9. témakör Digitális modulációs rendszerek
Digitális adatátvitel analóg csatornán A digitális modulácó feladata a digitálisan tárolt adatok nagy távolságú átvitele. Az adatátviteli csatorna a valóságban létez csavart érpár, koax, rádió csatorna, optika, stb... A digitális információk átvitelére szolgáló rendszereket két nagy csoportra oszthatjuk: •Alapsávi modulációs rendszerek: a jelet alulátereszt jelleg csatornán továbbítjuk (kábel, TDM) •Viv s modulációs rendszerek: a jelet sávátereszt jelleg csatornán továbbítjuk (telefoncsatorna, rádiócsatorna, FDM)
A forrásból T id közönként érkez {dk} szimbólumokból a modulátor el állítja az s(t) modulált jelet. A modulált jelet a csatornán különböz zavaró és torzító hatások érik (additív zaj, lineáris és nemlineáris torzítás), majd a jel demodulálásra kerül. A demodulátor feladata a {‘dk} becsült szimbólumsorozat el állítása.
Alapsávi modulációs rendszerek Alapvet pulzus-viv j modulációk:
Pulzus amplitúdómoduláció (PAM)
Pulzus szélesség moduláció (PDM vagy PWM)
Pulzus fázismoduláció
Pulzus számosságmoduláció
A rendelkezésre álló sávszélesség és jel-zaj viszony mellett a lehet legnagyobb adatátviteli sebességet kis hibaaránnyal a PAM rendszerekben lehet elérni, így erre fókuszálunk.
Pulzus-amplitúdó moduláció Adó oldalon a soros bitfolyam „0” és „1” szimbólumait T id közönként a modulátor bemenetére vezetjük és a bittartalomtól függ en a kimeneten pozitív ill. negatív impulzusok jelennek meg, amelyeket bizonyos jelformálás után átküldünk a csatornán. Ez az eljárás a kétszint PAM. A vev oldalon T periódusid vel mintavételezzük a jelet és a minta el jeléb l következtetünk a küldött szimbólumra. Az adó jelformálása alulátereszt sz r vel valósul meg, amely az impulzusok spektrumát sávhatárolja (mivel a csatornán is véges a rendelkezésre álló sávszélesség). Ez az adósz r a modulátor része. A vev ben célszer egy vev sz r t alkalmazni, mely szintén alulátereszt jelleg , és a sávon kívüli zajok és zavarok kisz résére szolgál, amely a döntés helyességét elronthatja. Ez is végezhet kiegyenlítést is. A PAM adatátvitel modellje:
Impulzus-amplitúdó moduláció Lehetséges több állapotú PAM létrehozása is, így egy elemi id alatt több bitnyi információ és átvihet , de az állapotok számának növelésével a döntési szintek közelebb kerülnek egymáshoz, a tévesztés valószín sége megn . Maradván a kétszint PAM vizsgálatánál, a digitális modulációnál nem az alakh jelátvitelre törekszünk, hanem, hogy a vev oldalon a mintavételi id pillanatokban a helyes döntéseket meg tudjuk hozni, minél kisebb hibaaránnyal. Ami zavaró, hogy a T id közönként a rendszer átviteli karakterisztikájából ered impulzusalakok lecseng , ill. sin(x)/x szerint leng szakaszai egymásra hatnak, egymásba átnyúlnak. Ezt nevezzük szimbólumközi áthallásnak (Intersymbol Interference: ISI) Cél az ISI kiküszöbölése legalább az nT mintavételi id pillanatokban! Amire törekszünk, azt id tartományban a következ képp lehetne szemléltetni. Az ered id függvény ezeknek az elemi jeleknek az összege minden id pillanatban:
ISI mentes csatorna A modulátor diszkrét idej bemenettel és folytonos kimenettel rendelkezik. Az impulzus válasz függvénye ha(t). Az üzenetekkel való gerjesztés egy-egy egységimpulzusnak tekinthet a bemenetén. Erre a súlyfüggvényével arányos jellel válaszol. A modulátor súlyfüggvényét tulajdonképp egy adósz r határozza meg. A bemeneten a 0 és 1 szimbólumok a -1 és +1 értékre konvertálódnak. Ez a bemen üzenethalmaz. A modulátor kimen jele:
Az adósz r átviteli karakterisztikája a ha(t) Fourier transzformáltja: Megjegyezzük, hogy a H(f) függvényt a korábbiakban K(j )nak jelöltük! A vev sz r esetében:
ISI mentes csatorna Az adó és a vev sz r kaszkád kapcsolása miatt az ered átviteli karakterisztika: (A súlyfüggvények pedig konvolválódnak) A mintavételez bemenetén a jel:
Az ered függvényt a csatorna karakterisztikája is befolyásolhatja!
A mintavételez kimenetén a jel a kT-ik id pontban (a zajtól most eltekintve):
ISI mentes átvitel akkor valósulhat meg, ha olyan h(t)-t választunk, amelyre igaz:
ISI mentes csatorna A követelményt triviálisan kielégíti egy ideális alulátereszt sz r karakterisztika. Ilyen azonban nincs a valóságban. A sz r H(f) átviteli karakterisztikával és az inverz Fourier transzformációval meghatározható h(t) súlyfüggvénnyel rendelkezik:
h(t ) =
1 / 2T
H ( jϖ )(azaz _ T ) ⋅ e j 2πft df =
−1 / 2T
sin(π (1 / T )t ) π (1 / T )t
|H(f)|
h(t)
T
-1/2T
1/2T
-3T -2T -T
T
2T 3T
t
ISI mentes csatorna Nyquist nevéhez f z dik, hogy az ideális karakterisztikát nem kell megvalósítani az ISI kiküszöböléséhez, csupán az alábbi Nyquist kritériumot kell betartani. Mivel a végpontok között nézve mintavételes rendszerr l beszélünk az átviteli karakterisztika periodikus. Erre a periodikus esetre kell, hogy érvényes legyen:
Szavakban: A mintavételezésb l adódó periodikus kiterjesztés következtében fellép átlapolódás az átviteli karakterisztikában olyannak kell lenni, hogy kiadódjon a konstans „1” érték.
ISI mentes csatorna Ennek a feltételnek minden olyan karakterisztika eleget tesz, amely alulátereszt jelleg és páratlan szimmetriájú (pontszimmetrikus) az 1/2T és a -1/2T pontokhoz tartozó 0,5 függvényértékekre (ezt hívják Nyquist pontnak).
Látható, hogy végtelen sok karakterisztika eleget tesz a Nyquist kritériumnak, mivel a frekvencia eloszlásra nem ír el semmit. •Látható, hogy az ISI nem szüntethet meg, ha 1/2T sávszélességnél kevesebb áll rendelkezésre. •Látható az is, hogy 1/T-nél nagyobb sávszélességre nincs szükség, mert akkor nem érvényesül a kritérium
ISI mentes csatorna A Nyquist kritérium szemléltetése id és frekvenciatartományban:
A sz r karakterisztikák megválasztásánál figyelembe kell venni, hogy az ered átviteli karakterisztika: •Ha túl meredek, akkor nagy lesz az id tartományban az id függvény belengése, ami kis id zítési bizonytalanság esetén is nagy tévesztési valószín séget visz a rendszerbe •Ha túl lankás, akkor pedig nagy sávszélességet igényel a csatornától Jó kompromisszum az emelt-koszinusz csatorna karakterisztika (ld. el z oldali H(f))
ISI mentes csatorna Emelt koszinusz csatorna karakterisztikával megvalósított súlyfüggvény. Ez nem kauzális de eltolással azzá 1 tehet , mint ahogy az ideális sz r esetében láttuk. β=0.1 β=0.35 β=0.5 β=0.75 β=1
0.9 0.8 0.7
C(f)
0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 -1
-0.5
0 0.5 normalizált frekvencia, T/t
1
1
β=0 β=0.5 β=1
0.8
0.6
0.4
0.2
a lekerekítési paraméter
0
-0.2
20
40
60
80
100
120
140
160
ISI mentes csatorna Amennyiben az oszcilloszkópot a kinyert órajellel szinkronozzuk és felrajzoljuk egymásra a vonali jelalakokat, akkor a szemábrához jutunk. A szemábra jól mutatja azt az optimális id pillanatot, amikor a legnagyobb valószín séggel tudunk helyes mintát venni. Ez a szem legnagyobb nyílása. A mintavételi id pillanatban, ha ISI mentes a csatorna, akkor az aktuális szimbólum tisztán 1 vagy -1 értéket ad, a megel z szimbólumok lengései ekkor 0 additív értéket hoznak a mintavételbe.
optimális mintavételi id pillanat (nT) A zaj és a jitter a jelhez adódva csökkentik a szem nyílását, így a döntés jóságát.
ISI mentes csatorna Különböz lekerekítési paraméterek esetében a szemábra: 1.5
1
0.5
0.5
Amplitude
1
0
-1
-1
-1.5 -0.5
0
-0.5
-0.5
-0.4
-0.3
-0.2
-0.1
0 Time
0.1
0.2
0.3
0.4
-1.5 -0.5
0.5
-0.4
-0.3
-0.2
Eye Diagram 2
1.5
1
0.5 Amplitude
Amplitude
Eye Diagram
Eye Diagram
1.5
0
-0.5
-1
-1.5
-2 -0.5
-0.4
-0.3
-0.2
-0.1
0 Time
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
-0.1
0 Time
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
A bithiba valószín sége Eddig nem foglalkoztunk az ISI mentes csatorna additív zajával. Most ennek hatását vizsgáljuk. Additív Gauss zajt feltételezve keressük annak valószín ségét, hogy a vett üzenet nem egyezik meg a küldött üzenettel. Az eredményt grafikusan, a jel-zaj viszony függvényében adjuk meg.
Vonali kódok ITU-T G703 2Mb/s-os interfészen Az átviteltechnikában az alábbi f szempontokat is figyelembe kell venni: •A vonali jelnek ne legyen DC tartalma •Az órajel kinyerhet legyen, ne legyen sok „0” egymás után a vonalon Ennek megfelel en nem kétszint PAM-ot használnak hanem AMI (Alternate Mark Inversion) álháromállapotú kódokat. Az értékkészlet: -1, 0, +1. A vonalon a bipoláris szabálynak megfelel en minden „1” impulzus el jelét ellenkez re váltják. Így a DC nulla lesz.
A hosszú „0” sorozatokat pedig különleges bipoláris szabály sértésekkel jelölten, impulzus mintázatokkal váltják ki (pl. HDB3). Így az órajel kinyerése is biztosított, és nem függ az információtartalomtól.
Vonali kódok ITU-T G703 2Mb/s-os interfészen 2Mb/s-os ITU-T G703 (E1) interfész jel (75 Ohm-on) A vételi oldalon a kiegyenlítés után (zajmentes. szimulált és additív zajjal terhelt eset):
Nem optimálisan kiegyenlített vonal szemábrája:
Vonali kódok Ethernet interfészeken Az Internet protokoll stack:
Az Ethernet keret: Soros átvitel. A byte-ok átvitele felülr l lefelé történik. A bitek átvitele az LSB-t l az MSB felé történik.
Vonali kódok Ethernet interfészeken Réz alapú Ethernet átvitelé fejl dése: •1990: 10BASE-T •1995: 100BASE-TX •1999: 1000BASE-T (gigabit over UTP) •2006: 10GBASE-T (10gig over UTP) Átviteli közegek (max. 100m-re): •Class C, Cat-3: 100 Ohm csavart érpár, max. 16MHz-ig specifikált •Class D, Cat-5: 100 Ohm csavart érpár, max. 100MHz-ig specifikált •Cat-5e: 100 Ohm csavart érpár, max. 100-200MHz-ig specifikált •Class E, Cat-6: 100 Ohm csavart érpár, max. 250-650MHz-ig specifikált •Class F, Cat-7: 100 Ohm csavart érpár, max. 600-1200MHz-ig specifikált •A specifikáció az áthallás paramétereket is tartalmazza (NEXT, FEXT) Jelölések (rég-új):
Magyarázat:
UTP
-U/UTP
UTP: unshielded twisted pair
FTP
-F/UTP
FTP: foil screened twisted pair
S-FTP
-SF/UTP
STP: shielded twisted pair
S-STP
-S/FTP
Vonali kódok Ethernet interfészeken 10Base-T: Egy érpár TX, egy érpár RX Két állapotú Manchester vonali kódolás 10Msymbol/s 1 bit/szimbólum átvitel Adatátviteli sebesség: 10Mb/s 100Base-TX (FE): Egy érpár TX, egy érpár RX MLT-3 vonali kódolás 125Msymbol/s 4B/5B blokk-kód: 0,8 bit/symbol Adatátviteli sebesség: 100Mb/s Min 80MHz sávszélesség: Cat-5, Cat-5e
Vonali kódok Ethernet interfészeken 1000Base-T (GE): Négy érpár TX, négy érpár RX (hybrid, DSP visszhang elnyomás) 4D-PAM5 vonali kód 125Msymbol/s érpáronként 5x5x5x5=625 konstellációs pont 256 használt, azaz 8bit/symbol id (a többi redundancia) Adatátviteli sebesség: 1Gb/s Min 80MHz sávszélesség: Cat-5e, Cat-6 10GBase-TX (10GE): Négy érpár TX, négy érpár RX 4D-PAM16 vonali kód 800Ms/s érpáronként 16x16x16x16=65536 konstellációs pont blokk-kód után 4x3,125bit=12,5bit/symbol id Adatátviteli sebesség: 10Gb/s Min 500MHz sávszélesség: Cat-6, Cat-7
Vonali kódok Ethernet interfészeken FE átvitel esetén példa a kiegyenlítés jelent ségére: Cat-5e kábel csillapítása (100m)
A kiegyenlít áramkör átviteli karakterisztikája és az ered átviteli karakterisztika
Vonali kódok Ethernet interfészeken 100Base-T kiegyenlítés nélkül és kiegyenlítéssel (mért szemábrák)
Vonali kódok Ethernet interfészeken Idegen zajok és áthallások elleni védekezés jelent sége GE rendszerekben megn , 10GE rendszerekben pedig kritikus!
Viv s modulációs rendszerek Lehet vé válik a csatorna többszörös kihasználása a viv frekvenciák szerint elválasztva. Bináris jel továbbítása az ismert analóg modulációs módszerekkel az alábbiak szerint lehetséges. Ebben az esetben a PAM impulzusok egy modulátor bemenetére kerülnek: Amplitúdó billenty zés (ASK) Amplitude Shift Keying Frekvencia billenty zés (FSK) Frequency Shift Keying Fázis billenty zés (PSK) Phase Shift Keying AM/DSB a moduláló PAM jel alapsávi impulzusformálás után A legutóbbi módszer igényli a legkisebb átviteli sávszélességet, hiszen a moduláló jelet sávkorlátoztuk, praktikusan a Nyquist kritériumnak megfelel en.
Viv s modulációs rendszerek
Jelalakok a bemen bináris adatok függvényében:
ASK Véletlen bináris jellel modulálva a teljesítménys r ség spektrum (Gd(f) a moduláló jel teljesítménys r ség spektruma):
Ez maga a viv
Koherens demoduláció: igényli a viv fázishelyes ismeretét Nem koherens demoduláció: burkolódetektor
PSK Véletlen bináris jellel modulálva a teljesítménys r ség spektrum (Gd(f) a moduláló jel teljesítménys r ség spektruma):
Annyiban különbözik az ASK spektrumától, hogy nem tartalmaz fc-n viv t. A sávszélesség igény ugyanaz. Koherens demoduláció szükséges ebben az esetben: a demodulátor igényli a viv fázishelyes ismeretét.
PSK
Négyállapotú fázismoduláció: 4PSK vagy QPSK
A fázis egy referenciajel fázisához, vagy a megel z jelfázishoz is viszonyítható (DPSK) Mivel nem kell külön referencia viv t átvinni, a DPSK gyakrabban alkalmazzák. Ekkor az el z jelállapot fázisához viszonyított megváltozás hordozza a dibit információt.
FSK A modulált jel folyamatos fázisú FM hullámforma. •Kis sebesség adatátvitelt tesz lehet vé •Sávszélesség kihasználása nem olyan jó, mint a PSK esetében.
Nem koherens demoduláció: egyszer frekvenciamérés, egyszer konstrukció
Kvadratúra moduláció A kvadratúra modulátor és demodulátor az alábbi ábrán látható. Ezen az elven két független csatorna jele vihet át úgy, hogy a sávszélesség igény nem változik. Diszkrét idej rendszerek esetében a bemenetekre PAM impulzussorozat kerül.
.
Az AM esetében tanult elvek alapján a demoduláció koherens. Ha nem tudnánk biztosítani a viv fázishelyes detektálását, áthallás keletkezne a csatornák között. A bemeneti csatornák jelei sávkorlátozottak.
QPSK moduláció A QPSK kvadratúra fázisbillenty zéses modulációt két PAM modulátorral és egy kvadratúra modulátorral hozhatjuk létre. A QPSK modulátor és demodulátor:
A bemeneti PAM-ok kétszint ek. A konstellációs ábra: .
A demoduláció lehet koherens, de választhatjuk a DPSK módot is. Ebben az esetben nem kell a vivót külön átvinni. A dibitek a fázisváltozáshoz lesznek hozzárendelve.
QAM A kvadratúra amplitúdó moduláció a QPSK-ból származtatható, de a PAM állapotok kett nél több állapotot is felvehetnek. Ha négy állapotot különböztetünk meg csatornánként, akkor kapjuk a 16QAM-et. A kostellációs ábra 16-QAM esetében:
.
A demodulátorok kimenetén, a mintavételez , dönt áramkör után el áll a PAM állapotokhoz rendelt bináris tartalom. A modulátorban a PAM impulzusok jelalak-formálásával redukálható a jel sávszélesség igénye és el állítható az ISI mentesség (Nyquist).
QAM
16-QAM konstellációs ábrák megjelenési formái:
. Négyzetes elrendezés 16-QAM
16 állapotú APSK
Léteznek 64....1024 pontos QAM rendszerek is. De minél nagyobb a ponts r ség, annál kiesebb zaj engedhet meg a csatornákban, amely a döntéseket meghamisíthatja.
QAM 128 állapotú QAM (ITU-T V32bis., 14,4 kbps) konstellációs ábrája: Modulációs sebesség = 1/T=2400 Baud Adatátviteli sebesség = 2400*6=14400 bit/s Egy elemi jel id alatt (T) 7 bitnyi információt vihetünk át. A 7 bitb l 1 redundancia a hibajavítás érdekében. .
Az ITU-T V.34-es modem 1664 konstellációs pontot használ. Adatátviteli sebesság=33,6 kbit/s.
ADSL ADSL: Asymmetric Digital Subscriber Line – vagyis Aszimmetrikus Digitális El fizet i Vonal
. 256-QAM modemek egymás mellett. 4.3125 kHz-es frekvencia raszter. 8bit. Modulációs sebesség=4 kBaud, Adatátviteli sebesség=4000*8=32kbit/s modemenként. Max 256 viv definiált. Adaptív modemvezérlés. POTS esetében: Downstream (letöltés): max 223 viv . Adatátviteli sebesség max. 7136 kbit/s. Upwnstream (feltöltés): max 26 viv . Adatátviteli sebesség max 832 kbit/s.
xDSL Az xDSL technológiák spektrális jellemz i és az adatátviteli sebességeik a réz érpár hosszának függvényében:
.
Ethernet L1 (optika) 100Base-X (100M optikai interfészek) (SFP) – 100Base-SX (850nm, MM, max 550m) – 100Base-FX (1310nm, SM, max 2-10km) Without signal Processing
With Signal processing
1000Base-X (1G optikai interfészek) (SFP) – 1000Base-SX (850nm, MM, max 220 m (62.5/125 µm fiber) és 550 m (50/125 µm fiber)) – 1000Base-LX (1310nm, SM, max 5-10km) – 1000Base-ZX (1550nm, SM, max 70-80km 10GBase-X (10G optikai interfészek) (SFP+, XFP) – 10GBase-SR (850nm, MM, max 80 m (62.5/125 µm fiber) és 300 m (50/125 µm fiber)) – 10GBase-LR (1310nm, SM, max 10-25km) – 10GBase-ER (1550nm, SM, max 40km) – 10GBase-ZR (1550nm, SM, max 80km)
Ethernet L1 (optika) 40GBase-X (40G optikai interfészek) – Kliens LAN és vonali oldalon is (CFP) – Fix vonali adók DWDM 50G raszterhez 100GBase-X (100G optikai interfészek) – Kliens LAN oldali CFP-k (4 lambda WDM) – Fix vonali oldali adók: 100G DWDM LH OCLD, 50G raszter (ld. következ slide)
100G Ethernet PHY (Ciena megoldása) El nyök: •100G interfész olcsóbb (lesz!), mint 10x10G •WDM rendszerekben jobb hullámhossz kihasználás •Optikai szál, mint fizikai közeg kell sávszélességet biztosít •FEC (Forward Error Correction) alkalmazása a zajérzékenység csökkentése érdekében Követelmény: •50GHz-es DWDM raszterhez illeszkedjen, ne növekedjen a sávszélesség igény •DSP és A/D áramkörök fizikai sebességkorlátait is figyelembe kell venni Moduláció: DP-QPSK (dual polarization quadrature phase shift keying ) QAM elv, koherens vev ! Két OFDM viv egy 50G raszteren belül 100Gbps / 8 modulációs sebesség (8 csatorna) Nem sokkal rosszabb terjedési paraméterek a 10G-nál! Duál polarizáció egy optikai szálban:
100G Ethernet PHY Adó (Modulátor) sematikus vázlatok:
Koherens vev (Demodulátor) sematikus vázlatok:
Csatornakapacitás Az információ közlésének sebessége: Egy üzenet továbbítására szánt id : T Az üzenetek továbbításának sebessége a modulációs sebesség:
Az adatátviteli sebesség (információátviteli sebesség, ha az entrópia max.): Soros csatornán:
Párhuzamos csatornán:
Csatornakapacitás
Valóságos, folytonos jelet átviv , zajos csatornát feltételezve: Belátható, hogy ha a modulációs sebességet növeljük, akkor az üzeneteket reprezentáló jelelemek (impulzusok) szélessége csökken, így a jel sávszélesség igénye n . Határt szab tehát a csatorna sávszélessége. Ha az üzenethalmazban az üzenetek számát (s) növeljük, akkor pedig a csatorna zaja korlátoz.
A maximális információátviteli sebesség és a csatorna fizikai jellemz i közötti kapcsolatot Shannon írta le (1948)
(A csatornán fehérzajt feltételezve!)
Csatornakapacitás
Grafikusan ábrázolva:
Csatornakapacitás
Értelmezése, jelent sége: 1.
C-t megszabja a B és a Pjel/Pzaj
2.
A B és a Pjel/Pzaj egymásra átválthatók. (kisebb B is elég, ha javul a jel/zaj viszony)
3.
A C egy elméleti határ. Nem érjük el, mert -A modulációink hatékonysága nem maximális -Nem mindig maximális az entrópia -A fehérzajon kívül még más zavaró tényez k (zaj) is jelen vannak a csatornán.
Példa: Egy POTS (hagyományos telefon) összeköttetés csatornakapacitására:
Ma ezt a sebességet csak megközelíteni tudjuk, amennyiben modemkapcsolatban állunk egy partnerrel a telefonhálózaton keresztül (nem ADSL!).
Multiplex eljárások A teljesség igénye nélkül: •Kezdetben dedikált trunk vonalak és áramkörök •FDM (Frequency Division Multiplexing) •TDM (Time Division Multiplexing) •WDM (Wavelength Division Multiplexing) + TDM •SST-CDMA (Spread Spectrum Technique-Code Division Multiple Access) •OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex)
FDM •Frekvenciaosztás elvén jobb sávszélesség-kihasználás •Pont-pont kapcsolatok, f ként rézen, mikrohullámon •De alacsony stabilitás, kis megbízhatóság •Vannak alkalmazások, ahol továbbra is van létjogosultsága
1 2 3 4 5 6
FDM MPX
f1
f2
1
2
. . . 6 . . .
1 2 3 4 5 6
FDM f
DMPX
f1
f2
TDM •Id osztás elvén alapuló jobb sávszélesség-kihasználás •Összetett struktúrák, rézen, mikrohullámon, optikán •Magas fokú stabilitás, nagy megbízhatóság, védelmi képességek •A digitális technika minden el nyét kihasználja •PDH, SDH
TDM MPX 1 2
1.cs. 2.cs. 3.cs. 4.cs. 1.cs. jele jele jele jele jele
TDM DMPX t
1 2
3
3
4
4
WDM •Hullámhossz osztás elvén alapuló jobb sávszélesség-kihasználás •Összetett struktúrák, optikán •Magas fokú stabilitás, nagy megbízhatóság, védelmi képességek •TDM technológiával ötvözve a digitális technika és az optikai átvitel el nyeit nyújtja •DARPA projekt: 100 hullámhosszon 100G Ethernet, egy optikai szálon 10Tbit/s!!!!!
TP
λ
C1
λ
TP
λ
λ λ λ λ
λ
C2
λ
TP
λ
WDM Demultiplexer
TP
λ
C3
TP
C4
„színezett” interfész
WDM Multiplexer
C3
TP
C2
TP
C1
TP
„fekete-fehér” intf.
C4
λ
WDM ITU-T G652 optikai szál (single mode) csillapítás-karakterisztikája.
•A CWDM rendszerek (Coarse WDM) 8, 16 ill. 18 csatornát biztosítanak (1310nm-1610nm)
•A DWDM rendszerek (Dense WDM) 40, 80 ill. 160 csatornát biztosítanak (100, 50, 25GHz raszter)
SST-CDMA Pl. 3G, UMTS rendszerek (5MHz sávszélesség igény) Az adatátviteli sebesség növelése a cél a rádiós rendszerekben:
•A csatornakapacitás jelent ségéb l: A B és az S/N átválthatók egymásba. A B növelése hatékonyabb, mert nem logaritmikusan alakul. •B-t a szükségesnél jobban növelve a jelteljesítmény nagy frekvenciatartományon szóródik szét. A jelspektrum a zajspektrum alá is kerülhet! •A keskenysávú zavarokra, interferenciákra érzéketlen. •Jól elrejthet , titkosítható. •Spektrumszórás kódolással vagy frekvencia ugrásokkal. •Ortogonális kódokkal több csatorna adható össze ugyanabban a frekvenciasávban. Ezzel növekszik a teljesítménys r ség spektrum. Az összegjelet az ortogonális kódokkal külön-külön demodulálva, megkapjuk az eredeti információt. Ez a kódosztás (CDMA).
OFDM IEEE 802.11a, g, n szerinti WLAN eszközök használják
Sávszélesség: B=N/T
•Keskenysávú ortogonális viv ket alkalmaz egy csatornán belül. Ez is SST. •Nagy számú, a többutas terjedésb l adódó interferencia miatt kis sebesség átviteli csatorna •A viv frekvenciák nagyon közel vannak egymáshoz. Megoldás: Nyquist feltétel érvényesítése a frekvenciatartományban. Így ahol az egyik viv nek maximuma van, ott a többi zérushellyel rendelkezik. •FFT, IFFT alkalmazása •A szimbólumok az egyes viv ket QAM modulálva párhuzamosan kerülnek átvitelre.
Ajánlott irodalom Géher: Híradástechnika Elek-Kovács: Híradástechnika példatár Dr Henk-Németh: Távközl hálózatok Dr. Dárdai: Mobil távközlés
