ČESKÉ VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V PRAZE

ČESKÉ VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V PRAZE FAKULTA ELEKTROTECHNICKÁ KATEDRA MĚŘENÍ

Magnetometr s miniaturními senzory fluxgate DIPLOMOVÁ PRÁCE

Autor:

Michal Janošek

Vedoucí práce:

prof. Ing. Pavel Ripka, CSc.

Praha, květen 2007

PDF vytvořeno zkušební verzí pdfFactory www.fineprint.cz

Poděkování

Tímto bych chtěl poděkovat všem, kteří realizaci této diplomové práce napomohli, ať už radou, nebo přímo skutkem. Především všem členům skupiny magnetických měření, a především Ing. Janu Kubíkovi, Ph.D. za přivedení k tématu diplomové práce a vedoucímu prof. Ing. Pavlu Ripkovi, CSc. za dozor a odbornou diskuzi nad její realizací. V neposlední řadě patří poděkování mým rodičům, kteří mě v celém úsilí, nehledě na výsledky, podporovali.


Magnetometr s miniaturními senzory fluxgate

M.Janošek

Anotace Cílem této diplomové práce byla konstrukce 3–osého magnetometru s miniaturními senzory fluxgate, s analogovým výstupem a napájením z baterií. Práce shrnuje současné koncepce magnetometrů a principy jejich funkce. Dále detailně popisuje vývoj nového miniaturního fluxgate senzoru, který byl v magnetometru použit. Je popsán princip činnosti magnetometru, včetně elektroniky pro buzení fluxgate senzoru a zpracování jeho výstupního signálu. Uvedeno je programové vybavení magnetometru a konfigurace měřících systémů pro jeho charakterizaci. Magnetometr i senzor jsou charakterizovány z hlediska citlivosti, teplotní stability, linearity a šumových hodnot, dosažené parametry jsou diskutovány v kontextu předchozích výsledků.

Summary The goal of this diploma thesis was to develop and construct a 3-axis fluxgate magnetometer using miniature sensors. Principles of magnetic field measurements and actual concepts of magnetometers are discussed. Further, the construction of new miniature fluxgate sensor is described, which allowed to decrease of power consumption of magnetometer. The principle of operation is described, as well as the excitation and signal extraction electronics. The software and also the measurement system is described. The parameters of the magnetometer and sensor are evaluated, and further discussed in the context of recently achieved results.



M.Janošek

Prohlášení

Prohlašuji, že jsem diplomovou práci „Magnetometr s miniaturními senzory fluxgate“ vypracoval samostatně a použil k tomu úplný výčet citací použitých pramenů, které uvádím v seznamu přiloženém k diplomové práci.

Nemám námitky proti půjčování, zveřejnění a dalšímu využití práce, pokud s tím bude souhlasit Katedra měření.

V Praze dne 25. května 2007

..................................................... podpis



M.Janošek

OBSAH: 1.

ÚVOD..........................................................................................................................................................3

2.

TEORETICKÝ ZÁKLAD ..........................................................................................................................4

3.

2.1.

VÝVOJ POZNATKŮ O MAGNETISMU .........................................................................................................4

2.2.

FYZIKÁLNÍ NÁHLED MAGNETISMU ..........................................................................................................4

2.3.

DYNAMICKÝ ROZSAH MAGNETICKÝCH POLÍ ............................................................................................7

2.4.

MAGNETICKÉ POLE ZEMĚ ......................................................................................................................8

2.4.1.

Původ magnetického pole Země ....................................................................................................8

2.4.2.

Magnetosféra, změny magnetického pole Země .............................................................................9

2.4.3.

Rozložení geomagnetického pole.................................................................................................10

2.5.

PRINCIPY MĚŘENÍ MAGNETICKÉHO POLE ...............................................................................................11

2.6.

SENZORY PRO MĚŘENÍ MAGNETICKÉHO POLE ........................................................................................12

2.6.1.

Hallovy senzory..........................................................................................................................12

2.6.2.

Anizotropní magnetorezistory AMR.............................................................................................13

2.6.3.

Indukční senzory.........................................................................................................................14

2.6.4.

Senzory na rezonančních principech ...........................................................................................18

KONCEPCE FLUXGATE MAGNETOMETRŮ.....................................................................................19 3.1.

4.

TYPY A KONFIGURACE SENZORŮ ..........................................................................................................19

3.1.1.

Vacquierovo uspořádání.............................................................................................................19

3.1.2.

Toroidní senzory.........................................................................................................................19

3.1.3.

Senzory s jádrem race-track........................................................................................................20

3.2.

DRUHY A ZPŮSOBY BUZENÍ ..................................................................................................................21

3.3.

ZPRACOVÁNÍ SIGNÁLU SENZORU ..........................................................................................................22

3.3.1.

Matematický popis výstupního napětí fluxgate senzoru ................................................................22

3.3.2.

Zpracování ve frekvenční oblasti.................................................................................................23

3.3.3.

Zpracování v časové oblasti........................................................................................................24

3.4.

ČINNOST V UZAVŘENÉ ZPĚTNÉ VAZBĚ ..................................................................................................24

3.5.

METODY KOMPENZACE MĚŘENÉHO POLE ..............................................................................................26

3.6.

VYBRANÉ TOVÁRNÍ VÝROBKY A JEJICH PARAMETRY .............................................................................27

KONSTRUKCE MAGNETOMETRU .....................................................................................................28 4.1.

ZÁKLADNÍ KONCEPCE ..........................................................................................................................28

4.2.

PCB FLUXGATE SENZORY ....................................................................................................................29

4.2.1.

Senzory IIA, IIB..........................................................................................................................29

4.2.2.

Vývoj senzoru IIIA ......................................................................................................................30

4.3.

NÁVRH DRŽÁKU SENZORŮ ...................................................................................................................33

4.4.

REALIZACE BUDÍCÍHO OBVODU ............................................................................................................36

4.4.1.

Řídící část ..................................................................................................................................37

-1-


Magnetometr s miniaturními senzory fluxgate 4.4.2. 4.5.

5.

M.Janošek

Výkonová část ............................................................................................................................39

REALIZACE DETEKČNÍ ČÁSTI ................................................................................................................40

4.5.1.

Vstupní část................................................................................................................................41

4.5.2.

Spínané integrátory ....................................................................................................................41

4.5.3.

Řídící část ..................................................................................................................................44

4.6.

SOFTWAROVÁ REALIZACE ....................................................................................................................45

4.7.

MECHANICKÉ PROVEDENÍ MAGNETOMETRU..........................................................................................47

MĚŘENÍ PARAMETRŮ MAGNETOMETRU.......................................................................................49 5.1.

DEFINICE A METROLOGIE .....................................................................................................................49

5.1.1.

Citlivost, linearita.......................................................................................................................49

5.1.2.

Šum............................................................................................................................................50

5.1.3.

Stabilita offsetu...........................................................................................................................51

5.1.4.

Teplotní stabilita ........................................................................................................................51

5.1.5.

Měřící systém pro stanovení citlivosti,offsetu a linearity ..............................................................53

5.2.

CITLIVOST, LINEARITA MAGNETOMETRU ..............................................................................................55

5.2.1.

Závislost citlivosti, offsetu a linearity na budícím proudu ............................................................55

5.2.2.

Citlivost a linearita magnetometru..............................................................................................59

5.3.

ŠUMOVÉ CHARAKTERISTKY .................................................................................................................61

5.3.1.

Vyhodnocení vlivu regulace amplitudy budícího proudu..............................................................61

5.3.2.

Šum magnetometru .....................................................................................................................61

5.3.3.

Stabilita offsetu...........................................................................................................................63

5.4.

TEPLOTNÍ STABILITA ...........................................................................................................................65

5.4.1.

Vliv elektroniky magnetometru....................................................................................................65

5.4.2.

Vliv senzoru................................................................................................................................68

5.5.

DISKUZE VÝSLEDKŮ ............................................................................................................................70

5.6.

DOSAŽENÉ PARAMETRY MAGNETOMETRU ............................................................................................71

6.

ZÁVĚR......................................................................................................................................................72

7.

POUŽITÁ LITERATURA........................................................................................................................73

8.

PUBLIKAČNÍ ČINNOST.........................................................................................................................74

9.

SEZNAM PŘÍLOH:..................................................................................................................................75

-2-



M.Janošek

1. Úvod Magnetismus jako jev byl již ve starověkém Řecku a Číně využíván při jeho nejstarší aplikaci – v navigaci využitím kompasu. Magnetická měření se však započala plně rozvíjet až v 19. století, díky objevení fyzikálních zákonů provazujících elektrické a magnetické pole. V současné době jsou realizována magnetometry na různých principech, pokrývají celou škálu aplikací v oborech lidské činnosti – od družicového mapování geomagnetického pole až po aplikaci při vyhledávání magnetických cílů (např. nevybuchlé munice), detekci přiblížení apod. Princip činnosti magnetometru a jeho dosažitelné vlastnosti přímo závisí od použitého senzoru magnetického pole a požadovaného měřícího rozsahu. Nejvíce rozšířené jsou v současné době senzory na principu Hallova jevu, ty jsou však málo lineární a především trpí teplotní nestabilitou. S objevem magnetorezistivního jevu se stále rozšiřují aplikace anizotropních magnetorezistorů AMR, jejich teplotní nestabilita je ale značná. Nejlepších výsledků při měření v rozsahu geomagnetického pole (± 50 μT) dosahují senzory magnetoindukční, ačkoliv se řadí mezi nejstarší principy měření magnetického pole. Mezi ně patří např. detekční cívky, a především od 30. let 20. století senzory fluxgate. Jejich výhodou je vysoká linearita, nízký teplotní součinitel citlivosti i offsetu a snadné zapojení ve zpětné vazbě, umožňující zlepšení parametrů magnetometru. Nevýhodou fluxgate senzorů je však nutnost precizního mechanického provedení a zhoršování jejich parametrů při miniaturizaci, přinášející také zvýšenou spotřebu elektrické energie. Pokud však požadujeme přesná, časově a teplotně stabilní měření, realizovaná v běžném teplotním rozsahu, je nutné fluxgate sondy v magnetometru

použít.

Detailní

přehled

principů

činnosti

magnetometrů

uveden

v kapitole 2.5, užívané konstrukce fluxgate magnetometrů shrnuje kapitola 3. Cílem a náplní diplomové práce je konstrukce 3-osého přenosného magnetometru s miniaturními fluxgate senzory, včetně vývoje senzoru nového typu, který umožní snížení jeho spotřeby. Magnetometr je konstruován pro rozsah geomagnetického pole, důraz na jeho požadované vlastnosti je kladen především co do teplotní stability a nízkého příkonu, kterého se dosahuje pulsním buzením fluxgate senzorů. Součástí řešení je, za pomocí vytvořeného programového vybavení, detailní charakterizování samotného senzoru a ověření základních charakteristik magnetometru, tj. citlivosti, linearity, šumu a teplotní stability.

-3-



M.Janošek

2. Teoretický základ 2.1.

Vývoj poznatků o magnetismu

Existence magnetických pólů a jejich silová interakce byla popsána až ve 13. století, Gilbert r. 1600 publikuje myšlenku Země jako permanentního magnetu, zavádí pojem severní a jižní pól. Prvním fyzikálně popsaným projevem magnetického pole byla síla mezi póly permanentních magnetů. Ucelená teorie magnetismu se započala rozvíjet až s prokázáním existence magnetického pole vyvolaného proudem ve vodiči na poč. 19 století. Ampére rozvinul Oerstedovo pozorování z r. 1821 a definoval silové působení mezi vodiči protékanými elektrickým proudem, zároveň zavádí vektor magnetické indukce jako tangentu k vektoru magnetických siločar. Farraday r. 1831 objevuje princip elektromagnetické indukce. Gauss s Weberem publikují teorii zemského magnetického pole, zavádí pojem magnetického toku. Biort-Savartův zákon zavedl transformací analogii k Coulombovu zákonu v elektrostatickém poli, plně konzistentní s Ampérovým zákonem. Lorentzova definice silového působení magnetického pole na pohybující se nabitou částici byla později experimentálně potvrzena Thomsonem při výzkumu katodové emise. Gaussův zákon aplikovaný na magnetické pole definoval magnetické pole jako pole nezřídlového, vírového charakteru, kde magnetické siločáry jsou uzavřenými křivkami. Respektovala se tak experimentálně prokázaná neexistence magnetických monopólů. Až s rozvojem orbitálních elektronových modelů atomu a kvantové mechaniky bylo lze provázat existenci insitrického magnetického pole s elektrickým proudem i na atomární úrovni.

2.2.

Fyzikální náhled magnetismu

Maxwell r. 1861 shrnul a publikoval ucelenou teorii elektromagnetického pole pomocí osmi rovnic. Upravil Ampérův zákon a definoval vztah mezi intenzitou magnetického pole H [A.m] a indukcí B [T] přes permeabilitu μ [Wb.m-1].

1 1

1

Dále budou užívány jen jednotky mezinárodní soustavy SI. Přepočty na soustavu CGS jsou definovány

např.v [1.1], str. 8-9

-4-



M.Janošek

4 rovnice, zobecněné a upravené Heavisidem a Gibbsem r. 1884, tvoří základ klasického náhledu. Gaussův zákon

r

r

∫∫ D ⋅ dS = ∫∫∫ ρdV

(1)

r r B ∫∫ ⋅ dS = 0

(2)

S

Gaussův zákon pro magnetické pole

V

S

Farradayův zákon elektromag. indukce

r r r ∂B r ∫CE ⋅ dl = − ∫∫S ∂t ⋅ dS

(3)

Ampérův zákon (superpozice)

r r r r d r r H ⋅ d l = J ⋅ d S + D ⋅ dS ∫C ∫∫S dt ∫∫S

(4)

kde D je vektor hustoty elektrického toku, dS elementu plochy, dl elementu délky a J vektor proudové hustoty. Magnetický tok Φ [V.s, Wb] definujeme jako plošný integrál magnetické indukce, tedy magnetická indukce je plošnou hustotou magnetického toku.

r v Φ = ∫∫ B ⋅ dS

(5)

S

Lorenzova síla působící na pohybující se nabitou částici je definována jako

r r r F = Q⋅ v × B

(

)

(6)

Ampérův zákon definuje integrál intenzity magnetického pole na uzavřené křivce, obepínající proudovodič . Pro magnetostatické pole a bod na kružnici ve vzdálenosti r od vodiče (kruhová symetrie) platí :

2πr ⋅ H = I → H =

I 2πr

(7)

Biot-Savartův zákon definuje magnetické pole v bodě, generované proudovodičem ve vzdálenosti r:

r r r μ 0 I ⋅ dl × rr dB = 4π r2

-5-


(8)


M.Janošek

pro konstantní, rovnoměrně rozložený proud platí:

r r μ0 dl × r B= I 4π ∫ r 2

(9)

Superpozicí lze z Biort-Savartova zákona, resp. Ampérova zákona vyjádřit pro magnetické pole v ose solenoidu (cylindrická cívka s l>>d) s N závity

H=

NI l

( 10 )

V lineárních isotropních materiálech (permeabilita i susceptibilita je obecně tenzor 2. řádu) dále definujeme magnetizaci M [A.m-1], polarizaci J [T], relativní permeabilitu μr a susceptibilitu χ pomocí

r r r B = μ0 H + J J = μ0 M

r r r B = μ 0 (H + M ) r r r B = μ 0 μ r H = (1 + χ )μ 0 H

kde μ 0 = 4π ⋅ 10 −7 Wb.m-1 je permeabilita vakua. Polarizace určuje objemovou hustotu magnetických dipólů a je tradičním náhledem na interakci hmoty na aplikované pole, zatímco magnetizace určuje objemovou hustotu magnetických momentů a vychází z atomové fyziky - orbitálních a spinových momentů atomu.

-6-



2.3.

M.Janošek

Dynamický rozsah magnetických polí

Velikosti známých magnetických polí pokrývají přes 20 řádů - od biomagnetických polí a polí na sub-atomární úrovni (orbitální a spinový moment elektronu) až po magnetická pole generovaná vesmírnými tělesy. Biomagnetická pole se pohybují v řádu fT (10-15), velikost zemského pole je cca 50 μT, pole na povrchu permanentních magnetů od 0,1 do 2,5 T. Tomografie s využitím nukleární magnetické rezonance pracuje se supravodivými magnety a indukcí až 10 T. Vyšší hodnoty jsou již realizovatelné jen jako pulsní pole (až 100 T). Intenzita na povrchu vesmírných těles slunce, pulsary, dosahuje řádově od jednotek kT až k desítkám MT. Obr. 1 ilustruje rozsah jednotlivých magnetických polí dle [1.1], velikosti polí jsou pro názornost vyneseny v logaritmickém měřítku.

Dynamický rozsah magnetických polí -Bílý trpaslík Pulsní pole - lab. Nukleární fúze NMR Laboratorní magnety Permanentní magnety Výkonové stroje Zemské pole Pozadí elektrický spotřebičů Vesmírné pozadí Biomagnetická pole

10fT

1pT

100pT

10nT

1µT

100µT 10mT

1T

100T

10kT

Obr. 1 – Dynamický rozsah magnetických polí, velikosti vyneseny v log. měřítku

-7-



2.4.

M.Janošek

Magnetické pole Země 2.4.1. Původ magnetického pole Země

Ačkoliv se výzkumu geomagnetického pole věnuje především geofyzika již od poloviny 19. století, původ magnetického pole Země není dosud dostatečně vysvětlen. Země se chová v makroskopickém pohledu jako permanentní magnet se severním a jižním pólem, odlišným od geografického (odchylka magnetické osy činí dnes cca 11°). Pozice obou pólů se během doby mění, v současné době se oba póly pohybují o cca 10-30km za rok (např. Amundsenova expedice nalezla jižní magnetický pól o 50 km dále, než Rossova výprava o 70 let dříve). Dalším jevem je reverzace pólů, ke které dochází v intervalech průměrně 500.000 let, reverzaci předchází slábnutí magnetického pole (současný stav).

Původní teorii Země jako permanentního magnetu se Severním a Jižním pólem nahradila

Obr. 2 -Geodynamo a pohyb magnetického

teorie

pólu. (the Science@NASA)

geodynama,

kde

tekutá

část

jádra,

pravděpodobně složená z roztavených kovů (Fe, Ni) vytváří rotací (vlivem termodynamických jevů a Coriolissovy síly) magnetické pole. Problém je však komplexnější - rotací se vytváří elektrické proudy (generující při toku skrze jádro magnetické pole) jen díky již existujícímu magnetickému poli. Magnetické pole je tedy zároveň potřebné ke generování tohoto proudu - [1.2]. V současné době je předmětem intenzivního výzkumu jednak vlastní princip a fyzikální realizovatelnost teorie geodynama, zároveň i mechanismus reverzace magnetických pólů, který by byl konzistentní s touto teorií.2

2

Experimentální ověření modelu geodynama ve Forschungszentrum Karlsruhe v r. 2000; počítačová

simulace modelu geodynama publikovaná v [1.3]

-8-



M.Janošek

2.4.2. Magnetosféra, změny magnetického pole Země Další oblastí, kterou se magnetické pole Země liší od jednoduchého modelu permanentního magnetu, je existence magnetosféry, objevená na konci 50. let díky rozvoji satelitních pozorování. Prostřednictvím magnetosféry

interaguje

magnetické

pole Země s emitovanými nabitými částicemi ze Slunce („solární vítr“) a s interplanetárním magnetickým polem. Magnetosféra

je

sestavou

několika

radiačních pásů, ve kterých jsou díky zemskému zadržovány

magnetickému nabité

částice.

poli Vnitřní

protonový pás je připisován vlivu Obr. 3 – Magnetosféra. Adaptováno z [1.32]

vesmírného záření, ve vnějším pásu

díky existenci elektronů a iontů ze slunečního větru vzniká prstencový proud. Disturbance magnetického pole Země vzniká rapidními změnami v toku slunečního větru, je tedy přímo závislá od dění na slunci - i slunečních erupcí, které pozorujeme formou slunečních skvrn. Solární vítr ve své stacionární podobě způsobuje deformování magnetických siločar na obou stranách polokoule - na bližší straně silokřivky zaobluje, na vzdálenější straně vytváří dlouhý cylindrický „magnetický chvost“. V této části magnetosféry vzniká díky plazmové vrstvě - která je vtěsnána mezi dva svazky siločar a směřuje tak k severnímu a jižnímu pólu - během disturbance polární záře .3 Změny geomagnetického pole se sledují v geomagnetických observatořích, jejichž vybavením je obvykle kromě vektorového fluxgate magnetometru referenční protonový magnetometr, nároky na stabilitu a přesnost měření jsou vysoké. Stanice jsou sdruženy např. v síti INTERMAGNET, Českou Republiku reprezentuje geomagnetická observatoř Budkov. Magnetogramy slouží k predikci změn v šíření radiových vln, energetickým sítím aj. Disturbanci geomagnetického pole je nutno vzít v úvahu např. při měření a především při skalární kalibraci vektorových magnetometrů.

3

Ta se však liší od mechanismu „standardní“ polární záře způsobené interakcí ionosféry a solárního

větru. Více v [1.4].

-9-



M.Janošek

2.4.3. Rozložení geomagnetického pole Geomagnetického pole Země se dlouhodobě mapuje (již od 19. století), v současné především magnetometry umístěnými na družicích (Oersted, Astrid-2, CHAMP). Jeho velikost („totální intenzita“) se pohybuje v rozsahu od 40 do 60μT, v České republice je to cca 48 μT. Rozložení v aktuální dekádě je patrno z Obr. 4. Pro údaj o směru a velikosti vektoru magnetického pole v místě je důležitá znalost rozdělení do jednotlivých složek - X, Y, Z . To lze provést vektorovým měřením magnetického pole (tj. vektorovými senzory), nebo i skalárními -

pokud známe absolutní velikost

magnetického pole a jeho místní inklinaci a deklinaci . Inklinací rozumíme úhel svíraný s pomyslnou deklinace

vodorovnou je úhel

mezi

rovinou, zeměpisnými

poledníky a magnetickými poledníky (tak jak by byly tvořeny magnetickými póly). Známe-li místní deklinaci, nebo máme-li mapy s magnetickými poledníky, lze navíc pro

účely

navigace

získat

správný

geografický azimut přičtením východní Obr. 4 - rozložení geomagnetického pole –z [1.31]

(resp. odečtením západní) deklinace. Na Obr. 5

a Obr. 6 je patrné rozložení

deklinace a inklinace v Mercatorově projekci.

Obr. 6 – Inklinace – z [1.31]

Obr. 5 – Deklinace – z [1.31]

- 10 -



2.5.

M.Janošek

Principy měření magnetického pole Nejstarším principem měření magnetického pole (především zemského) bylo využití

přitažlivé resp. odpudivé síly opačných pólů magnetických dipólů (kompas). Kvantifikace měřeného magnetického pole však byla prakticky možná až s rozvojem studia elektromagnetismu jako fenoménu v 19. století. Měronosnými veličinami se pak stávají především veličiny elektrické.

V zásadě lze senzory podle principů jejich funkce rozdělit na několik základních skupin:

1. Principy magneto-galvanické využívající Lorenztovy síly - Hallův jev, polovodičové magnetorezistory 2. Principy magneto-rezistivní využívající magnetorezistivního jevu ve feromagnetických materiálech (AMR- Anizotropní magnetorezistory, GMR, TMR) 3. Principy indukční využívající Faradayova indukčního zákona (indukční cívky, fluxgate) 4. Principy magneto-impedanční využívající změny impedance materiálu (GMI ) 5. Principy kvantové využívající Josephsonova jevu (SQUID) 6. Principy rezonanční využívající precesního pohybu nukleárních částic (Protonový,Cesiový, Overhauserův magnetometr) 7.

Principy ostatní (strunový, rezonátory SAW aj.)

Důležité z hlediska aplikovatelnosti principů v magnetometrech je rozdělení na principy vektorově citlivé a skalární. Magneto-galvanické, -rezistivní a indukční senzory mohou pracovat vektorově, magnetometry pracující na rezonančním principu jsou skalární. Skalární magnetometry mohou být použity tam, kde nevadí a nebo je přímo žádoucí znát pouze absolutní velikost měřeného magnetického pole (např. geomagnetické pole vykazuje různou variaci v jednotlivých složkách, ale celková amplituda je časově stabilnější). Protonové a Overhauserovy magnetometry tak slouží jako reference pro vektorová měření např. Zemského magnetického pole (v geomagnetických observatořích, při družicovém

- 11 -



M.Janošek

mapování geomagnetického pole), letecké vyhledávání podmořských objektů (ponorek), geofyzikální letecké mapování, detekci nevybuchlé munice atd. Skalární velikost magnetického pole určujeme jako geometrický průměr z (okamžité) velikosti jednotlivých vektorových složek:

BT (t ) = Bx (t ) + B y (t ) + Bz (t ) 2

2.6.

2

2

( 11 )

Senzory pro měření magnetického pole

V této kapitole je popsán princip činnosti nejdůležitějších používaných vektorových senzorů magnetického pole - na bázi Hallova jevu, AMR a indukční (především fluxgate); ze skalárních pak protonové precesní a Overhauserovy magnetometry.

2.6.1. Hallovy senzory Využívají Hallova jevu (E.H. Hall r. 1879) - vznik příčného elektromotorického napětí UH (řádově v desítkách mV) v polovodiči (Si, InSb, GaAS) vystaveném magnetickému poli B, které je kolmé na protékaný proud I. Příčinou je Lorentzova síla působící na nosiče náboje q. Základní vztah uvádí ( 12 ) a Obr. 7, kde d tloušťka vrstvy, B - aplikovaná indukce, q elementární náboj, n- počet nosičů.

UH =

3 B⋅I RH ⋅B⋅I = 8⋅n⋅q d d

( 12 )

Aplikací Hallových senzorů je např. Obr. 7 - Vznik Hallova napětí (z [1.28])

bezkontaktní

měření

proudů

a

především

„smart“ senzory s dvoustavovým výstupem, kde vyhodnocovací elektronika je integrována přímo na čipu. Hallovy senzory tvoří naprostou většinu vyráběných magnetických senzorů. Měřitelným rozsahem je cca 100 nT - 200 mT s typickou nelinearitou 1-2%. Nevýhodou je značný teplotní koeficient Hallova napětí a nestálost offsetu (až 0,1%/K a 10 μT).

- 12 -



M.Janošek

2.6.2. Anizotropní magnetorezistory AMR Anizotropní magnetorezistivní jev nastává v tenkých filmech feromagnetických materiálů přechodových prvků (Py=81%Fe,19%Ni) . Pracují na principu zvýšení, resp. snížení elektrického odporu materiálu v závislosti na působícím vnějším magnetickém poli vlivem stáčení magnetizačního vektoru (2-3% dle [1.1]), určujícího směr proudu ve vrstvě. Odpor struktury je pak určen - anizotropní - rezistivitou v daném směru ( ρ || resp ρ ⊥ na Obr. 8). Charakteristika (Obr. 9) je unipolární a nelineární především v okolí nuly. Linearizace lze dosáhnout zavedením offsetu (nevýhodné z hlediska teplotního driftu), příp. můstkovými zapojením; pro získání bipolární odezvy se používá struktura tzv. Barber-poles. Při vystavení silným externím polím nastává nebezpečí překlopení směru interní magnetizace a tedy i charakteristiky senzoru ( Obr. 10). Tomuto jevu se zabraňuje periodickým magnetováním materiálu v obou směrech (=“flipping“),kromě toho se sníží i hystereze senzoru.

Obr. 8 - Rezistance struktury při změně vektoru vnitřní magnetizace. Z [1.28]

Obr. 9 - charakteristika AMR senzoru. Hk je kritická intenzita (vyvolá BS v materiálu). Z [1.28] Teplotní koeficient magnetorezistorů je nížší než u Hallových senzorů, odezva rychlá a díky

pulsnímu

flippování

vykazují

dobrou

stabilitu offsetu. AMR senzory lze provozovat v kompenzovaném režimu, pak lze dosáhnout linearity až 0,04 % při měřeném rozsahu 1mT. Rozlišovací schopnost AMR senzorů může být lepší než 10nT [1.1] .Z těchto důvodů jsou senzory Obr. 10 - reverzace charakteristiky z [1.28]

AMR v současné době přímým konkurentem

- 13 -



M.Janošek

fluxgate senzorů při aplikaci např. v méně přesných elektronických kompasech, při detekci přiblížení, bezkontaktním měření proudů aj. Jejich zásadní nevýhodou v přesnějších aplikacích je teplotní závislost offsetu (typ. 10 nT/K) a vliv kolmých polí, tzv. crossfield effect.

2.6.3. Indukční senzory Indukční senzory pracují na základě Farradayova indukčního zákona ( 3 ). Pro

r r

∫ Edl

C

r r = U i a Φ = ∫∫ B ⋅ dS lze vyjádřit: S

Ui = −

dΦ dt

( 13 )

. Výstupem indukčních senzorů je tedy elektromotorické napětí, úměrné časové změně magnetického toku.

r

r

Pokud rozepíšeme B = μ 0 μ r H , pak pro cívku s N

závity obepínající plochu S - jejíž

normála svírá s vektorem H úhel α - platí:

Ui = −

d (μ 0 ⋅ μ r ⋅ H ⋅ N ⋅ S ⋅ cos α ) dt

( 14 )

z čehož plynou zásadní mechanismy funkce indukčních senzorů (uvažujeme-li konstatní N, S): •

proměnná intenzita pole H (indukční cívky)

•

proměnná permeabilita μ (fluxgate senzory)

•

proměnný úhel α svíraný normálou plochy dS s vektorem intenzity pole H (rotační magnetometry)

Indukční cívky Indukční cívky měří časově proměnná pole, tj. elektromotorické napětí je z ( 14 ) :

U i = N ⋅ S ⋅ cos α ⋅ μ 0 μ r ⋅

dH dt

( 15 )

Mohou být realizovány jako vzduchové, nebo s jádrem s permeabilitou μr. Citlivost vzduchových cívek je nižší, ale jsou stabilnější (nehrozí změna permeability) a mají minimální vlastní šum (určen pouze tepelným Johnsonovým šumem vinutí). Výstupní napětí pro magnetické pole periodicky proměnné s periodou T (frekvencí f) je pak :

- 14 -



M.Janošek

t2

( 16 )

∫ U i (t )dt = N ⋅ S ⋅ ΔB

t1

a aritmetická střední hodnota za podmínky Bmax=Bmin t2

U iAVG =

( 17 )

2 U i (t )dt = 4 f ⋅ NS ⋅ Bm T t∫1

Limitujícím faktorem pro užití indukčních cívek z hlediska frekvenčního rozsahu je jejich vlastní rezonanční frekvence - ta by měla být až o jeden řád vyšší, než frekvence měřeného pole. Veškeré cívky však vždy vykazují vlastní - parazitní - kapacitu vinutí. Pro zvýšení maximální pracovní frekvence se používá proudový režim, kdy je indukční cívka „zkratována“ do nízké impedance převodníku I-V, v tomto režimu je efektivně potlačen vliv kapacity vinutí. Navíc pro pracovní frekvenci vyšší než kritickou ω1 = Ls Rs je výstupní napětí převodníku frekvenčně nezávislé. Indukční cívky se používají od extrémně nízkých kmitočtů řádu mHz (geofyzika) až do stovek kHz. Aplikace zahrnují od navigačních senzorů až po oblast elektromagnetické kompatibility. Citlivosti se pohybují řádově v mV/nT, resp. mA/nT a typickým rozsahem magnetometrů je 20 Hz - 10 kHz.

Rotující cívky Realizují vztah ( 18 ), tedy proměnnou efektivní plochu cívky.

U i = − N ⋅ μ0μr ⋅ H ⋅

d (S ⋅ cos α ) dt

( 18 )

Jejich zásadní výhodou při využití v rotačních magnetometrech je frekvenční rozsah zahrnující stenosměrná pole. Pro konstantní frekvenci otáčení je výstupní napětí

U i = − N ⋅ μ 0 μ r H ⋅ S ⋅ ω sin ωt

( 19 )

Při precizním mechanickém provedení lze u rotačních magnetometrů dosáhnout rozlišitelnosti pod nT při rozsahu 50 nT - 20 mT. Nevýhodou jsou rozměry zařízení a pořizovací náklady, metoda však dává rozlišitelnost až 10 pT při adekvátně zvoleném rozsahu ([1.1], str. 69), i přes tyto parametry se rotační cívky používají spíše výjimečně.

- 15 -



M.Janošek

Fluxgate senzory Fluxgate senzory jsou v současné době nejcitlivějšími senzory pracujícími při pokojové teplotě, pracují v rozsahu typicky 0,1 nT- 100 μT s rozlišitelností 100 pT [1.1] a dlouhodobou stabilitou až 1 nT. Od 30. let 20. století se jejich aplikace neustále rozšiřují - od původního vyhledávání ponorek a magnetických cílů přes aeriální mapování magnetického pole pro kartografické, geologické a archeologické účely, nasazení v magnetometrech pracujících na oběžné dráze (mapování geomagnetického pole), až po „běžná“ nasazení - v nedestruktivní analýze, navigaci, při bezkontaktním měření proudů aj. Realizují vztah ( 20 ) - kromě změny permeability je nutné uvažovat i indukční efekt (např. při měření pro střídavých magnetických polí).

Ui = N ⋅ S ⋅ μ0μr ⋅

dH dμ + N ⋅ S ⋅ μ0μr ⋅ H dt dt

( 20 )

Jejich základním principem je periodické přesycování materiálu jádra pomocí budícího proudu Iexc (Obr. 11) - permeabilita μ je tedy proměnná v čase a stejnosměrný tok vytvářený Obr. 11 - Základní konfigurace fluxgate senzoru (z lit [1.1])

měřeným polem o indukci B0 je modulován. Při nulovém vnějším poli a sinusovém průběhu

budícího proudu je tok také sinusový a obsahuje pouze liché harmonické složky. Při nenulovém vnějším poli je porušena lichá symetrie a objevují se též složky sudé, které jsou pro fluxgate senzory měronosné z hlediska indukovaného napětí. Nevýhodou uspořádání na Obr. 11 je přítomnost

výstupního

napětí

na

základní

harmonické budícího proudu vlivem indukčního efektu - viz ( 20 ). Potlačení lze dosáhnout např. použitím Obr. 12 - Dvoujádrový fluxgate senzor [1.1]

antisériově

dvou

jader

zapojenými

s

budícími a

snímací

vinutími cívkou

obepínající obě jádra (Vacquier, 1941) - Obr. 12.

- 16 -



M.Janošek

Pro tento typ senzoru je na Obr. 13 znázorněno

grafické

odvození

výstupního signálu dle [1.17]. Část B znázorňuje průběh budícího proudu, intenzita

jím

vyvolaná

je

superponována s vlivem vnějšího pole (+, -). Část C vykresluje průběh toku a indukovaného napětí na obou jádrech. V části D je znázorněn rozdíl mezi oběma

indukovanými

frekvenci

rovné

budícího

proudu

napětími,

o

druhé harmonické a

amplitudě

P

proporcionální vnějšímu poli. Obr. 13 - grafické znázornění principu činnosti fluxgate

Matematický popis výstupního napětí senzoru je uveden v kap. 3.3.1,

senzoru, z [1.17]

detailní přehled možných uspořádání fluxgate senzorů v kap. 3.1 Současným trendem ve vývoji fluxgate senzorů je jejich miniaturizace, která přináší následující problémy: •

S rostoucí miniaturizací rostou nároky na výrobu snímacích (a budících vinutí)

•

Obtížná realizace materiálu jader mikrotechnologií - elektrolyticky nanášená přinášejí větší hysterezi, šum, teplotní koeficient, při užití samostatného materiálu vyvstává problematika jeho integrace do senzoru

•

Se zmenšováním senzoru klesá jeho citlivost

•

Zvyšují se nároky na příkon budící a případné zpětnovazební části Jednotlivé problémy jsou v současné době částečně řešeny - např. v PCB senzorech

laminací prefabrikovaného jádra, litografickou technologií výroby vinutí, integrací elektroniky přímo na čip a v neposlední řadě se příkon snižuje využitím pulsního buzení. Nároky na výrobu budícího vinutí odpadají u tzv. ortogonálních senzorů, kde budící proud prochází přímo jádrem senzoru ([1.1], str. 79).

- 17 -



M.Janošek

2.6.4. Senzory na rezonančních principech Magnetometry pracující na rezonančních principech využívají magnetického momentu, vznikajícího při precesním pohybu nabitých částic v atomovém obalu (protony, elektrony). Jsou ze svého principu skalární, jejich rozlišitelnost je dána především rozlišitelností detekčního obvodu (čítač). Používají se při skalární referenci vektorových měření, v geologii, při detekci feromagnetických objektů a v neposlední řadě v lékařství. Protonový magnetometr Využívá jevu nukleární magnetické rezonance (NMR) v atomech vodíku – např. ve vodě nebo uhlovodících bohatých na vodu. Jednotlivé magnetické momenty jsou silným, homogenním externím polem zarovnány. Po zániku polarizačního pole nastává reorientace magnetických momentů do směru měřeného pole – spolu se spinem protonů vytváří tato síla precesní pohyb (analogicky ke gyroskopu). Rotací nabitých částic vzniká střídavé elektromagnetické pole, detekované snímací cívkou. Pro frekvenci indukovaného napětí f platí:

2πf = g ⋅ B kde g je gyromagnetická konstanta, g = 2,675 ⋅ 10 8

( 21 )

rad pro H2O, a B je (totální) intenzita s ⋅T

magnetického pole. Rozlišitelnost magnetometrů na principu NMR je vysoká (až 100pT) s chybou offsetu pod 1 nT. Nevýhodou jsou nároky na homogenitu vnějších polí a z principu zpracování signálů v úrovni řádově μV citlivost na vnější rušení, časová konstanta magnetometru je velmi vysoká (řádově v sekundách) a z principu není možné měřit malá pole.

Overhauserův magnetometr Overhauserův magnetometr využívá radiofrekvenční signál (cca 60 MHz), vybuzující spinovou rezonanci elektronů (ESR4) ve speciálních tekutinách. Ta vyvolává kontinuální rezonanci protonovou. Výhodou Overhauserova principu je menší spotřeba (absence polarizační cívky) než u protonových magnetometrů, rychlejší odezva (až 10 odměrů/s) a především menší citlivost na gradientní pole. Rozlišitelnost může dosáhnout až 10 pT s dlouhodobou stabilitu offsetu 50 pT / rok - [1.27].

4

Na principu ESR pracuje Cesiový opticky buzený magnetometr

- 18 -



3.

M.Janošek

Koncepce fluxgate magnetometrů

3.1.

Typy a konfigurace senzorů

Z hlediska uspořádání (a prezence) budící cívky lze fluxgate senzory rozdělit na paralelní a ortogonální. Užívaný materiál jader prošel vývojem a s technologickým pokrokem při výrobě amorfních materiálů se tyto staly preferovanými – např. VITROVAC 6025X. Nároky na materiál jádra kladou za cíl maximální permeabilitu, minimální koercivitu, minimální saturační indukci a nízký Barkhausenův šum - [1.1]. Z hlediska uspořádání a způsobu vytváření budícího pole lze senzory rozdělit na paralelní a ortogonální. Pro paralelní je identický směr budícího a měřeného pole, ortogonální senzory využívají budícího pole kolmého k citlivé ose senzoru. Ortogonální senzory nacházejí uplatnění při miniaturizaci, kdy je nutné využít konstrukci plošných cívek [1.25].V převážné většině se však využívají senzory v paralelní konfiguraci, nejužívanější typy jsou popsány níže.

3.1.1. Vacquierovo uspořádání Nejjednoduššího typu uvedeného na Obr. 11, se prakticky neužívá. Vacquierovo uspořádání dvou jader s antisériově zapojenými vinutími (Obr. 12) je však stále atraktivní z hlediska jednoduché metody potlačení první harmonické ve výstupním signálu, velmi dobré šumové vlastnosti senzoru s amorfním jádrem byly publikovány v. [1.21].

3.1.2. Toroidní senzory Častým uspořádání je senzor s toroidním jádrem (ring-core). Budící vinutí je navinuto na toroidním jádře, snímací vinutí obepíná celé jádro (Obr. 14). Výhodou je možnost eliminace rušivých signálů při nulovém vnějším poli natočením jádra ve snímací cívce. Nevýhodou je menší citlivost vlivem větší demagnetizačního činitele jádra a větší nelineární vliv kolmých polí (cross-field efekt). Na Obr. 15

je konfigurace toroidního senzoru magnetometru družice

ASTRID-2 [1.19].

- 19 -



Obr. 14 – toroidní senzor [1.1]

M.Janošek

Obr. 15 – toroidní senzor magnetometru ASTRID-2 [1.19]

3.1.3. Senzory s jádrem race-track Senzory s oválným jádrem „race-track“ (Obr. 16) kombinují výhody toroidního senzoru a Vacquierova uspořádání - nízký demagnetizační faktor zlepšuje citlivost senzoru a tvar jádra zaručuje lepší potlačení vlivu kolmých polí. Senzory s jádrem race-track byly charakterizovány např.v [1.9]. Jejich nevýhodou je obtížná kompenzace parazitních signálů při nulovém vnějším poli, v [1.15] je navržen způsob vyvážení posunem snímací cívky po jádře s antisymetricky se zužujícím profilem. Race-track senzory byly zhotoveny na katedře měření ČVUT FEL v provedení s vinutými cívkami a především jako miniaturní integrované senzory vyrobené metodou plošných spojů. V kap. 4.2 je popsána jejich výroba včetně vývoje nového typu senzoru, použitého v rámci diplomové práce.

Obr. 16 – senzor s jádrem „race-track“ [1.1]

- 20 -



3.2.

M.Janošek

Druhy a způsoby buzení Tradičním

způsobem

buzení

fluxgate

senzorů

je

využití

sinusového

resp.

obdélníkového průběhu budícího proudu. Z hlediska detekční části (synchronní detekce) výsledných citlivostí a nelinearit - je tento způsob buzení preferovaným. Nevýhodou je, především u miniaturních senzorů s malými cívkovými konstantami budícího vinutí, značná výkonová spotřeba budícího obvodu. Tu lze snížit např. vyladěním budícího obvodu do rezonance, kdy jsou pokrývány pouze ohmické ztráty. Nevýhodou je nestabilita řešení, daná změnou obvodových parametrů (Tc použitého kondenzátoru, teplotní změny indukčnosti vinutí). Obr. 17 ukazuje budící obvod magnetometrů pro družice Oersted a Astrid. Budící signál je symetrický obdélník, je použit ladící kondenzátor s nízkým teplotním součinitelem. Pro snížení příkonu, především miniaturních senzorů, se používá nesymetrické pulsní buzení. Typickou realizací je využití spínačů v plném můstku. Realizací pulsního buzení bylo např. v [1.11] možno snížit teplotu mikrosenzoru z 80 na 40°C. Princip pulsního buzení využívající H - můstku je detailně popsán v kap. 4.4.

Obr. 17 – Budící obvod realizovaný v [1.8] kombinuje výhody pulsního buzení s vyladěním do rezonance

- 21 -



3.3.

M.Janošek

Zpracování signálu senzoru Úkolem zpracování výstupního signálu fluxgate senzorů je získání měronosné veličiny

úměrné měřenému magnetickému poli. Tradičním veličinou je výstupní napětí senzoru, je možné ovšem převodníkem I/V využít výstupního proudu senzoru (což je vhodné pro senzory s nízkým počtem závitů snímacího vinutí).

3.3.1. Matematický popis výstupního napětí fluxgate senzoru Matematická kvantifikace výstupního napětí senzoru je obtížná a přímo závisí na použitém tvaru jádra senzoru a aplikaci superpozičních principů Biort-Savartova resp. Ampérova zákona. Proudový výstup je z matematického hlediska snáze popsatelný jako funkce budícího proudu,. v [1.20] byl popsán včetně způsobu zpracování. V lit. [1.8] byla analyzována situace pro toroidní jádro. Z obr. 16 pro sumaci jednotlivých elementárních příspěvků k celkovému toku platí:

Obr. 18 – konfigurace k výpočtu výstupního napětí, z [1.8]

⎛ ⎞ Φ = μ 0 ⋅ A ⋅ ∑ ⎜⎜ ∑ ht Mδ ⎟⎟ det ⎝ j ⎠

( 22 )

kde δ je délka elementu, ht je elementární tečná intenzita, A průřez jádra, ∑j sumace přes všechny elementární dipóly jádra a ∑det sumace pro všechny závity detekční cívky.

Nielsenem r. 1992 byla amplituda magnetizace na druhé harmonické stanovena jako

M 2ω =

⎛ 2ωM S 2 H i χ ⋅ sin ⎜⎜ π ⎝ χ dH exc dt

⎞ ⎟ ⎟ ⎠

( 23 )

kde Hi je intenzita pole v jádře senzoru, vyvolaná vnějším polem Ha , χ je susceptibilita jádra a Hexc intezita budícího pole.

- 22 -



M.Janošek

Intenzita Hi je určena demagnetizačním faktorem D (tvaru) jádra, tj.

Hi =

Ha 1 + χD

( 24 )

Po dosazení do ( 22 ) a uvažováním Faradayova indukčního zákona pro výstupní napětí fluxgate senzoru platí [1.8]:

U i 2ω =

⎛ 2ωM s 4 μ 0 χω Aδ sin ⎜⎜ π ⎝ χ dH exc dt

⎞ ⎛ ⎞ ⎟ × ∑ ⎜ ∑ ht H i ⎟ ⎟ ⎟ det ⎜ j ⎝ ⎠ ⎠

( 25 )

Z rovnice ( 25 ) plynou následující závěry, konzistentní s pravidly v [1.1]: •

s menším demagnetizačním faktorem jádra citlivost roste

•

citlivost roste s pracovní frekvencí

•

citlivost roste se susceptibilitou a průřezem jádra

•

citlivost samozřejmě roste s počtem závitů snímací cívky N

•

je nutné najít optimální vztah mezi průběhem budícího proudu, pracovní frekvencí a vlastnostmi jádra (argument sinového členu).

Parametrického zesílení a zároveň filtrace výstupního napětí senzoru lze dosáhnout při rezonanci snímacího vinutí na žádané frekvenci (druhé harmonické). Nevýhodou tohoto postupu jsou ovšem značné nároky na stabilitu řešení (kapacitní člen). Výstupní napětí, resp. proud senzoru obsahuje kromě základní harmonické budícího proudu sudé harmonické kmitočty, jejichž zpracování je možné několika základními způsoby.

3.3.2. Zpracování ve frekvenční oblasti Klasickým způsobem zpracování signálu je synchronní detekce na druhé harmonické budícího kmitočtu. Synchronnímu detektoru se někdy předřazuje pásmová propust, potlačující signál na budící frekvenci. Synchronní detekce je kromě spínačového detektoru realizovatelná také směšovacím obvodem, případně po digitalizaci softwarově v signálních procesorech. V komerčních aplikacích dominuje využití monolitických IO, např. AD630, v metrologických aplikacích se využívají „lock-in“ zesilovače (např. SR844 fy Stanford Research system).

- 23 -



M.Janošek

3.3.3. Zpracování v časové oblasti Jednou z možností zpracování je využití špičkového detektoru, nevýhodou je značný šum. Proto se používají různé konfigurace spínaných integrátorů. Boxcar integrátory umožňující extrakci signálu ze směsi signál/šum. Výstupní střídavý průběh pak může být v konstantních intervalech ovzorkován a hodnoty vzorků použity k určení výsledné amplitudy –[1.22]. Efektivní časová konstanta boxcar integrátorů musí být menší mnohem menší než doba trvání užitečného výstupního signálu. Spínané integrátory (s velkou časovou konstantou) umožňují získání přímo stejnosměrné hodnoty, odpovídající časovému integrálu výstupního signálu. Při použití pasivního integrátoru je nutné dodržet oblast lineárního režimu, jeho výhodou je minimalizace přídavné chyby, vnesené použitím aktivních komponent (šum, offset). Vhodným spínaním lze omezit zpracovávanou oblast signálu pouze na užitečnou a snížit tak šum magnetometru. Příklad integrátoru použitého v magnetometru satelitu Oersted je uveden na Obr. 19. V kap. 4.5 je popsán pasivní spínaný integrátor, navrhnutý a použitý v rámci diplomové práce.

Obr. 19 – Spínaný integrátor s vyrovnáváním parazitního náboje, použitý v magnetometru OERSTED, [1.8]

3.4.

Činnost v uzavřené zpětné vazbě Typické blokové schéma magnetometru s uzavřenou zápornou zpětnou vazbou je na

Obr. 20. Měronosnou veličinou je proud, vyvolávající v kompenzačním vinutí tok působící proti vnějšímu, měřenému poli. Tímto uspořádáním se dosáhne efektivního potlačení - 24 -



M.Janošek

nelinearity senzoru a zesilovacích členů, uzavřených ve zpětné vazbě – v případě ideálního integrátoru by potlačení nelinearity bylo úměrné jeho stejnosměrnému zesílení.

Obr. 20 – Blokové schéma magnetometru s uzavřenou zpětnou vazbou – kompenzovaný režim

Fluxgate senzor tedy pracuje jako nulový detektor –případný offset senzoru a jeho stabilita přímo určuje limity rozlišitelnosti a linearity magnetometru. Chyby snímacího zesilovače a výstupního filtru (mimo zpětnou vazbu) jsou již přímo přítomny ve výstupním signálu magnetometru – nelinearita, šum, teplotní koeficient offsetu. Snímací rezistor RS musí být vybrán s minimálním teplotním koeficientem a s hodnotou realizující kompromis mezi nízkým výkonovým zatížením a maximálním hodnotou realizující největší poměr signál-šum. V případě větších nároků na výstupní proud integrátoru je vhodné zařadit převodník V/I, příp. diskrétní výkonový obvod na jeho výstup. Kromě běžného schématu, kdy je digitalizována až měronosná veličina, existují různé konfigurace magnetometru s digitálním zpracováním signálu a číslicovou zpětnou vazbou. Schéma na Obr. 21 bylo realizováno v magnetometru satelitu ASTRID-2. Signál z fluxgate senzoru je vzorkován, následně v DSP je realizována synchronní detekce a číslicová integrace zpětnovazebního signálu, který je převeden zpět na analogový signál v D/A převodníku. Nelinearity D/A převodníku byly pak určovaly dominantní chybu celého magnetometru - [1.18]. Další možností je použití ΔΣ modulátoru - 1-bitový Č/A převodník ve zpětné vazbě.zaručuje linearitu 1 LSB, v aplikaci v [1.26] však vlivem integrace elektroniky přímo do magnetického obvodu neúměrně narostl šum.

- 25 -



M.Janošek

Obr. 21 – Digitální magnetometr sondy ASTRID-2, z [1.18]

3.5.

Metody kompenzace měřeného pole

Měřené pole lze kompenzovat přímo snímací cívkou (pokud je orientována ve směru měřeného pole), nebo využitím samostatné kompenzační cívky. Z hlediska úspory materiálu a eliminace dalšího prvku s teplotní roztažností se většinou používá – stejnosměrně oddělené – snímací cívky (Obr. 20). Samostatná kompenzační cívka samozřejmě přináší výhodu v možnosti vytvoření více homogenního pole a snížení potřebného kompenzačního proudu. Při vektorovém měření s využitím ortogonálního tripletu senzorů vyvstává problematika vzájemného ovlivňování kompenzačními poli senzorů. Citlivost senzorů na vliv – především kolmých polí – určuje výslednou linearitu v jednotlivých osách magnetometru. Řešením, publikovaným v [1.8], je vektorová kompenzace – triplet senzorů je umístěn v sestavě tří soustředných sférických cívek (CSC – Compact Spherical Coil,

Obr. 23)

aproximovaných souosými závity na sférickém povrchu; tento princip umožňuje kompenzaci složek měřeného vektoru nezávisle na poloze senzorů uvnitř .

- 26 -



Obr. 22 – individuální kompenzace senzorů v jednotlivých osách tripletu -[1.19]

3.6.

M.Janošek

Obr. 23 – Compact Spherical Coil. (Primdahl, Jensen 1982) - [1.8]

Vybrané tovární výrobky a jejich parametry

V následující tabulce jsou shrnuty parametry několika vybraných továrních výrobků. Jako referenční z hlediska dosažitelných parametrů jsou uvedeny též magnetometry, které byly navrženy pro orbitální mapování magnetického pole v sondách Oersted (s analogovou zpětnou vazbou) a Astrid-2 (s digitální zpětnou vazbou). Pro srovnání jsou uvedeny parametry magnetometru s AMR senzory a digitálním výstup Honeywell HMR2300.

Výrobce

Označení

Rozsah [nT]

Šum [pT/ Hz ] 1000

Příkon [W]

± 65 000

Nelinearita [ppm FS] 100

Watson Industries Stefan Mayer Instr. Bartington Instruments Billingsley Aerospace DTU

FGM-301 FL3-100

± 100 000

-

12

0,9

MAG-03

± 70 000

15

10

0,5

TFM 100 G2

± 100 000

150

12

0,4

ATRID-2

± 61 185

30

<50

2

DTU

Oersted

± 65 536

4

6

1,1

Honeywell - AMR

HMR-2300

± 200 000

5000

3000

0,5

Tab. 1

- 27 -


0,2


M.Janošek

4. Konstrukce magnetometru 4.1.

Základní koncepce

Koncepce magnetometru vyplývá z Obr. 24. Magnetometr je napájený z bloku akumulátorů (4x 1,2V AA). Mikrokontrolér PIC 16F737 je napájen stále, s odběrem max 1 μA v režimu sleep [1.30] . Po vlastním zapnutí magnetometru je napájecí napětí přivedeno do budící části (kap. 4.4) a do elektroniky realizující referenční signály pro detekční obvod (kap. 4.5). Analogová, detekční část pracující v uzavřené zpětné vazbě, je napájena z DC/DC měniče 5V/ ±12V, napětí je stabilizováno na ± 9,5V. To umožňuje získat 3 výstupní napětí odpovídají jednotlivým složkám vektoru magnetické indukce s převodní konstantou cca 5V / 50 μT s dostatečnou rezervou (až do 8V, dále saturace). Multiplexer ovládaný uživatelem pak umožňuje na informativním 4,5 místném integračním voltmetru s LCD displejem a rozsahem ± 20V zobrazit hodnotu jednotlivých vektorových složek s přesností 10 nT.

Obr. 24 - Blokové schéma magnetometru

- 28 -



4.2.

M.Janošek

PCB Fluxgate senzory

Senzory vyrobené s technologií výroby plošných spojů (PCB) mají potenciál ve výhodě masové produkce, zjednodušeného technologického procesu (odpadá vinutí cívek) a v opakovatelnosti parametrů. Při dodržení určitých podmínek (materiál s minimální teplotní roztažností, vhodná tloušťka, vhodné uložení jádra v senzoru) lze dosáhnout i dobré časové stability citlivosti a offsetu. Realizované senzory byly publikovány např. v [1.12], [1.13]a [1.14].

4.2.1. Senzory IIA, IIB Na katedře měření ČVUT FEL byly realizovány PCB senzory II. generace s oválným jádrem „race-track“ (typ IIA, IIB) -. Budící a snímací vinutí jsou realizovány měděnými spoji na vrchní a spodní vrstvě senzoru, vzájemně jsou propojeny technologií galvanovaných prokovů a vytváří tedy cívku s průřezem rovným výšce senzoru. Jádro ve tvaru oválu (race-track) je vyleptáno z 25μm tlustého materiálu VITROVAC 6025X, a zalaminováno ve vyfrézovaném lůžku ve středové vrstvě (Obr. 25). Byly vyrobeny dva typy senzorů - typ IIA s prokládaným budícím a snímacím vinutím, a typ IIB s oddělenými vinutím - budící na koncích jádra a se snímacím vinutím uprostřed (Obr. 26 ). Důvodem bylo dosažení co největšího počtu závitů snímací cívky. Přehled jejich vlastností je v Tab. 2. . Exc. coil

Pick-up coils

PCB Prepreg Plated holes

Core

Obr. 25 – z [1.23]

Obr. 26

V rámci semestrálního projektu a semestrální práce [1.5] pod vedením Ing. J. Kubíka, PhD. jsem realizoval magnetometr s pulsním buzením a senzory IIA a parametrů je v Tab. 2.

- 29 -


IIB. Přehled dosažených

Magnetometr s miniaturními senzory fluxgate IIA

M.Janošek Senzor

N1 – Budící

46

Citlivost

Nelinearita

(V/T)

(ppm z rozsahu)

N2 – Snímací 20 IIB N1 – Budící

30

Nekompenzovaný režim Kompenzovaný režim

N2 – Snímací 37

IIA

1 220

5 500

IIB

2 150

22 500

IIA

92 000

71

IIB

46 500

714

Tab. 2 - Parametry magnetometru se senzory II. generace

Z těchto měření, dále pak z [1.23] a aplikace senzorů a elektroniky v [1.24] je možné učinit následující závěry: 1. Linearita senzoru a jeho offset závisí na rozložení budícího a snímacího vinutí. Z parametrů je zřejmá preference senzoru IIA. 2. Nízký počet závitů snímacího/kompenzačního vinutí způsobuje zvýšenou spotřebu senzoru v kompenzovaném režimu- preference senzoru IIB.

II. generace senzorů tedy přináší dobrou linearitu a citlivost za cenu zvýšené spotřeby v kompenzovaném režimu (cca 40 mA/ 50 μT), i využití senzoru IIB přináší kromě horších parametrů i stále vysoké nároky na kompenzační proud (cca 20 mA / 50 μT). To přináší požadavek na integrátor magnetometru, který a) musí být schopen dodat daný proud b) musí být doplněn externím proudovým zesilovačem. Varianta b) však přináší další člen s offsetem a vlastním šumem, realizace diskrétními součástkami vnáší chybu linearity v oblasti nízkých měřených polí ([1.23]). Požadavky dobré linearity a zároveň nízké spotřeby vedou na konstrukci nového senzoru IIIA, který byl v rámci diplomové práce realizován.

4.2.2. Vývoj senzoru IIIA Snížení spotřeby senzoru v kompenzovaném režimu lze zvýšením konstanty kompenzačního vinutí KC, definované jako

KC =

HM IC

⎡ A ⋅ m −1 ⎤ −1 ⎢ mA , A ⋅ m , mA⎥ , ⎣ ⎦

- 30 -



M.Janošek

kde HM je kompenzované vnější pole a IC je proud nutný k jeho kompenzaci, pro senzor IIA byla určena jako 0,86 A.m-1 / mA. Uvažováním vztahu pro solenoid ( 10 ) je možné tuto konstantu zvýšit počtem závitů vinutí N.5 Jednou z možností je v případě senzoru IIA snížení šířky spojů a větší zhuštění prokládaných kompenzačních a budících závitů (Obr. 27). Při dodržení 7. konstrukční třídy je možné dosáhnout zvýšení z 20 na 40 závitů. Další možností, která byla pro finální realizaci zvolena, je metoda dvojí laminace senzoru s využitím slepých prokovů. Vnitřní část se zalaminovaným jádrem (Obr.

29)

obklopeným budícím vinutím je v druhé fázi zalaminována do vnějších vrstev (Obr. 29, Obr. 28), na kterých je realizováno budící vinutí. Při

Obr. 27 - Zvýšení hustoty spojů přináší zdvojnásobení počtu závitů

dodržení minimální tloušťky vrstev je možné zanedbat vliv vzduchové mezery u snímací cívky, která takto vznikne. Tento

senzor

byl

vyroben

firmou

PRAGOBOARD, která zajistila i vyleptání oválných jader z dodané fólie amorfního materiálu. Externí rozměry senzoru včetně děr Obr. 28 - Senzor IIIA s dvojí laminací - vnější vrstvy realizující snímací vinutí

pro uchycení byly z důvodu kompatibility a zaměnitelnosti

ve

stávajících

aplikacích

ponechány, tj. 15,5 x 34 mm. Počet závitů snímacího resp. kompenzačního vinutí bylo možné touto technologií při zachování 7. konstrukční třídy navýšit na N1=68 (3,4 x více). Počet závitů budícího vinutí byl z důvodu změny pouze jednoho parametru (pro komparativní měření) ponechán na N2=46. Pro konstantu kompenzační cívky senzoru IIIA a proud Ic nutný ke kompenzaci pole 50 μT pak platí:

[KcIIIA ] = 3,4 ⋅ KcIIA ≅ 2,66 1,1

5

[A.m-1/mA]

Uvažovaná konstanta však bude se zvětšující se délkou solenoidu l klesat, takže nebude přesně úměrná N.

- 31 -



[I C ] = H M KC

=

50 ⋅ 10 −6 ≅ 15 2,65 ⋅ 4π ⋅10 −7

M.Janošek

[mA]

Proud 15 mA je již akceptovatelný a realizovatelný většinou operačních zesilovačů, zmenšení výkonové ztráty se projeví i na menším teplotním driftu parametrů senzoru i vyhodnocovací elektroniky. Jeho hodnota byla experimentálně ověřena s hotovým senzorem a zpětnovazební elektronikou jako 14,3 mA pro 50 μT.

Obr. 29 - Konstrukce senzoru IIIA. Vrstvy 4+5 tvoří snímací vinutí, 1+3 budící.

Vzhledem k navýšení počtu závitů byly v Tab. 3 porovnány parametry senzorů IIA a IIIA. Je zřejmý zřetelný nárůst odporu snímacího vinutí, způsobený především větším počtem prokovů s menším průměrem a tedy i efektivní plochou. Hodnota 4,9 Ω přímo určuje ohmické ztráty v kompenzačním režimu.

Typ

Vinutí

Závitů

Odpor

IIIA

Budící

46

0.62 Ω

IIIA

Snímací

78

4.88 Ω

IIA

Budící

46

0.60 Ω

IIA

Snímací

20

0.61 Ω

Tab. 3

Obr. 30 - senzor IIIA

- 32 -



4.3.

M.Janošek

Návrh držáku senzorů

V prostředí 3D CAD jsem navrhl držák senzoru dle Obr. 31 o celkových rozměrech 40 x 60 mm. H-profil byl zvolen na základě požadavků na minimální geometrickou deformaci vlivem teplotní roztažnosti. Při ortogonálním umístění senzorů je nutné kromě dodržení vzájemné pravoúhlosti respektovat jejich vzájemné ovlivňování. Senzory pracují ve zpětné vazbě, snímacím vinutím protéká kompenzační proud a vytváří tedy magnetické pole, které není omezeno pouze na oblast senzoru. Minimalizace tohoto vlivu se dociluje vzájemnou kolmou orientací os jednotlivých solenoidů (resp. jejich jader), což je u ortogonálního rozmístění zajištěno. V literatuře se působení kolmých (parazitních) polí označuje jako cross-field effect. Z hlediska minimalizace vlivů parazitních toků je nutné zachovat osovou symetrii, tj. toky musí vstupovat do vinutí senzorů symetricky. U planárních senzorů je toho možné docílit jejich natočením = senzor Z je z tohoto důvodu umístěn kolmo, vodorovná poloha by způsobila nesymetrii projekce toku BX do prostoru vinutí senzoru Z.

By

Z

Bx x

Obr. 31 - Sestava držáku a senzorů X,Y,Z

Bz

Obr. 32 -Osy citlivosti resp.směr kompenzačního pole Bx, By, Bz (vždy v opačném směru)

- 33 -



M.Janošek

Rozložení magnetické indukce generované kompenzačním vinutím senzoru X by bylo nutné přesně modelovat metodou FEM, pro jednoduché přiblížení však postačí model pro solenoid (podmínka minimálního průřezu je zde splněna), pokud budu uvažovat stav nasyceného jádra senzoru, tedy konstantní μ=μ0. 6

Pro indukci ve středu solenoidu platí ([1.6]) :

B=

μ 0 IN l + 4r 2

2

[ H .m −1 , A, −, m, m]

pro N = 68, l = 21 mm a r = 0,9 mm a po dosazení za I = 14,26 mA (viz kap. 4.2.2):

[B] = 4 ⋅ π ⋅10

−7

⋅ 14,26 ⋅ 10 −3 ⋅ 68

0,021 + 4 ⋅ 0,0009 2

2

≅ 57 ⋅ 10 −6 ,

což je v dobrém souladu s hodnotou 50 μT, která je právě tímto proudem kompenzována.

Model užiji dále pro výpočet BC ve vzdálenosti d=15mm od okraje solenoidu:

x1 = d , x2 = l + d

BC =

BC =

x2 x1 μ 0 IN ⎡ ⎢ − 2 2l ⎢ x 2 + r 2 x1 + r 2 ⎣ 2

⎤ ⎥ ⎥⎦

4π ⋅10 −7 ⋅ 68 ⋅ 14,26 ⋅ 10 −3 ⋅ 68 ⎡ 0,026 0,015 − ⎢ 2 ⋅ 0,021 0,0152 + 0,0009 2 ⎢⎣ 0,026 2 + 0,0009 2

⎤ −8 ⎥ ≅ 43 ⋅ 10 ⎥⎦

Dominantní složka chyby způsobené kolmým polem Bc (s magnetometrem s pulsním buzením a senzory IIA stejné geometrické konstrukce) byla stanovena v lit. [1.23] jako:

Δs = −1,8 ⋅ 10 −5 ⋅ BC

6

2

[%, μT ]

Při uvažování vlivu feromagnetického jádra nastane rozdíl v menším poklesu indukce na koncích

solenoidu, bude přibližně konstantní po celém jeho průřezu.

- 34 -



M.Janošek

Z vypočtené hodnoty BC (cca 500 nT) po jejím dosazení do předchozího vztahu je zřejmé, že vliv takto generovaného pole bude vůči poli měřenému zanedbatelný i z hlediska linearity, vzdálenost 15 mm mezi senzory je tedy postačující.

Držák senzorů byl vyroben z nemagnetického materiálu, senzory jsou připevněny polyamidovými šrouby, jejich budící vinutí spojena sériově a spolu s přívody od jednotlivých snímacích vinutí přivedena na nemagnetický konektor DSUB-9 na těle krabičky KP42BU (Obr. 33). Pro pevné uchycení k tělesu přístroje slouží 2 přídavné šroubové spoje.

Obr. 33 - Konstrukce držáku senzorů

- 35 -



4.4.

M.Janošek

Realizace budícího obvodu

V předchozí verzi magnetometru [1.5] bylo využito samostatné budící jednotky s CPLD Altera [1.16]. Nevýhodou byla však kromě rozměrů a spotřeby též nemožnost komfortního řízení parametrů a nutnost externího přeladitelného generátoru hodinového signálu. Princip spínací části budící elektroniky zůstává stejný - pulsní buzení spínáním plného H-můstku z tranzistorů MOSFET. Pro využití v přenosném, bateriově napájeném magnetometru bylo nutno vyvinout signálovou část budící elektroniky odlišné koncepce. Jako cíl byla stanovena maximální flexibilita při změně parametrů budících a synchronizačních signálů, aby bylo možno stanovit ideální podmínky pro použité typy senzorů z hlediska spotřeby a dosažených parametrů. Zároveň byla navržena stabilizace amplitudy budícího proudu, protože její změna přímo ovlivňuje offset senzoru. Stabilizace zároveň umožní eliminovat vliv oteplení senzoru po zapnutí magnetometru. Blokové schéma navrženého budícího obvodu je zřejmé z Obr. 34. Tři pulsně-šířkově modulované signály z mikrokontroléru generují v dekodéru všechny potřebné budící (A,B) a řídící (EXCA,EXCB) průběhy. Amplituda budícího proudu je řízena ve zpětné vazbě nastavením napětí D/A převodníku, chybové napětí regulátorem PI řídí referenční vstup DC/DC měniče.

Obr. 34

- 36 -



M.Janošek

4.4.1. Řídící část Z hlediska parametrů magnetometru - především jejich časové stability - je naprosto nutné zajistit maximální možnou časovou a fázovou stabilitu obou spínacích signálů (EXCA, EXCB), zároveň je nutné využít synchronizační signál(y) pro detekční část přímo z budící elektroniky (vyloučit fázové závěsy a jiné konfigurace, přinášející přídavnou fázovou nejistotu). Nároky na stabilitu a řešení řídící části jsou tedy nezanedbatelné.

Jednou z možných realizací je využití samostatného mikrokontroléru jen pro vytváření potřebných budících a řídících signálů. Byla vyzkoušena realizace se softwarovou smyčkou na vývojové desce s mikroprocesorem řady 8051 a mikrokódem v assembleru, obdobná konfigurace byla v [1.24] použita v elektronickém kompasu.

Nevýhody tohoto řešení jsou následující •

•

•

velice hrubá a obtížná kontrola parametrů budících signálů (střída, frekvence)dáno minimální délkou trvání 1 instrukce (cca 1us při hodinovém kmitočtu 12 MHz) případné generování např. signálů A,B obsluhou přerušení (časovačů) nepřináší výhody, neboť uživatelský program -byť realizující jen budící část by i tak způsobil nejednoznačnost vstupu do přerušení (různě dlouhé instrukce = různá doba čekání na jejich dokončení). V případě procesorů využívajících pipelining (např. architektura AVR) by využívání přerušení vedlo k dalším fázovým chybám. mikrokontrolér je využit pouze jednoúčelově

Z těchto důvodů jsem navrhl následující způsob generování budících signálů:

•

•

Mikrokontrolér PIC16F737 generuje na 3 výstupních portech 3 pulsně šířkově modulované signály 2F_PWM, A_PWM a B_PWM. Ty jsou realizovány hardwarově přetečením interních čítačů bez vlivu dalších přerušení a běhu uživatelského kódu. Pomocí těchto 3 PWM signálů jsou obvody řady HCMOS (D, NAND a NOT s typickým přenosovým zpožděním v jednotkách ns) generovány všechny potřebné signály. Signál 2F_PWM (odpovídá 2. harmonické budícího signálu) je kromě toho využit také pro detekční elektroniku (kapitola 4.5). Řada 74HC byla vybrána pro TTL kompatibilitu a možnost napájení v rozmezí 2-6 V.

- 37 -



M.Janošek

74HC74

2F_PWM 3 VCC

1 4

D CLK CLR PRE

Q Q

9

5 6 /F_PWM

2

8

9

8

11

11

10

EXA

10 2F_PWM

12 EXB

13

Obr. 35

Realizace je zřejmá z Obr. 35. Signál 2F_PWM je v klopném obvodu D (74HC74) zapojeném jako dělička dvěma převeden na F_PWM. Ten slouží k získání jednotlivých řídících signálů EXA,EXB následující logickou kombinací:

EXA = F _ PWM ⋅ 2 F _ PWM = F _ PWM ⋅ 2 F _ PWM EXB = F _ PWM ⋅ 2 F _ PWM = F _ PWM ⋅ 2 F _ PWM

Obr. 36 ilustruje jednotlivé průběhy (2F_PWM, F_PWM a EXA shora dolů) pro nastavenou frekvenci 10 kHz a střídu 10%, z Obr. 37 jsou zřejmé signály 2F_PWM, EXA, EXB a průběh budicího proudu.

Obr. 37

Obr. 36

- 38 -



M.Janošek

4.4.2. Výkonová část

Je tvořena plným můstkem z tranzistorů N-MOSFET IRF 7103 (Obr. 38), s katalogovou hodnotou RDSon 20 mΩ @ 2A, VGSon= min 2,5V). Pro zjednodušení řízení můstku (2 logickými hodnotami), zamezení případného otevření v obou směrech (při zapnutí napájení mikroprocesoru kdy jsou na výstupních portech nedefinované hodnoty) je využit řídící obvod ADP3412. Řídící obvody jsou ovládány přímo signálem EXA, resp. EXB a spínají příslušný tranzistor (LH a RL, resp. RH A LL) ve větvi můstku, budícím vinutím tedy teče proud v obou polaritách. Napájecí napětí můstku VBR je získáno z napájecího napětí (baterií) pomocí step-down měniče MC34063. Amplituda budicího proudu (polovina ze špičkové hodnoty) je snímána na rezistoru Rs a zesílena 5x. Špičkový detektor s vybíjením paměťového kondenzátoru je realizovaný 1/4 OZ TL084 s konstantou vybíjení cca 100 μs. Předpětí na diodě D5 zajišťuje její funkci i pro vstupní napětí menší než 0,7V. Třetí OZ realizuje rozdílový zesilovač s G=1, výstupem je rozdíl napětí špičkového detektoru a napětí z D/A převodníku.

VBR

IRF7103/SO

RH

LH

EXC

LL

RL RSENSE

1

0

Obr. 38 - H-můstek

Obr. 39 - špičkový detektor a rozdílový zesilovač

Chybová složka je přivedena do PI regulátoru z dalšího OZ (Obr. 6). Konstanty PI regulátoru byly pro frekvenci 10 kHz, střídu 10% a amplitudu 300 mA (optimální podmínky) nastaveny jako Rpi=100 kΩ, Rsi=100 kΩ a Cpi=100 nF, spolu s regulačními charakteristikami DC/DC měniče určovaly regulační dobu cca 2 Hz.

- 39 -



M.Janošek

Obr. 40 - Řízení step-down měniče MC34063 PI regulátorem

4.5.

Realizace detekční části

Detekční část využívá typický zpětnovazební (kompenzační) princip magnetometru (blokové schéma na Obr. 41). Výstupní napětí, snímané detekčním vinutím sondy Ls je po stejnosměrném oddělení přivedeno na vstupní zesilovač. Signál je dále pomocí přepínače CMOS přiveden na dva spínané, pasivní integrátory - kladný a záporný. Rozdíl jejich výstupního napětí je dále integrován invertujícím integrátorem, uzavírajícím rezistorem Rs zpětnou vazbu. Vinutím Ls pak protéká kompenzační proud, působící proti měřenému vnějšímu poli, měronosnou veličinou je proud, resp. napětí snímané na rezistoru Rs, dále zesílené a filtrované dolní propustí.

Rs R1 Co

C1 10

60

CMOS SW. I

Ro Ls

R2 C2

Obr. 41 - Blokové schéma jednoho kanálu detekční elektroniky

- 40 -


Ux DP


M.Janošek

4.5.1. Vstupní část Vstupní část je realizována OZ OP1177. Vzhledem k činnosti ve zpětné vazbě, a tedy v ustáleném stavu hodnotám vstupního napětí v řádu mV, není nutné volit komponenty s velkou rychlostí přeběhu SR (OP1177 -0,7V/us), důležitý je nízký vlastní šum (8 nV/ Hz ). Vstupní odpor zesilovače definuje rezistor Ro, zároveň s oddělovacím Co realizuje horní propust 1. řádu. Pro frekvenci výstupního signálu 2f = 20 kHz byla navržen jako 10nF, 47 kΩ. Vstupní napětí je zesíleno 60x, hodnota je získána ze simulace v PSPICE jako maximální pro odezvu ve zpětné vazbě 1. řádu.

4.5.2. Spínané integrátory Namísto tradičního zpracování synchronním detektorem (spínačovým, směšovacím) bylo zvoleno využití dvěma spínanými integrátory. Odezva fluxgate senzorů na pulsní buzení při nenulovém měřeném poli (Obr. 42 dole) sestává ze dvou sousledných impulsů, každý se špičkou kladné a záporné polarity v aktivní části periody TA. Změna velikosti magnetického

pole

způsobuje

změnu amplitudy špiček v dané polaritě;

reverzace

směru

magnetického pole způsobí změnu polarity výstupního signálu. Přímé zpracování

tohoto

synchronní

detekcí

harmonické

vedlo

signálu na

druhé

Obr. 42- Budící proud a odezva fluxgate senzoru. k šumové

degradaci – spektrální hustota šumu vzrostla na 710 pTrms/√Hz @ 1 Hz, přičemž při sinusovém buzení (10 kHz š-š) byl šum senzoru IIB pouze 24 pTrms/√Hz @ 1Hz [1.23]. Hlavním zdrojem zvýšení šumu je šum v neaktivní části periody, jak je patrno z Obr. 42. Alternativní zpracování signálu použitím dvou spínaných integrátorů bylo navrženo v rámci semestrálního projektu [1.5]. K dvojici spínaných integrátorů (Obr. 43) je kladná a záporná část signálu přivedena pouze po aktivní dobu periody TA (Obr. 42). Rozdíl těchto dvou napětí, naintegrovaných během aktivní části na integrátorech 1 a 2, pak bude v neaktivní části

- 41 -



M.Janošek

neproměnným výstupním signálem. Referenční signál pro obě časová „okna zpracování“ je získán přímo z řídících signálů buzení a splňuje tak požadavek na stabilitu a soufázovost s buzením senzoru.

CMOS spínač (ADG 451) upíná během kladné části aktivní periody 1 výstup zesilovače na integrátor 1, v záporné části 2 pak na integrátor 2. Časová konstanta daná R1,2 a C1,2 je volena tak, aby RC články pracovaly v daném frekvenčním rozsahu v lineární oblasti, tj. jejich časová konstanta musí být mnohem větší, než spínací doba 1, resp. 2 z Obr. 42. Pro budící proud s kmitočtem f=10 kHz a střídu d=10% je šířka jednotlivách

T1, 2 =

Obr. 43 - 2 spínané integrátory

oken

dána

jako

1 10 1 ⋅ = 5 μs . f 100 2

Volbou R1,2 = 10 kΩ a C1,2 = 10 nF s výslednou

τ=R.C=100 μs je tento požadavek s rezervou splněn. Vzhledem k použitím spínače CMOS a jeho neideálním charakteristikám je nutné dodržet následující zásady : R1,2 musí být >> ΔRDSON (splněno), a zároveň je nutné zachovat stejnou časovou konstantu a především šířku upínaných oken pro oba integrační články z hlediska potlačení injektovaného náboje při spínání (charge injection). Po ukončení aktivní části periody jsou na integrátorech 1 a 2 téměř neproměnná napětí s rozdílnými znaménky, oba integrační články se chovají jako paměťové obvody. Rozdílu integrálů průběhů obou částí výstupního napětí (v absolutní hodnotě jejich součtu) je realizován přístrojovým zesilovačem AD620. Přístrojový zesilovač byl zvolen především pro : 1. minimální drift parametrů (absence rezistorů proti rozdílovému zesilovači), 2. vysoké impedance na obou vstupních svorkách (minimální vybíjení C1,2 v neaktivní části periody). Vstupní proudy přístrojového zesilovače ovlivňují obě napětí symetricky, v případě jejich shodnosti se jejich vliv neprojeví, v neaktivní části je umožněn navíc jejich průtok díky přes CMOS spínač. Odvedení vstupních proudů na nulový potenciál paralelním rezistorem se neosvědčilo z několika důvodů : 1. Zpomalení integrátoru (časová konstanta vzroste).

- 42 -



M.Janošek

2. Větší rozvážení obou svorek vstupního zesilovače 3. Další člen s teplotním koeficientem zanášející nesymetrii parametrů.

Následující invertující integrátor (realizován OP97, resp. OPA627) zabezpečuje funkci záporné zpětné vazby a z velké části určuje časovou konstantu magnetometru. Jeho časová konstanta byla nastavena tak, že ve zpětné vazbě je při jednotkovém skoku měřeného pole 50 μT je doba náběhu tr=5 ms, z ní vyplývá šířka pásma fm = 0,35/tr = 70 Hz. Operační zesilovač použitý v integrátoru musí být schopen dodávat kompenzační proud v plném rozsahu magnetometru, v opačném případě je nutné použít převodník V/I, resp. diskrétní proudový zesilovač, ten však přináší možné problémy s linearitou. Pro maximální kompenzační proud 15 mA nevyhoví OP 97, ten sice dle katalogových hodnot dodává až 20 mA do zátěže, vykazuje však nesymetrii zatížitelnosti pro jednotlivé polarity. Vzhledem k nutnosti dynamické rezervy není použitelný. V magnetometru byl proto použit integrátor s OPA627. Použití AD797 v předchozí verzi [1.5] přinášelo problémy (saturace), OPA627 je stabilní při jednotkovém zesílení a je vhodná k použití jako integrátor díky vstupní části s FET. Zátěží pro integrátor je snímací odpor Rs a pomocný rezistor v sérii, ve výsledku 130 Ω. Měronosná veličina, tj. kompenzační proud, je snímána na sériovém rezistoru Rs přístrojovým zesilovačem. Snímací rezistor byl vybrán s nízkým teplotním koeficientem (< 10 ppm) a zároveň nízkou hodnotou, minimalizující vlastní oteplení rezistoru procházejícím proudem. Velikost byla zvolena na Rs = 37,4 Ω - pak pro kompenzační proud při 50 μT Icomp= 14,26 mA je URS = 0,533 V a při použití přístrojového zesilovače s pevným G = 10 (AD621) je s rezervou určena citlivost 5,33 V / 50 μT. Druhou alternativou je využití AD 620 s externím rezistorem RG, ta však přináší aditivní teplotní drift zesílení vlivem TC rezistoru. Výstupní filtr byl navržen jako přepínatelný s dvěma časovými konstantami - 20 a 2 Hz. Realizace je zřejmá z Obr. 44 - filtr je typu Butterworth s OP1177. Časová konstanta je přepínána spínáním resp. rozpínáním paralelního rezistoru a kondenzátoru spínačem CMOS. Vzhledem k zanedbatelným proudům se neprojeví neideální charakteristiky přepínače (drift RDSon), přepínání výstupního napětí z dvou samostatných filtrů by přinášelo chybu vlivem výstupního proudu do zátěže. Výstupní napětí jednotlivých kanálů je zároveň uživatelem multiplexováno k indikačnímu 4,5 místnému integračnímu multimetru DPM-160S (linearita ± 1 dg, 20 ppm/°C).

- 43 -



M.Janošek

C56

1u

S3D 7 6

D S

R400 7k

IN

13 4

20

OUT 2

-IN

+9 -9

6

XOUT MM4.5 R42 10k

-9

D S

VDD VSS

8

+IN

C57 470n

4

93k

10 11

3

+9

7

U222A

R41 147k

-9

R40

+9

OP1177AR

S2B

13 4

C577 370n

VDD VSS

MM_X ADG431/SO

VDD VSS

100n+6k=20Hz

15 14

IN

D S

9

IN

ADG431/SO S3C

13 4

16

+9 -9

470n+93k=2Hz /20

Obr. 44 - realizace výstupního přepínatelného filtru

4.5.3. Řídící část Šířku časových oken, ve kterých je aktivní příslušný pasivní integrátor (Obr. 42 -1,2), určují signály PWM_A a PWM_B mikroprocesoru. Spolu s dekodérem z Obr. 45 realizující řídící signál pro CMOS spínač ADG451 (invertovaný), a to tak, že. Šířku okna 2 (signál Bn) je možné plynule měnit mezi 0-100% střídy (frekvence dána 2f_PWM, tj. 2. harmonická budícího signálu), šířka okna 1 (signál An) je zdola omezena šířkou budícího pulsu (obvod realizuje funkci OR). U15A

2F_PWM

1

74F04

2

U13A

74HC00

1 3 A_PWM

A/

2

U14B

74HC00

U11C

74FHC04

4 6

B

5

5

6

B/

B_PWM

Obr. 45 - dekodér řídících signálů integrátorů

An = A = 2 F _ PWM ⋅A _ PWM Bn = B = 2 F _ PWM ⋅B _ PWM = 2 F _ PWM ⋅ B _ PWM Obr. 46 definuje způsob využití obou signálů při spínání příslušného integrátoru 1 resp. 2. Šířka okna Bn je záměrně pro názornost zvětšena, z předchozího textu plyne, že je v pracovním - 44 -



M.Janošek

režimu nastavena na šířku rovnou An. Z obrázku je rovněž patrná neaktivní doba obou integrátorů.

Obr. 46 - Definice signálů An a Bn a jejich využití při spínání integrátorů 1,2

4.6.

Softwarová realizace

Software pro mikrokontrolér PIC16F737 jsem vytvořil v prostředí PICC (jazyk C upravený pro mikrokontroléry MICROCHIP) a odladil na simulátoru PIC Simulator IDE. Základní smyčka, realizující komunikaci s uživatelem je patrná z Obr. 47. Mikrokontrolér je napájen vždy, ve stavu po vypnutí čeká na stisk libovolné ze 3 kláves (Vypnout/Zapnout, Výstup a Filtr). V případě zapnutí je sepnuto relé napájení ostatní elektroniky. Posléze jsou nahrány z paměti EEPROM předchozí hodnoty (Frekvence, střída, amplituda budícího proudu, šířka oken A,B a nastavení výstupního filtru). Parametry magnetometru je možné zobrazit, změnit a uložit pomocí sériové linky a libovolného terminálového programu (9600 b/s). Klávesou Výstup je střídavě přepínán 1 multiplexovaný výstup, resp. zobrazení na indikačním LCD voltmetru. Klávesa Filtr umožňuje změnu nastavení výstupního filtru mezi 2 a 20 Hz.

- 45 -



M.Janošek

Primární funkcí mikrokontroléru je generování 3 pulsně-modulovaných signálů, nutných pro obvody buzení a detekční část ( kap. 4.4.1). Vzhledem k hardwarové realizaci PWM modulace na výstupních portech uživatelský program s těmito signály neinterferuje.

Obr. 47 - Softwarová smyčka ovládání

Mikrokontrolér používá hodinový kmitočet 20 MHz a 16-bitový čítač časovače PWM, z čehož plynou následující vztahy pro frekvenci všech 3 PWM výstupů [1.30]:

f =

1 1 → [N ] = a tedy 0,8μs ⋅ N f ⋅ 0,8 ⋅ 10 −6

⎛ 1,25 ⋅10 6 ⎞ ⎟⎟ N = int 16⎜⎜ f ⎝ ⎠

Střída d [%] je pro jednotlivé PWM výstupy určena 10-bitovým číslem Nd uloženým v příslušném registru 16-bitovém registru, pro které platí:

Nd =

⎛ d ⋅ 25000 ⎞ tON d ⋅ 0,01 ⎟⎟ = = int 16⎜⎜ −7 f ⋅ 4 ⋅10 f 8⋅ 1 ⎝ ⎠ 6 20 ⋅ 10

(

)

Amplituda budícího proudu je určena výstupním napětím sériově interfacovaného D/A převodníku MCP4921 (12-bit). Při použití referenčního napětí převodníku 2,5V, vstupního zesilovače s G=5x platí pro požadované N, přenesené sériovým kanálem SPI do D/A převodníku :

- 46 -



M.Janošek

Ipp ⋅ 5 ⋅ 0,001 Ipp ⋅ 0,005 ⋅ 212 2 N= = = 4,096 ⋅ Ipp 1 LSB 2,5 ⋅ 2 kde Ipp je mezivrcholová hodnota budícího proudu v mA. Maximální regulovatelná hodnota je tedy 1A šš pro N=4096. Tyto hodnoty, tj. frekvenci, střídu, amplitudu budícího proudu a jednotlivé střídy výstupních signálů 2f_PWM, PWM_A, PWM_B (nutných pro budící a detekční obvod) lze nastavit po sériové lince. Toho bylo využito především při extenzivním testování vlivu parametrů budícího signálu na parametry magnetometru.

4.7.

Mechanické provedení magnetometru Elektronika magnetometru byla navržena na jediné dvouvrstvé DPS s rozměry 74x113

mm (motivy plošných spojů - Příloha 4). Dvouvrstvá deska plošných spojů umožňuje levnou výrobu, snadnou opravitelnost a při převážném využití SMD součástek i velkou robustnost. Deska byla osazena pouze součástkami na horní, montážní vrstvě. Precizní součásti, které nebyly k dispozici v SMD provedení, jsou použity jako vývodové (např. kondenzátory výstupního filtru , záporný stabilizátor). Filtrační kondezátory, ať už tantalové, nebo elektrolytické hliníkové jsou voleny jako vývodové radiální - SMD tantalové kondenzátory nepřinášejí při větších nárocích na jejich kapacitu úsporu místa na DPS. Při návrhu bylo dbáno všech zásad zemnění a především využívání rozlévaných zemnících ploch. DPS je rozdělena izolačním příkopem zemnicí plochy na digitální a napájecí část, a část analogovou. Precizní konektory pro vstup (z fluxgate senzorů) a výstup (ke konektoru CANON DB-9) umožňují snadnou demontáž z krabičky magnetometru. Krabička byla vybrána ze sortimentu BOPLA, konkrétně BOS-800, s integrovaným pouzdrem na 4 akumulátorové články AA (4x1,2V) a krytým otvorem pro displej, do kterého byl vsazen 4,5 místný LCD multimetr DPM 160S (Obr. 49). Konektor Canon-9, umístěný zboku (Obr. 50) umožňuje připojení 3 externích multimetrů a zároveň linky RS-232 (Tab. 4). Externí box s tripletem fluxgate senzorů je připojen buď přímo na nemagnetický konektoru v přední části magnetometru, nebo připojen pomocí prodlužovacích kabelů – funkce jednotlivých vývodů je v Tab. 5.

- 47 -



M.Janošek

PIN 9 8 7 6+2 2 3

Obr. 48 - DPS magnetometru

funkce výstup Z výstup Y výstup X zem RX TX

Tab. 4 - Rozložení signálů na výstupním konektoru DB-9

PIN 1 2 3 4 5 6 7 8 9 Obr. 49 - Vnější pohled

funkce Budící – 1 X– snímací Y– snímací Z– snímací Budící – 2 X – zem Y – zem Z – zem

Obr. 50 -Vnitřní uspořádání Tab. 5 - Rozložení signálů na vstupním konektoru DB-9 připojení fluxgate senzorů

- 48 -



M.Janošek

5. Měření parametrů magnetometru 5.1.

Definice a metrologie 5.1.1. Citlivost, linearita

Ideálně lineární magnetometr realizuje vztah U = k .B+UO

( 26 )

[V,V/T,T,V]

kde U je výstupní napětí magnetometru, k je jeho citlivost(zesílení), U0 je napěťový offset v nulovém poli. Ve skutečnosti je výstupní napětí rovno U ′ + ε , kde ε je reziduum, určené po odhadu parametrů k a Uo metodou nejmenších čtverců:

ε = kB + U O − U ′

( 27 )

Nelinearita je běžně udávána v bezrozměrných jednotkách ppm (parts per milion), a je vztahována k plnému rozsahu magnetometru (FS - full scale).

ε ppm =

k ⋅ B +U0 −U′ ⋅ 1⋅10 6 FS

[V,V/T,T,V]

( 28 )

Dostatečně homogenní pole je vytvářeno soustavou Helmholzových cívek (Obr. 55), je úměrné protékajícímu proudu I a konstantě Helmolzových cívek Kc. B = Kc . μ0. I

[T; Wb/m,A]

( 29 )

Při reálném měření není možné určit přesně hodnotu indukce B, ale můžeme určit její diferenci ΔB: Δ B = Kc . μ0. Δ I

( 30 )

Důležitou podmínkou je synchronní odečet výstupního napětí a proudu Helmholzovými cívkami. Pro vektorové magnetometry je nutné určit jednotlivé konstanty jednotlivých os zvlášť, nebo s v využitím tříosých Helmholzových cívek s dostatečně garantovanou ortogonalitou.

- 49 -



M.Janošek

Druhou metodou určení citlivostí, offsetů a nelinearit magnetometru je využití metody Thin-Shell. Ta je aplikovatelná při simultánním vektorovém měření ve všech třech osách za podmínky homogenního a stálého měřeného pole. Vektorový součet jednotlivých složek X,Y,Z je pak konstantní a iterační algoritmus hledá odhady jednotlivých parametrů pro všechny tři osy magnetometru (vstupuje zde navíc další parametr neortogonality senzorů). Podrobný popis metody byl uveřejněn např. v [1.29].

5.1.2. Šum Šum magnetometrů je udáván [1.1] : •

jako výkonová spektrální hustota šumu na kmitočtu 1 Hz

⎡T ⎤ BN − PSD1 ⎢ RMS ⎥ ⎣ Hz ⎦

•

jako efektivní hodnota šumu v pásmu 0,1 - 10 Hz

BN − BW 10 [TRMS ]

Při měření je nutné odlišit příspěvek šumu elektroniky magnetometru a šumu senzoru, typické průběhy, naměřené pro senzor IIA, jsou zřejmé z Obr. 56.

100 μV

10 μV

Elektronika bez senzoru: 126 nV @ 1Hz Se senzorem IIA: 1830 nV @ 1 Hz 10 7

1 μV

100 nV

10 nV

62.5 mHz

12.6 Hz

Obr. 51 - Typický průběh efektivní hodnoty šumu v pásmu 0,1-10 Hz a hodnota PSD na 1 Hz

Měření šumu magnetometru je realizováno pomocí spektrálního analyzátoru Agilent 35670A. Šumové hodnoty jsou následně přepočítány pomocí zjištěných citlivostí na vstupní jednotky.

- 50 -



M.Janošek

5.1.3. Stabilita offsetu Stabilitou offsetu rozumíme jeho změnu za jinak konstantních podmínek (vnější teplota, měřené pole). Jedná se o šum na ultra-nízkých frekvencích, spolu s nelinearitou určuje použitelnost magnetometru. Senzor je umístěn v magnetickém stínícím krytu a při ideálně konstantní teplotě (monitorována během měření) jsou zapisovány hodnoty výstupního napětí jednotlivých os, v případě ideálně stínícího krytu bychom měřili přímo hodnoty offsetu elektroniky a senzoru. Pro měření offsetu byl vyvinut software, ukládající a zobrazující simultánně hodnoty napětí všech 3 os magnetometru, včetně monitoringu teploty - viz Obr. 52.

Obr. 52 – Software pro stanovení staility offsetu

5.1.4. Teplotní stabilita Vliv teploty na citlivost a offset magnetometru určuje jejich teplotní koeficient TcK a TcUO. Za předpokladu monotonicity a linearity, potvrzené měřením, se určuje se proložením dvou teplotních extrémů T1 a T2 :

Tc K =

(K T 1 − K T 2 )

TcU 0 =

T1 − T2

- 51 -


(UoT1 − UoT 2 ) T1 − T2


M.Janošek

Abychom rozlišili příspěvky teplotní stability senzoru a magnetometru, je nutné měřit příspěvky k teplotní stabilitě zvlášť. Teplotní stabilita offsetu je pro příspěvek elektroniky realizována zahříváním elektroniky magnetometru, zatímco senzor je v magnetickém stínění udržován na konstantní teplotě. Při měření teplotního koeficientu citlivosti jsou prováděna při zahřívání elektroniky měření linearity, za účelem stanovení aktuální citlivosti (kap 5.1.1). Pro vyhodnocení vlivu příspěvků senzoru je naopak nutné zahřívat senzor - pro teplotní stabilitu offsetu senzoru bylo využito uspořádání z Obr. 53, při stanovení Tck bylo využito termostatovaného tepelně izolovaného boxu uvnitř Helmholzových cívek (Obr. 54). Software k měřícímu systému byl použit stejný, jako v předchozí konfiguraci.

Obr. 53 – Stínící kryt a izolační vložka, pro Obr. 54 – Termostatovaný box uvnitř měření teplotní charakteristiky offsetu Helmholzových cívek

- 52 -



M.Janošek

5.1.5. Měřící systém pro stanovení citlivosti,offsetu a linearity Pro stanovení citlivosti, offsetu a průběhu nelinearit magnetometru byl sestaven měřící systém dle Obr. 55.

Obr. 55- Měřící systém pro charakterizaci magnetometru - citlivost, offset,(ne) linearita

Uspořádání měřícího systému dle Obr. 1 zahrnuje : • • • • •

2 multimetry Agilent HP34401A (s výrobcem udávanou chybou 15 ppm z hodnoty a 3 ppm z rozsahu na rozsahu 10V) stejnosměrný zdroj HP 6642A, resp. TOELLNER 8071 Hemholzovy cívky s konstantou 305,9 A/m /A vlastní senzor umístěný ve středu Helmholzových cívek s osou citlivosti ve směru VZ (minimalizace vlivu horizontální složky zemského mag. pole) kabely a převodník realizující připojení jednotlivých přístrojů pomocí sběrnice IEE 488.2 (použit IEE488.2 USB převodník AGILENT Technologies 82357A)

Pro měření bipolární odezvy byl dále zařazen komutátor vlastní konstrukce, ovládaný pomocí sběrnicí RS232C.

Softwarová realizace Softwarovou část měřícího systému jsem implementoval v prostředí LabView 8.2. Použití knihovny VISA k přístupu ke sběrnici dává širší z hlediska jiných rozhraní než IEE 488.2 (např. RS-232C, USB. Program sestává ze několika celků : •

Inicializace voltmetrů, napájecího zdroje. - 53 -


Magnetometr s miniaturními senzory fluxgate • •

M.Janošek

Vlastní měřící smyčky (nastavení napětí napájecího zdroje, odečty voltmetrů, ovládání komutátoru, grafický výstup) Odhad koeficientů, výpočet nelinearit a jejich grafické zobrazení

Obr. 56 - Měřící systém pro určení citlivosti, offsetu a nelinearity v dané ose magnetometru

Synchronnost odměrů je zajištěna spouštěcí podmínkou realizovanou sběrnicí (TRIG:BUS). Příkazem INIT jsou voltmetry přivedeny do „wait-on-trigger“ režimu, vysláním GET (Group Execute Trigger) je realizován synchronní odměr. Data jsou následně vyčtena z jednotlivých přístrojů, během měření je aktualizován graf závislosti výstupního napětí na aplikované indukci. Po dokončení měření, případně jeho přerušení se zahájí výpočet parametrů lineárního prokladu včetně vykreslení průběhu nelinearit do grafu. Data jsou zároveň jsou uložena na disk pro import do tabulkových procesorů. Uživatelský interface ilustruje Obr. 56.

- 54 -



5.2.

M.Janošek

Citlivost, linearita magnetometru 5.2.1. Závislost citlivosti, offsetu a linearity na budícím proudu Nejprve jsem stanovil vliv změny budícího proudu na citlivost, linearitu a

offset

senzoru IIIA při použití lock-in zesilovače SR-844 (bez zpětné vazby - charakterizace samotného senzoru). Jako zdroj budícího proudu byla využita elektronika magnetometru, referenčním signálem pro lock-in zesilovač byl signál 2f vyvedený z desky magnetometru. Všechna měření byla provedena při frekvenci budícího signálu 10 kHz a střídu 10%. Závislost citlivosti senzoru IIIA na budícím proudu -620

Citlivost [V/T]

-610 -600 -590 -580 -570 -560 300 -550

Budící proud [mA p-p] 400

500

600

700

800

900

Obr. 57- citlivost senzoru IIIA vs. budící proud (lock-in zesilovač SR840) Offset senzoru vs. budící proud 0,0038 0,0037

Offset [V]

0,0036 0,0035 0,0034 0,0033 0,0032 0,0031 300

400

500

600

700

800

900

Budící proud [mA pp]

Obr. 58- offset senzoru IIIA vs. budící proud (lock-in zesilovač SR840)

- 55 -



M.Janošek

Obr. 52 v souladu s [1.23] ukazuje nárůst citlivosti pro senzor IIIA (jehož budící vinutí je shodné jako u senzoru IIA) až do cca 650 mA p-p. Z Obr. 53 je patrný také nárůst offsetu při větší amplitudě budícího proudu – ten může být způsoben přítomností sudých harmonických v budícím proudu. Závislost nelinearity (unipolární) na budícím proudu pro různé amplitudy budícího proudu je zřejmá z Obr. 59. Z těchto měření vyplývá následující závěr: pro největší potlačení nelinearity senzoru ve zpětné vazbě je vhodné použít amplitudu budícího proudu mezi 650 - 850 mA p-p, kde je závislost citlivosti a offsetu magnetometru na jeho změně minimální. IIIA pulse excited 10 kHz, 10%duty, SR8440 detection - nonlinearities 350-850 mA p-p, FS 50uT

850 750 650

10000

550 450

Nonlin [ppm]

15000

350 5000

0 -60

-50

-40

-30

-20

-10

0

10

Field [uT] -5000

-10000

-15000

Obr. 59 - nelinearita senzoru IIIA (otevřená smyčka, Lock-in zesilovač)

Po zapojení senzoru do magnetometru v ose Y (ve zpětné vazbě) byla ověřena při stejných podmínkách závislost citlivosti a offsetu na budícím proudu - Obr. 60. V ideálním případě by byla závislost citlivosti na budícím proudu potlačená zcela, v případě použité regulační smyčky je pro změnu budícího proudu o 250 mA změna citlivosti rovna 150 V/T z 104525 V/T, tj. cca 0,001%. Proti činnosti v otevřené zpětné vazbě - kde je změna 60 V/T z 560 V/T, tj. cca 10% - se jedná o potlačení 10 000x. To ukazuje na neideální stejnosměrné zesílení ve zpětné vazbě (způsobené použitým integračním kondenzátorem, reálnými vlastnostmi OZ v integrátoru a svodovými jevy). - 56 -



M.Janošek

Offse t magne tome tru vs. budící proud 5,00E-03

0,00E+00

Offset [V]

250

300

350

400

450

500

550

600

650

-5,00E-03 Měření č.1 Měření č. 2 -1,00E-02

-1,50E-02

-2,00E-02


Citlivost magnetometru vs. budící proud 104750 104700

Citlivost [V/T]

104650 104600 Měření č.1

104550

Měření č. 2

104500 104450 104400 250

350

450

550

650


Obr. 60 - vliv velikosti budícího proudu na citlivost a offset magnetometru

- 57 -



M.Janošek

Závislost linearity na budícím proudu byla měřena za běžných podmínek v laboratoři a ilustruje ji Obr. 61. Je zřejmé, že větší budící proudy (500 - 600 mA pp) způsobují větší nelinearitu (především v maximálních hodnotách měřeného pole), což koresponduje s měřením v [1.23].

Nelinearita magnetometru v závislosti na budícím proudu - osa Y 600 Nelinearita [ppm]

300 pp 350 pp 400 pp 450 pp 500 pp 550 pp 600 pp

400

200

0 -80

-60

-40

-20

0

20

40

60

Aplikované pole [uT]

80 -200

-400

-600

Obr. 61 - nelinearita magnetometru pro jednotlivé budící proudy

- 58 -



M.Janošek

5.2.2. Citlivost a linearita magnetometru Linearita Vypočtené nelinearity z jednotlivých běhů měření

Nelinearita [ppm]

200

byla

měřena

150

jednotlivých

100

během

50

magnetometru opakováním

odměrů

nočních

v

hodin.

cyklu Budící

proud byl vybrán s hodnotou 450

0

mA pp, při zachování parametrů -50

budícího signálu - frekvence 10

-100

kHz a střída 10%.

-150 -200 0

1000

2000

3000

4000

5000

6000

Aplikované pole [μT]

Z vypočtena lineárním

Obr. 62 - neprůměrované nelinearity (180 cyklů, osa Z)

datového citlivost

celku

byla

a

offset

prokladem

v

tabulkovém procesoru ORIGIN. Pokud bychom poté vynesli přímo

průběhy nelinearit, budou zatíženy šumem (změna proudu Helholzovými cívkami během měření, změna magnetického pozadí) - Obr. 62. Proto byla jednotlivá data zprůměrována do intervalů aplikovaného pole a vypočtené nelinearity (např. intervalu aplikovaného pole 2,3-2,5 μT nelinearita 50-150 ppm). Modifikace tohoto postupu byla využita při měření nelinearity v [1.23]. Průběh nelinearit ve všech třech osách magnetometru je zřejmý z Obr. 63. Po aplikaci výše uvedeného průměrování byla vypočtena max. nelinearita (v absolutních hodnotách) v ose X 65 ppm, v ose Y 93 ppm a v ose Z 60 ppm. Citlivost magnetometru v ose Y byla stanovena na 106562 ± 0,9 V/T, v ose Z byla citlivost stanovena jako 104413,3 ± 0,4 V/T a v ose X jako 106757,6 ± 1,6 V/T. Detailní přehled všech parametrů udává Tab. 6.

- 59 -



M.Janošek

Průběh nelinearit v jednotlivých osách X,Y,Z 100

Nelinearita [ppm]

80 60 40

X Y Z

20 0 -20 -40 -60 -60

-40

-20

0

20

40

60

Aplikované pole [μT]

Obr. 63 - Průběh nelinearity magnetometru ve všech třech osách

OSA

Citlivost [V/T]

Offset [V]

Max. nelinearita [nT]

Max. nelinearita [ppm z FS]

106757,6 ± 1,6

-5 -5 -1,0.10 ± 2,6.10

6,5

65

106562,0 ± 0,9

-9,3.10 ± 2,6.10

-5

9,3

93

104413,3 ± 0,4

-2 -5 1,3.10 ± 1,1.10

6,0

60

X Y Z

-5

Tab. 6- výsledky měření citlivostí a linearity magnetometru v osách X,Y,Z.

- 60 -



5.3.

M.Janošek

Šumové charakteristky 5.3.1. Vyhodnocení vlivu regulace amplitudy budícího proudu Pro ověření vlivu regulace budícího proudu byly pro velikost 1A p-p naměřeny

charakteristiky jak se zpětnovazební regulací budícího proudu, tak pouze se stabilizovaným napětím můstku. Z naměřených charakteristik

je zřejmé 1. zhoršení šumových vlastností

zavedením regulace budící amplitudy (380 vs. 570 pTRMS a 45 vs 84 pTRMS/√Hz @ 1 Hz - Obr. 64.

Obr. 64 – Vliv regulace budícího proudu - 1A p-p

5.3.2. Šum magnetometru Byl stanoven pro budící proud 450 mA p-p (stanovený z předchozích měření jako optimální. Šum byl stanoven zvlášť pro elektroniku bez připojených fluxgate senzorů (Obr. 65) a pro celý magnetometr se senzory v magnetickém stínícím krytu (Obr. 66 - jako referenční průběh byl přidán průběh šumu elektroniky v ose Y). Z průběhu šumu magnetometru je patrné, že senzor osy X vykazuje horší vlastnosti, než zbylé dva senzory tripletu.

- 61 -



M.Janošek

Šum elektroniky magnetometru - osy X,Y,Z

1 nT Y: 12 pT PSD @ 1 Hz 100 pT X: 9 pT PSD @ 1 Hz Y: 91 pT RMS 10 pT Z: 8 pT PSD @ 1 Hz Z: 80 pT RMS X: 81 pT RMS

1 pT

100 mHz

10 Hz

Obr. 65 – Šum elektroniky magnetometru, senzory v magnetickém stínění

Šum magnetometru - osy X,Y,Z 1 nT X: 32 pT PSD @ 1 Hz Y: 18 pT PSD @ 1 Hz

100 pT

X: 374 pT RMS Y: 138 pT RMS

10 pT Z: 11 pT PSD @ 1 Hz

1 pT

Z: 120 pT RMS Šum elektroniky 100 mHz

10 Hz

Obr. 66- Šum magnetometru (elektronika + senzory)

Osa

X Y Z

Elektronika

Elektronika + senzor

BN − PSD1

BN − BW 10

BN − PSD1

BN − BW 10

[pTRMS√Hz ] 12 9 8

[pTRMS ] 81 80 91

[pTRMS√Hz ] 32 18 11

[pTRMS ] 374 138 120

Tab. 7 - Šumové parametry magnetometru

- 62 -



M.Janošek

5.3.3. Stabilita offsetu Vliv změny amplitudy budícího proudu na offset senzoru byl ověřen (Obr. 67) a stanoven jako cca 0,4 nT/ mA. Vliv nastavené amplitudy budícího proudu na stabilitu offsetu je zřejmý z Obr. 68 - z něj plyne preference budícího proudu 450 mA pp, s 4 h stabilitou < 1 nT. 350

Změna offsetu v závislosti na změně budícího proudu (osa Y) 640 600 550

Offset [nT]

280

500 450

Budící proud 410 360

210

320 290

140 00:00

01:00

02:00

03:00

04:00

cas [mm:ss]

Obr. 67 – vliv amplitudy budícího proudu na offset magnetometru

S ta b ilita o ffs e tu p ro rů zn é b u d íc í p ro u d y Y , a m p litu d a re g u lo vá n a 42 40

550 m A pp

38 36 34

Offset [nT]

32 30

350 m A pp

28 26 24 22 20 18

450 m A pp

16 14 00:30

01:00

01:30

02:00

02:30

03:00

03:30

C as [hh:m m ]

Obr. 68 - 4 hodinová stabilita offsetu

- 63 -


04:00


M.Janošek

Vliv zavedení zpětnovazební regulace budícího proudu na dlouhodobou stabilitu offsetu byl ověřen dvěma měřeními, pro celkovou dobu 9 hodin, kdy byla teplota v krytu stabilní v rozmezí ± 0,5 °C a teplota v prostoru elektroniky ± 1°C. Z Obr. 69 je patrná stabilita offsetu bez regulace ve zpětné vazbě a na Obr. 70 s regulací.

-40

Z 9-hodinová stabilita offsetu (Y) bez regulace, 600 mA p-p

-42

Offset [nT]

-44

uvedených

průběhů

je

patrné zlepšení dlouhodobé

-46

stability

vlivem

-48

zpětnovazební

zavedení regulace

-50

budícího

-52

proudu,

které

-54

dovolilo udržet daný offset v

-56

rozmezí ± 1 nT i po dobu 9

-58 -60 03:00

hodin. 04:00

05:00

06:00

07:00

08:00

09:00

10:00

11:00

12:00

Čas [hh:mm]

Při

regulace

vyřazení

(stabilizace

této napětí,

nikoliv proudu) se stabilita Obr. 69 -9-hodinová stabilita, bez regulace

zhoršila na - 4 nT / 9h.

26

Zároveň

9-hodinová stabilita offsetu (Y) regulace budícího proudu 450 mA p-p

24

je

zřejmé

snížení

šumu magnetometru na ultra-

22 20

nízkých frekvencích (ultralow-

Offset [nT]

18

frequency

16

noise),

daných

14

krátkodobou změnou offsetu.

12

Hodnota větší než 2 nT š-š pro

10

budící proud bez regulace byla

8 6 00:00

snížena na cca 1 nT š-š pro 01:00

02:00

03:00

04:00

05:00

06:00

07:00

08:00

Čas [hh:mm]

09:00

regulovaný budící proud (Obr. 70).

Obr. 70 - 9 hodinová stabilita, s regulací

- 64 -



5.4.

M.Janošek

Teplotní stabilita 5.4.1. Vliv elektroniky magnetometru Pro ověření vlivu regulační elektroniky na offset a citlivost magnetometru bylo měření

provedeno pro neregulovanou amplitudu 600 mA p-p a regulovanou 550 mA p-p. Při měření teplotního koeficientu offsetu byla elektronika zahřívána v peci, která byla po dosažení teploty cca 45°C pasivně ochlazována (sáláním). T e p lo tn í sta b ilita o ffse tu - e le ktro n ik a za h řívá n a . 5 5 0 p p , re g u lo vá n o

-570

44

Offset [nT]

T e p lo ta -574

42

-576

40

-578

38

-580 36

O ffse t

-582

Teplota [°C]

-572

34 -584 32

-586

-588 30 00:-28 0 0:00 0 0:28 00:5 7 0 1:26 0 1:55 02:2 4 0 2:52 03:2 1 03:5 0 0 4:19

ca s [h h :m m ]

Obr. 71 - Časový průběh offsetu a teploty elektroniky. Regulovaný budící proud. T e p lo tn í s ta b ilita o ffs e tu - e le k tro n ik a z a h řív á n a 5 5 0 p -p re g u lo v á n o

-5 7 0 -5 7 2

-1 ,1 n T /K z a h řív á n í

-5 7 4

Offset [nT]

-5 7 6 -5 7 8 -5 8 0

-0 ,9 7 n T /K o c h la z o v á n í

-5 8 2 -5 8 4 -5 8 6 -5 8 8 30

31

32

33

34

35

36

37

38

39

40

41

42

43

44

T e p lo ta [° C ]

Obr. 72- Závislost offsetu na teplotě elektroniky. Regulovaný budící proud.

- 65 -


45


M.Janošek

Časový průběh teplotního cyklu při měření s regulovanou amplitudou je zřejmý z Obr. 71. Teplotní koeficient offsetu vlivem zahřívání elektroniky leží mezi -0,97 nT/K a -1,1 nT/K (Obr. 72 - hystereze). Průběhy pro neregulovaný budící proud (600 mA p-p) jsou patrné z Obr. 73 a Obr. 74. T e plotn í sta bilita offsetu (60 0 pp neregu lová no ) E lektronik a za hříván a

-5 7 0

54 -5 7 2

52

T ep lota

-5 7 4

50

O ffset

48

-5 7 6

Offset [nT]

44

-5 8 0

42 40

-5 8 2

38 -5 8 4

Teplota [°C]

46 -5 7 8

36

-5 8 6

34 32

-5 8 8

30 -5 9 0

28 0 1:0 0

0 2 :0 0

0 3 :0 0

0 4 :0 0

0 5 :0 0

0 6 :0 0

C a s [h h :m in ]

Obr. 73 - Časový průběh offsetu a teploty elektroniky, neregulovaný budící proud T eplo tn í stab ilita offsetu - elektron ik a zah říván a (6 00 p p nereg ulová no)

-57 0 -57 2 -57 4

O ffse t L in e a r fit1

Offset [nT]

-57 6 -57 8 -58 0

-0,46 n T / °C ochlazován í

-58 2 -58 4 -58 6 -58 8 34

35

36

37

38

39

40

41

42

43

44

45

46

47

T e p lo ta [° C ]

Obr. 74- Závislost offsetu na teplotě elektroniky, neregulovaný budící proud

- 66 -



M.Janošek

Z měření je možné stanovit pro neregulovanou amplitudu teplotní koeficient offsetu vlivem elektroniky jako -0,46 nT/K (Obr. 74). Je zřejmé, že zavedení regulace budícího proudu přinese větší teplotní závislost offsetu - vlivem teplotního koeficientu A/D převodníku a snímacího rezistoru . Při stanovení teplotního koeficientu citlivosti byla elektronika jako v předchozím případě teplotně cyklována v peci a současně byly prováděny odměry za účelem stanovení citlivosti senzoru (využitím měřícího systému z kap. 5.1.5). Z průběhů na Obr. 75 a Obr. 76 vyplývá koeficient -2V/T/K, což odpovídá cca -20 ppm z počáteční citlivosti. Závislost citlivosti (Y) na teplotě elektroniky buzení mimo ZV (600 mA pp) 103340

Citlivost [V/T]

103320

y = -1,9461x + 103377

103300 103280 103260 103240 30

35

40

45

50

55

60

Teplota [°C]

Obr. 75 - Závislost citlivosti na teplotě elektroniky, neregulovaný budící proud Závislost citlivosti (Y) na teplotě elektroniky buzení v reg. smyčce (550 mA pp)

Citlivost [V/T]

104420 104410 104400 104390 y = -2,0248x + 104473 104380 104370 29

34

39

44

Teplota [°C]

Obr. 76 - Závislost citlivosti na teplotě elektroniky, regulovaný budící proud

- 67 -



M.Janošek

5.4.2. Vliv senzoru Příspěvek vlastností senzoru k teplotní stabilitě celého magnetometru byl ověřen dvěma způsoby - při určení teplotního koeficientu citlivosti byl senzor umístěn v termostatovaném boxu v Helmholzových cívkách, a při konstantním vnějším poli byl teplotně cyklován. Cyklus odměrů linearity za účelem stanovení citlivosti se neosvědčil, kvůli teplotní variaci během odměru nebyly výsledky jednoznačné. Určení teplotního koeficientu offsetu probíhalo teplotním cyklováním senzoru v termostatovaném magnetickém stínění (Obr. 53). Elektronika magnetometru byla umístěna mimo vlastní senzor, na místo s konstantní vnější teplotou.

Teplotní koeficient citlivosti senzoru: Pro ověření vlivu regulace budícího proudu byly opět změřeny dvě charakteristiky, pro regulovaný budící proud 550 mA p-p (Obr. 77) a neregulovaný 600 mA p-p (Obr. 78). Z průběhu na Obr. 77 vyplývá pro regulovaný budící proud zásadní poznatek - v pracovní oblasti +25 - +45 °C je eliminován teplotní koeficient citlivosti senzoru až na -29 ppm z počáteční citlivosti. Při neregulovaném budícím proudu byl pro tento teplotní rozsah stanoven teplotní koeficient -145 ppm z počáteční citlivosti. Je tedy zřejmé, že regulace budícího proudu přispívá k minimalizaci teplotního koeficientu senzoru (snížen 5x).

Teplotní stabilita citlivosti senzoru - budící proud regulován

-52,15

Měřené pole [μT]

-52,20

+13,3 nT/K +253 ppm /K

-52,25

-52,30

-52,35

-52,40

-1,5 nT/K - 29 ppm /K

-8,5 nT/K -160 ppm /K

-52,45 -10

0

10

20

30

40

50

60

Teplo ta sen zoru [°C ]

Obr. 77 - Stanovení teplotního koeficientu citlivosti senzoru - budící proud regulován

- 68 -



M.Janošek

T e p lo tn í s ta b ilita s e n zo ru - b u d ící p ro u d b e z re g u la c e

Merene pole [uT]

-5 3,9 0

-7 ,8 n T /K -1 4 5 p p m

-5 3,9 5

-5 4,0 0

-5 4,0 5

-5 4,1 0

28

30

32

34

36

38

40

42

44

T e p lo ta s e n zo ru [°C ]

Obr. 78 Stanovení teplotního koeficientu citlivosti senzoru - budící proud bez regulace

Teplotní koeficient offsetu senzoru byl stanoven pro regulovaný budící proud 550 mA p-p jako +2,2 nT / K (Obr. 79).

Z á v is lo s t o f fs e tu s e n z o ru n a te p lo tě -1 6 5

Offset [nT]

-1 7 0

-1 7 5

+ 2 ,2 n T / K

-1 8 0

-1 8 5

-1 9 0

-1 9 5 34

36

38

40

42

44

T e p lo ta [° C ]

Obr. 79 - Stanovení teplotního koeficientu offsetu senzoru

- 69 -


46

48


M.Janošek

Přehled teplotních parametrů magnetometru Z předchozích výsledků je zřejmá preference regulovaného budícího proudu, který umožní snížení teplotního koeficientu citlivosti magnetometru, způsobené převážně vlivem senzoru, na 1/5 hodnoty které bylo dosaženo při neregulovaném budícím proudu.

Přehled dosažených parametrů určuje Tab. 8, kde TCO je teplotní koeficient offsetu a TCK teplotní koeficient citlivosti.

Příspěvek elektroniky

Příspěvek senzoru

Tco [ nT / K]

Tck [ppm]

Tco [ nT / K]

Tck [ppm]

S regulací

-1

- 20

+ 2,2

- 29

Bez regulace

-0,5

-20

-7

- 145

Tab. 8 - Přehled teplotních parametrů magnetometru

5.5.

Diskuze výsledků Z určených citlivostí magnetometru je zřejmé, že citlivost v ose Z je odlišná od citlivostí v

jiných osách - to je způsobeno použitím (experimentálním) přístrojového zesilovače AD 620 s externím rezistorem RG realizujícím zesílení 10 (osy X,Y používají AD 621). Vzhledem k tomu, že rozdíl parametrů (linearita, šum) osy Z např. proti ose Y nebyl patrný, je toto řešení ekvivalentní, pouze z hlediska stejných parametrů by bylo vhodné ho nahradit ho AD 621. Jiný průběh nelinearity osy X a především zvýšený šum ukazuje na možnou degradaci způsobenou špatnými vlastnostmi použitého senzoru - vlastní šum elektroniky byl totiž téměř shodný s ostatními kanály. Při hledání tohoto vlivu jsem narazil na skutečnost, že senzor X vykazuje mechanické pnutí, dané nežádoucím mechanickým předpětím již z výroby. Dlouhodobá stabilita offsetu elektroniky je ovlivněna použitím regulace budícího proudu – 9 hodinová stabilita řádově v 1 nT by bez ní nebyla vůbec dosažena. Došlo také k zmenšení špičkové hodnoty šumu na ultra-nízkých frekvencích. To ukazuje na vliv změny odporu budícího vinutí vlivem oteplení senzoru (dáno amplitudou budícího proudu a kompenzačním proudem), který je použitím navržené regulace potlačen.

7

Hodnota nebyla stanovena, z důvodů protichůdných výsledků dvou dlouhodobých měření. Její

stanovení a evaluace vlivu regulace budícího proudu je úkolem dalších extenzivních měření.

- 70 -



M.Janošek

Regulace budícího proudu způsobila mírné zhoršení teplotního driftu offsetu elektroniky. Cílem budoucí práce bude tento vliv potlačit a tak plně využít výhody regulace budícího proudu. Pokud porovnám dosažené výsledky s magnetometrem realizovaným v rámci semestrální práce, kde byla použitá jiná budící elektronika a senzor IIA, mohu vyvodit následující závěry : 1. Bylo dosaženo snížení spotřeby senzoru v kompenzovaném režimu z 40 mA na 15 mA pro 50 μT. Využití tohoto senzoru umožnilo vyrobit přenosný magnetometr s celkovou spotřebou nižší než 1,7 W. 2. Bylo dosaženo nepatrně horší (osa Y), resp. lepší nelinearity (osa X,Z), v porovnání s hodnotou 70 ppm pro senzor IIA a magnetometr předchozí konstrukce. 3. 3-hodinová stabilita 3,7 nT, dosažená v předchozí verzi, byla zlepšena až na 1 nT během 4 hodin. 4. Šumové vlastnosti byly, až na senzor X, shodné (Efektivní hodnota šumu v pásmu 0,1-10 Hz 116 pTRMS pro senzor IIA a předchozí elektroniku, v porovnání se 138 resp. 120 pT RMS dosaženými nyní).

5.6.

Dosažené parametry magnetometru Rozsah : ± 50 μT, s rezervou do ± 80 μT. Citlivost, nelinearita a šum v jednotlivých osách: Citlivost

Nelinearita

BN − PSD1

BN − BW 10

[V/T]

[ppm z FS]

[pTRMS√Hz ]

[pTRMS ]

osa X

106757

65

32

374

osa Y

106562

93

18

138

osa Z

104413

60

11

120

Odečet z indikačního voltmetru:

±1 dg = ± 10 nT

Teplotní koeficient offsetu:

+1,2 nT / K

(typicky)

Teplotní koeficient citlivosti (25 °C
- 50 ppm

(typicky)

Napájení :

4 x 1,2 V AA NiMH akumulátory

Napájecí proud :

230 ( nulové pole) - 350 mA (plný rozsah)

Příkon

1,1 - 1,7 W - 71 -



M.Janošek

6. Závěr V rámci této diplomové práce jsem realizoval přenosný magnetometr s analogovými výstupy, napájený z baterií. Pro snížení spotřeby, která je v kompenzačním režimu dána použitým senzorem, byl vyvinut nový senzor IIIA - ten umožnil snížení kompenzačního proudu pro rozsah zemského pole (± 50 μT) až na 15 mA, z předchozích 40 mA pro senzor IIA. Vzhledem k integraci v přenosném přístroji jsem navrhl způsob generování budícího signálu mikrokontrolérem, odlišný od používaných konstrukcí. S přihlédnutím k ověřené závislosti velikosti offsetu magnetometru na použitém budícím proudu, jsem navrhl a realizoval stabilizaci amplitudy budícího proudu. Vzhledem k absenci tohoto prvku ve většině dosud realizovaných magnetometrů byl vliv této regulace detailně ověřen během extenzivních měření parametrů. Její kladný vliv byl ověřen především na dlouhodobou stabilitu offsetu (ta byla zlepšena 3x proti původní verzi) a teplotní koeficient citlivosti magnetometru. Zhoršení teplotního koeficientu offsetu elektroniky, způsobené vlastnostmi regulační smyčky, je možné eliminovat pečlivým výběrem součástkové základny. Z hlediska příkonu napájení (1,7W při měření v plném rozsahu) jsou i v tomto designu náměty na zlepšení – snižování příkonu je totiž primárním úkolem při integraci fluxgate senzorů v magnetometrech, a to především přenosných - způsob zavedení zpětné vazby by bylo možné volit jiný, než tradiční (např. napájením integrátoru z ± 1/2 akumulátorového bloku). Snížení příkonu umožní také dále minimalizovat vliv teplotních koeficientů elektroniky magnetometru. Z hlediska další charakterizace magnetometru by bylo nutné, pro přesné stanovení citlivostí a offsetů v jednotlivých osách, použít metodu thin-shell pro jeho kalibraci. Fluxgate senzor v ose X vykazoval odchýlené parametry, byla by na místě jeho výměna a případné opětovné ověření parametrů. Magnetometr byl realizován jako funkční celek, a

je plně využitelný v kontextu

dosažených parametrů - citlivosti typicky 106 600 V/T, nelinearity lepší než 93 ppm z plného rozsahu a efektivní hodnoty šumu v pásmu 0,1-10 Hz typicky 130 pTRMS. Zároveň teplotní stabilita, nutná u přenosných přístrojů, je dostatečná - teplotní koeficienty offsetu 1,2 nT/ K a citlivosti −50 ppm/K jsou dosažitelné jen při použití fluxgate senzorů v magnetometru.

- 72 -



M.Janošek

7. Použitá literatura [1.1] [1.2] [1.3] [1.4] [1.5] [1.6] [1.7] [1.8]

[1.9] [1.10] [1.11] [1.12] [1.13] [1.14] [1.15] [1.16] [1.17] [1.18] [1.19] [1.20] [1.21]

P. Ripka (ed.): Magnetic sensors and magnetometers. Artech House, Inc., 2001. ISBN 158053-057-5. David P. Stern: The Great Magnet, the Earth (2000), online http://www.phy6.org/earthmag/demagint.htm Gary A. Glatzmaier, Paul H. Roberts:A three-dimensional self-consistent computer simulation of a geomagnetic field reversal, Nature, 377, 203-209 (1995). David P. Stern: “Exploration of the Earth's Magnetosphere", online http://www.phy6.org/Education/aurora.htm M. Janošek: Analogue processing unit for miniature fluxgate sensor. Semestral Project, Dept. of Measurement CTU FEE, 2006. K. Draxler, P. Kašpar, P. Ripka: Magnetické prvky a měření (In Czech). ČVUT 1999, ISBN 80-01-01909-8. P. Ripka: Advances in fluxgate sensors. Sens. Act. A, vol. 106 (2003), pp. 8-14. O.V. Nielsen, J.R. Petersen, F. Primdahl, P. Brauer, B. Hernando, A. Fernandez, J.M.G. Merayo, P. Ripka: Development, construction and analysis of the ‘Ørsted’ fluxgate magnetometer. Meas. Sci. Technol., vol. 6 (1995), pp. 1099-1115. P. Ripka: Racetrack fluxgate sensors. Sens. Act. A, vol. 37-38 (1993), pp. 417-421. P. Ripka, F. Primdahl: Tuned current-output fluxgate. Sens. Act. A, vol. 82 (2000), pp. 161166. P. Ripka, S.O. Choi, A. Tipek, S. Kawahito, M. Ishida: Pulse Excitation of Micro-Fluxgate Sensors. IEEE Trans. Mag., vol. 37 (2001), no. 4, pp. 1998-2000. O. Dezuari, E. Belloy, S.E. Gilbert, M.A.M. Gijs: Printed circuit board integrated fluxgate sensor. Sens. Act., vol. 81 (2000), pp. 200-203. L. Perez, C. Aroca, P. Sánchez, A. López, M.C. Sánchez: Planar fluxgate sensor with an electrodeposited amorphous core. Sens. Act. A, vol. 109 (2004), pp. 208-211. A. Baschirotto, E. Dallago, P. Malcovati, M. Marchesi, G. Venchi: Fluxgate Magnetic Sensor in PCB Technology. IMTC 2004, Como, Italy, 2004. P. Ripka: Race-track fluxgate with adjustable feedthrough. Sens. Act. A, vol. 85 (2000), pp. 227–231. T. Pöthig: Universal excitation unit for fluxgate sensors. Internal report, CTU FEE, August 2004. V.V.Vacquier: Apparatus for responding to magnetic field, patentová přihláška USA č. 2406870, 1941 E.B. Pedersen, F. Primdahl, J.R. Petersen, J.M.G. Merayo, P. Brauer, O.V. Nielsen: Digital fluxgate magnetometer for the Astrid-2 satelite. Meas. Sci. Technol. 10, 1999. P. Brauer, T. Risbo, J.M.G. Merayo, O.V. Nielsen: Fluxgate sensor for the vector magnetometer onboard the „Astrid-2“ satellite. Sens. and Act. 81, pp. 184-188, 2000. P. Ripka, F. Primdahl: Tuned current-output fluxgate. Sensors and Actuators 82, p.p. 161166, 2000. C. Moldovanu, P. Brauer ,O.V. Nielsen, J.R. Petersen: The noise of the Vacquier type sensors referred to changes of the sensor geometrical dimensions. Sensors and Actuators 81, p.p. 197199, 2000.

- 73 -



M.Janošek

[1.22] P. M. Drljaca, P. Kejik, F. Vincent, D. Piguet, F. Gueissaz, R. S. Popovic: Single core fully integrated CMOS micro-fluxgate magnetometer, Sens. Act. A, vol. 110 (2004), pp. 236–241. [1.23] J. Kubík: PCB Fluxgate sensors. Disertační práce – Katedra měření ČVUT FEL, 2007 [1.24] V. Petrucha: Magnetometr pro fluxgate kompas. Diplomová práce ČVUT FEL 2007 [1.25] P.Kejik, L. Chiesi, B. Janossy, R.S. Popovic: A new compact 2D planar fluxgate sensor with amorphous metal core, Sens. Act. A., vol. 81, pp. 174, 2000. [1.26] S. Kawahito, S.O. Choi, K.Aramaki., T.Eki, Y.Tadokoro, M. Ishida: A delta sigma interface technique with noise shaping and its pplication to fluxgate sensor system. Sens. Act. A, pp. 824-827, 2000. [1.27] P. Ripka: Noise and stability of magnetic sensors. Journal of Magnetism and Magnetic Materials, 157-158, pp. 424-427,1996. [1.28] TU Braunschweig: Elektrische Messaufnehmer für nichtelektrische Größen . Soubor přednášek, http://www.emg.tu-bs.de/lehre/vl/vl_mng.htm. [1.29] T- Risbo, P. Brauer2, J. M G Merayo, O. V. Nielsen, J. R. Petersen, F. Primdahl, I. Richter: Ørsted pre-flight magnetometer calibration mission, Meas. Sci. Technol. 14, pp 674-688, 2003 [1.30] Microchip Corporation: PIC16F7X7 Data Sheet, pp. 87-92 [1.31] USGS - National Geomagnetism Program, http://geomag.usgs.gov/ [1.32] Umeå University, Dept. Of Physics: http://www.tp.umu.se/forskning/space/

8. Publikační činnost Stati ve sbornících: 1. Kubík, J. - Janošek, M. - Ripka, P. - Včelák, J.: Low-power Fluxgate Signal Processing Using Gated Differential Integrator. EMSA '06 - 6th European Magnetic Sensors and Actuators Conference. Bilbao: University of the Basque Country, 2006, s. 132. 2. Kubík, J. - Janošek, M. - Ripka, P.: Magnetometer with Pulse-Excited Miniature Fluxgate Sensor Cores. In Magnetic Measurements '06 - The Book of Abstracts. Bratislava: Slovak University of Technology, 2006, s. 38-39. ISBN 80-227-2452-1. 3. Janošek, M. - Kubík, J. - Ripka, P.: Magnetometr s PCB fluxgate senzory a pulzním buzením. In Zborník abstraktov 7. medzinárodnej vedeckej konferencie Nové trendy rozvoja letectva. Košice: Slovenský letecký inštitút a. s., 2006, s. 177-178. ISBN 80-8073-519-0. Články v periodikách: 1. Kubík, J. - Janošek, M. - Ripka, P.: Low-Power Fluxgate Sensor Signal Processing Using Gated Differential Integrátor. Sensor Letters, Vol. 5, No 1, 2007, s. 149-152 2. Kubík, J. - Janošek, M. - Ripka, P.: Magnetometer with Pulse-Excited Miniature Fluxgate Sensor. Journal of Electrical Engineering. 2006, vol. 57, no. 8/S, s. 80-83. ISSN 1335-3632.

- 74 -



M.Janošek

9. Seznam příloh: 1. Tištěné přílohy : Příloha 1. Příloha 2. Příloha 3. Příloha 4.

Schéma budící a řídící elektroniky magnetometru Schéma elektroniky kanálů X,Y,Z Výkres držáku senzorů Motivy plošných spojů

2. Přílohy obsažené na CD-ROM: Příloha 5. Diplomová práce ve formátu MS Word a Adobe PDF Příloha 6. Schéma elektroniky magnetometru (Orcad 9+) Příloha 7. Motivy tištěných spojů (Orcad 9+) Příloha 8. Simulační schémata magnetometru a buzení Příloha 9. Výkres držáku senzorů ve 2D a 3D (Solidworks) Příloha 10.Konstrukce senzoru IIIA - motivy DPS (Orcad 9+) Příloha 11.Software pro mikrokontrolér (CCS PICC) Příloha 12.Software pro měřící systémy (NI LabView 8+) Příloha 13.Schéma, DPS a SW pro komutátor (Orcad, CCS) Příloha 14.Datové listy použitých součástek a dílů Příloha 15.Data jednotlivých měření (Origin, MS Excel) Příloha 16.Všechny v DP použité obrázky

- 75 -


adresář 01.DP adresář 02..Schema adresář 03.PCB adresář 04.Simulace adresář 05.Drzak3D adresář 06.SenzorIIIA adresář 07.PICSW adresář 08. MericiSyst adresář 09. Komutator adresář 10 .Datasheet adresář 11. Mereni adresář 12. Obrazky

PWR KL3 KL2

B_PWM

A_PWM

100n

1

VDD

SW1 RESET

MC LR /VPP/THV

74H C04

2

U 11A

9

5

4

2

1

47 C8

100n

C30 100u C 33

+12

6

7 2 3

8

U 13B 74HC 00

3

B

LP2951

FB SENSE SH DN

VIN

5

+5

+

ERR TAP

VOU T

C32 100u

100n

KL2 GN D KL1 VCC KL3

1

4 3 5 6

2

B/

5 6

1

R 9_2 51k

C58

2 1

+

100u

C 36

R 9_1 330k

100 C5

100n

C37

2 6

1 14

7 5

6

U 24B

7 8

+9

+5 R 27 150k

R ELAY SPST

R L1

-12

C25 100u

VC C

100k

R16

VBRIDGE 5k

FB

Vcc

Ipk

DRc

+

4 6

2 7

1 8

R7

5

6

7

8

VBRIDGE

MC34063

Gnd

Ct

SWe

SWc

U5 MC34063

R16 100k

4

3

2

1

TL084/SO

C 11 100n

R 13 3k9

PWR

REF

L1 10u

D2 BAS18

REF2.5

C2 100n

VD D

R5 10

8

100u

4x1.2V

J4

+

PWR

1,235*(1+R2/R1)

C35 1n

74HC04

6

A/

100n 100n

C34 C 60

U11C

1 2 3 4 5

KLAV

MCP4921

+V

VOUTA

U1 LM336-2.5V/TO

SDI SCK /LDAC VREFA

/C S

U4

J555

C1 100n

2k

R2

C61 100n

REF2.5

C31

VC C

U15

+

47 C9

Y1 20MH z

SD O PICTX PICR X

/CS A_PWM 2F_PWM SC K

74H C00 U13A

C 29 100u

+

10

11 12 13 14 15 16 17 18

VC C

PIC 16F873

RA0/AN 0 R C0/T1OSO/T1CKI RA1/AN 1 RC1/T1OSI/CCP2 RA2/AN 2/VR EFRC 2/CCP1 RA3/AN 3/VR EF+ R C3/SCK/SCL RA4/T0CKI R C4/SDI/SDA RA5/SS/AN4 RC5/SDO RC 6/TX/CK R C7/RX/DT RB0/INT RB1 RB2 RB3/PGM RB4 RB5 OSC2/CLKOUT RB6/PGC RB7/PGD OSC1/CLKIN

C10

20

1

21 22 23 24 25 26 27 28

VDD

2F_PW M

R9 10k

C101 100n

VPP

KL1 DB4 DB5 MM_X DB6 MM_Y DB7 MM_Z B_PWM PGC RS PGD RW

20

2 3 4 5 6 7

16F737 - 3 PWM!

GND GND

19 8

EN1

U2

Onboard programming connector

LT1175

SENSE SHDN

ILIM2 ILIM4

3

2

3

2

R26 200k

C TRL

VC C

+

RS-0512D

100k R18

+

C38 100u

100n

C 39

SGND

+VOUT -VOUT

C15 10n

R EF

VPEAK

BAT48

D3

D1 BAT48

C4 470u

100k R14

C6 2u2

C18 470u

VCC

U12

3

R20 100k

VIN OU TPU T VIN

U16

C26 100n

1

0.5

+

TL084/SO U 24A

100k

R11

R4

C19 2u2

GND 1

J2 PR OG

R21 10k

100u C27

VCC

100u C20

8 5

2F_PWM

1 4

3

2

-

+

U24C

1

74HC 74/SO

CLR PRE

Q Q

TL084/SO C 16 100n

9

10

CLK

D

LL

LH

RH RL

R8

LH LL

U14A

+12

C28 100n -12

C21 100n

8

D RVH DR VL

SW

7

8 5

7

ADP3412JR

100n

D 1N 4148

D5

SW ? DRVH DRVL

R10 5k

VCC

VCC

BST DLY IN

U6A

C7

VC C

BST DLY IN

100n

AD P3412JR

GND _SIGNAL

-9

7

6 8

4

VCC

1k R15

1 3 2

4

VC C

EXB

1 3 2

EXA

U3A

C3

5 6

7 2 3

8

5k1

LP2951

FB SENSE SHDN

VIN

U10

20k

R23

9

ERR TAP

Date:

Size A3

Title

13

12 11

74HC 00

74HC 00 U13D

11

Document Num ber DP M. Janosek

P1

9

8

7

6

5

74F04

Sheet

10

PIC TX

232TX

C17 10u

1

of

GN D_SIGNAL

GN D

+5

1 3 4 5 2 6

11 10

13 8

EXB

EXA 74F04 U11E

8

100n

C24

MAX232

C1+ C1C2+ C2V+ V-

T1IN T2IN

8

+

+5

GN D

VCC

T1OU T T2OU T

U7 R 1IN R 2IN

U11D 9

J1 LCD _C ONN

R1OU T R2OU T

C23 100u

15

VC C 16

14 7

4

GND

5 9 4 8 3 7 2 6 1

CON N DSU B 9-R

3

2

GND

232RX

1

U 13C

R17 100k

232RX

PICR X 12 9

Q2B IRF7103/SO

Q2A IRF7103/SO

EXC1

EXC2

CON NEC TOR D B9 J3 232TX

FLUXX

GND FLUXZ GND FLUXY GND GND

Napajeci cast + uprocessor- D GIM3D

5 6

1

R24

2F_PWM

10

13

12

U 24D

VOUT

-

+

RSENSE

RL

EXC 2

Q1B IRF7103/SO

EXC 1

RH

Q1A IRF7103/SO

TL084/SO 14

/F_PWM

GND 4

VCC 10 GND 9 EN1 8 RS 7 RW 6 D B4 5 D B5 4 D B6 3 D B7 2 1 + + +

1 2 3 4 5

GND

4

+

+

-

PDF vytvořeno zkušební verzí pdfFactory www.fineprint.cz +

+

+

-

VPP VDD GND PGC PGD

2

Rev 01

C 14 10u

C 13 10u

C 1210u

ZOU T

GND

YOUT

GND

XOU T

Příloha 1. Schéma budící a řídící elektroniky magnetometru

B/

A/

GND

B/

A/

+9

-9

RZ13 RZ14 47k 5k1

CZ3

MKS 2.5mm

RY15 RY13 47k 5k1

CY3

2

3

-9

OUT

R37 47k

-IN

+IN

+9

6

Low Noise

-9

+5

-9

OUT

6

6

Low Noise

2 15 10 7

D1 D2 D3 D4

ADG451

UZ2A

1. zes, G=10

?

SY M 1 OF 1

2 15 10 7

D1 D2 D3 D4

ADG451

UY1A

1. zes, G=10

Low Noise

?

?

20

MM_Z

MM_Y

20

MM_Z

MM_Y

MM_X

+5

+9

-9

10u

CYF6

CYF1

10u

10u

3 14 11 6

A/

16

S1 S2 S3 S4

IN2

IN1 IN3 IN4 RZ7

1 3

2 8 RG1 +

CY6 10n

1 3

2 8

CZ6 10n

CYF9 100n

CYF4 100n

10k

RZ12

10k

CZ4 10n

CYF10 100n

CYF5 100n

1 3

2 8

-9

RG1 +

RG2

REF

-9

RG1 +

RG2

-9

CYF11 100n

+9

CY F12 100n

REF

AD620/AD

6

10u

C51

C46

10u

OUT

6

5

UZ3

OUT

5

UY6

6

5

U19

OUT

REF

AD620/AD

Diff. gated integrator

10k

RY12

10k

CY4 10n

-9

RG2


10k C43 10n

10k

C41 10n

AD620/AD


R33

RY7

R30

CYF8 100n

CYF3 100n

A/

16

3 14 11 6

B/

1 9 8

ADG451BNZ

S1 S2 S3 S4

B/

1 9 8

ADG451BNZ

IN2

+

A/

16

3 14 11 6

B/

1 9 8

ADG451BNZ

IN1 IN3 IN4

S1 S2 S3 S4

IN2

IN1 IN3 IN4

+ CYF7

CYF2

10u

SY M 1 OF 1 Blocking cap = X7R multilayer Blocking elyt = tantal encapsulated

RZ11 47k

-IN

+IN

+9

MM_X

2

3

OUT

RY1147k

-IN

+IN

UY3A

OP1177AR UZ1A

2

3

+9

OP1177AR

D1 D2 D3 D4

SYM 1 OF 1

2 15 10 7

1. zes, G=10

Blocking cap = X7R multilayer Blocking elyt = tantal encapsulated

R38 5k1

MKS 2.5mm

R36 47k

C42

GND_SIGNAL

-9

+9

10n

FLUXZ

10n

FLUXY

10n

FLUXX

U20A

7

+9

-9

4

7

+9

-9

4

7

+9

-9

4

-9 +5 +9

4 12 13

VSS VL VDD

GND

5

-9 +5 +9

4 12 13

VSS VL VDD

GND

5

-9 +5 +9

VSS VL VDD

GND

5

4 VV+

+97 4 VV+

+97 4 VV+

+97

10u

+ C53

C44

10u

10k

RZ9

10k

RY9

10k

R32

RZ16 10k

RY16 10k

R34 10k

+

-

+

-

+

+9

-

+

+9

C50 100n

C45 100n

OP-97/AD

2

3

-9

UY5

OUT

-9

6

R28 600

UZ4

RZ6 600

C52 100n

C47 100n

Low Offset, Low Offset Dritf

6


OUT

-9

6


CZ2 68n

OP-97/AD

2

3

OUT

U18

CY 2 68n

OP-97/AD

2

3

+9

C40 68n

7 V+ VN1 N2 4 1 8 7 V+ VN1 N2 4 1 8 7 V+

VN1 N2 4 1 8

C54 100n

C48 100n

RZ2 37R

RY6 600

RY2 37R

R31 37R

8 2

3 1

20

+5

10k

R43

REF

RG2 -

RG2 -

+ RG1

+9

-9

AD620/AD

8 2

3 1

+9

AD620 nebo AD621

CZF1

-9

10u

CZF7 +

10u

REF

5

6

10u

CZF8 +

10u

CZF2

5

6

UZ5

OUT

-9

REF

OUT

UY2

10k

R44

5

6

U22

OUT

-9

+9

+ RG1

AD620/AD

RZ3 RG

C55 100n

RG2 -

+ RG1

AD620 nebo AD621

RY3RG

C49 100n

8 2

3 1

AD620/AD

R39 RG

+9

AD620 nebo AD621

100n

7k

93k

100n

CZF9

7k

RZ5

CZF3

RZ8

RY8

93k

RY4

Q3 BC337

R400 7k

93k

R40

100n

CZF10

100n

+9 -9

+9 -9

+9 -9

CZF4

/20

/20

/20

2 3

2 3

2 3 VDD VSS

IN +9 -9

13 4

1u

VDD VSS

IN

1u

VDD VSS

IN

100n

D S

100n

CZF12

100n

CZF6

ADG431/SO

VDD VSS

IN

15 14

Date:

-IN

+IN

+9

-IN

+IN

+9

MM4.5 MM_X MM_Y MM_Z GND GND

6 5 4 3 2 1

-9

RY10 10k

6

RZ10 10k

MM_Y

Sheet

MM_Z

100n+6k=20Hz

OUT

Thursday , May 24, 2007

Document Number DP M. Janosek

6

MM_X

R42 10k

100n+6k=20Hz

UZ6A

-9

OUT

UY4A

CONN PCB 6

J8

470n+93k=2Hz

2

3

OP1177AR

470n+93k=2Hz

2

3

OP1177AR

6

100n+6k=20Hz

OUT

A

-9

Signalov a cast X,Y,Z

CZ7 330n

CZ5 100n

CY7 330n

CY5 100n

-IN

+IN

+9

470n+93k=2Hz

2

3

OP1177AR

C577 370n

C57 100n

Size A3

Title

+9 -9

13 4

S4B

20

15 14

1

RZ6 147k

CZ1

CZF11

100n

CZF5

13 4

16

D S

S3B

+9 -9

13 4

ADG431/SO

VDD VSS

IN

ADG431/SO

D S

S4A

13 4

16

20

1

RY5 147k

CY1

ADG431/SO

D S

D S

ADG431/SO

VDD VSS

IN

S3A

13 4

16

15 14

20

1

ADG431/SO S2B

D S

S2A

R41 147k

1u

C56

Spinani vystupniho napeti by vzhledem k nenulovemu proudu /napr. 5V - 1MOHm = 5uA mohlo zpusobit vlivem driftu ubytek napeti === 4,4x5uA=22uV resp. 4x5uA=20uV a take jeho teplotni zavislost. Spinam tedy tam, kde tecou minimalni proudy.

7 +9

7 V+ V-

4 7 V+ V-

4 7 V+ V4

MM4.5

MM4.5

2

of

ADG431/SO S2C

2

Rev 01

ADG431/SO S4C

ZOUT

ADG431/SO S3C

YOUT

MM4.5

XOUT

D S

-9 4 7 +9 -9 4 7 +9 -9 4

10 11 9 9

VDD VSS 13 4 +9 -9

IN 9 10 11 D S IN 10 11 D S IN

VDD VSS 13 4 +9 -9 VDD VSS 13 4 +9 -9

4 12 13

+

MKS 2.5mm

+

ADG451

+

OP1177AR

+

U17A

+

PDF vytvořeno zkušební verzí pdfFactory www.fineprint.cz +

Blocking cap = X7R multilayer Blocking elyt = tantal encapsulated

Příloha 2. Schéma elektroniky kanálů X,Y,Z

Příloha 2. Schéma elektroniky kanálů X,Y,Z


Příloha 3 - Výkres držáku senzorů


Příloha 4 – Motivy plošných spojů

Motiv vrchní strany DPS (1:1)

Motiv spodní strany DPS (1:1)

Diagram rozmístění součástek na DPS


Příloha 4 – Motivy plošných spojů


ČESKÉ VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V PRAZE

Recommend Documents