Constructie van een ultrasoon generator

Constructie van een ultrasoon generator Olivier Nemegeer

Promotoren: prof. ir. Luc Colman, dhr. Geert Bekaert (Hupico) Masterproef ingediend tot het behalen van de academische graad van Master of Science in de industriële wetenschappen: elektrotechniek

Vakgroep Industriële Technologie en Constructie Voorzitter: prof. Marc Vanhaelst Faculteit Ingenieurswetenschappen en Architectuur Academiejaar 2014-2015





Vertrouwelijkheidclausule

De auteur geeft de toelating deze masterproef voor consultatie beschikbaar te stellen en delen van de masterproef te kopiëren voor persoonlijk gebruik. Elk ander gebruik valt onder de bepalingen van het auteursrecht, in het bijzonder met betrekking tot de verplichting de bron uitdrukkelijk te vermelden bij het aanhalen van resultaten uit deze masterproef.

Constructie van een ultrasoon generator Olivier Nemegeer

Promotoren: prof. ir. Luc Colman, dhr. Geert Bekaert (Hupico) Masterproef ingediend tot het behalen van de academische graad van Master of Science in de industriële wetenschappen: elektrotechniek

Vakgroep Industriële Technologie en Constructie Voorzitter: prof. Marc Vanhaelst Faculteit Ingenieurswetenschappen en Architectuur Academiejaar 2014-2015





WOORD VOORAF Deze thesis werd geschreven om een Master of Science diploma te behalen in de industriële wetenschappen met de afstudeerrichting elektrotechniek. De masterproef beschrijft het ontwerp van een ultrasoon generator. Dit onderwerp valt binnen het vakgebied elektrotechniek

en

elektronica-ICT

aangezien

een

uitgebreide

kennis

van

vermogenselektronica en regeltechniek nodig was om dit project uit te werken. Het is namelijk een combinatie van hoogvermogen-, hoogfrequent- en hoogspanningselektronica. Mijn keuze ging naar dit onderwerp omdat dit me een boeiende uitdaging leek. Bovendien kon

ik

daardoor

mij

kennis

uitbreiden

over

vermogenelektronica,

verschillende

aansturingsmogelijkheden en het ontwerp van printplaten. In eerste instantie wil ik mijn interne promotor prof. ir. Luc Colman bedanken. Hij heeft me met veel enthousiasme geholpen met de vragen en problemen die ik had tijdens het onderzoek en tijdens de ontwerp- en testfase van de verschillende onderdelen. Aangezien ik zijn richting, Elektronica-ICT niet volg, wil ik hem dan ook graag extra bedanken voor de tijd die hij voor mij heeft vrijgemaakt en voor de nieuwe inzichten die ik hierdoor heb vergaard. Vervolgens wil ik graag mijn externe promotor dhr. Geert Bekaert en de zaakvoerder dhr. Pierre Huyghebaert van het bedrijf Hupico bedanken. Dankzij hen heb ik de kans gekregen om dit boeiende project uit te werken. Omdat we er bijna in geslaagd zijn een werkend prototype te creëren, hoop ik dan ook ten volle dat we dit project na het indienen van de thesis nog succesvol kunnen afronden. Tenslotte wil ik graag mijn vriendin, Tabitha Neirinck, bedanken voor het nalezen van deze thesis en voor alle steun die ze me heeft gegeven in mijn hele periode als masterstudent.

Olivier Nemegeer



I

ABSTRACT Thesis:

Constructie van een ultrasoon generator

Naam auteur:

Olivier Nemegeer

Opleiding:

Master of Science in de industriële wetenschappen: elektrotechniek

Interne promotor: prof. ir. Luc Colman Externe promotor: dhr. Geert Bekaert Bedrijf:

Hupico bvba

Academiejaar:

2014 – 2015

In deze Masterproef is het mijn doel om zelf een ultrasone generator te ontwikkelen. Deze moet geschikt zijn om textiel en mogelijks ook voedingswaren continu te kunnen snijden met een uitgangsvermogen van 400W. In deze thesis wordt eerst het principe van het ultrasone las- en snijproces uitgelegd. Om te onderzoeken hoe het ultrasone signaal ontstaat, hebben we een bestaande ultrasoon generator bestudeerd. Hierbij wordt reverse engineering toegepast om het werkingsprincipe van de generator te achterhalen. Bovendien worden verschillende metingen uitgevoerd tijdens het lassen om een signaalanalyse mogelijk te maken. Met de vergaarde kennis proberen we om zelf een ultrasoon generator te ontwerpen. Na de studie op de bestaande generator werd onderzocht aan welke eigenschappen de voedingsbron zal moeten voldoen en of het mogelijk is om deze eventueel zelf te ontwikkelen. Vervolgens wordt een volle brug invertor ontwikkeld. Deze zal aangestuurd worden met een controller die is uitgerust met een snelle ARM-processor. Hierdoor moet het mogelijk zijn om een signaal te creëren met een frequentiebereik van 0 tot 100kHz. Vervolgens wordt de uitgang van de invertor gekoppeld met een ferrietkern transformator die is afgestemd op een frequentie van 35kHz. Op deze manier wordt een vloeiend sinusvormig signaal ontwikkeld dat geschikt is om de convertor en sonotrode aan te sturen. Tenslotte wordt een analyse gemaakt van de ontworpen generator. Na enkele fouten en verbeteringen blijkt dat de invertor een ohmse belasting zonder probleem kan schakelen bij een spanning van 150V en een frequentie van 35kHz. Bij de inductieve belasting van de pulstransformator treedt vanaf een bepaalde spanning echter zeer veel interferentie op bij de stuursignalen van de controller naar de invertor. Dit probleem werd gedeeltelijk opgelost door de transformator af te schermen met behulp van een antistatische zak.

II

De invertor-transformator opstelling kan momenteel met een voedingsspanning van maximaal 50V werken. Door de duty cycle van het signaal aan te passen kan de amplitude aan de secundaire geregeld worden van 40V tot 150V. Dit maakt het mogelijk om een sonotrode te laten trillen en een laagvermogen las uit te voeren. De amplitude van het uitgangssignaal is echter te zwak om de trillingen aan te houden zodra meer druk wordt uitgeoefend op de sonotrode. Als de interferentieproblemen worden opgelost, zou het mogelijk moeten zijn om de amplitude op te drijven en de sonotrode een optimale trillingsamplitude te geven.

Trefwoorden: vermogenselektronica, volle brug invertor, ultrasoon lassen, ultrasoon snijden, frequentie regelaar.

III

INHOUDSOPGAVE Woord vooraf .............................................................................................................................. I  Abstract ..................................................................................................................................... II  Inhoudsopgave ......................................................................................................................... IV  Lijst met figuren en tabellen....................................................................................................VII  Alfabetische lijst met afkortingen ............................................................................................. X  1 

Inleiding .............................................................................................................................. 1 

2 

Ultrasoon lassen en snijden ................................................................................................. 2  2.1 

Introductie ultrasoon lassen ......................................................................................... 2 

2.2 

Ultrasoon snijden ......................................................................................................... 4 

2.3 

De ultrasoon generator................................................................................................. 6 

2.3.1  2.4  3 

4 

Elektrisch schema ................................................................................................. 7 

Signaalanalyse van de AGM35-600P-230-B2 .......................................................... 12 

Stroomvoorziening ............................................................................................................ 16  3.1 

Elektrisch schema ...................................................................................................... 16 

3.2 

Keuze van de componenten ....................................................................................... 17 

3.2.1 

De netfilter.......................................................................................................... 17 

3.2.2 

De vermogensweerstand .................................................................................... 18 

3.2.3 

Het inschakel relais ............................................................................................ 18 

3.2.4 

De bruggelijkrichter ........................................................................................... 19 

3.2.5 

Condensatoren .................................................................................................... 19 

3.2.6 

De ontlaadweerstand .......................................................................................... 21 

3.2.7 

De stuurkring ...................................................................................................... 21 

3.3 

Ontwerp van de stroomvoorzieningsprintplaat.......................................................... 22 

3.4 

Analyse van de voedingsprintplaat ............................................................................ 23 

3.5 

Testresultaten ............................................................................................................. 24 

De volle brug invertor ....................................................................................................... 26  IV

4.1 

De H-brug .................................................................................................................. 26 

4.1.1 

De N- en de P-channel MOSFET ....................................................................... 26 

4.1.2 

H-brug met P-channel en N-channel MOSFETs................................................ 28 

4.1.3 

H-brug met N-channel MOSFETs ..................................................................... 29 

4.2 

Elektrisch schema van de invertor ............................................................................. 30 

4.2.1  4.3 

Keuze van de componenten ....................................................................................... 36 

4.3.1 

Vermogen MOSFETs ......................................................................................... 36 

4.3.2 

Het koellichaam.................................................................................................. 37 

4.3.3 

Optocouplers ...................................................................................................... 39 

4.3.4 

Gate weerstand en diode .................................................................................... 40 

4.3.5 

Ontkoppel condensatoren ................................................................................... 40 

4.3.6 

Ontkoppelweerstanden ....................................................................................... 42 

4.3.7 

Stroommeter ....................................................................................................... 42 

4.4 

Ferrietkern transformator ........................................................................................... 44 

4.4.1 

Bepaling van de afvlakcapaciteit........................................................................ 45 

4.4.2 

Keuze van de afvlakcondensatoren .................................................................... 46 

4.5  5 

Ontwerp van de volle brug invertor printplaat .......................................................... 47 

Aansturing door de controller ........................................................................................... 51  5.1 

Minimale specificaties ............................................................................................... 51 

5.2 

De controller .............................................................................................................. 51 

5.2.1  5.3 

6 

Schakelen van de MOSFETs.............................................................................. 30 

In- en uitgangen .................................................................................................. 52 

Het testprogramma .................................................................................................... 53 

5.3.1 

Grafisch programma ........................................................................................... 53 

5.3.2 

Programmacode .................................................................................................. 56 

Analyse van de volle brug invertor ................................................................................... 60  6.1 

Testen met een vermogensweerstand als last ............................................................ 60 

6.1.1 

Slechte connectie met de gateweerstand ............................................................ 60  V

6.1.2 

Te hoge piekstromen door de optocouplers ....................................................... 61 

6.1.3 

Zwevende spanningen door gescheiden regelbare voeding ............................... 62 

6.1.4 

Bijkomende ontkoppel condensator ................................................................... 62 

6.1.5 

Invoeren van een dode tijd tijdens het schakelen ............................................... 64 

6.1.6 

Storing door probe meting aan high side of uitgang brug .................................. 64 

6.1.7 

Stroomlus die voor interferentie zorgt ............................................................... 65 

6.1.8 

Interferentiespanning over de diodeweerstand ................................................... 65 

6.1.9 

Aanpassingen in het testprogramma na testen met de volle brug invertor......... 67 

6.2 

Testen met de pulstransformator als last ................................................................... 69 

6.2.1 

Secundair spanningsverloop bij 20nF belasting van 300Ω ................................ 69 

6.2.2 

Kortsluiting over de brug door interferentie ...................................................... 70 

6.2.3 

Resultaten na het afschermen van de transformator........................................... 72 

6.3 

Testen met de convertor en sonotrode ....................................................................... 74 

6.4 

Mogelijke verbeteringen voor de tweede invertor ..................................................... 75 

7 

Conclusie........................................................................................................................... 76 

8 

Bibliografie ....................................................................................................................... 78 

Bijlage A 

Trilling verloop doorheen de opstelling ............................................................. 80 

Bijlage B 

Elektrisch schema van de Rinco Ultrasonics AGM35-600P ultrasoon generator 82 

Bijlage C 

Elektrisch schema van de stroomvoorziening .................................................... 84 

Bijlage D 

Printplaat van de stroomvoorziening.................................................................. 85 

Bijlage E 

Elektrisch schema van de volle brug invertor .................................................... 87 

Bijlage F 

Printplaat van de volle brug invertor .................................................................. 89 

Bijlage G 

Gegevens van de ferrietkern transformator ........................................................ 91 

Bijlage H 

Grafisch programma versie 2 ............................................................................. 95 

Bijlage I  Datasheets van de belangrijkste componenten ...................................................... 96 

VI

LIJST MET FIGUREN EN TABELLEN Figuur 2.1: De converter (Rinco Ultrasonics) ............................................................................ 2  Figuur 2.2: De Booster / amplitude versterker (Rinco Ultrasonics) .......................................... 3  Figuur 2.3: Verschillende sonotrodes (Rinco Ultrasonics) ........................................................ 4  Figuur 2.4: Sonotrode opstelling voor het snijden van textiel (Rinco Ultrasonics) ................... 5  Figuur 2.5: Conventioneel snijden vs. ultrasoon snijden van marsepein (Aeson) ..................... 5  Figuur 2.6: Sonotrode voor US snijden (Aeson) ........................................................................ 5  Figuur 2.7: De AGM35-600P generator .................................................................................... 6  Figuur 2.8: Gelijkrichter met inschakelweerstand en relais ....................................................... 7  Figuur 2.9: Schema voor maximale stroommeting bij inschakeling .......................................... 8  Figuur 2.10: Stroom- en spanningsverloop met inschakeling bij 0V ......................................... 9  Figuur 2.11: Stroom- en spanningsverloop met inschakeling bij 325V ..................................... 9  Figuur 2.12: Rimpelspanning bij een belasting van 923W ...................................................... 10  Figuur 2.13: H-brug met aansturing door pulstransformatoren ............................................... 10  Figuur 2.14: Regeltransformator .............................................................................................. 11  Figuur 2.15: Snijproces met 150° snijwiel, start amplitude 10% en soft start van 5ms ........... 13  Figuur 2.16: Snijproces met 150° snijwiel, startamplitude 10% en soft start van 30ms .......... 14  Figuur 2.17: Snijproces met 150° snijwiel, startamplitude 20% en soft start van 30ms .......... 14  Figuur 2.18: Snijproces met 180° snijwiel, startamplitude 10% en soft start van 5ms ............ 15  Figuur 3.1: Dempingskarakteristiek van de netfilter (Schurter) .............................................. 18  Figuur 3.2: Stroom- en spanningsverloop bij inschakeling...................................................... 20  Figuur 3.3: Rimpelspanning bij een vermogen van 923W....................................................... 21  Figuur 3.4: Inschakelcurve van de stroomvoorziening ............................................................ 25  Figuur 3.5: Rimpelspanning bij een vermogen van 402W....................................................... 25  Figuur 4.1: N- en P-channel MOSFET .................................................................................... 27  Figuur 4.2: Uitgangkarakteristiek MOSFET SIHG22N60E .................................................... 27  Figuur 4.3: H-brug met P- en N-channel MOSFETs ............................................................... 28  VII

Figuur 4.4: H-brug met N-channel MOSFETs......................................................................... 29  Figuur 4.5: De FOD3182 gate drive optocoupler .................................................................... 31  Figuur 4.6: H-brug sturing met pulstransformatoren ............................................................... 32  Figuur 4.7: Aansturing van een halve brug .............................................................................. 33  Figuur 4.8: Spanningsverloop driver brug met bootstrap ........................................................ 34  Figuur 4.9: Junctietemperatuur berekening .............................................................................. 38  Figuur 4.10: FOD3120 en FOD3182 35kHz Output................................................................ 40  Figuur 4.11: Voedingsspanning van een optocoupler zonder ontkoppeling ............................ 41  Figuur 4.12: Voedingsspanning van een optocoupler met ontkoppeling ................................. 42  Figuur 4.13: Current transducer wikkelingen .......................................................................... 43  Figuur 4.14: Simulatieschema voor de ferrietkern transformator ............................................ 44  Figuur 4.15: Resonantiefrequentie van de onbelaste transformator ......................................... 45  Figuur 4.16: Uitgangsspanning zonder afvlakcondensatoren .................................................. 45  Figuur 4.17: Uitgangsspanning met een afvlakcondensator van 98nF .................................... 46  Figuur 4.18: Maximale amplitude over de 2kV polypropyleen condensator ........................... 47  Figuur 4.19: Printplaat van de volle brug invertor ................................................................... 49  Figuur 5.1: Drive modes van de controller poorten ................................................................. 52  Figuur 5.2: Gegenereerd PWM-signaal met duty cycle < 50% ............................................... 53  Figuur 5.3: Grafisch programma .............................................................................................. 55  Figuur 5.4: Flowchart principe van het testprogramma ........................................................... 56  Figuur 6.1: Defect bij inschakelen van de negatieve brug ....................................................... 60  Figuur 6.2: Incorrect Vgs spanningsverloop high side N-MOSFET 1 .................................... 61  Figuur 6.3: Uitgangsspanning na vervangen van de gateweerstanden.................................... 61  Figuur 6.4: Spanningsverloop aan de high side N-MOSFET gate ........................................... 62  Figuur 6.5: Kortsluiting door het wegvallen van het stuursignaal ........................................... 63  Figuur 6.6: Spanningsverloop van de voedingsspanning van de optocouplers........................ 63  Figuur 6.7: Uitgangsspanning na invoeren van dode tijd......................................................... 64  Figuur 6.8: Storing wegens de standaard probe ....................................................................... 65  VIII

Figuur 6.9: Uitgangsspanning voor en na de lus verwijdering ................................................ 65  Figuur 6.10: Brug kortsluiting door gate interferentie ............................................................. 66  Figuur 6.11: Spanningsverloop Vgs een 3Ω diodeweerstand en gatecapaciteit van 5.6nF ..... 67  Figuur 6.12: High & low SMD en low vermogen MOSFET signalen met dode tijd .............. 68  Figuur 6.13: Succesvol schakelen van een ohmse belasting bij een 150V voedingsspanning 68  Figuur 6.14: Uitgangsspanning transformator bij 300ohm en geen capaciteit ........................ 69  Figuur 6.15: Amplitude regeling pulstransformator ................................................................ 70  Figuur 6.16: Ongewenst inschakelen van de low side MOSFETs ........................................... 70  Figuur 6.17: Interferentie op het stuur circuit .......................................................................... 71  Figuur 6.18: Resultaat na het afschermen van de transformator .............................................. 72  Figuur 6.19: Amplitude bij verschillende duty cyclussen ........................................................ 73  Figuur 6.20: Spanningsverloop met de sonotrode als belasting ............................................... 74 

IX

ALFABETISCHE LIJST MET AFKORTINGEN ARM processor:

Acom RISC Machine processor

AC/DC:

Alternating current / Direct current

ESD:

Electrostatic Discharge

IGBT:

Insulated Gate Bipolar Transistor

Imax:

Maximale stroom

LCD:

Liquid Cristal Display

LED:

Light Emitting Diode

LTspice simulator:

Linear Technology spice simulator

MOSFET:

Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor

PCB:

Printed Circuit Board

PSoC:

Programmable System-on-Chip

PWM:

Pulse Width Modulation

Rds(on):

Aan-weerstand (van een ingeschakelde MOSFET)

Rth_C_H:

Thermische Case-to-Heatsink weerstand

Rth_H_Amb:

Thermische Heatsink-to-Ambient weerstand

RthJA:

Thermische Junction-to-Ambiant weerstand

SMD:

Surface Mounted Device

Tamb:

Omgevingstemperatuur

Vcc:

Voedingsspanning

Vds:

Drain-Source spanning

Vgate:

Gatespanning

Vout:

Uitgangsignaal

Vref:

Referentiespanning

Vrrm:

Maximale repetitieve sperspanning (van een diode)

X

1 INLEIDING Tegenwoordig bestaat er een uitgebreid gamma van ultrasoon generatoren en daarbij horende converters, boosters en sonotrodes. Ook al is deze technologie voor het wijde publiek niet erg gekend is, ze heeft wel zeer veel toepassingen. Met een ultrasoon generator wordt een elektrisch signaal van tientallen kHz naar een convertor gestuurd. De convertor vormt het elektrisch signaal om naar een mechanische trilling. Hierdoor zal het uiteinde van de sonotrode met dezelfde frequentie trillen. Op deze manier wordt veel energie in een zeer korte tijdsspanne overgebracht op een kleine oppervlak van de sonotrode. Door materialen zoals plastic of dunne metalen te klemmen tussen de sonotrode en een aambeeld zullen de twee materialen in enkele tienden van een seconde versmelten en gelast worden. Daarbij treedt er amper verhitting en vervorming van het materiaal op. Mogelijks kan ook een snij-sonotrode gebruikt worden waarvan het uiteinde mes-vormig is. De ultrasone trilling zal ervoor zorgen dat dit uiteinde vrijwel moeiteloos doorheen textiel en voedingswaren kan snijden. Het nadeel van de huidige ultrasoon generatoren is echter de zeer hoge kostprijs. Zo komen we bij het doel van deze masterproef: een goedkope, eenvoudige en betrouwbare ultrasoon generator ontwerpen voor het continu snijden van textiel en/of voeding. De generator moet een signaal met frequentie tussen de 34.5kHz - 35.5kHz kunnen creëren, met een maximale amplitude van ongeveer 1000V en een vermogen van minimum 400W. Aangezien elke sonotrode mogelijks een andere resonantiefrequentie heeft, moet de keuze van de frequentie automatisch gebeuren in functie van de sonotrode. Bovendien zal men het toestel in stoffige en vochtige ruimtes gebruiken, om kortsluiting en stofophoping te vermijden mag er geen mechanische ventilatie aanwezig zijn in de generator.



1

2 ULTRASOON LASSEN EN SNIJDEN 2.1 Introductie ultrasoon lassen Ultrasoon lassen is een industriële toepassing om voorwerpen aan elkaar te lassen door middel van ultrasone geluidstrillingen. Deze techniek werd ontwikkeld in de jaren ‘60 door Robert Soloff en Seymour Linsley. Soloff werkte aan een applicatie om plastic met ultrasoon te dichten. Hierbij passeerden dunne plastic films onder een ultrasone sonde om deze te lassen. Zo werden onder andere zakken en banden gelast. Toen hij de sonde ongewild in contact bracht met de plastic plakbandhouder op zijn bureau, merkte hij dat de twee helften van de houder aan elkaar gelast waren. Hij realiseerde zich dat de geluidsgolven doorheen vast plastic kunnen reizen om het volledige contactvlak tussen de 2 plastics te doen versmelten. In plaats van een sonde manueel rond het contactvlak van 2 plastics te bewegen, kunnen 2 plastics nu samen worden geklemd in een pers waarna ultrasone trillingen worden toegevoegd om zo het volledige contactvlak gelijktijdig te lassen [1]. De generator verzendt de trilling in de vorm van een elektrisch signaal naar de converter. Dit signaal heeft een veranderlijke amplitude en een frequentie tussen de 20 kHz en 70 kHz. Veel voorkomende frequenties van deze ultrasoon generatoren zijn 20 kHz, 30 kHz, 35 kHz, 40 kHz, 50kHz en 70 kHz. Welke frequentie er wordt gebruikt is afhankelijk van de soort toepassing en van het benodigd vermogen. Zo kan met een frequentie van 20 kHz tot 3000W overgebracht worden, waar dit bij 70 kHz maar 100W is. Het elektrisch signaal wordt in een converter omgezet naar een ultrasone trilling door middel van piezo-elektrische kristallen. In de metalen staven die zijn gekoppeld aan de kristallen, vormt zich hierdoor een staande golf. Deze staven zijn hebben een specifieke lengte waardoor het knooppunt van de golf in het centrum ligt en de amplitude maximaal is op het einde van de staaf. Figuur 2.1 toont een veel gebruikte converter met 2 piezo kristallen [2,3].

Piezo

Metaal

Figuur 2.1: De converter (Rinco Ultrasonics)

2

De amplitude van de gegenereerde trilling (in micrometer), is doorgaans te laag voor een plastic las proces. Daarom zal men deze met een booster versterken. De versterkingsfactor van de booster in Figuur 2.2 kan men berekenen door het ingangsoppervlak te delen door het uitgaansoppervlak: A1 / A2.

Figuur 2.2: De Booster / amplitude versterker (Rinco Ultrasonics)

Vervolgens plant het geluid zich verder naar de sonotrode, deze heeft ook een versterkende factor. Sonotrodes worden, afhankelijk van de toepassing, vervaardigd uit aluminium, gehard staal of titanium. Enkele voorbeelden hiervan zijn te zien in Figuur 2.3. Alle voorgaande componenten moeten hierbij een resonantie frequentie hebben die precies overeen komt met de voorgeschreven ultrasone frequentie. Ook de hoogfrequentie kabel die de generator met de converter verbindt moet een specifieke lengte hebben om alles in resonantie te houden. De lengte van de verschillende voorwerpen moet dus een veelvoud van de geluidsgolflengte zijn. Op deze manier zal de golfvorm in de opstelling oscilleren en zichzelf niet verzwakken. 0 toont de versterking van de amplitude aan doorheen de converter, de booster en de sonotrode [2]. Een aambeeld zal de te lassen stukken op hun plaats houden en ervoor zorgen dat de geluidsgolven volledig door de stukken worden geabsorbeerd. Tijdens het lassen zal een pers de juiste druk zetten op de sonotrode en de werkstukken. Door de versterkte amplitude van de ultrasone geluidsgolven zal het uiteinde van de sonotrode met enkele tientallen micrometer op en neer trillen en zo de energie overbrengen op het werkstuk. De energie die het materiaal absorbeert is hierbij niet genoeg om het materiaal zelf te doen smelten. De combinatie van de aangebrachte druk en ingebrachte geluidsenergie is echter wel voldoende om de moleculen, aan het oppervlak van de materialen, zodanig in trilling te brengen dat deze met elkaar versmelten. Door de hoogfrequente compressie-decompressie cyclus waaraan het materiaal tijdens het lassen onderhevig is, zullen de materialen versmelten op de plaats waar ze samenkomen. Toepassingen hiervan zijn veelal geautomatiseerde industriële processen die veel voorkomen in de automobiel-, medische-, voedings-, verpakkingsindustrie … Zo worden verschillende kunststoffen voorwerpen zoals speelgoed, usb-sticks, autolichten, gasaanstekers … veelal

3

ultrasoon gelast. Ook metalen voorwerpen kunnen ultrasoon gelast worden, deze mogen echter niet te dik zijn. Bijvoorbeeld het hermetisch dichtlassen van koperen buizen of het lassen van elektrische bedrading. Ook aluminium, dat met andere technieken relatief moeilijk te lassen is door de oxidelaag, is zeer geschikt om ultrasoon te lassen [4,5].

Figuur 2.3: Verschillende sonotrodes (Rinco Ultrasonics)

Ondanks dat het opgewekte geluid een frequentie heeft die boven de menselijke hoorbare frequentie liggen kunnen subharmonische trillingen ontstaan die een vervelend of pijnlijk geluid geven. Als er gelast wordt met frequenties met 15 of 20 kHz is er zelfs gehoorschade mogelijk. Door de geluidsintensiteit en de nauwkeurige parameters (tijdsduur en aandrukkracht) wordt ultrasoon lassen amper in handmatige toepassingen gebruikt. Voor geautomatiseerde processen is deze techniek zeer geschikt doordat: 

Een las meestal minder dan één seconde duurt;



er geen koeling nodig is (voor het werkstuk);



dit een zeer goed alternatief is voor lijmen, schroeven en klikverbindingen, het werkstuk kan na het lassen namelijk meteen verder verwerkt worden;



er geen afvalstoffen, rook of dampen ontstaan, waardoor er geen ventilatie nodig is;



er nauwelijks opwarming ontstaat en geen open vlam is [4].

2.2 Ultrasoon snijden Ultrasoon snijden is heel gelijkaardig aan ultrasoon lassen. Hierbij zal men de akoestische golf concentreren op een punt of een lijn van het te snijden materiaal. Voor textiel toepassingen wordt het aambeeld vervangen door een snijwiel met een bepaalde hoek (150°, 120°, 90°, 60° …) afhankelijk van de dikte en de structuur van de stof.

4

Dit is te zien bij het manuele ultrasone snijapparaat in Figuur 2.4. De samenstelling van de stof moet hierbij minstens 50% synthetische vezels bevatten. Zo zijn stoffen uit polyester, nylon, spandex, polypropyleen … allemaal geschikt om ultrasoon te snijden. Op deze manier wordt een stof gesneden en versmelt de snede waardoor dit niet zal uitrafelen. Het ook mogelijk om twee stoffen tegelijk door te snijden en aan elkaar te lassen [6].

Figuur 2.4: Sonotrode opstelling voor het snijden van textiel (Rinco Ultrasonics)

In de voedingssector worden er sonotrodes gebruikt in de vorm van een mes om verschillende producten te snijden. In Figuur 2.6 is er een halve golf sonotrode-mes te zien voor diverse snijtoepassingen. Volle golf messen worden gebruikt als er een grote snijhoogte nodig is. In tegenstelling tot conventioneel snijden, is er bij de ultrasone variant: 

Een veel mooier snijresultaat (te zien in Figuur 2.5);



een hogere snijsnelheid mogelijk;



nauwelijks vervorming van het product;



minimale vervuiling van het mes [7].

Figuur 2.6: Sonotrode voor US snijden (Aeson)

Figuur 2.5: Conventioneel snijden vs. ultrasoon snijden van marsepein (Aeson)

5

2.3 De ultrasoon generator Om de werking van de ultrasoon generator te begrijpen werd de generator AGM35-600P230-B2 van Rinco Ultrasonics onderzocht. Een afbeelding van deze generator is te zien in Figuur 2.7. Dit is een 35kHz generator met een nominaal uitgangsvermogen van 600W voor pulserend lassen, 500W voor continu lassen en een maximaal ingangsvermogen van 1500VA. Softwarematig is er de mogelijkheid om: 

Een soft start en soft stop in te stellen om zo de amplitude geleidelijk op en af te bouwen;



de start amplitude in te stellen tussen 10% en 40% van de nominale amplitude;



de uitgangsamplitude (Volt) te regelen tussen 40% en 100%

waardoor

ook

de

trillingsamplitude

(micrometer) regelbaar is. Op deze manier wordt vermeden

dat

bij

elke

aanpassing

van

de

trillingsamplitude een andere booster nodig is; 

de lasmethode te bepalen, zo kan deze continu (met overbelasting-interupt) worden ingesteld of afhankelijk van de verstreken tijd of van de geabsorbeerde energie;



de toegelaten frequentieband van de sonotrode te regelen van +-50Hz tot +-500Hz;

Figuur 2.7: generator

De

AGM35-600P



een ultrasone frequentie test en een meting van het vermogenverlies uit te voeren;



een vermogengrafiek op te vragen van de laatste las, de tijdstippen van de vermogenmeting is hierbij in te stellen tot 1ms, 2, 4, 8, 16 of 32ms [3].

In deze thesis is het niet de bedoeling om deze generator volledig na te maken. Er zal er een volledig nieuw ontwerp worden gecreëerd en onderzoek gedaan worden naar wat de mogelijkheden zijn. Een vereiste hierbij is dat de frequentie automatisch kan worden ingesteld afhankelijk van de resonantiefrequentie van de sonotrode. Ook de uitgangsamplitude moet tussen bepaalde waarden instelbaar zijn.

6

2.3.1 Elektrisch schema Om de werking van deze generator te begrijpen werd reverse enginieering toegepast op de vermogen-printplaat. In Bijlage B Elektrisch schema van de Rinco Ultrasonics AGM35-600P ultrasoon generator is het elektrisch vermogenschema te zien van het vermogen circuit [8]. Zone 1 toont een netfilter, dit is een laagdoorlaatfilter die ruis met een hoge frequentie zal afzwaken. Bijvoorbeeld de harmonischen die van invertors afkomstig zijn of die door het inschakelen van een motor ontstaan. De signalen afkomstig van de generator (35kHz en hun harmonischen) worden ook door de filter gedempt zodat deze verzwakt op het net terecht komen. In Zone 2 wordt de wisselspanning gelijkgericht met een bruggelijkrichter, dit is weergegeven in Figuur 2.8. De negatieve golfvorm van de sinusspanning wordt dus positief. Er ontstaat hierdoor een pulserende gelijkspanning met een topwaarde die iets lager is dan de maximale amplitude van de wisselspanning. Volgens de datasheet van de bruggelijkrichter (KBPC1518) is de spanning over een diode 1V bij een belasting van 3A [9]. De gelijkgerichte spanning zal dus een maximale spanning hebben van 323V. In de praktijk zal dit echter iets lager liggen door de inwendige weerstand van het net en de verschillende componten. De gelijkspanningsfrequentie zal hierbij verdubbelen ten opzichte van het net.

Figuur 2.8: Gelijkrichter met inschakelweerstand en relais

Het relais-contact zal alleen sluiten als er effectief gelast wordt. Als de generator voor het eerst aan het net wordt geschakeld (terwijl de condensatoren ontladen zijn) zal de oplaadstroom van deze condensatoren beperkt worden door een vermogenweerstand van 15Ω. De maximale inschakelstroom (Imax) wordt hierbij beperkt tot:

7

230 ∗ √2 15Ω



325 15Ω

21.6

Imax wordt beperkt om de niet repetetieve piekstroom door de diodes van de bruggelijkrichter te beschermen. Bij deze bruggelijkrichter (KBPC1518) mag dit tot 300A zijn [9]. De beperking wordt in dit geval dus eerder toegepast om de zekering en het net te beschermen. De inschakelstroom is nog altijd 5.5 keer groter dan de waarde van de zekering, maar deze stroom vloeit echter maar enkele milliseconden, dit wordt bij de volgende zone aangetoond. Zone 3 stelt de afvlakking van de gelijkgerichte spanning voor. Met het programma LTspice IV werd een schakeling opgesteld om de inschakelstroom te meten. Dit is weergegeven in Figuur 2.9.

Figuur 2.9: Schema voor maximale stroommeting bij inschakeling

De bron V1 stelt hierbij het spanningsnet voor, dit met een maximale spanning van 325V (230V effectief) en een frequentie van 50Hz. Als de bron V1 zonder faseverschuiving wordt gebruikt, zal de spanning 0V zijn op het moment t = 0s. Hierbij wordt niet de maximale inschakelstroom verkregen die is berekend. In Figuur 2.10 is de laadstroom door de weerstand en de spanning over de condensatoren te zien. Als een faseverschuiving van 90° wordt ingesteld dan zal de spanning op het moment t = 0s maximaal zijn, namelijk 325V. In Figuur 2.11 bekomen we dan ook een maximale stroom van 21,6A.

8

Figuur 2.10: Stroom- en spanningsverloop met inschakeling bij 0V

Figuur 2.11: Stroom- en spanningsverloop met inschakeling bij 325V

Het pulserend vermogen (bij 1s aan, 9s uit) aan de ultrasone zijde is volgens de handleiding 600W [3]. Door verliezen zal dit aan de elektrische zijde meer zijn. Aangezien er een zekering van 4A is voorzien wordt deze waarde gehanteerd als het stroomverbruik bij pulserend lassen. Dit komt neer op 920W of een stroom I van



2.85

bij een gelijkgerichte

spanning van 323V. De rimpelspanning over de condensatoren wordt als volgt berekend: ∆

2∗

∗

2.85

2 ∗ 50 ∗ 3 ∗ 390μ

24

Als de generator maximaal belast wordt zal de voeding een gelijkspanningsrimpel van 24V hebben. Theoretisch is de minimale voedingspanning 323V – 24V = 299V, deze waarde is echter sterk afhankelijk van de spanningsschommelingen op het net. Bij de simulatie werd een weerstand van 113Ω gebruikt als belasting, er wordt een vermogen gedissipeerd van 923W. De rimpel op de gelijkspanning is weergegeven in Figuur 2.12. De gemiddelde spanning is hierbij:



312

9

Figuur 2.12: Rimpelspanning bij een belasting van 923W

Het schema van de omvormer in Zone 4 staat afgebeeld in Figuur 2.13. Hier wordt met behulp van een H-brug een wisselspanning gecreëerd. De vier aanwezige MOSFETs ((Metal Oxide Silicon Field Effect Transistor) worden hierbij per paar in- en uitgeschakeld door de regelkring, Q1 – Q4 en Q2 – Q3 zijn hierbij de paren. Hierdoor vloeit de stroom van links naar rechts door de belasting als Q1 – Q4 actief zijn, en omgekeerd als Q2 – Q3 zijn ingeschakeld.

Figuur 2.13: H-brug met aansturing door pulstransformatoren

Op deze manier wordt een blokgolf gecreëerd met variabele frequentie, 35kHz in dit geval. De amplitude is hierbij regelbaar door de duty-cycle van de blokgolf aan te passen. De MOSFETs creëren een wisselspanning met een topwaarde van 320V, de piek-tot-piek spanning zal dus ongeveer 640V zijn. De gate van de MOSFETs Q1 – Q2 en Q3 – Q4 wordt aangestuurd door pulstransformatoren. De gate van de MOSFETs ligt hierbij aan verschillende secundaires. Deze zijn zo geschakeld dat de polariteit omgekeerd is. Op deze 10

manier zullen de MOSFETs een tegengestelde spanning krijgen en wordt verzekerd dat beide MOSFETs nooit gelijktijdig schakelen [10]. De vermogentransformator in Zone 5 heeft, in tegenstelling tot de laagfrequente transformatoren met een gelamelleerde ijzerkern, een ferriet kern. Ferriet heeft een hoge elektrische weerstand waardoor de wervelstroomverliezen klein blijven. Hierdoor zijn transformatoren met dit type kern erg geschikt voor toepassingen met een hoge frequentie. Tijdens het ultrasoon snijden werd een maximale (continue) spanning van ongeveer 650V gemeten op de secundaire. De transformator heeft dus vermoedelijk een wikkelverhouding van 1 op 1 [11]. In Zone 6 bevind zich een regeltransformator die is weergegeven in Figuur 2.14, deze heeft ook een ferriet kern. De primaire wikkeling hiervan staat in serie met de secundaire wikkeling van de vermogentransformator. Zijn functie is het beperken van de piekspanningen die voorkomen bij het in- en uitschakelen van de vermogentransformator. Bij normale werking vloeit in de secundaire wikkeling amper stroom. De varistor zal immers een zeer hoge weerstand hebben zolang de spanning een normale waarde aanhoudt. In dit geval vloeit een kleine stroom door de 9.31kΩ weerstand. De regeltransformator verbruikt bij normale werking dus amper stroom waardoor het effect op de ultrasone kring kan worden verwaarloosd.

Figuur 2.14: Regeltransformator

Bij het inschakelen van de vermogentransformator komt een spanningspiek voor. Hierdoor zal een grotere spanning over de regeltransformator komen te staan waardoor ook de secundaire spanning over de varistor zal stijgen. Door de te hoge spanning zal de varistor een zeer kleine weerstand zal krijgen. Hierdoor wordt de 9.31kΩ overbrugd en kan er een grote stroom vloeien. Bij het voorkomen van een spanningspiek wordt dus een groot vermogen uit de ultrasone kring geabsorbeerd. De piekspanningen komen op deze manier vooral over de regeltransformator te staan, op deze manier is de converter beveiligd tegen te hoge

11

spanningen. De secundaire overigens verbonden aan de 0V van de gelijkrichter, zo blijft het potentiaal van de secundaire wikkeling gelijk aan 0V en kunnen er geen gevaarlijke zwevende spanningen optreden.

2.4 Signaalanalyse van de AGM35‐600P‐230‐B2 Onderstaande afbeeldingen geven verscheidene metingen weer die werden genomen aan de ultrasone zijde van de AGM35-600P generator. Tijdens de metingen werd een snij-sonotrode voor textiel gebruikt en werd er gesneden met verscheidene messen. De metingen weergegeven in Figuur 2.15 werden uitgevoerd met een snijwiel van 150°, een soft start van 5ms en een start amplitude van 10%. Bij de start van het snijproces zijn er duidelijk spanningspieken zichtbaar. Deze wordt vervolgens door de regeltransformator geabsorbeerd. Als de amplitude na een tiental milliseconden gestabiliseerd is rest er nog een signaal met een piek-tot-piek spanning van 380V een frequentie van ongeveer 35kHz, dit is te zien in figuur. Deze amplitude van dit signaal is zo laag omdat er een dunne stof werd gesneden op een mes met een hoek van 150°. De dunne stof kan al gesneden worden bij een kleine trillingsamplitude. Bijkomend wordt het ultrasoon signaal door het mes gecentreerd op één punt. De stof, welke geklemd zit tussen het snijwiel en de sonotrode, zal alleen op dit punt trillingen absorberen waardoor deze snel zal smelten.

12

Figuur 2.15: Snijproces met 150° snijwiel, start amplitude 10% en soft start van 5ms

Vervolgens werd de soft start instelling verhoogd naar 30ms. Zoals te zien in Figuur 2.16 is de spanningspiek is hierdoor duidelijk afgenomen. Dit zal zowel voor de generator alsook voor de converter en sonotrode een gunstigere configuratie zijn. Tijdens deze meting werd een iets dikkere stof gebruikt waardoor er een grotere trilling nodig was om deze te snijden. De amplitude van het signaal ligt hierdoor dan ook wat hoger vergeleken met de vorige meting. Na 500ms is er opnieuw een spanningsverandering te zien. Op dit moment was het stuk stof volledig doorgesneden waarna er minder vermogen geabsorbeerd werd.

13

Figuur 2.16: Snijproces met 150° snijwiel, startamplitude 10% en soft start van 30ms

Bij de volgende meting, weergegeven in figuur 22 werd de start amplitude verhoogd naar 20%. Het snijwiel en de soft start bleven onveranderd 150° en 30ms. Door de start amplitude van 20% is er terug een spanningspiek te zien tijdens het starten van de snijprocedure. Voor deze generator en sonotrode opstelling blijkt een soft start van 30ms en een start amplitude van 10% dus optimaal. Tijdens het snijden is er, door het snijwiel van 150°, minder vermogen nodig waardoor de piek-tot-piek spanning terug rond de 315V ligt.

Figuur 2.17: Snijproces met 150° snijwiel, startamplitude 20% en soft start van 30ms

Vervolgens het snijaparaat uitgerust met een snijwiel van 180°. De trillingen worden hierdoor niet in een punt, maar op een lijn gecentreerd. Doordat deze lijn ligt met de snijrichting wordt de stof op dit moment dan ook niet gesneden, maar eerder gelast. Met genoeg druk konden 2 stoffen op deze manier aan elkaar worden gelast. Tijdens de metingen in Figuur 2.18 was de generator ingesteld met een soft start van 5ms en een start amplitude van 10. Doordat het contactoppervlak met de sonotrode groter is, kunnen meer trillingen geabsorbeerd worden. Aangezien een soft start instelling van 5ms te weinig is voor deze sonotrode-

14

opstelling zijn er tijdens het opstarten terug grote piekspanningen zichtbaar. De trillingsamplitude moet in dit geval dus groter zijn vergelijken met het snijwiel van 150°. Na de stabilisatie is er dan ook te zien dat de signaalamplitude geleidelijk oploopt naar maximaal ongeveer 400V. Op deze manier wordt een groter vermogen overgebracht.

Figuur 2.18: Snijproces met 180° snijwiel, startamplitude 10% en soft start van 5ms

15

3 STROOMVOORZIENING Om het ontwerp van de generator zo goedkoop en eenvoudig mogelijk te houden werd er geopteerd om een kant en klare voeding te kopen. Hierbij werd eerst gedacht aan een computervoeding, aangezien deze ook voor grote vermogens verkrijgbaar is. Vervolgens zou de lage uitgangspanning van de stroomvoorziening (12V) verhoogd worden met behulp van boost converters. Van dit idee werd echter snel afstand genomen aangezien het omslachtig is om van 230V naar 12V en daarna naar 350V of hoger te gaan. De amplitude zou op deze manier relatief eenvoudig te regelen zijn, maar dit zou teveel verliezen met zich meebrengen door het grote vermogen. Bij een elektrisch verbruik van 500W zou er namelijk al 41.7A door de 12V-draden vloeien. Bij andere AC/DC converters was de uitgangspanning te laag in vergelijking met de benodigde 300V. De TDK LAMBDA PFE-700SA-48 kwam hierbij het dichtst in de buurt met uitgang 48V en 700W. Deze kan rechtstreeks op de printplaat worden gemonteerd, maar met een kostprijs van 246€ is het goedkoper om dit te ontwerpen [12]. De beste en goedkoopste keuze is om zelf een stroomvoorziening te ontwerpen. Als er ooit defecten voorkomen, dan kunnen deze daarnaast ook goedkoper worden opgelost. De voeding van de generator zal aan enkele eisen moeten voldoen, deze moet: 

Relatief eenvoudig en goedkoop zijn;



een stabiele uitgangspanning van ongeveer 300V hebben;



een vermogen van minimum 400W leveren;



geen rimpels nalaten op het net;



kunnen worden ingeschakeld met een microcontroller of processor.

3.1 Elektrisch schema Tijdens het ontwerpen van de voeding wordt er vooral rekening gehouden met toekomstige printplaten. Het is mogelijk om de voeding en invertor samen op één printplaat te ontwerpen om zo de ontwikkelkost te drukken. Aangezien alles nog ontworpen en getest moet worden, zal er eerst een prototype gecreëerd worden op een aparte printplaat. Het is in de ontwerpfase gemakkelijker om een aparte voeding te hebben. Als er fouten of mogelijke verbeteringen zijn aan de invertor-printplaat, dan kan dezelfde voeding terug gebruikt worden. Eenmaal de voedings- en invertor-printplaten op punt staan, en ook effectief werken, zullen deze worden samengevoegd tot één printplaat.

16

Zoals ook bij de AGM35-600P het geval is, zal hier gewerkt worden met een bruggelijkrichter om een gemiddelde gelijkspanning te krijgen van ongeveer 315V. In Bijlage C Elektrisch schema van de stroomvoorziening wordt het elektrisch schema van de voeding weergegeven.

3.2 Keuze van de componenten De benodigde componenten worden gekocht op de site “be.farnell.com”, dit op aanraden van de interne promotor, de heer Luc Colman. Deze aankoopwijze wordt ook opgevolgd aangezien zowel het bedrijf, de firma Hupico, alsook ikzelf geen ervaring hebben met het kopen van elektronica componenten. 3.2.1 De netfilter Het is mogelijk om de netfilter volledig zelf te ontwerpen. Maar door de zeer uitgebreide keuze van het soort ferriet, samen met het aantal spoel-wikkelingen, keuze van de condensatoren, … is het eenvoudiger en tijdbesparender om een bestaande filter te kopen. De dempingseigenschappen van deze component zullen reeds door de fabrikant gegeven zijn waardoor hier geen verder onderzoek moet naar gebeuren. De filter moet voldoen aan de volgende specificaties: 

Éénfasige filtering;



werkspanning van 220 tot 250V wisselspanning;



nominale stroom tussen 3 en 4A.

De enige overblijvende filter is de 5500.0455.1 van Schurter. Met een nominale stroom van 4A is deze een zeer geschikte eerste keuze voor de stroomvoorziening. Tijdens het testen zal de nodige stroom pas gekend zijn waarna een filter kan gekozen worden op deze waarden. In Figuur 3.1 is de dempingskarakteristiek weergegeven. De volle lijn in deze figuur is de belangrijkste, deze stelt de verzwakking van de common mode voor. Een common mode signaal is te vergelijken met verliesstroom, het ontstaat op beide lijnen met een zelfde fase en amplitude (vergeleken met de massa) [13]. Dit signaal kan ontstaan door: 

Uitgestraalde signalen die door beide lijnen worden opgenomen;



een potentiaalverschil t.o.v. de massa gecreëerd in het aandrijf circuit;



een potentiaalverschil tussen het verzend en ontvangst gedeelte;



verscheidene componenten zoals diodes, spoelen, condensatoren, …

17

Figuur 3.1: Dempingskarakteristiek van de netfilter (Schurter)

Bij een frequentie van 35kHz wordt de common mode ongeveer 13dB afgezwakt [14]. 10

⁄

4.5

3.2.2 De vermogensweerstand Net als bij de onderzochte ultrasoon generator, zal een vermogensweerstand in serie worden geplaatst om de inschakelstroom te beperken. De maximale inschakelstroom wordt gekozen op 2.5 keer de nominale stroom, namelijk 10A. De weerstand moet dus een minimale weerstand hebben van:





32.5Ω

De dichtstbijzijnde te verkrijgen weerstandswaarde is 33Ω, de maximale stroom wordt hierbij 9.85A. De weerstand zal bij inschakelspanning van 325V een vermogen dissiperen van: 325 ∗ 9.85

3200

Deze waarde wordt echter maar enkele milliseconden geabsorbeerd waardoor het gemiddeld wattage van de weerstand veel lager mag liggen. Voor deze vermogensweerstand werd een waarde van 7W, 33Ω genomen. 3.2.3 Het inschakel relais Het inschakel relais is een normaal open relais waarvan het schakelcontact parallel over de vermogensweerstand staat. Als het contact sluit, wordt de weerstand overbrugd waardoor er een grotere stroom kan vloeien. Het relais zal schakelen voordat de generator start met lassen. Als de generator stopt met lassen zal ook de gelijkstroom door de spoel van het relais onderbroken worden. Door de stroomonderbreking van de spoel zal er een hoge inverse 18

spanningspiek optreden, welke zeer schadelijk is voor de transistor die de spoel schakelt. Een vrijloop-diode staat daarom parallel geschakeld met de spoel. Hij zal deze inverse spanning kortsluiten en de transistor (en andere componenten) van de piek beschermen. De spoel van het gekozen relais (ALE1PB05) werkt op 5V en verbruikt 80mA [15]. Veelal zijn de uitgangen van processoren en microcontrollers tijdens het opstarten hoog. Om te voorkomen dat het relais hierdoor inschakelt, wordt transistor Q1 geschakeld met een pull down transistor Q2. Deze transistor zal er in gesloten toestand voor zorgen dat de basisspanning van Q1 naar 0.3V wordt getrokken. Hierdoor wordt in principe een NOT-poort gecreëerd zodat het relais pas zal inschakelen als de ingang van Q2 laag is. 3.2.4 De bruggelijkrichter De bruggelijkrichter moet de nominale stroom van de voeding zeker kunnen weerstaan, maar ook de maximale inschakelstroom en de maximale repetitieve sperspanning zijn belangrijke eigenschappen bij de keuze van deze component. De maximale repetitieve sperspanning(Vrrm) is, in een gewone omgeving, de maximale amplitude op het net, 325V +-10%. De generator zal zich echter in een industriële omgeving bevinden waar grote, kortstondige piekspanningen op het net kunnen voorkomen. Voor Vrrm wordt een waarde van 1000V gekozen. De minimale nominale stroom wordt gekozen op 6A, dit om enige marge te hebben. De goedkoopste bruggelijkrichter die aan de normen voldoet is de GSIB1510 van Multicomp. De piekstroom mag voor deze gelijkrichter 240A bedragen gedurende 8ms. De nominale stroom mag tot 15A bedragen met koellichaam en tot 3.2A zonder koellichaam [16]. 3.2.5 Condensatoren Om de grootte van de condensatoren te bepalen moet de maximale rimpel op de gelijkspanning gekend zijn, voor deze waarde nemen we 10% van de amplitude, dus 32V. Met de volgende formule kan de nodige capaciteit (C) berekend worden: ∆

∗∆

∆T is de tijdsperiode van de gelijkgerichte spanning, dit is dus de helft van de periode van het net:

19

∆

1 2∗

1 2 ∗ 50

0.01

Bij een stroom van 4A moet de condensator hierdoor een capaciteit hebben van minstens: 4 ∗ 0.01 32

0.00125

1250μ

Bij de keuze van elektrolytische condensatoren is het belangrijk om de levensduur en de maximale temperatuur van deze componenten in het oog te houden. Sommige condensatoren gaan namelijk maar 2000 uur (op 85°C) mee, wat bij voltijds gebruik amper enkele maanden is. De beste mogelijkheden zijn een configuratie van 4 condensatoren van 330µF of 3 condensatoren van 470µF in parallel. Er werd gekozen voor de configuratie met 3 condensatoren. Op deze manier wordt extra ruimte bespaard wat resulteert in een kleinere printplaat en een lagere kostprijs. De totale capaciteit hiervan ligt ook iets hoger waardoor de spanningsrimpel kleiner zal zijn. De stroompiek bij het inschakelen is ongeveer 9A volgens de simulatie te zien in Figuur 3.2.

Figuur 3.2: Stroom- en spanningsverloop bij inschakeling

De rimpel werd gesimuleerd bij een verbruik van 923W (identiek als de simulatie van de AGM35-600P generator). Er is hierbij een kleinere rimpel (ongeveer 16V) te zien dan bij de AGM35. De totale afvlak capaciteit van de ontworpen voeding is namelijk groter dan die van de generator (990µF tegen over 1410µF). Als het net een inwendige weerstand heeft van 1Ω heeft, zal het net en de bruggelijkrichter onderhevig zijn aan stroompieken van ongeveer 18A. Hierbij dient wel te worden vermeld dat een vermogen van 923W betekend dat er door de

20

zekering van 4A een gemiddelde stroom van 4A gaat. Deze waarde werd gekozen om de schakeling maximaal te belasten. In de realiteit is deze situatie echter hoogst onwaarschijnlijk. De rimpelspanning is weergegeven in Figuur 3.3.

Figuur 3.3: Rimpelspanning bij een vermogen van 923W

Een metaalfilm condensator (C6) van 0.47µF staat ook parallel met de andere condensatoren. Metaalfilmcondensatoren zijn gekend vanwege hun lage equivalente serieweerstand, kleine zelfinductie, precieze capaciteit en zeer lange levensduur. Ze kunnen daarnaast ook een hoge piekstroom weerstaan. Deze eigenschappen maken de condensator van 0.47µF zeer geschikt om hoogfrequente piekspanningen te dempen [17]. 3.2.6 De ontlaadweerstand Parallel over de condensatoren staat een weerstand met een grote weerstandswaarde, deze zal zeer traag de condensatoren ontladen als de generator niet aan het net gekoppeld is. Als de behuizing wordt geopend, zal de persoon geen elektrische schok kunnen krijgen van de condensatoren. Er weerstand van 100kΩ gekozen, de tijdsconstante τ van de opstelling is hierbij: ∗

100 Ω ∗ 1410μ

141

Na 141s zullen de condensatoren dus 63% van hun lading verliezen, na 5τ = 705s of 11minuten en 45seconden zal hun lading nog maar 2% bedragen. Als de generator aan het net gekoppeld is en niet gebruikt wordt staat er over de condensatoren een spanning van 325V. Hierdoor zal in deze weerstand een vermogen van

Ω

1.05

verloren gaan.

3.2.7 De stuurkring De stuurkringtransformator zal gebruikt worden om de softwarekring en de processor van stroom te voorzien. Ook het relais en de LED worden hiermee gevoed. Een kleine

21

transformator (T1) van 1.6VA werd gekozen, deze heeft twee secundaires van 6V. Deze secundaires worden verbonden en gelijkgericht zodat een spanning van 6 ∗ √2

8.5

wordt verkregen. Door de diodes in de gelijkrichter zal deze spanning echter met ongeveer 1V dalen, hierdoor blijft er nog 7.5V over aan de uitgang. De spoel van het inschakel relais vraagt 5V gelijkspanning en 80mA (deze schakelt al vanaf 3.75V of hoger). Deze wordt over de +7.5V spanning geplaatst, in serie met een weerstand van 47Ω. De weerstand van de spoel is .

62.5Ω waardoor de totale weerstand 109.5Ω is. De stroom die door de kring .

vloeit is

. Ω

0.0685

68.5

. ∗

De spanning over het relais is in deze schakeling

62.5 ∗ 0.0685

4.28 , dit is

voldoende om het relais te schakelen. Het verbruikte vermogen om het relais te schakelen wordt zo:

∗

68.5

∗ 7.5

514

[15].

De signalisatie LED op het voedingsbord geeft aan dat het bord aan het net gekoppeld is. De spanning over de LED is 2.2V, deze staat in serie met een weerstand van 4.7kΩ over de spanning van 7.5V. De stroom door de LED is een vermogen zal verbruiken van:

∗

.

. Ω

7.5 ∗ 1.1

1.1

, waardoor de signalisatie 8.3

Voor de processor is een spanningsregelaar van 3.3V voorzien. Aangezien er al ongeveer 526mW wordt verbruikt, zal een processor worden gekozen die minder verbruikt dan 1074mW.

3.3 Ontwerp van de stroomvoorzieningsprintplaat Om een printplaat te ontwerpen bestaan verscheidene gratis en betalende software programma’s. Voor deze masterproef zal de EAGLE PCB Design Software worden gebruikt. Dit is een zeer gekende en veel gebruikte software, waardoor praktisch alle printplaatproducenten de Eagle-bestanden kunnen uitlezen. Ook bij de universiteit Gent wordt deze software aangewend. Met een licentie is het, bij versie 6 mogelijk om printplaten te ontwerpen van 1.6 x 1.6m en om tot 16 verschillende signaal-lagen te tekenen, dit is zeker voldoende. Aangezien met een spanning van meer dan 230V wordt gewerkt, is er een zekere afstand nodig tussen de verschillende banen. De norm NEN3544 schrijft voor om bij een klasse-Iisolatie een afstand aan te houden van 3mm tussen netspanning voerende delen en aanraakbare delen. Verder moeten alle aanraakbare delen geaard worden. Bij een klasse-IIisolatie hoeven niet alle geleidende aanraakbare delen geaard worden, maar moet een afstand 22

van 6mm aangehouden worden [18]. Figuur stelt de toekomstige stroomvoorziening voor. De rode banen bevinden zich aan de bovenkant van de print terwijl de blauwe banen aan de onderkant plaatsvinden. De koperbanen van de 320V voeding hebben hierbij een dikte van 3.81mm, aangezien deze een groot vermogen zullen leveren is het belangrijk dat de weerstand van de koperbanen zo laag mogelijk wordt gehouden. Ter vergelijking hebben de 5V voedingsbanen een dikte heeft van ongeveer 1.4mm.

3.4 Analyse van de voedingsprintplaat Zoals gebruikelijk zit er in elk prototype wel ergens een fout. Dit is eveneens bij het prototype van de voedingsprintplaat het geval. De printplaat kan wel nog gebruikt worden als prototype aangezien er geen elektrische fouten zijn. Verbeteringen kunnen gebeuren door: 



een iets grotere printplaat te kiezen. Op sommige plaatsen is de afstand tussen aanraakbare delen en de koperbanen iets te klein waardoor de gebruiker een elektrische schok kan krijgen (bijvoorbeeld de montage-schroef van de 320Vconnector); de ontlaadweerstand te vergroten. De 100kΩ (1W) weerstand dissipeert momenteel een vermogen van ongeveer 1W (bij 317VDC). De weerstand zit hierdoor op zijn maximale verbruik waardoor deze erg warm wordt. Een weerstandswaarde van 120kΩ met een verbruik van 0.83W is een betere keuze. Bij deze ontlaadweerstand is de

23





 

tijdsconstante τ 120kΩ ∗ 1410µF 169s. De condensatoren zijn als gevolg helemaal ontladen na 5 ∗ τ 846s 14 min 6 ; de afmetingen van de stuurkringtransformator aan te passen. Op de printplaat werd de transformator te klein getekend waardoor deze niet tussen de andere componenten past. Momenteel is hij verbonden met verlengdraden en rust hij op de omliggende componenten; de tekening van de stuurkring-gelijkrichter 90° tegen de wijzers in te draaien. De spannings-aanduiding klopt hierbij wel, maar als de gelijkrichter volgens de tekening zou worden geplaatst zou een kortsluiting optreden; de tekst “+9V” en “-9V” bij de stuurkring-connector om te wisselen; De 3.3V regelaar werd later vervangen door een 5V regelaar. Voor de controller is dit geen probleem aangezien deze ook met een USB-poort (5V) gevoed mag worden. Bijkomend werken de meeste Lcd-schermen met een spanning van 5V. Op deze manier kunnen de beide componenten van spanning worden voorzien met één gemeenschappelijke bron.

In Bijlage C Printplaat van de stroomvoorziening zijn enkele foto’s van het prototype weergegeven.

3.5 Testresultaten Indien er metingen met een oscilloscoop worden uitgevoerd, wordt er aangeraden om een differentieel probe te gebruiken. Een standaard probe meet de spanning ten opzichte van de massa, welke gelijkstaat aan de massa van het net. Additioneel is de uitgangspanning van de voedingsbron rechtstreeks verbonden met de netspanning. Als de metingen gebeuren met een gewone probe zal er een aardlus ontstaan waardoor een grote verliesstroom kan vloeien. Als er echter geen differentieel sonde voor handen is kunnen ook twee sondes gebruikt worden waarvan de massa’s met elkaar zijn doorverbonden. Door de meetresultaten van probe 2 af te trekken met die van probe 1 bekomt men vervolgens het werkelijke meetresultaat [19]. In Figuur 3.4 wordt de gelijkgerichte spanning weergegeven bij het inschakelen van de voeding, de condensatoren waren op dat moment volledig ontladen. De voedingsbron werd gescheiden van het net met behulp van een scheidingstransformator. Aangezien de transformator nauwelijks werd belast tijdens de meting is de netspanning hoger dan normaal. Namelijk 245V AC in plaats van 230V, wat resulteert in een gelijkgerichte spanning van 347V. Dit is ook af te leiden uit Figuur 3.4 (de schaalverdeling is 100V per divisie).

24

Figuur 3.4: Inschakelcurve van de stroomvoorziening

Voor het testen van de voedingsbron werd

een

gebruik

regelbare met

een

weerstand maximale

weerstandswaarde van 1kΩ en een maximaal stroomverbruik van 1.2A. Figuur 3.5 geeft een rimpelspanning van 11V over de weerstand bij een maximaal stroomverbruik weer. De gemiddelde

spanning

is

hierbij

335V waardoor een vermogen van Figuur 3.5: Rimpelspanning bij een vermogen van 402W

402W wordt verbruikt.

25

4 DE VOLLE BRUG INVERTOR De invertor is een DC-AC omvormer. Deze zal de gelijkspanning van de voeding (zie vorig hoofdstuk) met behulp van een H-brug omvormen naar een blokvormige wisselspanning. Een invertor is een schakeling met een kunstmatige commutatie. Hierbij wordt de stroom door de schakelaar gedwongen onderbroken. Het stroomverloop door de H-brug werd in hoofdstuk 1.3.1 De ultrasoon generator; het vermogenschema in zone 4 reeds uitgelegd. Voor de ultrasoon generator zullen vermogen MOSFETs gebruikt worden als schakelaars.

4.1 De H‐brug De belangrijkste / onmisbare componenten in de invertor zijn deze in de volle brug of Hbridge, namelijk: vermogen MOSFETs. Er kan hierbij gekozen worden uit twee opstellingen, die elk hun voor- en nadelen hebben: 

Een H-brug met bovenaan P-channel MOSFETs en onderaan N-channel MOSFETs;



Een H-brug met alleen N-channel MOSFETs.

Om de werking en het verschil tussen deze twee opstellingen te begrijpen, moet eerst het verschil tussen de N-channel en de P-channel MOSFET worden uitgelegd: 4.1.1 De N‐ en de P‐channel MOSFET De symbolen van een N-channel en een P-channel MOSFETs zijn weergegeven in Figuur 4.1. D, G en S staan algemeen bekend als de afvoer- (Drain), de poort- (Gate) en de aanvoerelektrode (Source). De drain hoort hierbij verbonden te zijn met de verbruiker, terwijl de source met de spanningsbron geconnecteerd is. De stroom vloeit bij beide schakelaars van boven naar onder. De source van de N-MOSFET moet dus met de negatieve zijde van de bron worden verbonden, terwijl de source van de P-MOSFET met de positieve zijde van de bron moet worden verbonden. Om de MOSFET in te schakelen dient aan de gate een spanning te worden aangelegd van 5V tot maximum 20V (30V bij wisselspanning).

26

Figuur 4.1: N- en P-channel MOSFET

Bij de N-channel dient deze spanning hoger te zijn dan de source, terwijl dit bij de P-channel lager moet zijn. De aangelegde gatespanning bepaald ook de maximale stroom die tussen de drain en de source kan lopen, dit wordt aangetoond in Figuur 4.2. Bijkomend is de MOSFET gate geïsoleerd, hierdoor zal de potentiaal spanning gedurende lange tijd gelijk blijven, bijvoorbeeld 15V, ook als de gate niet meer gevoed wordt. Om de MOSFET vervolgens te schakelen en de gate dus naar 0V te krijgen, moet men deze verbinden met de source.

Figuur 4.2: Uitgangkarakteristiek MOSFET SIHG22N60E

In de vermogenelektronica is echter vooral de N-channel MOSFET van belang. De reden hiervan is voornamelijk dat P-channel MOSFETs een veel hogere interne weerstand hebben in vergelijking met N-channel MOSFETs. Bijkomend is een P-MOSFET meestal duurder dan een N-MOSFET met gelijkaardige eigenschappen [20,21].

27

4.1.2 H‐brug met P‐channel en N‐channel MOSFETs Een H-brug met zowel P-channel en N-channel MOSFETs heeft een configuratie zoals weergegeven in Figuur 4.3. De poorten van de low-side MOSFETs kunnen eenvoudig rechtstreeks worden geschakeld met een Gate drive optocoupler, zolang deze optocoupler de piekstroom tijdens het schakelen van de MOSFET aankan. De N-channel MOSFET schakelt namelijk in wanneer de gate-source spanning 5V of meer is (voor deze thesis wordt een gatesource spanning van 15V gebruikt). Aangezien de source verbonden met de bron, blijft deze constant 0V. De spanning Vgate-source moet dus schakelen tussen 0V en 15V.

Figuur 4.3: H-brug met P- en N-channel MOSFETs

Bij de high side P-MOSFET is de source verbonden met de positieve zijde van de bron: 315V. De P-MOSFET schakelt in wanneer de gatespanning (Vgate) 5V lager is dan de sourcespanning (Vsource) en schakelt uit als Vgate gelijk is aan Vsource. Hierdoor moet de spanning over de P-MOSFET gate schakelen tussen 315V en 300V. Dit kan goedkoop en eenvoudig met een MOSFET driver gedaan worden. Ondanks de zeer eenvoudige schakeling zal de H-brug met P-channel en N-channel MOSFETs niet gebruikt worden in de ultrasoon generator. De high side P-MOSFET heeft namelijk, vergeleken met N-MOSFETs, een grote inwendige weerstand. Voor kleine vermogens is het gebruik van een P-MOSFETs geen probleem. Bij de ultrasoon generator gaat er echter 400W door de MOSFETs waardoor de P-channel te veel zou opwarmen. Bijkomend zal de generator in vochtige omstandigheden moeten werken waardoor er geen mechanische ventilatie mag worden voorzien. De warmteafvoer moet dus tot een minimum worden beperkt.

28

4.1.3 H‐brug met N‐channel MOSFETs Voor grote vermogens is het dus aangeraden om te werken met een H-brug die uitsluitend uit N-channel MOSFETs bestaat, zoals weergegeven in Figuur 4.4. De low side MOSFET zal nog altijd door een optocoupler worden geschakeld, de high side MOSFET schakelen wordt door de N-MOSFETs echter een stuk complexer. Ditmaal zal de source namelijk verbonden zijn met de verbruiker in plaats van met de bron. Vsource zal hierdoor, afhankelijk van de schakeltoestand van de brug, gelijk zijn aan 0V of 315V.

Figuur 4.4: H-brug met N-channel MOSFETs

Zoals eerder vermeld in het elektrisch schema van de ultrasoon generator schakelen Q1 – Q3 en Q2 – Q4 immers complementair om de stroom door de verbruiker van richting om te keren. Als Q1 ingeschakeld is zal Vsource van Q1 gelijk zijn aan V1+ (315V). Zodus, als Q3 is ingeschakeld zal Vsource van Q1 gelijk zijn aan V1- (0V). Als Q3 is ingeschakeld zal Vsource van Q1 gelijk zijn aan V1- (0V). Indien de stroom door de brug moet omdraaien, kan een gatespanning van 15V worden aangelegd om MOSFET Q1 in te schakelen. Aangezien Q4 nu is ingeschakeld zal de spanning over de verbruiker aan Vsource van Q1 beginnen stijgen. Deze spanning kan echter niet groter worden dan 11V aangezien de MOSFET een Vgate-source moet hebben van minimum 4V (deze spanning is afhankelijk van het type MOSFET). Hierdoor zal de resterende spanning (303V) over de MOSFET komen te staan waardoor deze veel vermogen zal verbruiken. Zelf als Vgate rechtstreeks met V1+ wordt verbonden zal dit probleem zich nog voordoen. Hierbij komt er nog altijd 4V over de MOSFET te staan waardoor deze 8W zal verbruiken bij een stroomverbruik van 2A. Om de MOSFET in te schakelen moet de gatespanning zeker hoger zijn dan de voedingspanning. Aangezien er werd gekozen voor een gate-source spanning van

29

15V zal de high side gate schakelen tussen 0V en 330V. De gebruikte schakeling hiervoor wordt zo meteen besproken in 4.2.1 Schakelen van de MOSFETs. Theoretisch gezien is het ook mogelijk om een H-brug volledig uit te rusten met P-channel MOSFETs, de low side P-MOSFET gate zou hierbij op dezelfde manier kunnen worden geschakeld als de high side N-MOSFET gate. Maar aangezien P-MOSFETs een hogere inwendige weerstand hebben en duurder zijn dan N-MOSFETs, zou het zeer onpraktisch en onlogisch zijn om de voorkeur te geven aan een volle P-channel MOSFET brug in plaats van aan een volle N-channel MOSFET brug. Dit is dan ook de reden waarom in de vermogenselektronica vooral de N-channel MOSFET van belang is [22].

4.2 Elektrisch schema van de invertor Om een functionerende invertor-schakeling te verkrijgen werden er voorafgaand meerdere schakelingen uitgetest op een breadbord. Op deze manier kan een schakeling snel worden opgebouwd, getest en indien nodig worden aangepast. Het definitieve elektrisch schema is weergegeven in Bijlage E Elektrisch schema van de volle brug invertor. 4.2.1 Schakelen van de MOSFETs 4.2.1.1 Gate aansturing met gate drivers Voor laagspanning toepassingen kunnen de gates van de H-brug zeer eenvoudig worden geschakeld met MOSFETs drivers, motor drivers of IGBT Gate drivers. Hierbij is het mogelijk om met de driver een volle brug, een halve brug of een individuele MOSFET te schakelen. Zoals eerder werd vermeld moet de high side N-MOSFET gate kunnen schakelen tussen een spanning van 0V en 330V. Hierdoor wordt het aanbod waarmee de brug gates rechtstreeks kan worden aangestuurd veel beperkter. De huidige MOSFET drivers beperken zich immers tot een brug-spanning van maximaal 80V. Bij motor drivers is dit nog lager. IGBT Gate drivers kunnen bridge-spanningen aan van meer van 350V. Deze kunnen zelfs spanning van meer dan 1kV schakelen. De prijs hiervan is echter meer dan 100€ waardoor het goedkoper is om zelf een gate driver te ontwikkelen. De voorgaande componenten zijn dus niet geschikt om MOSFET-brug van de invertor rechtstreeks te schakelen. Alleen bij de low side MOSFET gate is het mogelijk om deze rechtstreeks te schakelen. Bovendien is dit ook goedkoper [12,22]. Aangezien een galvanische scheiding vereist is om het controller circuit gescheiden te houden met het vermogen circuit, komen de gate drive optocouplers hiervoor in aanmerking. Zoals te zien is in Figuur 4.5 heeft de FOD3182 gate drive optocoupler intern een halve brug 30

schakeling om de MOSFET poort hoog en laag te schakelen. Deze bestaat uit PMOS en NMOS output power transistors en is hierdoor geschikt om power MOSFETs te schakelen. De voedingspanning Vdd van optocouplers mag in de meeste gevallen echter niet hoger zijn dan 35V. Hierdoor zijn optocouplers niet geschikt om rechtstreeks de gate aan te sturen van de high side N-channel MOSFET.

Figuur 4.5: De FOD3182 gate drive optocoupler

4.2.1.2 Gate aansturing met een pulstransformator Een andere mogelijkheid om de MOSFETs rechtstreeks te schakelen is met behulp van een pulstransformator met de twee secundaires. Een schakelvoorbeeld hiervan is weergegeven in Figuur 4.6. Door de pulstransformator is er al een galvanische scheiding voorzien tussen de primaire en de secundaire winding. Hierdoor kan de stuur- of regelkring de transformator rechtstreeks schakelen zonder gebruik van optocouplers. De eerste secundaire van de transformatoren is hierbij verbonden met de high side MOSFET gate en source. De tweede secundaire is met de low side MOSFET verbonden. Hierbij dient te worden opgemerkt dat de tweede secundaire een omgekeerde polariteit heeft ten opzichte van de eerste secundaire. Stel dat de primaire een puls van +30V krijgt, dan zal de eerste secundaire een puls geven aan de high side gate, die 10V hoger ligt dan de source (door de transformatorverhouding van 3 op 1). De tweede secundaire zal, door de omgekeerde polariteit, een gate puls geven die 10V lager ligt dan de source. De high side MOSFET zal dus ingeschakeld zijn terwijl de low side MOSFET uitgeschakeld is. Bij een negatieve puls van 30V gebeurt het omgekeerde, hier zal de low side ingeschakeld zijn terwijl de high side uitgeschakeld is. Met een pulstransformator kan een halve brug geschakeld worden. Een bijkomende veiligheid is dat het onmogelijk is om beide MOSFETs tegelijkertijd in te schakelen en een kortsluiting te veroorzaken.

31

Figuur 4.6: H-brug sturing met pulstransformatoren

Het gebruik van deze schakeling heeft echter ook enkele nadelen. Zo is de maximale schakelfrequentie van de Schaffner IT 314 pulstransformator 40kHz. Het is mogelijk om 35kHz hiermee te schakelen, maar het signaal op de gate zal relatief traag zijn maximale waarde bereiken. Zo is er bij de IT 314 een stijgtijd van 0.4µs tot 4µs terwijl een puls bij 35kHz en een duty-cycle van 50% maar 14.3µs duurt. Hierdoor zal de MOSFET zich tijdens het schakelen langer als weerstand gedragen waardoor deze meer zal opwarmen. Een positief punt is wel dat de blokvormige wisselspanning hierdoor afgeronde hoeken krijgt en meer sinusvormig wordt. Doordat de pulstransformator alleen pulsen kan doorgegeven heeft de schakeling hierdoor ook een minimum frequentie. Zo kan de primaire winding een frequentie van 50Hz maximaal twee seconden aanhouden, terwijl dit uiteraard niet aan te raden is. Bijkomend wordt de pulstransformator ook gebruikt in de AGM35-600P-230-B2 ultrasoon generator van Rinco, waardoor het gebruik van een dergelijke schakeling plagiaat zou zijn [8,10]. 4.2.1.3 Gate aansturing met een MOSFET brug en een bootstrap schakeling Een andere mogelijkheid is om de high side gate aan te sturen met 2 bijkomende MOSFETs. Deze schakeling is te vergelijken met het inwendige elektrisch schema van de gate drive optocoupler die voordien in 4.2.1.1 Gate aansturing met werd besproken. Het spreekt van zich dat een schakeling wordt ontworpen met componenten die zeker een spanning van 350V kunnen weerstaan. Om de gate te kunnen sturen tussen 315V en 0V moeten de drive

32

MOSFETs dus als een halve H-brug geschakeld staan. Dit wordt aangetoond in Figuur 4.7. Aangezien het vermogen benodigd om de gate te schakelen laag is, kan hier wel een Pchannel MOSFET gebruikt worden als high side MOSFET. Zoals eerder werd aangetoond kan deze driverbrug, dankzij de high side P-MOSFET, eenvoudig gestuurd worden met gate drive optocouplers.

Figuur 4.7: Aansturing van een halve brug

Zoals eerder vermeld in 4.1.3 H-brug met N-channel MOSFETs is er een spanning nodig die 15V hoger ligt dan de voedingsspanning om de high side MOSFET Q1 te schakelen. Er werd eerst geopteerd om hiervoor een bootstrap schakeling te gebruiken. De bootstrap schakeling bestaat uit een diode (D1), een condensator (C1) en een zenerdiode (D2). Deze zijn te zien in Figuur 4.7. Als MOSFET Q1 is uitgeschakeld, staat er over de condensator C1 een spanningsverschil van 320V waardoor deze zal opladen. Als een gate puls wordt gegeven naar Q1, schakelt deze in waardoor het spanningspotentiaal aan de source zal stijgen. Hierdoor zal ook het potentiaal van de condensator groter worden. De condensator kan immers niet ontladen dankzij de diode D1. Aangezien MOSFET Q3 ingeschakeld is, zal ook het potentiaal aan de gate van Q1 stijgen. De gate-source spanning zal vervolgens 15V bedragen (dankzij de zenerdiode) waardoor Q1 volledig in geleiding zal zijn. Het spanningsverloop van de driver brug, tussen MOSFETs Q3 en Q4, is weergegeven in Figuur 4.8. De brug werd tijdens deze test met een spanning van 50V gevoed. Aangezien er 33

voor

de

weerstand

wordt

gemeten,

is

er

tijdens

het

inschakelen

even

een

spanningsverdubbeling zichtbaar die wordt veroorzaakt door de bootstrap condensator. De zenerdiode en de weerstand ervoor zorgen dat deze spanning afneemt naar 15V boven de voedingsspanning. Indien er achter de weerstand, rechtstreeks aan de MOSFET poort zou worden gemeten, dan is deze piek niet zichtbaar.

Figuur 4.8: Spanningsverloop driver brug met bootstrap

Deze configuratie werd succesvol uitgetest op een breadbord bij een voedingsspanning van 50V. Toch heeft deze bootstrap schakeling ook enkele nadelen. Zo zal de condensator na het uitschakelen van Q1 namelijk terug opladen van 15V naar 320V. Dit brengt overbodige stroompieken met zich mee. Bijkomend kan de high side gate bij een bootstrap niet altijd ingeschakeld blijven. Door interne verliezen van de condensator en lekstromen door de zenerdiode en MOSFETs zal de spanning over de condensator immers geleidelijk dalen. 4.2.1.4 Gate aansturing door MOSFET brug met een externe voedingsbron Met de voorgaande schakelingen was het zeker mogelijk om de H-brug te schakelen bij een voedingsspanning van 320V. Beide hadden echter ook wat nadelen, namelijk de trage inschakeling door de pulstransformatoren en de stroompulsen van de bootstrap condensator. Er is wel een oplossing om van de grote stroompulsen van de bootstrap MOSFET brug af te geraken, namelijk: de bootstrap schakeling verwijderen. Aangezien de bootstrap zorgt voor een potentiaal verhoging kan deze ook vervangen worden door een externe bron. Bijkomend is er bij de bootstrap MOSFET brug al een voedingsbron V3 voorzien om de high side gate drive optocoupler van stroom te voorzien. Met enige aanpassingen aan het elektrisch schema kan deze voeding gebruikt worden om zowel de high side P-channel driver MOSFET alsook de high side N-channel vermogen MOSFET te schakelen. Hierdoor wordt het frequentiebereik van de invertor een stuk groter. Doordat de high side N-MOSFET nu constant ingeschakeld kan blijven wordt het in principe mogelijk om de spanning te schakelen

34

van 0Hz (gelijkspanning) tot 250kHz (de maximale schakelfrequentie van de optocouplers). Het elektrisch schema in Bijlage E Elektrisch schema van de volle brug invertor zal dan ook gebruikt worden voor het ontwerp van de volle brug invertor. 4.2.1.5 Vertraagd inschakelen, snel uitschakelen van de MOSFET Aangezien een halve H-brug met eenzelfde stuursignaal gestuurd wordt, ontstaat er een kans op kortsluiting. Dit ten gevolge van beide MOSFETs die op hetzelfde tijdstip schakelen. Het in- en uitschakelen van de MOSFETs gebeurt namelijk niet even snel waardoor de beide MOSFETs gelijktijdig gesloten kunnen zijn. Om dit te voorkomen werd in de aansturing een weerstand en een diode in parallel geplaatst. De diode wordt hierbij zo geplaatst dat de MOSFET traag zal inschakelen en snel zal uitschakelen. De stroom kan namelijk maar in één richting door de diode vloeien. Hierdoor zal de stroom bij het inschakelen door de weerstand vloeien waardoor de elektrische lading van de N- / P-MOSFET gate-capaciteit traag zal opladen / ontladen. Om de reden zal de gate pas later het voltage bereiken dat nodig is om de MOSFET in te schakelen. Bij het uitschakelen vloeit de stroom door de diode en wordt de weerstand overbrugt. Hierdoor kan de gate snel ontladen in het geval van een N-MOSFET of opladen in het geval van een P-MOSFET waardoor deze snel zal uitschakelen [23]. Simulaties met de LTSpice IV simulatie software lieten blijken dat een weerstand van 68Ω voldoende is om de inschakeling van de MOSFET zodanig te vertragen dat een kortsluiting met een uitschakelende MOSFET uitgesloten is. In de praktijk zal later in 6 Analyse van de volle brug invertor echter blijken dat dit niet het geval is. Ondanks dat er per halve brug slechts één enkel stuursignaal nodig is, zullen de optocouplers elk hun eigen connector hebben. Indien er dan toch een kortsluiting zou optreden tussen de MOSFETs, kunnen deze nog afzonderlijk worden geschakeld met een dode tijd tussen het inen uitschakelen. De stroom die in de richting van de diode vloeide kende initieel geen weerstand, zodat de MOSFET sneller zou sluiten. Dit zorgde echter voor een te grote piekstoom tijdens het uitschakelen waardoor enkele optocouplers kapot gingen. Om deze piekstroom te beperken werd een kleine weerstand in serie geplaatst met de diode. De stroompiek is uiteraard nog aanwezig maar de weerstand begrensd deze naar een waarde die de optocoupler aankan.

35

4.3 Keuze van de componenten 4.3.1 Vermogen MOSFETs Zoals eerder beschreven zijn de vermogen MOSFETs één de belangrijkste componenten in de invertor. Deze moeten dan ook aan meerdere eigenschappen voldoen. Aangezien er geen mechanische ventilatie zal zijn, wordt een MOSFET met een zo klein mogelijke aanweerstand (Rds(on)) gekozen. Op deze manier wordt er minder warmte opgewekt als de MOSFET is ingeschakeld. Ook de warmteweerstand is hierbij van belang, deze waarde bepaalt hoeveel warmte kan worden afgegeven aan het koellichaam. Zo zal een MOSFET met een grote omkasting over het algemeen een lagere warmteweerstand hebben dan één met een kleine omkasting. Een grote case heeft namelijk een groter contactoppervlak waardoor de warmte sneller kan worden afgegeven. Het temperatuurverschil tussen de MOSFET en het koellichaam zal hierdoor kleiner zijn. Dit resulteert inwendig in een lagere junctietemperatuur waardoor ook de Rds(on) lager zal zijn. De Rds(on) weerstand staat ook in rechtstreeks verband met de maximale continue stroom. Een MOSFET met een lagere aan-weerstand zal namelijk meer stroom aankunnen tot deze zijn maximale temperatuur bereikt. Bij een maximale belasting van 400W en 320V is de stroom gemiddeld 1.25A. De pulserende piekstroom die zal worden opgewekt tijdens het schakelen is hier echter een belangrijke waarde waaraan zeker moet worden voldaan. Aangezien de belasting een transformator zal zijn, zullen de MOSFETs een grote inschakelstroom en een inverse uitschakelstroom te verduren krijgen. Het schakelen van de transformator kan er ook voor zorgen dat er spanningspieken optreden. De MOSFET moet bijgevolg aan een drain-source spanning VDS van zeker 400V kunnen weerstaan. Vervolgens moet ook de capaciteit van de poort gekend zijn. Bij hoogfrequente schakeltoepassingen is het belangrijk dat de capaciteit hiervan zo laag mogelijk is. Een gate met een kleine capaciteit kan namelijk sneller in lading veranderen waardoor de MOSFET sneller kan in- of uitschakelen. Deze waarde bepaalt namelijk ook de grootte van de gate weerstand en de piekstroom door de optocoupler of de MOSFET driver brug. De gate capaciteit bepaalt dus aan welke eigenschappen de stuurcomponenten moeten voldoen. Uiteindelijk werd de SiHG22N60E van Vishay Siliconix gekozen als vermogen MOSFET. In Bijlage I

Datasheets van de belangrijkste componenten zijn de belangrijkste gegevens

uit de datasheet te vinden [20].

36

4.3.2 Het koellichaam Het koellichaam zal ervoor zorgen dat de junctietemperatuur van de MOSFETs onder het maximum zal blijven. De warmteopwekking van de junctie is afhankelijk van hoeveel vermogen er intern verloren gaat (over de aan-weerstand) en van de schakelfrequentie. De thermische weerstand geeft weer in K/W hoeveel graden het onderdeel zal opwarmen per opgenomen vermogen. Een component met een kleine thermische weerstand kan dus meer warmte afvoeren dan een component met een grote thermische weerstand. De MOSFET heeft een maximale Junction-to-Ambiant thermische weerstand (RthJA) van 62°C/W. Indien er geen koellichaam verbonden is zal de junctie 62°C warmer worden dan de omgevingstemperatuur per Watt. Indien de MOSFET continu ingeschakeld is en deze een stroom voert van 1.25A, zal er intern ∗

een vermogen worden opgenomen van:

0.15Ω ∗ 1.25²

0.234 . Bij

een omgevingstemperatuur van 32°C zal de junctie hierbij een temperatuur hebben van 32°

0.234

∗ 62° /

46.5° . Dit is een aanvaardbare waarde aangezien de

maximale junctie temperatuur 150°C is. Het intern opgenomen vermogen zal echter hoger liggen door de schakelfrequentie van 35kHz. Tijdens het schakelen gaat de MOSFET namelijk even in een gebied waar deze zich gedraagt als een weerstand. Tijdens het schakelen zal de MOSFET dus meer vermogen opnemen [20]. Aangezien er met optocouplers wordt geschakeld, zal de schakeltijd hier veel korter zijn dan die van de originele MOSFETs die met pulstransformatoren worden geschakeld. Hierdoor is er minder warmte opwekking en kan het benodigde koellichaam kleiner zijn. Hoeveel vermogen er hierdoor precies zal worden opgenomen is echter moeilijk te bepalen. Dit aangezien ook de piekstroom en de weerstandswaarde tijdens het schakelen niet gekend zijn. Uit voorzorg werd een stroom gekozen die 4 keer groter is dan de gemiddelde stroom bij maximaal vermogen, namelijk 5A. Zonder koellichaam zou de junctietemperatuur oplopen tot:

∗

∗

32°

0.15Ω ∗ 5

∗ 62°

264.5° .

Een koellichaam is bij dit stroomverbruik duidelijk een absolute vereiste. Om de levensduur en de betrouwbaarheid van de MOSFETs te garanderen werd ervoor gekozen om de junctie temperatuur onder de 80°C te houden. Bijkomend zullen de MOSFETs per koppel een koellichaam delen om ruimte te besparen op de printplaat. Bij een omgevingstemperatuur van 32°C mag de thermische weerstand van alle componenten gecombineerd niet hoger zijn dan: 80° 32° 6.4 / . 2 ∗ 0.15Ω ∗ 5

37

De heatsink SK481/84 van Fisher Elektronik werd geselecteerd. Volgens de datasheet heeft deze een thermische weerstand van 3K/W. Deze thermische weerstand is er echter op berekend dat de opgewekte hitte uniform over het oppervlak van het koellichaam wordt verdeeld. Dit is echter nooit het geval. De warmte wordt namelijk alleen maar verspreid vanaf het contactoppervlak van een MOSFET, welke kan worden aanzien als een warmtepunt. Niet tegenstaande zullen twee verbonden MOSFETs de warmte beter verdelen dan één MOSFET. Aangezien het koellichaam een lengte heeft van 84mm en dit verdeeld is over twee MOSFETs, wordt de thermische weerstand van het koellichaam hiervoor vermenigvuldigd met een factor . De thermische weerstand Rth_H_Amb van de heatsink wordt hierdoor 4K/W [24]. Om ervoor te zorgen dat de koellichamen aanraakveilig blijven, worden de MOSFETs geïsoleerd met een warmtegeleidende flexibele buis van Thermaflex die tot 8000V kan weerstaan. Deze heeft een thermische weerstand Rth_C_H van 0.92K/W. Dit flexibele materiaal zorgt ervoor dat er een egaal contactoppervlak ontstaat tussen de MOSFET en het koellichaam. Hierdoor zal er een betere warmtegeleiding gebeuren dan de minuscule oneffenheden van de MOSFET rechtstreeks met het koellichaam verbonden zijn. Aangezien de MOSFET ditmaal aan een koellichaam is gekoppeld, moet hiervoor de thermische junctie-omkasting weerstand Rth_J_C gebruikt worden, deze is 0.55K/W Nu alle weerstanden gekend zijn, kan de junctietemperatuur berekend worden. Deze berekening is zeer gelijkaardig aan een spanningsdeler met meerdere weerstanden. Deze manier wordt weergegeven in Figuur 4.9 [25].

Figuur 4.9: Junctietemperatuur berekening

38

Elke MOSFET wekt individueel een vermogen op van 3.75W, het koellichaam zal dus 7.5W aan

vermogen

opnemen.

Hierdoor

T

zal

32°

deze

7.5

een

∗4 /

temperatuur

hebben

van:

62°

Daarna wordt het vermogen verdeeld over de twee MOSFETs die met het koellichaam verbonden zijn door de warmtegeleidende tubes. De omkastingstemperatuur van de MOSFETs wordt hierdoor: 62°

3.75

∗ 0.92 /

65.5°

De junctietemperatuur van de MOSFETs wordt: 65.5°

3.75

∗ 0.55 /

67.5°

Een temperatuur van 67.5°C is ver onder de maximale junctietemperatuur van de MOSFET. Op deze manier zal de aan-weerstand van de MOSFET laag blijven en kunnen grotere stroompieken geschakeld worden. Bijkomend zorgt deze temperatuur marge ervoor dat het gemiddelde opgewekte vermogen van de MOSFET hoger mag zijn. Indien dit het geval zou zijn, hoeft het koellichaam hoogstwaarschijnlijk niet te worden vervangen [20]. 4.3.3 Optocouplers De optocouplers zorgen voor een galvanische scheiding tussen het stuursignaal van de controller en de aansturing van de MOSFET poorten. Rekening houdend met piekspanningen en eventuele zwevende spanningen, zal het maximale spanningsverschil over de primaire en de secundaire zijde van de optocouplers zeker groter moeten zijn dan 1000V. Omdat deze componenten de capacitieve MOSFET poorten zullen schakelen, moeten deze ook een zekere piekstroom kunnen voeren. De FOD3182 kan tot 3A voeren wat meer dan voldoende is of hoort te zijn. Bij de keuze van een optocoupler is ook de maximale schakelfrequentie van belang. In Figuur 4.10 is de uitgangspanning te zien van de standaard FOD3120 (links) en de high speed FOD3182 (rechts, met een maximale schakelfrequentie van 250kHz). De high speed MOSFET driver heeft bij een frequentie van 35kHz duidelijk een stabielere uitgangsspanning. De optocoupler schakelt hierbij een MOSFET aan een frequentie van 35kHz en met een duty cycle van 50%. De MOSFET hakt hierbij een spanning van 50V over een vermogensweerstand van 66Ω.

39

Figuur 4.10: FOD3120 en FOD3182 35kHz Output

Aangezien de voedingsspanning VDD van de optocoupler maximaal 30V mag bedragen, zijn deze componenten niet geschikt om high side MOSFETs te schakelen. De FOD3182 gate drive optocoupler zal wel gebruikt worden om de low side MOSFET rechtstreeks te schakelen (dit met behulp van een externe voedingsbron van 15V [26,27]. 4.3.4 Gate weerstand en diode Zoals eerder vermeld zal de gate aansturing een weerstand en een diode hebben zodat de MOSFET traag inschakelt en snel uitschakelt. De weerstand zorgt ervoor dat de gate capaciteit traag zal opladen. Volgens LTspice simulaties zorgt een weerstand van 68Ω in parallel met een diode ervoor dat de MOSFET pas begint in te schakelen na 60ns en volledig is uitgeschakeld in 40ns. Op deze manier wordt er voorkomen dat de high en low side MOSFETs gelijktijdig ingeschakeld zijn. Aangezien de high side gate tijdens het uitschakelen voor een fractie van een seconde nog op een potentiaal van 330V zal staan werd een diode en een weerstand geselecteerd die deze spanning zeker zal aankunnen. Zo werd een grote 2512 SMD weerstand gekozen, welke bestand is tegen een spanning van 500V, en een diode die 800V kan sperren. De maximale stroom door de weerstand is hierbij ongeveer 215mA, terwijl deze door de diode ongeveer 6A is [28,29]. Met de hoge stroom die door de diode vloeit, werd bij het ontwerp van de printplaat eerst echter geen rekening gehouden. De aanpassing om de stroom te beperken wordt later uitgelegd in 6 Analyse van de volle brug invertor. 4.3.5 Ontkoppel condensatoren Het is absoluut noodzakelijk dat alle schakelelementen ontkoppeld worden met behulp van een condensator. Indien dit niet het geval is, zal de inschakelstroompiek deze stroom rechtstreeks uit de bron moeten halen. Tussen het schakelelement en de bron kan al snel een afstand van 15cm liggen. Door de grote afstand neemt de koperweerstand toe waardoor het 40

schakelelement een spanningsdip zal ondervinden tijdens de stroompiek. Vooral de optocouplers zijn hier gevoelig aan. Als de voedingspanning onder een bepaalde waarde komt zal deze immers uitschakelen. Dit kan een kortsluiting als gevolg hebben aangezien de PMOSFET inschakelt wanneer de optocoupler uitgeschakeld is. In Figuur 4.11 werd de uitgang- en voedingsspanning bij een testopstelling gemeten. Het bovenste meetresultaat stelt de voedingsspanning over een optocoupler voor die niet ontkoppeld is. De spanningspieken zijn hierbij groter dan 15V. Indien deze schakeling zwaarder belast wordt, komen de pieken meermaals voor. De herinschakeling van de optocoupler zorgt namelijk telkens opnieuw voor een spanningsdaling die de optocoupler mogelijks doet uitschakelen [26].

Figuur 4.11: Voedingsspanning van een optocoupler zonder ontkoppeling

Vervolgens werd een ontkoppelingscondensator van 220nF parallel over de voedingspinnen van de optocoupler geplaatst. Zoals te zien is in Figuur 4.12 zijn de spanningspieken over de voeding beduidend kleiner, ongeveer 1.5V. De ontkoppelingscondensator zal zich tijdens de stroompiek als stroombron gedragen. Het is aangeraden om deze zo dicht mogelijk bij het schakelelement te plaatsen. Aangezien de stroom ditmaal maar enkele millimeters moet afleggen zal de spanningsdaling veel kleiner zijn. Voor de ontkoppelingscondensator wordt geadviseerd om een keramische condensator te gebruiken. Deze heeft intern relatief hoge verliezen wat ervoor zorgt dat de piek geabsorbeerd wordt.

41

Figuur 4.12: Voedingsspanning van een optocoupler met ontkoppeling

4.3.6 Ontkoppelweerstanden De ontkoppelweerstanden die de primaire zijde van de optocouplers verbind met de common van de voedingsbron voorkomen zevende spanningen van de primaire zijde. Uit testen blijkt dat de optocouplers hier zeer gevoelig aan zijn. De controller die de optocouplers stuurt, is namelijk gevoed met een gescheiden voeding. Zonder aarding kan deze voeding elektrisch geladen worden waardoor deze op een hoger potentiaal komt te staan. In een droge omgeving kan het potentiaalverschil met de massa al snel meerdere kilovolts bedragen. Ondanks dat de optocouplers bestand zijn tegen een potentiaalverschil van maximaal 6000V, zijn er meerdere defect geraakt door een elektrostatische ontlading (ook wel bekend als ESD of Electrostatic Discharge). Dankzij de ontladingsweerstanden van 270kΩ kan het potentiaalverschil vereffend worden en terwijl blijven de stuurkring en de controller gescheiden van elkaar [26]. 4.3.7 Stroommeter Een stroomspoel of current transducer wordt in serie met de bron geplaatst. Deze wordt gebruikt om een elektronische stroommeting uit te voeren, dit terwijl de primaire zijde (hoog vermogen) galvanisch gescheiden is van het secundaire circuit (de controller). Op deze manier wordt de stroom gemeten die de converter en de sonotrode verbruiken. De uitgang van de current transducer is een spanningssignaal dat afhankelijk is van de stroomsterkte. De gekozen HXS 20-NP/SP30 current transducer van LEM kan een nominale stroom van 20A meten met 1% nauwkeurigheid en een reactietijd van minder dan 5µs. Zoals wordt weergegeven in Figuur 4.13 kan de nominale stroom worden aangepast naar 10A of 5A.

42

Figuur 4.13: Current transducer wikkelingen

Naarmate het aantal windingen vergroot wordt ook de nauwkeurigheid groter. De uitgangspanning van de transducer kan op de volgende wijze berekend worden: 0.625 ∗ Vref is hierbij de referentiespanning van het uitgangsignaal Vout. Als er geen stroom vloeit zullen deze twee spanningen gelijk zijn aan elkaar. Indien er interferentie op de koperbaan van deze signalen optreed, zullen beide signalen een zelfde spanningsverhoging of verlaging ondervinden. Het spanningsverschil tussen deze signalen blijft echter gelijk waardoor de meetwaarde betrouwbaar blijft [30]. Deze component is cruciaal om de resonantiefrequentie van de sonotrode te vinden. Indien de sonotrode niet in resonantie is, zullen de ultrasone trillingen elkaar immers tegen werken waardoor er vermogen in de sonotrode zal verloren gaan. Hierdoor zal deze opwarmen en kan deze zijn afgestelde resonantiefrequentie kwijt raken. Tijdens het opstarten zal de generator op verschillende frequenties metingen doen terwijl de sonotrode niet wordt belast. Zo wordt het stroomverbruik voor elke frequentie gekend. De frequentie met de kleinste stroom bepaalt vervolgens de resonantiefrequentie waarop zal gewerkt worden. Er wordt verondersteld dat de sonotrode enkele milliseconden nodig heeft om een trillingsfrequentie aan te nemen. Door de stroomspoel voor de brug en de condensatoren te plaatsen zal de gemiddelde stroom gemeten worden. De condensatoren zullen de stroompieken immers opnemen. Op deze manier wordt het eenvoudiger om de resonantiefrequentie van de sonotrode te bepalen vergeleken met wanneer de stroommeting na de transformator zou gebeuren. De datasheet van de current transducer is te vinden in Bijlage I Datasheets van de belangrijkste componenten.

43

4.4 Ferrietkern transformator Aan de uitgang van de invertor zal een ferrietkern transformator geplaatst worden. Zoals eerder werd aangehaald in 2.3.1 Elektrisch schema, is de ferrietkern transformator zeer geschikt om met hoge frequenties te werken. De ferrietkern transformator zal het blokvorming signaal afkomstig van de invertor omvormen naar een meer sinusvormig signaal. Bij een te steile flank is het namelijk mogelijk dat er harmonische trillingen optreden in de convertor en sonotrode. Het geleidelijke verloop van de sinusvorm zal dus een gunstig effect hebben op de convertor-opstelling en op de gegenereerde trillingen. Bijkomend zorgt de transformator er ook voor dat het elektrische signaal gescheiden wordt van het net. Aangezien de convertor, de booster en de sonotrode volledig uit metaal bestaan en aangeraakt zullen worden is dit een absolute vereiste. Op deze manier wordt elektrocutiegevaar immers voorkomen. De ferrietkern transformator werd aangekocht bij de Nederlandse firma AE Europe Transformatoren. In Bijlage G Gegevens van de ferrietkern transformator bevindt zich de datasheet van de transformator. Deze is ontworpen om een vermogen van 400W te leveren, dit bij een blokvormige primaire spanning van 630V (piek tot piek) en een duty cycle van 50%. De secundaire spanning wordt door de wikkelverhouding van

opgetransformeerd

naar 800V (piek tot piek). Aangezien het equivalente schema van de transformator gegeven is, kan er op de transformator gesimuleerd worden in LTspice. Door een kleine weerstand in serie met de bron te plaatsen kan de stroom worden gemeten. Het elektrisch schema van de meetopstelling staat afgebeeld in Figuur 4.14.

Figuur 4.14: Simulatieschema voor de ferrietkern transformator

44

Door de frequentie van de bron te laten oplopen van 5kHz tot 40kHz, kan de resonantiefrequentie van de transformator eenvoudig gevonden worden. Het signaal heeft hierbij een amplitude van maximaal 630V, minimaal 0V en een duty cycle van 50%. Het frequentiepunt waar het aantal decibel minimaal is, is de resonantiefrequentie. Zoals te zien is in Figuur 4.15 is deze frequentie ongeveer 15.7kHz. Dit wordt bevestigd in de datasheet van de ferrietkern transformator.

Figuur 4.15: Resonantiefrequentie van de onbelaste transformator

4.4.1 Bepaling van de afvlakcapaciteit Als een belasting van 250Ω wordt geplaatst aan de secundaire zal hier geen mooie sinusvormige spanning over komen te staan bij een frequentie van 35kHz. Dit is weergegeven in Figuur 4.16.

Figuur 4.16: Uitgangsspanning zonder afvlakcondensatoren

Om hier een vloeiend sinusvormig signaal van te maken zullen er afvlakcondensatoren in parallel met de verbruiker worden geplaatst. Door terug een frequentie sweep uit te voeren met verschillende capaciteiten werd een capaciteit gezocht waarbij de verzwakking minimaal is op precies 35kHz. Een capaciteit van 98nF blijkt hierbij de ideale waarde te zijn. Zoals te

45

zien is in Figuur 4.17, wordt ditmaal een zuivere sinusspanning gecreëerd aan de uitgang van de secundaire.

Figuur 4.17: Uitgangsspanning met een afvlakcondensator van 98nF

In de realiteit heeft de convertor waarschijnlijk zelf al een kleine capaciteit. Deze is echter niet gekend waardoor er in de praktijk testen moeten uitgevoerd worden met verschillende capaciteiten. Op de printplaat die voor de transformator zal worden ontworpen zal dan ook ruimte worden voorzien om meerdere condensatoren te plaatsen. De amplitude van deze sinusvorm is met 1100V een ideale maximale waarde. Het is namelijk onbekend welke spanning precies nodig is om 400W over te brengen van de sonotrode naar het te snijden materiaal. Door de duty cycle van het primaire signaal aan te passen kan de amplitude immers nog altijd worden verlaagd. Door testen met de sonotrode uit te voeren zal hier later meer over gekend zijn waarna een transformator met een geschikte wikkelverhouding kan worden besteld. 4.4.2 Keuze van de afvlakcondensatoren De condensatoren aan de secundaire moeten geschikt zijn om met een frequentie van 35kHz te werken, samen met een spanning van meer dan 1500V. Net zoals in 2.4 Signaalanalyse werd gemeten, zullen ook hier hoogstwaarschijnlijk spanningspieken optreden bij de start van de lasprocedure. Alleen de condensatoren met een keramisch of een polypropyleen diëlektricum komen voor deze spanning in aanmerking. Er werd gekozen om enkele polypropyleen condensatoren van 3.3nF en 10nF te kopen, welke bestand zijn tegen een spanning van 2kV. Op deze manier kan de capaciteit geleidelijk opgebouwd worden [12]. Tijdens het schrijven van deze thesis bleek echter dat deze aankoop een vergissing was. Indien er een wisselspanning over de condensatoren staat, verminderd de maximale spanning die hierover mag komen te staan namelijk drastisch. Zoals te zien is in Figuur 4.18 mag de

46

maximale effectieve spanning over de condensator bij een schakelfrequentie van 35kHz 700V zijn. Dit is dus een maximale amplitude van 700 ∗ √2

990 . Tijdens het testen werd dit

echter niet opgemerkt aangezien de maximale spanning tijdens het testen lager was dan 990V. Alleen de keramische condensatoren zijn dus geschikt om bij een frequentie van 35kHz op spanningen te werken die hoger zijn dan 1500V [31].

Figuur 4.18: Maximale amplitude over de 2kV polypropyleen condensator

Na het onderzoeken van de datasheets van de condensatoren in de AGM35-600P-230-B2 ultrasoon generator bleek hier ook een tekortkoming in te zitten. In het elektrisch schema in Bijlage B is de condensator van 4.7nF, die parallel staat met de primaire zijde van de transformator, bestand tegen een gelijkspanning van 400V. De effectieve spanning bij 35kHz mag echter maximaal 220V bedragen, de maximale amplitude bedraagt dus 311V. Aangezien de uitgangsspanning van de H-brug een amplitude heeft van ongeveer 315V, zit de condensator dus net over zijn maximum. Aangezien piekspanningen hier nog niet in rekening worden gebracht, is het aan te raden om een de condensator te plaatsen met een hogere maximale amplitude.

4.5 Ontwerp van de volle brug invertor printplaat Het ontwerp van de volle brug invertor printplaat is een stuk complexer dan het ontwerpen van de vorige printplaat: de stroomvoorziening. Door de complexere schakeling is het moeilijker om alle componenten optimaal te plaatsen. Bijkomend moeten, net zoals bij het voorgaande ontwerp, de koperbanen met een verschillend potentiaal terug zo geplaatst dat er 6mm ruimte tussen is. Om zoveel mogelijk plaats te besparen is het verstandig om componenten die op hetzelfde potentiaal staan te groeperen. De schakeling laat echter niet toe om de high en low side componenten in twee groepen te verdelen. De high side en low side

47

MOSFETs zijn namelijk met elkaar verbonden door de H-brug opstelling. High en low gescheiden houden zou er voor zorgen dat één van de high side uitgangen een omslachtig lange verbinding zou hebben met de low side uitgang. Er werd vervolgens gekozen om de high side componenten, welke op een potentiaal van 315V staan, in het centrum van het bord te plaatsen. Om interferentie te vermijden worden de optocouplers op het linker uiteinde geplaatst. Dit terwijl de koperbanen die een grote stroom zullen voeren, zoals de voedingsbanen en de uitgang van de H-brug, zoveel mogelijk rechts op het bord worden geplaatst. Aangezien high en low redelijk symmetrisch staan op het bord worden de externe voedingen links in het centrum geplaatst, dicht bij de optocouplers. Zoals eerder vermeld, worden de ontkoppelcondensatoren zo dicht mogelijk bij de voedingspinnen van de schakelelementen geplaatst. Om ervoor te zorgen dat componenten die mogelijks veel warmte ontwikkelen dit ook kunnen afvoeren, worden ze aan hun pinnen voorzien van een extra groot kopervlak. Dit is duidelijk zichtbaar in Figuur 4.19, bij de SMD MOSFET drivers. Aangezien dit een halve brug is, kan hier tijdens het testen mogelijks een kortsluiting optreden. Om te voorkomen dat de componenten op zo een moment meteen oververhit geraken, is er aan de uitgang van de MOSFETs een groot kopervlak voorzien. De ruimte hiervoor is beschikbaar aangezien er minstens 6mm ruimte zit tussen de high en de low side MOSFET en hun aansturing. Ook bij de optocouplers, de vermogen MOSFETs, de gate weerstand en diode werd een groter kopervlak voorzien om de warmtegeleiding van deze componenten te verbeteren.

48

Figuur 4.19: Printplaat van de volle brug invertor

Het bord werd over het volledige oppervlak voorzien van een grondvlak dat is verbonden met de aarding. Dit grondvlak heeft een isolatieafstand van 6mm met alle koperbanen. Uitgezonderd de banen naar de optocouplers hebben een isolatieafstand van 1mm, die zijn niet aan het net gekoppeld door de transformator die wordt gebruikt om de controller te voeden. Aangezien het stuurcircuit met ontkoppelingsweestanden naar het aardpotentiaal wordt getrokken, mag de isolatieafstand hier kleiner zijn. Het grondvlak moet ervoor zorgen dat geïnduceerde spanningen zoveel mogelijk hierin geabsorbeerd worden. Op deze manier wordt getracht om de interferentie op stuursignalen tot een minimum te herleiden. Foto’s van de printplaat zijn terug te vinden in Bijlage F Printplaat van de volle brug invertor. Aangezien meerdere optocouplers defect zijn geraakt in de testfase door ESD werd er gedacht om IC-voetjes te voorzien voor de optocouplers. Indien er nog defect zouden geraken, kunnen deze snel vervangen worden. Aangezien dit kan zorgen voor slechte contacten en omdat het probleem van de ESD was opgelost na het plaatsen van de ontkoppelweerstanden leek dit echter overbodig.

49

Nadat alle componenten op de invertor printplaat werden geplaatst, kon deze getest worden. Om de invertor te laten functioneren, moet eerst een testprogramma worden geschreven. Het programma, de programmeermethode en de verscheidene mogelijkheden worden in hoofdstuk 5: Aansturing door de controller besproken.

50

5 AANSTURING DOOR DE CONTROLLER Zoals eerder vermeld zal een controller gebruikt worden om de ultrasoon generator te laten functioneren. Er zal eerst een testprogramma worden ontworpen om de invertor printplaat mee uit te testen. Hierbij moet het mogelijk zijn om instellingen, zoals de duty cycle en de frequentie, handmatig aan te passen. Om te kunnen communiceren met de controller zal een eenvoudige interface worden ontworpen met enkele schakelaars.

5.1 Minimale specificaties Om de invertor aan te sturen moet de controller zeker aan enkele minimale eisen voldoen: 

Aangezien de invertor een signaal van 35kHz moet kunnen schakelen met een regelbare duty cycle, bijvoorbeeld tot 10%, dan moeten de uitgangen pulsen kunnen schakelen aan een frequentie van 350kHz;



meerdere in- en uitgangen hebben om met de interface te communiceren en om een LCD of enkele signalisatie LED’s en het inschakelrelais aan te sturen;



minstens 2 analoge ingangen zijn nodig voor de stroommeting, eventueel kan er nog een extra analoge ingang nodig zijn om later ook spanningsmetingen uit te voeren;

Het zou positief zijn als de controller een realtime verbinding kan maken met een computer. Zo kan de technieker op een vlotte manier eventuele fouten corrigeren door metingen op te vragen en instellingen aan te passen.

5.2 De controller Op aanraden van de interne promotor werd de Cypress CY8CKIT-049-42xx PSoC (Programmable System-on-Chip) aangekocht. Dit is een controller ter waarde van 4.39€ met een open source software. Door de gratis software zijn er online veel voorbeeld programma’s te vinden. Zo zijn er bij de community van de Element14 site 100 verschillende voorbeelden beschikbaar, allemaal voor de PSoC. Hierdoor is het voor een leek mogelijk om in slechts enkele uren (en met enkele aanpassingen) met de PSoC een bericht te schrijven naar een lcdscherm. De programmataal van de PSoC is “C”, deze wordt echter gecombineerd met een grafische programmeertaal dewelke te vergelijken is met LabVIEW. Het voordeel hiervan is dat een programmablok zoals de generatie van een PWM signaal in enkele seconden kan worden geïntegreerd en gekoppeld aan een uitgang. Met de programmataal is het vervolgens mogelijk om deze PWM waarden op te vragen, aan te passen, …. Verder zijn er kloksignalen

51

beschikbaar tot 24MHz om bijvoorbeeld de PWM aan te sturen. De 30 poorten kunnen zowel in- alsook uitgangen voorstellen. Dit zou zeker voldoende moeten zijn. Bijkomend is het bij meerdere pinnen mogelijk om deze analoog aan te sturen of uit te lezen. De controller wordt gevoed met een 5V USB voeding, maar kan ook rechtstreeks over de Vdd en GND pinnen van een voeding worden voorzien. Deze controller werkt echter ook uitstekend op met de 3.3V voedingspanning van de stroomvoorziening. Zoals eerder werd aangehaald in 3.4 Analyse van de voedingsprintplaat, werd de 3.3V spanningsregelaar nadien vervangen door een 5V spanningsregelaar. Het gebruikte PC1602ARS-CWA-A-Q lcd-scherm van Powertip Corporation werkt namelijk alleen bij een voedingsspanning van 5V. Op deze manier kan het scherm eenvoudig gevoed worden door de pinnen op de controller. Dit is dus een uitstekende controller om de volle brug invertor mee aan te sturen [32,33]. 5.2.1 In‐ en uitgangen In de PSoC bestaat er de mogelijkheid om de poorten op verschillende manieren te schakelen. Software matig is het voor elke pin namelijk mogelijk om de “Drive Mode” in te stellen [34]. De verschillende keuzes hierbij zijn:

Figuur 5.1: Drive modes van de controller poorten

Voor de interface drukknoppen zullen de poorten worden ingesteld op resistive pull down. De drukknoppen worden hierbij gevoed met de Vcc voedingsspanning van de controller. Bij het uittesten van de controller is het handig de poorten als resistive pull up te configureren en LED’s hier rechtstreeks op aan te sluiten ter signalisatie. Voor de aansturing van de optocouplers zal uiteindelijk de instelling strong drive gebruikt worden aangezien hier al een weerstand is voorzien om de stroom te beperken.

52

5.3 Het testprogramma Zoals eerder aangehaald wordt eerst een testprogramma ontworpen om de invertor aan te sturen. Met dit programma zal het mogelijk zijn om met behulp van de interface zowel de duty cycle, de frequentie alsook de lastijd aan te passen. Uiteindelijk zou ook nog een definitief

programma

worden

geschreven dat

de

frequentie

automatisch

op

de

resonantiefrequentie van de sonotrode afstelt. Door tijdsgebrek was dit niet meer haalbaar. 5.3.1 Grafisch programma Het grafisch programma is weergegeven in Figuur 5.3. Ondanks dat één PWM module zeer geschikt is om twee verschillende kanalen complementair aan te sturen en de duty cycle aan te passen, is het gegenereerde signaal niet bruikbaar voor de invertor. Zoals te zien is in Figuur 5.2, is dit signaal niet symmetrisch verdeeld. Vanaf wanneer de duty cycle kleiner is dan 50% wordt duidelijk dat de twee signalen op tijdstip 0 en 10 gelijktijdig worden geschakeld. De tijd tussen de twee pulsen wisselt hierbij dus van een bepaalde wachttijd naar helemaal geen tijd.

Figuur 5.2: Gegenereerd PWM-signaal met duty cycle < 50%

Zoals te zien is in het grafisch testprogramma in Figuur 5.3, zijn meerdere PWM modules gebruikt om de invertor aansturing te genereren. De twee PWM modules worden gebruikt om elk een zijde van de H-brug te sturen. Aangezien de low side MOSFETs per halve brug altijd gelijktijdig ingeschakeld zijn, kan hiervoor één signaal gebruikt worden. Doordat Timer1 de PWM-functieblokken afzonderlijk opstart, de ene onmiddellijk en de andere precies een halve frequentie later, wordt een symmetrisch signaal gevormd. Dit ook bij een duty cycle die kleiner is dan 50%. De bootloadable module is aanwezig om het mogelijk te maken om het programma te uploaden / te bootloaden naar de controller. De Char_LCDmp module is afkomstig van de Element14 community en wordt gebruikt om informatie op het LCD scherm weer te geven [32]. Het principe van dit programma wordt duidelijk gemaakt met de flowchart weergegeven in Figuur 5.4.

53

De instelbare tijd, frequentie en duty cycle worden rechtstreeks aangepast vanuit de Cprogrammacode. Ook de gegevens die het lcd-scherm weergeeft wordt door deze code bepaald. Het geschreven programma wordt in 5.3.2 Programmacode nader toegelicht.

54

Figuur 5.3: Grafisch programma

55

Figuur 5.4: Flowchart principe van het testprogramma

5.3.2 Programmacode De programmacode maakt het mogelijk om de interface drukknoppen op een eenvoudige manier de verschillende instellingen van de functieblokken aan te passen. Ook met het lcdscherm kan op een overzichtelijke manier worden gecommuniceerd. Bij het opstarten van het bord moeten eerst alle functieblokken worden geactiveerd, dit gebeurd tijdens de initialisatie meteen nadat de voeding is opgekomen. Vervolgens worden de verschillende variabelen aangemaakt. Deze worden onder andere gebruikt om verschillende gegevens van de functieblokken aan te passen tijdens het programma, maar ook om limieten te stellen aan bijvoorbeeld de frequentie en de duty cycle. De volgende variabelen gebruikt: 

Periode: Deze waarde wordt toegekend aan de verschillende PWM-functieblokken. Aan de module is namelijk een kloksignaal verbonden van 24MHz, de snelste klok op 56

het bord. Aangezien de PWM modules elk verantwoordelijk zijn voor één zijde van de H-burg, zullen deze één keer per frequentieperiode van 35kHz een puls uitsturen naar de optocouplers. Bij een kloksignaal van 24MHz is dit voor de PWM module gelijk aan

685.71 pulsen van de klok. Bij een PWM-periode van 686 wordt 34985.4

vervolgens een frequentie van

bekomen. Het is mogelijk om

deze variabele met de interface te incrementeren en te decrementeren. Aangezien het bord een maximale kloksnelheid heeft van 24MHz betekent dit dat de 35kHz signaal 51

in stappen van ongeveer 

zal veranderen;

Min_periode & max_periode: De minimale en maximale periode worden gebruikt om het frequentiebereik van de PWM-functieblokken te beperken. In de beschrijving van de thesis werd gedefinieerd dat de frequentie met ongeveer 500Hz mag afwijken. De minimale periode wordt hierdoor afgesteld op periode wordt ingesteld op



.

.

696, terwijl de maximale

676;

Compare & duty: De variabele compare wordt geschreven naar de PWMfunctieblokken. Dit is vergelijkbaar met het instellen van de duty cycle. Aangezien de compare-waarde ter verhouding staat van de variabele periode, wordt deze waarde berekend door periode te vermenigvuldigen met de variabele duty. De laatstgenoemde kan opnieuw worden ingesteld met de interface om zo de duty cycle van het uitgangssignaal te laten variëren;



Min_duty & max_duty: net zoals bij Min_periode & max_periode het geval is, worden deze variabelen gebruikt om de grenzen van de duty cycle vast te leggen. Deze worden gekozen op 10% en 49%. Er wordt hierbij bewust voor 49% gekozen en geen 50%, om te voorkomen dat de signalen elkaar zouden overlappen;



Weld_Time: Zoals de naam het al zegt, wordt deze variabele gebruikt om de lastijd in ms te definiëren. Deze waarde bepaald wanneer Timer2 een uitschakelpuls zal geven. Aangezien het inschakelrelais eerst inschakelt en het lassen pas 100ms later start worden 100ms de ingestelde waarde.

De waarden zoals Min_duty & max_duty kunnen in principe ook worden vervangen door een constante. Aangezien deze waarden meerdere keren in het programma voorkomen, is het echter comfortabeler om dit bij de initialisatie te definiëren. Indien er wijzigingen moeten gebeuren, hoeft men op deze manier niet in het programma zelf te zoeken om alle veranderingen door te voeren. Het testprogramma van de controller is hieronder weergegeven in 5.3.2.1 Het testprogramma.

57

5.3.2.1 Het testprogramma /* ======================================== * * Copyright HUPICO - Olivier Nemegeer, 2015 * All Rights Reserved * * Testing program for the invertor * Ultrasonic Generator V1 * * ======================================== */ #include <project.h> int main() { /* Initialisatie bij de opstart van het bord */ PWM_Start(); PWM1Delay_Start(); PWM2_Start(); PWM2Delay_Start(); Timer1_Start(); Timer2_Start(); LCD_Start(); // Het LCD display opstarten, leegmaken LCD_ClearDisplay(); LCD_Position(0,0); // De cursor links vanboven zetten LCD_PrintString("US Generator V1"); // De programmaversie weergeven CyDelay(1500); // Wachttijd van 1500ms int16 periode = 686, min_periode = 676, max_periode = 696, compare, Weld_Time = 1000; int8 periode_step = 1; // Verschillende variabelen definiëren float duty =0.15, min_duty = 0.10, max_duty = 0.49, duty_step = .01 ; for(;;) { compare = periode * duty; PWM_WriteCompare (compare), PWM2_WriteCompare (compare); PWM_WritePeriod (periode), PWM2_WritePeriod (periode); Timer1_WritePeriod(periode/2); LCD_Start(); LCD_Position(0,0); LCD_PrintString("Fr:"); LCD_PrintNumber(24000000/periode); LCD_PrintString("Hz d:"); LCD_PrintNumber((duty*100)); LCD_PrintString("% "); LCD_Position(1,0); LCD_PrintString("Va:"); LCD_PrintNumber(Current_out_Read()); LCD_PrintString("V A:"); LCD_PrintNumber((Current_out_Read()Current_ref_Read())*16); CyDelay (100); /* Wijzigen van de dutycycle met SW1 en SW5*/ if (duty > min_duty && SW5_Read() > 0) duty -= duty_step; if (SW1_Read() > 0 && duty < max_duty) duty += duty_step; /* Wijzigen van de periode met SW2 en SW4 */ if (SW4_Read() != 0 )

58

{ periode -= periode_step; if (periode < min_periode) periode = min_periode; } if (SW2_Read() != 0 ) { periode += periode_step; if (periode > max_periode) periode = max_periode; } /* Weergeven van de lastijd door SW2 en SW4 gelijktijdig in te drukken*/ while (SW4_Read() !=0 && SW2_Read() !=0) { LCD_ClearDisplay(); LCD_Position(0,0); LCD_PrintString("Weld time: "); LCD_Position(1,0); LCD_PrintNumber(Weld_Time); LCD_PrintString("ms"); /* wijzigen van de lastijd door SW2 en SW4 gelijktijdig in te drukken, samen met SW1 of SW5 */

}

}

}

if (SW1_Read() != 0) Weld_Time += 100; if (SW5_Read() !=0) Weld_Time -= 100; CyDelay (50); Timer2_WritePeriod(Weld_Time + 100); /*100ms extra voor het sluiten van het relais */

/* [] END OF FILE */

59

6 ANALYSE VAN DE VOLLE BRUG INVERTOR Nu de invertor en het testprogramma afgewerkt zijn, kan eindelijk worden uitgetest of dat de invertor werkelijk ook kan functioneren.

6.1 Testen met een vermogensweerstand als last Om het bord niet meteen een zware last te geven als belasting werd eerst een regelbare weerstand van 1kΩ aan de uitgang geplaatst. Na de eerste keer een voedingsspanning van 15V over de invertor printplaat te plaatsen, was het al een hele opluchting dat er nergens een rookontwikkeling ontstond. Nadat de controller werd ingeschakeld, konden de eerste metingen plaatsvinden. De fouten die werden aangetroffen worden hieronder toegelicht. 6.1.1 Slechte connectie met de gateweerstand Uit de eerste meting bleek al meteen dat zich er ergens op de printplaat een fout bevond. Zoals te zien is in Figuur 6.1 werkt één zijde van de H-brug zoals het hoort, terwijl de andere het moeilijk heeft om in te schakelen.

Figuur 6.1: Defect bij inschakelen van de negatieve brug

Na het spanningsverloop te meten over de verschillende MOSFET poorten, bleek dat de gate van de eerste (bovenaan op het bord) high side N-MOSFET niet naar het 0V potentiaal werd getrokken. Vgs van deze MOSFET is weergegeven in Figuur 6.2. De fout moet dus ergens bij de low side SMD MOSFET te vinden zijn. Toch bleek de gate drive optocoupler hiervan correct te werken, ook aan de gate werd de juiste spanning gemeten. Pas na uitvoerig testen bleek dat de schakeling correct functioneerde als de meting over de low side SMD gate gebeurde. De gesoldeerde weerstand gaf namelijk een slecht contact als hier geen druk werd op uitgeoefend.

60

Figuur 6.2: Incorrect Vgs spanningsverloop high side N-MOSFET 1

Later zouden alle weerstand van dit type weerstand vervangen worden. De lange dunne weerstand heeft een zeer klein soldeerbaar oppervlak en is daardoor heel moeilijk te solderen. Bijkomend ontstaat er hierdoor een kans dat deze aan één soldeerzijde los komt nadat deze opwarmt. Er wordt aangeraden om weerstanden van het type minimelf te gebruiken, deze zijn makkelijker te solderen en zijn bestand tegen een hogere spanning. Nadat de weerstand werden vervangen werden de metingen in Figuur 6.3 genomen. Bij de linker figuur werd een duty cycle van 25% ingesteld, terwijl deze voor de rechter figuur een waarde van 49% heeft. De uitgang van de invertor werd hierbij belast met een weerstand van 150Ω. De invertor vormt op dit moment voor het eerst een gelijkspanning van 25V om naar een blokvormige wisselspanning met een amplitude van 25V

Figuur 6.3: Uitgangsspanning na vervangen van de gateweerstanden

6.1.2 Te hoge piekstromen door de optocouplers Het volgende probleem deed zich voor vanaf wanneer de spanning 45V overschreed. Bij hogere spanningen gingen tijdens het schakelen soms enkele optocoupler kapot. Zoals eerder werd vermeld in 4.3.4 Gate weerstand en diode werd een diode over de gateweerstand geplaatst met de bedoeling om de MOSFET snel uit te doen schakelen. Hierbij werd aanvankelijk geen rekening gehouden dat de piekstromen mogelijks groter kunnen zijn dan de

61

maximale stroompiek van 3A die de optocouplers kunnen leveren. Volgens de simulaties kunnen deze oplopen tot 6A. Ondanks dat het onwaarschijnlijk is dat de MOSFET poorten bij lage testbelasting en een spanning van amper 50V een piekstroom van meer dan 3A vragen, leek dit een mogelijke oorzaak te kunnen zijn van de defecten. Om de maximale stroom te beperken tot 1A is er in serie met de diode een kleine weerstand van 13Ω geplaatst. Op Figuur 6.4 is het spanningsverloop van de high side N-channel MOSFET gate te zien. Tijdens het uitschakelen is hierbij duidelijk zichtbaar dat de diode bij een spanning die lager is dan 1V niet meer in geleiding is. De spanning zakt hierna minder snel aangezien de stroom nu door de weerstand van 68Ω moet vloeien.

Figuur 6.4: Spanningsverloop aan de high side N-MOSFET gate

6.1.3 Zwevende spanningen door gescheiden regelbare voeding Later bleek dat de optocouplers kapot gingen door een elektrostatische ontlading van de regelbare voeding. Ondanks dat het stuurcircuit is uitgerust met ontkoppelingsweerstanden, is dit niet het geval bij het vermogencircuit. De ontworpen voeding is in principe namelijk een eenvoudige gelijkrichter welke altijd rechtstreeks is verbonden met het net. Tijdens het uittesten van de printplaat werd deze echter gevoed met een regelbare bron. En deze is wel door middel van een transformator van het net en van de aarde gescheiden. Op deze manier kon het vermogencircuit op een hoger potentiaal komen te staan waarna een ESD optrad over één van de high side optocouplers. Dit probleem werd opgelost door een weerstand te plaatsen tussen de 0V voeding en de aarding. 6.1.4 Bijkomende ontkoppel condensator Bij een spanning van 50V werden echter alweer problemen ervaren. De regelbare spanningsbron gaat op dit moment in stroombeperking wat wijst op een kortsluiting. Op de linker afbeelding in Figuur 6.5 is te zien dat de uitgangspanning van de brug bij 50V bijzonder volatiel verloopt. Op de rechter afbeelding zijn de pulsen vergroot weergegeven.

62

Figuur 6.5: Kortsluiting door het wegvallen van het stuursignaal

De eerste trilling is hierbij afkomstig door het gelijktijdig schakelen van de high en de low side MOSFETs. Aangezien een gelijkaardig probleem zich voordien heeft voorgedaan bij de ontwerpfase van het elektrisch schema, werd dezelfde oplossingsmethode toegepast. Namelijk het plaatsen van keramische condensatoren gebruiken om de optocoupler voedingen te ontkoppelen. Uit de linker afbeelding in Figuur 6.6 kan afgeleid worden, dat de optocouplers mogelijks optocouplers uitschakelen door een te grote spanningsval. Deze spanning zakt hier duidelijk meermaals onder de 7V die nodig is om de uitgang hoog te houden [26]. Tijdens de metingen waar de kortsluitingen voorkwamen gebeurde het geregeld dat de controller vastliep. Het grafische programma bleef altijd functioneren, de interface blokkeerde echter en de informatie op het lcd-scherm werden niet meer bijgewerkt. Aangezien deze onderdelen alleen in de programmatekst wordt aangesproken blijkt dat alleen de C-code hierbij vastliep. Om interferentie te vermijden werd de controller daarom in doos gestoken met een elektrostatische afscherming.

Figuur 6.6: Spanningsverloop van de voedingsspanning van de optocouplers

Keramische condensatoren van 330nF en 4.7µF werden in parallel geplaatst met de huidige polyester film condensatoren. Het resultaat hiervan is te zien op de rechter afbeelding in Figuur 6.6.

63

6.1.5 Invoeren van een dode tijd tijdens het schakelen Ondanks dat de toegevoegde ontkoppelingscondensatoren een zeer positief hebben op de voedingsspanning van de optocouplers, kon de spanning amper met 5V verhoogd worden. Hierboven kwamen er terug gelijkaardige kortsluitingen voor. Aangezien tijdens het schakelen nog altijd kortstondig een kortsluiting optreedt, kan worden afgeleid dat de gate weerstand en diode niet voldoende zijn om ervoor te zorgen dat de ene MOSFET is uitgeschakeld voordat de andere begint in te schakelen. Dit kan eventueel worden opgelost door de gate weerstand te vergroten. De correcte weerstandswaarde vinden is echter een tijdrovend trial-and-error proces. Een snellere oplossing is om softwarematig een dode tijd in te stellen tussen het schakelen. In de twee PWM modules werd de dode tijd cyclus ingesteld op 15 pulsen. Voor één periode wordt de dode tijd hierdoor

0.625μ .

Het probleem leek hierdoor alvast verbeterd te zijn. De kortsluitingen kwamen hierna pas voor vanaf 80V maar in veel mindere mate voor. Zoals te zien is in Figuur 6.7 is het mogelijk om een vrijwel storingloze blokgolf te creëren bij een spanning van 80V.

Figuur 6.7: Uitgangsspanning na invoeren van dode tijd

6.1.6 Storing door probe meting aan high side of uitgang brug Als er echter op een bredere tijdsbasis wordt gemeten, is te zien dat de kortsluitingen nog steeds voorkomen. Op de rechter afbeelding in Figuur 6.8 is hier een patroon in te herkennen dat zich elke 10ms herhaald, de frequentie van een gelijkgerichte netfrequentie. De oplossing hiervoor werd duidelijk toen bleek dat de spanning probleemloos kon worden opgevoerd zolang er geen metingen werden uitgevoerd aan de uitgang van de invertor. De standaard probe van de oscilloscoop is hier de oorzaak van de storingen. Zoals eerder werd aangegeven in 3.5 Testresultaten bij de stroomvoorziening kan dit probleem eenvoudig worden opgelost door middel van een differentieel probe.

64

Figuur 6.8: Storing wegens de standaard probe

6.1.7 Stroomlus die voor interferentie zorgt De linker afbeelding van Figuur 6.9 toont aan dat de uitgangsspanning veel soepeler verloopt dankzij het gebruik van de differentieel probe. Er kan ook worden opgemerkt dat er in de negatieve spanningen veel meer storingen voorkomen dan in de positieve spanningen. De oorzaak hiervan bleek een stroomlus te zijn. In het ontwerp is de voeding van de low side optocouplers namelijk met de source van beide vermogen MOSFETs verbonden. Hierdoor ontstaat een lus waar een stroom kan vloeien en die de piekspanningen over de optocouplers veroorzaakt. Nadat deze lus werd verwijderd is er zowel aan de positieve en de negatieve zijde een vrijwel symmetrische blokvormige spanning te zien.

Figuur 6.9: Uitgangsspanning voor en na de lus verwijdering

6.1.8 Interferentiespanning over de diodeweerstand Op de voorgaande figuur is er bij het inschakelen van de high side is er nog altijd een spanningspiek te zien. Zoals eerder werd aangehaald werd een weerstand van 13Ω in serie geplaatst met de diode om de stroom te beperken tot 1A. Na metingen bleek echter dat deze weerstand ervoor zorgt dat er een gate-spanning kan worden geïnduceerd die groter is dan de doorlaatspanning van de diode. De inschakelpulsen van de high side MOSFETs creëren namelijk interferentiespanning op de koperbaan naar de gate. Als deze spanning een waarde 65

bereikt die hoger is dan 3V is het mogelijk dat de MOSFET ongewild inschakelt waarna een kortsluiting wordt veroorzaakt. Dit wordt aangetoond in Figuur 6.10, de metingen stellen (in dalende volgorde) voor: 

Gate spanning van de high side MOSFET die wordt ingeschakeld;



Gate spanning van de low side MOSFET die interferentie ondervindt;



Inschakelspanning van de belasting (300Ω).

De low side MOSFET gate spanning loopt hier op tot 10V, waarna de korsluiting de hevige trillingen veroorzaakt.

Figuur 6.10: Brug kortsluiting door gate interferentie

Over de diode staat op dit moment een spanning van ongeveer 0.8V. De opgewekte spanning staat echter voornamelijk over de diodeweerstand. Een mogelijke oplossing is om te kiezen voor en optocoupler die zeker de stroompieken aankan, de weerstand in serie met de diode verwijderen. Hierdoor kan de gatespanning niet hoger dan de doorlaatspanning van de diode. Aangezien een sterkere optocoupler niet voorhanden was, werd de serieweerstand van alle MOSFET poorten verkleind naar een minimale waarde van 3.3Ω. Op deze manier zal de uitschakel stroompiek maximaal 2.9A bedragen. Om de interferentiespanningen te dempen, werd een keramische condensator van 5nF verbonden met de gate en massa van de low side optocouplers. Het resultaat is weergegeven in Figuur 6.11. Bij een voedingsspanning van 150V en een belasting van 400Ω reduceren deze componenten de geïnduceerde spanningen tot maximaal 2.5V.

66

Figuur 6.11: Spanningsverloop Vgs een 3Ω diodeweerstand en gatecapaciteit van 5.6nF

6.1.9 Aanpassingen in het testprogramma na testen met de volle brug invertor Na het bestureren van Figuur 6.10 blijkt dat de high side vermogen MOSFET gelijktijdig uitschakelt met de low side vermogen MOSFET. Dit is ook de oorzaak van de spanningspiek die te zien bij het inschakelen van de low side MOSFET in Figuur 6.11. Dit wordt veroorzaakt omdat de twee low side optocouplers gestuurd worden met één signaal. Er bevindt zich dan wel een dode tijd tussen de signalen van de high en de low side optocouplers. Het uitschakelen van de high side SMD MOSFET kan de high side vermogen MOSFET niet uitschakelen. Hiervoor moet de low side SMD MOSFET eerst ingeschakeld worden. Aangezien de low side MOSFETs gelijktijdig aangestuurd worden, zal de low side vermogen MOSFET sneller inschakelen dan de high side vermogen MOSFET zal uitschakelen. De low side wordt immers rechtstreeks gestuurd door de optocoupler, terwijl de high side moet wachten tot de SMD MOSFET inschakelt. De signalen van de twee low side MOSFETs moet bijgevolg gescheiden worden met een dode tijd ertussen. De SMD MOSFET mag gelijktijdig uitschakelen met de vermogen MOSFET. Deze moet echter na het high side signaal en voor het low side signaal van de vermogen MOSFET opkomen. Het aangepaste stuurprogramma met 6 stuursignalen is te vinden in Bijlage H Grafisch programma versie 2. Het low side SMD signaal is met een OF-poort verbonden met het low side vermogen MOSFET signaal, de SMD moet immer altijd ingeschakeld zijn als de low side vermogen MOSFET is ingeschakeld. De andere OF-poort ingang is afkomstig van het high side signaal De stijgende flank van dit signaal wordt met behulp van een PWM module 183ns vertraagd. Zoals te zien is in Figuur 6.12 wordt de low side SMD hierdoor na het high side

67

signaal en voor het low side vermogen MOSFET signaal ingeschakeld. De metingen stellen (in dalende volgorde) de volgende signalen voor: 

High side drive MOSFET signaal;



low side drive MOSFET signaal;



low side vermogen MOSFET signaal

Figuur 6.12: High & low SMD en low vermogen MOSFET signalen met dode tijd

Zoals te zien is in Figuur 6.13 is het nu mogelijk om met de invertor een ohmse belasting te schakelen bij een voeding van 150V, zonder dat er opvallend grote pieken ontstaan aan de gate van de MOSFET.

Figuur 6.13: Succesvol schakelen van een ohmse belasting bij een 150V voedingsspanning

68

6.2 Testen met de pulstransformator als last Uit de voorgaande analyse kan worden afgeleid dat het, na enkele verbeteringen mogelijk is om een wisselspanning te genereren bij de maximale voedingspanning van de regelbare bron (150V) en met een weerstand als belasting. Aangezien hierbij geen problemen meer worden ondervonden is dit een goed moment om de pulstransformator voor het eerst aan te sturen. Om te voorkomen dat een dure sonotrode opstelling bij ongeluk wordt verwoest zal eerst een weerstand van 300Ω als belasting worden genomen. Een eerste meting die werd uitgevoerd aan de secundaire van de transformator is te zien in Figuur 6.14. Ondanks dat er werd geschakeld met een lage voedingsspanning van 15V is het duidelijk dat afvlakcondensatoren hier noodzakelijk zijn.

Figuur 6.14: Uitgangsspanning transformator bij 300ohm en geen capaciteit

6.2.1 Secundair spanningsverloop bij 20nF belasting van 300Ω Zoals werd verwacht is het mogelijk om de amplitude van het secundaire signaal te verhogen naarmate de duty cycle wordt vergroot. Dit wordt aangetoond in Figuur 6.15. De volle brug invertor werd hierbij gevoed met een constante spanning van 20V. Uit de figuur kan worden afgeleid dat de uitgangsamplitude de volgende waarde aanneemt bij een duty cycle van: 

15%: 20V



25%: 24V



35%: 40V



49%: 45V

Ondanks dat capaciteit parallel met de weerstand nog maar 20nF bedraagt(tegenover de berekende 98nF) wordt de amplitude hierdoor al ruim verdubbeld bij een duty cycle van 49%.

69

Figuur 6.15: Amplitude regeling pulstransformator

6.2.2 Kortsluiting over de brug door interferentie Eenmaal de spanning wordt opgedreven naar 30V en de duty cycle hoger is dan 25% krijgt de omvormer terug last van kortsluitingen. Vgs van de low side vermogen MOSFET (links) en low side SMD MOSFET (rechts) zijn weergegeven in Figuur 6.16.

Figuur 6.16: Ongewenst inschakelen van de low side MOSFETs

Aangezien dit zeer hoogfrequente trillingen zijn, is dit waarschijnlijk interferentie die wordt opgewekt tijdens het schakelen van de transformator. Mogelijks worden deze hoge frequenties niet worden geabsorbeerd in de voordien geplaatste condensatoren met poten.

70

Tussen de condensator en de gate zit namelijk een leiding van enkele centimeters. Om deze trillingen te absorberen werden keramische SMD condensatoren met een capaciteit van 330pF rechtstreeks op de gate en de source pinnen van de driver MOSFETs geplaatst. Deze kleine condensatoren zouden zeker in staat moeten zijn om deze trillingen te absorberen. Dit was echter niet het geval. Na meerdere metingen uit te voeren bleek dit inderdaad interferentie te zijn die afkomstig is van de transformator. Zoals is weergegeven in Figuur 6.17 zit de interferentie deze keer gesupponeerd op het stuursignaal van de controller.

Figuur 6.17: Interferentie op het stuur circuit

De interferentie wordt voornamelijk opgewekt bij het inschakelen van de high side MOSFETs. Aangezien hierna de optocoupler wordt ingeschakeld, schakelt ook de low side MOSFET in. De kortsluitstroom die hierdoor optreedt, wordt vervolgens begrensd door de regelbare bron waardoor vervolgens de MOSFETs uitschakelen. Eenmaal de interferentie is verdwenen, schakelt de high side MOSFET terug in waarna de interferentie cyclus opnieuw begint. Om dit probleem op te lossen moet dus alleen de eerste inschakelinterferentie worden gedempt. Deze is immers de oorzaak van de opeenvolgende kortsluitingen. De storing kan op verschillende manieren worden gedempt. Zo kan de transformator of de invertor volledig in gepakt worden in een geaard metalen omhulsel. Hierdoor zijn de stuursignalen afgeschermd van interferentie. Verder kunnen ook kleine keramische condensatoren aan de ingang van de optocouplers worden geplaatst om de geïnduceerde piekspanningen te absorberen. Eventueel kunnen ook haakse, horizontale connectoren gebruikt worden in plaats van verticale zodat de connectoren geen rechtopstaande antenne vormen.

71

6.2.3 Resultaten na het afschermen van de transformator Om tijd te besparen werd er met de aanwezige onderdelen een oplossing bedacht. De transformator werd afgeschermd door deze in een antistatische zak te plaatsen. Ondanks dat dit geen optimale oplossing is, kon de maximale voedingsspanning worden opgevoerd naar 50V (bij elke duty cycle). Zoals te zien is in de linker afbeelding van Figuur 6.18, is de interferentie op de gate van de low side MOSFET beperkt tot 4V. Op de rechter afbeelding is te zien dat dit nog steeds te wijten is aan interferentie op het controllercircuit.

Figuur 6.18: Resultaat na het afschermen van de transformator

Om de interferentie op het controllercircuit te dempen, werden er keramische condensatoren van 330pF op de ingangspinnen van de controller gesoldeerd. Desondanks zorgde dit er niet voor dat de voedingsspanning kon worden opgevoerd. Uiteindelijk werd opgemerkt dat er zich een spanningspiek voordeed na het uitschakelen van de high side MOSFETs. Deze is zowel in de bovenstaande figuur alsook in Figuur 6.17 te zien. Dit verschijnsel is te wijten aan de transformator, bij een ohmse belasting is hiervan immers geen sprake. De stroomverandering, die wordt veroorzaakt door het schakelen van de MOSFETs, wordt namelijk tegengewerkt door de transformator. De spanningsopbouw is hierbij waarschijnlijk te wijten aan de dode tijd. Na het uitschakelen van de high side MOSFET is er gedurende ±420ns geen enkele MOSFET ingeschakeld. Dit heeft als gevolg dat de energie, afkomstig van de transformator, nergens heen kan waardoor een spanning wordt opgebouwd. Zoals wordt aangetoond in Figuur 6.19, is het wel mogelijk om het volledige duty cycle bereik af te lopen bij 50V. Bij een belasting van 200Ω is de uitgangsamplitude hierdoor regelbaar tussen 40V en 110V. Bij een belasting van 400Ω loopt deze amplitude op tot 145V. 72

Figuur 6.19: Amplitude bij verschillende duty cyclussen

Om de hoogfrequente piekspanningen, die ontstaan tijdens het schakelen te dempen, werden ferriet kralen in de primaire en de secundaire kring geplaatst. De impedantie van deze kralen is afhankelijk van de frequentie. Bij relatief lage frequenties, zoals de frequentie van de invertor, heeft de kraal een zeer lage impedantie (<0.1Ω). De hoge frequenties (van bijvoorbeeld de spanningspieken) zullen echter wel een hogere impedantie ondervinden. Er

73

werd gehoopt dat deze kralen de interferentie zou dempen, maar dit had weinig tot geen effect.

6.3 Testen met de convertor en sonotrode Zoals werd aangegeven in 2.4 Signaalanalyse van de AGM35-600P-230-B2, is de minimaal gemeten amplitude 165V. Aangezien de sonotrode voor het eerst is aangesloten, wordt de duty cycle stap voor stap naar de maximale waarde. Bij een duty cycle lager dan 40% is het merkbaar dat er een trilling ontstaat. Door de lage amplitude kan de converter echter geen groot vermogen overbrengen, waardoor de trilling bij een geringe hoeveelheid druk verdwijnt. Bij een duty cycle van 49% is dit niet het geval. De eerste las werd namelijk uitgevoerd op mijn vinger. De opgewekte amplitude is wel nog te klein om plastic te lassen. Figuur 6.20 toont het primaire en secundaire spanningsverloop bij de start (bovenste figuren) en het einde (onderste figuur) van een lasprocedure. De voedingsspanning is op dit moment 50V en de duty cycle 49%.

Figuur 6.20: Spanningsverloop met de sonotrode als belasting

Op de linker afbeelding wordt aangetoond dat hier amper sprake is van een inschakelpiek. De maximale amplitude heeft éénmalig een waarde van 186V waarna deze stabiliseert op 150V.

74

De kleine inschakelpiek en de snelle stabilisatie zijn een opmerkelijke verbetering vergeleken met de metingen die werden gedaan op de onderzochte generator in 2.4 Signaalanalyse van de AGM35-600P-230-B2.

6.4 Mogelijke verbeteringen voor de tweede invertor Indien een tweede versie van de volle brug invertor printplaat wordt ontworpen, kunnen nog verbeteringen worden uitgewerkt door de stroomvoerende banen zo dicht mogelijk bij elkaar te plaatsen. Aangezien de stromen in tegengestelde richting vloeien, zullen de geïnduceerde spanningen elkaar tegenwerken. De interferentie wordt op deze manier gedeeltelijk gedempt.

75

7 CONCLUSIE Het doel van deze thesis was om een ultrasoon generator te ontwerpen. Om de werking van het ultrasoon snijden en lassen te achterhalen, werd eerst een onderzoek uitgevoerd op de AGM35-600P-230-B2 generator van Rinco Ultrasonics. Vervolgens werd zelf een stroomvoorziening ontworpen om de toekomstige generator te voeden. Hierna werden de verschillende mogelijkheden onderzocht om een volle brug invertor te ontwerpen, ook de verschillende manieren om deze brug te besturen, werden onder de loep genomen. Hierna begon het ontwerp van de eerste invertor schakeling. Bij de testen op een breadbord (bij een spanning van maximaal 50V) konden verbeteringen snel worden doorgevoerd. Zodra het elektrisch schema op punt stond, werd de printplaat van de volle brug invertor ontworpen en besteld. Om de mogelijkheden van de invertor printplaat uit te testen werd een testprogramma geschreven voor de PSoC controller. We hebben vastgesteld dat er zich meerdere fouten in deze printplaat bevonden. Na een uitvoerig metingen uit te voeren over de verschillende componenten, werd de oorzaak van de fout steeds gevonden en opgelost. Ondanks alle fouten begon de invertor na elke aanpassing merkbaar beter te functioneren. Het is momenteel mogelijk om een zuivere blokvormige wisselspanning met een amplitude van 150V te genereren bij een ohmse belasting. Indien de pulstransformator is aangesloten aan de invertor, mag de voedingsspanning echter niet meer dan 50V bedragen. Bij hogere spanningen ontstaat er namelijk te veel interferentie die de MOSFETs ongewild zal inschakelen, met kortsluitingen als gevolg. De amplitude van de secundaire kan momenteel maximaal 150V bedragen. Hierbij is het opgewekte signaal veel stabieler vergeleken met dat van de bestudeerde generator. Ondanks de lage voedingspanning is het mogelijk om met de sonotrode een laag vermogen-las uit te voeren. Om de opstelling volledig af te werken, moet eerst de oorzaak van de interferentie worden gedempt. De oorzaak hiervan ligt voornamelijk bij het in- en uitschakelen van de transformator. Het moet mogelijk zijn om de invertor te laten werken op de voorziene voedingsspanning van 320V. Als de invertorproblemen zijn opgelost, moet het controllerprogramma nog bijgewerkt worden zodat de resonantiefrequentie automatisch gekozen wordt. Hiervoor moet de stroomuitlezing en een frequentie sweep in het programma nog worden geïmplementeerd. We kunnen ook concluderen dat het mogelijk is om de ultrasoon generator later op te bouwen uit 2 verschillende modules. Aangezien de invertor een zeer groot frequentiebereik heeft zal deze altijd gebruikt worden als schakelmodule om een signaal met eender welke frequentie op

76

te wekken. Om het mogelijk te maken dat de invertor zowel 20kHz alsook 40kHz sonotrodes kan aansturen, kunnen de pulstransformatoren op modules geplaatst worden. Elke transformatormodule kan hierbij een andere frequentie hebben. Door transformatormodules uit te wisselen moet het mogelijk zijn om met één invertor, meerdere sonotrodes met verschillende frequenties aan te sturen. Zo zal een firma die de ene dag met een sonotrode van 20kHz moet lassen, terwijl het later die dag een sonotrode van 35kHz nodig heeft, zeker voordeel halen uit een modulaire ultrasone generator. Dit idee moet in de toekomst echter nog verder worden uitgewerkt.

77

8 BIBLIOGRAFIE [1] Plastics

Technology.

(2005,

December)

Close-Up

on

Technology.

[Online].

http://www.ptonline.com/articles/top-50-update

[2] Rinco Ultrasonics AG. (2008, Augustus) US welding technology. Powerpoint.

[3] Rinco Ultrasonics AG. (2010, Juni) Generator Module AGM20/30/35/40/50/70. Pdf document.

[4] Wikimedia

Foundation.

(2014,

Oktober)

Ultrasoon

lassen.

[Online].

http://nl.wikipedia.org/wiki/Ultrasoon_lassen

[5] AmCraft

RF

Welding.

(n.d.)

Ultrasonic

Welding

Technique.

[Online].

http://www.amcraftrfwelding.com/ultrasonic-welding-technique/

[6] Belsonic.

(n.d)

Principles

of

Ultrasonics.

[Online].

http://belsonic.agates.be/index.php/en/operation-principals/principles-of-ultrasonics

[7] Aeson.

(n.d.)

Oplossingen

voor

ultrasoon

snijden.

[Online].

http://www.ultrasoonsnijden.nl/nl/

[8] Rinco Ultrasonics AG, POWER UNIT type A1 V1.2, 2003, Printplaat Ultrasoon generator AGM35-600P-230-B2.

[9] Won-Top Electronics. (2002) KBPC15 High current bridge rectifier. Datasheet.

[10] Schaffner. (2011, Mei) Pulse Transformer with double secundairy winding. Datasheet.

[11] Wikimedia

Foundation.

(2014,

Mei)

Ferriet.

[Online].

http://nl.wikipedia.org/wiki/Ferriet_(magneet)#Ferrietkernen

78

[12] Farnell

(België)

NV.

(2015,

Maart)

Farnell

elektronica

winkel.

[Online].

http://be.farnell.com/drivers-interfaces

[13] Maxim Integrated Products, Inc. (2003, Juni) Understanding Common-Mode Signals. [Online]. http://pdfserv.maximintegrated.com/en/an/AN2045.pdf

[14] Schurter electronic componants. (2014, Juli) 1-Phase Line Filters for PCB Mounting. Datasheet.

[15] Panasonic. (n.d.) 16A Power Relay. Datasheet.

[16] Multicomp. (2011, Juli) Bridge Rectifier. Datasheet.

[17] N. Mrmak, P. V. Oorschot and J. Pustjens. (2013) Film Capacitor. [Online]. http://www.capacitorguide.com/film-capacitor/

[18] "Veiligheid," Elektuur, vol. 29, no. 302, p. 9, Dec 1988.

[19] Freddy

Alferink.

(2009,

November)

Oscilloscoop

probes.

[Online].

http://meettechniek.info/instrumenten/scopeprobes.html

[20] Vishay Siliconix. (2013, Maart) E Series Power MOSFET. Datasheet.

[21] Wayne

Storr.

(2015,

Maart)

Basic

Electronics

Tutorials.

[Online].

http://www.electronics-tutorials.ws/category/transistor

[22] J. Pollefliet, Invertoren, 7th ed. Gent, België: Academia Press, 2011.

[23] F. Coste, "Brushless motorcontroller," Elektor Electronics, pp. 27-28, Februari 2006.

[24] Aavid Thermalloy. (2015, Maart) Length Correction Considerations. [Online]. http://www.aavid.com/thermal-tools/length-correct

79

[25] Bart Stegers. (2003, November) Module 4: Koelplaatberekeningen. Pdf document.

[26] Fairchild Semiconductor Corporation. (2011, Februari) High Speed MOSFET Gate Driver Optocoupler (FOD3182). Datasheet.

[27] Vishay Semiconductors. (2012, Oktober) MOSFET Driver (FOD3120). Datasheet.

[28] Vishay General Semiconductor. (2013, Oktober) Standard Avalanche Surface Mount Rectifiers - AS1PK Diode. Datasheet.

[29] TT electronics. (2011, September) High Temperature Chip Resistor. Datasheet.

[30] LEM. (2014, December) Current Transducer HXS 20-NP/SP30. Datasheet.

[31] Vishay. (2008, Oktober) AC and Pulse Metallized Polypropylene Film Capacitors. Datasheet.

[32] Cypress and element14. (2013, Oktober) 100 Projects in 100 Days. [Online]. http://www.element14.com/community/message/75417/l/100-projects-in-100days#75417

[33] Cypress Semiconductor Corporation. (2015, Maart) Introducing PSoC 4 M-Series. [Online]. http://www.cypress.com/psoc4/?source=CY-ENG-HEADER

[34] Cypress Semiconductor Corporation. (2014, December) Input/Output Connections. Component Datasheet.

Bijlage A

TRILLING VERLOOP DOORHEEN DE OPSTELLING

Het sinusvormige signaal stelt hierbij de amplitude van de trilling voor.

80

81

Bijlage B

ELEKTRISCH

SCHEMA

VAN

DE

RINCO

ULTRASONICS AGM35‐600P ULTRASOON GENERATOR

82

83

Bijlage C

ELEKTRISCH

SCHEMA

VAN

DE

STROOMVOORZIENING

84

Bijlage D

PRINTPLAAT VAN DE STROOMVOORZIENING

85

86

Bijlage E

ELEKTRISCH SCHEMA VAN DE VOLLE BRUG

INVERTOR

87

88

Bijlage F

PRINTPLAAT VAN DE VOLLE BRUG INVERTOR

89

90

Bijlage G

GEGEVENS

VAN

DE

FERRIETKERN

TRANSFORMATOR

91

Bijlage H

GRAFISCH PROGRAMMA VERSIE 2

95

Bijlage I

DATASHEETS

VAN

DE

BELANGRIJKSTE

COMPONENTEN

96

SiHG22N60E www.vishay.com

Vishay Siliconix

E Series Power MOSFET FEATURES

PRODUCT SUMMARY VDS (V) at TJ max.

• • • • • •

650

RDS(on) max. at 25 °C ()

VGS = 10 V

0.18

Qg max. (nC)

86

Qgs (nC)

11

Qgd (nC)

24

Configuration

Single

Low Figure-of-Merit (FOM) Ron x Qg Low Input Capacitance (Ciss) Reduced Switching and Conduction Losses Ultra Low Gate Charge (Qg) Avalanche Energy Rated (UIS) Material categorization: For definitions please see www.vishay.com/doc?99912

APPLICATIONS TO-247AC

• • • •

Server and Telecom Power Supplies Switch Mode Power Supplies (SMPS) Power Factor Correction Power Supplies (PFC) Lighting - High-Intensity Discharge (HID) - Fluorescent Ballast Lighting • Industrial - Welding - Induction Heating - Motor Drives - Battery Chargers - Renewable Energy - Solar (PV Inverters)

D

G S D G S N-Channel MOSFET

ORDERING INFORMATION Package

TO-247AC

Lead (Pb)-free

SiHG22N60E-E3

Lead (Pb)-free and Halogen-free

SiHG22N60E-GE3

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS (TC = 25 °C, unless otherwise noted) PARAMETER Drain-Source Voltage Gate-Source Voltage

LIMIT

VDS

600

VGS

Gate-Source Voltage AC (f > 1 Hz) Continuous Drain Current (TJ = 150 °C)

SYMBOL

VGS at 10 V

TC = 25 °C TC = 100 °C

Pulsed Drain Currenta

ID IDM

Linear Derating Factor Single Pulse Avalanche

Energyb

Maximum Power Dissipation Operating Junction and Storage Temperature Range Drain-Source Voltage Slope

TJ = 125 °C

Reverse Diode dV/dtd Soldering Recommendations (Peak Temperature) c

for 10 s

± 20

UNIT V

30 21 13

A

56 1.8

W/°C

EAS

367

mJ

PD

227

W

TJ, Tstg

- 55 to + 150

°C

dV/dt

37 11 300

V/ns °C

Notes a. Repetitive rating; pulse width limited by maximum junction temperature. b. VDD = 50 V, starting TJ = 25 °C, L = 28.2 mH, Rg = 25 , IAS = 5.1 A. c. 1.6 mm from case. d. ISD  ID, dI/dt = 100 A/μs, starting TJ = 25 °C.

S13-0509-Rev. E, 11-Mar-13

Document Number: 91473 1 For technical questions, contact: [email protected] THIS DOCUMENT IS SUBJECT TO CHANGE WITHOUT NOTICE. THE PRODUCTS DESCRIBED HEREIN AND THIS DOCUMENT ARE SUBJECT TO SPECIFIC DISCLAIMERS, SET FORTH AT www.vishay.com/doc?91000

SiHG22N60E www.vishay.com

Vishay Siliconix

THERMAL RESISTANCE RATINGS PARAMETER

SYMBOL

TYP.

MAX.

Maximum Junction-to-Ambient

RthJA

-

62

Maximum Junction-to-Case (Drain)

RthJC

-

0.55

UNIT °C/W

SPECIFICATIONS (TJ = 25 °C, unless otherwise noted) PARAMETER

SYMBOL

TEST CONDITIONS

MIN.

TYP.

MAX.

UNIT

Static Drain-Source Breakdown Voltage VDS Temperature Coefficient Gate-Source Threshold Voltage (N) Gate-Source Leakage Zero Gate Voltage Drain Current

VDS

VGS = 0 V, ID = 250 μA

600

-

-

V

VDS/TJ

Reference to 25 °C, ID = 250 μA

-

0.71

-

V/°C

VGS(th)

VDS = VGS, ID = 250 μA

2

-

4

V nA

VGS = ± 20 V

-

-

± 100

VDS = 600 V, VGS = 0 V

-

-

1

VDS = 480 V, VGS = 0 V, TJ = 125 °C

-

-

10

IGSS IDSS

μA

-

0.15

0.18



gfs

VDS = 8 V, ID = 5 A

-

6.4

-

S

Input Capacitance

Ciss

1920

-

Coss

-

90

-

Reverse Transfer Capacitance

Crss

VGS = 0 V, VDS = 100 V, f = 1 MHz

-

Output Capacitance

-

6

-

Effective Output Capacitance, Energy Relateda

Co(er)

-

73

-

Effective Output Capacitance, Time Relatedb

Co(tr)

-

263

-

Qg

-

57

86

-

11

-

-

24

-

Drain-Source On-State Resistance Forward Transconductance

RDS(on)

VGS = 10 V

ID = 11 A

Dynamic

Total Gate Charge

pF VDS = 0 V to 480 V, VGS = 0 V

VGS = 10 V

Gate-Source Charge

Qgs

Gate-Drain Charge

Qgd

Turn-On Delay Time

td(on)

-

18

36

tr

VDD = 380 V, ID = 11 A, VGS = 10 V, Rg = 4.7 

-

27

54

-

66

99

-

35

70

f = 1 MHz, open drain

-

0.77

-

-

-

21

-

-

56

-

-

1.2

-

344

-

ns

-

5.3

-

μC

-

28

-

A

Rise Time Turn-Off Delay Time

td(off)

Fall Time

tf

Gate Input Resistance

Rg

ID = 11 A, VDS = 480 V

nC

ns



Drain-Source Body Diode Characteristics Continuous Source-Drain Diode Current

IS

Pulsed Diode Forward Current

ISM

Diode Forward Voltage

VSD

Reverse Recovery Time

trr

Reverse Recovery Charge

Qrr

Reverse Recovery Current

IRRM

MOSFET symbol showing the integral reverse p - n junction diode

D

A

G

S

TJ = 25 °C, IS = 11 A, VGS = 0 V TJ = 25 °C, IF = IS = 11 A, dI/dt = 100 A/μs, VR = 25 V

V

Notes a. Coss(er) is a fixed capacitance that gives the same energy as Coss while VDS is rising from 0 % to 80 % VDSS. b. Coss(tr) is a fixed capacitance that gives the same charging time as Coss while VDS is rising from 0 % to 80 % VDSS.

S13-0509-Rev. E, 11-Mar-13

Document Number: 91473 2 For technical questions, contact: [email protected] THIS DOCUMENT IS SUBJECT TO CHANGE WITHOUT NOTICE. THE PRODUCTS DESCRIBED HEREIN AND THIS DOCUMENT ARE SUBJECT TO SPECIFIC DISCLAIMERS, SET FORTH AT www.vishay.com/doc?91000

SiHG22N60E www.vishay.com

Vishay Siliconix

TYPICAL CHARACTERISTICS (25 °C, unless otherwise noted)

3 TOP 15 V 14 V 13 V 12 V 11 V 10 V 9V

60

TJ = 25 °C

ID = 11 A

RDS(on), Drain-to-Source On Resistance (Normalized)

ID, Drain-to-Source Current (A)

80

8V 40 7V 20

6V 5V

2.5 2 1.5

0.5

0 5

ID, Drain-to-Source Current (A)

40

10

20

20

25

0 - 60 - 40 - 20 0

30

TJ, Junction Temperature (°C)

Fig. 1 - Typical Output Characteristics

Fig. 4 - Normalized On-Resistance vs. Temperature

10 000 TJ = 150 °C

Ciss 7V

6V

1000

5V

10

Coss

100

VGS = 0 V, f = 1 MHz Ciss = Cgs + Cgd, Cds Shorted Crss = Cgd Coss = Cds + Cgd

Crss

10

0

1 0

10

5

20

15

25

30

0

VDS, Drain-to-Source Voltage (V)

200

100

300

400

500

600

VDS, Drain-to-Source Voltage (V) Fig. 5 - Typical Capacitance vs. Drain-to-Source Voltage

Fig. 2 - Typical Output Characteristics

24

VGS, Gate-to-Source Voltage (V)

60

ID, Drain-to-Source Current (A)

20 40 60 80 100 120 140 160

VDS, Drain-to-Source Voltage (V)

TOP 15 V 14 V 13 V 12 V 11 V 10 V 9V 8V

30

15

Capacitance (pF)

0

VGS = 10 V

1

50 40 30 TJ = 150 °C 20 TJ = 25 °C

10 0

VDS = 480 V VDS = 300 V VDS = 120 V

20 16 12 8 4 0

0

5

10

15

20

25

0

30

60

90

120

VGS, Gate-to-Source Voltage (V)

Qg, Total Gate Charge (nC)

Fig. 3 - Typical Transfer Characteristics

Fig. 6 - Typical Gate Charge vs. Gate-to-Source Voltage

S13-0509-Rev. E, 11-Mar-13

Document Number: 91473 3 For technical questions, contact: [email protected] THIS DOCUMENT IS SUBJECT TO CHANGE WITHOUT NOTICE. THE PRODUCTS DESCRIBED HEREIN AND THIS DOCUMENT ARE SUBJECT TO SPECIFIC DISCLAIMERS, SET FORTH AT www.vishay.com/doc?91000

FOD3182 3A Output Current, High Speed MOSFET Gate Driver Optocoupler Features

Applications

■ High noise immunity characterized by 50kV/µs (Typ.)

■ ■ ■ ■ ■

■ ■ ■

■ ■ ■ ■

■ ■ ■ ■ ■ ■ ■

common mode rejection @ VCM = 2,000V Guaranteed operating temperature range of -40°C to +100°C 3A peak output current Fast switching speed – 210ns max. propagation delay – 65ns max pulse width distortion Fast output rise/fall time – Offers lower dynamic power dissipation 250kHz maximum switching speed Wide VDD operating range: 10V to 30V Use of P-Channel MOSFETs at output stage enables output voltage swing close to the supply rail (rail-to-rail output) 5000Vrms, 1 minute isolation Under voltage lockout protection (UVLO) with hysteresis – optimized for driving MOSFETs Minimum creepage distance of 8.0mm Minimum clearance distance of 10mm to 16mm (option TV or TSV) Minimum insulation thickness of 0.5mm UL and VDE* 1,414 peak working insulation voltage (VIORM)

Plasma Display Panel High performance DC/DC convertor High performance switch mode power supply High performance uninterruptible power supply Isolated Power MOSFET gate drive

Description The FOD3182 is a 3A Output Current, High Speed MOSFET Gate Drive Optocoupler. It consists of a aluminium gallium arsenide (AlGaAs) light emitting diode optically coupled to a CMOS detector with PMOS and NMOS output power transistors integrated circuit power stage. It is ideally suited for high frequency driving of power MOSFETS used in Plasma Display Panels (PDPs), motor control inverter applications and high performance DC/DC converters. The device is packaged in an 8-pin dual in-line housing compatible with 260°C reflow processes for lead free solder compliance.

*Requires ‘V’ ordering option

Functional Block Diagram

Package Outlines

NC 1

8 VDD

ANODE 2

7 VO2

8

8 1

1

CATHODE 3

6 VO1

NC 4

5 VSS

8

Note: A 0.1µF bypass capacitor must be connected between pins 5 and 8.

©2010 Fairchild Semiconductor Corporation FOD3182 Rev. 1.0.9

8 1

1

www.fairchildsemi.com

FOD3182 — 3A Output Current, High Speed MOSFET Gate Driver Optocoupler

February 2011

LED

VDD – VSS “Positive Going” (Turn-on)

VDD – VSS “Negative Going” (Turn-off)

VO

Off

0V to 30V

0V to 30V

Low

On

0V to 7.4V

0V to 7V

Low

On

7.4V to 9V

7V to 8.5V

Transition

On

9V to 30V

8.5V to 30V

High

Pin Definitions Pin #

Name

Description

1

NC

2

Anode

3

Cathode

4

NC

Not Connected

5

VSS

Negative Supply Voltage

6

VO2

Output Voltage 2 (internally connected to VO1)

7

VO1

Output Voltage 1

8

VDD

Positive Supply Voltage

©2010 Fairchild Semiconductor Corporation FOD3182 Rev. 1.0.9

Not Connected LED Anode LED Cathode

www.fairchildsemi.com 2

FOD3182 — 3A Output Current, High Speed MOSFET Gate Driver Optocoupler

Truth Table

As per DIN EN/IEC 60747-5-2. This optocoupler is suitable for “safe electrical insulation” only within the safety limit data. Compliance with the safety ratings shall be ensured by means of protective circuits.

Symbol

Parameter

Min.

Typ.

Max.

Unit

Installation Classifications per DIN VDE 0110/1.89 Table 1 For Rated Mains Voltage < 150Vrms

I–IV

For Rated Mains Voltage < 300Vrms

I–IV

For Rated Mains Voltage < 450Vrms

I–III

For Rated Mains Voltage < 600Vrms

I–III

For Rated Mains Voltage < 1000Vrms (Option T, TS)

I–III

Climatic Classification

40/100/21

Pollution Degree (DIN VDE 0110/1.89)

2

CTI

Comparative Tracking Index

175

VPR

Input to Output Test Voltage, Method b, VIORM x 1.875 = VPR, 100% Production Test with tm = 1 sec., Partial Discharge < 5pC

2651

Input to Output Test Voltage, Method a, VIORM x 1.5 = VPR, Type and Sample Test with tm = 60 sec.,Partial Discharge < 5 pC

2121

VIORM

Max Working Insulation Voltage

1,414

Vpeak

VIOTM

Highest Allowable Over Voltage

6000

Vpeak

External Creepage

8

mm

External Clearance

7.4

mm

10.16

mm

0.5

mm

Case Temperature

150

°C

Input Current

25

mA

Output Power (Duty Factor ≤ 2.7%)

250

mW

109

Ω

External Clearance (for Option T or TS - 0.4” Lead Spacing) Insulation Thickness Safety Limit Values – Maximum Values Allowed in the Event of a Failure TCase IS,INPUT PS,OUTPUT RIO

Insulation Resistance at TS, VIO = 500V

©2010 Fairchild Semiconductor Corporation FOD3182 Rev. 1.0.9

www.fairchildsemi.com 3

FOD3182 — 3A Output Current, High Speed MOSFET Gate Driver Optocoupler

Safety and Insulation Ratings

Symbol

Parameter

Value

Units

TSTG

Storage Temperature

-40 to +125

°C

TOPR

Operating Temperature

-40 to +100

°C

Junction Temperature

-40 to +125

°C

260 for 10 sec.

°C

TJ TSOL

Lead Solder Temperature – Wave solder (Refer to Reflow Temperature Profile, pg. 22)

IF(AVG)

Average Input Current(1)

25

mA

IF(tr, tf)

LED Current Minimum Rate of Rise/Fall

250

ns

VR

Reverse Input Voltage

5

V

IOH(PEAK)

“High” Peak Output

Current(2)

3

A

IOL(PEAK)

“Low” Peak Output Current(2)

3

A

VDD – VSS

Supply Voltage

-0.5 to 35

V

VO(PEAK)

Output Voltage

0 to VDD

V

250

mW

295

mW

Dissipation(4)

PO

Output Power

PD

Total Power Dissipation(5)

Recommended Operating Conditions The Recommended Operating Conditions table defines the conditions for actual device operation. Recommended operating conditions are specified to ensure optimal performance to the datasheet specifications. Fairchild does not recommend exceeding them or designing to absolute maximum ratings.

Symbol

Value

Units

Power Supply

10 to 30

V

IF(ON)

Input Current (ON)

10 to 16

mA

VF(OFF)

Input Voltage (OFF)

-3.0 to 0.8

V

VDD – VSS

Parameter

©2010 Fairchild Semiconductor Corporation FOD3182 Rev. 1.0.9

www.fairchildsemi.com 4

FOD3182 — 3A Output Current, High Speed MOSFET Gate Driver Optocoupler

Absolute Maximum Ratings (TA = 25°C unless otherwise specified) Stresses exceeding the absolute maximum ratings may damage the device. The device may not function or be operable above the recommended operating conditions and stressing the parts to these levels is not recommended. In addition, extended exposure to stresses above the recommended operating conditions may affect device reliability. The absolute maximum ratings are stress ratings only.

Current Transducer HXS 20-NP/SP30 VC 2

For the electronic measurement of currents: DC, AC, pulsed..., with galvanic isolation between the primary circuit (high power) and the secondary circuit (electronic circuit).

IPN = 5 - 10 - 20 A

All Data are given with a RL = 10 kΩ

Electrical data IPN IPM VOUT GTH VREF RL ROUT CL V C IC

Primary nominal current rms Primary current, measuring range Analog Output voltage @ IP Theoretical sensitivity Reference voltage 1) Ouput voltage Ouput impedance Load impedance Load resistance Output internal resistance Capacitive loading (± 20 %) Supply voltage (± 5 %) 2) Current consumption @ VC = 5V

± 20 A ± 60 A VOE ± (0.625. IP/ IPN) V 0.625 V/ IPN 2.5 ± 0.025 V typ. 200 Ω ≥ 200 kΩ ≥ 2 kΩ < 5 Ω = 4.7 nF 5 V 19 mA

Accuracy - Dynamic performance data Accuracy 3) @ IPN , TA = 25°C Linearity error 0 .. IPN L 0 .. 3 x IPN TCVOE Temperature coefficient of VOE (+25.. 85°C) (-40.. +25°C) TCVREF Temperature coefficient of VREF (+25.. 85°C) (-40.. +25°C) TCVOE/VREFTemperature coefficient of VOE /VREF TCG Temperature coefficient of G VOE Electrical offset voltage @ IP = 0, TA = 25°C VOM Magnetic offset voltage @ IP = 0 after an overload of 3 x IPN tra Reaction time to 10 % of IPN step tr Response time to 90 % of IPN step di/dt di/dt accurately followed Vno Output voltage noise (DC .. 10 kHz) (DC .. 1 MHz) BW Frequency bandwidth (- 3 dB) 4)

X

ε

≤ ± 1 % ≤ ± 0.5 % ≤ ± 1 % ≤ ± 0.4 mV/K ≤ ± 0.525 mV/K ≤ ± 0.01 %/K ≤ ± 0.015 %/K ≤ ± 0.15 mV/K ≤ ±0.07% of reading//K VREF ± 0.0125 V < ± 1.2 < 3 < 5 > 50 < 20 < 40 DC .. 50

% µs µs A/µs mVpp mVpp kHz

General data TA TS m

Ambient operating temperature Ambient storage temperature Mass Standards

- 40 .. + 85 °C - 40 .. + 85 °C 10 g EN 50178: 1997

Notes : 1) It is possible to overdrive VREF with an external reference voltage between 1.5V - 2.8V providing its ability to sink or source approximately 5 mA. 2) Maximum supply voltage (not operating) < 6.5 V 3) Excluding offset and Magnetic offset voltage. 4) Small signal only to avoid excessive heatings of the magnetic core. 120416/19

Features ●● Hall effect measuring principle ●● Multirange current transducer through PCB pattern lay-out ●● Galvanic isolation between primary and secondary circuit ●● Isolation test voltage 3500 V ●● Low power consumption ●● Extremely low profile < 11 mm ●● Single power supply + 5 V ●● Fixed offset & sensitivity ●● Isolated plastic case recognized according to UL 94-V0.

Special feature ●● Designed to avoid heating.

Advantages ●● Small size and space saving ●● Only one design for wide current ratings range ●● High immunity to external interference ●● Internal & external reference.

Applications ●● AC variable speed drives and servo motor drives ●● Static converters for DC motor drives ●● Battery supplied applications ●● Uninterruptible Power Supplies (UPS) ●● Switched Mode Power Supplies (SMPS) ●● Power supplies for welding applications.

Application domain ●● Industrial.

LEM reserves the right to carry out modifications on its transducers, in order to improve them, without prior notice.

Page 1/3

www.lem.com

Current Transducer HXS 20-NP/SP30 Isolation characteristics Vd dCp dCI CTI

Rms voltage for AC isolation test, 50 Hz, 1 min Creepage distance Clearance distance Comparative Tracking Index (group I)

3.5 > 5.5 > 5.5 > 600

kV mm mm V

Applications examples According to EN 50178, IEC 61010-1 standards and following conditions: ●● Over voltage category OV 3 ●● Pollution degree PD2 ●● Non-uniform field

EN 50178

IEC 61010-1

Single isolation

600 V

600 V

Reinforced isolation

300 V

150 V

According to UL508 standard and following conditions: Max.Voltage 600V ●● Over voltage category OV 3 ●● Pollution degree PD2

Safety

This transducer must be used in electric/electronic equipment with respect to applicable standards and safety requirements in accordance with the manufacturer’s operating instructions.

Caution, risk of electrical shock When operating the transducer, certain parts of the module can carry hazardous voltage (eg. primary busbar, power supply). Ignoring this warning can lead to injury and/or cause serious damage. This transducer is a build-in device, whose conducting parts must be inaccessible after installation. A protective housing or additional shield could be used. Main supply must be able to be disconnected.

Page 2/3

120416/19

LEM reserves the right to carry out modifications on its transducers, in order to improve them, without prior notice.

www.lem.com

Dimensions HXS 20-NP/SP30 (in mm)

Required connection circuit

Number of primary turns

1

2

4

Primary current

nominal IPN [ A ]

maximum IP [ A ]

20

60

10

30

5

15

Mechanical characteristics ●● General tolerance ●● Transducer fastening & connection of primary jumper ●● Transducer fastening & connection of secondary

Primary resistance

Primary insertion inductance

RP [ mΩ ]

LP [ µH ]

0.05

0.029

0.2

1

Recommended PCB connections

IN

1

3

5

7

2 1

4 3

6 5

8 7

OUT

IN

2 1

4 3

6 5

8 7

OUT

IN

2

4

6

8

OUT

0.12

0.46

Recommended PCB hole ± 0.2 mm 8 pins □ 1.2 mm (corner R 0.4mm) 4 pins 0.5 x 0.25 mm

●● Primary PCB hole ●● Secondary PCB hole

Remarks

Ø 1.5 mm Ø 0.7 mm

●● VOUT is positive when IP flows from terminals 1,3, 5, 7 (IN) to terminals 2, 4, 6, 8 (OUT). ●● Temperature of the primary conductor should not exceed 100°C.

Page 3/3

120416/19

LEM reserves the right to carry out modifications on its transducers, in order to improve them, without prior notice.

www.lem.com