VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ

VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ BRNO UNIVERSITY OF TECHNOLOGY

FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCH TECHNOLOGIÍ ÚSTAV RADIOELEKTRONIKY FACULTY OF ELECTRICAL ENGINEERING AND COMMUNICATION DEPARTMENT OF RADIO ELECTRONICS

DIGITÁLNĚ ŘÍZENÝ VÍCEKVADRANTOVÝ ZDROJ

DIPLOMOVÁ PRÁCE MASTER'S THESIS

AUTOR PRÁCE AUTHOR

BRNO 2013

Bc. JIŘÍ CHYTIL

VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ BRNO UNIVERSITY OF TECHNOLOGY

FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCH TECHNOLOGIÍ ÚSTAV RADIOELEKTRONIKY FACULTY OF ELECTRICAL ENGINEERING AND COMMUNICATION DEPARTMENT OF RADIO ELECTRONICS

DIGITÁLNĚ ŘÍZENÝ VÍCEKVADRANTOVÝ ZDROJ DIGITALLY CONTROLLED MULTI-QUADRANT POWER SUPPLY

DIPLOMOVÁ PRÁCE MASTER'S THESIS

AUTOR PRÁCE

Bc. JIŘÍ CHYTIL

AUTHOR

VEDOUCÍ PRÁCE SUPERVISOR

BRNO 2013

Ing. MICHAL KUBÍČEK, Ph.D.

VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií Ústav radioelektroniky

Diplomová práce magisterský navazující studijní obor Elektronika a sdělovací technika Student: Ročník:

Bc. Jiří Chytil 2

ID: 120598 Akademický rok: 2012/2013

NÁZEV TÉMATU:

Digitálně řízený vícekvadrantový zdroj POKYNY PRO VYPRACOVÁNÍ: Seznamte se s problematikou vícekvadrantových zdrojů, prostudujte používané topologie a dostupnou součástkovou základnu. Navrhněte koncepci digitálně řízeného zdroje s analogovým výstupem. Navrhněte schéma zapojení a desku plošných spojů vícekvadrantového zdroje a jeho řídicí části. Navržený zdroj realizujte a ověřte jeho vlastnosti. Dle změřených vlastností se pokuste zdroj optimalizovat. DOPORUČENÁ LITERATURA: [1] KREJČIŘÍK, A. Napájecí zdroje 1 až 4. BEN, Praha, 1996-1999. [2] BROWN, M. Power supply cookbook, 2/E. Melbourne: Newnes, 2001. Termín zadání:

11.2.2013

Termín odevzdání:

24.5.2013

Vedoucí práce: Ing. Michal Kubíček, Ph.D. Konzultanti diplomové práce:

prof. Dr. Ing. Zbyněk Raida Předseda oborové rady

UPOZORNĚNÍ: Autor diplomové práce nesmí při vytváření diplomové práce porušit autorská práva třetích osob, zejména nesmí zasahovat nedovoleným způsobem do cizích autorských práv osobnostních a musí si být plně vědom následků porušení ustanovení § 11 a následujících autorského zákona č. 121/2000 Sb., včetně možných trestněprávních důsledků vyplývajících z ustanovení části druhé, hlavy VI. díl 4 Trestního zákoníku č.40/2009 Sb.

Výzkum realizovaný v rámci této diplomové práce byl finančně podpořen projektem CZ.1.07/2.3.00/20.0007 Wireless Communication Teams operačního programu Vzdělávání pro konkurenceschopnost.

Finanční podpora byla poskytnuta Evropským sociálním fondem a státním rozpočtem České republiky.

ABSTRAKT Práce se zabývá problematikou, návrhem a realizací čtyř-kvadrantových zdrojů jak v lineárním tak i spínaném režimu. Ve spínaném režimu se navíc zabývá možností rekuperace energie a optimalizaci odezvy zdroje na změnu povahy zátěže. Zdroje jsou navrhovány jako laboratorní či procesní zdroje pro obecné použití. Zdroje jsou navrženy tak, aby mohly být galvanicky odděleným rozhraním USB připojeny k PC.

KLÍČOVÁ SLOVA dvoukvadrantový napájecí zdroj, čtyřkvadrantový napájecí zdroj, LT1970, spínaný zdroj, rekuperace energie, vzdálené snímání napětí na zátěži, stabilita, odezva na změnu zátěže, měnič SEPIC, ZETA měnič, Ćukův měnič

ABSTRACT This thesis deal with design of multi-quadrant power supply in linear and switching mode. In the case of the switching mode energy recuparation is also considered as well as optimalization of change of load response over time. Power supplies are designed as general purpose laboratory and process power supplies. Power supplies are designed so that they can be connected via galvanic insulated USB interface with a PC

KEYWORDS two-quadrant power supply, four-quadrant power supply, LT1970, switched power supply, energy recuparation, long distance voltage sensing, stability, load change time response, SEPIC convertor, ZETA convertor, Ćuk convertor

CHYTIL, Jiří Digitálně řízený vícekvadrantový zdroj: diplomová práce. Brno: Vysoké učení technické v Brně, Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií, Ústav radioelektroniky, 2012. 94 s. Vedoucí práce byl Ing. Michal Kubíček, Ph.D.

PROHLÁŠENÍ Prohlašuji, že svou diplomovou práci na téma „Digitálně řízený vícekvadrantový zdroj“ jsem vypracoval samostatně pod vedením vedoucího diplomové práce a s použitím odborné literatury a dalších informačních zdrojů, které jsou všechny citovány v práci a uvedeny v seznamu literatury na konci práce. Jako autor uvedené diplomové práce dále prohlašuji, že v souvislosti s vytvořením této diplomové práce jsem neporušil autorská práva třetích osob, zejména jsem nezasáhl nedovoleným způsobem do cizích autorských práv osobnostních a jsem si plně vědom následků porušení ustanovení S 11 a následujících autorského zákona č. 121/2000 Sb., včetně možných trestněprávních důsledků vyplývajících z ustanovení S 152 trestního zákona č. 140/1961 Sb.

Brno

...............

.................................. (podpis autora)

PODĚKOVÁNÍ Rád bych poděkoval vedoucímu diplomové práce panu Ing. Michalu Kubíčkovi, Ph.D. za odborné vedení, cenné připomínky, konzultace a pomoc při formálním zpracování.

Brno

...............

.................................. (podpis autora)

OBSAH Úvod

14

1 Teoretické podklady 1.1 Úvod . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.2 Dělení zdrojů . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.2.1 Jednokvadrantové zdroje . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.2.2 Dvoukvadrantové zdroje . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.2.3 Čtyřkvadrantové zdroje . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.3 Spínané zdroje bez transformátoru - Základní koncepce . . . . . . . . . . 1.3.1 Snižující spínané zdroje (buck-converter, step-down converter) . . 1.3.2 Zvyšující spínané zdroje (boost) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.3.3 Obousměrné spínané zdroje . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.4 Koncepce . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.4.1 Koncepce dvoukvadrantových zdrojů s napětím obou polarit . . . 1.4.2 Koncepce dvoukvadrantového zdroje s možností přejít do režimu zátěže téže polarity . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.4.3 Koncepce čtyřkvadrantových zdrojů . . . . . . . . . . . . . . . . .

15 15 17 17 18 18 19 19 22 25 26 26

2 Řešení sub-obvodů 2.1 Měření proudů . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.1.1 Měření proudů na zemněném snímacím odporu . . . . . . . . . 2.1.2 Měření proudů (jeden směr) na kladné i záporné větvi napájení 2.1.3 Měření proudů v obou směrech . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.1.4 Měření proudů uvnitř H-můstku . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2 DA převodníky . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.1 DA převodníky MCP4xx . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.2 DA převodníky s nepřímým převodem . . . . . . . . . . . . . . 2.3 AD převodníky . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.4 Měření teplot . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3 Subprojekty 3.1 Subprojekt Návrhový software - DSE . . . . 3.2 Subprojekt přepínatelná odporová zátěž 1/4 3.2.1 Řídící jednotka . . . . . . . . . . . . 3.2.2 Deska s analogovými obvody . . . . 3.2.3 Deska s přepínatelnými rezistory . .

. . . . - 16 Ω . . . . . . . . . . . .

. . . . .

. . . . .

. . . . .

. . . . .

. . . . .

. . . . .

. . . . .

. . . . .

. . . . .

. . . . .

. . . . .

. . . . . . . . . .

. . . . .

. . . . . . . . . .

. . . . .

. . . . . . . . . . .

. 29 . 30

. . . . . . . . . .

32 32 32 33 36 39 40 40 40 41 42

. . . . .

43 43 44 44 44 45

4 Předpokládané výstupy 46 4.1 Napájecí obvody . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46 4.2 Mód zdroj . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

4.3

Mód zátěž . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

5 Řešení konstrukce zdroje 5.1 Komunikační obvody . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.2 Modul zdrojové části . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.2.1 Napájecí obvody . . . . . . . . . . . . . . . . 5.2.2 Regulační část zdroje . . . . . . . . . . . . . 5.2.3 Obvody vzdáleného snímání napětí na zátěži 5.2.4 Zapojení procesoru a pomocných obvodů . . 5.2.5 Obvody napájení . . . . . . . . . . . . . . . . 5.2.6 Fotografie výsledné realizace modulu zdroje . 5.3 Modul zátěže . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.3.1 Předpokládaná úskalí . . . . . . . . . . . . . 5.3.2 Elektronické diody . . . . . . . . . . . . . . . 5.3.3 Návrh ideální diody . . . . . . . . . . . . . . 5.3.4 Měření ideální diody . . . . . . . . . . . . . . 5.3.5 Návrh zpětnovazební regulace . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . .

47 47 48 48 55 61 68 68 68 69 69 69 75 77 79

6 Programové vybavení 6.1 Firmware . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.1.1 Firmware zdroj . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.2 Software . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

82 82 82 85

. . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . .

7 Úpravy a revize 86 7.1 Cíle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86 7.2 Modul zdroje . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86 7.3 Modul zátěže . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 87 8 Závěr

88

Literatura

89

Seznam symbolů, veličin a zkratek

93

SEZNAM OBRÁZKŮ 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 1.6 1.7 1.8 1.9 1.10 1.11 1.12 1.13 1.14 1.15 1.16 1.17 1.18 1.19 1.20 1.21 1.22 1.23 1.24 2.1 2.2 2.3 2.4 2.5 2.6 2.7 2.8 2.9

Pracovní charakteristiky jednokvadrantových zdrojů (Zdroj kladného napětí vlevo, záporného vpravo) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Pracovní charakteristiky dvoukvadrantového zdroje napětí obou polarit . . Pracovní charakteristiky zátěží pro jednu polaritu napětí . . . . . . . . . . . Pracovní charakteristiky zátěže obou polarit . . . . . . . . . . . . . . . . . . Kvadranty ve kterých se pohybují pracovní charakteristiky zdrojů schopných pracovat i v režimu zátěže . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Pracovní charakteristiky zátěže obou polarit . . . . . . . . . . . . . . . . . . Schéma - Snižující měnič základní zapojení . . . . . . . . . . . . . . . . . . Schéma - Snižující měnič tok proudu při sepnutém tranzistoru . . . . . . . . Schéma - Snižující měnič tok proudu při rozepnutém tranzistoru . . . . . . Schéma - Snižující měnič vícefázový . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Schéma - Zvyšující měnič základní zapojení . . . . . . . . . . . . . . . . . . Schéma - Zvyšující měnič tok proudu při sepnutém tranzistoru . . . . . . . Schéma - Zvyšující měnič tok proudu při rozepnutém tranzistoru . . . . . . Schéma - Zvyšující měnič vícefázový . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Schéma - Obousměrný měnič měnič základní zapojení . . . . . . . . . . . . Schéma - Obousměrný měnič vícefázový . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Principiální schéma - Zdroj se dvěma polaritami napájecího napětí . . . . . Principiální schéma - Dvou lineárních regulací v H-můstku . . . . . . . . . . Principiální schéma - Lineární regulace s komutací polarit H-můstek . . . . Principiální schéma - Spínaný zdroj pro PWM buzení motorů s H-můstek . Principiální schéma - Lineální zdroj s možností pracovat jako zátěž . . . . . Principiální schéma - Spínaný zdroj bez rekuperace s možností pracovat jako zátěž . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Principiální schéma - Spínaný zdroj s rekuperací . . . . . . . . . . . . . . . Principiální schéma - Čtyřkvadrantový - Spínaný zdroj s rekuperací . . . . . Schéma - Měření proudů v patě H-můstku . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Schéma - Diferenciální zesilovač pro měření proudů na kladné větvi zdroje . Schéma - Diferenciální zesilovač pro měření proudů na kladné větvi zdroje s přídavnými buffery . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Schéma - Diferenciální zesilovač pro měření proudů INA197 - převzato z [6] Schéma - Diferenciální zesilovač INA197 pro měření proudů v kladné i záporné větvi - převzato z [6] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Schéma - Diferenciální zesilovač s offsetem . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Diferenciální zesilovač s offsetem - přenosová charakteristika . . . . . . . . . Schéma - Diferenciální zesilovač pro měření proudů INA197 měření proudů v obou směrech - převzato z [6] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Schéma - Obousměrný snímač bočníku INA199 - převzato z [7] . . . . . . .

15 16 16 16 17 17 19 19 19 21 22 22 22 24 25 25 26 27 27 28 29 30 30 31 32 33 34 34 35 36 37 37 38

2.10 2.11 2.12 2.13 2.14 3.1 3.2 3.3 5.1 5.2 5.3 5.4 5.5 5.6 5.7 5.8 5.9 5.10 5.11 5.12 5.13 5.14 5.15 5.16 5.17 5.18 5.19 5.20 5.21 5.22 5.23

5.24

5.25

Schéma - Snímací odpor v H-můstku . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Schéma - Snímací odpory v Source dolních tranzitorů H-můstku . . . . . . Principiální zapojení DA převodníku MCP470x [11] . . . . . . . . . . . . . Plovoucí filtry pro DA převodníky založené na principu PWM . . . . . . . . Pouzdra a zapojení vývodů obvod TC74 vlevo, vnitřní blokové schéma téhož obvodu vpravo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Náhled spuštěného programu DSE . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Blokové schéma přepínatelné odporové zátěže . . . . . . . . . . . . . . . . . Zapojení rezistorové sítě umělé střídavé zátěže . . . . . . . . . . . . . . . . . Blokové schéma obvodu ADUM4160 - převzato z [12] . . . . . . . . . . . . . Zapojení izolátoru USB k do systému . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Blokové schéma zdrojové části . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zapojení měniče SEPIC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zapojení měniče ZETA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Zapojení měniče ČUK . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Principiální schéma zapojení měniče SEPIC pro kladnou větev . . . . . . . Obvod posuv napěťové úrovně . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Obvod posuv napěťové úrovně se eliminací chyby přidaným tranzistorem . . Obvod posuvu napěťové úrovně se stabilizátorem TL431 . . . . . . . . . . . Principiální schéma zapojení měniče SEPIC pro zápornou větev . . . . . . . Analogová část tvořená výkonovými tranzistory s budičem a diferenciálním zesilovačem . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Vstupní reléový přepínač referenčního signálu pro diferenciální zesilovač . . Zapojení obvodu úpravy výstupního napětí pro procesor . . . . . . . . . . . Zapojení obvodů pro měření proudů . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Výstupní charakteristika v závislosti na požadovaném napětí . . . . . . . . Absolutní chyba výstupní charakteristiky v závislosti na požadovaném napětí Proudová výstupní charakteristika v závislosti na požadovaném proudu . . Absolutní chyba proudové výstupní charakteristiky v závislosti na požadovaném proudu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Reakce ochrany se Zenerovou diodou na přepětí . . . . . . . . . . . . . . . . Reakce ochrany s obvodem TL431 na přepětí . . . . . . . . . . . . . . . . . Řešení jednoduchého obvodu pro kompenzaci úbytku napětí na napájecích vodičích zátěže . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Řešení jednoduchého obvodu pro kompenzaci úbytku napětí na napájecích vodičích s ochranou proti nadměrnému driftu regulace při odpojení snímacích vodičů . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Řešení jednoduchého obvodu pro kompenzaci úbytku napětí na napájecích vodičích s ochranou proti nadměrnému driftu regulace při odpojení snímacích vodičů s odolností vůči zkratu. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Ideové schéma řešení vzdáleného snímání napětí na zátěži na horním vodiči

39 39 40 41 42 43 44 45 47 47 48 49 50 51 52 53 53 54 54 55 56 56 57 58 58 59 59 60 60 61

62

63 64

5.26 Reálné Ideové schéma řešení vzdáleného snímání napětí na zátěži na horním vodiči . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.27 Převodní charakteristika vzdáleného snímání napětí na zátěži 8 Ω + 1.22 Ω, Tranzistor BS170 (modře - odchylka regulační veličiny od napětí na zdroji, červeně - odchylka regulační veličiny od napětí na zátěži) . . . . . . . . . 5.28 Převodní charakteristika vzdáleného snímání napětí na zátěži 9 Ω + 0.22 Ω, Tranzistor BS170 - snímací svorka připojená na napětí 12V (modře - odchylka regulační veličiny od napětí na zdroji, červeně - odchylka regulační veličiny od napětí na zátěži) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.29 Převodní charakteristika vzdáleného snímání napětí na zátěži 9 Ω + 0.22 Ω, Tranzistor BS170 - snímací svorka spojená se zemí (modře - odchylka regulační veličiny od napětí na zdroji, červeně - odchylka regulační veličiny od napětí na zátěži) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.30 Přechod do regulace pomocí vzdáleného snímání napětí na zátěži . . . . . 5.31 Přechod zpět do regulace na napětí svorek zdroje . . . . . . . . . . . . . . 5.32 Fotografie výsledné realizace modulu zdroje . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.33 Blokové schéma řešení zátěže . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.34 Voltampérové charakteristiky běžné a dvojice ideálních diod postavených na tranzistorech MOSFET . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.35 Příklad zapojení synchronního usměrňovače s obvodem MAX15046 - převzato z [34] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.36 katalogové zapojení dvojité elektronické diody LTC4415 - převzato z [36] . 5.37 Příklad zapojení elektronické diody s funkcí přepěťové ochrany - převzato z [35] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.38 Graf průběhu a rozdílu odporu kanálu 𝑅𝑆𝐷𝑂𝑁 a 𝑅𝐷𝑆𝑂𝑁 na velikosti proudu - měření na tranzistoru AUIRLR024N při 𝑈𝐺𝑆 = 5 𝑉 . . . . . . . . . . . . 5.39 Bipolární zátěž s oddělenou regulací pro každou z polarit . . . . . . . . . 5.40 Bipolární zátěž regulovaná v rámci jedné elektronické diody . . . . . . . . 5.41 elektronická zátěž s můstkovým usměrňovačem z elektronických diod . . . 5.42 Návrh ideální diody pro kladnou větev zátěže . . . . . . . . . . . . . . . . 5.43 VA charakteristika porovnávající dvojici elektronických diod s konvenční Schottkyho diodou . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.44 Charakteristika závislosti ztrátového výkonu v závislosti na protékajícím proudu porovnávající dvojici elektronických diod s konvenční Schottkyho diodou . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.45 Průběh napětí na usměrňující elektronické diodě (detail spínání) - budící signál obdélník 𝑈 = 5 𝑉𝑝−𝑝 , 𝑓 = 100 𝐻𝑧, nastavení osciloskopu 2 𝑉 /𝑑𝑖𝑣, 50 𝜇𝑠/𝑑𝑖𝑣 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.46 Průběh napětí na usměrňující elektronické diodě - budící signál sinus 𝑈 = 5 𝑉𝑝−𝑝 , 𝑓 = 10 𝑘𝐻𝑧, nastavení osciloskopu 2 𝑉 /𝑑𝑖𝑣, 50 𝜇𝑠/𝑑𝑖𝑣 . . . . . . . 5.47 Regulační obvod pro režim konstantního proudu . . . . . . . . . . . . . .

. 64

. 65

. 66

. . . . .

66 67 67 68 69

. 70 . 71 . 71 . 72 . . . . .

72 73 74 74 76

. 77

. 77

. 78 . 78 . 79

5.48 5.49 6.1 6.2 6.3 6.4

Regulační obvod pro režim konstantního napětí . . . . . . . Regulační obvod pro režim konstantního odporu . . . . . . Vývojové diagramy: Inicializace a test rozhraní USB . . . . Vývojové diagramy: Obsluha přerušení . . . . . . . . . . . . Vývojové diagramy: Nekonečná smyčka hlavního programu Náhled ovládacího software modulu zdroje . . . . . . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

80 80 82 83 84 85

ÚVOD Vícekvadrantové zdroje jsou součástí velkého množství elektronických zařízení a jejich realizace jsou natolik odlišené a různorodé, že by jejich ucelený přehled a následný rozbor vyžadoval publikaci poněkud jiného rozsahu. Proto práci omezím na vícekvadrantové zdroje pro laboratorní použití, obvodové řešení při jejich realizace aplikovatelné a popis některých obecných problémů s tématikou spojených. Výstupem této práce by mělo být modulární zařízení schopné pracovat ve všech 4 kvadrantech, kdy první a třetí kvadrant, tedy mód kdy se zařízení chová jako zdroj, bude obsluhován prvním z modulů a druhý modul bude zabezpečovat funkci ve zbývající dvojici kvadrantů. Modulární koncepci jsem se rozhodl volit vzhledem k vyšší složitosti zařízení. V prvé řadě z důvodu jednoduššího odlaďovaní, měření a získávání směrodatných dílčích výsledků, tak z důvodu případné výměny komponenty a z důvodu univerzálnosti výsledné konstrukce. Parametry, kterých by mělo být dosaženo: • výstupní proud zdroje minimálně 3 A • vstupní proud do zátěže minimálně 3 A • výstupní napětí zdroje minimálně 10 V • napětí připojitelné na zátěž minimálně 10 V Další vlastnosti: • možnost monitorování výstupních veličin • komunikace s PC s galvanickým oddělením • vzdálené snímání napětí na zátěži • synchronizační vstupy a výstupy • uživatelsky přívětivý ovládací software • kontrola teplot regulačních prvků • možnost použít zdrojovou část jako proudový zesilovač Zařízení je vyvíjené ve spolupráci se společností Merebit s. r. o. Získané výsledky by měly sloužit jako podklady pro realizaci podobných zařízení vyšší složitosti s rozšířenými parametry a možností lokálního ovládání. Téma práce jsem si zvolil kvůli zájmu o analogovou techniku a techniku napájení zařízení obecně. Parametry zdroje jsem stanovil tak, aby realizace byla možná s použitím relativně běžných součástek bez nutnosti vytvářet komplikovaný napájecí systém a převodníky úrovní. Převážně kvůli omezení časem a cenou výroby vícevrstvých plošných spojů.

Nedílnou součástí této práce je soubor příloh!

14

1 1.1

TEORETICKÉ PODKLADY Úvod

Vícekvadrantové zdroje jsou na rozdíl od klasických jednokvadrantových zdrojů uzpůsobeny taky, aby z jejich svorek mohl proud nejen vytékat ale také do nich vtékat či aby na svorkách zdroje mohla být napětí obou polarit. Jsou tedy schopné se chovat jako zdroje napětí obou polarit nebo jako zdroj i zátěž a to jak jediné (v případě dvoukvadrantového zdroje) tak obou polarit v případě čtyřkvadrantových zdrojů. Běžné laboratorní zdroje jsou uzpůsobeny pro práci v jednom kvadrantu. Jsou to zdroje, které na svých svorkách dávají napětí jediné polarity a proud teče jedním směrem (vyjma chybových stavů). Jejich pracovní charakteristika se pohybuje ve vyznačených kvadrantech na obrázku.

Obr. 1.1: Pracovní charakteristiky jednokvadrantových zdrojů (Zdroj kladného napětí vlevo, záporného vpravo) Jako zdroje jedné polarity napětí jsou schopny pracovat prakticky veškeré elektrochemické zdroje a většina adaptérů připojených ke spotřební elektronice i napájecí zdroje uvnitř elektronických zařízení. Za dvoukvadrantový zdroj budeme považovat pouze zdroje, které mohou mít obě polarity na dvojici svorek, nikoliv zdroje, které mají trojici svorek a okolo střední svorky najdeme na jedné svorce napětí kladné a druhé zbylé svorce záporné napětí. Toto považujme jen za dvojici jednokvadrantových zdrojů. Zdroje, které jsou schopné dodávat napětí obou polarit, mají také široké využití. Asi nejznámějším zdrojem obou polarit jsou zvukové zesilovače. To jsou ale zdroje, které mají střídavé vazby a na výstupu nejsou schopné udržet trvale stejnosměrné napětí. Pokud bychom hledali zdroje, které toho schopné jsou, mohli bychom se podívat třeba na zdroje napětí pro vychylovací cívky elektrostatických obrazovek dříve používaných u osciloskopů. Dalším typem zdrojů obou polarit je třeba koncepce zvaná H-můstek. I když ten se používá převážně v impulzním režimu, jeho použití pro režim lineární není vyloučeno a dále v práci provedu analýzu jeho možného použití.

15

Obr. 1.2: Pracovní charakteristiky dvoukvadrantového zdroje napětí obou polarit Než se začnu věnovat zdrojům, které jsou schopné se chovat jako zátěž, uvedu zde VA charakteristiky zátěží.

Obr. 1.3: Pracovní charakteristiky zátěží pro jednu polaritu napětí K pasivním součástkám můžeme vždy připojit napětí obou polarit. Nesmíme se ale dostat mimo povolené pracovní charakteristiky, jinak může dojít ke zničení součástky. Tedy prakticky pro každou zátěž budeme vycházet z toho, že využíváme kvadranty na obrázku 1.4 .

Obr. 1.4: Pracovní charakteristiky zátěže obou polarit V případě elektronických zátěží může být pracovní charakteristika omezena na jediný kvadrant tak jako je uvedeno na obrázku 1.3. V případě kdy je na zátěž připojeno napětí opačné polarity, je zátěž od zdroje odpojena nebo může dojít k její mu poškození. Další kategorií jsou zdroje schopné pracovat jako zátěž, Takové zdroje se v laboratorní praxi používají zřídka, ale například u řízení pohonů mají své výhody, jsou schopné totiž motor nejen uvést do otáček, ale také ho brzdit. Navíc jsou-li tyto zdroje impulzní, mohou

16

tuto energii měnit a vracet ji zpět do sítě nebo si ji ukládat na později, tak jako je tomu například u systému KERS v monopostech F1.

Obr. 1.5: Kvadranty ve kterých se pohybují pracovní charakteristiky zdrojů schopných pracovat i v režimu zátěže Posledním uvedeným typem zdrojů je zdroje čtyřkvadrantový. Na svorkách takového zdroje mohou být napětí obou polarit a stejně tak i proud může téct oběma směry. Takové zdroje se opět využívají například při řízení pohonů ale často také jako součásti složitých měřících systému.

Obr. 1.6: Pracovní charakteristiky zátěže obou polarit Úvod je poněkud zestručněn a nebere v úvahu dynamiku zátěží a zdrojů a jejich vliv na krátkodobé opuštění pracovních kvadrantů a též nepostihuje některé parazitní jevy nebo speciální součástky jako jsou fotodiody, které svou statickou VA charakteristikou při osvětlení zasahují do trojice kvadrantů.

1.2

Dělení zdrojů

Vzhledem k povaze zadání je třeba podrobně definovat rozdělení zdrojů z hlediska jejich možných pracovních kvadrantů

1.2.1

Jednokvadrantové zdroje

Jednokvadrantové zdroje jsou nejběžnějším typem zdrojů, jsou používané v běžné spotřební elektronice a dále se jimi budu zabývat pouze jako subobvody složitějších celků.

17

Běžnými typ takových zdrojů jsou laboratorní zdroje, nabíječky, vnitřní zdroje elektronických zařízení, napěťové reference, kalibrační normály, primární články (elektrochemické zdroje energie) a mnohé další.

1.2.2

Dvoukvadrantové zdroje

Dvoukvadrantové zdroje jak již z názvu vyplývá, jsou schopny pracovat ve dvou kvadrantech. A to buď jako zdroj obou polarit napětí nebo jako zátěž pro obě polarity, případně jako zdroj a zátěž každé v jednom kvadrantu. Dvoukvadrantové zdroje energie mohou být například laboratorní zdroje napětí obou polarit, zdroje pro charakterografy, audio zesilovače, zdroje pro obousměrné řízení motorů, systémy rekuperace kinetické energie například KERS, zdroje pro testování výpadků a poklesu napájení proto testování EMS, sekundární články (akumulátory). Nabíječky pro akumulátory, které jsou schopné akumulátory i vybíjet. Dále generátory, potom již v úvodu zmíněné zesilovače pro elektrostatické obrazovky osciloskopů, nebo výstupy symetricky napájených operačních zesilovačů a další.

1.2.3

Čtyřkvadrantové zdroje

Takové zdroje jsou schopné pracovat jako zdroj i zátěž obou polarit. Jsou například zdroje pro obousměrné řízení motorů s možností brzdění. Zdroje pro speciální měření, a různá testovací zařízení. Pro testování se takové zdroje velmi často realizují jako více kanálové. Umožňují automatizované měření například při výstupních kontrolách ve výrobních procesech. Kde mohou simulovat různé periferie. Navíc jim můžeme naprogramovat různé funkce a charakteristiky a to jak v režimu zdroje (zdroj napětí a proudu i se simulací vnitřního odporu), tak v režimu zátěže kde se mohou chovat jako zátěž s konstantním odporem, zátěž s konstantním úbytkem napětí nebo s konstantním proudem a navíc tyto charakteristiky naprogramovat do libovolného tvaru, tady jen v rámci v napěťových, proudový a výkonových rozsahů, kterými zdroj disponuje. Jsou to zařízení velice přesná a často i rychlá a samozřejmě drahá kvůli potřebě velmi kvalitních DA a AD převodníku. Na závěr by se samozřejmě dalo mluvit o tříkvadrantových zbrojích o tom, že některé zdroje mají uvnitř ochranné diody a tedy jsou schopny se chovat jako zátěže, ale to jsou nespecifikované a nepracovní stavy.

18

1.3

Spínané zdroje bez transformátoru - Základní koncepce

Tato část práce je jen rychlou rešerší spínaných zdrojů bez transformátoru, návrhu a dimenzování jejich součástek.

1.3.1

Snižující spínané zdroje (buck-converter, step-down converter)

Účelem snižujícího měniče je s maximální účinností přeměnit vstupní napětí na nižší napětí výstupní. Snižující měnič využívá neschopnosti indukčnosti skokově měnit smět toku proudu pro snižování napětí.

Obr. 1.7: Schéma - Snižující měnič základní zapojení Snižující měnič pracuje ve dvou krocích v kroku 1 je sepnut tranzistor. Proud protéká ze vstupu na výstup, kde nabijí kondenzátor a vtéká do zátěže. V jádru cívky se akumuluje energie.

Obr. 1.8: Schéma - Snižující měnič tok proudu při sepnutém tranzistoru Při rozepnutí se cívka snaží udržovat stejný směr toku proudu, který tedy musí protékat přes diodu. Vynucením tohoto proudu zaniká akumulované energie v jádře.

Obr. 1.9: Schéma - Snižující měnič tok proudu při rozepnutém tranzistoru

19

Návrhové vztahy 𝑡1 𝑈2 = 𝑈1 · = 𝑈1 · 𝑠 𝑇

𝑈1 − 𝑈2 = 𝐿

(1.1)

(𝑈1 − 𝑈2 )𝑡1 Δ𝐼 (𝑈1 (1 − 𝑠)𝑠𝑇 (𝑈1 (1 − 𝑠)𝑠 ⇒ Δ𝐼 = = = 𝑡1 𝐿 𝐿 𝐿𝑓

(1.2)

Hledá se maximum zvlnění, tedy nulová derivace, jejímž výpočtem dostáváme vztah:

Δ𝐼𝑚𝑎𝑥 =

𝑈1 4𝑓 𝐿

(1.3)

Napěťové dimenzování polovodičů 𝑈𝑇 𝑚𝑎𝑥 > 𝑈1

(1.4)

𝑈𝐷𝑚𝑎𝑥 > 𝑈1

(1.5)

Kvůli napěťovým špičkám je ovšem vhodné dimenzovat na dvojnásobek 𝑈1 . Proudové dimenzování tranzistoru 𝐼𝑇 𝑚𝑎𝑥 = 𝐼2

(1.6)

𝐼𝑇 𝑎𝑣𝑔 = 𝐼2 · 𝑠

(1.7)

𝐼𝑇 𝑒𝑓 = 𝐼2 ·

√

(1.8)

𝑠

Proudové dimenzování diody 𝐼𝐷𝑚𝑎𝑥 = 𝐼2

(1.9)

𝐼𝐷𝑎𝑣𝑔 = 𝐼2 · (1 − 𝑠)

𝐼𝐷𝑒𝑓 = 𝐼2 ·

√︁

(1.10)

(1 − 𝑠)

(1.11)

20

Výkonové dimenzování polovodičů Viz A.3. Návrh pasivních prvků Filtrační kondenzátor navrhujeme dle vztahu:

𝐶𝑓 𝑖𝑙𝑟 =

Δ𝐼 𝑇 𝑈1 (1 − 𝑠)𝑠 = Δ𝑈 8 8𝐿𝑓 2 Δ𝑈2

(1.12)

Indukčnost potom dle vztahu:

𝐿=

𝑈1 4𝑓 Δ𝐼𝑚𝑎𝑥

(1.13)

V případech, kdy by jednofázový měnič nebyl schopný dodat dostatečně velký výkon, nebo by výstupní napětí vykazovalo jiný kvalitativní nedostatek, je možné použít vícefázové zapojení měničů. Takové řešení je běžné například na základních deskách osobních počítačů.

Obr. 1.10: Schéma - Snižující měnič vícefázový

21

1.3.2

Zvyšující spínané zdroje (boost)

Zvyšující měnič slouží k přeměně vstupního napětí na vyšší napětí výstupní. Stejně jako u snižujícího měniče je využito vlastností cívky a je dbáno na dobrou účinnost.

Obr. 1.11: Schéma - Zvyšující měnič základní zapojení Zvyšující měnič pracuje ve dvou krocích. V prvním kroku, kdy je tranzistor sepnut, teče proud přes cívku zpět do zdroje. V cívce se akumuluje energie.

Obr. 1.12: Schéma - Zvyšující měnič tok proudu při sepnutém tranzistoru Ve druhém kroku, kdy se tranzistor rozepne, se cívka snaží udržet si stejný tok proudu a mění se ze spotřebiče na zdroj, což je provázeno změnou polarity napětí na jejich svorkách. Toto napětí se přičte k napětí zdroje. Proud teče přes diodu na výstup, kde nabijí kondenzátor a teče do zátěže.

Obr. 1.13: Schéma - Zvyšující měnič tok proudu při rozepnutém tranzistoru

Návrhové vztahy Výpočet velikosti výstupního něptí:

𝑈2 = 𝑈1 ·

𝑇 1 = 𝑈1 𝑡2 1−𝑠

(1.14)

22

Zvlnění vstupního proudu:

Δ𝐼𝑚𝑎𝑥 =

𝑈1 𝑠 𝑓𝐿

(1.15)

Napěťové dimenzování polovodičů 𝑈𝑇 𝑚𝑎𝑥 > 𝑈2

(1.16)

𝑈𝐷𝑚𝑎𝑥 > 𝑈2

(1.17)

I v případě tohoto měniče je lepší dimenzovat oba prvky na dvojnásobek vyššího tedy výstupního napětí. Proudové dimenzování tranzistoru Vzorce zůstavají stejné jen místu proudu na výstupu dosazujeme proud vstupní.

𝐼𝑇 𝑚𝑎𝑥 = 𝐼1

(1.18)

𝐼𝑇 𝑎𝑣𝑔 = 𝐼1 · 𝑠

(1.19)

𝐼𝑇 𝑒𝑓 = 𝐼1 ·

√

(1.20)

𝑠

Proudové dimenzování diody 𝐼𝐷𝑚𝑎𝑥 = 𝐼1

(1.21)

𝐼𝐷𝑎𝑣𝑔 = 𝐼1 · (1 − 𝑠)

(1.22)

𝐼𝐷𝑒𝑓 = 𝐼1 ·

√︁

(1 − 𝑠)

(1.23)

23

Výkonové dimenzování polovodičů Viz kapitola A.3. Návrh pasivních prvků Filtrační kondenzátor navrhujeme dle vztahu:

𝐶𝑓 𝑖𝑙𝑟 =

𝐼2 𝑠 𝑓 Δ𝑈2

(1.24)

Indukčnost potom dle vztahu:

𝐿=

𝑈1 𝑠 1 · Δ𝐼𝑚𝑎𝑥 𝑓

(1.25)

Měnič lze také realizovat jako vícefázový. Této realizace využíváme ze stejných důvodů jako případě snižujícího měniče.

Obr. 1.14: Schéma - Zvyšující měnič vícefázový

24

1.3.3

Obousměrné spínané zdroje

Obousměrný měnič je pouze kombinací obou výše uvedených měničů a může být realizován jako snižující směrem k zátěži respektive zvyšující směrem ke zdroji stejně jako zvyšující směrem k zátěži a tedy snižující směrem ke zdroji. Funkce diod zde přebírají vnitřní diody tranzistorů.

Obr. 1.15: Schéma - Obousměrný měnič měnič základní zapojení I v případě obousměrného měniče je možné použití vícefázového provedení.

Obr. 1.16: Schéma - Obousměrný měnič vícefázový Dimenzování tohoto typu měniče pak vychází z dimenzování součástek pro snižující a zvyšující měnič, kde se vždy bere v úvahu horší hodnota. Informace o měničích typu ZETA, SEPIC a Ćuk jsou ve zkratce obsaženy v příloze A.2

25

1.4

Koncepce

Tato kapitola je věnována některým použitelným koncepcím vícekvadrantových zdrojů. Dané koncepce jsem seřadil podle typu zdroje.

1.4.1

Koncepce dvoukvadrantových zdrojů s napětím obou polarit

Zdroje, které mohou mít na výstupních svorkách obě polarity výstupního napětí, lze realizovat několika způsoby, z nich každý má jisté výhody. Tyto budou popsány přímo u každé konkrétní realizace. Prvně se budu věnovat lineárním zdrojům a na závěr bude probrána impulzní varianta zdroje. Všechny navržené typy zdrojů jsou navrženy do zpětnovazebního módu. Tyto zdroje je možné používat například jako testovací zdroje v problematice EMC pro testování výpadků a poklesů napájecího napětí dle normy IEC 61000-4-34, Zdroj se dvěma polaritami napájecího napětí Tento zdroj na rozdíl od zbytku uvedených v této části potřebuje symetrické napájení tedy dražší trafo a dvojnásobek napájecích obvodů, za to se nám ale při vhodné konstrukci odvděčí pevnou střední svorkou, která prochází celým zdrojem. To znamená, že jedna svorka je stále na stejném potenciálu a na druhé mohou být obě polarity vůči střední svorce.

Obr. 1.17: Principiální schéma - Zdroj se dvěma polaritami napájecího napětí Zdroj obsahuje dvojici regulačních členů, obdobně jako klasické zesilovače pro audio ve třídě AB, od nich se ale liší stejnosměrnou vazbou hlavní regulační smyčky. Ta umožňuje držet na výstupu trvalé stejnosměrné napětí. Zesilovače této koncepce se používaly pro klasické CRT obrazovky u analogových osciloskopů. Právě této koncepci se budu dále věnovat a bude zde její návrh a realizace, nicméně to ale nebude hlavní cíl práce spíš vedlejší produkt pro ověření některých principů a obvodu 𝐿𝑇 1970.

26

Zdroj s H můstkem a dvojicí lineárních regulací Zdroj s H-můstkem a dvojicí lineárních regulací je jednou z možností, která dokáže ušetřit jedno vinutí transformátoru a polovinu napájecích obvodů. Nevýhodou tohoto zdroje je, že obě svorky mění svůj potenciál vůči nulovému napětí zdroje. Tedy v případě že nulový potenciál zdroje tedy pata H-můstku je uzemněná a nelze již uzemnit zátěž.

Obr. 1.18: Principiální schéma - Dvou lineárních regulací v H-můstku

Zdroj s přepínáním polarit H-můstkem Ušetřit jednu regulační smyčku můžeme také tak, že H-můstek použijeme pouze k přepínání polarit místo toho aby horní tranzistory fungovaly v lineárním režimu. Budeme sice potřebovat další tranzistor, ale ušetříme řídící obvody. Navíc tranzistory v H-můstku budou při dobře navrženém řízení zatěžovány pouze ztrátami na nenulovém odporu kanálu. Hodnota odporu kanálu se může pohybovat i na hodnotách desítek 𝑚Ω. Tranzistor lineární regulace je však zatěžován stále stejným výkonem.

Obr. 1.19: Principiální schéma - Lineární regulace s komutací polarit H-můstek

27

Impulzní zdroj s H-můstkem Zapojení impulzního zdroje s H-můstkem je nejčastěji používáno pro řízení DC motorů, kde je H-můstek použit pro přepínání směru otáčení a pomocí PWM řídíme výkon motoru dodávaný. H-můstkem lze motor také brzdit. Vhodně buzenou dvojici H-můstků můžeme potom použít pro řízení bipolárního krokového motoru. Podrobněji o H-můstcích v A.1.

Obr. 1.20: Principiální schéma - Spínaný zdroj pro PWM buzení motorů s H-můstek

28

1.4.2

Koncepce dvoukvadrantového zdroje s možností přejít do režimu zátěže téže polarity

Lineární zdroj Lineární řešení je vhodné spíše pro laboratorní a procesní měření než pro řízení pohonu. Ale ani v této oblasti není vyloučeno použití takové koncepce, nevýhodu je ovšem to, že regulace je značně ztrátová a při brzdění nedochází k rekuperaci energie. A veškerá energie musí disipovat buď na brzdném rezistoru, nebo na aktivních prvcích, které brzdění obstarávají. Tato koncepce je zcela běžná v trakčních vozidlech (velké lokomotivy, elektrické i motorové s elektrickým přenosem výkonu), kde je brzdná energie mařena v odpornících (velkých nuceně větraných odporech se ztrátovým výkonem až 10 MW). Principiálně je sice možné energii vracet do sítě, ale síť musí být schopna tuto energii vstřebat (být rekuperabilní), což (alespoň v ČR) prozatím není. Tramvaje energii rekuperují (charakter sítě je jiný, síť je rekuperabilní).

Obr. 1.21: Principiální schéma - Lineální zdroj s možností pracovat jako zátěž

Spínaný zdroj bez rekuperace Tato koncepce spojuje impulzní regulaci při módu zdroj. A lineární regulaci při módu zátěže. Rozběh a napájení motoru je tedy úspornější, nicméně brzdění je stále značně ztrátové.

29

Obr. 1.22: Principiální schéma - Spínaný zdroj bez rekuperace s možností pracovat jako zátěž Spínaný zdroj s rekuperací Toto řešení je vhodné pro řízení velkých pohonů neboť vykazuje nejnižší ztráty a to nejen díky spínanému měniči ale také díky rekuperaci elektrické energie při brzdění.

Obr. 1.23: Principiální schéma - Spínaný zdroj s rekuperací

1.4.3

Koncepce čtyřkvadrantových zdrojů

Čtyřkvadrantové zdroje jsou koncepčně nejsložitější. Používají se nejčastěji pro řízení pohonů nebo pro procesní měření či laboratorní měření jako součásti testovacích systému. Zdroje pro procesní měření jsou často schopné simulovat téměř libovolné VA charakteristiky v dosažitelných rozsazích (z pohledu nejen napětí a proudů ale i časové odezvy) Lineární zdroj Právě tento typ zdrojů je používán pro procesní a laboratorní měření, kde je vyžadována vysoká přesnost rychlost a minimum rušení generovaného samotným zdrojem. Proto je zde nevhodné používat zdroje spínané, které produkují značné rušení. Realizace takových zdrojů se potom může značně lišit podle daných požadavků (výkon, rychlosti přeběhu, dynamika). Zdroje pro stejnosměrné a pomaluběžné aplikace kladou nižší nároky na celý

30

přenosový řetězec z hlediska šířky pásma a potřebné rychlosti přeběhu naopak se u nich klade větší důraz na stejnosměrné parametry, jako jsou offset a drift. U zdrojů, které mají mít přesně definované dynamické chování, je naopak velice složité řízení, jsou náchylné na překmity a je vyžadována značná rychlost přeběhu použitých zesilovačů. Spínaný zdroj bez rekuperace Může být realizován jako klasický spínaný zdroj, který bude využívat pro komutaci Hmůstek. Stejný H-můstek bude pro komutaci využívat i obvod zátěže (brzdy). Druhou možností je, že bude měnič přímo součástí H-můstku. Realizace bude podobná zdroji s rekuperací, a proto se mu zde již více věnovat nehodlám. Spínaný zdroj s rekuperací Jedno z použitelných řešení je využit jednosměrného měniče a komutační H-můstek. Který při pohánění motoru spínáme dle potřeby a při brzdění se otevírají připojené paralelní diody nebo případně přímo tranzistory. Druhou možnou realizací je použít přímo dvojic naproti sobě zapojených obousměrných měničů dle potřeby zapojených jako snižující k zátěži nebo ke zdroji. Tak jako je zobrazeno na obrázku 1.24

Obr. 1.24: Principiální schéma - Čtyřkvadrantový - Spínaný zdroj s rekuperací

31

2

ŘEŠENÍ SUB-OBVODŮ

2.1

Měření proudů

2.1.1

Měření proudů na zemněném snímacím odporu

Měření proudů na zemněném snímacím odporu (v patě H-můstku) je velmi jednoduché. Měří se na snímacím odporu 𝑅0 který jednou svojí svorkou připojen k zemi měří se tedy pouze napětí vůči zemi a na takovou aplikaci úplně postačí obyčejný neinvertující zesilovač. S potřebným zesílením nastaveným odpory 𝑅1 a 𝑅2 dle vztahu:

𝐾𝑢 =

𝑈𝑂𝑈 𝑇 𝑅2 =1+ 𝑈𝐼𝑁 𝑅1

(2.1)

Obr. 2.1: Schéma - Měření proudů v patě H-můstku V tomto případě je pro ukázku zvolena aplikace pro měření proudů v rozsahu 0 – 5 A na odporu 𝑅0 = 0.1 Ω. A požadovaný přenos je 1 V/A. Volíme tedy neinvertujíc zesilovač se zesílením deset. Operační zesilovač musí být typu Rail-to-Rail, nebo musí mít dostatečné napájecí napětí a to takové aby nedocházelo k saturaci.

32

2.1.2

Měření proudů (jeden směr) na kladné i záporné větvi napájení

U měření proudů na kladné větvi je situace poněkud náročnější protože měříme na plovoucím snímacím rezistoru 𝑅0 . Nabízí se zde použití diferenciálního zesilovače:

Obr. 2.2: Schéma - Diferenciální zesilovač pro měření proudů na kladné větvi zdroje Ukázkové zapojení je opět pro parametry: proud v rozsahu 0 – 5 A na odporu 𝑅0 = 0.1 Ω, požadovaný přenos je 1 𝑉 /𝐴. Zesílení diferenciálního zesilovače se nastavuje dle vztahu:

𝐾𝑢 =

𝑅3 𝑅4 𝑈𝑂𝑈 𝑇 = = 𝑈𝐼𝑁 𝑅1 𝑅2

(2.2)

Rezistory 𝑅1 a 𝑅2 samozřejmě tečou jisté proudy. V námi zvolené konfiguraci, kde je poměr odporů 𝑅1 , 𝑅2 ku 𝑅0 velký, je chyba pod 0.1 %. V případě, že by tato chyba nebo třeba svodové proudy vadily mohou se zvýšit hodnoty hodnoty rezistorů 𝑅1 , 𝑅2 , 𝑅3 a 𝑅4 , a pokud by ani to nestačilo lze použít buffery (napěťové sledovače). Je také vhodné dávat pozor na to zda se operační zesilovače nemohou dostat do saturace. Firma Texas Instrument dodává pro dané účely připravené zesilovače 𝐼𝑁 𝐴19𝑥. Lze použít například obvod 𝐼𝑁 𝐴197 [6]

33

Obr. 2.3: Schéma - Diferenciální zesilovač pro měření proudů na kladné větvi zdroje s přídavnými buffery

Obr. 2.4: Schéma - Diferenciální zesilovač pro měření proudů INA197 - převzato z [6]

34

Pokud chceme snímat proud v záporné větvi můžeme použít opět zapojení s obvodem 𝐼𝑁 𝐴197 dle doporučení výrobce:

Obr. 2.5: Schéma - Diferenciální zesilovač INA197 pro měření proudů v kladné i záporné větvi - převzato z [6] Výsledná napětí poté můžeme zpracovat pomocí sumačního nebo rozdílového zesilovače dle potřeby. Nebo přímo v AD převodnících.

35

2.1.3

Měření proudů v obou směrech

Zde se opět nabízí použití diferenčního zesilovače jako v předchozím případě s tím rozdílem, že rezistor 𝑅3 nebude připojen na zem, ale na referenci jejíž napětí bude kopírováno na výstup při nulovém napětí na rozdílových vstupech.

Obr. 2.6: Schéma - Diferenciální zesilovač s offsetem Uvedu aplikaci, kde je potřeba měření proudu v rozsahu -5 – 5 A na odporu 𝑅0 = 0.1 Ω, požadovaným výstupem 0 – 5 V. a výsledným přenosem zobrazeným v grafu 2.7. Nebo lze použít dva diferenciální zesilovače z nichž každý zpracuje jeden směr proudu. Což může byt pro některé aplikace výhodnější hlavně co se týče regulace. Bez offsetu použijeme zesilovač chceme-li udělat pouhý převod proudu na napětí. Využijeme tedy schéma 2.2. Výstup pak může být vyveden například BNC konektorem (s popiskou například 0.1 V/A) ze zařízení a umožní monitorování proudů. Přenos zapojení je na 2.7. Využít můžeme také zapojení dvojice obvodů INA197. Dle doporučení výrobce: Namísto obvodu 𝐼𝑁 𝐴152 lze použít diferenciální zesilovač s běžným OZ. Další možností je použití obousměrný snímač bočníku (Bidirectional high side current shunt monitor), obvodu INA199. Ten je dostupný ve třech variantách se zesílením 50 V/V, 100 V/V a 200 V/V

36

Obr. 2.7: Diferenciální zesilovač s offsetem - přenosová charakteristika

Obr. 2.8: Schéma - Diferenciální zesilovač pro měření proudů INA197 měření proudů v obou směrech - převzato z [6]

37

Obr. 2.9: Schéma - Obousměrný snímač bočníku INA199 - převzato z [7] Obvod umožňuje přímé připojení referenčního napětí na vývod pouzdra. Toto napětí bude kopírováno na výstup při nulovém rozdílovém napětí na vstupech. Zapojení s obvodem INA199 má vůči zapojení s dvojicí obvodů INA197 nevýhodu. Je použitelné pouze pro kladná napětí na snímacím odporu (vůči zemi obvodu INA199). Zatím co obvody INA197 v zapojení 2.8 mohou pracovat na obou polaritách napětí.

38

2.1.4

Měření proudů uvnitř H-můstku

Zdroje jež mají zátěž zapojenou v H-můstku který je schopen chovat se jako zátěž tedy v případě motorů brzdit, musí mít snímací odpor proudu přímo v sérii se zátěží jinak řečeno přímo v H můstku. Nebo musí být rozdělen mezi Source a země obou dolních tranzistorů H-můstku.

Obr. 2.10: Schéma - Snímací odpor v H-můstku Pro snímání proudů na snímacím odporu 𝑅0 v obvodu 2.10 je výhodné použít zapojení 2.8. Pro snímání na odporech 𝑅0𝑎 a 𝑅0𝑏 vystačí zapojení 2.1.

Obr. 2.11: Schéma - Snímací odpory v Source dolních tranzitorů H-můstku

39

2.2

DA převodníky

Vzhledem k relativně pomalým dějům v obvodech zdrojů budou jako digitálně analogové převodníky použity obvody MCP47xx - MCP49xx řízené přes 𝐼 2 𝐶 nebo pulzně šířková modulace dále jen PWM generovaná přímo mikroprocesorem.

2.2.1

DA převodníky MCP4xx

Společnost Microchip nabízí široko paletu levných 8 až 12 bitových DA převodníků s 1 až 4 výstupy a komunikačními protokoly I2C nebo SPI. Dostupné v miniaturních pouzdrech 𝑆𝑂𝑇 23 − 6 a 𝑀 𝑆𝑂𝑃 10. Tyto převodníky pro převod používají odporovou síť. A jejich přesnost závisí na referenčním napětí a právě na přesnosti této odporové sítě.

Obr. 2.12: Principiální zapojení DA převodníku MCP470x [11]

2.2.2

DA převodníky s nepřímým převodem

Převodníky využívající pulzně šířkové modulace, což je metoda velice přesná, jsou velice levným řešení. Přesnost převodníků záleží na bitové šířce generujícího čítače a kvalitě filtrů. Mohou být použity galvanicky oddělené filtry vysokých řádů 2.13. Které se používají například u číslicově řízených normálu. Ty ale značně zpomalí ustalovací doby výstupů převodníků až do řádů sekund. Tyto filtry signál stejnosměrně vůbec neovlivňují. Ale nesmí být zatíženy a oddělení musí být provedeno velice kvalitním operačním zesilovačem pro stejnosměrné (pomalé) aplikace s minimálními drifty a offsety. U filtrů většího řádu mají nejvyšší vliv na vložený šum operační zesilovače nejblíže k signálové cestě proto musí být voleny jako nízkošumové. Další forma převodu je také realizovaná jako pulzně šířková modulace. Tentokráte ale ve spínaných zdrojích pro buzení měniče, na jehož výstupu potom snímáme výsledné napětí pro zpětnou vazbu. Jako například buzení spínaného snižujícího měniče 1.7.

40

Obr. 2.13: Plovoucí filtry pro DA převodníky založené na principu PWM

2.3

AD převodníky

Jako AD převodníky budou v následujících realizacích použity pouze vnitřní 12-ti bitové převodníky v procesorech PIC. Budou doplněny pouze o pomocné obvody jako usměrňovače na absolutní hodnotu, děliče nebo zesilovače či převodníky proud na napětí. V případě použití usměrňovače na absolutní hodnotu získáme navíc pomocí komparátoru 13 bit, který nás bude informovat o polaritě signálu.

41

2.4

Měření teplot

Vzhledem k tomu, že zdroje většinou pracují s relativně velkými výkony a součástky je nutné dobře chladit, je vhodné použít obvody pro kontrolu teploty. Vzhledem k tomu, že potřebujeme kontrovat teplotu výkonových polovodičů pevně tepelně svázaných s chladičem, můžeme kontrolovat teplotu chladiče a k tomu se jeví jako ideální převodníky firmy Microchip 𝑇 𝐶74. Které jsou dostupné mimo pouzdra 𝑆𝑂𝑇 23 − 5 i v pouzdře 𝑇 𝑂220 − 5, které je vhodné pro připevnění ke chladiči. Obvod má sice jen 8 bitový výstup, ale vzhledem k tomu, že součástka není použita pro přesná měření, ale jen na kontrolu překročení limitu, je to rozlišení dostatečné. Senzor komunikuje s mikrokontrolérem prostřednictvím sběrnice 𝐼 2 𝐶.

Obr. 2.14: Pouzdra a zapojení vývodů obvod TC74 vlevo, vnitřní blokové schéma téhož obvodu vpravo

42

3 3.1

SUBPROJEKTY Subprojekt Návrhový software - DSE

Projekt, kterému dává vznikat častá potřeba rychle navrhovat běžné obvody v co nejkratším čase. Umožňuje rychlý návrh měničů bez transformátoru a to jak základních koncepcí, tak i měniče typu SEPIC a ZETA. Dále umožňuje navrhovat zapojení s operačními zesilovači, děliče, filtry ale také tloušťky vodičů a izolační vzdálenosti. Také obsahuje materiálové knihovny pro vodiče a dielektrika. Software je postaven na platformě .NET a je psán v jazyce Visual Basic. Využívá prostředí MDI. Klíčovou vlastností je dle mého názoru výstup ve formě textového protokolu, který by měl být přímo použitelný v návrhové dokumentaci.

Obr. 3.1: Náhled spuštěného programu DSE Projekt je od listopadu 2012 dostupný na stránkách http://www.8bitu.cz/DSE jako alfa verze. V této verzi ale nejsou zpřístupněny moduly: • Fluke - Trend (software ke zpracování dat z přístrojů FLUKE komunikujících přes sériovou linku) • Fluke867B - ScreenShot (software pro stahování "ScreenShotů"obrazovek z přístroje Fluke 867B) • DSE - SL For4Q (software pro řízení HW, který vznikl v rámci této práce) • Chlazení pomocí DPS (modul pro výpočet chlazení součástek rozlitou mědí na DPS) • Chlazení (modul pro návrh chladičů)

43

3.2

Subprojekt přepínatelná odporová zátěž 1/4 - 16 Ω

Pro potřeby testování vyvíjeného zdroje jsem navrhl zátěž složenou z přepínaných rezistorů. Řízenou PC, přes rozhraní RS-232 s optickým oddělením. Zátěž je navržena pro hodnoty odporů 0.25-16 Ω nebo 2.5-160 Ω, dle osazených jednotek. Řídící deska umožňuje připojit dvojici desek s osmi sekcemi čtyř 10 𝑊 rezistorů. Maximální zatížitelnost dosahuje zátěž při hodnotách 1, 4 a 16 Ω.

Obr. 3.2: Blokové schéma přepínatelné odporové zátěže

3.2.1

Řídící jednotka

Řídící deska je osazena mikrokontrolérem PIC16F887. Který zajišťuje komunikaci s PC, řídí display s řadičem HD44780, vkládá data do posuvných registrů, jež spínají tranzistory příslušných relé, vyhodnocuje data z analogové jednotky a na jejich základě zapíná aktivní chlazení nebo rozepíná výstupní relé.

3.2.2

Deska s analogovými obvody

A analogová část se stará o měření teplot, napětí a výkonu na zátěži. K měření napětí se využívají špičkové detektory a převodník na střední hodnotu.

44

3.2.3

Deska s přepínatelnými rezistory

Deska obsahuje 8 sekcí po čtyřech 10 W rezistorech, běžně je počítáno se spojením dvojice desek, tedy 16 sekcí. Každá sekce je do obvodu připojena pomocí dvojice relé, každé relé je schopné sekci připojit buď na jednu z výstupních svorek, nebo se pokusit navázat na následující sekci. Viz 3.3

Obr. 3.3: Zapojení rezistorové sítě umělé střídavé zátěže

45

4

PŘEDPOKLÁDANÉ VÝSTUPY

Tato kapitola shrnuje předpokládané výsledky získané při realizaci práce. V prvé řadě by to mělo být funkční zařízení splňující v úvodu stanovené parametry, ale za podstatnější považuji data získaná měřením na vzniklém prototypu použitelná pro další vývoj.

4.1

Napájecí obvody

• Reakce výstupního napětí na změnu zátěže • Dlouhodobá zatížitelnost • Zvlnění výstupního napětí

4.2

Mód zdroj

• • • • •

Přechodové charakteristiky při změně řídící veličiny v režimu konstantního proudu Přechodové charakteristiky při změně řídící veličiny v režimu konstantního napětí Přechodové charakteristiky při změně zátěže v režimu konstantního proudu Přechodové charakteristiky při změně zátěže v režimu konstantního napětí Přechodové charakteristiky při změně zátěže při přechodu z režimu konstantního napětí do režimu konstantního proudu a naopak • Ověření funkce obvodu vzdáleného snímání napětí na zátěži ve všech třech dostupných konfiguracích

4.3

Mód zátěž

• Přechodové charakteristiky při změně řídící veličiny v režimu konstantního proudu • Přechodové charakteristiky při změně řídící veličiny v režimu konstantního napětí • Přechodové charakteristiky při změně řídící veličiny v režimu konstantního odporu

46

5 5.1

ŘEŠENÍ KONSTRUKCE ZDROJE Komunikační obvody

Je nutné aby toto zařízení komunikovalo s počítačem. Původním řešením, které mělo být aplikováno bylo schéma Daisy Chain s optickým oddělením, kde by byl řídícím prvkem převodník USB -> Daisy Chain. Toto řešení mi nyní vzhledem k příchodu 5 kV Izolátoru sběrnice USB ADuM4160 [12] na evropský trh přišlo poněkud zbytečné. Obvod je navíc s obvodem ADuM5000[13] schopen vytvořit USB izolátor včetně přenosu napájení.

Obr. 5.1: Blokové schéma obvodu ADUM4160 - převzato z [12] U tohoto zařízení využívá obvod pro napájení sekundární strany napětí ze zdroje +5V pro napájení logiky zařízení. A je připojen dle následujícího schématu. Je stejný pro oba moduly a celou USB komunikaci přímo obstarává mikrokontrolér PIC18F4553.

Obr. 5.2: Zapojení izolátoru USB k do systému

47

5.2

Modul zdrojové části

Obr. 5.3: Blokové schéma zdrojové části

5.2.1

Napájecí obvody

Napájecí obvody slouží pro vytvoření potřebných napětí pro více-kvadrantové zdroje pro napájení je požadováno symetrické napájecí napětí 15V při proudu do 5A se zvlněním výstupního napětí do 50mV. Napájení síťovým transformátorem a lineární filtrace Původní návrh počítal s velkými filtry za transformátorem a lineární regulací. Tento návrh se vyznačuje jednoduchostí návrhu. Nevýhodou je převážně značná velikost filtračních kondenzátorů a značné tepelné ztráty. Návrhové vztahy jsou dostupné v [40]. Náhled původního řešení - bez uvedených hodnot součástek je dostupný v příloze E.1. U tohoto návrhu se počítalo s masivním chladičem výkonových tranzistorů lineárního zpětnovazebního regulátoru a kontrolou jejich teploty obvodem TC74 [19]. Výhody: • Jednoduchý návrh • Snadná realizace symetrického řešení • Minimální rušení pronikající do analogové části zdroje a dále na výstup Nevýhody: • Těžký transformátor • Potřebné velké filtrační kondenzátory • Velké ztráty na lineárních regulátorech

48

Napájení síťovým transformátorem a měnič SEPIC Díky možnosti měniče SEPIC konvertovat na požadovanou hodnotu napětí jak napětí vyšší tak napětí nižší tak je možné minimalizovat nároky na zvlnění napětí z výstupu filtru jež je umístěn za usměrňovačem síťové transformátoru. To umožňuje rapidně snížit kapacity filtračních kondenzátorů a oproti předešlému řešení není nutné tak úzkostlivě dbát o to aby byl rozdíl napětí před a za regulátorem minimální.

Obr. 5.4: Zapojení měniče SEPIC Drobnou nevýhodou tohoto řešení je poněkud komplikovanější realizace záporné větve napájecího systému a to hlavně kvůli integrovaným obvodům, jež jsou navrhovány převážně pro regulaci kladných napětí. Návrhové vztahy jsou dostupné v [2]. Výsledný návrhový protokol je vygenerován programem DSE a je dostupný v příloze D.1. Výhody: • Snadné buzení (spodní tranzistor) • Malé filtrační kapacity Nevýhody: • Těžký transformátor • Náročnější realizace symetrického řešení a to včetně buzení neboť je tranzistor buzen vůči horní zemi.

49

Napájení síťovým transformátorem a měnič ZETA Výhodou měniče ZETA je oproti měniči SEPIC menší zvlnění napětí na výstupu a tím nižší potřebné kapacity, díky své koncepci si tak vystačí i s nižšími kapacitami ve vazbě. Návrh měniče koncepce ZETA je opět proveden programem DSE. Protokol je dostupný v příloze D.2. Návrhové vztahy jsou dostupné v [3].

Obr. 5.5: Zapojení měniče ZETA Výhody: • Malé kapacity na výstupu a ve vazbě • Malé filtrační kapacity Nevýhody: • Je nutné budit horní tranzistor • Těžký transformátor • Náročnější realizace symetrického řešení

50

Napájení síťovým transformátorem a kombinací měničů SEPIC a ČUK Toto řešení na rozdíl od výše uvedených nevyžaduje vyvedený střed vinutí síťového transformátoru, ani speciální řešení pro záporné polarity neboť Čukův měnič je invertující. Při realizaci ale musíme vypočítat hodnoty součástek jak pro měnič pro kladnou větev tak pro Čukův měnič pro větev zápornou.

Obr. 5.6: Zapojení měniče ČUK Výhody: • Není nutno navrhovat "Shift"obvod • Malé filtrační kapacity Nevýhody: • Těžký transformátor • Je nutno provádět výpočet pro dva různé měniče

51

Spínaný zdroj Z hledisky hmotnosti a pravděpodobně i ceny je asi nejvýhodnější realizace pomocí síťového spínaného zdroje s transformátorem řešený ideálně jako dva zdroje nezávislé každý pro jednu z polarit. Další minimalizaci leze dosáhnout zdroji pracujícími v rezonančním nebo kvazirezonančním módu, to umožňuje zvýšení pracovní frekvence a snížení průřezu jádra transformátoru. Výhody • Konstrukce s nejnižší hmotností • Při velkovýrobě pravděpodobně nejnižší cena Nevýhody • Nutnost navrhnout transformátor a nechat jej navinout • Náročnější na vývoj a výpočty Realizované řešení Z uvedených řešení jsem vybral zdroj s transformátorem a dvojicí měničů typu SEPIC. Hlavně kvůli možnosti pracovat s širokým rozsahem vstupních napětí a tedy nižšími kapacitami za usměrňovačem. Pro kladnou větev je realizace velice jednoduchá a využívá katalogového zapojení obvodu 𝐿𝑀 3478𝑀 𝑀 [28], jež dle signálu zpětné vazby budí tranzistor 𝑄3 . Zde uvedené schéma je pouze principiální bez hodnot součástek. Schéma realizovaného obvodu je k dispozici v souboru příloh B.1.1 včetně výstupního protokolu programu DSE pro výpočet součástek.

Obr. 5.7: Principiální schéma zapojení měniče SEPIC pro kladnou větev Pro zápornou větev je obvod mírně komplikovanější neboť na trhu nejsou běžně dostupné obvody pro měniče SEPIC v záporné větvi. Obvod se tedy celý musí realizovat jako "plovoucí"na zvlněném záporném usměrněném napětí. Na toto napětí ale musíme superponovat zpětnou vazbu a což vyžaduje použití obvodu, jež je v anglofonní literatuře nazýval jako level-shift. Značení napětí je upraveno dle použité aplikace, 𝑈𝑂𝑈 𝑇 je napětí

52

výstupu zdroje tedy to, které je potřeba superponovat na vstupní napětí 𝑈𝐼𝑁 a 𝑈𝑆𝑈 𝑃 je napětí přiváděné jako zpětná vazba na regulační obvod.

Obr. 5.8: Obvod posuv napěťové úrovně Lze použít zapojení podobné proudovému zrcadlu, ale vzhledem k tomu, že diskrétní tranzistory obtížně seženeme se shodnými parametry tak mají zavedenou silnou proudovou zpětnou vazbu v emitorech. Tranzistory 𝑅2 a 𝑅3 tedy poteče stejný přesně definovaný proud. Velikostí 𝑅2 se nastaví výsledné superponované napětí na 𝑈𝐼𝑁 . Pokud rezistory 𝑅1 a 𝑅4 budou stejné, můžeme vzniklou chybu eliminovat přidáním tranzistoru 𝑄6 . A výsledný přenos nastavujeme pouze úpravou hodnot 𝑅2 a 𝑅3 .

Obr. 5.9: Obvod posuv napěťové úrovně se eliminací chyby přidaným tranzistorem

53

Na stejném principu pracuje i obvod s napěťovou referencí 𝑇 𝐿431 [9]. Jež je použit v realizovaném zdroji.

Obr. 5.10: Obvod posuvu napěťové úrovně se stabilizátorem TL431 Pro větší názornost je obvod překreslen do kladných napětí. Celková realizace vychází z [4] a využívá obvodu 𝑇 𝑃 𝑆40200 [31].

Obr. 5.11: Principiální schéma zapojení měniče SEPIC pro zápornou větev

54

5.2.2

Regulační část zdroje

Regulace je v analogová s digitálně ovládanou referencí tvořenou DA převodníkem 𝑀 𝐶𝑃 4728 [11]. Srdcem regulačního obvodu je výkonový operační zesilovač s proudovým omezením 𝐿𝑇 1970 [27]. Jež je používán jako budič komplementární dvojice výkonových tranzistorů MOSFET 𝑄1 a 𝑄2 , což je umožněno vyvedením kolektorů výstupních tranzistorů na vývody pouzdra. Zapojení je realizováno jako diferenciální zesilovač. Kdy do invertující svorky je převáděn zpětnovazební signál pro regulaci.

Obr. 5.12: Analogová část tvořená výkonovými tranzistory s budičem a diferenciálním zesilovačem Zde je uveden pouze náznak zapojení bez potřebných okolních obvodů. Celkové schéma je k dispozici v příloze B.2.3. Rezistor 𝑅18 slouží ke snímání proudu pro proudové limity, jež jsou nastavovány napětími na pinech 𝐶𝑆𝑁 𝐾 a 𝐶𝑆𝑅𝐶 obvodu 𝐿𝑇 1970 a v reálném zapojení je rozdělen na dvě sekce. Rezistory 𝑅10 , 𝑅11 , 𝑅12 a 𝑅13 jsou součástí budiče. Rezistory 𝑅19 a 𝑅20 jsou součástí diferenciálního zesilovače zároveň s rezistory 𝑅24 , 𝑅25 , 𝑅38 a 𝑅39 ze schématu 5.2.2. Piny 𝐸𝑁 , 𝑇𝑆𝐷 , 𝐼𝑆𝑁 𝐾 a 𝐼𝑆𝑅𝐶 jsou digitální a slouží pro zapínání obvodu a sledování jeho stavu.

55

Obr. 5.13: Vstupní reléový přepínač referenčního signálu pro diferenciální zesilovač Relé přepíná mezi signálem z DA převodníku a z externího zdroje. Relé 𝐾2 potom přepíná mezi stejnosměrnou a střídavou vazbou z externího zdroje na zesilovač.

Obr. 5.14: Zapojení obvodu úpravy výstupního napětí pro procesor

56

Obvod úpravy napětí 5.2.2 pro procesor se stará pouze o zeslabení signálu a jeho stejnosměrný posuv, kde referenci pro stejnosměrný posuv tvoří obvod 𝑇 𝐿431 doplněný rezistory 𝑅43 , 𝑅44 a 𝑅45 . Další obvod, jenž přizpůsobuje měřenou veličinu pro AD převodník procesoru, je převodník napětí ze snímacího odporu proudu. Ten využívá dvojice obvodů 𝐼𝑁 𝐴197 [6] a diferenciální zesilovač, jehož zesílení je nastaveno rezistory 𝑅71 , 𝑅72 , 𝑅73 a 𝑅74 . I tento obvod používá referenci pro stejnosměrný posuv založenou na obvodu 𝑇 𝐿431 doplněnou rezistory 𝑅75 , 𝑅76 a 𝑅77 .

Obr. 5.15: Zapojení obvodů pro měření proudů

57

Měření regulační části zdroje Důležitým parametrem je výstupní napěťová charakteristika zdroje bez proudových limitů v závislosti na požadovaném napětí, tedy na vstupním slově DA převodníku. Podrobnosti o měření jsou uvedeny v příloze F.1.1.

Obr. 5.16: Výstupní charakteristika v závislosti na požadovaném napětí

Obr. 5.17: Absolutní chyba výstupní charakteristiky v závislosti na požadovaném napětí Z grafu 5.16 je patrná velká relativní chyba na napětích v intervalu ±1 𝑉 . Ta značně omezuje použít zdroje v tomto rozsahu. Dále je zde také nezanedbatelný ofset nuly patrný z tabulky v příloze F.1.1.

58

Dalším podstatným parametrem je výstupní proudová charakteristika zdroje bez napěťových limitů v závislosti na požadovaném výstupním proudu. Podrobnosti o měření jsou uvedeny v F.1.2.

Obr. 5.18: Proudová výstupní charakteristika v závislosti na požadovaném proudu

Obr. 5.19: Absolutní chyba proudové výstupní charakteristiky v závislosti na požadovaném proudu I v tomto grafu vidět velká chyba v oblasti nízkých proudů, která omezuje použití proudových pojistek na hodnoty pod 200 𝑚𝐴. Měření vstupních přepěťových ochran Paralelní ochrany proti přepětí reagují tak, že při překročení napětí zkratují napájecí svorky přístroje za tavnou pojistkou a tím dojde k jejímu přepálení. Zde byla testována dvojice zapojení a to jednodušší zapojení ze schématu B.2.5, kde je tyristor otevírán proudem, který proteče Zenerovou diodu do jeho hradla při překročení 𝑈𝑍𝐷 + 𝑈𝑇 𝑆 tedy součtu napětí Zenerovy diody a napětí potřebného pro otevření tyristoru. Druhé zapojení ze schématu B.3.5 využívající sofistikovanější referenci tedy obvod TL431. Princip funkce je stejný, ale spínací napětí není omezeno řadou hodnot napětí lavinového průrazu u Zenerových diod. Navíc je realizace s touto referencí mírně rychlejší. Pro testování je spínací

59

hladina nastavena na 7V, jak je patrno na měření sestupné hrany signálu. Těchto měření bylo opakováno několik aby byl eliminován vliv elektronické pojistky, která byla pro testování použita. Realizace s TL431 však v průměru vychází o cca 20 % rychlejší.

Obr. 5.20: Reakce ochrany se Zenerovou diodou na přepětí

Obr. 5.21: Reakce ochrany s obvodem TL431 na přepětí

60

5.2.3

Obvody vzdáleného snímání napětí na zátěži

Existuje několik metod, jak se vyrovnat s úbytky napětí na vodiči a každá z těchto metod je vhodná pro jiné konstrukční uspořádání a disponuje jinými parametry. Kompenzace na vedení o známé impedanci Tato metoda je vhodná v systémech, kde se přívodní vodiče a nejlépe ani zátěž nemění, systém se totiž na danou zátěž a přívodní vodiče kalibruje. Nejsou tedy potřebné žádné přídavné měnící vodiče ani obvody. Metoda je to tedy nejjednodušší a nejlevnější, ale pro navrhovaný zdroj nepoužitelná. Kompenzace pomocí diferenciálního zesilovače a páru měřících vodičů Tato metoda je vhodná, pokud jsou používány různé přívodní vodiče a různé zátěže. Metoda vyžaduje diferenciální zesilovač pro patřičný rozsah. A její realizace je relativně jednoduchá viz 5.22. Problém může nastat, pokud by některý ze snímacích vodičů upadl, nebyl připevněn, anebo by došlo k přehození snímacích vodičů či jejich spojení s jiným potenciálem. Potom je nutné stanovit požadavek, zda má být napětí uregulováno v rozumných mezích nebo se chybné napětí na měřících svorkách bude brát jako směrodatné. Každé z těchto řešení se hodí pro jiné aplikace.

Obr. 5.22: Řešení jednoduchého obvodu pro kompenzaci úbytku napětí na napájecích vodičích zátěže První nastíněné řešení je vhodné v situacích, kdy víme, že vždy budeme kompenzovat pouze úbytky způsobené konečnou vodivostí proudových přívodů k zátěži. U druhého nastíněného řešení, tedy toho kdy je napětí na měřících vodičích směrodatné, lze využít v případě, že napětí kompenzuje až za pasivním článkem, ochranou diodou nebo dokonce aktivním systémem. Tato řešení jsou ale náchylnější na rozkmitání.

61

Kompenzace pomocí jediného měřícího vodiče Měřící vodič je použit pouze na jedné ze svorek, k zátěži tedy vedou tři vodiče. Zařízení takto můžeme používat ve třech režimech. V prvé řadě je to režim, kdy jsou použity dva identické vodiče a chyba je v přístroji zdvojnásobena. Použití dvojice stejných přívodů je však podmínka omezující a navíc tato metoda nemusí dokonale postihnout přechodové odpory neměřeného přívodu. Dále se tato metoda dá použít, pokud o jednom z vodičů (kvalitní měděná deska) víme, že jeho rezistivita je pro danou aplikaci zanedbatelná a nemusíme ho kompenzovat. Třetí z možností je naopak kompenzování vodiče s neznámými parametry například, když je používán jako jeden z vodičů půda. Při vhodném zapojení jsme navíc schopni kompenzační veličiny měřit a zaznamenávat do PC. Metoda se vzdálenou digitální snímací jednotkou Tato metoda vychází z metody kompenzace pomocí diferenciálního zesilovače a páru měřících vodičů, měřící zesilovač je ale umístěn na zátěži a jeho výstupní signál je modulován například Δ − Σ převodníkem a po datovém kabelu putuje k regulátoru, kde je demodulován. Problém zde může nastat při skokových změnách zátěže, kdy může docházet k odtržení obálky. Obvod vzdáleného snímání napětí na zátěži s omezením pomocí diod Jako ideální metoda pro danou aplikaci se mi jeví kompenzace pomocí diferenciálního zesilovače a páru měřících vodičů. Metodu hodnotím jako relativně jednoduchou a přitom dostatečně univerzální. Stanovením podmínky, že regulace nesmí opustit určité meze, jsem se dostal ke trojici schémat.

Obr. 5.23: Řešení jednoduchého obvodu pro kompenzaci úbytku napětí na napájecích vodičích s ochranou proti nadměrnému driftu regulace při odpojení snímacích vodičů První řešení využívá dvojici antiparalelně zapojených diod mezi výstupem a svorkou vzdáleného snímání. Toto řešení má nevýhodu, že není odolné vůči připojení vodiče na

62

tvrdý zdroj napětí. Tato situace způsobí zničení zmíněných diod. Navíc v případě odpojení měřícího vodiče dochází ke zvýšení výstupního napětí o 𝑈𝐷 , tedy o napětí na diodě. Výše zmíněný neduh, zapojení 5.23 tedy špatnou odolnost vůči připojení vodiče na tvrdý zdroj napětí. Řeší následující zapojení 5.24, které zvyšuje impedanci měřících svorek rezistory 𝑅8 a 𝑅9 . Neřeší však problém se zvýšením výstupního napětí o 𝑈𝐷 . Ten je řešen třetím zapojením 5.25.

Obr. 5.24: Řešení jednoduchého obvodu pro kompenzaci úbytku napětí na napájecích vodičích s ochranou proti nadměrnému driftu regulace při odpojení snímacích vodičů s odolností vůči zkratu. Zapojení 5.25 využívá kombinace okénkového diskriminátoru, spínaných zesilovačů a sčítacího zesilovače. Okénkový diskriminátor je tvořen komparátory 𝐼𝐶1 a 𝐼𝐶2 , a jeho reference je tvořena rezistorem 𝑅16 a diodou 𝐷1 , jež může být nahrazena libovolným vhodným jednobranem - jež určí charakteristiku chování okénkového diskriminátoru. Okénkový diskriminátor poté pouze střídavě vypíná zesilovače 𝐼𝐶3 a 𝐼𝐶5 , které jsou na rozdíl od zbytku obvodu napájeny nesymetricky. To provádí přivedením velkého kladného napětí na invertujíc vstupy, což výstupy zesilovače uzemní. To klade na operační zesilovač požadavek Rail-to-Rail výstupu. Výsledné napětí je poté získáno průchodem přes sčítací zesilovač tvořený zesilovačem 𝐼𝐶6 . Pro zápornou větev je potřeba obdobné zapojení, jež důvodu omezení rozsahu práce neuvádím. Výstupní napětí se poté odečítají na diferenciálním zesilovači. A v případě potřeby se invertují. Zapojení je tedy relativně složité na realizaci a vyžaduje použití minimálně sedmi operačních zesilovačů a šestice komparátorů. Navíc je vhodné přidat před rezistor 𝑅4 napěťový sledovač pro zajištění vysoké impedance na vstupu snímací svorky. Z uvedeného schématu a měření provedených na daném zapojení byl vytvořen nový návrh 5.26, který eliminuje některé neduhy řešení uvedeného na 5.25. Zapojení mírně mění filozofii oproti zapojení 5.25, který využívalo saturace rail-to-rail operačních zesilovačů. Ty jsou ovšem pro dané napětí velice nákladné, proto byla zvolena úprava, která využívá uzemnění neužitečného vstupního signálu a napěťových sledovače.

63

Obr. 5.25: Ideové schéma řešení vzdáleného snímání napětí na zátěži na horním vodiči

Obr. 5.26: Reálné Ideové schéma řešení vzdáleného snímání napětí na zátěži na horním vodiči

64

Sčítací zesilovač je zde ve stejné funkci jako v zapojení 5.25. I v tomto řešení je nutné vstupy vybavit buffery. Ty nejsou z důvodu zachování kompaktnosti schématu zakresleny. Navíc může být celé zapojení doplněno o logiku u GATE tranzistorů přepínání řídící veličiny a tak může být systém vzdáleného snímání napětí na zátěži vyřazen úplně, stejně jako může být úplně vyřazena regulace na napětí svorek zdroje. Měření na obvodech vzdáleného snímání Měření jsou prováděna na zapojení 5.26. Důležité parametry jsou krom "účinnosti"regulace (tedy rozdíl ve výsledné regulaci v případě, kdy je a v případě kdy není použita) také její schopnost reagovat na chyby na měřících svorkách. To jest nepřipojení měřící svorky, její zkratování na zem a její připojení k cizímu potenciálu. Použité zapojení dle změřených charakteristik chová dle předpokladů. Pro příští přesnější měření je však vhodné jej sestavit ze součástek s nižšími tolerancemi a z kvalitnějších (rychlost, ofset, a výstupní proud) operačních zesilovačů. Dále je nutno navrhnou lepší napájecí obvody, nebo eliminovat průnik zvlnění napájecího napětí na výstup, to je potlačeno jen o necelých 40 dB.

Obr. 5.27: Převodní charakteristika vzdáleného snímání napětí na zátěži 8 Ω + 1.22 Ω, Tranzistor BS170 (modře - odchylka regulační veličiny od napětí na zdroji, červeně odchylka regulační veličiny od napětí na zátěži) Podrobnosti k prováděným měřením jsou dostupné v příloze F.2. Další důležitou vlastností je časová odezva obvodu. Základní měření jsou pro připojení a odpojení měřící svorky. Tedy přepnutí regulace na regulaci pomocí vzdáleného snímání a poté zpět na lokální.

65

Obr. 5.28: Převodní charakteristika vzdáleného snímání napětí na zátěži 9 Ω + 0.22 Ω, Tranzistor BS170 - snímací svorka připojená na napětí 12V (modře - odchylka regulační veličiny od napětí na zdroji, červeně - odchylka regulační veličiny od napětí na zátěži)

Obr. 5.29: Převodní charakteristika vzdáleného snímání napětí na zátěži 9 Ω + 0.22 Ω, Tranzistor BS170 - snímací svorka spojená se zemí (modře - odchylka regulační veličiny od napětí na zdroji, červeně - odchylka regulační veličiny od napětí na zátěži)

66

Obr. 5.30: Přechod do regulace pomocí vzdáleného snímání napětí na zátěži

Obr. 5.31: Přechod zpět do regulace na napětí svorek zdroje

67

5.2.4

Zapojení procesoru a pomocných obvodů

Zapojení mikroprocesoru a pomocných obvodů a je k dispozici v příloze ve schématech B.2.1, B.2.2 a B.2.4. Procesor ze svých vnitřních periferií využívá pouze USB komunikaci, AD převodník a sběrnici I2 C. Zbytek vývodů je použit pouze jako GPIO. Pro sledování průběhů napětí a proudů jsou přidány BNC konektory 𝑈𝑀 𝑂𝑁 a 𝐼𝑀 𝑂𝑁 . Pro možnost synchronizace s další měřící je vyveden jeden synchronizační výstup 𝑆𝑌 𝑁 𝐶𝑂𝑈 𝑇 a jeden synchronizační vstup 𝑆𝑁 𝑌 𝐶𝐼𝑁 . Zbylý BNC označený jako 𝑈𝐼𝑁 je vstup pro externí signál pro zesilovač zdroje. Zdroj je navíc pro jednodušší testování vybaven násobnými vstupy a výstupy pro připojení měřících přístrojů. Navíc jsou na desce přidány test pointy. 𝐾2 , 𝐾3 a 𝐾4 jsou bipolární relé s dvojicí cívek, jež jsou spínána běžným zapojením tranzistoru se společným emitorem a ochranou diodou neboť jsou použita relátka na 2, 4 𝑉 jsou přidány ještě srážecí rezistory 100Ω.

5.2.5

Obvody napájení

Obvody napájení jsou v příloze B.2.5. Skládají se více méně pouze z filtračních kondenzátorů a kombinace tepelné pojistky s tyristorovou ochranou proti přepětí zmíněnou výše. A dále už obsahují pouze dvojici stabilizátorů 𝐿𝑇 317 [25] s výstupním napětím nastaveným na 5 𝑉 .

5.2.6

Fotografie výsledné realizace modulu zdroje

Obr. 5.32: Fotografie výsledné realizace modulu zdroje

68

5.3

Modul zátěže

Zátěž by měla být realizována tak, aby byla schopna pracovat v obou polaritách. Při návrhu bylo počítáno s použitím tranzistoru MOS-FET jako ztrátového prvku. V úvahu jsem při návrhu bral dvě možná řešení a to řešení, jež si vystačí pro jednu polaritu pouze s nesymetrickým napájením, na druhou stranu vyžaduje nákladnější obvody 1 na rozdíl od řešení se symetrickým napájením, nebo alespoň napájením napětím obou polarit. Vzhledem k tomu, že řešení je přímo symetrické a napájení je tedy k dispozici, bude využito zapojení s tímto způsoben napájení.

Obr. 5.33: Blokové schéma řešení zátěže

5.3.1

Předpokládaná úskalí

Hlavním problém symetrického řešení jsou substrátové diody tranzistorů, které v nepracovní periodě nechtěným způsobem svádí proud na zemní svorku. To lze vyřešit sériovou diodou pro jednotlivé větve, ta ovšem vytvoří značný napěťový úbytek, zhorší stabilitu zátěže a znemožní její používání na malých napětích. Tuto vlastnost z části můžeme potlačit použití Schottkyho diod, což sice práh sníží, ale neeliminuje. Řešení, kterým bych se v této práci chtěl zabývat je použití elektronických diod.

5.3.2

Elektronické diody

V literatuře jsou elektronické diody také označované jako ideální diody. Jejich největší výhodou vůči klasickým nebo Schottkyho diodám je malý úbytek napětí v propustném 1

rail-to-rail operační zesilovače, speciální operační zesilovače určené pro měření proudů (výše zmíněné obvody INA), a obvody pro úpravy úrovní napětí

69

směru, tedy malá výkonová ztráta, které jsou závislé na použitých spínacích tranzistorech MOSFET. Ty mohou dosahovat odporu nízkých jednotek 𝑚Ω. Volt-ampérová charakteristika ideální diody v porovnání s volt-ampérovou charakteristikou klasické diody (charakteristika dána Schockleyho rovnicí 5.1). (︂

𝑞𝑉𝐷

)︂

𝐼 = 𝐼𝑠 𝑒 𝑘𝑇 𝑁 − 1

(5.1)

Z voltampérové charakteristiky je patrné, že na elektronické diodě vzniká při daném proudu menší úbytek napětí a tedy menší výkonová ztráta, než na klasické diodě.

Obr. 5.34: Voltampérové charakteristiky běžné a dvojice ideálních diod postavených na tranzistorech MOSFET Na obr. 5.34 je červenou křivkou uvedena charakteristika prvního kvadrant u voltampérové charakteristiky Schottkyho diody SS34 (𝐼𝑓 = 3.0 𝐴, 𝑈𝑅𝑅𝑀 = 40 𝑉 ). Zbylé dvě charakteristiky jsou pro elektronické diody používající anti-sériové zapojení MOSFET tranzistorů. V případě IRFI530 (𝐼𝑓 = 12.0 𝐴, 𝑈𝑅𝑅𝑀 = 100 𝑉 ) je z charakteristiky patrné, že zhruba do 2.5 A má horší vlastnosti než Schottkyho dioda SS34. To je dáno vysokým odporem kanálu 𝑅𝐷 𝑆𝑂𝑁 = 0.16 Ω. Při použití tranzistorů PSMN2R2 (𝐼𝑓 = 12.0 𝐴, 𝑈𝑅𝑅𝑀 = 100 𝑉 , 𝑅𝐷 𝑆𝑂𝑁 = 2.4 𝑚Ω) je charakteristika o poznání lepší. Nevýhodou takových diod je pak především nutnost je napájet a starat se o jejich řízení. Z možnosti tyto diody řídit však vyplývá i jistá výhoda a například používat i pro řízení proudu či napětí. Synchronní usměrňovač Elektronická dioda jako synchronní nebo také aktivní usměrňovač je známé a hojně využívané zapojení v měničích a to jak v měničích s transformátorem tak i bez něj. Slouží zde pro minimalizaci ztrát na spínacím prvku tedy běžně na diodě. Bývá realizována jediným tranzistorem typu MOSFET a jeho budičem. Na trhu jsou dostupné integrované obvody, které přímo obsahují budič synchronních usměrňovačů například je to obvod MAX1652 až MAX1655 nebo MAX15064.

70

Obr. 5.35: Příklad zapojení synchronního usměrňovače s obvodem MAX15046 - převzato z [34] Takové měniče dosahují účinnosti až kolem 96%. A jsou dostupné jak pro malé výkony s integrovanými spínacími tranzistory tak pro výkony větší s tranzistory externími. Ochranný prvek Elektronická dioda jako ochranný prvek se používá například při spojení více zdrojů paralelně, kde svými vlastnosti minimalizuje ztráty, které by vznikaly při použití konvenčních diod. Pro takovou funkci je navržen například obvod LTC4415.

Obr. 5.36: katalogové zapojení dvojité elektronické diody LTC4415 - převzato z [36] Obvody mohou sloužit také jako ochrany před přepólování baterie a zároveň do sebe soustřeďovat funkci spínače napájení. Realizace potom může být jak s interními tak i s externími tranzistory MOSFET. Vhodným řízením jsme potom schopni realizovat také pomalé náběhy proudu nebo napětí (soft-start) či přepěťové ochrany.

71

Obr. 5.37: Příklad zapojení elektronické diody s funkcí přepěťové ochrany - převzato z [35] Na obr. 5.37 je vidět zapojení dvojice anti-sériově zapojených tranzistorů MOSFET, tak jak se běžně používají ve funkci elektronické diody, řídící logiku zde reprezentuje integrovaný obvod MAX16914. Při propustné polaritě napětí jsou oba z tranzistorů sepnuté a celkový úbytek napětí je dán vztahem:

𝑈𝐷𝑟𝑜𝑝 = 𝐼 (𝑅𝐷𝑆𝑂𝑁 + 𝑅𝑆𝐷𝑂𝑁 ) ≈ 2𝐼𝑅𝐷𝑆𝑂𝑁

(5.2)

Obr. 5.38: Graf průběhu a rozdílu odporu kanálu 𝑅𝑆𝐷𝑂𝑁 a 𝑅𝐷𝑆𝑂𝑁 na velikosti proudu měření na tranzistoru AUIRLR024N při 𝑈𝐺𝑆 = 5 𝑉

72

Elektronická zátěž Elektronická dioda se jako součást bipolární zátěže může chovat zároveň jako regulační obvod. Vychází ze zapojení na obr. 5.37 Regulační obvod má však na rozdíl od obyčejné spínací diody větší nároky na dimenzování regulačního tranzistoru protože jako součást regulátoru tvoří zátěžový (ztrátový) prvek. Regulace musí být navíc stabilní a s omezenými překmity a to i při skokových změnách výstupních parametrů zatěžovaného obvodu.

Obr. 5.39: Bipolární zátěž s oddělenou regulací pro každou z polarit Realizace regulačního obvodu je možná několika způsoby První možnost, viz obr. 5.39 je oddělit obvody zpracování signálu pro kladou a zápornou polaritu. O každou z polarit se potom stará jedna z elektronických diod s regulačním prvkem (𝑃𝑅𝐸𝐺 - obvod regulace ve 4 kvadrantu, 𝑁𝑅𝐸𝐺 - obvod regulace ve 2 kvadrantu). + a − jsou označeny svorky zátěže. A každá polarita má své vlastní řídící veličiny (+𝐼𝑅𝐸𝐺 , −𝐼𝑅𝐸𝐺 , +𝑉𝑅𝐸𝐺 a −𝑉𝑅𝐸𝐺 ). Větev záporné regulace je navržena symetricky k větvi kladné regulace. Signály z DA převodníku jsou pouze invertovány. Regulační obvody jsou běžně navrhovány pro regulaci na konstantní odpor a proud. Vhodnou úpravou lze zařízení upravit na regulaci na konstantní napětí nebo výkon. Obvody 𝑃𝑅𝐸𝐺 a 𝑁𝑅𝐸𝐺 navíc obsahují budiče příslušných tranzistorů a ochrany řídících elektrod těchto tranzistorů. Na obr. 5.40 je druhá možnost, tedy sloučení řízení do jedné diody. Tím se ušetří dvojice regulačních prvků, ale zkomplikuje se řídící elektronika. Protože již nestačí prostá inverze signálu, ale musíme jej invertovaný navíc vztahovat k plovoucí hladině. Je tedy nutné využít obvodů pro superponování napětí na jinou hladinu (shift obvody). Tyto

73

Obr. 5.40: Bipolární zátěž regulovaná v rámci jedné elektronické diody obvody často pracují na principu konverze 𝑈 → 𝐼 → 𝑈 nebo využívají vhodně zapojených součtových a rozdílových zapojení operačních zesilovačů. Všechny tyto obvody ale zhoršují časové odezvy regulačních obvodů. Třetí a poslední uvedenou možností je vložení regulátoru mezi H-můstek z elektronických diod. Tato metoda se vyznačuje jednoduchou regulaci, v případě, že chceme, aby byl připojený obvod zatěžován symetricky (myšleno stejně pro obě polarity připojeného napětí). V případě nesymetrického zatěžování je nutné měnit referenční signály pro řízení regulace. K tomu může být využit signál z obvodu řízení usměrňování v obvodu označený jako 𝑅𝐸𝐶𝑇 . Ten potom může skrze elektronický přepínač přepínat signály z DA převodníku pro 𝑉𝑅𝐸𝐺 a 𝐼𝑅𝐸𝐺 . Informaci o změně polarity může předat také procesoru, který se o změnu postará. To však většinou znamená větší prodlevu a dochází k chybě regulace.

Obr. 5.41: elektronická zátěž s můstkovým usměrňovačem z elektronických diod Při dodatečně kvalitním obvodovém řešení a rychlých DA převodnících je potom možné

74

obvod použít pro simulaci libovolného jednobranu. Při n násobné redundanci obvodů s dostatečně rychlými vazbami lze vzniklý systém použít i pro simulaci pasivních n-branu, ve stanoveném pracovním rozsahu napětí, proudů a kmitočtů, chovajících se na všech branách jako zátěž. Například tranzistor v zapojení se společným emitorem.

5.3.3

Návrh ideální diody

Při návrhu diody pro kladnou větev jsem se rozhodl vycházet z zapojení 5.39 využívající dvojici anti-sériově tranzistorů N-MOSFET pro kladnou a P-MOSFET pro zápornou polaritu připojeného napětí. Mezi elektrody DRAIN tranzistorů MOSFET je umístěn snímací rezistor pro měření průchozího proudu. Dále už zapojení obsahuje pouze komparátor napájecí obvody a obvody buzení výkonových tranzistorů MOSFET. Důležité je, aby v sepnutém stavu byl odpor obvodu co nejnižší. Proto jsou vybrány tranzistory s odporem kanálu menším než 5 mΩ a snímací rezistor s odporem 10 𝑚Ω. Což při proudu 5 𝐴, tedy maximálním proudu na který je zařízení dimenzované, vytváří úbytek necelých 100 𝑚𝑉 . Při návrhu jsem se do jisté míry nechal inspirovat řešením obvodu LTC4228 z [10]. Zapojení je na schématu rozděleno do třech částí, první část zprava je samotná výkonová část, ve středu jsou budiče tranzistorů MOSFET a na levé straně jsou komparátory. Na schématu nejsou zaznačeny některé obvody ochran a napájecí obvody a obvody střídavých vazeb. Pro všechna následující měření je použita právě tato konfigurace.

75

Obr. 5.42: Návrh ideální diody pro kladnou větev zátěže

76

5.3.4

Měření ideální diody

Prvotní testování časové odezvy probíhalo na elektronické diodě bez regulace. S GATE buzenými napětím ±18 𝑉 vůči katodě diody s omezením na 𝑈𝐺𝑆 = ±13 𝑉 přes rezistor 𝑅 = 1800 Ω. Další výsledky měření jsou dostupné v příloze . Voltampérová charakteristika Jednou ze základních vlastností, kterou je potřeba ověřit je statická voltampérová charakteristika. Pro doplnění je navíc přidán graf se ztrátovými výkony dle použitého usměrňovače.

Obr. 5.43: VA charakteristika porovnávající dvojici elektronických diod s konvenční Schottkyho diodou

Obr. 5.44: Charakteristika závislosti ztrátového výkonu v závislosti na protékajícím proudu porovnávající dvojici elektronických diod s konvenční Schottkyho diodou

77

Časová odezva Další důležitou vlastností je časová odezva. Zde na rozdíl od statické voltampérové charakteristiky bylo dosaženo výsledků mnohem horších.

Obr. 5.45: Průběh napětí na usměrňující elektronické diodě (detail spínání) - budící signál obdélník 𝑈 = 5 𝑉𝑝−𝑝 , 𝑓 = 100 𝐻𝑧, nastavení osciloskopu 2 𝑉 /𝑑𝑖𝑣, 50 𝜇𝑠/𝑑𝑖𝑣 Na obrázku je při spínání patrný překmit způsobený zpožděnou reakcí přepínače. Toto zpoždění znemožňuje používat diodu nad frekvencemi 500 𝐻𝑧

Obr. 5.46: Průběh napětí na usměrňující elektronické diodě - budící signál sinus 𝑈 = 5 𝑉𝑝−𝑝 , 𝑓 = 10 𝑘𝐻𝑧, nastavení osciloskopu 2 𝑉 /𝑑𝑖𝑣, 50 𝜇𝑠/𝑑𝑖𝑣 Měřený prototyp je vystavěn ze běžných elektronických součástek, což poskytuje možnost použitím součástek vyšší jakosti potřebných parametrů časové odezvy značně zkrátit.

78

5.3.5

Návrh zpětnovazební regulace

Zátěž je navržena pro práci ve 3 režimech, a to režimu konstantního proudu napětí a odporu. Vzhledem k tomu, že zpětnovazební regulační část je analogová je nutné přepínat zpětnovazební obvody. K tomu mohou být použity multiplexory nebo relé, vzhledem k tomu, že není nutné, aby přepínací časy byly velmi krátké, budou použita relé. Regulační částí však protékají relativně malé proudy, které nejsou dostatečné pro čištění kontaktů běžných relé, proto jsou použita relé pro měřící účely se zdvojenými a zlacenými kontakty. Režim konstantního proudu Režim konstantního proudu je mód, kde zátěž upravuje svůj odpor tak, aby jí tekl požadovaný proud. Jako regulační veličina se používá napětí ze snímaného rezistoru, která je navíc upravena zesilovačem a porovnává se s výstupem DA převodníku.

Obr. 5.47: Regulační obvod pro režim konstantního proudu

Režim konstantního napětí Režim konstantního napětí není úplně běžně používaným módem u zátěží. Realizace je však jednoduchá a ne nepodobná realizaci zdroje konstantního napětí. Jako zpětnovazební veličinu používá napětí výstupu upravené na děliči a opět ji porovnává s výstupem DA převodníku. Režim konstantního odporu Režim konstantního odporu je na realizaci nejsložitější. Používá totiž dvojici zpětnovazebních veličin, jež musí udržovat ve vhodném poměru. Což vyžaduje řízení zisku jedné z veličin a poté je teprve můžeme použít pro korekci řídící veličiny. Řešení je zde několik, může být použit zesilovač s nastavitelným ziskem, problém je ovšem potřeba velkého množství úrovní. Tomu lépe vyhovuje digitální potenciometr a i ty disponují zřídka kdy více než osmi-bitovým rozlišení. Tento nešvar můžeme eliminovat použitím DA převodníku, kde jako referenční napětí bude použito napětí vstupní. Zde už se dostáváme zhruba

79

Obr. 5.48: Regulační obvod pro režim konstantního napětí 4000 hladin s lineárním krokem. Dále mohou být rozsahy rozšířena přidáním přepínaní rozsahů a to jak do zpětnovazební větve proudu, tak do větve napětí. Lze využít také řešení, kdy přes AD převodníky prochází obě veličiny. A tím můžeme napětí nastavovat přesněji nebo ve vyšším rozsahu.

Obr. 5.49: Regulační obvod pro režim konstantního odporu Další možnost je ponechat celé zpracování na procesoru, to ovšem vyžaduje rychlé převodníky a kvalitně vyvedený regulátor. Měření dynamických vlastností regulátorů ve spojení s elektronickou diodou je dostupné v příloze F.3.4. Dostupní jsou statické vlastnosti regulátoru dosahující chyby menší než 0, 5%. A dynamické vlastnosti tedy ustálení přechodových dějů, které se podařilo vyladit na časy kolem 500 𝜇𝑠. Realizace výsledných analogových obvodů Kompletní schémata jsou dostupná v příloze, zátěž pro kladnou větev B.3.3 a zátěž pro zápornou větev B.3.4. Zapojení využívá modifikovaného zapojení "ideální"diody popsané výše v této kapitole, spojené s regulací tak, že zemněný tranzistor diody je navíc tranzistorem regulačním. O samotnou regulaci se stará zesilovač IC2A s reléově konfigurovanou

80

zpětnou vazbou. Komparátor IC6 v tomto zapojené realizaci diodové funkce. Diferenciální zesilovač s IC2B slouží pro generování napětí pro připojení externího monitoru proudu. Pro zápornou větev je regulace mírně složitější, v prvé řadě je třeba invertovat napětí pro DA převodník, o tuto inverzi se starají invertory s IC5A a IC5B. Obvody IC3 a IC4 zastávají snímání napětí pro realizaci funkce diody. IC1A je regulační zesilovač. IC9B je napěťový sledovač, pro odlehčení vstupu od regulačních obvodů. Obvod IC9A tvoří součtový zesilovač napětí, pro které se dále upravuje pomocí zesilovače IC10A pro výstup externího monitorování proudu. A dále se na diferenciálním zesilovači stejnosměrně posouvá pro AD převodník v procesoru. Napájecí obvody Obstarávají filtraci napětí a ochranu před přepětím, a jejich kompletní realizace je dostupná v B.3.5. O blokování u jednotlivých obvodů se starají sady 100nF kondenzátorů B.3.6. Číslicové obvody O galvanické oddělení USB se stará stejný obvod jako u zdroje B.3.1, Na B.3.2 je zapojení mikrokontroléru PIC18F4553 a drobných obvodů (reset, měření teploty, ICSP, oscilátor a synchronizace). Na B.3.5 jsou zakresleny obvody spínání relátek.

81

6

PROGRAMOVÉ VYBAVENÍ

6.1

Firmware

Zařízení pro svou plnou funkčnost vyžadují připojení k PC prostřednictvím rozhraní USB. Zdroj při nepřipojení rozhraní USB přejde do módu zesilovače, jež proudově zesiluje signál ze vstupu EXT. Zátěž je při nepřipojení USB odpojená od vstupních svorek. Zařízení pracují jako zařízení třídy HID. Podrobnosti v [1].

6.1.1

Firmware zdroj

Procesor při připojení napájecího napětí inicializuje periferie, a pokud je USB připojeno, pokusí se navázat komunikaci 6.1. Pokud USB připojeno není, přejde do módu uloženého v EEPROM, relé referenčního signálu přepne do pozice, kdy je používán externí signál, proudové limity výstupu zvolí také dle dat nahraných v paměti EEPROM, a pokud je povoleno, sepne výstupní relé.

Obr. 6.1: Vývojové diagramy: Inicializace a test rozhraní USB Dále povolí časovač číslo 3, který periodicky vyvolává testování USB 6.2. Pokud je USB připojeno a běží obslužný SW v PC. Dojde k navázaní komunikace, a zdroj počítači předá základní informace o svém posledním nastavení, počítač zdroji vnutí vlastní výchozí nastavení a dále odesílá data zadávaná uživatelem. V základní verzi funguje čtveřice přerušení a to od USB, časovače 1 a časovače 3 a externí přerušení. Časovač 3 běží pouze v případě, že není navázána komunikace s USB

82

a pravidelně cca v 5 vteřinových intervalech testuje připojení USB kabelu. Časovač 1 pak běží pouze v případě, že je navázána komunikace s USB, neboť pravidelně připravuje data na odeslání přes USB a nastavuje příznak SDT (data připravena k odeslání). Přerušení od USB uloží přijatá data do bufferu a nastaví příznak, že byla přijata data. Nastaví také příznak informující o nových datech ke zpracování (RDT). Externí přerušení je při jeho povolení přijímáno ze vstupu SYNC-IN. Zpracovává se dle nastavení uživatele. může být obsluhováno jako prioritní nebo jako s nízkou prioritou. Prioritní se zpracovává přímo v obsluze přerušení. Přerušení s nízkou prioritou pouze nastaví příznak EXTINT a pokračuje vykonáváním programu.

Obr. 6.2: Vývojové diagramy: Obsluha přerušení Zbytek činností vyjma generování průběhů se odehrává ve smyčce hlavní funkce main. Jedná se o vyčítání hodnot z AD převodníků, měření a kontrolu teplot výkonových prvků, zpracování dat z USB a předání dat osobnímu počítači. Generování uživatelských průběhů ještě není implementováno nicméně pro řízení této činnosti je vyhrazen časovač 0. Mezi generované periodické průběhy jsou uvažované: sinus, obdélník i trojúhelník s proměnnou střídou, exponenciální funkce, funkce dána polynomem 3 řádu. Mezi jednorázové děje potom: skok, rampa, exponenciální funkce, dvojexponenciální funkce a impulz. Všechny s oběma volitelnými napěťovými úrovněmi a všechny krom skoku i s volitelnou dobou trvání.

83

Obr. 6.3: Vývojové diagramy: Nekonečná smyčka hlavního programu

84

6.2

Software

Ovládací software je součástí výše popsaného programu DSE (vzhledem k tomu, že využívá pouze dvou modulů z DSE není problém jej přeložit jako samostatný projekt). Je psán v jazyce Visual Basic.net. Je psán odděleně pro ovládání části zdroje a zátěže. Zastupuje zde funkci ovládacího panelu přístroje. Umožňuje uživateli ovládat modul a poskytuje mu zpětnou vazbu. Kontroluje vstup uživatele zpracovává ho a přes zvolené rozhraní (USB, virtuální COM port) předává informace modulu. Naopak modul poskytuje zpětnou vazbu, informuje o napětích, proudech, zatížení, teplotách regulačních prvků, vrací informace z autodiagnostiky a informuje o chybách.

Obr. 6.4: Náhled ovládacího software modulu zdroje

85

7 7.1

ÚPRAVY A REVIZE Cíle

Vzhledem k rozsahu práce a bylo nutné v prvé řadě přehodnotit cíle, kterých má být dosaženo. Spíše než vytvoření komplexního zařízení se tedy práce zaměří na realizaci jednotlivých subobvodů. A jejich měření. První testy subobvodů modulu zdroje jsou realizovány probíhat na kompletním prototypu desky. U zátěže jsou měření realizována pouze na přípravcích.

7.2

Modul zdroje

Byl sestaven modul zdroje aby se ověřily vlastnosti některých obvodů při oživování bylo objeveno několik zásadních nedostatků, které byli použity pro korekci schématu a desky zátěže a vytvoření nové verze desky modulu zdroje. 1. Chyba knihovny krystalu - knihovna čtyř vývodového krystalu (pouzdro 𝑄7) pro MCU měla chybně zapojené vývody. 2. Nevhodné napájení pomocí obvodů LM317 - Napájení pomocí těchto obvodů se ukázalo jako nevhodné. Z blíže nespecifikovatelných důvodů oba obvody selhaly a poškodily značnou část digitálních obvodů na desce. 3. Chybějící upínací odpory na sběrnici 𝐼 2 𝐶 - Chyba zapřičiněná nepozorností při návrhu 4. Chybějící upínací odpory na vodiči 𝐵𝑈 𝑆𝑌 - Chyba zapřičiněná nepozorností při návrhu 5. Nefunkční modul galvanického oddělení USB - Vzniklo vlivem přechodu na napájení 5 V namísto původně zamýšlených 3,3 V. 6. Nevhodná realizace vzdáleného snímání napětí - zvolený typ vzdáleného snímání napětí je sice funkční, ale pro danou aplikaci naprosto nevhodný vhodný. Toto je při testování eliminováno úplným vyřazením vzdáleného snímání napětí na zátěži. 7. Prostor pro kompenzační a zpětnovazební obvody - na desce nebyly vytvořeny žádná místa pro umístění dalších pasivních součástek pro úpravu časové odezvy. To značně zkomplikovalo nejen úpravu časové odezvy, ale také ladění stability obvodu. 8. Napájecí napětí volit alespoň o 3.5 V vyšší než je požadovaný maximální výstup - zlepší chování zdroje při krajních hodnotách výstupního napětí. Vyřešeno úpravou limitu ochranných obvodů na 14 V. 9. Nahradit obvod LT1970 - zapojení s tímto obvodem se při využití posilovacích tranzistorů velice obtížně ladí na odezvu při skokové změně zátěže. Další verze je navrhována na vlastní obvodové struktuře, která však z LT1970 částečně vychází. 10. Pouze dvouvrstvá deska - Při dané složitosti dvouvrstvá deska značně zhoršuje možnosti rozvedení země a napájecích napětí a neúměrně prodlužuje některé cesty. To má za následek nejen zhoršenou stabilitu, ale také snažíš šíření rušení po desce.

86

Příští návrh počítá s šesti vrstvami.

7.3

Modul zátěže

Modul zátěže nebyl vůbec realizován z důvodu úpravy zadání a ještě vyšší modularizaci. Byly ovšem sestaveny funkční vzorky regulačních obvodů a elektronických diod, na kterých byla prováděna měření. Z těchto měření se vychází při dalším návrhu bipolární zátěže. Tato realizace již ale není publikována, neboť se jedná o interní materiály. Přesto však již při realizaci vzorků regulačních obvodů byly objeveny různé nedostatky. 1. Nedostatek volných pozic pro osazování kompenzačních obvodů - přesto, že již byla tato místa vytvořena, na rozdíl od modulu zdroje, tak jich ještě nebylo dostatek a některé byly umístěny tak, že k nim byl obtížný přístup. 2. Ochrany řídících vstupů tranzistorů MOSFET před přepětím v kombinaci s budícími obvody tranzistorů MOSFET - v daném zapojení tyto ochrany pomocí dvojice anti-sériově zapojených Zenerových diod MEZI GATE a SOURCE, a navíc může být použita dioda mezi GATE a DRAIN. Dvojice ochranných diod ovšem znemožňuje budit tranzistor tvrdým zdrojem napětím pokud by dával napětí mimo rozsah omezený Zenerovými diodami. Měkký zdroj ale není schopen tranzistory budit dostatečně rychle a zhoršuje časovou odezvu. U spodního tranzistoru to nedělá problém neboť je spojen se zemí regulátoru. Problém je to u tranzistoru horního, kde by ideálním řešením byly zdroje a budiče plovoucí na připojené hladině. 3. Vysoké budící napětí pro otevření tranzistorů - snížení napěťové hladiny pro otevírání tranzistorů na 5V a nesymetrická realizace buzení, který umožňuje rychlejší otevření tranzistorů.

87

8

ZÁVĚR

V rámci této práce byl proveden stručný teoretický rozbor problematiky více-kvadrantových zdrojů a navržena obvodová realizace. Obvodový návrh zahrnuje dvojici měničů typu SEPIC z nichž jeden slouží pro napájení záporné a druhý kladné větve obvodů, modul zdroje a modul zátěže. Byly vytvořeny podklady pro výrobu desek plošných spojů a jejich osazení. Byl navržen, osazen, oživen a po úpravách otestován a odměřen modul zdroje. Modul je funkční a provozuschopný, nicméně jeho parametry zdaleka nedosahují požadovaných výsledků a hlavně v oblastech malých napětí a proudů a při přechodových dějích vyvolaných připojením, odpojením nebo rychlou změnou zátěže. Pro modul zdroje byl navržen obvod vzdáleného snímání napětí na zátěži, který vykazuje výborné vlastnosti v oblasti statické voltampérové charakteristiky. Přechodné děje jsou pak kratší než 0.1 ms. A jsou dále upravitelné použitím kvalitnějších operačních zesilovačů, komparátorů a buzení tranzistorů MOSFET. Byly otestovány obvody přepěťových ochran postavené na tyristorech a Zenerových diodách a konstrukce využívající tyristor a napěťovou referenci TL431. byla testována jak jejich reakce na pomalu rostoucí napětí, tak na rychlé skoky. Při rychlých změnách je potřeba připojit navíc filtrační kondenzátory pro eliminaci špiček. Modul zátěže nebyl realizován vůbec, nejen z časových důvodů, ale také proto, že by bylo pro firmu neekonomické vkládat finance do prototypu, na kterém není možné realizovat potřebné testy. Přešlo se tedy k přípravě obvodů potřebných pro realizaci modulu zátěže. Byl navržen obvod elektronické diody a obvod elektronické diody s regulací. Na těchto obvodech byly provedeny testy statické voltampérové charakteristiky a testy usměrňování sinusových a pulzních průběhů v kmitočtovém rozsahu 100 𝐻𝑧 až 10 𝑘𝐻𝑧, ze kterých vyplynula použitelnost daného zapojení cca do 500Hz. Dále byly diody testovány v režimu konstantního proudu, kde vykazovaly velice dobré statické vlastnosti, tedy chyba pod 0.5 %. Ustálení přechodových dějů se podařilo vyladit na časy kolem 500 𝜇𝑠. V této době se testují zpětnovazební obvody zátěže pro mód konsatntího odporu. Dále byly vyvinuty testovací verze firmware a software, který disponuje zobrazením komunikace probíhající mezi PC a zařízením. Jako hodnotný přínos bych vyzdvihl také vznik softwaru s pracovním názvem DSE, jenž slouží pro urychlení návrhu elektronických obvodů.

88

LITERATURA [1] USB Implementers Forum Universal Serial Bus Specification Revision 2.0 [online]. 1994, poslední aktualizace 27.5.2000 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.usb.org/developers/docs/ [2] Texas Instrument Designing DC/DC converters based on SEPIC topology [online]. 2008, poslední aktualizace 4Q 2008 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.ti.com/lit/an/slyt309/slyt309.pdf [3] Texas Instrument Designing DC/DC converters based on ZETA topology [online]. 2010, poslední aktualizace 2Q 2010 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.ti.com/lit/an/slyt372/slyt372.pdf [4] BETTEN John, KING Brian The Parallel Universe of Negative-Input Voltages [online]. 2008, poslední aktualizace Červenec 2008 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://powerelectronics.com/power_management/power_ics/807PET23negative-input-voltages.pdf [5] International Rectifier IR2101, IR2102 Product datasheet [online]. poslední aktualizace 4.3.2004 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2101.pdf

2004, URL:

[6] Texas Instruments INA197 Product datasheet [online]. 2004, poslední aktualizace 2.2010 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ina197.pdf [7] Texas Instruments INA199 Product data sheet [online]. 2009, poslední aktualizace 2.2010 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ina199a2.pdf [8] Texas Instruments INA271 Product datasheet [online]. 2007, poslední aktualizace 5.2010 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ina271.pdf [9] ST Microelectronics TL431 Programmable Voltage Reference - Data Sheet [online]. 1998, poslední aktualizace 11.1998 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/vishay/sb320.pdf [10] Linear Technology LTC4228 Product datasheet [online]. 2012, poslední aktualizace 2012 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://cds.linear.com/docs/Datasheet/422812f.pdf [11] Microchip MPC47x6 DAC Family - Data Sheet [online]. 2011, poslední aktualizace 29.11.2011 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://ww1.microchip.com/downloads/en/DeviceDoc/22272C.pdf

89

[12] Analog Devices Full/Low Speed 5 kV USB Digital Isolator - Data Sheet [online]. 2009, poslední aktualizace 02.2012 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/ADuM4160.pdf [13] Analog Devices 2.5 kV, Isolated DC-to-DC Converter - Data Sheet [online]. 2008, poslední aktualizace 05.2012 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/ADuM5000.pdf [14] Microchip PIC18F2458/2558/4458/4553 - Data Sheet [online]. poslední aktualizace 6.2007 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z http://ww1.microchip.com/downloads/en/devicedoc/39887b.pdf

2007, URL:

[15] Microchip PIC18F2455/2550/4455/4550 - Data Sheet [online]. poslední aktualizace 8.2008 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z http://ww1.microchip.com/downloads/en/devicedoc/39632e.pdf

2004, URL:

[16] Vishay Semiconductors BC846 Small Signal Transistors (NPN) - Data Sheet [online]. 2002, poslední aktualizace 9.5.2002 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/vishay/85115.pdf [17] Fairchild Semiconductor IRF9530 - Data Sheet [online]. 2002, poslední aktualizace 1.2002 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/fairchild/IRF9530.pdf [18] Fairchild Semiconductor IRF530 - Data Sheet [online]. 2002, poslední aktualizace 2.2002 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/fairchild/IRF530.pdf [19] Microchip TC74 Data Sheet [online]. 2002, poslední alizace 18.10.2002 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z http://ww1.microchip.com/downloads/en/devicedoc/21462c.pdf

aktuURL:

[20] Microchip MCP4921/4922 - Data Sheet [online]. 2004, poslední aktualizace 28.05.2004 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://ww1.microchip.com/downloads/en/devicedoc/21897a.pdf [21] Texas instruments LM158/LM258/LM358/LM2904 Low Power Dual Operational Amplifiers - Data Sheet [online]. 2004, poslední aktualizace 09.2005 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm158-n.pdf [22] National Semicoductor LM111/LM211/LM311 Voltage Comparator - Data Sheet [online]. 2001, poslední aktualizace 2004 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://lens.unifi.it/ew/dwl.php?dwl=ZGF0YXNoZWV0cy9MTTMx MV9Db21wWzExXS5wZGY=mtyp=application/pdf

90

[23] International Rectifier IRF140 HEXFET Tranzistor - Data Sheet [online]. 2001, poslední aktualizace 24.1.2001 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irf140.pdf [24] Vishay IRF9140 HEXFET Tranzistor - Data Sheet slední aktualizace 12.3.2012 [cit. 24. května 2013]. http://www.vishay.com/docs/91238/sihfp914.pdf

[online]. 2011, poDostupné z URL:

[25] National Semicoductor LM317 - 3 Terminal Adjustable Regulator - Data Sheet [online]. 2010, poslední aktualizace 25.2.2011 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.ee.buffalo.edu/courses/elab/LM117.pdf [26] Power Innovations TIC116 SILICON CONTROLLED RECTIFIERS - Data Sheet [online]. 1971, poslední aktualizace 6.2000 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/PowerInnovations/ mXyyzzvr.pdf [27] Linear Technology LT1970 - Data Sheet [online]. 2011, poslední aktualizace 2012 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://cds.linear.com/docs/Datasheet/1970fc.pdf [28] Texas instruments LM3478 - Data Sheet [online]. 2004, poslední aktualizace 09.2011 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm3478.pdf [29] Vishay SQJ461 - Automotive P-Channel 60V MOSFET - Data Sheet [online]. 2011, poslední aktualizace 2.10.2012 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.vishay.com/docs/65541/sqj461ep.pdf [30] Vishay SQJ850 - Automotive N-Channel 60V MOSFET - Data Sheet [online]. 2011, poslední aktualizace 2.10.2012 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.vishay.com/docs/65280/sqj850ep.pdf [31] Texas instruments TPS40200 Data Sheet [online]. 2006, poslední aktualizace 03.2012 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/tps40200.pdf [32] Texas instruments MMBTA42 NPN High Voltage Tranzistor - Data Sheet [online]. 2008, poslední aktualizace 10.2009 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.fairchildsemi.com/ds/MP/MPSA42.pdf [33] Texas instruments MMBTA92 PNP High Voltage Tranzistor - Data Sheet [online]. 1997, poslední aktualizace 9.1999 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.fairchildsemi.com/ds/MP/MPSA92.pdf [34] MAXIM MAX15046 High-Performance, Synchronous Buck Controller - Data Sheet [online]. 2009, poslední aktualizace 1.2013 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX15046-MAX15046B.pdf

91

[35] MAXIM MAX16914 Ideal Diode, Reverse-Battery, and Overvoltage Protection Switch/Limiter Controllers with External MOSFETs - Data Sheet [online]. 2009, poslední aktualizace 9.2009 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX16914-MAX16915.pdf [36] Linear Technology LTC4415 Dual 4A Ideal Diodes with Adjustable Current Limit Data Sheet [online]. 2011, poslední aktualizace 4.2012 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/4415fa.pdf [37] Fukátko, Jaroslav; Fukátko, Tomáš Teplo a chlazení v elektronice 2 . 1. vyd. Praha: BEN Technická literatura, 30-05-2006 . 118 s. ISBN 80-7300-199-3 [38] DŘÍNOVSKÝ, Jiří, FRÝZA, Tomáš, SVAČINA, Jiří, KEJÍK, Zbyněk, RŮŽEK, Václav. Skripta - Elektromagnetická kompatibilita. Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně 304 s. [39] BEJČEK, Ludvík, ČEJKA, Miloslav, REZ, Jiří, GESCHEIDTLOVÁ, Eva, STEINBAUER, Miroslav. Skripta - Měření v elektrotechnice. Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně 241 s. [40] VRBA, Kamil, HERMAN, Ivo, KUBÁNEK, David. Konstrukce elektronických zařízení. Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně 237 s. [41] BRANČÍK, Lubomír, DOSTÁL, Tomáš. Skripta - Měření v elektrotechnice. Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně 10.2007 194 s. [42] Microchip MPLAB® C18 C COMPILER LIBRARIES [online]. 2005, poslední aktualizace 20.4.2005 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://ww1.microchip.com/downloads/en/devicedoc/mplab_c18_libraries_51297f.pdf [43] Microchip MPLAB® C18 C COMPILER GETTING STARTED [online]. 2005, poslední aktualizace 24.8.2005 [cit. 24. května 2013]. Dostupné z URL: http://www.kevin.org/frc/C18_3.0_getting_started.pdf [44] BOLDIŠ, P. Bibliografické citace dokumentů podle ČSN ISO 690 a ČSN ISO 690-2 [online]. 2001, poslední aktualizace 11. 11. 2004 [cit. 17. 2. 2005]. Dostupné z URL: .

92

SEZNAM SYMBOLŮ, VELIČIN A ZKRATEK KERS Kinetic Energy Recovery System - systém rekuperace kinetické energie - systém používaný v monopostech F1 akumulující energii při brzdění a schopný uvolnit energii při akceleraci. MOSFET Metal–Oxide–Semiconductor Field-Effect Transistor - Tranzistor řízený polem s hradlem izolovaným oxidem kovu PWM Pulse Width Modulation - Pulzně šířková modulace CRT Cathode ray tube - Katodové trubce s fosforeskujícím stínítkem používaná jako elektrostatické nebo elektrodynamické obrazovky EMC Electromagnetic Compatibility - Elektromagnetická kompatibilita je definována jako schopnost zařízení nebo systému fungovat v daném elektromagnetickém prostředí bez vytváření nepřípustného elektromagnetického rušení pro cokoliv v tomto prostředí. [38] EMI Electromagnetic Interference – Elektromagnetické rušení - zabývá se zdroji měření a přenosy rušení [38] EMS Electromagnetic Susceptibility – Elektromagnetická odolnost - vyjadřuje schopnost zařízení pracovat v prostředí s elektromagnetickým rušením [38] SPI Serial Peripheral Interface - sériové periferní rozhraní používající se pro komunikaci mezi řídícími a periferními integrovanými obvody 𝐼 2 𝐶 Inter-Integrated Circuit - sériová sběrnice sloužící pro komunikaci integrovaných obvodu mezi sebou DA Digitálně analogové, obvykle se pojí s převodníky s digitálním vstupem a analogovým výstupem AD Analogově digitální, obvykle se pojí s převodníky analogového signálu na digitální OZ Operační zesilovač IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor - Bipolární tranzistor s izolovaným hradlem SEPIC Single-ended primary-inductor converter - Měnič který je schopný pracovat jako zvyšující i snižující ZETA ZETA - Měnič který je schopný pracovat jako zvyšující i snižující MDI Multiple document interface - Uživatelské rozhraní pro aplikace pracující s několika dokumenty zároveň

93

DSE Design Software for Elektrotechnik - Měnič který je schopný pracovat jako zvyšující i snižující USB Universal Serial Bus - Univerzální sériová sběrnice GPIO General Purpose Input Output - Vstup / výstup pro obecné použití

94