VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ BRNO UNIVERSITY OF TECHNOLOGY
FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCH TECHNOLOGIÍ ÚSTAV RADIOELEKTRONIKY FACULTY OF ELECTRICAL ENGINEERING AND COMMUNICATION DEPARTMENT OF RADIO ELECTRONICS
VÝKONOVÝ ZESILOVAČ PRO KRÁTKOVLNNÉ PÁSMO S INTELIGENTNÍM SNÍMÁNÍM VÝKONU
DIPLOMOVÁ PRÁCE MASTER'S THESIS
AUTOR PRÁCE AUTHOR
BRNO 2012
Bc. PETR ZATLOUKAL
VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ BRNO UNIVERSITY OF TECHNOLOGY
FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCH TECHNOLOGIÍ ÚSTAV RADIOELEKTRONIKY FACULTY OF ELECTRICAL ENGINEERING AND COMMUNICATION DEPARTMENT OF RADIO ELECTRONICS
VÝKONOVÝ ZESILOVAČ PRO KRÁTKOVLNNÉ PÁSMO S INTELIGENTNÍM SNÍMÁNÍM VÝKONU POWER AMPLIFIER FOR SHORTWAVE BANDS WITH INTELLIGENT MEASUREMENT OF POWER
DIPLOMOVÁ PRÁCE MASTER'S THESIS
AUTOR PRÁCE
Bc. PETR ZATLOUKAL
AUTHOR
VEDOUCÍ PRÁCE SUPERVISOR
BRNO 2012
Ing. ZBYNĚK LUKEŠ, Ph.D.
VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií Ústav radioelektroniky
Diplomová práce magisterský navazující studijní obor Elektronika a sdělovací technika Student: Ročník:
Bc. Petr Zatloukal 2
ID: 111166 Akademický rok: 2011/2012
NÁZEV TÉMATU:
Výkonový zesilovač pro krátkovlnné pásmo s inteligentním snímáním výkonu POKYNY PRO VYPRACOVÁNÍ: Prostudujte dostupnou literaturu týkající se výkonových zesilovačů ve třídě AB pro radioamatérská pásma na krátkých vlnách v kmitočtovém pásmu 1,8 až 30 MHz. Zaměřte se na zesilovače s tranzistory IGBT a MOSFET. Prověřte návrh výkonového zesilovače ve vhodném obvodovém softwaru, např. v PSPICE. Vytvořte funkční vzorek zesilovače. Při konstrukci dbejte na tepelné ztráty a další ochranné prvky zesilovače. Proměřte vlastnosti zesilovače, výstupní výkon a zkreslení, spočítejte účinnost a porovnejte hodnoty s teoretickými. Doplňte stávající zapojení o obvody měření vstupního a výstupního výkonu, frekvence a obvody pro plynulou regulaci zisku zesilovače. Demonstrujte funkčnost finálního výrobku. DOPORUČENÁ LITERATURA: [1] The DXZone: Amateur Radio Resource Guide. The 500W PA [online]. Dostupné na www: http://www.dxzone.com/cgi-bin/dir/jump2.cgi?ID=13177 [2] The DXZone: Amateur Radio Resource Guide. A broadband, solid state amplifier for HF and 6 meters [online]. Dostupné na www: http://www.dxzone.com/cgi-bin/dir/jump2.cgi?ID=13176 Termín zadání:
6.2.2012
Termín odevzdání:
Vedoucí práce: Ing. Zbyněk Lukeš, Ph.D. Konzultanti diplomové práce:
prof. Dr. Ing. Zbyněk Raida Předseda oborové rady
18.5.2012
UPOZORNĚNÍ: Autor diplomové práce nesmí při vytváření diplomové práce porušit autorská práva třetích osob, zejména nesmí zasahovat nedovoleným způsobem do cizích autorských práv osobnostních a musí si být plně vědom následků porušení ustanovení § 11 a následujících autorského zákona č. 121/2000 Sb., včetně možných trestněprávních důsledků vyplývajících z ustanovení části druhé, hlavy VI. díl 4 Trestního zákoníku č.40/2009 Sb.
ABSTRAKT Cílem této diplomové práce je zkonstruovat funkční vzorek vysokofrekvenčního zesilovače výkonu pro krátkovlnná radioamatérská pásma a změřit jeho základní parametry jako potřebný budící výkon, výstupní výkon, čistotu výstupního spektra a účinnost. Konstrukce je založena na výsledcích simulace chování modelu zesilovače získaných obvodovým simulátorem cadence™ OrCAD 16. Zesilovač by měl být později použit jako koncový stupeň pro malý radioamatérský transceiver.
KLÍČOVÁ SLOVA radioamatérský koncový zesilovač výkonu PowerMESH™ MOSFET IRF640N IRF730 krátkovlnná radioamatérská pásma
ABSTRACT The target of this master’s thesis is to design a functional sample of radiofrequency power amplifier for short waves radio amateur bands and measure its basic parameters such as required input power, output power, output spectrum purity and efficiency. The construction is based on results of behavioral simulation of the amplifier’s model obtained from circuit simulator cadence™ OrCAD 16. The amplifier ought to be later used as an output stage for a small radio amateur transceiver.
KEYWORDS radio amateur output stage amplifier PowerMESH™ MOSFET IRF640N IRF730 short waves radio amateur bands
ZATLOUKAL, P. Výkonový zesilovač pro krátkovlnné pásmo s inteligentním snímáním výkonu: diplomová práce. Brno: Vysoké učení technické v Brně, Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií, Ústav radioelektroniky, 2012. 75 s. Vedoucí práce: Ing. Zbyněk Lukeš, Ph.D.
PROHLÁŠENÍ Prohlašuji, že svou diplomovou práci na téma „Výkonový zesilovač pro krátkovlnné pásmo s inteligentním snímáním výkonu“ jsem vypracoval samostatně pod vedením vedoucího diplomové práce a s použitím odborné literatury a dalších informačních zdrojů, které jsou všechny citovány v práci a uvedeny v seznamu literatury na konci práce. Jako autor uvedené diplomové práce dále prohlašuji, že v souvislosti s vytvořením této diplomové práce jsem neporušil autorská práva třetích osob, zejména jsem nezasáhl nedovoleným způsobem do cizích autorských práv osobnostních a jsem si plně vědom následků porušení ustanovení S 11 a následujících autorského zákona č. 121/2000 Sb., včetně možných trestněprávních důsledků vyplývajících z ustanovení S 152 trestního zákona č. 140/1961 Sb.
Brno
...............
.................................. (podpis autora)
PODĚKOVÁNÍ
Děkuji panu Ing. Zbyňku Lukešovi, Ph.D. a panu Ing. Pavlu Lorenzovi za odbornou pomoc a cenné rady, které mi poskytli při zpracování mé diplomové práce.
Dále také děkuji své rodině a všem svým blízkým, kteří mi při zpracování mé diplomové práce poskytli morální podporu a pomoc, čehož si nesmírně vážím.
Brno
...............
.................................. (podpis autora)
OBSAH Semestrální práce
14
1 Teoretický úvod 14 1.1 Rádiová komunikace . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14 1.2 Koncový zesilovač výkonu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14 2 Teoretické poznatky o zesilovačích 2.1 Rozdělení zesilovačů . . . . . . . . . . . . . 2.2 Pracovní třídy zesilovačů . . . . . . . . . . . 2.2.1 Třída A . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.2 Třída B . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.3 Třída C . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.4 Třída D a třída F . . . . . . . . . . . 2.3 Smíšené pracovní třídy . . . . . . . . . . . . 2.4 Vhodnost použití pracovních tříd zesilovačů 2.5 Aktivní prvky zesilovačů . . . . . . . . . . . 2.5.1 MOSFET . . . . . . . . . . . . . . . 2.5.2 IGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . 3 Rozbor současných konstrukcí 3.1 Typ zesilovačů . . . . . . . . . 3.2 Aktivní prvky . . . . . . . . . 3.3 Napájecí zdroj . . . . . . . . . 3.4 Budící výkon - výkonový zisk 3.5 VF transformátory . . . . . . 3.6 Výstupní filtr . . . . . . . . . 3.7 Režim RX - TX . . . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
4 Návrh zesilovače 4.1 Napájecí zdroj . . . . . . . . . . . . . . 4.2 Typ zesilovače . . . . . . . . . . . . . . 4.3 Výběr tranzistorů . . . . . . . . . . . . 4.4 Vstupní fázovací obvod . . . . . . . . . 4.5 Výstupní transformátor . . . . . . . . . 4.6 Obvody pro nastavení pracovního bodu 4.7 Výstupní filtr . . . . . . . . . . . . . . 5 Simulace v cadence™ OrCAD 16
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . . . . . .
15 15 15 15 16 16 16 17 17 17 18 18
. . . . . . .
19 19 19 19 19 20 20 20
. . . . . . .
21 21 23 23 23 26 27 29 31
6 Rozbor výsledků simulace 6.1 Ztrátový výkon tranzistorů . . . 6.2 Reálně dosažitelný výkon . . . . 6.3 Montážní kapacita drain-zem . 6.4 Úprava transformačního poměru
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . výstupního transformátoru
7 Optimalizace návrhu a realizace zesilovače 7.1 Lokální driftová záporná zpětná vazba . . . 7.2 Návrh velikosti proudového impulsu . . . . . 7.3 Návrh a realizace výstupního transformátoru 7.4 Realizace vstupního transformátoru . . . . . 8 Protokol o měření základních parametrů 8.1 Podmínky měření . . . . . . . . . . . . . 8.2 Změřené parametry . . . . . . . . . . . . 8.2.1 Budící výkon . . . . . . . . . . . 8.2.2 Výstupní výkon . . . . . . . . . . 8.2.3 Čistota výstupního spektra . . . . 8.2.4 Účinnost zesilovače . . . . . . . . 8.3 Tepelné poměry . . . . . . . . . . . . . .
. . . .
. . . .
. . . .
. . . .
. . . .
. . . .
. . . .
. . . .
. . . .
. . . .
. . . .
. . . .
. . . .
. . . .
. . . .
. . . .
. . . .
zesilovače první verze . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
. . . .
33 33 34 34 35
. . . .
36 36 37 37 38
. . . . . . .
39 39 39 39 39 40 40 40
9 Vstupní dělič výkonu 41 9.1 Děliče s PIN diodami a J-FET tranzistory . . . . . . . . . . . . . . . 41 9.2 Odporové děliče . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42 9.3 Shrnutí . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 10 Měřící a řídící obvody zesilovače 10.1 Měření frekvence . . . . . . . . . . . . . 10.2 Měření PSV . . . . . . . . . . . . . . . . 10.3 Měření výstupního výkonu . . . . . . . . 10.4 Měření teploty . . . . . . . . . . . . . . . 10.5 Řízení vstupního děliče výkonu . . . . . 10.6 Použitá číslicová filtrace . . . . . . . . . 10.7 Příklad výstupu modulu měření a řízení 11 Stabilita zesilovače 12 Protokol o měření základních 12.1 Podmínky měření . . . . . . 12.2 Změřené parametry . . . . . 12.2.1 Budící výkon . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
. . . . . . .
44 44 46 48 48 49 50 50 51
parametrů . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
zesilovače druhé verze 53 . . . . . . . . . . . . . . . . 53 . . . . . . . . . . . . . . . . 53 . . . . . . . . . . . . . . . . 53
12.2.2 Výstupní výkon . . . . . . . 12.2.3 Čistota výstupního spektra . 12.2.4 Účinnost zesilovače . . . . . 12.3 Linearita zesilovače . . . . . . . . . 12.4 Použité měřící přístroje . . . . . . .
. . . . .
. . . . .
. . . . .
. . . . .
. . . . .
. . . . .
. . . . .
. . . . .
. . . . .
. . . . .
. . . . .
. . . . .
. . . . .
. . . . .
. . . . .
. . . . .
. . . . .
. . . . .
. . . . .
53 54 55 55 55
13 Dosažené výsledky a závěr
56
Literatura
57
Seznam symbolů, veličin a zkratek
59
Seznam příloh
60
A Zdrojový kód mikropočítače
61
B Schéma zesilovače - simulace
66
C Celkové schéma zesilovače 1
67
D Celkové schéma zesilovače 2
68
E Schéma měřící části
69
F Fotogalerie
70
G Ostatní dokumentace
75
SEZNAM OBRÁZKŮ 4.1 4.2 4.3 4.4 4.5 4.6 4.7 4.8 4.9 5.1 5.2 6.1 7.1 7.2 7.3 8.1 8.2 9.1 9.2 9.3 9.4 10.1 10.2 10.3 10.4 11.1 12.1 12.2 12.3 12.4 B.1 C.1 D.1 E.1 F.1 F.2
Schémata napájecích zdrojů pro obě verze zesilovače . . . . . . . . . . Vstupní obvod první verze zesilovače a příslušná napětí podle simulace Schéma vstupní obvodu druhé verze zesilovače . . . . . . . . . . . . . Závislot vstupní impedance zesilovače druhé verze na frekvenci . . . . Zjednodušený model vstupní části zesilovače . . . . . . . . . . . . . . Ideální průběh drainových proudů při harmonickém buzení zesilovače vlevo a schéma výstupní části zesilovače vpravo . . . . . . . . . . . . Převodní charakteristika IRF730 (vlevo) převzatá z [14] . . . . . . . . Schéma zdrojů předpětí . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Schéma výstupního přepínatelného a laditelného filtru 3. řádu . . . . Výstupní spektrum (silně) a spektrum na vstupu filtru; 160 m . . . . Výstupní spektrum (silně) a spektrum na vstupu filtru; 40 m . . . . . Schéma odvodu tepla z tranzistoru . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Typická převodní charakteristika IRF640, převzato z [13] . . . . . . . Výstupní transformátor společný pro obě verze zesilovače . . . . . . . Vstupní transformátor druhé verze zesilovače . . . . . . . . . . . . . . Napětí na zátěži při plném vybuzení zesilovače první verze . . . . . . Výstupní spektrum při plném vybuzení zesilovače první verze . . . . . Principiální zapojení děliče napětí s BF245 a s PIN diodou . . . . . . Obecné schéma T-článku . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Principiální schéma děliče včetně maximálních výkonů . . . . . . . . Obvodové schéma vstupního děliče výkonu . . . . . . . . . . . . . . . Schéma vstupní úpravy signálu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Schéma PSV metru podle [18] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Schéma číslicového filtru . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Displej zesilovače za provozu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zajištění stability zesilovače (žlutě) podle OK2BRZ . . . . . . . . . . Napětí na umělé zátěži zesilovače druhé verze pro frekvenci 4 MHz . . Napětí na umělé zátěži zesilovače druhé verze pro frekvenci 7,1 MHz . Výstupní spektrum zesilovače pro frekvenci 4 MHz . . . . . . . . . . . Linearita zesilovače - závislost výstupního výkonu na vstupním . . . . Schéma zesilovače - simulace v cadence™ OrCAD 16. . . . . . . . . . Celkové schéma první verze zesilovače včetně napájecího zdroje . . . . Celkové schéma druhé verze zesilovače bez napájecího zdroje . . . . . Schéma měřící a řídící části zesilovače . . . . . . . . . . . . . . . . . . První verze zesilovače shora . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Detail VF části první verze zesilovače . . . . . . . . . . . . . . . . . .
22 24 24 25 25 26 28 28 29 31 32 34 36 38 38 39 40 41 42 43 43 44 47 50 50 52 53 54 54 55 66 67 68 69 70 70
F.3 F.4 F.5 F.6 F.7 F.8 F.9 F.10
Výstupní filtr 3. řádu (Π článek) první verze zesilovače Komplexní pohled na zesilovač druhé verze . . . . . . . Druhá verze zesilovače shora . . . . . . . . . . . . . . . PSV metr . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Detail demontované VF části druhé verze zesilovače . . Přepínatelný výstupní filtr druhé verze zesilovače . . . Demontovaný vstupní dělič výkonu 0÷15,5 dB . . . . . Instalovaná řídící a měřící deska . . . . . . . . . . . . .
. . . . . . . .
. . . . . . . .
. . . . . . . .
. . . . . . . .
. . . . . . . .
. . . . . . . .
. . . . . . . .
. . . . . . . .
71 71 72 72 73 73 74 74
SEZNAM TABULEK 4.1 4.2 9.1
Parametry výstupních filtrů 3. řádu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 Parametry výstupních filtrů 5. řádu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 Hodnoty odporů děliče výkonu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42
1
TEORETICKÝ ÚVOD
Předáváním informací se lidé zabývají od nepaměti. Vstupní informace jsou důležité pro řešení jakéhokoliv problému, a tak být nebo nebýt informován znamená problém ve většině případů zvládnout či nezvládnout, popř. zvládnout s často nepoměrně většími náklady.
1.1
Rádiová komunikace
Jednou z možností, jak se dorozumět s druhou stranou je komunikovat pomocí rádiových vln. Tedy mít vysílač a anténu, přivést do ní vysokofrekvenční výkon nesoucí informaci a očekávat, že ho přemění na elektromagnetickou vlnu, ta že se vyzáří a že se bude šířit prostorem, aby dopadla na anténu protistrany a vybudila v ní elektrické napětí a proud, které by mohly interpretovat přijímanou informaci. Touto myšlenkou se zabývali mnozí fyzici a vynálezci, např. H. Hertz, N. Tesla nebo G. Marconi. Sestavování celého rádiového spoje, který by navíc měl být duplexní (obousměrný), umožňovat vícenásobný přístup a byl třeba ještě zabezpečený proti zneužití, nebude v této práci rozebíráno a cíl bude kladen pouze na jeden jeho prvek a sice na koncový zesilovač výkonu.
1.2
Koncový zesilovač výkonu
Přenos energie je ve skutečném světě vždy doprovázen ztrátami. Aby byla na vstupu přijímače zajištěna jistá výkonová úroveň, při které je schopen ještě pracovat s určitou chybovostí nebo s určitým odstupem signálu od šumu, je potřeba všechny ztráty po cestě hradit. Jen hrubým výčtem to mohou být ztráty šířením, ztráty v napáječích, ztráty nepřizpůsobením, polarizací a další. Jelikož většina těchto ztrát nebo také útlumů se nedá odstranit ani příliš snížit, je potřeba s nimi počítat a vzít je při navrhování rádiového spoje v potaz, viz například [3] nebo [1]. Začíná být jasné, že přenášený signál je potřeba zesílit, aby dorazil s patřičnou výkonovou úrovní, do které by měla být započtena i jistá rezerva, na druhou stranu přenosového řetězce a mohl být bezpečně přijat. Zařízení, které je schopno zesílit komunikační signály na potřebnou výkonovou úroveň se nazývá zesilovač výkonu, popř. koncový zesilovač výkonu. Je to blok, který bývá v pomyslném blokovém schematu umístěn těsně před anténou.
14
2
TEORETICKÉ POZNATKY O ZESILOVAČÍCH
2.1
Rozdělení zesilovačů
Zesilovače lze dělit podle různých kritérií do několika skupin. Dělení však většinou nikdy nemá ostré hranice a obvykle se chápe pouze jako informativní, viz [1] nebo [8]. Prvním kritériem může být pracovní kmitočet zesilovače. Pokud je schopen zesilovač pracovat s libovolně pomalými změnami vstupního signálu, mluví se o zesilovači stejnosměrném. Dále mohou být zesilovače pracující jen v určitém pásmu kmitočtů, které je omezeno jak zdola, tak shora. Podle středního kmitočtu pásma se zesilovače dělí na nízkofrekvenční zpracovávající pásma akustických kmitočtů, vysokofrekvenční zpracovávající pásma rádiových kmitočtů a mikrovlnné pracující na frekvencích vyšších než např. 1 GHz, vše podle [1] Relativně důležitým kritériem dělení je pracovní třída zesilovače, resp. jeho aktivního prvku. Dalším kritériem může být dělení zesilovačů podle dominantní zpracovávané fyzikální veličiny: zesilovače napětí, proudu, nebo výkonu.
2.2
Pracovní třídy zesilovačů
Podle účelu použití a podle požadavků kladených na zesilovač obecně se zesilovače konstruují v různých pracovních třídách. Pracovní třída zesilovače je určena zejména nastavením stejnosměrného klidového pracovního bodu aktivního prvku zesilovače, resp. jeho umístěním na převodní charakteristice. Následující řádky volně popisují některé třídy zesilovačů s jednoduchým popisem elektrického nastavení jejich aktivního prvku, popř. prvků. Vše je v souladu s [1], [2] a [8].
2.2.1
Třída A
Zesilovač ve třídě A se vyznačuje tím, že pracovní bod aktivního prvku je umístěn doprostřed lineární části jeho převodní charakteristiky. Aktivní prvkem tak protéká proud po celou dobu periody zpracovávaného signálu, úhel jeho otevření je tedy 360 ∘ . Pokud zesilovač budíme tak, aby se pracovní bod pohyboval neustále v lineární oblasti, zesilovač nezkresluje přenášený signál. To znamená, že v nejjednodušších případech nemusí být zavedena ani signálová záporná zpětná vazba a na výstupu nemusí být ani žádný filtr pro potlačení vyšších harmonických složek. Na druhé straně ale stojí fakt, že zesilovače v této pracovní třídě mohou teoreticky dosáhnout účinnosti pouze 25 %, použije-li se nákladné transformátorové navázání zátěže, může být účinnost teoreticky až 50 %, převzato z [2]. 15
2.2.2
Třída B
U pracovní třídy B je klidový pracovní bod aktivního prvku zesilovače nastaven přesně do bodu zániku proudu jeho výstupní elektrodou (anodou, kolektorem či drainem). Aktivní prvek má pak úhel otevření přesně 180 ∘ , zpracovává pouze jednu půlperiodu přenášeného signálu. Teoretická účinnost takového stupně je asi 78,5 %. Aby se dala zpracovat celá perioda přenášeného signálu, konstruují se zesilovače ve třídě B většinou v souměrném zapojení se dvěma aktivními prvky, přičemž každý zpracovává jednu půlperiodu. Podle toho, zda-li se použijí tranzistory s opačnou vodivostí nebo totožné aktivní prvky, mluví se o zesilovačích s komplementární nebo kvazi-komplementární dvojicí. U kvazi-komplementární dvojice se konstrukce dále komplikuje o obvody posuvu fáze signálu na vstupu i výstupu zesilovače. Velkou výhodou souměrného zapojení zesilovače je podle [8] to, že z principu své funkce potlačuje sudé harmonické výstupního napětí.
2.2.3
Třída C
Pracovní třída zesilovače C značí, že klidový pracovní bod aktivního prvku zesilovače je hluboko za bodem zániku anodového, kolektorového či drainového proudu. Úhel otevření aktivního prvku je tedy méně než 180 ∘ . Výstupní signál zesilovače pak obsahuje široké spektrum harmonických složek a zesilovač musí být na svém výstupu vybaven filtrem, který propouští pouze harmonickou složku základní, popř. složku vyšší, požadovanou. S ohledem na realizovatelnost filtru se takové zesilovače konstruují pro vysokofrekvenční signály. Účinnost zesilovačů ve třídě C pak může být vyšší než účinnost zesilovače v pracovní třídě B.
2.2.4
Třída D a třída F
S pracovními třídami D a F se nechá podle [1] dosáhnout účinnosti teoreticky až 100 %. Aktivní prvek pracuje ve spínacím režimu. To znamená, že je buď plně otevřen a nebo zcela uzavřen. V obou těchto stavech odvádí nulový ztrátový výkon. Při sepnutí prvkem sice teče proud, ale je na něm nulové napětí a při rozepnutí je situace opačná. Na spínači je napětí, ale neteče jím proud. Ve skutečnosti je na aktivním prvku vždy nějaký ztrátový výkon způsobený nenulovým odporem v sepnutém stavu a odporem konečně velkým ve stavu rozepnutém. Dominantní jsou ale většinou tzv. přepínací ztráty, kdy vlivem nenulového času sepnutí a rozepnutí přechází mezi těmito stavy aktivní prvek spojitě. Po čas změny stavu je součin napětí na výstupní bráně a proudu výstupní bránou prvku nenulový. Konstrukční nutností pro správnou funkci zesilovače je u těchto tříd výstupní filtr, který z výstupního obdélníkového signálu vybere jen požadovanou harmonickou složku.
16
Požadavky na výstupní filtr jsou základním důvodem, proč se všechny zesilovače nedělají v těchto pracovních třídách. Realizace filtru s dobrým potlačením nechtěných harmonických složek výstupního signálu a zároveň velká šířka pásma takového filtru např. pro pokrytí celého pásma kmitočtů jsou protichůdnými parametry. Někdy se používá technika přepínání filtrů pro jednotlivá pod-pásma, nicméně složitostí a náročností takové banky filtrů se prvotní nadšení z vysoké účinnosti velice rychle ztrácí. Použití takových zesilovačů se pak s výhodou uplatňuje u zesilovačů pracujících na jednom kmitočtu, popř. v úzkém pásmu kmitočtů. Kvůli jejich vysoké účinnosti se montují do mobilních zařízení, která jsou často napájena z baterií.
2.3
Smíšené pracovní třídy
U reálných konstrukcí zesilovačů se většinou využívá smíšených pracovních tříd kombinujících výhody pracovních tříd dílčích. Nejlepším a snad i nejpoužívanějším příkladem smíšené pracovní třídy je třída AB. Kombinuje relativně vysokou účinnost třídy B s nízkým zkreslením přenášeného signálu třídy A. Prakticky jde potom o zesilovač nejčastěji s kvazi-komplementární dvojicí aktivních prvků, které mají svůj klidový pracovní bod nastaven do počátku lineární části svojí převodní charakteristiky.
2.4
Vhodnost použití pracovních tříd zesilovačů
Kvůli relativně nízké účinnosti se zesilovače ve třídě A používají pro nízkovýkonové zesilovací stupně pro zpracování signálu např. ve vstupních obvodech přijímače. Ostatní třídy se uplatňují díky své vyšší účinnosti jako zesilovače výkonu.
2.5
Aktivní prvky zesilovačů
Aktivními prvky zesilovačů výkonu se myslí prvky, které jsou schopny zesilovat napětí a proud. V dřívější době to byly zejména elektronky, dnes se stále více uplatňují tranzistory. I v dnešní době ale existují aplikace, ve kterých jsou elektronky nenahraditelné. Jde podle [1] zejména o rozhlasové a televizní vysílače velkého výkonu. Tato práce se zaměřuje na použití polem řízených tranzistorů MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) a IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).
17
2.5.1
MOSFET
Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor je tranzistor řízený polem. Znamená to, že jeho výstupní proud se neovlivňuje vstupním proudem tak jako u bipolárních tranzistorů BJT (Bipolar Junction Transistor), ale napětím. U bipolárních tranzistorů, pokud mají zůstat sepnuté, je potřeba do báze neustále přivádět proud. To může být energeticky velice nevýhodné. Zvlášť u výkonových tranzistorů, kde je podle [9] velikost bázového proudu jedna desetina až jedna pětina velikosti proudu kolektorem. MOSFET tranzistor se do sepnutého stavu uvádí přivedením jistého napětí na vstupní bránu vyššího než prahová úroveň. Vstupní brána MOSFET tranzistoru vykazuje velký statický odpor řádově až nízké stovky MΩ a zároveň představuje kapacitu nízkých stovek pF až jednotek nF. S touto kapacitou je nutno počítat, pokud chceme spínač rychle přepnout z jednoho do druhého stavu, kdy se kapacita vstupní brány musí vybít, resp. nabít. V okamžiku, kdy je ale tranzistor MOSFET již sepnutý, nespotřebovává se prakticky žádný výkon. To může být výhoda oproti konstrukci spínačů s tranzistory BJT. Nevýhodou tranzistorů MOSFET zatím zůstává relativně nízké závěrné napětí drain-source, jehož zvýšení umí současná technologie vyřešit jedině za cenu zvýšení odporu kanálu v sepnutém stavu nebo za cenu zvýšení vstupní kapacity.
2.5.2
IGBT
Překlad Insulated Gate Bipolar Transistor znamená bipolární tranzistor s izolovanou vstupní branou. Vývoj těchto zařízení byl motivován požadavky na napěťové řízení tranzistorů spínajících velké výkony vzniklé nejen vysokými spínanými proudy (tak, jak to umí tranzistory MOSFET), ale i vysokými spínanými napětími, řádově stovkami Voltů. Důležité bylo také zachovat nízké přepínací ztráty, z čehož plynou nároky na rychlost sepnutí a rozepnutí takového spínače. V podstatě jde o bipolární tranzistor ovládaný tranzistorem řízeným polem. To spojuje výhodu napěťového řízení tranzistorů MOSFET a odstraňuje nevýhodu jejich velkého odporu v sepnutém stavu pro modely s vysokým závěrným napětím drainsource. Důležité je také to, že IGBT tranzistory nemají parazitní diodu mezi výstupními elektrodami tak, jak vyplývá z technologie výroby tranzistorů MOSFET. To podle [10] přináší snížení ztrát v některých aplikacích. Dále jsou podle [10] IGBT tranzistory schopny spínat vyšší proudy při stejné ploše polovodičového čipu, a tak se s nimi nahrazují skupiny MOSFET tranzistorů spojených paralelně, což šetří rozpočet konstrukce a také prostor.
18
3
ROZBOR SOUČASNÝCH KONSTRUKCÍ
Návrh zesilovače prezentovaný v této práci vychází z konstrukcí dvou zesilovačů. První, The 500 W PA, je od Angličana G3YXM [11] a druhá, 50 MHz 500 W IRF510 based Amplifier, je od Dána OZ1PIF [12].
3.1
Typ zesilovačů
Obě konstrukce zesilovačů pracují v zapojení se společným source, využívají kvazikomplementární dvojici tranzistorů v zapojení push-pull. Oba pracují kvůli dobré linearitě ve třídě AB.
3.2
Aktivní prvky
Oba radioamatéři používají ve svých zesilovačích tranzistory MOSFET. Rozdíl je v tom, že u 50 MHz verze je několik paralelně spojených tranzistorů IRF510 (dva bloky po osmi tranzistorech) od International Rectifier, kdežto konstrukce G3YXM využívá jeden pár tranzistorů IXFH58N20 od Ixys Semiconductor. Je to proto, že maximální teoretický ztrátový výkon tranzistoru IRF510 je 43 W, zatím co IXFH58N20 zvládne teoreticky až 300 W.
3.3
Napájecí zdroj
Obě konstrukce jsou napájené lineárním zdrojem se jmenovitým napětím okolo 40 V. G3YXM na svých stránkách k zesilovači totiž uvádí „zlaté pravidlo,“ mít poměr maximálního dovoleného napětí drain-source použitého tranzistoru a napětí napájecího zdroje alespoň 4. Jím použité tranzistory mají maximální povolené pracovní napětí 200 V, proto s rezervou napájí svůj zesilovač zdrojem se jmenovitým napětím 40 V. Výkon obou zdrojů by mohl být něco kolem 1 kW, při realistickém odhadu účinnosti zesilovače 50 %.
3.4
Budící výkon - výkonový zisk
50 MHz verze potřebuje budící výkon 10 W, verze G3YXM až 35 W pro pásmo 40 m, na pásmech 160 a 80 m je plného vybuzení dosaženo 25 W. Tento velký nepoměr ve výkonovém zisku obou konstrukcí je zapříčiněn s největší pravděpodobností tím, že G3YXM má hned na vstupu zesilovače transformátor s převodním poměrem 9:1 kvůli asi 3 krát vyšší vstupní kapacitě než u konstrukce OZ1PIF.
19
3.5
VF transformátory
Klíčovými prvky zesilovačů tohoto typu jsou zejména výstupní a vstupní transformátory upravující fázi mezi zesilovanými půlvlnami a impedanční poměry mezi primární a sekundární stranou. Vstupní transformátor většinou transformuje impedanci směrem dolů, aby byla překonána velká vstupní kapacita často paralelně spojených aktivních prvků. Díky tomu, že tranzistory MOSFET nedisponují nijak velkým maximálním dovoleným pracovním napětím drain-source, výkonu na výstupu se dosahuje velkými proudy. Impedance výstupu tak bývají i nízké jednotky Ω. Výstupní transformátor má tedy za úkol transformovat tuto nízkou impedanci směrem nahoru, nejčastěji na 50 Ω. Většinou bývají tyto transformátory do 30 MHz konstruovány na feritových toroidních jádrech. U 50 MHz verze zesilovače je výstupní transformátor realizován koaxiálním kabelem.
3.6
Výstupní filtr
I přes to, že zesilovač pracuje ve třídě AB a měl by tedy být lineární, nebývá výstupní spektrum úplně nejčistější. Proto se na samotný výstup zesilovače dává výstupní filtr. Většinou je tento filtr realizovaný jako LC pásmová propust vyššího řádu s nízkým pracovním Q. Na filtr jsou kladeny požadavky na minimální útlum v propustném pásmu a vysoké potlačení na druhé a třetí harmonické pracovní frekvence (pracovního pásma frekvencí). Obě konstrukce využívají filtru 6. řádu. Filtr OZ1PIF je Cauerova typu, se 70 dB potlačení 2. harmonické a 80 dB 3. harmonické. Výstupních filtrů bývá u dobré konstrukce víc, většinou jeden pro každé pásmo. Filtry se pak za provozu zesilovače přepínají podle toho, na které frekvenci se právě pracuje. Přepínání samotné je realizováno relé. Filtry mohou být přepínány operátorem nebo řízením zesilovače samotného.
3.7
Režim RX - TX
Zesilovač bývá v radioamatérském provozu většinou připojen k transceiveru, tedy k duplexnímu zařízení. Při vysílání je nutné, aby byl do vysokofrekvenční trasy zesilovač zařazen, nicméně při příjmu musí dojít k vyřazení zesilovače z přenosové trasy a musí dojít k propojení antény a vstupu přijímače. Většinou je toto přepnutí zajištěno automaticky opět relé. Transceiver bývá se zesilovačem propojen nejen VF cestou, ale i pomocnými signály, kterými se řídí např. právě klíčování.
20
4
NÁVRH ZESILOVAČE
Tato práce prošla dvěma stádii návrhu a vývoje. V prvním kroku byl navržen a zkonstruován zkušební modul zesilovače, který využíval 2 precizně chlazené unipolární tranzistory IRF640N. Tranzistory byly robustním přítlačným mechanismem přitisknuty přes celou plochu pouzdra na hliníkový chladič. Byla použita teplovodivá pasta a slídové izolační podložky. Chlazení bylo pasivní. Tento modul dosahoval s napájecím zdrojem 36 V CW výkonu 100 W v pásmu 80 m. Uváží-li se účinnost 50 %, bylo z každého pouzdra TO-220 odvedeno rovných 50 W ztrátového výkonu. Ve prospěch takto vysokého (vzhledem k pouzdru TO-220) čísla mluví také nestandardně vysoká mezní pracovní teplota samotného polovodičového čipu tranzistoru 175 ∘ C. Podobně vysoký ztrátový výkon je pro pouzdro TO-220 považován za absolutní technický limit bez jakékoliv rezervy. V druhém kroku je použito 8 unipolárních tranzistorů IRF730, které jsou s chladícími prvky spojeny pouze jedním šroubem M3 skrz otvor v křidélku pouzdra. Tranzistory jsou spojeny vždy 4 a 4 paralelně. Kvůli dobrému tepelnému svázání všech paralelně zřetězených prvků jsou čtveřice spojeny měděným páskem plechu o tloušťce 1 mm. V řezu vypadá celá struktura takto: tranzistor, slídová podložka, měděný plech, hliníkový chladič, přičemž všechny vrstvy jsou spojeny teplovodivou pastou. Modul byl navrhován pro výkon 300 W, i když se tohoto výkonu nakonec nepodařilo docílit. Při účinnosti 50 % tedy měl na každý prvek připadat ztrátový výkon přibližně 40 W. Následující části práce jsou z chronologického důvodu řazeny tak, že nejprve se většinou pojednává o návrhu prvního modulu zesilovače označeného jako „první verze“ a případně je dodán modifikovaný návrh pro druhý, finální modul zesilovače, který je označován jako „druhá verze“. Některé části práce jsou pro malé rozdíly uvedeny společně pro obě verze, některé pak zcela samostatně, navíc se obě prolínají se simulačním modelem zesilovače, ze kterého byla některá obvodová řešení použita při realizaci a některá musela být upravena. K tomu všemu jsou již do kapitoly návrhu zanesena některá fakta, která se ukázala jako důležitá při samotné realizaci.
4.1
Napájecí zdroj
Napájecí zdroj je koncipován jako lineární. Díky použití kvazi-komplementární dvojice tranzistorů může být nesymetrický. Jsou použity dva toroidní transformátory 230 V/2 x 29 V AC se zdánlivým výkonem 4 x 150 VA. Tyto transformátory jsou
21
výchozím stavebním kamenem celé konstrukce dodané vedoucím práce. Obě sekundární vinutí každého z toroidních transformátorů jsou galvanicky oddělena, což je velkou výhodou při spojování vzniklých dílčích zdrojů, viz schéma 4.1 obou verzí zdrojů. Zdroj byl v první verzi koncipován jako čtyři nezávislé bloky s můstkovým usměrňovačem a filtrem spojené paralelně. U druhé verze zesilovače se zdvojnásobení napájecího napětí docílilo spojením dvou dvojic z paralelně spojených základních bloků do série.
Obr. 4.1: Schémata napájecích zdrojů pro obě verze zesilovače Zdroj je na síťové straně chráněn pomalou tavnou pojistkou o jmenovitém proudu 10 A, která je vyvedena na panel zesilovače. Celé zapojení je také opatřeno dvěma paralelně spojenými termistory typu NTC s maximální možnou střední hodnotou proudu 2 x 3 A. Termistory mají za úkol zmenšit proudový impuls odebíraný z elektrické rozvodné sítě při spouštění zdroje s totálně vybitým výstupním filtrem. Jestliže je elektrický odpor jednoho termistoru při pokojové teplotě asi 10 Ω, pak dva termistory paralelně redukují maximální výšku proudového pulzu v nejhorším čase zapnutí zdroje (okamžik, kdy harmonické napětí sítě nabývá maxima) pro velmi zjednodušený model zdroje (zkrat) i elektrické sítě (ideální zdroj napětí) na 325 V / 5 Ω = 65 A. Toto je sice pouze teoretická hodnota, nicméně pokud byl zdroj připínán k elektrické síti přímo, reagovala elektromagnetická spoušť běžného automatického odpojovače starší domovní elektroinstalace o jmenovitém proudu 10 A a zdroj v podstatě nešel spustit na první pokus. Filtr zdroje je navržen s rezervou tak, že při plném zatížení zdroje by jeho výstupní napětí nemělo být podle simulace zvlněno o více než 5 % z jeho střední velikosti. Podle štítkových údajů obou transformátorů se dá očekávat výkon takto zkonstruovaného zdroje blízký 600 W.
22
4.2
Typ zesilovače
Pro konstrukci první verze koncového zesilovače výkonu byla zvolena osvědčená konstrukce zesilovače ve dvojčinném zapojení (push-pull) s kvazi-komplementární dvojicí aktivních prvků v pracovní řídě AB. Toto platí i pro druhou verzi s tím, že jsou spojeny vždy 4 a 4 tranzistory paralelně.
4.3
Výběr tranzistorů
Jako aktivní prvky jsou u první verze zesilovače použity tranzistory MOSFET IRF640N firmy International Rectifier. Jejich maximální napětí VD−S je 200 V, odpor v sepnutém stavu 0,15 Ω a maximální střední hodnota proudu ID−S 18 A při teplotě pouzdra 25 ∘ C. Dovolená výkonová ztráta při stejné teplotě pouzdra je 150 W. Maximální teplota přechodu může pak být až 175 ∘ C. Vstupní kapacita je 1,16 nF, výstupní kapacita 185 pF. Údaje byly převzaty z katalogového listu [13]. Pro druhou verzi byly z důvodů zvýšení napájecího napětí zesilovače a dodržení „zlatého pravidla“ ze stránek G3YXM [11] vybrány tranzistory IRF730 od firmy STMicroelectronics, které disponují maximálním napětím VD−S 400 V. Hrubý výčet základních parametrů pokračuje odporem v sepnutém stavu menším než 1 Ω, maximální střední hodnotou proudu ID−S 5,5 A při teplotě pouzdra 25 ∘ C a dovolenou výkonovou ztrátou při téže teplotě pouzdra 100 W. Maximální teplota přechodu je nižší o 25 ∘ C než u předchozích tranzistorů, tedy 150 ∘ C. Pozitivní ale je, že tyto tranzistory mají nižší vstupní i výstupní kapacitu. Vstupní je 700 pF a výstupní 140 pF. Údaje byly převzaty z katalogového listu [14].
4.4
Vstupní fázovací obvod
Tranzistory zesilovače zpracovávají každý (každá čtveřice) jen jednu půlperiodu vstupního signálu. Jeden (jedna čtveřice) kladnou a druhý (druhá čtveřice) zápornou. Pokud by byl zesilovač osazen komplementárními prvky, dalo by se budící napětí přímo přivést na jejich paralelně spojené vstupní brány. Ve velké většině konstrukcí zesilovačů výkonu se z důvodu snazšího nalezení prvků s podobnými elektrickými vlastnostmi používají ale tranzistory stejné vodivosti. Parametry tranzistorů mají později mimo jiné vliv na symetrii výstupního napětí. Vstupní napětí se tedy musí jistým způsobem upravit. Přesněji řečeno musí vzniknout jeho dvě identické kopie, které od sebe musí být navzájem posunuty o 180 ∘ . Tato myšlenka je převzatá z [1]. Takto upravená budící napětí se musí poté přivést k příslušným tranzistorům stejné vodivosti separátně. 23
Zmíněnou úpravu zajišťuje vstupní fázovací obvod, který je pro první verzi zesilovače zobrazen ve schématu 4.2 vlevo. Na tomtéž obrázku 4.2 vpravo je vidět vstupní napětí uin (t) a obě výstupní napětí u1 (t) a u2 (t) podle simulace. Mezi napětím u1 (t) a u2 (t) je dobře patrný zmíněný posun fáze 180 ∘ .
Obr. 4.2: Vstupní obvod první verze zesilovače a příslušná napětí podle simulace Mimo úlohu fázování napětí musí mít vstupní transformátor optimální vstupní impedanci přes celé uvažované pásmo kmitočtů. Na tento požadavek nebyl brán u první verze zesilovače příliš velký zřetel. Vstup zesilovače tak nebyl zcela dobře impedančně přizpůsoben a při buzení zesilovače docházelo od jeho vstupu k velkým odrazům. U druhé verze zesilovače je vstupní obvod o něco více propracovanější. Úpravy spočívají ve změně transformačního poměru z 1:1 na 9:1. Tato úprava musela být provedena po uvážení toho, že výstup transformátoru je zatížen vstupní kapacitou paralelně spojených řídících elektrod tranzistorů, která je řádu jednotek nF a má na kmitočtech jednotek až nízkých desítek MHz vůči impedanci 50 Ω mnohem menší reaktanci. Schéma vstupního obvodu je na obrázku 4.3. Další úprava spočívá v dodatečném přizpůsobení vstupní impedance zesilovače k impedanci 50 Ω odporovým děličem.
Obr. 4.3: Schéma vstupní obvodu druhé verze zesilovače
24
Vstupní poměr stojatých vln (PSV) zesilovače druhé verze by tak podle zjednodušeného simulačního modelu vstupního obvodu zatíženého kapacitou 8 tranzistorů IRF730 spojených paralelně neměl být pro pásma do 20 MHz horší než 2, pro pásma do 10 MHz horší než 1,5. Závislost vstupní impedance na frekvenci je vidět na obrázku 4.4. Následuje příklad výpočtu PSV.
Obr. 4.4: Závislot vstupní impedance zesilovače druhé verze na frekvenci Výpočet vstupního činitele odrazu pro nejhorší případ nastávající na frekvenci 20 MHz, kde by měla být vstupní impedance zesilovač podle simulace Z = (68̸ 27∘ ) Ω 𝜌=
(68̸ 27∘ ) − 50 ∼ Z − Z0 = = (0, 28̸ 56∘ ). (68̸ 27∘ ) + 50 Z + Z0
Výpočet PSV PSV =
1+ | 𝜌 | 1 + 0, 28 ∼ = = 1, 8. 1− | 𝜌 | 1 − 0, 28
(4.1)
(4.2)
Zjednodušený model vstupní části zesilovače druhé verze, ze kterého vycházejí výše uvedené výsledky, je uveden na obrázku 4.5.
Obr. 4.5: Zjednodušený model vstupní části zesilovače
25
4.5
Výstupní transformátor
Proudy výstupními elektrodami tranzistorů tečou kvůli nesymetrickému napájení zesilovače totožným směrem. Úkolem výstupního transformátoru je „složit“ unipolární proudové impulzy tekoucí střídavě drainy obou (obou čtveřic) tranzistorů zpět do bipolárního signálu. Výstupní transformátor by v nejjednodušší verzi zesilovače mohl také zajistit stejnosměrné napájení koncových aktivních prvků. Při buzení zesilovače harmonickým signálem by pak měl ideální průběh uvažovaných proudů vypadat jako na obrázku 4.6 vlevo.
Obr. 4.6: Ideální průběh drainových proudů při harmonickém buzení zesilovače vlevo a schéma výstupní části zesilovače vpravo Výstupní transformátor pak může schematicky vypadat podle obrázku 4.6 vpravo. V obou verzích zesilovačů je zkonstruován tak, že jeho primární vinutí má vyvedený střed, který je vysokofrekvenčně uzemněn, a sekundární vinutí je obyčejné. Střed primárního vinutí výstupního transformátoru je s výhodou použitý pro stejnosměrné napájení obou tranzistorů. Další úkol výstupního transformátoru je transformace impedance a tedy přizpůsobení výstupního obvodu tranzistorů k impedanci zátěže 50 Ω. Jelikož impedance první harmonické v drain obvodech tranzistorů je podle simulace zhruba 2 Ω (střední výkon modelu zesilovače přes celé pásmo je přibližně 350 W při napájecím napětí 36 V!), je potřeba, aby transformátor měl transformační poměr √︃
n=
ZZ = Z1
26
√︃
50 ∼ = 5, 2
(4.3)
respektive 1:5, kde ZZ je impedance zátěže a Z1 impedance první harmonické složky na vstupu transformátoru. Simulační model zesilovače pracoval nejoptimálněji při indukčnosti přibližně L2P = 1, 4 µH pro jednu polovinu primárního vinutí výstupního transformátoru a indukčnosti sekundárního vinutí LS = 35 µH. Impedance se tedy transformují ve vysokém transformačním poměru 1:25, tedy z impedance první harmonické složky v drainových obvodech zesilovače Z1 ∼ = 2 Ω na požadova∼ nou impedanci zátěže ZZ = 50 Ω. Výstupní transformátor by měl být ve výsledku realizován na železo-prachovém jádře společnosti AMIDON T 200-2 se součinitelem indukčnosti AL = 14 nH/z2 . Primární vinutí by pak mělo teoreticky 2 · N P a sekundární NS závitů. 2
√︃
NP = 2
4.6
LP 2
AL
√︃
=
√︃
1, 4µ = 10 z 14n
NS =
LS = AL
√︃
35µ = 50 z 14n
(4.4)
Obvody pro nastavení pracovního bodu
Napětí pro nastavení stejnosměrného pracovního bodu (předpětí gate-source) je stabilizováno integrovaným tří vývodovým stabilizátorem 7812. Jeho maximální vstupní napětí bývá přibližně 35 V, což je zcela optimální vzhledem k výstupnímu napětím pomocného zdroje 24 V. Za stabilizátorem je vřazen pro každý aktivní prvek jeden odporový dělič se dvěma pevnými rezistory a jedním odporovým trimrem tak, aby byla regulace výstupního napětí co nejjemnější, ale zároveň pokryla celý rozsah napětí, ve kterém se dá tranzistor s rezervou otevřít na požadovaný klidový proud a nebo zcela zavřít např. pro účely oživování zesilovače. Pro návrh je klíčové stanovit maximální ztrátový výkon stabilizátoru, který je možné v daných podmínkách uchladit. Ze zkušeností vychází, že při montáži stabilizátoru na DPS s rozlehlou zemní plochou nebývá problém z pouzdra stabilizátoru odvést při jeho rozumném oteplení ztrátový výkon 400 mW. Při úbytku napětí na stabilizátoru 12 V (24 V na vstupu, 12 V na výstupu) a stanoveném mezním ztrátovém výkonu lze vypočítat maximální zatěžovací proud Imax =
PZ 0, 4 ∼ = = 33 mA. Uub 12
(4.5)
Z převodní charakteristiky z data sheetu k tranzistoru IFR730 převzaté z [14] a zobrazené na obrázku 4.7 se nechá odečíst, že tranzistor se zcela uzavře přibližně při napětí UGS = 3 V a napětím přibližně 5 V se dá otevřít na proud IDS přibližně 5 A.
27
Tato napětí, tedy 3÷5 V, jsou vzata pro návrh děliče. Maximální proud stabilizátorem se nyní rozdělí do osmi stejných děličů pro osm tranzistorů. Proud jedním děličem je potom ID =
33 ∼ Imax = = 4 mA. 8 8
(4.6)
Uváží-li se potřebná změna výstupního napětí děliče, lze se za znalosti příčného proudu děličem dostat k velikosti odporového trimru a zbývajících pevných rezistorů.
5−3 min RTR = UmaxI−U = 0,004 = 500 Ω D 3 Umin RD = ID = 0,004 = 750 Ω 7 max RH = 12−U = 0,004 = 1, 8 kΩ ID
Obr. 4.7: Převodní charakteristika IRF730 (vlevo) převzatá z [14] Pro úplnost je uvedeno schéma zapojení zachycené na obrázku 4.8.
Obr. 4.8: Schéma zdrojů předpětí Tento návrh je použit u druhé verze zesilovače. Pokud by spodní část děliče pro nastavení předpětí gate-source byla tvořena i např. polovodičovou diodou polarizovanou v propustném směru, mohla by se umístěním této diody na chladič společně s tranzistory zavést lokální driftová záporná zpětná vazba. Tato se dá ale vyřešit i jinak, viz kapitola 7.1. 28
4.7
Výstupní filtr
Každý zesilovač by měl mít na svém výstupu výstupní filtr, aby se dokonale potlačili případné vyšší harmonické složky vzniklé vlivem případných nelinearit zesilovače. Český telekomunikační úřad (ČTÚ) radioamatérské službě přikazuje, aby byly nežádoucí vyšší harmonické kmitočty potlačeny alespoň o 40 dB. Výhodou dvojčinného zapojení zesilovače je zejména to (podle [8]), že přirozeně potlačuje výstupní sudé harmonické kmitočty. Kritická je zejména druhá harmonická, která se díky tomu, že je nejblíže harmonické první, velice špatně filtruje a zvyšuje tak nároky na strmost výstupního filtru. Dalším úkolem výstupního filtru může být finální výkonové přizpůsobení (rezonance, stejné reálné části impedance zátěže a výstupní impedance zesilovače) výstupního obvodu zesilovače a antény. Finální verze zesilovače je vybavena šesti filtry pro radioamatérská pásma krátkých vln 160, 80, 40, 30, 20 a 14 m. Filtry jsou přepínatelné, tzn. že mají společnou cívku s odbočkami na toroidním jádře AMIDON T 157-2 a přepínají se i jisté části pevně nastavených kapacit, přičemž potřebná zbylá část kapacity se dolaďuje dvěma ladícími kondenzátory přijímačového provedení (triály), jejichž osy jsou společně s přepínačem cívky vyvedeny na panel zesilovače. Tabulky 4.1 a 4.2 poskytují koeficienty pro realizaci filtrů 3. a popřípadě i 5. řádu. Koeficienty byly získány z [16] a [15]. Realizovaný filtr 3.řádu vypadá podle obrázku 4.9.
Obr. 4.9: Schéma výstupního přepínatelného a laditelného filtru 3. řádu
29
V následující tabulce 4.1 jsou uvedeny parametry realizovaného filtru 3. řádu získané z [16]. Parametry kalkulačky byly nastaveny na Q = 3 a vstupní i výstupní impedance se rovná 50 Ω. Pásmo [m] C1 [pF] L1 [nH] C2 [pF] n [−] 160 80 40 20 10
4800 2400 1300 650 320
2400 1200 650 350 160
4800 2400 1300 650 320
13 9 7 5 3
Tab. 4.1: Parametry výstupních filtrů 3. řádu
Koeficienty filtrů 5. řádu byly získány z [15], přičemž jsou Chebyshevova typu s minimálním zvlněním propustného pásma a charakteristickou impedancí opět rovnou 50 Ω. Pásmo [m] C1 [pF] L1 [nH] C2 [pF] L2 [nH] C3 [pF] n [−] 160 80 40 20 10
1100 600 330 165 80
4700 2600 1400 710 350
2300 1250 700 345 170
4700 2600 1400 710 350
1100 600 330 165 80
18 14 10 7 5
Tab. 4.2: Parametry výstupních filtrů 5. řádu
Filtry 5. řádu by podle simulace měly dávat potlačení třetí harmonické nejméně 40 dB. Jelikož je podle simulace odstup první a třetí harmonické výstupního signálu zesilovače bez filtru nejméně 20 dB, bylo celkové potlačení vyšších harmonických kmitočtů větší než přibližně 60 dB. Požadavky ČTÚ na vyzařování vysílače by tak byly splněny s větší rezervou, která by zbytečně zvyšovala cenu konstrukce. Při měření čistoty spektra na realizovaném zesilovači se ukázalo, že pro požadované potlačení vyšších harmonických podle ČTÚ o více než 40 dB bohatě dostačují filtry 3. řádu. V posledním sloupci obou tabulek jsou vypočítány celé počty závitů pro dosažení požadované indukčnosti na toroidním jádře AMIDON T 157-2 (AL = 14 nH/z2 ). Realizován byl tedy pouze filtr 3. řádu.
30
5
SIMULACE V CADENCE™ ORCAD 16
Simulace chování modelu zesilovače první verze byla provedena v softwarovém balíku cadence™ OrCAD 16. Při simulaci nebyl brán zřetel na reálně odveditelný ztrátový výkon z tranzistorů a na dodatečnou montážní kapacitu pouzdra tranzistoru (kapacita drain-zem). Maximální příkon modelu zesilovače byl limitován maximálním možným výkonem zdroje skutečného 600 W, který byl pro konstrukci připraven. Model byl na svém výstupu opatřen LC filtrem 5. řádu, i když u reálné konstrukce zesilovače je podle ČTÚ potřeba potlačení nežádoucích harmonických složek oproti základní o 40dB a nebude tedy tak vysokého řádu filtru zapotřebí. Simulační model zesilovače sloužil primárně k seznámení se s koncepcí zesilovače a výstupního filtru. Výsledky simulace tak nejsou na základě velkého zjednodušení modelu zesilovače oproti skutečné konstrukci příliš korespondující s realitou. Na obrázku 5.1 je amplitudové spektrum výstupního napětí modelu zesilovače pro buzení harmonickým signálem o frekvenci 1, 8 MHz. Zesilovač je zatížen impedancí 50 Ω. Výstupní výkon první harmonické modelu zesilovače je 24,2 dBW (přibližně 260 W), přičemž výkon třetí harmonické je -33,1 dBW. Potlačení nežádoucích složek výstupního spektra modelu zesilovače LC filtrem 5. řádu je tedy 24,2 dBW-(-33,1 dBW) = 57,3 dB. Účinnost modelu je přibližně 55 %.
Obr. 5.1: Výstupní spektrum (silně) a spektrum na vstupu filtru; 160 m
31
Na obrázku 5.2 je uvedeno ještě amplitudové spektrum pro pásmo 40 m. Frekvence budícího napětí je 14 MHz. Výstupní výkon první harmonické modelu zesilovače je 24,7 dBW (přibližně 295 W), přičemž výkon třetí harmonické je -32,2 dBW. Potlačení nežádoucích složek výstupního spektra modelu zesilovače LC filtrem 5. řádu je tedy 24,7 dBW-(-32,2 dBW) = 56,9 dB. Účinnost modelu je přibližně 50 %.
Obr. 5.2: Výstupní spektrum (silně) a spektrum na vstupu filtru; 40 m Podobnou spektrální čistotu, výstupní výkon a účinnost lze podle simulace očekávat i na konci pracovního pásma modelu zesilovače na frekvenci 30 MHz. Spektrogram již není pro podobnost s předchozími uveden. Všechna spektra byla vypočítána algoritmem FFT balíku cadence™ OrCAD 16. z 10 000 period uvažovaného signálu při 1000 vzorcích na periodu. Schéma modelu zesilovače pro účely simulace je uvedeno v sekci příloh B.1.
32
6
ROZBOR VÝSLEDKŮ SIMULACE
Tato kapitola se zabývá ztotožněním výsledků simulace a reality. Pozornost bude věnována zejména reálně odveditelnému ztrátovému výkonu z tranzistorů a dodatečným montážním kapacitám.
6.1
Ztrátový výkon tranzistorů
Simulace první verze zesilovače byla postavena na katalogovém údaji maximálního dovoleného ztrátového výkonu tranzistoru IRF640 150 W, který je podle [13] teoreticky odveditelný při teplotě pouzdra 25 ∘ C. Nebyly uvažovány tepelné odpory v cestě mezi polovodičovým přechodem a přístrojovým chladičem tranzistoru. V důsledku toho by tak velký ztrátový výkon vedl v reálném případě k přehřátí a destrukci polovodičového přechodu tranzistoru. V reálném případě lze tedy nechat tranzistor odvést menší ztrátový výkon. Do řetězce vstupuje nenulový tepelný odpor přechod-pouzdro (měděná část pouzdra tranzistoru), podle [13] Junction to Case, R𝜃JC = 1 ∘ C/W a nenulový tepelný odpor pouzdro-chladič, podle [13] Case to Sink, R𝜃CS = 0, 5 ∘ C/W. Při použití slídové izolační podložky s tepelným odporem R𝜃SP = 1, 2 ∘ C/W se tepelný odpor R𝜃CS zhorší. Pomůže použití teplovodivé pasty nanesené mezi pouzdro a slídovou podložku a slídovou podložku a chladič. Výsledný odpor R𝜃CS může být nakonec odhadem asi 0,8 ∘ C/W. Maximální ztrátový výkon způsobující ohřátí přechodu tranzistoru na maximální dovolenou pracovní teplotu podle [13] 𝜃J = 175 ∘ C (s rezervou bude uvažováno pouze 150 °C) při uvažované teplotě okolí 𝜃0 = 25 ∘ C je potom P=
𝜃J − 𝜃0 150 − 25 125 = = = 50 W, ′ R𝜃JC + R𝜃CS + R𝜃S 1 + 0, 8 + 0, 7 2, 5
(6.1)
kde R𝜃S je odpor chladiče. Chladič byl použit CHL37E firmy EZK. Rozměry jsou 120 x 37 x 275 mm a tepelný odpor 0,7 °C/W. Výše vypočítaný výkon je tedy se zmíněným chladičem možné odvést z jednoho tranzistoru. Chladiče budou použity dva, pro každý tranzistor jeden. Výpočet dokresluje schéma odvodu tepla z tranzistoru na obrázku 6.1. Tento ztrátový výkon se z pouzdra TO-220 podařilo u první verze zesilovač odvést při precizním kontaktu pouzdra a chladiče, kterého bylo docíleno přítlačným mechanismem přes celé pouzdro tranzistoru. Provedení je zhruba vidět v sekci příloh na obrázku F.2. U druhé verze zesilovače je spojení pouzder tranzistorů a chladičů
33
zajištěno pouze jedním šroubem M3 přes křidélko tranzistoru. Maximální ztrátový výkon tranzistoru tedy bude muset být menší. Pro návrh druhé verze zesilovače byl uvažován přibližně 40 W.
6.2
Reálně dosažitelný výkon
Jestliže je omezen maximální ztrátový výkon aktivních prvků zesilovače, je tím, při dodržení koncepce zapojení, omezen i maximální výstupní výkon zesilovače. Jestliže je maximální ztrátový výkon obou tranzistorů u první verze zesilovače 2 x 50 W a ze simulace vyplývá, že účinnost zařízení je okolo 50 %, dá se očekávat příkon asi 200 W a výstupní výkon asi 100 W.
Obr. 6.1: Schéma odvodu tepla z tranzistoru
6.3
Montážní kapacita drain-zem
Přimontování tranzistoru na chladič je možné přirovnat k připojení kondenzátoru mezi drain tranzistoru a zem. Je to proto, že mezi měděnou částí pouzdra tranzistoru a chladičem vzniká kondenzátor, jehož dielektrikem je použitá izolační slídová podložka. Montážní kapacita pouzdra vůči chladiči je potom CM = 𝜖0 · 𝜖r ·
S 0, 01 · 0, 012 ∼ = 8, 854 · 10−12 · 9, 2 · = 195 pF, l 0, 05 · 10−3
(6.2)
kde 𝜖r je relativní permitivita slídy (podle fyzikálních tabulek 6,9 ÷ 11,5, pro výpočet se uvažuje hodnota 9,2), S je styčná plocha tranzistoru a chladiče a l je tloušťka slídové podložky 0,05 mm. Rozměry uvažované plošky pouzdra TO-220 jsou 10 x 12 mm.
34
Tato kapacita nebyla v simulaci uvažována. U reálného zapojení zapříčiní pokles přenosu zesilovače na vyšších kmitočtech. U druhé verze je situace ještě horší s ohledem na paralelní spojení více tranzistorů a tedy i více montážních kapacit drain-zem. Celková montážní kapacita 8 pouzder TO-220 je podle uvedených výpočtů celkem 1,6 nF.
6.4
Úprava transformačního poměru výstupního transformátoru
Další úprava reálného zapojení vůči simulaci bude spočívat i v rozdílném poměru závitů výstupního transformátoru. Je to proto, že při změně maximálního výkonu zesilovače se mění i impedanční poměry na vstupu výstupního transformátoru. Vše je popsáno v kapitole o optimalizaci návrhu zesilovače 7.3.
35
7
OPTIMALIZACE NÁVRHU A REALIZACE ZESILOVAČE
7.1
Lokální driftová záporná zpětná vazba
Lokální driftová záporná zpětná vazba slouží k udržení tranzistoru v nastaveném klidovém pracovním bodu, který má tendenci měnit se kvůli narůstání proudu drainsource při zvyšování teploty přechodu při konstantním napětí gate-source. Tento jev je markantní pro spodní hodnoty napětí definujícího klidový pracovní bod a je patrný z typické přenosové charakteristiky tranzistoru na obrázku 7.1 převzaté z [13].
Obr. 7.1: Typická převodní charakteristika IRF640, převzato z [13] Většinou se tento problém řeší třeba i speciálním integrovaným obvodem snímajícím teplotu tranzistoru a nastavujícím podle ní velikost napětí gate-source. Pro tuto konstrukci byl zvolen mnohem jednodušší způsob stabilizace rezistorem umístěným v sérii s elektrodou source proti zemi. Stabilizace funguje prostě. Pokud narůstá teplota přechodu, zvyšuje se tím i proud drain-source, který ale zároveň zvyšuje úbytek napětí na rezistoru v obvodu source-zem a tím klesá napětí gate-source, tranzistor se přivírá a hodnota proudu drain-source klesá. Jednoduchý princip funkce s sebou nese složitý návrh velikosti rezistoru sourcezem. Nárůst teploty přechodu při odvodu ztrátového výkonu závisí na výsledném tepelném odporu chladícího systému přechodu a na převodní charakteristice tranzistoru. Pro tento případ byla hodnota rezistoru nalezena empiricky s rezervou 0,47 Ω. Rezistor je pro budící vysokofrekvenční signál blokovaný empiricky nalezenou kapacitou kondenzátoru 47 nF. Ztrátový výkon rezistoru byl vypočítán obvodovým simulátorem balíku cadence™ OrCAD 16. menší než 4 W.
36
7.2
Návrh velikosti proudového impulsu
Od velikosti proudových impulzů drain-source se odvíjí střední příkon zesilovače a také výstupní vysokofrekvenční výkon. Velikost proudového impulzu je limitována maximálním odveditelným ztrátovým výkonem z tranzistoru. Ten byl pro případ první verze zesilovače 50 W, viz kapitola 6.1. Při zapojení push-pull odvádí oba tranzistory stejný ztrátový výkon. V tomto případě tedy celkem 100 W. Účinnost podle simulace je zhruba 55 %. Příkon tedy bude přibližně 180 W a střední proud odebíraný ze zdroje o napětí přibližně 37 V je Is =
180 ∼ P = = 4, 8 A. U 37
(7.1)
Střednímu proudu odebíranému ze zdroje odpovídá špičková velikost impulzů proudu drain-source IDSmax =
Is · 𝜋 4, 8 · 𝜋 ∼ = = 7, 5 A. 2 2
(7.2)
Na velikosti proudového impulzu drain-source a velikosti napájecího napětí závisí impedance první harmonické složky užitečného signálu vstupující do primárního okruhu výstupního transformátoru Z1 =
UCC − USAT 37 − 2 ∼ = = 5 Ω, IDSmax 7, 5
(7.3)
kde UCC je velikost napětí napájecího zdroje a USAT je uvažované saturační napětí tranzistoru.
7.3
Návrh a realizace výstupního transformátoru
S vybuzením zesilovače se mění impedance první harmonické složky užitečného signálu přivedená na vstup výstupního transformátoru, který má za úkol přizpůsobit ji k impedanci zátěže nejčastěji 50 Ω. Transformační poměr výstupního transformátoru se tedy navrhuje pro plné vybuzení zesilovače a pro tento případ je √︃
n=
ZZ = Z1
√︃
50 ∼ = 3 (1 : 3). 5
(7.4)
Transformátor je navinut na toroidní železo-prachové jádro firmy AMIDON typu T 200-2. Empiricky bylo zjištěno, že jsou potřeba mnohem menší indukčnosti vinutí oproti výsledkům simulace. Také byl v souladu s požadavky kapitoly 7.3 vypočítán i nový transformační poměr 1:3.
37
Transformátor má 2 x 5 primárních závitů (2 x 3,5 µH) a 1 x 15 závitů sekundárních (1 x 32 µH). Společné úseky vinutí jsou vinuty podél celé délky toroidního jádra trifilárně (3 skroucené vodiče) s ohledem na dosažení co nejtěsnějšího koeficientu vazby mezi vinutími. Zbytek sekundárního vinutí je navinut mezi stávající primární a sekundární závity při dodržení jeho smyslu. Konstrukci je zachycena na obrázku 7.2.
Obr. 7.2: Výstupní transformátor společný pro obě verze zesilovače Transformátor je použit u obou verzí stejný. Impedance první harmonické vychází totiž přibližně stejná pro obě verze zesilovače. U druhé verze byl pro návrh uvažován PZ = 8 · 40 = 320 W, P0 = 580 W, IS = 7, 9 A, IDSmax = 12, 4 A a Z1 ∼ = 5, 5 Ω.
7.4
Realizace vstupního transformátoru
Vstupní transformátor je realizován na toroidním feritovém jádře firmy AMIDON FT 82-61. V první verzi na něm bylo navinuto bifilární vinutí o 5 závitech (2 x 1,8 µH). Transformační poměr byl tedy 1:1. U druhé verze je na primární straně 6 závitů (2, 6 µH) a na sekundární straně 2 závity (0, 3 µH). Toto zajišťuje transformaci impedancí v poměru 9:1. Konstrukce viz obrázek 7.3.
Obr. 7.3: Vstupní transformátor druhé verze zesilovače
38
8
PROTOKOL O MĚŘENÍ ZÁKLADNÍCH PARAMETRŮ ZESILOVAČE PRVNÍ VERZE
8.1
Podmínky měření
Měření bylo prováděno při teplotě 25 ∘ C. Výstupní filtr byl doladěn na maximální výstupní výkon na zátěži. Frekvence měření byla zvolena 3,50 MHz (80 m radioamatérské pásmo krátkých vln).
8.2 8.2.1
Změřené parametry Budící výkon
Zesilovač byl buzen VF generátorem a VF zesilovačem. Plného vybuzení zesilovače bylo dosaženo při efektivní velikosti vstupního napětí asi 11 V. Toto napětí by na impedanci 50 Ω odpovídalo výkonu asi 2,5 W.
8.2.2
Výstupní výkon
Při plném vybuzení zesilovače bylo na umělé zátěži 50 Ω dosaženo výkonu U2max 1002 = 100 W. = 2 · RZ 2 · 50 Velikost a tvar výstupního napětí zobrazuje obrázek 8.1. Pout =
(8.1)
horizontální osa: čas, 50 ns/dílek; vertikální osa: napětí, 50 V/dílek Obr. 8.1: Napětí na zátěži při plném vybuzení zesilovače první verze Optickým posouzením tvaru výstupního napětí se dá usoudit o čistotě výstupního spektra. Pokud je z časového průběhu napětí patrné zkreslení, bývá THD zpravidla již neúnosně vysoké.
39
8.2.3
Čistota výstupního spektra
Při plném vybuzení zesilovače bylo na umělé zátěži 50 Ω změřeno výstupní spektrum 8.2. Je patrné, že vyšší (liché) harmonické kmitočty jsou od první harmonické složky potlačeny o více jak 40 dB. Požadavek ČTÚ na odstup alespoň o 40 dB byl tedy splněn.
horizontální osa: frekvence 0÷50 [MHz], 5 MHz/dílek; vertikální osa: napětí [dBV], 10 dBV/dílek Obr. 8.2: Výstupní spektrum při plném vybuzení zesilovače první verze
8.2.4
Účinnost zesilovače
Při plném vybuzení zesilovače byla střední hodnota proudu odebíraného ze zdroje asi 5,3 A. Střední hodnota napětí zdroje byla za těchto podmínek asi 37 V. Účinnost zesilovače je potom 𝜂=
8.3
Pout 100 ∼ 100 ∼ = = = 51 %. Us · Is 37 · 5, 3 196
(8.2)
Tepelné poměry
Zesilovač byl v plně vybuzeném stavu provozován po dobu 15 minut. Výsledná teplota obou chladičů (pasivní režim chlazení) byla 60 ∘ C. Tento stav by měl podle tepelného schematu 6.1 odpovídat navržené maximální teplotě přechodu tranzistoru asi 150 ∘ C, je tedy zřejmé, že zesilovač s ohledem na odvod tepla nejde více budit.
40
9
VSTUPNÍ DĚLIČ VÝKONU
Tato kapitola se zabývá návrhem obvodu, který by měl podle zadání zajistit plynulou regulaci zisku zesilovače. Přijatelným řešením se u konstrukce zesilovače tohoto typu zdá být říditelný vstupní dělič výkonu. Situace by mohla být taková, že výstupní výkon budiče nebo samotného vysílače nelze z např. konstrukčního hlediska regulovat. Jeho velikost je ale taková, že stačí na vybuzení koncového stupně. Za těchto podmínek potom pracuje koncový stupeň na plný výkon. Vstupní říditelný dělič výkonu může v tomto okamžiku zajistit zmenšení budícího výkonu a tím i pokles výkonu výstupního.
9.1
Děliče s PIN diodami a J-FET tranzistory
Ideálním řešením tohoto problému by se podle [4] mohlo zdát použití PIN diod. Tedy diod, které se nad určitým kmitočtem dají použít jako proudem říditelné rezistory. Kmitočty krátkých vln, zejména spodních pásem, jsou ale natolik nízké, že na nich PIN diody výše popsaným způsobem ještě nepracují a chovají se jako klasické usměrňovací diody. Některé říditelné děliče napětí se konstruují také pomocí tranzistorů J-FET, které se mohou chovat také jako napětím řízené rezistory. Společným problémem obou výše zmíněných přístupů by ale nakonec mohl být nízký vstupní výkon, kterým by šly takto sestavené děliče zatížit. Principiální schémata obou zapojení je možné vidět na obrázku 9.1. U těchto děličů, jež lze pro krajní meze považovat za spínače, lze podle mých dosavadních zkušeností docílit dynamického rozsahu asi 20 dB. Je důležité nezapomenout na to, že zapojení nemusejí být lineární.
Obr. 9.1: Principiální zapojení děliče napětí s BF245 a s PIN diodou
41
9.2
Odporové děliče
Říditelný dělič byl v tomto případě s ohledem na požadované vysoké výkonové zatížení navržen jako kaskáda T-článků s charakteristickou impedancí 50 Ω, které lze různě propojovat pomocí relé. Jelikož mají jednotlivé stupně děliče stejnou charakteristickou impedanci, lze je nezávisle spojovat do série, přičemž celkový útlum takové kaskády bude roven součtu dílčích útlumů jednotlivých stupňů. Dělič je navržen s binárními váhami viz tabulka 9.1. Takový dělič sice není spojitý, ale při volbě dostatečně jemného kroku by měl účelům snížení výstupního výkonu koncového stupně vyhovovat. Obecné schéma jednoho stupně je na obrázku 9.2.
Obr. 9.2: Obecné schéma T-článku Návrh T-článků byl s ohledem na rychlost a množství opakujících se výpočtů proveden pomocí webové kalkulačky [17]. Číselné hodnoty jednotlivých stupňů jsou v tabulce 9.1. útlum [dB] 0,5 1,0 2,0
R1 [Ω] R3 [Ω] R2 [Ω] 1,44 868 1,44 2,88 433 2,88 5,73 215 5,73
útlum [dB] 4,0 8,0
R1 [Ω] R3 [Ω] R3 [Ω] 11,3 105 11,3 21,5 47,3 21,5
Tab. 9.1: Hodnoty odporů děliče výkonu Rezistory jednotlivých stupňů jsou sério-paralelními spojeními rezistorů dostupné řady tak, aby se svým výsledným odporem co nejvíce přiblížili teoretické hodnotě odporu získané v předchozím výpočtu a snesly také uvažované maximální výkonové zatížení. Na obrázku 9.3 je vidět principiální schéma děliče bez přepínacích elementů společně s vypočítaným maximálním výkonovým zatížením jednotlivých rezistorů. Celkově se podařilo vybrat rezistory z dostupné řady tak, že relativní odchylka pravé hodnoty vůči teoreticky vypočítané nepřesahuje 5 %. Výkonové požadavky byly taktéž splněny. Dělič na obrázku 9.3 schématu má maximální uvažovaný útlum 15,5 dB. Celkové schéma děliče s reálnými hodnotami součástek včetně podpůrných obvodů je potom vidět na obrázku 9.4. 42
Obr. 9.3: Principiální schéma děliče včetně maximálních výkonů
9.3
Shrnutí
Dělič je navržen pro vstupní výkon 10 W v CW režimu, takže v režimu SSB by měl při uvažované základní dynamice hovorového signálu 13 dB (podle [3]) zvládnout s rezervou vstupní výkon 100 W PEP. Dělič je binárně váhovaný, takže s pěti sekcemi děliče je možné docílit průchozího útlumu 0 až 15,5 dB s krokem 0,5 dB. Charakteristická impedance děliče je 50 Ω.
Obr. 9.4: Obvodové schéma vstupního děliče výkonu
43
10 10.1
MĚŘÍCÍ A ŘÍDÍCÍ OBVODY ZESILOVAČE Měření frekvence
I když je většina dnešních transceiverů vybavena číslicovým výstupem údaje o pracovní frekvenci, byl zesilovač vybaven podle zadání vlastním čítačem frekvence. Měření je ale chápáno pouze jako orientační, proto bylo jeho rozlišení omezeno na 10 kHz. Čítač sice měří interně s rozlišením 1 kHz, ale na displej jsou vypisovány pouze desítky kHz. Další omezení čítače vyplývá z faktu, že navržené obvody zpracování vstupního signálu před samotným vstupem do mikropočítače dokáží pracovat pouze od jisté minimální vstupní úrovně vysokofrekvenčního výkonu. Garantovaná úroveň vstupního výkonu, od kterého začíná čítač pracovat, je podle měření 250 mW. Obvody vstupní úpravy signálu mají za úkol jediné: natvarovat vstupní harmonický signál s libovolnou amplitudou na obdélníkový signál o amplitudě stejné, jako je pracovní napětí navazujících číslicových obvodů, a zachovat při tom údaj o jeho frekvenci. Tyto obvody se většinou skládají z limiteru, saturovaného zesilovače a většinou i obvodů pro případnou opravu strmosti hran. Dále může být vložen i dělič frekvence. Schéma navrženého tvarovacího obvodu je na obrázku 10.1.
Obr. 10.1: Schéma vstupní úpravy signálu Diody D1 a D2 v kombinaci s rezistorem R29 slouží jako limiter amplitudy na přibližně ± 0,7 V. Následuje impedanční oddělovací stupeň s tranzistorem Q5 (BF245), který budí saturovaný zesilovač s tranzistorem T5 (BFR93). Následuje invertor 74AC14, který má za úkol vytvarování obdélníkového napětí. Invertor má pro potřeby udržení stability následujících D-klopných obvodů při malé úrovni vstupního harmonického napětí a tedy při nízké rychlosti jeho přechodu přes zakázané pásmo logiky na svém vstupu Schmittův klopný obvod. Tedy obvod s kladnou zpětnou vazbou, který zajistí dostatečnou strmost hran obdélníkového napětí, které je dále přivedeno na hodinový vstup prvního klopného obvodu D. Oba dva klopné obvody typu D pracují jako dělička čtyřmi. 44
Natvarované obdélníkové napětí o čtvrtinové frekvenci je přivedeno na vstup čítače 8 bitového čítače mikropočítače AT-Mega 16. V něm je dále rozběhnut časovač s periodou 1 ms, který dává čítači rozlišení 1 kHz. V přerušení od přetečení 8 bitového čítače se potom inkrementuje proměnná, která o tomto počtu přetečení vypovídá. Po uplynutí měřícího času 1 ms se vždy zachytí aktuální stav 8 bitového čítače a počet jeho přetečení. Následně je vypočítán počet period čítaného signálu, který přímo odpovídá jeho frekvenci v kHz. Vše se dá vyčíst z následující části zdrojového kódu.
Následuje standardní výpis na displej pomocí celočíselného dělení vypisovaného čísla a funkce 𝑙𝑐𝑑_𝑝𝑢𝑡𝑐(. + 0𝑥30) z knihovny pro obsluhu displejů s řadičem Hitachi HD44780 nebo ekvivalentním. Autoři knihovny jsou: Peter Fleury, Tomáš Frýza a Thomas Breining. Pro výpis není záměrně použita standardní funkce 𝑝𝑟𝑖𝑛𝑡𝑓 (.) v koordinaci s funckí 𝑙𝑐𝑑_𝑝𝑢𝑡𝑠(.), kvůli její nepoměrně větší paměťové i výpočetní náročnosti. V této práci je použit displej s řadičem S6A0069 firmy Samsung. Knihovna se nakonec po nastavení kmitočtu hodinového signálu koordinujícího komunikaci mezi mikropočítačem a displejem na téměř maximálních možných 250 kHz ukázala být kompatibilní. Při nižší frekvenci nechtěl paradoxně řadič firmy Samsung (na rozdíl od řadiče firmy Hitachi) pracovat. Tam, kde je to potřeba, je celý řídící program pro mikropočítač napsán pro práci s 32 bitovými proměnnými typu 𝑙𝑜𝑛𝑔. Práce s proměnnými typu 𝑙𝑜𝑛𝑔 je pro programátora možná o něco málo méně pohodlná než práce s proměnnými typu 𝑓 𝑙𝑜𝑎𝑡, nicméně výpočetní náročnost pro mikropočítač je řádově nižší.
45
10.2
Měření PSV
Měření PSV, tedy Poměru Stojatých Vln, stojí celé výhradně na použití směrové odbočnice, to jest obvodu, který je schopen oddělit přímou a odraženou vlnu. To je důležité pro určení, jak dobře je zatěžovací impedance (např. anténa) přizpůsobena k jisté charakteristické impedanci, nejčastěji k 50 Ω. Pokud je zatěžovací impedance s charakteristickou impedancí úplně shodná, energie přímé vlny dopadající na zátěž se celá spotřebuje. Pokud je ale zatěžovací impedance od charakteristické impedance odlišná, odráží se část energie této odlišnosti úměrná od zátěže zpět ke zdroji a způsobuje tzv. stojaté vlnění. Definuje se proto činitel odrazu (např. podle [5]) obecně jako komplexní číslo 𝜌=
Z − Z0 . Z + Z0
(10.1)
Z rovnice 10.1 vyplývá, že činitel odrazu nabývá hodnoty -1 pro zatěžovací impedanci Z = 0, tedy pro zkrat, hodnoty 1 pro zatěžovací impedanci Z → ∞, tedy pro otevřený obvod a hodnoty 0 pro zatěžovací impedanci Z = Z0 , tedy pro případ, že je zátěž s charakteristickou impedancí shodná. Je snaha docílit tohoto stavu pro maximální přenos výkonu. Jelikož je činitel odrazu obecně komplexní číslo, určuje se někdy míra přizpůsobení také podle čísla (poměru) stojatých vln. Poměr maximálního a minimálního napětí stojaté vlny lze (opět např. podle [5]) vypočítat jako PSV =
1+ | 𝜌 | . 1− | 𝜌 |
(10.2)
Z rovnice 10.2 je pak zřejmé, že PSV je reálné číslo a že ubíhá s mírou nepřizpůsobení zátěže k charakteristické impedanci směrem k nekonečnu, zatímco ve stavu jejího dokonalého přizpůsobení k zátěži je rovno 1. Jiný pohled na činitel odrazu (opět podle [5]) je přes napětí a fázi dopředné a a odražené vlny b Γ=
a . b
(10.3)
Potom lze dosazením Γ za 𝜌 do rovnice 10.2 získat pro PSV vztah 1+ | 1+ | Γ | PSV = = 1− | Γ | 1− |
46
𝑏 𝑎 𝑏 𝑎
| |
=
|𝑎|+|𝑏| . |𝑎|−|𝑏|
(10.4)
Vztah 10.4 je ideální pro měření PSV za znalosti amplitudy dopředné a odražené vlny. Tato napětí jsou poskytována směrovou odbočnicí zmenšená o vazební útlum odbočnice. Směrová odbočnice byla zkonstruována podle [18]. Schéma realizace je na obrázku 10.2.
Obr. 10.2: Schéma PSV metru podle [18] PSV metr byl po konzultaci s vedoucím práce doplněn o dodatečné výstupní RC filtry prvního řádu typu dolní propust. Výpočet PSV probíhá v mikropočítači podle následujícího úseku zdrojového kódu. Pro jednoduchost a názornost byly v tomto okamžiku vynechány různé okrajové podmínky a ošetření např. pro zabránění dělení nulou pro korektní výpis hodnoty PSV na displej. Pozornost není věnována ani interpretaci výsledků výpočtů na proměnných typu 𝑙𝑜𝑛𝑔. Stejně tak byl vynechán samotný úsek kódu s výpisem, ke kterému dochází obdobně jako při výpisu frekvence.
PSV je zesilovačem vypisováno na jedno desetinné místo, s tím, že pokud neexistuje dopředná vlna (nulové napětí dopředné vlny na příslušném vstupu A/D převodníku), vypisuje se na místě PSV pomlčka a pokud je PSV větší než 9,9, vypisují se na displeji symboly „> 10“. Měření napětí dopředné i odražené vlny je provedeno pomocí interního A/D převodníku mikropočítače s rozlišením 10 bitů. Procedura je stejná jako pro všechna další měření: 1000 vzorků filtrovaných číslicově filtrem s exponenciálním zapomínáním.
47
10.3
Měření výstupního výkonu
Zatímco u měření PSV nebylo potřeba znát přesnou hodnotu vazebního útlumu směrové odbočnice, u měření výkonu dopředné vlny to již zapotřebí je. Velikost dopředné vlny se tedy také měří pomocí směrové odbočnice - PSV můstku. Vazební útlum byl změřen. Měření probíhalo tak, že se zesilovač vybudil na výstupní výkon 100 W a na výstupu PSV metru pro dopřednou bylo bylo změřeno napětí 2,53 V. Vazební útlum odbočnice chápaný jako podíl střední hodnoty výstupního napětí dopředné vlny PSV metru a reálného efektivního napětí dopředné vlny by se dal spočítat jako (︃
C = 20 · log
Uef
| 100 W na 50 Ω
(︃ √
)︃
UF
= 20 · log
100 W · 50 Ω 2, 53
)︃
∼ = 29 dB .
(10.5)
Pro výpočet výkonu dopředné vlny mikropočítačem nezbývá, než udělat druhou mocninu naměřeného napětí dopředné vlny a podělit ji správnou konstantou, která v sobě zahrnuje jak impedanci zátěže a vazební útlum odbočnice, tak konstantu pro možnost interpretace výsledku měření výkonu na proměnných typu 𝑙𝑜𝑛𝑔 a rozlišení A/D převodníku, kterým je odměr dopředné vlny prováděn. Tento krok je chápán jako přirozený a tato práce se jím nebude zabývat. Dále je opět ukázána příslušná zjednodušená část kódu pro mikropočítač realizující výpočet výkonu na zátěži. V kódu je mimo jiné vidět velikost zmiňované konstanty.
Kód je opět zjednodušený. Je naznačen i postup výpočtu jednotlivých dekád pro výše popsaný styl výpisu na displej.
10.4
Měření teploty
Měřící modul zesilovače umožňuje také měřit teplotu chladičů zesilovače a v případě jejího překročení určité hodnoty zvýšit otáčky ventilátorů chladícího systému zesilovače. Jako teplotní čidlo je použit integrovaný obvod TMP36 firmy Analog Devices v pouzdře TO-92. Čidlo je navrženo tak, že při pokojové teplotě 25 ∘ C by mělo mít na svém výstupu napětí přibližně 750 mV. Jeho teplotní koeficient je potom 10 mV/K, tedy 10 mV na jeden ∘ C. Teplota čidla se potom vypočítá podle rovnice 48
t = 25 +
Učidla − 0, 75 0, 01
[∘ C, V].
(10.6)
Veškeré údaje o čidlu byly převzaty ze specifikace [19]. Výpočet teploty v mikropočítači je uveden v následujícím úseku zdrojového kódu.
10.5
Řízení vstupního děliče výkonu
Řízení vstupního děliče probíhá pomocí na panel zesilovače vyvedeného děliče napětí. Velikost tohoto napětí je převedena na jeho číselný obraz a přiřazeno jedné z 32 úrovní. Nastavení otočného prvku pro řízení děliče na panelu zesilovače je pro mikropočítač, resp. pro podprogram ovládání děliče výkonu reprezentováno jako celé číslo v rozsahu 0÷31. Toto číslo je v jisté formě taktéž vyvedeno na řídící port děliče, který nepřímo obsluhuje všechna relé děliče. Dělič se nechá nastavit od průchozího útlumu 0 dB do 15,5 dB s krokem 0,5 dB. To je celkem 32 možných kroků. Souvislost onoho čísla vypisovaného na displej zesilovače a skutečného útlumu zesilovače je dána vztahem ATT =
c , 2
(10.7)
kde c je číslo 0÷31 vypsané na displej zesilovače a ATT je aktuální útlum vstupního děliče výkonu v dB. Pro pořádek je uvedena i část zdrojového kódu mající některé operace spojené s řízením vstupního děliče výkonu na starosti.
49
10.6
Použitá číslicová filtrace
Při digitalizaci každého z měřených napětí odebírá mikropočítač podle programu 1000 vzorků. Tyto vzorky pak filtruje číslicovým filtrem s exponenciálním zapomínáním minulých vzorků. Filtr je navržen podle [6]. Filtr je používán s q=0,95. Jeho implementace je velice výhodná s ohledem na minimální nároky na paměť mikropočítače. Schéma filtru a rovnice výstupu jsou vidět na obrázku 10.3.
Obr. 10.3: Schéma číslicového filtru V následujícím krátkém úseku kódu je vidět rovnice výpočtu filtrované hodnoty včetně triku, jakým lze obejít zaokrouhlovací chybu, která by jinak způsobila saturaci filtru v uvažovaném pracovním rozsahu hodnot vzorků.
10.7
Příklad výstupu modulu měření a řízení
Obrázek 10.4 poskytuje pohled na displej zesilovače při práci na frekvenci 7,10 MHz. Zesilovač je v tomto okamžiku zatížen umělou zátěží 50 Ω, proto je PSV = 1. Aktuální výkon je přibližně 100 W a teplota chladičů po chvíli provozu 37 ∘ C. Vstupní dělič výkonu je nastaven na hodnotu 0 dB.
Obr. 10.4: Displej zesilovače za provozu
50
11
STABILITA ZESILOVAČE
Při oživování druhé verze zesilovače se zapojení ukázalo být nestabilní. Nestabilita se projevovala tak, že při postupném střídavém usazování jednotlivých tranzistorů do jejich pracovních bodů, tedy při procesu, při kterém se zvyšuje celkový zisk zesilovače, se došlo do místa, kdy se zesilovač rozkmital. Stalo se tak i přes to, že jeho vstup i výstup byly zakončeny charakteristickou impedancí 50 Ω. Přítomnost oscilací byla změřena na umělé zátěži připojené k výstupu zesilovače. Napětí oscilací mělo amplitudu přibližně 10 V a frekvenci v řádu nízkých jednotek MHz. Problém měl být vyřešen zavedením záporné zpětné vazby přesně podle konstrukce Američana K0KGD [20]. Zápornou zpětnou vazbu má zavedenou tak, že se část energie z výstupního transformátoru přivede ve správném smyslu zpět na vstup. Pro zápornou zpětnou vazbu musí (v souladu např. s [2]) platit, že napětí indukující se na zpětnovazebním vinutí výstupního transformátoru je v protifázi s napětí na vstupu zesilovače. Na základě upozornění Ing. Pavlem Lorenzem byl ale problém vyřešen jinak. Upozornění poukazovalo na vysokou rozptylovou indukčnost ve výstupním obvodu zesilovače. Tato byla nechtěně realizována můstky z vodičů, které spojují drainy paralelně poskládaných tranzistorů, které jsou pro lepší odvod tepla rozmístěny přes celou délku chladičů. Poskytnuté upozornění skýtalo i řešení problému, které se nakonec ukázalo být v souladu s návrhem řešení vedoucím práce, snížením této rozptylové indukčnosti feritovými trubičkami s vysokou poměrnou permeabilitou. Po provedení tohoto opatření se zesilovač chová stabilně v jakémkoliv myslitelném pracovním bodě. Pracovní bod byl nakonec nastaven na 8 x 50 mA, což se při měření projevilo s vybuzením rostoucím ziskem zesilovače. Tento nepříjemný fakt byl konzultován s Ing. Tomášem Urbancem, Ph.D. Z výsledků konzultace vyplývá, že jev by se dal pravděpodobně odstranit zvýšením klidového proudu tranzistory. Proud 50 mA totiž odpovídá řádově jedné dvacetině špičkového proudu tranzistorem, přičemž konvenční hodnota bývá jedna desetina a vyšší. Finální provedení odstranění nestability zesilovače je patrné z obrázku 11.1 se zvýrazněnými úpravami pro lepší názornost.
51
Obr. 11.1: Zajištění stability zesilovače (žlutě) podle OK2BRZ Žlutě jsou na obrázku 11.1 vidět feritové trubičky na spojeních jednotlivých drainů tranzistorů. Zeleně je označená jedna z feritových trubiček navlečená i na přívod stejnosměrné energie. Další feritová trubička, tentokrát větších rozměrů, je vidět i na spojovacích vodičích zdroje a zesilovače (zcela vlevo), jejíž vinutí je provedeno tak, aby potlačovala pouze případné asymetrické proudy tekoucí po napájecím vedení. Tato kapitola této diplomové práce byla konzultována jak s vedoucím práce, tak s Ing. Pavlem Lorenzem (OK2BRZ) a Ing. Tomášem Urbancem, Ph.D. Za cenné rady všem mnohokrát děkuji.
52
12
PROTOKOL O MĚŘENÍ ZÁKLADNÍCH PARAMETRŮ ZESILOVAČE DRUHÉ VERZE
12.1
Podmínky měření
Měření bylo prováděno při teplotě 25 ∘ C. Výstupní filtr byl doladěn na maximální výstupní výkon na zátěži. Frekvence měření byla zvolena 4 MHz (těsně nad radioamatérským pásmem 80 m kvůli rozladěnému výstupnímu filtru) a 7,1 MHz (40 m radioamatérské pásmo). Na ostatních pásmech nebylo měření provedeno.
12.2
Změřené parametry
12.2.1
Budící výkon
Zesilovač byl buzen VF generátorem a VF zesilovačem. Uvedených výstupních výkonů bylo dosaženo vstupním budícím výkonem přibližně 2 W (33,1 dBm) na frekvenci 4 MHz a výkonem přibližně 1 W (30,7 dBm) na frekvenci 7,1 MHz.
12.2.2
Výstupní výkon
Na frekvenci 4 MHz bylo při výše uvedeném budícím výkonu dosaženo do umělé zátěže 50 Ω výstupního výkonu Pout =
U2ef RZ
(︁
=
U√ max 2
RZ
)︁2
=
U2max 2
RZ
=
U2max 1252 = 156 W. = 2 · RZ 2 · 50
(12.1)
Velikost a tvar výstupního napětí zobrazuje obrázek 12.1.
horizontální osa: čas, 100 ns/dílek; vertikální osa: napětí, 50 V/dílek Obr. 12.1: Napětí na umělé zátěži zesilovače druhé verze pro frekvenci 4 MHz
53
Na frekvenci 7,1 MHz bylo při výše uvedeném budícím výkonu dosaženo do umělé zátěže 50 Ω téhož výstupního výkonu jako na frekvenci 4 MHz. Velikost a tvar výstupního napětí zobrazuje obrázek 12.2.
horizontální osa: čas, 100 ns/dílek; vertikální osa: napětí, 50 V/dílek Obr. 12.2: Napětí na umělé zátěži zesilovače druhé verze pro frekvenci 7,1 MHz
12.2.3
Čistota výstupního spektra
Pro dvě uvedené pracovní frekvence byla na umělé zátěži 50 Ω změřena dvě výstupní spektra. Pro jejich podobnost a úplně stejné závěry z jejich interpretace vyplývající je uvedeno pouze první spektrum pro kmitočet 4 MHz 12.3. Napěťová úroveň se ve spektrogramech změřených použitým osciloskopem vztahuje k efektivní velikosti napětí, nikoliv k maximální, jak bývá dobrým zvykem u klasických amplitudových spekter. Proto jsou výše uvedeny i oscilogramy napětí, aby byl výpočet výstupního výkonu zesilovače prokazatelný.
horizontální osa: frekvence 0÷100 [MHz], 10 MHz/dílek; vertikální osa: napětí [dBV], 10 dBV/dílek Obr. 12.3: Výstupní spektrum zesilovače pro frekvenci 4 MHz Ze spektrogramu je patrné, že vyšší harmonické kmitočty jsou od první harmonické složky potlačeny o více jak 40 dB. Požadavek ČTÚ na odstup alespoň o 40 dB byl tedy splněn.
54
12.2.4
Účinnost zesilovače
Při daném vybuzení zesilovače byla střední hodnota proudu odebíraného ze zdroje pro frekvenci 4 MHz přibližně 4,2 A a pro frekvenci 7,1 MHz přibližně 4,1 A. Střední hodnota napětí zdroje byla za těchto podmínek asi 74 V. Základní účinnost zesilovače je potom pro frekvenci 4 MHz 𝜂=
156 ∼ 100 ∼ Pout = = = 50 % Us · Is 74 · 4, 2 196
(12.2)
a obdobně pro frekvenci 7,1 MHz 51 %.
12.3
Linearita zesilovače
Měření linearity zesilovače proběhlo pro domnělou podobnost obou potenciálních výsledků pouze na jedné z pracovních frekvencí a sice pro frekvenci 4 MHz.
Obr. 12.4: Linearita zesilovače - závislost výstupního výkonu na vstupním Z charakteristiky 12.4 je vidět, že zesílení zesilovače s mírou vybuzení stoupá. Toto je pravděpodobně zapříčiněno malým klidovým proudem tranzistorů zesilovače. Zapříčinění ohřátím tranzistorů bylo měřením vyloučeno. Pro další užívání by chtělo přenastavit klidový proud z aktuálních 50 mA/tranzistor na alespoň dvojnásobek, který by pak byl přibližně jednou desetinou špičkového proudu každým tranzistorem.
12.4
Použité měřící přístroje
• VF generátor AGILENT N5181 (0,1 MHz÷3 GHz, úroveň výkonu po 0,01 dB) • digitální osciloskop AGILENT 54624A (2 x 100 MHz, FFT) • VF zesilovač Schaffner CBA 9477B (15 W, 150 kHz÷3 GHz, zisk 42 dB)
55
13
DOSAŽENÉ VÝSLEDKY A ZÁVĚR
Byly zkonstruovány dvě verze koncového zesilovače výkonu. Zesilovač první verze dosahoval na radioamatérském pásmu 80 m vysokofrekvenčního CW výkonu 100 W při účinnosti 51 %. Zesilovač byl napájen ze zdroje napětí 37 V a využíval dvojici precizně chlazených tranzistorů IRF640N. Potřebné budící napětí odpovídalo výkonu přibližně 2,5 W na 50 Ω. Nežádoucí vyšší harmonické byly LC filtrem 3. řádu potlačeny o více jak 40 dB. Druhá verze zesilovače dosahuje na radioamatérských pásmech 80 a 40 m vysokofrekvenčního CW výkonu 150 W při podobné účinnosti jako první verze. Zesilovač je napájen ze zdroje napětí 74 V a využívá dvě čtveřice standardně chlazených tranzistorů IRF730. Potřebný budící výkon je pro spodní pásmo přibližně 2 W a pro horní pásmo přibližně 1 W, při současném PSV na vstupu < 2. Nežádoucí harmonické složky jsou přepínatelným LC filtrem 3.řádu potlačeny rovněž o více jak 40 dB. Druhá verze zesilovače taktéž disponuje řídícím a měřícím modulem s následujícími vlastnosti. Měří a zobrazuje frekvenci v rozsahu 1÷20 MHz (Pinp > 0, 25 W) s rozlišením omezeným na 10 kHz, PSV v rozsahu omezeném na 1÷9, 9 s rozlišením 0,1 vypovídající o přizpůsobenosti zátěže zesilovače k 50 Ω, výkon dopředné vlny v rozsahu 1÷250 W s rozlišením 1 W a teplotu chladícího systému zesilovače od 0÷100 ∘ C. Modul je také schopen řídit vstupní dělič výkonu nastavitelný z předního panelu zesilovače a výkon chladícího systému. Dělič slouží ke snížení vstupního budícího výkonu v rozsahu 0÷15,5 dB s krokem 0,5 dB při maximálním CW zatížení 10 W a slouží k omezení zisku zesilovače. Bohužel se z časových důvodů nepodařilo zkonstruovat žádnou reflektometrickou ochranu zesilovače. Měření PSV sice probíhá, ale nemá žádný výstup napojený na nějakou akční část, která by například snížila zisk zesilovače nebo úplně odpojila napájecí zdroj. Jelikož je chlazení i zdroj zesilovače dimenzován na výstupní výkon 300 W při uvažované účinnosti 50 %, nepodařilo se dosažením přibližně polovičního výstupního výkonu plně využít potenciálu všech použitých komponent. Zesilovač taktéž nestačil být opatřen obvody klíčování a byl zkoušen pouze v laboratorních podmínkách, nikoli v reálném provozu. Cílem této diplomové práce nebylo vnést zásadní myšlenku do problematiky zesilovačů výkonu, ale blíže se s daným oborem seznámit a zkusit zkonstruovat vlastní zesilovač od simulace v obvodovém simulátoru přes oživení konstrukce až k její finální realizaci.
56
LITERATURA [1] PROKEŠ, A. Rádiové přijímače a vysílače Brno : elektronická skripta, 2005. 180 s. [2] BRANČÍK, L.; DOSTÁL, T. Analogové elektronické obvody Brno : elektronická skripta, 2007. 194 s. [3] KASAL, M. Směrové a družicové spoje Brno : elektronická skripta, 2003. 107 s. [4] SVAČINA, J. Speciální elektronické součástky Brno: elektronická skripta, 2004. 96 s. [5] NOVÁČEK, Z. Elektronické vlny, antény a vedení Brno: elektronická skripta, 145 s. [6] JAN, J., et al. Číslicové zpracování a analýza signálů Brno: elektronická skripta, 2003. 86 s. [7] FLEURY, P., RRÝZA, T., BREINING T. C knihovna pro obsluhu LCD displeje s řadičem HD44780 [8] KAMÍNEK, K., et al. Amatérská radiotechnika : Základy techniky krátkých a velmi krátkých vln Vydání I. Praha : Naše vojsko, 1953. 509 s. ISBN 30105/38102725/1/SV2/54. [9] BARKHORDARIAN, V. Power MOSFET basics [online]. 2005, poslední aktualizace 25. 10. 2005 [cit. 17. 4. 2011]. Dostupné z URL:
. [10] LAUD, S. IGBT evolution enhances switched-mode power conversion [online]. 2007, poslední aktualizace 13. 12. 2007 [cit. 17. 4. 2011]. Dostupné z URL: . [11] G3YXM The 500W PA [online]. 2006, poslední aktualizace 4. 4. 2006 [cit. 17. 4. 2011]. Dostupné z URL: . [12] OZ1PIF 50MHz 500W IRF510 based Amplifier [online]. 2010, poslední aktualizace 16. 1. 2010 [cit. 17. 4. 2011]. Dostupné z URL: . [13] IFR640 Datasheet IRF640 California, USA: IRF640N S LPbF Product Data Sheet, 2010. 11 s. [14] IFR730 Datasheet IRF730 Italy: IRF730 Product Data Sheet, 1998. 8 s. 57
[15] I-Laboratory Chebyshev LPF calculator [online]. 2004, poslední aktualizace 10. 8. 2004 [cit. 17. 4. 2011]. Dostupné z URL: <www1.sphere.ne.jp/ilab/ilab/tool/LPF_C_e.htm>. [16] EEWeb Electrical Engineering Community PI-Match - Impedance Matching Circuit [online]. [cit. 12. 12. 2011]. Dostupné z URL: . [17] Random Science Tools and Calculators T Attenuator Calculator [online]. [cit. 13. 4. 2012]. Dostupné z URL: . [18] ERBEN, J. Amatérské konstrukce kmitočtově nezávislých SWR/PWR metrů pro KV Časopis Radioamatér, 3 a 4/2002 [19] TMP36 Low woltage temperature sensors TMP35/TMP36/TMP37 Product data sheet, Analog Devices, 2005. 20 s. [20] K0KGD Solid State Amplifier High Power Solid State 600 Watts Output Motorola MRF 150 FETs [online]. 2010, poslední aktualizace 25. 3. 2008 [cit. 10. 4. 2012]. Dostupné z URL: .
58
SEZNAM SYMBOLŮ, VELIČIN A ZKRATEK MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor IGBT
Insulated Gate Bipolar Transistor
BJT
Bipolar Junction Transistor
OZ1PIF
radioamatérský volací znak
G3YXM
radioamatérský volací znak
ČTÚ
Český telekomunikační úřad
FFT
Fast Fourier Transform
THD
Total Harmonic Distortion
PIN
dioda: P-typ polovodiče - Intrinzický (čistý) materiál - N-typ polovodiče
J-FET
Junction-Field Effect Transistor
CW
Continual Wave – nemodulovaná vlna
SSB
Single Side Band – modulace s jedním postranním pásmem
PEP
Peak Envelope Power – špičkový výkon modulační obálky
PSV
Poměr Stojatých Vln, anglicky SWR – Standing Wave Ratio
59
SEZNAM PŘÍLOH A Zdrojový kód mikropočítače
61
B Schéma zesilovače - simulace
66
C Celkové schéma zesilovače 1
67
D Celkové schéma zesilovače 2
68
E Schéma měřící části
69
F Fotogalerie
70
G Ostatní dokumentace
75
60
A
ZDROJOVÝ KÓD MIKROPOČÍTAČE
61
62
63
64
65
B
SCHÉMA ZESILOVAČE - SIMULACE
Obr. B.1: Schéma zesilovače - simulace v cadence™ OrCAD 16. 66
C
CELKOVÉ SCHÉMA ZESILOVAČE 1
Obr. C.1: Celkové schéma první verze zesilovače včetně napájecího zdroje
67
D
CELKOVÉ SCHÉMA ZESILOVAČE 2
Obr. D.1: Celkové schéma druhé verze zesilovače bez napájecího zdroje 68
E
SCHÉMA MĚŘÍCÍ ČÁSTI
Obr. E.1: Schéma měřící a řídící části zesilovače 69
F
FOTOGALERIE
Obr. F.1: První verze zesilovače shora
Obr. F.2: Detail VF části první verze zesilovače 70
Obr. F.3: Výstupní filtr 3. řádu (Π článek) první verze zesilovače
Obr. F.4: Komplexní pohled na zesilovač druhé verze 71
Obr. F.5: Druhá verze zesilovače shora
Obr. F.6: PSV metr 72
Obr. F.7: Detail demontované VF části druhé verze zesilovače
Obr. F.8: Přepínatelný výstupní filtr druhé verze zesilovače 73
Obr. F.9: Demontovaný vstupní dělič výkonu 0÷15,5 dB
Obr. F.10: Instalovaná řídící a měřící deska 74
G
OSTATNÍ DOKUMENTACE
Ostatní dokumentace je připojena v elektronické datové formě na přiloženém datovém nosiči CD-ROM. Nosič obsahuje zejména tyto soubory: • elektronickou formu této zprávy tak, aby ji bylo možné znova vytisknout • osazovací výkresy všech desek plošných spojů • matrice všech desek plošných spojů
75
