 50% waardoor U2 niet meer konstant ftoog is,hoewel de loop dqn toch in lock is,U 2 is ·dan het grootste deel van de tijd hoog met negatieve

pulse~

daar waar

R~V,U2

wordt

daarom aan een laagdoorlaat filter toegevoerd welk filter een spa~ning afgeeft die ~elijk is aan de gemiddelde waarde "

van U .Zolang de loop in lock isligt deze waarde boven 2 een experimenteel bepaald' ~iveau. Ret schema van de lockdetektor ziet er.nu als voIgt uit: 1,6,11 INI{I1f8

IK

7"

naar vangschakeling

/01(

/1(

U2 --[=:J-t1---c:~----L-I

'1~

Iril//I(8

van fasedetektor

II-(

ff rl.oot>

............ 00,/

Fig.26:Schema locKdetektor.

cv

-45-

De gelijkspanning V aan de uitgang van het laagdoorlaat L filter wordt toegevoerd aan een Schmitt-trigger.Wanneer VL hoger is dan 2,3V wordt de uitgangsspanning positief en brandt de groene LED om aan te geven dat de schakeling in lock is.Als V lager wordt dan 2,1V gaat de rode LED L branden.De schakeling is dan uit lock.De spanning op de inverterende ingang wordt ingesteld op ~(2,1+2,3)=2,2V.

De vangschakeling moet,als de loop uit lock is,zorgen dat de frekwentie van de

veo

ongeveer 125kHz hoger wordt

dan de ingangsfrekwentie waarna de fasedetektor de schakeling verder in lock kan brengen. Zoals in hoofdstuk 3.5 al is vermeld kan hiervoor de "range" ingang van de 74LS124 gebruikt worden.Hoe lager de "range" spanning des te hoger de frekwentie.De vangschakeling geeft nu een ongeveer lineair stijgende spanning af die begint bij OVen stopt als de groene LED brandt, ten teken dat de loop in lock is.Het schema wordt door fig.27 weergegeven. -T------"T"""---...,..-f/'iV IC/OJ(

naar

\1(

veo /9>

van lockdetektor ----jc==s~

Fig.27:Schema vangschakeling.

/

-46Wanneer de SPLL ingeschakeld wordt of uit lock raakt brandt de groene LED niet en spert transistor T 1 .De kondensator wordt opgeladen en de uitgangsspanning stijgt.Komt de loop nu in lock dan gaat de groene LED branden en gaat T 1 geleiden.De kondensatorspanning blijft nu staan op ca.6,2V en de uitgangsspanning wordt dan gelijk aan 5V.Komt de schakeling de eerste keer niet in lock dan stijgt de uitgangsspanning tot de doorslagspanning va~ de UJT (ca.10V),de kon~

densator wordt ontladen,de uitgangsspanning wordt OVen gaat vervolgens weer stijgen.

-47-

7.DE REFERENTIEFREKWENTIE GENERATOR

Het schema hiervan staat op bIz. 48. Men kan kiezen tussen de inwendige kristaloscillator met een frekwentie van 1MHz en een uitwendige frekwentiebron. Met behulp van een Schmitt-trigger (7413) wordt van de op de uitwendige ingang aangeboden sinusspanning van 1MHz,1V _ t t een blokspanning gemaakt.Het uitgangssignaal van de inwendige kristaloscillator is ook een blokgolf.Met de schakelaar kan de inwendige oscillator of de uitwendige ingang geblokkeerd worden.De blokspanning van 1MHz stuurt een 8-deler. Door diens bijzondere opbouw ontstaan er 4 uitgangssignalen van 125kHz die telkens 90

0

verschoven zijn.

AIle Ie's zijn aan de voedingsspanningsaansluitingen ontkoppeld met een kondensator van 10nF.ln de voedingslijn naar de print is een ferrietkraal opgenomen om "doorspuiten" van stoorsignalen ~aar andere dele~ van de schakeling tegen

--

".

te gaan.De transistor 2N4124 zorgt ervoor -

--

-~-

_._~.

--.

~

.

dat de 7473's na inschakelen gereset worden waardoor de faserelatie van de uitgangssignalen altijd hetzelfde is.

II<

L

~rH-~=

I

.--

\1<

W400

'--I

I--

1........1

II<

W 400

A'I

:'DP

X-tal IMHa

\"<

I

--J

---T

~

ext in oscin

0'0

l lloCg ~

-t-

5v'

1MHz.1Vt _ t

I

-

pi T I:I~~ !.41

T

1

=r=

B

)1<

t= 1)60

4/Pi I

Qn

J

Q

r

Q

...

cI K

res

ri

Q I----

~J

cI

]47' Q ,..-

'-- K

K

res

res

1"q3 II<

I

Q

J l'"

cl K

Q res

0

f/J 270

UIT

I ~

CD

.l/'l 4t '1. 'i

II(

T

~J

~

IK

'r EXTERNE INGANG

.--

-J cI

II<

-bgoP

J

+5" v

-l!q'lOO

I

-

.--

.

.

.

I~

YO:

I--

,

-....

oV

ll( T41~

oV

Fig.28:Schema referentie frekwentiegenerator.

I

-49-

8.MEETRESULTATEN

Aan de schakeling zijn de volgende metingen verricht: a)De uitgangsspanningen van de synchrone detektoren als funktie van het niveau en de frekwentie van de ingangssignalen. b)De uitgangsspanning van de fasemeter als funktie van /

',het niveau en de frekwentie van de ingangssignalen bij een faseverschil van 0 0

•

c)De invloed van ruis op de schakeling.

Voor de metingen a) en b) werd de volgende meetopstelling gebruikt:

HP?J~J>

mTENLl4 TlJ I

"'L1

SPLlt

Te~T-

05-e:-/u..41lll

~HI'L

I

I

16n.

HP651 B

f--

-

I bJl.

rASEMETER

~

-

I

16.n.

HP'J3"5"D

lYL2.

SPLL:t

,fl'reHU4Tl:>f<

~

Fi~29:Meetopstelling voor meting a) en b).

De uitgangsspanning van de oscillator werd ingesteld op 0,6V eff waardoor de ingangsspanning van. de verzwakkers 0,3V eff bedroeg.Deze verzwakkers kunnen in stappen van -10dB ingesteld worden.Ret

maxima~e

SPLL's bedraagt dus ook 0,3V als OdB.

eff

ingangssignaal van de

welke waarde we definieren

-50-

Voor meting c) werd een aparte meetschakeling gebouwd. De ruis aan de ingang moet namelijk liggen in een band met een breedte van 200kHz,centraal rond de ingangsfrekwentie. Deze 200kHz is een gegeven,afkomstig van de apparatuur waarop de SPLL schakeling aangesloten gaat worden.Aangezien geen ruisgenerator beschikbaar was waarvan de ruisbandbreedte ingesteld kon worden volgens bovengenoemde eis moest een andere oplossing gezocht worden. Wanneer we ruis met een bandbreedte van 0-100kHz mengen met het ingangssignaal ontstaat er een ruissignaal met een bandbreedte van 200kHz centraal rond de frekwentie van het ingangssignaal.noor dit mengen is het ingangssignaal,dat hier als draaggolf fungeert,verloren gegaan en moet dit weer bij het ruissignaal opgeteld worden. Het blokschema van deze schakeling ziet er als voIgt uit.

~1>4~tfl:~T1)/l. ~lAF

........,:....;:a..-lI

,,~'" be>ol:.H'l-

HP>~P

I'\o.O¥ /lTTf'/

fIrrr.t

$PLL'

buffl;«YE~r.

~od&

I-/P3S! \.1~

A7TIY

~f't.L 'Z...

~1.4F"I'Et.IIe~!>T •

Fig.30 : Schakeling voor het meten van de 'invloed van de ruis.

-51-

De gemiddelde effektieve waarde van de ruisspanning aan de uitgang van de ruisgenerator bedraagt v r eff.Het ruisvermogen aan de ingang van het filter is dan gelijk aan

(23)

De spektrale vermogensdichtheid is gelijk aan

(24)

waarin Bi de bandbreedte van het ruissignaal van de generator is.

Het ruisvermogen na het laagdoorlaat filter met ruisbandbreedte Bf over een weerstand van 75 ohm is gelijk aan (25 )

De gemiddelde effektieve waarde van de ruisspanning aan de ingang van de mixer is gelijk aan

vnf eff=VP nf ·R2 ' waarin R2 =ingangsweerstand mixer (=50 ohm).

(26)

-

Met ruis met een kleine bandbreedte mogen we rekenen als met sinusvormige spanningen.Daarom mogen we de effektieve waarde van de spanning na de mixer gelijkstellen aan

~

-52-

waarin vose eff=effektieve spanning testoseillator.

Het ruisverrnogen na de 2x versterker bedraagt over een weerstand R

-2 Vs

P. n~

eff· 4

(28)

R

Het signaal vermogen aan de ingang van de optelsehakeling over diezelfde weerstand R bedraagt 2

_0,01.v ose eff

P si

R

De opteller,de bufferversterkers en de verzwakkers tasten P . en P . niet aan waardoor de signaal-ruisverhouding n~

SNR

S~

i

aan de ingangen van de SPLL gelijk is aan

P ..

SNR.=ps~ = ~ . n~

1 1 25 10 -2 '2 • v r eff

-

(30)

bij een bandbreedte van de ruisgenerator van 600kHz.

In dB uitgedrukt SNR.=101og 1,125.10 ~

-2

v r eff

-2

-53-

Op deze manier kunnen we dus de signaal-ruisverhouding aan de ingang instellen waarbij de ruisbandbreedte 200kHz bedraagt en centraal rond de signaalfrekwentie ligt. Omdat de effektieve waarde van de ruisspanning en de signaalspanning aan de ingang van de mixer niet groter mag zijn dan 0,3V eff om vastlopen en vervorming te voorkomen zal het ruissignaal na de mixer vrij klein zijn.Om dan " toch Kleine signaal-ruisverhoudingen te kunnen instellen wordt het signaal dat bij de ruis opgeteld wordt 20dB verzwakt.Daardoor kunnen we aIleen ruismetingen doen voor signalen van -20dB (=30mV) en kleiner.Dit is echter niet zoln groot nadeel omdat ruis bij grote signalen toch minder invloed heeft.

De resultaten van meting a) staan in de volgende tabel:

f i =10MHz.

vi 1 eff=:,v i2 eff dB Veff 0,3V

°

'SPLL 2

SPLL 1

afw.

Vamp1 1 1 ,1 V

afw.

Vampl 2 1 ,15V

-0,37dB

0,23

370mV

-0,23

°0,23

120

-0,76dB

95mV

-10

390mV

30

-20

120

9,5

-30

39

3

-40

12

0,95

-50

3,9

0,23

0,3

-60

1 ,2

95JUv

-70

0,40

60

-74

0,24

.°

36

-0,47

12 3,6

(def) ° -0,47

.° 0,45

1 ,15

-0,37

0,36

-0,47

°

0,22

-0,76

.

0 (def)

;

-54-

-74dB was het laagste niveau waarbij de schakeling in lock bleef.Verandering van f. over 10MHz+100kHz had totaal ~

geen invloed op de meetresultaten.

Voor meting b) dient de fasemeter eerst afgeregeld te worden.Daartoe sluiten we een VCO signaal aan op beide ingangen van de fasemeter.Belangrijk hierbij is dat de snoeren naar beide fasemeter-ingangen even lang zijn om geen ongewenste faseverschuiving te introduceren.Met een trimmertje (zie fig.A~2 op blz.69) kan dan het faseverschil tussen

vf1

op 0 0 afgeregeld worden.v moet een stabiele f2 3 frekwentie hebben omdat deze afregeling maar voor een freen v

kwentie korrekt is.Beide spanningen v f1 en v f2 moeten een duty-cycle van 50% hebben omdat afwijkingen daarvan door de EXOR poort als een faseverschil worden opgevat.Vervolgens wordt de uitgangsspanning van de verschiltrap op OV afgeregeld.Van de CA3140's moet de offsetspanning op OV afgeregeld worden.Nu kan een fasemeteringang op de andere VCO aangesloten worden.Ook de snoeren van de signaalbron naar de ingangen van de SPLL schakeling moeten in beide kanalen even lang zijn. De metingen zijn uitgevoerd met en zonder de korrektiespanningen.Er is aIleen gemeten-bij een faseverschil van 0 0 omdat een generator met instelbaar faseverschil tussen twee signalen van 10MHz nlet beschikbaar was.Dit is echter niet zo'n bezwaar omdat juist bij 0

0

de meetfout zo klein

mogelijk gehouden moet warden.De resultaten van meting b) staan in de volgende tabel.

-55-

f.=10MHz 1 If'i1- lfi2=0

o

Uitgangsspanning fasemeter

vi 1 eff=v i2 eff

zonder korrektie V 0,3V

met korrektie

0

0

dB

V

°

+1,5rnV

+0,4 0

+1mV

+0,2 0

V

95mV

-10

+3",5

+0,8

-5

-1 ,2

30

-20

-4

-1

+8

+2

9,5

-30

-4

-1

+8

+2

3

-40

+3

+0,7

-5

-1 ,2

0,95

-50

+8

+2

+12

+3

0,3

-60

+38

+9

+38

+9

95;UV

-'70

+100

+24-

+100

+24

De grote afwijkingen bij -60 en -70dB worden niet veroorzaakt door de fasemeter zelf maar door de SPLL's.Het faseverschil tussen beide

veo

signalen is dan al groot.Verder

blijkt dat de korrektiespanningen geen signifikante invloed hebben.Variatie van de ingangsfrekwentie over 10MHz+100kHz heeft geen invloed op de fasemeting.

Bij meting c) werd gemeten wat de invloed van de ruis is op de amplitude- en fasemeting. Bij het meten van de amplitude bleek dat bij een ruisspanning van 89mV de rode LED ging branden wat aangaf dat de schakeling uit lock viel.Dit komt overeen met een signaal-ruisverhouding van 1,5dB (zie (31 )).De amplitude-aan-

-56-

wijzingen van beide kanalen was dan met 10% gedaald over bet gemeten ingangsspanningsbereik van -20 tot -70dB. De invloed van de ruis op de fasemeting bij een signaal-ruisverbouding van 1,5dB is in onderstaande tabel weergegeven.

f i =10MHz 'Pi 1-
o

Uitgangsspanning fasemeter.

vi 1 eff=v i2 eff

zonder korrektie V

V

dB

0

met korrektie 0

V 0

+10mV

+2,4

30mV

-20

-+10mV

±.2,4

9,5

-30

-+10

+2,4

3

-40

-+10

.:t 2 ,4

0,95

-50

±.15

+3,6

+15

+3,6

0,3

-60

+4,8

-+20

+4,8

95pV

-70

-+20 -+20

+4,8

-+20

+4,8

-+10 -+10

0

+2,4 ±.2,4

Vanaf ingangsspanningen van -60dB zijn deze meetresultaten onbetrouwbaar omdat de schakeling dan af en toe uit lock gaat waardoor het frekwentieverscbil tussen beide VCO signalen'~O

wordt.Een EXOR poort geeft dan een blokspan-

ning af met een gemiddelde waarde die gelijk is belft van het 1-niveau,waardoor de gemiddelde

aan de waarde van

de uitgangsspanning van de fasemeter OV wordt.De meter staat dan willekeurig om bet nulpunt te zwaaien en door de traagheid van de fasemeter en de HP419 DC de zwaai begrensd.

pV meter wordt

-57-

KONKLUSIE

Gebleken is dat de amplitude- en fasemeting bij Kleine ingangssignalen,waar de aanwezigheid van ruis een belangrijke rol speelt,niet meer nauwkeurig is.De meetfouten worden hoofdzakelijk veroorzaakt door de MC4044 in de SPLL's.Deze fasedetektor reageert op de flanken van de aangeboden blokspanningen en wanneer die flanken .jitter vertonen wordt dit opgevat als een fasejitter.Omdat bij Kleine ingangssignalen toch een vangschakeling nodig is, zie hoofdstuk 6,vallen alle voordelen van de MC4044 weg en kan men beter een synchrone -detektor als fasedetektor toepassen.Dit is,zoals in hoofdstuk 1 is aangetoond,een zeer selektieve schakeling. Ret meten van het faseverschil tussen beide VCO signalen, in plaats van tussen de ingangssignalen,is in theorie een goede methode.In de praktijk is dan wel vereist dat de SPLL's goed werken.Zoals te verwachten was blijkt uit de meetresultaten dat de aangebrachte korrektie geen invloed heeft wanneer de loops in rust zijn.In de praktijk zal nog moeten blijken of de korrektie wel een gunstige invloed heeft wanneer de ingangssignalen fase- en/of frekwentiesprongen vertonen.

-58-

LITERATUUR

Lit.1:Aantekeningen bij het college ELEKTRONICA III, door Ir.J.H.v.d.Boorn en Ir.J.J.Verboven. Lit.2:Een PLL systeem voor amplitude detektie van signalen met een frekwentie van 9MHz. door J.B.A.v.d.Hoofden. Afstudeerverslag,TH Eindhoven,EEB,1975 Lit.3:Een frequentietransformerende P.L.L. voor synchrone detectie over 80dB, door C.F.B.M.Andriessen. Afstudeerverslag,TH Eindhoven,EEB,1974 Lit.4:Phaselock Techniques, F.M.Gardner. John Wiley & Sons Inc.,New York,1968

-59APPENDIX 1

DE INVLOED VAN RUIS AAN DE INGANG OP BET GEDRAG VAN BEN PLL. Aan de ingang van de PLL is smalbandige ruis aanwezig.Ruis wordt smalbandig genoemd indien de centrale frekwentie in de ruisband veel groter is dan de bandbreedte van het ruisspektrum.Deze ruis kan worden geschreven in de vorm van een gemoduleerd signaal:

n(t)=nc(t)coswit - ns(t)sin~it

(A1.1)

waarin w.=centrale frekwentie. ~ ns(t) en nc(t) hebben de volgende eigenschappen: a)Indien net) een spektrale dichtheid Wn(f)=W Q heeft in een band Bi,die symmetrisch rond wi ligt,hebben nc(t) en ns(t) h.et volgende spektrum: Wc (f)=W s (f)=2W.~ voor Wc(f)=Ws(f)=O

O
voor f>~Bi

In fig. A1 • 1 is di t schematisch weergegeven.

a)Wit~ f ~. -! B.~ f.~ =~ ~~

f.~ +! B.~

b)

f-

Fig.A1.1a:Spektrum van net) b:Spektrum van nc(t) en ns(t)

, b)Als net) een normale verdeling heeft,hebben nc(t) en ns(t) ook een normale verdeling.

-60c)Indien nTtJ=O dan geldt nc(t)=ns(t)=O d)Ook de varianties van n(t),nc(t) en ns(t) zijn aan elkaar 2 ) =ns(t) 2 n 2 (t)=nc(t

gelijk:

e)nc(t) en ns(t) zijn statistisch onafhankelijk,d.w.z. als nTtJ=O dan geldt:

nc(t).ns(t)=ns(t).nc(t)=O

De in de schakeling toegepaste fasedetektor is digitaal.Het MF signaal dient dus in een blokspanning omgezet te worden. Dit gebeurt met een limiter.De ruis die aan de ingang hiervan aanwezig is wordt omgezet in een fasejitter aan de uitgang. Als we aannemen dat de ruis smalbandig is,kunnen we voor het ingangssignaal met ruis schrijven:

Vin=~coS(~it+8i(t» + nc(t)coswit - ns(t)sinwit

(A1.2)

waarin ~=amplitude ingangssignaal. wi=middenfrekwentie en centrale frekwentie in de ruisband. Bi(t)=fase i;gangssignaal. Vin kan in een vektordiagram als voIgt voorgesteld worden: ~cosb{ ~cos8-i+nC(t)

nc(t} ~ (t)

&- (t) n

"

" " ... ------------

Fig.A1.2:Vektordiagram van V. • l.n

-61-

Uit fig.A1.2 voIgt:

(A 1 .3)

Volgens de goniometrie geldt echter ook: t an c9-. (t )+tan<9- (t) tan (l9-. ( t )+t9- (t)) ~ n ~ n 1-1;an 19- (t) • tan t9-n (t) i

(A1.4)

GeIijksteIIen van (A1.3) aan (A1.4) Ievert: 1sin a~. (t)+n s

(t)-~tan8. (t)tanl9~

n (t)sina-.~ (t)+

-ns(t)tan&-i(t)tan~n(t) =~cos<9-.

~

=

(t)tan8.~ (t)+n c (t)tan8-.~ (t)+

+~cos&-.~ (t)tan8-n (t)+n c (t)tant9. n (t)

1

Hieruit voIgt door vermenigvuldigen met cos8i(t):

n8(t)coS~i(t)-~sin28i(t)tan&n(t)-ns(t)sin~i(t)tanSn(t)= =1cos2~i(t)tan~n(t)+nc(t)sin~i(t)+nC(t)cos~i(t)tan~n(t) De termen met tan~n(t) worden rechts van het

II_II

teken ge-

plaatst en met cos28.(t)+sin2~.(t)=1 krijgen we: ~ ~ ns(t)cos~i(t)-nc(t)sin~i(t)= =~tan8n(t)+nc(t)cos~i(t)tan&n(t)+ns(t)sin~i(t)tan~n(t)

Kwadrateren links en rechts geeft:

2 2.0 2 . 20 n (t)cos v.(t)+n (t)sln v.(t)+ s 1 C 1 -2nc(t)ns(t)cosSi(t)sinJi(t)= ~2 20 2 2_<:1. 2Q =v tan ~n(t)+nc(t)cos vi(t)tan vn(t)+ 2 20 2 _0 2(\ 8 +ns(t)sin v.1 (t)tan v.(t)+2~tan v n (t).n c (t)cos 1.(t)+ 1 +2~tan2a- (t).n (t )si n 8. (t)+

n

s

+2n c (t)n s (t)tan

1

2

Sn (t)sin 8.1 (t)cosBi(t)

Na middelen in de tijd blijft er over:

want cos~.(t)=sin&.(t)=O en n e (t).n (t)=n 1 1 s c (t).ns~=O

Hieruit voIgt:

en dus is

tan2~n(t) gelijk aan:

-22 Indien n (t)~<~ mogen we stellen:

(A1 .6)

(A1.6) geldt dus aIleen bij grote signaal/ruisverhoudingen!

-63-

,,'

Als we aannemen dat het ingangsruisspektrum konstant is, geldt: (A1.7)

waarin Wi=spektrale dichtheid aan de ingang Bi=bandbreedte ruisspektrum

Het overeenkomstige enkelzijdige ruisspektrum van de fase_./~

-

jitter,~ ,voldoet aan: n

-2 II

m

~n ~"2" B.

voor O
~ n =0

voor f>1B:1.

~

De door de ruis aan de ingang veroorzaakte .van de

veo

fasejitter,~2:Tt), no

vinden we met de formule:

~~~ =

. '~B. j1.

tIIH (jw)1

2

df

(A1.8)

o waarin,H(jW) de overdrachtsfunktie van de PLL is. Indien de ingangsruisbandbreedte veel groter is dan de loopbandbreedte mogen we voor (A1.8) ook schrijven: 00

=

~nfiH(jW)J2df o (A1.9)

Hieruit blijkt dat met een PLL waarvoor geldt Bn «B.1. de ruisinvloed'op de

veo

klein gemaakt kan worden.

-64APPENDIX 2

RUISBIJDRAGE VAN DE PLL ZELF

..

Ook door de komponenten waaruit de ELL is opgebouwd wordt ruis opgewekt.In fig.A2.1 worden de ruisbijdragen van respektievelijk de VCO,zijn stuurschakeling en het loopfilter voorgesteld door no(s),ns(s) en nf(s).

fasedetektor

"

f .... , /

Kd

"".1. (s)

'I.

~ (s)

F(s)

10 opfilter

oscillator

0

f "'\ '\.../'

Ko

I '\. '-lor

'-'

S

Fig.A2.1 :Ruisbijdrage van de PLL zelf.

Voor ao(s) geldt:

1+s1: 2 s~

Hieruit voIgt met F(s)

:

1

~ (s)=

o

6i(s)KdKo(1+s~2)·1/~1+nf(s)Ko(1+s~2)·1fc1 2

S +KdKoS"C 2 /"C 1 +K dKo .1 /t: 1

+

(A2.2)

-65-

~

(S)= o

n. (s )(2,)lU SH} )+n (S) (2)w S+<}) /K d 1 n 2 n f n n. 2 S +2~w s+W n

ns(s)Kos+no(s)s + 2 2 s +2~w S+(Jn ) n

+

n

2

Van de overdrachtsfunkties Hf(s)=&0(s)/nf(s),Hs(s)=80(s)/ns(s) // en Ho(s)=~o(s)/no(s) worden de polen,nulpunten en limietwaarden voor s -+ 0 en s -+00 bepaald die in de volgende tabel zi jn weergegeven:

Hs(S)

Hf(S) nulp. s=_wn /2) polen s12=-~wn+wn ~

Ho(S)

s=O

s=O(dubbel)

s12=-5Wn±wnJj2-1'

s 12=-1wn±w.n~i2 _1'

~im

1/Kd

0

0

~im--

0

0

1

"'0

"'00

In de volgende figuren zijn de Bode amplitude diagrammen weergegeven van Hi(s),Hs(S) en Ho(s) voor 5=~V2. log I Hf jw)1 -log~Kd

i

2

-logK d

+1

--------------'1 I I

, I

I I

i .wn V2

(,J

n

logw--+

Fig.A2.2:Bode amplitude diagram van Hi(S).

-66-

log

I~( jW) IT

1. W

n

log w --}

Fig.A2.3:Bode amplitude diagram van Hs(s).

1

w

n

logw

~

Fig.A2.4:Bode amplitude diagram van Ho(s).

Uit deze figuren volgt dat de oscillator zo weinig mogelijk ruis moet produceren omdat de rUiskomponenten met een frekwentie die groter is dan W onverzwakt doorgelaten worn den.De beide andere ruisbijdragen kunnen klein gehouden worden door K klein en K groot te kiezen,d.w.z:een ongevoelio d ge oscillator en een gevoelige fasedetektor.

-67APPENDIX 3

TOTAALSCHEMA'S EN PRINTONTWERPEN

Op de volgende bladzijden staan de totaalschema's van de SPLL schakeling en de fasemeter en aIle printontwerpen.

~ t-'0

Otl

•

>

VJ

•

..

VJ

I-d

ti

t-'0

::s("i0

::s("i-

ll<'

::( (D

ti

'"d

(j)

"''''1 \.1.e
~

fCfo.Sl~

I-d

t"1 t"1

en ()

I -.J

o

'-'\l.I.4.V

S'!"'cloY. ~

::r

I

o

PJ

~

(l)

~

t-'0

::s

.

Otl

-'I,V

·

\ .n

AIID--

~vu>\

I -.,J I\)

I

/-

....

-

-71-

:l

~

~

:>

It-

~

-*=

i)~ ,.~ :>-:::.

~~

i-t-

~-J

TL~ 1}

~lC

t~

I~ ~

[~

.5 oS

Fig.A3.4:Printontwerp synchrone detektor en lockdetektor.

~+5V

lMhz

r

X-tal

o o

o I --J Vol

I

,

PTA- - - -

~ 1-"

.:>

~

.

V]

.. f-d Ii

.;'$A

1-"

::s

c+

o

::s

c+ ::E: (1)

o

Ii

'd

<:

o

VOEDING

(1)

dAV>

PI-"

::s

o

Otl

o ov -I'S'V

I -...:J

,

~

\

\

\

"'~

.>.::...+--~- s~l'Ic.ht:

c:le.t". 6,37~J{ \AI\

R.

I053'l

a

X

6,~?JO.H

L,

L,

""1~ij

b,!'1JA.H L,

L.,

L IUUtV

~~~

5"0 1511

ov

5"0

.'-.

5"0

51>

0

R=~oo

50

W\~

~

~

1/~51'\,

~t~5"O\

"1.,5""'"

L2,

,.........--~I

I 0'1 (»

I

II(

vCU/\

....

-loS-V

&20

ICoIl

H

0\1

1'1

It,

3

f1C404lj

I I-!--~I

Fig.A3.1 :Totale schema SPLL schakeling.

':l.

r

"r

1IlT14~pt

q

-[)

CL

q ~riV 100

~T

Jil..I~_r-IO_O_"L""1--+-_v.+cl.o '-I~ .~

[,< 'l~

-

I8.2o p

Io,l~~

OP-IO

~K.

r+~

\010(

r~

\0 I(

~

-

I

-

>-t--e:::::::J.-JL.:....-e=::::J.---1

c:::iI~V II(.

~\(;z.

~

[

~1t\OO

I

.1.. ()V

IK

I 0'\ \.0 I

-/5V

I~

I~~

\~

Itt

- - oY'

U~ll.2.;.....r='O=C"<:>-+"7fv l~q~II~=-JV~-c::=J-~Lr-:-~-c::=:::r-1 ...,c::::::Jl-h~~ lOOK -l.. 8:.op

L .-

=

O_P_-f_O_ _-I r

~

+\';v

.A.

I

%

~ , +

?or..-, ,

\:)1'. ;a~L.$1"i ~q"'tg~

6

O1P-OI

7

.-z.1
,"0

I

Li

$ sV

? ov

-

D

C.L

Qil

,

. --

Fi g. A 3 .2:Totale schema

fasemeter.

Verslag van het afstudeerwerk verricht in opdracht van Prof.Dr.J.J.zaalberg van Zelst onder leiding van Ir.J.A.W.Faatz en Ir.K.Breukers

Recommend Documents