A L E K S Z A N D R
D.
M E N J A J L O
B M E Mikrohullámú H í r a d á s t e c h n i k a
Tanszék
Mikrohullámú oszcillátorok 1 31 és AM zajának mérése a kettős T E módon működő diszkriminátor segítségével m
ETO 021.373.029.0:021.391.822.08
Oszcillátor zajmérésének technikájával sokan fog lalkoztak [Íj, [2], [3], [4], [7] stb. A CW magnetron oszcillátort vizsgálva m é g D . Middleton [1] mutatta be, hogy az oszcillátor zajvizsgálatának legjobb útja — a zaj szétbontása A M és F M komponensekre.
I . A zaj mérési elve Az oszcillátor zaj modulációja jól leírható a komp lex analitikus j e l segítségével. A mikrohullámú GW oszcillátor kimenő jele kifejezhető, mint egy zajjal amplitúdó- és frekvencia- modulált vivőhullám. Vagyis U(t) = Re{A(t)-ei ( >} (1)
folyamatok, X pedig kicsi, akkor a korreláció el h a n y a g o l h a t ó , ami a spektrum szimmetriájához vezet (1. ábra, szaggatott vonal). Ekkor az oldalsávok tel jesítménye független A M és F M zajkomponensekből tevődik össze. Az amplitúdómoduláció méréséhez a jelet amplitúdódemodulátorra kell adni. H a a demodulátor karakterisztikájának a munkapont körüli meredek sége (mely függvénye lehet a vivőhullám teljesít ményének) dU K =ÚA„ i
ki
AD
akkor a demodulátor kimenetén megjelenő j e l :
0 t
ahol A(t) és @{t) valamely sztochasztikus folyamat időfüggvényei. Általában A(t) és 6{t) korreláltak és ezenkívül a k e t t ő között % időkésés létezhet. Vagyis 01}
U(0 = R e { A [ l + V i O + # ) ] - e 0
(2)
a(t) =
K -A 2. .z,(t) AD
(r
1
Ennek megfelelő teljesítmény: 3
A
AM=T^ (0)=
(3)
O
ahol R (0) a a(t) sztochasztikus folyamat autokorrelációs függvénye a t = 0 helyen. R (t) a z^(t) folyamat autokorrelációs függvénye, r a demodulátor terhelő ellenállása. PAM — t a teljesítményt jelenti, amely kizáró lag az A M miatt lép fel a demodulátor kimenetén. A —- vivő teljesítményt jelent, és ekkor a zaj/vivő a
ahol z (/) és z {t) a modulációt okozó zajok. t
x
2
Aj és A — a moduláció mélységére jellemző állan dók. A korreláltságból következik, hogy a (2) képlet szerinti j e l teljesítménysűrűség spektruma <x>-re nézve aszimmetrikus. Az aszimmetria m é r t é k e a n n á l nagyobb, minél nagyobb A, és minél kisebb Ily módon egy, zajjal vegyesen m o d u l á l t szinuszos vivő spektruma az 1. ábra folytonos vonala szerinti lehet. Ha Zj_(t) és z (t) modulációt okozó zajok Gauss2
v
a z
2
viszonya: AM _
= AfK2 fí (T) D
(4)
1
2
Beérkezett:
Ha most a (2) képlet szerinti jelet frekvenciádémodulátorba vezetjük, amelynek karakterisztika meredeksége a m u n k a p o n t n á l
1973. X I I . 21.
K
FD
=
ÚA(J) áf
/=/»
ahol A(f) a diszkriminátornak a vivő-teljesítménytől függő karakterisztikája, akkor a demodulátor k i m e n e t é n megjelenő jel dz (/) b(t) = K .?. át 2
FD
2
Ahol b{t) sztochasztikus függvény, felelő teljesítmény: \H265-MA1\ 1. ábra. Z a j j a l vegyesen m o d u l á l t szinuszos v i v ő spektruma (folytonos vonal korreláció e s e t é n , szaggatott vonal a korre láció e l h a n y a g o l á s a e s e t é n )
d
melynek meg
2
(5)
r — demodulátor terhelő ellenállása, 201
HÍRADÁSTECHNIKA XXV. ÉVF. 7. SZ. R (0) a b(t) sztochasztikus folyamat autokorrelációs függvénye, a T = 0 helyen. J? (T) a z (0 sztochasztikus folyamat autokorrelációs függvénye. A demodulátor kimenetén megjelenő effektív zaj frekvencia-löket az (5) egyenletből h a t á r o z h a t ó meg. b
2
2
d dr
2
(6)
2
P azt a teljesítményt jelenti, amely kizárólag az F M m i a t t lép fel a detektor kimenetén. Valóság ban, vegyes moduláció esetén, a frekvencia demo dulátor kimenetén X,-től függő zajteljesítmény is fellép. Á gyakorlati esetekben azonban X nagyon kicsi, és ezért az A M zaj h a t á s a F M zaj mérése közben el h a n y a g o l h a t ó . I l y módon, mint a (6) képletből l á t h a t ó , az F M zajból eredő Af ,jj löketet, a P tel j e s í t m é n y t m é r v e h a t á r o z h a t j u k meg. Szemléletes ábrázolást tesz lehetővé, és a mérő rendszer hitelesítéséhez közvetlenül felhasználható összefüggésekre vezet, ha az egész zaj s p e k t r u m á t szétbontjuk AB szélességű sávokra és ezekben a s á v o k b a n külön-külön vizsgáljuk a zajt. (Feltéte lezzük, hogy a spektrumkomponensek függetlenek.) A zajteljesítmény a AB szélességű sávban szinuszos feszültséggel helyettesíthető, aminek ugyanolyan teljesítménye van, mint a AB szélességű sávban levő zajnak. A vivő és egy elemi szinuszos jel (pl. co +Q ) a következő formában fejezhető k i :
Az C7(í)j_ jelnek U(t) tagja amplitúdómodulációt, a (p(t) pedig szögmodulációt mutat. Ezt a jelet vektor formában úgy ábrázolhatjuk, mint egy p á r szimmetrikus (amplitúdómoduláció) és egy p á r antiszimmetrikus (frekvenciamoduláció) oldalsáv eredője (2a, 2b, 2c ábra). H a a (7) képlet szerinti jel A M demodulátorra j u t , akkor annak kimenetén az egy oldalsávból megjelenő teljesítmény a (3) képlet szerint a következő lesz:
F M
(Ujr r— I U
P
— v
"AMI
—
'
KAO-R^X)
2
r
i?x(t) a z^t) folyamat autokorrelációs függvénye. Definíció szerint:
1
ZJ
^(T^lim ~
J ^(O-z^ + ^ d í -r
FM
v
T
= lim i
|z?(/)dí - T
Esetünkben: PAMI
-
2
(8)
R
K é t oldalsávon levő teljesítmény U ÍU
^
2
2
(9)
PAM
m
Zaj/vivő viszonya pedig
[/(O =Re{U e> «'+ u eM *+ ™y+ ">)} m
x
m
v
a
&
m
(10)
ahol 0 — kezdeti fázis. H a U
M
Hasonló módon, ha a (7) képlet szerinti jelet frek vencia demodulátorra adjuk, akkor a kimeneten meg jelenő teljesítmény:
v
U„ l+^cos(í2 f + 0 ) u
U(i\=U
v
m
m
v
d dr
1
2
• cos
FM1
u
U(t\=U(t)-
cos
(7)
ahol 1+ ^
t
FD
U„
2
r
Ül
A k é t oldalsávból származó kimenő teljesítmény
vagy a másik f o r m á b a n :
U(f)=U
r
cos
(Q t+O ) m
m
(7a)
^ in \
PFM
—
A
(11)
17.
A modulációból létrejövő effektív löket:
v
(7b)
0) m
z- eff-
d
2
„ , , T=
0
ím
(12)
2. A zaj mérési módszerei
T a)
+
c) ^ \H265-MAZ\
2. ábra. V i v ő és egy o l d a l s á v vektor á b r á z o l á s a vegyes szi nuszos m o d u l á c i ó e s e t é n , a) E g y o l d a l s á v és egy v i v ő , b) A M komponensek, c) F M komponensek
202
Az oszcillátor zaj mérésére különböző módszerek ismeretesek [4]. Ezek k ö z ö t t legrégebbi a teljes zaj mérése. A módszer lényege, hogy a zajspektrumot kisfrekvenciás (100—200 M H z ) t a r t o m á n y b a transz formáljuk, ahol a mérés m á r sokkal egyszerűbb. A transzformáció stabil helyi oszcillátor segítségével történik. E módszernek az a h á t r á n y a , hogy a helyi oszcillátornak nagyon stabilnak kell lennie, és spe ciális módszereket kell alkalmazni, hogy a helyi osz cillátor zaja a mérést ne zavarja. Ez a módszer ezen kívül kevés információt ad a zaj természetére.
A. MEN.IAJLO: MTKROHUT.TAMŰ OSZCILLÁTOROK ZAJÁNAK MÉRÉSE Az A M zaj mérésére lehetőséget ad, hogy egy ke verő kimenetén az oldalsávok és a vivő kikeveredése folytán csak az A M produktumok jelennek meg, feltéve, hogy az F M modulációs index kicsi. Ilyen módon az A M zaj komponensek az FM-től szétvá laszthatok, majd a m p l i t ú d ó d e m o d u l á t o r u t á n kis frekvenciás módszerekkel vizsgálhatók. A mikrohullámú oszcillátoroknál á l t a l á b a n az F M zaj dominál, ezért érdemes olyan rendszert ter vezni, amely m i n d k é t , A M és F M zajkomponens mérésére alkalmas. Modern mikrohullámú zajmérő módszereknek az alapja Marsh és Wiltshire [7] javasolt módszere. Módszerük lényege, hogy a vizsgálandó j e l k é t részre osztódik szét. Egy rész referens jelként, a m á s i k — frekvenciától függő körön (pl. üregrezonátor) vissza verődve, — fázisérzékeny demodulátoron összehason lításra kerül. A fázisdemodulátorban az összehason lítás kisebb frekvencián általában k ö n n y e b b , ezért a referens és a visszaverődött jeleket kisebb frek venciára keverik. Erre a célra nagyon stabil (auto nóm) generátort és kiegyenlített keverőket hasz nálnak. A módszer blokksémája a 3. á b r á n l á t h a t ó .
M i n t az előbbi módszernek, ennek a módszernek is h á t r á n y a az, hogy a helyi oszcillátornak igen nagy stabilitásúnak kell lennie, ami m i k r o h u l l á m o n nem mindig érhető el egyszerűen. A z üregrezonátort minden mérés előtt illeszteni kell (ettől lényegesen függ a rendszer érzékenysége), ami sokszor elég nagy időveszteséget jelent.
3. T E kettős módon működő üregrezonátor alkalmazása zajmérésre 1 U
A M és F M zajmérésre úgynevezett k e t t ő s T E módon m ű k ö d ő üregrezonátorral é p í t e t t rendszer használható. A hengeres üregrezonátor T E m ó d u s á n a k hul lámegyenletei a (hengeres, r, a, z koordináta-rendszer ben) az alábbiak [6]. m
1 U
mi
H
.
x
oc sin X z z
= H — lUxr) ? a cos X z x 'sm C
mr m
Az üregrezonátort az oszcillátor frekvenciáján illesztjük az iránycsatolóhoz, így a róla visszaverődött vivőhullám teljesítménye elvileg nulla. Az A M és F M zajvektor ábrázolásából l á t h a t j u k , hogy ha az F M jel oldalsáv vektorai egy adott fázis nál a vivőre merőlegesek, akkor az A M oldalsáv vektorok a vivő i r á n y á b a mutatnak. I l y m ó d o n az oldalsávvektorok fázisait a referens jel fázisával fázisdemodulátoron összehasonlítva az oszcillátor A M zaját az F M zajtól szét lehet választani. A módszer érzékenysége — bizonyos módosítá sokkal [3], [5], [7] . - elég nagy lehet. P l . F M zaj esetén Schottky barrier diódákkal 1 k H z vivőtől való eltérés, 400 m W bemenő teljesítmény esetén, a legkisebb m é r h e t ő zájlöket 1 Hz sávszélességben 0,05 Hz. Az érzékenység csökken a vivőhöz köze lítve.
COS
H =H^I (xr)
z
X I^xr) - sin ——a cos X z " x r cos z
•Hm, = H ^ 0
•
S
n0
.„ co fi I (xr)
E
mr
}
z
1
0
= - ]H
t
0
^
-sin cos
a
(13)
. sin X z 7
cos / í ( x r ) ^ a sin X z
Em^jH^
z
ahol Ii(xr) első r e n d ű Bessel-függvény. x -
2n
n
1 »0 = y
R )
+
\ l
(14)
Vizsgálandó _| Illeszteft oszcillátor terhelés.
Iránycsatolá
Erősítő Kiegyenlített ''tett Í V keverős ~V—1
Fázistoló
Stabil, helyi, oszcillátor
Osztó
Fazis-érzelsnu Spektrum kiegt analizá torhoz
Kiegyenlített _ \ keverő \/Erősítő
'rdnycsatolö T Változtathato rövidzár
i
3. ábra.
Marsh és Wiltshire javasolt m ó d s z e rének b l o k k s é m á j a
Nagya-jú tireg' rezonátor
203
HÍRADÁSTECHNIKA XXV. ÉVF. 7. SZ. ahol A — Ií(xr) dosának gyöke,
Bessel-függvény
n
differenciálhánya
Bemenet
/.kimenet
R az üreg sugara, / az üreg hossza. (14)-ből l á t h a t ó , hogy a frekvenciát k é t módon v á l t o z t a t h a t j u k : / és fi v á l t o z t a t á s á v a l . A T E típusú h u l l á m mező-eloszlása a 4. á b r á n l á t h a t ó . Megfigyelhető, hogy a rezgésnek adott polarizá ciója van, ami azt jelenti, hogy ha pl. a 4. ábra sze r i n t i polarizációt hozunk létre, akkor az elektromos vonalak az „ A " síknál a legsűrűbbek. Az „ A " síkban elhelyezkedő csavar befolyásolja a rezonáns frekvenciát, ugyanakkor a „ B " síkban levő kis hangolócsavar nem hat a frekvenciára. I l y módon, ha ezt a rezgést két egymással merőleges komponensre bontjuk szét, akkor bizonyos helye ken elhelyezkedő hangolócsavarokkal külön-külön befolyásolhatjuk a rezonáns frekvenciát a k é t kom ponensre. m
A (13) egyenletrendszerből ± - j szögre
elfordult
síkra vonatkozó komponenseket kaphatunk. Ezek: H
= H I (xr)
H
= H — U(xr) . x /sin
mz
™* j ± |
n 0
mrm r
n0
1V
„ X
z
h(xr)
sin X z 2
±4
cosX z
/.kimenet
5.
ábra.
Kettős
T E m ó d o n m ű k ö d ő üre!»rezotiátor és h e l y e t t e s í t ő k é p e (b) n
l
(a)
egy módushoz csatlakoznak, akkor ennek az üreg rezonátornak a helyettesítő képe az 5ö ábra sze rinti. A két kimenetet mikrohullámú diódákon keresz tül differenciálerősítő k é t bemenetére csatlakoztat va, és az erősítő kimeneti jelét kisfrekvenciás spekt rumanalizátorral vizsgálva, az F M zajra vonatkozó eredmények k a p h a t ó k . Az F M zajt mérő rendszer blokksémája a 6. á b r á n látható. 4. Gyakorlati eredmények leírása
z
—sin / , n\
A 6. á b r á n l á t h a t ó rendszert készítettük el és vizsgáltuk meg a mikrohullámú X sávban. Az üreg rezonátor adatai a következők: Az átmérő-hosszúság viszonyát 2JÍ/L = 0,496-ra v á l a s z t o t t u k [8], Az átmérő a (14) képlet alapján ekkor .„ 0,586 , „ 2R=^-= V E , , , ) - 3,4127?,
sin X z z
IcV
A (15) egyenletek rendszere k é t egymással merő leges síkban levő rezgést fejez k i . Ha a gerjesztőhurkok és hangolócsavarok az 5a ábra szerint helyezkednek el, akkor a két rez gésnek a rezonáns feltételei külön-külön biztosít h a t ó k . Ez pedig azt jelenti, hogy egy üregrezonátor ban a k é t rezgésre m á s - m á s co és co rezonáns frekvencia létezik. Ha az energia kivezetése úgy történik (pl. hur kokon keresztül), hogy a csatoló hurkok csak egy01
ü2
amiből 10 GHz-re 2J? = 19 m m L = 89 mm adódik. Az energia be- és kicsatolása kis átmérőjű hurkokon keresztül j ö t t létre. A differenciálerősítő kimenetén a karakterisztika a 7. ábra szerint a d ó d o t t . A rendszer kalibrációja céljából a vizsgálandó oszcillátort hanggenerátorral frekvencia moduláltuk és a kimenő spektrumot mikrohullámú spektrum analizátorral figyeltük meg. Felhasználva a frekvenciamodulátor azon tulaj donságát, hogy tiszta szinuszos moduláció esetén a vivő bizonyos modulációs indexnél eltűnik, az első eltűnéshez t a r t o z ó frekvencialöket csúcsértéke: Afcsúcs
|! t
\A
1 ' !!
f
— H £
:j
204
2,4O5/ 0rf m
Kis frekven ciás spektrum analizátor
Vizsgálandó oszcillátor
1
'! Ü
Hang generátor
. 2R . 4.
=
ábra.
fi'- kontrol műszer
\H26S-MAU\
A
T E
m
típusú
hullám
mezőeloszlása
\HZ65-MA6]
6.
ábra
Az
l'M
zajt
mérő
rendszer
blokksémája
A. MENJAJLO: MIKROHULLÁMŰ OSZCILLÁTOROK ZAJÁNAK MÉRÉSE
7.
ábra.
Differenciális
erősítő
kimeneti k a r a k t e r i s z t i k á j a . MHz V Vízszintes léptek 5 , függőleges 2 — cm cm)
A rendszer A M zaj mérésére is a l k a l m a z h a t ó . E h hez az szükséges, hogy a k é t diódáról jövő jelet össze adjuk. Ekkor az erősítő kimenetén mérve a 9. ábra szerinti frekvencia-amplitúdó karakterisztika alakul ki. Ha a munkapontot a görbének a csúcsán választjuk meg, akkor a rendszer a m p l i t ú d ó d e m o d u l á t o r k é n t m ű k ö d i k . I l y m ó d o n A M zaj méréséhez elegendő átkapcsolni a k é t dióda kimeneteit úgy, hogy az azokból jövő jelek összeadódjanak. A M hitelesítés céljára speciális a m p l i t ú d ó m o d u l á t o r t alkalmaztunk. Egy csőtápvonalban diódával összekapcsolt hurok helyezkedik el. A diódát hang-
Az így m e g h a t á r o z o t t csúcslöketekhez t a r t o z ó spekt rumanalizátor kimenő feszültség a rendszer hitelesítési görbét adja az adott oszcillátor vivőteljesítményre. Erre vonatkozó adatok a 8. á b r á n találhatók. A rendszer alapérzékenysége a saját zajtól és a bemenő jel teljesítményétől függ. A használt kis frekvenciás analizátorban (C4—12 szovjet típus), h á r o m sávszélességben ( B = 90, 30, 7 Hz) lehet vizs gálni a jelet. Ezekhez a sávszélességekhez t a r t o z ó analizátor kimenő feszültségeket (8. ábra) bejelölve, a rendszer alapérzékenysége leolvasható. Ezt az 1. t á b l á z a t b a n külön is összefoglaltuk. Említésre
CO
u
0
\H26S-MA9\
9. ábra.
U , [mV] k
8. ábra.
Analizátor
kimeneti feszültsége függvényében
az F M
zaj-löket
10
Pv [dBm]
5
karakterisz
1 1!
s? 8
—
táblázat 0
B [Hz]
90
30
7
90
30
7
90
30
7
Af [Hz]
2,3
1,6
0,7
12
8,5
3,2
70
50
20
A rendszer F M zajra v o n a t k o z ó
kimeneti f r e k v e n c i a - a m p l i t ú d ó tikája
generátorral vezéreltük. Mikrohullámú spektrum analizátorral az A M moduláció mélységét m e g h a t á roztuk. Az ismert modulációs mélységű jelet az A M zajmérő rendszerbe adtuk. E mérés eredményei a 10. á b r á n l á t h a t ó k . M i n t az F M zaj esetén, a rendszer alapérzékeny sége a saját zajtól és a bemenő jel teljesítményétől függ. Különböző sávszélességekre a rendszer A M érzékenysége a 2. t á b l á z a t b a n l á t h a t ó . I l y m ó d o n ha p l . a bemeneti jel teljesítménye P „ = 2 0 dBm és a s p e k t r u m a n a l i z á t o r sávszélessége B = 7 Hz, a minimális megfigyelhető zaj/jel viszony: - 1 3 8 dB.
érdemes, hogy a 0, 5, 10 dBm görbék m é r t ered mények, a 20 dBm-re érvényes görbét extrapolálás sal kaptuk. /.
Erősítő
50
alapérzékenységo
I l y módon, ha például a bemeneti j e l teljesítménye P „ = 1 0 dBm és a s p e k t r u m a n a l i z á t o r n a k a sáv szélessége B = 7 Hz, a minimális megfigyelhető csúcslöket / = 0,7 H z .
0.01 002
10. ábra.
OpSÖp'ÍCj
0.5
1
5
A n a l i z á t o r kimeneti feszültsége viszony f ü g g v é n y é b e n
10
az A M
50
zaj/vivő
205
HÍRADÁSTECHNIKA XXV. ÉVF. 7. SZ. 2. P
v
[dBm]
B
[Hz]
P
[dB]
20 90
30
10 7
90
30
táblázat 0
7
90
30
A mérőrendszer (üregrezonátor, detektorok, erő sítő, üzemmódkapcsoló, beállító műszer) fényképe a 11. ábrán látható.
7 I R O D A L O M
-126 -129 -138 -96 -99 -108 - 6 5 -68 - 7 7
A rendszer A M zajra v o n a t k o z ó a l a p é r z é k e n y s é g e
[1] D. Middleton: "Theory of phenomenological models and measurements of fluctuating output of G W magnetrons" I R E T r a n s . Electron Devices, vol. E D—1 pp. 56—89 February 1954. [2] B. G. Bosch and W. A. Gambling: "Techniques of microwave nőise mcasurement" J . B r i t . Inst. R a d i o E n g . vol. 21. June 1961. pp. 503—515 [3] J . G . Ondria: " A microwave system for measurements o í A M and F M nőise spectra" I E E E Trans. Microwave Theory Techn. V o l . M T T — 1 6 Sept. 1968. pp. 767 —781 [4] Musztács István: „ M i k r o h u l l á m ú oszcillátorcsövek zajá nak mérése. H í r a d á s t e c h n i k a X V I I I . évf. 8. sz. [5] J. Ashley—C. B. Searles—F. M. Palka: "The measurement of oscillator nőise at microwave frequencies" I E E E Trans. Microwave Theory Tech. V o l . M T T — 1 6 . No. 9. Sept. 1968. pp. 753—760 [6] B . B . HMKOIlbCKHH «TeopilH 3JieKTpOMarHMTHOrO HOHH» B w c -
iiiaa uiKOJia, MocKBa 1961 r. [7] Marsh, S. B.— Wiltshire, A. S.: "The use of a microwave discriminator in the measurement of nőise modulation on GW transmitters" Proc. I E E E vol. 109. pt. B . suppl. 23, pp. 665—667 M a y 1962. [8] Roger L . Fjerrtad: "A Compact Wide-Tuning R a n g é , 15ual T E Mode Preselector" I E E E Trans. on Microwave Theory and Techniques. V o l M T T — 1 4 No. 9. September 1966. n
11.
206
ábra. A mérőrendszer f é n y k é p e
l
