ČESKÉ VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V PRAZE FAKULTA ELEKTROTECHNICKÁ BAKALÁŘSKÁ PRÁCE Martin Kozelka

ČESKÉ VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V PRAZE FAKULTA ELEKTROTECHNICKÁ

BAKALÁŘSKÁ PRÁCE

2011

Martin Kozelka

ČESKÉ VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V PRAZE FAKULTA ELEKTROTECHNICKÁ KATEDRA MĚŘENÍ

OBVOD FÁZOVÉHO POSUVU BAKALÁŘSKÁ PRÁCE

Vedoucí práce: doc. Ing. Karel Draxler, CSc.

Praha 2011

Autor: Martin Kozelka

iii

Prohlášení Prohlašuji, že jsem svou bakalářskou práci vypracoval samostatně a použil jsem pouze podklady (literatury, projekty, software atd.) uvedené v příloženém seznamu Nemám závažný důvod proti užití tohoto školního díla ve smyslu § 60 Zákona č.121/2000 Sb., o právu autorském, o právech souvisejících s právem autorským a o změně některých zákonů (autorských zákonů).

V Milevsku dne 26. 5. 2011

………………………… podpis

v

Poděkování Rád poděkoval svému vedoucímu bakalářské práce panu doc. Ing. Karlu Draxlerovi, CSc. za poskytnuté rady a věcné připomínky. Dále panu Ing. Janu Svatošovi za poskytnutou literaturu, panu Jiřímu Vozábalovi za poskytnuté zázemí při výrobě DPS. Velký dík patří také rodině, kamarádům a přítelkyni za trpělivost a poskytnutí podpory.

vii

Abstrakt Tato bakalářská práce se zabývá návrhem a konstrukcí napěťového zdroje se spojitě nastavitelnou fází v rozsahu 0 až 360 ° na frekvencích 50Hz, 60 Hz a

ହ଴ ଷ

Hz. Celá práce je rozdělena

na několik tematických celků. V první části je seznámení s tématem bakalářské práce. V druhé části je popsána konstrukce zařízení. Třetí část je rozbor metod vytváření dvou vzájemně posunutých napětí o 90°. Čtvrtá část se týká popisu rozkladače. Pátá část je věnována tvarovacímu obvodu a popisu jednotlivých typů tvarovačů. Šestá část se týká návrhu napájecího a referenčního zdroje. Předposlední část obsahuje popis praktické realizace a konstrukce zřízení. Závěrečná část zhodnocuje průběh, dosažené výsledky a další možnosti rozšíření.

Abstract This thesis describes the design and construction of a voltage source with continuously adjustable phase from 0 to 360 ° at frequencies of 50Hz, 60Hz and 50 / 3 Hz. The whole work is divided into several thematic units. The first part is to introduce the topic of the thesis. In duhér section describes the structure of the device. The third part is to analyze the methods of creating two voltages mutually shifted by 90 °. The fourth part concerns the description of the resolvers. The fifth part is devoted to moulder circuit and description of each type slicer. The sixth part concerns a power supply and reference sources. The penultimate section describes the practical implementation and design of the system. The final section evaluates the progress, achievements and more expansion options..

ix

Seznam obrázků Obr. 1-Blokové schéma znázorňující koncepci zařízení......................................................... 3 Obr. 2-Görgesův můstek ....................................................................................................... 5 Obr. 3-Fázorový diagram Görgesova můstku ....................................................................... 5 Obr. 4-Výsledné zapojení Görgesova můstku a diferenčního zesilovače s impedančním oddělením výstupních napětí ................................................................................................. 6 Obr. 5-Blokové schéma zapojení řešení s fázovým závěsem a paměťmi typu EEPROM ...... 7 Obr. 6-Blokové schéma zapojení fázového závěsu ............................................................... 8 Obr. 7-Zjednodušené schéma zapojení napětím řízeného oscilátoru ...................................10 Obr. 8-Blokové schéma zapojení fázového závěsu 74HC4046 ............................................11 Obr. 9-Typické zapojení obvodu 74HC4046 .........................................................................12 Obr. 10-Čítač 74HC93 ..........................................................................................................13 Obr. 11-Zapojení dvou čítačů 74HC93 jako děliče 40 ...........................................................14 Obr. 12-Čítač sloužící k adresaci pamětí ..............................................................................14 Obr. 13-Paměťová buňka paměti EEPROM .........................................................................15 Obr. 14-Zapojení pinů paměti typu EEPROM CAT28C16A ..................................................16 Obr. 15-Zápis do paměti typu EEPROM pomocí ࡯ࡱ [ ] ........................................................17 Obr. 16-Čtení z paměti EEPROM pomocí ࡱࡻ [ ]...................................................................17 Obr. 17-Zapojení pinů číslicově analogového převodníku AD7846 .......................................24 Obr. 18 - Typické zapojení obvodu AD7846 s obvodem AD588 ...........................................24 Obr. 19 - Zapojení all pass filteru ..........................................................................................25 Obr. 20 - Frekvenční odezva all pass filteru..........................................................................27 Obr. 21 - Náhradní elektrické schéma rozkladače ................................................................29 Obr. 22 - Tečnová aproximace .............................................................................................31 Obr. 23 - Sečnová aproximace .............................................................................................31 Obr. 24 - Blokové schéma zapojení tvarovacího obvodu s integrovaným obvodem AD 639 AD ........................................................................................................................................35 Obr. 25 - Zapojení integrátoru ..............................................................................................36 Obr. 26 - Zapojení derivátoru................................................................................................37 Obr. 27 - Zapojení pinů obvodu AD 639 AD .........................................................................38 Obr. 28 - Typické zapojení obvodu AD639AD ......................................................................38 Obr. 29 - Blokové schéma zapojení referenčního a stabilizovaného zdroje napětí ...............39 Obr. 30 - Dvoucestný usměrňovač se symetrickým výstupem ..............................................40 Obr. 31 - Typické zapojení obou typů stabilizátorů pro kladné a záporné napětí ..................43

xiii

1. Úvod Tématem bakalářské práce je návrh a konstrukce testovacího zdroje o frekvenci 50 Hz, 60Hz a 16,67 Hz se spojitě nastavitelnou fází v rozsahu 0 až 360 °. Přístroj bude používán k s testování systému pro kalibraci měřicích proudových transformátorů a měřicích napěťových transformátorů. Spojitého nastavení fáze lze dosáhnout například pomocí dvou zařízení, která jsou primárně určena k převodu úhlové výchylky na napětí. Jedním z nich je selsyn. Selsyn má tři statorová vynutí zapojená do hvězdy a jedno rotorové vinutí. Přivedou-li se na statorová vinutí 3 napětí se stejnou amplitudou a vzájemně posunutou fází o 120°, může se z rotoru odebírat jednofázové napětí, jehož fáze se bude měnit v závislosti na poloze rotoru vůči statoru. Druhým prvkem je rozkladač. Jeho funkce je podobná jako u selsynu, ovšem s tím rozdílem, že se rotor a stator skládá z dvou na sebe kolmých vinutí. Díky tomu je zapotřebí pouze dvou fázově posunutých napětí o 90 °, která se přivedou na statorové nebo rotorové vinutí. Ze zbývajících vinutí je pak odebíráno posunuté napětí. Při řešení bakalářské práce je použitý rozkladač, z toho důvodu, že se lépe vytvářejí dvě napětí fázově posunutá o 90°.[3] Fázového posuvu 90 ° lze dosáhnout několika metodami, jež jsou popsány v teoretickém rozboru. První dvě metody jsou analogové. Jedno řešení je pomocí Görgesova můstku a druhé pomocí all pass filtru. Další řešení je kombinací číslicového a analogového řešení realizovaného pomocí obvodu fázového závěsu.

1

2. Návrh řešení K dosažení spojitě nastavitelné fáze je možné například použít selsyn nebo rozkladač. Vzhledem k tomu, že se snáze vytváří dvě napětí vůči sobě posunutá o 90°, bude použit rozkladač poskytnutý vedoucím práce. Na blokovém schématu uvedeném na obr. 1 je koncepce celého zařízení.

Obr. 1-Blokové schéma znázorňující koncepci zařízení

Kde Z

je zdroj referenčního a stabilizovaného napětí

OUF

obvody pro úpravu fáze referenčního napětí

R

rozkladač

T

tvarovací obvod

KZ

koncový zesilovač

Tr

oddělovací transformátor

První blok představuje zdroj referenčního napětí určeného k posuvu. Napájecí zdroj poskytující stejnosměrné stabilizované napětí. Následující blok reprezentuje obvody pro fázovou úpravu signálu pro vytvoření dvou fázově posunutých napětí o 90°. Na výstupu z těchto obvodů je připojený rozkladač. Výstupní signál z rozkladače je veden do dolní propusti, kde se odfiltrují vyšší harmonické vyskytující se v rozvodné síti. Dále je pomocí tvarovače z výstupního signálu odvozen sinusový průběh s konstantní amplitudou a minimálním zkreslením. Pomocí zesilovače a přesného více otáčkového potenciometru je možné nastavit výstupní napětí požadované hodnoty, které je galvanicky odděleno pomocí transformátoru.

3

Pro součástky musí platit rovnice ܺ௖ ൌ

ͳ ͳ ൌ ൌ ܴଵ ߱‫ܥ‬ଵ ʹߨ݂‫ܥ‬ଵ

(3.1)

Kde ω

je úhlová rychlost

f

frekvence signálu

XC

reaktance kapacitoru

R1

elektrický odpor rezistoru

C1

kapacita kapacitoru

Vzhledem k tomu, že jsou napětí obou diagonál plovoucí, musí být jeden z uzlů můstku uzemněn. Z toho důvodu je použit diferenční zesilovač podle obr. 4. Fázový posuv 90° podle vztahu (3.1) bude dodržen za předpokladu, že můstek nebude na výstupní diagonále zatížen, což zajišťují napěťové sledovače. Odporová síť diferenčního zesilovače je tvořená stejnými odpory R2, takže pro výstupní napětí platí ܷ௢ ൌ ܷ௜

(3.2)

Kde Ui Uo

je vstupní napětí výstupní napětí

Obr. 4-Výsledné zapojení Görgesova můstku a diferenčního zesilovače s impedančním oddělením výstupních napětí

6

3.2. Metoda řešení pomocí fázového závěsu a pamětí typu EEPROM Metoda řešení pomocí fázového závěsu je postavena na principu vytvoření dvou fázově posunutých napětí nijak nezkreslených vlivem rušení rozvodné sítě. Toho lze dosáhnou tak, že se do pamětí typu EEPROM uloží hodnoty sinusové a kosinusové v závislosti na úhlu respektive času. Paměti budou adresovány čítačem řízeným zavěšeným kmitočtem vycházejícím z fázového závěsu. Pomocí D/A převodníku se vyčtené hodnoty z pamětí převedou na napětí potřebné hodnoty, která se přivedou na rozkladač. Na blokovém schématu na obr. 5 je znázorněno blokové uspořádání uvedené sestavy.

Obr. 5-Blokové schéma zapojení řešení s fázovým závěsem a paměťmi typu EEPROM

Kde Č

je čítač

D/A

číslicově-analogový převodník

EEPROM1

paralelní paměť typu EEPROM s hodnotami kosinusu

EEPROM2

paralelní paměť typu EEPROM s hodnotami sinusu

PLL

fázový závěs

3.2.1.

Fázový závěs

Fázový závěs je obvod zajišťující fázovou synchronizaci. Lze ho charakterizovat jako regulační obvod provádějící kontrolu zda je na výstupu signál o stejné fázi jako na vstupu. Tento integrovaný obvod, jehož blokové schéma je uvedeno na obr. 6, se skládá z několika částí, a to z fázového detektoru a napětím řízeného oscilátoru. Občas bývá ještě doplněn o filtr dolní propust.

7

Obr. 6-Blokové schéma zapojení fázového závěsu

Kde FD

je fázový detektor

DP

filtr doplní propusti

VCO

napětím řízený oscilátor

Časová změna fáze je podle [2] vyjádřena vztahem ο߮ሺ‫݌‬ሻ ൌ

‫ܭ‬ఝ ‫ܭ‬ி ‫ܭ‬଴ ‫ ݌‬൅ ‫ܭ‬ఝ ‫ܭ‬ி ‫ܭ‬଴

(3.3)

Kde Kφ

je konstanta fázového detektoru v oblasti fázové detekce

K0

převodní konstanta oscilátoru

KF

přenos filtru dolní propusti

3.2.1.1.

Fázový detektor

Fázový detektor porovnává vstupní referenční signál spolu se signálem jdoucím z napětím řízeného oscilátoru a to tak, že při shodných kmitočtech obou signálů vyhodnocuje rozdíl jejich fází ߂߮ ൌ ߮௜௡ െ ߮௢௨௧

Kde Δφ

je rozdíl fází

φin

fáze vstupního napěťového signálu

φout

fáze výstupního napěťového signálu z napětím řízeného oscilátoru

8

(3.4)

Z výše zmíněného vyhodnocování fáze a kmitočtu vstupního a výstupního signálu vyplývá, že fázový detektor funguje ve dvou stavech. Jako první probíhá kmitočtová detekce pro ȁ߮ȁ ൐ ʹߨ. Při splnění podmínky ݂௜௡ ൌ ݂௢௨௧

(3.5)

Kde fi fout

je frekvence vstupního napěťového signálu frekvence výstupního napěťového signálu z napětím řízeného oscilátoru

dojde k fázové detekci, při níž je ȁ߮ȁ ൏ ʹߨ. Převodní konstanta fázového detektoru v oblasti fázové detekce je podle [2] dána vzorcem ‫ܭ‬ఝ ൌ

οܷఝ ߂߮

(3.6)

Kde Kφ ΔUφ

3.2.1.2.

je převodní konstanta fázového detektoru změna napětí na výstupu fázového detektoru

Dolní propust

Filtr typu dolní propust, někdy taky označovaný jako filtr zpětnovazební smyčky, zajišťuje dvě funkce. První z nich je udržování stability, což například znamená vyhodnocovat, jak se smyčka zachová při změně vstupního signálu atd. Druhou funkcí je potlačování zvlnění výstupního napětí z fázového detektoru, které je dále použité k řízení napětím řízeného oscilátoru. Při proporcionálním přenosu filtru ‫ܭ‬ி ൌ ‫ ܭ‬pracuje fázový závěs s nenulovou regulační odchylkou, z čehož vyplývá, že fázový posuv není roven nule. Při integračním přenosu filtru je přenos dán podle[2] vztahem ‫ܭ‬ி ൌ

‫ܭ‬ ͳ൅݆

߱ ߱଴

߱଴ ൌ ʹߨ݂଴

9

(3.7)

Kde f0

je klidový kmitočet při UF = 0

UF

3.2.1.3.

vyfiltrované napětí z fázového detektoru

Napětím řízený oscilátor

Je obvod převádějící vyfiltrovaný napěťový signál na kmitočet. V obvodech fázové synchronizace se používají dva typy řízených oscilátorů. Prvním z nich je řízený napětí a druhý proudem. První z nich se od druhého liší pouze tím, že do něho vstupuje napětí, které je stejně konvertováno na proud. Na obr. 7 je schéma zapojení napětím řízeného oscilátoru.

Obr. 7-Zjednodušené schéma zapojení napětím řízeného oscilátoru

Napětím řízený oscilátor funguje tak, že se vstupní napěťový signál převede na proudový signál. RS klopný obvod je vytvořen ze dvou hradel typu NOR. Přijde-li z jednoho hradla NOR výstupní signál s logickou úrovní jedna a z druhého hradla NOR výstupní signál s logickou úrovní nula, dojde k otevření tranzistoru P1 a uzavření tranzistoru N1. Krom těchto dvou tranzistorů se uzavře tranzistor P2 a otevře tranzistor N2. Díky této kombinaci je jedna elektroda kapacitoru uzemněna. Kapacitor je pak možné nabít proudem z převodníku napětí na proud. Smithovi spouštěcí obvody mají nastavený práh na poloviční hodnotu napájecího napětí. Jakmile hodnota napětí kapacitoru přesáhne napěťový práh, dojde k výměně stavů. Pak je uzemněna druhá elektroda kapacitoru a dojde ke stejnému procesu jako předtím. Tento děj 10

se opakuje. Úkolem tranzistorů je zajišťovat shodný nabíjecí a vybíjecí proud integračního kapacitoru. Při detailním zkoumání výstupního napětí je vidět, že má na výstupu trojúhelníkový napěťový průběh. [5] Kmitočet výstupního signálu z napětím řízeného oscilátoru je dán vtahem ݂௢௨௧ ൌ ‫ܭ‬଴ ܷி ൅ ݂଴

(3.8)

Kde fout

je frekvence výstupního signálu z napětím řízené oscilátoru

K0

převodní konstanta napětím řízeného oscilátoru

UF

vyfiltrované napětí z fázového detektoru

f0

klidový kmitočet při UF = 0

3.2.2. Zapojení fázového závěsu 74 HC 4046 Obvod fázového závěsu 74HC4046, jehož blokové schéma je na obr. 8, se skládá z ekvivalentních částí, jako jsou popsány výše. Navíc je však přidán druhý kmitočtově fázový komparátor a obvod čerpání náboje. Na obr. 9 je typické zapojení obvodu. [4]

Obr. 8-Blokové schéma zapojení fázového závěsu 74HC4046

Kde FFF

je fázově frekvenční detektor

CP

obvod čerpání fáze

DP

filtr typu dolní propust

VCO

napětím řízený oscilátor

N

dělicí poměr realizovaný děličkou

11

Obr. 9-Typické zapojení obvodu 74HC4046

3.2.2.1.

Fázově frekvenční detektor

Fázově frekvenční detektor má dva vstupy a dva výstupy, čímž se liší od klasického fázového detektoru, který má dva vstupy, ale pouze jeden výstup. Princip funkce je však obdobný, tedy jde o vyhodnocení, zda je referenční signál ve stejné fázi jako signál přicházející z napětím řízeného oscilátoru. Vstupy do fázově kmitočtového detektoru jsou označeny písmeny R a V, kde R je vstup referenčního signálu a V je vstupem pro kmitočet přicházející z napětím řízeného oscilátoru. Výstupy jsou označeny písmeny U a D, jenž jsou počátečními písmeny anglických názvů up a down. V případě, že dochází k předbíhání nebo zpožďování fáze referenčního signálu oproti fázi napětím řízeného oscilátoru, generují se na výstupu U nebo D obdélníkové pulzy. Dochází-li k předbíhání fáze referenčního signálu vůči signálu z napětím řízeného oscilátoru, uvede impulz přicházející na vstup R do aktivního stavu výstup U. V tomto stavu setrvá tak dlouho, dokud nepřijde impulz na vstup V. Výstup D je přitom uveden do neaktivního stavu. Předbíhá-li naopak signál z napětím řízeného oscilátoru referenční signál, uvede impulz přicházející na vstup V do aktivního stavu výstup D. V tomto stavu setrvá tak dlouho, dokud nepřijde impulz na vstup R. Fázově kmitočtový detektor se může nacházet ve třech stavech, kdy je aktivní buď výstup U, nebo D, žádný z výstupů není aktivní. Není-li žádný z výstupů aktivní, je fázově kmitočtový detektor v neurčitém stavu označovaném písmenem N.[4][5]

12

3.2.2.2.

Obvod čerpání náboje

Obvod čerpání náboje je možné vytvořit pomocí dvou proudových zdrojů a přepínače řízeného pomocí stavů fázově kmitočtového detektoru. Nachází-li se ve stavu U nebo D, filtrem typu dolní propusť, protéká proud ± Ip. Ve stavu N je fázově kmitočtový detektor odpojený. Obvod čerpání náboje zajišťuje převod tří stavů fázově-kmitočtového detektoru na řídící napěna, které stejně jako u klasického fázového závěsu dolaďuje kmitočet napětím řízeného oscilátoru. Existence neutrálního stavu N přináší nové unikátní vlastnosti. [4]

3.2.2.3.

Dělička s dělicím poměrem N

K tomu, aby mohl obvod fázového závěsu fungovat jako násobička vstupního kmitočtu, je zapotřebí nastavit dělicí poměr. Ten se nastavuje tak, že se mezi výstup z napětím řízeného oscilátoru a fázový detektor umístí čítač. Výstupní kmitočet z napětím řízeného oscilátoru je pak mnohem větší. Při použití na síťovém kmitočtu 50 Hz s počtem bodů aproximujících sinusový a kosinusových průběh rovných 2000 je nutné vydělit výstupní kmitočet z napětím řízeného oscilátoru 40 krát. K tomu lze použít dva asynchronní binární čtyřbitové čítače nebo je možné použít dva asynchronní dekadické čítače. V obou případech by jeden čítač byl zapojen, tak, aby čítal do 10 a druhý čítal do 2. Z hlediska lepší adresace paměti je lepší použít binární čítač. Na obr. 10 je rozmístění vývodů asynchronního binárního čítače 74HC93. Na obr 11. je zapojení děličky 40. [14]

Obr. 10-Čítač 74HC93

13

Obr. 11-Zapojení dvou čítačů 74HC93 jako děliče 40

3.2.3. Čítač sloužící k adresaci V této aplikaci je čítač využit jako generátor adresy buňky v paměti typu EPROM. Na jeho vstup přicházejí impulzy z výstupu fázového závěsu. Vzhledem k tomu, že budou funkce rozloženy na 2000 funkčních hodnot, bube k adresaci zapotřebí 11 bitový asynchronní binární čítač. Vzhledem k tomu, že 11 bitové čítače nejsou na trhu dostupné, bude použit 12 bitový čítač. Pomocí resetu se nastaví na požadovanou hodnotu. Zapojení čítače je na obr. 12.[12]

Obr. 12-Čítač sloužící k adresaci pamětí

14

3.2.4. Paměti typu EEPROM Paměti typu EEPROM jsou elektricky mazatelné paměti. Oproti svým předchůdkyním pamětem EPROM je tedy možné data z paměti vymazat bez použití UV záření. To přináší výhodu, když je potřeba něco dodatečně poopravit. Paměti EEPROM mají životnost desítky až stovky zapisovacích cyklů. Většinou se využívají v zařízeních jako uložiště dat, kde mají zůstat data uchována i po vypnutí napájení. Podle komunikačního rozhraní se dělí na dva druhy, a to na paměti se sériovým rozhraním a na paměti s paralelním rozhraním. Pro tuto aplikace budou použity paměti s paralelním rozhraním, jelikož to umožňuje adresaci pomocí čítače. Dalším důvodem je to, že se i lépe seženou. Paměti typu EPROM téměř vymizely z trhu nebo se vyskytují v omezené míře a s jinými parametry než jsou požadovány. Paměti typu EEPROM jsou realizovány z buněk tvořených paměťovým tranzistory s plovoucím hradlem. Paměťová buňka je zobrazená na obr. 13.

Obr. 13-Paměťová buňka paměti EEPROM

Tranzistory jsou vyrobeny pomocí technologie NMOS, což je zkratka anglického názvu Metal Nitrid Oxide Semiconductor. Na jejich řídící elektrodě je nanesena vrstva nitridu křemíku (Si3Ni4) a pod ním je umístěna tenká vrstva oxidu uhličitého (CO2). Vlastní paměťová buňka pracuje na principu tzv. tunelování elektrického náboje na přechod těchto vrstev. Zápis dat je realizován tak, že se na příslušný adresový vodič přivede záporné napětí. Zároveň se uzemní datový vodič buňky, do které se bude zapisovat hodnota 1. Otevřením tranzistoru vznikne náboj, který vytvoří prahové napětí. Tranzistor s malým prahovým napětím se otevře a vede elektrický proud do datového vodiče, zatímco tranzistor s velkým prahovým napětím zůstane uzavřen.[17]

15

3.2.4.1.

Generování a zápis hodnot do pamětí

Generování hodnot jednotkové kosinu a sinus v intervalu 0 až 2π bylo provedeno pomocí Matlabu. Ke generování byl použit vzorec ‫ݕ‬௦௜௡ ൌሶ ͵ʹ͹͸ͺ ൅ ͵ʹ͹͸ͺ ή ‫ ݊݅ݏ‬൬݊

ʹߨ ൰ ͳͻͻͻ

‫ݕ‬௖௢௦ ൌሶ ͵ʹ͹͸ͺ ൅ ͵ʹ͹͸ͺ ή ܿ‫ ݏ݋‬൬݊

ʹߨ ൰ ͳͻͻͻ

(3.9)

Kde n

je celočíselný koeficient nabývající hodnot od 0 do1 999

ycos

vygenerovaná hodnota kosinu

ysin

vygenerovaná hodnota sinusu

Po vygenerování pole hodnot pro goniometrickou funkci sinus a kosinu byl proveden převod z dekadického do binárního kódu. Hodnoty jsou zapsány v šestnáctibitovém binárním kódu. Šestnácti bitový zápis byl zvolen kvůli větší přesnosti. V současné době jsou na trhu k dostání paměti s konfigurací 2k x 8. Vzhledem k tomu, že je potřeba zapsat do paměti 2000 hodnot s rozlišením 16b, budou použity 2 paměti pro každou z goniometrických funkcí. Zapojení kontaktů paměti je na obr. 14. Zápis do paměti je znázorněn na obr. 15.

Obr. 14-Zapojení pinů paměti typu EEPROM CAT28C16A

16

Obr. 15-Zápis do paměti typu EEPROM pomocí തതതത ࡯ࡱ [13]

3.2.4.2.

Vyčítání hodnot z pamětí

Zápis a generování hodnot bylo popsáno v přechozím podkapitole, nyní přichází na řadu čtení uložených dat. V každé z paměti je uloženo část dat, a tak je nutné při čtení hodnot číst z obou pamětí zároveň. Za tímto účelem se musí provést spojení adresní vodičů příslušných pamětí. Adresace hodnot je prováděna pomocí čítače, jenž byl již dříve popsán v podkapitole 3.2.3. Na obr. 16 je znázorněn průběh čtení dat z paměti.

Obr. 16-Čtení z paměti EEPROM pomocí തതതത ࡱࡻ [13]

17

3.2.5.Číslicově analogový převodník Číslicově analogový převodník slouží k transformování číslicového signálu na analogový. Rozlišují se na dva druhy, a to na číslicově analogové převodníky s proudovým výstupem a na číslicově analogové převodníky s napěťovým výstupem. Převodní charakteristiky jsou definovaný podle [2] vztahy ܷ௢௨௧ ൌ ܷ௥ ‫ܫܦ‬௢௨௧ ൌ ‫ܫ‬௥ ‫ܦ‬

(3.10)

Kde Uout

je výstupní napětí číslicově analogového převodníku

Ur

referenční napětí číslicově analogového převodníku

Iout

výstupní proud číslicově analogového převodníku

Ir

referenční proud číslicově analogového převodníku

D

vstupní binárně zakódovaný číslicový signál

Hodnoty číslicového signálu jsou v binárním kódu. Binárně zakódována hodnota je definovaná podle [2] vzorcem ௡

‫ ܦ‬ൌ ෍ ܽ௜ ʹି௜

(3.11)

௜ୀଵ

Kde D

je hodnota číslicového signálu vyjádřeného binárním kódem

ai

i-tý bit binárně zakódovaného signálu

n

počet bitů ଵ

Bit a1 je bit s nevyšší váhou ଶse označuje jako nejvýznamnější bit – MSB. Bit an je bit s nejnižší vahou 2-n se označuje jako nejméně významný bit – LSB. Maximální hodnota číslicového signálu je dána podle [2] vztahem ‫ܦ‬௠ ൌ ͳ െ ʹି௡

Kde Dm n

je maximální hodnota číslicového signálu počet bitů

18

(3.12)

Ze vzorce 1.14 vyplývá, že je maximální hodnota výstupní veličiny převodníku menší o 1 LSB než jeho rozsah. O rozlišitelnosti převodníku vypovídá váha bitu an, ale lze vypočítat podle[ ]ze vztahu ‫ݍ‬௦ ൌ

ܷ௢௨௧ிௌ ‫ܫ‬௢௨௧ிௌ ‫ݍ‬ ൌ ௦ ʹ௡ െ ͳ ʹ௡ െ ͳ

(3.13)

Kde qs

je kvantizační krok

n

počet bitů

UoutFS

úplný rozsah výstupního napětí

IoutFS

úplný rozsah výstupního proudu

Číslicově analogové převodníky se dále dělí na klasické číslicově analogové převodníky označované jako DAC a na násobící analogově číslicové převodníky označované jako MDAC. Klasický číslicově analogový převodník se od násobícího analogově číslicového převodníku liší tím, že má jeho referenční napětí je konstantní. Násobící analogově číslicový převodník má proměnné referenční napětí a může pracovat v několika režimech. Existují tři pracovní režimy, a to jednokvadrantový, dvoukvadrantový a čtyřkvadrantový. Dvoukvadrantové a čtyřkavdrantové číslisově analogové převodníky používají k vyjádření hodnoty číslicového signálu binární kód s posunutím nebo binární doplňkový kód.[2] Funkci číslicově analogových převodníků charakterizují tři skupiny parametrů, a to statické parametry, frekvenční parametry a časové parametry. [10] Statické parametry:

diferenciální nelinearita – DNL

integrální nelinearita – INL

zesílení

offset

Frekvenční parametry:

dynamický rozsah bez intermodulačního zkreslení – SFDR

odstup signál / šum a zkreslení – SNDR

i-té harmonické zkreslení

celkové harmonické zkreslení – THD 19

Časové parametry:

velikost překmitu

3.2.5.1.

nejistota odezvy

časová nelinearita - NTL

Číslicově analogové převodníky s rezistorovými sítěmi

Číslicově analogové převodníky s rezistorovými sítěmi pracují na principu sčítání váhových proudů na vstupu invertujícího zesilovače. Proudy jsou generovány pomocí váhové, žebříčkové nebo kombinované rezistorové sítě. Generování pomocí váhové sítě je sice jednoduché, avšak kvůli počtu hodnot rezistorů vzrůstajícím s rozšiřujícím se rozlišením rozlišením převodníků je nepraktické. Výstupní napětí je dáno podle [2] vzorcem ௡

ܷ௢௨௧

ܴ௭ ൌ െʹܷ௥ ෍ ܽ௜ ʹି௜ ܴ

(3.14)

௜ୀଵ

Kde R

je výstupní odpor

Rz

zpětnovazební rezistor

Uout

výstupní napětí číslicově analogového převodníku

Ur

referenční napětí

n

počet bitů

ai

i-tý bit binárního signálu

Tuto vadu odstraňuje žebříčková rezistorová síť, kde se uplatňuje hodnota rezistoru R a 2R. Používání omezeného počtu hodnot rezistorů se snižují jejich časové konstanty. Nevýhodou žebříčkové sítě jsou proudové interakce mezi jednotlivými přepínači zhoršující přesnost převodníku. Výstupní napětí je dáno podle [2] vzorcem ௡

ܷ௢௨௧

ܴ௭ ൌ െܷ௥ ෍ ܽ௜ ʹି௜ ܴ ௜ୀଵ

20

(3.15)

Kde R

je výstupní odpor

Rz


Uout


Ur


n

počet bitů

ai


Posledním typem sítě používané u číslicově analogových převodníků s rezistorovými sítěmi je kombinovaná síť. Kombinovaná síť je tvořena sekcemi váhových rezistorů a zakončovacím rezistorem. Hodnota výstupního napětí je vyjádřena pomocí přímého binárního kódu. Výstupní napětí je dáno podle [2] vzorcem ௡

ܷ௢௨௧

ܴ௭ ൌ െʹܷ௥ ෍ ܽ௜ ʹି௜ ܴ

(3.16)

௜ୀଵ

Kde R

je výstupní odpor

Rz


Uout


Ur


n

počet bitů

ai


3.2.5.2.

Číslicově analogové převodníky se spínanými proudovými

Číslicově analogové převodníky se spínanými proudovými zdroji pracují na principu proudového spínání, u kterého se neuplatní parazitní kapacity rezistorů. Rezistory jsou spínány buď ke vstupu invertujícho zesilovače nebo k uzemnění. Existuje dvě varianty číslicově analogové převodníku se spínanými proudy, kdy jsou proudy shodné nebo váhově odstupňované. Výstupní napětí číslicově analogového převodníku se spínanými proudovými zdroji a shodnými proudy je dáno podle [2] vzorcem ௡

ܷ௢௨௧ ൌ െܴ௭ ‫ܫ‬௥ ෍ ܽ௜ ʹଵି௜ ௜ୀଵ

21

(3.17)

Kde R

je výstupní odpor

Rz


Uout


Ir

referenční proud

n

počet bitů

ai


Číslicově analogový převodník se spínanými váhovými proudovými zdroji je dáno podle [2] vzorcem ܷ௢௨௧ ൌ േ

ܴ௭ ܷ ʹܴଵ ௥

(3.18)

Kde R1

je rezistor R1

Rz


Uout


Ur


3.2.5.3.

Násobící číslicově analogové převodníky

Násobící číslicově analogové převodníky obsahují spínanou rezistorovou síť R-2R, která je napájená ze zdroje proměnného napětí Ur. Rezistorová síť je přepínána pomocí CMOS přepínačů do symetrické proudové sběrnice. Tento typ převodníků umožňuje dvou a čtyřkvadratové násobení, což je umožněno díky spínačům spínajícím proudy obou polarit. Zapojí-li se rezistorová síť do zpětnovazební větve invertujícího zesilovače, vznikne dělicí číslicově analogový převodník, jehož výstupní napětí je dáno podle [2] rovnicí ܷ௢௨௧ ൌ െ

Kde Ur

je referenční napětí

Uout

výstupní napětí

D

hodnota číslicového signálu

22

ܷ௥ ‫ܦ‬

(3.19)

Zapojí-li se dvě spínané rezistorové sítě do přímé a zpětnovazební větve invertujícího zesilovače, vznikne násobící a dělící číslicově analogový převodník s výstupním napětím podle [2] daným rovnicí ܷ௢௨௧ ൌ െ

‫ܦ‬ଵ ܷ ‫ܦ‬ଶ ௥

(3.20)

Kde Ur

je referenční napětí

Uout

výstupní napětí

D1

hodnota číslicového signálu 1. převodníku

D2

hodnota číslicově analogového signálu 2. převodníku

3.2.5.4.

Číslicově analogový převodník AD7846

Číslicově analogový převodník AD7846 je šestnácti bitový paralelní číslicově analogový převodník od firmy Analog Devices. Má symetrické napájení ±15 V a dva referenční napěťové vstupy VREF+ a VREF- . Výstupní napětí může být unipolární nebo bipolární. V případě, kdy je převodník použit v unipolárním módu, je zapojený pouze vstup VREF+ , druhý referenční vstup VREF- je připojený na uzemnění. Při unipolárním módu může být výstupní napětí v rozsahu 0 až 5 V nebo 0 až 10V. Během bipolárním módu jsou vstupy VREF+ a VREF- připojeny k napájení ± 5V. Na výstupu je napětí v rozmezí ±5V nebo ± 15V. V případě, že je použit bipolární mód, tak jsou číslicová data v doplňkovém kódu. Obvod AD78 se skládá ze tří číslicově analogových převodníků, z nichž dva jsou čtyřbitové, a jeden je dvanácti bitový. Čtyřbitové převodníky mají společnou odporovou síť. Jejich úkolem je správně přerozdělit napětí mezi záporné a kladné vstupy dvanácti bitového převodníku. Dvanácti bitový převodník provádí interpolaci mezi vstupy kladného a záporného napětí, čímž vytváří výstupní napětí. Na obr. 17 je zobrazené zapojení pinů. [21]

23

Obr. 17-Zapojení pinů číslicově analogového převodníku AD7846

Typické zapojení obvodu AD7846 zobrazené na obr. 18 je doplněno od obvod AD588, který slouží jako zdroj referenčního napětí s precizním nastavením.

Obr. 18 - Typické zapojení obvodu AD7846 s obvodem AD588

24

3.3. All pass filter All pass filter , zobrazen na obr. 19, je filtr umožňující posouvat fázi výstupního napětí vůči vstupnímu. Tento obvod filtr je zvláštní tím, že má konstantní zesílení. Tedy jeho zesílení není závislé na frekvenci vstupního signálu. Obvykle se používá ke korekcím fázového posuvu a k vytvoření zpoždění signálu. Frekvenční odezva, zobrazená na obr. 20, all pass filteru vychází z frekvenční odezvy dolní propusti dané podle [7] přenosem ‫ܨ‬ௗ ൌ

‫ܣ‬௨ ς௜ሺͳ ൅ ܽ௜ ݆߱ ൅ ܾ௜ ݆߱ ଶ ሻ

(3.21)

Kde Au

je zesílení filtru

ai

koeficient Butterworthova, Čebysheova nebo Besselova filtru

bi


ω

úhlová frekvence

Obr. 19 - Zapojení all pass filteru

Dosadí-li se do rovnice 3.21 za čitatel konjugovaný komplexní jmenovatel, vznikne podle [7] ς௜ሺͳ െ ܽ௜ ݆߱ ൅ ܾ௜ ݆߱ଶ ሻ ς௜ ඥሺͳ െ ܾ௜ ߱ ଶ ሻଶ ൅ ܽ௜ ଶ ߱ ଶ ݁ ି௝ఈ ‫ܨ‬ௗ ൌ ൌ ൌ ς௜ሺͳ ൅ ܽ௜ ݆߱ ൅ ܾ௜ ݆߱ ଶ ሻ ς௜ ඥሺͳ െ ܾ௜ ߱ ଶ ሻଶ ൅ ܽ௜ ଶ ߱ ଶ ݁ ௝ఈ (3.22)

ൌͳή݁

ିଶఈ

ൌ݁

௝ఝ

߮ ൌ െʹߙ ൌ െʹ ෍ ܽ‫݊ܽݐܿݎ‬ ௜

25

ܽ௜ ߱ ͳ െ ܾ௜ ߱ ଶ

(3.23)

Kde φ

je výsledný úhel posunutí

ai


bi


ω

úhlová frekvence

Přenos all pass filteru je dán podle [9] vztahem

‫ܨ‬ൌ

ͳ െܴ ൅ ݆߱

௖‫ܥ‬ ͳ ܴ ൅ ݆߱ ‫ܥ‬ ௖

(3.24)

߱௖ ൌ ʹߨ݂௖

Kde fc

je zlomová frekvence

R

elektrický odpor

C

kapacita kapacitoru

Zlomová frekvence filtru se vypočte podle [9] pomocí vztahu ݂௖ ൌ

ͳ ʹߨܴ‫ܥ‬

Kde fc

je zlomová frekvence

R

elektrický odpor

C

kapacita kapacitoru

26

(3.25)

Obr. 20 - Frekvenční odezva all pass filteru

27

4. Rozkladač Rozkladač je točivý elektrický transformátor, jehož náhradní schéma je na obr. 21. Užívá se k převodu úhlové výchylky na hodnotu napětí. Výstupní napětí je přímo úměrné úhlu natočení rotoru a má sinusový charakter. Celý točivý stroj je tvořen dvěma statorovými s a s´ a rotorovými r a r´ vynutími o stejném průřezu vodiče a počtu závitů. V zásadě se jedná o uzavřený elektromagnetický obvod. Magnetické osy vinutí jsou vzájemně posunuté o 90 °. Pro správnou funkci musí rozkladač splňovat konstrukční podmínku, aby vzájemná indukčnost mezi vinutím statoru s a vinutím rotoru r byla rovna nule, právě tehdy když budou jejich magnetické osy k sobě kolmé. Funkci rozkladače je možné popsat podle [3] následujícími vztahy.

Obr. 21 - Náhradní elektrické schéma rozkladače

‫ܯ‬௦௦ƴ ൌ ‫ܯ‬௥௥ƴ ൌ Ͳ ‫ܯ‬௦௥ ൌ ‫ܯ‬௥௦ ൌ ‫ݏ݋ܿܯ‬ሺߙሻ ‫ܯ‬௦௥ƴ ൌ ‫ܯ‬௥௦ƴ ൌ ‫݊݅ݏܯ‬ሺߙሻ ‫ܯ‬௥ƴ ௦ ൌ ‫ܯ‬௦௥ƴ ൌ ‫݊݅ݏܯ‬ሺߙሻ ‫ܯ‬௦Ƽ ௥ƴ ൌ ‫ܯ‬௥ƴ ௦ƴ ൌ ‫ݏ݋ܿܯ‬ሺߙሻ

Kde M´

je vzájemná indukčnost mezi vinutími statoru a rotoru

29

(4.1)

Efektivní hodnoty výstupních napětí rotorového vynutí, jsou při nezatíženém rozkladači popsány podle [3] rovnicemi ෡௥ ൌ ܷ ෡௦ ݇௥ ܿ‫ݏ݋‬ሺߙሻ ൅ ܷ ෡௦ƴ ݇௥ ሺߙሻ ܷ ߨ ߨ ෡௥ƴ ൌ ܷ ෡௦ƴ ݇௥ ቀߙ ൅ ቁ ൅ ܷ ෡௦ƴ ݇௥ ቀߙ ൅ ቁ ܷ ʹ ʹ ෡௥ƴ ൌ ܷ ෡௦ƴ ݇௥ ሺߙሻ െ ܷ ෡௦ ݇௥ ሺߙሻ ܷ ݊௥ ൌ ݊௥ƴ Ǣ݊௦ ൌ ݊௦ƴ Ǣ݇௥ ൌ

(4.2)

݊௥ ݊௥ƴ ൌ ݊௦ ݊௦ƴ

Kde Ûr

je výstupní napětí rotoru s fázovým posuvem 0°

Ûs

výstupní napětí statoru s fázovým posuvem 0°

Ûr´

výstupní napětí rotoru s fázovým posuvem 90°

Ûs´

výstupní napětí statoru s fázovým posuvem 90°

kr

činitel transformace

nr

počet závitů rotoru s fázovým posuvem 0°

nr´


ns

počet závitů statoru s fázovým posuvem 0°

ns´


Přesnost výstupních napětí je dána tím, jak důsledně jsou dodrženy podmínky dané rovnicemi (4.1) Za předpokladu, že jsou rotorová vinutí napájena dvěma napětími s fázovým posuvem 90 °, lze výstupní napětí statoru vyjádřit vztahem ෡௦ ൌ ܷ ෡௥ ݇௥ ሺ߱‫ ݐ‬൅ ߙሻ ܷ

Kde Ûs

je výstupní napětí statorového vinutí

Ûr

vstupní napětí rotorového vinutí

kr

činitel transformace

α

úhlová výchylka

30

(4.3)

5. Tvarovací obvod Tvarovací obvod je funkční měnič zajišťující pomocí nelineární operační sítě, aby na výstupu vzniklo napětí funkčně závislé na vstupním napětí. Existuje několik typy funkčních měničů, např. aproximační funkční měnič, logaritmický funkční měnič a trigonometrický funkční měnič,atd. Z vyjmenovaných funkčních měničů jsou pro vytvoření vhodné dva. Prvním z nich je aproximační funkční měnič a druhý trigonometrický funkční měnič.

5.1. Aproximační funkční měnič Aproximační funkční vytváří výstupní průběh napětí pomocí lomených čar, které aproximují požadovanou funkci. Existují dvě metody aproximace, a to tečnová a sečnová. U tečnové aproximace tvoří lomené čáry tečny k průběhu funkce. Zatímco u sečnové je lomená čára spojnicí mezi krajními body lichoběžníku vzniklého rozdělením časové osy na intervaly. Obě metody jsou zobrazeny na obr. 22 a obr. 23.

Obr. 23 - Sečnová aproximace

Obr. 22 - Tečnová aproximace

Základem této metody je to, že se vhodně rozdělí průběh na lichoběžníky, mezi jejichž vrcholy vede tečna nebo sečna. Dále pak se stanoví velikost odchylky lomené čáry od aproximovaného průběhu, jež by měla být stejná ve všech úsecích aproximace.

31

Pro k-tý úsek mezi body Pk a Pk+1 podle [2] platí ‫ ݕ‬ൌ ‫ݕ‬௞ ൅ ܵ௞ ሺ‫ ݔ‬െ ‫ݔ‬௞ ሻ ܵ௞ ൌ

ሺ‫ݕ‬௞ିଵ െ ‫ݕ‬௞ ሻ ο‫ݔ‬௞

(5.1)

Kde Sk

je směrnice k-tého úseku lomené čáry

Δxk

délka k-tého úsek

Délku úseku k-tého úseku Δxk je možné při zadané chybě aproximace ε stanovit z Taylorova rozvoje funkce ‫ ݕ‬ൌ ݂ሺ‫ݔ‬ሻ podle [2] ze vztahu ο‫ݔ‬௞ ൌ

ߝ ʹ ඨ ݀ଶ ݂ሺ‫ݔ‬௦௞ ሻ ݀‫ ݔ‬ଶ

ర

‫ݔ‬௦௞ ൌ

(5.2)

‫ݔ‬௞ାଵ െ ‫ݔ‬௞ ʹ

Kde Δxk ௗమ ௙ሺ௫ೞೖ ሻ ௗ௫ మ

ε

je délka k-tého úseku druhá derivace funkce f (x) ve středu intervalu xsk chyba aproximace

Při souměrně rozložené chybě aproximace ε je počet úseků lomené čáry dán podle[2] vzorcem ௫೙

ͳ ݀ଶ ݂ሺ‫ݔ‬௦௞ ሻ ܰൌ නඨ ݀‫ݔ‬ Ͷߝ ݀‫ ݔ‬ଶ

(5.3)

௫భ

Kde

ε

je chyba aproximace

ௗమ ௙ሺ௫ೞೖ ሻ ௗ௫ మ

druhá derivace funkce f (x)

Jedním typem aproximačního funkčního měniče je aproximační sinusový. Aproximační funkční sinusový měnič se skládá z diod a rezistorů zapojených paralelně ve větvích. V principu jde o to, že se využívá napětí závislého na odporu. Při nízkém napětí je dioda uzavřena, takže má příslušná větev nekonečný odpor. Při překonání prahového napětí diody, začne dioda vést a do funkční sítě se připojí 32

celá větev s daným odporem. Při ekvidistantním rozložení N aproximačních bodů jsou vstupního napětí dána podle [2] vztahem ܷଵ௜ ൌ േ

݅ ܷ Ͳ ൑ ݅ ൑ ܰ ܰ ଵ

(5.4)

Kde U1i

je napětí v bodě 1i

U1

vstupní napětí

N

počet bodů aproximace při ekvidistantním rozložení

jsou výstupní odpovídající napětí měniče podle [2] ܷଶ௜ ൌ േܷଵ ‫݊݅ݏ‬

ߨ݅ ܰ

(5.5)

Kde U2i

je napětí v bodě 2i

U1

vstupní napětí

N

počet bodů aproximace při ekvidistantním rozložení

Strmosti jednotlivých úseků jsou pak dány podle[2] vzorcem. ܵ௞ ൌ

ܷଶሺ௞ାଵሻ െ ܷଶ௞ ܰ ߨሺ݇ ൅ ͳሻ ߨ݇ ൌ ൤‫݊݅ݏ‬ െ ‫ ݊݅ݏ‬൨ ܰ ܰ ܷଵሺ௞ାଵሻ െ ܷଵ௞ ߨ

(5.6)

Kde Sk U1k U1(k+1) U2k U2(k+1)

je strmost k-tého úseku lomené čáry napětí U1 v k-tém bodě ..napětí …..napětí

U2 v k+1-ním bodě U2 v k-tém bodě

napětí U2 v k+1-ním bodě

Hodnoty rezistorů vycházejí z poměru. S větším počtem ekvidistantně rozložených aproximačních bodů klesá i zkreslení THD. Například při N=6 je hodnota THD =0,8%.

33

5.2. Trigonometrický měnič Trigonometrický měnič pracuje na principu buď aproximace průběhu rozvojem mocninné řady, nebo nelineárního přenosu rozdílového zesilovače. Součet rozvoje mocninné řady, používané k aproximaci u sinusového funkčního měniče, vyjádřený podle [2] rovnicí ஶ

‫ݔ‬ଷ ‫ݔ‬ହ ‫ ݔ‬ଶ௡ାଵ ‫ ݔ‬ൌ ‫ ݔ‬െ ൅ െ ‫ ڮ‬ൌ ෍ ሺെͳሻ௡ ሺʹ݊ ൅ ͳሻǨ ͵Ǩ ͷǨ

(5.7)

௡ୀ଴

je z důvodu dosažení minimální chyby aproximace upraven pro hodnoty z intervalu గ

െଶ ൏ ‫ ݔ‬൏

గ ଶ

na podle [2] tvar ‫ ݕ‬ൌ ‫ ݔ‬ൌ Ͳǡͻͷͺʹͷ‫ ݔ‬െ ͲǡͳͶͲʹ‫ ݔ‬ଷ

(5.8)

Takto upravený rozvoj umožňuje dosáhnout až 0,6 % přesnosti aproximace. Při zapsáním poměrů amplitud vstupního a výstupního napětí pomocí x a y ‫ݔ‬ൌ

ߨܷଵ ܷଶ ‫ ݕ‬ൌ ʹܷଵ௠ ܷଶ௠

(5.9)

Kde U1

je vstupní napětí

U1m

maximálního hodnota vstupního napětí

U2

výstupní napětí

U2m

maximální hodnota výstupního napětí

je možné vyjádřit výstupní napětí rovnicí ܷଶ ൌ ͳǡͷͶ͸ܷଵ െ ͲǡͷͶ͵ ൬

ܷଵ ଷ ߨ ܷଵ ൰ ൌ ܷ௠ ‫ ݊݅ݏ‬൬ ൰ ʹ ܷ௠ ܷ௠

Za předpokladu, že Um=U1m=U2m.

34

(5.10)

Kosinusový měnič je obdobou sinusového měniče. Ze sinusového funkčního měniče se stane kosinusový měnič, posune-li se vstupní napětí u1 o hodnotu U1m. Protože platí rovnice ‫ݑ‬ଶ ൌ ܷଵ௠ െ ‫ݑ‬ଵ

(5.11)

Kde u2

je hodnota výstupního napětí

u1

hodnota vstupního napětí

U1m

maximální hodnota vstupního napětí

platí pro výstupní napětí měniče rovnice[2] ‫ݑ‬ଷ ൌ ܷଵ௠ ܿ‫ ݏ݋‬൬ߨ

ܷଵ ൰ Ͳ ൑ ‫ݑ‬ଵ ൑ ܷଵ௠ ܷଵ௠

(5.12)

5.3. Tvarovací obvod s využitím integrovaného obvodu AD 639 AD Tento tvarovací obvod je složen z několika dílčích bloků, které zajišťují jednotlivé úpravy signálu. Na blokovém schématu zobrazeném obr. 24 je vidět sled provádění jednotlivých úkonů.

Obr. 24 - Blokové schéma zapojení tvarovacího obvodu s integrovaným obvodem AD 639 AD

Kde S

je stabilizátor

K

komparátor

P

přepínač

I

integrátor

D

derivátor

35

AD639AD univerzální trigonometrický tvarovač KZ

koncový zesilovač

Vstupním signálem obvodu je sinusový signál s amplitudou 10-15 V, který je pomocí komparátoru realizovaného pomocí obvodu LM 111 převeden na obdélníkový průběh s amplitudou 15V. Tento průběh je pak použit ke spínání přepínače. Ten přepíná mezi stabilizovaným napětím s hodnotou napětí 5V a inertovaným napětím pomocí invertujícím zesilovačem. Z výstupu přepínače je dále signál přiveden na vstup integrátoru zobrazeného na obr. 25 s přenosem podle [2] ‫ܨ‬ௗ ൌ െ

ܴଶ ͳ ܴଵ ͳ ൅ ݆ܴ߱ଶ ‫ܥ‬ଵ

(5.13)

Kde R1

je vstupní odpor

R2


C1

zpětnovazební kapacitor

Fd

přenos integrátoru

Obr. 25 - Zapojení integrátoru

Výstupem z filtru je trojúhelníkový signál. Následující blok je derivátor zobrazený na obr.26s přenosem podle [2] ‫ܨ‬௛ ൌ െ

ܴଶ ݆ܴ߱ଵ ‫ܥ‬ଵ ܴଵ ͳ ൅ ݆ܴ߱ଵ ‫ܥ‬ଵ

36

(5.14)

Kde R1

je vstupní odpor

R2


C1

vstupní kapacitor

Fh

přenos derivátoru

Obr. 26 - Zapojení derivátoru

kde se upravuje trojúhelníkový signál normovanou velikost napětí. Amplitudově upravený signál pokračuje do univerzálního trigonometrického tvarovače, kvůli němuž se až do této doby prováděli jednotlivé operace se vstupním signálem. Obvodu AD 639 AD je věnována následující samostatná část. Za univerzálním trigonometrickým tvarovačem je umístěn ještě invetrující operační zesilovač se zesílením AU=1, jenž má sloužit jako impedanční oddělení výstupu od celého obvodu.

5.4. Integrovaný obvod AD 639 AD AD 639 AD je univerzální trigonometrický tvarovač od firmy Analog Devices. Zapojení kontaktů je uvedené na obr. 27. Tento obvod se vyznačuje velkou přesností generovat standartní trigonometrické funkce, konkrétněji sinus, kosinus, tangens, kotangens, sekant a kosekant, arkus sinus, arkus kosinus atd. Pro tuto aplikaci bude využit pouze sinusový mód.

37

Obr. 27 - Zapojení pinů obvodu AD 639 AD

Obvod AD639 AD generuje buď nezkreslený sinusový průběh z trojúhelníkového průběhu, nebo přesný sinusový průběh použitelný k výpočetním aplikacím. Ve většině případů jsou použity obě zmíněné funkce, takže je zajištěná nízká úroveň zkreslení a přesnost. Nejmenší vstupní řídící je 1,8V. V ideálním případě je vstupní řídící napětí rovné 10V a výstupní napětí odpovídá vstupnímu řídícímu napětí. Typické zapojení obvodu je na obr 28 [20]

Obr. 28 - Typické zapojení obvodu AD639AD

38

6. Zdroj referenčního a stabilizovaného napětí Transformované napětí slouží jednak jako reference pro samotný fázový posuv, jednak po usměrnění a stabilizaci k napájení integrovaných obvodů. Konstrukce je zobrazena na blokovém schématu na obr. 29.

Obr. 29 - Blokové schéma zapojení referenčního a stabilizovaného zdroje napětí

Kde Tr

je transformátor síťového napětí

U

jednofázový usměrňovač

F

filtr

S

stabilizátor

6.1. Transformátor K transformaci je použit síťový transformátor s odpovídající hodnotou přenášeného zdánlivého výkonu určenou podle [2] vztahem ܲ ൌ ܷ௜௡ ‫ܫ‬௜௡ ൌ ͶǡͶͶ݂‫ܤ‬௠ ܵி௘ ܰ௜௡ ‫ܫ‬௜௡

(6.1)

Kde P

je přednášený výkon

Uin

efektivní hodnota vstupního napětí primárního vinutí transformátoru

Iin

efektivní hodnota vstupního proudu primárního vinutí transformátoru

f

frekvence střídavého sinusového napětí

Bm

maximální hodnota magnetické indukce jádra transformátoru

SFe

průřez jádra transformátoru

Nin

počet závitů primárního vinutí transformátoru

39

Průřez jádra transformátoru SFe je určen podle [2] vzorce ܲ ܵி௘ ൌ ඨ ͶǡͶͶ݂‫ܤ‬௠ ݇ଵ ݇ଶ ‫ܬ‬

(6.2)

Kde je poměr průřezu primárního vinutí Sin k jeho ploše SFe

k1

poměr průřezu primárního vinutí NinSCu k jeho ploše Sin

k2 ூ

‫ ܬ‬ൌ ௌ೔೙

಴ೠ

proudové hustota vinutí

V případě, že má být transformátor provozován na síťovém kmitočtu 50Hz se výpočet zjednoduší. Poměry k1 a k2 =0,5 a proudová hustota vinutí J= 2,55 A/ mm2 . Při použití klasických transformátorových plechů je maximální hodnota magnetické indukce Bm=1T. ܵி௘ ൌ ͳͲିସ ξܲ

(6.3)

Počet závitů sekundárního vinutí vztažených k výstupnímu napětí o hodnotě 1V se kvůli energetickým ztrátám navyšuje obvykle o 5 až 10 % v závislosti na velikosti použitého jádra. [8]

6.2. Usměrňovač Usměrňovač je obvod provádějící převod střídavého napětí na stejnosměrné. Existuje několik druhů usměrňovačů a liší se od sebe v počtem zapojených diod. Nejjednodušší je jednocestný usměrňovač skládající se z jedné diody a filtračního kapacitoru. Většinou se používá v aplikacích, kde je malý proudový odběr. Vzhledem k tomu, že je zapotřebí usměrnit napětí kladné a záporné polarity, není tento typ usměrňovače vhodný. Pro tuto aplikace bude použit dvoucestný usměrňovač se symetrickým výstupem na obr. 30.

Obr. 30 - Dvoucestný usměrňovač se symetrickým výstupem

40

V podstatě se jedná o můstkový usměrňovač, jenž má na výstupech filtrační kapacitory. Jeho úkolem je potlačovat zvlnění. Hodnota filtračního kapacitoru je dána podle [8] vztahem ‫ܥ‬ൌ

݇ ή ‫ܫ‬௢௨௧ ‫ ݌‬ή ܷ௦௦

(6.4)

Kde k

je konstanta (pro dvoucestné usměrnění k= 200)

Iout

výstupní proud do zátěže

p

zvlnění, při p=0% je dokonale vyhlazené výstupní napětí

U20

výstupní usměrněné napětí naprázdno ‫݌‬ൌ

ο‫ݑ‬ଶ଴ ή ͳͲͲ ܷଶ଴

(6.5)

Kde p

je činitel zvlnění udávaný v procentech

U20

výstupní usměrněné napětí naprázdno

Δu20

rozdíl maximální a minimální hodnoty kolísání napětí v okolí střední hod-

noty Výstupní napětí naprázdno vychází podle [2] z rovnice ܷଶ଴ ൌ ξʹܷଶ௡ െ ܷ஽

(6.6)

Kde U20

je napětí naprázdno nezatíženého dvoucestného usměrňovače

U2n

napětí na svorkách transformátoru

UD

úbytek napětí při průchodu proudu

Jakmile se na výstup usměrňovače připojí zátěž, poklesne výstupní napětí na hodnotu danou podle [2] vzorcem ܷଶ௭ ൌ ʹ

ܷଶ଴ ܴ௜ ൬ͳ െ ൰ ߨ ܴ௭

41

(6.7)

Kde U2z

je střední hodnota výstupního napětí při zatížení usměrňovače

U20

napětí naprázdno nezatíženého dvoucestného usměrňovače

Ri

vnitřní odpor sekundárního vinutí transformátoru

Rz

odpor zátěže

Střední hodnoty zatěžovacího proudu Iz a proudu procházející diodou Id jsou totožné Opačně polarizovaná dioda je při průchodu proudu namáhána napětím daným rovnicí. ܷ஽௭ ൌ ξʹܷଶ଴

(6.8)

Kde UDZ U20

je napětí namáhající diodu v závěrném směru. napětí naprázdno nezatíženého jednocestného usměrňovače

Nevýhodou dvousměrného usměrnění je, že má při odběru nízkých napětí malou účinnost. [2][15]

6.3. Stabilizátor Za stabilizátor lze považovat jakýkoli obvod zabezpečující konstantní napájecí napětí při změně výstupního (zatěžovacího) proudu, výstupního (obvykle síťového) napětí a teploty okolí. Jiné veličiny obvykle hodnotu výstupního napětí neovlivňují. Každý stabilizátor kromě stabilizačních účinků více či méně snižuje střídavou složku výstupního napětí (zvlnění), a tak pracuje tedy jako filtr. Nejjednodušší stabilizátor se skládá ze Zenerovy diody a předřadného odporu. Zenerova dioda zapojená v závěrném směru se vyznačuje VA charakteristikou s rychle rostoucím proudem při pozvolném nárůstu napětí. Stabilizátor se Zenerovou diodou pracuje na principu ořezávání napěťového průběhu na velikost Zenerova napětí. Tento stabilizátor by však nebyl vhodný pro vytváření stabilizovaného napětí v konstruovaném napájecím zdroji, jelikož by nesplňoval podmínky teplotně stabilního zdroje a není vhodný pro dodávání

42

Z toho důvodu je lepší použít třísvorkový lineární stabilizátor. Existuje ve dvou variantách pro kladné a záporné napětí. Typické zapojení stabilizátorů je na obr. 31

Obr. 31 - Typické zapojení obou typů stabilizátorů pro kladné a záporné napětí

Jak kladný, tak záporný stabilizátor má na vstupu kapacitor C1. Tento kapacitor je využit především v případě, kdy vzdálenost mezi filtračním kapacitorem napájecího zdroje a stabilizátoru větší jak 5 cm. Jeho hodnota bývá většinou 1 μF. Jeho úkolem je tvořit jakýsi zásobník, udržující stále stejně velkou dodávku usměrněného na vstup stabilizátoru. Na výstupu je připojený kapacitor C2. Zabraňuje rozkmitání stabilizátoru na vysokých kmitočtech, čímž se zlepšuje impulzní odezva stabilizovaného zdroje jako celku. Pro správnou funkci stabilizátoru je důležité, aby vstupní napětí bylo o něco větší, než je požadovaná hodnota výstupního napětí. Důvodem je to, že se určití část napětí spotřebuje na řídícím členu stabilizátoru. Tomuto napěťovému úbytku se říká Low – drop napětí. Každý stabilizátor má jinou hodnotu. Většinou bývá okolo 2V. [2][15][18][19]

43

7. Zvolené řešení Z uvedených řešení bylo vybráno řešení s all pass filterem. Oproti zbývajícím variantám je tato varianta snadná na sestavení. Další výhodou je to, že je možné v případě potřeby sestavit all pass filter posouvající fázi na jiném kmitočtu. Obvod all pass filteru zabírá minimum místa na plošném spoji. Pořizovací cena součástek vztažená k dosaženým výsledkům je přívětivá. Přesnost nastavení fázového posuvu all pass filtru v porovnáním s Görgesovým můstkem je lepší, jelikož je zde pouze jeden kapacitor, a neuplatní se diference hodnot jako v případě dvou těchto prvků u Gergesova můstku. Mimo jiné není zapotřebí použít diferenční zesilovač. Metoda realizace pomocí fázového závěsu a pamětí typu EEPROM je podstatně složitější co do počtu prvků. Přibývá nutnost používat několik logických obvodů, z nichž každý má určité zpoždění. Toto zpoždění je pak nutné korigovat. Řešení s fázovým závěsem a paměťmi typu EEPROM je příliš rozsáhlé a né snadno se provede změna kmitočtu posouvaného napětí. V průběhu řešení této bakalářské práce se objevil požadavek na to, aby krom zadáním požadovaného fázového posuvu na síťovém kmitočtu 50 Hz bylo možné posouvat fázi signálů s kmitočtem 16,67 Hz a 60 Hz.

7.1. Realizace zvoleného řešení V této kapitole je popsán konkrétní návrh a konstrukce jednotlivých bloků vybraného řešení. Zdroj referenčního a napájecího napětí určený k napájení elektronických obvodů, který zároveň slouží jako reference pro all pass filtr pracující na kmitočtu 50 Hz, se skládá ze síťového transformátoru se třemi sekundárními vinutími. Tato vinutí jsou symetrická, což umožňuje využít jedno vinutí jako referenci pro all pass filtr a zbylá dvě vinutí po usměrnění a stabilizaci k napájení. Na výstupech sekundárního vinutí bylo naměřeno střídavé napětí o velikosti 27V. Po usměrnění bylo na výstupech můstkového usměrňovače naměřeno stejnosměrné napětí 33V. Na výstupech můstkového usměrňovače jsou připojeny filtrační kapacitory s kapacitou 500μF, za kterými pak následují stabilizátory pro kladné a záporné napětí. Předepsaná hodnota vstupního napětí stabilizátorů je 23 V stejnosměrného napětí. Vzhledem k tomu, že je vstupy přiváděno o 10 V větší napětí než má, jsou stabilizátory doplněny o chladiče, které odvádějí přebytečné teplo. Rozkladač je určen k použití na frekvenci 400 Hz a napětí 28V. Má-li správně fungovat na kmitočtu 50 Hz, musí se do rotoru rozkladače přivádět 8 krát menší napětí, tedy hodnota ko-

45

lem 3 V. Z tohoto důvodu byl před all pass filtr pracující na frekvenci 50 Hz zapojen napěťový dělič. Napěťový dělič se skládá z dvou rezistorů o hodnotách 13kΩ a 1,8kΩ. Referenční signál pro all pass filtry pracující na kmitočtech 60 a 16,67 Hz je přiváděn z frekvenčního generátoru. Pro signál z generátoru platí stejná podmínka, aby velikost napětí byla úměrná velikosti kmitočtu. Maximální velikost povoleného napětí při 60 Hz je 4,2V a při 16,67 Hz je 1,67 V. Při realizaci all pass filtrů byly použity pevné rezistory a 25 otáčkové trimry, pomocí kterých je ohmická hodnota přesněji nastavena. Z důvodu lepší teplotní stability byly použity svitkové kapacitory. Hodnoty součástek byly vypočteny podle vzorce a jsou umístěny v tabulce tab.1

Součástky / Kmitočet R1 C1

50 Hz 14,468Ω 220nF

60 Hz 12,057Ω 220nF

16,67 Hz 9,5493Ω 1μF

Tab. 1-Hodnoty součástek all pass filtrů

Po připojení rozkladače, se na výstupu objevilo rušení způsobené vyššími harmonickými kmitočty. Z toho důvodu bylo nutné výstupní napětí z rozkladače vyfiltrovat pomocí dolních propustí. Vypočtené hodnoty filtrů jsou umístěny v tabulce tab. 2. fc

R1

R2

R3

C1

16,67 Hz

100kΩ

13 kΩ

27kΩ

27kΩ

50 Hz

100kΩ

120Ω

1,1 kΩ

33nF

60 Hz

100kΩ

3 kΩ

27kΩ

3,3nF

Tab. 2-Hodnoty součástek dolních propustí

Vyfiltrované a zesílené napětí je pak přivedeno na vstup tvarovacího obvodu. Tvarovací obvod zajišťuje konstantní amplitudu při jakémkoli vstupním napětí. V ideálním případě by na výstupu měl být sinusový průběh se stejnou amplitudou, jako měl vstupní signál. Při testování bylo na výstupu tvarovacího obvodu naměřeno napětí o velikosti 7 V. K tomu, aby bylo možné nastavit požadovanou velikost výstupního napětí, je za tvarovačem umístěn koncový zesilovač. Koncový zesilovač se skládá z invertujícího zesilovače, rezistoru umístěného na vstupu operačního zesilovače o velikosti 6,8kΩ a 10kΩ přesnému více otáčkového potenciometru umístěného ve zpětné vazbě operačního zesilovače.

46

Poslední úpravou signálu je galvanické oddělení pomocí oddělovacího transformátoru. Převodní poměr transformátoru je roven 1. Při vypočítávání počtu závitů muselo být počítáno s frekvencí 16,67 Hz, aby se zamezilo překročení maximálního povoleného sycení Bmax. Počet závitů transformátoru byl určen na 1000 závitů.

47

8. Závěr Při řešení bakalářské práce byl použit rozkladač. Rozkladač umožňuje spojitě posouvat fázi v intervalu 0-360° za předpokladu, že jsou do rotoru přiváděna dvě napětí vzájemně fázově posunutá o 90°. Pak je možné ze statoru odebírat fázově posunuté napětí. Během řešení byly nastudovány metody řešení, z nichž byla vybrána řešení pomocí all pass filtru. V průběhu řešení bylo zařízení rozšířeno, aby bylo možné provádět fázový posuv i na frekvencích 60 Hz a 16,67 Hz. Pro všechny tři kmitočty byly zkonstruovány all pass filtry, z nichž all pass filtr pracující na frekvenci 50 Hz využívá referenční napětí z referenčního a napájecího zdroje. Referenční napětí all pass filtrů pracujících na kmitočtech 60 Hz a 16,67 Hz je přiváděno z frekvenčního generátoru. Po připojení vzájemně posunutých napětí k rozkladači se na výstupu rozkladače objevovalo rušení v podobě vyšších harmonických kmitočtů. Toto rušení bylo odstraněno pomocí dolních propustí umístěných za výstupem z rozkladače. Dolní propusti krom filtrování signálu vstupní signál zesilují, aby na vstupu tvarovacího obvodu s integrovaným obvodem AD 639 AD byla velikost napětí minimálně 10V. Tvarovací obvod zajišťuje stálou amplitudu výstupního napětí z rozkladače, které jinak kolísalo. Kolísání bylo způsobeno tím, že vinutí rotorového a statorového vinutí rozkladače nejsou symetrická. Nastavování úhlové výchylky je řešeno pomocí ukazatele pohybujícího se po kruhové stupnici s rozlišením 0,5°. Ukazatel je připojen k hřídelce rozkladače. Stupnice je možné posouvat, čímž se snadno nechá nastavit výchozí poloha. Tento systém nastavování úhlové výchylky by v budoucnu bylo dobré doplnit o číslicové snímání polohy ukazatele, jež by pak byl zobrazován na displeji. Usnadnilo by se tak odečítání úhlové výchylky. Kromě zlepšení snímání a nastavení polohy rotorových vinutí vůči statorovým vinutím rozkladače by bylo vhodné zařízení doplnit o zdroje referenčního signálu pro all pass filtry pracující na kmitočtech 60 Hz 16,67 Hz. Odstranila by se tak nutnost odebírat referenční napětí z frekvenčního generátoru. Zdroj referenčního napětí o frekvencích 60 Hz a 16,67 Hz by měl být fázově zavěšený na vstupním síťovém napětí.

49

9. Použitá literatura Parkman, J.: Generátor napětí fázově zavěšeného na síti 50 Hz. Diplomová práce FEL

[1]

ČVUT, Praha 2004. FISHER, Jan; VEDRAL, Josef. Elektronické obvody pro měřící techniku. 2004. Praha:

[2]

Vydavatelství ČVUT, 2004. 340 s. ISBN 80-01-02966-2 DRAXLER, Karel. Letecké palubní přístroje I: Převodníky pro měření neelektrických

[3]

veličin. Praha : [s.n.], 1980. 84 s [4]

MHB4046 - obvod fázového závěsu. Sdělovací technika. 1983, 31, 10, s. 369-373.

[5]

BEST, Roland E. Phase-Locked Loops : Design, simulation and applications. Fifth edition. McGraw-Hill Professional, 2003. 421 s. ISBN 0-07-141201-8; Dostupné z WWW: http://books.google.cz/books?id=hEZi8Hellq8C&lpg=PR8&ots=9jWZcq9tu&dq=Phase-locked%20loop%20realization&pg=PP1#v=onepage&q&f=false

[6]

GODSE, A.P.; BAKSHI, U.A. Linear Integrated Circuits And Applications. First. [s.l.] : Technical Publications, 2008. 647 s. ISBN 9788189411305 Dostupné z WWW: http://books.google.cz/books?id=vBoS7tXEvK4C&printsec=frontcover#v=onepage&q&f=f alse

TIETZE, Ulrich; SCHENK, Christoph. Electronic Circuits : Design and Applications.

[7]

Berlin : Lüderitz & Bauer, 1965. ISBN 3-540-50608-X KREJČIŘÍK, Alexandr. Napájecí zdroje I: Základní zapojení analogových

[8]

a spínaných napájecích zdrojů. 1. vydání. Praha: Nakladatelství BEN, 1996. 352 s. ISBN 80-86056-02-3 HÁJEK, Karel; SEDLÁČEK, Jiří. Kmitočtové filtry. 1. vydání. Praha:

[9]

Nakladatelství BEN, 2002. 535 s. ISBN 80-7300-023-7 [10]

Maxim Integrated Products. Maxim : INNOVATION DELIVERED [online]. 2000

ADC and DAC Glossary. Dostupné z WWW: http://pdfserv.maximic.com/en/an/AN641.pdf [11]

Datasheet [online] Fairchild Semiconductor. MM74HC4046 CMOS Phase Lock Loop.

[s.l.] : [s.n.], 1984, 2003 Dostupné z WWW: http://www.datasheetcatalog.com/datasheets_pdf/7/4/H/C/74HC4046.shtml [12]

Datasheet [online] Philips. 74HC4040 12-.stage binary ripple counter [s.l.] : [s.n.],

2005 Dostupné z WWW: www.nxp.com/documents/data_sheet/74HC_HCT4040.pdf\

51

[13]

Datasheet [online]ON Semiconductor. CAT28C16A-16 kb CMOS Parallel EEPROM.

[s.l.] : [s.n.], 2009. Dostupné z WWW: http://www.onsemi.com/PowerSolutions/product.do?id=CAT28C16A [14]

Datasheet [online] NXP Semiconductors. 74HC93 – 4-bit ripple binary ripple coun-

ter. [s.l.] : [s.n.], 1990 Dostupné z WWW: http://ics.nxp.com/products/hc/datasheet/74hc93.74hct93.pdf [15]

Datasheet [online]ON Semiconductor. LM358N-Single Supply Dual Operational Am-

plifiers. [s.l.] : [s.n.], 2002. Dostupné z WWW: http://www.onsemi.com/PowerSolutions/product.do?id=LM358 [16]

Datasheet [online]ON Semiconductor. TCA0372,1.0 A Output Current, Dual Power

Op Amp. [s.l.] : [s.n.], 2005. Dostupné z WWW: http://www.onsemi.com/PowerSolutions/product.do?id=TCA0372 [17]

PELIKÁN, Jaroslav. Paměti : Vnitřní paměti [online]. 1998. Architektura počítačů

PC. Dostupné z WWW: http://www.fi.muni.cz/usr/pelikan/ARCHIT/TEXTY/INTPAM.HTML [18]

Datasheet [online]National Semiconductor. 7815-Series Voltage Regulators [s.l.] :

[s.n.], 2000. . Dostupné z WWW: http://www.national.com/opf/LM/LM7815C.html [19]

Datasheet [online]National Semiconductor. 7915-Series Voltage Regulators [s.l.] :

[s.n.], 2000. . Dostupné z WWW: http://www.national.com/mpf/LM/LM7915.html [20]

Datasheet [online]Analog Devices. AD639AD-Universal Trigonometric Fuction Con-

vertor [s.l.] : [s.n.],1985. . Dostupné z WWW: http://www.alldatasheet.com/view.jsp?Searchword=AD639AD [21]

Datasheet [online] Analog Devices. 16-bit Voltage Output DAC [s.l.] : [s.n.], 2000. .

Dostupné z WWW: http://www.analog.com/en/digital-to-analog-converters/daconverters/ad7846/products/product.html

52

Příloha A Obsah přiloženého CD Adresářová struktura disku: x x x

Text práce ve formátu PDF Datasheety Schémata

53

Příloha B Seznam součástek Označení

Název

Hodnota

R1

trimr

2kΩ

R2

trimr

2kΩ

R3

trimr

5kΩ

R4

rezistor

11kΩ

R5

rezistor

11kΩ

R6

rezistor

11kΩ

R7

rezistor

100kΩ

R8

rezistor

3kΩ

R9

rezistor

27kΩ

R10

trimr

500Ω

R11

trimr

500Ω

R12

trimr

5kΩ

R13

rezistor

10kΩ

R14

rezistor

9,1kΩ

R15

rezistor

9,1kΩ

R16

rezistor

100kΩ

R17

rezistor

13kΩ

R18

rezistor

270kΩ

R19

trimr

2kΩ

R20

trimr

2kΩ

R21

trimr

2kΩ

R22

rezistor

13kΩ

R23

rezistor

13kΩ

R24

rezistor

13kΩ

R25

rezistor

100kΩ

R26

rezistor

120Ω

R27

rezistor

1,1kΩ

R28

rezistor

13kΩ

R29

rezistor

1,8kΩ

R30

rezistor

13,4kΩ 55

R31

rezistor

10kΩ

R32

rezistor

10kΩ

R33

rezistor

10kΩ

R34

rezistor

120kΩ

R35

rezistor

10kΩ

R36

rezistor

100kΩ

R37

rezistor

2,2kΩ

R38

rezistor

10kΩ

R39

rezistor

1kΩ

R40

rezistor

20kΩ

R41

rezistor

10kΩ

R42

rezistor

10kΩ

R43

rezistor

6,8kΩ

R44

aripot

10kΩ

C1

kapacitor svitkový

220nF

C2

kapacitor keram.

3,3pF

C3

kapacitor elektolyt.

2,2μF

C4

kapacitor keram.

1μF

C5

kapacitor keram.

330nF

C6

kapacitor keram.

10nF

C7

kapacitor svitkový

10μF

C8

kapacitor keram

33pF

C9

kapacitor keram

220nF

C10

kapacitor keram

33nF

C11

kapacitor svitkový

1μF

C12

kapacitor svitkový

6,8μF

IO1

stabilizátor + nap.

7815

IO2

stabilizátor - nap.

7915

IO3 až IO5

výkonový OZ

TCA0372DP1

IO6 až IO7 ,IO15 nízko příkon. OZ

LM358N

IO8, IO11,IO12,IO14 nízko příkon. OZ

OP07

IO10

komparátor

LM111

IO9

přepínač

MAC24

IO13

univ. tvar. obvod

AD639 AD 56

Návrh plošeného spoje DPS

Obr. B 1 – DPS zapojení all pass filtrů a stabilizátorů v měřítku 1:1

Obr. B 2 -Osazovací plán DPS zapojení all pass filtrů a stabilizátorů v měřítku 1:1

57

Schémata zapojení

Obr. B 3 -Schéma zapojení zařízení

58

Obr. B 4 - Schéma zapojení tvarovacího obvodu s integrovaným obvodem AD 639AD

59

Obr. B 5 - Schéma zapojení all pass filtrů k rozkladači a napájení

60

ČESKÉ VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V PRAZE FAKULTA ELEKTROTECHNICKÁ BAKALÁŘSKÁ PRÁCE Martin Kozelka

Recommend Documents