ČESKÉ VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V PRAZE Fakulta elektrotechnická
DIPLOMOVÁ PRÁCE
2008
Michal Ulvr
ČESKÉ VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V PRAZE Fakulta elektrotechnická Katedra měření
Kalibrace systému pro ověřování měřicích transformátorů proudu
květen 2008
Vypracoval:
Bc. Michal Ulvr
Vedoucí práce:
Doc. Ing. Karel Draxler, CSc.
Čestné prohlášení Prohlašuji, že jsem zadanou diplomovou práci zpracoval sám s přispěním vedoucího práce a používal jsem pouze literaturu v práci uvedenou. Dále prohlašuji, že nemám námitek proti půjčování nebo zveřejňování mé diplomové práce nebo její části se souhlasem katedry.
Datum: 23.5. 2008
…....………………………..........
Podpis
Poděkování Na tomto místě bych rád poděkoval vedoucímu diplomové práce Doc. Ing. Karlu Draxlerovi, CSc. za cenné rady a pomoc při řešení problémů a podnětné náměty k této práci.
Anotace Tato práce se zabývá návrhem a realizací vhodného zdroje proudu pro kalibraci zařízení používané k ověřování měřicích transformátorů proudu a také vývojem softwaru pro sběr dat z měřicího systému s tímto zařízením. Zdroj bude pracovat při síťovém kmitočtu 50 Hz a jeho výstup bude regulovatelný v rozsahu 0 až 6 A pro maximální velikost zátěže 0,2 Ω. Požadavkem na řešení je nulová hodnota stejnosměrné složky výstupního proudu. Návrh řeší také možné možnost paralelního zapojení přídavného zdroje proudu do zátěže tak, aby se tyto dva zdroje navzájem neovlivňovaly.
Annotation This thesis deals with the concept and the implementation of the appropriate current source for calibration of device for current transformer testing and also with the development of software for gathering data from measuring system with this device. The source works on 50 Hz frequency. The output current can be smoothly adjusted in the range from 0 up to 6 A. The maximal load resistance is 0,2 Ω. The zero contribution of the direct current component to the output current is required. This concept solves the ability of parallel connection of an additional current source to the load resistance in such a manner that these two sources do not influences together.
Literatura ...................................................................................................................... 57 A Rozměry pouzdra zkušebního TP............................................................................. 59 B Schémata a desky plošných spojů ............................................................................. 60 C Dokumentační fotografie........................................................................................... 65
1. Úvod Obsahem této práce je návrh a realizace systému pro kalibraci zařízení používané k ověřování měřicích transformátorů proudu (dále jen MTP) a vývoj softwaru pro sběr dat z měřicího systému s tímto zařízením. Zařízení vyhodnocuje rozdíl chyby proudu a chyby úhlu mezi ověřovaným MTP a etalonem v jejich sekundárních obvodech. Systém pro kalibraci se sestává ze dvou proudových zdrojů: z hlavního proudového zdroje o síťové frekvenci 50 Hz pro plynulé nastavování proudu v rozsahu 0 až 6 A pro maximální velikost zátěže 0,2 Ω a z přídavného zdroje, jenž bude simulovat chybu proudu a úhlu. Cílem práce je především realizace vhodného hlavního zdroje proudu, který by nahradil dnes používané proudové zdroje užívané při kalibracích vyhodnocovacích systémů pro ověřování MTP v Českém metrologickém instutu (ČMI). Ty jsou tvořeny zdrojem napětí a odporem zapojeným v sérii, kde se podle velikosti napájecího proudu a požadované chyby proudu určí velikosti sériového odporu. Podle velikosti proudu a odporu se pak spočítá velikost zdroje napětí. Při požadovaných velmi nízkých chybách proudu a konečných hodnotách odporů přináší sebou tato metoda obtíže s velikostí zdroje napětí a s velkým ztrátovým výkonem. Požadavkem na řešení zdroje je nulová hodnota stejnosměrné složky výstupního proudu a také možnost paralelního zapojení přídavného zdroje proudu do zátěže tak, aby se tyto dva zdroje navzájem neovlivňovaly. Součástí této práce je také vývoj softwaru, který na základě naměřených dat z měřicího systému určí, s jakou nejistotou ověřované zařízení měří chybu proudu nebo fáze na příslušném rozsahu. Přístroje jsou v měřicím systému připojeny k počítači přes sběrnici GPIB. První část se tedy zabývá popisem a principem systémů pro vyhodnocování chyb MTP a jeho ověřování. Druhá část pojednává o samotném návrhu proudového zdroje a o návrhu či volbě všech potřebných součástek. Dále řeší možnost paralelního zapojení pomocného zdroje proudu do zátěže bez ovlivňování se navzájem s protékajícím proudem. Poslední dvě části jsou věnovány ověření funkce navrženého zdroje proudu a popisu vyvíjeného softwaru včetně zhodnocení výsledků.
1
2. Systémy pro měření chyb a ověřování MTP Každý MTP musí být před vlastní montáží ověřen. Ověřením se zjistí jeho metrologické vlastnosti a zda vyhovuje daným předpisům. Ověřování je prováděno vyhodnocovacími systémy pro měření chyb MTP [1], o nichž tato kapitola pojednává. Pokud se MTP používají např. v elektroměrech nebo jako etalony, musí být MTP před použitím odmagnetován. Tím se odstraní vliv chyby měření způsobené posunem pracovního bodu zmagnetovaného transformátoru. Magnetování se ve většině případů realizuje do primárního vinutí pro daný jmenovitý proud z proudového zdroje postupným zvyšováním magnetovacího proudu při současném sledování střední a špičkové hodnoty napětí na nezatíženém sekundárním vinutí. Kontrola špičkové hodnoty napětí je důležitá, aby při jejím překročení nedošlo k průrazu izolace vinutí. Pro bezpečné odmagnetování se nastaví magnetická indukce v jádře transformátoru na hodnotu blízkou nasycení. Tomu odpovídá stav, kdy při zvyšování magnetovacího proudu neroste střední hodnota napětí na sekundárním vinutí. Následuje plynulé snižování magnetovacího proudu k nule. Pro kvalitní odmagnetování se tento cyklus opakuje s větším sériovým rezistorem v primární obvodu a pro indukci odpovídající čtvrtině indukce nasycení, nastavené pomocí střední hodnoty indukovaného napětí.
2.1. Popis a princip systémů pro ověřování MTP Protože se u nás zařízení na vyhodnocování chyb MTP a s tím spojené etalony nevyrábí, používají se systémy z dovozu. Jedná se o vyhodnocovací systém od švýcarské firmy Tettex Instrument AG. U nás jsou nejrozšířenější dva typy systému a to vývojově starší typ Tettex 2761 a nebo nejnovější univerzální systém Tettex 2767 řízený mikroprocesorem. Princip ověřování MTP je u obou systémů stejný, tzn. že oba systémy využívají stejnou metodu. Jedná se o srovnávací metodu, při které je ověřovaný MTP porovnáván s etalonovým MTP. Tato metoda je nejpoužívanější. Rozdíl spočívá v různých variantách zapojení vstupních obvodů systému a z toho plynoucích výhod i nevýhod. U vyhodnocování chyb je diference mezi etalonem a ověřovaným MTP převedena na odchylku dvou fázorů napětí lišících se velikostí a úhlem. Rozdíl velikostí obou fázorů 2
je úměrný chybě proudu εI. Fázový posun je úměrný chybě úhlu δI. V této kapitole se seznámíme s principem těchto systémů a s postupem při jejich ověřování (platí pro vývojově nejnovější Tettex 2767).
2.1.1.
Systém Tettex 2761
Jedná se o systém s analogovou a číslicovou částí, fungující jako přesný měřič fázoru napětí, jehož číslicová část umožňuje zobrazení měřených chyb na displejích.
Obr. 2.1 Zapojení vyhodnocovacího systému Tettex 2761 Princip systému je patrný z blokového schématu na obr. 2.1. Ověřovaný MTP (X), zatížený v sekundárním obvodu zátěží Z, je porovnán s etalonovým MTP (N). Je přitom použita diferenční metoda, kdy oba transformátory musí mít stejné převody. Jejich primárním vinutím prochází společný proud I1, a v sekundárním obvodu se vyhodnocuje rozdíl sekundárních proudů ΔI = I X − I N .
(2.1)
Jak vyplývá z fázorového diagramu sekundárních proudů (obr. 2.2 a), lze chyby ověřovaného MTP vzhledem k etalonovému MTP vyjádřit ve tvaru 3
εI =
ΔI Re 100 IN
(2.2)
δ IX =
ΔI Im , I N − ΔI Re
(2.3)
kde εI je chyba proudu ověřovaného MTP vzhledem k etalonovému MTP [%] δI je chyba úhlu ověřovaného MTP vzhledem k etalonovému MTP [rad] ΔIRe a ΔIIm velikost pravoúhlých složek fázoru rozdílového proudu ΔI [A].
^ IX
NdX.I2X ^ ΔI
ΔIIm
δI
IN ^ IN
NS.ΔIIm
^ ΔIRe
δI
NS.ΔI
NdN.I2N
a)
NS.ΔIRe b)
Obr. 2.2 Fázorový diagram sekundárních proudů u systému: a) Tettex 2765, b) Tettex 2767
Výsledné chyby ověřovaného transformátoru jsou
ε I = ε IX + ε IN ,
δ I = δ IX + δ IN ,
(2.4)
kde εIN a δIN je chyba proudu a úhlu etalonového transformátoru. Tedy rozdíl sekundárních proudů obou transformátorů ΔI vyvolá úbytek napětí na diferenčním odporu Rd. Toto napětí je vedeno přes oddělovací zesilovač ODZ 1 do fázově citlivého usměrňovače FCU 2, jehož řídicí napětí získané v tvarovači je co do fáze shodné s UN, a tím i s IN. Imaginární složku ΔIIm fázoru ΔII vyhodnotí FCU 1, jehož řídicí signál je v tvarovači posunut o 90° vzhledem k fázoru UN. Poměr proudů v (2.2) a (2.3) je pomocí analogových obvodů převeden na odpovídající poměr napětí, do číslicového tvaru převeden pomocí A/D převodníku s dvojí integrací a na displeji vyjádřen jako chyba proudu εI popř. chyba úhlu δI.
4
Výhodou tohoto zapojení je minimální zátěž (několik mΩ) ověřovaného transformátoru. Při velmi malých odchylkách proudu, tzn. při skoro nulovém úbytku napětí na diferenčním odporu Rd, který se chová jako zkrat. Nevýhodou je ověřování pouze MTP se stejným převodem jaký má etalonový MTP.
2.1.2.
Systém Tettex 2767
Tento systém je univerzálnější, ale také složitější než předchozí typ. Na vstupu systému se používá diferenciální transformátor a analogové vyhodnocovací obvody jsou nahrazeny vzorkovači napětí a jejich dalším číslicovým zpracováním pomocí mikroprocesoru.
Základní zapojení a princip systému je patrný z obr. 2.3. Opět se jedná o srovnávací
metodu, při které je ověřovaný MTP TX porovnán s referenčním etalonem TN, což může být např. proudový transformátor s elektronickou kompenzací chyb Tettex 4764. Za předpokladu stejných převodů jsou primární vinutí obou MTP spojena sériově a napájena z transformátoru NT, jehož výstupní proud I1 se nastavuje pomocí regulačního transformátoru.
Celková zátěž ověřovaného MTP je tvořena vyhodnocovacím obvodem Tettex 2767, zátěží R a odpory přívodních kabelů v sekundárním obvodu ověřovaného MTP. Pomocí voltmetru V připojeného na sekundární svorky ověřovaného MTP se nastavuje celková hodnota zátěže při určité jmenovité hodnotě sekundárního proudu. Jmenovitá hodnota proudu I2X je měřena pomocí systému 2767. Sekundární obvody transformátorů TX a TN jsou připojeny k primárním vinutím diferenčního proudového transformátoru DT systému Tettex 2767. Poměr sekundárních proudů a počtu závitů poměrových vinutí DT musí splňovat podmínku N dX I = 2N . N dN I 2 X
(2.5)
Z fázorového diagramu na obr. 2.2 b lze vyjádřit diferenci chyby proudu εI a chyby úhlu δI mezi oběma etalony ve tvaru 5
εI =
N S ΔI Re N S ΔU Re = N dN I 2 N RZV N dN I 2 N
(2.6)
δI =
N S ΔU Im , R( N dN I 2 N − N S ΔI Re )
(2.7)
kde NS je počet sekundárních závitů DT, NSΔIRe a NSΔIIm je reálná a imaginární složka fázoru NSΔI vzhledem k fázoru NdN I2N. Odpor RZV je ve zpětné vazbě převodníku proud napětí I/U připojeného na sekundár DT. Napětí ΔU úměrné odchylkovému proudu ΔI a U2N úměrné proudu etalonu I2N se vzorkují a vedou do paměti mikroprocesoru, kde se podle (2.6) a (2.7) počítají odchylky mezi oběma transformátory.
Síť Reg. trafo I1 KX
NT LX
LN
KN
TX I2X
TN V
I2N RZV
kX
lX NdX
RN
NdN
DT ΔI
kN
lN
NS I/U
ΔU
U2N
VZORKOVAČ
Systém pro vyhodnocení chyb MTP Tettex 2767
VZORKOVAČ
MIKROPROCESOR DISPLEJ δI, εI
Obr. 2.3 Zapojení vyhodnocovacího systému Tettex 2767 6
Výhodou tohoto zapojení je možnost volby poměru počtu závitů DT, což umožňuje ověřovat MTP s různými převody. Nevýhodou je stálé zatěžování sekundárního vinutí ověřovaného MTP. 2.1.3.
Ověření parametrů systému Tettex 2767
V první fázi se provádí tzv. nulová zkouška, což je základní kontrola správné funkce systému. Měřicí obvod kontrolovaného zařízení je zapojen podle obr. 2.4. Při nulové zkoušce se při sériovém spojení vstupů X a N systému nastaví stejné převody obou transformátorů při určitém jmenovitém sekundárním proudu (většinou 5 A, popř. 1 A). Měřicí obvod kontrolovaného zařízení je zapojen podle obr. 2.4. Oba sekundární obvody jsou spojeny sériově a prochází jimi společný proud IS nastavitelný v celém měřicím rozsahu. Jeho velikost lze měřit pomocí vestavěného číslicového ampérmetru. Při správné funkci systému nesmí údaj chyby proudu překročit ±10-3 % a údaj chyby úhlu nesmí překročit ±3,4.10-2 úhlové minuty v měřicím rozsahu.
Ve stejném měřicím obvodu jako v předchozím případě lze také simulovat chyby proudu nastavením převodu ověřovaného MTP. Obvodem prochází sekundární proud IS a zvolená chyba převodu se nastaví zadáním parametrů ověřovaného transformátoru, např.: parametry etalonu IPN = 100 A, ISN = 5 A; parametry ověřovaného transformátoru IPX = 101 A, ISX = 5 A. Tomuto nastavení odpovídá údaj chyby proudu εI = +1 % v celém rozsahu sekundárních proudů. ^ IS
kX
lX
kN
Systém pro ověřování MTP Obr. 2.4 Zapojení systému pro „nulovou zkoušku“ 7
lN
Protože však výše uvedenou metodou nelze zkontrolovat správnost údaje v celém měřicím rozsahu, používají se dvě základní metody simulace chyb a to simulace chyb proudu a úhlu pomocí bočníku (obr. 2.5) nebo pomocným zdrojem proudu (obr. 2.6). Princip je v obou případech obdobný: Sekundární vinutí ověřovaného a etalonového MTP jsou odpojena. Vstupní obvod systému pro vyhodnocení chyb MTP je napájen do svorek kX - lN společným proudem IS = IX = IN. Tomu odpovídá ΔI = 0, a tedy i nulové údaje chyb. Zátěž je zkratována a chyba proudu, resp. úhlu je simulována buď bočníkem nebo přídavným zdrojem proudu ΔIS s nastavitelnou amplitudou a fází připojeným ke svorkám kX - lX. Rozdíl vyplývá už z názvu metody, tj. v provedení vlastní simulace chyby proudu či úhlu. a) Simulace chyb proudu a úhlu pomocí bočníku
Princip zapojení na obr. 2.5 vychází z předpokladu, že úbytek napětí na svorkách kX – lX měřicího zařízení je ve fázi s procházejícím proudem IS, resp. jeho fázový posuv je tak malý, že tím vzniklá metodická chyba se v určité oblasti měřených hodnot neuplatní. Tento předpoklad lze ověřit měřením. Připojíme-li ke svorkám kX – lX proměnnou zátěž reálného charakteru, tvořenou snímacím odporem RN1 a proměnným odporem RP (na obr. 2.5 je tento obvod naznačen přerušovanou čarou), bude simulována záporná chyba proudu určená vztahem
εI = −
U R ΔI S = − 1 N2 IS U 2 RN 1
;
δI = 0 .
(2.8)
Analogicky lze pomocí kapacity CP (na obr. 2.5 čerchovaně) se zanedbatelným ztrátovým úhlem simulovat zápornou chybu úhlu, která je dána vztahem
δ I = − arctg
U ωC R ΔI C = − arctg C P N 2 IS U2
;
εI = 0 .
(2.9)
Za předpokladu, že k simulaci chyby je použit bočník reálného, popř. kapacitního charakteru se zanedbatelnými parazitními prvky a neuplatní se chyba metody, je bočníkem vyvolána pouze chyba proudu, popř. úhlu.
8
^ IS
^ UC
^ ΔIC
^ ΔIS
RN2
CP
^ U2
^ U1
RP
RN1
kX
lX
kN
lN
Systém pro ověřování MTP
Obr. 2.5 Zapojení pro simulaci chyb proudu a úhlu MTP bočníkem
Při správné funkci fázově citlivých usměrňovačů musí být druhá složka chyby nulová resp. nesmí překročit hodnotu povolenou při nulové zkoušce (tím se také ověří správná funkce řízení fázově citlivých usměrňovačů).
b) Simulace chyb proudu a úhlu pomocným zdrojem Princip této metody je patrný z obr. 2.6. Pokud je fáze řízení usměrňovačů správně nastavená (viz. 2.1.1.), zbývá pak ověřit údaje měřiče při obou polaritách chyb a v celém rozsahu měřených hodnot. Zdroj proudu IS je realizován zdrojem napětí US a sériovými odpory R2 a RN2; odpor RN2 slouží k měření proudu IS. Chyba proudu εI (resp. úhlu δI) je simulována proudem ΔIS, který je v měřicím obvodu sekundárního vinutí ověřovaného transformátoru superponován k měřenému proudu. Proudový zdroj vytvářející chybovou složku ΔIS je realizován zdrojem napětí UP s nastavitelnou amplitudou a fází a sériovými odpory R1 a RN1, kde odpor RN1 slouží k měření velikosti ΔIS. Velikost sériových odporů v 9
obou proudových obvodech musí být volena tak, aby bylo možné zanedbat metodickou chybu danou jejich konečnou hodnotou. Velikost R1+RN1 je třeba volit tak, aby po odpojení napětí UP a zkratování svorek 1-2 při jmenovité hodnotě proudu IS údaj chyby proudu nepřekročil 10-3 % na nejnižším rozsahu. Podobně musí být odpory R2+RN2 tak velké, aby při odpojeném napětí US a zkratovaných svorkách 3-4 část proudu ΔIS procházející napájecím obvodem způsobila zanedbatelnou chybu měření. Jsou-li chyby způsobené nedokonalostí proudových zdrojů zanedbatelné, lze nastavením fáze a velikosti proudu ΔIS vzhledem k proudu IS simulovat chyby proudu nebo úhlu zvoleného charakteru a velikosti. Je-li ΔIS ve fázi s IS, potom platí
εI =
ΔI S U 1 F R N 2 = IS U 2 F RN 1
;
δI = 0 ,
(2.10)
je-li fázor ΔIS kolmý na IS, dostaneme
δ I = arctg
ΔI S U R = arctg 1K N 2 IS U 2 K R N1
;
εI = 0 ,
(2.11)
kde U1F a U2F jsou napětí na snímacích rezistorech, je-li ΔIS ve fázi s IS a U1K a U2K jsou napětí na snímacích rezistorech, je-li fázor ΔIS kolmý na IS. Změnu znaménka chyb lze dosáhnout fázovým posunem proudu ΔIS o 180°. Právě tento způsob ověřování systému je velmi používaný z důvodu ověření údaje v celém možném rozsahu měřených chyb proudu a úhlu. Nevýhoda této metody spočívá v realizaci zdrojů proudu, které jsou tvořené ze zdroje napětí a sériových odporů R1 a R2. Konečné hodnoty rezistorů R1 a R2 mají při paralelním řazení proudových zdrojů za následek chybu způsobenou proudy, které se místo zátěží uzavírají mezi sebou. Z obr. 2.6 je patrné, že se jedná o proudový dělič, tvořený vstupním odporem RX vyhodnocovacího systému na svorkách kX - lX a rezistorem R1 popř. R2. Relativní chyby určení proudů IS a ΔIS lze určit ze vztahů
δ (I S ) =
RX R1
;
δ (ΔI S ) =
RX . R2
(2.12)
Vstupní odpor systému pro vyhodnocení chyb RX nepřesáhne hodnotu 20 mΩ. Potom je podle (2.12) pro chybu určení proudů menší než 0,01 % potřeba, aby odpory R1 resp. R2 byly větší než 200 Ω. Předpokládá se, že systém je kalibrován při jmenovité hodnotě
10
sekundárního proudu IS = 5 A v rozsahu chyb do 10 %. Tomu odpovídá rozsah chybového proudu ΔIS do 0,5 A. R2
RN2
1 ^ UP
3
^ U2
^ U1 RN1
^ IS
^ ΔIS
R1
~
^ US
~ 4
2
kX
RX
lX kN
lN
Systém pro ověřování MTP
Obr. 2.6 Zapojení pro simulaci chyb proudu a úhlu MTP pomocným zdrojem
U proudu IS = 5 A by při požadovaném sériovém rezistoru R2 = 200 Ω bylo potřeba napájecí napětí 1000 V a celkový výkon by byl 5 kW. Při kalibracích se proto používá rezistor R2 = 30 Ω, kde při napájecím napětí 150 V a celkovém výkonu 750 W dochází k chybě měření proudu δ(ΔIS) = 0,07 %. Avšak i při těchto parametrech je uvedený postup značně nevýhodný a právě tuto nevýhodu odstraní zdroj proudu řízený napětím s operačním zesilovačem, o jehož návrhu pojednává následující kapitola.
11
3. Návrh zdroje proudu řízeného napětím Požadované parametry zdroje proudu jsou: •
výstupní proud 0 až 6 A (plynule nastavitelný)
•
maximální velikost zátěže 0,2 Ω
•
nulová hodnota stejnosměrné složky výstupního proudu
•
možnost paralelního řazení dvou proudových zdrojů do zátěže bez vzájemného ovlivňování
Aby se navrhovaný zdroj proudu blížil co nejvíce ideálnímu zdroji proudu, je vhodné použít k tomu operační zesilovač v zapojení převodník napětí na proud. Je možné použít jak invertující (obr. 3.1 a), tak i neinvertující zapojení (obr. 3.1 b). Pro neinvertující zapojení platí AZV =
1 R1
I 2 = U 1 AZV =
(3.1) U1 R1
(3.2)
Pro invertující zapojení platí stejné vztahy (3.1) a (3.2) jen s tím rozdílem, že výstupní proud I2 i zesílení AZV má zápornou hodnotu.
I2
+ -
R1
RZ
RZ -
U1 +
U1
I2
R1
a)
b)
Obr. 3.1 Zdroj proudu řízený napětím v: a) neinvertujícím zapojení, b) invertujícím zapojení 12
Výhodnější je neinvertujícího zapojení, neboť má vysoký vstupní odpor, takže zdroj řídícího napětí U1 není zatížen.. Toto zapojení operačního zesilovače dosahuje, za předpokladu dostatečně velkého zesílení, hodnot vnitřního odporu řádově stovky kΩ až jednotek MΩ, tudíž je velmi vhodné pro návrh zdroje proudu. Nezaručí ale nulovou stejnosměrnou složku výstupního proudu. Pokud by nebyla stejnosměrná složka proudu nulová, mohlo by dojít ke zmagnetování jádra diferenčního proudového transformátoru, jenž vyhodnocuje sekundární proudy obou MTP. Pro splnění podmínky nulové hodnoty stejnosměrné složky výstupního proudu je nejvhodnější použití transformátoru proudu (dále TP) na výstupu zesilovače, který zároveň zajistí galvanické oddělení výstupního proudu od výstupu zesilovače.
Výsledné navržené základní zapojení zdroje proudu je patrné z obr. 3.2. Operační zesilovač OZ je napájen ze symetrického zdroje napětí ±US a pomocí odporu R se nastaví vstupní odpor zesilovače. Tím se bude klidový proud zesilovače uzavírat přes zem a ne přes zdroj napětí. Výstupní proud zesilovače I2, nastavený velikostí budícího napětí U1 a velikostí zpětnovazebního odporu R1 podle (3.2), napájí primár transformátoru, který jej transformuje podle daného převodu na sekundární výsledný proud IS, jenž protéká zátěží RZ. Zátěž tvoří snímací odpor o velikosti 0,1 Ω a hodnota odporu mezi svorkami kX - lX (viz. obr. 2.6) včetně přívodů. Velikost převodní konstanty transformátoru proudu je dána vztahem pI =
N1 I S = , N2 I2
(3.3)
kde pI je převodní konstanta TP, N1 je počet závitů na primáru, N2 je počet závitů na sekundáru a I2 výstupní proud zesilovače (a zároveň primární proud transformátoru) a IS je žádaný výstupní proud, který se určí ze vztahu I S = pI I 2 .
(3.4)
Potom po dosazení za I2 ze vztahu (3.2) dostaneme výsledný vztah pro určení výstupního proudu IS I S = pI
U 1 N1 U 1 = . R1 N 2 R1
13
(3.5)
-US IS
I2
+ OZ -
U2
UZ
+US U1
RZ
R TP R1
Obr. 3.2 Základní schéma navrženého zdroje proudu
Výstupní proud takto navrženého převodníku závisí hlavně na vlastnostech a kvalitě proudového transformátoru.
3.1. Připojení zdroje proudu ΔIS Zapojením na obr. 3.2 lze tedy nahradit zdroj proudu IS v zapojení podle obr. 2.6. Pro simulaci chyb velikosti proudu a úhlu je však ještě potřeba zdroj proudu ΔIS s nastavitelnou amplitudou a fází. Podstatné je chování proudu ΔIS po připojení k zátěži, tzn. paralelně ke zdroji proudu IS. Pro lepší názornost je na obr. 3.3 rozkresleno náhradní schéma transformátoru z obr. 3.2, k jehož sekundárnímu obvodu je připojena zátěž RZ a k ní paralelně zdroj proudu ΔIS. Význam parametrů náhradního schématu je následující: R1 je odpor primárního vinutí, RFe je odpor reprezentující ztráty v železe, X1σ je rozptylová reaktance primárního vinutí a X1h je hlavní reaktance transformátoru. Vzhledem k velikosti výstupního odporu zesilovače, který se pro ideální případ blíží k nekončenu (v praxi je jeho výstupní odpor řádově kΩ až MΩ), lze R1 a X1σ zanedbat.
Přepočtené hodnoty rozptylové reaktance sekundárního vinutí X2σ′ a odporu sekundárního vinutí R2′ lze zanedbat za předpokladu, že impedance sekundárního vinutí budou mnohem menší než velikost vnitřní impedance transformátoru, kterou tvoří paralelní kombinace RFe a X1h. Potom lze zapojení z obr. 3.3 překreslit na zjednodušené zapojení, které je patrné z obr. 3.4. Pokud bude sekundárním obvodem transformátoru protékat proud IS, pak po připojení zdroje proudu ΔIS o nenulové velikosti mohou nastat dvě situace (na obr. 3.4 označeny A a B).
V ideálním případě, tzn. pokud by byla vnitřní impedance PT tvořená RFe a X1H nekonečná, se bude proud ΔIS uzavírat pouze přes zátěž a chyba metody bude nulová (případ A). Hodnota napětí na snímacím odporu RN se po připojení či odpojení zdroje proudu ΔIS nemění, úbytek na snímacím odporu je vyvolán pouze protékajícím proudem IS. To by platilo pouze za předpokladu, že vnitřní impedance transformátoru proudu tvořená paralelní kombinací RFe a X1h bude mnohonásobně větší než velikost zátěže Rz. Pokud však výše uvedený předpoklad nebude splněn, bude se proud ΔIS uzavírat přes vnitřní impedanci transformátoru a hodnota proudu ΔIS tekoucí zátěží Rz nebude odpovídat hodnotě měřené v obvodu proudu ΔIS. Potom se bude velikost napětí UN po připojení nebo odpojení zdroje proudu ΔIS měnit (případ B).
Z toho plyne, že chyba metody při určení ΔIS závisí na velikosti vnitřní impedance použitého transformátoru. Velikost impedance je závislá na magnetických vlastnostech materiálu použitého při konstrukci jádra transformátoru.
3.2. Zkušební TP V první fázi testování byl k dispozici TP s toroidním jádrem z materiálu trafoker s těmito parametry: •
převod p = 10 (1A/10A)
•
rozměry jádra: vnější průměr 77 mm, vnitřní průměr 56 mm, výška 40 mm
•
primár ∅ 0,71 mm (1 A)
•
sekundár ∅ 2 x 1,6 mm (10 A)
•
zdánlivý výkon 30 VA
•
500 Az (500 závitů na primáru, 50 závitů na sekundáru)
•
třída přesnosti TP = 0,5
V praxi se MTP kalibrují do 120 % hodnoty jmenovitého proudu. Z tohoto důvodu je zapotřebí, aby velikost proudu z navrhovaného zdroje byla regulovatelná do 120 % jmenovité hodnoty proudu MTP. V tomto případě, kdy je jmenovitá hodnota proudu IS = 5 A, musí být zajištěn maximální výstupní proud 6 A. Z parametrů TP vyplývá, že výstupní 16
proud bude regulovatelný až do velikosti IS = 10 A., což zaručuje dostatečnou rezervu rozsahu výstupního proudu. Nejdříve bylo nutné proměřit vnitřní impedanci TP kvůli zjištění, zda je tento transformátor pro navržený převodník vhodný. Měření se provedlo podle schématu na obr. 3.5, kdy se sekundár napájel zdrojem napětí U a měřila se velikost protékajícího proudu I ampérmetrem A při zapojeném primáru naprázdno. Velikost napětí se nastavovala pomocí voltmetru V. Vzhledem k předpokládané maximální velikosti zátěže 0,2 Ω a vzhledem k převodu TP musí být maximální velikost napětí na sekundáru 2 V. Měření bylo provedeno pro hodnoty napětí od 0 V do 2 V. Vnitřní impedance se poté spočte z velikosti napětí a proudu. Tímto měřením se také ověří předpoklad, že vnitřní impedance roste se zvyšujícím se napětím. Výsledky jsou uvedeny v tabulce 3.1.
Tabulka 3.1 Závislost vnitřní impedance TP na velikosti napětí
17
U
Podle výsledků je zřejmé, že hodnota vnitřní impedance TP se pohybuje v rozsahu 30 Ω až 60 Ω. Dalšími důležitými hodnotami jsou velikost zdánlivé permeability materiálu μzd a maximální magnetické indukce B1m sekundárního vinutí vztažené k maximálním hodnotám proudu a napětí. Magnetická indukce pro sinusový průběh se určí ze vztahu B1m =
d − d2 U2 vt ; S Fe = 1 2 4,44 N 2 fS Fe
(3.6)
kde U2 je efektivní napětí na sekundárním vinutí, N2 počet závitů sekundárního vinutí, f frekvence napětí (50 Hz) a SFe je průřez vzorku, jenž se určí z rozdílu vnějšího (d1) a vnitřního (d2) průměru jádra a z výšky jádra vt.
Tabulka 3.2 Závislost magnetické indukce a zdánlivé permeability na sekundárním napětí U2 a sekundárním proudu I
Zdánlivou permeabilitu pak vypočteme ze vztahu
μ zd =
B1m μ 0 H 1m
(3.7)
kde μ0 je permeabilita vakua (μ0 = 4π.10-7 Hm-1), B1m je výše vypočtená magnetická indukce a H1m je maximální intenzita magnetického pole sekundáru, která se určí podle vzorce H 1m = 2
d + d2 N2I ; l S = πd S = π 1 2 lS
(3.8)
kde I značí proud sekundárem a dS střední průměr vzorku (d1 a d2 mají stejný význam jako ve vztahu pro výpočet SFe). Po dosazení velikostí U2 a I z tabulky 3.1 do (3.6), (3.7) a (3.8) 18
získáme hodnoty uvedené v tabulce 3.2. Z tabulky plyne, že permeabilita klesá s klesajícím napětím. Lze předpokládat, že počáteční permeabilita materiálu bude vyšší než 15000. Velikost permeability je však pouze orientační, neboť při výpočtu je uvažován sinusový průběh jak magnetické indukce tak i intenzity magnetického pole. Ve skutečnosti má sinusový průběh buď magnetická indukce nebo intenzita magnetického pole.
Nakonec bylo potřeba určit velikosti primárního napětí při maximálním sekundárním proudu. Při určení této hodnoty výpočtem ze známého převodu a maximální velikosti napětí na zátěži se zanedbávají odpory vinutí TP, proto je třeba tuto hodnotu změřit. Na primární vinutí se připojí zdroj napětí, sekundár se zatíží odporem 0,2 Ω a poté se napětím nastaví na zátěži hodnota 2 V, která odpovídá maximálnímu sekundárnímu proudu 10 A. Při takto nastaveném sekundárním napětí byla změřena efektivní hodnota primárního napětí U1 = 28,2 V. Maximální hodnota je pak U1m = 40 V. Podle této hodnoty je třeba vybrat vhodný operační zesilovač, jehož napájecí napětí musí být větší než zjištěná hodnota napětí na primáru.
3.3. Volba operačního zesilovače Zesilovače, jejichž napájecí napětí je větší než ±40 V, nejsou u českých dodavatelů příliš rozšířené. Navíc je nutné, aby výstupní proud zesilovače byl s jistou rezervou alespoň 1,2 A. Při testování na menších napájecích napětí byl zkoušen 32W zesilovač TDA 2050, jehož napájecí napětí se pohybuje v rozsahu ±4,5 V až ±25 V a jeho maximální výstupní proud je 2,5 A. Pro tento zesilovač by bylo nutné použít MTP s menším převodem. Avšak po přivedení nulového budícího napětí docházelo k oscilacím na velmi vysokých frekvencích (řádově MHz), které nebylo možné odstranit ani různými blokovacími kondenzátory.
Z dostupných zesilovačů jsem zvolil 56W zesilovač typu LM3875 [4], jehož parametry a kvalita se v průběhu měření osvědčily daleko lépe než u předchozího typu. Jeho napájecí napětí lze použít v rozsahu ±20 V až ±84 V a jeho maximální výstupní proud je 3 A. Při nulovém budícím napětí nebyly pozorovány na osciloskopu žádné oscilace a vstupní napěťová nesymetrie je maximálně 10 mV. Vzhledem k neobvyklé velikosti 19
napájení je třeba použít speciální napájecí zdroj a z důvodu jeho velkého výkonu se musí zesilovač umístit na chladič.
Obr. 3.6 Operační zesilovač LM3875
3.3.1.
Návrh chladiče pro operační zesilovač
U dodávaných výkonových zesilovačů se vzhledem k jejich parametrům (velikost napájecího napětí nebo výstupního proudu) předpokládá chlazení. Chladičů je velké množství, ale pro tento typ zesilovače je dostačující pasivní chladič z hliníku u něhož je teplo odváděné ze zesilovače dále předáváno do okolního vzduchu. Přebytečné teplo vzniká na čipu součástky a značí se υj. Aby se vyzářilo, musí projít přes tepelné odpory čip-pouzdro (teplota pouzdra υc), pouzdro-chladič a samozřejmě chladič-okolí (teplota okolí υa). Tyto odpory musí být co nejmenší, jinak se neodvede dostatek tepla a součástka se přehřeje. Tepelný odpor čip-pouzdro nelze změnit, ale odpor pouzdro-chladič můžeme snížit, pokud bude styčná plocha co největší a také použitím silikonové pasty pro chladiče. Odpor přechodu chladič-okolí se dá snížit použitím chladiče z černěného hliníkového plechu. Z ohledu na co nejlepší odvod tepla je výhodnější použít svisle orientovaný profil, tzn. jedna strana plochá a druhá strana s žebrováním. Další parametry potřebné k výpočtu chladiče jsou [2]: •
výkon P, jenž chceme odvádět (v našem případě počítejme P = 60W)
•
vnitřní tepelný odpor Rti (odpor mezi vnitřním systémem součástky a pouzdrem)
•
vnější tepelný odpor Rtp (odpor mezi pouzdrem a chladičem)
Hodnoty υj = 150 °C a Rti = 1 °CW-1 se určí z [5], teplota okolí se běžně volí υa = 45 °C a velikosti υc a Rtp se určí ze vztahů
20
ϑc = ϑ j − ( Rti P)
(3.12)
ϑc − ϑa . P
(3.13)
R tp =
Po dosazení do (3.12) a (3.13) získáme υc = 90 °C a Rtp = 0,75 °CW-1. Plocha chladiče se pak vypočítá podle S=
760C1C 2 , Rtp − 1,73C1
(3.14)
kde C1 je materiálová konstanta, jejíž velikost pro hliník je rovna 1 a C2 značí vyzařovací konstantu, jejíž velikost pro hliník tloušťky 2-3mm a svislou orientaci je rovna hodnotě 0,43. Po dosazení do vztahu (3.14) vyjde plocha chladiče S = 333,5 cm2. Pro chlazení zesilovače LM 3875 je tedy vhodný hliníkový chladič o celkové ploše alespoň S = 335 cm2 při výše uvedených parametrech.
21
4. Testovací přípravek Pro ověření správné funkce navrhnutého převodníku byl sestaven testovací přípravek ze zesilovače LM3875, z TP a zpětnovazebního odporu R1 velikosti 1 Ω dimenzovaného na výkon 10 W. Zesilovač byl umístěn na chladič o celkové ploše 350 cm2. Kompletní schéma přípravku popisuje obr. 4.1.
-US
UN C1 I2
+ OZ -
R3 V1
U0
U1
+US
IS
UZ
V2
RN
C2
RZ
TP R2
R1
Obr. 4.1 Schéma zapojení přípravku
Zesilovač byl buzen z napěťového děliče R3 = 6800 Ω a R2 = 1200 Ω, který byl napájen ze sítě napětím o velikosti U0 = 7 V. Dělič byl navržen tak, aby jeho výstupní napětí, které lze nastavovat potenciometrem R2, bylo v rozsahu 0 V až 1 V. Zesilovač byl napájen ze dvou zdrojů o velikosti 40 V spojených sériově s vyvedenou operační zemí, které byly v laboratoři k dispozici. Pro všechna níže uvedená měření byla nastavena velikost napájecího napětí US = ±40 V. Blokovací kondenzátory C1 a C2 o kapacitě 100 nF slouží k filtrování vyšších harmonických složek napájecího zdroje. TP byl zatížen nejvyšší možnou velikostí zátěže 0,2 Ω, kterou tvořili dva do série zapojené odpory o velikosti 0,1 Ω dimenzované na 20 W. Na tomto přípravku se testovala funkce zdroje proudu řízeného napětím.
22
4.1. Ověření funkce převodníku a) Závislost výstupního proudu na vstupním napětí (převodní charakteristika)
Základní charakteristika, podle níž lze posoudit kvalitu převodu je převodní charakteristika. Zapojení pro měření je stejné jako na obr. 4.1. Potenciometrem R2 se nastavovalo vstupní napětí převodníku U1, které bylo měřeno voltmetrem V1. Toto napětí se po transformaci odečítalo na snímacím odporovém etalonu RN = 0,01 Ω (UN) pomocí voltmetru V2. Ze známých hodnot odporů a změřených napětí se spočítal vstupní (I2) a výstupní proud (IS). Výsledky převodu jsou patrné z tabulky 4.1, kde Δp je absolutní a δp relativní chyba převodu. Tyto chyby jsou dány vztahy Δp = XM − XS
δp =
Δp XS
(4.1)
100 ,
(4.2)
kde XM je naměřená hodnota (IS) a XS je skutečná hodnota (Ireal), která se spočítá ze vztahu I real = p I I 2 .
(4.3)
U1 [mV] Ireal [A] UN [mV] IS [A] Δp [mA] 104,5 203,9 300,5 400,42 516,52 601,2 700,3 805,8
Tabulka 4.1 Závislost výstupního proudu IS na vstupním napětí U1 (převodní charakteristika)
23
IS [A]
Převodní charakteristika 9 8 7 6 5 4 3 2 1 0 0
200
400
600
800
1000
U1 [mV] Obr. 4.2 Průběh převodní charakteristiky
Podle výsledků vyšla největší chyba převodu 2,7 %, avšak měření je ovlivněno kolísáním vstupního budícího napětí ze sítě. Při použití stabilnějšího zdroje napětí by se chyba snížila na velikost menší než 1 %.
b) Závislost velikosti výstupního proudu na změně zátěže
Z průběhu této charakteristiky bude patrné, jak se změní výstupní proud IS v závislosti na velikosti zátěže při konstantním vstupním napětí převodníku U1 = 0,234 V. Ideální případ by nastal, kdyby velikost proudu zůstávala stále stejná při měnící se zátěži. Měření bylo provedeno opět podle zapojení na obr. 4.1. Budící napětí U0 bylo tentokráte generováno z generátoru LG FG-7002C. Při změně zátěže RZ se změřilo napětí UN na snímacím etalonu 0,01 Ω a spočítal se výstupní proud IS. Výsledky měření jsou zachyceny v tabulce 4.2.
Rz [Ω]
0,037
0,118
0,135
0,198
0,243
0,358
UN [mV]
23,52
23,46
23,45
23,42
23,45
23,44
Is [A]
2,352
2,346
2,345
2,342
2,345
2,344
Tabulka 4.2 Zatěžovací charakteristika zdroje
24
Je patrné, že s rostoucí zátěží má proud nepatrnou klesající tendenci. Vzhledem k faktu, že skutečná velikost zátěže se bude pohybovat v rozsahu od 0,1 Ω do 0,2 Ω, lze konstatovat, že zdroj s rezervou vyhovuje daným podmínkám, neboť v tomto rozsahu je maximální pokles proudu 4 mA. c) Simulace připojení přídavného proudu ΔIS Jako poslední se provedlo ověření vlivu konečné hodnoty vnitřní impedance transformátoru na chybu proudu ΔIS při připojení proudového zdroje ΔIS paralelně k zátěži jak ukazuje obr. 4.3 (rozkreslena je jen sekundární strana TP se zdrojem ΔIS). Budícím napětím ze sítě U0 se nastavila velikost IS = 3 A, jež byla udržována po celou dobu měření konstantní. Přídavný proud ΔIS byl vytvořen ze sériově připojeného proměnného odporu RP a stejného zdroje napětí jako budící napětí U0, aby byla zaručena stejná fáze. Na ampérmetru A2 se pomocí odporu RP nastavovala velikost proudu ΔIS a na etalonu RN = 0,01 Ω byla měřena změna napětí způsobená vlivem tohoto proudu. Velikost odporu RP byla volena tak, aby byla splněna podmínka RP >> RZ. Předpokládejme maximální velikost chybového proudu 0,5 A a velikost zátěže RZ = 0,2 Ω. UN
IS
V2
ΔIS
RP A2
UZ
RN RZ
UP =U0
TP Obr. 4.3 Měření vlivu přídavného proudu ΔIS na velikost proudu IS
Výsledky měření z tabulky 4.3, kde ΔIS je nastavená velikost přídavného proudu, UN1 napětí před připojením ΔIS a UN2 napětí po připojení ΔIS, dokazují, že přídavný proud ovlivňuje proud protékající zátěží RZ. Největší chyba v určení proudu ΔIS činí 13 mA (0,43 %), ale je třeba vzít v úvahu vliv kolísání síťového napětí, které nám tuto chybu značně zkresluje. 25
ΔΙS [mA] UN1 [mV] UN2 [mV] 230 300 400 500
30,39 30,12 30,36 30,37
30,36 30,04 30,23 30,26
Tabulka 4.3 Vliv přídavného proudu ΔIS na velikost proudu IS
Proto bylo pro vyloučení vlivu kolísání vstupního napětí nahrazeno vstupní napětí ze sítě
stabilním
zdrojem.
Opětovné
měření
bylo
provedeno
pro
velikosti
odporů RN = 0,1 Ω a RZ = 0,1 a pro velikost proudu IS v rozsahu 0 až 5 A. Při nastaveném výstupním proudu IS = 0 a při rozsahu proudu ΔIS od 0 do 0,5 A byla velikost zjištěné chyby δ(ΔIS) ≤ 0,1 %. Avšak při velikosti proudu IS > 1 A dosahovala tato chyba až 1 %. Vzhledem ke známé velikosti odporu mezi svorkami kX - lX (0,02 Ω) lze však podle (2.12) předpokládat, že chyba δ(ΔIS) nepřesáhne 0,2 %. Velikost této chyby závisí na velikosti vnitřní impedance MTP. Čím bude impedance větší, tím menší bude vliv proudu ΔIS. Výše uvedeným měřením byla ověřena správná funkce navrženého převodníku a tím i celá koncepce proudového zdroje. Z převodní charakteristiky vyplývá, že bylo dosaženo relativně malé chyby převodu způsobené převážně kolísáním síťového napětí a tedy nepřesným odečtením hodnot. Díky zatěžovací charakteristice víme, že vnitřní impedance zdroje proudu je mnohonásobně větší než velikost zátěže, tzn. že velikost výstupního proudu je prakticky nezávislá na velikosti zátěže. V těchto ohledech se použitý TP jeví jako vhodný. Avšak z měření vlivu připojeného pomocného proudu ΔIS plyne, že by bylo třeba použít TP s několikanásobně vyšší vnitřní impedancí, která by zaručila i menší chybu proudu ΔIS. Z tohoto důvodu bylo zapotřebí navrhnout vhodnější TP, jenž by plně vyhovoval daným podmínkám. Zvětšit vnitřní impedanci TP lze dvěma způsoby. Buď se použije pro konstrukci jádra materiál s větší permeabilitou např. permaloy, jehož počáteční permeabilita je asi 4x větší než u trafokeru, nebo se zvýší počet ampérzávitů, jenž ale bude mít za následek zvýšení odporu vinutí. Návrh vhodnějšího TP je detailně popsán v další kapitole.
26
5. Návrh vhodného transformátoru proudu Základní parametry nutné pro návrh TP jsou tyto: •
maximální velikost primárního proudu 0,6 A
•
maximální velikost sekundárního proudu 6 A
•
maximální velikost sekundárního napětí 1,2 V (při zátěži 0,2 Ω)
Převod transformátoru jsem zvolil stejný jako u zkušebního TP tedy pI = 10, ale toroidní jádro bude z materiálu permaloy. Počet závitů jednotlivých vinutí jsem zvolil takto: •
N1 = 1500
•
N2 = 150
Prvním krokem návrhu je určení průměru vodičů jednotlivých vinutí. Průměr vodiče Di se určí následovně 4S i , π
Di =
(5.1)
kde průřez drátu Si se vypočítá ze vztahu Si =
Ii , J
(5.2)
Průřez je počítán při proudové hustotě J = 2,5 Amm-2. Následně jsem podle tabulky pro proudové zatížení vodičů ze [3] a spočítaného potřebného Di vybral vodič s vhodným jmenovitým průměrem Dij. Pro další výpočty je použita hodnota maximálního průměru vodiče Dimax, tzn. jmenovitý průměr s izolací, jehož velikost zjistíme v tabulce 5a v [3]. Dalším krokem je volba vnitřního průměru toroidního jádra d1 tak, aby po navinutí primáru i sekundáru zůstala uprostřed vzduchová mezera o průměru alespoň 30 mm pro strojovou navíječku. Proto byl nejprve určen počet vrstev primáru n1 a sekundáru n2 (počet vrstev se zaokrouhlí na celé číslo). Vzhledem k tomu, ze sekundární vinutí se bude vinout jako první, je nutné nejprve spočítat n2 ze vztahu n2 =
N 2 D2 max š
(5.3)
kde š je šířka okénka, která se u toroidního jádra rovná vnitřnímu obvodu, tedy š = πd 1 .
(5.4)
27
Obdobně se pak určí n1 s tím rozdílem, že šířka okénka je přirozeně menší o dvojnásobek průměru sekundárního vinutí D2max. n1 =
N 1 D1 max š − 2D2 max
(5.5)
Z počtu vrstev ni a z počtu prokladů pi mezi jednotlivými vrstvami obou vinutí, jejichž počet je dán vztahem pi = (ni − 1) ,
(5.6)
se určí výška jednotlivých vinutí vi vi = ni Di max + pi d pi ,
(5.7)
kde dpi je zvolená tlouštka prokladu v milimetrech. Průměr zbylé vzduchové mezery po navinutí primáru a sekundáru je dán vztahem d 0 = d 1 − 2v c ,
(5.8)
kde vc je celková výška vinutí, jež je dána jako součet v1 a v2. Je-li zvolený vnitřní průměr jádra d1, určíme si i vnější průměr d2 a výšku jádra v tak, aby průřez jádra Sj vypočtený ze vztahu Sj = kp
d 2 − d1 v, 2
(5.10)
kde kp je činitel plnění jádra, a dosazený do vztahu Bm =
U2 4,44S j fN 2
(5.11)
nám zajistil maximální velikost indukce Bm. Dalším důležitým parametrem je odpor primárního a sekundárního vinutí. Odpor vinutí Ri se vypočte ze vztahu Ri = Rsi li ,
(5.12)
kde Rsi je střední odpor vodiče o daném jmenovitém průměru Di na jednotku délky a jeho hodnotu zjistíme z tabulky 5a v [3]. Délka vinutí li je dána vztahem li = l zi N i ,
(5.13)
kde lzi je odhadnutá střední délka závitu. Posledním krokem návrhu je určení velikosti vnitřní impedance jádra. Jak vyplývá z kapitoly 3.1, vnitřní impedanci jádra tvoří paralelní kombinace RFe a X1h, kde X 1h = jϖL1h . Podle [11] se velikost RFe a L1h určí ze vztahů 28
(5.14)
ωN 1 μ 0 S j μ zd2 2
R Fe =
(5.15)
ls μ "
N 1 μ 0 S j μ zd2 2
Lh1 =
ls μ '
(5.16)
,
kde velikost střední délky siločáry ls vypočteme dle vztahu ls =
d 2 − d1 π. 2
(5.17)
Zdánlivá permeabilita μzd je dána jako absolutní hodnota z komplexní permeability vztahem
μ zd =
(μ ) + (μ ) ' 2
'' 2
,
(5.18)
kde μ’ je reálná a μ’’ imaginární část. Pro ztrátový úhel δ platí
δ = arctg
μ '' . μ'
(5.19)
Zvolené hodnoty (pro nejnepříznivější případ) μzd a δ, jejichž velikost se volí s ohledem na použitý materiál, se dosadí do (5.18) a (5.19) a následně vypočteme soustavu rovnic, čímž získáme velikost parametrů μ’ a μ’’. Hodnotu μzd lze pro indukci odhadnout podle grafu 10.4 z [12], velikost δ jsem zvolil 40°. Tím jsou určeny všechny potřebné parametry pro orientační výpočet impedance jádra Z. Podle (5.14) je X1h komplexní číslo, takže Z je dána vztahem Z = Re{Z } + Im{Z } . 2
2
(5.20)
Pokud označíme RFe za Z1 a X1h za Z2, pak pro paralelní kombinaci platí Z=
Z1 Z 2 . Z1 + Z 2
(5.21)
Po dosazení do (5.21) tak získáme reálnou a imaginární část impedance jádra RFe jϖL1h RFe jϖL1h (RFe − jϖL1h ) R jϖL1h + RFeϖ 2 L1h Z= = = Fe 2 2 RFe + jϖL1h (RFe + jϖL1h )(RFe − jϖL1h ) RFe + ϖ 2 L1h 2
Re{Z } =
Im{Z } =
RFeϖ 2 L1h
2
(5.22)
2
RFe + ϖ 2 L1h 2
RFe jϖL1h 2 2 RFe + ϖ 2 L1h
2
(5.23)
2
29
(5.24)
Dosazením do (5.23) a (5.24) do (5.20) získáme konečný vztah pro výpočet velikosti vnitřní impedance jádra Z =
ωRFe L1h
(ω
2
L1h + RFe 2
RFe + ω 2 L1h 2
2
2
).
(5.25)
V kapitole 3.2 je popsáno měření velikosti primárního napětí při maximáním sekundárním proudu, jež je důležitým parametrem při návrhu napájecího zdroje (viz. kap. 5.1). Efektivní hodnotu tohoto napětí na primáru lze určit ze vztahu (5.26). Při návrhu napájecího zdroje se však počítá s maximálním napětím, takže poslední úpravou je převod efektivního napětí na maximální podle (5.27). U 1ef = p I ⋅ [U 2 + ( R2 I 2 )] + R1 I 1 U 1m = U 1ef 2 .
(5.26) (5.27)
Ve fázi návrhu lze také odhadnout změnu velikosti magnetické indukce Bm při připojení přídavného zdroje proudu ΔIS, jenž může měnit fázi přídavného proudu o maximální velikosti 0,5 A v rozsahu 0÷360°. Je jasné, že největší změny nastanou, když bude ΔIS ve fázi nebo v protifázi s proudem I2. Změna proudu I2 vyvolá změnu úbytku napětí U2 a tím i změnu indukce Bm1, jejíž velikost je dána vztahem B m1 =
( I 2 ± ΔI S ) R2 . 4,44 S j fN 2
(5.28)
Číselné hodnoty nejdůležitějších parametrů návrhu TP pro vstupní údaje zmíněné na začátku této kapitoly ukazuje tabulka 5.1. Předpokládá se, že veškeré parametry TP platí pro nezatížený stav transformátoru. Při realizaci tohoto TP bychom narazili na problém s dostupností jádra s navrženými rozměry. Musí se použít dostupné permaloyové toroidní jádro, které bude mít stejný (nebo podobný) průřez Sj. Také se musí vzít v úvahu fakt, že při zapnutí resp. vypnutí napájecího napětí zesilovače bude docházet na jeho výstupu, tzn. na primární straně TP, k zákmitům, které mohou dosáhnout až dvojnásobku napětí U1m. Pokud by velikost zákmitů přesáhla 84 V, došlo by ke zničení zesilovače. Nejlepším řešením je snížit velikost napětí U1m snížením odporu vinutí R1. Proto jsem změnil počet závitů na hodnoty N1 = 1000 a N2 = 200 závitů, tím se převodní konstanta TP změní na pI = 5 a velikost primárního proudu se zvýší na I1 = 1,2 A, což lze pomocí uvedeného operačního zesilovače realizovat. Odpovídající jádro bylo k dispozici u firmy MT Brno, která transformátor i navinula. Jádro má rozměry d1 = 74 mm, d2 = 120 mm a v = 40 mm a průřez (pro kp = 0,85) Sj = 7,6 cm2. Pro tyto rozměry jádra a nové N1, N2 a I1 bylo nutné 30
přepočítat ostatní parametry, které jsou uvedeny v tabulce 5.2. Průměr drátu pro sekundární vinutí je počítán pro proudovou hustotu J = 3,15 Amm-2.
hodnota jednotka parametr hodnota jednotka 0,55 mm v2 (dp2 = 0,2 mm) = 3,05 mm 1,75 mm vc = 8,02 mm 0,63 mm d0 = 44,35 mm 1,80 mm R1 = 16,46 Ω 0,69 mm R2 = 0,186 Ω 1,90 mm Sj (kp = 0,85) = 7,44 cm² 60 mm Bm = 0,036 T 110 mm ls = 0,27 m 35 mm µ' (µzd = 50000, δ = 40) = 38302,22 188,50 mm µ'' (µzd = 50000, δ = 40) = 32139,38 0,195 m RFe = 1923,46 Ω 0,180 m Lh1 = 5,14 H 6,00 |Z| = 1236,38 Ω 2,00 U1m = 46,8 V 4,40 m Bm1 (ΔIs = ± 0,5 A) = 0,033 ÷ 0,039 T Tabulka 5.1 Vypočítané parametry TP pro navržené jádro
Parametr hodnota jednotka parametr hodnota jednotka D1 = 0,5 mm v2 (dp2 = 0,2 mm) = 2,55 mm D2 = 1,56 mm vc = 11,46 mm D1j = 1,25 mm d0 = 51,08 mm D2j = 1,60 mm R1 = 3,288 Ω D1max = 1,345 mm R2 = 0,33 Ω D2max = 1,695 mm Sj (kp = 0,85) = 7,82 cm² d1 = 74 mm Bm = 0,035 T d2 = 120 mm ls = 0,305 m v= 40 mm µ' (µzd = 50000, δ = 40) = 38302,22 š= 232,48 mm µ'' (µzd = 50000, δ = 40) = 32139,38 lz1 = 0,23 m RFe = 3150,56 Ω lz2 = 0,19 m Lh1 = 8,41 H n1 = 6,00 |Z| = 2025,14 Ω n2 = 2,00 U1m = 29,14 V v1 (dp1 = 0,1 mm) = 8,43 m Bm1 (ΔIs = ± 0,5 A) = 0,032 ÷ 0,037 T Tabulka 5.2 Vypočítané parametry TP pro jádro firmy MT Brno 31
Z tabulky 5.2 plynou následující skutečnosti: velikost vnitřní impedance jádra je až 4x větší než u dříve použitého TP, velikost magnetické indukce je nižší než 0,05 T a měla by se tedy pohybovat na počátku magnetizační křivky, změna indukce při připojení přídavného zdroje ΔIS je maximálně 3 mT, což je prakticky zanedbatelné, a velikost primárního napětí se pohybuje kolem 30 V, tzn. že při možných zákmitech na primáru TP by nemělo dojít ke zničení operačního zesilovače.
Navinutý transformátor je dimenzován na maximální výstupní proud 6 A, nicméně v případě potřeby lze sekundár krátkodobě zatížit až na 10 A (primární vinutí je dimenzováno na 3 A). Vzhledem k tomu, že Tettex 2767, pro nějž je proudový zdroj navrhován, má dva vstupní proudové rozsahy (1 a 5 A), bude také zdroj opatřen dvěma rozsahy pro výstupní proud 1 A a 5 A (s rezervou dimenzován pro 6 A). Toho se docílí přepínáním velikosti zpětnovazebního odporu v zapojení převodníku (viz. obr. 5.1). Hodnoty těchto odporů jsou určeny tak, aby byl vždy využit maximální rozsah vstupního napětí U1 = 1 V. Pro rozsah IS = 1 A na výstupu TP je při U1 = 1 V potřeba zpětnovazební odpor o maximální velikosti Rzv1 = 5 Ω. Pro druhý rozsah IS = 6 A je nutné k odporu Rzv1 paralelně připojit odpor Rzv2 = 1 Ω.
-US
C1 I2
+ OZ -
R2 U0
U1 R1
+US
IS
UN
TP UZ C2 2
RZV1
RN RZ
RZV2
1
Obr. 5.1 Změna rozsahu přepínáním zpětnovazebního odporu
Přepínání proudových rozsahů se zajistí dvoupolohovým přepínačem. V jedné poloze (rozsah 1 A) je trvale připojen odpor Rzv1 o velikosti 4,7 Ω, ve druhé poloze (rozsah 5 A) 32
se propojí svorky 1 a 2 (viz. obr 5.1), které zajistí paralelní připojení odporu RZV2 = 1 Ω k RZV1 a tím změnu výstupního proudu na 6 A. Víme, že oba vstupní rozsahy systému Tettex 2767 mají téměř stejné velikosti odporů (rozsah 1 A – 78,8 mΩ, rozsah 5 A – 83,15 mΩ). Pro rozsah zdroje 5 A bude velikost zátěže Rz = 0,183 Ω (včetně snímacího odporu RN = 0,1 Ω). Pokud bychom na tomto snímacím odporu chtěli měřit i pro rozsah zdroje 1 A, bude maximální úbytek napětí UN činit 0,1 V a to je z hlediska přesnosti měření nevýhodné. Proto se pro tento rozsah změní velikost snímacího odporu tak, abychom získali větší úbytek napětí UN a úbytek napětí na celkové velikosti zátěže Uz byl pokud možno stejný jako pro rozsah 5 A. Velikost odporu RN = 1 Ω vyhovuje pro obě podmínky. Navinutý TP bylo třeba stejně jako zkušební TP proměřit z hlediska velikosti vnitřní impedance. Měřilo se opět podle schématu na obr. 3.5 s tím rozdílem, že měření bylo provedeno pro rozsah napětí U2 = 0 ÷ 1,4 V, což při velikosti zátěže Rz = 0,2 Ω odpovídá rozsahu sekundárního proudu IS = 0 ÷ 7 A. Výsledky uvádí tabulka 5.3. Hodnoty proudu I nebyly v rozsahu napětí U2 = 0 až 1,2 V spolehlivě měřitelné. Z hodnot v tabulce 5.3 vyplývá, že impedance Zi je až 5x větší než u dříve použitého TP. Dále se určila velikost zdánlivé permeability μzd materiálu jádra. Po dosazení hodnot U2 a I z tabulky 5.3 do (5.11), (3.7) a (3.8) získáme hodnoty uvedené v tabulce 5.4.
U2 [V]
I [mA]
Zi [Ω]
1,2 1,46
0,36 0,4
3333,33 3650,00
Tabulka 5.3 Velikost vnitřní impedance navinutého TP pro maximální sekundární napětí
U2 [V]
I [mA]
Bm [T]
Hm [Am-1]
1,2 1,46
0,36 0,4
0,035 0,042
0,33 0,37
μzd [-] 82424,10 90254,39
Tabulka 5.4 Velikost zdánlivé permeability pro maximální sekundární napětí
Pro úplnost zde uvádím i srovnání vypočtených hodnot vnitřní impedance jádra Z (tabulka 5.5). Hodnotu Ziv získáme dosazením μzd z tabulky 5.4 do vztahu (5.18) a následným
33
výpočtem (pro δ = 40°) vztahu (5.25). Hodnota Zi je stejně jako v kapitole 3.2 vypočtena z hodnot napětí U2 a proudu I podle tabulky 5.3.
Zi [Ω]
Ziv [Ω]
3333,33 3337,43 3650 3655,54 Tabulka 5.5 Porovnání vnitřní impedance vypočtené podle návrhu a z naměřených hodnot
I [A]
U1ef [V]
Uv1ef [V]
U1max [V]
Uv1max [V]
1,2 5,1 6 7
3,95 16,5 19,8 22,9
4,12 17,17 20,61 24,04
5,59 23,33 28 32,39
5,83 24,28 29,14 34
Tabulka 5.6 Závislost velikosti primárního napětí na sekundárním proudu
Také byla proměřena velikost primárního napětí v závislosti na sekundárním proudu. Postup byl stejný jako v kapitole 3.2. U1ef a U1max v tabulce 5.6 jsou hodnoty změřené, Uv1ef a Uv1max jsou hodnoty vypočteny podle vzorce (5.26) a (5.27). Hodnoty U1max pro I = 6 A tvoří základní informaci pro návrh napájecího zdroje pro operační zesilovač, jímž se zabývá další kapitola.
5.1. Návrh napájecího zdroje pro operační zesilovač Schéma napájecího zdroje popisuje obr. 5.2. Napájecí zdroj pro zesilovač LM3875 se bude podle [8] skládat z napájecího transformátoru TR s vyvedeným středem, neboť je u tohoto operačního zesilovače potřeba zajistit symetrické napájení, dále z diodového můstku UM a z filtračních (vyhlazovacích) kondenzátorů CV1, CV2. Transformátor je napájen ze sítě o frekvenci 50 Hz a o velikosti napětí U1 = 230 V. Velikost napětí potřebné pro napájení je dána součtem velikosti napětí na primáru (viz. tabulka 5.3) a maximálním ztrátovým napětím na operačním zesilovači, jehož hodnota je podle [4] 5 V. Musí se také počítat s úbytky napětí při zatížení zdroje, takže pro napájení bude třeba napětí USmax = 34
±40 V. Velikost efektivního napětí na sekundárním vinutí transformátoru U2S se určí podle vztahu U 2S =
U S max − U F 2
,
(5.29)
kde UF značí úbytek napětí jedné větve můstku. Typ můstku je odvislý od zvolené velikosti sekundárního proudu, který je v tomto případě 1,2 A. Aby se můstek zbytečně nepřehříval, je vhodnější zvolit typ s proudem 2 A a vyšším, např. B250C6000DR [7]. Podle [7] je pak UF = 1,1 V. Po dosazení do (5.29) vyjde velikost U2S = 25 V. K dispozici byl síťový transfomátor 230 V/2x32 V s proudovým odběrem sekundání odbočky I2 = 1,2 A. Velikost převodní konstanty tohoto transformátoru pU určíme ze vztahu pU =
U1 I = 2 . U 2S I1
(5.30)
Po dosazení vyjde hodnota pU = 7,18. Velikost primárního proudu pak podle (5.30) bude I1 = 167 mA. F
TR
+U +
U2S
CV1
230 V
~ 50 Hz
0V +
CV2 U2S -U UM Obr. 5.2 Návrh napájecího zdroje pro operační zesilovač LM 3875
Vyhlazovací kondenzátory CV1 a CV2 se určí ze vztahu CVi =
I 2 S 0,5T Ur
(5.31)
kde 0,5T značí vybíjení kondenzátoru, přičemž T = 0,02 s, I2S je nejvyšší hodnota proudu, jenž chceme získat z výstupu zesilovače (v našem případě I2S = 1,2 A) a Ur dostaneme jako součin nejvyšší výstupní hodnoty napětí (40 V) a zvolené velikosti zvlnění 2 %. Po dosazení vyjde kapacita CV = 9,4 mF, takže stačí použít do každé větve dva paralelně spojené kondenzátory o kapacitě 4,7 mF. Vzhledem k tomu, že se jedná o elektrolytické 35
kondenzátory, budou dimenzovány na napětí minimálně 63 V. Protože efektivní hodnota změřeného napětí naprázdno na sekundární odbočce je 36 V (maximální hodnota je 51 V), je třeba zdroj doplnit o napěťový stabilizátor, který bude stabilizovat napětí na požadovaných 40 V. Vhodné zapojení stabilizátoru podle [6] je na obr. 5.3. Skládá se z integrovaného stabilizátoru (LM 317 pro kladné napětí, LM 337 pro záporné napětí) a Zenerovy diody ZD. Výstupní napětí je pak dáno součtem Zenerova napětí a napětí na výstupu stabilizátoru, jehož velikost se nastaví odpory R1, R2 pro určitý pracovní proud ZD. Pro ZD s napětím 33 V a pracovním proudem 10 mA je součet velikostí odporů R1+R2 = 700 Ω. Tím získáme na výstupu stabilizované napětí 40 V. Blokovací kondenzátory C1 a C2 jsou tantalové s kapacitou 1μF, tantalové kondezátory C3 = C4 = 1μF zlepšují stabilitu výstupního napětí.
LM 317
+U
C1
+US
R2
+
R1
C3
+
ZD 0V
0V ZD C2
+
C4 R1
-U
+
R2
LM 337
-US
Obr. 5.3 Stabilizátor napětí ±40 V
V obvodu primárního vinutí síťového transformátoru je zařazena pojistka (F) jako ochrana před proudem vyšším než 170 mA (pojistka pro hodnotu proudu 200 mA je dostačující).
36
5.2. Návrh přepěťové ochrany TP
Je velmi důležité zajistit, aby za provozu nikdy nemohlo dojít k rozpojení sekundárního obvodu transformátoru proudu. V tomto případě by totiž byly na sekundární straně transformátoru produkovány napěťové špičky, které mohou vést ke průrazu vinutí transformátoru, popř. i ke zničení zesilovač. Při nevhodném vypnutí proudu může také dojít ke zmagnetování jádra transformátoru odpovídajícího remanentní indukci.
Nejjednodušší formou přepěťové ochrany jsou diodové omezovače napětí, které se připojí paralelně k zátěži v sekundárním obovodu TP. Pracují na principu polovodičové diody, která vede pouze v jednom směru. To znamená, že při překročení prahového napětí začne diodou protékat proud a tím vytvoří zkrat, který sníží hodnotu proudu v zátěži a zároveň omezí napětí na zátěži na maximální hodnotu prahového napětí diody. Toho lze dosáhnout antiparalelním zapojením diod jak je vidět na obr. 5.4. U použitého TP by měla ochrana sepnout při minimální hodnotě 1,3 V a neměla by překročit 3 V. Také musí vydržet proud 6 A. Ale minimální prahová napětí diod pro takový proud se pohybují kolem 0,6 až 0,7 V, tudíž je zapotřebí zapojit dvě či více diod do série, abychom dostali požadovanou hodnotu. Důležitá je také velikost proudu protékající diodou před jejím otevřením, tj. před dosažením prahového napětí. Tyto proudy u polovodičových diod dosahují velikosti řádově stovky μA, tudíž je lze zanedbat.
I2
IS
D1
U2
D3 RZ
D2
D4
MTP Obr. 5.4 Přepěťová ochrana TP
37
Vhodná volba diod je např. typ BY329-1000. Podle [5] je dioda dimenzovány na 8 A, její minimální prahové napětí s pohybuje kolem 0,7 V a její maximální prahové napětí je 1,5 V < UF < 1,85 V, což jsou přípustné hodnoty.
5.3. Výkon navrženého proudového zdroje Jednou z výhod této koncepce proudového zdroje je mnohem menší výkon potřebný ke generování proudu IS než u dříve používané metody (viz. kapitola 2.1.3). Celkový výkon je dán součtem ztrát na operačním zesilovači a na TP. Ztrátový výkon na zesilovači se mění s velikostí napájení US. Pro výstupní proud zdroje 6 A, tedy pro výstupní proud ze zesilovače 1,2 A, je podle tabulky 5.6 zapotřebí cca 30 V. Zesilovač bude napájen z ±40 V, ve kterých je započten i 5 V úbytek napětí na zesilovači. Pokud využijeme plný rozsah, tzn. výstupní proud zesilovače bude 1,2 A, bude napěťová ztráta činit 5 V a ztrátový výkon vypočtený podle vztahu PZZ = UI bude 6 W. Z průběhu na obr. 5.5 je jasné, že ztrátový výkon je nejvyšší v cca polovině US. Pro tento případ (40 V) je hodnota PZZmax = 13,8 W.
Závislost ztrátového výkonu Pzz na napájecím napětí Us
16 14
Pzz [W]
12 10 8 6 4 2 0 0
10
20
30
40
Us [V]
Obr. 5.5 Závislost ztrátového výkonu PZZ na napájecím napětí US
38
50
Ztrátový výkon TP (PTP) lze určit podle náhradního schématu na obr. 3.3 ze změřených velikostí odporů primárního vinutí (R1 = 2,5 Ω), sekundárního vinutí (R2 = 0,34 Ω) a známé velikosti zátěže (RZ = 0,2 Ω). Rozptylové reaktance X1σ a X2σ’ zanedbáme. Ztrátový výkon TP je dán ztrátami ve vinutí a ztrátami v jádře. Protože velikost vnitřní impedance TP je mnohonásobně vyšší než odpor sekundárního vinutí, můžeme ztráty v jádře zanedbat. PTP je potom dán jen ztrátami ve vinutí, které se spočítají podle vztahu PTP = ( p I2 ( RZ + R2 ) + R1 ) I 1 .
(5.32)
Maximální velikost odebíraného výkonu navrženého proudového zdroje se určí ze vztahu PC = 2 PZZ + PTP .
(5.33)
Po dosazení do (5.32) a (5.33) vyjde PC = 50,64 W, což je mnohonásobně menší výkon než u metody popsané v kapitole 2.1.3.
5.4. Ověření funkce proudového zdroje s navrženým TP a) Závislost výstupního proudu na vstupním napětí (převodní charakteristika)
Převodní charakteristika byla změřena pomocí testovacího přípravku stejným postupem na stejném zapojením, jaké je popsáno v kapitole 4.1 s tím rozdílem, že velikost snímacího odporu byla 0,1 Ω. Hodnoty Ireal, Δp a δp jsou spočítané ze vztahů (4.1), (4.2) a (4.3).
Tabulka 5.7 Závislost výstupního proudu IS na vstupním napětí U1 (převodní charakteristika)
Převodní charakteristika 7,000 6,000
IS [A]
5,000 4,000 ;
3,000 2,000 1,000 0,000 0,00
200,00
400,00
600,00
800,00 1000,00 1200,00 1400,00
U1 [mV] Obr. 5.6 Převodní charakeristika zdroje s navrženým TP
Z tabulky 5.7 je patrné, že chyba převodu se v celém měřeném rozsahu výstupního proudu pohybuje v rozmezí 1÷1,1 %, čímž je zaručena stabilní hodnota výstupního proudu. b) Simulace připojení přídavného proudu ΔIS Toto měření bylo provedeno v laboratoři ČMI. Schéma zapojení připojení proudu ΔIS bylo stejné jako na obr. 4.3, ale zátěž Rz byla tvořena přímo vstupními svorkami zařízení Tettex 2767. Velikost proudu IS byla nastavena na 5 A a měřil se vliv proudu ΔIS v rozsahu 0÷0,4 A. Výsledky měření jsou uvedeny v tabulce 5.8. Z naměřených dat plyne, že největší chyba určení proudu δ(ΔIS) = 0,1 % nastane při velikosti ΔIS = 0,4 A. Pro ΔIS v rozsahu 40
0÷100 mA je δ(ΔIS) prakticky nulová. Tímto měřením bylo dokázáno, že navržený TP má plně vyhovující velikost vnitřní impedance.
Tabulka 5.8 Vliv připojení přídavného zdroje proudu ΔΙS
41
6. Software pro měřicí systém s Tettex Instruments Nedílnou součástí této práce je také vývoj softwaru pro vlastní ověření systému Tettex 2767. Úkolem programu je na základě naměřených a následně zpracovaných dat z měřicího systému vyhodnotit, s jakou nejistotou ověřované zařízení měří chybu proudu nebo fáze na příslušném rozsahu.
Měřicí systém pro ověření parametrů zařízení Tetex 2767 (viz. obr. 6.1) se skládá z lock-in generátoru s nastavitelnou fází, ze dvou proudových zdrojů I1 a ΔI1, dvou číslicových multimetrů (standardně HP 34401A) zapojených jako voltmetry, z počítače a z ověřovaného zařízení Tettex 2767. Voltmetry 1 a 2 a testované zařízení Tettex 2767 mohou být připojeny přes sběrnici GPIB buď ke stolnímu počítači s kartou od firmy National Instruments, na kterém je aplikován měřicí software, a nebo mohou být připojeny přes převodník USB-GPIB.
Tettex 2767
Voltmetr 2
kX lX
kN l N
PC
ΔI1 RS Lock-In gen.
RN1
VZ2
I1 OdT
RN2
VZ1 TP
Voltmetr 1
GPIB sběrnice
Obr. 6.1: Blokové schéma zapojení měřicího systému
Pro kontrolu správnosti údaje v celém měřicím rozsahu se používají dvě základní metody simulace chyb a to simulace chyb proudu a úhlu pomocí bočníku nebo pomocným 42
zdrojem proudu. Princip použité metody simulace chyb proudu a úhlu pomocným zdrojem je patrný z obr. 2.6 a je detailně popsán v kapitole 2.1.3. Zdroj proudu I1 je realizován z převodníku napětí-proud (VZ1), který je přes oddělovací transformátor (OdT) napájen z lock-in generátoru, a z proudového transformátoru (TP); odpor RN2 slouží k měření proudu I1. Návrh a realizace tohoto zdroje je podrobně popsána v kapitolách 3 až 5. Chyba proudu εI (resp. úhlu δI) je simulována proudem ΔI1, který je v měřicím obvodu sekundárního vinutí ověřovaného transformátoru superponován k měřenému proudu. Proudový zdroj vytvářející chybovou složku ΔI1 je realizován napětím přiváděným z výkonového zesilovače VZ2 z lock-in generátoru s nastavitelnou amplitudou a fází a sériovými odpory RS a RN1. Odpor RN1 slouží k měření velikosti ΔI1. Velikost sériového odporu v tomto proudovém obvodu musí být volena tak, aby bylo možné zanedbat metodickou chybu danou jeho konečnou hodnotou. Velikost R1+RN1 je třeba volit tak, aby po odpojení zdroje napětí a zkratování jeho výstupních svorek při jmenovité hodnotě proudu I1 údaj chyby proudu nepřekročil 10-3 % na nejnižším rozsahu.
6.1. Programování GPIB GPIB (General Purpose Interface Board) je systém složený z autonomních přístrojů propojených sběrnicí na bázi standardu IEEE 488 [9]. Komunikace po sběrnici je založena na přenosu zpráv mezi řídící jednotkou a měřicími přístroji. Aby bylo možné napsat program pro GPIB systém, je zapotřebí mít v počítači zásuvnou měřicí kartu s rozhraním IEEE 488 (např. kartu od National Instruments), dále nainstalovaný a nakonfigurovaný ovladač a vývojové prostředí (např. HP VEE, LabWindows CVI, LabView).
Trochu odlišný je náš případ, kdy potřebné přístroje jsou připojovány k notebooku přes převodník USB-GPIB od firmy Agilent. Tento způsob je výhodnější jak z hlediska ceny, tak i z hlediska mobility. Pokud však je program psán ve vývojovém prostředí od firmy National Instruments (dále NI), je nutné zajistit komunikaci mezi přístroji a programem. Postup je následující: nejdříve je třeba nainstalovat balík ovladačů s názvem IO Libraries Suite pro správnou funkci převodníku USB-GPIB, dále se nainstaluje VISA knihovna firmy NI (např. balík VISA 400 Runtime) a nakonec je zapotřebí aktivovat 43
knihovnu TULIP, která zajišťuje komunikaci mezi USB-GPIB převodníkem od firmy Agilent a programem napsaným v prostředí od NI. Bez této knihovny bude připojené zařízení nalezeno pouze v aplikaci Agilent IO Control. Po aktivaci knihovny bude zařízení nalezeno i v prostředí LabWindows CVI. Aktivace knihovny TULIP je přístupná z aplikace Measurement & Automation. Po spuštění aplikace je třeba ve složce Software → NI-VISA → Passports zaškrtnout v pravém okně předposlední knihovnu (viz. obr. 6.2) a nastavení uložit tlačítkem SAVE. Po restartu aplikace se ve složce Devices and Interfaces objeví všechna připojená zařízení a komunikace je funkční i v prostředí LabWindows.
Obr. 6.2 Aktivace knihovny TULIP
Pro vývoj softwaru je také důležitá znalost standardu SCPI (Standard Commands for Programmable Instruments) [9], což je souhrn příkazů a pravidel pro komunikaci mezi řídící jednotkou a přístrojem v automatizovaném měřicím systému, nezávislý na technickém řešení ani na technickém protokolu přenosu dat. SCPI definuje hierarchicky 44
uspořádanou množinu SCPI příkazů pro ovládání měřicích přístrojů, množinu obecných povinných příkazů určených k identifikaci stavu a nastavení vnitřních registrů a formáty dat. Přehled příkazů SCPI je uveden vždy v dokumentaci k danému přístroji.
6.1.1.
SCPI příkazy pro multimetr HP 34401A
Struktura příkazů u tohoto multimetru je stromová (viz obr. 6.3). U složených příkazů se jednotlivé jednoduché příkazy oddělují ´:´, u vícenásobných příkazů ´;´, mezera nesmí být uprostřed příkazu, ta slouží k oddělení těla příkazu a parametrů (např. rozsah + přesnost měření na daném rozsahu). Stejnou strukturu jako příkazy mají dotazy, které jsou zakončeny ´?´. Vlastní kódy příkazů vycházejí z anglické terminologie a mohou se buď užívat celé nebo zkrácené. Zkrácená část příkazu je v seznamu příkazů zapsaná velkými písmeny (např. FREQency, CONFigure, atd). Uvedu zde pár příkladů zápisu dotazu podle obr. 6.3: •
testování uzavřenosti obvodu - MEAS:CONT?
•
změření střídavého napětí - MEAS:VOLT:AC?
•
změření napětí a frekvence - MEAS:VOLT;FREQ?
•
změření stejnosměrného napětí na rozsahu 10 V s rozlišením tisíciny voltu MEAS:VOLT:DC? 10, 0.001
MEASure
VOLTage
AC range, resolution
DC
FREQuency
CONTinuity
range, resolution
range, resolution
Obr. 6.3 Stromová struktura příkazů SCPI platná pro multimetr HP 34401A
45
Pro sběr dat z voltmetrů z výše popsaného měřicího systému stačí pouze příkaz pro měření střídavého napětí.
6.1.2.
SCPI příkazy pro Tettex 2767
Všechny příkazy, jež tento přístroj podporuje, se skládají ze tří znaků. Prvním znakem může být buď: ?
použije se k získání dat z přístroje, např. velikosti změřené chyby proudu
S (Set)
použije se k nastavení hodnoty, např. k nastavení adresy přístroje
C (Change) použije se ke změně nastavení, např. ke změně zobrazení fázového úhlu z crad na min.
Druhý a třetí znak příkazu definuje vlastní funkci, tedy výsledný příkaz pro získání velikosti fázového úhlu v minutách by byl „?PM“. Jako oddělovač mezi jednotlivými příkazy se používá čárka a mezi příkazem a hodnotou mezera. Soupis všech dostupných příkazů lze nalézt v manuálu [10]. Pro získání potřebných dat stačí znát příkazy pro velikost fazového úhlu (v minutách) a pro velikost chyby proudu v % („?RP“).
6.1.3.
VISA knihovna
VISA (Virtual Instrument Software Architecture) [9] zajišťuje transparentní komunikaci mezi aplikačním programem (popř. přístrojovým ovladačem) a fyzickým zařízením (přístrojem nebo modulem). Umožňuje tak psát programy jednotným způsobem, bez ohledu na to, kdo je výrobcem použitého rozhraní (VXI, IEEE 488, RS-232). VISA je založena na na objektově orientovaném návrhu. Její funkce jako např. viDefaultRM(), viOpen(), viRead() a viWrite() jsou naprosto nezbytné pro psaní softwaru měřicích systémů.
46
6.2. Měřicí software Software k výše popsanému měřicímu systému byl napsán v jazyce C v prostředí LabWindows CVI verze 7.1 od firmy National Instruments. Jedná se o univerzální program, jenž je nezávislý na použitých typech přístrojů. Program se spouští s parametrem, který určuje název konfiguračního souboru ve formátu XML, ve kterém jsou uložena všechna potřebná data a nastavení (např. měřicí rozsahy a přesnosti voltmetrů, přístrojové adresy, názvy logovacích souborů, atd.). Příkaz pro spuštění programu je následující: tettex.exe config.xml Program na základě zadaných velikostí odporů RN1 a RN2 a naměřených napětí určí podle Ohmova zákona velikosti proudů I1 a ΔI1, spočítá simulované chyby proudu podle (2.10) resp. chyby fáze podle (2.11) způsobenou proudem ΔI1 a spočítá jejich nejistoty. Potom načte změřené chyby proudu/fáze měřené přístrojem Tettex 2767 a spočítá jejich nejistoty. Výstupem programu je tedy přehledná tabulka všech uvedených hodnot. Data lze snadno exportovat do dvou běžných formátů (HTML nebo EXCEL). Pro všechny případy jsou tato data také automaticky ukládána do výstupního souboru results.txt. Program také podporuje dva jazyky – češtinu a angličtinu a je opatřen nápovědou.
6.2.1.
Algoritmus měřicího procesu
Hlavní algoritmus programu zobrazuje vývojový diagram na obr. 6.4. Jako první se pomocí příkazů popsaných v kapitolách 6.1.1. a 6.1.2. získají naměřené údaje z voltmetrů (U1, U2) a změřené chyby proudu εi a fáze φi ze systému Tettexu. Pokud se hodnoty správně nenačtou, program ohlásí chybu a je třeba překontrolovat přístroje či nastavení programu. Tím se vrací na začátek algoritmu, tzn. provede nové měření. Pokud jsou hodnoty správně načteny, vypočítají se hodnoty proudů I1 a ΔI1, poté se podle (2.10) a (2.11) spočítají správné chyby proudu εi a fáze φi, rozšířené nejistoty změřené chyby proudu εi a fáze φi, nejistoty hodnot U1, U2, RN1 a RN2 a z nich se určí rozšířené nejistoty správné chyby proudu εi a fáze φi (vztahy pro výpočet nejistot – viz. kap. 6.2.3). Důležité je pak provedení kontroly přesnosti systému.
47
Obr. 6.4 Vývojový diagram měřicího procesu
48
Ta určí, zda se pásma rozšířených nejistot správné chyby proudu reps. fáze a rozšířených nejistot změřené chyby proudu reps. fáze protínají. Pokud se pásma budou protínat, data se vypíší do tabulky Výsledky. Pokud se protínat nebudou, program ohlásí chybu a výstupní data se do tabulky vypíší s podbarveným pozadím. Neprotnutí pásem může být způsobeno chybou měření systému Tettex, která má být kalibrací zjištěna.
6.2.2.
Konfigurační soubor XML
Základní struktura konfiguračního souboru ve formátu XML:
Element XML Odpovídající data Popis config uvozuje konfigurační soubor input vstup vstupní data output výstup výstupní data global proměnná globální proměnné log log logovací soubory Tabulka 6.1 Význam jednotlivých elementů XML
Každá vstupní data jsou v elementu input definována subelementem parameter. Vstupní data mohou být uložena dvěma způsoby: v externím souboru nebo přímo v konfiguračním souboru. Obsahem souboru jsou hodnoty oddělené znaky 0x0D a 0x0A (CR, LF). Hodnoty (text, čísla, ...) se zapisují pomocí ASCII znaků. Za desetinou tečku se v případě typu float považuje znak tečka. Tento způsob zadávání dat umožňuje ručně editovat datové soubory standardními editory. Proměnná je definována shodně se vstupními daty. Výstupní data jsou ukládána pouze do externích souborů. Navíc se zde definuje atribut enabled, jehož hodnota (yes, no) určuje, zda budou výstupní data povolena či zakázána. Zde je ukázka části konfiguračního souboru reálného programu:
Výpočet nejistot údaje simulovaných a měřených chyb
Tento program počítá a následně zobrazuje nejistotu správné a změřené chyby proudu nebo fázového úhlu (jde o standardní nejistoty typu B). Standardní nejistota změřené chyby proudu resp. fáze se určí podle vztahu
uε / ϕ =
δ rdg X + δ fs M 100 3
50
,
(6.1)
kde δrdg je chyba údaje, δfs je chyba z rosahu, X je změřená hodnota a M je rozsah přístroje. Nakonec se spočítá rozšířená nejistota pro k = 2.
Při určení nejistoty správné chyby proudu resp. fáze se nejdříve určí nejistoty pro hodnoty odporů RN1 a RN2 podle vztahu
u RN 1 / RN 2 =
δ RN 100 3
RN ,
(6.2)
kde RN je velikost daného odporu a δRN je zadaná tolerance odporu RN v %. Dále je třeba určit nejistotu měřeného napětí na daném odporu podle
uU1 / U 2 =
δ rdg X U + δ fs M U 100 3
,
(6.3)
kde δrdg je chyba údaje, δfs je chyba z rosahu, XU je změřená hodnota napětí U1/U2 na odporu RN1/RN2 a MU je rozsah přístroje pro dané změřené napětí. Vzhledem k tomu, že správná chyba proudu εi se určí podle vztahu (2.10), jenž lze upravit na tvar
εI =
ΔI 1 U 1 R N 2 = , I1 U 2 RN1
(6.4)
bude se její nejistota obecně počítat podle vztahu (6.5) pro vyhodnocení nejistoty nepřímých měření (to samé platí i pro nejistotu správné chyby fáze).
⎞ ⎛ ∂f uε i = ∑ ⎜⎜ u xi ⎟⎟ i =1 ⎝ ∂xi ⎠ m
2
(6.5)
Tedy po derivaci vztahu (6.4) podle všech proměnných dostaneme konečný vztah pro nejistotu správné chyby proudu 2
2
2
⎞ ⎛UR ⎞ ⎛ R ⎞ ⎛ U1 ⎞ ⎛U R uε i = ⎜⎜ N 2 uU1 ⎟⎟ + ⎜⎜ u RN 2 ⎟⎟ + ⎜⎜ 12 N 2 uU 2 ⎟⎟ + ⎜⎜ 1 N 22 u RN 1 ⎟⎟ ⎝ U 2 RN 1 ⎠ ⎝ U 2 RN 1 ⎠ ⎝ U 2 RN 1 ⎠ ⎝ U 2 RN 1 ⎠
2
(6.6)
a určíme rozšířenou nejistotu pro k = 2. Aby takto spočítaná nejistota měla stejný rozměr jako správná chyba proudu (v tomto případě %), je třeba ji ještě vynásobit 100. Vztah (2.11) pro správnou chybu fáze lze upravit na tvar ⎛ ΔI ⎞ ⎛U R ⎞ ϕ I = arctg ⎜⎜ 1 ⎟⎟ = arctg ⎜⎜ 1 N 2 ⎟⎟ ⎝ I1 ⎠ ⎝ U 2 RN 1 ⎠ a po derivaci jednotlivých složek získáme vztah pro nejistotu správné chyby fáze
51
(6.7)
u ϕi =
2 ⎡⎛ R ⎞ ⎛ U1 N2 ⎢ ⎜ u RN 2 u U 1 ⎟⎟ + ⎜⎜ 2 ⎜ ⎛ U 1 R N 2 ⎞ ⎢⎣⎝ U 2 R N 1 ⎠ ⎝ U 2 RN1 ⎟⎟ 1 + ⎜⎜ U R ⎝ 2 N1 ⎠
1
2
⎛U R ⎞ ⎟⎟ + ⎜ 12 N 2 u U 2 ⎜U R ⎠ ⎝ 2 N1
2
⎞ ⎛U R ⎞ ⎟ + ⎜ 1 N2 uR ⎟ ⎟ ⎜ U R 2 N1 ⎟ ⎠ ⎝ 2 N1 ⎠
2
⎤ ⎥. ⎥ ⎦
(6.8) Při známých maximálních hodnotách proudu I1 = 5 A (U1 = 0,5 V při RN1 = 0,1 Ω) a ΔI1 = 0,5 A (U2 = 50 V při RN2 = 100 Ω) bude maximální velikost členu
U1 RN 2 = 0,1 . Z toho U 2 RN 1
plyne, že minimální velikost derivace vnější složky bude 0,99, proto ji lze zanedbat. Vztah (6.8) se tak zjednodušší na vztah (6.6), ale vypočtená nejistota bude v radiánech, které se vynásobením převodní konstantou krad/min = 3437,75 převedou na minuty a teprve potom se určí rozšířená nejistota pro k = 2.
6.2.4.
Nastavení programu
Po spuštění programu se zobrazí hlavní okno. Jak je patrné z obrázku 6.5, hlavní okno je rozděleno na dvě části, přístrojovou a výsledkovou část. Přístrojová část obsahuje základní nastavení, tzn. nastavení adres přístrojů a indikaci jejich stavu (online/offline), nastavení velikosti a přesnosti snímacích odporů RN1 a RN2, průměrování (tzn. nastavení počtu měření), povolení/zakázání logovacích souborů a přepínač pro výběr, pro jakou chybu (proud/fáze) bude měření provedeno. Výsledková část obsahuje tabulku pro zobrazení naměřených a vypočtených dat a možnost výběru exportu dat do formátu HTML nebo EXCELu. Program však nabízí další možnosti a to v menu Nastavení. Důležitá jsou především nastavení jednotlivých přístrojů (submenu Voltmetr 1, Voltmetr 2 a Tettex 2767). U každého z nich je možné v tabulce nastavit příslušné měřicí rozsahy a přesnosti na těchto rozsazích podle typů použitých přístrojů. Tato data jsou klíčová při určování nejistot (viz. kap. 6.2.3). Dále je zde možnost nastavení změny jazyka (program obsahuje jak českou, tak i anglickou podporu), změny zobrazení chyb proudu (ppm nebo %) a fáze (crad nebo min) v tabulce Výsledky a také možnost vyčistit logovací soubory (STATUS LOG = soubor pro logování důležitých stavů, ERROR LOG = loguje všechny výskyty chyb). Jakoukoliv změnu nastavení lze uložit pomocí Ctrl+S nebo z menu KonfiguraceUložit konfiguraci.
52
6.2.5.
Popis ovládání programu
Před spuštěním programu je vhodné uvést do chodu oba voltmetry i systém Tettex 2767. Po spuštění je nutné načíst konfiguraci (z menu Konfigurace-Načíst konfiguraci nebo pomocí klávesové zkratky Ctrl+L). Po načtení konfigurace je třeba zkontrolovat, zda jsou správně nastaveny adresy jednotlivých přístrojů a hodnoty odporů R1 a R2. Ke kontrole správnému přiřazení adres jednotlivým přístrojům slouží také schéma měřicího systému, které je přístupné z menu Měřicí systém-Schéma. Dalším krokem je otestování připojení zařízení. Test probíhá tak, že se každému zařízení pošle příkaz k identifikaci. Pokud je vrácen správný identifikační řetězec, je tento stav indikován zelenou kontrolkou Online. V opačném případě program generuje chybu, která je indikována červenou kontrolkou Offline. Pokud budou všechna tři zařízení připojena, povolí se tlačítko START. Posledním krokem je zvolení typu měřené chyby (proudu/fáze) a počtu měření každé měřené hodnoty. Potom stačí kliknout na tlačítko START, které otevře okno pro zadání identifikace (ID) ověřovaného přístroje a stiskem tlačítka OK začne vlastní měřicí proces.
Obr. 6.5 Hlavní okno programu 53
Po skončení měření a výpočtů nejistot se data zobrazí v tabulce Výsledky. Výsledná data lze snadno exportovat do formátu HTML nebo EXCEL. Stačí vybrat požadovaný formát, zadat název a umístění souboru, do kterého se data mají uložit a kliknout na tlačítko EXPORT. Tlačítko UKAŽ je určeno pouze pro formát HTML, otevře soubor s exportovanými daty ve webovém prohlížeči.
6.3. Testování programu Program byl testován na systému zapojeném podle obr. 6.1 v laboratořích ČMI při zvolených přesnostech odporů δ(RN1) = δ(RN2) = 0,01 % a hodnotě RN2 = 0,1 Ω.
Protože odporové etalony různých velikostí jsou dimenzovány pro jiné hodnoty maximálních proudů, které jimi mohou protékat, je třeba velikost odporu RN1 měnit podle požadované velikosti simulované chyby proudu resp. fáze. Program byl testován se dvěma hodnotami odporu RN1 (1000 Ω a 100 Ω) pro měření chyby proudu do 2 % a chyby fáze do 60 minut. Výsledky měření jsou v tabulce 6.2. Hodnota ε resp. δ v tabulce 6.2 je chyba proudu resp. fáze změřená zařízením Tettex 2767 a εi resp. δi je správná chyba proudu resp. fáze spočítaná podle (2.10) resp. (2.11).
55
7. Závěr Cílem této práce bylo navrhnout a realizovat proudový zdroj s výše uvedenými parametry, jenž by odstranil neefektivní generování proudu IS používaného k ověřování vyhodnocovacích systémů pro měření chyb MTP (viz kapitola 2.1.3). V návrhu je popsáno také řešení přepínání proudových rozsahů, přepěťové ochrany na sekundárním vinutí TP a napájecího zdroje pro operační zesilovač. Navržený zdroj byl otestován a z výsledků lze konstatovat následující parametry. Výstupní proud lze regulovat v rozmezí 0 až 6 A. Stejnosměrná složka výstupního proudu je nulová vzhledem k použití transformátoru proudu. Velikost vnitřní impedance zdroje proudu IS závisí na vlastnostech použitého TP. Z měření vlivu připojeného pomocného proudu ΔIS se zkušebním TP je zřejmé, že použití TP s trafokerovým jádrem je nedostačující. Z tohoto důvodu byl navržen vhodnější TP s jádrem z materiálu permalloy, jehož vnitřní impedance je několikanásobně vyšší než u zkušebního TP. Z převodní charakteristiky měřené s navrženým TP vyplývá, že bylo dosaženo relativně malé chyby převodu (1 %) a z průběhu charakteristiky lze konstatovat, že výstupní proud je stabilní. Při opakovaném měření vlivu připojeného pomocného proudu ΔIS s navrženým TP bylo dosaženo chyby určení proudu ΔIS menší než 0,1 %, což pro danou aplikaci zcela vyhovuje. Celkový výkon potřebný ke generování proudu IS nepřesáhne 50 W, což je mnohonásobně menší výkon než potřebný výkon u dříve použité metody (viz kapitola 2.1.3).
Součástí této práce byl také vývoj softwaru pro ověření systému Tettex 2767. Jeho úkolem je na základě naměřených a následně zpracovaných dat z měřicího systému vyhodnotit, s jakou nejistotou ověřované zařízení měří chybu proudu nebo fáze na příslušném rozsahu. Program je napsán v jazyce C ve vývojovém prostředí LabWindows CVI a je nezávislý na použitých typech přístrojů. Program byl otestován na reálném systému v laboratoři ČMI a lze konstatovat, že je plně funkční. Výsledky měření jsou uvedeny v tabulce 6.2.
56
Literatura [1]
Ing. Renata Styblíková, Doc. Ing. Karel Draxler, CSc. Nové systémy pro vyhodnocování chyb měřicích transformátorů a jejich ověřování Elektro, 1994, č. 11, str. 408 - 414
[2]
Ing. Jaroslav Fukátko, Ing. Tomáš Fukátko, Ing. Jiří Šindelka Teplo a chlazení v elektronice, Nakladatelství BEN – technická literatura, 1. vydání, Praha 1997
[3]
Ing. Antonín Vašíček Typizované napájecí transformátorky a vyhlazovací tlumivky, SNTL, 2. vydání, Praha 1975
[4]
National Semiconductor LM3875 Datasheet [online], listopad 2004, URL: http://cache.national.com/ds/LM/LM3875.pdf
[5]
Philips Semiconductor BY329-1000 Datasheet [online], září 1998, URL: http://www.nxp.com/acrobat_download/datasheets/BY329_SERIES_2.pdf
[6]
Ing. Miroslav Husák Návrh napájecích zdrojů pro elektroniku, Skripta ČVUT, Praha 2000
[7]
International Rectifier KBP01 Datasheet [online], URL: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/2kbp.pdf
[8]
Martin Olejár Návrh stejnosměrného zdroje napětí [online], URL: http://www.hw.cz/Produkty/Obecne-produkty/ART1091-Navrhstejnosmerneho-zdroje-napeti.html
[9]
Haasz V., Roztočil J., Novák J. Číslicové měřicí systémy, Monografie ČVUT, Praha 2000
[10]
Tettex Instruments Instruction Manual: Automatic instrument transformer test set Type 2767 57
[11]
Draxler K., Kašpar P., Ripka P. Magnetické prvky a měření, Skripta ČVUT, Praha 1999
[12]
Faktor Z. Transformátory a cívky, BEN - technická literatura, Praha 1999
58
Příloha A Rozměry pouzdra zkušebního TP
Obr. A.1 Rozměry pouzdra zkušebního TP
59
Příloha B Schémata a desky plošných spojů
Obr. B.1 Proudový zdroj 6 A – schéma zapojení 60
Obr. B.2 Proudový zdroj 6 A – osazovací schéma desky plošných spojů
Obr. B.3 Proudový zdroj 6 A – strana spojů desky plošných spojů
61
Obr. B.4 Symetrický napájecí zdroj ±40 V – schéma zapojení 62
Obr. B.5 Symetrický napájecí zdroj ±40 V – osazovací schéma desky plošných spojů
Obr. B.6 Symetrický napájecí zdroj ±40 V – strana spojů desky plošných spojů 63
Proudový zdroj 6 A - seznam součástek: R1
rezistor metalizovaný 6,8 kΩ
RZV1
rezistor drátový 4,7 Ω, 10W
RZV2
rezistor drátový 1 Ω, 10W
C1, C2, C3, C4
kondenzátor 100 nF
D1, D2, D3, D4
BY329
IC1
LM3875
CN1, CN2, CN3, CN4, CN7
svorkovnice ARK500-2
CN5, CN6
svorkovnice ARK500-3
Symetrický napájecí zdroj ±40 V - seznam součástek: R1
