Transformační články pro měřící systémy 0,1 ohmů a 100 ohmů pracující v oblasti nízkých kmitočtů

VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií Ústav radioelektroniky

Transformační články pro měřící systémy 0,1 ohmů a 100 ohmů pracující v oblasti nízkých kmitočtů bakalářská práce

Studijní obor:

Elektronika a sdělovací technika

Jméno studenta:

Petr NOVOBILSKÝ

Vedoucí bakalářské práce:

Ing. Jiří Dřínovský

BRNO UNIVERSITY OF TECHNOLOGY Faculty of Electrical Engineering and Communication Institute of Radio Electronics

Impedance Transformers for Low Frequency Range Bachelor Thesis

Study Specialization:

Electronics and Communication

Author:

Petr NOVOBILSKÝ

Supervisor:

Ing. Jiří Dřínovský

ABSTRACT The aim of this bachelor thesis was the realization of a series of impedance balancing units in harmony with the international standard CISPR 17. The balancing units have to convert impedance from 50 Ω to 0,1 Ω, 100 Ω and 50 Ω. The units also have to work in the area of low frequencies. After the analysis of measuring methods had been chosen the most suitable core and counted the number of primary and secondary coils. According to the analysis of all cores the E-core type EA-77-500 was picked out. Impedance balancing units were realized for possibility of measuring in the differential or common mode. Modul and phase characteristics were measured for each impedance balancing unit. Frequency band of each transformer was determined from this data. The measuring of differential and common modes of insertion loss was done for these filters Elfis 1ELF16V, Elfis 1ELF16VY-4, Filtana, Schaffner 2020, Schaffner 2070, Schaffner 321 and Schurter. In conclusion of this work has been discussed the “worst case” for each filter.

Prohlášení Prohlašuji, že svou bakalářskou práci na téma „Transformační články pro měřící systémy 0,1 ohmů a 100 ohmů pracující v oblasti nízkých kmitočtů“ jsem vypracoval samostatně pod vedením vedoucího bakalářské práce a s použitím odborné literatury a dalších informačních zdrojů, které jsou všechny uvedeny v seznamu literatury na konci práce.

V Brně dne 30.5.2006

............................................ (podpis autora)

Poděkování Děkuji vedoucímu bakalářské práce Ing. Jiřímu Dřínovskému, za účinnou metodickou, pedagogickou a odbornou pomoc a další cenné rady při zpracování mé bakalářské práce.

V Brně dne 30.5.2006

............................................ (podpis autora)

OBSAH 1 Úvod ................................................................................................................................................. 7 1.1 Síťové odrušovací filtry ............................................................................................................. 7 1.2 Klasifikace rušivých signálů na vedení...................................................................................... 8 1.3 Vazební a oddělovací obvody .................................................................................................... 9 2 Normativní doporučení................................................................................................................. 10 2.1 2.2 2.3 2.4 2.5

Absolutní metoda ..................................................................................................................... 10 Substituční metoda................................................................................................................... 13 Aproximační metoda pro síťové filtry ..................................................................................... 13 Metoda nejhoršího případu ...................................................................................................... 14 Standardní metoda ................................................................................................................... 15

3 Návrh transformátoru .................................................................................................................. 15 3.1 Základní pojmy pro návrh transformátoru ............................................................................... 15 3.2 Základní pojmy pro feritová jádra ........................................................................................... 16 3.3 Postup výběru nejvhodnějšího jádra ........................................................................................ 17 4 Realizace transformátoru............................................................................................................. 19 4.1 Charakteristika jádra ................................................................................................................ 19 4.2 Namotání závitů ....................................................................................................................... 20 4.3 Konstrukce transformátoru ...................................................................................................... 20 5 Měření vlastností transformátorů................................................................................................ 22 5.1 5.2 5.3 5.4

Měření impedančních vlastností transformátorů...................................................................... 22 Měření útlumu transformátorů ................................................................................................. 25 Měření symetrické složky vložného útlumu filtrů ................................................................... 26 Měření asymetrické složky vložného útlumu filtrů.................................................................. 31

6 Závěr .............................................................................................................................................. 36 7 Literatura....................................................................................................................................... 37 Příloha č.1 Zobrazení měřených filtrů a jejich obvodové zapojení ............................................... 38

1 Úvod Ke komplexní ochraně před působením vysokofrekvenčního rušení šířícího se po vedení se používají odrušovací filtry, nejčastěji filtry LC typu dolní propust, které bez potlačení propouštějí signály (proudy) s kmitočtem nižším než je určitý mezní kmitočet fm a naopak tlumí složky, jejichž kmitočet je vyšší než tento mezní kmitočet. Existuje řada druhů odrušovacích filtrů pro elektromagnetickou kompatibilitu, z nichž nejrozšířenější jsou tzv. síťové (napájecí) odrušovací filtry, které se přímo zapojují do energetické napájecí sítě či přímo do napájecího vstupu přístroje. Kromě síťových odrušovacích filtrů se zejména v telekomunikačních zařízeních používají tzv. datové filtry k omezení rušivých signálů na datových a signálových vedeních. Pro speciální aplikace se užívají filtry TEMPEST (TEMPorary Emanation and Spurious Transmission – přechodné úniky a nepravé přenosy), filtry NEMP (Nuclear ElectroMagnetic Pulse).

1.1

Síťové odrušovací filtry

Jako síťový odrušovací filtr označujeme filtr zapojený do energetické napájecí sítě či do napájecího vstupu přístroje. Tento druh odrušovacího filtru je asi v současné praxi EMC nejčastější. Principiální zapojení filtru do vedení mezi zdroj a přijímač rušení je na obr. 1.1. Jakožto lineární obvod může být filtr LC, příp. RC popsán libovolnou sadou svých čtyřpólových parametrů, např. pomocí kaskádních parametrů lze vložný útlum filtru z obr. 1.1 vyjádřit vztahem L = 20 ⋅ log

U 20 Z ⋅Z ZS ZZ 1 = 20 ⋅ log ⋅ A11 + ⋅ A12 + S Z ⋅ A21 + ⋅ A22 U2 ZS + ZZ ZS + ZZ ZS + ZZ ZS + ZZ

.

(1.1)

Zde U2 je napětí na výstupu filtru (na zátěži ZZ), U20 je totéž napětí bez filtru a A11, A12, A21, A22 jsou (komplexní) kaskádní parametry filtru, tj. prvky jeho kaskádní matice [A]. Z rovnice (1.1) je zřejmé, že vlastnosti filtru a velikost jeho vložného útlumu závisí jednak na jeho vlastních parametrech, jednak na impedančních parametrech zdroje i přijímače rušení (tedy např. na impedanci napájecí sítě ZS a impedance napájecího zs vstupu přístroje ZZ). Právě neurčitost těchto impedancí zZ U1 U2 FILTR způsobuje značné obtíže při návrhu síťového odrušovacího filtru a je hlavní příčinou zdroj rušení přijímač rušení toho, že určitý filtr vykazuje velké odchylky hodnot vložného útlumu v závislosti Obr. 1.1 Odrušovací filtr na vnějších pracovních (impedančních) podmínkách obvodů, v nichž je zapojen. Rozdíly mezi útlumem filtrů udávaným v katalozích a skutečnými hodnotami měřenými v provozních podmínkách tak mohou dosáhnout až několik desítek dB. Impedance energické sítě silně závisí na typu a provedení sítě a značně se mění v závislosti na kmitočtu v širokém rozsahu od jednotek až po stovky Ω. Typické hodnoty impedance napájecí sítě stanovuje Česká technická norma ČSN CISPR 17 [2] 7

nebo standard Ministerstva obrany Spojených států amerických č. 462 MIL-STD-462E [13]. Příslušné hodnoty impedance napájecí sítě doporučené těmito normami jako výchozí hodnoty pro návrh síťových filtrů jsou uvedeny v tab. 1.1. Tab. 1.1 Doporučené hodnoty impedance napájecí sítě podle MIL-STD 462 f [MHz] │Zs│[Ω]

0.014 5

0.05 10

0.1 0.2 20 25

0.5 30

1 40

2 45

5 50

10 50

20 50

50 50

Kromě uvedených problémů s neurčitostí zakončovacích impedancí je návrh síťových odrušovacích filtrů komplikován některými dalšími skutečnostmi: 1. Celková indukčnost tlumivek odrušovacího filtru nesmí být větší než taková, při níž průchodem síťového proudu 50 Hz na nich nevznikne úbytek napětí větší než 1 až 2 % jmenovité hodnoty napájecího napětí. 2. Vložný útlum odrušovacího filtru v nepropustném pásmu s rostoucím kmitočtem teoreticky neustále vzrůstá. V praxi však parazitní vlastnosti reálných tlumivek a kondenzátorů omezují kmitočtové pásmo a hodnotu útlumu filtru. Od určitých kmitočtů, kdy začne převládat parazitní indukčnost kondenzátorů a parazitní kapacita tlumivek, se může původní dolní propust změnit na horní propust, a tím rušení v oblasti vysokých kmitočtů naopak zhoršit. To je aktuální zejména při odrušení zařízení velkých výkonů, kdy je značný problém realizovat tlumivky pro proudy 100 A a větší s vlastním rezonančním kmitočtem aspoň 1 ÷ 10 MHz. 3. Použití odrušovacího filtru na energetickém napájecím vstupu zařízení nesmí zhoršit provozní podmínky vlastního zařízení ani napájecí sítě nebo ohrozit jejich správnou činnost. 4. Důležitou roli hrají i ekonomické a konstrukční otázky, tj. cena filtru, jeho rozměry a váha. Všechny tyto veličiny by měly být minimalizovány. Další komplikaci při návrhu síťových odrušovacích filtrů představují různé konfigurace rušivých proudů a napětí, které se mohou vyskytnout v místě instalace odrušovacího filtru.

1.2

Klasifikace rušivých signálů na vedení

Rušivé signály šířící se po vedení (napájecím, sdělovacím či datovém) se mohou projevovat jako protifázové nebo soufázové rušení. Vysvětlení těchto pojmů je na obr. 1.2. Protifázové rušivé signály – proudy ip a napětí up (označovaná též jako „symetrická rušivá napětí”) se projevují mezi jednotlivými vodiči vedení navzájem, tj. jsou přímo superponovány na užitečné (pracovní) napájecí či datové proudy a napětí na přenosovém vedení. Protifázové rušivé proudy ip mají tedy v jednotlivých vodičích vedení stejný směr jako užitečné proudy, protifázové rušivé napětí up působí přímo na impedanci užitečné zátěže. Protifázové rušení tak může vyvolat chybnou funkci celého spotřebiče. Příčinou vzniku protifázových rušivých signálů jsou různé rušivé zdroje UrP přímo ve vlastním „vysílacím” (tj. zdrojovém) zařízení, např. tedy přímo v napájecí energetické síti. Soufázové rušivé signály – proudy is a napětí us (označovaná též jako „nesymetrická rušivá napětí” ) se projevují mezi jednotlivými vodiči vedení a společnou zemí (společným zemním vodičem) systému. Soufázové rušivé proudy is1 a is2 mají tedy ve 8

vodičích vedení stejný i z směr a uzavírají se „přes” společný zemní i z C C u U vodič (společnou zem) průtokem parazitními i zemními kapacitami u u systému Cz. Soufázové rušivé signály vznikají zejména vlivem paraU i +i zitních zemních poten1 2 ciálů UrS, příp. indukcí Obr. 1.2 Protifázové (p) a soufázové (s) rušivé proudy z vnějšího rušivého a napětí na vedení magnetického pole. Poznamenejme ještě, že vlivem obvyklé nesymetrie celého vyšetřovaného systému (zejména nesymetrie jeho zemnicích částí) se vždy část soufázového rušivého napětí daná rozdílem us1-us2 projevuje jako protifázové rušivé napětí a působí tak přímo na vstupních svorkách (vstupní impedanci Zz) přijímače (zkoušeného objektu). Vzhledem k uvedeným skutečnostem je zřejmé, že zastoupení protifázových a soufázových složek rušení v celém „spektru” rušivých signálů šířících se po vedení, závisí jak konstrukce konkrétních odrušovacích filtrů, tak i způsob měření jejich parametrů. Je tedy zejména nutné rozlišovat vložný útlum odrušovacího filtru vůči protifázovému (symetrickému) rušení tzv. symetrická složka vložného útlumu a vložný útlum téhož filtru vůči soufázovému (asymetrickému) rušení tzv. asymetrická složka vložného útlumu. Se stejnými pojmy se můžeme setkat i u vazebních a odrušovacích obvodů. Na jejich příkladu lze velmi dobře definovat jednotlivé systémy pro měření vložného útlumu odrušovací filtrů.

1.3

Vazební a oddělovací obvody

Vazební a oddělovací obvod označovaný jako CDN (Coupling-Decoupling Network) plní dvě základní funkce: Funkce vazební umožňuje přenos zkušebního signálu z generátoru do energetických, ovládacích či dalších „vstupů“ zkoušeného zařízení v požadovaném pásmu kmitočtů a současně blokuje zpětný vliv síťového nebo signálního napětí zařízení na generátor (zkoušené zařízení je při zkoušce odolnosti v normálním chodu včetně přivedení normálních vstupních signálů). Funkce oddělovací zabraňuje zpětnému šíření rušivého signálu do vnější napájecí, signálové či datové sítě připojené ke zkoušenému zařízení. Tato zpětná filtrace tak zajišťuje, aby byly měřeny pouze rušivé signály generované zkoušeným zařízením a byly chráněny nezkoušené prvky a jiná zařízení připojená k téže síti. Současně je vyloučen i vliv impedance vnější sítě na tvar či velikost rušivého signálu generovaného testovaným zařízením. Rušivý signál lze k měřicímu přijímači kapacitně či induktivně, přičemž v obou případech je nutno rozlišovat buzení symetrického (tj. protifázového), nesymetrického, příp. asymetrického (tj. soufázového) rušení. Realizace kapacitního vazebního a oddělovacího obvodu je schematicky naznačena na obr. 1.3. Zkušební signál je k oběma fázovým vodičům síťového vedení přiveden buď symetricky, nebo asymetricky (tj. k oběma současně a soufázově vůči zemnímu vodiči

9

PE), příp. nesymetricky, tj. jednotlivě postupně k jednotlivým fázovým vodičům L a N dle obr. 1.3. Oddělení vnější napájecí sítě pro zkušební (rušivé) signály je zajištěno filtrem LC typu dolní Obr. 1.3 Kapacitní vazební a oddělovací obvod se vstupy pro propust, jejíž vložný symetrické, nesymetrické a asymetrické navázání zkušebního útlum pro přiváděný signálu do napájecího vedení (ZG - zkušební generátor; ZOzkušební signál zkoušený objekt, CDN - vaz./odd. obvod směrem do vnější sítě by měl být větší než asi 20 dB. Velmi významnou roli v tomto vazebním a oddělovacím obvodu hrají zejména jeho podélné tlumivky L1 a L2, bez nichž by připojený zkušební vysokofrekvenční generátor díky nízké impedanci napájecí sítě pracoval téměř do zkratu. Hodnota vazebních kondenzátorů CK činí obvykle asi 33 nF.

2 Normativní doporučení Z hlediska obecného postupu měření vložného útlumu popisuje Česká technická norma ČSN CISPR 17 [2], která definuje zkušební podmínky pro měření vložného útlumu odrušovacích filtrů a požadavky na měřicí přístroje, kterými je měření prováděno. Tato norma definuje dvě základní metody: • substituční metoda, • absolutní metoda. Z hlediska konfigurace měřícího pracoviště lze dále dělit na: • aproximační metoda, • metoda nejhoršího případu, • standardní metoda.

2.1 Absolutní metoda V souladu s Českou technickou normou ČSN CISPR 17 [2] je základní uspořádání měřicí aparatury pro měření vložného útlumu filtru absolutní metodou bez jeho výkonové zátěže naznačeno na obr. 2.1. Vlastní měření na každém kmitočtu se zde provádí ve dvou krocích. V prvém kroku obr. 2.2a se zkoumaný filtr F z měřicí trasy odstraní, tj. generátor G se s měřicím přijímačem P spojí přímo pomocí vhodného kabelu a případných útlumových či transformačních členů T. Při nastavené úrovni výstupního napětí UG generátoru G se čte údaj napětí na vstupu měřicího přijímače P, tj. hodnota U20. Do nezměněné měřicí trasy (tj. do trasy se stejnými kabely a útlumovými členy) se pak zapojí filtr F obr. 2.2b a při nezměněné výstupní úrovni UG generátoru G se čte nová hodnota napětí U2 na vstupu měřicího přijímače P. Dle základní definice je pak vložný útlum filtru L [dB] roven

10

L = 20 ⋅ log

U 20 [dB], U2

(2.1)

L[dB ] = U 20 [dBµV ] − U 2 [dBµV ].

Měří-li se vložný útlum v pásmu kmitočtů, provede se nejprve celková kalibrace systému (tedy měření hodnot U20 při vyřazeném filtru F) rovněž v celém kmitočtovém pásmu a teprve pak se při připojeném filtru realizuje vlastní měření výstupních hodnot U2.

G

T

P

T a)

G

T

F

T

P

b)

Obr. 2.1 Měření vložného útlumu filtru bez výkonové zátěže absolutní metodou: a) kalibrační obvod; b) měřicí obvod.

2.2.1 Měřicí přístroje a jejich základní parametry Základem přístrojového vybavení pro měření vložného útlumu odrušovacích filtrů absolutní metodou v sestavě dle obr. 2.2 jsou signální generátor G a měřicí přijímač P. Doplňkovými komponenty jsou propojovací kabely, případně transformační a symetrizační členy T1 a T2. Česká technická norma ČSN CISPR 17 [2] doporučuje pro uvedený typ měření signální generátor G harmonického (sinusového) výstupního napětí. Důležitými parametry vhodného generátoru pro dosažení optimálních reprodukovatelných výsledků jsou zejména: - kmitočtový rozsah ladění pokrývající celé, příp. co nejširší pásmo kmitočtů požadovaného měření, obvykle tedy minimálně od 10 kHz do 1 GHz; - spojité, příp. dostatečně jemné krokové ladění v celém rozsahu kmitočtů umožňující zaznamenat i „rychlé” kmitočtové změny měřených veličin (vložného útlumu); - vysoká kmitočtová stabilita generovaného signálu, která umožní při měření používat úzkopásmový selektivní režim měřicího přijímače, a tím dosahovat vysoké citlivosti celého měření; - dostatečná úroveň výstupního napětí v celém pracovním kmitočtovém pásmu pro dosažení vysoké citlivosti měření a možnost měřit filtry s hodnotami vložného útlumu minimálně 80 dB, lépe však 100 dB, příp. i více. Obvykle požadovanou hodnotou výstupního napětí jsou alespoň jednotky V na impedanci 50 Ω; - možnost ručně či automaticky stabilizovat úroveň výstupního napětí v celém pracovním kmitočtovém pásmu;

11

- konstantní výstupní impedance (obvykle 50 Ω), příp. konstantní výstupní poměr stojatých vln s hodnotou maximálně 1,5 v celém pracovním pásmu kmitočtů; - v případě realizace automatizovaného měřicího pracoviště musí být generátor vybaven spojitým rozmítáním kmitočtu přes celé pracovní pásmo. Pro splnění těchto požadavků lze použít řadu signálních generátorů, např. dva signální generátory firmy Hewlett Packard: pro kmitočtový rozsah 10 kHz až 3,2 GHz typ HP 8648 C Signal Generator, pro měření v rozsahu kmitočtů do 20 MHz typ Agient 3220. Jejich základní technické parametry splňují v dostatečné míře všechny výše uvedené požadavky pro automatizovaná měření. Jako měřicí přijímač P doporučuje Česká technická norma ČSN CISPR 17 [2] selektivní přijímač. Z principu měření vložného útlumu odrušovacích filtrů absolutní metodou plynou tyto základní parametry takového přijímače: - spojité přelaďování v požadovaném (širokém) kmitočtovém rozsahu minimálně 9 kHz až 1000 MHz; - možnost selektivního úzkopásmového měření pro získání nízké úrovně šumu na výstupu přijímače a tím možnosti měřit vysoké hodnoty vloženého útlumu; - vysoká citlivost a nízký vlastní šum pro možnost měřit i velmi nízké úrovně napětí; - velký dynamický rozsah a dostatečná přebuditelnost umožňující v lineárním režimu měřit nízké i vysoké úrovně napětí; - konstantní vstupní impedance (obvykle 50 Ω), příp. konstantní vstupní poměr stojatých vln s hodnotou maximálně 2,0 v celém pracovním pásmu kmitočtů; - v případě realizace automatizovaného měřicího pracoviště musí být měřicí přijímač vybaven možností synchronizovat časovou základnu jeho rozmítání s kmitočtovým rozmítáním použitého vstupního generátoru. Velmi žádoucí a obvyklé je v tomto případě vizuální zobrazení měřeného průběhu útlumu na displeji, monitoru či vnějším zapisovači, příp. vybavení dalšími prvky automatizace měření včetně softwarových metod počítačového zpracování a vyhodnocení měření. Z výčtu těchto požadavků je patrné, že na kvalitní měřicí přijímač pro uvedený druh měření jsou kladeny v podstatě stejné nároky jako na kvalitní měřič elektromagnetického rušení (EMI Meter) či spektrální analyzátor pro měření EMI. Bude-li takový analyzátor vybaven tracking generátorem, lze celé měření rovněž automatizovat. Požadované parametry těchto přístrojů jsou přitom podrobně specifikovány v České technické normě ČSN CISPR 17 [2]. Pro kvalitní a vysoce přesná měření lze zde opět využít řadu vyráběných přístrojů, např. dvou typů spektrálních (signálních) analyzátorů firmy Hewlett Packard: pro kmitočtový rozsah 9 kHz až 13,2 GHz typ HP E7404A EMC Analyzer, pro měření v rozsahu kmitočtů 10 Hz až 100 kHz typ HP 35665A Dynamic Signal Analyzer. Vstupní impedance 50 Ω u analyzátoru HP 35665A lze dosáhnout trvalým zatížením jeho vstupu přesným širokopásmovým odporem, např. TESLA 4649 50 Ω/0,2 W. 2.2.2 Zkušební metoda Měření se provádí ve dvou krocích. V prvém kroku se zkušební obvod uspořádá bez zkoušeného filtru; generátor a přijímač se přímo spojí prostřednictvím vhodného kabelu. Na generátoru se nastaví požadovaný kmitočet a přijímač se naladí na kmitočet generátoru. Výstupní napětí generátoru a vstupní napětí přijímače se zaznamenají. Ve druhém kroku se zapojí ve zkušebním obvodu i filtr a napětí se opět zaznamenají. Vložný útlum zkoušeného filtru lze vypočítat ze vzorce 12

Eg2 U 01 (2.2) + 20 log10 + Atr , U 02 E g1 kde U01 je vstupní napětí přijímače bez zapojeného filtru, U02 vstupní napětí přijímače se zapojeným flitrem, Eg1 vnitřní napětí generátoru bez zapojeného filtru, Eg2 vnitřní napětí generátoru se zapojeným filtrem a Atr hodnota útlumu kalibrovaného útlumového členu (v decibelech). A = 20 log10

2.2 Substituční metoda Měření substituční metodou vychází ze stejného základního zapojení jako měření absolutní metodou obr. 2.2a. V bodě pro rozpojení jsou však zařazeny dvě větve. První větev obsahuje zkoušený odrušovací filtr, zatímco druhá větev obsahuje přesně kalibrovaný proměnný zeslabovač (nastavitelný útlumový člen). Měřicí zapojení ještě obsahuje dva přepínače, kterými je prováděn výběr mezi těmito dvěma větvemi. Metoda spočívá v nastavování stejného útlumu, jaký vykazuje zkoušený odrušovací filtr pomocí proměnného zeslabovače. Výsledná hodnota vložného útlumu filtru se pak čte z údaje útlumu proměnného zeslabovače. Nevýhodou této metody je použití výše zmíněného zeslabovače, který musí vykazovat velmi dobré vlastnosti ve velmi širokém kmitočtovém pásmu (obvykle 10 kHz až 1 GHz). Celé měření je také velmi časově náročné a nehodí se pro použití v automatizovaných měřicích systémech.

2.3 Aproximační metoda pro síťové filtry Tato zkušební metoda je doporučena pro ověření vlastností zejména síťových odrušovacích filtrů. Měření vložného útlumu se provádí v systému 0,1 Ω/100 Ω a opačném a to v kmitočtovém pásmu od 1 kHz až do 300 kHz za použití dvou širokopásmových transformátorů s příslušnými napěťovými, resp. impedančními převody. Cílem této metody je stanovení vložného útlumu odrušovacího filtru při skutečném provozu, tj. v systému s nejistou impedancí připojených zařízení. Zejména se zkoumá, zda filtr nevykazuje v propustném pásmu nepřijatelné oscilace a má v nepropustném pásmu dobrou a předem odhadnutelnou útlumovou charakteristiku. Měřicí konfigurace této metody je zobrazena na obr. 2.2. Tato metoda bere v úvahu okrajové podmínky představující skutečné obvody, které se týkají hodnot empiricky stanovených impedancí získaných z měření vlastností zdrojů a zátěží [2] a [14].

Obr. 2.2 Blokové schéma aproximační metody

Z teoretické analýzy nepřizpůsobených filtrů vyplývají dva následující problémy: 1) Oscilace v propustném a přechodovém pásmu je způsobena dvěma odlišnými mechanismy různé významnosti: a) Vnější rezonance na připojení (filtr rezonuje s generátorem anebo zatěžovací impedancí odpovídající zrcadlovému imaginárnímu zakončeni). Ve skutečných

13

obvodech jsou takové rezonance naštěstí velmi tlumeny vlivem nízkého odporu náhradního ekvivalentního obvodu. b) Vyjádřené oscilace, které mohou být přiřazeny vlastním rezonancím filtru. Kritické vlastní rezonance se mohou vyskytnout tehdy, a právě tehdy, když jedna připojená (vnější) impedance je mnohem vyšší a druhá mnohem nižší než je charakteristická impedance filtru. Pak je vysoké Q filtru dominantní. To může vést k vložnému zisku (negativnímu vložnému útlumu) až 30 dB. Tento jev se vyskytuje při měřicím systému 0,1/100 Ω (a opačném). Vhodným návrhem filtru ho lze eliminovat. 2) Nedokonalé vlastnosti ve spodní části nepropustného pásma. Obecné platí pro filtry typu dolní propusti jako jsou síťové filtry, že vlivy impedančního nepřizpůsobení jsou nejnepříjemnější na nejnižších kmitočtech nepropustného pásma. Metoda 0,1/1000 Ω (a opačná) identifikuje jakýkoliv filtr, jehož vlastnosti se silně odchylují od vlastností očekávaných podle výsledků měření v 50 Ω systému. V tomto kontextu je třeba podotknout, že násobné dílčí filtry (multiple section filters - členěné flitry) jsou v podmínkách nepřizpůsobení nejen daleko lepší než jednoduché filtry, ale i daleko menší a levnější. Dodatečně se musí provést zkoušky s prohozenými a otočenými transformátory. Transformátory musí být širokopásmové (feritové) a musí pokrývat kmitočtové pásmo 1 kHz až 300 kHz. Pro systém 75 Ω musí být převody transformátorů 27:1 a 1,15:1. Uspokojující filtr by v kmitočtovém rozsahu 1 kHz až 100 kHz měl mít na jakémkoliv kmitočtu maximální zesílení menší než 10 dB. V kmitočtovém rozsahu nepropustného pásma se nesmí odchylovat vložný útlum o více než 10 dB od stanovené hodnoty. 2.3.1 Montážní uspořádání Filtr nebo zkoušená součástka musí být namontována ve vhodné zkušební schránce. Pokud není konkrétní zkušební uspořádání specifikováno nebo pro určitou aplikaci není stanoveno dle vhodnosti uživatelem, výrobcem nebo zkušebním úřadem, zkušební schránka musí odpovídat následujícímu popisu. Konstrukce schránky odrušovacího prvky a filtru by neměla mít stínění a vlastní koaxiální zásuvky. Rozměry závisí na zkoušeném předmětu (například na jeho délce l, výšce h a šířce v). Schránka je krabice opatřená víkem a je zhotovena z nemagnetického materiálu, ve které se mají zkoušet průchodkové kondenzátory a filtry s přírubovou montáží. Ta by měla mít vnitřní přepážku s otvorem pro montáž kondenzátorů nebo filtrů. Je třeba, aby mezi jednotlivými částmi bylo spolehlivé elektrické spojení. Samostatné části schránky se spojí pájením nebo průběžným svárem. Víko a spodní část schránky se spojí pomocí pérových kontaktů nebo sešroubováním. Zvláštní péče se musí věnovat tomu, aby bylo víko při měření koaxiálních průchodkových kondenzátorů a filtrů spojeno s přírubou podél celé její délce. Koaxiální zásuvky je nutné namontovat na obě stěny schránky.

2.4 Metoda nejhoršího případu Další metodou je metoda nejhoršího případu. Podstata této metody spočívá v připojení dvou proměnných impedanci na vstupní a výstupní svorky zkoušeného filtru. Velikosti těchto proměnných impedancí jsou v průběhu měření na každém proměřovaném kmitočtu nastavovány tak, aby byla získána minimální hodnota vložného útlum odrušovacího filtru. Velkou nevýhodou této metody je právě nutnost použití těchto proměnných impedancí, jejich konstrukce je totiž pro velmi široká 14

kmitočtová pásma (10 Hz až 1 GHz) velmi obtížná. Z tohoto důvodu se tato měřicí metoda při praktických měřeních nepoužívá [2] a [14].

2.5 Standardní metoda Základní uspořádání měřicí aparatury pro měření vložného útlumu filtru standardní metodou je naznačeno na obr. 2.3, impedance zdroje, přijímače a impedance Z0 jsou obvykle rovny 50 Ω [2]. Filtry s vícenásobnými nespojenými obvody se musí zkoušet pro každý vývod samostatně. Na všechny nezkoušené vývody se připojí impedance Zo, která musí odpovídat charakteristické impedanci vedení, impedanci generátoru a přijímače. Navíc se musí změřit vazba mezi jednotlivými vývody tak, že se zatíží impedancí Zo podle obr. 2.3. Česká technická norma CISPR 17 [2] připouští, že charakteristiky vložného útlumu získané touto Obr. 2.3 Zapojení zkoušeného filtru metodou měření se mohou lišit od charakteristik pozorovaných v praxi, protože zakončovací impedance při měření se liší od impedancí použitých při praktickém provozu se skutečným zařízením. Výhoda této metody spočívá v její jednoduchosti. Většina měřicích zařízení má vstupní, příp. výstupní impedanci právě 50 Ω.

3 Návrh transformátoru 3.1 Základní pojmy pro návrh transformátoru Podle indukčního zákona platí pro primární a sekundární napětí transformátoru: dφ (t ) , (3.1) u1 (t ) = N 1 dt dφ (t ) , (3.2) u 2 (t ) = N 2 dt kde Φ(t) je magnetický tok v jádře, N1 je počet primárních závitů, N2 je počet sekundárních závitů, u1(t) je napětí na primárním vinutí transformátoru a u2(t) je napětí na sekundárním vinutí transformátoru. Je zřejmé, že u1(t) a u2(t) mohou mít sice různou velikost, ale mají zcela stejný časový průběh. Ze vztahu (3.1) plyne, že magnetický tok je jednoznačně určen časovým integrálem z přiloženého primárního napětí: u1 (t )dt φµ = ∫ + φ poč . (3.3) N1 Je jasné, že primární napětí musí mít nulovou střední hodnotu, tj. nesmí mít stejnosměrnou složku, jinak by magnetický tok rostl nade všechny meze (v praxi přesycení). Velikost integrační konstanty Φpoč závisí na konkrétním režimu transformátoru. Z rovnice (3.2) plyne:

15

∆φµ =

max ∫ u1 (t )dt N1

.

(3.4)

Pro předpokládané homogenní rozložení pole ve feromagnetickém jádře lze určit rozkmit magnetické indukce: ∆φ µ max ∫ u1 (t )dt ∆B = = , (3.5) S N1 S kde ∆B je rozkmit magnetické indukce. Je-li u1(t) periodická funkce s nulovou střední hodnotou, pak neurčitý integrál z u1(t) je rovněž periodická funkce, jejíž střední hodnota již ovšem nulová být nemusí. Ze vztahu (3.5) vyjádříme počet primárních závitů: max ∫ u1 (t )dt N1 = , (3.6) ∆Bm S kde ∆Bm je maximální dovolený rozkmit magnetické indukce v jádře, aby nedocházelo k přesycení. Počet primárních závitů dle (3.6) bude: U 1ef U1 . (3.7) = N1 = 2πfBm S 2πfBm S Pro správnou transformaci impedancí musí platit následující vztah [9]: X L = 4 ⋅ Zt ,

(3.8)

kde Zt je impedance, kterou chceme transformovat a XL je požadovaná reaktance cívky vinutí transformátoru.

3.2 Základní pojmy pro feritová jádra Permeabilita je jedna ze základních charakteristik materiálu, definuje úměrnost mezi magnetickou indukcí B a intenzitou magnetického pole H v určitém materiálu. Čím vyšší je hodnota permeability, tím větší indukce se vybudí v materiálu magnetickým polem stejné intenzity B = µr ⋅ µ0 ⋅ H , (3.9)

kde H je intenzita magnetického pole, B je magnetická indukce, µ0 je permeabilita vakua, µr je relativní permeabilita. Počáteční permeabilita µi - materiál, který nebyl dosud zmagnetován nebo je odmagnetován (např. tepelně), vykazuje při působení magnetického pole křivku prvotní magnetizace (počáteční permeabilita). Při jakémkoli dalším magnetování již křivka neprochází bodem H = 0 a B = 0. Počáteční permeabilita je určená směrnicí tečny magnetizační charakteristiky v bodě H = 0, B = 0. V praxi se počáteční permeabilita obvykle nahrazuje amplitudovou permeabilitou měřenou při malých amplitudách střídavé intenzity magnetického pole. Součinitel indukčnosti AL - je indukčnost, kterou by měla cívka o jednom závitu daného tvaru a rozměrů, umístěná v jádru v dané poloze. Součinitel indukčnosti slouží pro snadnější výpočet indukčnosti cívky. Indukčnost výsledné cívky se pak vypočte L = AL ⋅ N 2 , (3.10) kde N je počet závitů, L je indukčnost cívky. Efektivní permeabilita µe - je permeabilita, kterou by měl mít hypotetický homogenní materiál, aby se dosáhl (za předpokladu neexistence rozptylových toků) při stejných rozměrech stejné celkové reluktance, jako má jádro vyrobené z různých materiálů.

16

Efektivní permeabilita není materiálovou konstantou, protože se vztahuje na určitý tvar jádra vyrobeného z daného materiálu. µ µ ⋅ 10 6 , (3.11) AL = 0 e ∑ (I e / Ae ) kde Σ(Ie/Ae) je konstanta jádra [mm-1].

3.3 Postup výběru nejvhodnějšího jádra Nejvhodnější typ jádra, pro měřicí transformátory s různými impedančními převody pracující od nízkých jednotek Hz, byl vybírán z nabídek následujících dodavatelů: • GES Eletronics [11], • Semic trade [12]. Veškeré katalogové údaje byly postupně zaznamenány do tabulkového editoru Microsoft® Excel. Z těchto hodnot byly vypočteny parametry požadovaných transformátorů a to pro všechna běžně dostupná jádra. Vstupními parametry pro výpočet byly: impedance, kterou budeme transformovat (50 Ω), nejnižší frekvence požadovaného pracovního pásma (10 Hz), maximální povolené sycení jádra (obvykle 0,3 T). Na závěr bylo ještě provedena kontrola realizovatelnosti daného transformátorku (vypočten maximální počet závitů, které lze navinout na jádro či kostřičku). Z této analýzy byla vybrána dvě jádra a nejpříznivějšími parametry tab. 3.1 a tab. 3.2. Z obr. 3.1 a obr. 3.3 je pak patrné jejich mechanické provedení. Příklad výpočtů pro FT 23-77 (transformátor 50/0,1 Ω): Z 100 L = transf = = 1,59 H , 2 ⋅ π ⋅ f d 2 ⋅ 3,14 ⋅ 10 N1 =

L 1,59 = = 2005 závitů, AL 3,96 ⋅ 10− 7 N2 =

N1 2005 = = 89 závitů, p 22,36

kde Ztransf je výsledná impedance po uplatnění podmínky (3.8). Zde byla konstanta 4 nahrazena konstantou 2, z důvodu snížení počtu závitů (Zt = 50 Ω).

Obr. 3.1 Toroidní jádro FT

Obr. 3.2 E-jádro EA

17

Tab. 3.1 Návrh pro toroidní jádra Typ

FT 23-77

FT 33-77

FT 50-77

rozměry [mm]

Φ 5,8 / Φ 3,1 × 1,5

Φ 9,5 / Φ 4,8 × 3,2

Φ 12,7 / Φ 7,1 × 4,8

AL [mH/zav2]

396

884

1100

2

AL [H/zav ]

3,96×10

primárních záv.

-7

8,84×10

-7

1,1×10-6

2005

1342

1203

sekundárních zav.

89

60

54

dovolené sycení [T]

0,46

0,46

0,46

2,1×10-6

7,6×10-6

1,33×10-5

175

271

401

AE [m-2] lze navinout (Φ 0,5 mm)

záv.

Příklad výpočtů pro EA-77-500 (transformátor 50/0,1 Ω): Z 100 L = transf = = 1,59 H, 2 ⋅ π ⋅ f d 2 ⋅ 3,14 ⋅ 10 N1 =

L = AL

N2 =

1,59 = 597 závitů, 44,7 ⋅ 10 −7

N1 597 = = 27 závitů. p 22,36

Tab. 3.2 Návrh pro E jádra Typ obsah okénka [mm2] 2

AL [mH/zav ]

EA-77-500

EA-77-625

81

143

4470

2

AL [H/zav ]

EA-77-250 41,6

5210

4,47×10

-6

5,21×10

1525 -6

1,52×10-6

primárních záv.

596

552

1023

sekundárních zav.

27

25

46

dovolené sycení [T]

0,46

-2

AE [m ] lze navinout (Φ 0,5 mm)

1,6×10 záv.

0,46 -4

1,84×10

1495

2635

0,46 -4

neuvedeno 764

Z výpočtů počtu primárních a sekundárních závitů je zřejmé, že tak velké množství závitů nelze reálně navinout na toroidní ani E-jádro. I kdyby byl zvolen drát o velmi malém průměru, i tak by nebylo možné navinou tak velké množství závitů. Zmenšení průměru drátu by sebou také neslo nemalé problémy s trhajícím se drátem při navíjení na navíjecím stroji Z toho důvodu došlo ke zvýšení nejnižší pracovní frekvence ze 10Hz na 100Hz. Změna je zřejmá z následujících příkladů: Příklad výpočtů pro FT 23-77 (transformátor 50/0,1 Ω)

18

L=

Z transf 2 ⋅ π ⋅ fd

N1 =

=

100 = 0,159 H, 2 ⋅ 3,14 ⋅ 100

0,159 L = = 634 závitů, 3,96 ⋅ 10− 7 AL

N1 634 = = 29 závitů, p 22,36 a pro EA-77-500 (transformátor 50/0,1 Ω): Z 100 L = transf = = 0,159 H, 2 ⋅ π ⋅ f d 2 ⋅ 3,14 ⋅ 100 N2 =

N1 =

L = AL

N2 =

0,159 = 188 závitů, 44,7 ⋅ 10 −7

N1 188 = = 8 závitů. p 22,36

Předchozí příklad jasně dokazuje snížení počtu závitů obou vinutí. Díky navýšení dolního kmitočtu pracovního pásma impedančních transformátorků lze použít dostatečný pevný drátek s průměrem kolem 0,5 mm. Z uvedeného příkladu je také patrné, že požadované transformátorky lze vyrobit pouze s použitím E-jader.

4 Realizace transformátoru V zadání této bakalářské práce bylo navrhnout a sestrojit transformační články pro symetrický měřicí systém s impedančními převody 50/0,1 Ω a 50/100 Ω, které by pracovaly v oblasti nízkých kmitočtů (od jednotek Hz). V [10] bylo zjištěno, že je nutné vyrobit každý z požadovaných transformátorků dvakrát. Tento krok je nutný z důvodu měření útlumových vlastností těchto transformátorků. Díky tomuto kroku také vzniknou další měřicí podmínky pro měření symetrické složky vložného útlumu filtrů (0,1/0,1 Ω a 100/100 Ω). Dále bylo ještě celé zadání rozšířeno o dvojici impedančních transformátorů s impedančním převodem 1:1, tedy pro měřicí systém 50/50 Ω.

4.1 Charakteristika jádra Z předchozích výpočtů a analýz bylo vybráno E-jádro typu EA-77-500 obr. 3.2. Pracovní frekvenční rozsah zvoleného jádra je od 1kHZ až do 50 MHz. Tento kmitočtový rozsah neodpovídá zadání práce, ale dle dřívějších zkušeností a předběžných měření, lze usuzovat, že jádro bude spolehlivě fungovat i v požadovaném kmitočtovém pásmu od cca 10 Hz.

19

Rozměry vybraného jádra jsou následující: A = 41,275 mm, B = 16,51 mm, C = 12,7 mm, D = 10,28 mm, E = 6,35 mm, F = 7,925 mm, G = 12,7 mm. Jednotlivé rozměrové symboly jsou patrné z obr. 4.1. Magnetické vlastnosti zvoleného jádra již byly uvedeny v tab. 3.2.

B

D E

F

G

C

A

Obr. 4.1 Rozměry jádra transformátoru

4.2 Namotání závitů Z kap. 3.3 je patrné, že sestrojovaný transformátor, pracující s impedančním převodem 50/0,1 Ω bude obsahovat primárním vinutí se 188 závity a sekundární vinutí s 8 závity. Primární vinutí bylo navinuto strojovou navíječkou. Tento postu byl následně aplikován i na ostatní vyráběný transformátorky a také pro sekundární stranu. Pomocí strojové navíječky lze dosáhnout velmi přesného navíjení jednotlivých závitů a také maximálně využít celou šířku okénka. Sekundární vinutí u impedančního transformátorku 50/0,1 Ω má pouze 8 závitů, které byly navinuty ručně. Výsledné transformátorky byly po navinutí omotány izolační páskou, která velmi dobře zabezpečuje polohu jednotlivých závitů horních vrstev sekundárních vynutí obr. 4.2. Pro samotné navíjení byl zvolen měděný drátek o průměru 0,35 mm a to jak pro primární tak i pro sekundární vinutí.

4.3 Konstrukce transformátoru Deska plošných spojů byla navržena tak, aby bylo použití transformátorů co možná nejuniverzálnější. Díky promyšlenu umístění tří konektorů typu N (jednoho vstupního a dvou výstupních), lze měřit útlumové charakteristiky odrušovacích filtrů v symetrickém tak i v asymetrickém systému. Do konektoru na pravé straně desky obr. 4.3 je přiváděn vstupní signál z generátoru. Z dvojice konektorů na levé straně je se odváděn výstupní symetrický signál ke zkoušenému filtru. Pokud se jeden konektor z této dvojice zkratuje šroubovacím zkratem lze Obr. 4.2 Navinuté jádro transformátorky využít pro měření asymetrické složky vložného útlumu odrušovacích filtrů. Z obr. 4.4 je patrné konečné umístění desky plošného spoje do stíněné krabičky.

20

Obr. 4.3 Deska plošných spojů

Obr. 4.4 Deska plošných spojů transformačního článku napájena v krabičce

Po namotaní jádra správným počtem závitů a vyhotovení desky plošných spojů jsem mohl jádro připájet na desku. Aby bylo jádro správně stíněno a nepůsobilo na něj okolní rušení, bylo nutné vyrobit na transformátor krabičku. Druh materiálu jsem vybral pocínovaný plech. Po jejím vyrobení jsem celou desku připájel ke krabičce po celém jejím obvodu. Dále jsem krabičku osadil konektory a připájel i ty. Aby bylo jádro zabezpečeno proti pohybu při manipulaci, bylo potřeba dodělat uchycení jádra k desce. Pro možnost nahlížení do krabičky byla její koncepce řešena metodou odnímatelných víček jak ze spodní, tak i horní strany. Na obr. 4.5 je zobrazen pohled na zhotovený transformátor.

21

Obr. 4.5 Zhotovený transformátor

5 Měření vlastností transformátorů Pro posouzení kvality navržených a vyrobených impedančních transformátorů je nutné znát jejich základní vlastnosti, které by mohly ovlivňovat přesnost našeho dalšího měření. Jednou z nejdůležitějších vlastností transformátorů je jejich pracovní rozsah, který určíme z frekvenční závislosti impedance. Tento frekvenční rozsah nám specifikuje, mezi kterými dvěma kmitočty je výstupní impedance transformátorů ve stanovených mezích.

5.1 Měření impedančních vlastností transformátorů Pro měření útlumových charakteristik filtrů bylo nutné určit pracovní, tj. frekvenční rozsah jednotlivých transformátorů. Stanovení frekvenčních rozsahů je nutné z důvodu vymezení platnosti naměřených hodnot vložných útlumů jednotlivých filtrů. Toleranční pole pro jednotlivé sady transformátorů byly zvoleny následovně: • pro transformační poměr 50/0,1 Ω byl zvolen impedanční rozsah od 0 do 0,3 Ω, • pro transformační poměr 50/50 Ω byl zvolen impedanční rozsah ± 5% tedy od 45 Ω do 55 Ω, • a pro transformační poměr 50/100 Ω byl zvolen impedanční rozsah ± 10% tedy od 90 Ω do 110 Ω. Modulové a fázové charakteristiky jednotlivých transformátorových sad jsou uvedeny na obr. 5.1, obr. 5.2 a obr. 5.3.

22

10

70 T1 50/0,1Ω modul T2 50/0,1Ω modul

60

T1 50/0,1Ω fáze

50 40 φ [°]

│Z│ [Ω]

T2 50/0,1Ω fáze

1 30 20 10 0,1 10

100

1000

10000

100000

0 1000000

f [Hz]

Obr. 5.1 Modulová a fázová charakteristika transformátorů s transformačním poměrem 50/0,1 Ω

10000

60 T1 50/50 Ω modul T2 50/50 Ω modul

1000

50

T1 50/50 Ω fáze T2 50/50 Ω fáze

40

30 10 20 1

10

0,1 10

100

1000

10000

100000

0 1000000

f [Hz]

Obr. 5.2 Modulová a fázová charakteristika transformátorů s transformačním poměrem 50/50 Ω

23

φ [°]

│Z│ [Ω]

100

10000

80

60 1000 40 100

φ [°]

│Z│ [Ω]

20

0

10 T1 50/100 modul

-20

T2 50/100 modul 1

T1 50/100 fáze

-40

T2 50/100 fáze 0,1 10

100

1000

10000

100000

-60 1000000

f [Hz]

Obr. 5.3 Modulová a fázová charakteristika transformátorů s transformačním poměrem 50/100 Ω

Z právě prezentovaných grafů závislostí modulů impedancí byly stanoveny počáteční a koncové body pracovního pásma transformátorů v dané toleranční mezi. Výsledné frekvenční rozsahy jednotlivých transformátorů jsou patrné z tab. 5.1. Tab. 5.1 Pracovní pásma jednotlivých transformátorů

toleranční pásmo min [Ω]

T1

max [Ω] fmin [Hz]

T2 fmax [Hz]

fmin [Hz]

fmax [Hz]

0,1 Ω

0

0,3

10

57544

10

79432

50 Ω

45

55

75

21877

87

23988

100 Ω

90

110

87

19054

100

17378

Nejširšího pracovního pásma dosahuje transformátor pro transformační poměr z 50 Ω na 0,1 Ω, kde šířka pracovního pásma dosahuje 57534 Hz pro transformátor T1 resp. 79422 Hz pro transformátor T2. Naopak nejužšího pracovního pásma dosahuje transformátor s transformačním poměrem 50/100 Ω, kde T1 dosahuje šířky pásma 18967 Hz a T2 17278 Hz. Z takto získaných pracovních rozsahů jednotlivých transformátorů můžeme stanovit výsledné pracovní rozsahy pro jednotlivé měřící impedanční systémy, které budou 24

použity při měření vložného útlumu odrušovacích filtrů. V tab. 5.2 jsou tyto pracovní rozsahy přehledně uvedeny. Tab. 5.2 Výsledné pracovní pásmo pro jednotlivý transformační poměry 0,1/0,1 Ω

50/50 Ω

100/100 Ω

100/0,1 Ω

0,1/100 Ω

fmin [Hz]

10

87

100

87

100

fmax [Hz]

57544

21877

17378

19054

17379

Ještě zbývá dodat, že toleranční pásma byla ve všech případech stanovena pro modul přetransformované impedance. Pokud by byla brána v úvahu pouze reálná složka přetransformované impedance, tak bychom obdrželi velmi kmitočtově omezená pracovní pásma jednotlivých transformátorů. Pro celkové měření vložného útlumu odrušovacích filtrů v různých impedančních systémech by bylo následně třeba vytvořit velkou řadu takovýchto transformátorů, což by vedlo k velmi zdlouhavému měření s velkým počtem transformátorů. V České technické normě ČSN CISPR 17 [2] není zaveden požadavek pracovat pouze s transformačními členy, které vykazují pouze reálnou přetransformovanou impedanci. Z těchto a dalších důvodů je v této práci pracováno s modulem impedance.

5.2 Měření útlumu transformátorů Při měření útlumových vlastností jednotlivých transformátorů bylo vycházeno z doporučení firmy Mini-Circuits® [10]. V tomto dokumentu je doporučeno měření útlumu symetrizačních transformátorů vždy ve dvojicích a to způsobem, kdy se dva stejné transformátory spojí k sobě symetrickými stranami. Na zbylé nesymetrické strany navržených transformátorů (zde je připojována 50-ti Ω impedance) již lze připojit generátor a spektrální analyzátor s 50-ti Ω nesymetrickým vstupem resp. výstupem. Takto získaná výsledná hodnota vložného útlumu těchto transformátorů je vydělena dvěmi a tím je získán útlum jednoho transformátoru. Měření útlumových vlastností bylo provedeno ve frekvenčním rozsahu od 10 Hz do 100 kHz. Naměření hodnoty pro jednotlivé transformační sady jsou uvedeny na obr. 5.4. Transformátory s transformačními převody z 50 Ω na 50 Ω a z 50 Ω na 100 Ω dosahují nižších hodnot vložného útlumu (cca 0,5 dB) oproti transformátoru z 50 Ω na 0,1 Ω, jehož vložný útlum je kolem 1,8 dB. Tento rozdíl je zřejmě způsoben malou přetransformovanou impedancí (byla požadována), na které dochází k pohlcení či odrazu výkonu na zkratu. Dále se mohou uplatnit i ztráty rozptylem v okolí jádra transformátoru a to proto, že vinutí 0,1 Ω má málo závitů a nemusí dokonale pokrývat celou plochu okénka nebo nemusely být závity přesně a rovnoměrně nevinuty. Při samotném měření bylo postupováno dle ČSN CISPR 17 a byla použita plně automatizovaná absolutní metoda kap.2.1.

25

18 50/50 Ω

16

0,1/0,1 Ω

14

100/100 Ω

12

L [dB]

10 8 6 4 2 0 10

100

1000

10000

100000

f [Hz] Obr. 5.4 Závislost útlumu transformátoru na frekvenci pro převodní poměry 0,1/0,1 Ω, 50/50 Ω a 100/100 Ω

5.3 Měření symetrické složky vložného útlumu filtrů Měření bylo provedeno absolutní metodou, popsanou v kap. 2.1 a také v [2], ve frekvenčním pásmu od 10 Hz do 100 kHz. Toto měření bylo plně automatizované. Získané útlumové charakteristiky byly frekvenčně omezeny dle pracovních pásem jednotlivých transformátorů. Základní schéma měřicího pracoviště pro měření symetrické složky vložného útlumu je znázorněno na obr. 5.5., ze kterého je zřejmé připojení filtru k realizovaným transformačním článkům.

G

SA

F

Obr. 5.5 Zapojení měřící aparatury pro měření symetrické složky vložného útlumu, kde G je generátor, F je měřený filtr a SA je spektrální analyzátor

26

Naměřené charakteristiky vložných útlumů jednotlivých odrušovacích filtrů jsou postupně uvedeny na obr. 5.6 až obr. 5.12. Ze všech naměřených charakteristik symetrické složky vložného útlumu je patrné, že vložný útlum filtrů dosahuje největších hodnot v impedančním systému 0,1/0,1 Ω. V případě odrušovacího filtru Schaffner 321 dosahuje hodnota vložného útlumu v impedančním systému 0,1/0,1 Ω až 35 dB. Cílem práce bylo analyzovat „nejhorší možný případ“ dosažený v různých impedančních systémech filtrů, ve kterých filtry dosahují nejmenších hodnot vložného útlumu. Téměř všechny zkoušené filtry dosáhly nejnižších hodnot v impedančním systému 100/0,1 Ω a to až na dvě výjimky. Filtry Schaffner 321 a Schurter totiž vykazovaly nejnižší útlum v impedančním systému 100/100 Ω. Ve všech případech bylo dosaženo spíše vložného zisku než útlumu. To znamená, že filtr dané rušení vůbec neodfiltroval, ale naopak danou situaci ještě zhoršil. U všech zkoušených filtrů (kromě filtrů Schaffner 321 a Schurter) docházelo vlivem změny impedančních podmínek na vstupu a výstupu filtru k výraznému zhoršení charakteristik vložného útlumu o proti systému s 50 Ω impedancemi. Odchylka v některých případech dosahovala hodnot 15 až 20 dB. Nejpatrněji je to ukázáno na obr. 5.7 (útlumové charakteristiky filtru Elfis 1ELF16VY-4).

21 50/50 Ω

18

0,1/100 Ω 100/0,1 Ω

15

0,1/0,1 Ω 100/100 Ω

L [dB]

12 9 6 3 0 -3 10

100

1000

10000

100000

f [Hz] Obr. 5.6 Graf závislosti útlumu na frekvenci pro filtr Elfis 1ELF16V v symetrickém módu

27

25 50/50 Ω 0,1/100 Ω

20

100/0,1 Ω 0,1/0,1 Ω

15

100/100 Ω

L [dB]

10 5 0 -5 -10 10

100

1000

10000

100000

f [Hz] Obr. 5.7 Graf závislosti útlumu na frekvenci pro filtr Elfis 1ELF16VY-4 v symetrickém módu

14

50/50 Ω

12

0,1/100 Ω

10

0,1/0,1 Ω

100/0,1 Ω

L [dB]

100/100 Ω 8 6 4 2 0 -2

10

100

1000

10000

100000

f [Hz] Obr. 5.8 Graf závislosti útlumu na frekvenci pro filtr Filtana v symetrickém módu

28

10 50/50 Ω

8

0,1/100 Ω 100/0,1 Ω 0,1/0,1 Ω

L [dB]

6

100/100 Ω

4 2 0 -2 10

100

1000 f [Hz]

10000

100000

Obr. 5.9 Graf závislosti útlumu na frekvenci pro filtr Schaffner 2020 v symetrickém módu

30 50/50 Ω

24

0,1/100 Ω 100/0,1 Ω

18

0,1/0,1 Ω

L [dB]

100/100 Ω

12 6 0 -6 -12

10

100

1000

10000

100000

f [Hz] Obr. 5.10 Graf závislosti útlumu na frekvenci pro filtr Schaffner 2070 v symetrickém módu

29

35

50/50 Ω 0,1/100 Ω

30

100/0,1 Ω 0,1/0,1 Ω

L [dB]

25

100/100 Ω

20 15 10 5 0 -5 10

100

1000

10000

100000

f [Hz] Obr. 5.11 Graf závislosti útlumu na frekvenci pro filtr Schaffner 321 v symetrickém módu

10 50/50 Ω 0,1/100 Ω

8

100/0,1 Ω 0,1/0,1 Ω

L [dB]

6

100/100 Ω

4 2 0 -2 10

100

1000

10000

100000

f [Hz] Obr. 5.12 Graf závislosti útlumu na frekvenci pro filtr Schurter v symetrickém módu

30

5.4 Měření asymetrické složky vložného útlumu filtrů Použitá měřicí metoda při měření asymetrické složky vložného útlumu byla stejná jako v kap. 5.3. Zadání práce požadovalo sestavit měřicí úlohu pouze pro měření symetrické složky, ale díky univerzálně navržené konstrukci transformátorů, bylo možné zrealizovat i měření asymetrické složky. Při měřené stačí pouze jednu ze dvou výstupních svorek zkratovat se zemí jak je patrno z obr. 5.13.

G

SA

F

Obr. 5.13 Zapojení měřící aparatury pro měření asymetrické složky vložného útlumu, kde G je generátor, F je měřený filtr a SA je spektrální analyzátor

Naměřené charakteristiky asymetrické složky vložných útlumů jednotlivých filtrů jsou uvedeny na obr. 5.14 až obr. 5.20. Nejlepších hodnot vložného útlumu dosahují všechny filtry v impedančním systému 0,1/0,1 Ω. Největších hodnot vložného útlumu v impedančním systému 0,1/0,1 Ω dosáhl filtr Elfis 1ELF16VY-4, kde se vložný útlum pohyboval kolem 70 dB. Nejhorších hodnot vložného útlumu bylo dosaženo v impedančním systému 100/100 Ω a to téměř pro všechny testované filtry. Jednou výjimkou byl filtr Elfis 1ELF16V, který dosáhl nejnižších hodnot vložného útlum v impedančním systému 100/0,1 Ω resp. 0,1/100 Ω. Při některých měřeních docházelo rovněž k mírnému vložnému zisku [2]. Tento zisk však nedosahoval takových hodnot, jaké byly pozorovány při měření symetrické složky. Celkově lze říci, že změnou impedančních podmínek na vstupní a výstupní straně filtru, nedojde k tak výrazné změně vložného útlumu. Odchylka útlumových charakteristik nebyla nikdy větší než 8 dB. Je nutné ještě dodat, že 0,1/0,1 Ω nebyl do tohoto hodnoceni zahranut a to proto, že v něm dosahovaly odrušovací filtry výrazně vyšších hodnot útlumu.

31

70 50/50 Ω 0,1/100 Ω 100/0,1 Ω 0,1/0,1 Ω 100/100 Ω

60 50

L [dB]

40 30 20 10 0 -10 10

100

1000 f [Hz]

10000

100000

Obr. 5.14 Graf závislosti útlumu na frekvenci pro filtr Elfis 1ELF16V v asymetrickém módu

70

50/50 Ω 0,1/100 Ω

60

100/0,1 Ω 0,1/0,1 Ω

50

100/100 Ω

L [dB]

40 30 20 10 0 -10 10

100

1000

10000

100000

f [Hz]

Obr. 5.15 Graf závislosti útlumu na frekvenci pro filtr Elfis 1ELF16VY-4 v asymetrickém módu

32

50 50/50 Ω 0,1/100 Ω 100/0,1 Ω 0,1/0,1 Ω 100/100 Ω

40

L [dB]

30 20 10 0 -10 10

100

1000 f [Hz]

10000

100000

Obr. 5.16 Graf závislosti útlumu na frekvenci pro filtr Filtana v asymetrickém módu

60 50/50 Ω

50

0,1/100 Ω 100/0,1 Ω

40

0,1/0,1 Ω

L [dB]

100/100 Ω

30 20 10 0 -10 10

100

1000 f [Hz]

10000

100000

Obr. 5.17 Graf závislosti útlumu na frekvenci pro filtr Schaffner 2020 v asymetrickém módu

33

80 70

50/50 Ω

60

100/0,1Ω

0,1/100 Ω 0,1/0,1 Ω

L [dB]

50

100/100 Ω

40 30 20 10 0 -10 10

100

1000 f [Hz]

10000

100000

Obr. 5.18 Graf závislosti útlumu na frekvenci pro filtr Schaffner 2070 v asymetrickém módu

80 50/50 Ω

70

0,1/100 Ω 100/0,1 Ω

60

0,1/0,1 Ω 100/100 Ω

L [dB]

50 40 30 20 10 0 -10 10

100

1000 f [Hz]

10000

100000

Obr. 5.19 Graf závislosti útlumu na frekvenci pro filtr Schaffner 321 v asymetrickém módu

34

50 50/50 Ω 0,1/100 Ω 100/0,1 Ω 0,1/0,1Ω 100/100 Ω

45 40 35

L [dB]

30 25 20 15 10 5 0 -5 10

100

1000 f [Hz]

10000

100000

Obr. 5.20 Graf závislosti útlumu na frekvenci pro filtr Schurter v asymetrickém módu

35

6 Závěr Cílem bakalářské práce bylo realizovat sady měřících impedančních transformátorů dle České technické normy CISPR 17 s impedančními převody z 50 Ω na 0,1 Ω a z 50 Ω na 100 Ω, pracující v oblasti nízkých kmitočtů. Toto zadání bylo později rozšířeno o další impedanční transformátor s transformačním poměrem z 50 Ω na 50 Ω. V první části bakalářské práce byly popsány měřící metody specifikované Českou technickou normou CISPR 17, které předepisují postup měření vložného útlumu odrušovacích filtrů. Podrobně byla definována substituční a absolutní metoda. Z hlediska konfigurace měřícího pracoviště byla rozpracována metoda nejhoršího případu, aproximační a standardní metoda. Z analýzy dostupných magnetických jader, vhodných pro výrobu transformačních článků pracujících v oblastech nízkých kmitočtů, bylo vybráno jádro, které nejlépe splňovalo požadavky zadání. Při výběru byly zváženy všechny materiálové, elektrické a magnetické vlastnosti jádra. Vstupními parametry pro výpočet počtu závitů primárního a sekundárního vinutí byly: impedance, kterou budeme transformovat, nejnižší frekvence požadovaného pracovního pásma (10 Hz) a maximální povolené sycení jádra. Počty závitů primárního a sekundárního vinutí, při těchto vstupních parametrech, vycházely větší než bylo možné na dostupná jádra navinout. Z tohoto důvodu byla nejnižší požadovaná frekvence pracovního pásma zvýšena z 10 Hz na 100 Hz. Z analýzy všech jader bylo vybráno E-jádro typu EA-77-500. Při realizaci transformátoru impedance bylo na vybrané jádro, pro impedanční poměr 50/0,1 Ω, namotáno 188 závitů primárního vinutí a 8 závitů sekundárního vinutí. Pro impedanční poměr 50/50 Ω bylo namotáno jak na primární, tak na sekundární vinutí 188 závitů. Transformátor s impedančním poměrem 50/100 Ω byl navinut ze 188 závity primárního vinutí přičemž sekundární vinutí obsahovalo 265 závitů. Navinutý impedanční transformátor byl připájen na desku plošných spojů, osazen konektory a vsazen do krabičky. Realizace byla provedena aby bylo možné navržené a realizované transformátory zapojit do stávající aparatury pro měření útlumu vložných filtrů. Návrh desky plošných spojů a krabičky byl realizován tak, aby bylo možné transformační článek použit pro měření jak symetrické, tak i asymetrické složky vložného útlumu. U hotových impedančních transformátorů byla proměřena vždy modulová a fázová charakteristika, ze které byly stanoveny pracovní, tj. frekvenční rozsahy jednotlivých impedančních transformátorů. Z takto získaných pracovních frekvenčních rozsahů byly stanoveny výsledné pracovní frekvence jednotlivých impedančních systémů. Měření útlumových vlastností jednotlivých transformátorů ukázalo velmi dobré přenosové vlastnosti jednotlivých transformátorů. Vložný útlum jednotlivých transformátorů se pohybovaly kolem 0,5 dB až 1,8 dB. Modelové měření vložného útlumu odrušovacích filtrů bylo provedeno pro následující filtry: Elfis 1ELF16V, Elfis 1ELF16VY-4, Filtana, Schaffner 2020, Schaffner 2070, Schaffner 321 a Schurter. Měření bylo provedeno jak pro symetrickou tak pro asymetrickou složku vložného útlumu jednotlivých filtrů. Pro měření jednotlivých složek (symetrické a asymetrické) bylo potřeba pozměnit zapojení měřící aparatury. Nejhoršího případu při měření symetrické složky vložného útlumu dosahovaly filtry Schaffner 321, Schurter a Elfis 1ELF16V. Nejlepších výsledků při měření symetrické složky vložného útlumu dosahoval filtr Elfis 1ELF16VY-4. Při měření asymetrické složky vložného útlumu dosahovaly nejmenších hodnot útlumu filtry Filtana, Schaffner 2020 a Schurter. Naopak nejlépe se choval filtr Schaffner 321.

36

7 Literatura [1]

SVAČINA, J., Elektromagnetická kompatibilita, principy a metody. Brno: Vysoké učení technické. 2001 „Připojujeme se k Evropské Unii“, svazek 2. 156 stran. IBSN 80-214-1873-7

[2]

ČSN 17: Metody měření útlumových charakteristik pasivních vysokofrekvenčních filtrů a odrušovacích součástek. Česká technická norma, Český normalizační institut. Praha 2000

[3]

NOVOTNÝ, V., VOREL, P., PATOČKA, M. Napájení elektronických zařízení. Vysoké učení technické, Brno 2000. 129 stran IBSN 80-214-1737-4

[4]

SVAČINA, J. Problematika měření vložného útlumu odrušovacích filtrů EMC. Elektrorevue, http://www.elektrorevue.cz/clanky/02032/, 2001/25 Brno 2001

[5]

Semic trade, Přehled a srovnávací tabulka feritových jader. Katalogový list. únor 2004. 13 stran. http://www.semic.cz/Katalog_1/b05_01.pdf

[6]

Construction and use of broadband transformers, 6 pages. http://www.oselectronics.com/downloads/Broadband%20Transformers.pdf

[7]

SCHLICKE, H. M. Assuredly Effective Filters. IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility. 1976, vol. EMC-18, no. 3, p 106-110. ISSN 00189375

[8]

SVAČINA, J., DŘÍNOVSKÝ, J. Approximative Estimation of EMI Mains Filters Properties in the "Worst-Case" System Operation. Acta Electrotechnica et Informatica, 2005, roč. 5, č. 1, s. 13 - 17. ISSN 1335-8243

[9]

Mini-Circuits, RF transformers - Introduction, definition of terms, Q&As (application notes), 6 pages. http://www.mini-circuit.com/appnote/tran14-2.pdf

[10] Mini-Circuits, RF transformers - How RF transformers work and how they are measured (application notes), 9 pages. http://www.minicircuit.com/appnote/howxfmerwork.pdf [11] Ges eletronics, Sortiment nabídky GES-Electronics, http://www.ges.cz [12] Semic Trade, Přehled a srovnávací http://www.semic.cz/Katalog_1/b05_01.pdf

tabulka

pro

feritová

jádra,

[13] MIL-STD-462D: Test Method Standard for Measurement of Electromagnetic Interface Characteristics. Military Standard, Department of Defense, USA. January 1993. 203 pages. http://www.jsc.mil/jsce3/emcslsa/stdlib/docs/ MilStd/history/MIL-STD-462D.pdf [14] DŘÍNOVSKÝ, J. Měření odrušovacích filtrů EMC ve vnějších neurčitých podmínkách. Pojednání o disertační práci. duben 2005. 20 stran. http://www.feec.vutbr.cz/studium/dok/pojednani/pojednani.php?id=d-est

37

Příloha č.1 Zobrazení měřených filtrů a jejich obvodové zapojení

Obr. 1 Filtr ELFIS 1ELF 16V

Obr. 2 Schéma zapojení filtru ELFIS 1ELF 16V

Obr. 3 Filtr ELFIS 1ELF 16VY-4

38

Obr. 4 Schéma zapojení filtru ELFIS 1ELF 16VY-4

Obr. 5 Filtr FILTANA

Obr. 6 Schéma zapojení filtru FILTANA

39

Obr. 7 Filtr SCHAFFNER 321

Obr. 8 Schéma zapojení filtru SCHAFFNER 321

40

Obr. 9 Filtr SCHAFFNER 2020

L1

L2

1M 0,15 µF

0,15 µF

N1

N2

2 x 0,65 mH 4,7 nF

4,7 nF

PE Obr. 10 Schéma zapojení filtru SCHAFFNER 2020

Obr. 11 Filtr SCHAFFNER 2070

41

Obr. 12 Schéma zapojení filtru SCHAFFNER 2070

Obr. 13 Filtr SCHURTER

Obr. 14 Schéma zapojení filtru SCHURTER

42