Výkonová elektronika KE

Vysoká škola báňská - Technická univerzita Ostrava Fakulta elektrotechniky a informatiky

Výkonová elektronika KE Učební texty pro kombinované a distanční studium

Tomáš Pavelek Václav Sládeček

Ostrava 2005

© Tomáš Pavelek, Václav Sládeček, 2005 Fakulta elektrotechniky a informatiky VŠB – Technická univerzita Ostrava ISBN xxxxxxxxx

Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku

1.

Vlastnosti polovodičových součástek pro výkonovou elektroniku

Polovodičové součástky pro výkonovou elektroniku využívají stejné principy jako běžně používané polovodičové součástky malých výkonů. Pro aplikace polovodičových součástek do výkonových polovodičových měničů je tedy nutné znát nejen základní principy, ale i odlišnosti těchto součástek. K zopakování, získání a doplnění těchto poznatků slouží následující kapitoly.

1.1. Polovodičová dioda Čas ke studiu: 1 hodina Cíl

Po prostudování tohoto odstavce budete umět

• definovat vlastnosti a aplikovat polovodičovou diodu

•

pomocí měření vyhodnotit její vlastnosti

Výklad Dioda je tvořena jedním PN přechodem. Struktura diody a schématické značka jsou na obr. 1

Obr. 1 Struktura diody a schématické značka Je-li anoda (vrstva P) proti katodě (vrstva N) polována kladně, je dioda v propustném směru. t.j. je sepnuta. Diodou prochází propustný proud iF (určený zátěží) a je na ní propustné napětí. Při opačné polaritě napětí je dioda v závěrném směru. tj. je vypnuta. Na diodě je závěrné napětí uR určené velikostí napětí vnějšího zdroje a prochází jí závěrný proud i R

Voltampérová charakteristika

Voltampérová charakteristika diody je uvedena na obr. 2. Má dvě větve: 3

Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku Propustná větev odpovídá propustnému stavu. Jejími důležitými parametry jsou propustné prahové napětí UT0 a diferenciální propustný odpor rF , definovaný v určitém klidovém bodě charakteristiky.

rf =

dU F dI F

Závěrná větev odpovídá závěrnému stavu. Důležitými parametry závěrné větve je diferenciální závěrný odpor, definovaný opět v určitém klidovém bodě charakteristiky a závěrné průrazné napětí U(BR). Po překročení hodnoty U(BR) se mnohanásobně zmenší hodnota rR. Velikost proudu je pak podstatně závislá na napětí a odporu obvodu, v němž je dioda zapojena. S předpokladem neomezeného nárůstu proudu dochází k destrukci diody. Obr. 2 Příklad voltamperové charakteristiky diody

Zatížitelnost

Napěťová zatížitelnost je určena především opakovatelným špičkovým závěrným napětím U RRM. Je to nejvyšší přípustná hodnota závěrného napětí, jež se na diodě může periodicky opakovat. Při návrhu jištění oproti náhodným přepětím je směrodatné neopakovatelné špičkové závěrné napětí URSM. V provozu není přípustné zatěžovat diodu napětím vyšším. Relace hodnot URRM, URSM, U(BR) je patrná z obr. 2. Proudová zatížitelnost. Při provozu vzniká na diodě ztrátový výkon. Podstatný je ztrátový výkon vytvářený propustným proudem. Ztrátový výkon vytvářený závěrným proudem je zanedbatelný a vypínací ztrátový výkon se ve své střední hodnotě zpravidla začíná uplatňovat až při spínacích kmitočtech vyšších než 400 Hz . Celkový ztrátový výkon nesmí způsobit zahřátí křemíkové destičky (polovodičové struktury diody) nad maximální přípustnou hodnotu ϑj max.

Dynamické parametry

Z přechodných jevů diody má podstatný význam přechod diody z propustného do závěrného stavu. Tento přechodný jev se nazývá vypnutí diody nebo též komutace diody. Běžné obvodové poměry při rychlém vypínání zjednodušeně zobrazuje schéma na obr.3. Po sepnutí spínače S (prakticky po sepnutí nějaké další polovodičové součástky) je připojeno na větev s diodou tzv. komutační napětí Uk, které způsobí zánik jejího propustného proudu. Rychlost zániku je dána vztahem

4


di F U k = dt L Charakteristické průběhy proudu a napětí při vypnutí diody jsou naznačeny na obrázcích 3b, 3c. Po poklesu propustného proudu iF k nule proudu diodou nezaniká, nýbrž přechází se zachováním původní strmosti poklesu do zpětného směru. Bezprostředně po přechodu proudu z propustného do zpětného směru totiž zůstává u diody ve zpětném směru stejná vodivost, jakou disponovala ve směru propustném. Za krátkou dobu se však vodivost ve zpětném směru ztrácí a proud prudce klesá na normální hodnotu závěrného proudu – dioda je schopna udržet závěrné napětí, zotavil se její závěrný odpor. Pro interval, který je na obr. 3b označen trr se používá termín závěrná zotavovací doba. Proudu diodou v průběhu trr nazýváme proudem komutačním, nebo proudem zotavovacím a označujeme jej irr. Závěrná zotavovací doba je tím větší, čím větší je tzv. komutační náboj diody t rr

Qr = ∫ irr dt 0

Velikost Qr závisí na geometrii křemíkové destičky a na použité technologii výroby. Je tedy dána především typem Obr. 3 Vypínání diody diody. Ovlivňuje ji však i velikost původního propustného proudu vypínající diody, strmost poklesu tohoto proudu a teplota přechodu. Strmý pokles komutačního proudu ze své maximální hodnoty irrM způsobuje vznik napětí na indukčnosti L. Toto napětí se nepříznivě superponuje na komutační napětí. Tím vzniká tzv. komutační přepětí uRM. Velikost tohoto přepětí se nejčastěji omezuje tzv. RC členem. Dalším nepříznivým důsledkem komutace diody je vznik vypínacího ztrátového výkonu, který je nutno uvažovat při práci na kmitočtech větších než cca 400 Hz.

Shrnutí pojmů 1.1. Polovodičová dioda je základním obvodovým prvkem výkonových polovodičových měničů. Vyskytuje se jako hlavní součástka měniče (např. v usměrňovačích), tak jako pomocná součástka, bez níž by však funkce měniče byla nemožná (např. tzv. nulová dioda při spínání induktivní zátěže). Velmi často plní také různé ochranné funkce – např. proti přepólování. Proto je důležité důkladně pochopit vlastnosti diody v návaznostech na požadavky jejich aplikací a podmínek, ve kterých bude pracovat.

Otázky 1.1. 1. Co je podstatou polovodičové diody? 2. Jaké podmínky musí být splněny pro orientaci diody v propustném směru? 5

Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku 3. Jaké vlastnosti vykazuje dioda v propustném směru? 4. Jaké podmínky musí být splněny pro orientaci diody v závěrném směru? 5. Jaké vlastnosti vykazuje dioda v závěrném směru? 6. Jak popisujeme dynamické parametry diod? 7. Čím jsou charakteristické rychlé diody, diody s měkkou komutací a lavinové diody? 8. Které katalogové parametry diody slouží pro volbu diody do konkrétní aplikace?

1.2. Tyristor Čas ke studiu: 1 hodina Cíl


• popsat vlastnosti a aplikovat tyristor

•

pomocí měření vyhodnotit jeho vlastnosti

Výklad Tyristor je čtyřvrstvý polovodičový prvek se třemi PN přechody. Jeho struktura vyplývá z obr. 4. Krajní vrstva s vodivostí P je spojena s anodovou A, krajní vrstva s vodivostí N s katodou K. Vnitřní vrstvy se nazývají N – báze a P – báze. Řídicí elektroda G je spojena s P-bází.

Obr. 4 Odvození náhradního schématu tyristoru

Tyristor může pracovat ve vypnutém nebo sepnutém stavu. Je-li tyristor vypnut, může mít anoda oproti katodě kladné napětí uD (blokovací směr) a tyristorem protéká malý blokovací proud iD, určený vlastnostmi tyristoru, nebo záporné napětí uR (závěrný směr) s proudem iR. Přivedením impulsu iG >0 do řídicí elektrody přechází tyristor z blokovacího stavu do stavu sepnutého. Na tyristoru je malé propustné napětí uT určené vlastnostmi tyristoru a protéká jim proud iT určený zátěží. Vypnutí, t.j. přechod z propustného do závěrného, případně blokovacího stavu nelze řídicí elektrodou tyristoru 6

Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku ovlivnit. Nastává po zániku propustného proudu, jakmile tyristor obnoví blokovací schopnosti. Schematická značka a orientace veličin vyplývá z obr. 5

Obr. 5 Schematická značka a základní orientace veličin tyristoru

Výstupní voltampérová charakteristika tyristoru

Výstupní VA charakteristika (obr. 6) udává závislost anodového proudu tyristoru na anodovém napětí. Tato charakteristika má tři větve – závěrnou, blokovací a propustnou. popisuje Závěrná charakteristika závislost vypnutého, závěrně pólovaného tyristoru. Průběh odpovídá závěrné charakteristice diody. S rostoucím ig závěrný proud narůstá. Při překročení průrazného napětí U(BR) dochází ke zničení tyristoru. Blokovací charakteristika popisuje závislost vypnutého, avšak propustně pólovaného tyristoru. Při iG = 0 je tvar blokovací charakteristiky podobný závěrné charakteristice. Při překročení spínacího napětí U(B0) dochází k sepnutí Obr. 6 Příklad VA výstupní charakteristiky tyristoru tyristoru. Při iG > 0 narůstá hodnota iD a k sepnutí tyristoru dochází při nižších hodnotách napětí U(B0). Spínání tyristorů překročením spínacího napětí není vhodné. Spínání se zásadně provádí přivedením proudového impulsu iG > 0 v obvodu řídicí elektroda – katoda. Propustná charakteristika popisuje závislost sepnutého tyristoru. Má podobný tvar jako propustná charakteristika diody, charakterizovaná propustným prahovým napětím U(T0) a diferenciálním propustným odporem iT. Na rozdíl od diody je na propustné charakteristice definován vratný proud iH, při kterém tyristor přechází při vedení proudu z propustného stavu do stavu blokovacího. Přídržný proud iL > iH musí být dodržen při spínání tyristoru, má-li se tyristor udržet v sepnutém stavu.

7


Napěťová zatížitelnost tyristoru

Napěťová zatížitelnost je podobně jako u diod udávána opakovatelným špičkovým napětím v závěrném URRM a blokovacím UDRM směru, určujícím největší přípustnou hodnotu napětí, které se může na tyristoru periodicky opakovat.

Ztrátový výkon tyristoru

Základním předpokladem spolehlivého provozu tyristorů je dodržení dovolené provozní teploty tyristoru. Maximální přípustná teplota přechodu je obvykle dána teplotou, při které ztrácí tyristor své blokovací schopnosti. Tato teplota se pohybuje podle typu v rozmezí 0 až – 65 C a je dána mechanickým namáháním tyristorového systému vlivem různých koeficientů tepelné roztažnosti užitých materiálů, případně zvýšeným výkonem, potřebným k sepnutí tyristoru.

Teplota přechodů je určena zatížením tyristoru, t.j. velikostí ztrát vznikajících v tyristoru. Podle mechanismu jejich vzniku rozeznáváme následující druhy ztrát, které vytváří: a) ztrátový výkon propustným proudem b) ztrátový výkon závěrným proudem c) ztrátový výkon blokovacím proudem d) zapínací a vypínací ztrátový výkon. Při kmitočtech v mezích 50 až 400 Hz je podstatnou složkou ztrátový výkon propustným proudem. Ztrátový výkon vznikající při zapínání tyristoru nabývá významu až při vyšších kmitočtech (nad 400 Hz), kdy se rovněž uplatní ztráty vznikající při vypínání tyristoru. Ztrátový výkon způsobený závěrným, případně blokovacím proudem je obvykle zanedbatelný.

Vstupní voltampérová charakteristika tyristoru

Tato charakteristika určuje závislost mezi napětím u G a proudem i G řídicí elektrody. Je podobná charakteristice diody. Vzhledem ke značnému rozptylu charakteristik jsou v podkladech tyristorů udávány krajní charakteristiky vymezující oblast, ve které se může vstupní charakteristika konkrétního tyristoru pohybovat.

Obr. 7 Vstupní charakteristika tyristoru

výkon PGM impulsu určen vztahem

8

Zatížitelnost obvodu řídicí elektrody je určována největší přípustnou střední hodnotou PG(AV)max ztrátového výkonu. Je-li tyristor zapínán periodicky s periodou T = 20 ms proudovými impulsy šířky ψ, je maximální přípustný


PGM = PG ( AV

) max

⋅

2π

ψ

Ve vstupní voltampérové charakteristice jsou křivky konstantního PGM vyjádřeny hyperbolami, vyznačenými na obr. 7 pro dvě šířky impulsů ψ. Potřebná šířka zapínacího impulsu je nejčastěji určena požadavky aplikace, t.j. měničem, ve kterém má být tyristor užit. Na obr. 7 je rovněž vyznačeno zapínací napětí UGT a zapínací proud IGT, udávající nejmenší napětí a nejmenší proud, při kterém sepne libovolný tyristor daného typu v celém rozsahu pracovních teplot. Ve vyšrafované oblasti (při šířce impulsu ψ) lze tyristor spolehlivě zapínat, aniž by byl poškozen obvod řídicí elektrody, je-li tyristor zapínán ze zdroje s napětím naprázdno U a vnitřním odporem R, musí být zatěžovací přímka určená rovnicí

uG = U − R ⋅ iG procházející vyšrafovanou oblastí. Zdroj zapínacích impulsů musí kromě toho splňovat ještě některé další podmínky: -

vzhledem ke špatným závěrným vlastnostem přechodu G – K nesmí namáhat tento přechod závěrným napětím,

-

má zaručit strmé nástupní čelo impulsu,

-

má zabezpečit galvanické oddělení zdroje zapínacích impulsů od výkonového obvodu, což je nejčastěji řešeno oddělovacím transformátorem, případně optoelektronickým oddělovacím členem.

Dynamické parametry

Praktický význam mají dynamické procesy vznikající při připojování blokovacího napětí při zapínání a vypínání tyristoru. Připojení blokovacího napětí Při nárůstu blokovacího napětí může dojít k sepnutí tyristoru bez řídicího signálu, i když anodové napětí nepřekročilo hodnotu U(B0). Je to způsobeno kapacitou středního přechodu, který je pólován v závěrném směru. Náhradní schéma středního přechodu při rychlých změnách anodového napětí je uvedeno na obr. 8. Celková hodnota proudu, který protéká středním přechodem, je dána rovnicí

iD =

uD du D + CD RD dt

Obr. 8 Náhradní schéma řídicího přechodu při rychlých změnách blokovacího napětí

První složka je dána velikostí blokovacího napětí a její 9

Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku velikost odpovídá blokovací charakteristice tyristoru. Druhá složka se uplatní při změnách blokovacího napětí. Dosáhne-li součet obou složek velikosti zapínacího proudu, tyristor sepne, aniž překročíme hodnotu průrazného blokovacího napětí U (BO). Dovolená strmost nárůstu napětí

S Ukrit

⎛ du D ⎞ = ⎜ ⎟ ⎝ dt ⎠ krit

se udává v katalozích jako hodnota, která nesmí být překročena(obvykle desítky až stovky V/µs). Hodnotu duD/dt lze zvětšit zapojením odporu mezi řídicí elektrodu a katodu. Strmost duD/dt připojovaného napětí je omezována do přípustných mezi RC členem, řazeným paralelně k tyristoru. Zapínání tyristoru Po přivedení zapínacího impulsu nenastane sepnutí tyristoru okamžitě. Anodový proud protéká nejdříve pouze úzkým kanálem, nacházejícím se v blízkosti řídicí elektrody. Od tohoto místa se vedení proudu postupně šíří do celého průřezu tyristoru. Časový průběh anodového napětí tyristoru při zapínání je uveden na obr. 9. Na časovém průběhu jsou charakteristické následující úseky: Doba zpoždění t d – je doba potřebná na vytvoření proudového kanálu. Je rovna časovému intervalu mezi začátkem řídicího impulsu a okamžikem, kdy napětí na tyristoru poklesne na 90 % původní hodnoty, Doba poklesu tp – je doba šíření vodivosti v průřezu tyristoru. Je definována jako doba, za kterou poklesne anodové napětí z 90 na 10 % původní hodnoty. Zapínací doba tyristoru tgt je definována součtem obou časů. Velikost zapínací doby lze ovlivnit především velikostí proudu iG. Při velkých strmostech nárůstu propustného proudu, kdy proud je soustředěn do okolí řídicí elektrody, mohlo by dojít k místnímu přehřátí přechodu a k poškození tyristoru. Strmost růstu i T je proto omezována na kritickou strmost růstu propustného proudu S Ikrit , která se pohybuje v hodnotách desítek až stovek A/ µs.

Obr. 9 Průběh zapínání tyristoru

10


S

Ikrit

⎛ di T ⎞ = ⎜ ⎟ ⎝ dt ⎠ krit

Strmost diT/dt propustného proudu je omezována indukčností větve, v níž je tyristor zapojen. V případě potřeby je indukčnost nutno zvětšit zařazením přídavného reaktoru. Vypínání tyristorů Vypínání tyristorů spočívá v odčerpání nadbytečných nositelů vodivosti z polovodičové struktury tyristoru. Tato podmínka se dosahuje snížením anodového proudu tyristorem pod hodnotu vratného proudu iH na dostatečně dlouhou dobu. Při vypínání tyristorů je nutno rozlišovat dva procesy. Je to jednak proces komutace, charakterizovaný závěrnou zotavovací dobou trr a komutačním náborem Qr, jednak proces obnovení blokovací schopnosti tyristoru, charakterizovaný vypínací dobou tyristoru tq, která je obvykle mnohonásobně delší, než doba t rr (obr. 10). Vypínací doba t q představuje interval mezi průchodem propustného proudu nulou a okamžikem, ve kterém je již Obr.10 Vypínání tyristoru možno znovu přiložit na tyristor blokovací napětí, aniž by tyristor znovu sepnul. Velikost vypínací doby závisí na velikosti přiloženého závěrného napětí, na vypínaném proudu a teplotě přechodu. U běžných tyristorů dosahuje hodnoty desítek µs.

Shrnutí pojmů 1.2. Tyristor je základním řiditelným obvodovým prvkem výkonových polovodičových měničů. Využívá se zejména pro fázové řízení v řízených usměrňovačích střídavých spínačích a regulátorech. Jeho význam v souvislosti s rozšiřováním vypinatelných polovodičových prvků stagnuje.

Otázky 1.2. 1. Co tvoří strukturu tyristoru? 2. Jaké podmínky musí být splněny pro stav tyristoru v blokovacím režimu? 3. Jaké vlastnosti vykazuje tyristor v blokovacím režimu? 4. Jaké podmínky musí být splněny pro orientaci tyristoru v závěrném a propustném směru? 5. Jaké vlastnosti vykazuje tyristor v závěrném směru? 11

Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku 6. Jaké vlastnosti vykazuje tyristor v propustném směru? 7. Které parametry popisují dynamické parametry tyristoru? 8. Jak probíhá vypínání tyristoru? 9. Jaké ztráty se vytvářejí na tyristoru a za jakých podmínek? 10. Které katalogové parametry diody slouží pro volbu tyristoru do konkrétní aplikace?

1.3. Triak Čas ke studiu: 30 minut Cíl


• popsat vlastnosti a aplikovat triak

•


Výklad Polovodičová struktura triaku (lze chápat jako obousměrný tyristor), jehož schématická značka spolu s náhradním schématem je na obr. 11, má podobné vlastnosti jako antiparalelně řazené tyristory, takže součástka vykazuje obousměrnou vodivost a existuje u ní pouze blokovací a propustný stav. Orientace výstupních veličin vyplývá z obr. 12. Výstupní voltampérová charakteristika triaku je na obr. 13. Obr.11 Schematická značka a náhradní schema triaku Přechod z blokovacího do sepnutého stavu je pro oba směry proudu řízen společným hradlem G. Řídicí proud tekoucí obvodem G, A1 může být jak kladný tak záporný. Vstupní obvod není však ve všech případech stejně citlivý. Největší proud řídicí elektrody je potřebný při zapínání triaku při záporném uD kladným proudem iG. Zapínání v této variantě proto není doporučováno.

Obr.12 Orientace veličin triaku

Dynamické parametry triaku, zejména S Ikrit a S Ukrit, jsou ve srovnání s vlastnostmi tyristorů horší. Velmi malá je rovněž odolnost proti přepětí, což vyžaduje v praktických aplikacích značné napěťové předimenzování.

12


Obr.13 Voltampérová charakteristika triaku

Shrnutí pojmů 1.3. Triak je řiditelným obvodovým prvkem se symetrickou blokovací charakteristikou pro obě polarity blokovacího napětí, ve kterých je řiditelný. Využívá se zejména pro fázové řízení ve spínačích a regulátorech střídavého proudu malých výkonů, zejména v komerční elektronice (stmívače, regulátory otáček komutátorových motorů, regulace teploty elektrotepelných spotřebičů). Vzhledem k absenci závěrné charakteristiky je málo odolný na vyšší strmosti nárůstu blokovacího napětí, je málo přetižitelný.

Otázky 1.3. 1. Čím je charakteristická struktura triaku? 2. Kterými částmi je tvořena voltampérová chrakteritika triaku? 3. Jaké vlastnosti vykazuje triak v blokovacím režimu? 4. Jak lze řídit triak? 5. Které způsoby řízení triaku se nedoporučují? 6. Pro které aplikace je vhodný triak?

13


1.4. Tyristor GTO Čas ke studiu: 1 hodina Cíl


• popsat vlastnosti a aplikovat GTO tyristor

•


Výklad Vypínací tyristor umožňuje, na rozdíl od předchozích typů tyristorů, vypnutí (přechod z propustného do blokovacího stavu) prostřednictvím řídicího signálu. Tímto signálem je proud v obvodu hradla, který má opačný smysl než při zapínání a je také podstatně vetší. Velmi často se u sledované součástky setkáváme s termínem GTO tyristor (gate turn off - hradlem vypínaný).

Struktura a princip činnosti

Struktura vypínacího tyristorů je podobná struktuře klasického (triodového zpětně závěrného) tyristoru. Princip zapnutí a vedení propustného proudu je také podobný. Vypínací tyristor má, oproti klasickému, mnohem složitější plošné členění vrstev tvořících přechod J3 - obr. 14. Řídící elektroda je tímto členěním rozprostřena do celého průřezu tyristoru. To umožňuje vypnutí tyristoru zavedením proudového impulsu iRG do obvodu hrad1a. Tento impuls má opačný smysl (obr. 14) a je mnohonásobně větší než impuls iFG , jímž se tyristor zapíná.

Obr. 14 Struktura a značka GTO tyristoru

Provozní vlastnosti

Zapnutí (obr. 15), jak již bylo zmíněno, se provádí impulsem iFG v obvodu hradla. Doba zapnutí tGT je definována stejně jako u klasického tyristoru. I u vypínacího tyristoru výrobce omezuje strmost nárůstu propustného proudu pří zapnutí. 14

Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku Rozdíl v zapínacích vlastnostech vyplývá z vysokého stupně plošného členění vrstev tvořících přechod J 3 . U klasického tyristoru je délka spínaného rozhraní mezi G a K řádově jednotky cm a amplituda hradlového impulsu je v náročných případech 1 až 2 A. U vypínacího tyristoru je délka spínaného rozhraní mezi G a K cca o dva řády větší (až jednotky m). Kdybychom zde měli zapínacím impulsem zajistit stejnou hustotu řídícího signálu na sledovaném rozhraní jako u klasického tyristoru, museli bychom použit zapínací impuls s amplitudou IFG až stovky A. v praxi se volí I FG jen asi 10 A, takže i přesto, že se u GTO tyristorů neuplatňuje jev rozšiřování vodivosti od hradla (neboť to je rozprostřeno v celém průřezu), vychází zapínací doba tgt , ve srovnání s klasickým tyristorem, poněkud větší.

Obr. 15 Zapínání GTO tyristoru Propustný stav GTO tyristoru je plošným členěním na přechodu J3 ovlivněn též nepříznivě, skutečná vodivá plocha činí v důsledku členění jen o málo více než 1/3 celkové plochy čipu. V porovnání s klasickým tyristorem vychází pak, při stejně ploše čipu, proudová zatížitelnost méně než poloviční. Na základě hlubší analýzy by bylo možné vysvětlit i další nepříznivý důsledek členění na přechodu J3 , totiž poměrně velké hodnoty vratného (IH) a přídržného (IL ) proudu (až několik A) . Aby z příčiny velkých hodnot zmíněných parametrů nedocházelo k nežádoucím přerušováním propustného proudu při provozu, volí se zapínací impuls ve tvaru podle obr.15: V intervalu o něco delším než je tgt má proud ifg velikost IFG = 10 A a v intervalu požadovaného propustného stavu se ifg udržuje na hodnotě cca 2 A.. Vypnutí GTO tyristoru (obr. 16).začíná nárůstem vypínacího hradlového impulsu iRG .Propustný proud zprvu, během doby přesahu tgs , klesá velmi pomalu. Rychlejší pokles pak následuje až v době poklesu tgf . Celková vypínací doba tgq je dána součtem obou zmíněných dob: tgq = tgs + tgf .

15

Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku Pro dimenzování řídících obvodů je důležitou hodnotou velikost náboje QGQ (obr. 16), který je třeba v průběhu vypínací doby odčerpat z hradlové vrstvy (z vrstvy mezi přechody J2 a J3 ). Hradlový impuls iRG se zpravidla vytváří vybitím kondenzátoru, který je součástí koncového stupně řídícího obvodu. Před každým vybitím zřejmě musí kondenzátor, s určitou rezervou, disponovat nábojem QGQ . Podstatným problémem je dosažení poměrně vysoké (minimálně 20 až 30 A/µs) strmosti nárůstu hradlového proudu. Zmíněný kondenzátor a i celá příslušná část hradlového obvodu musí proto vykazovat minimální možnou indukčnost. Na strmosti nárůstu hradlového proudu podstatně závisí vypínací doba, ale je na ní závislá i maximální hodnota hradlového proudu IRG , neboť honota QGQ je prakticky konstantní (obr. 16). Velikost vypínatelného proudu IT ]e na velikosti IRG a tím i na strmosti nárůstu hradlového proudu závislá. Charakteristickým

Goff

I = T I RG

parametrem,

který

tuto

závislost

vystihuje

je

tzv.

vypínací

zisk:

(= 3 až 4)

Po odčerpáni náboje QGQ z hradlové vrstvy dochází k vytváření prostorového náboje na přechodu J2 . S tímto procesem je spojen pozvolný pokles proudu v intervalu ttq . Tvar průběhu tohoto proudu připomíná "liščí ohon". Hodnota proudu na začátku pozvolného poklesu Je proto v některých pramenech označována ITAIL (tail - ocas). Na obr. 16 je na tomto místě použita značka ITQ .

16


Obr. 16 Vypínání GTO tyristoru V průběhu vytváření závěrných vlastností přechodu J2 je třeba omezovat strmost nárůstu blokovacího napětí na tyristoru (aby nedošlo k opětnému průrazu právě se zotavujícího přechodu J2 a tím k opětnému nežádoucímu zapnutí), provádí se to tzv., odlehčovacím obvodem (obr. 16a), jehož podstatnou součástí je zřejmě kapacita, vyznačená na obrázku čárkovaně. Je třeba dodat,že omezení strmosti nárůstu blokovacího napětí také vede k omezeni vypínacích ztrát, k nimž oblast t tq podstatně přispívá v důsledku poměrně velké hodnoty doznívajícího proudu tyristoru. Sedlo v průběhu uD , které vzniká po uplynutí vypínací doby, je důsledkem působení parazitních indukčností odlehčovacího obvodu. Totiž strmý pokles proudu iT tyristoru v intervalu tgt a indukčnost L větve vypínaného tyristoru jsou příčinou velké strmosti nárůstu proudu iO odlehčovacího obvodu. Napět í UDP vyznačené na obr. 16b, je pak určeno vztahem

⎛ di ⎞ U DP = L⎜ O ⎟ + u O = u LDP + u O ⎝ dt ⎠ DP 17

Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku v němž část uLDP je napětí na parazitních indukčnostech odlehčovacího obvodu v okamžiku dosažení hodnoty u DP a u O jsou ostatní složky napětí na odlehčovacím obvodu. Po uplynutí vypínací doby dochází ke skokovému zmenšení strmosti poklesu vypínaného proudu a tedy též ke skokové změně strmost i nárůstu iO . Napětí uLDP tím prakticky zmizí a právě tím vzniká sedlo v průběhu uD .V následujícím intervalu se u odlehčovacího obvodu projevuje především jeho kapacita. Proud iO (= I - iT ) je přibližně konstantní, takže napětí na kapacitě odlehčovacího obvodu, a tím i na tyristoru, zhruba lineárně narůstá. velikostí kapacity odlehčovacího obvodu je určena strmost nárůstu blokovacího napětí. Zbývá dodat, že vedle omezování strmosti nárůstu blokovacího napětí se ještě u vypínacích tyristorů potlačuje citlivost na nežádoucí sepnutí připojením vnějšího odporu mezi hradlo a katodu nebo, častěji, přiložením napětí u RG = 5 V mezi hradlo a katodu po celou dobu zatížení tyristoru blokovacím napětím. Selhání vypínacího procesu může nastat, je-li vypínán proud převyšující výrobcem stanovenou vypínatelnou hodnotu, ale také tehdy, Je-li aplikován nedokonalý vypínací impuls - např. s malou strmostí nárůstu a v souvislosti s tím (viz obr. 17) i se zmenšenou maximální hodnotou IRG . To lze vysvětlit takto: Propustný proud tyristoru je v důsledku členění na přechodu J3 rozdělen na značné množství (několik set) paralelních cest. Tyto cesty, respektive dílčí tyristorové elementy, nejsou všechny ideálně stejné. Při malé strmostí nárůstu hradlového proudu mají čas některé nejpomalejší elementy převzít proud od elementů rychlejších. Zmenšená maximální hodnota hradlového proudu IRG již pak nestačí na přerušení tímto způsobem zvýšených lokálních proudů. Vypínací proces tedy selže a vlivem lokálního přetížení může případně dojít í ke zničení součástky.

Obr. 17 Selhání vypínacího procesu

Symetrický a asymetrický vypínací tyristor

Symetrický typ je v blokovacím i závěrném směru zatížitelný stejným napětím. Asymetrický typ je v závěrném směru zatížitelný mnohem menším napětím (jen asi 20 až 50 V) než ve směru blokovacím. Více je rozšířen asymetrický typ. Jsou u něho také snáze dosažitelné velmi dobré provozní parametry.

Zatížitelnost - provozní parametry

Napěťová zatížitelnost je udávána stejnými parametry jako u klasických tyristorů. Asymetrické typy se vyrábí pro opakovatelné blokovací napětí (UDRM ) až 5000 V.

18

Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku Proudová zatížitelnost i přetížitelnost se udává prostřednictvím parametrů ITAV a ITSM které mají zcela stejný význam jako u klasických tyristorů. Asymetrické typy se vyrábí se zatížitelností až 3000 A. Vypínatelné hodnoty proudu se udávají dvěma parametry: I TQRM je maximální opakovatelná hodnota vypínatelného proudu, který je tyristor schopen opakovaně (periodicky) vypínat, a I TQM je neopakovatelná maximální hodnota vypínatelného proudu, tj. proudu, který je tyristor schopen vypnout jen jednorázově. Hodnota ITQRM bývá více než dvojnásobkem velikosti ITAV a hodnota ITQM bývá ještě asi o 30% vyšší. Je třeba zdůraznit, že na rozdíl od klasických tyristorů, bývá u tyristorů GTO na místě typové hodnoty proudu v katalozích udávána hodnota ITQRM . Náboj QGQ charakterizující vypínací proces, běžně přesahuje hodnotu 1000 µC. Vypínací zisk Goff bývá 3 až 4. Dynamické parametry charakterizuje především vypínací doba ttq .Bývá 15 až 30 µs. Poměrné velké vypínací ztráty omezují spínací kmitočty GTO tyristorů na cca 1000 Hz.

Shrnutí pojmů 1.4. GTO tyristor je vypínatelná součástka blízká klasickému tyristoru. Používá se v měničích pro nejvyšší výkony, jako jsou např. měniče pohonů lokomotiv.

Otázky 1.4. 1. Proč je možné GTO tyristor vypnout záporným impulzem hradla? 2. Jaký je poměr mezi zapínacím a vypínacím impulzem? 3. Jaký tvar a z jakého důvodu musí mít zapínací impulz? 4. Jak probíhá vypínání GTO tyristoru? 5. Za jakých podmínek může selhat vypínací proces? 6. Jaké jsou dynamické parametry GTO tyristoru?

19


1.5. Tyristor IGCT Čas ke studiu: 45 minut Cíl


• popsat vlastnosti IGCT

•


Výklad Součástka IGCT (Integrated Gate-Commutated Thyristor) je v podstatě velmi „tvrdě komutovaný" (tj. extrémně rychle vypínaný) vypínací tyristor GTO. Je to právě rychlost vypínacího procesu, kterou se součástky GTO a IGCT navzájem liší. Zde je třeba uvést, že součástka IGCT je složena ze dvou základních částí: z tyristorové struktury GCT (která je umístěna v pastilkovém pouzdru obdobně jako součástka GTO) a z řídicího obvodu, ke kterému je pastilka GCT připojena co nejtěsněji, tedy k němuž je „integrována“; odtud první slovo v názvu součástky. Je tomu tak proto, že pro řádnou funkci GCT musí být strmost nárůstu řídicího vypínacího proudu IRG extrémně vysoká, a proto vlastní (parazitní) indukčnost zdroje řídicích vypínacích impulsů, včetně přívodů, musí být snížena na proveditelné minimum. Tyristorová struktura polovodičových součástek GTO a GCT zůstává v principu stejná, a proto lze základní vlastnosti obou součástek vystihnout stejným dvoutranzistorovým náhradním zapojením podle obr. 18. U součástky IGCT se však vypínací řídicí proud IRG zvětšuje tak strmě, že - zjednodušeně řečeno - dříve, než se výrazně změní rozložení nábojů na jednotlivých přechodech tyristorové struktury, je celý anodový proud IA skokově převeden do řídicí elektrody G (tedy je „komutován řídicí elektrodou", viz nezkrácený anglický název součástky). Tím je spodní tranzistor VT1 (tj. N1P2N2) v podstatě skokově vyřazen a vypínání součástky GCT je převedeno na vypnutí horního tranzistoru VT2 (IJ.P1N1P2). Toto je právě principiální rozdíl oproti způsobu, kterým vypíná součástka GTO. Jinými slovy: extrémní strmost nárůstu řídicího vypínacího proudu diRG/dt způsobí, že vypínaná tyristorová struktura GCT je nejdříve převedena na tranzistorovou strukturu (P1N1P2) a teprve potom následuje vypnutí tohoto tranzistoru. Proto - oproti GTO - má struktura GCT při vypínání tyto důležité přednosti: je vyloučena tzv. filamentace a problémy s ní spojené, není omezena strmost nárůstu blokovacího napětí (parametr dVD /dt), není zapotřebí odlehčovací sítě (tedy kondenzátoru Cs a obvodů k němu připojených), jsou zmenšeny vypínací ztráty. Kromě toho je významně zkrácena vypínací doba. Znamená to, že součástka IGCT v sobě slučuje hlavní výhody tyristoru (malý propustný úbytek, malé ztráty propustným proudem) s výhodami tranzistoru, resp. součástky IGBT (výhodný způsob vypínání bez odlehčovací sítě). Popsaný způsob vypínání součástky IGCT ilustrujme nyní na reálném příkladu. Celý anodový proud Ia musí být převeden do řídicí elektrody G za dobu nejvýše 1 us; za tuto dobu musí tedy katodový proud Ik zaniknout. Je tedy zřejmé, že nezbytná strmost nárůstu řídicího vypínacího proudu diRG/dt závisí na parametru ITGQM (největší vypínatelný proud součástky). Jako příklad uvažme ITGQM = 3 000 A. Řídicí vypínací proud musí potom narůstat se strmostí diRG/dt > 3 000 A/us. Velká obtížnost realizace zdroje takových řídicích impulsů vyplývá z toho, že uvedené strmosti musí být dosaženo pomocí relativně nízkého řídicího vypínacího napětí VGK = -20 V. Odtud dostáváme přísný požadavek na přípustnou velikost indukčnosti celého obvodu, kterým prochází řídicí vypínací proud IRG (tedy včetně pastilkového pouzdra s GCT); v uvažovaném příkladu 20

Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku vychází Lσ > 6 nH. Nízká hodnota napětí VGK vyplývá z požadavku neohrozit přechod J3 (P2N2) závěrným průrazným napětím. Ve vrstvě N2 je totiž velká koncentrace difundovaných donorů (pro dosažení vysoké hodnoty vstřiku αnIK, což je důležité pro zapnutí součástky) a v důsledku toho je závěrné průrazné napětí přechodu P2N2 nízké. Pro srovnání ještě uveďme, že v uvažovaném příkladu by u součástky GTO byl parametr diRG/dt asi 60krát nižší.

Obr. 18 Struktura a náhradní zapojení GTO a IGCT Součástku IGCT vyvinula firma ABB SEMICONDUCTORS, AG (Lenzburg, Švýcarsko) v roce 1993. Od té doby je stále zdokonalována. Příklady průběhu napětí a proudů při vypínání součástky GTO a GCT jsou uvedeny na obr. 19.

0br. 19 Průběhy napětí a proudů při vypínání GTO (vlevo) a IGCT

Porovnání součástek IGCT se součástkami IGBT pro použití v měničích

Pro stavbu moderních polovodičových měničů jsou v současné době k dispozici především již rozšířené výkonové součástky IGBT a v poslední době také součástky IGCT. Při zjednodušeném porovnání, které zde uskutečníme, budeme uvažovat napěťový střídač se spínací frekvencí součástek do 1 kHz. Nebudeme uvažovat ani sériové, ani paralelní řazení součástek. Nejdříve uveďme výhodnou inherentní vlastnost součástek IGBT omezovat zvětšující se poruchový proud (obdobně jako je tomu u bipolárních tranzistorů), kdy pracovní bod opustí nasycenou oblast, čímž prudce vzroste napěťový úbytek na součástce. Větší ztráty samozřejmě součástce umožní setrvat v aktivní oblasti jen po asi 10 21

Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku ms; to je však dostatečně dlouhá doba pro zjištění (detekování) poruchového proudu a jeho regulérní vypnutí signálem do řídicí elektrody. Tyristorové struktury, tedy ani GCT, tuto výhodnou inherentní vlastnost vytvořit časovou rezervu pro příchod vypínacího impulsu nemají. Vcelku však pro stavbu střídače vycházejí výhodněji součástky IGCT, neboť: •

součástky IGCT jsou konstrukčně výrazně jednodušší, robustnější, a proto zřejmě i spolehlivější. Přestože v poslední době bylo u IGBT dosaženo významného pokroku tím, že pájené spoje byly nahrazeny přítlakem, zůstává trvalou nevýhodou nutnost sestavovat výkonové součástky IGBT paralelním řazením mnoha čipů;

•

součástky IGCT mají menší propustný úbytek, a tím i menší ztráty v sepnutém stavu. Ve ztrátách celého napěťového střídače však mají značné zastoupení ztráty v antiparalelních diodách (ať už jsou připojeny k IGCT nebo k IGBT), takže celkové ztráty střídače se součástkami IGCT nebudou pronikavě menší. Lze např.odhadnout, že v trakčním napěťovém střídači (podle časového zastoupení rekuperačního chodu, kdy je proud v antiparalelních diodách výrazně větší než ve strukturách GCT) se součástkami IGCT klesne celková zmařená energie v průměru na 80 % až 90 % velikosti,kterou by měla ve střídači se součástkami IGBT;

•

významnou předností součástek IGCT - zvláště v drsných pracovních podmínkách střídače jsou jejich vysoké hodnoty parametru I2t a neopakovatelného špičkového propustného proudu ITSMSoučástky IGBT z principu své tranzistorové struktury nemohou takové parametry vykazovat. Tato skutečnost umožňuje chránit celý střídač se součástkami IGCT běžnou rychlou, tzv. polovodičovou pojistkou (F).

IGCT i IGBT mohou pracovat bez odlehčovacích obvodů pro vypínání. Jsou-li však tyto obvody použity, zvýší se tím vypínací schopnost obou typů součástek.

Shrnutí pojmů 1.5. IGCT je součástka, která vznikne těsným konstrukčním spojením GTO tyristoru a jeho řídicího obvodu. Dosáhne se tím extrémní strmosti vypínacího proudu, která je nutná pro rychlé a spolehlivé vypnutí. Součástka IGCT v sobě slučuje hlavní výhody tyristoru (malý propustný úbytek, malé ztráty propustným proudem) s výhodami tranzistoru, resp. součástky IGBT (výhodný způsob vypínání bez odlehčovací sítě).

Otázky 1.5. 1. V čem se liší GTO a IGCT tyristor? 2. Jaké výhody má IGCT oproti GTO při vypínání?

22


1.6. Bipolární výkonový tranzistor Čas ke studiu: 1 hodina Cíl


• popsat vlastnosti bipolárního výkonového tranzistoru

•


Výklad Vývoj výkonových vysokonapěťových tranzistorů a růst jejich technických parametrů umožňil jejich užití při návrhu a konstrukci nových typů polovodičových řiditelných měničů menších a středních výkonů, kde nahradily do té doby převážně užívané tyristory. Tranzistory bipolární jsou v současnosti využívány v polovodičových měničích ojediněle. Jako spínače jsou polovodičových měničích využívány výhradně tranzistory typu NPN.

Voltampérové charakteristiky tranzistoru v zapojení se společným emitorem

Ve výkonových aplikacích je užíváno téměř výhradně zapojení se společným emitorem (obr. 20a) a význam má zejména výstupní charakteristika tranzistoru, představující závislost IC = f (UCE), měřená při konstantním proudu báze IB (obr. 20b). Kladným proudem báze lze při zadaném UCE řídit proud tekoucí kolektorem tranzistoru. Podle vybuzení může tranzistor pracovat v přesyceném stavu, v nasyceném stavu, v aktivním stavu, případně ve stavu uzavřeném. V nasyceném stavu při daném proudu kolektoru IC, který je určen zátěží, vzniká mezi kolektorem a emitorem úbytek napětí označený jako saturační Obr. 20 Příklad voltamperové charakteristiky napětí kolektoru UCEsat. Je to bipolárního tranzistoru charakteristický parametr udávaný v katalozích při jedné nebo více hodnotách proudu kolektoru a proudu báze. Podobným způsobem je určeno i saturační napětí báze UBEsat. Saturační napětí UCEsat je důležitým parametrem spínacích tranzistorů, neboť udává úbytek napětí na sepnutém tranzistoru. Velikost tohoto napětí s rostoucím proudem kolektoru roste a jeho velikost při daném IC s rostoucím buzením tranzistoru, t.j. s rostoucím proudem báze IB klesá. 23

Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku Stupeň buzení tranzistoru je proto charakterizován poměrem, který je obecně definován jako statický proudový zesilovací činitel h21E . Protože však je proud kolektoru určen převážně velikostí zátěže, hovoříme v oblasti saturace o tzv. vnuceném proudovém zesílením

B=

IC IB

Závislost saturačních napětí UBE, UCE a proudu IC měřená při zvoleném IB = konst. je uvedena na obr. 21.

Obr. 21 Závislost saturačního napětí na proudu kolektoru

Napětí UCE sat s růstem kolektorového proudu nad jmenovitou hodnotu při daném B prudce narůstá. Toho se využívá pro činnost nadproudových ochran tranzistorových spínačů. Podobným způsobem se chová i napětí UBE sat. Obvod báze tranzistoru musí být proto buzen zdrojem konstantního proudu. Při buzení zdrojem konstatního napětí by vlivem rostoucího protinapětí UBE sat proud báze klesal, takže by došlo by k odbuzení tranzistoru, narůstu napětí UCE, a tím i ke zvětšení ztrátového výkonu tranzistoru. Dostatečné vybuzení tranzistoru je důležitou podmínkou bezporuchové funkce tranzistorového spínače.

Nasycený stav tranzistoru je z jedné strany vymezen mezní čárou nasycení (obr.20b), udávající nejmenší dosažitelné saturační napětí kolektoru při určitém proudu IC. Další zvyšování proudu báze IB již nevede k poklesu saturačního napětí a tranzistor pracuje v přesyceném stavu. Z druhé strany je nasycený stav vymezen tzv. mezi nasycení, určující přechod do aktivního stavu tranzistoru. V aktivním stavu je napětí UCE>UBE, v nasyceném stavu (obr. 21) je naopak UBE >UCE. Mezi nasycení odpovídá tedy podmínka UCB = 0, kdy UBE = UCE. Sepnutí na mezi nasycení je u tranzistorových spínačů nejvýhodnější. Tranzistor má dosud malé saturační napětí a má přitom výhodné dynamické vlastnosti při vypínání. Aktivní oblast je využívána při práci tranzistoru jako zesilovače. Nejdůležitějším charakteristickým parametrem tranzistoru je proudový zesilovací činitel h21E. Je to poměr proudu kolektoru IC k proudu báze IB, měřený buďto pro dané napětí mezi kolektorem a emitorem, nebo pro daný proud emitoru. Typický průběh této závislosti udávaný v katalozích výkonových tranzistorů je nakreslen na obr. 22. Zesilovací činitel v oblasti malých proudů tranzistoru nejdříve narůstá. Při určitém proudu, který je vždy nižší než největší přípustný proud, nastává pokles proudového zesilovacího činitel. Při návrhu tranzistorových spínačů je nutno proto uvažovat hodnotu h21E platnou pro největší spínané proudy. U spínacích tranzistorů však pracuje tranzistor v aktivní oblasti pouze v přechodných dějích při zapínání a vypínání spínače. Obr. 22 Průběh proudového zesilovacího činitele bipolárního tranzistoru

Do oblasti uzavřeného stavu přechází tranzistor při nulovém proudu báze IB = 0 (viz obr. 20). Proud kolektoru na této charakteristice se označuje jako zbytkový proud ICE0. Udává se jako proud, který protéká kolektorem při daném napětí UCE a při nulovém proudu báze (IB = 0). Zbytkový proud je důležitým parametrem zejména u spínacích tranzistorů, neboť hodnotí kvalitu rozepnutí spínače.

24


Zatížitelnost tranzistoru

Nejdůležitější charakteristikou pro výběr tranzistoru je dovolená pracovní oblast. Udává mezní hodnoty IC v závislosti na napětí UCE při propustně pólovaném přechodu báze emitor. Práce tranzistoru v dovolené pracovní oblasti je důležitou podmínkou spolehlivé funkce navrhovaného zařízení (měniče). Dovolená pracovní oblast tranzistoru je naznačena na obr. 23. Proudovou zatížitelnost určuje přímka omezující pracovní oblast shora udávající největší přípustný proud kolektoru ICmax. Většina výkonových tranzistorů připouští zvětšení mezního proudu při práci v impulsním režimu na hodnotu ICM max. Napěťovou zatížitelnost v propustném směru určuje přímka omezující dovolenou pracovní oblast zprava, Obr. 23 Dovolená pracovní oblast udávající nejvyšší přípustné napětí UCE0max určené při tranzistoru nulovém proudu báze. Toto napětí je většinou menší než největší přípustné napětí UCB0 max přechodu kolektor báze tranzistoru (měřené při nulovém proudu emitoru). Při záporném předpětí báze a nulovém proudu kolektoru se přípustná hodnota napětí mezi kolektorem a emitorem zvyšuje a obvykle dosahuje hodnoty blízké U CB0max. Záporné předpětí je určeno největším přípustným napětím mezi emitorem a bázi (v závěrném směru) UEB0 max, platným při nulovém proudu kolektoru. Velikost tohoto napětí je u křemíkových tranzistorů malá a dosahuje hodnoty 5 až 7 V. Na rozdíl od diody lze tranzistor namáhat pouze napětím propustného směru. Při závěrné polaritě napětí by došlo k proražení přechodu báze emitor, a tím ke zničení tranzistoru. Dovolená pracovní oblast je dále omezena přímkou konstantního výkonu Pmax (obr.23). Ztrátový výkon vznikající při provozu tranzistoru nesmí způsobit oteplení přechodů nad maximální přípustnou hodnotu ϑj max, udávanou v technických podkladech tranzistorů jako mezní parametr (hodnotu 125 °C až 200 °C). Hodnota Pmax je udávána pro specifikovanou referenční teplotu pouzdra (obvykle 25 °C). Při praktickém provozu tranzistoru bude teplota pouzdra vždy větší než teplota referenční. Tranzistory je nutno proto chladit a v praxi je nutno počítat se snížením hodnoty ztrátového výkonu. V oblasti vyšších napětí UCE při nenulovém proudu IC je přípustný ztrátový výkon redukován s ohledem na možnost tzv. „druhého průrazu“. Ke druhému průrazu může dojít i při poměrně nízké úrovni ztrátového výkonu, když tranzistor vede proud při poměrně vysokém UCE. K tomuto jevu dochází především při vypínání odporově induktivní zátěže tranzistorovým spínačem.

Dynamické vlastnosti tranzistoru

V katalozích výkonových tranzistorů se jako dynamické parametry udávají spínací časy tranzistorového spínače. Charakteristický průběh proudu kolektoru iC(t) a proudu báze při zapínání a vypínání tranzistoru je na obr. 24. Na obrázku je naznačena zapínací doba tranzistoru ton, sestávající z doby zpoždění td a doby nárůstu tr. Vypínací doba toff obsahuje dobu přesahu ts a dobu poklesu tf. Dynamické parametry jsou ovlivňovány řadou faktorů. Velikost zapínací doby ton se snižuje především s rostoucím buzením tranzistoru. Proto je při zapínání tranzistorového spínače buzen tranzistor zvýšeným proudem IB1. Vypínání tranzistoru se provádí obvykle přivedením záporného proudu IB2, což snižuje především dobu přesahu ts. Dobu ts ovlivňuje rovněž stupeň sycení tranzistoru před jeho vypínáním. Proto je vhodné u sepnutého spínače snižovat proud báze IB v závislosti na proudu IC tak, aby tranzistor pracoval na mezi nasycení UCB = 0, kdy doba ts dosahuje nejmenší hodnoty.

25


Obr. 24 Průběhy zapnutí a vypnutí tranzistoru Nepříznivým důsledkem dynamických jevů je vznik zapínacího a vypínacího ztrátového výkonu, který dosahuje značných hodnot a omezuje frekvenci spínání tranzistorových spínačů řádově do rozsahu několika kHz.

Integrované Darlingtonovy tranzistory

Značnou nevýhodou bipolárních tranzistorů větších výkonů jsou poměrně malé hodnoty proudového zesilovacího činitele, což vyžaduje buzení tranzistoru velkými proudy báze. Proto koncové budicí stupně výkonových tranzistorů využívají často známého Darlingtonova zapojení. Výrobci výkonových tranzistorů dodávají takto zapojené tranzistory ve společném pouzdře. Principiální schéma integrovaného Darlingtonova tranzistoru je na obr. 25. Vstupní budicí tranzistor T1 pracuje jako emitorový sledovač, jehož zátěž tvoří vstupní Obr. 25 Darlingtonovo zapojení tranzistoru odpor hlavního tranzistoru T2. Zapojení má proto a) principiální schéma vyšší proudové zesílení než samotný výkonový b) příklad skutečného schéma zapojení tranzistor a pro sepnutí tranzistoru stačí menší v bezpotenciálovém modulu vstupní proud. To zjednodušuje návrh budicího stupně tranzistorového spínače. Saturační napětí Darlingtonova tranzistoru je dáno součtem saturačního napětí UCEsat tranzistoru budiče a napětí UBEsat výstupního tranzistoru a je proto vyšší než saturační napětí samotného výkonového tranzistoru. Pro zlepšení tepelné stability a dynamického chování jsou užity integrované odpory a dioda D1 umožňující vypínání tranzistoru T2 záporným proudem báze a přivedení záporného napětí na bázi T2 při práci v uzavřeném stavu. Darlingtonovy tranzistory jsou mimo to často vybavovány přídavnou diodou D2, která chrání tranzistor před změnou polarity napětí UCE a zároveň slouží jako zpětná dioda užívaná v mnoha zapojeních měničů. 26


Shrnutí pojmů 1.6. Bipolární výkonový tranzistor v nedávné minulosti splnil úlohu vypínatelného polovodičového spínače pro použití ve výkonových měničích. Zajištění pracovních podmínek ve výkonovém i řídicím obvodu však přinášelo mnohé problémy (omezená dovolená pracovní oblast, sekundární průraz, řízení proudu báze v závislosti na proudu zátěže, optimalizace vypínání), které velmi prodražovaly reálné provedení měničů. Proto je v současnosti bipolární tranzistor nahrazován spínači na bázi unipolárních technologií, zejména spínači s IGBT.

Otázky 1.6. 1. Jaké tranzistory jsou využívány ve výkonové elektronice? 2. Jaké podmínky musí být splněny pro tranzistor v nasyceném stavu? 3. Co vyjadřuje stupeň buzení tranzistoru ? 4. Jaký je vztah mezi stupněm buzení tranzistoru a jeho proudovým zesilovacím činitelem h 21E? 5. Jaké nejvyšší napětí můžeme připojit na tranzistor v rozepnutém stavu? 6. Proč musíme respektovat dovolenou pracovní oblast tranzistoru? 7. Které parametry popisují dynamické parametry tranzistoru? 8. Jak probíhá zapínání a vypínání tranzistoru? 9. Pro jaké spínací kmitočty lze bipolární výkonové tranzistory používat? 10. V čem spočívají výhody a nevýhody použití Darlingtonova zapojení tranzistorového spínače?

1.7. Tranzistory řízené elektrickým polem Čas ke studiu: 1 hodina Cíl


• popsat vlastnosti a aplikovat tranzistory FET

•


Výklad Hlavní (kolektorový) proud každého unipolárního tranzistoru prochází buď jen polovodičem P nebo jen polovodičem N - tedy jen polovodičem s Jedním typem vodivosti. Podle toho jsou rozlišovány tranzistory - s kanálem N - s kanálem P 27

Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku Jak je z dalšího patrné, je průchod proudu kanálem řízen intenzitou elektrického pole. Proto je velmi často pro unipolární tranzistory používán termín tranzistory řízené polem (field effect transistors) se zkratkou FET. Prakticky existují dvě možnosti, jak nechat elektrické pole působit na proudový kanál - buď přes závěrnou vrstvu přechodu nebo přes zvláštní izolační vrstvu. Podle toho se rozeznávají J FET (junction FET) = FET s přechodovým hradlem IG FET (insulated gate FET) = FET s izolovaným hradlem Výkonové J FET využívají specielně upravenou strukturu, kterou v podstatě tvoří tisíce jednotlivých tranzistorů spojených paralelně. Do výkonů přesahujících hladinu např. výkonových stupňů nízkofrekvenčních zesilovačů však nepronikly.

Základní vlastnosti IG FET

U unipolárních tranzistorů s izolovaným hradlem je hradlo od ostatních částí polovodičové struktury odděleno izolací. Tu tvoři vrstva oxidu. Proto se často pro tyto tran zistory použív á o z n a č ení M O S F E T ( met al - o x id - semiconductors). Izolační vrstva podstatně zvyšuje vstupní odpor. Dosahuje se hodnot až 1015 Ω.

Obr. 26 IGFET ochuzovací Sledovaný tranzistor má tři elektrody; Zdrojovou elektrodu S (source - zdroj), která je analogií emitoru u bipolárního tranzistoru a také se někdy označuje E, dále sběrnou elektrodu D (drain odtok), která je analogii kolektoru bipolárního tranzistoru a také se někdy označuje C a konečné hradlo G (gate - hradlo), které odpovídá bázi bipolárního tranzistoru a také se případně označuje B. Rozlišovány jsou dva typy IG FET – ochuzovací a obohacovací. Ochuzovací typ Půchod proudu kanálem N je zde ovlivňován jednak závěrným napětím PN přechodu a jednak napětím uGS . Závěrně napětí PN přechodu je určeno úbytkem napětí při průchodu kolektorového proudu kanálem N. S nárůstem tohoto úbytku dochází ke zvětšování nevodivé vrstvy PN přechodu (vyznačené na obr. 26 tečkovaně) a tím ke zužováni vodivé části kanálu. Proto také při dosažení určité hranice kolektorového proudu dochází k uzavření kanálu a napětí na tranzistoru uDS začne prudce stoupat. Zmíněnou hranici proudu určuje opět napětí uGS . Je-li toto napětí záporné, vypudí se z oblasti G záporné nosiče náboje(vyznačeno také tečkovaně), takže k uzavření kanálu dojde, vlivem "ochuzení" kanálu o záporné náboje, při menším proudu kolektoru. Obohacovací typ představuje struktura, která je, pro variantu s kanálem N, zjednodušeně naznačena na obr. 27. Princip spínáni se zde poněkud odlišuje od předchozích typů. Je-li u DS > 0 a u GS = 0, 28

Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku nemůže strukturou procházet proud, neboť je mu v cestě závěrné polarizovaný PN přechod. Začne – li se uGS zvětšovat do kladných hodnot, pak se v okolí G z vrstev P odpuzují volné kladné díry a na jejich místo se z oblasti N rozšiřují volné elektrony. Tím se mezi částí N na straně D a částí N na straně S začínají vytvářet elektronové vodivé kanály. Když uGS dosáhne hodnoty tzv. prahového napětí, která bývá 0,25 až 5 V, jsou tyto kanály ve stavu, který umožňuje průchod proudu mezi elektrodami D a S. S dalším nárůstem uGS se kanály rozšiřují a pří stejném uDS umožňují průchod většího proudu. Na obr 27 jsou vodivé části struktury P (kanály) vyznačeny bíle a nevodivé tečkovaně.

Obr. 27 IGFET obohacovací Protože zmíněné kanály vznikají obohacováním tenkých vrstev P volnými elektrony, je pro sledovaný typ tranzistoru používán termín obohacovací. Zbývá dodat, že velmi jednoduchou úpravou struktury IG FET na tvar naznačený na obr. 28 se získá součástka s integrovanou antiparalelní diodou.

Obr. 28 IGFET s integrovanou antiparalelní diodou Výkonové IG FET jsou vesměs obohacovacího typu. V podstatě jde o integrované paralelní spojení struktur z obr.27 nebo 28. Jednou z nejvýkonnějších variant je tzv. hexfet. U něj mají jednotlivé buňky (se strukturou podle obr. 27 nebo 28) tvar šestiúhelníka, což umožňuje jejich integrované sestaveni s vysokou hustotou - až 105 buněk na cm2.

29

Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku Statické VA charakteristiky IG FET jako příklad jsou na obr. 29 uvedeny typické výstupní charakteristiky. Formální teorie související se statickými charakteristikami ještě není u FET tak propracována jako u bipolárních tranzistorů.

Obr. 29 Výstupní charakteristiky IGFET Dynamické vlastnosti IG FET poměry pri spínání odporové zátěže jsou naznačeny na obr. 30. Z části b) tohoto obr. je patrné, jak jsou definovány zapínací (ton) a vypinací (toff ) doba a i ostatní doby - doba zpoždění při zapnutí (tdon), doba nárůstu tr , doba přesahu (tdoff ) a doba poklesu tf . V souvislosti s dynamickými vlastnostmi je třeba upozornit na poměrně velké parazitní kapacity (CGS, CGD, CDS na obr. 30a), které jsou důsledkem struktury IG FET. Při zapínáni tranzistoru, když se na vstupní obvod přiloží vstupní napětí UG , se napřed nabíjí vstupní kapacita. Chvíli trvá. než napětí na ní dosáhne hodnoty tzv. prahového napětí UGS(th) (th. . . threshold voltage - prahové napětí). Teprve při něm se tranzistor začíná otevírat. Maximální hodnota nabíjecího proudu vstupní kapacity je určena velikostmi UG a RG (obr. 30) . Zdroj u musí být na tuto hodnotu proudu dimenzován, i když ve statických stavech žádný proud hradlovým obvodem neprochází. Z uvedeného je také patrný určitý vliv RG na zapínací dobu tranzistoru. Zbývá dodat, že při spínáni zátěže obsahující indukčnost vychází proudové a napěťové poměry na součástce analogicky jako u bipolárního tranzistoru.

30


Obr. 30 Spínání odporové zátěže

Provozní vlastnosti IG FET

Napěťová zatížitelnost se udává největší přípustnou velikosti UDS . Ta dosahuje hodnot až 1000 V. Platí ovšem, že velké napěťové zatížitelnosti se dosahuje jen na úkor proudové zatížitelnosti. Sériové řazeni IG FET se nepraktikuje. Proudová zatižitenost se udává maximálním trvalým kolektorovým proudem ID , který je v katalogu doplňován příslušnou teplotou pouzdra T C a příslušným napětím U GS . S o u č á s t k y n a n e j v y š š í p r o u d y j s o u i n t e g r o v á n y s antiparalelní diodou. V této kombinaci je dosahováno hodnot ID až 300A. Přípustné špičkové hodnoty proudu impulsního charakteru jsou ještě vyšší a udávají se pod označením IDM . Velkou předností IG FET, ve srovnání s bipolárními, je tepelná stabilita (s narůstající teplotou klesá kolektorový proud), která umožňuje paralelní řazení součástek. Nevýhodou IGFET oproti bipolárním je větší zbytkové napětí. V souvislosti s tím se udává u IGFET tzv. ekvivalentní odpor součástky v zapnutém stavu R DS(on) . Zbytkové napětí pak z ř e j m ě j e R DS(on) I D . Dynamické vlstnosti IG FET jsou lepší než u bipo1árních součástek. Zapínací i vypínací doba je zde menší než 1 µs a to umožňuje provozní kmitočty až desítky kHz. Nespornou výhodou IG FET oproti bipolárním jsou také nepatrné řídicí výkony. Ke katalogovým údajům charakterizujícím dynamické parametry patři i vstupní kapacita tranzistoru pod označením Ciss (stovky pF) a tzv. totální náboj hradla QG (stovkv nC). Totální ztrátový výkon IGFET Je udáván pod označením PD a doplňován příslušnou teplotou pouzdra TC . Hodnota PD má stejný význam jako Ptot u bipolárních tranzistorů. 31


Shrnutí pojmů 1.7. Z mnoha typů polem řízených tranzistorů se ve výkonové elektronice nejvíce používá IGFET (MOSFET) obohacovacího typu s kanálem N nebo P. Oproti bipolárnímu tranzistoru má dynamické parametry podstatně lepší, rovněž řídicí výkony tohoto tranzistoru jsou menší. Podstatný vliv na dynamické parametry má (díky vstupní kapacitě) rezistor zařazený do obvodu řídicí elektrody. Tranzistor umožňuje rovněž paralelní řazení.

Otázky 1.7. 1. Jaké typy FET tranzistorů se používají ve výkonové elektronice? 2. Proč je možné paralelní řazení MOSFET tranzistorů? 3. Co vyjadřuje parametr R DS(on) ? 4. Jaký vliv mají parazitní kapacity? 5. Pro jaké spínací kmitočty lze použít unipolární výkonové tranzistory?

1.8. Tranzistory IGBT Čas ke studiu: 30 minut Cíl


• popsat vlastnosti a aplikovat IGBT

•


Výklad IGBT (insulated gate bipolar transistors) je integrovaná kombinace unipolární a bipolární součástky. Čip tranzistoru má hradlo izolované tenkou oxidovou vrstvou stejně, jako výkonový MOSFET. Na kolektorové straně je vytvořen PN přechod, který injektuje minoritní nosiče do kanálu, když je IGBT sepnut. Tím se výrazně sníží ztrátový výkon v sepnutém stavu (malý úbytek napětí).

Základní vlastnosti

Nejjednodušší ze struktur IGBT je možno znázornit náhradním schématem naznačeným na obr. 31a. z tohoto schématu jsou patrné vlastnosti. Proudová a napěťová zatížitelnost je určena bipolární částí, řiditelnost unipolární částí součástky. Spínání bipolárního tranzistoru je zde řízeno nevýkonovým napěťovým signálem. Statické VA charakteristiky Jako příklad jsou na obr. 32 uvedeny typické výstupní VA charakteristiky IGBT. Parametrem je napětí řídicí elektrody UGE. Dynamické vlastnosti 32

Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku Zapínací (ton ) a vypínací (toff ) doba jsou definovány tak, jak je naznačeno na obr. 31c. Ve srovnání s IGFET jsou zapínací i vypínací doba jen nepatrně větší. Podobně jakc u IGFET se i zde projevuje poměrně velká vstupní kapacita tranzistoru, kterou je pak třeba respektovat vhodnou volbou RG a vhodným dimenzováním zdroje UG . I u typů na největší napětí a proudy jsou udávány zapínací a vypínací doby nejvýše cca 2 µs. Tyto hodnoty umožňují spínací kmitočty desítky kHz. Stejně jako u IGFET jsou i pro IGBT udávány vstupní kapacita (tisíce pF) a totální náboj hradla (stovky nC).

Zatížitelnost - provozní parametry

Proudová a napěťová zatížitelnost se udávají podobně jako u bipolárních tranzistorů, ve srovnáni s IGFET jsou napěťová i proudová zatížitelnost, vyšší, I u tranzistorů na nejvyšší kolektorové proudy (až 1000 A) se dosahuje velké napěťové zatížitelnosti (až 1200 V). Součástky s proudovou zatížitelností nad 100 A jsou zpravidla vyráběny jen s integrovanou antiparalelní diodou. Zbytkové napětí IGBT je poněkud menší než u IGFET a poněkud větší než u bipolárních tranzistorů. Totální ztrátový výkon. je udáván stejně jako u bipolárních tranzistorů a doplňován. příslušnou teplotou pouzdra.

Obr. 31 Náhradní schéma a dynamické vlastnosti IGBT

33


Obr. 32 Výstupní charakteristiky IGBT

Shrnutí pojmů 1.8. IGBT je v současnosti nejpoužívanějším tranzistorovým spínačem ve výkonové elektronice. Spojuje v sobě výhodné vlastnosti výkonové části bipolárního tranzistoru a řídicí části unipolárního tranzistoru. Prosazuje se v měničích středních a velkých výkonů.

Otázky 1.8. 1. Z jakých dvou základních částí se skládá IGBT tranzistor? 2. Jaké jsou základní a provozní vlastnosti IGBT? 3. Jaké jsou dynamické parametry IGBT ve srovnání s MOSFET a s bipolárním tranzistorem? 4. Na jaké vlastnosti má vliv rezistor RG v obvodu řídicí elektrody ?

Další zdroje Vondrášek, F.: Výkonová elektronika - I. svazek, ZČU Plzeň 1994

34

Výkonové polovodičové měniče

2. 2.1

VÝKONOVÉ POLOVODIČOVÉ MĚNIČE Základní rozdělení měničů Čas ke studiu: 1 hodina Cíl


• definovat pojem stejnosměrný a střídavý měnič

Výklad Výkonové polovodiče měniče mění parametry elektrické energie (vstupní na výstupní), zejména napětí (střední hodnota) a u střídavých i kmitočet.

Obr. 2.1.1

Základní dělení měničů

Na obr. 2.1.1 je schematicky uvedeno základní rozdělení výkonových polovodičových měničů s ohledem na parametry elektrické energie na vstupní a výstupní straně měniče. 35

Výkonové polovodičové měniče U1 U2 U3 U4

Usměrňovač Stejnosměrný měnič napětí Střídač Střídavý měnič napětí (nebo kmitočtu)

Na obr. 2.1.2 je pak detailněji uvedeno rozdělení těchto měničů i s ohledem na směr toku výkonu (proudu).

Obr. 2.1.2

Základní dělení měničů

Shrnutí pojmů 2.1. Usměrnovač, stejnosměrný měnič napětí, střídač, střídavý měnič napětí nebo kmitočtu.

36


Otázky 2.1. 1. Nakreslete blokové schémata jednotlivých probíraných výkonových měničů.

2.2

Řízené usměrňovače Čas ke studiu: 3 hodiny Cíl


• definovat pojem řízený usměrňovač

Výklad

Jednofázový můstkový usměrňovač

Jednofázový můstkový usměrňovač lze považovat za dva sériově zapojené dvoupulzní uzlové usměrňovače – obr. 2.2.1. Horní dvojice tyristorů V1, V3 slouží pro usměrňování kladných půlvln napájecího napětí a dolní dvojice V2, V4 usměrňuje záporné půlvlny. Na obr. 2.2.1 jsou naznačeny průběhy obou usměrněných napětí pro α = 0°. Z obr. 2.2.1 je rovněž zřejmé, že jednofázový můstkový usměrňovač uskutečňuje dvoupulzní usměrnění.

Obr. 2.2.1

Jednofázový můstkový usměrňovač

37

Výkonové polovodičové měniče Střední hodnota usměrněného napětí je: π

U dAV (0) =

2 2 2 U m sin ωt dωt = U RMS = 0,9 ⋅ U RMS ∫ 2π 0 π

kde Um je amplituda a URMS je efektivní hodnota napájecího napětí sinusového průběhu. Dále nás bude zajímat, jak závisí velikost střední hodnoty výstupního napětí na řídicím úhlu pro různé typy zátěže. Ve výkonové elektronice je to nejčastěji zátěž odporová (R) a odporově induktivní (RL). Střední hodnota napětí při odporové zátěži bude podle obr. 2.2.2.

U dAV (α ) =

π

2 2 1 + cos α U m sin ωt dωt = U RMS (1 + cos α ) = U dAV (0) ∫ 2π α π 2

Obr. 2.2.2

Výstupní napětí 1f usměrňovače na odporové zátěži

Stejný vztah pro střední hodnotu napětí a časový průběh napětí podle obr. 2.2.2 bude platit i v případě tzv. „polořízeného usměrňovače“, který vznikne nahrazením jedné ze dvojic tyristorů (V1+V3, V2+V4, V1+V4 nebo V2+V3) usměrňovacími diodami. Pro obecnou RL zátěž je analytické určení střední hodnoty výstupního napětí poněkud obtížné (mimo řídicího úhlu je zapotřebí znát i časovou konstantu zátěže), ale dá se říci, že bude nižší než při odporové zátěži. Můžeme však určit průběh výstupního napětí pro případ spojitého proudu zátěže, který nastává např. pro zátěž s velkou časovou konstantou (obr. 2.2.3).

Obr. 2.2.3 Výstupní napětí 1f usměrňovače na RL zátěži

2 U dAV (α ) = 2π

α +π

∫U

m

sin ωt dωt = U dAV (0 )cos α

α

38

Výkonové polovodičové měniče Grafickým vyjádřením předchozích vztahů získáme řídicí charakteristiky dvoupulzního usměrňovače (obr. 2.2.4).

Obr. 2.2.4

Řídicí charakteristiky dvoupulzního usměrňovače

Třífázové usměrňovače

Třífázový uzlový usměrňovač

Je-li k dispozici třífázová napájecí síť, využívají se převážně třífázové usměrňovače, neboť jejich výstupní napětí je zvlněno méně, než u usměrňovačů jednofázových. Třífázový uzlový usměrňovač vytváří usměrněné napětí ze tří fázových napětí. V současnosti se příliš nevyužívají. Možné zapojení tohoto usměrňovače je uvedeno na obr. 2.2.5.

Obr. 2.2.5

Zapojení třífázového uzlového usměrňovače a)

vlastní zapojení

b) průběhy napětí na zátěži

39


Třífázový můstkový usměrňovač Třífázový můstkový usměrňovač lze považovat za dva sériově zapojené trojpulzní uzlové usměrňovače – obr. 2.2.6. Horní trojice tyristorů V1, V3, V5 slouží pro usměrňování kladných půlvln napájecího napětí a dolní trojice V2, V4, V6 usměrňuje záporné půlvlny. Na obr. 2.2.6 jsou naznačeny průběhy obou usměrněných napětí pro α = 0°. Z obr. 2.2.6 je rovněž zřejmé, že trojfázový můstkový usměrňovač uskutečňuje šestipulzní usměrnění.

Obr. 2.2.6

Konstrukce napětí trojfázového usměrňovače

Střední hodnota usměrněného napětí je :

6 2π

U dAV (0) =

2π 3

∫ π

3U m sin ωt dωt =

3 6

π

U RMS = 2,34 ⋅ U RMS

3

kde Um je amplituda a URMS je efektivní hodnota fázového napájecího napětí sinusového průběhu. Dále nás bude zajímat, jak závisí velikost střední hodnoty výstupního napětí na řídicím úhlu pro různé typy zátěže. Ve výkonové elektronice je to nejčastěji zátěž odporová (R) a odporově induktivní (RL). Při analýze činnosti usměrňovače s odporovou zátěží zjistíme, že v intervalu 0°<α<60° je proud zátěží spojitý a v intervalu 60°<α<120° nespojitý. Střední hodnota napětí při spojitém proudu je:

U dAV (α ) =

6 2π

α+

2π 3

∫π

α+

3U m sin ωt dωt =

3 6

π

U RMS ⋅ cos α = U dAV (0 ) ⋅ cos α

3

V režimu přerušovaného proudu pro odporovou zátěž bude:

U dAV (α ) =

6 2π

π

∫π

α+

3U m sin ωt dωt =

⎡ ⎡ π ⎞⎤ π ⎞⎤ ⎛ ⎛ U RMS ⋅ ⎢1 + cos⎜ α + ⎟⎥ = U dAV (0 ) ⋅ ⎢1 + cos⎜ α + ⎟⎥ π 3 ⎠⎦ 3 ⎠⎦ ⎝ ⎝ ⎣ ⎣

3 6

3

40

Výkonové polovodičové měniče Řídicí charakteristika usměrňovače s odporovou zátěží se tedy skládá ze dvou křivek, které se stýkají pro α = 60°, což je mez spojitosti proudu. Stejně jako u jednofázového usměrňovače je pro obecnou RL zátěž analytické určení střední hodnoty výstupního napětí obtížné. Pokud bude proud zátěží spojitý, je střední hodnota napětí opět U dAV (α ) = U dAV (0 )cos α . Při přerušovaném proudu bude střední hodnota napětí nižší než při odporové zátěži. Výsledné řídicí charakteristiky jsou na obr. 2.2.7.

Obr. 2.2.7

Řídicí charakteristiky trojfázového usměrňovače

Na rozdíl od jednofázového řízeného usměrňovače lze u vícepulzních (vícefázových usměrňovačů) zajistit nepřerušovaný proud i při odporové zátěži. Analyticky lze odvodit, že musí být splněna podmínka, kdy úhel

α≤

π

2

−

π

q

, kde q je počet pulzů výstupního napětí usměrňovače. Snadno lze taky dokázat, že pro jednulzní

usměrňovač musí být

α = 0 , pro trojpulzní je α ≤

π 6

a pro šestipulzní je

α≤

π 6

.

Při dodržení režimu spojitých proudů je pak možné pro střední hodnotu usměrněného napětí odvodit vztah:

U dα = U d 0 cos α Ud0 = Um kde

q

π

sin

π q

U dα

střední hodnota usměrněného napětí

α

řídicí úhel usměrňovače

Um

maximální hodnota usměrňovaného napětí (u šestipulzního usměrňovače jde o sdruženou hodnotu !!!)

q

počet pulzů výstupního napětí

Na obr. 2.2.8 jsou uvedeny zatěžovací charakteristiky řízeného usměrňovače pro různé řídicí úhly α pro režim přerušovaných (OPP) a spojitých (ONP) proudů. Hodnota ∆U d udává rozdíl mezi ideálním a skutečným výstupním napětím usměrňovače.

41


Obr. 2.2.8

Zatěžovací charakteristiky řízeného usměrňovače

Shrnutí pojmů 2.2. Řízený usměrňovač, můstkové a uzlové zapojení, spojitý a přerušovaný proud, zatěžovací charakteristiky.

Otázky 2.2. 1. Popište rozdíly mezi neřízeným, polořízeným a řízeným usměrňovačem 2. Uveďte výhody použití šestipulzního usměrňovače vúči trojpulznímu 3. Může vzniknout na odporové zátěži režim spojitých proudů a kdy? 4. Co se stane, jestliže bude v režimu spojitých proudů úhel α > 900 ?

42


2.3

Stejnosměrné měniče napětí (pulzní měniče) Čas ke studiu: 2 hodiny Cíl


• specifikovat základní problematiku, týkající se pulzních měničů napětí

Výklad

Pulzní měnič pro snižování napětí (jednokvadrantový pulzní měnič)

Obr 2.3.1 Pulzní měnič s RL zátěží Stejnosměrné (pulzní) měniče slouží k řízení velikosti stejnosměrného napětí. V nejjednodušším případě může být měnič tvořen pouze jedním spínačem (obr. 2.3.1). Při periodickém spínání se na zátěži objevují pulzy napětí velikosti U a trvání tz . Tyto pulzy jsou odděleny intervaly nulového napětí o trvání tv, kdy je měnič vypnut a na vedení proudu se podílí nulová dioda V0. Střední hodnota výstupního napětí je

U ZAV = U

tz =U ⋅z T

kde z je tzv. zatěžovatel nebo poměrná doba zapnutí. Zvlnění proudu je ∆i z = I 2 − I1 =

U z (1 − z ) . f ⋅L

43


Pulzní měnič pro zvyšování napětí

Obr.2.3.2

Pulzní měnič pro zvyšování napětí

Na obr. 2.3.2 je uvedeno schéma zapojení pulzního měniče pro zvyšování napětí, na obr. 2.3.3 jsou pak průběhy napětí a proudu, které odpovídají zapojení tohoto měniče. Pro střední hodnotu napětí na zátěži platí:

U z = U 1 (1 − z ) Pro správnou činnost měniče musí zátěž obsahovat zdroj protinapětí U i .

Obr. 2.3.3

Průběhy napětí a proudu na měniči pro zvyšování napětí

44

Výkonové polovodičové měniče Na obr. 2.3.4 je zapojení čtyřkvadrantového pulzního měniče používaného pro napájení zejména stejnosměrných servomotorů s permanentními magnety. Na obr. 2.3.5 jsou pak odpovídající průběhy napětí a proudů.

Obr. 2.3.4

Obr. 2.3.5

Zapojení čtyřkvadrantového pulzního měniče

Průběhy veličin při bipolárním obousměrném řízení čtyřkvadrantového pulzního měniče

45


Shrnutí pojmů 2.3. Pulzní měnič pro snižování a zvyšování napětí, střední hodnota výstupního napětí měniče, zatěžovatel.

Otázky 2.3. 1. Specifikujte pojem „zatěžovatel“ u pulzního měniče. 2. Jaké jsou podmínky pro činnost pulzního měniče pro zvyšování napětí. 3. Specifikujte výhody a nevýhody Plzních měničů pro napájení stejnosměrných motorů ve srovnání s řízenými usměrňovači.

2.4

Měniče napětí pro napájení střídavých motorů Čas ke studiu: 2 hodiny Cíl


• specifikovat základní problematiku, týkající se střídavých měničů napětí • vysvětlit možnosti použití měničů střídavého napětí v oblastech průmyslové elektroniky

Výklad

Střídavé měniče napětí

Střídavé měniče napětí jsou používány k řízení napětí a tím i proudu a výkonu na střídavé straně zátěže. Používají se zejména pro řízení výkonu elektrotepelných spotřebičů (elektrické odporové pece, domácí tepelné spotřebiče), pro řízení svítivosti svítidel, pro měkké spouštění střídavých motorů velkých výkonů a pro řízení rychlosti univerzálních komutátorových motorů. Dále můžeme jmenovat svařování a tavení kovů.

Jednofázový střídavý měnič

Na obr. 2.4.1 je zapojení jednofázového měniče. Skládá se z dvojice antiparalelně zapojených tyristorů, které je možné nahradit jedním triakem. Každý z tyristorů vede proud v jedné půlperiodě střídavého napětí.

46


Obr. 2.4.1

Jednofázový střídavý měnič napětí

Analýzu chování měniče je vhodné nejdříve provést pro jednoduché zátěže. Měnič s odporovou zátěží neobsahuje indukčnost, takže proud má stejný tvar jako napětí – obr. 2.4.2. Velikost efektivní hodnoty napětí na zátěži lze jednoduše stanovit:

U ZRMS

2 = 2π

2

π

∫ (U α

m

sin ωt ) dωt = U 1 −

α sin 2α + π 2π

Tento vztah je zároveň řídicí charakteristikou měniče s odporovou zátěží.

Obr. 2.4.2

Průběhy napětí a proudu měniče s odporovou zátěží

Průběhy obvodových veličin pro měnič s čistě induktivní zátěží jsou na obr. 2.4.3. Interval vedení proudu je v tomto případě dvojnásobný oproti R zátěži při stejném řídicím úhlu. Při zmenšování řídicího úhlu nastane pro α = 90° spojení proudových pulzů a na zátěži se objeví celý sinusový průběh napájecího napětí. Měnič je plně otevřen a dalším zmenšováním úhlu α již jej není možné regulovat. Efektivní hodnota napětí na zátěži bude 2 krát větší než při odporové zátěži, protože se zde dvakrát opakuje stejný napěťový pulz (jednou kladný a jednou záporný).

U ZRMS = U 2(1 −

47

α sin 2α + ) π 2π


Obr. 2.4.3

Obr 2.4.4.

Průběhy napětí a proudu měniče s indukční zátěží

Řídicí charakteristiky jednofázového měniče

Oba vztahy odvozené v této kapitole jsou řídicími charakteristikami měniče pro R resp. L zátěž. Charakteristika pro obecnou RL zátěž bude ležet mezi nimi – obr. 2.4.4.

Třífázový střídavý měnič

Obr. 2.4.5

Třífázový střídavý měnič napětí 48

Výkonové polovodičové měniče Schéma zapojení trojfázového měniče napětí je na obr 2.4.5. Je třeba si všimnout, že uzel zátěže není propojen s uzlem zdroje! Pokud by tomu tak bylo, měnič by pracoval jako tři měniče jednofázové. Při analýze činnosti zjistíme, že existuje pět možných taktů: sepnuty všechny tři fáze, tři kombinace sepnutých dvou fází a takt, kdy není sepnuta žádná fáze. Ve kterém taktu bude měnič pracovat záleží jednak na řídicím úhlu a jednak na druhu zátěže. Jako příklad uvedeme průběh fázového napětí na odporové a na indukční zátěži.

Obr. 2.4.6

Průběh napětí třífázového měniče na odporové a indukční zátěži

Na odporové zátěži se při α = 30° střídají intervaly vedení dvou a tří tyristorů. Stejně je tomu i při zátěži indukční pro α = 105°.

Shrnutí pojmů 2.4. Jednofázový a třífázový střídavý měnič napětí, řídicí charakteristika měniče

Otázky 2.4. 1. Uveďte možnosti použití střídavých měničů napětí. 2. Jaký bude rozdíl při regulaci intenzity svitu žárovky na napětí 230V/50 Hz při napájení z jednofázového střídavého měniče napětí a jednopulzního řízeného usměrňovače? Jaký bude rozsah regulace výkonu?

49


2.5

Měniče kmitočtu Čas ke studiu: 4 hodiny Cíl


• specifikovat základní problematiku, týkající se měničů kmitočtu • vysvětlit rozdíl mezi nepřímým a přímým měničem kmitočtu • vysvětlit základní způsoby modulace výstupního napětí

Výklad

Nepřímé měniče kmitočtu

Nepřímé měniče kmitočtu přenášejí výkon mezi dvěma systémy rozdílné frekvence. Nepřímý měnič kmitočtu se skládá z usměrňovače, který vstupní střídavé napětí a proud o vstupním kmitočtu f1 usměrní a ze střídače, který usměrněné napětí a proud rozstřídá na požadovaný kmitočet f2 . Vstupní a výstupní obvody jsou odděleny stejnosměrným meziobvodem. Tím je umožněno řízení výstupní frekvence nezávisle na kmitočtu vstupním.

Nepřímý měnič kmitočtu s proudovým střídačem

Základní uspořádání měniče kmitočtu s proudovým střídačem je na obr. 2.5.1. Stejnosměrný obvod obsahuje tlumivku Lf . Proud ve stejnosměrném obvodu je díky této velké indukčnosti tlumivky téměř ideálně vyhlazen. Usměrňovač je nejčastěji plně řízený, zpravidla třífázový v můstkovém zapojení. Pro zaručení energetické obousměrnosti stačí dvou kvadrantové provedení. Střídač je proudový, zpravidla třífázový, ale může být i jednofázový. Řízení je pulzně šířkové, může být i obdélníkové.

Obr. 2.5.1

Struktura nepřímého měniče kmitočtu s proudovým střídačem

50


Obr. 2.5.2

Obr. 2.5.3

Nepřímý měnič kmitočtu s proudovým střídačem

Spínací diagram a průběhy fázových proudů motoru při napájení z proudového střídače (idealizované průběhy)

51


Nepřímý měnič kmitočtu s napěťovým střídačem Základní uspořádání měniče kmitočtu s napěťovým střídačem je na obr. 2.5.3. Na vstupu měniče je neřízený usměrňovač, což je konstrukčně i ekonomicky nejvýhodnější. Ve stejnosměrném meziobvodu je kondenzátor. Ten lze považovat za zátěž pro usměrňovač a současně jako zdroj energie pro napěťový střídač. Spínače VT1 až VT6 jsou pro malé a střední výkony tvořeny nejčastěji tranzistory IGBT a pro velké výkony GTO tyristory.

Obr. 2.5.3

Struktura nepřímého měniče kmitočtu s napěťovým střídačem

Jak je zřejmé z obr. 2.5.3, je možné tento nepřímý měnič kmitočtu použít i jako měnič počtu fází. Této možnosti se často používá pro napájení malých třífázových motorků s napětím 3x 231 V v zapojení do trojúhelníku, přičemž vlastní měnič je napájen z jednofázové napájecí sítě 231V/50 Hz. Na obr. 2.5.4 je uvedeno principielní zapojení výkonové části jednofázového střídače, na obr. 2.5.5 pak zapojení výkonové části třífázového měniče kmitočtu s napěťovým střídačem.

Obr. 2.5.4

Napěťový střídač v můstkovém zapojení

52


Obr. 2.5.5

Třífázový měnič kmitočtu s napěťovým střídačem

Metody řízení výstupního napětí

Rozbor řízení výstupního napětí bude nejdříve proveden pro jednofázový střídač (viz. obr. 2.5.4). Zapojení obsahuje čtyři polovodičové spínače tvořené antiparalelním spojením výkonového tranzistoru Q1 až Q4 a nulové diody D1 až D4. Toto zapojení je v odborné literatuře označováno jako tzv. "můstkové zapojení. Na vstupní straně tohoto můstku je připojeno stejnosměrné napětí o konstantní hodnotě U na výstupní straně je připojena zátěž Z. Tuto zátěž může v nejjednodušším případě představovat ideální odpor, v obecném případě jde o zátěž typu RL s kladnou či zápornou hodnotou protinapětí, případně může být tato zátěž tvořena jednofázovým střídavým motorem. Jednotlivé ideální polovodičové spínače (pro označení v dalším textu pouze spínače), mohou vést proud vždy maximálně po dobu jedné půlperiody. Jestliže se relativní čas doby sepnutí spínačů vyjádří v úhlové míře základní harmonické složky výstupního napětí uz1, tak se úhel vedení spínačů maximálně rovná π. V tomto případě se používá název "střídač s dobou sepnutí 180o". Úhel vedení spínačů je pochopitelně možno zmenšovat. Střídač má pak dobu vedení např. 150o, 120o, popřípadě jinou dobu vedení. Průběh výstupního napětí při době sepnutí 180o je uveden na obr. 2.5.6.

Obr. 2.5.6

Průběh výstupního napětí střídače při době sepnutí 180o

53

Výkonové polovodičové měniče V dalším textu bude uvedeno, že právě v závislosti na době vedení spínačů závisí obsah vyšších harmonických složek v napětí uz. Pro zjednodušení bude ve všech dále analyzovaných případech uvažováno s frekvencí výstupního napětí střídače f = 50 Hz a tedy dobou jedné periody T = 20 ms = 2π. Vzhledem k tomu, že ve všech dále analyzovaných případech půjde o periodicky se opakující průběh (funkci), výstupního napětí, lze dokázat, že tato funkce splňuje tzv. obecné Dirichletovy podmínky a je možné vytvořit Fourierův rozvoj výstupního napětí uz a tím vlastně nahradit výše uvedený průběh součtem řady jednotlivých harmonických, obsažených v křivce výstupního napětí. Aplikací Fourierova rozvoje na danou funkci lze získat následující vztah:

u z (ω z t ) =

4U

π

∞

1

∑ 2n − 1 sin (2n − 1)ω t z

n =1

Na obr. 2.5.7 pak je znázorněn podíl vyšších harmonických k základní harmonické pro n = 20.

Obr. 2.5.7

Poměr Un/U1 pro n = 20 a dobu vedení 180o

Na obr. 2.5.8 je průběh výstupního napětí střídače, které odpovídá době vedení 120o, na obr. 2.5.9 je pak opět znázorněn podíl vyšších harmonických k základní harmonické pro n = 20.

54


Obr. 2.5.8

Průběh výstupního napětí střídače při době sepnutí 120o

Poměr Un/U1 pro n = 20 a dobu vedení 120o

Obr. 2.5.9

Pro Fourierův rozvoj v tomto případě platí:

u z (ω z t ) =

4U

π

∞

1

⎡ (2n − 1)π ⎤ ⎥⎦ sin (2n − 1)ω z t 6

∑ 2n − 1 cos ⎢⎣ n =1

Na základě analyzovaných průběhů lze jednoznačně konstatovat, že spektrum výstupního napětí při době vedení 120o je z hlediska podílu vyšších harmonických podstatně příznivější než při době vedení 180o. V uvedeném spektru totiž mimo jiné úplně chybí třetí harmonická a její násobky. Z těchto důvodů je (pokud to okolnosti umožňují) výhodné používat u jednofázových střídačů řízení s dobou vedení 120o.

55


Řízení velikosti výstupního napětí U obou předcházejících případů lze jednoduše odvodit vztah pro určení efektivní hodnoty napětí na zátěži: 2π

U ze =

1 U 2 (ω z t )dω z t 2π ∫0

Z uvedeného vztahu a výše uvedených průběhů vyplývá, že možnost řízení velikosti efektivní hodnoty výstupního napětí je v zásadě dvojí a to buď změnou amplitudy napětí U na stejnosměrné straně střídače (což je možnost prakticky velmi málo použitelná) nebo změnou doby sepnutí (vedení) jednotlivých spínačů. Vzhledem k tomu, že z hlediska tvaru křivky výstupního proudu u obecné RL zátěže není možné provádět řízení výstupního napětí libovolným zkracováním doby sepnutí, používá se pro tento případ tzv. pulzně šířková (PWM) modulace výstupního napětí, v našem případě modulace sinus-trojúhelníková. Princip činnosti je zřejmý z obr. 2.5.10 a 2.5.11, který označíme jako modulaci bipolární, respektive z obr. 2.5.12 a 2.5.13, kde půjde o modulaci unipolární.

Obr.2.5.10

Princip zapojení bipolárního modulátoru

Vstupní napětí U1 je napětí sinusového průběhu, v našem případě o kmitočtu 50 Hz s proměnnou amplitudou U1m = 0 ÷ 1U 2 m , v námi analyzovaném případě je U1m = 0,9 U2m. Napětí U2 je pak napětí pilovitého průběhu s kmitočtem 250 Hz. Ve skutečnosti bývá tento kmitočet podstatně větší, uvedená hodnota slouží pouze pro přehlednou demonstraci řešené problematiky. Na základě porovnání těchto napětí v komparátoru, tvořeném IC1A pak dochází k sepnutí odpovídajících spínačů (viz. obr.2.5.4). Průběhy jednotlivých napětí a průběh výstupního napětí je uveden na obr. 2.5.11.

56


Obr. 2.5.11

Průběhy vstupních napětí U1 , U2 a napětí na zátěži Uz u bipolární modulace

Obr. 2.5.12

Princip zapojení unipolárního modulátoru

Na obr. 2.5.12 je uveden princip zapojení unipolárního modulátoru, který pro komparaci s napětím pilovitého průběhu používá dvě napětí sinového průběhu, vzájemně posunutých o 180o. Průběhy jednotlivých napětí a průběh výstupního napětí je uveden na obr. 2.5.13.

57


Obr.2.5.13

Průběhy vstupních napětí U1 ,-U1 , U2 a napětí na zátěži Uz u unipolární modulace

Obdobným způsobem je možné realizovat modulaci výstupního napětí u třífázového střídače. Detailnější představu je možné získat na základě následujících obrázků.

Obr. 2.5.14

Časové průběhy výstupního napětí a proudu u třífázového napěťového střídače s pulzně šířkovou modulací

58


Obr. 2.5.15

Časové průběhy fázových napětí a proudů (modulační kmitočet 2,7 kHz)

59


Přímé měniče kmitočtu – cyklokonvertory

Hodí se zejména pro napájení synchronních motorů s budicím vinutím, které jsou využívány u pomaluběžných střídavých pohonů velkého výkonu. • Výstupní kmitočet cyklokonvertoru je z principu vždy podstatně nižší než kmitočet vstupní (v praxi poloviční nebo i menší) • Z důvodu velkého počtu tyristorů se hodí zejména na velké výkony • Dynamika těchto měničů je horší než u tranzistorových napěťových střídačů Trojfázový cyklokonvertor sestává ze tří čtyřkvadrantových řízených tyristorových usměrňovačů v antiparalelním zapojení (obr. 2.5.16).

Obr. 2.5.16

Zapojení třífázového cyklokonvertoru

60


Obr. 2.5.17

Průběh veličin cyklokonvertoru s obdélníkovým řídicím napětím při zátěži R, L

Shrnutí pojmů 2.5. Měnič frekvence, měnič počtu fází, přímý a nepřímý měnič frekvence, proudový a napěťový střídač, bipolární a unipolární modulace výstupního napětí.

Otázky 2.5. 1. Nakreslete a popište blokové schéma nepřímého měniče kmitočtu s proudovým střídačem. 2. Nakreslete a popište blokové schéma nepřímého měniče kmitočtu s napěťovým střídačem. 3. Vysvětlete pojem „měnič počtu fází“ v souvislosti s nepřímým měničem kmitočtu. 4. Vysvětlete princip pulzně šířkové modulace výstupního napětí. 5. Vysvětlete souvislost doby vedení spínačů měniče vzhledem ke vzniku vyšších harmonických v křivce výstupního napětí měniče. 6. Vysvětlete rozdíl mezí přímým a nepřímým měničem kmitočtu.

61


2.6

Spínané napájecí zdroje Čas ke studiu: 3 hodiny Cíl


• specifikovat základní problematiku spínaných napájecích zdrojů Výklad Spínaný zdroj se skládá z několika základních částí, znázorněných na obr. 2.6.1. Podmínkou činnosti spínaného zdroje je stejnosměrné vstupní napětí, což při střídavém napájení klade vysoké nároky na usměrňovač a vstupní filtr, které musí být dostatečně účinné na síťovém kmitočtu 50 Hz. Pro přetransformování vstupního napětí na střídavé se používají impulsní transformátory, které při frekvencích 20 kHz až 1 MHz vytvoří střídavý obdélníkový průběh. Vlastní převod velikosti napětí probíhá buď na cívce nebo na transformátoru. Výstupní napětí je opět nutno usměrnit a vyfiltrovat. Zde jsou naopak kladeny vysoké požadavky na usměrňovací diody, které musí pracovat zpravidla na vysokých kmitočtech. To znamená, že na těchto kmitočtech musí vykazovat usměrňovací efekt, což je dáno především malou kapacitou přechodu, malou zapínací a vypínací dobou. Většina spínaných zdrojů užívá pro svoje řízení speciálních integrovaných obvodů, které obvykle využívají zpětnovazebních napětí, nebo proudů a pomocí řídící logiky řídí spínání spínacích tranzistorů. Opustíme-li oblast integrovaných obvodů, lze spínané zdroje rozdělit podle jejich zapojení a funkce do několika skupin. Obvykle se jednotlivá zapojení rozlišují podle způsobu přenosu energie z primárních obvodů do obvodů sekundárních.

Obr. 2.6.1 Blokové schéma spínaného napájecího zdroje. 1 - usměrňovač, 2 - akumulační kondenzátor, 3 - akční člen, 4 - impulsní transformátor, 5 - usměrňovač, 6 - výstupní filtr, 7 - zdroj referenčního napětí, 8 - zesilovač odchylky, 9 - oscilátor, 10 - pulzně šířkový modulátor 62


Rozdělení spínaných zdrojů

Podle způsobu činnosti dělíme spínané zdroje na: Jednočinné měniče - jsou charakteristické tím, že během jedné periody dochází pouze jednou k přenosu energie z primárních obvodů do obvodů sekundárních. Tyto měniče dále dělíme na: •

Propustné měniče (v anglických literaturách označované jako FORWARD), jenž se mohou vyskytovat v několika variantách podle provedení demagnetizace jádra buď s demagnetizací pomocí Zenerovy diody, nebo s použitím tzv. demagnetizačního vinutí. Jsou charakteristické přímým přenosem energie přes transformátor, tj. teče-li proud primárním vinutím, teče součastně i sekundárním vinutím což je dáno vzájemnou polaritou vinutí.

•

Blokující, nebo též akumulující měniče (označované jako FLYBACK), u kterých dochází k přenosu energie v době kdy proud primárním vinutím neteče. Je to dáno opět polaritou vinutí. V době kdy proud primární stranou protéká je sekundární vinutí vzhledem k polaritě výstupní diody polarizováno tak, že proud neteče a veškerá energie se tak akumuluje v magnetickém poli transformátoru.

•

Dvojčinné měniče - jak už napovídá název dochází u těchto měničů k přenosu energie z primárních obvodů do obvodů sekundárních dvakrát během jedné periody. Děje se tak s použitím minimálně dvou spínacích prvků. Vzhledem k relativně obsáhlé problematice činnosti dvojčinných měničů, nebude tato problematika v této kapitole dále řešena.

Jednočinné měniče

Propustný měnič s demagnetizačním vinutím

Propustné měniče mají pevný kmitočet a pracují periodicky, vyznačují se přímým přenosem energie přes transformátor, tj. teče-li proud primárním vinutím v okamžiku sepnutí spínače, teče součastně i vinutím sekundárním. Ze sekundárního vinutí prochází proud diodou D1 a vinutím tlumivky L0 do zátěže. V době vypnutého spínače je proud bez přerušení dále dodáván do zátěže z energie nahromaděné v magnetickém poli tlumivky a uzavírá se diodou D2. Transformátor je součastně využíván pro galvanické oddělení vstupního a výstupního napětí. Princip zapojení tohoto měniče je uveden na obr.2.6.2. Zavedeme-li zjednodušující předpoklad, že tlumivka L má tak velkou indukčnost, že během spínací periody je její proud IOUT téměř konstantní. Bude-li se navíc indukčnost L blížit nekonečnu, bude tento proud konstantní úplně. Tímto předpokladem je zaručen i režim spojitých proudů. Šikmé průběhy i3(t) a i1(t) z obr.2.6.3 nejsou způsobeny konečnou hodnotou indukčnosti L, ale magnetizačním proudem transformátoru. Primárním vinutím procházejí dvě složky proudu. Magnetizační proud vytvářející magnetické pole v jádru transformátoru jehož součástí je i proud, který kryje ztrátový výkon a proud procházející do zátěže. Magnetizační proud je dodáván ze zdroje a po dobu sepnutí spínače lineárně narůstá.

63


Obr. 2.6.2

Obr. 2.6.3

Jednočinný propustný měnič s demagnetizačním vinutím

Průběhy veličin (při L→∞) jednočinného propustného měniče s demagnetizačním vinutím 64


Popis činnosti:

Tranzistor T je vypnutý. Zavedeme-li předpoklad, že tlumivka L má velkou teoreticky až nekonečnou indukčnost bude přes ní v ustáleném stavu protékat konstantní proud IOUT. Proud se uzavírá přes zátěž a nulovou diodu D2. Ta je v této době otevřená. Napětí u1, u2 i proud i2 jsou v tomto okamžiku nulové. Sepneme tranzistor T a tím přivedeme na primární vinutí transformátoru napájecí napětí U1. Po sepnutí tranzistoru začne lineárně narůstat magnetizační tok, který bude mít své maximum na konci doby zapnutí t1 a platí pro něj:

Φ µ max =

1 U 1t1 N1

Během doby t1 bude sekundární napětí u2:

u2 (t ) = N 2

dΦ (t ) N 2 = U1 = U 2 dt N1

To znamená, že během doby sepnutí t1 je sekundární napětí konstantní. Dioda D1 je otevřená, D2 zavřená a proud IOUT je dodáván ze sekundárního vinutí. V této době platí, že i2(t) = IOUT. Primární proud takto zatíženého transformátoru je dán vztahem:

i1 (t ) = iµ (t ) + I OUT

N2 N1

Stejně jako magnetizační tok tak i magnetizační proud iµ(t) narůstá lineárně z nulové počáteční hodnoty a své maximum má taktéž na konci doby sepnutí t1:

iµ max =

U1t1 L1

Vypneme-li nyní tranzistor T musí proud i1(t) téměř skokem zaniknout. Avšak v jádře existuje na konci doby t1 magnetizační tok Φµmax odpovídající proudu Iµmax. Pak tedy celková energie nahromaděná v magnetickém poli v okamžiku vypínání je:

E1 =

1 L1 I µ2 max 2

Základním opravným prostředkem při vypínání induktivní zátěže u propustného měniče je použití nulové diody D3 připojené paralelně k primární indukčnosti, přes kterou se v době vypnutého spínače t2 uzavírá energie akumulovaná v této indukčnosti. Častěji se však u tohoto typu měniče používá nulová dioda ve spojení s demagnetizačním vinutím. Předpokládejme nejdříve, že demagnetizační vinutí N3 neexistuje, pak při skokovém zániku primárního magnetizačního proudu zanikne stejně prudce i s ním svázaný tok Φµmax . Pokles toku s obrovskou (teoreticky nekonečnou) strmostí dΦ/dt způsobí vznik napěťového Diracova impulsu opačné polarity oproti stavu v době t1 kdy tok narůstal. Tímto impulsem přičteným k napětí U1 je napěťově namáhán zavírající se tranzistor. Přitom se celá energie E1 přemění na křemíkovém čipu na teplo což bývá příčinou jeho destrukce. U reálného tranzistoru je velikost napěťového impulsu vždy omezena průrazným napětím tranzistoru.Nikdy totiž není tranzistor natolik pomalý, že by omezujícím faktorem byla malá strmost diC/dt zániku kolektorového proudu během vypínání.

65

Výkonové polovodičové měniče Aby popsaná situace nenastala, používá se zde demagnetizační vinutí N3. Pak děj při vypínání tranzistoru bude mírně odlišný. Po vypnutí tranzistoru se na primárním vinutí N1 objeví napětí U1’ opačné polarity než bylo napětí U1 v sepnutém stavu. Toto napětí však bude mít přesně definovanou velikost, kterou dovolí vinutí N3. Vzhledem k opačnému smyslu vinutí N3 k N1 bude mít toto vinutí kladný pól připojen k napájecímu zdroji a záporný pól na diodě D3. Toto napětí by mohlo být opět teoreticky nekonečné ale dioda D3 se otevře a pracuje jako napěťový omezovač, omezující napětí u3 na velikost U1. Celá magnetizační energie E1 je vinutím N3 rekuperována do akumulačního kondenzátoru, popřípadě přímo do napájecího zdroje. Stav, kdy napětí U1 = U1’ a u3 = U1 , trvá po dobu než tok Φµ(t) klesne z počáteční hodnoty Φµmax na nulu. K tomu je zapotřebí určité demagnetizační doby tDEM neboť U1’ není nekonečné a proto strmost poklesu dΦ/dt nemůže být nekonečná. U1’ je v době tDEM konstantní a tok proto klesá lineárně. Tento jev se nazývá demagnetizací jádra. Během demagnetizace se předává magnetizační energie jádra zpět do zdroje pomocí proudu i3. Proud i3(t) je závislý na toku:

i3 (t ) =

N 3 Φ µ (t ) L3

Po skončení demagnetizace, tj. po uplynutí doby tDEM, je již magnetizační tok nulový, jádro je energeticky neutrální, a proto i napětí u1, u2, u3, skokem zanikají na nulu. V neutrálním stavu soustava setrvává až do skončení doby t2, tj. do zapnutí tranzistoru. Pro magnetizační tok během demagnetizace platí:

Φ µ (t ) = Φ µ max −

∫ U (t )dt = Φ 1

N1

µ max

−

U 1' t1 N1

Po uplynutí tDEM je tok nulový. Položíme-li tedy předcházející vztah roven nule lze tDEM vyjádřit jako:

t DEM =

N 1Φ µ max U 1'

Dosadíme za Φµmax a dostaneme:

t DEM =

N3 t1 N1

Musíme tedy zajistit, aby t2 > tDEM , jinak by nestačil tok úplně zaniknout a už bychom znovu spínali tranzistor. Při dalším sepnutí by se tok opět zvýšil na hodnotu Φµmax , ale už z nenulové počáteční hodnoty a tak by se jeho hodnota neustále zvyšovala až by došlo k přesycení jádra a tím k prudkému lavinovitému růstu magnetizačního proudu, jelikož by součastně klesla indukčnost L1. Jev by postupoval až do zničení tranzistoru. Z toho vyplývá, že maximální střída musí být omezena na:

s max =

t1 t1 + t DEM

s max =

N1 N1 + N 3

Dosazením za tDEM dostaneme:

Výstupní napětí je poté rovno střední hodnotě napětí na diodě D2: 66


U výst = U 1

N2 t N ⋅ 1 = U1 2 s N 1 t1 + t 2 N1

Volba poměru mezi primárním vinutím N1 a demagnetizačním vinutím N3 zaleží na tom co je pro nás prioritnější, zda napěťové namáhání tranzistoru, zvolíme-li N3 < N1 a tedy U1 < UCEmax < 2U1, nebo možnost co největšího dosažitelného výstupního napětí s konstantním převodem N2/N1 při volbě N3 > N1 a tedy UCEmax > 2U1. V praxi se však nejčastěji volí N3 = N1 z důvodu snadného souběžného (bifilárního) vinutí obou cívek Tranzistor je nutno dimenzovat na maximální dovolené napětí UCE. V době tDEM je spínací tranzistor namáhán napětím UCEmax :

U CE max ≥ U 1 + U 1' ≥ U 1

N1 + N 3 ≥ 2 ⋅ U1 N1

S ohledem na překmity vzniklé v důsledku vypínání induktivní zátěže se napětí UCEmax volí ještě alespoň dvakrát větší než udává uvedená nerovnost. Překmity jsou způsobeny parazitní indukčností v obvodu tranzistoru, která je dána především rozptylovou indukčností transformátoru měřenou mezi vinutími N1 a N3. Vazbu mezi těmito vinutími se proto snažíme zajistit co největší, proto obě vinutí vineme bifilárně. Vliv mají i parametry jádra transformátoru a geometrické uspořádání vinutí. Na základě průběhů dle obr.2.6.3 lze pro špičkovou hodnotu kolektorového proudu napsat vztah:

I C max = I µ max + I OUT

N2 N1

Pro střední a efektivní hodnotu kolektorového proudu poté při zanedbání magnetizační složky proudu platí:

I CAV = I OUT I CRMS = I OUT

N2 s N1 N2 N1

s

Obecně jsou všechny varianty propustných měničů s transformátorem vhodné pro přenos velkých výkonů, což je dáno principem činnosti, kdy proud podílející se na přenosu výkonu se nepodílí na magnetizaci jádra transformátoru (teče v době t1 a to jak na sekundární straně tak i na primární). Může se proto zvyšovat, aniž by rostlo sycení jádra transformátoru. Toto sycení je dáno pouze integrálem primárního napětí a počtem primárních závitů. Zvýšením pracovního kmitočtu lze proto docílit zmenšení velikosti transformátoru. Výhodou propustných měničů je, že jsou poměrně jednoduché, mají pouze jeden spínací prvek což znamená minimum ztrát vedením a spínacích ztrát. Kromě propustných měničů s demagnetizačním vinutím existuje ještě zapojení s demagnetizací pomocí Zenerovy diody, kdy Zenerova dioda je společně s nulovou diodou připojena paralelně k primárnímu vinutí dle obr.2.6.4.

67


D1 +U1 ZD N2,L2

N1,L1

D2

D3

T

Obr. 2.6.4

Propustný měnič s demagnetizací pomocí Zenerovy diody

Princip činnosti je stejný jako u měničů s demagnetizačním vinutím, rozdíl však je ve způsobu demagnetizace jádra, kdy po vypnutí tranzistoru poteče primárním vinutím pouze magnetizační proud. Zdrojem proudu je nyní primární indukčnost L1 a magnetizační proud se nyní bude uzavírat přes D3 a ZD. To znamená, že na L1 se vytvoří napětí definované napětím Zenerovy diody, tj. u1(t) = -UZD. Oproti měniči s demagnetizačním vinutím zde nevznikají tak velké napěťové překmity při vypínání tranzistoru. Avšak jejich velkou nevýhodou je, že při demagnetizaci se energie nevrací zpět do zdroje U1 ale všechna se maří na Zenerově diodě a mění se na teplo. Prakticky to znamená, že můžeme navrhnout i měnič na velký výkon, avšak po zjištění ztrátového výkonu PZmax na který dimenzujeme Zenerovu diodu se může dostat výkon i napětí do nerealizovatelných hodnot. Proto se demagnetizace pomocí Zenerovy diody používá v poměrně malé míře a pouze pro měniče o malém výkonu, především s nízkým vstupním napětím U1 (max. desítky voltů). Pak s ohledem na účinnost měniče volíme výkon na Zenerově diodě velmi malý, maximálně jednotky wattů.

68


Blokující měnič

Pro tento typ měniče je podstatný režim jeho činnosti, ve kterém se nachází. Pokud zatěžovací proud klesá pod jistou hranici, pak se snižuje úhel otevření tranzistoru a při malé hodnotě indukčnosti primárního vinutí transformátoru narůstá amplituda proudu. Překročí-li zatěžovací proud uvedenou hodnotu, pak teče proud tranzistorem po celou dobu jeho otevření a výrazně klesá jeho špičkové namáhání.

Obr. 2.6.5

Obr. 2.6.6

Jednočinný blokující měnič

Průběhy veličin jednočinného blokujícího měniče 69


Popis činnosti:

Tranzistor T je vypnutý. V jádře transformátoru je akumulována tok Φµ. Primárním vinutím proud téci nemůže, teče proto sekundárním vinutím. Pro zajištění režimu spojitého toku, jenž je pro tento typ měniče žádoucí, musí stále některým vinutím protékat magnetizační proud. To znamená, že při vypnutí tranzistoru se na L2 vytvoří takové napětí, aby mohl téci proud i2(t). Napětí u2 i u1 mají proto opačnou polaritu než v době t1. Proud i2(t) klesá lineárně a napětí u2(t) je konstantní. Zapneme-li tranzistor T, vnutíme primárnímu vinutí napětí u1(t) = +U1. Napětí u2(t) bude mít opačnou polaritu než mělo v době t2 a dioda D1 je polarizována v závěrném směru. Proto proud i1(t) skokem zaniká. Tok Φµ ale nemůže zaniknout skokem, proto okamžitě vzniká primární proud o velikosti I0⋅N2/N1, přičemž I0 odpovídá hodnotě i2(t) těsně před zapnutím tranzistoru. Primární proud je odebírán ze zdroje U1 a lineárně narůstá z počáteční hodnoty I0⋅N2/N1. Stejně tak roste i magnetický tok, svázaný nyní s proudem i1(t). Vypnutím tranzistoru se dostaneme opět do výchozího stavu. Při obvyklé funkci transformátoru teče primárním vinutím vedle magnetizačního proudu ještě přetransformovaný sekundární proud. Je tomu tak u síťových transformátorů nebo u propustných měničů. V těchto případech se magnetické účinky sekundárního proudu a jemu odpovídající přetransformované primární složky dokonale ruší a tok je svázán pouze s magnetizačním proudem. Velikost tohoto sekundárního proudu pak nemá vliv na sycení jádra. Transformátor blokujícího měniče pracuje odlišně. V době t1 teče pouze primární proud, v době t2 pouze sekundární. Oba jsou svázány s tokem, oba mají tedy význam proudu magnetizačního. Energie přenesená v periodě T se tedy nejprve v době t1 akumuluje do jádra a v t2 se z něj čerpá. Přitom v jádře transformátoru stále nějaká nenulová energie zůstává. Nedochází k žádné kompenzaci magnetických účinků transformovaných proudů a proto je sycení jádra přímo úměrné výstupnímu proudu. Demagnetizační proud se přitom v době (1 - s)⋅T uzavírá zátěží. Proud procházející vinutím transformátoru blokujícího měniče má složku stálou, která jádro stejnosměrně polarizuje. Aby se omezil vliv stálé magnetické polarizace, musí mít magnetický obvod jádra mezeru. Celková výsledná největší magnetická indukce nesmí překročit určitou maximální velikost, která zaručuje dobré využití magnetických vlastností jádra. Požaduje-li se činnost i nezatíženého měniče, to znamená že demagnetizační proud se v době (1 - s)⋅T neuzavírá zátěží, která je při chodu naprázdno odpojena. V tomto případě se energie akumulovaná v jádře uzavírá v době t2 vypnutého tranzistoru přes demagnetizační nulovou diodu, která slouží k demagnetizaci jádra transformátoru. Častěji se používá zapojení demagnetizační diody ve spojení t s RC obvodem viz. obr.2.6.7.

70


Obr. 2.6.7

RCD ochranný obvod blokujícího měniče

Tento obvod omezí špičky napětí vzniklé v důsledku vypínání induktiví zátěže. Proudem daným energií nahromaděnou v důsledku rozptylové indukčnosti transformátoru je v každé periodě nabíjen kondenzátor C. Dioda D vede proud od počátku procesu vypínání tranzistoru až do ukončení procesu jeho zapínání. Energii danou rozptylovou indukčností transformátoru lze vypočítat ze vztahu:

E ROZP =

1 LROZP I šp2 s max 2

Rozptylovou indukčnost můžeme zjednodušeně určit jako (2÷5) % hodnoty indukčnosti primárního vinutí. Odporem R protéká proud vždy pouze v době, kdy vede proud nulová dioda D, a součastně se v této době nabíjí i kondenzátor C. Potřebnou hodnotu odporu vybereme tak, aby časová konstanta RC obvodu byla mnohem menší než doba vypnutí t2 tranzistoru T, tak aby se kondenzátor stačil v této době vybít:

R≤

t2 4C

Kondenzátor se nabije za dobu tNAB a pro volbu jeho hodnoty je třeba volit kompromis mezi stavem kdy dochází k nedostatečnému omezení napěťových špiček jenž by byly stále tak velké, že by způsobily tak velké napěťové namáhání tranzistoru jenž by vedlo k jeho destrukci, a stavem kdy jsou tyto špičky dostatečně omezeny avšak hodnota kondenzátoru je tak velká, že se nestačí v době t2 ještě zcela vybít. Dobu vybití kondenzátoru lze částečně ovlivnit hodnotou paralelního odporu. Pro přibližnou hodnotu kondenzátoru můžeme psát vztah:

C=

E ROZP 2U 12

Je třeba mít také na paměti, že na odporu R se musí zmařit energie nahromaděná v důsledku rozptylové indukčnosti LROZP primárního vinutí L1 transformátoru, která se na tomto odporu přemění v teplo. Ztrátový výkon tohoto odporu lze vypočíst pomocí vztahu:

PZ =

1 2 E ROZP I ŠP t 2 f SP2 2

Tranzistor je při zanedbání úbytku na nulové diodě připojen po celou dobu jejího vedení na plné napájecí napětí U1 zdroje. Proto je vypnutý tranzistor namáhán napětím U1 + U1/: 71


U CE max = U 1 + U 1/ = U 1

1 1− s

Po sepnutí tranzistoru je dioda namáhána závěrným napětím:

U DR = U 1

s N2 + U OUT 1 − s N1

V praxi je nutno tranzistor i diodu dimenzovat na hodnotu vyšší než bylo uvedeno. Je to způsobeno nedokonalou vazbou mezi vinutími L1 a L2. Zanedbáme-li pilovité zvlnění proudu tranzistorem i1(t) a diodou i2(t) můžeme dle obr.2.6.6. napsat vztahy pro jejich špičkovou, střední a efektivní hodnotu:

I C max = I 0

N 2 I OUT N 2 = N1 1 − s N1 I OUT N 2 s 1 − s N1

I CAV = I CRMS =

I OUT N 2 1 − s N1

I DF max = I 0

s

I OUT 1− s

I DFAV = I OUT

I DFRMS =

I OUT 1− s 1− s

Shrnutí pojmů 2.6. Spínaný napájecí zdroj, propustný a blokující měnič, RCD síť.

Otázky 2.6. 1. Popište základní princip činnosti spínaných zdrojů 2. Vysvětlete rozdíly mezi jednočinným propustným a blokujícím měničem 3. Vysvětlete princip činnosti RCD sítě u spínacího tranzistoru

72


OBSAH VÝKONOVÁ ELEKTRONIKA KE ................................................................. 1 1. VLASTNOSTI POLOVODIČOVÝCH SOUČÁSTEK PRO VÝKONOVOU ELEKTRONIKU..................................................................... 3 1.1. 1.2. 1.3. 1.4. 1.5. 1.6. 1.7. 1.8.

Polovodičová dioda ................................................................................................................. 3 Tyristor .................................................................................................................................... 6 Triak ...................................................................................................................................... 12 Tyristor GTO......................................................................................................................... 14 Tyristor IGCT........................................................................................................................ 20 Bipolární výkonový tranzistor............................................................................................... 23 Tranzistory řízené elektrickým polem................................................................................... 27 Tranzistory IGBT .................................................................................................................. 32

2. VÝKONOVÉ POLOVODIČOVÉ MĚNIČE ........................................... 35 2.1 2.2 2.3 2.4 2.5 2.6

Základní rozdělení měničů .................................................................................................... 35 Řízené usměrňovače.............................................................................................................. 37 Stejnosměrné měniče napětí (pulzní měniče)........................................................................ 43 Měniče napětí pro napájení střídavých motorů ..................................................................... 46 Měniče kmitočtu.................................................................................................................... 50 Spínané napájecí zdroje......................................................................................................... 62

73

Výkonová elektronika KE

Recommend Documents