NÁVRH SYMETRIZAČNÍCH ČLÁNKŮ PRO MĚŘENÍ SYMETRICKÉ SLOŽKY VLOŽNÉHO ÚTLUMU ODRUŠOVACÍCH FILTRŮ EMC

VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií Ústav radioelektroniky

NÁVRH SYMETRIZAČNÍCH ČLÁNKŮ PRO MĚŘENÍ SYMETRICKÉ SLOŽKY VLOŽNÉHO ÚTLUMU ODRUŠOVACÍCH FILTRŮ EMC diplomová práce

Studijní obor:

Elektronika a sdělovací technika

Jméno studenta:

Zdeněk ŠRUTKA

Vedoucí diplomové práce:

Ing. Jiří Dřínovský

BRNO UNIVERSITY OF TECHNOLOGY Faculty of Electrical Engineering and Communication Institute of Radio Electronics

Balancing Units for Measuring Insertion Loss of EMC Filters Diploma Thesis

Study Specialization:

Electronics and Communication

Author:

Zdeněk ŠRUTKA

Supervisor:

Ing. Jiří Dřínovský

ABSTRACT The aim of this diploma thesis is to design, construct and measure the features of balancing units for measuring insertion loss of EMC filters. These pairs of the balancing units should work in a wide frequency band. The units also have to transform the 50 Ω input impedance for these measuring systems 50 Ω/50 Ω, 50 Ω/0.1 Ω, 50 Ω/100 Ω. Thanks to the smart design of these balancing units it is possible to measure the differential and also common mode of insertion loss of EMC filters for various impedance systems, such as 50 Ω/50 Ω, 0,1 Ω/0,1 Ω, 100 Ω/100 Ω, 100 Ω/0,1 Ω, 0,1 Ω/100 Ω on the input / output of the filters. The last two mentioned impedance cases are recommended by the international standard CISPR 17 [6]. This measuring technique is there called the ”worst case” methods. On the basis of these measurements of insertion loss in different impedance conditions it can be estimated the filter performance in real operation conditions and also it can be seen unacceptable oscillations. Measurements in the systems with the different input and output impedances are very rare in the catalogues of filter producers. So this work tried to improve this area a little bit further.

Návrh symetrizačních článků pro měření symetrické složky vložného útlumu odrušovacích filtrů EMC

Prohlášení

Prohlašuji, že svou diplomovou práci na téma „Návrh symetrizačních článků pro měření symetrické složky vložného útlumu odrušovacích filtrů EMC“ jsem vypracoval samostatně pod vedením vedoucího diplomové práce a s použitím odborné literatury a dalších informačních zdrojů, které jsou všechny uvedeny v seznamu literatury na konci práce.

V Brně dne 2.6.2006

……………………… Zdeněk ŠRUTKA


Poděkování

Děkuji vedoucímu diplomové práce Ing. Jiřímu Dřínovskému za účinnou metodickou, pedagogickou a odbornou pomoc a další cenné rady při zpracování mé diplomové práce.

V Brně dne 2.6.2006

……………………… Zdeněk ŠRUTKA


Obsah 1 2

Úvod .................................................................................................................... - 7 Základní poznatky z oboru EMC..................................................................... - 8 2.1 Základní členění oboru EMC....................................................................... - 8 2.2 Rušivé signály a jejich zdroje .................................................................... - 10 2.2.1 Průmyslové zdroje rušení................................................................... - 12 2.2.2 Zdroje napěťového přepětí................................................................. - 13 2.2.3 Zdroje kontinuálního rušení............................................................... - 14 2.2.4 Zvláštní zdroje rušení......................................................................... - 14 2.3 Základní klasifikace rušivých signálů na vedení ....................................... - 14 2.4 Způsoby omezení rušení ............................................................................ - 15 2.4.1 Odrušovací tlumivky.......................................................................... - 16 2.4.2 Odrušovací kondenzátory .................................................................. - 17 2.4.3 Přepěťové ochranné prvky................................................................. - 18 2.4.4 Odrušovací filtry ................................................................................ - 19 3 Popis a návrh transformátoru ........................................................................ - 21 3.1 Popis transformátoru.................................................................................. - 21 3.2 Návrh transformátoru................................................................................. - 23 3.3 Volba konkrétního jádra ............................................................................ - 27 3.3.1 Srovnání jader pro návrh transformátorů........................................... - 27 3.3.2 Konkrétní výběr toroidního jádra pro realizaci.................................. - 29 3.3.3 Podrobnější popis vybraného jádra RIK 20....................................... - 30 3.4 Vlastní výroba transformátorů ................................................................... - 31 3.4.1 Výpočty sekundárních závitů............................................................. - 32 3.4.2 Realizace transformátorů ................................................................... - 32 4 Měření ............................................................................................................... - 35 4.1 Proměření impedanční charakteristiky transformátorů.............................. - 35 4.2 Způsoby měření vložného útlumu odrušovacích filtrů .............................. - 38 4.2.1 Způsob měření symetrické a asymetrické složky útlumu.................. - 40 4.3 Měření vložného útlumu transformátorů ................................................... - 41 4.4 Měření vložného útlumu odrušovacích filtrů............................................. - 41 4.4.1 Filtr ELFIS 1ELF16V........................................................................ - 43 4.4.2 Filtr ELFIS 1ELF16VY-4.................................................................. - 45 4.4.3 Filtr SCHAFFNER FN 321-1/05....................................................... - 47 4.4.4 Filtr SCHAFFNER FN 2020-16-06................................................... - 49 4.4.5 Filtr SCHAFFNER FN 2070-10-06................................................... - 51 4.4.6 Filtr SCHURTER 5110.1033.1.......................................................... - 53 4.4.7 Filtr FILTANA TS 800 1006............................................................. - 55 4.5 Zhodnocení naměřených dat...................................................................... - 57 4.6 Srovnání „nejhorších“ dosažených případů vložného útlumu filtrů.......... - 58 4.6.1 „Nejhorší“ dosažitelné případy pro symetrický mód......................... - 58 4.6.2 „Nejhorší“ dosažitelné případy pro asymetrický mód....................... - 60 5 Závěr ................................................................................................................. - 62 Literatura ................................................................................................................. - 63 Příloha....................................................................................................................... - 64 -

-6-


1

Úvod

Cílem diplomové práce je navrhnout, sestrojit a měřením prověřit symetrizační články pro měření symetrické složky vložného útlumu odrušovacích filtrů EMC. Tyto širokopásmové symetrizační články by měly pracovat v kmitočtovém pásmu alespoň od 1 kHz až do 100 kHz. Protože většina síťových (napájecích) odrušovacích filtrů EMC je navrhována pro vstupní a výstupní impedanci 50 Ω, nastává tedy problém s jejich používáním v reálných podmínkách napájecích sítí. Napájecí energetické sítě nízkého napětí nemají konstantní výstupní impedanci 50 Ω. Impedance těchto sítí se mění v závislosti na kmitočtu a značně závisí na oblastech a typu sítě, ve kterých je odrušovací filtr připojen. Průběh impedance nízkonapěťových energetických sítí je totiž různý na vesnicích, městech, velkoměstech. A také je rozdílný ve veřejných a průmyslový napájecích sítích [1]. Na problém nestálosti výstupní impedance napájecích sítí reaguje Česká technická norma ČSN CISPR 17 [6], která vznikla harmonizací mezinárodního standardu CISPR 17. Česká technická norma ČSN CISPR 17 proto zavádí pojem „aproximační metoda pro síťové filtry“. Tato metoda specifikuje měření odrušovacích filtrů v impedančním systému 0,1 Ω/100 Ω a opačném, a to zejména pro symetrickou složku vložného útlumu odrušovacích filtrů. V zadání diplomové práce je požadováno vytvoření impedančních symetrizačních transformátorů s impedančními převody 50 Ω/50 Ω, 50 Ω/0,1 Ω a 50 Ω/100 Ω. Všechny impedanční transformátory musí být vyrobeny v párech, aby bylo možné proměřit jejich útlumové charakteristiky [21]. Použitím těchto transformátorů bude možné proměřit symetrickou složku vložného útlumu v následujících impedančních systémech 50 Ω/50 Ω, 0,1 Ω/0,1 Ω, 100 Ω/100 Ω, 100 Ω/0,1 Ω, 0,1 Ω/100 Ω. Závěrem práce bude sestaveno modelové měřicí pracoviště pro měření symetrické složky vložného útlumu a budou proměřeny útlumové vlastnosti vybraných odrušovacích filtrů v symetrickém módu, a to v různých impedančních systémech. Naměřené útlumové charakteristiky budou porovnány s hodnotami, které udávají výrobci odrušovacích filtrů EMC, kteří navrhují a rovněž realizují měření jejich vložného útlumu výhradně jen v pevných impedančních systémech, a to zejména v asymetrickém impedančním systému s impedancemi 50 Ω/50 Ω (impedance připojená na vstupu, resp. výstupu odrušovacího filtru). V praxi je však mnohdy velmi výhodné znát i hodnoty symetrické složky útlumu, a to pro různé impedanční systémy. Díky různým impedančním podmínkám lze získat tzv. „nejhorší případ“, to znamená kdy odrušovací filtr vykazuje nejmenší vložný útlum. Díky dobré znalosti útlumových charakteristik i v jiných impedančních systémech lze lépe předcházet potenciálním problémům, které mohou vzniknout nevhodnou volbou odrušovacího filtru.

-7-


2

Základní poznatky z oboru EMC

Pro realizaci diplomové práce je dobré se zaměřit na základní pojmy, poznatky a problematiku z oboru EMC (Electromagnetic Compatibility), tedy elektromagnetická kompatibilita (slučitelnost) a při realizaci diplomové práce se takto nabitými poznatky řídit. Elektromagnetická kompatibilita je definována jako schopnost zařízení, systému či přístroje vykazovat správnou činnost i v prostředí, v němž působí jiné zdroje elektromagnetických signálů, ať už přírodní či umělé. Dále pak zařízení nesmí svým vyzařováním elektromagnetického signálu nepřípustně ovlivňovat své okolí. Tedy nesmí vyzařovat takové signály, které by byly rušivé pro jiná zařízení. Elektromagnetická kompatibilita je vyšší a širší pojem než prostá spolehlivost daného zařízení. Tedy spolehlivost a elektromagnetická kompatibilita jsou neoddělitelné požadavky na systém, který má fungovat v každé době a za všech okolností. Nízká odolnost a celkové nerespektování zásad EMC může mít někdy až tragické následky [1].

2.1

Základní členění oboru EMC

Problematiku EMC lze rozdělit podle mnoha různých hledisek [2]. Celkově však lze otázky EMC rozdělit na dvě hlavní oblasti, a to na: − EMC biologických systémů, − EMC technických systémů a zařízení. Elektromagnetická kompatibilita biologických systémů se zabývá celkovým tzv. "elektromagnetickým pozadím" okolního životního prostředí a přípustnými úrovněmi rušivých i užitečných elektromagnetických signálů (jak přírodních, tak i umělých) s ohledem na jejich vlivy na živé organismy. Biologické účinky elektromagnetického pole závisí jak na jeho charakteru, době působení, ale i na vlastnostech organismu. U vysokofrekvenčních a mikrovlnných polí (např. mobilní telefon apod.) jsou relativně nejvíce objasněny tepelné účinky, tj. účinky, které se objeví jako výsledek ohřevu živých tkání vystavených vysokým úrovním polí. Účinky elektromagnetického pole na centrální nervový, srdečně-cévní, krvetvorný a imunitní systém se přisuzují netepelným účinkům. Tedy déle trvajícím expozicím polí s relativně nízkou výkonovou úrovní. Tato problematika je řešena ve Vyhlášce ministerstva zdravotnictví č. 408/1990 Sb., která stanovuje požadavky pro práci a pobyt osob v elektromagnetickém poli. Stanovují se zde největší přípustné velikosti ozáření pracovníků, tak i "běžného" obyvatelstva [1]. Elektromagnetická kompatibilita technických systémů, která se zabývá vzájemným působením a koexistencí technických prostředků, zejména elektrotechnických a elektronických přístrojů, prostředků a zařízení. Prof. C. R. Paula jeden ze zakladatelů koncepcí v oblasti EMC řekl: "Elektromagnetická kompatibilita není praktickou aplikací nějakých nových principů či postupů, ale je pouze specifickou aplikací obecných, základních a v mnoha oblastem společných zákonů a principů" [1]. Při zkoumání EMC daného zařízení či systému se vychází vždy z tzv. základního řetězce EMC, naznačeného na obr. 2.1. Tento řetězec zdůrazňuje systémový charakter EMC, kdy v obecném případě vždy vyšetřujeme všechny tři jeho složky. Zdroj elektromagnetického rušení zahrnuje zkoumání obecných otázek mechanismů vzniku rušení, jeho charakteru a intenzity (patří sem např.: motory, spínače, relé atd.). -8-


Elektromagnetické přenosové prostředí a vazba, zde se zabýváme způsoby i cestami, kterými se energie ze zdroje rušení dostává do rušených objektů - přijímačů rušení (patří sem například: vzdušný prostor, energetické kabely, napájecí vedení atd.). Problematika objektů či přijímačů rušení se zabývá klasifikací typů a podrobnou specifikací rušivých účinků na základě analýzy konstrukčních a technologických parametrů zařízení a z toho plynoucí jejich elektromagnetickou odolností (např.: číslicová technika, počítače, rozhlasové přijímače, televizní přijímače apod.). V praxi zaměřujeme svou pozornost na jednu ze tří oblastí řetězce EMC. Výběr nejvhodnější z nich, jejíž úpravou dosáhneme nejvyššího efektu EMC, pokud by se podařilo zcela odstranit kteroukoliv část tohoto řetězce, ztratila by elektromagnetická kompatibilita svůj smysl, neboť dané zařízení či systém by byl absolutně kompatibilní.

Zdroj elektromagnetického rušení

Přenosové prostředí, elektromagnetická vazba

Rušivý objekt, přijímač rušení

Obr. 2.1. Základní řetězec EMC

Dále lze celou problematiku EMC rozčlenit dle obr. 2.2. na dvě základní skupiny. Elektromagnetická interference či rušení (EMI Electromagnetic Interference). Elektromagnetické rušení je proces, při kterém se signál generovaný zdrojem rušení přenáší prostřednictvím elektromagnetické vazby do rušených systémů. EMI se tedy zabývá především identifikací zdrojů rušení, popisem a měřením rušivých signálů a identifikací parazitních přenosových cest. EMI se hlavně týká příčin rušení a jeho odstraňování. Elektromagnetická susceptibilita či imunita (EMS Electromagnetic Susceptibility či Electromagnetic Immunity). Elektromagnetická citlivost či elektromagnetická odolnost vyjadřuje schopnost zařízení pracovat bez poruch nebo s přesně definovaným přípustným vlivem v prostředí, v němž se vyskytuje elektromagnetické rušení. EMS se spíše týká odstraňování důsledků rušení [2].

Elektromagnetická kompatibilita

EMC Elektromagnetická interference

Elektromagnetická susceptibilita

EMI

EMS Obr. 2.2. Základní členění EMC

Velmi rozsáhlou a důležitou oblastí je měření elektromagnetické interference, především měření rušivých signálů a jejich identifikace. Zahrnuje měřicí metody a postupy pro kvantitativní hodnocení vybraných parametrů hlavně na rozhraních zdrojů a přijímačů rušení. Též se užívá testování elektromagnetické odolnosti objektů -9-


pomocí simulátorů rušení (EMC simulátory), přičemž jde o praktické ověření stupně elektromagnetické odolnosti navrženého zařízení. V dnešní době je dosti rozšířená i oblast počítačové simulace a modelování EMS i EMI. Pro praktickou nemožnost dosáhnout absolutní elektromagnetické kompatibility jakéhokoli zařízení bylo nutné stanovit normy, technické směrnice a předpisy EMC, tedy stanovit maximální přípustné meze hodnot rušivých signálů pro určitý typ zařízení.

2.2

Rušivé signály a jejich zdroje

V důsledku neustále rostoucího množství elektrických zařízení a spotřebičů neúnosně stoupá úroveň rušení v kmitočtových pásmech prakticky od 0 Hz až do stovek GHz. Každý elektrotechnický systém můžeme pokládat zároveň za zdroj i za přijímač elektromagnetického rušení [3]. V praxi vyčleňujeme skupinu systémů, u nichž vysoce převažuje proces generování rušivých signálů nad jejich nežádoucím příjmem a nazýváme je interferenčními zdroji či zdroji elektromagnetického rušení. Klasifikaci rušení i jejich zdrojů lze uskutečnit podle mnoha hledisek. Možné příklady členění jsou naznačeny na obr. 2.3.

přírodní (přirozené) umělé (technické)

Interferenční zdroje

funkční nefunkční (parazitní) impulsní spojité kvaziimpulsní úzkopásmové širokopásmové nízkofrekvenční (energetické x akustické) vysokofrekvenční (rádiové) zdroje rušení vedením zdroje rušení vyzařováním Obr. 2.3. Klasifikace interferenčních signálů

Pro zamezení rušení je nejdůležitější se zaměřit především na umělé interferenční zdroje, tady na zdroje vzniklé lidskou činností. Přírodní zdroje rušivých signálů musíme brát jako fakt, jejichž vzniku v mnoha případech nemůžeme zabránit, můžeme tedy jen předcházet jejich následkům.

- 10 -


Funkční interferenční zdroje jsou takové, které jsou základem funkce jednoho systému (např. sdělovací signály vysílačů) a přitom mohou ovlivňovat základní funkce jiného systému a být tedy vůči němu rušivé. Ostatní zdroje produkující při svém provozu parazitní (nežádoucí) rušivá napětí či pole, nazýváme jako parazitní či nefunkční. Interferenční zdroje můžeme též dělit podle časového průběhu rušivého signálu. Na impulsní rušení, které má charakter časové posloupnosti jednotlivých impulsů nebo přechodných jevů. Opakem je tzv. spojité rušení, které nemůžeme považovat za posloupnost oddělených jevů a působí nepřetržitě na rušené zařízení. Kombinací spojitého a impulsního Obr. 2.4. Jednorázová mžiková porucha a) jako nepřerušená řada rušení je rušení kvaimpulsů, b) jako skupina jednotlivých impulsu netrvající déle než 200 ms ziimpulsní. Posouzení zda jde o spojité či nespojité impulsní rušení není v praxi zdaleka jednoduché. Pro jednoznačné určení byly vydány mezinárodní normy (v České republice např. ČSN EN 55014). Technická norma definuje mžikovou (impulsní) poruchu jako poruchu s dobou trvání ne delší než 200 ms, která musí být oddělena od následující mžikové poruchy nejméně o 200 ms (obr. 2.4.). Umělé rušivé signály se často rozdělují do tří základních skupin: šum, impulsy, a přechodné jevy. Šum jsou rušivé signály ovlivňující především tvar užitečného signálu, např. napájecího napětí. Šum jakožto rušivý signál má často periodický charakter. Jeho typickými zdroji jsou elektrické motory a rotační svářečky. Impulsy jsou rušivé signály impulsního charakteru s velkým poměrem velikosti impulsů k době jejich trvání. Na užitečný signál se tyto impulsy superponují jako kladné či záporné „špičky“. Typickou příčinou jejich vzniku jsou zejména spínací poruchy při kontaktním spínání elektrických či energetických obvodů a soustav. Přechodné jevy jsou náhodné rušivé jednorázové signály s obvyklou dobou trvání od několika ms do několika sekund. Hlavními příčinami jejich vzniku jsou, např. v energetické síti, náhlé změny jeho zatížení při zapínání a vypínání spotřebičů velkých výkonů. S časovým průběhem rušivého signálu je jednoznačně vázána i šířka jeho kmitočtového spektra. Tento údaj je důležitý zejména z hlediska použití vhodných prostředků pro potlačení rušení (odrušovací filtry). Úzkopásmové rušení představují zejména užitečné signály rozhlasových a televizních vysílačů. Charakter širokopásmového rušení má naopak většina tzv. průmyslových rušivých signálů. Patří sem též všechna přírodní rušení, která jsou v podstatě širokopásmová. Kmitočtové rozsahy rušivých signálů vybraných zdrojů rušení jsou v tab. 2.1. Z hlediska obsazení kmitočtového spektra fyzikálního působení lze rušení dále členit na nízkofrekvenční a vysokofrekvenční. Nízkofrekvenční rušení se projevuje dvojím způsobem: energetickým a akustickým nízkofrekvenčním rušením. Energetické nízkofrekvenční rušení působí na napájecí energetickou soustavu v pásmu kmitočtů od nuly do 2 kHz. Způsobuje hlavně zkreslení napájecího napětí a odebíraného proudu energetických sítí. To se projevuje rušivě v provozu zařízení, která jsou závislá na tvaru - 11 -


napájecího elektricTab. 2.1. Kmitočtové spektrum vybraných zdrojů rušení kého napětí. Mezi Způsob šíření Zdroj rušivých signálů Kmitočtové pásmo náchylná elektrická rušivého signálu zařízení patří např. 0,1 Hz ÷ 3 MHz po vedení zářivka ovládací a sdělovací 100 Hz ÷ 3MHz prostorem systémy, osvětlení, rtuťová výbojka 0,1 Hz ÷ 1 MHz po vedení 2 MHz ÷ 4 MHz po vedení stroje a přístroje. kolektorové motory 10 Hz ÷ 400 kHz prostorem Zdrojem energeticsíťové vypínače 0,5 Hz ÷ 25 MHz po vedení kého rušení je obecně 10 Hz ÷ 20 MHz po vedení výkonové spínače každá nelineární zátěž 0,1 Hz ÷ 20 MHz prostorem napájecí sítě způsobu0,1 Hz ÷ 30 MHz po vedení spínané síťové zdroje jící deformaci odebíra0,1 Hz ÷ 30 MHz prostorem koronový výboj 0,1 Hz ÷ 10 MHz po vedení ného proudu. Akusklopné obvody 15 KHz ÷ 400 MHz prostorem tické nízkofrekvenční rušení působí v pásmu do 10 kHz. V tomto frekvenčním pásmu negativně ovlivňuje funkci přenosových informačních systémů. Patří sem např. telefony, rozhlas, měřící a řídící zařízení, komunikační a informační soustavy. Toto rušení generují prakticky všechny energetické zdroje, systémy číslicového zpracování dat, radary apod. Vysokofrekvenční nebo-li rádiové rušení leží v pásmu od 10 kHz do 400 GHz. Ke zdrojům rádiového rušení patří všechny existující interferenční zdroje, neboť jejich rušivé signály zasahují prakticky vždy až do těchto kmitočtových oblastí. Obecně se z každého interferenčního zdroje šíří rušivý signál, jak vyzařováním prostorem, tak i po napájecích či sdělovacích vedeních. U různých zdrojů rušení nejčastěji jeden z těchto způsobů šíření převažuje, a proto se interferenční zdroje někdy rozdělují na zdroje rušení šířených vedením a na zdroje rušení šířených vyzařováním [3]. Z přehledu rušivých signálů je zřejmé, že není možné provést jejich přesnou klasifikaci a že celá problematika je velmi složitá a provázaná. Pro výběr vhodného odrušení je tedy nezbytně nutné znát charakter a povahu rušivých signálů v místě instalace a také příčinu jejich vzniku.

2.2.1 Průmyslové zdroje rušení Z periodických spojitých rušivých signálů jsou nejvýznamnější harmonické složky kmitočtu napájecí sítě 50 Hz, které jsou často produkovány již samotnými silnoproudými generátory při výrobě elektrické energie [3]. Takto vzniklé harmonické složky vyvolávají na nelineárních impedancích sítě (např. na transformátorech s nelineární magnetickou charakteristikou) vznik dalších harmonických složek. Největšími zdroji tohoto rušení jsou zde zejména řízené polovodičové měniče velkých výkonů, které produkují v napájecích sítí harmonické kmitočty až do 30 MHz. Další typ rušení vzniká nejčastěji v napájecích sítích nízkého napětí při činnosti stykačů a jističů, případně mechanických relé. Při přechodovém jevu rozpojování obvodu obsahujícího indukčnost dochází v okamžiku rozpojení kontaktů k rychlé změně proudu di/dt, a tím vzniku vysokého rušivého napětí u = -L·di/dt. Další typ rušení vzniká třeba na usměrňovačích diodového typu a zejména v případech tyristorového řízení. Nejrozšířenějšími zdroji průmyslového rušení jsou kolektory

- 12 -


elektrických motorů, spínané napájecí zdroje, kapacitní výboje, zapalovací obvody zážehových spalovacích motorů. Rušivá napětí v napájecí energetické síti mohou mít řadu různých podob a mohou se projevovat různými formami deformace harmonického napájecího napětí 50 Hz. Typické případy deformací harmonického napětí jsou: − vysokofrekvenční impulsy, − jehlové impulsy, − přepětí, − podpětí, − harmonické složky, − výpadky napájení.

2.2.2 Zdroje napěťového přepětí Jsou rozdělovány na dvě skupiny: přírodní zdroje (bleskový výboj) a zdroje uměle vytvořené lidskou činností (lokální elektrostatické výboje). V dnešní době se neustále zvyšuje poruchovost a klesá odolnost elektrických zařízení proti přepětí z důvodu rostoucí hustoty součástek v elektronických obvodech. Je tedy nutné, aby zařízení s diskrétními součástkami vydržela přepětí až několik kV. Moderní integrované obvody (s počtem součástek až několik miliónů na čipu) již bývají poškozeny napětím 2-200 kA od několika V i při mizivě i malé energii přepětí (od 10-8 J u mikrovlnné diody, od 10-7 J u obvodů CMOS a integrovaných obvodů). 0,25 - 10 us Dalším nepříznivým několik set us faktorem je stále vyšší Obr. 2.5. Proudový impuls při úderu blesku a jeho parametry rychlost polovodičových součástek reagujících i na stále kratší rušivé signály. − Přírodním zdrojem rušení je především bleskový výboj, který ohrožuje elektrická a elektronická zařízení až do vzdálenosti 4 km. Vybíjení atmosférické elektřiny bleskem způsobuje vznik strmého elektromagnetického impulsu, označovaného též jako LEMP (Lightning Electromagnetic Pulse), který má na zasažená i vzdálenější zařízení destrukční účinky. Jeho průběh je znázorněn na obr. 2.5. Kde jeho celková energie je 2,5 až 10 MJ, strmost impulsu 2 až 200 kA a celkový náboj 150 až 300 C. − Umělými zdroji přepětí jsou prakticky všechny spínací zařízení. Do této kategorie patří zejména lokální elektrostatické výboje, označovaného jako EMP (Electromagnetic Pulse), vznikající při tření mechanických častí. Napěťová úroveň elektrostatického výboje dosahuje až několik desítek kV. Elektrostatické výboje mohou vzniknou např. třením šatů a bot o izolační povrchy, které vyvolávají vznik náboje o vysokém elektrickém napětí. Toto napětí dále narůstá s každým krokem osoby na izolačním povrchu (koberec, podlahová krytina). Při dotyku osoby s povrchem elektrického zařízení o vztažném potenciálu okolí se pak náboj kapacity těla člověka vybije a působí destrukčně na elektrické součástky [3]. - 13 -


2.2.3 Zdroje kontinuálního rušení Jedná se o další rušení, které může ohrozit správnou funkci elektrického systému. Jejich působení trvá obvykle nepřetržitě nebo alespoň relativně delší dobu. Patří sem nežádoucí vyzařování různých systémů veřejných radiokomunikačních služeb (rozhlasové, televizní vysílání (40 až 300 MHz), radarové vysílače). Jejich signály jsou parazitně injektovány do kabelových a jiných vedení, nebo se šíří pouze vyzařováním. Patří sem též rušení z neveřejných radiokomunikačních služeb např. CB rádio pracující v pásmu 27 MHz [3].

2.2.4 Zvláštní zdroje rušení Jedním z nich je tzv. nukleární elektromagnetický impuls, označovaný NEMP (Nuclear Electromagnetic Pulse), který vzniká jako doprovodný jev při jaderném výbuchu. Jedná se o velmi strmý výkonový impuls jehož, účinky jsou destruktivní pro všechna okolní slaboproudá i silnoproudá elektrická zařízení. Tvar impulsu NEMP je tvarově podobný impulsu LEMP. Další rušivé zdroje jsou souhrnně označovány jako rušení mimozemského původu. Jde především o působení Slunce, které vlivem erupcí vysílá k Zemi tzv. sluneční vítr nukleárních částic. Ty se při srážkách s ionty a molekulami zemské atmosféry tvoří geomagnetické bouře, které způsobují silná elektromagnetická rušení v širokém pásmu kmitočtů [3].

2.3

Základní klasifikace rušivých signálů na vedení

Rušivé signály šířící se po daném vedení (napájecím, sdělovacím či datovém) se mohou projevovat jako protifázové nebo soufázové rušení [1] a [5]. Na obr. 2.6. jsou jednotlivé pojmy týkající se soufázových a protifázových rušivých signálů.

ZS

CZ

ip

ZZ

CZ

Obr. 2.6. Protifázové (p) a soufázové (s) rušívé proudy a napětí na vedení

Diplomová práce je zaměřena hlavně na protifázové rušivé signály (označovaná též jako „symetrická rušivá napětí“ nebo také „differential mode voltages“) reprezentovány proudy iP a napětím uP. Ideální symetrický systém nebo obvod má dvě elektricky zcela shodné větve nebo vodiče, přičemž oba dva (obě dvě) jsou elektricky symetrické vzhledem ke společnému referenčnímu bodu, kterým bývá obvykle zem.

- 14 -


Napětí v odpovídajících si místech na těchto dvou větvích, resp. vodičích, měřená vzhledem k zemi, jsou shodná ve velikosti, ale mají opačnou fázi. Protifázové rušivé proudy iP tedy mají v jednotlivých vodičích vedení stejný směr jako užitečné proudy. Protifázové rušivé napětí uP působí přímo na impedanci užitečné zátěže. Proto protifázové rušení může vyvolat chybnou funkci celého spotřebiče. Příčinou vzniku právě takových protifázových rušených signálů jsou různé zdroje rušivého napětí UrP přímo ve vlastním „vysílacím” zdrojovém zařízení, tedy přímo v napájecí energetické síti. Soufázové rušivé signály (označovány též jako „nesymetrická rušivá napětí“ nebo „common mode voltages“ ) reprezentovány proudy iS a napětím uS, projevující se mezi jednotlivými vodiči vedení a společnou zemí daného systému (tedy společným zemním vodičem). Ve vodičích vedení mají soufázové rušivé proudy iS1 a iS2 stejný směr a uzavírají se přes společnou zem (společný zemní vodič), průtokem parazitními zemními kapacitami systému CZ. Příčina vzniku soufázových rušivých signálů je dána zejména vlivem parazitních zemních potenciálů UrS, nebo též indukcí z vnějšího rušivého magnetického pole. Vlivem nesymetrie celého vyšetřovaného systému (hlavně nesymetrie jeho zemnících částí) se vždy část soufázového rušivého napětí (daná rozdílem napětí uS1 − uS2) projevuje jako protifázové rušivé napětí a působí přímo na impedanci užitečné zátěže ZZ. Patří sem i asymetrické rušivé napětí, které je však vedeno k zátěži součastně o stejné velikosti proudů iS1 = iS2 a napětí uS1 = uS2 vůči zemnímu potenciálu, tedy asymetrické rušivé napětí nemá složku protifázového (symetrického) rušení.

2.4

Způsoby omezení rušení

Jak je patrno již ze základního řetězce EMC na obr. 2.2., lze rušení omezovat ve všech třech oblastech tohoto řetězce. Tedy přímo u zdroje (vysílače) rušení, na přenosové trase či v objektu (přijímači) rušení. Rušení se snažíme omezit již u jeho zdroje, aby neovlivňovalo zkoumaný přijímač, ale ani jiné objekty. Pokud na vstup přijímače přichází rušení s užitečným signálem o stejném kmitočtu, potom je zásah u zdroje jediným možným způsobem odstranění rušení. V ostatních případech se snažíme odstraňovat rušení nejen u zdroje, ale i v přijímači a v přenosových cestách rušivého signálu. Pokud je rušivý signál signálem užitečným pro jiný druh zařízení (např. vysílání vysílače), je zásah u zdroje prakticky zcela vyloučen. Technickým prostředkům, které používáme k potlačení či omezení elektromagnetického rušení v kterékoli části řetězce EMC, říkáme odrušovací prostředky. Používáme je nejen k potlačení rušivých signálů u jejich zdroje, ale i pro zvýšení odolnosti "přijímacího" zařízení proti němu. Mezi odrušovací prostředky patří: − odrušovací tlumivky a jednoprvkové tlumivkové filtry, − odrušovací kondenzátory a kondenzátorové filtry, − odrušovací filtry LC, − přepěťové ochranné prvky (bleskojistky, plynem plněné výbojky, varistory, omezovací diody), − elektromagnetické, elektrické a magnetické stínění. Podle druhu šíření rušení (šířící se vedením, či vyzařováním) použijeme patřičný odrušovací prostředek, tak abychom dosáhli maximálního efektu utlumení tohoto rušení.

- 15 -


Pro omezení rušení po vedeních, příp. zvyšování odolnosti vůči tomuto druhu rušení se používají zejména odrušovací tlumivky, kondenzátory, kmitočtové filtry LC a přepěťové ochrany. Pro omezení rušení vyzařováním, příp. zvýšení odolnosti vůči elektromagnetickým polím se musí použít správně provedené stínění. Nesprávná volba odrušovacího prostředku nepřinese očekávaný efekt, ale většinou je příčinou zhoršení parametrů odrušovaného zařízení nebo ohrožení bezpečnosti obsluhy. Dosavadní praxe EMC elektrických přístrojů a zařízení ukazuje, že na parazitních přenosech a rušeních dvou (i vzájemně vzdálených) přístrojů má téměř vždy podíl rozvodná energetická síť. Je to způsobeno tím, že energetické vodiče vstupující do přístroje nejrůznějším způsobem se parazitně váží s vnitřními částmi přístroje. Vně přístroje se napájecí vodiče rozdělují do mnoha jiných prostorů a přístrojů, realizují tak přímou (mnohdy i galvanickou) vazbu mezi vnitřními částmi různých přístrojů. Induktivní vazbou se do těchto vodičů mohou dostávat signály z blízkých vysílačů. Pak jsou tato vysokofrekvenční napětí přenášena do vnitřního prostoru přístroje nebo současně se ze síťových vodičů přenáší do antén a anténních vstupů přijímačů. Potlačení rušení přenášeného sítí se realizuje dvěma způsoby, které se obvykle používají společně: − První spočívá ve zmenšení parazitní kapacity mezi síťovými vodiči a ostatními částmi přístroje. Zde uplatňujeme především elektrické odstínění primárního vinutí síťového transformátoru vůči ostatním vinutím a správné rozmístnění součástek v napájecích obvodech. − Druhý způsob je založen na zabudování odrušovacího filtru do přívodu napájecí sítě. Nejen v těchto filtrech, ale i samostatně se používají speciální odrušovací tlumivky, kondenzátory a přepěťové ochrany.

2.4.1 Odrušovací tlumivky Odrušovací tlumivky jsou nejzákladnější a nejpoužívanější pasivní prvky užívané v technice odrušování. Jsou používány jak samostatně, tak jako součást odrušovacích filtrů. Principiální zapojení odrušovací tlumivky mezi zdroj rušení a přijímač rušení je uvedeno na obr. 2.7.a. Odrušovací tlumivka je zapojena v sérii s vnitřní impedancí sítě ZS a vstupní impedancí napájecího vstupu chráněného přístroje ZZ. Analýzou tohoto jednoprvkového tlumivkového filtru snadno určíme jeho základní parametr vložný útlum v [dB ] U 20 j ωL , (2.1) = 20 ⋅ log 1 + U2 ZS + ZZ kde U2 je napětí na výstupu filtru, tedy na zátěži ZZ a U20 je stejné napětí bez přítomnosti filtru, tj. bez zapojené tlumivky [4]. Kmitočtový průběh útlumu lze rozdělit do dvou kmitočtových oblastí viz. obr. 2.7.b. L = 20 ⋅ log

[dB ]

L≈0 L = 20 ⋅ log

ωL ZS + ZZ

[dB ]

- 16 -

pro ωL ‹‹ Z S + Z Z , pro ωL ›› Z S + Z Z .

(2.2)


Obr. 2.7. a) Zapojení odrušovací tlumivky do vedení, b) kmitočtový průběh jejího vložného útlumu

Tlumivku lze pro účinné potlačení rušení na vedení použít pouze v nízkoimpedančních systémech, jak je zřejmé z rovnic (2.2). Reálná tlumivka se chová jako rezonanční obvod a snižuje tedy s rostoucím kmitočtem (nad svým kmitočtem rezonančním) velikost vložného útlumu. Hlavní typy odrušovacích tlumivek podle účelu použití a podle druhu odrušovaného zařízení rozdělujeme do 2 skupin: − tlumivky pro potlačení symetrické složky rušení v napájecích obvodech, pro potlačení parazitních vazeb mezi signálovými a řídicími obvody, vysokofrekvenční blokovací tlumivky. Tyto tlumivky se zapojují podélně do proudových vodičů (viz obr.2.7.a) a pracovní proud obvodu jimi protéká ve stejném směru jako rušivý proud, − tlumivky pro potlačení nesymetrické složky rušení v napájecích obvodech, tzv. tlumivky s proudovou kompenzací. Využívají principu, že fázový a zpětný vodič jsou navinuty na jednom společném toroidním jádru. Pro soufázové rušivé proudy obou vodičů mají magnetické toky v jádře stejný směr, a tedy efektivní indukčnost je pro tyto vysokofrekvenční rušivé značná, na rozdíl od protifázového napájecího signálu 50 Hz, kde výsledná indukčnost je prakticky nulová.

2.4.2 Odrušovací kondenzátory Odrušovací kondenzátory mohou být používány buď samostatně nebo spojené do určitých kombinací tzv. kondenzátorových filtrů, nebo jako součásti odrušovacích filtrů LC, či článků RC [4]. Odrušovací kondenzátor se zapojuje paralelně k vnitřní impedanci sítě ZS a vstupní impedanci napájecího vstupu chráněného (odrušovaného) zdroje ZZ, jak je naznačeno na obr. 2.8.a. Vložný útlum v [dB ] tohoto jednoprvkového kondenzátorového filtru je roven U Z + ZZ , (2.3) L = 20 ⋅ log 20 = 20 ⋅ log 1 + jωC ⋅ S U2 ZS + ZZ kde U2 je napětí na výstupu filtru, tedy na zátěži ZZ a U20 je stejné napětí bez přítomnosti filtru, tj. bez zapojeného kondenzátoru. Kmitočtový průběh útlumu má dvě oblasti naznačené na obr. 2.8.b

- 17 -


L≈0 L = 20 ⋅ log

ωL ZS + ZZ

[dB]

pro ωC ‹‹ 1 /( Z S || Z Z )

[dB]

pro ωC ›› 1 /( Z S || Z Z )

(2.4)

Obr. 2.8. a) Zapojení odrušovacího kondenzátoru do vedení, b) kmitočtový průběh jeho vložného útlumu

Odrušovací kondenzátory "zkratují" rušivé napětí na zemní potenciál či kostře přístroje, proto jsou důležité jejich průrazné parametry z hlediska bezpečnosti proti úrazu elektrickým proudem. Za tímto účelem dělíme kondenzátory do 2 tříd: − odrušovací kondenzátory třídy X jsou určeny pro použití tam, kde jejich případný průraz nemůže ohrozit bezpečnost lidského života. Zapojují se tedy mezi fázový a zpětný vodič, kde potlačují vysokofrekvenční protifázové rušivé proudy a nepropustí je na vstup odrušovaného obvodu, − odrušovací kondenzátory třídy Y se zapojují mezi fázový a ochranný vodič, či uzemněný kryt přístroje a všude tam, kde je bezpečnostními normami omezena přípustná hodnota svodového proudu. V tomto zapojení odstraňují vysokofrekvenční soufázové proudy. Odrušovací kondenzátory se používají na odstranění protifázové (IP) nebo soufázové (IS) složky rušivého proudu na vedení. Konstrukčně jsou vyráběny ve čtyřech variantách a podle zapojení do obvodu mohou odrušovat protifázové, či soufázové rušení. − dvojpólové (mohou odstraňovat protifázové i soufázové rušivé proudy), − trojpólové (chrání spotřebič pouze proti soufázovým proudům), − čtyřpólové (odstraní pouze protifázový rušivý proud), − vícepólové (např. pětipólový odrušovací kondenzátor odruší jak soufázové, tak i protifázové rušivé signály).

2.4.3 Přepěťové ochranné prvky Jedná se o součástky sloužící k potlačení či omezení napěťového přepětí vznikajícího na přenosových vedeních v důsledku některých rušivých elektromagnetických dějů, např. blesku, elektrostatických výbojů, spínacích pochodů. Hlavními druhy přepěťových ochranných prvků jsou: − plynem plněné bleskojistky (výbojky),

- 18 -


− variátory, − klasické Zenerovy diody, − supresorové diody. První dva druhy přepěťových ochran jsou řazeny mezi ochranu hrubou, tedy nebývají tak přesné jako jemná ochrana, kam spadají poslední dva uvedení příklady.

2.4.4 Odrušovací filtry Odrušovací filtry se používají k dokonalejší ochraně před působením vysokofrekvenčního rušení šířícího se po vedení. Nejčastěji jsou navrhovány jako filtry LC typu dolní propust (DP), které bez potlačení propouštějí signály (proudy) s kmitočtem nižším než je určitý mezní kmitočet fm a naopak kmitočty jež jsou vyšší než daný mezní kmitočet potlačují. Tímto způsobem odrušují nežádoucí signály na daném vedení. Existuje řada druhů odrušovacích filtrů EMC: − z nichž nejrozšířenějším jsou tzv. síťové (napájecí) odrušovací filtry, − filtry s integrovanou ochranou proti působení rušivých impulsů velké intenzity, filtry NEMP (Nuclear Electromagnetic Pulse), příp. LEMP (Lightning Electromagnetic Pulse), někdy též nazývané filtry EMP (Electromagnetic Pulse). V katalozích jsou tyto filtry EMP označovány jako „RFI/EMI filters“, − filtry TEMPEST (TEMPorary Emanation and Spurious Transmission), − datové filtry (Data-Line Filters). Jako síťové odrušovací filtry označujeme filtry zapojené do energetické napájecí sítě či do napájecího vstupu přístroje. Při vypracování diplomové práce bude pracováno právě s těmito druhy odrušovacích filtrů, které se konkrétně používají na − odrušení frekvenčních měničů pro asynchronní motory, − odrušení spínaných zdrojů, − odrušení ss měničů, − odrušení individuálních měničů. Pomocí kaskádních parametrů lze vložný útlum filtru z obr. 2.9. vyjádřit vztahem [1] a [4]: L = 20 ⋅ log

U 20 Z ⋅Z ZS ZZ 1 = 20 ⋅ log ⋅ A11 + ⋅ A12 + S Z ⋅ A 21 + ⋅ A 22 , (2.5) U2 ZS + ZZ ZS + ZZ ZS + ZZ ZS + ZZ

kde U2 je napětí na výstupu filtru (tedy na zátěži ZZ), U20 je totéž ZS napětí bez zapojeného filtru a A11, A12, A21, A22 jsou (komplexní) U1 U2 FILTR Z Z kaskádní parametry filtru, tj. prvky jeho kaskádní matice [A]. Ze vztahu (2.5) je přijímač rušení zdroj rušení patrné, že vlastnosti Obr. 2.9. Odrušovací filtr jako lineární dvojbran filtru a velikost jeho vloženého útlumu závisí jednak na jeho vlastních parametrech a také na výstupní impedanci zdroje a vstupní impedanci - 19 -


přijímače rušení (tedy na impedanci napájecí sítě ZS a impedanci napájecího vstupu přístroje ZZ). Právě neurčitost těchto impedancí způsobuje značné problémy při návrhu síťového odrušovacího filtru a je hlavní příčinou, že jeden a týž filtr vykazuje velké odchylky hodnot vložného útlumu v závislosti na vnějších pracovních (impedančních) podmínkách obvodů, ve kterých je zapojen. Proto jsou dost značné rozdíly (až několik desítek dB) mezi útlumem filtru udávaných v katalozích a skutečnými hodnotami měřenými v provozních podmínkách. Impedance energetické napájecí sítě je veličina, jejíž hodnota silně závisí na typu a provedení sítě a značně se mění v závislosti na kmitočtu, a to ve velmi širokém rozsahu od zlomků Ω až po stovky Ω. Typické průběhy jsou na obr. 2.10. spolu se 3 "střední" hodnotou impedance napájecí sítě stanovenou mezinárodním standardem 2 10 CISPR, resp. standard Ministerstva obrany 5 Z Spojených států amerických 3 [Ω] MIL-STD 462D [22]. 1 1 Návrh kmitočtového filtru se téměř 10 2 3 vždy provádí pro pevný impedanční 5 systém, tedy pro kmitočtově stálé a předem 3 4 známé impedance na vstupu a výstupu 0 filtru. Navrhování odrušovacích filtrů je 10 3 2 3 5 1 3 5 10 10 10 téměř vždy řešeno pro pevné vstupní f [kHz] a výstupní impedance o hodnotě 50 Ω. Výsledné vlastnosti odrušovacích filtrů, Obr. 2.10. Impedance různých typů zejména hodnota vložného útlumu, se pak energetických sítí (1 - venkovní síť; 2 - průběh CISPR; 3 - průmyslová síť; mohou velmi lišit pokud odrušovací filtr 4 - kabelová zemní rozvodná síť) [1] zapojíme do jiného impedančního systému. Tato odchylka je způsobena nedodržením již zmíněných pracovních (impedančních) podmínek, pro které byl daný filtr navržen. Navržení odrušovacího filtru, který by respektoval proměnnou impedanci na jeho vstupu příp. na jeho výstupu, je velmi obtížné a při praktickém návrhu nerealizovatelné. Jediný způsob, který se nabízí, je navrhnout odrušovací filtr standardním způsobem (např. pro vstupní a výstupní impedanci 50 Ω) a následně proměřit jeho vlastnosti v systému s proměnnou impedancí a nebo v systému, který nejlépe vystihuje vlastnosti systému konečné instalace odrušovacího filtru. Poté na základě těchto měření provést korekce vlastního návrhu odrušovacího filtru a tento postup následně opakovat až do té doby, než bude filtr vyhovovat zadaným požadavkům. Hlavním problémem této metody je nedostatečná propracovanost měřicího prostředí, které by umožňovalo měření v tzv. „proměnném impedančním systému“. Tento systém by měl také umožňovat měření odrušovacích síťových filtrů v dostatečně širokém frekvenčním pásmu [23].

- 20 -


3

Popis a návrh transformátoru

Podle zadání diplomové práce, je třeba zrealizovat symetrizační širokopásmové impedanční transformační členy, kterými bude možné realizovat měření symetrické složky vložného útlumu odrušovacích filtrů. K tomuto účelu lze použít transformátory, které budou transformovat vstupní impedanci 50 Ω na požadovanou výstupní impedanci 50 Ω, 0,1 Ω, resp. 100 Ω. Symetrické (protifázové) rušivé signály jsou popsány v kap. 2.3.

3.1

Popis transformátoru

Transformátor je schopen zvyšovat, či snižovat, tedy měnit (transformovat) velikost střídavého napětí, proudu a impedance. Transformátor je nejen důležitým zařízením, používaný v elektrické rozvodné síti, ale i v mnoha dalších přístrojích, kde tvoří jejich nepostradatelnou součást. Proto se tedy s transformátory setkáváme nejen v technice, ale i v domácnostech. Princip transformátorů využívá elektromagnetické indukce. Základní částí transformátorů jsou dvě cívky. Označovány primární vinutí L1 s počtem závitů N1 a sekundární vinutí označované nejčastěji L2 s počtem závitů N2. Obě cívky jsou nasazené, či přímo navinuty na společném jádře. Jestliže začne primární cívkou L1 protékat střídavý elektrický proud i1, v jádře transformátoru vzniká proměnné magnetické pole. To způsobuje, že se v sekundárním vinutí cívky L2 indukuje rovněž střídavé napětí u2 [7]. Ideální transformátor je hypotetický dvojbran, vzniklý abstrakcí ze skutečné soustavy dvou cívek se vzájemnou vazbou. Zanedbáním vlastní a vzájemné kapacity obou cívek, můžeme chování skutečného transformátoru posuzovat na základě schématu z obr. 3.1.a. Dvojice impedančních rovnic dvojbranu má pak tvar: Uˆ1 = ( R1 + jωL1 ) Iˆ1 + jωMIˆ2 , (3.1) Uˆ = jωMIˆ + ( R + jωL ) Iˆ . 2

1

2

2

2

Obr. 3.1. Transformátor a) reálný, b) ideální

Zanedbáním odporů R1, R2 a za předpokladu plné vazby mezi cívkami (tedy nulový rozptyl), můžeme rovnice (3.1) přepsat do tvaru: Uˆ1 = jωL1Iˆ1 + jω L1L2 Iˆ2 = zˆ11Iˆ1 + zˆ12 Iˆ2 , (3.2) Uˆ 2 = jω L1L2 Iˆ1 + jωL2 Iˆ2 = zˆ21Iˆ1 + zˆ22 Iˆ2 ,

- 21 -


z tohoto vztahu (3.2) lze dále odvodit kaskádní matici transformátoru, za předpokladu že známe převodní vztahy mezi kaskádními a impedančními parametry dvojbranu: aˆ aˆ det aˆ 1 zˆ11 = 11 , zˆ12 = (3.3) , zˆ21 = , zˆ22 = 22 , aˆ21 aˆ21 aˆ21 aˆ21 tedy kaskádní matice transformátoru má tvar [7]:  L1  zˆ11 det zˆ   0    zˆ L2 zˆ21   . (3.4) aˆ =  21 = ˆ z 1   L 1 22   2   zˆ21 zˆ21   jω L1L2 L1  

Indukčnosti cívek L1 a L2 jsou úměrné čtverci počtu závitů N12 a N22, stále předpokládáme nulový rozptyl proto platí: 1 1 L1 = , (3.5) aˆ11 = = n , aˆ22 = aˆ11 n L2

kde n =

N1 , je převod transformátoru. N2

(3.6)

Uvažujeme-li L1 → ∞ a L2 → ∞ , například v důsledku vysoké magnetické permeability jádra transformátoru, dostáváme kaskádní matici ideálního transformátoru (schématická značka ideálního transformátoru je zobrazena na obr. 3.1.b): n 0  1  , tedy dostáváme: (3.7) aˆ =  0 n  1 Uˆ1 = nUˆ 2 , Iˆ1 = (− Iˆ2 ) . (3.8) n Ze vztahu (3.8) vyplývá, že napětí i proud se transformují se stejným převodem n. Ideální transformátor je reciprocitní prvek, protože determinant kaskádní matice je roven jedné ( det aˆ = 1 ). Dále platí že Uˆ1Iˆ1 = Uˆ 2 (− Iˆ2 ) , což znamená, že výkon dodaný do vstupní brány ideálního transformátoru je roven výkonu odevzdanému do zátěže. V ideálním transformátoru se energie neztrácí a ani nevytváří, je to pasivní prvek.

Obr. 3.2. Transformace impedance ideálním transformátorem

- 22 -


Pro výpočet vstupní impedance Zˆ vst ideálního transformátoru, zatíženého na výstupu impedancí Zˆ (obr. 3.2.a) platí: vyst

Uˆ Uˆ Zˆ vst = 1 = n 2 ⋅ 2 = n 2 ⋅ Zˆ vyst . (3.9) Iˆ1 − Iˆ2 Vstupní impedance je tedy přímo úměrná jeho výstupní zatěžovací impedanci. Přitom N2 konstanta úměrnosti je rovna čtverci převodu n 2 = 12 . N2 Pro výpočet výstupní impedance Zˆ vyst ideálního transformátoru, zatíženého na vstupu známou impedancí Zˆ (obr. 3.2.b) obdobně platí: vst

Uˆ 1 Uˆ 1 Zˆ vyst = 2 = 2 ⋅ 1 = 2 ⋅ Zˆ vst . (3.10) Iˆ2 n − Iˆ1 n Ideální transformátor transformuje impedanci se čtvercem převodu. Tato vlastnost transformátoru se využívá např. tehdy, potřebujeme-li přizpůsobit zátěž vnitřní impedanci zdroje, nebo např. pro měřící účely, kdy je zapotřebí přivést na přípravek požadovanou hodnotu impedance. Pro rovnice ideálního transformátoru byla použita řada předpokladů: − reálná složka impedance primární a sekundární cívky je zanedbatelně malá proti příslušné reaktanci, − rozptylový magnetický tok je zanedbatelný proti hlavnímu vazebnímu toku mezi cívkami, − indukčnosti obou cívek jsou tak velké, že i na nejnižším kmitočtu, který při činnosti transformátoru musíme uvažovat, je vazební reaktance ωM >> nZˆ z , − vlastní a vzájemné parazitní kapacity vinutí jsou tak malé, že i na nejvyšším pracovním kmitočtu jsou kapacitní proudy zanedbatelné proti proudům Iˆ1 a Iˆ2 . Proto skutečný transformátor aproximuje vlastnosti ideálního transformátoru s dostatečnou přesností pouze v určitém relativně úzkém kmitočtovém pásmu. Nejpatrnější rozdíl je na kmitočtech blízkých nule, při kterých reálný transformátor není vůbec schopen činnosti.

3.2

Návrh transformátoru

Navrhovaný transformátor má pracovat, v kmitočtovém pásmu cca od 1 kHz až do 100 kHz. A bude navrhován pro maximální napětí na primárním vinutí transformátoru Up-p max = 10 V. Zatížený transformátor je znázorněn na obr. 3.3., kde u1 a u2 jsou primární a sekundární napětí, N1 je počet závitů primárního vinutí, N2 počet závitů sekundárního vinutí, L1 a L2 jsou indukčnosti primárního a sekundárního vinutí.

- 23 -


Z

Obr. 3.3. Zatížený transformátor

Pro návrh určitého transformátoru je zapotřebí se držet níže uvedenými sedmi body návrhu, a to v udávaném pořadí [8]. Kdyby navržený transformátor nevyhovoval dalším podmínkám, lze se vrátit k bodu návrhu 3.2.c, kde zvolíme jiné jádro, popřípadě jiné rozměry okénka pro vinutí. a) Volba materiálu jádra transformátoru

Dle požadovaného pracovního kmitočtu je vybírán vhodný materiál jádra. Dále se bere v úvahu vhodný tvar jádra a způsob vinutí. Materiálové vlastnosti jader transformátorů lze porovnávat např. dle „hysterezní smyčky“ Magnetování feromagnetických materiálů probíhá podle křivky zvané hysterezní smyčka. Pro danou látku (materiál) udává závislost jejího zmagnetování, vyjádřenou magnetickou indukcí B na intenzitě H. Závislost lze zjednodušeně vyjádřit vztahem r r B = µ⋅H , (3.11) ve kterém µ je součinitel charakterizující magnetické vlastnosti prostředí, ve kterém magnetické pole existuje. Jeho hodnota není konstantní, ale je závislá na velikosti intenzity magnetického pole v materiB B Bm b b álu jádra. Proto Bm B průběh závislosti r B na H po Br zapnutí proudu Hk Hk do vinutí je nelineární a je dán H H křivkou prvotní magnetizace (čárkované křivky Wa ~S a Wb ~S b v obr. 3.4). Nad bodem b dochází a) b) k saturačnímu jevu s maximální Obr. 3.4. Hysterezní smyčka feromagnetického materiálu indukcí Bm. Další a) magneticky tvrdý materiál, b) magneticky měkký materiál zvyšování proudu není účelné, protože nepřispívá ke zvýšení magnetické indukce, v jádře se již více energie nenahromadí. Po přerušení proudu primárním vinutím se intenzita magnetického pole H sníží na nulovou hodnotu, ale magnetická indukce B jen na zbytkovou hodnotu Br, nazývanou

- 24 -


remanentní indukce. Intenzita pole potřebná ke snížení této indukce na nulovou hodnotu se nazývá koercitivní síla Hk. Materiál jádra by měl být pro splnění zadání z magneticky měkkého materiálu. Vychází se přitom z hysterezních ztrát v jádře. Tyto ztráty souvisejí s energií W potřebnou na přemagnetizování jádra. Energie je úměrná ploše hysterezní smyčky, naznačena na obr. 3.4. Plocha hysterezní smyčky má fyzikální rozměr J/m3, jedná se tedy o objemovou hustotu ztrátové energie. Ta je pak značně větší pro materiály magneticky tvrdé, které mají širokou hysterezní smyčku, jak je patrno z obr. 3.4.a. Proto materiály magneticky tvrdé nejsou pro jádra transformátoru moc vhodná. Naopak jsou požadovány materiály magneticky měkké, s co nejužší hysterezní smyčkou a s co nejmenší remanentní indukčností Br, jak je znázorněno na obr. 3.4.b. A měrný odpor Rv materiálu jádra musí být co největší [8]. Další požadavek na jádro transformátoru je co nejvyšší dovolené sycení (tedy hysterezní smyčka má být úzká a vysoká), abychom mohli volit co nejmenší počet závitů při konstrukci transformátoru. Vlastnosti magneticky měkkých materiálů jsou více či méně závislé na kmitočtu magnetovacího proudu, tedy na pracovním kmitočtu. Velmi závislá je např. permeabilita nebo ztráty. Pro vysokofrekvenční aplikace je vhodné volit takové materiály a uspořádání magnetických obvodů, které mají v této kmitočtové oblasti výhodné vlastnosti. Navrhovaný transformátor má pracovat ve frekvenčním pásmu od 1 kHz až do 100 kHz, proto za materiál jádra nebude použito magneticky měkké oceli, jak je tomu u síťových transformátorů. Tento materiál má pro navrhované transformátory malý měrný odpor Rv, a tedy vířivé ztráty by byly v tomto případě neúnosné. Bude výhodnější použít magneticky měkký ferit, který má velký měrný elektrický odpor. Tento materiál má i příznivě úzkou hysterezní smyčku, tedy malé hysterezní ztráty. Jedna z nevýhod je malé maximální dovolené sycení (typicky 0,3 T až 0,35 T). Další z nevýhod je nízká teplota Curieova bodu. Obecně pod pojmem ferity rozumíme skupinu elektromagnetických materiálů keramického charakteru se spinelovou strukturou. Spinelová mřížka je tvořená kombinací iontů oxidu železitého a ionty oxidů dusíku dvojmocných kovů (Mn, Ni, Zn, Mg atd.). Silové pole primárního vinutí je tvořeno magnetickými siločarami, které jsou uzavřené. U cívky jsou soustředěny uvnitř vinutí. Podle směru toku proudu vinutím z jednoho konce vinutí vystupují a do druhého vstupují. V případě rovnoměrného navinutí cívky po celé ploše toroidního jádra se tyto siločáry uzavírají uvnitř toroidního (prstencového) jádra a nevystupují z něho ven. Počet těchto siločar procházejících plochou uvnitř vinutí, kolmou na jeho osu, je nazýván magnetickým indukčním tokem Φ. Magnetická indukce B je tok připadající na jednotku této plochy. Mezi magnetickým tokem Φ a proudem I, procházejícím vinutím cívky a vytvářejícím magnetické pole, je závislost daná vztahem Φ = L⋅I , (3.12) ve kterém je L indukčnost cívky. Ta je závislá na konstrukci cívky a na permeabilitě µ jádra. b) Vypočtení maxima funkce časového integrálu primárního napětí

Časový interval primárního napětí je dán vztahem:

- 25 -


− U 1 ⋅ cos(2πft ) , (3.13) 2 ⋅π ⋅ f kde U1 je primární napětí transformátoru (dále uvažujme maximální primární napětí U1 = 10 V), f je frekvence protékajícího proudu vinutím. Pro maximum tohoto integrálu platí (amplituda sdruženého magnetického toku): U1 , (3.14) max ∫ u1 (t )dt = 2 ⋅π ⋅ f při dosazení do tohoto vztahu (3.14) vychází maximální napětí U1 10 max ∫ u1 (t )dt = = = 1,59155 ⋅ 10 −3 V při frekvenci f=1 kHz a pro 3 2 ⋅ π ⋅ f (2π ⋅ 1 ⋅ 10 )

∫ u (t )dt = 1

frekvenci f=100 kHz je vztah roven: max ∫ u1 (t )dt = 15,9155 ⋅ 10 −6 V. c) Velikost jádra

V prvním kroku lze volit velikost jádra zkusmo např. dle vztahu (3.15). Na konci návrhu poznáme, zda-li byla velikost jádra zvolena dobře, či nikoli. Pokud byla zvolena špatně je nutné se vrátit zpět do tohoto bodu návrhu. Pmax = f ⋅ S ⋅ S0 , (3.15) kde S je průřez jádra, S0 je průřez okénka pro vodič, f je max. frekvence. d) Výpočet počtu primárních závitů

Počet primárních závitů lze obdržet pomocí vztahu (3.16). Pro manuální výrobu je vhodné dosáhnout rozumných hodnot počtu závitů, vhodně zvoleným typem a velikostí jádra. U1ef U1 = , (3.16) N1 = 2πf ⋅ Bm ⋅ S 2 ⋅ πf ⋅ Bm ⋅ S kde Bm je maximální dovolené sycení jádra (aby nedošlo k přesycení), do vztahu se dosazuje nejnižší frekvence pracovního pásma, ve kterém má navrhovaný transformátor pracovat, tady frekvence f = 1 kHz. e) Výpočet počtu sekundárních závitů

Dle požadovaného impedančního převodu je vypočten počet závitů sekundárního vinutí, a to podle vztahu (3.17), který vychází ze vztahů (3.9) a (3.10). Z N 2 = N1 vyst . , (3.17) Z vst . kde Zvyst je požadovaná výstupní impedance transformátoru a Zvst je impedance připojená ke vstupním svorkám transformátoru. Obecněji lze počet sekundárních závitů vypočítat na základě požadovaného výstupního napětí, a to pomocí vztahu: u ⋅N (3.18) N2 = 2 1 , u1 kde u2 je výstupní napětí, u1 je vstupní napětí.

- 26 -


f) Návrh provedení vodičů

Na vysokých kmitočtech dochází ke ztrátám vlivem skinefektu, který je dán hloubkou vniku. Pro měděné vodiče přibližně platí vztah: 75 , (3.19) δ= f do tohoto vztahu se dosazuje za frekvenci nejvyšší kmitočet pracovního pásma navrhovaného transformátoru, což je f = 100 kHz. Pro tento kmitočet je hloubka vniku 75 75 přibližně δ = = =& 0,237 mm . Pro průměr vodiče d0 musí platit, že má být f 100 ⋅ 103 menší než je dvojnásobná hodnota hloubky vniku, tedy: d0< 2δ, (3.20) proto průměr vodiče má být menší jak 0,474mm (d0<0,474 mm). Vodiče vinutí musí být vzájemně izolované. Pro účely diplomové práce bylo vybráno vinutí o průměru d0 = 0,28 mm, které jak je patrno splňuje předešlou podmínku s dostatečnou rezervou. Lze proto usuzovat, že navržené symetrizační články budou schopny pracovat i na vyšších kmitočtech, tedy pokud to umožní zvolený materiál toroidního jádra. S tímto průměrem vodiče vinutí transformátoru je v další podkapitole počítáno v uvedených tabulkách. g) Kontrola zaplnění okénka

Zkontrolujeme, zda podle daného návrhu není přeplněno okénko jádra vodičem průměru d0. V opačném případě se vrátíme k bodu návrhu 3.2.c. V tomto konkrétním projektu tento bod návrhu není závazný, protože naše toroidní jádro nebude obsahovat okénka pro vodič. Dále je kladen požadavek jedné vrstvy závitů pro obě vinutí transformátoru 50 Ω /50 Ω, pro jeho lepší realizaci.

3.3

Volba konkrétního jádra

Před samotným výběrem konkrétního jádra pro realizaci impedančních transformátorů, je zapotřebí mezi sebou porovnat více jader od více výrobců, a to na základě jejich fyzikálních vlastností, které hlavně spočívají na materiálu jádra ze kterého je zhotoveno. Porovnání jader s nejlepšími vlastnostmi je uvedeno v tab. 3.1 a v tab. 3.2. Po důkladné analýze bylo vybráno konkrétní jádro, které nejlépe splňuje požadavky kladené na transformátor v zadání diplomové práce.

3.3.1 Srovnání jader pro návrh transformátorů Na základě výpočtů primárních závitů pomocí vztahu (3.16) z kap. 3.2, jsou v této kapitole porovnány vybraná jádra. V předchozí kapitole již bylo zmíněno, že je třeba vzít v úvahu feritová toroidní jádra s vysokým měrným elektrickým odporem. K porovnání byla vybrána jádra od více distributorů: − v tab. 3.1 jsou vybrána jádra od distributora GES-ELECTRONIC, a.s. [12], − v tab. 3.2 jsou srovnávána jádra od společnosti Semic Trade, spol. s r.o. [13], − další z větších společností nabízející toroidní jádra ve svých katalogových listech a cenících je ELIDIS, spol. s r.o. [14]. Z katalogových listů byly převzaty parametry daných jader k jejich porovnání. Na základě parametrů udávaných výrobci, byl vypočten počet primárních závitů, a to

- 27 -


u každého uvedeného jádra třemi následujícími způsoby. Výsledky jsou uvedeny v tab. 3.1 a v tab 3.2. a) Výpočtem podle vztahu (3.21) jsou stanoveny maximální počty primárních závitů N11, které je možno navinout na jedno toroidní jádro v jedné vrstvě těsně vedle sebe. l π ⋅ d1 N11 = 1 = , (3.21) d0 d0 kde d1 je vnitřní průměr toroidního jádra, d0 je průměr vodiče, kterým budou realizovány závity. Jak je patrno, tak tento počet závitů je přímo úměrný vnitřnímu průměru jádra d1 a nepřímo úměrný průměru vodiče. b) Ve zmiňovaných tabulkách byl dále (pro každé jádro) vypočten minimální počet primárních závitů N12, kdy ještě nedojde k přesycení jádra transformátoru. Tento počet závitů je stanoven na základě vztahu (3.16). c) A do třetice byl vypočten minimální počet primárních závitů N13, na základě vztahu (3.22). V [11] je uvedeno že pro dobrou transformaci impedance je nezbytně nutné aby byla impedance indukčnosti L1 alespoň čtyřikrát větší něž transformovaná impedance (Zt). L1 , (3.22) AL kde AL je součinitel indukčnosti udávaný na jeden závit vinutí na druhou, L1 je indukčnost primární cívky, kterou lze vyjádřit pomocí vztahu pro charakteristickou impedanci ideální cívky, kde je brán v úvahu její induktivní reaktance, tady: Zt , (3.23) Z t = ωL ⇒ L1 = 2 ⋅π ⋅ f kde Zt je v našem případě transformovaná impedance (konkrétně čtyrnásobek impedance transformované, tady 200 Ω). Frekvence f je nejnižší frekvence požadovaného kmitočtového pásma. N13 =

Tab. 3.1. Srovnání toroidních jader společnosti GES-ELECTRONIC RIK 12

Bm S AL

[T] [mm2] [mH/1z2] materiál

Optimální frekvenční rozsah materiálu

d2 d1 h N11 N12 N13

[mm] [mm] [mm] [závitů] [závitů] [závitů]

RIK 16

RIK 10

0,5 0,5 0,38 12,2 19,7 7,8 0,00077 0,00097 0,00176 N27 N27 N30

RIK 20

FT 23-43 FT 37-43 FT 50-43

0,38 33,6 0,0041 N30

0,275 0,275 0,275 2,1 7,6 13,3 0,00019 0,00042 0,00052 43 43 43

25 kHz ÷ 25 kHz ÷ 10 kHz ÷ 10 kHz ÷ 10 kHz ÷ 10 kHz ÷ 10 kHz ÷ 150 kHz 150 kHz 400 kHz 400 kHz 1000 kHz 1000 kHz 1000 kHz

13,5 6,5 6 72,9 260,9 203,2

17,2 8,5 7,3 95,4 161,6 181,1

11 5,1 5 57,2 537,0 134,4

- 28 -

20,4 9,6 7,4 107,7 124,7 88,1

5,8 3,1 1,5 34,8 2755,9 411,3

9,5 4,8 3,2 53,9 761,5 275,2

12,7 7,1 4,8 79,7 435,1 246,6


Tab. 3.2. Srovnání toroidních jader společnosti SEMIC Trade Lj T2,5/1,3

Lj T1606

Lj T2510

Lj T2813A

Lj T3819A

Lj T6325

Lj T10215

0,38 0,76 0,00184 3E6

0,4 20 0,0045 CF197

0,4 49,7 0,007 CF197

0,4 79,4 0,0111 CF197

0,4 144,4 0,0141 CF195

0,4 306 0,0126 CF195

0,4 262,7 0,0064 CF195

Optimální frekvenční rozsah materiálu

do 800 kHz

do 100 kHz

do 100 kHz

do 100 kHz

do 100 kHz

do 100 kHz

do 100 kHz

d2 d1 h N11 N12 N13

2,54 1,27 1,27 14,2 5510,9 131,6

16 9,6 6,3 107,7 198,9 84,1

25 15,1 10 169,4 80,1 67,4

27,5 14,9 13 167,2 50,1 53,5

38,1 19 12,7 213,2 27,6 47,5

63 38 25 426,4 13,0 50,2

102 65,8 15 738,3 15,1 70,5

Bm Se AL

[T] [mm2] [mH/1z2] materiál [mm] [mm] [mm] [závitů] [závitů] [závitů]

Příklad výpočtů: je uveden pro první jádro RIK 12 z tab. 3.1. a) Pomocí vztahu (3.21) byl vypočten maximální počet závitů N11, který je možno navinout na toroidní jádro v jedné vrstvě: π ⋅ d1 π ⋅ 6,5 ⋅ 10 −3 l N11 = 1 = = =& 72,9 závitů . d0 d0 0,28 ⋅ 10 −3 b) Byl vypočten počet primárních závitů N12 pomocí vztahu (3.16), který určuje minimální počet závitů, kdy ještě nedojde k přebuzení jádra transformátoru. U1 10 = =& 260,9 závitů , N12 = 2πf ⋅ Bm ⋅ S 2π ⋅ 1000 ⋅ 0,5 ⋅ 12,2 −6 kde za U1 je dosazeno 10 V a za f je dosazena nejnižší frekvence zadaného kmitočtového pásma, tedy f = 1000 Hz. c) Počet primárních závitů N13 byl získán na základě vztahů (3.22) a (3.23). Tyto vztahy zohledňují podmínku, že vlastní impedance transformátoru má být alespoň čtyřikrát větší než transformovaná impedance (Zt) [11]. Zt 200 L1 2 ⋅π ⋅ f = = 2 ⋅ π ⋅ 1000 =& 203,2 závitů. N13 = AL AL 770 ⋅ 10− 9

3.3.2 Konkrétní výběr toroidního jádra pro realizaci Jeden z hlavních požadavků pro výběr konkrétního jádra z tab. 3.1 a tab. 3.2. je, aby vybrané jádro bylo schopno „pracovat“ v požadovaném frekvenčním pásmu, a to aspoň v rozmezí dvou dekád. Všechna jádra uvedená v tabulkách tento požadavek splňují. Uvedené hodnoty pracovních kmitočtů jsou optimální pracovní frekvenční pásma, ve kterém je zaručena plná funkčnost materiálu jádra, lze tedy očekávat, že reálné pracovní pásmo navržených transformátorů bude větší. Důležitý je i přibližný minimální počet primárních závitů N13, které je třeba navinout na vybrané toroidní jádro, aby byla splněna podmínka čtyřikrát větší vlastní impedance transformátoru. Vzhledem k výpočtu v bodě 3.2.c, kde je uvažována ideální cívka, tedy induktor, u které není uvažován její parazitní odpor, je možné navinout o velmi malý počet závitů méně.

- 29 -


Dále je při výběru konkrétního jádra nutné zohlednit údaj o maximálním počtu závitů, které je možno navinout na toroidní jádro, a to vzhledem k vnitřnímu průměru prstence jádra. Tento celkový maximální počet závitů se dá přibližně vypočítat z maximálního počtu závitů N11 pro jednu vrstvu toroidního jádra (bod 3.2.a). Samozřejmě je nutné uvažovat měnící se průměr vnitřního prstence pro další vrstvy transformátoru. Pro další návrh nemá smysl uvažovat např. o jádru FT 37-43, které dokonce podle výpočtů vyžaduje přibližně 275 primárních závitů. Při uvažovaném transformačním poměru 1:1, by celkový počet závitů (na prim. a sek. vinutí) byl 550. S jistotou lze konstatovat, že při použití uvažovaného průměru vinutí 0,28mm se technologicky 550 závitů na toto jádro nevejde. Z celkového sortimentu nabízených jader byla vybrána 3 jádra, která nejlépe splňovala požadavky zadání a konstrukce transformátorů byla technologicky proveditelná. Jedná se o tyto toroidní jádra: RIK 20, Lj T6325, Lj T3819A. Poslední dvě jádra byla pro realizaci nejjednodušší, vyžadovala navinutí cca 50 primárních závitů. Tato jádra však v době realizace diplomové práce nebyla v České republice k dispozici a nastávalo riziko, že by diplomová práce nebyla v termínu dokončena. Z těchto důvodů bylo vybráno toroidní jádro RIK 20, které také požadavky zadání splňuje.

3.3.3 Podrobnější popis vybraného jádra RIK 20 V předchozím rozboru bylo rozhodnuto použít pro realizaci transformátorku feritové toroidní jádro RIK 20 od společnosti GES-ELECTRONIC [12]. Toroidní jádro RIK 20 (obr. 3.5) je vyrobeno z magneticky měkkého materiálu označovaného N30. Materiál označovaný jako N je vyroben z nikelnato-zinečnatého feritu. Vlastnosti materiálu N30 popisuje tab. 3.4 a vlastnosti a parametry jádra jsou uvedeny v tab. 3.3.

Tab. 3.3. Parametry jádra RIK 20 materiál N30

Bm [T] 0,38

Le [mm] 24,1

Se [mm2] 33,6

Ve [mm3] 188

AL [nH/1z2] 4100

V tab. 3.3. jsou uvedeny parametry jádra RIK 20 pro výpočet návrhu transformátoru. V prvním sloupci je uveden materiál, ze kterého je jádro vyrobeno (N30). Další sloupec popisuje maximální dovolené sycení jádra (aby nedošlo k přesycení). Le je střední délka magnetické siločáry. Se je efektivní průřez jádra. Ve je efektivní objem jádra v mm3. A poslední sloupec udává součinitel indukčnosti. Součinitel indukčnosti AL [nH/1z2] je indukčnost, kterou by měla cívka o jednom závitu daného tvaru a rozměru, umístěná v jádře v dané poloze. Součinitel indukčnosti slouží pro snadnější výpočet indukčnosti cívky L [nH]. Indukčnost cívky se dá vypočítat pomocí vztahu (3.24) upravením rovnice (3.22): L = AL ⋅ N 2 .

- 30 -

(3.24)


Tab. 3.4. Vlastnosti materiálu N30

Magnetické parametry materiálu N30 název hodnota jednotka definiční podmínky počáteční permeabilita µi 4300 F = 10kHz, B ≤ 0,1mT maximální sycení Bm 0,38 T H = 1200 A/m koercitivní síla Hk 12 A/m optimální frekvenční rozsah f 10 ÷ 400 kHz ‹2 ÷10 kHz měrný zbytkový činitel tan δ / µi 10-6 ‹60 ÷ 400 kHz curieho bod TC ›130 ˚C F = 10kHz, B ≤ 0,1mT -6 střední hodnota α F 0,6 10 /K 25 ÷ 55 ˚C měrný elektrický odpor ρ Ωm 0,5 použitelná oblast použitelné do 5 MHz

Jádro s označením RIK 20 má rozměry Ф 20,4/Ф 9,6 × 7,4 mm (d2, d1, h). Toto jádro je znázorněno na obr. 3.5 společně s kótovanými rozměry.

Obr. 3.5. Jádro RIK 20 a) reálný pohled, b) nárys s rozměry

3.4

Vlastní výroba transformátorů

Tato část se zabývá popisem při postupu vlastní výroby transformátorů. Jak již bylo uvedeno v kap. 3.3.2, bylo pro návrh a realizaci zadání vybráno jádro RIK 20, které je podrobněji popsáno v kap. 3.3.3. Pro realizaci transformátoru byl na základě předchozích kapitol stanoven počet primárních závitů (80 závitů), které budou navinuty na základě výpočtů z kap. 3.2.f drátem o průměru 0,28mm. Jedná se o měděný kruhový lakovaný drát. Dále je třeba určit počet sekundárních závitů, které budou navinuty stejným typem drátu.

- 31 -


3.4.1 Výpočty sekundárních závitů Výpočet počtu závitů sekundárního vinutí se provede dle vztahu (3.17), a to pro tři různé (vstupní / výstupní) impedanční systémy, tedy pro: − systém 50 Ω /50 Ω, − systém 50 Ω /0,1 Ω, − systém 50 Ω /100 Ω. Vypočtené počty sekundárních závitů jsou pro jednotlivé transformátory uvedeny v tab. 3.5, a to na základě požadavků zadání. Tyto impedanční systémy vychází z České technické normy [6] pro měření vložného útlumu EMC filtrů, která vychází z mezinárodního standardu CISPR 17, kde je doporučeno proměřovat vložný útlum odrušovacích síťových filtrů tzv. „aproximační metodou pro síťové filtry“. Jedná se o měření v impedančním systému 0,1 Ω/100 Ω a opačném. Pro zjištění vlastností samotných transformátorů (zejména útlumových) je nutné je sestrojit vždy v totožných párech [21]. V zadání bylo dále specifikováno vytvoření měřicího systému pro měření symetrické složky vložného útlumu, se vstupní a výstupní impedancí připojenou k filtru o hodnotě 50 Ω. Je tedy nutné vyrobit 6 transformátorů. Díky tomuto počtu je dále možné měřit i v jiných impedančních systémech např. 0,1 Ω/0,1 Ω, 100 Ω/100 Ω a pod.

Tab. 3.5. Počet primárních a sekundárních vinutí impedančních transformátorů Imp. systém (Zvst/Zvyst)

Počet primárních závitů N1

Počet sekundárních závitů N2

50 Ω /50 Ω 50 Ω /0,1 Ω 50 Ω /100 Ω

80 80 80

80 4 113

3.4.2 Realizace transformátorů Navinutí závitů na toroidní jádro bylo provedeno vlastnoručně. Při navíjení bylo důležité, aby došlo k rovnoměrnému rozprostření jednotlivých závitů po celé ploše jádra stejnoměrně. Této podmínky bylo dosaženo důmyslnou fixací již navinutých závitů, a tím zabránění jejich posunu. Při navíjení bylo také požadováno, aby vývody primárního vinutí byly na jedné straně transformátoru a vývody sekundárního vinutí byly na straně opačné, jak je uvedeno na Obr. 3.6. Znázornění vinutí závitů na obr. 3.6. Tímto způsobem byly navinuty tři páry jádro transformátorů, kde jednotlivé transformátory v párech jsou zcela totožné.

- 32 -


Realizovaná vinutí jednotlivých transformátorů jsou uvedena na obr. 3.7. Jedná se vždy o jeden transformátor z totožných párů, a to vždy jeden z nich pro daný impedanční systém. Při realizaci systému 50 Ω/0,1 Ω bylo zapotřebí sekundární vinutí navinout paralelně šesti vinutími po čtyřech závitech. Díky tomuto konstrukčnímu kroku došlo k lepšímu rozprostření jednotlivých závitů sekundárního vinutí a také došlo ke snížení rozptylového magnetického toku.

a)

b)

c)

Obr. 3.7. Navinutá vinutí transformátorů pro impedanční systémy a) 50 Ω/50 Ω s 80/80 závitů, b) 50 Ω /0,1 Ω s 80/4 závity, c) 50 Ω /100 Ω s 80/113 závity

Na obr. 3.9 je uvedeno schéma zapojení transformátorů. Na jednom konci primárního vinutí bude připojen konektor typu N pro připojení k měřícímu přístroji (generátoru) a druhý vývod primárního vinutí bude uzemněn. Na sekundárním vinutí budou na oba symetrické konce vinutí připojeny konektory typu N pro připojení k proměřovanému filtru. Dle tohoto schématu zapojení byla v programu EAGLE navržena předloha pro desku plošného spoje, která je uvedena v příloze této práce. Navržené desky byly zhotoveny v dílně Ústavu radioelektroniky v celkovém množství šesti kusů. Navinutý transformátor byl připájen na desku plošného spoje a následně umístěn do stíněné krabičky s konektory typu N. Zhotovený přípravek transformátoru je znázorněn na obr. 3.8. Vzhled přípravku uvnitř stíněné krabičky a umístění transformátoru je patrné z obr. 3.10.

Obr. 3.9. Schéma zapojení transformátoru

Obr. 3.8. Přípravek zhotoveného transformátoru

- 33 -


a)

b)

Obr. 3.10. Znázornění vnitřku realizovaného přípravku s umístěným transformátorem

a) pohled shora, b) pohled zdola

- 34 -


4

Měření

Před vlastním sestavením modelové měřicí sestavy pro měření symetrické složky vložného útlumu odrušovacích filtrů je třeba nejprve proměřit vlastnosti realizovaných transformátorů a z naměřených dat stanovit pracovní frekvenční pásma jednotlivých symetrizačních členů. Za tímto účelem je třeba proměřit impedanční charakteristiku každého z těchto článků, a to v dostatečně širokém frekvenčním pásmu. Dále je třeba proměřit vlastní útlumy jednotlivých párů symetrizačních článků. Znalost pracovního pásma transformátorů a také znalost jejich útlumových charakteristik je nezbytně nutná pro měření útlumových charakteristik jednotlivých odrušovacích filtrů v symetrickém systému. Díky univerzálnosti návrhu je také možné s těmito články proměřovat i asymetrickou složku vložného útlumu jednotlivých filtrů.

4.1

Proměření impedanční charakteristiky transformátorů

Nejprve je třeba ověřit impedanční vlastnosti jednotlivých sestrojených symetrizačních článků, a to v dostatečně širokém kmitočtovém pásmu. Na základě těchto impedančních charakteristik lze určit frekvenční pracovní rozsah jednotlivých symetrizačních článků. Naměřené hodnoty vložného útlumu odrušovacích filtrů má pak smysl vyhodnocovat pouze v těchto frekvenčních pásmech. Měření impedanční charakteristiky bylo provedeno dle [21], a to tak že primární vinutí transformátoru bylo zakončeno transformovanou impedancí 50 Ω (rezistor 50 Ω, RADIALL typu R404605). Jeden ze symetrických výstupů sekundárního vinutí transformátoru byl zkratován a na druhém výstupu bylo provedeno měření přetransformované impedance. Při měření impedanční charakteristiky bylo použito jednoduché impedanční měřící metody [15], která vychází z měření napětí (U1) na známém referenčním rezistoru (Rref) a napětí (U2) na měřené neznámé impedanci zapojené v sérii s referenčním rezistorem. Dále je nutné ještě změřit fázový posuv těchto dvou napětí vůči sobě. Měření napětí a fázového posuvu bylo provedeno dvoukanálovým osciloskopem. Z takto získaných hodnot je již jednoduché získat hodnotu neznámé impedance Z, a to dle následujícího vztahu: r Rref ⋅ U 2 Z= r (4.1) r . U1 − U 2

Díky této metodě lze proměřovat impedanci do 20 MHz, a to v závislosti na použitém generátoru a osciloskopu. Výhodou celé metody je, že se dá plně automatizovat. Chyba dané metody spočívá v použitém referenčním rezistoru v závislosti na proměřované impedanci. Chyba měřící metody nepřesáhla ± 2 Ω při měření 50-ti Ω zátěže [15]. Na obrázcích jsou uvedeny jednotlivé impedanční charakteristiky v závislosti na frekvenci pro jednotlivé transformátory, vyrobené pro daný impedanční systém. Impedanční charakteristika pro systém 50 Ω/50 Ω je znázorněna na obr. 4.1. Požadovaná výstupní impedance má být 50 Ω, pro určení pracovního frekvenčního pásma je stanovena tolerance výstupní impedance ± 10 %, tedy ± 5 Ω od požadovaných 50 Ω. Výsledné pracovní frekvenční pásmo těchto širokopásmových transformačních článků je cca 530 Hz až 2,8 MHz. Impedanční charakteristika pro systém 50 Ω/0,1 Ω je znázorněna na obr. 4.2. Jeho výstupní impedance má byt 0,1 Ω. Pro určení pracovního

- 35 -


frekvenčního pásma je stanovena tolerance výstupní impedance do 0,5 Ω od požadovaných 0,1 Ω. Výsledné pracovní frekvenční pásmo těchto širokopásmových transformačních článků je cca 100 Hz až 910 kHz, dolní frekvence je stanovena vzhledem k značnému útlumu transformátorů pod touto hodnotou. Impedanční charakteristika pro systém 50 Ω/100 Ω je znázorněna na obr. 4.3. Jeho výstupní impedance má být 100 Ω. Pro určení pracovního frekvenčního pásma je stanovena tolerance výstupní impedance od 90 do 120 Ω, vzhledem k horším vlastnostem druhého transformátoru. Výsledné pracovní frekvenční pásmo těchto širokopásmových transformačních členů je cca 390 Hz až 1,8 MHz. Pracovní frekvenční pásma jednotlivých impedančních systémů jsou pro lepší názornost uvedeny v tab. 4.1.

Tab. 4.1. Pracovní pásma jednotlivých párů transformátorů pro daný impedanční systém Imp. systém (Zvst/Zvyst)

Pracovní pásmo

50 Ω/50 Ω 0,1 Ω/0,1 Ω 100 Ω/100 Ω 0,1 Ω/100 Ω 100 Ω/0,1 Ω

530 Hz až 2,8 MHz 100 Hz až 910 kHz 390 Hz až 1,8 MHz 390 Hz až 910 kHz 390 Hz až 910 kHz

f

Použité měřicí přístroje při měření impedanční charakteristiky: − generátor: Agilent Technologies 33220A, MY44011427, − osciloskop: Agilent Technologies 54621A, MY40000177, − měřič impedance: Tesla BM507, 906000, použit jako kontrolní přístroj pro ověření výše uvedené metody měření.

- 36 -


Obr. 4.1. Impedanční charakteristiky transformátorů 80/80 závitů

Obr. 4.2. Impedanční charakteristiky transformátorů 80/4 závity

- 37 -


Obr. 4.3. Impedanční charakteristiky transformátorů 80/113 závitů

4.2

Způsoby měření vložného útlumu odrušovacích filtrů

Základní metody a postupy měření vlastností odrušovacích filtrů jsou obsaženy v České technické normě ČSN CISPR 17 „Metody měření útlumových charakteristik pasivních vysokofrekvenčních filtrů a odrušovacích součástek” [6], která vznikla harmonizací mezinárodního standardu CISPR 17. Tato norma rozlišuje dvě hlavní varianty měření útlumových charakteristik odrušovacích filtrů: − měření filtru bez zátěže, kdy proměřovaný odrušovací filtr není zatížen napětím a proudem napájecího signálu, − měření filtru při (plné) zátěži, kdy filtr je při měření současně zatížen plným pracovním proudem a napětím, pro něž je určen. Metodika měření základních útlumových parametrů je stejná jak pro měření filtrů bez zátěže, tak i pro jejich měření se zatěžovacím provozním proudem a napětím. Z hlediska obecného postupu měření vložného útlumu Česká technická norma ČSN CISPR 17 popisuje v podstatě dvě základní metody měření: − absolutní metoda měření, při níž je měřena velikost napětí na výstupu filtru. Z ní a z předchozí kalibrace měřicího systému je pak počítána hodnota vložného útlumu. Této metodě se pro přesná měření dává přednost a podle této metody jsou v diplomové práci proměřovány útlumové charakteristiky všech odrušovacích filtrů, − substituční metoda, kdy je útlum měřeného filtru srovnáván s nastaveným útlumem přesného kalibrovaného zeslabovače (atenuátoru) pro dosažení stejné úrovně výstupního napětí. Na obr. 4.1 je znázorněno základní uspořádání měřící aparatury pro měření vložného útlumu filtru (bez jeho zátěže) absolutní metodou, pro každý kmitočet se měření provádí ve dvou krocích:

- 38 -


1. propojíme generátor G přímo s přijímačem P pomocí vhodného kabelu a útlumových či transformačních členů T, tedy bez filtru F, jak je patrno z obr. 4.4.a. Při nastavené úrovni výstupního napětí UG generátoru G se čte údaj napětí na vstupu měřicího přijímače P, tedy hodnota U20 (kalibrační napětí, referenční), 2. do trasy přidáme filtr F a při stejné úrovni UG se odečte nová hodnota U2, toto uspořádání pracoviště je znázorněno na obr. 4.4.b. Pak za použití vztahu (4.2) můžeme dopočítat vložný útlum filtru L [dB] takto: U (4.2) L = 20 ⋅ log 20 [dB], nebo: L [dB] = U20 [dBµV] - U2 [dBµV]. U2

G

G

T

F

T

P

T

P

T

Obr. 4.4. Měření vložného útlumu filtru bez výkonové zátěže absolutní metodou a) kalibrační (referenční) obvod, b) měřící obvod

Na obr. 4.5 je uveden princip měření vložného útlumu jednotlivých transformátorů, který je obdobný principu měření vložného útlumu filtrů. Opět se vložný útlum transformátoru vypočte pomocí vztahu (4.2). Takto získanou hodnotu útlumu je nutné ještě podělit číslem 2, a to z důvodu měření dvou transformačních členů.

G

G

P

T

T

P

Obr. 4.5. Měření vložného útlumu transformátorů absolutní metodou

a) kalibrační (referenční) obvod, b) měřící obvod

- 39 -


4.2.1 Způsob měření symetrické a asymetrické složky útlumu Na obr. 4.6, obr. 4.7 a obr. 4.8 jsou uvedeny názorná schémata uspořádání pracoviště pro měření symetrické a asymetrické složky vložného útlumu filtrů (se zapojením s filtrem) pro různé impedanční systémy s využitím sestrojených širokopásmových symetrizačních článků. Právě z těchto měření se odečítá velikost napětí na výstupu filtru pomocí spektrálního analyzátoru, referenční hodnoty napětí jsou získány při měření bez uvedených filtrů. Výsledný vložný útlum filtrů je dán vztahem (4.2). Na obrázcích značí G generátor, TR širokopásmový transformátor, SA spektrální analyzátor. 50

TR 1

G

L1

L2

50

TR 2

SA

FILTR N2

N1

Obr. 4.6. Měření symetrické složky vložného útlumu filtru bez výkonové zátěže absolutní metodou pro různé impedanční systémy v závislosti na impedančních vlastnostech transformátorů

50

L1

L2

50

FILTR

G

SA N2

N1

Obr. 4.7. Měření asymetrické složky vložného útlumu filtru bez výkonové zátěže absolutní metodou pro impedanční systém 50 Ω/50 Ω

50

TR 1

L1

L2

FILTR

G

TR 2

50

SA N2

N1

Obr. 4.8. Měření asymetrické složky vložného útlumu filtru bez výkonové zátěže absolutní metodou pro různé impedanční systémy v závislosti na impedančních vlastnostech transformátorů

Použité měřicí přístroje při měření vložného útlumu: − generátor: do 100 kHz: Agilent Technologies 33220A, MY44011427, nad 100 kHz: Hewlett-Packard 8648C, 3847U02404, − spektrální analyzátor: do 100 kHz: Hewlett-Packard 35665A, 3509A02894, nad 100 kHz: Hewlett-Packard E7404A, US39150114,

- 40 -


− symetrizační články (transformátory): 2x 50 Ω/50 Ω, 2x 50 Ω/0,1 Ω, 2x 50 Ω/100 Ω, − filtry.

4.3

Měření vložného útlumu transformátorů

Podle postupu popsaného v kap. 4.2 byly proměřeny vložné útlumy jednotlivých širokopásmových symetrizačních článků. Jejich vložné útlumy jsou znázorněny na obr. 4.9. Vložné útlumy jednotlivých stejných symetrizačních článků pro stejný impedanční systém jsou shodné, proto jsou vyneseny jen jednou křivkou, místo dvou zcela stejných. Z obr. 4.9 je patrné, že útlumy (ve vyznačeném pracovním pásmu) pro transformátory 80/80 a 80/114 závitů jsou velmi malé, téměř nulové. U transformátoru 80/4 závity je vzhledem k jeho malému počtu závitů na sekundárním vinutí vyšší útlum kolem 1 dB. Tento fakt nemá na naměřené hodnoty vložných útlumů filtrů příliš velký vliv, dochází pouze ke snížení dynamiky celého měření o zanedbatelnou hodnotu 1 až 6 dB.

Obr. 4.9. Vložné útlumy jednotlivých transformátorů

4.4

Měření vložného útlumu odrušovacích filtrů

Za pomocí zhotovených širokopásmových symetrizačních článků lze proměřit vložný útlum odrušovacích filtrů EMC. Pro měření byla vybrána absolutní metoda měření. Princip měření této metody již byl popsán v kap. 4.2, včetně použitých přístrojů. Byl zde i uveden princip zapojení symetrizačních článku do měřicí sestavy, a to pro jednotlivé módy (symetrický a asymetrický).

- 41 -


Měření asymetrické složky vložného útlumu bylo do diplomové práce dodáno dodatečně, a to díky univerzálnosti návrhu symetrizačních transformátorů. Díky zkratu, který lze našroubovat na konektor typu N, lze jeden konec sekundárního vinutí připojit na zemní potenciál a provádět tak měření asymetrické složky vložného útlumu pro jiné impedanční systémy než je systém 50 Ω/50 Ω (obr. 4.8). Grafické závislosti uvedené v dalších kapitolách obsahují naměřené hodnoty vložného útlumu pro jednotlivé vybrané jednofázové komerční síťové odrušovací filtry pro různé impedanční systémy. Jedná se o následující impedanční systémy 50 Ω/50 Ω, 0,1 Ω/0,1 Ω, 100 Ω/100 Ω, 100 Ω/0,1 Ω a 0,1 Ω/100 Ω (vstupní / výstupní impedance), a to pro již zmiňovaný symetrický, tak i asymetrický mód. Dále jsou v grafech uvedené výrobcem změřené a deklarované (katalogové) průběhy vložného útlumu filtrů, které jsou vyznačeny čárkovaně. Na základě těchto měření lze konstatovat jak se bude odrušovací filtr chovat v reálném provozu s nejistou impedancí připojených zařízení. Dobře navržený filtr by měl mít v nepropustném pásmu dobrou útlumovou charakteristiku. Naopak v propustném pásmu by neměl vykazovat nepřijatelné oscilace, a to pro všechny možné impedanční systémy, které mohou v energetické síti nastat. Filtr připojený do energetické napájecí sítě nesmí zhoršit provozní podmínky vlastního zařízení ani provozní vlastnosti napájecí sítě nebo ohrozit správnou činnost připojeného zařízení. Průběh vložného útlumu ideálního síťového odrušovacího filtru je naznačen na obr. 4.10 Obr. 4.10. Vložný útlum ideálního odrušovacího [16], kde je vyznačeno filtru EMC [16] propustné pásmo (od 0 Hz do cca 12 kHz), do kterého samozřejmě spadá i napájecí kmitočet 50 Hz, či 60 Hz. Dále je vyznačeno nepropustné pásmo ideálního filtru (nad 12 kHz) pro odrušení vysokofrekvenčního rušení, na které jsou mnohá komerční a průmyslová elektronická vybavení náchylná. K jejich dostatečnému odrušení se udává vložný útlum filtrů cca 50 dB [16]. Odrušovací síťové filtry se chovají jako dolní propust. V praxi však parazitní vlastnosti reálných tlumivek a kondenzátorů omezují kmitočtové pásmo a hodnotu útlumu filtru. Od určitých kmitočtů, kdy začne převládat parazitní indukčnost kondenzátorů a parazitní kapacita tlumivek, se může (u filtrů, které jsou namáhány velkými výkony) původní dolní propust změnit na horní propust, a tím rušení v oblasti vysokých kmitočtů naopak zhoršit.

- 42 -


4.4.1 Filtr ELFIS 1ELF16V Jde o jednofázový síťový odrušovací filtr společnosti ELFIS [17]. Jeho technické údaje jsou uvedeny v tab. 4.2, vnitřní zapojení filtru je Tab. 4.2. Technické parametry filtru ELFIS 1ELF16V znázorněno na obr. 4.11. Parametry Naměřené hodnoty Hodnoty symetrických složek vložného 16 A Jmenovitý proud útlumu filtru pro různé max. 230 V~ Jmenovité napětí impedanční systémy jsou 40 Hz až 65 Hz Frekvence uvedeny na obr. 4.12. IP 20 Krytí Nepropustné pásmo tohoto filtru -25˚C až +40˚C Provozní teplota začíná zhruba od 600 kHz, 0,2 kg Hmotnost maximální naměřený vložný útlum v pracovním pásmu symetrizačních členů byl kolem 90 dB pro impedanční systém 50 Ω/50 Ω. Hodnoty asymetrické složky vložného útlumu jsou uvedeny na obr. 4.13. Nepropustné pásmo pro většinu impedančních systémů začíná zhruba od 100 kHz. Maximální naměřený vložný útlum je cca 95 dB na kmitočtu 1,2 MHz pro impedanční systémy 50 Ω/50 Ω a 100 Ω/100 Ω.

Obr. 4.11. Schéma zapojení odrušovacího filtru ELFIS 1ELF16V

- 43 -


Obr. 4.12. Útlumové charakteristiky odrušovacího filtru ELFIS 1ELF16V pro symetrický mód v různých impedančních systémech

Obr. 4.13. Útlumové charakteristiky odrušovacího filtru ELFIS 1ELF16V pro asymetrický mód v různých impedančních systémech

- 44 -


4.4.2 Filtr ELFIS 1ELF16VY-4 Jedná se o jednofázový síťový odrušovací filtr společnosti ELFIS [17]. Tento filtr je dvojitý s udávaným vyšším útlumem (oproti Tab. 4.3. Technické parametry filtru ELFIS 1ELF16VY-4 filtru ELFIS 1ELF16V) a je Parametry Hodnoty určený pro obytné prostory. 16 A Jmenovitý proud Jeho technické údaje max. 230 V~ Jmenovité napětí popisuje tab. 4.3, vnitřní 40 Hz až 65 Hz Frekvence zapojení filtru je znázorněno IP 20 Krytí na obr. 4.14. Naměřené -25˚C až +40˚C Provozní teplota hodnoty symetrických 0,8 kg Hmotnost složek vložného útlumu filtru pro různé impedanční systémy jsou zobrazeny na obr. 4.15. Nepropustné pásmo filtru je zhruba od 150 kHz, a to pro většinu impedančních systémů, maximální naměřený vložný útlum v pracovním pásmu symetrizačních členů dosahoval hodnoty kolem 95 dB pro impedanční systém 50 Ω/50 Ω. Hodnoty asymetrické složky vložného útlumu jsou uvedeny na obr. 4.16. Kde začíná nepropustné pásmo (pro většinu impedančních systémů) zhruba od 100 kHz. Maximální naměřený vložný útlum byl cca 135 dB na kmitočtu 5 MHz pro impedanční systémy 50 Ω/50 Ω a 100 Ω/100 Ω.

Obr. 4.14. Schéma zapojení odrušovacího filtru ELFIS 1ELF16VY-4

- 45 -


Obr. 4.15. Útlumové charakteristiky odrušovacího filtru ELFIS 1ELF16VY-4 pro symetrický mód v různých impedančních systémech

Obr. 4.16. Útlumové charakteristiky odrušovacího filtru ELFIS 1ELF16VY-4 pro asymetrický mód v různých impedančních systémech

- 46 -


4.4.3 Filtr SCHAFFNER FN 321-1/05 Je to jednofázový síťový odrušovací filtr vestavěný v přístrojové zástrčce společnosti SCHAFFNER [18]. Jeho technické údaje popisuje Tab. 4.4. Technické parametry filtru tab. 4.4, vnitřní zapojení filtru je SCHAFFNER FN 321-1/05 znázorněno na obr. 4.17. Parametry Hodnoty Naměřené hodnoty 1 A @ 40˚C Jmenovitý proud symetrických složek vložného max. 250 V~ Jmenovité napětí útlumu filtru pro různé 50 Hz / 60 Hz Frekvence impedanční systémy jsou do 400Hz Propustné pásmo uvedeny na obr. 4.18. 0,065 kg Hmotnost Nepropustné pásmo filtru začíná zhruba od 500 kHz (pro většinu impedančních systémů), maximální naměřený vložný útlum v pracovním pásmu symetrizačních členů byl kolem 80 dB pro impedanční systém 100 Ω/100 Ω. Hodnoty asymetrické složky vložného útlumu jsou uvedeny na obr. 4.19. Nepropustné pásmo začíná (pro většinu impedančních systémů) zhruba od 100 kHz. A maximální naměřený vložný útlum je cca 60 dB ve frekvenčním pásmu od 700 kHz až do 20 MHz pro impedanční systém 50 Ω/50 Ω. V obou měřených případech se takřka shodují udávané hodnoty výrobcem s hodnotami naměřenými.

Obr. 4.17. Schéma zapojení odrušovacího filtru SCHAFFNER FN 321-1/05

- 47 -


Obr. 4.18. Útlumové charakteristiky odrušovacího filtru SCHAFFNER FN 321-1/05 pro symetrický mód v různých impedančních systémech

Obr. 4.19. Útlumové charakteristiky odrušovacího filtru SCHAFFNER FN 321-1/05 pro asymetrický mód v různých impedančních systémech

- 48 -


4.4.4 Filtr SCHAFFNER FN 2020-16-06 Jde o jednofázový síťový odrušovací filtr společnosti SCHAFFNER [18]. Jeho technické údaje jsou uvedeny v tab. 4.5, vnitřní zapojení filtru Tab. 4.5. Technické parametry filtru je znázorněno na obr. 4.20. NaSCHAFFNER FN 2020-16-06 měřené hodnoty symetrických Parametry Hodnoty složek vložného útlumu filtru 16 A @ 40˚C Jmenovitý proud pro různé impedanční systémy max. 250 V~ Jmenovité napětí popisuje obr. 4.21. Nepropustné 50 Hz / 60 Hz Frekvence pásmo filtru začíná zhruba od do 400Hz Propustné pásmo 1 MHz (a to jen pro určité impe0,14 kg Hmotnost danční systémy), maximální naměřený vložný útlum v pracovním pásmu symetrizačních členů byl kolem 80 dB pro impedanční systém 100 Ω/100 Ω. Hodnoty asymetrických složek popisuje obr. 4.22. Nepropustné pásmo začíná (pro většinu impedančních systémů) zhruba až od 2 MHz. Maximální naměřený vložný útlum je cca 72 dB na kmitočtu 21 MHz pro impedanční systém 50 Ω/50 Ω. V obou proměřených systémech se udávané hodnoty výrobcem takřka shodují s hodnotami naměřenými.

Obr. 4.20. Schéma zapojení odrušovacího filtru SCHAFFNER FN 2020-16-06

- 49 -


Obr. 4.21. Útlumové charakteristiky odrušovacího filtru SCHAFFNER FN 2020-16-06 pro symetrický mód v různých impedančních systémech

Obr. 4.22. Útlumové charakteristiky odrušovacího filtru SCHAFFNER FN 2020-16-06 pro asymetrický mód v různých impedančních systémech

- 50 -


4.4.5 Filtr SCHAFFNER FN 2070-10-06 Jedná se o jednofázový síťový odrušovací filtr společnosti SCHAFFNER [18]. Tento filtr je dvojitý s udávaným větším útlumem Tab. 4.6. Technické parametry filtru (než předchozí filtry SCHAFFNER FN 2070-10-06 SCHAFFNER) a je určený pro Parametry Hodnoty obytné prostory. Jeho technické 10 A @ 40˚C Jmenovitý proud údaje popisuje tab. 4.6, vnitřní Max. 250 V~ Jmenovité napětí zapojení filtru je znázorněno na 50 Hz / 60 Hz Frekvence obr. 4.23. Naměřené hodnoty do 400Hz Propustné pásmo symetrických složek vložného 0,73 kg Hmotnost útlumu filtru pro různé impedanční systémy zobrazuje obr. 4.24. Nepropustné pásmo filtru začíná zhruba od 150 kHz, a to pro většinu realizovaných impedančních systémů, maximální naměřený vložný útlum v pracovním pásmu symetrizačních členů byl kolem 100 dB. Hodnoty asymetrických složek vložného útlumu jsou zobrazeny na obr. 4.25. Nepropustné pásmo (pro většinu impedančních systémů) začíná cca od 100 kHz. Maximální naměřený vložný útlum je cca 105 dB na kmitočtu 210 kHz pro takřka všechny impedanční systémy, neuvažujeme-li systém 0,1 Ω/0,1 Ω, který zde vykazuje již určitý útlum i v propustném pásmu filtru. V obou měřených případech se takřka shodují udávané hodnoty výrobcem s hodnotami naměřenými.

Obr. 4.23. Schéma zapojení odrušovacího filtru SCHAFFNER FN 2070-10-06

- 51 -


Obr. 4.24. Útlumové charakteristiky odrušovacího filtru SCHAFFNER FN 2070-10-06 pro symetrický mód v různých impedančních systémech

Obr. 4.25. Útlumové charakteristiky odrušovacího filtru SCHAFFNER FN 2070-10-06 pro asymetrický mód v různých impedančních systémech

- 52 -


4.4.6 Filtr SCHURTER 5110.1033.1 Jedná se o jednofázový síťový odrušovací filtr vestavěný v přístrojové zástrčce společnosti SCHURTER [19]. Jeho technické údaje popisuje Tab. 4.7. Technické parametry filtru tab. 4.7, vnitřní zapojení filtru je SCHURTER 5110.1033.1 znázorněno na obr. 4.26. NaměParametry Hodnoty řené hodnoty symetrických slo10 A Jmenovitý proud žek vložného útlumu filtru pro max. 250 V~ Jmenovité napětí různé impedanční systémy popi50 Hz Frekvence suje obr. 4.27. U tohoto filtru IP 40 Krytí nelze v proměřovaném pásmu -25˚C až +85˚C Provozní teplota jednoznačně určit nepropustné 0,8 kg Hmotnost pásmo filtru, vzhledem k jeho relativně malým vložným útlumům. Hodnoty asymetrických složek popisuje obr. 4.28. Nepropustné pásmo (pro většinu impedančních systémů) začíná zhruba až od 2 MHz. Maximální naměřený vložný útlum je cca 55 dB na kmitočtu 21 MHz pro impedanční systém 50 Ω/50 Ω, neuvažujeme-li systém 0,1 Ω/0,1 Ω, který zde vykazuje již určitý útlum i v propustném pásmu filtru. V obou měřených případech se naměřené hodnoty vložného útlumu takřka shodují s hodnotami udávanými výrobcem. Filtr však vykazuje malé hodnoty vložného útlumu v nepropustném pásmu.

Obr. 4.26. Schéma zapojení odrušovacího filtru SCHURTER 5110.1033.1

- 53 -


Obr. 4.27. Útlumové charakteristiky odrušovacího filtru SCHURTER 5110.1033.1 pro symetrický mód v různých impedančních systémech

Obr. 4.28. Útlumové charakteristiky odrušovacího filtru SCHURTER 5110.1033.1 pro asymetrický mód v různých impedančních systémech

- 54 -


4.4.7 Filtr FILTANA TS 800 1006 Jedná se o jednofázový síťový odrušovací filtr společnosti FILTANA [20]. Jeho technické údaje jsou uvedeny v tab. 4.8, vnitřní zapojení filtru Tab. 4.8. Technické parametry filtru je znázorněno na obr. 4.29. NaFILTANA TS 800 1006 měřené hodnoty symetrických Parametry Hodnoty složek vložného útlumu filtru 4A Jmenovitý proud pro různé impedanční systémy max. 230 V~ Jmenovité napětí jsou uvedeny na obr. 4.30. 50 Hz Frekvence Nepropustné pásmo filtru začíná zhruba od 500 kHz (pro většinu impedančních systémů), maximální naměřený vložný útlum v pracovním pásmu symetrizačních členů byl kolem 75 dB. Hodnoty asymetrických složek jsou uvedeny na obr. 4.31. Nepropustné pásmo filtru (pro většinu impedančních systémů) začíná zhruba až od 2 MHz. Maximální naměřený vložný útlum byl cca 75 dB na kmitočtu 20 MHz pro impedanční systém 50 Ω/50 Ω. Impedanční systém 0,1 Ω/0,1 Ω vykazuje již určitý vložný útlum i v propustném pásmu filtru.

Obr. 4.29. Schéma zapojení odrušovacího filtru FILTANA TS 800 1006

- 55 -


Obr. 4.30. Útlumové charakteristiky odrušovacího filtru FILTANA TS 800 1006 pro symetrický mód v různých impedančních systémech

Obr. 4.31. Útlumové charakteristiky odrušovacího filtru FILTANA TS 800 1006 pro asymetrický mód v různých impedančních systémech

- 56 -


4.5

Zhodnocení naměřených dat

Jak je patrno z naměřených hodnot (kap. 4.4), velikost vložného útlumu odrušovacího filtru a pracovní pásmo filtru značně závisí na vnitřním zapojení daného odrušovacího filtru. Mnohé komerčně prodávané jednofázové odrušovací filtry vycházejí z podobného schématického zapojení, např. nejpoužívanější varianta zapojení je použita i u filtru SCHURTER (obr. 4.26). Tento filtr obsahuje jednu proudově kompenzovanou tlumivku, jeden odrušovací kondenzátor třídy X zapojený mezi fázový a pracovní vodič (tento kondenzátor odrušuje protifázové složky rušivých proudů) a dva bezpečnostní kondenzátory třídy Y mezi fázovým (pracovním) vodičem a zemnicím vodičem (sloužící k odrušení soufázových složek proudů rušivého signálu). Pro zvýšení útlumu protifázových rušivých signálů lze do filtru připojit další kondenzátor CX , příp. další dvě odrušovací tlumivky L1 a L2 do obou fázových vodičů. Tyto odrušovací filtry bývají velmi účinné. Popřípadě mnoho výrobců přidává do zapojení ještě odpor R (s hodnotou od stovek kΩ po jednotky MΩ) umožňující vybíjení náboje všech kondenzátorů filtru v době odpojení od napájecí sítě, např. obr. 4.29. Vlastní výsledky měření vložného útlumu (symetrická, tak i asymetrická složka v pracovním pásmu symetrizačních členů) vychází velmi podobně, ne-li naprosto shodně s průběhy udávanými výrobci odrušovacích filtrů ve svých katalogových listech (až na filtry výrobce ELFIS, který pro měřený asymetrický mód udává své katalogové hodnoty, které jsou však značně podhodnocené, či využívá nevhodné metody k proměřování). Z provedených měření a jejich výsledků lze konstatovat, že navržené a realizované symetrizační členy splňují požadavky na korektní měření vložného útlumu odrušovacích filtrů aproximační metodou, v pracovním pásmu sestrojených členů. U všech proměřovaných filtrů je patrné, že jsou hlavně konstruovány pro impedanční systém 50 Ω/50 Ω, neboť tyto charakteristiky nevykazují nevhodné oscilace v propustném pásmu a nevykazují nedokonalé vlastnosti ve spodní části nepropustného pásma. Jejich vložný útlum bývá v tomto systému dostatečný. Na rozdíl od předchozího případu ostatní charakteristiky vložného útlumu pro jiné impedanční systémy již většinou vykazují nepatrné, či značné nedostatky. Zde však značně záleží na vnitřním zapojení filtru a hlavně jaký impedanční systém je použit při měření. Nejhorší impedanční systémy se zde jeví systémy 0,1 Ω/100 Ω, resp. 100 Ω/0,1 Ω, což je podle předpokladu uváděno již Českou technickou normou ČSN CISPR 17 [6], jako „nejhorší“ možné dosažitelné případy vložného útlumu odrušovacích filtrů. Dosažené „nejhorší případy“ pro jednotlivé filtry shrnuje a popisuje kap. 4.6. Je patrné, že filtry se zdvojenou vnitřní konstrukcí, tedy s přidáním dalších tlumivek s proudovou kompenzací, vykazují značně větší útlumy v nepropustném pásmu. Za zástupce (z proměřovaných filtrů) lze pro tento příklad uvést filtr ELFIS 1ELF16VY-4, uvedený v kap. 4.4.2. Z grafů je dále patrno, že se v nějakých případech dosti značně od sebe liší velikosti vložného útlumu odrušovacích filtrů pro symetrický mód od asymetrického módu. Toto lze opět vysvětlit pomocí konstrukce daného filtru, tedy pomocí jeho vnitřního zapojení. Je patrné, že odrušovací filtry pouze s jedním odrušovacím kondenzátorem třídy X mají pro protifázové rušivé signály menší vložný útlum, než odrušovací filtry s použitím dvou odrušovacích kondenzátorů třídy X. Z tohoto hlediska se jeví nejhůř (v proměřovaném pásmu) odrušovací filtr SCHURTER 5110.1033.1 kap. 4.4.6. - 57 -


4.6

Srovnání „nejhorších“ dosažených případů vložného útlumu filtrů

Nejčastěji doporučované systémy pro získání, tzv. „nejhoršího případu“ vložného útlumu odrušovacích filtrů jsou systémy 0,1 Ω/100 Ω, resp. 100 Ω/0,1 Ω. Pokud budeme posunovat ještě větší rozdíly hodnot vstupní a výstupní impedance vzhledem k vlastní impedanci filtru (většinou jsou konstruovány na 50 Ω), lze dosáhnout ještě nižších hodnot vložného útlumu odrušovacího filtru. Ale posunování těchto impedancí nemá příliš velký smysl. Jednak by byla konstrukce impedančních transformátorů obtížnější a neměly by příliš velkou šířku pásma. Pravděpodobnost výskytu vyšší hodnoty impedancí než 100 Ω se jeví v praktickém použití filtru jako malá. Z těchto důvodů není tedy nutné hodnotu impedance příliš zvyšovat. Při nepřizpůsobení filtrů impedancím na vstupu a výstupu mohou nastat dvě oblasti problémů [6]: − Oscilace v propustném a přechodovém pásmu. V reálných obvodech je to hlavně způsobeno oscilacemi, které mohou být přisuzovány vlastním rezonancím filtru. Kritické vlastní rezonance se mohou vyskytnout tehdy, a právě tehdy, když jedna připojená (vnější) impedance je příliš vysoká a druhá příliš nízká než je charakteristická impedance filtru. Pak je vysoké Q filtru dominantní. To může vést až k vložnému zisku (tedy negativnímu vložnému útlumu), a to až do hodnoty 30 dB. Tento jev se může vyskytovat při měření v systému 0,1 Ω/100 Ω a opačném. Jev lze odstranit vhodným návrhem filtru. − Nedokonalé vlastnosti ve spodní části nepropustného pásma. Obecně platí pro filtry typu dolní propusti jako jsou i síťové filtry. Vlivy impedančního nepřizpůsobení jsou nejnepříjemnější na nejnižších kmitočtech nepropustného pásma. Metoda 0,1 Ω/100 Ω a opačná identifikuje jakýkoliv filtr, jehož vlastnosti se silně odchylují od vlastností očekávaných dle výsledků měření v 50 Ω systému.

4.6.1 „Nejhorší“ dosažitelné případy pro symetrický mód Zde jsou uvedeny naměřené hodnoty pro tzv. „nejhorší“ dosažitelné případy pro symetrickou složku vložného útlumu. Nejhorších výsledků bylo všemi filtry dosaženo v impedančním systému 0,1 Ω/100 Ω.. V tomto impedančním systému byly patrny značné oscilace, a to u všech proměřovaných filtrů v proměřovaném frekvenčním pásmu. Nejhůř se zde z tohoto hlediska jeví charakteristika odrušovacího filtru FILTANA TS 800 1006, kde dochází k vložnému zisku více než 15 dB. Dále je z daného obrázku v proměřovaném frekvenčním pásmu patrná nedostatečná úroveň vložného útlumu filtrů pro tzv. vf. rušivé signály. Z tohoto hlediska dopadl nejhůře proměřovaný filtr SCHURTER 5110.1033.1, který ještě při frekvenci 900 kHz vůbec netlumí, naopak se na tomto kmitočtu právě nachází jeho vlastní rezonance. Dosažené hodnoty vložného útlumu jsou zobrazeny na obr. 4.33. Pro opačný systém jsou uvedeny naměřené hodnoty na obr. 4.32. Ještě je nutné podotknou, že vložný zisk vykazovaly v obou systémech všechny zkoušené filtry, a to o různých velikostech a na různých kmitočtech.

- 58 -


Obr. 4.32. „Nejhorší“ útlumové charakteristiky odrušovacích filtrů pro symetrický mód a impedanční systém 100 Ω/0,1 Ω

Obr. 4.33. „Nejhorší“ útlumové charakteristiky odrušovacích filtrů pro symetrický mód a impedanční systém 0,1 Ω/100 Ω

- 59 -


4.6.2 „Nejhorší“ dosažitelné případy pro asymetrický mód Zde jsou uvedeny naměřené hodnoty pro tzv. „nejhorší“ dosažitelné případy, a to pro asymetrickou složku vložného útlumu. V tomto asymetrickém módu vykazuje nejhorší charakteristiky vložného útlumu pro většinu proměřovaných odrušovacích filtrů impedanční systém 100 Ω/0,1 Ω. Hodnoty vložného útlumu naměřené v tomto impedančním systému jsou znázorněny na obr. 4.34. V tomto asymetrickém módu se již tolik neprojevují vlastní oscilace proměřovaných filtrů. Snad až na charakteristiku filtru ELFIS 1ELF16V, který vykazuje vložný zisk kolem 3 dB. Dále je opět (z daného obrázku v proměřovaném pásmu) patrná nedostatečná úroveň vložného útlumu filtrů pro vf. rušivé signály. Z tohoto hlediska, za daných podmínek měření, jsou nevyhovující filtry: SCHAFFNER FN 2020-16-06, SCHURTER 5110.1033.1 a FILTANA TS 800 1006, které při frekvenci 900 kHz mají vložný útlum o velikosti „jen“ necelých 30 dB. Na obr. 4.35 jsou pak ještě uvedeny charakteristiky získané v impedančním systému 0,1 Ω/100 Ω.

Obr. 4.34. „Nejhorší“ útlumové charakteristiky odrušovacích filtrů pro asymetrický mód a impedanční systém 100 Ω/0,1 Ω

- 60 -


Obr. 4.35. „Nejhorší“ útlumové charakteristiky odrušovacích filtrů pro asymetrický mód a impedanční systém 0,1 Ω/100 Ω

- 61 -


5

Závěr

Vlastní diplomová práce byla koncipována tak, aby na začátek uvedla čtenáře do základní problematiky oboru EMC se zaměřením zejména na rušivé signály, rozdělení těchto signálů, popis projevů rušivých signálů na vedeních a možnosti jejich odstranění. Hlavním bodem diplomové práce bylo proměření symetrické složky vložného útlumu síťových odrušovacích filtrů EMC. K tomuto účelu byly navrženy a sestrojeny širokopásmové symetrizační členy, které součastně plní funkci impedančních transformátorů. Díky těmto členům bylo možné proměřit vložný útlum odrušovacích filtrů v různých impedančních systémech. Popis a návrh těchto symetrizačních článků a zároveň impedančních transformátorů popisuje kap. 3. Zde jsou uvedeny i konkrétní postupy zhotovení tří párů transformátorů, které byly za účelem diplomové práce zhotoveny jako přípravek k proměřování vložného útlumu odrušovacích filtrů EMC. Dále bylo provedeno měření vložného útlumu sedmi vybraných komerčních síťových odrušovacích filtrů: ELFIS 1ELF16V, ELFIS 1ELF16VY-4, SCHAFFNER FN 321-1/05, SCHAFFNER FN 2020-16-06, SCHAFFNER FN 2070-10-06, SCHURTER 5110.1033.1 a FILTANA TS 800 1006. Měření byla prováděna dle postupů uvedených v platné České technické normě ČSN CISPR 17 [6], která vychází z mezinárodního standardu CISPR 17, výsledky měření jsou znázorněny v kap. 4.4. U každého odrušovacího filtru byla proměřena jak symetrická, tak i asymetrická složka vložného útlumu, a to ve frekvenčním rozsahu, ve kterém impedančně správně pracují sestrojené symetrizační články. Proměřované impedanční systémy jsou uvedeny v tab. 4.1 spolu s pracovním frekvenčním pásmem párů symetrizačních členů. Díky proměření vložného útlumu filtrů v různých impedančních systémech lze konstatovat, jak se daný síťový odrušovací filtr bude zhruba chovat v libovolné napájecí síti, a to vzhledem ke změřeným tzv. „nejhorším“ dosažitelným případům vložného útlumu filtrů, které jsou shrnuty v kap. 4.6. K přesnějšímu odhadu by pomohlo, kdyby se vložný útlum odrušovacích filtrů měřil přímo v dané napájecí síti, v které bude zapojen a používán a nebo aspoň měřen při zatížení. V tomto směru lze dále směřovat pozornost dalších výzkumů. Další zajímavou alternativou je sestrojení aktivních symetrizačních článků pro měření symetrické složky vložného útlumu odrušovacích filtrů, které by měly mít teoreticky značně širší pracovní frekvenční pásmo než sestrojené pasivní symetrizační články založené na transformátorech.

- 62 -


Literatura [1] [2] [3] [4]

[5] [6]

[7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15]

[16] [17] [18] [19] [20] [21] [22]

[23]

[24]

SVAČINA, J. Elektromagnetická kompatibilita, principy a metody. Brno: Vysoké učení technické 2001. „Připojujeme se k Evropské Unii“, svazek 2. 156 stran. ISBN 80-214-1873-7 SVAČINA, J. Základy elektromagnetické kompatibility. Základní pojmy a členění oboru EMC. Elektrorevue, Brno 2000. http://www.elektrorevue.cz/clanky/00025/ SVAČINA, J. Základy elektromagnetické kompatibility. Zdroje rušivých signálů a vazební mechanismy jejich přenosu. Elektrorevue, Brno 2000. http://www.elektrorevue.cz/clanky/00031/ SVAČINA, J. Základy elektromagnetické kompatibility. Způsoby omezení rušení – odrušovací prostředky a elektromagnetické stínění. Elektrorevue, Brno 2000. http://www.elektrorevue.cz/clanky/00041/ SVAČINA, J. Problematika měření vložného útlumu odrušovacích filtrů EMC. Elektrorevue, Brno 2002. http://www.elektrorevue.cz/clanky/02032/ ČSN CISPR 17: Metody měření útlumových charakteristik pasivních vysokofrekvenčních filtrů a odrušovacích součástek. Česká technická norma, Český normalizační institut. Praha, Listopad 2000. 27 stran. (tř. znak 33 4227) VALSA, J. SEDLÁČEK, J. Teoretická elektronika 2. Vysoké učení technické, Brno 2000. 141 stran. ISBN 80-214-1782-X NOVOTNÝ, V., VOREL, P., PATOČKA, M. Napájení elektronických zařízení. Vysoké učení technické, Brno 2000. 129 stran. ISBN 80-214-1737-4 SVAČINA, J. Základy elektromagnetické kompatibility. Způsoby a metody měření rušivých signálů. Elektrorevue, Brno 2001. http://www.elektrorevue.cz/clanky/01021/ SVAČINA, J. Základy elektromagnetické kompatibility. Elektromagnetická odolnost a její testování. Elektrorevue, Brno 2001. http://www.elektrorevue.cz/clanky/01025/ Construction and use of broadband transformers, 6 stran. http://www.oselectronics.com/ downloads/Broadband%20Transformers.pdf GES-ELECTRONICS, a.s., Křenová 29, Brno. http://www.ges.cz/ Semic Trade, spol. s r.o., Volutová 2521/18, Praha 5. http://www.semic.cz/ ELIDIS, spol. s r.o., Gabinova 831, Praha 5. http://www.elidis.cz/ DŘÍNOVSKÝ, J. Simply impedance measuring system. Ve sborníku Proceedings of the 11th Conference STUDENT EEICT 2005, Vysoké učení technické, 2005, str. 368-372, ISBN 80-2142890-2 SCHLICKE, H. M. Assuredly Effective Filters. IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility. 1976, vol. EMC-18, no. 3, p 106-110. ISSN 0018-9375 ELFIS, spol. s r.o., Česká republika. http://www.elfis.cz/ Schaffner Holding AG, Switzerland. http://www.schaffner.com/ Schurter AG, Switzerland. http://www.schurter.com/ Filtana, spol. s r.o., Česká republika. http://www.intermix.cz/ Mini-Circuits, RF transformers - How RF transformers work and how they are measured (application notes), 9 pages. http://www.mini-circuit.com/appnote/howxfmerwork.pdf MIL-STD-462D: Test Method Standard for Measurement of Electromagnetic Interface Characteristics. Military Standard, Department of Defense, USA. January 1993. 203 pages. http://www.jsc.mil/jsce3/emcslsa/stdlib/docs/MilStd/history/MIL-STD-462D.pdf DŘÍNOVSKÝ, J. Měření odrušovacích filtrů EMC ve vnějších neurčitých podmínkách. Pojednání o disertační práci. duben 2005. 20 stran. http://www.feec.vutbr.cz/studium/dok/pojednani/ pojednani.php?id=d-est Siemens Matsushita Components, Technická dokumentace jednofázového odrušovacího filtru Siemens Matsushita Components typ B84263-A21-B13. Siemens s. r. o. Praha, 1990

- 63 -


Příloha

Předloha pro desky plošného spoje

- 64 -

NÁVRH SYMETRIZAČNÍCH ČLÁNKŮ PRO MĚŘENÍ SYMETRICKÉ SLOŽKY VLOŽNÉHO ÚTLUMU ODRUŠOVACÍCH FILTRŮ EMC

Recommend Documents