Aansturing van een OLED-verlichtingstegel m.b.v. Optische Feedback

Aansturing van een OLED-verlichtingstegel m.b.v. Optische Feedback Jochem Verbist

Promotor: prof. dr. ir. Jan Doutreloigne Begeleider: dr. ir. Ann Monté Masterproef ingediend tot het behalen van de academische graad van Master in de ingenieurswetenschappen: elektrotechniek

Vakgroep Elektronica en Informatiesystemen Voorzitter: prof. dr. ir. Jan Van Campenhout Faculteit Ingenieurswetenschappen en Architectuur Academiejaar 2012-2013

DANKWOORD

i

Dankwoord Deze masterproef vormt het sluitstuk van mijn opleiding Burgerlijk Ingenieur- Elektrotechniek. Het was een zeer leerrijke en interessante ervaring, waarbij ik iedereen zou willen bedanken die mee geholpen heeft om alles tot een goed einde te brengen. Het heeft wat voeten in de aarde gehad maar we zijn er geraakt. Eerst en vooral bedank ik mijn begeleidster, dr. ir. Ann Monté, voor de open-door policy en het advies gedurende het ganse jaar. Daarnaast wil ik mijn promotor, prof. dr. ir. Jan Doutreloigne, bedanken voor het aanreiken van het interessante onderwerp. Uiteraard mag ir. Jindrich Windels niet ontbreken in deze lijst daar hij steeds bereid was een handje toe te steken indien de SMD-componenten weer eens niet wilden luisteren. Verder dank ik mijn moeder, familie en vrienden voor hun steun, aanmoedigingen en kritische opmerkingen gedurende niet enkel dit acadamiejaar maar de volledige opleidingen. Tenslotte wil ik mijn vriendin Amaryllis in de bloemetjes zetten omdat zij me altijd door dik en dun gesteund heeft, ook als het allemaal even hopeloos leek.

Jochem Verbist, augustus 2013

TOELATING TOT BRUIKLEEN

ii

Toelating tot bruikleen

“De auteur geeft de toelating deze masterproef voor consultatie beschikbaar te stellen en delen van de masterproef te kopiëren voor persoonlijk gebruik. Elk ander gebruik valt onder de beperkingen van het auteursrecht, in het bijzonder met betrekking tot de verplichting de bron uitdrukkelijk te vermelden bij het aanhalen van resultaten uit deze masterproef.”

Jochem Verbist, augustus 2013

Driving an OLED-tile for general lighting by Optical Feedback Jochem Verbist Supervisor(s): Prof. dr. ir. J. Doutreloigne, dr. ir. A. Monté Abstract—This article tries to implement an efficient OLED-driver in the form of a Buck DC/DC-converter by using optical feedback as a compensation method for the OLED degradation. The proposed circuit was produced on a PCB and tested. Keywords— OLED, general lighting, DC/DC-converter, Optical Feedback, OLED degradation

I. I NTRODUCTION

O

L EDs or Organic Light Emitting Diodes have generated an increasing amount of interest over the past few years as they offers many advantages. In contrast to other types of light emitters OLEDs aren’t a point source but rather a two dimensional lighting unit. They weigh very little and can be made extremely thin. This makes them ideally suited for use in flexible applications. As it is a relatively young technology OLEDs still suffer from some drawbacks. As a organic semiconductor they can’t tolerate exposure to contact. Their lifetime - defined as the time when the OLED luminance has fallen to a predefined fraction of its initial luminance- remains quite short as the luminance degrades exponentially over time[1]. For general lighting purposes this typically chosen at 50% (L50) or 70% (L70), as mentioned in [2]. This life time can be expanded by lowering the initial luminance at which the OLED is operated . In this abstract we will propose a method based on optical feedback to counteract the degradation in an OLED tile for general lighting when driven by a DC/DC-convertor. II. B UCK CONVERTER The chosen commercially available Buck converter uses a Constant-On-time (COT) control mechanism to regulate the current through the load (the OLED). A current-regulated architecture is preferred over a voltage-regulated one as the exponential IV-characteristic of the OLED is very susceptible to fluctuations, as minor deviations in the forward voltage constitute a relatively large deviation in current. The feedback signal is fed to comparator instead of a difference amplifier as is typically the case in other control mechanism. The DC/DC-converter regulates the current valley: when the current sensed by a small resistor drops beneath the reference voltage of the comparator, the IC will turn the internal Power MOSFET back on for a predetermined amount of time. After this time the switch opens and the current through the inductor will decrease linearly, until the process repeats itself. The PCB design will implement 2 versions of the Buck converter: one with a 100kHz and one with a 1MHz switching frequency.

III. L IGHT DETECTION A. Photodiode monitoring with OpAmps A photodiode was chosen as means to measure the emitted light intensity. As the photodiode is a high-impedance source it is usually monitored by a OpAmp circuit. We can distinguish three different schemes 1. Photovoltaic: the light is measured as a voltage over the diode by a common voltage amplifier, this results in a logarithmic dependency of the output to the photocurrent. 2. Photoconductive: the photodiode is reverse-biased and the photocurrent is converted tot a voltage by means of an transimpedance amplifier (TIA). This method achieve a good linearity and a fast response time, but suffers from an additional noise source (the leakage current of the diode) due to polarization. 3. Zero-bias: this method is a border case of the upper two types as it produces an very linear output voltage through a TIA but remains low noise because the TIA keeps the photodiode virtually short circuited. As a consequence its response time is larger than that of the photoconductive system which lowers the obtainable bandwidth. The zero-bias configuration was chosen a the proposed design values linearity and low noise, limited bandwidth isn’t a drawback. B. Stability Although the TIA implementation seems quite straight forward, one must take precautions to prevent the circuit from becoming unstable. A additional parallel capacitor Cf in the feedback path of the TIA can alleviate this problem. The minimum value of the capacitor acts as a stability criteria and amounts to Cf ≥

s

CIN 2πfGBW Rf

(1)

where Rf is the feedback resistor, fGBW the frequency at which the open-loop gain of the OpAmp equals 0dB and CIN the total amount of capacitance seen at the inputs of the TIA; in most cases this approximately equals the (large) internal junction capacity of the photodiode. IV. O PTICAL F EEDBACK D ESIGN The COT-architecture requires a minimum ripple of 25 mV on the feedback signal as to prevent the Buck converter of becoming unstable. A direct control of the FB pin by the TIA will most likely result in signal which is phase shifted with respect to the OLED current the control is prone to form of instability know

IL

Cf

error in compensation current [%]

as sub-harmonically switching (i.e. 2 or more transitions per cycle). To avoid this situation an alternative feedback method was proposed and is represented in 1.

Cout

VDIM

TIA

IO

0 2 4 6 120

100

80

60

40

20

0

20

40

60

80

100

120

VLD

IC

AV RLD

RINT

CDC

CLD DC-component

I = 150 mA I = 250 mA I = 350 mA I = 450 mA

2

degradation current [mA]

VTIA

RSNS

RT R1 VFB

Fig. 2. 100 kHz Buck converter: Error (in %) on the compensated OLED current with respect to 4 different drive currents (150mA; 250 mA; 350mA and 450mA) where the external current variations range from -100mA to +100mA

AC-component

Fig. 1. proposed OFB scheme.

The AC- and DC- prat of the feedback signal are generated independently from each other and recombined at the feedback pin of the Buck IC. The necessary minimum ripple component is generated by feeding the OLED current through a small serial sense resistance. Due to its purely real impedance the corresponding AC-signal will be perfectly in phase with the drive current. Now the photodiode only has to produce a DC-voltage corresponding to the average luminance, this removes possible bandwidth demands and relaxes the design significantly. An additional voltage amplifier following on the TIA reduces Rf and/or implements a dimming functionality as the gain is made adjustable. The remaining ripple in output is removed by a simple first order low pass filter. A additional resistor feeds the DC-component to the FB pin and an DC-blocking capacitance delivers the purely AC-component. V. R ESULTS A. Degradation simulation As the OLED degradation is a slow process (the used OLED tile, a Philips Lumiblade GL55, for example has a L50 time of 10.000h) the luminance during a short period of time (< 1h) can be assumed constant. This simplifies the verification of the OFB mechanism greatly. We now only need to investigate the manner in which the OFB is capable of maintaining a set drive current when external current source adds or subtracts a certain amount of current. A Keithley Source Meter Unit (SMU) was used to provide current deviations up to ±100mA. The case in which the SMU pulls additional current from the DC/DC-converter corresponds tot the typical compensation scheme for a decaying OLED, as a higher drive current is required to produce the same luminance. B. Measurements Figure 2 and 3 show the error which remained in compensated OLED current with respect to the initial set current value. Both versions seem to deliver decent results as the maximal remaining error stays ≤ 5, 4% for the 100 kHz and and even ≤ 1, 4% for the 1 MHz version. In absolute terms this amounts to a maximal current deviation of ≤ 11mA for the 100 kHz version and ≤ 2, 5mA.

error in compensation current [%]

Rf

6 4

1.5 1

I = 150 mA I = 250 mA I = 350 mA I = 450 mA

290

0.5 0

240

0.5 1

190

1.5 120

100

80

60

40

20

0

20

40

60

80

100

120

140

degradation current [mA]

Fig. 3. 1 MHz Buck converter : Error (in %) on the compensated OLED current with respect to 4 different drive currents (150mA; 250 mA; 350mA and 450mA) where the external current variations range from -100mA to +100mA

C. Efficiency Another objective was to keep the total system as efficient as possible in comparison to the standard electrical feedback version. In a initial version a linear regulator was used to supply the OpAmps what kept the losses high. Replacing this component with a second smaller Buck converter boosted the efficiency to the same level of that of the EFB versions as seen in table I. TABLE I OLED DRIVER EFFICIENCY

Topology EFB 100 kHz EFB 1 MHz OFB 100kHz OFB 1 MHz

η [%] 85,0 84,3 85,1 84,4

VI. C ONCLUSIONS An efficient OLED-drive circuit using a DC/DC-Buckconverter with an optical feedback mechanism to compensate to OLED degradation was design, implemented and tested. The resulting errors on the compensation were less than 5, 4% en 1, 4% for the 100 kHz and 1 MHz switching versions respectively. R EFERENCES [1] C. Fry, Physical mechanism responsible for the stretched exponentional decay behavior of aging organic light-emitting diodes, Applied Physics Letters, 2005. [2] Philips Technology white paper, Understanding power LED lifetime analysis, http://www.climateactionprogramme.org/images/uploads/documents/PhilipsUnderstanding-Power-LED-Lifetime-Analysis.pdf, 2010.

INHOUDSOPGAVE

iii

Inhoudsopgave Dankwoord

i

Toelating tot bruikleen

ii

Extended abstract

ii

Inhoudsopgave

ii

1 Inleiding 1.1 Waarom zoeken naar nieuwe verlichtingsbronnen? 1.2 Solid State Lighting: (O)LED’s . . . . . . . . . . 1.2.1 Voordelen van OLED’s . . . . . . . . . . . 1.2.2 Nadelen van OLED’s . . . . . . . . . . . .

. . . .

1 1 2 4 5

2 Probleemstelling 2.1 Nadruk op Optische Feedback . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2 Doel van de masterproef . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

7 10 11

3 Karakterisatie OLED-tegel 3.1 IV-karkaterisitek . . . . . . . . . 3.1.1 Dynamische weerstand rD 3.2 Degradatie . . . . . . . . . . . . . 3.3 Warmtedissipatie . . . . . . . . . 3.4 Spectrum . . . . . . . . . . . . .

. . . . .

12 12 12 13 15 16

. . . . . .

17 17 17 19 20 21 22

. . . . .

4 Lichtdetectie 4.1 Basismethoden van lichtdetectie . . 4.2 Stroomgeneratie in pn-juncties door 4.2.1 Keuze voor fotodiode . . . . 4.2.2 Vervangschema fotodiode . . 4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps 4.3.1 Openklemmodus . . . . . .

. . . . .

. . . . .

. . . . .

. . . . .

. . . . .

. . . . .

. . . . . . lichtinval . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . .

. . . . . .

. . . . .

. . . . . .

. . . .

. . . . .

. . . . . .

. . . .

. . . . .

. . . . . .

. . . .

. . . . .

. . . . . .

. . . .

. . . . .

. . . . . .

. . . .

. . . . .

. . . . . .

. . . .

. . . . .

. . . . . .

. . . .

. . . . .

. . . . . .

. . . .

. . . . .

. . . . . .

. . . .

. . . . .

. . . . . .

. . . .

. . . . .

. . . . . .

. . . .

. . . . .

. . . . . .

. . . .

. . . . .

. . . . . .

. . . .

. . . . .

. . . . . .

INHOUDSOPGAVE

4.4 4.5

iv

4.3.2 Fotovolta¨ısche modus . . . . . . . . 4.3.3 Zero-Bias modus . . . . . . . . . . 4.3.4 Fotogeleidende modus . . . . . . . 4.3.5 Stabiliteit en haalbare bandbreedte Keuze fotodiode en OpAmp . . . . . . . . Fotostroom i.f.v OLED-stroom . . . . . . .

. . . . . .

5 DC/DC-convertor 5.1 Algemeen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.2 Keuze van een off-the-shelf Buckconvertor . 5.2.1 Spanningsregeling vs stroomregeling . 5.2.2 LM3402 van Texas Instruments . . . 5.2.3 Controlled-On-Time regeling . . . . . 5.2.4 Ontwerpcyclus . . . . . . . . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

6 Ontwerp en implementatie 6.1 Algemeen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.2 Buck-ontwerp . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.3 OFB-Design . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.3.1 Waarom rechtsreekse OFB-sturing weinig 6.3.2 Werkingsprincipe rimpelinkoppeling . . . 6.4 PCB-design . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.4.1 Layout . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7 Resultaten 7.1 Basiswerking . . . . . . . . . . . . 7.1.1 Basiswerking: 100kHz versie 7.1.2 Basiswerking: 1MHz versie . 7.2 Compensatie van OLED degradatie 7.3 Efficiëntie . . . . . . . . . . . . . . 8 Aanpassingen en verbeteringen 8.1 Digitale opmeting en aansturing 8.2 Temperatuurscompensatie . . . 8.3 OFB met een treshold . . . . . 8.4 Kost en efficiëntie . . . . . . . .

. . . .

. . . .

. . . . .

. . . .

. . . . .

. . . .

. . . . .

. . . .

. . . . .

. . . .

. . . . .

. . . .

. . . . .

. . . .

. . . . .

. . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . haalbaar is . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . .

. . . .

. . . . .

. . . .

. . . . .

. . . .

. . . . .

. . . .

. . . . .

. . . .

. . . . .

. . . .

. . . . .

. . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . . .

. . . . .

. . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . . .

. . . . .

. . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . . .

. . . . .

. . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . . .

. . . . .

. . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . . .

. . . . .

. . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . . .

. . . . .

. . . .

. . . . . .

. . . . . .

. . . . . . .

. . . . .

. . . .

. . . . . .

23 24 25 26 31 32

. . . . . .

33 33 37 37 38 39 39

. . . . . . .

44 44 45 47 47 50 54 54

. . . . .

60 60 60 61 61 64

. . . .

66 66 67 67 68

9 Besluit

70

Bibliografie

72

INLEIDING

1

Hoofdstuk 1 Inleiding 1.1

Waarom zoeken naar nieuwe verlichtingsbronnen?

De sector van de algemene verlichting heeft de laatste jaren een aantal grondige veranderingen ondergaan. De laatste welbekende gloeilampen of peertjes beginnen na bijna 130 jaar helemaal uit de woonomgeving te verdwijnen. Met de komst van spaarlampen (compacte fluorescentielampen) nam de verkoop al een aantal jaren stilletjes af maar van een echte revolutie t.o.v. andere verlichtingsbronnen was nooit echt sprake. De consument bleef steeds vrij aarzelend tegenover de spaarlampen omdat ze deze te duur, onveilig of lelijk vonden. De terugval werd echter versneld doordat de Europese Commissie een verbod hief op de import en productie van conventionele gloeilampen in de Europese Unie vanaf 2012. Ook halogeenlampen die te veel energie verbruiken worden geleidelijk afgeschaft. Een conventionele gloeilamp zette typisch maar 5% (ca.12 lm/W) van het toegeleverde vermogen om in licht, de rest in warmte. Terwijl bijvoorbeeld een spaarlamp makkelijk 3-4 keer minder elektrische energie verbruikt voor eenzelfde lichtvermogen. De Europese commissie hoopt met deze verplichte overstap naar andere en nieuwere technologieën tegen 2020 een equivalent van het jaarlijkse energieverbruik van 11 miljoen huishoudens te besparen alsook 15 miljoen ton minder aan broeikasgassen uit te stoten [1]. In 2005 bedroeg verlichting maar liefst 19% van de wereldwijde elektriciteitsconsumptie waarin de huishoudens een aandeel van 31% hadden, of dus bijna 6% van de totale jaarlijkse energieconsumptie. Om deze cijfers qua ordegrootte te duiden: de totale energieconsumptie van verlichting in 2005 bedroeg 15% meer dan de energie geproduceerd in alle waterkracht- of nucleaire centrales wereldwijd. De overeenkomstige CO2-uitstoot (fabricage en energieverbruik) is goed voor 70% van de globale uitstoot van persoonswagens [2, p.26].

1.2 Solid State Lighting: (O)LED’s

2

Niet alleen het verbruik van de verlichtingsbronnen moet zuiniger maar ook de wijze waarop het licht uit de armatuur gekoppeld wordt kan efficiënter. Zo zet een conventioneel verlichtingssysteem amper 30% van de uitgezonden lumens per Watt om in nuttig omgevingsverlichting die door de gebruiker ook daadwerkelijk ervaren wordt. De oorzaak hiervan is te vinden in een combinatie van verliezen, gaande van vermogen dat verloren gaat in de behuizing van lampen tot licht dat gericht wordt op oppervlakken waar dit niet nodig is [2, p.40]. Met efficiëntere technologieën en slimmer gebruik van de geleverde energie zou het aandeel van verlichting met bijna 2/3 teruggedrongen kunnen worden of een terugval van 19% naar 7% in de wereldwijde consumptie [3]. Het Internationaal Energie Agentschap (IEA) is iets minder optimistisch maar schat een nog steeds aanzienlijke afname van 40%, of dus een daling van 19% naar 11% [2, p.480]. De vermindering aan energieverbruik en met name de bijhorende daling in CO2-uitstoot zijn dan de voornaamste drijfveren in de zoektocht naar nieuwe lichtbronnen. In de beginjaren van dit millennium moest een mogelijke daling in energieverbruik hoofdzakelijk komen van de compacte fluorescentielampen. Ze leveren typisch 70 − 90lm/W en hebben daarenboven een veel langer levensduur dan de oude gloeilampen. Toch bezitten ze ook enkele belangrijke nadelen [4]. Zo bevat een spaarlamp typisch een - zij het kleine hoeveelheid kwik wat gevaarlijk is voor mens en milieu en dus een speciale afvalverwerking van de kapotte exemplaren vereist. De aankoopprijs ligt ook gevoelig hoger (al is de prijs per uur licht beduidend lager gezien de lange levensduur). Tot slot hebben ze last van een kenmerkend opstarteffect: het duurt een aantal seconden tot de lamp haar volledig helderheidsniveau bereikt heeft. De consument bleef hierdoor vrij terughoudend ten opzichte van de nieuwe technologie, en de zoektocht naar efficiënte alternatieven ging voort.

1.2

Solid State Lighting: (O)LED’s

Sinds een aantal jaar weet een nieuwe technologie meer en meer haar intrede te vinden in de huiskamers; solid-state lighting oftewel licht uit vaste materie (zijnde een halfgeleider). De bekendste vorm hiervan is de Light Emitting Diode of LED, waarbij een voorwaartse polarisatie van de pn-junctie aanleiding zal geven tot een elektrische stroom vanuit de anode (p-zijde) naar de kathode (n-zijde). Wanneer een elektron een gat ontmoet, recombineren de ladingsdragers en vallen ze terug naar een lagere energietoestand waarbij het verschil in energie uitgezonden wordt in de vorm van een foton (waarvan de frequentie correspondeert


3

met de bandgap aanwezig in de halfgeleider). Zoals de naam het al zegt zijn OLED’s organische varianten van de meer gekende LED’s. Beide zijn halfgeleiderlichtbronnen maar de diode structuur bij OLED’s wordt opgebouwd uit een kathode en anode met daartussen 2 (of meer) organische lagen. Deze organische lagen hebben geleidingsgraden die van isolator tot geleider kunnen variëren, en worden daardoor beschouwd als organische halfgeleiders. De functie van de valentie- en conductieband wordt hierbij uitgevoerd door het hoogst bezette moleculair orbitaal (Highest Occupied Molecular Orbital of HOMO) en laagst onbezette moleculair orbitaal (Lowest Unoccupied Molecular Orbital of LUMO). Het verschil tussen beide energieniveaus wordt eveneens de bandgap genoemd. Het mechanisme achter de lichtproductie in de junctie verloopt verder erg gelijkaardig aan deze van de LED.

Figuur 1.1: Doorsnede van een tweelagen OLED structuur met een schematische voorstelling van het OLED-werkingsmechanisme.

In de meest eenvoudige versie (zie figuur 1.1) worden enkel 2 organische lagen gebruikt, een emmisielaag en een conductielaag. Als er spanning over de kathode en anode gezet wordt, vloeit er elektrische stroom van de kathode naar de anode. Waarbij de kathode elektronen aan de emmisieve laag geeft en de anode elektronen van de geleidende laag verwijdert. Hierdoor blijven er positieve gaten achter in deze conductieve laag. Wanneer een negatief elektron en een positief gat elkaar vinden, recombineren ze in een lagere energietoestand. Hierbij wordt er licht uitgezonden in de vorm van een foton. Doordat de gaten in organisch materiaal een iets grotere mobiliteit hebben, vindt de recombinatie van elektron en positief gat plaats in de emmisieve laag.


1.2.1

4

Voordelen van OLED’s

Zoals sectie 1.2 reeds aantoonde hebben LED’s en OLED’s een equivalente werking om tot lichtproductie te komen. Toch onderscheiden OLED’s zich op een aantal gebieden duidelijk van LED’s en andere lichtbronnen. Het grootste onderscheid en meteen ook mogelijks de grootste innovatie ligt in de vorm. OLED’s zijn tweedimensionale bronnen, ze produceren dus (relatief) uniform licht over een oppervlak. Bijna alle overige gekende verlichtingstechnologieën zijn grofweg puntbronnen. Denk maar aan LED’s, gloeilampen, spaarlampen, TL-buizen,... Meestal brengt men een grote hoeveelheid zeer fijne puntbronnen bijeen op een oppervlak om de illusie van een 2D-bron te wekken (cfr. LED-walls). Bij OLED’s is dit niet nodig, al beperken de commerciële tegels zich nog tot oppervlaktes van om en bij 100 cm2 (bijvoorbeeld de nieuwste Philips Lumiblade OLED Panel[5][6]). Verder laat hun productieproces het toe om de OLED’s erg dun (< 1 mm) en licht te maken, ideaal voor gebruik in flexibele toepassingen (cfr. figuur 1.2) en in de luchtvaart-en auto-industrie, waar elke gram telt.

Figuur 1.2: Voorbeelden van flexibele OLED-tegels.

Daar ze eigenlijk een soort plastic zijn kunnen ze in grote dunne lagen geproduceerd worden, terwijl het groeien van grote lagen anorganische kristalstructuren zoals bij LED’s typisch een stuk moeilijker is. Bovendien zijn OLED’s koude lichtbronnen; ze worden niet heet tijdens activiteit (de temperatuur blijft typisch ≤ Tomgeving + 25◦ C) . Dit laat toe om ze rechtstreeks op bepaalde brandgevoelige oppervlakken zoals houten meubilair te incorporeren, wat enorme mogelijkheden biedt voor interieurdesign. Daarnaast bezitten ze een erg grote kijkhoek (tot 170◦ zonder dat er distorsie van het beeld optreedt) en een zeer kort responstijd, wat interessant is in displaytechnologieën zoals dit bijvoorbeeld bij LCD’s het geval is. Dit maakt ze ook erg interessant voor beeldschermtoepassingen. Grote elektronica-concerns zoals Samsung en LG [7] zetten dan ook zwaar in op deze nieuwe technologie voor het gebruik in displays (zie figuur1.3), waar de evolutie naar OLED’s


5

bijgevolg een stuk verder gevorderd is dan bij de sector van de algemene verlichting.

(a) LGs gebogen 55 inch OLED-TV

(b) De Samsung Galaxy S4 met OLED-beeldscherm

Figuur 1.3: Een aantal commercieel beschikbare OLED-toepassingen.

Tot slot bieden ze perspectief op zeer efficiënte lichtproductie in termen van aantal lumen lichtintensiteit per Watt elektrisch vermogen. Zo claimde Panasonic eind mei 2013 dat ze de meest efficiënte, 10 cm2 grootte, lichtbron ooit hadden gefabriceerd met output van 114 lm/W als ook een 25 cm2 versie met 110 lm/W [8]. Ter vergelijking: de meest efficiënte commercieel beschikbare LED’s of spaarlampen halen een gelijkaardig aantal lumen per Watt. Al is de vergelijking tussen een commercieel en een laboratoriumproduct niet volledig eerlijk te noemen, de tendens is duidelijk meer dan gunstig.

1.2.2

Nadelen van OLED’s

In de ingenieurswereld is het steeds geven en nemen, zodat met al deze voordelen ook een aantal tekortkomingen gepaard gaan. Typisch voor een technologie die nog in de kinderschoenen staat ligt de productiekost en dus ook de aankoopprijs voorlopig nog vrij tot zeer hoog. Voor een OLED-paneeltje van bijvoorbeeld Philips 6 × 6 cm betaalt een consument een forse e120 [9]. Ook is er een bepaalde niet-uniformiteit tussen verschillende OLED’s uit een zelfde batch door spreiding in het productieproces, tevens een kenmerk van een nog jonge technologie. Verder zijn deze lichtbronnen wegens hun organische oorsprong erg gevoelig aan contact met water, wat de prijs voor openluchttoepassingen door het voorzien van geschikte afscherming opnieuw de hoogte in jaagt. Maar veruit de grootste technologische hindernis bevindt zich in de beperkte levensduur, gedefinieerd als de tijd waarop de huidige luminantie gezakt is tot op een bepaald fractie


6

van de initiële luminantie bij een onveranderde aansturing. De luminantie van een lichtbron duidt de lichtsterkte per oppervlakte-eenheid volgens een bepaalde kijkhoek in cd/m2 . Het is tevens de helderheid die een waarnemer ervaart, onafhankelijk van de afstand tot de lichtbron. L50 en L70 zijn veruit de meest voorkomende versies van de levensduurbepaling in de algemene verlichtingssector[10], ze duiden respectievelijk op een val naar 50% en 70% van de initiële luminantie. Als de te verwachten levensduur enkel in uren vermeld wordt, dan hanteert de fabrikant typisch de L50 als bepaling. Merk op dat levensduur hier een relatief arbitrair begrip is aangezien de lichtbron nog perfect licht kan geven na haar levensduur, maar dit aan een (sterk) verminderde luminantie. In deel 3.2 meer over de relatie tussen luminantie, aansturing en levensduur.

PROBLEEMSTELLING

7

Hoofdstuk 2 Probleemstelling Wegens het grote potentieel van OLED’s om een revolutie in de verlichtingssector te veroorzaken, werd in oktober 2011 een 3-jarig Europees onderzoeksproject gestart met de naam IMOLA, oftewel I ntelligent light M anagement for OLED-on-foil Applications. Het basisconcept bestaat uit de ontwikkeling van een interactief, modulair, flexibel, groot-oppervlak OLED-verlichtingssysteem met een ingebouwde intelligente lichtregeling voor toepassingen in de algemene verlichting en automobiel sector[11]. De nadruk ligt op de integratie en design en niet zozeer op de OLED-technologie an sich. Concreet houdt dit in dat per modulaire OLED-tegel een ge¨ıntegreerde driver voorzien wordt die op de achterkant van de tegel (en in latere fase, folie) aangebracht wordt (zie figuur 2.1. Keuze voor een Buckarchitectuur Als voedingsspanning in het IMOLA-project werd 40V DC als compromis gekozen, omdat dit voldoende efficiënt bereikbaar is vanuit zowel de 220V AC netspanning als de 12V DC uit de autobatterij. Maar waarom niet gewoon de vereiste voorwaartse OLED-spanning als ingangsspanning opgeven? De reden hiervoor is een relatief kleine voorwaartse spanningsval (Vf ) die een enkel OLED-cel heeft. Om een paneel met meerdere OLED-modules te voeden zal de totale stroomhoeveelheid in de toevoerlijnen naar en binnen dit paneel erg snel oplopen. Om alle modules dan vanuit een gemeenschappelijke driver aan te sturen, moet deze vlot enkele tientallen ampères stroom kunnen leveren. Dergelijke stroomwaarden zouden tot enorme koperverliezen in de toevoerlijnen leiden en het is maar de vraag of de metaalverbindingen in de flexibele folie hieraan zouden kunnen weerstaan. Om dit probleem te vermijden werd daarom gekozen om te werken bij een veel hoger spanningsniveau zodat de totale stroom met eenzelfde factor 40V kan dalen, aangezien Vf het vermogen uiteraard ongewijzigd blijft. De 40V ’hoogspanning’ toevoer dient dan per

PROBLEEMSTELLING

8

Figuur 2.1: Schematische voorstelling een modulair opgebouwd verlichtingspaneel voor het IMOLA-project waarbij een driverchip per OLED-cel ge¨ıntegreerd wordt op de achterkant van de module.

module geconverteerd te worden naar de geschikte laagspanning Vf voor de OLED (zie figuur 2.2). Hiervoor zal de driverchip in essentie een DC/DC-convertor in Bucktopologie implementeren. De benodigde spoel zal ondanks de vooropgestelde schakelfrequentie van 10 MHz nog steeds 5 − 10 µH bedragen. Te groot voor integratie in de chip en zal daarom als planaire spoel mee op de achterzijde van de OLED-module aangebracht worden (zie figuur 2.3).

PROBLEEMSTELLING

9

Figuur 2.2: Elektrische schema van de vermogenstoevoer in een modulair OLED-paneel voor het IMOLA-project.

Figuur 2.3: Opbouw van een enkele OLED-module in het IMOLA-project.

2.1 Nadruk op Optische Feedback

2.1

10

Nadruk op Optische Feedback

Zoals eerder vermeld leidt de spreiding in het productieproces en de OLED-degradatie tot niet-uniformiteit. Er is dus nood aan een feedback om dit te compenseren. De gekende elektrische feedback (EFB) waarbij bijvoorbeeld de stroom door de OLED gemeten wordt via een sense-weerstand en vergeleken met de instelwaarde (cfr. figuur 2.4), biedt hier echter geen uitweg. Door de spreiding in productie en de slecht gekende evolutie van de IV-karakteristiek naarmate de degradatie toeneemt (zie sectie 3.2), levert stroomregeling geen garanties op de luminantie van de OLED. En dat is uiteindelijk wat telt bij een verlichtingsbron: de waargenomen lichtintensiteit. IMOLA wil dan ook optische feedback (OFB) toepassen om zowel de voorgaande uniformiteitsproblemen te compenseren als rechtstreeks de ware lichtoutput te regelen (cfr. figuur 2.5). foutsignaal

gewenste stroom

aangepaste stroom DC/DCconvertor

A

Rsense

OLED

gemeten stroom

Figuur 2.4: Regeling van de stroom a.d.h.v elektrisch feedback

gewenste helderheid

foutsignaal

A

aangepaste stroom

DC/DCconvertor

OLED

gemeten helderheid

Lichtdetector Figuur 2.5: Regeling van de lichtoutput a.d.h.v optische feedback

2.2 Doel van de masterproef

2.2

11

Doel van de masterproef

Het hoofddoel van deze masterproef is de demonstratie van een efficiënte OLED-driver vertrekkende van een off-the-shelf DC/DC-Buckconvertor waarbij optische feedback de invloed van de OLED-degradatie compenseert. Omdat de nadruk op de OFB-regeling ligt, werd gewerkt bij een ingangsspanning van 20V om de keuze in beschikbare buckconvertoren niet te extreem te beperken. De principiële werking van het OFB-systeem moet uiteraard onafhankelijk zijn van deze keuze, zodat het zonder veel moeite kan overgenomen of aangepast worden voor andere ingangspanningen. De opheffing van de niet-uniformiteit tussen verschillende OLED-tegels is moeilijk te controleren daar deze masterproef zich focust op een enkele tegel, maar dit volgt normalerwijze rechtstreeks uit een goed werkend OFBmechanisme. Uiteindelijk werd zelfs gekozen voor een systeem waarbij de OFB niet enkel een compensatie levert maar het volledig controlemechanisme van de DC/DC-convertor op zich neemt.

KARAKTERISATIE OLED-TEGEL

12

Hoofdstuk 3 Karakterisatie OLED-tegel 3.1

IV-karkaterisitek

De belangrijkste eigenschap van de OLED is uiteraard zijn stroom-spanningskarakteristiek. In figuur 3.1 staat het opgemeten IV-verband voor de gehanteerde OLED geplot. Het kenmerkend exponentieel profiel van de stroom in functie van de spanning over een diode, is ook hier duidelijk zichtbaar. 500 450 400 IOLED

IOLED [mA]

350

300

VOLED

250 200

150 100 50

0 0

1

2

3

4

5

6

7

8

VOLED [V]

Figuur 3.1: IV-karakter van de gehanteerde OLED (Philips Lumiblade GL55).

3.1.1

Dynamische weerstand rD

De dynamsiche weerstand rD bepaalt de lastweerstand die OLED voor een aandrijfcircuit vormt. Daar OLED’s een exponentieel IV-verloop hebben zoals we in 3.1 zagen, is rD niet constant maar afhankelijk van de stroom die door de OLED loopt. We kunnen deze

3.2 Degradatie

13

bepalen door de raaklijn in het punt corresponderend met deze stroomwaarde te nemen. Voor een instelstroom van bijvoorbeeld 350 mA vinden we:

∆V

→

= VI=max − VI=0 = 7V − 6.58V

∆I = Imax − 0A = 0, 480A − 0A ∆V rD = = 875mΩ ∆I

(3.1)

Hierbij tekenden we grafisch de raaklijn in het werkpunt en verlengden deze tot ze de uiteinden van het werkingsgebied snijden in de punten (0, VI=0 ) en (Imax ; VI=max ) zoals te zien in figuur 3.2. 7.2

OLED-spanning [V]

7

6.8 6.6

6.4 6.2

6 5.8 0

100

200

300

400

500

OLED-stroom [mA]

Figuur 3.2: VI-curve met raaklijn in IOLED = 350mA ter afleiding van de rD .

3.2

Degradatie

Zoals in onderdeel 1.2.2 reeds werd aangegeven, is de degradatie in luminantie gerelateerd met het aantal uren dat organische lichtbron reeds aan stond. Zoals gerapporteerd in de literatuur [12][13] kan de luminantie L(t) van een OLED die met een constante stroom aangedreven wordt, in goede benadering beschreven worden als een Stretched Exponentional Decay (SED): L(t) = L0 ➲

" β # tON 1 exp − met τ ∼ τ L0

(3.2)

3.2 Degradatie

14

Waarbij L0 = L(0) de initiële luminantie voorstelt, tON het aantal uren dat de OLED reeds licht uitzond en β ∈ [0, 1] een technologieparameter, die afhangt van de gebruikte materialen en de specifieke opbouw van de OLED maar die constant blijft bij veranderlijke L0 . Om in staat te zijn algemene uitspraken te doen, maakt men echter vaak gebruik van het ’enkelvoudige’ exponentieel vervalmodel. Dit is een limietgeval van de beschreven functie in 3.2 waarbij β = 1. Als we naar de verwachte degradatie zonder OFB kijken met β = 1, dan vinden we voor :

L(t) = → → →

tON L0 ➲ exp − τ L0 L50 L(L50) = L0 ➲ exp − = τ 2 1 L50 ln = − 2 τ L50 τ= ln 2

(3.3) (3.4) (3.5) (3.6)

Voor de gebruikte OLED bedraagt deze L50 volgens de datasheet 10.000u waarbij van L0 = 4200cd/m2 als startluminantie vertrokken werd, zodat τ ≈ 14.427u bedraagt. Nu is de degradatiecurve zonder OFB volledig gekend en geplot in figuur 3.3. 1 0.9 0.8 L70

L/L0

0.7 0.6

L50

0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 0

0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5 x 10

tijd [uren]

Figuur 3.3: Voorspelde degradatiecurve met aanduiding van de L50-en L70-tijd op basis van een mathematisch model met enkelvoudig exponentieel verval.

3.3 Warmtedissipatie

15

Wat meteen opvalt, is dat de luminantie enkel degradeert als de OLED actief is en licht produceert. Het inverse verband tussen τ en L0 (zie refSED) geeft aan dat de keuze van L0 (en bijgevolg de corresponderende init¨ıele instelstroom die door de OLED zal lopen) in grote mate de leeftijd van de OLED bepaalt. Hoe hoger L0 , hoe sterker de degradatie en hoe sneller de L50 (of L(t) = L0 /2) bereikt wordt. Zelfs met de beschikbare mathematische verouderingsmodellen, dient men toch nog erg lange metingen (typisch >1000 uren) te doen vooraleer men een geschikte fitting kan toepassen. Dit is voor een masterproef praktisch gezien weinig haalbaar, maar op zich is dit geen al te grote belemmering. Het verval in luminantie over de tijd dient niet exact gekend te zijn om deze door optische feedback te laten compenseren, waar dit voor een standaard elektrische feedback wel het geval zou zijn. Zoals reeds aangehaald is dit net de grootste troef van OFB. Bovendien geldt 3.2 enkel voor een constante aanstuurstroom, terwijl deze net gradueel zou toenemen bij het voorgestelde feedbackmechanisme om zo de lichtoutput constant te houden. Dit zal er voor zorgen dat het exponentiële verval zelf mee versnelt. De luminantie blijft dan wel constant (voor de tijd dat de maximaal haalbare compensatiewinst bereikt wordt) maar de OLED veroudert nadien sneller dan zonder optische compensatie. Uit dergelijke degradatiecurven zou dan een accurate schatting gemaakt kunnen worden van de levensduurwinst door de OFB. De gehanteerde OLED (een Lumiblade GL55 van Philips) had volgens de datasheet een gemiddelde levensduur van 10.000u voor een stuurstroom van 390 mA. De maximale aangeraden stroom bedroeg 450 mA. Indien deze waarde niet overschreden mag worden, kan de stroom maximaal met 15% toenemen en moet ze nadien constant blijven op deze waarde. De aftakeling in luminantie slaat dan opnieuw (zij het versneld) toe. Of er een nettolevenswinst geboekt wordt, hangt er vanaf of tOF B + t0,5;versneld groter is dan de originele L50 zonder OFB.

3.3

Warmtedissipatie

Ook al is de OLED geen lichtbron die extreem heet wordt, toch dissipeert ze een duidelijk voelbare hoeveelheid energie als warmte. Zoals figuur 3.4 stijgt de warmteproductie (gemeten met behulp van een thermokoppel) benaderend lineair met de stuurstroom.

3.4 Spectrum

16

oppervlaktetemperatuur [°C]

55

50

45

40

35

30

25 0

100

200

300

400

500

stuurstroom [mA]

Figuur 3.4: oppervlaktetemperatuur van de OLED-tegel i.f.v. de stuurstroom

3.4

Spectrum

intensiteit

De OLED-tegel is een diffuse lichtbron met een spectrale breedte (van 430 tot 750 nm) die grofweg overeenstemt met het zichtbaar spectrum. Zoals figuur 3.5 uit de datasheet van de Philips Lumiblade aantoont, wordt geen UV- of IR-straling gegenereerd. Dit is een voordeel omdat we ons nu geen zorgen hoeven te maken dat de lichtsensor voor de OFB zou reageren op onzichtbare spectrale componenten in het OLED-licht die uiteraard geen invloed hebben op de intensiteit die een waarnemer ervaart. Indien de afwegingen op de lichtsensor die in hoofdstuk 4 bestudeerd zullen worden het toelaten, kunnen we de fotodiode dus zo kiezen dat ze enkel reageert op zichtbare straling.

350

400

450

500

550

600

650

700

750

800

850

golflengte [nm] Figuur 3.5: Het uitgezonden spectrum van de gebruikte OLED (Philips Lumiblade GL55) bij kamertemperatuur en de aangegeven stuurstroom.

LICHTDETECTIE

17

Hoofdstuk 4 Lichtdetectie 4.1

Basismethoden van lichtdetectie

Om een optische feedback te implementeren moet een lichtinputsignaal omgezet kunnen worden naar een elektrisch outputsignaal, dat dan verder in de regelkring kan gemeten of verwerkt worden. Bovendien moet de outputwaarde mee schalen met het intensiteitsniveau van de lichtbron. Dit in tegenstelling tot vele optische ontvangers die een digitaal input (grofweg: licht vs geen licht) omzetten naar een digitaal elektrisch signaal (’1’ en ’0’). Hiervoor zijn er een aantal verschillende transducers (signaalomzetters) die in aanmerking komen. Fotogeleiders, weerstanden waarvan de resistiviteit afhankelijk is van de lichtinval, hebben typisch een beperktere lineariteit en zijn daarom eerder geschikt als een binaire lichtdetector. De meest gebruikelijke lichtsensoren zijn pn-junctiegebasseerde fotodetectors zoals fotodiodes en fototransistors.

4.2

Stroomgeneratie in pn-juncties door lichtinval

Laten we de licht-naar-stroomomzetting in pn-juncties toelichten door de fotodiode als basisgeval te beschouwen. Een fotodiode kan (vereenvoudigd) beschouwd worden als een pn-junctie met in parallel een stroombron ip die de lichtafhankelijkheid modelleert. Algemeen geldt dat: i = i0

qV − 1 − ip exp kT

(4.1)

4.2 Stroomgeneratie in pn-juncties door lichtinval

18

waarbij i0 de sperstroom van de diode is, q de elementaire lading van een elektron, k de constante van Boltzmann en T de absolute temperatuur. Merk op dat in principe de stroombron ip ook spanningsafhankelijk is. De fotostroom ip ontstaat doordat een invallend foton een elektron-gatpaar opwekt in de pn-junctie. De heersende velden in de junctie zullen het elektron in de richting van de n-type halfgeleider en de holte naar de p-type halfgeleider doen bewegen. Het zijn hoofdzakelijk de fotonen die in het depletiegebied geabsorbeerd worden die ladingsparen opwekken die bijdragen tot meetbare stroom, daar deze zeer snel gecollecteerd worden. De fotonen die buiten het depletiegebied opgenomen worden, wekken ook wel elektronholteparen op maar deze hebben een veel grotere kans om te recombineren al vorens bij te dragen tot de fotostroom. Voor een grote gevoeligheid (en snelheid) is het dus van belang om zoveel mogelijk fotonen in het sperlaag te krijgen en ze daar te absorberen. Men kan hiervoor bijvoorbeeld de breedte van het depletiegebied (en dus ook de oppervlakte) vergroten door de junctie invers te polariseren, waardoor het netto aantal geabsorbeerde fotonen er toeneemt. Of er kan een stukje intrinsieke halfgeleider aanbrengen tussen het pen n-materiaal. Aangezien de kans tot recombinatie er erg klein is, zullen de meeste fotonen die op dit intrinsieke stuk halfgeleider invallen ladingsparen opwekken die bijdragen tot de fotostroom. Dergelijke detectoren noemt men PIN-diodes (P -I ntrinsiek-N ) en zijn ook erg populair. Fototransistoren hebben een relatief gelijkaardige werking: fotonen vallen in op de basis van de bipolaire transistor, genereren een stroom die op haar beurt aanleiding zal geven tot β keer grotere stroom in de collector. Net als bij gewone BJT’s kan een fototransistor ook als Darlington geschakeld worden om nog zwakkere lichtintensiteiten te kunnen detecteren. Fototransistoren beschikken doorgaans over een stuk lagere bandbreedte dan fotodiodes. Eigenlijk zijn alle pn-juncties op zijn minst gedeeltelijk lichtgevoelig wat meestal als een ongewenst effect gezien wordt. In theorie (en ook in praktijk zoals figuur 4.1 duidelijk maakt) kunnen standaard LED’s dankzij hun doorzichtige verpakking dus ook gebruikt worden om lichtmetingen te doen. LED’s zijn hiervoor niet geoptimaliseerd maar voor lichtsignalen met een relatief lage frequentie of voor het opmeten van omgevingslicht, kunnen ze een aantrekkelijk en goedkoop alternatief bieden. Een interessant manier van werken (zie ook figuur 4.1) bestaat erin de LED eerst gedurende een korte periode invers te polariseren door ze bijvoorbeeld met een hooggedreven I/O-pin van een microcontroller te verbinden. De LED is zo elektrisch equivalent aan een capaciteit in parallel met een lichtafhankelijke stroombron. De inverse polarisatie zorgt ervoor dat de capaciteit tot een zekere waarde


19

wordt opgeladen. Vervolgens schakelen we de I/O-pin om naar inputmodus, waardoor deze capaciteit terug kan ontladen met een snelheid die afhankelijk is van de hoeveelheid lichtinval. Met een eenvoudige timer kan dan de grootte van de lichtstroom en dus het ingevallen lichtvermogen met een relatieve nauwkeurigheid afgeleid worden. Vcc IN I/O µC

µC

µC

Figuur 4.1: Voorbeeld van een LED die als fotosensor gebruikt wordt door aansturing met een microcontroller

Ondanks deze vaak vergeten werking van een LED zijn er toch een aantal slimme toepassingen van dit bidirectioneel karakter te vinden (cfr. [14][15] in de bibliografie voor enkele interessante voorbeelden).

4.2.1

Keuze voor fotodiode

Wegens de extra complexiteit die komt kijken bij de bidirectionele aansturing werd er in deze masterproef geen gebruik gemaakt van een LED als lichtdetector. Het lijkt echter wel interessant om te onderzoeken in hoeverre de OLED, in navolging van de LED, in de toekomst zelf als lichtzender en -sensor zou kunnen gebruikt worden, maar dit valt buiten het bereik van deze masterproef. Zowel fotodiodes als -transistoren zijn bruikbaar om de beoogde functionaliteit te realiseren. Er werd voor een fotodiode gekozen omdat ze ten eerste typisch een grotere bandbreedte hebben (al is in het uiteindelijke ontwerp dit helemaal geen noodzaak meer), en ten tweede leken er in het algemeen ook meer toepassingsvoorbeelden en literatuur beschikbaar te zijn dan voor fototransistoren.


4.2.2

20

Vervangschema fotodiode

Om het gedrag van een Silicium-fotodiode beter te begrijpen, bestuderen we kort de componenten die aanwezig zijn in het elektrische vervangschema weergegeven in figuur 4.2.

i ip

id

Rs Cj

Rsh

i V

=

V

Figuur 4.2: Elektrisch vervangschema van een fotodiode, bestaande uit de lichtafhankelijke stroombron ip , een diode met donkere (lek)stroom id , de junctiecapaciteit Cj en een serie- en shuntweerstand Rs en Rsh .

De stroombron ip kwamen we al eerder tegen en modelleert de lichtafhankelijkheid van de sensor. De diode stelt de pn-junctie waarbij id de lekstroom (of donkere stroom) is die door de junctie vloeit. Rsh is een zeer grote weerstand (orde 10-1000’en MΩ) en bepaalt ruisstroom in de kortsluitstroom. De grootte correspondeert met de raaklijn aan de IVcurve bij een spanning van 0V. Er geldt: hoe groter Rsh , hoe kleiner de ruisbijdrage en hoe beter de performantie van de fotodiode. De serieweerstand Rs brengt de resistiviteit van de contacten en het deel van het silicium dat zich niet in het ladingsruimtegebied bevindt in rekening. In een ideale fotodiode zou deze component afwezig moeten zijn maar typische waarden liggen rond de 10 a` 1000 Ω. Tot slot fungeren de ’grenzen’ van het depletiegebied als een parallelle-plaatcapaciteit die de junctiecapaciteit Cj genoemd wordt. Hoe breder het ruimteladingsgebied, hoe kleiner deze capaciteit is. Dynamisch gedrag De reactiesnelheid van de fotodiode is afhankelijk van 3 factoren: 1. tdrif t (ladingscollectietijd): De tijd die nodig is om ladingsdragers die in het depletiegebied gegenereerd werden of er naartoe gediffundeerd zijn in het p- of n-materiaal te collecteren. Deze term is typisch erg klein (< 1ns).

4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps

21

2. tdif (de diffusietijd): de tijd die ladingsdragers die buiten het depletiegebied gegenereerd worden nodig hebben om naar het depletiegebied te diffunderen en deel uit te maken van de fotostroom. Men kan tdif verkleinen door het ruimteladingsgebied te vergroten. 3. tRC (RC-tijdsconstante): de tijd die nodig is om de capaciteit Cj (eventueel vermeerderd met andere parallelle, parasitaire capaciteiten zoals de ingangscapaciteit van een OpAmp) op te laden of te ontladen met de stroom die door parallelschakeling van Rsh met Rs en een externe lastweerstand RL vloeit. De totale responstijd wordt verkregen door deze drie onafhankelijke bijdrages kwadratisch te sommeren [16]: ttotaal =

q

t2drif t + t2dif + t2RC

(4.2)

Kort samengevat kan de reactietijd dus verkleind worden door de externe lastweerstand RL te verkleinen wat tot een lagere tRC leidt en door de fotodiode achterwaarts te polariseren zodat het depletiegebied toeneemt en tdif dus afneemt. Bovendien daalt hierdoor ook de junctiecapaciteit wat tRC opnieuw doet dalen.

4.3

Fotodiodemonitoring met OpAmps

Na de keuze voor een fotodiode als lichtsensor kan ook een geschikte meetopstelling nader onderzocht worden. Om te zorgen dat de fotodiode geen invloed ondervindt van de overige elektronica die de gemeten stroom of spanning verder verwerken, wordt deze bijna steeds voor een operationale versterker (OpAmp) geplaatst. Bovendien kan de OpAmp het gegenereerde signaal gepast versterken tot een bruikbare waarde, wat geen overbodige luxe is aangezien de gecreëerde fotostromen bij lage lichtintensiteiten typisch slechts enkele microampères bedragen . Als we de stroom-spanningkarakteristiek (zie formule 4.2) van een fotodiode onder invloed van belichting in figuur 4.3 bekijken, kunnen we hierin vier mogelijke werkingsgebieden onderscheiden. In kwadranten 1 en 2 is er om evidente redenen geen lichtdetectie mogelijk. Merk op dat bij toenemende belichting de IV-curves steeds lager komen te liggen door de toenemende fotostroom ip in formule 4.2.


22 I

1

2 geen belichting

I

toenemende belichting

V V

3

4

Figuur 4.3: Stroom-spanningscurves van een fotodiode voor toenemende belichting. De bovenste curve stemt overeen met de karakteristiek in volledige duisternis. De rode en groene rechte duiden respectievelijke de openklem- en de zero-biasmodus aan.

4.3.1

Openklemmodus

Vout

R2 R1

Figuur 4.4: Fotodiode in openklemmodus met een niet-inverterende spanningsversterker.

Op de grens tussen het 1e en 4e kwadrant meet men de openklemspanning: VOC

kT ln = q

ip −1 i0

(4.3)

De logaritmische afhankelijkheid van VOC met de fotostroom ip zorgt ervoor dat de openklemspanningsmodus niet geschikt is om de invloed van de lichtintensiteit in een lineair


23

verband om te zetten. Bovendien is VOC wel lineair afhankelijk van de absolute temperatuur T wat hier een extra nadeel vormt. Een voorbeeld van deze implementatie is te zien in figuur 4.4.

4.3.2

Fotovolta¨ısche modus

Vout

ip RL

R2 R1

Figuur 4.5: Fotodiode in fotovolta¨ısche modus met een niet-inverterende spanningsversterker.

In het 4e kwadrant (I < 0, V > 0) spreken we over fotovolta¨ısche werking. In deze modus levert de diode netto elektrische energie af; dit is de functionaliteit van een zonnecel. Voor metingen wordt de fotodiode in parallel met een lastweerstand RL geplaatst. Indien RL >> Rsh zal de fotostroom een spanning VO opwekken over RL die op haar beurt de fotodiode voorwaarts polariseert. De spanning is zo opnieuw een logaritmische functie van de intensiteit, met voor limietgeval van RL = ∞ de relatie 4.3.1. Bovendien is Rsh een relatief slecht gekende waarde die nogal durft verschillen binnen een batch van fotodiodes. Om VO toch als lineair verband met de lichtinput op te meten, dient RL dus zo klein mogelijk te zijn (op zijn minst RL << Rsh ). Als we echter de belastingslijn V = −RL i in het vierde kwadrant van in figuur 4.3 zouden uitzetten, dan zien we dat een kleine RL ook zal resulteren in een erg kleine spanningswaarde. Dit probleem vraagt natuurlijk om een OpAmp en een mogelijke implementatie hiervan is te zien in figuur 4.5. Dit werkt, maar een nog interessantere oplossing bestaat erin de lichtinput niet als spanning over de diode (evt. in parallel met een RL ) op te meten maar als een stroom. Dit brengt ons echter bij een ander limietgeval: de zero-biaswerking.


4.3.3

24

Zero-Bias modus

Rf ip Vout = -Rf i = R f ip Figuur 4.6: Fotodiode in zero-bias modus met transimpedantieversterker.

Op de grens tussen de fotovolta¨ısche en fotogeleidende werking ligt de zero-bias modus. Door het circuit in figuur 4.5 om te vormen naar deze in figuur 4.6 loopt alle stroom (indien de inputbiasstromen van de OpAmp verwaarloosbaar zijn) uit de fotodiode door de weerstand Rf . Doordat de fotodiode geklemd wordt tussen de terminals van een OpAmp, is ze virtueel kortgesloten. Deze modus noemt men bijgevolg Zero-Bias; Rf meet de kortsluitstroom van de detector en is niet langer beperkt tot kleine waardes zoals bij de fotovolta¨ısche modus. De OpAmp werkt dus als stroom-naar-spanningsomzetter of transimpedantieversterker, meer over dit schijnbaar eenvoudige circuit in 4.3.5. Het equivalent elektrische vervangschema van de fotodiode kan nu zonder veel verlies van precisie vereenvoudigd worden tot een stroombron in parallel met een capaciteit. Deze modus benut zo ten volle het extreem lineaire gedrag van de lichtstroom in een fotodiode. Bovendien is door het wegvallen van de exponentiële in 4.2 de lekstroom id geëlimineerd, waardoor ook temperatuurafhankelijkheid sterk verminderd. Tot slot kan dit circuit voor relatief grote Rf (kΩ orde) toch nog een redelijke bandbreedte halen (< een paar Mhz). Voor communicatietoepassingen met erg lage intensiteiten en/of hoge bandbreedtes is de reverse-bias werking echter vereist.


4.3.4

25

Fotogeleidende modus

Rf ip Vout = - Rf i = Rf (ip - id) -Vbias Figuur 4.7: Fotodiode in fotogeleidende modus met een achterwaartse polarisatie van Vbias met transimpedantieversterker.

Van zodra de fotodiode in figuur4.6 invers gepolariseerd wordt, belanden we in het 3e kwadrant (I < 0, V < 0) en spreekt men over fotogeleidende modus (zie figuur 4.7). Door de negatieve biasspanning over de diode zet het depletiegebied van de junctie uit. Hierdoor zal ook de grootte van de junctiecapaciteit Cj sterk afnemen, wat de reactiesnelheid ten goede komt. Om het laatste restje snelheid uit de componenten te persen kiest men de negatieve biasspanning zo groot als toegelaten. Vanaf een bepaald punt zal de diode doorslaan en een veel grotere stroom produceren (aangeduid door de stippellijn in figuur 4.3 en gedefinieerd als het moment waarop de lekstroom > 10µA wordt). In extreem snelle communicatietoepassingen gebruikt men zelfs speciaal hiervoor ontworpen avalanche-fotodiodes (in het Engels afgekort tot APD) omdat ze instaat zijn voor kleine lichtintensiteiten zeer snel een grote corresponderende stroom te ontwikkelen. Het grootste minpunt in fotogeleidende modus is de toegenomen lekstroom als gevolg van de achterwaartse spanning. Deze stroom vertoont ook nog eens een exponentiële afhankelijkheid met de absolute temperatuur; als ruwe vuistregel stelt men dat de donkere stroom bij elke toename van 10 ◦ C verdubbeld. Zoals de naam doet vermoeden vloeit nu ook in volledige duisternis een -zij het erg kleinestroom, wat een offset introduceert op het lineair verband tussen stroom en invallend licht. Dit alles leidt tot een grotere ruisbijdrage dan in de overige circuits.


4.3.5

26

Stabiliteit en haalbare bandbreedte

Voorlopig werd in de gepasseerde OpAmpcircuits aangenomen dat dat deze zonder meer correct werken. De transimpedantieversterker (TIA) waarbij stroom naar spanning wordt geconverteerd, was hierbij een iets exotischer variatie op de typische spanningsversterkende toepassingen die elke basiscursus elektronica behandelt. Op het eerste zicht is de werking erg straightforward: de gegenereerde fotostroom kan niet in de minklem van de versterker verdwijnen en loopt dus volledig door de feedbackweerstand Rf , waardoor een spanning aan de uitgang komt te staan die gerefereerd is t.o.v. de plusklemspanning. Het verhaal wordt echter een stuk ingewikkelder indien we dieper ingaan op de interactie tussen de stroombron (de fotodiode) en de TIA. Om de stabiliteit te bepalen berekenen we de ruisversterking (RV) die gerealiseerd wordt door de feedback van het systeem. Hiervoor zullen we in de omgekeerde richting werken: vertrekkende van de gekende oplossing, verklaren we hoe deze in zijn werk gaat en berekenen we vervolgens de vereiste voorwaarde waaraan deze oplossing moet voldoen om stabiliteit te verzekeren. De oplossing is opvallend genoeg erg eenvoudig en bestaat uit het toevoegen van een voldoende grote parallelle capaciteit Cf in de feedbacktak. Vereenvoudigd vervangschema Om de ruisversterking RV af te leiden, maken we gebruik van het elektrische vervangschema voor de fotodiode en een eerste orde benadering voor de ideale OpAmp. Aangezien we de TIA uitsluitend in zero-bias of fotogeleidende modus met een achterwaartse polarisatie tegenkomen, kunnen we het fotodiodevervangschema verder vereenvoudigen. De diode in het schema spert steeds en kan dus weggelaten worden. Zoals eerder aangehaald is RSH erg groot (minstens 10MΩ en typisch zelfs > 1000MΩ) zodat we de stroombron ip als ideaal kunnen beschouwen en RSH ook achterwege kunnen laten. De serieweerstand RS is normaal gezien klein (< 100Ω) waardoor we ook deze term in de verdere analyse zullen negeren. We blijven dus over met een parallelschakeling van de stroombron ip en de junctiecapacieit Cj . Zoals zal blijken speelt de capaciteit aan de ingang van de OpAmp een cruciale rol in de stabiliteitsbepaling. De OpAmp heeft zelf echter ook een ingangscapaciteit Copamp die in parallel staat met Cj . De totale geziene ingangscapaciteit aan de OpAmp-klemmen bestaat dus uit Cj + Copamp en noemen we in wat volgt CIN . Figuur 4.8 toont het resulterende circuit waarvoor de stabiliteitsvoorwaarde zal afgeleid worden.


27

Cf

Zf Zs Ip

Rf

I

Vin

Cj

Cin

Vout

Figuur 4.8: Equivalent schema van de fotodiode met TIA circuit in zero-bias modus.

Transferfunctie en feedbackfactor Om de transferfunctie in het Laplace-domein te bepalen voeren we een aantal notaties in om de formules overzichtelijk te houden. De capaciteit CIN = Cj + Copamp vormt de impedantie ZS en de impedantie in de feedbacktak gevormd door Rf en Cf noemen we Zf . Met s = jω geldt dan 1 s (CIN ) Rf = 1 + sRf Cf

Zs =

(4.4)

Zf

(4.5)

Wegens de eindige openkringversterking (A < ∞) gelden volgende formules voor de in- en uitgangsspanning van het circuit met de conventies die in figuur 4.8 te zien zijn. Vout A = −Zf I − Vin Vout = −Zf I − A

Vin = − Vout

(4.6)

De stroom I die door de feedbacktak loopt volgt uit de knoopuntwet van Kirchoff op de minklem: I = Ip +

Vout A ➲ Zs

(4.7)


28

Als we deze stroom nu substitueren in 4.6

Vout Vout − = −Zf Ip + A ➲ Zs A −Zf ➲ Ip = Zs 1 1+ 1+ A Zf

Vout

kunnen we hieruit eenvoudig de transferfunctie Vout = Ip

−Zf 1 1+ A➲β

Vout Ip

met

afleiden

β=

Zs Zs + Zf

(4.8)

waarbij de kringwinst Aβ gevormd wordt door de openketenversterking A en de feedbackfactor β (zie figuur 4.9). Merk op dat voor ideale OpAmp met A = ∞ deze bovenstaande formule vereenvoudigd tot Vout Rf = −Zf = − Ip 1 + sRf Cf

(4.9)

Vandaar ook de naam transimpedantieversterker: de I-V-gain is gelijk aan de impedantie die in de feedbacktak staat (in het ideale geval). Indien we nu de impedanties Zs en Zf terug volledig uitschrijven, vinden we voor de feedbackfactor

β =

=

1 sCIN 1 Rf + sCIN 1 + sRf Cf 1 + sRf Cf 1 + sRf (CIN + Cf )

(4.10)

Stabiliteitscriterium In figuur 4.9 zien de het blokdiagram voor een algemeen negatief feedbacksysteem met openketenversterking A en feedbackfactor β. Instabiliteit treedt op indien Aβ = 1 bij een fasedraaiing van 180◦ volgens het Barkhausencriterium, we snijden het punt waarop Aβ = 1 dus liefst aan met voldoende fasemarge t.o.v. deze 180◦ draaiing om onvoorwaardelijke stabiliteit te hebben. De openketenversterking A(s) van een OpAmp kan in eerste orde benadering als volgt beschreven worden:


29

A(s) =

AOL s 1+ ωA

(4.11)

A

X

Y

b Figuur 4.9: Blokdiagram van een algemeen negatief feedbacksysteem met A de openkringwinst en β de feedbackfactor.

Voor f >> fA (met fA typisch erg laag rond 1 Hz) daalt A(s) met -20dB/dec bij een constante fasenaijling van 90◦ . Het punt waarop de openkringversterking A(s) = 1 of 0 dB, is de versterkingsbandbreedte (in het Engels gain-bandwidth of GBW) die typisch wordt opgegeven in de datasheet van de OpAmp. Of het systeem al dan niet kans op oscilleren vertoont, hangt af van de ruisversterking (RV) in het systeem. De RV van een feedbacksysteem bedraagt 1/β. Als we deze 1/β verder bestuderen a.d.h.v. formule 4.10, zien we dat de capaciteiten CIN + Cf voor een nul in de transferfunctie zorgen. In de meeste toepassingen zal Cf veel kleiner dan CIN blijken te zijn waardoor de toevoeging van een parallelle Cf in de feedbacktak bijna geen invloed zal hebben op de ligging van deze nul: fz =

1 1 ≈ 2πRf (CIN + Cf ) 2πRf CIN

voor CIN >> Cf

(4.12)

Hierdoor zal 1/β voor f > fz stijgen met 20dB/dec bij een fasevoorijling van 90◦ (cfr. figuur 4.10). De kringwinst Aβ is logaritmisch gelijk aan het verschil tussen de open-kringwinst As en de RV = 1/β. 1 = log A − log RV (4.13) β Instabiliteit treedt dus op als RV 180◦ in fase gedraaid is vooraleer de RV-curve de A-curve snijdt in het Bodediagram weergegeven in figuur 4.10. Zonder Cf zou deze nul ervoor zorgen dat bij het kruisen van 1/β met As de fasedraaiing bijna 180◦ zou bedragen (90◦ door A(s) log Aβ = log A − log


30

en 90◦ door de nul in RV), waardoor er mogelijks instabiliteit optreedt. Door een voldoende grote Cf in de feedbacktak krijgt 1/β een pool bij waardoor de ruisversterking afvlakt vooraleer deze A(s) snijdt. Maar hoe groot is ’voldoende groot’ precies? De gecreëerde pool ligt op 1 fp = (4.14) 2πRf Cf

versterking [dB]

AOL

Ruisversterking

1+CIN/Cf

(1/b)

0 fz

fp1 fp2 fp3

fGBW

log(freq) [Hz] Figuur 4.10: Bodeplot van de ruisversterking RV en de openketenversterking A(s) die elkaar snijden.

Als we, zoals in figuur 4.10 aangeduid, fp te groot kiezen: fp = fp3 , dan valt de pool buiten de A(s)-curve en kan het circuit oscilleren. Als we fp te klein kiezen: fp = fp1 , hebben we overgecompenseerd en gaat een deel van de nuttige signaalbandbreedte verloren. De optimale positionering bevindt zich net op het snijpunt tussen A(s) en 1/β, of dus fp = fp2 . Aangezien deze A(s) even snel daalt als 1/β stijgt, vormen hun curves een gelijkbenige driehoek met de frequenties tussen fz en fGBW als basis en met top op frequentie fp2 . De pool ligt dus precies in midden tussen beide frequenties. Daar een bodediagram dubbel-logaritmisch ingedeeld is, is het midden tussen 2 frequenties niet het rekenkundige gemiddelde maar het geometrisch gemiddelde: fp2 =

p fz ➲ fGBW

(4.15)

Simpele substitutie van de corresponderende waarden uit 4.12 en 4.14 leidt dan tot volgende stabiliteitsvoorwaarde:

4.4 Keuze fotodiode en OpAmp

<

s

fGBW 2πRf (Cf + CIN )

(4.16)

≤

s

fGBW 2πRf CIN

(4.17)

Cf ≥

s

CIN 2πfGBW Rf

1 2πRf Cf

→

31

voor CIN >> Cf

(4.18)

De keuze van Cf legt meteen ook de maximale signaalbandbreedte van het circuit vast op f−3dB

1 = = 2πRf Cf

s

fGBW 2πRf CIN

(4.19)

Om zoveel mogelijk nuttige bandbreedte over te houden en toch voldoende grote spanningssignalen te hebben, implementeert men dus best een TIA met een relatief kleine versterking (Rf ) gevolgd door een extra (breedbandige) spanningsversterker.

4.4

Keuze fotodiode en OpAmp

Bij de keuze van een geschikte fotodiode om de OFB te implementeren zijn een aantal zaken van belang. Allereerst dienen ze een bruikbaar spectraal bereik te bezitten. De OLED produceert diffuus wit licht met golflengtes binnen het zichtbare spectrum (∼ 450-670 nm zie ook deel 3.4). Zoals hiervoor besproken is een kleine CIN gunstig voor de bandbreedte. Tot slot moet de gevoeligheid liefst zo groot mogelijk zijn, zodat de versterking door Rf geen al te grote waarden dient aan te nemen. In het eerste ontwerp vertrokken we van de SFH206K die een spectraal bereik van 400-1100 nm had (met piekdetectiviteit op 850 nm) en een relatief kleine CIN = 72pF. De gegenereerde fotostromen waren ≥ 20µA voor OLED-stromen groter dan 100 mA. Een Rf ≥ 1kΩ zorgt dus reeds voor een handelbaar spannigssignaal (voor naversterking). Oorpsronkelijk was het idee om de fotodiode het volledig dynamisch gedrag van de lichtoutput te laten produceren. Daar de gebruikte DC/DC-convertor een minimale spanningsrimpel van 25 mV aan de feedbackpin vereist om stabiel te werken, moest de fotodiodestroom dus instaat zijn dit signaal te kunnen reproduceren. Omdat de convertor bij frequenties tussen 100 kHz - 1 MHz zou opereren, was een relatief breedbandige en voldoende gevoelige fotodiodemonitoring vereist. Met dit in gedachte werd geopteerd voor de zero-bias werking,

4.5 Fotostroom i.f.v OLED-stroom

32

waarbij indien nodig kon overgestapt worden naar volledige fotogeleidende modus indien de bandbreedte toch problemen zou opleveren. Zoals in deel 4.3.5 aangetoond, moet hiervoor een OpAmp met een voldoende hoge GBW en voornamelijk lage inputbiasstromen en ruisgevoeligheid gekozen worden. Wij werkten met de OPA2356AID van TexasInstruments; een MOSFET-gebasseerde versterker via spanningsfeedback met slechts 3 pA inputbiasstroom, 3 pF inputcapaciteit bij een hoge GBW van 200 MHz. Aangezien het lichtsignaal altijd > 0 zal zijn, kunnen we een enkelvoudige voeding gebruiken. We kozen een versie met 2-in-1 package zodat de 2e OpAmp als breedbandige spanningsversterker kan gebruikt worden.

4.5

Fotostroom i.f.v OLED-stroom

Om stroomproductie in de gekozen fotodiode te karakteriseren in functie van de OLEDstroom (en dus luminantie), plaatsen we ze op de verlichtingsbron en dekken we ze af met zwarte tape zodat er zogoed als geen omgevingslicht wordt doorgelaten. Vervolgens meten we de fotostroom a.d.h.v. een Keithley 2401 Source Meter Unit (SMU) voor stijgende OLED-stromen. Zoals in 4.11 te zien is, bekomen we in zeer goed benadering een lineair verband. 90 80

70

Ifd [uA]

60 50 40

30 20 10 0 0

100

200

300

400

500

IOLED [mA]

Figuur 4.11: Fotostroom If d i.f.v. OLED-stroom Io voor de gekozen fotodiode SFH206K.

DC/DC-CONVERTOR

33

Hoofdstuk 5 DC/DC-convertor 5.1

Algemeen

Om van een hoge DC-voedingsspanning naar een lagere DC-spanning over te gaan zijn er voor elektronicatoepassingen met een laag tot gemiddeld vermogen een aantal mogelijkheden. In toepassingen waar slechts werking in één kwadrant vereist is, of m.a.w. de spanning over en stroom door de last hebben slechts één oriënteringszin, behoren een eenvoudige zenerdiode die de uitgangsspanning klemt, een lineaire spanningsregelaar en een schakelende convertor (Buck -convertor genaamd) tot de meest courante circuits. We maken hier abstractie van ge¨ısoleerde DC/DC-convertoren die typisch bij iets hogere vermogens gehanteerd worden en waarbij een transformator aan te pas komt. Het grote voordeel over een gewone resistieve spanningsdeler -naast een veel lagere dissipatie- is dat deze schakelingen een lijnregeling (de mate waarin de uitgangspanning of -stroom kan constant gehouden worden bij variaties in de inputspanning) en een lastregeling (de mate uitgangsspanningof stroom kan constant gehouden worden bij variaties in de last) bezitten. De lineaire en schakelende convertor gebruiken zelfs een actieve lastregeling via feedback. Doordat vermogensefficiëntie, zeker in consumentenelektronica, een steeds belangrijker aandeel in het designproces op zich neemt, is er een evolutie weg van traditionele lineaire spanningsreglaars (bv. LM317) en naar schakelende convertoren. Door hun schakelende werking zijn ze in staat veel hogere efficiëntiegraden te halen zeker bij grote verschillen in in- en uitgangsspanning, terwijl de dissipatie in lineaire regelaars voor eenzelfde stroom evenredig met de spanningsval stijgt. Als de beperkte rimpel die door de schakelende convertor nog te groot blijkt te zijn dan kan eventueel een spanningsregelaar na de schakelende regelaar gezet worden om zo het beste van de twee werelden te verkrijgen: erg

5.1 Algemeen

34

goede lijn/lastregeling en grote efficiëntie. Met de komst van verbeterde ge¨ıntegreerde vermogenselektronica werden hogere schakelfrequenties mogelijk, zodat de grootte van de inductor bijna evenredig kon dalen. Dit leverde zowel verkleinde fysische afmetingen als een verminderde storing door te grote magnetische velden op. Ook konden de benodigde capaciteitswaarden afnemen waardoor in sommige gevallen volledig keramische (ten nadele van deels elektrolytische) implementaties mogelijk werden, wat de afmetingen, de efficientie en de totale levensduur van het circuit verder ten goede kwam. Moderne commerciële verkrijgbare Buck-convertoren hebben schakelfrequenties tussen de 25 kHz en 2 MHz. Efficiënties van ∼ 80 − 90% naargelang de toepassing zijn zeker niet onhaalbaar. Werking Buck-convertor Omdat dit een belangrijk deel van het totale design zal vormen, wordt kort de werking van de Buck-convertor overlopen. Zoals in figuur 5.1 te zien is, staat in serie met de ingang van het circuit een schakelaar (een vermogenstransistor) die de hoge ingangsspanning doorlaat indien ze gesloten is en blokkeert indien ze open is. Zo ontstaat er een blokgolfspanning over de diode die afwisselt tussen Vin en −Vd , de drempelspanning van de diode (zie ook figuur 5.2). Een laagdoorlaatfilter, typisch als LC-filter ge¨ımplementeerd om geen verdere vermogensverliezen in een eventueel resistieve component voor de last tegen te gaan, middelt deze blokgolf uit naar een constant Vout op een kleine rimpel na. S

L

Is Vout

Vin ID

Last Cin

D

Cout

Figuur 5.1: Elektrische schema van een algemene Buckconvertor (zonder controlemechanisme) met in het rood het stroompad tijdens tON en in het groen het stroompad tijdens tOF F .

Via een controlemechanisme wordt Vout vergeleken met de gewenste waarde (typisch via een spanningsdeler op de uitgang) en de duty cycle δ = tON /T aangepast. Indien Vout te laag is zal de schakelaar S gesloten blijven en stijgt tON , indien de spanning te hoog

5.1 Algemeen

35

is opent S en daalt het aandeel van tON in de schakelperiode T . In steady-state bij een onveranderlijke last hebben tON en tOF F uiteraard een constante waarde. Dit levert de Buck-formule voor de uitgangsspanning: tON ➲ Vin = δ ➲ Vin (5.1) T Er zijn 2 algemene modi waarin de Buck kan opereren: Continious Current Mode (CCM) of Discontinious Current Mode (DCM). Bij CCM wordt de ogenblikkelijke stroom door de spoel nooit nul, voor DCM is dit voor een deel van de tOF F wel het geval. Er geldt: Vout =

IL,pp 2 IL,pp < 2

CCM :

IL,avg >

DCM :

IL,avg

Stroomverloop in CCM-regime Het gedetailleerd stroomverloop in CCM werking, die typisch wordt nagestreefd wegens efficiënter, is weergegeven in figuur 5.2. Tijdens tON staat er een hoge spanning over de spoel waardoor de stroom, getrokken uit de ingangsspanning, lineair toeneemt. Door het na-ijlend karakter van de spoel dient er ook stroom te kunnen vloeien nadat S uitschakelt. Een vrijloopdiode laat toe dat deze uit de massa getrokken wordt zonder dat er stroom wegvloeit tijdens tON . Omdat de positieve spanning over de spoel nu in de andere richting staat, zal deze stroom lineair afnemen tot S opnieuw aanschakelt en het hele proces zich herhaalt. Merk op dat de stroom door de capaciteit dezelfde is als deze door de spoel maar zonder DC-component (of dus met de horizontale stippellijn als referentie op de 2e grafiek in figuur 5.2). Meestal is de vrijloopdiode een Schottky-diode. Wegens hun lagere drempelspanning t.o.v. andere diodes veroorzaken ze minder vermogensverlies tijdens stroomvoering. De Schottky-diode kan op zijn beurt vervangen worden door een 2e vermogenstransistor met een lage RDSON , waardoor er nog minder vermogen gedissipeerd wordt tijdens de vrijloopwerking. Het type met 2 vermogenstransistors noemt met een synchrone Buck-convertor. Synchroon of asynchroon is een afweging tussen een lagere warmtedissipatie en hogere efficiëntie aan de ene kant en een gestegen kost en complexiteit wegens de vereiste complementaire aansturing van de extra vermogenstransistor aan de andere kant.

5.1 Algemeen

36

VSW

tON

tOFF

Vin VSW,avg = Vout,avg

-VD t

IL ILpp

IL,avg

IS

ID

t

t

t

Figuur 5.2: CCM stroomverloop i.f.v de tijd in een algemene Buckconvertor waarbij Vin en Vout de in- en uitgangsspanning, VD de diodedrempelspanning zijn en IL , IS , ID de stroom door respectievelijk de spoel, schakelaar en diode aanduiden.

5.2 Keuze van een off-the-shelf Buckconvertor

5.2 5.2.1

37

Keuze van een off-the-shelf Buckconvertor Spanningsregeling vs stroomregeling

De algemene Buck-convertor zoals hiervoor beschreven en het bijhorende controlemechanisme kan echter nog in 2 duidelijk verschillende versies uiteenvallen: een versie waar de nadruk ligt op Vout zo constant mogelijk te houden en een versie waar de nadruk ligt op de (gemiddelde) stroom Iout zo constant mogelijk te houden. Bij spanningsgestuurde Bucks wordt de uitgangswaarde (Vout ) typisch opgemeten via een resistieve spanningsdeler en vergeleken met een referentiewaardespanning. Bij stroomgestuurde Bucks controleert men stroom die door de last vloeit bijvoorbeeld via een kleine, seriële sense-weerstand om zo opnieuw een spanning te hebben die met een referentie kan vergeleken worden. Typisch is deze referentiespanning bij de spanningsversie een stuk hoger (bv. VF B,V = 1, 25V ) dan bij de stroomversie (bv. VF B,C = 0, 2V ). Omdat bij deze laatste versie de volledige stroom die door de last liep ook door de sense-weerstand gaat is het uiteraard voordeliger om een zo laag mogelijke spanningsreferentie te hebben. De voelweerstand kan dan klein in waarde (typisch ≤ 1Ω) blijven zodat de vermogendissipatie erin beperkt blijft. Door de exponentiële I-V-karakteristiek van een OLED levert een kleine ∆V op de uitgangsspanning reeds een relatief groot verschil in de stroom en bijgevolg ook de luminantie zoals te zien in figuur 5.3. De rimpel op de spanning dient dus best zo klein mogelijk te zijn. Bovendien is de mate van onnauwkeurigheid door ∆V sterk afhankelijk van het gekozen werkpunt. Voor een vast werkpunt lijkt dit nog doenbaar maar van zodra dit punt dient aangepast te worden hetzij wegens een andere gewenste lichtoutput, hetzij ter compensatie van de veroudering, wordt deze methode erg onpraktisch. Tot slot is ook geweten dat de degradatie in de OLED zich niet enkel in luminantie manifisteert maar ook in een spanningstoename bij eenzelfde stroom. Indien de spanning over de OLED geregeld wordt, zal de stroom voor een constante Vout een dalende functie zijn over tijd. Daardoor zal er naast een daling in luminantie door de OLED-degradatie ook nog eens een daling in toegevoerde stroom volgen vanwege het regelmechanisme wat de luminantie al helemaal doet aftakelen. Stroomsturing is dus duidelijk een superieure keuze voor OLED-toepassingen. Nu kan een spanningsgecontroleerde Buck zoals enkele application notes aanhalen (cfr. [17]), ook om te vormen naar een stroomgestuurde versie door simpelweg een serieweerstand tussen massa en last te zetten. Om het probleem van de hoge referentiespanning (en dus hoge weerstandswaarde en dissipatie) tegen te gaan kunnen we de gemeten spanning Vsns over de weerstand een offset geven, bijvoorbeeld door een spanningsdeler te plaatsen


38

550 500 450 400

I[mA]

350 300 250 200

51 mA ~ DI 15%

150

60 mV ~ DV 0.9%

100 50 0

0

1

2

3

4 V[V]

5

6

7

8

Figuur 5.3: IV-karkateristiek van de gehanteerde OLED-tegel (Philips Lumiblade GL35) waarbij duidelijk te zien is dat een procentuele kleine spanningsvariatie tot een relatief grote stroomvariatie leidt.

tussen een constante offsetspanning en Vsns over de sense-weerstand. Meestal is bij offthe-shelf Buck zelfs een pin beschikbaar die verbonden is met de uitgang van een interne spanningsregelaar. Een nadeel is echter dat de accuraatheid van de offset grotendeels afhankelijk is van deze referentiespanning. LED-drivers zijn de meest courante toepassing van stroomgestuurde DC/DC-convertoren.

5.2.2

LM3402 van Texas Instruments

Met al de voorgaande afwegingen in gedachte werd geopteerd voor een stroomgestuurde, asynschrone Buck-convertor: de LM3402 van Texas Instruments. Het is een convertor die een ingangsspanning tot 42V naar maximaal 6V kan terugbrengen voor een constante outputstroom van 500 mA, en bij instelbare frequenties van < 50kHz tot > 1M Hz. Bij buckconvertoren die als (O)LED-drivers gebruikt worden zijn controlemechanismen gebaseerd op hysteresis waarbij het stroomdal en/of de stroompiek gemonitord worden. Dit is


39

erg populair omdat regeling van de stroom door verlichtingsbron nu net is wat ons interesseert, in tegenstelling tot de spanning die er over komt te staan. Zo ook bij de LM3402 die een stroomdalregeling voorziet. Omdat deze een zeer wezenlijke invloed had op het verdere designkeuzes, wordt op het specifieke controlemechanisme meer in detail ingegaan.

5.2.3

Controlled-On-Time regeling

De LM3402 hanteert een Controlled-On-Time of COT-mechanisme met een comparator in de feedbackkring i.p.v. een foutversterker zoals bv. bij veel alternatieve controlemechanismen Bucks. Dit zorgt ervoor dat de bandbreedte van de regelkring vrij hoog is en dat er bijgevolg geen extra componenten vereist zijn om een frequentiecompensatie te voorzien opdat de regelkring stabiel zou blijven. De COT regelt in deze chip de dalstroom die door de inductor loopt. Het controlealgoritme is in figuur 5.4 in vereenvoudigde vorm weergegeven. Extra beveiligingen zoals onder meer een piekstroombeperking op de transistor van 735 mA of thermische uitschakeling van 10 periodes indien de temperatuur boven 165 ◦ C stijgt, werden achterwege gelaten. De dalstroom door de inductor wordt opgemeten door een sense-weerstand tussen last en massa. De resulterende spanning wordt aan de ingang van een comparator gelegd die deze met een referentiespanning van 200 mV vergelijkt. Van zodra de gemeten en dalende spanning (want de comparatorwerking vind plaatst tijdens tOF F en dus bij een lineair dalende stroom door de spoel) onder 200 mV zakt, schakelt de vermogenstransistor terug aan en dit voor voorafbepaalde tijd tON -vandaar de naam. Als tON gepasseerd is, opent de vermogenstransistor voor een minimale OFF-tijd van 300 ns waarna de comparator opnieuw start met de dalende inductorstroom te volgen tot deze onder 200 mV zakt en het volledige proces zicht herhaald.

5.2.4

Ontwerpcyclus

De duur van tON wordt bepaald door de ingangsspanning en een externe weerstand RON : tON = 1, 34 ➲ 10−10 ➲

RON Vin

(5.2)

waarbij 1, 34 ➲ 10−10 een constante is die afhankelijk is van de interne COT-architectuur en opgegeven werd in de datasheet van de LM3402. De schakelfrequentie fSW ligt dan voor een gekende VOU T (hier de voorwaartse spanning over de OLED vermeerderd met een 200 mV wegens de extra spanningsval over sense-weerstand) vast via


40 start

schakel MOSFET aan

start tON timer

tON afgelopen ?

N

J schakel MOSFET aan FB-comparator aan

VFB < 200 mV ?

N

J

Figuur 5.4: Vereenvoudigd controlediagram van de COT-werking in de LM3402.

Vout Vout δ = = (5.3) −10 1, 34 ➲ 10 ➲ RON Vin ➲ tON tON Typisch is de keuze van tON en fSW een afweging tussen grotere afmetingen en hogere minimale waardes voor de spoel en capaciteiten bij lage frequenties enerzijds, en een iets lagere efficiëntie door toegenomen schakelverliezen maar kleinere componenten bij hogere frequenties anderzijds. Al is dit niet absoluut, daar kleinere componenten meestal ook kleinere verliezen genereren. fSW =

Een typische ontwerpcyclus loopt als volgt: 1. Kies een tON en leidt daaruit de fSW af (of omgekeerd) via 5.2 en 5.3. 2. De inputcapaciteit levert stroompulsen ter grootte van Io,avg als de vermogenstransistor aan staat (tON ), en wordt opgeladen door Vin wanneer deze af staat (tOF F ). Cin wordt bepaald a.d.h.v. een minimale spanningsrimpel die ze moet kunnen weerstaan tijdens tON (wanneer de stroom door de OLED uit de voedingsbron Vin afkomstig


41

is). Er wordt geadviseerd om minstens tweemaal de minimale waarde te plaatsen, zijnde Cin ≥ 2 ➲

Io ➲ tON ∆Vin,max

(5.4)

waarbij de spanningsrimpel ∆Vin,max als 5% - 10% van de maximale Vin gekozen wordt. 3. De vrijloopdiode moet simpelweg bestand zijn tegen de Vin,max met extra marge voor de schakelruis als de transistor aan staat, en voldoende grote stroomcapaciteit hebben om de vrijloopstroom te leveren tijdens tOF F . Deze stroom bedraagt tON ID,avg = (1 − δ) ➲ Io,avg = 1 − (5.5) ➲ Io,avg TSW 4. Zal er een Cout gebruikt worden? Zo niet legt de inductantiewaarde meteen ook de rimpel door de OLED vast. Om deze rimpel te beperken zal inductor L dus aanzienlijk moeten zijn. Zoja, mag de spoel een stuk kleiner zijn en de stroomrimpel ∆iL erin veel groter zijn. Rimpels tot ±30% van IO,avg zijn dan gebruikelijk. De minimale inductantie bedraagt dan: Lmin =

Vin,max − Vout ➲ tON ∆iL

(5.6)

De inductorstroom vormt een driehoeksgolf die loopt van IL,min = IL,avg − ∆iL /2 tot IL,max = IL,avg + ∆iL /2. De gemiddelde inductorstroom loopt volledig door de last zodat: IL,avg = Io,avg . Waarmee we meteen ook een ondergrens hebben voor de saturatiestroom en de DCstroom die de spoel moet aankunnen. 5. Voor een standaard elektrische feedback kan Rsns nu bepaald worden. We zullen zien dat in het uiteindelijke ontwerp met optische feedback dit anders zal zijn. Omdat het COT-controlemechanisme het dal van de inductorstroom (zijnde IL,min ) regelt, geldt er:


42

∆iL 2 Vout ➲ tsns − L

IL,min = IL,avg − = →

Rsns =

Vref Rsns

Vref ➲ L IO,avg ➲ L + Vout ➲ tsns − (Vin − Vout ) ➲ tON /2

(5.7)

waarbij Vref = 200 mV de referentiespanning van de feedbackcomparator is. Omdat de comparator niet oneindig snel is, zal de stroom door de inductor nog licht verder gedaald zijn dan 200 mV/Rsns voordat de vermogenstransistor terug aanschakelt. tsns stelt deze delay voor en bedraagt typsich 220 ns. IL(t)

Comparator schakelt om: IL(t) = Vref / Rsns

IL,max IL,avg

DIL

DI = Vout tsns / L

IL,min

tsns tON

Transistor schakelt aan

t

tOFF

Figuur 5.5: Stroomverloop in de spoel met aanduiding van extra stroomafname wegens de tijdsvertraging tussen de comparator- en de transistoromschakeling.

6. Tot slot kunnen we de stroomrimpel door de OLED vastleggen door een geschikte keuze van COU T . Als we naar het schema in figuur 5.6 kijken dan zien we dat we ∆iOLED kunnen afleiden als

∆iOLED =

∆iL 1 + ZrDC

met ZC = ESR +

(5.8) 1 2πfSW Cout

(5.9)

waarbij rD staat voor de dynamische weerstand van de OLED bij de gewenste DCinstelstroom. De afleiding van rD werd in sectie 3.1.1 reeds besproken.


43

DiL CO DiC

RD

DiOLED

ESR

DiL

RSNS

Figuur 5.6: Schematische voorstelling van het AC-stroompad tussen de OLED’s dynamische weerstand rD en de outputcapaciteit CO en haar equivalente serieweerstand (ESR)

ONTWERP EN IMPLEMENTATIE

44

Hoofdstuk 6 Ontwerp en implementatie 6.1

Algemeen

Bij het ontwerpen van een geschikte OFB-aansturing voor de OLED werden een aantal algemeen keuzes en afwegingen gemaakt die hier kort opgesomd worden. 1. Het design zal op PCB(Printed Circuit Board)-niveau gebeuren zodat een demonstrator kan vervaardigd worden. De fotodiode is dan ook een discrete component. Omdat de nadruk ligt op het aantonen van een goed en eff¨ıcient werkende aansturing a.d.h.v. OFB en niet op het ontwikkelen van een commercieel of esthetisch product, werd deze sensor bevestigd op de bovenzijde van de OLED. Dat dit uiteraard een stuk van het belichtignsoppervlak van de OLED inpalmt, levert hier dus geen bezwaar. Een mogelijk nadeel is wel dat de package van de fotodiode nu in direct contact staat met de OLED zodat deze (gedeeltelijk) mee zal opwarmen ten gevolge van de warmteproductie van de OLED. Eventuele problemen die hierdoor kunnen ontstaan zullen in hoofdstuk 8 met verbeteringen en aanpassingen kort aangekaart worden. 2. Het ontwerp wordt gebaseerd op een enkele verlichtingstegel zonder invloeden van naburige OLED’s of andere verlichtingsbronnen. De fotodiode wordt daarom met zwarte tape afgeschermd. 3. Indien mogelijk wordt de OFB-methode ge¨ımplementeerd voor een schakelfrequentie van ∼ 100kHz en ∼ 1MHz, om zo de invloed van de schakelfrequentie op andere systeemeigenschappen (zoals de OFB-werking en de totale efficiëntie) te kunnen vergelijken.

6.2 Buck-ontwerp

45

4. Zoals sectie 2.2 in hoofdstuk 2 reeds aangaf, werd de ingangsspanning Vin voor de dimensionering en de metingen op 20V gekozen. Bij het dimensioneren werd de OLED-stroom gekozen op 350mA. Zo kan de OFB tot minstens 100mA extra door de lichtbron pompen om de degradatie te compenseren vooraleer de aangegeven maximale stuurstroom van 450mA uit de datasheet van de Philips Lumiblade GL55 bereikt wordt. 5. De OFB moet ook in staat zijn om een analoge dimming uit te voeren zodat een gebruiker de gewenste helderheid kan instellen. Dit levert bovendien een eenvoudige controle op de basisfunctionaliteit van de OFB. We zouden hiervoor de feedbackweerstand van de TIA regelbaar kunnen maken, maar dit is geen goede oplossing omdat aanpassingen in Rf rechtstreeks invloed hebben op de BW en erger nog de stabiliteit (cfr. formules 4.19 en 4.18). Daarom werd de gain van de breedbandige naversterker aanpasbaar gemaakt d.m.v. een trimmer, wat de BW en stabiliteit van de TIA ongemoeid laat. Tot slot nog een opmerking over de keuze van het diëlektricum voor de keramische capaciteiten in het vermogensgedeelte van het ontwerp. Er werden steeds componenten met een X7R- of X5R-diëlektricum dat bestand was tegen minstens 50V geplaatst. Dit om een zo betrouwbaar mogelijke capaciteitswaarde te hebben aangezien deze door allerhande zaken zoals biasspanning, temperatuursstijging en ouderdom be¨ınvloed wordt, maar voornamelijk omdat ze tot de weinige soorten behoorden die een spanning van 50V kunnen weerstaan én nog geen inductief karakter hebben voor frequenties van 1 MHz. Hoge spanningstoleranties en hoge frequenties zijn voor keramische capaciteiten moeilijke eisen om met elkaar te verzoenen. Zeker indien we ook nog eens relatief hoge waarden (> 5µF) zouden willen, worden de keuzemogelijkheden fel beperkt. In dergelijke gevallen moet dan soms voor een versie met vrij grote footprint of parallelschakeling van meerdere kleinere waardes geopteerd worden. Toch wordt voor een volledig keramische versie gekozen omdat ze meestal goedkoper zijn en een beduidend lagere dissipatie hebben (ESR typisch < 10mΩ) in verhouding tot elektrolytische varianten.

6.2

Buck-ontwerp

Daar het ontwerp van de Buck-convertor grotendeels onafhankelijk van het OFB-design is, wordt dit hier eerst kort overlopen. Dit zowel voor de 100 kHz versie (aangeduid met index 1 ) als 1 MHz versie (aangeduid met index 2 ) a.d.h.v. het stappenplan uit sectie 5.2.4.

6.2 Buck-ontwerp

46

1. De richtfrequenties liggen zoals aangegeven reeds vast ca. 100 kHz en 1 MHz. Hier kan wat schommeling op zitten wegens het verband tussen fSW en Vout (zie formule 5.3) die van de OLED-stroom afhangt. Als we de IV-karakteristiek in 3.1 beschouwen, kunnen we grofweg zeggen dat Vout = VOLED + 200mV ≈ 7V bij een stroom van ca. 350mA. Bijgevolg geldt dan RON,i =

7V 1.34 ➲ 10−10 ➲ fSW,i

met i=1,2

We selecteren vervolgens nabije waardes RON,1 = 510kΩ en RON,2 = 51kΩ, wat voor een tON,1 = 3, 42µs en tON,2 = 342ns zou moeten zorgen. 0,35A ➲ t

ON,i , zodat Cin,1 ≥ 2, 4µF 2. Met een ∆Vin,max = 1V (5% van Vin ) wordt Cin,i ≥ 2 ➲ 2T en Cin,2 ≥ 0, 24µF. We kozen respectievelijk voor 10µF en 2µF om voldoende veilig te zitten.

3. Ook voor de vrijloopdiode spelen we op veilig en nemen we een exemplaar Vbreak = 40V en If = 1A wat ruim voldoende zou moeten zijn daar de stromen zeker < 0, 5A blijven voor ∼ 20V . 4. OLED’s zijn net als LED’s wel bestand tegen een kleine rimpel; 5-10% van IO,avg is typisch aanvaardbaar. Dit vraagt echter om grote inductors en dus alle nadelen die daarmee verbonden zijn. Er wordt dan ook geopteerd om een Cout te gebruiken om de eisen op deze component te laten zakken. We laten een rimpel tot ±15%Io,avg of ≈ 100mA toe in spoel. Dit levert met Li ≥

20V − 7V ➲ tON,i 105mA

(6.1)

een inductor die groter moet zijn dan 421µH en 42µH. Daar de inductantie typisch 10% kan schommelen spelen we op veilig door een iets grotere waarde dan Li aangaf te kiezen. Voor L1 beperken we ons echter tot de eerstvolgende grotere standaardwaarde omdat deze een maximaal stroomvoerend vermogen heeft dat reeds in de buurt van de hoogste mogelijke stromen in het design begint te komen. Voor de L2 is dit dankzij de kleinere inductantie echter geen probleem. We kozen daarom voor twee shielded SMD-inductors met L1 = 470µH en L2 = 68µH. 5. Er werd ook een mogelijke omschakeling tussen EFB en OFB voorzien via een jumper op de PCB, waarvoor we dus ook een senseweerstand voor de EFB moeten bepalen.

6.3 OFB-Design

47

Met formule 5.7 vinden we dan Rsns,E,1 = 653mΩ en Rsns,E,2 = 588mΩ. We kiezen voor de naburige waardes van respectievelijk 680mΩ en 620mΩ zodat er waarschijnlijk een kleine afwijking zal zijn op de beoogde Io,avg = 350mA, maar aangezien de EFB eerder als referentie van een correcte basiswerking gebruikt zal worden kan dit weinig kwaad. 6. Tot slot bepalen we Cout zodat ∆Io beperkt wordt tot minder dan 10% van Io,avg . Via rD = 0, 875mΩ zoals in 3.1.1 bepaald en met vergelijkingen 5.8 en 5.9 volgt dan

ZC <

→

Cout,i <

rD ∆iL −1 ∆io 1 2πfSW (ZC − ESR)

Voor de 100 kHz versie dient Cout > 3, 42µF en we kiezen voor 4, 8µF bestaande uit een kleine 0, 1µF (om de hoogfrequente ruiscomponenten ineens ook iets beter te dempen) en een grote 4, 7µF capaciteit. Voor de 1 MHz versie gebruikten we gemakshalve dezelfde Cout -combinatie die hierdoor redelijk wat overgedimensioneerd is. We verwachten dan ook een erg lage rimpel (≤ 5mA) te zien.

6.3 6.3.1

OFB-Design Waarom rechtsreekse OFB-sturing weinig haalbaar is

Na de dimensionering van de Buck volgt het OFB-design. Aanvankelijk bestond het idee om de feedbackpin rechstreeks door de TIA-spanning (evt. na versterking) te laten aandrijven (zie figuur 6.1). Hiervoor dient het OFB-signaal eenzelfde vorm te hebben als het signaal bij EFB. Na enkele pogingen werd echter snel ondervonden dat dit veel complexer zou zijn dan verwacht, zoals zal blijken uit de onderstaande opsomming. 1. Om de driehoeksgolf zo goed mogelijk te reproduceren aan de FB-pin zal de TIA over een voldoende hoge bandbreedte dienen te beschikken. Maar zelfs met hoge BW is uitgangssignaal te ’afgerond’. Nog veel problematischer is echter het faseverschil tussen het punt waarop de stroom door de spoel minimaal is en het moment waarop het FB-signaal zijn dal bereikt. Deze verschuiving wordt hoofdzakelijk veroorzaakt door de Cout in parallel met de OLED die de stroomrimpel verkleint maar ook vervormt. Bij EFB vormt dit geen probleem daar de de stroom door Cout zich na de

6.3 OFB-Design

48

Cf Buck IC FB

Rf AV

TIA

Figuur 6.1: Een rechtstreekse aansturing van de FB-pin a.d.h.v de uitgangsspanning van de TIA.

OLED terug herenigt met Io (zie ook figuur 5.6) zodat Rsns wel degelijk de driehoeksgolvige inductorstroom ziet. Hier is dit echter niet, zodat het faseverschil -zoals ook verscheidene bronnen in de literatuur rapporteren [18] - leidt tot instabiliteit en subharmonische gedrag in de vorm 2 of meerdere pulsen per schakelcyclus.

Figuur 6.2: Voorbeeld van een subharmonische schakelpiek.

Door gebruik van Cout is Io eerder sinuso¨ıdaal en uit fase, maar de optie zonder is weinig praktisch daar de inductor dan erg groot moet zijn om stroomrimpel in de OLED te beperken. Bovendien bleef zelfs dan nog een lichte vervorming en faseverschuiving van het signaal bestaan. Deze is waarschijnlijk te wijten aan het dynamisch gedrag van de fotodiode. Want ook al heeft deze een voldoende grote BW en korte

6.3 OFB-Design

49

trise toch was er steeds een (korte) tijd nodig vooraleer de fotodiode reageerde op de puls. De reactie van de sensor wordt hier gedefinieerd als de tijd totdat het 10% amplitudepunt bereikt wordt, zoals ook weergegeven in figuur 6.3 die gereproduceerd werd uit [19] en waarin ook de invloed van de kleine bestaande vertraging tussen de voorwaartse stroom door de OLED en de het uitgestraald lichtvermogen vervat zit. Iled 0

tp

I fd

t

tp td tr ton = td + tr ts tf toff = ts + tf

100 % 90 %

10 % 0

tr td t on

ts

tf

pulsduur vertragingstijd stijgtijd turn-ontijd opslagtijd daaltijd turn-offtijd

t

t off

Figuur 6.3: Weergave van het dynamische gedrag van de fotostroom If d van een fotodiode als reactie op stroompuls Iled door een lichtgevende diode.

2. Al zouden we kunnen proberen om zonder Cout en met een fors grotere L te werken, toch brengt dit weinig zoden aan de dijk. (O)LEDs kunnen wel een rimpel dulden, toch zouden we deze liefst zo klein mogelijk houden, waardoor fotodiodeTIA-schakeling wel erg gevoelig moet worden om een voldoende grote spaninnigsgolf te produceren. Hiervoor zou een (stuk) grotere Rf en eventuele naversterking nodig zijn, wat de stabiliteitseis verstrengt en bijgevolg de BW verder beperkt: Cf zal groter moeten zijn voor eenzelfde OpAmp zoals formule ?? aangeeft. 3. Een extra moeilijkheid is dat de DC-component van de lichtinval evenredig mee versterkt indien we Rf en/of de naversterking vergroten, zodat de DC-component van het FB-signaal te hoog komt liggen (> Vref = 200mV). Dit valt eventueel wel op te lossen met een geschikte biasspanning aan de ingang van de TIA, maar daardoor zal de fotodiode ook achterwaarts gepolariseerd worden zodat ze opnieuw ook iets ruisgevoeliger wordt wegens de sterk temperatuursafhankelijke lekstroom die niet langer uitgeschakeld is.

6.3 OFB-Design

50

4. Tot slot nog een kleine blik vooruit. Als de schakelsnelheden blijven toenemen wat duidelijk het doel is (cfr. IMOLA met fSW = 1MHz)) dan wordt het TIA ontwerp nog crucialer en veeleisender. Men zal dan meer en meer naar het hoogfrequente gebied van de elektronica opschuiven zodat bijvoorbeeld relatief dure OpAmps met hoge GBW-frequenties noodzakelijk worden. Als we bovenstaande opsomming van moeilijkheden bekijken, is de conclusie eenvoudig: een alternatieve OFB-methode is aangewezen.

6.3.2

Werkingsprincipe rimpelinkoppeling

Het probleem bij de rechtstreekse aansturing lag duidelijk in het reproduceren van een voldoende groot AC-gedeelte van het gewenste FB-signaal dat bovendien in fase is met de stroom IL door de spoel, zonder dat het DC-gedeelte hierdoor te veel be¨ınvloedt wordt. De voorgestelde methode tracht dit probleem op te lossen door de DC- en de AC-component van het feedbacksignaal onafhankelijk van elkaar te creëren. Figuur 6.4 geeft een overzicht van het circuit dat deze OFB-methode implementeert met aanduiding van het AC- en DC-genererend gedeelte. De fotodiode met TIA en spanningsversterker leveren een DC-spanning die overstemt met de gemiddelde lichtoutput. De AC-spanning, die zal fungeren als de minimaal vereiste rimpel (∆VF B > 25 mV) voor een stabiele COT-werking, wordt gevormd door inductorstroom IL volledig door senseweerstand Rsns te laten lopen. uitsluitend het AC-gedeelte van dit signaal wordt ingekoppeld naar de FB-pin door middel van een 0, 1µF capaciteit. Zo benutten we ten volle de voordelen van het optische (∼ DC) en het elektrische (∼ AC) deel van de FB: de EFB levert een zuivere driehoeksgolf die in fase is met IL zodat stabiliteit gegarandeerd is, en de OFB controleert de gemiddelde luminantie zodat de degradatie wordt gecompenseerd. AC-component van het FB-signaal De grootte van de senseweerstand Rsns is voor dit ontwerp enkel afhankelijk van de minimaal vereiste spanningsrimpel ∆VF B en de minimale inductorstroomrimpel ∆iL volgens 25mV ∆VF B,min = (6.2) Vin − Vout,max ∆iL,min ➲ tON L Hierbij nemen we aan dat Vin vast ligt, zo niet dient de laagst mogelijke Vin genomen te worden. Vout correspondeert met de gemiddelde OLED-stroom IO,avg . De kleinste rimpel Rsns ≥

6.3 OFB-Design

51 IL

Cf Cout

Rf

VTIA VDIM

TIA

IO

VLD

IC

AV RLD

RINT

CDC

CLD DC-component

RSNS

RT R1 VFB

AC-component

Figuur 6.4: Overzicht van het circuit dat de OFB implementeert d.m.v. van een gescheiden generatie van de AC- en DC-component van het FB-signaal.

treedt op bij de hoogst mogelijke Vout (en dus ook IO ). Hierbij komt nog de invloed van de extra spanningsval Vsns,max over de senseweerstand bij maximale DC-stroom. Deze waarde hangt echter zelf ook af van Rsns . Indien we al deze afhankelijkheden substitueren in 6.2 onstaat er een vierkantsvergelijking in Rsns . Slechts 1 van de 2 oplossingen is elektronisch realistisch en levert: "

Rsns ≥ (Vin − VF,max ) −

r

4 ➲ 25mV ➲ L ➲ Io,max (Vin − VF,max )2 − tON

#

➲

1 2Io,max

(6.3)

Als we deze waarden voor de 100kHz en 1MHz versies bepalen, vinden we:

Rsns,1 ≥ 268mΩ Rsns,2 ≥ 389mΩ Om zeker geen last te hebben van instabiliteit nemen we hierop wat marge en kiezen we voor beide ontwerpen Rsns = 500mΩ. Er gaat zo wel wat efficiëntie verloren door dissipatie in een licht overgedimensioneerde Rsns maar we spreken hier slechts over een extra ∼ 25mW in het slechtste geval. Dit correspondeert met ongeveer 1% van het vermogen dat in de OLED (Po = Vo ➲ Io ≈ 7V ➲ 350mA = 2, 45W) gedissipeerd wordt en richt dus geen al te grote additionele verliezen aan. Bovendien ligt deze waarde nog steeds onder deze van de volledige elektrische feedbackversie van de Buckconvertor (zoals berekend is stap 5 van sectie 6.2).

6.3 OFB-Design

52

DC-component van het FB-signaal De generatie van de DC-bijdrage tot het feedbacksignaal wordt nogmaals kort overlopen. Het uitgezonden lichtvermogen van de OLED wordt door de fotodiode omgezet in een lineair corresponderende stroom ip . De TIA converteert via de weerstand Rf deze stroom naar een spanning Vp = Rf ip . Een volgende breedbandige niet-inverterende OpAmp kan deze spanning dan nog verder versterken indien gewenst. Daarna wordt het signaal door een eerste orde laagdoorlaatfilter gestuurd om zo enkel de DC-component van de gemeten lichtintensiteit over te houden. De gain van de 2e OpAmp is instelbaar gemaakt door middel van een regelbare weerstand RT . Hierdoor kunnen we de gewenste lichtintensiteit variëren: meer gain geeft een grotere DC-component waardoor de OLED-stroom langer mag dalen vooraleer de 200 mV referentie van FB-comparator bereikt wordt. Aangezien de tON vast ingesteld is door RON (en een constante VIN ), zal de stroom door de spoel en OLED, na aanschakelen van de vermogenstransistor, niet even lang kunnen stijgen. De gemiddelde stroom door en de lichtoutput van de OLED zal dus dalen. Analoog zal een lagere gain in een hogere intensiteit resulteren. De trimmer RT is zo gekozen dat de gain van ≈ 1 tot 11 kan aangepast worden. In tegenstelling tot het oorspronkelijke idee om het volledige FB-signaal door de fotodiode-schakeling te laten regelen, hebben we nu enkel de het DC-signaal nodig, zodat de bandbreedte eisen op de TIA volledig wegvallen. De stabiliteitsbepaling in deel 4.3.5 blijven echter nog steeds geldig. Bij de keuze voor Rf moet nu enkel nog gekeken worden naar de minimaal en maximaal te produceren uitgangsspanning van de TIA. Indien de 2e OpAmp als een spanningsvolger (gain=1) werkt, moet Rf de maximale stroom die door de fotodiode kan lopen omzetten tot een spanning die iets is lager dan Vref = 200mV . Indien de OpAmp maximaal versterkt bij een lage intensiteit moet een voldoende signaal > 200mV geproduceerd kunnen worden. Er geldt

Ip,min Rf Av,max > 200mV Ip,max Rf Av,min < 200mV zodat 200mV 200mV < Rf < Av,max ➲ Ip,min 1 ➲ Ip,max (6.4)

6.3 OFB-Design

53

Met de corresponderende waardes voor de fotostromen (uit de grafiek in figuur 4.11) Ip,min = 10µA en Ip,max = 85µA volgt dan 20kΩ < Rf < 2, 4kΩ Av,max

(6.5)

Dit levert meteen ook een voorwaarde op de minimale Av,max voor de 2e versterkertrap 20kΩ 2kΩ Als we de trimmerweerstand zo kiezen dat er een gain van 11 mogelijk is, zien we dat 2 kΩ een geschikte keuze voor Rf is. Av,max >

1818Ω < Rf < 2353Ω

(6.6)

Om de fluctuaties op het signaal veroorzaakt door stroomgolf in de OLED uit het DCfeedbackcomponent te filteren zal een eerste orde RC-laagdoorlaatfilter (LPF) waarschijnlijk ruim voldoende zijn. Met RLD = 1kΩ en CLD = 1µF ligt f−3dB op 160 Hz wat bijna 3 decades lager is dan dan de laagste schakelfrequentie van ∼ 100kHz (voor de 1 MHz versie is dit dan zeker goed genoeg). Tot slot moet enkel nog een bruikbare waarde voor de DC-blokkerende capaciteit aan Rsns bepaald worden, zodat we vervolgens het samenspel van deze componenten (fotodiode, TIA, naversterker, LDF, CDC en Rsns ) kunnen testen. Als alles in orde lijkt kan dit ontwerp dan naar een PCB overgezet worden. We combineren deze taken door een aantal simulaties in LTspice IV (een vrij gebruiksvriendelijke en gratis beschikbare, spice-gebaseerde circuitsimulator van Linear Technologies) uit te voeren (zie figuur 6.6). Aan de hand hiervan zien we dat er nood is aan een weerstand (RIN T ) tussen het LDF en de DC-blokkerende capaciteit, opdat de rimpel haar amplitude blijft behouden. Uit een parametersweep blijkt dat waardes ≥ 1kΩ hiervoor geschikt zijn (zie ook figuur 6.5). Deze weerstand beperkt de stroom die van CDC naar CLD vloeien waardoor het AC-deel van de feedback niet gedempt wordt door de capaciteiten.

6.4 PCB-design

54

Figuur 6.5: Vergelijking van de spanning VF B (onderaan) en de stroom IC door CDC (bovenaan) tussen een Rint = 10Ω (rood) en Rint = 1kΩ(blauw).

Figuur 6.6: Circuit waarop simulaties werden uitgevoerd in LTspice.

6.4 6.4.1

PCB-design Layout

Om de werking in de echte wereld te testen werd een tweezijdig printed circuit board (PCB) met een koperdikte van 35µm ontworpen (zie figuur 6.7). Daar testen op een breadboardopstelling zelfs voor de standaard EFB-versie vaak onregelmatig of zelfs destructief gedrag vertoonden, werd met name voor de Buckconvertor onderzocht hoe dit zou kunnen voorkomen worden bij het PCB-ontwerp. Een zeer informatieve uiteenzetting omtrent de layoutproblemen bij DC/DC-convertoren en in het bijzonder de Buckconvertor werd onder meer gevonden in Troubleshooting Switching Power Converters: A Hands-On Guide[20]. Aan een aantal zaken werd met namen aandacht besteed en deze worden hieronder kort geduid.

6.4 PCB-design

55

Figuur 6.7: Layout van het PCB-design bezien vanaf de componentlaag.

Kritische stroompaden Het zijn voornamelijk de paden die relatief grote transities ondergaan (omdat ze plots stoppen of starten stroom te voeren tijdens een tON /tOF F -overgang) die de hoogfrequente stroomharmonieken dragen en het meest kritisch zijn. Ze veranderen op korte tijd van stroomwaarde zodat er spanningspieken ontstaan via V = L ➲ dI/dt, die -ook al zijn ze relatief klein- diep in het IC kunnen infiltreren waar ze de controle-elektronica kunnen verstoren en zo leiden tot onregelmatig gedrag. Buckregelaars met een ge¨ıntegreerde vermogenstransistor (zoals de LM3402) zijn typisch meer gevoelig aan storingspieken, omdat de controlelogica dicht bij het vermogensgedeelte van de chip zit. Het schakelende knooppunt dat transistor, diode en spoel met elkaar verbindt, is hier een IC-pin waarlangs mogelijks ongewone hoogfrequente ruis de chip en het controlegedeelte kan binnendringen. Op figuur 6.8 staan de stroompaden voor een algemene Buckconvertor aangeduid, waarin we het kritisch pad kunnen afleiden uit het verschil tussen de tON - en tOF F -stroomvoering. Aangezien Cin in het kritische pad voorkomt, is een goede ontkoppeling van de voeding erg belangrijk. Buiten een voldoende grote capaciteit is het hier echter ook belangrijk om een kleine (keramische) inputcapaciteit (bijvoorbeeld 100 nF) te voorzien die zo dicht als mogelijk tegen het IC geplaatst wordt. Enerzijds om een zo zuiver mogelijk Vin aan de chip door te geven met een slechts een erg beperkte invloed van hoogfrequente stoorcomponenten en anderzijds om de inductantie L die gevormd wordt door het kritische pad sterk

6.4 PCB-design

56 L

stroompad tijdens tON Buck IC Cin

D

Cout

L

stroompad tijdens tOFF Buck IC Cin

D

Cout

L

Kritisch pad

Buck IC Cin

D

Cout

Figuur 6.8: Voorstelling van de stroompaden tijdens tON en tOF F , waarbij de het verschil tussen beiden het kritische stroompad vormt (de stroom hierin stopt of start abrupt tijdens een tON /tOF F -overgang).

te minimaliseren. Verder ligt ook de vrijloop diode in dit pad waardoor de positionering ervan eveneens cruciaal is om deze ongewenste spoelvorming tegen te gaan, en moet dus opnieuw zo dicht mogelijk tegen het IC geplaatst worden. Koperbanen vs -vlakken Tot slot werd er nog opgelet om het kopperoppervlak van het schakelknooppunt klein te houden, omdat deze zich als een antenne zou kunnen gaan gedragen indien voldoende groot. Dit in tegenstelling tot de raad in vele datasheets om zoveel mogelijk brede baantjes en kopervlakken te plaatsen, voornamelijk om de warmtedissipatie te verbeteren en de resistiviteit van de paden te verminderen. Tijdens het testen bleek de warmtegeneratie bijna verwaarloosbaar en indien de de paden die de grootste stromen voerden minstens

6.4 PCB-design

57

een paar millimeter breed gemaakt werden, viel er nog weinig extra efficiëntie te winnen door uitbreiding tot kopervlakken. De aandacht werd dus verschoven naar het beperken van antennevorming door kopervlakken die grote spanningsvariaties te verwerken krijgen. Het enige spanningspunt waarin dit advies wel degelijk van tel is, is de massa. Om deze reden werd de bottomlaag van het tweezijdige PCB gereserveerd voor de massa en werd de routing tot een minimum beperkt. Uiteraard dienen de koperbanen wel steeds zo kort mogelijk te zijn, anders kunnen ze zelf ook grote lussen vormen die als antennes werken. Merk tot slot op dat de over het volledige bordoppervlak verscheidende VIA’s geplaatst werden om overal een zuivere massa te hebben (zie figuur 6.7). De massapunten op de componentzijde werden slechts erg beperkt met elkaar doorverbonden en zoveel mogelijk rechtstreeks naar het grondvlak gestuurd a.d.h.v. nabijgelegen VIA’s. Dit om be¨ınvloeding door terugloopstromen afkomstig van verschillende onderdelen klein te houden. Samenhangende gehelen Er zijn 4 gebieden met een samenhangende functionaliteit te herkennen op de toplaag (zie figuur 6.9).

Figuur 6.9: Aanduiding van de samenhangende delen in de PCB-layout.

1. (links) De DC/DC-Buckconvertorcicuit met centraal de IC met ge¨ıntegreerde switch. 2. (centraal) een LM317-spanningsregelaar voor het voeden van de OpAmps die nodig zijn voor de OFB.

6.4 PCB-design

58

3. (rechtsboven) een 2e kleinere Buck die als efficiënter alternatief voor de LM317 kan dienen. Bij het bestukken werden een tweetal PCB’s voorzien van deze optie om de invloed op de efficiëntie te kunnen vergelijken. 4. (rechtsonder) het OFB-gedeelte bestaande uit de TIA, variabele spanningsversterker en de LPF.

Figuur 6.10: Afbeelding van de componentlaag van een onbestukte PCB.

Figuur 6.11: Afbeelding van de bottomlaag van een onbestukte PCB.

6.4 PCB-design

59

Figuur 6.12: Afbeelding van componentlaag van een bestukte 100kHz-PCB met lineaire spanningsregelaar.

RESULTATEN

60

Hoofdstuk 7 Resultaten 7.1

Basiswerking

Om de werking van het ontwerp te controleren wordt er eerst gekeken of het voorgestelde circuit in staat is een degelijk feedbackmechanisme voor de Buckconvertor te verzorgen, zodat deze stabiel en zonder subharmonische gedrag de OLED kan aansturen. Zoals te zien in figuren 7.1 en 7.2 afkomstig van oscilloscoopmetingen, is dit inderdaad het geval. De optisch regeling kan een ingestelde stroomwaarde ook erg constant houden zonder dat deze wegdrift in een bepaalde richting; over een lagere periode beschouwd bleef de gemiddelde OLED-stroom op ±1mA van haar oorspronkelijke instelwaarde.

7.1.1

Basiswerking: 100kHz versie

Als we naar de oscilloscoopscreenshots in 7.1 kijken, kunnen we vaststellen dat de 100kHz versie correct werkt. Er is enkel een lichte afwijking op de voorspelde tON en fSW aangezien voor Ron per vergissing een 56kΩ werd genomen i.p.v. berekende 51kΩ. Dit maakt echter geen principieel verschil en daar de afwijking niet al te groot is zullen we dit de 100kHzversie blijven noemen. We zien dat de OLED-rimpel met Cout duidelijk kleiner is dan zonder Cout waarvan de grootte is in redelijke overeenstemming is met de theoretisch voorspelde waarde: 90mA i.pv. de voorspelde 105mA. Met cout is de rimpel ca. 17mA en dus inderdaad minder dan 10% van Io,avg (of 35mA) zoals vooropgesteld.

7.2 Compensatie van OLED degradatie

(a) zonder Cout

61

(b) met Cout

Figuur 7.1: EFB-golfvormen 100kHz versie: (geel) de spanning over de vrijloopdiode; (blauw) de OLED-stroom; (groen) de feedbackspanning.

7.1.2

Basiswerking: 1MHz versie

Voor de 1MHz-versie vallen gelijkaardige conclusie te trekken uit de oscilloscoopscreenshots in 7.2 als voor de 100kHz-variant. De stroomrimpel in de OLED werd ook hier sterk verminderd door de Cout en bedraagt effectief nog maar 5mA zoals voorspeld.

(a) zonder Cout

(b) met Cout

Figuur 7.2: EFB-golfvormen 1MHz versie: (geel) de spanning over de vrijloopdiode; (blauw) de OLED-stroom; (groen) de feedbackspanning.

7.2

Compensatie van OLED degradatie

Nu de basisfunctionaliteit op punt staat, kunnen we onderzoeken of de OFB ook in staat is om de OLED-degradatie te compenseren. In sectie 3.2 werd al besproken dat het praktisch gezien onhaalbaar is om te wachten tot dit verval in luminantie zichtbaar of duidelijk meetbaar wordt. Ook al is deze vrij groot t.o.v. verlichtingsLED’s toch is dit nog steeds


62

een erg traag proces: voor de gebruikte OLED ligt de L50 op 10.000u. We zullen deze veroudering dus op een of andere manier moeten simuleren. Simulatie van OLED-degradatie Doordat de OLED-degradatie een erg traag fenomeen is, kunnen we deze over korte tijdsintervallen (< 1u)zonder problemen als onbestaand beschouwen. De luminantie zal voor eenzelfde stroom dus constant blijven. Dit vereenvoudigd het testen van de OFB-compensatie drastisch. Indien we extern de stroom door de OLED zouden kunnen aanpassen hoeven we enkel te kijken in welke mate het feedbackmechanisme in staat is de OLED-stroom terug op zijn beginwaarde (zonder externe invloed) te regelen. Daarom wordt een Keithley 2400 Source Meter Unit (SMU) in parallel met de OLED geplaatst (met de +klem aan anode en -klem aan de kathode van de OLED). We stellen de SMU in als (DC-)stroombron waarvan de waarde varieerbaar is tussen −100mA en +100mA. Bij een positieve waarde duwt de SMU extra DC-stroom door de OLED zodat in theorie de Buckconverter zijn stroomsturing met een gelijke hoeveelheid zou moeten laten zakken opdat de IO door de OLED onveranderd blijft. Bij een negatieve waarde dient de Buck net meer stroom te leveren daar deze deels in de SMU getrokken wordt. Deze situatie komt overeen met een degraderende OLED daar deze eveneens meer stuurstroom vereist om een zelfde lichtoutput te kunnen blijven leveren. Degradatiecompensatie: 100kHz versie In figuur7.3 staan de resultaten weergegeven voor de mate waarin het optisch feedbackmechanisme er in slaagde om de invloed van de degradatiestroom tegen te werken voor het ontwerp bij 100kHz. De fout is uitgezet als de procentuele afwijking ten opzichte van de instelstroom voor vier verschillende waardes: 150mA, 250mA, 350mA en 450mA. Er zijn twee duidelijke tendensen te herkennen. Ten eerste naarmate de instelstroom kleiner is, stijgt de procentuele fout. Het OFB lijkt meer moeite te hebben om stroomafwijkingen te compenseren. Ten tweede zien we dat de afwijking in een min of meer lineair verband staat met dedegradatiestroom geleverd door de SMU: grotere externe stromen veroorzaken een toename van de fout, en omgekeerd. Tot slot kunnen we nog opmerken dat de OFB er relatief goed in slaagt om variaties in de stroom (en dus luminantie) weg te regelen. Voor 150mA is het verschil ≤ 5, 4%, voor 250mA slechts ≤ 4, 4%, en voor 350mA en 450mA is dit verder afgenomen tot respectievelijk ≤ 2, 2% en ≤ 1, 4%. In absolute termen schommelt het verschil tussen 6 en 11mA voor de grootst mogelijke SMU-stroom (100mA).

compensatiestroom / instelstroom [%]


63

6 I = 150 mA I = 250 mA I = 350 mA I = 450 mA

4 2 0 2 4 6 120

100

80

60

40

20

0

20

40

60

80

100

120

degradatiestroom [mA]

Figuur 7.3: Grafiek met procentuele afwijking in de compensatiestroom t.o.v. vier verschillende instelstromen (150mA, 250mA, 350mA en 450mA) in functie van de degradatiestroom.

Tabel 7.1: OFB resultaten 100kHz-versie

Io,set mA

max. afwijking %

max. absolute afwijking mA

150 250 350 450

5,4 4,4 2,2 1,4

8,1 11 7,7 6,3

Degradatiecompensatie: 1MHz versie In figuur7.4 staan de resultaten weergegeven voor de mate waarin het optisch feedbackmechanisme er in slaagde om de invloed van de degradatiestroom tegen te werken voor het ontwerp bij 1MHz. De fout is net als bij de 100kHz-versie uitgezet als de procentuele afwijking t.o.v. de verschillende instelstromen. Opnieuw kunnen met wat goede wil dezelfde tendensen als in in de 100kHz-versie waarnemen. Al valt wel op dat de afwijkingen een stuk minder groot zijn, over alle instelstromen gezien bedraagt de maximale fout nu nog amper 1, 4%. Voor de instelstroom waarop de Buck ontworpen werd (nl. 350mA) blijft deze zelfs makkelijk binnen het 0,5%-interval. De absolute fout blijft hier voor alle stromen zelfs ≤ 2, 5mA, wat slechts een klein verschil is. Werken bij een hogere frequentie levert dus nog gunstigere resultaten. Vermoedelijk wordt

compensatiestroom / instelstroom [%]

7.3 Efficiëntie

64

1.5 1

I = 150 mA I = 250 mA I = 350 mA I = 450 mA

290

0.5 0

240

0.5 1

190

1.5 120

100

80

60

40

20

0

20

40

60

80

100

120

140

degradatiestroom [mA]

Figuur 7.4: Grafiek met procentuele afwijking in de compensatiestroom t.o.v. vier verschillende instelstromen (150mA, 250mA, 350mA en 450mA) in functie van de degradatiestroom.

Tabel 7.2: OFB resultaten 1MHz-versie

Io,set mA

max. afwijking %

max. absolute afwijking mA

150 250 350 450

1,4 1 0,5 0,4

2,1 2,5 1,8 1,8

dit veroorzaakt door de erg kleine rimpel op de OLED-stroom Io (wegens de overdimensionering van Cout,2 ).

7.3

Effici¨ entie

Indien we het elektrisch vermogen dat afgeleverd wordt aan de OLED beschouwen t.o.v. het ingangsvermogen van het totale circuit, kunnen we de elektrische efficiëntie bepalen.

7.3 Efficiëntie

65

Deze wordt bepaald als POLED = (Vo,avg − Vsns,avg ) ➲ Io,avg = (6, 9V ➲ 0, 35A) = 2, 415W Pin = Vin ➲ Iin POLED → η = Pin en samengevat in tabel 7.3. De OFB’s met een * erboven maakten gebruik van een 2e Buckconvertor om hun OpAmps te voeden in plaats van een lineaire regelaar (een LM317). Tabel 7.3: Efficiëntie van de OLED-drivers

Topologie EFB 100kHz EFB 1MHz OFB 100kHz OFB 1MHz OFB* 100kHz OFB* 1MHz

Pin [W]

η [%]

2,84 2,86 3,08 3,11 2,84 2,86

85,0 84,3 78,3 77,7 85,1 84,4

Merk op dat de efficiëntie voor de eerste 2 OFB’s een tiental procent lager ligt enkel en alleen omdat ze gebruik maken van een inefficiënte lineaire regelaar die maar liefst (samen met de OpAmps) 380mW verbruikt. Indien we, als alternatief, de PCB van een (kleine) 2e Buckconverter voorzien om de OpAmps te voeden bedraagt het verbruik slechts 55mW. Dit is slechts een fractie van de 380mW die de lineaire regelaar trok. Hierdoor lijkt de OFB zelfs de achterstand op de EFB helemaal in te halen, zodat we kunnen stellen dat ze nagenoeg een evengrote efficiëntie hebben. Uiteraard hangen aan de implementatie van een 2e Buckconvertor ook andere afwegingen vast zoals kostprijs en plaats. In deel 8.4 wordt een derde mogelijke manier voorgesteld die met erg weinig additionele componenten toch een relatief zuinig OpAmpvoeding zou kunnen realiseren.

AANPASSINGEN EN VERBETERINGEN

66

Hoofdstuk 8 Aanpassingen en verbeteringen 8.1

Digitale opmeting en aansturing

sensor 2

sensor 1

Tx/Rx

Een voor de hand liggende aanpassing zou een digitale gecontroleerde aansturing zijn. De TIA-uitgang zou dan een door een analoog- naar-digitaalconverter (ADC) opgemeten worden en een digitaal-nar-analoogconverter (DAC) zou dan de corresponderende DCspanningscomponent aan de feedbackpin kunnen leveren. Dit zou het mogelijk maken om een vorm van intelligentie in de regeling te steken zodat bijvoorbeeld de helderheid digitaal kan ingesteld worden via communicatie met de microcontrollor of zodat andere gegevens zoals temperatuur, omgevingslicht via 2e fotodiode,... via een additionele sensor inputs mee het lichtvermogen kunnen bepalen (zie figuur 8.1).

Cf Rf

DC-component FB-signaal DAC

ADC

TIA

µC

Figuur 8.1: Vereenvoudigde voorstelling van een gedigitaliseerde aansturing via een ADC/DAC omzetting in een microcontroller.

8.2 Temperatuurscompensatie

8.2

67

Temperatuurscompensatie

Ondanks het feit dat OLED’s lichtbronnen zijn die niet heet worden, kan hun oppervlaktetemperatuur toch tot 25◦ C bij de omgevingstemperatuur uit stijgen zoals ook te zien figuur 3.3. Ondanks zero-bias werking die de erg temperatuursgevoelige donkere lekstroom van de fotodiode zou moeten neutraliseren, merken we toch dat de OFB nog relatief temperatuursgevoelig is. We vermoeden dat deze afkomstig is door resterende temperatuursafhankelijkheden in de fotodiode. Indien we deze afkoelde door er sterk op te blazen, kon een daling in de OLED-stroom van 10-20 mA waargenomen worden. Een temperatuurscompensatiecircuit lijkt dus een interessante aanvulling voor de OFB. Een rudimentaire thermische bescherming in de OFB zou bijvoorbeeld kunnen gerealiseerd worden door in serie met de trimmer een PTC weerstand te plaatsen. Als de OLED of de omgevingstemperatuur dan in bepaalde mate opwarmt zou de totale weerstandswaarde in de tak toenemen waardoor de gain van de naversterker omhoog getrokken wordt. De temperatuursverhoging zou zo een dimming-functionaliteit van de OFB gebruiken om de stroom door de OLED te laten zakken.

8.3

OFB met een treshold

Het OFB-circuit dat nu ge¨ımplementeerd werd, houdt de luminantie in goede benadering constant door bij veroudering extra stroom door de lichtbron te sturen. De gebuikte OLED zou volgens de datasheet maximaal met 450mA gevoed mogen worden maar deze beperking hebben we niet voorzien daar tijdens het testen bleek dat de OLED bestand was tegen stromen van minstens 600 mA. Waarschijnlijk werd deze waarde vooropgesteld om de L50-levensduur (corresponderend met een val in luminantie van 50%) voldoende hoog te houden daar we in sectie 3.2 zagen dat aansturing bij een hogere luminantie (en dus ook stroom) tot een sterke vermindering van het L50-tijdstip leidde. Nu wordt een afwijking ogenblikkelijk bijgestuurd zodat de luminantie permanent een constante waarde aanhoudt, nl. haar initiële waarde (L(t) = L0 ). Daar de stroom steeds hoger en hoger dient te liggen om dit te realiseren zal de OLED ook een steeds steiler degradatiecurve hebben, van zodra de maximale stroom bereikt wordt zal het verval dan ook veel sneller optreden. Een alternatieve aansturingsmethode zou waarschijnlijk tot een langere levensduur leiden ten nadele van een stabiele luminantie. In plaats van een ogenblikkelijke compensatie, zou men de OLED ook kunnen laten degraderen tot ze bijvoorbeeld L80 be-

8.4 Kost en efficiëntie

68

reikt heeft en dan pas opnieuw bij te regelen tot de initiële luminantie, waarna de OLED terug mag aftakelen tot L80 en het proces zich herhaalt. Hierdoor zou de luminantie een soort golfpatroon vertonen t.o.v. de tijd (zie figuur 8.2). 1

L/L0

0,8 0,5 maximaal leverbare stroom bereikt, geen verdere compensatie mogelijk

tijd

Figuur 8.2: Voorstelling van het degradatiepatroon (genormaliseerd t.o.v. de initiele luminantie L0 ) voor een OFB die wacht tot een tresholdwaarde (hier: L80-verval) bereikt wordt.

De compensatiestroom die moet vloeien vanaf het ogenblik dat er terug bijgeregeld wordt tot L0 , zal dan in verhouding kleiner zijn dan deze die op datzelfde tijdstip door het ogenblikkelijk OFB-ontwerp opgelegd wordt. De stuurstroom blijft zo per cyclus constant en dus lager dan bij een onmiddellijke aanpassing, waardoor het verval ook minder snel zal toenemen. Dit leidt dan hoogstwaarschijnlijk tot een verlenging van de totale levensduur. De L80 waarde werd hierin gekozen omdat uit studies blijkt dat toeschouwers weinig of geen verschil in intensiteit waarnemen zolang de degradatie minder dan 80% bedraagt, zelfs indien de verlichtingsbron zich in een paneel met andere -eventueel nieuwe- exemplaren bevindt [21].

8.4

Kost en effici¨ entie

Om de totale efficiëntie te verbeteren kunnen we een aantal zaken voorstellen. We zagen reeds dat het voeden van de OpAmps een punt was waar relatief wat vermogen in kon bespaard worden door van een lineaire regelaar over te schakelen naar een 2e kleine Buckconvertor. Indien de OpAmps weinig stroom vereisen (< 20mA) kan deze door de Vcc-pin van de (OLED-)Buckconvertor, die in verbinding staat met een interne 7V-spanningsregelaar, geleverd worden. Zo kan de kost en het aantal componenten gedrukt worden. Wegens het

8.4 Kost en efficiëntie

69

oorspronkelijke idee om de FB rechtstreeks door TIA spanning te laten aansturen, zijn de gebruikte OpAmps vrij duur wegens de hoge fGBW . In het huidige ontwerp is dit helemaal niet meer van belang waardoor er voor een stuk goedkoper OpAmp kan geopteerd worden.

BESLUIT

70

Hoofdstuk 9 Besluit OLED’s zijn een nieuwe soort verlichtingsbron die vele mogelijke voordelen biedt op alternatieve lichtbronnen. Het zijn oppervlakteverlichtingsbronnen die zeer dun en licht kunnen gemaakt worden wat hen ideaal maakt voor gebruik in flexibele toepassingen. Ze kampen echter nog met een aantal nadelen: er is een bepaalde mate van niet-uniformiteit tussen verschillende exemplaren en ze lopen vrij snel een grote degradatie in luminantie op, wat ook de levensduur beperkt. Deze masterproef had als doel om OLED-verlichtingstegel aan te sturen a.d.h.v. een Buckconverter met behulp van optische feedback (OFB) ter compensatie van deze OLED-degradatie. Hiervoor werd een commerciële beschikbare Buckconvertor-IC gebruikt die een stroomsturing realiseert via een Constant-On-Time-controlestructuur. Stroomsturing is de meest interessante optie daar het IV-karakter van de OLED een exponentiële afhankelijkheid van de stroom i.f.v de voorwaartse spanning vertoont. De lichtintensiteit van de OLED werd opgemeten met een silicium fotodiode waarvoor een aantal mogelijke monitoringscircuits onderzocht werden zodat de relatie tussen de lichtinval en fotostroom zo lineair mogelijk was. De keuze viel hiervoor op een zero-bias configuratie met een transimpedantieversterker(TIA), waarvoor zorg moest gedragen worden om deze stabiel te houden in de vorm van een extra capaciteit in de feedbacktak van de TIA. Daar het Controlled-On-Time-mechanisme van de Buck een minimale rimpel vereist om stabiel te kunnen werken, was een rechtstreekse aansturing van de feedbackpin door het fotodiodesignaal praktisch erg omslachtig (ondermeer door een faseshift tussen het FBsignaal en de OLED-stroom, die tot subharmonische schakelingen van de vermogenstransistor kon leiden). Daarom werd een ontwerp voorgesteld waarbij de DC- en de ACcomponent van het feedbacksignaal afzonderlijk gegenereerd worden. De AC-compenent

BESLUIT

71

wordt gecreëerd via een serieel met de OLED verbonden sense-weerstand waardoor die een spanning levert die perfect in fase is met de OLEDs-stroom. De DC-component hangt af van de gemiddelde lichtintensiteit die de fotodiode opvangt, en deze kan geschaald worden door de gain van de spanningsversterker volgend op de TIA aan te passen. Zo wordt dus eveneens een dimming-functionaliteit voorzien. Om het ontwerp te testen werd een PCB ontworpen waarbij extra aandacht werd besteed aan een zorgvuldige layout voor de Buckconvertor. Omdat de degradatie in OLED’s typisch een zeer traag proces is (een verval van 50% in luminantie treedt op na 10.000u bij een constante stuurstroom), kan deze over een korte tijdspanne als onbestaand beschouw worden zodat de werking van de OFB kan geverifieerd worden door enkel naar de OLED-stroom te kijken. Het verval in luminantie werd gesimuleerd met behulp van een Source Meter Unit (SMU) die een bepaalde hoeveelheid stroom nam of gaf aan de OLED. Er werd dan gekeken in welke mate het optische regelcircuit in staat was de OLED-stroom alsnog constant te houden. Het ontwerp werd in twee versies ge¨ımplementeerd: één bij 100kHz en één bij 1MHz. Beide goed in staat om de afwijking t.o.v. de instelstroom weg te werken. De resulterende gecompenseerde stroom had een maximale procentuele afwijking van ≤ 5, 4% voor de 100kHz-versie en ≤ 2, 5% voor de 1MHz-versie, en dit over 4 verschillende instelstromen bekeken. Het vooropgestelde doel lijkt hiermee dus gehaald te worden. Tot slot werden nog een aantal mogelijke verbeteringen voor het huidige design voorgesteld, zoals een digitale regeling en een OFB die pas bijregelt van zodra een tresholdwaarde bereikt wordt.

BIBLIOGRAFIE

72

Bibliografie [1] Europese Commissie. Licht uit voor de gloeilamp. http://ec.europa.eu/news/ energy/090901_nl.htm, 2009. [2] IEA/OECD. Light’s Labour’s Lost: Policies for Energy-efficient Lighting. IEA Publications, 2010. ”http://www.iea.org/publications/freepublications/ publication/light2006.pdf. [3] Lester R. Brown. World On the Edge: How to Prevent Environmental and Economic Collapse. W.W. Norton & Company, 2006. ”http://www.earth-policy.org/ datacenter/pdf/book_wote_energy_efficiency.pdf. [4] OSRAM. Led and oled lighting. http://www.osram.com/osram_com/ tools-and-services/services/faq/ledoled-lighting/index.jsp, 2013. [5] Philips Lumiblade product catalogus. Philips lumiblade OLED Panel GL350. http:// www.lighting.philips.com/main/lightcommunity/trends/led/lumiblade.wpd, 2013. [6] Novaled persbericht. Cambrios partners with Novaled to produce 100 sqcm OLED lighting tile with new highly transparent electrodes. http://www.novaled.com/press_ news/news_press_releases/newsitem/cambrios_partners_with_novaled_to_ produce_100_sqcm_oled_lighting_tile_with_new_highly_transparent_el/, 2013. [7] Yonhap News agency. LG display to increase spending http://english.yonhapnews.co.kr/techscience/2013/07/23/49/ 0601000000AEN20130723007300320F.HTML, 2013.

on

OLED.

[8] Persbericht Panansonic. Panasonic develops world’s highest efficiency white OLED for lighting. http://panasonic.co.jp/corp/news/official.data/data.dir/2013/ 05/en130524-6/en130524-6.html, 2013.

BIBLIOGRAFIE [9] Philips. artwork oled paneel. uploadoled.html, 2013.

73 https://www.lumiblade-shop.com/index.php/

[10] Philips technology white paper. Understanding power LED lifetime analysis. http://www.climateactionprogramme.org/images/uploads/documents/ Philips_Understanding-Power-LED-Lifetime-Analysis.pdf. [11] IMOLA consortium. Intelligent light management for OLED on foil applications (FP7IMOLA) project. http://www.imola-project.eu/, juni 2012.

➞

˜ ry, B. Racine, D. Vaufrey, H. Doyeux, and S. CinA. ˜ Physical mechanism [12] C. FA responsible for the stretched exponentional decay behavior of aging organic lightemitting diodes. Applied Physics Letters - AIP, 2005. [13] Stefaan Maeyaert. Integratie van PWM gebaseerde optische regeling voor emissieve beeldschermen. PhD thesis, UGent, 2010. [14] Jeff Han. Using an LED display bidirectionally to optically detect finger touches. http://cs.nyu.edu/~jhan/ledtouch/index.html, 10 december 2012. [15] Darren Leigh PaulDietz, William Yerazunis. Very low-cost sensing and communication using bidirectional LEDs. http://www.merl.com/papers/docs/TR2003-35.pdf, 11 december 2012. [16] UDT Sensors inc. Photodiode characteristics and application. http://www.mech.northwestern.edu/mechatronics/datasheets/Optoelectronics/PhotodiodeUDT catalog.pdf, 22 november 2012. [17] Application Note Analog Devices. Convert a Buck regulator into a smart LED driver. http://www.analog.com/static/imported-files/tech articles/Convert-a-BuckRegulator-Into-a-Smart-LED-Driver-MS-2437.pdf, 6 maart 2013. [18] P.Mattavelli K. Cheng, F. Yu. Analysis of pulse bursting phenomenon in contant-ontime-controlled buck converter. IEEE transactions on industrial electronics, vol.58, 2011. [19] Tech nical Paper Vishay Semiconductors. Measurement http://www.vishay.com/docs/80085/measurem.pdf, 29 maart 2013.

techniques.

[20] Sanjaya Maniktala. Troubleshooting switching power converters: a hands-on guide. W.W. Norton & Company, 2010.

BIBLIOGRAFIE

74

[21] J. Nechesi Y. Akash. Detectability and acceptibility of illuminance reduction for load shedding. http://www.lrc.rpi.edu/researchAreas/reducingBarriers/pdf/year3/DOEAppendixI.pdf, 2004.

Aansturing van een OLED-verlichtingstegel m.b.v. Optische Feedback

Recommend Documents