Szakdolgozat Tartalomjegyzék

1

Szakdolgozat Tartalomjegyzék. 1. Feszültség- frekvencia átalakítók jellemzése. 1.1 Feszültség-frekvencia átalakító meghatározása. 1.2 A

méréstechnikában

alkalmazott

feszültség–frekvencia

átalakítók

lehetséges megoldásai. 1.2.1 Astabil multivibrátoros feszültség-frekvencia átalakító 1.2.2 Integráló típusú áram-visszacsatolás elvén működő feszültségfrekvencia átalakító 1.2.3 Integráló

típusú

azonos

meredekségű

átalakító 2. Feladat megoldása. 2.1 Megtervezendő átalakító kiválasztása 2.2 Az átalakító méretezése 2.2.1 Az átalakító rendszertechnikai méretezése 2.2.2 Komparátor áramkör méretezése 2.2.3 Az integráló áramkör méretezése 2.2.4 Bemeneti egység méretezése 2.2.5 Kapcsolófokozat méretezése 3. Hitelesítési utasítás 4. Anyagjegyzék 5. A szakdolgozatban található jelölések jelentései. 6. Irodalomjegyzék.

feszültség–frekvencia

2

1. Feszültség-frekvencia átalakítók általános jellemzése. 1.1 Feszültség-frekvencia átalakító meghatározása. Az ipari méréstechnika területén egyre nagyobb az igény a mérési pontosság növelésére, a mért eredmények gyors és kis torzítással való távadására, esetlegesen a mérési eredmények számítógépes feldolgozási lehetőségére. A fenti követelményeket a digitális méréstechnika alkalmazásával lehet kielégíteni. A digitális mérés blokksémája az alábbi ábrán látható: Analóg jel

Analllllllll

A/D

Digitális jel

Mint az ábrából látható, a mérőkör legfontosabb eleme az analóg digitális / továbbiakban A/D / átalakító. Az átalakító kimenetén megjelenő jelek távadásra, vagy digitális kijelzésre alkalmas formában jelennek meg. Az A/D átalakító megoldási formái lehetnek, pl.: a/ analóg jel-idő konverter, pl. feszültség idő konverter /dual-slope-integration/ b/ kompenzációs mérés. ennél, külön Digital/Analóg /továbbiakban D/A/ átalakító gondoskodik az összehasonlító jel előállításáról. c/ analóg-jel-frekvencia konverter ennél, az analóg jellel arányos frekvenciát egy frekvenciamérővel mérve az analóg jel értéke kijelezhető, ill. táv-adható az ábrának megfelelően. Az A/D átalakító határozza meg alapvetően a mérőkör pontosságát, hőmérsékleti viselkedését, a soros és közös módusú jelekre való érzéketlenség

/elnyomás/

nagyságát, stb. Az A/D átalakító egyik részegysége lehet egy feszültség-frekvencia átalakító. A feszültség-frekvencia átalakítóknál – eltekintve a digitális rész pontosságától /időalap pontossága/ - a mérés pontosságát az alábbi tényezők befolyásolják: a/ a beépített aktív elemek /IC-k, tranzisztorok stb./ erősítésváltozása, b/ az aktív elemek frekvencia tartományban való viselkedése, c/ az aktív elemek tranziens viselkedése, d/ az aktív és passzív elemek hőmérsékleti tartományban való viselkedése, e/ a tápfeszültség változásának hatása, stb.

3 Feszültség-frekvencia átalakítók számos megoldásban láttak eddig napvilágot, a tranzisztorokkal

való

megvalósítástól

a

legmodernebb

IC-s

megoldásokig.

Az átalakító alapeleme mindig egy pozitív visszacsatolással rendelkező hálózat, melynek frekvenciáját a bemenő feszültség változtatja. Ahhoz, hogy a kimenő frekvencia a bemenő jellel lineárisan változzon az alábbi egyenletet kell kielégítenie az átalakítónak: fki = E Ux ahol: E = konstans. A különböző megoldású feszültség-frekvencia átalakítóknál az E= konstans értéken való tartása csak bizonyos hibával lehetséges. Tekintsünk néhány megoldási lehetőséget.

1.2 A méréstechnikában alkalmazott feszültség frekvencia átalakítók lehetséges megoldásai. 1.2.1 Astabil multivibrátoros feszültség-frekvencia átalakító: Az astabil multivibrátor olyan relaxációs oszcillátor, amely négyszög feszültséget állít elő. Alapkapcsolása az 1. ábrán látható.

1. ábra A multivibrátor T periódus ideje a t 1 és t2 billenési időből tevődik össze. A billenési időtartamokat mindig a lezárt tranzisztor bázisának áramköre szabja meg.

4 Az áramkör felépítése szimmetrikus ha R1 = R2 = R C1 = C2 = C és így

t1 = t2

ebből a periódus idő: T = 1,4 RC

1.2.1

A billenési időtartamokat feszültséggel vezérelhetjük, ha R 1;R2 ellenállásokat egy-egy feszültségvezérelt áramgenerátorral helyettesítjük. A megoldás sematikus rajzát a 2. ábra mutatja.

2. ábra Ebben az esetben a T periódus időt a következő összefüggés írja le: T = 2t ha

C1 = C2 = C

akkor T=

2 CU T I

1.2.2

Ha az áramgenerátort olyan áramköri megoldással építjük fel, amelyre igaz, hogy a kimenő áram csak az UX feszültség függvénye, úgy: I = k UX

1.2.3.

5 ebben az estben a periódus időt az alábbi egyenlet adja: T= ebből

2U T kU x

1.2.4

1 k f= = U T 2CU T x

1.2.5

Mivel C UT időben állandó így az U/f átalakító linearitása csak az áramgenerátor ”k” tényezőjétől függ. A konverter áramköri megvalósítása a 3. ábrán látható.

3. ábra A 3. ábrán feltüntetett kapcsolási megoldásnál egy áramvisszacsatolású földelt emitteres kapcsolású áramgenerátor vezérli a multivibrátort. A linearitás az áramgenerátor „k” tényezőjétől függ.

Ux=Uvez

1.2.1.1 A ”k” tényező meghatározása: Az áramgenerátor kapcsolási megoldását a 4. ábra tünteti fel.

4.ábra.

6 Az áramgenerátor áramát az alábbi egyenlet határozza meg: UE = RE

I ki =

U x −U BE RE

1.2.6

Az UBE értéke szilícium tranzisztor esetében 0,6V, míg germánium tranzisztor esetében 0,3V. Az 1.2.3 és az 1.2.6 egyenletekből kapjuk, hogy: k=

U 1 1− BE  RE Ux

1.2.7

A „”k” értékét behelyettesítve az (1.2.5.) összefüggésbe az f = Ux

1 2RE CU T

U BE

1 2R E CU T

1.2.8

egyenletet kapjuk. Az 1.2.8 egyenletet megvizsgálva a következő megállapításokat tehetjük: 1.A frekvenciát meghatározó egyenlet két tagból áll, az első tag értéke lineárisan növekszik az Ux feszültséggel, míg a második tag szorzótényezőjének az értéke áramfüggő. Változását az IE =I 0 e

UBE UT

egyenletből kapjuk meg:

 U BE = U T ln

1.2.9

IE I0

1.2.10

2.Rövidrezárt bemenet esetén a frekvencia nem nulla. 3. Ha Ux = UBE akkor a frekvencia értéke nulla. 4. A kapcsolás hőmérsékleti változásokra érzékeny, UBE a következő összefüggés szerint változik:

∂U BE ∂

= 2; 3

mV o C

IB= konstans.

7 1.2.2 Integráló típusú áramvisszacsatolás elvén működő feszültségfrekvencia átalakító: Tekintsük meg az 5. ábra blokksémáját és a működési diagramot (6. ábra).

5. ábra

8

6. ábra

9 1.2.2.1 Működési elve: 1.2.2.1.1 A felfutási idő meghatározása: A 6.a,b ábra alapján az integrátor kimenő jele Uka szinttől az Ukf szintig változik, tehát:

U=Ukf −Uka =

Ux t RC

1.2.14

Ebből kifejezve t értékét t= tehát

RC Ukf −Uka  Ux

1.2.15

 t=t n1−t n=t f

1.2.16

1.2.2.1.2 A lefutási idő meghatározása: A lefutási idő meghatározásánál figyelembe kell venni, hogy az Ux feszültség továbbra is jelen van a bemeneten /6.a. ábra/. Ezért:

Uka =Ukf 

Ux I  t−  t RC C

 t=t n2−t n1=t l

1.2.17 1.2.18

az átalakítás után kapjuk, hogy Ukf −Uka=t l



IR−Ux RC



Ebből kapjuk, hogy: t l=

Ukf −Uka RC IRU

1.2.19

x

A tl és a tf értékek meghatározása után írjuk fel a kimenő frekvenciát: f= f=

1 t lt f

1.2.20 1

RCUkf −Uka  RC Ukf −Uka   Ux IR−Ux 1

f=

RC U kf −Uka 

f= f= ebből

1.2,21

1 1   U x IR−U x

U x IR−U x  RC U kf −Uka [IR−U x U x ]

 

Ux U 1− x RC Ukf −Uka  IR

1.2.22

10

akkor

f=

Ux 1 = RC U kf −Uka  t f

f=

U 1 1− x tf IR

 

1.2.23

Megjegyzés: Mint az 1.2.22 egyenletből látható a linearitás annál jobb minél inkább az alábbi összefüggés fenn áll:

Ux ≪ IR

1.2.2.1.3 Az áramkör tranziens viselkedése: Az áramkör tranziens viselkedését a fizikai kép alapján és a működési diagram segítségével vizsgáljuk meg. Rajzoljuk fel ismét a működési diagramot. 8. ábra.

8. ábra

11 Az 1.2.13 egyenletből látható, hogy az integrátor a t 0 időpillanatban a bemenetre adott Ux értékű feszültség ugrást átviszi a kimenetre, majd Uxi szintjétől emelkedik az integrátor kimenetén a feszültség és ( t 2 - t1) idő múlva eléri az Ukf szintet. A komparátor kimenetén lévő feszültség (U (0)) t1 időpillanatban felemelkedik (U(1)) értékig, míg a bemenetére rákapcsolódik az Uka szint. A t1 időpillanattól kezdve az integrátor kimenő feszültsége (U i) csak az Uka és az Ukf szint között mozoghat, és ettől az időpillanattól kezdődően a  t 1 =t 2−t 1 és a  t 2=t 3−t 2 idő csak az Ux feszültségtől függ. A vizsgálatból látható, hogy a rendszer kiküszöböli az ugrásjel átvitelét, ezért a hibaszámításnál csak a (1.2.13) egyenletnek a t-től függő tagját kell vizsgálni. Az átalakító egy áramköri megoldása a 9. ábrán látható!

9. ábra 1.2.2.1.4 Az átalakító hibáinak meghatározása: 1. A rendszer hibájának a meghatározása: A hiba meghatározásánál induljunk ki az f= egyenletből.

 

Ux U 1− x RC Ukf −Uka  IR

12 A változó tagot kiemelve kapjuk az f =Ux



1 1 1−Ux RC Ukf −Uka  IR



összefüggést. Az egyszerűbb írásmód miatt a konstans tagokat helyettesítsük betűkkel. a=

1 RC Ukf −Uka 

b=

1 IR

A helyettesítés után írható, hogy f =aU x 1−bU x 

1.2.23

Az (1.2.23) egyenletből látható, hogy a frekvencia értékét két tag különbsége határozza meg: f =aU x−abU 2 x

1.2.24

Az abszolút hiba értéke megadja az ideálistól való eltérést: H absz=aUx −aU x 1−bU x  ebből

Habsz=abU 2 x

1.2.25 1.2.26

Az (1.2.26) képletből a relatív hiba számítható hr =

Habsz aU x

hr =bU x

1.2.27 1.2.28

visszahelyettesítve hr =Ux

1 IR

1.2.29

Az (1.2.29) összefüggésből látható, hogy a hr értéke csak az áram növelésével csökkenthető. 1.2.2.1.5 Az áramköri megvalósításból adódó hibafelsorolás: 1.2.2.1.5.1 Integrátor hibája: Az integrátor számításánál a műveleti erősítőt ideálisnak feltételeztük. A megvalósításnál azonban az ideálistól való eltérést figyelembe kell venni. a) Véges erősítésből adódó hiba:

13 A véges erősítés az integrátornál linearitási hibát okoz. A linearitási hiba az (1.2.30) összefüggésből számítható: hl=

1 t 2A u RC

1.2.30

s

b.)Bemeneti impedanciából adódó hiba. A bemeneti impedancia szintén linearitási hibát hoz létre. Értékét azonban be lehet vonni az erősítésbe. A u Zbes A '= us ZbesZa Z 1 X Z2 s

Offset áram és offset feszültség miatt azért keletkezik hiba, mert az integrátor az Ux feszültség mellett az Uh =I b R∓ Ube feszültséget is integrálja. 1.2.2.1.5.2 Komparátor hibája: A komparátor átkapcsolási feszültségeit az alkalmazott áramkör offset és drift paraméterei is befolyásolják. Ha az invertáló és neminvertáló bemenetekhez csatlakozó ellenállások eredőjét. Amennyiben az invertáló és a nem invertáló bemenetekhez csatlakozó ellenállások eredőjét Ri -vel és Rn -el jelöljük akkor az átkapcsolási feszültségek az

   

Uboü =−R i Ib 

ibo i Rn I b − bo ≥Ubo 2 2

1.2.32

bemeneti üzemi offset feszültségnek megfelelően eltolódik. Az üzemi drift feszültségek okozta eltolódás hasonlóan számítható. Udoü=−R i



 



 Ib ido  I b ido  Rn − ≥Udo T 2 T 2

1.2.33

14 1.2.3 Integráló típusú, azonos meredekségű feszültség-frekvencia átalakító. Az átalakító blokksémája és működési diagramja a 10. ábrán látható.

10.ábra

15 A 10. ábrán látható elrendezés egy integrátorból, egy pozitívan visszacsatolt komparátor áramkörből, egy kapcsoló áramkörből és a bemeneti hálózatból épül fel. Az integrálás kezdetén az integrátor kimenetén a feszültség a komparátor alsó feszültségével Uka egyezik meg, míg közben a komparátor kimenő feszültsége logikai IGEN szinten van. A komparátor neminvertáló bemenete a pozitív visszacsatolás miatt szintén logikai IGEN szinten van, ami egyben a felső komparálási szint, is Ukf A komparátor kimeneti logikai Igen szintje a kapcsoló áramkört bekapcsolva tartja, ezért az integrátor invertáló bemenete a földpontra kerül. így, az integrátor nem invertáló bemenetre jutó (az osztó által meghatározott!) feszültséget integrálja. Amikor az integrátor kimenő feszültsége eléri a komparátor Ukf komparálási szintjét a komparátor elbillen, kimenetén logikai NEM szint jelenik meg, amely egyrészt átváltja a komparátor komparálási szintjét Ukf -ből Uka -ba, valamint kikapcsolja a kapcsoló áramkört. A kapcsoló áramkör kikapcsolásával az integrátor invertáló bemenete és az integrátor a bemeneteire jutó feszültségek különbségét integrálja. Ezt az értéket a bemeneti hálózat ellenállásai határozzák meg, amelyek úgy vannak megválasztva, hogy a kapcsoló áramkör kikapcsolása után az integrálás iránya ellentétesre változzon. Az integrátor a bemeneteire jutó feszültséget addig integrálja, amíg a kimeneti szintje el nem éri a komparátor Uka komparálási szintjét. Ennek elérése után a komparátor elbillen és az alaphelyzet áll be, a leírt működés ciklikusan ismétlődik. A komparátor kimenetén a működési diagramon látható jelalakok jelennek meg. Ahhoz, hogy a megjelenő jelalakok impulzus/szünet aránya egy legyen a be – és visszaintegrálási meredekség azonos legyen, szükséges, hogy: R1 R =1 3 R2 R4

1.2.34

16 1.2.3.1 Lefutási idő számítása: Ideális műveleti erősítőt feltételezve az integrátor helyettesítő képét a 11. ábra szemlélteti.

11. ábra A műveleti erősítő kimenő feszültsége az Uki =A u Ube

1.2.35

összefüggés szerint számíthatjuk. A helyettesítő kép alapján felírhatjuk a kiindulási egyenleteket: UBE=U2−U1 U2=Ux

1.2.36

R2 R1R2

1.2.37

R5=R3 R4 U1 =Ux

1 pC R 5

1 pC

Uki

R5 R 5

A kiindulási egyenletekből meghatározva UBE=Ux



1.2.38

pC UBE értékét, kapjuk, hogy:



R2 pCR 5 1 − −A u Uki R 1R2 1pC R5 1pCR5

1.2.40

Írjuk át az (1.2.40) egyenletet explicit alakba és végezzük el a kijelölt műveleteket:



Uki = 1A u





pCR 5 R 2 1CR 5−R 1−R 2 =A u U x 1pCR5 R 1 R 2 1pCR5 

R2pCR 2 R 5−R1−R 2 R R2 1pCR 51 Uki =Au Ux 1 pCR 5 1A u 1pCR5



17 ha Au =∞ akkor Uki =Ux

pCR2 R 5−R1 R1R2 pCR 5

többszöri átrendezés után kapom az Uki =Ux

R2 Ux R1 − − R1R 2 pCR 5 R1R 2

1.2.41

összefüggést. A bemeneti feszültség, tiszta egyenfeszültség, így a Laplace transzformáltja:

L

1 ux  = Uo p

akkor Uki = P

U0 R 2 U 1 R1 − 20 p R 1R 2 p CR 5 R 1R2

Visszatérve a ”t” tartományba

L

−1 Uki =Uki P

t

R1 R2 R R2 Uki =Ux −Ux 1 t R1R 2 CR 5

1.2.42

t

A 10,a(b) ábra alapján az integrátor kimenő jele állandósult állapotban az a Ukf szinttől az Uka szintig változik. Ebben az esetben írhatjuk, hogy: R1 R R2 − U=−Ux 1 t CR 5  t1 =

 

CR 5  U R 1 2 Ux R1

1.2.43

 U=Ukf −Uka 

1.2.44

 t l =t n1−t n 

1.2.45

 t 1 =t l

1.2.46

18 1.2.3.2 Felfutási idő számítása: A visszaintegrálásnál kialakuló helyettesítő kép a 12. ábrán látható.

12. ábra Felírva a kiindulási egyenleteket: U2=Ux U1 =Uki

R2 R1R2

1.2.47

R4 1.2.48

1 R 4 pC

UBE=U2−U1 UBE=Ux

1.2.49

R2 pCR 4 −Uki R1 R 2 1pCR4

1.2.50

A kiindulási egyenletet behelyettesítve a (1.2.35) egyenletet Uki =A u Ux

R2 R2 −Au Ux R1 R2 R 1R2

1.2.51

Átírva az (1.2.49) egyenletet explicit alakba és elvégezve a műveleteket:



Uki 1Au



pCR 4 R2 =A u U x 1pCR 4 R 1 R2

R2 R1R 2 Uki =A u Ux pCR 4 1A u 1pCR 4 ha

Au =∞ és átrendezve, kapjuk, hogy: Uki =

R2 R2 Ux Ux pCR 4 R1R 2 R1R 2

1.2.52

19 A bemeneti feszültség tiszta egyenfeszültség, így a Laplace transzformáltja:

L

1 ux  = Uo p

így: Uki = P

R2 U0 R 2 1 U0  2 p CR 4 R1R2 p R1 R2

Visszatérve a ”t” tartományba

L

−1 Uki =Uki P

Uki t =

t

R2 R2 Ux tUx CR 4 R1R 21 R1R 2

1.2.53

A 10.a.(b) ábra alapján az állandósult állapotban az integrátor kimenő feszültsége csak Uka szinttől az Ukf szintig változhat. Így írható, hogy: R2 R R 2  U=Ux  t 2 1 CR 4 ebből  t 2=

 

U CR 4 R 1 1 Ux R2

1.2.54

 U=Ukf Uka 

1.2.55

 t 2=t n2−t n1

1.2.56

 t 2=t f

1.2.57

20 1.2.3.3 Az

R1 R =1 3 összefüggés bizonyítása: R2 R4

Kiindulási feltétel: tf = tl Behelyettesítve az 1.2.,54 és 1.2.43 egyenleteket tf és tl helyébe úgy: R2 R2 Ux R1R 2 R1R 2 = CR 4  U CR5  U

Ux

Az egyszerűsítések után; R2 R5=R1 R4 ebből R1 R5 = R2 R4 Mivel

R5=R3 R4

így

R1 R =1 3 R2 R4

1.2.34

Amennyiben a bemeneten lévő ellenállások az (1.2.34)összefüggés szerint vannak megválasztva:

vagy

f=

1 2t l

1.2.58

f=

1 2t f

1.2.59

Az (1.2.59) egyenletbe behelyettesítve za (1.2.54) egyenletet kapjuk, az f=

ahol

1

 

R 2 U CR 4 1 1 R2

Ux

1.2.60

 U=Ukf −Uka

Az állandó tagokat összevonva f =kU x

1.2.61

ahol k=

1

 

2  UCR 4 1

R1 R2

1.2.62

21 1.2.3.4 Az áramkör tranziens viselkedése: Az áramkör tranziens viselkedését a működési egyenletek és a működési diagram segítségével vizsgáljuk meg. A tranziens viselkedést a 13. ábra szemlélteti.

13.ábra A rendszertechnikai elrendezésből látható, hogy a bemenetre kerülő feszültség az R1 és R2 ellenállásokból álló feszültségosztón keresztül jut az integrátor nem invertáló bemenetére. A komparátor referencia szintje Ukf értéken van A (1.2.53) összefüggésből látható ha a t0 időpillanatban Ux értékű feszültséget kapcsolunk a bemenetre akkor a kimeneten t0 időpillanatban megjelenik a bemenetre kapcsolt feszültség leosztott része, és ettől a kimenő szinttől kezd a kimenő feszültség növekedni.

22 A kimeneten lévő feszültség (t1 – t0) idő múlva éri el a felső Ukf komparálási szintet. A t1 időpillanattól kezdve a tl és tf időtartamokat csak a bemenetre adott feszültség határozza meg. 1.2.3.5 Az átalakító a hibáinak a meghatározása: 1.2.3.5.1.Rendszertechnikai hiba: A hiba meghatározásánál induljunk ki az f=

1

 

R 2 U CR 4 1 1 R2

Ux =kUx

összefüggésből. Az egyenletből látható, hogy a frekvencia egyenesen arányos a bemeneti feszültséggel, tehát a rendszernek nincs hibája. 1.2.3.5.2 Az áramköri megvalósításból adódó hiba: A műveleti erősítő véges erősítésből adódó hiba. A műveleti erősítő bemeneti impedanciájából adódód hiba. A műveleti erősítő offset áram és offset feszültségéből adódó hiba. Komparátor áramkör hibái. Kapcsoló áramkör hibái.

2. Feladat megoldása. 2.1 A megtervezendő átalakító kiválasztása: A megtervezendő áramkörnek az alábbi követelményeket kell kielégítenie: Ube=0.....5V Rbe≫ 10 K  f ki 0....25 kHz Linearitási hiba

1 %

Hőmérsékleti hiba

0,2 % /10 ˚ C

Kimenőjel jel amplitúdója = 2,4...3,8V (TTL logikai IGEN szint.) Használati hőmérsékleti tartomány:

−5 ˚ C.....45 ˚ C

It terhelő áram: 10 egységterhelés logikai ”0” szintnél.

23 A bemutatott lehetséges megoldások közül az 1.2.3. sz. fejezetben ismrtetett integráló típusú azonos meredekségű feszültség frekvencia átalakítót választom a következő indokok alapján: a/ A választott átalakítónak a rendszerbeli felépítéséből adódó hibája nulla. b/ A megadott követelményeket csak az alkalmazott alkatrészek befolyásolják. c/ Kevés alkatrészt tartalmaz, ezért a meghibásodás valószínűsége kicsi. d/ Egyszerű felépítés miatt sorozatgyártásra alkalmas.

2.2 Az átalakító méretezése: 2.2.1 Az átalakító rendszertechnikai méretezése: A hiba szétosztásának lehetőségeinek szempontjai. Rajzoljuk fel ismét az átalakító blokksémáját.

14.ábra

24 Az átalakításra a feladat kiírása 1%-os linearitási hibát engedélyez. A feladat kiírásában olyan követelmények is szerepelnek, amelyeket az egyszerű áramköri megoldás érdekében elsődlegesen kell figyelembe venni. Ez a tényező befolyásolja

a

hiba

szétosztását,

és

meghatározza

a

kiindulást.

A

rendszertechnikai blokksémából és a megadott paraméterekből adódik, hogy olyan komparátor áramkört célszerű választani, amely a kimeneten biztosítja a TTL logikai szinteket és 10 egységgel terhelhető. Az átalakító működéséből adódik, hogy a kapcsoló áramkör megvalósításánál olyan eszközt kell választanom, mely biztosítja, hogy a bekapcsolt állapotban az ellenállása

minimális,

míg

kikapcsolt

állapotban

az

ellenállása

MOhm

nagyságrendű legyen. Az eddigiekből is látható, hogy a hiba százalékos szétosztás nem lehet önkényes, valamint a fent említett okok miatt az egyes áramköri egységek tervezésének sorrendje is kötött. A méretezés sorrendje: 1.A komparátor áramkör méretezése. 2.Integrátor méretezése 3.Bemeneti egység méretezése 4.Kapcsoló áramkör méretezése. 2.2.2 Komparátor áramkör méretezése: 2.2.2.1 A komparátor áramkörrel szemben támasztott követelmények: 1. A kimeneten megjelenő szintek egyezzenek meg a TTL logikai szintekkel. 2. I t terhelőáram értéke logikai ”0” szintnél 10 egységterhelés 3. A kapcsolási meredekség lehető nagy legyen 4. A válaszadási idő rövid legyen 5. Lehető nagy sávszélessége legyen 6. −5 ˚ C−tól45 ˚ C−ig működőképes legyen. 2.2.2.2 Eszközválasztás: A fent leírt követelményeket legjobban a TEXAS INSTRUMENT cég által gyártott SN 52710 típusú komparátor áramkör elégíti ki. Az áramkör kimeneti árama min. 1,6 mA, míg a tipikus érték 2,5 mA. Ez az érték csak egy egységterhelést engedélyez. (TTL 54...74... sorozat 1 egységterhelése 1,6 mA. max)

Ahhoz, hogy biztosítani lehessen a 10 egységterhelést a

komparátor áramkört ki kell egészíteni . Célszerű a kiegészítést egy olyan TTL logikai áramkörrel megoldani, amelyik illeszkedik a komparátor áramkörhöz, a

25 hőmérsékleti előírásnak megfelel és a kimeneti terhelhetősége 10 egységnyi lehet. A TEXAS INSTRUMENT cég áramkör készletéből az SN5404 típusú invertert választom az alábbiak miatt: −55 ˚ C−tól125 ˚ C−ig változhat.

A környezeti hőmérséklet

A bemeneten védő dióda van, amely lehetővé teszi a negatív bemenő szintet -1,5 V-ig. Kimeneti terhelhetősége 10 egységnyi. Logikai függvénye egyszerű

 Y= A

2.2.2.3 Áramköri egység számítása: A működési diagramból látható, hogy a komparátor áramkör két referencia szinttel rendelkezik. A szükséges referencia szinteket biztosítani lehet: 1. Külső referencia feszültséggel. 2. Pozitív visszacsatolással Az áramkör pozitív visszacsatolása a következő előnyöket biztosítja: a.) Nem kell előállítani és kapcsolni a külső referencia szinteket. b.) Az átkapcsolás gyorsan, a komparátor maximális változási sebességével megy végbe. c.) Nincs fázistolás a bemeneti kapcsoló és a referencia kapcsoló tranzisztor kapcsolása között. Ha a komparálási szinteket külső referencia feszültséggel biztosítjuk úgy az átalakítót ki kell egészíteni egy olyan kapcsoló áramkörrel, amely biztosítja a referencia szintek időben helyes kapcsolását. Az áramköri megoldásnál a pozitív vissza csatolást érdemes használni a fent említett előnyök miatt. Kiindulási áramkör a 15. ábrán látható.

15. ábra.

26 2.2.2.4 A pozitívan visszacsatolt komparátor átviteli függvénye:



+

Uki

+

ha

Ube 



R v5 Uki Rv5 Rv1 Uref − −R v1 R v1R v5 Rv1 Rv5 A u0

Uki

2.2.1 Uki

–



Uref =0 és R v1=∞ akkor

Amennyiben

Uki

+

ha

+

Ube  Uki −

U ki+ Au

Uki Uki

–



R v5 Uki – Rv5 Rv1 Uref − −R v1 ha Ube ≥ R v1R v5 R v1 Rv5 A u0

Uki – ha Ube  Uki − Au –

Behelyettesítve minimális értékre: +

Ube=Uki − Ube=Uki

–

U ki+ 2,5 =2,5− =2.4975V Au0 1000

−Uki – =0 A u0

azaz =2.5 V ha Ube  2,4975 V = Ukf 1

Uki =0 V ha Ube  0 = Uka 2

Tehát a visszacsatolt komparátor minimális hiszterézise Umin =Ukf −Uka =2,4975 V

27 Most határozzuk meg az átviteli függvényértékét maximális értékre, felhasználva a 2.2.1 összefüggést +

Ube=Uki −

U ki+ 4 =4− =3,996 V Au0 1000

Uki – 1 Uki =Uki − =−1 =0,999 V AU0 1000 –

Tehát 4V ha Ube 3,996 V=Ukf

min

Uki −1V ha Ube −0,999 V=Ukf

max

Így a hiszterézis minimális értéke :  Umax =3,9960,999=4,985 V A hiszterézis változás százalékos értéke Umax − Umin 100 Umin Behelyettesítve 4,985−2,4975 100=100 % 2,4975 Látható, hogy az alkatrész szórásától függően a hiszterézis megváltozása 100% is lehet. Mivel a hiszterézis értéke szerepel a frekvenciát meghatározó képletben (1.2.62) úgy szükséges egy olyan beállítási lehetőség, mivel a frekvenciát a pontos értékre lehet beállítani. A hiszterézis maximális értékét az integrátor szempontjából állandó értéknek tekinthető, ha az integrátor kimenő feszültsége egy

változtatható

feszültségosztón

keresztül

csatlakozik

a

komparátor

bemenetére. A feszültségosztás változtatásával így a mindenkori alkatrész szórás kiegyenlíthető. Így a komparátor elvi felépítése az alábbi:

16.ábra.

28 2.2.2.5 A komparátor áramköri védelme: Az integrátor maximális kimenőfeszültsége megegyezik az előforduló maximális 4V-os komparálási szinttel. Az SN 52710N típusú áramkör maximális bemenő feszültsége ± 5V. A tápfeszültség rákapcsolásának pillanatában elképzelhető olyan beállás, hogy az integrátor kimenő feszültsége nagyobb lesz, mint a komparátor megengedett maximális bemenő feszültségénél(tranziens). Ez a körülmény szükségessé teszi a komparátor bemenetének védelmét, amely a legegyszerűbben az alábbi módon oldható meg:

17. ábra. A Z1 és Z2 megfelelő megválasztásával a bemenet védelme biztosítható. A limit elemek ( Z1 és Z2 ) meghatározása: Mivel

Ube = 4V

és az invertáló bemenetre adható max. feszültség,

max

továbbiakban Uinv = 5V így a határoláskor max

Uz1Uz2  5V Szabványértékből választva és

figyelembe véve, hogy limitáláskor Z2 nyitott irányban van előfeszített diódaként működik, úgy a diódán eső feszültség UDny 0,6 V Si esetében. Ezzel (ha Z2 nyitott) UZ  5V−UDny =5−0,6=4.4V 1

Szabványértékből választva 4,3V -os zénert alkalmazhatjuk. Amikor az integrátor kimenőfeszültsége negatívvá válik, nem szükséges 5V-ra limitálni a komparátor bemenetet. Tekintve, hogy célszerű minimális elemfajtát alkalmazni a negatív oldalra Z1 -el azonos diódát alkalmazni.

29 Így UZ =UZ 1

2

Ezért a limit határ UZ UDny≈ 4,30,6=4,9 V 1

erre acélra természetesen kis teljesítményű zéner diódák alkalmazhatók, amit a ZF, ZG, ZP típusok közül lehet választani. Célszerű ZF típust választani,ugyanis ZF 4,3 típusnál Uz = 4...4,6 tehát Z1 = Z2 = ZF 4.3 2.2.2.6 R8 értékének megválasztása: R8 értékét az integrátorként alkalmazott IC terhelhetősége, valamint a komparátor bemenetének optimális lezárása határozza meg. Az integrátorban alkalmazott IC kis teljesítményű, ami azt jelenti, hogy a disszipációs teljesítménye kb. 80-100 mW, értékkörül mozog. A tápfeszültség értékét célszerű választani., mivel a komparátor megengedett tápfeszültsége +12V és -6V . A -6V-ot külön elő kell állítani. A max. disszipáció az integrátor IC-én az UT/ 2 feszültségnél lép fel, azaz Pd = max

UT I 2 t

ahol It a terhelő áram. Így

It = max

2Pdmax 2x80 160 = = =13.3mA UT 12 12

Természetesen az integrátor IC kimenő árama korlátozott a teljes kivezérlésnél (tápfeszültségig való vezérlés) is. Ez mint említettük a bekapcsolás pillanatában jöhet létre. Ez a maximális áram

Imax ≈ 15−20 mA között mozog.

Amennyiben a tápfeszültségig való kivezérlésnél Ilimit 5mA áramot engedünk meg, úgy: R 8=

U T−U Z R Dny  12− 4,3−0,6 = =1,4K  5 5

Szabványértéket választava.: Az

R8=1,2 K 

R8=1,2 k  -os lezárás a komparátor szempontjából megfelelő, bár

hőmérsékleti paraméterei az Rs = R8 ellenállás csökkentésével javulnak.

30 2.2.2.7 A P1 - R6 hatása: Az integrátort terheli még a P1 - R6 ellenállásosztó is. Az ellenállásosztó áramát a komparátor

bemeneti

áramánál

legalább

egy

nagyságrenddel

célszerű

nagyobbra választani. Mivel Ibe =45  A így I0 =10x45=450  A komp

Amennyiben

I0 =1mA választással élünk, úgy ez megfelel.

Az R8=1.2k  -on az Ibe =45  A áram miatti feszültségeséssel nem kell komp

számolni akkor, ha R7 = R8 választással élünk, így R7=R8 = 1,2 k  Az integrátor szükséges max. kimenő feszültségét befolyásolja az R7 és R8 ellenállások szórása is. Amennyiben R7=R8 választással élünk úgy R7=R 8=1,2K  Ha R7 = R8 = 1.2K  5 % −os ellenállást bemeneti

választunk,

a P1−R 6 osztón

feszültséget

úgy

1,2 K  10 Ibe 100

komp

a

szükséges

értékkel

kell

megnövelni. Figyelembe kell még venni az Uoffset hatását is. A legrosszabb esetet feltételezve, az integrátor szükséges max. kimenőfeszültsége Uki

integrátor

Uki

integrátor

=U kf  max

1,2 10I be U offset max 100 komp

így =3,990,12 x 0,0453 10−3=4V

Miután a végleges beállítás a P1 potenciométerrel történik:

Uki

integrátor

=4,1 V

2.2.2.8 P1 és R6 meghatározása: I0 =1mA

Uki

integrátor

=4,1 V így

P1R6=

Uki

integrátor

I0

=

4,1 V =4,1 k  1mA

A feszültség átfogásnak 100%-nak kell lennie, ezért R6=P1=

4,1 =2,05k  2

31 Célszerű a P1 -re nagyobb értéket választani (az

Ibe

komp

hatásától eltekinthetünk),

így szabványértékekkel: P1 = 2,2 k  Beckmann 66W típus R6 = 1,8 k  Ezzel az osztó árama: Io =

4,1 V =1,025 mA 4mA

A bekapcsolási tranziens hatása az integrátor tápfeszültségig való kivezérlését okozhatja, ekkor az IC teljes terhelő árama: It

integrátor

=Ilimit 

Ut 12V =5 = 8mA P1R 6 4K 

Ez az áramkör terhelése szempontjából megfelelő. 2.2.2.9 P1 és R6 tűrésének meghatározása: A tűrést az osztó osztásviszonyának megengedhető tűrése határozza meg. Az osztásviszony: P1 2,2 = =1,22 R 6 1,8 vagy százalékban P1  %=122 % R6 aminek alapján: P1=2,2 k  ± 10 %

R6=1,8 k  ± 1 %

választást lehet megengedni, amely értékek szabványosak is. Az ellenállások disszipációs teljesítménye: 0,1 W, Mivel az ellenállások háromszög jelre, illetve az R7 impulzus jelre van igénybe véve, így a középértékkel kell számolni. 2.2.2.10 R7 és R8 disszipációja: Jó közelítéssel a komparátor bemeneti áramából számítható, így; 2 PD =Ibe R7−8=45  A2 x 1,2=2,43 10−3 W  7−8

komp

Szabványértékből választva: R7=R8 = 1.2k  ± 5 % 0,1 W A komparátor által okozott hiba

25 ˚ C -on.

A komparátor Ue - Ua karakterisztikájában egy 2mV nagyságú átmeneti sáv látható. Ez az átmenet egy komparálási bizonytalanságot okoz, ami kapcsolási

32 késleltetésben,

azaz

mérési

hibában

jelentkezik.

Ez

akkor

adódik

a

legnagyobbra, ha UKF=2,5V

2.5V

UKA=0V

100

2mV

x

2 10−3 100 −3 =80 10 =0,08 % 2,5

x=

Tehát az okozott hiba 0,08%-os nagyságra adódik Hkomp =± 0,08 %

Így

2.2.2.11 Hőmérsékleti hiba: A hőmérsékleti hibát az offset-feszültség és áram driftje okozza és  UDI =10  V/ ˚ C max

 IDI =10  A / ˚ C max

A komparátor saját hőhibájára (az ellenállások hőhibájától eltekintve) írható, hogy; a teljes drift feszültség; UDr =U DI  T   IDi  T x R g Rg legrosszabb esete (P1 potméter alsó állásban és feltételezve, hogy az integrátor kimeneti ellenállása Rgint = 0) R g =R 8P1 R 6  = 1,2

2.2⋅1,8 =11=2,2 k  2,21,8

Így UDr =10 10 3 45−−525 106  45−−5 2,2=500 10−3275 10−6=500⋅10−3 mV Így a hőhiba a teljes hőfoktartományban a végértékre vonatkoztatva, ˚ 45 C között.

UKF

min

UDr H=

100% x

UDr⋅100 500 10−6⋅100 2,5 10−2 = = =2 10−2 UKFmin 2,5 2,5

tehát −5 ˚ C és 45 ˚ C között hőhiba H=± 0,02 %

−5 ˚ C és

33 2.2.3 Az integrátor tervezése: 2.2.3.1 A minimális Au számítása: A számításhoz az integrátor működési egyenletéből kell kiindulni. Konstans bemenőjel esetén stacioner állapotban az integrátor működése, úgy tekinthető mint egy olyan negatív oldalon vezérelt integrátor, amelynek nem invertáló bemenete egy adott feszültségre van kötve. Felrajzolva az integrátort a két bemeneti állapotra:

18. ábra A negatív oldalra jutó feszültség a.) esetben

−U+

b.) esetben

Ube−U

A helyettesítő képben:

(felfutás) +

(lefutás) Ux=Ube

34

19. ábra A helyettesítő kép alapján írhatjuk (19.a ábra.), hogy Uki =−A U Ube Ube=U+

1 pC R 4

Uki =−A U U+



Uki 1AU



Uki =−

1 pC

Uki

1 pC R 4

1 pC

pCR 4 1 −AU Uki 1pCR 4 1pCR 4



pCR 4 1 = −A U U+ 1pCR 4 1pCR 4

1 1pCR4 A pCR 4 1 U 1pCR 4

A U U+



Uki =–

AU + U 1pCR 4A U pCR 4

Uki =–

AU U+ 11AU pCR 4

Mivel AU ≫ 1 így

1A U≈ A U0

Uki =–

AU + U 1AU pCR 4

35 Ha U+ tiszta egyenfeszültség, akkor írhatjuk, hogy

L

+

+

U p

U = p

+

Uki =

AUU 1 p 1AU pCR 4

Uki =

U+ CR 4

p 

p 

1



p p



1 A U CR 4

Visszatérve a ”t” tartományba:

L

−1 Uki =Uki P

t



− U+ A Uki =− AU CR 4 1−e CR 4 t

+



−

Uki =−A U U 1−e t

t A U CR 4

U

t CR 4





2.2.3

2.2.4

Sorbafejtéssel kapjuk az Uki =−A U U+ t

2

t t  A0 CR 4 2 AU CR 4 2

2.2.5

összefüggést. Az ideális integrátor működési egyenlete: Uki =− t

t + U CR 4

A két egyenlet különbözőségéből adódik az abszolút hiba: HI =

1 t2 U+ 2 2A U R 4 C

2.2.6

hI =

1 t 2AU CR 4

2.2.7

1

A relatív hibát a 1

összefüggés írja le.

36 Az előző levezetést elvégezve a (19.b) ára alapján kapjuk, hogy: hI = 2

1 t 2AU CR 3R4 

2.2.8

Mivel H0=h1 h 2 így I

I

H 0=

t t  2A U CR4 2A U CR3R 4 

H 0=

1 1 t  2A U CR 4 CR3R4 





2.2.9

Figyelembe véve az (1.2.34) összefüggést és R1 =3 R2

2.2.10

értéket választva kapjuk, hogy R3=2R 4 Ezt behelyettesítve



H 0=

1 1 t  2A U CR 4 C3R 4 

A U=

4t 6H 0 CR 4



2.2.11

Ebből 2.2.12

2.2.3.2 A CR4 érték számítása az (1.2.54) összefüggésből: A komparátor áramköri tervezésénél meghatároztuk az integrátor maximális és minimális kimenőfeszültség értékét: Uki

int.max

Uki

int.min

=4,1 V

=−1V

Ebből U= 4.1−−1=5,1 V Az integrátor áram áramkör további adatai: 3

f ki =25 10 Hz max

Ux =5V max

Mivel az integrátor kimenő jele azonos meredekségű így t l=t f =20  s A fenti értékeket behelyettesítve az (1.2.54) összefüggésbe kapjuk, hogy 20⋅10−6=

CR 4 5,1  4 5

37 ebből CR 4=4,90 10−6 r /s 2.2.3.3 AU számszerűsítése: −6 A CR 4=4,90 10 r /s értéket behelyettesítve az (2.2.12) összefüggésbe adódik,

hogy: A U=

4,2 10−6 3 =13,6⋅10 −6 −6 6⋅ 4,9 10 ⋅2 10

2.2.3.4 Sávszélesség meghatározása: A kimeneten lévő háromszög alakú jel Fourier sora: f  t=

4  − cos k  t 2  k2

Ebből

 

ak =−

4 k 2

k = 1, 3, 5, 7......

Az ak érték megadja, a k-adik felharmonikus amplitúdóját

bk=0. A véges

sávszélesség okozta hibát számíthatjuk úgy, hogy meghatározzuk azt a frekvenciát, amelyre igaz, hogy: ak 

a1 3⋅10

−3

Behelyettesítve 4 4 = 2 k 3⋅ 10−3 k 2=333

k≈ 19

ebből f B =19 ⋅25 kHZ = 475 kHz 2.2.3.5 A maximális drift hiba meghatározása: A hőmérsékleti változásra megengedett hiba értéke: A komparátor áramkör hőhibája:

H 4 = 0,2 % /10 ˚

C

H4 = 0,004 % /10 ˚ C

A fennmaradó hibát a hálózat többi tagjára a következőképpen osztom fel: Integrátor hőhibája:

Hhi = 0,03 % /10 ˚

Bemeneti hálózat hőhibája:

C

Hh = 0,12 % /10 ˚ 3

C

38 A maximális drift hiba meghatározásánál induljunk ki a frekvenciát meghatározó képletből, és a drift feszültség értékét vonatkoztassuk a bemeneti pontra, így: f=

1

 

R 2U Hiszt CR 4 1 1 R2

Ux 

A drift feszültség hatására a frekvencia változása : 1

f  f=

 

2U Hiszt CR 4 1

R1 R2

U x  U'd 

' hol Ud =a drift feszültség megváltozása.

A változás százalékos aránya :  f  f −f  f = =Hh f f

2.2.15

i

Behelyettesítve kapjuk meg '

 f  Ud = f Ux Ebből  U'd =Hh Ux i

kiszámítva kapjuk, hogy '

−4

−4

 Ud =3⋅10 ⋅5=15⋅10 /10 ˚ C

Az így kapott értéket számoljuk vissza az integrátor bemenetére. Az 1.2.53. egyenletből kapjuk, hogy az integrátor bemenetén lévő feszültség értéke: U2=Ux

  R1 R 2 R1

Azonos gondolat menettel a drift feszültség  Ud =

U'd

  1

R1 R2

Behelyettesítve  Ud =

15⋅10−4 =3,75⋅10−4 / 10 ˚ C 4

39 a kiválasztandó műveleti erősítő belső ellenállásának értékét a bemeneti hálózat tervezésénél veszem figyelembe, így a kapott adatok alapján: AU=1360 −5

˚

U d=3,75⋅10 V/ C

f B =475 kHz 2.2.3.6 Eszközválasztás: A kapott paraméterek alapján a TEXAS INSTRUMENTS 52....72 sorozatából az SN 52709_A

analóg-integrált áramkört választom, mert a meghatározott

feltételeket teljesíti. 2.2.4 Bemeneti egység tervezése: 2.2.4.1 Követelmények: Rbe≥ 10 k  Hőhibája legyen kisebb mint

0,07 % / 10 ˚ C

Tegyen eleget az 1.2.34. összefüggésnek. Tartalmazza a nullázó áramkört 2.2.4.2 Az R1,R2,R3,R4 ellenállások meghatározása: Induljunk ki abból a feltételből, hogy

Rbe≥ 10 k  ,

t f időtartama alatt a

bemenő kör az alábbiak szerint alakul:

20. ábra Ez esetben írhatjuk, hogy Rbe=

R1R2 R3 R1R2 R3

2.2.16

40 R1 =3 R3

Mivel Így Rbe=

4R 2 R 3 4R 2R 3

2.2.17

A műveleti erősítő adatlapján látható, hogy a drift feszültség hőmérsékleti változásához egy Rs  10 k  értékű ellenállás van hozzárendelve. Így R2 értékét 10 k  −ra választom. R 2 = 10k  a 2.2.10 összefüggésből kapom, hogy

R1 = 30k  Az R3 ellenállás meghatározásánál helyettesítsük be az értékeket a 2.2.17 egyenletbe. Mivel Rbe≥ 10 k  így Rbe értékét 11 k  −ra választom. Behelyettesítve 11=

40R 3 40R3

Ebből R3= 15,2 k  Az R4 ellenállás értéke számolható az 1.2.34 egyenletből R4 =

R3 2

R4 = 7,6 k  2.2.4.3 Az integrátor nullázó áramkörének megválasztása: Rajzoljuk fel a bemeneti hálózatot és a nem ideális műveleti erősítőt. (21. ábra)

21. ábra.

41 Amennyiben Ux = 0 akkor a hibafeszültség Ube =Ub0 H

Ube

H

értéke számítható

R1 XR 2R5 ib0R5 ib R 1 XR 2 ib 2

2.2.18

Behelyettesítve Ube =3mV H

7,522,6 ⋅50nA22,6⋅ 200nA7,5⋅ 200nA 2

Ube =3mV7,25 V2,26mV1,5 mV H

Ube =7,485mV ≈ 7,5 mV H

Ezt a feszültségértéket a bemenetre kapcsolva a kimenet nullázható. A kiegyenlítő áramkörnek az alábbi követelményt kell kielégítenie: a.) A szabályozható feszültségnek ± 7,5mV−nál nagyobbnak kell lennie. A kiegyenlítő áramkör megnöveli az R2 ellenállás értékét. A változást ki lehet küszöbölni ha az R1 és R2 ellenállások közé egy potenciométert teszünk. A potenciométer segítségével be lehet állítani az azonos meredekséget, tehát az ellenállások szórását is kiküszöböli. 2.2.4.3.1 A nullázó áramkör kiképzése:

22. ábra. Az SN52709A típusú műveleti erősítő maximális megengedett tápfeszültsége +/- 15V. A tápfeszültség értékét +/- 12V-ra választom figyelembe véve a komparátor pozitív tápfeszültségét. A kiegyenlítő áramkör eredő ellenállását

Rke  10 értéket választok.

Az eredő ellenállásra a következő összefüggést kapjuk: Rke =P3 R9 XR 12  XP3R10 XR11 

2.2.19

Amennyiben a potenciométer középállásban van akkor a kimenetei feszültség értéke nulla. A legnagyobb kimeneti feszültség értéke +/- 10mV.

42 Írjuk fel a feszültségosztást az R9 ellenállásra, mikor a potenciométer középállásban van. Uki+ =U+T

R 9



P3 2



P R 9 3 R12 2

1⋅10−2=12

2.2.20

3,3 3,3R12

−2

−2

3,3⋅10 R 12⋅10 =39,6

R12⋅ 10−2=39,56 R12=3,94 k  ≈ 3,9 k  Mivel R11=R12 így a kapcsolás szimmetrikus tehát a negatív oldalon is megjelenik a 10mV feszültség. Ellenőrizzük, hogy Rke  mint R12 így az eredő ellenállásra kapott összefüggés módosul

Rke =P3R9  XP3R10 

Behelyettesítve

Rke =20 X 20=10 

Tehát

Rke =10

2.2.4.3.2 Az ellenállások teljesítménye: PD

R11R12

=

U2 144 = =3,69⋅10−2 W 3 R 3,9⋅10

A legközelebbi teljesítménye 0,125W Mivel a beállítható feszültség min 30%-al nagyobb mint a szükséges érték, ezért az ellenállásoknál a kapott értékek alapján a következő választással élek: R11=R12 =3,9 k  ± 5 % R 512

R10=R9 =10 P3=10 

± 5 % R 512

± 5 % T2600 P 0,5 W

2.2.4.4 Azonos meredekséget beállító potenciométer számítása: A1.2.3. fejezetben láttuk, hogy az azonos meredekség feltétele: R1 R =1 3 R2 R4 Az ellenállások értékszórása befolyással van az ellenállások arányára. Ahhoz, hogy a szórás hatását ki tudjuk küszöbölni, a bemeneten lévő osztót R1 ;R 2 változtathatóvá kell kiképezni.

43 Az R1 és R2 tűrésére a következő választással élek, tekintve, hogy az integrátor bemeneteit azonos ellenállással kell lezárni a minimális drifthez. R1 = 30 k  ± 1 %

R512

E120 ± 1 %

R2 = 10 k  ± 1 %

R512

E120 ± 1 %

A legrosszabb esetet figyelembe véve az osztásarány megváltozása 2% A választott tűrésérték alapján az R1 és R2 ellenállások összes eltérése :(amikor a tűrések ellentétes előjelűek ±  R4 −  R2=± 400 Az összes eltérés alapján P2 értékét 1k  - ra választom. Tehát

P2 =

1k 

Így az osztásarányt tág határok között lehet változtatni. 2.2.4.4.1 Az osztásarány alsó határa: Behelyettesítve az 1.2.34. összefüggésbe kapjuk, hogy R1 R 31 = = 2,7 = 1 3 R2P2 11 R4

2.2.21

2.2.4.4.2 Az osztásarány felső határa: R 1P2 301 R = = 3,1 = 1 3 R2 10 R4

2.2.22

2.2.4.4.3 P2 potenciométer megválasztása: Mivel az osztásarány széles határok között állítható a bemeneti egység osztás pontosságát a P2 potenciométerrel beállítható pontosság, azaz a választott potenciométer felbontása adja meg. E meggondolás alapján P2 típusára a Beckmann cég 63W típusjelű trimmerpotenciométert választom, amelynek adatai: Tűrés

±5%

Működési hőmérsékleti tartomány: Beállítási pontosság: ± 0,01 % Terhelhetőség : Tolóút:

0.5W 20⋅ 360

˚

Geometriai méret: 9,5x9,5x6,2 mm.

−65 ˚ C .........125 ˚ C

44 2.2.4.5 Az integrátor C értékének számítása: Az 1.2.34. összefüggésből levezetve R4 C értékére kaptuk, hogy: R4C = 4,9.10-6 rad/sec Ebből C értéke: C=

4,9⋅10−6 =0,644⋅10−9 F 3 7,6⋅10

C=644 pF A kondenzátor kiválasztásához szükséges adatok: CN=644 pf UN=63V Kapacitás tűrés. Hőmérsékleti tényező. Élettartam. A kondenzátor névleges értékéhez a katalógusban található legközelebbi érték, a CN=643,2 pf. Mivel ez az érték egy E240-es sor tagja, így a kapacitás tűrése meghatározott: +/- 0,25%. A fenti meggondolások alapján a kiválasztott kondenzátor : Katalógusjele C209 Névleges értéke 643,2 pf Tűrése +/- 0,25% Hőmérsékleti tényezője −130± 40⋅ 10−6 / ˚ C Kapacitás változás az első évben: max +/- 0,5% 2.2.4.6 R3-R4 ellenállások tűrésének meghatározása: Induljunk ki ismét a frekvenciát meghatározó összefüggésből: Ux

f=

⋅

 

2 U 1

R2 R1

Ux

f  f=

f±  f−f f

1

⋅

  

2  U 1 H=

1 CR 5

R2 R1

R 5 1±



R C C 1± R5 C



45 Behelyettesítve és elvégezve a műveleteket kapjuk, hogy: ±



x= ±

ahol

Az



f 1 = 1− f 1±x

 

R  C ± R C

1 összefüggésre ha x ≪ 1 akkor írhatjuk, hogy 1±x 1 = 1±x 1±x

így

±

f = ±x f

2.2.23

Ahhoz, hogy az ellenállások tűrését ki lehessen számítani, meg kell adni egy kezdeti frekvencia eltérést, amely a hitelesítésnél a P1 potenciométerrel kiegyenlíthető. A

±

f értéke legyen 1%, mert ez az eltérés még biztonságosan f

kiegyenlíthető. Behelyettesítve

± 1 =±

R ± 0,25 R

A kondenzátor tűrése adott, ebből: ±

R =± 0,75 % R

mivel, R5 és R4 és az összeg eredő tűrése, az előforduló legnagyobb tűréssel egyezik meg. Ezen meggondolások alapján a kiválasztott ellenállások: R3 = 15,2k 

± 0,5 %

R523

R4 = 7,59 k 

± 0,5 %

R523

46 2.2.4.7 Az integrátor felépítése:

23. ábra 2.2.4.8 A véges bemenő impedancia hatása: A véges bemenő impedancia hatását figyelembe véve a műveleti erősítő erősítés szükséglete a következő összefüggés szerint módosul:



A'U=A U 1

R 3R 4 R2 Rbe



2.2.24

Behelyettesítve:



A'U=1360⋅ 1

32,8 750



'

AU=1419

A sávszélesség biztosításához szükséges kompenzáló tagok, katalógusból: C1 = 10 pf C2 = 3 pf Rkomp = 0 2.2.4.9 Hőmérsékleti vizsgálat: A bemeneti hálózat maximális hőhibája a választás alapján: HhB=0,06 % /10 ˚ C A vizsgálat során az R1; R2; R3; R4 és a C1 alkatrészek hőfokfüggését kell vizsgálni.

47

A vizsgálatot két részben lehet elvégezni: 1. R1 és R2 hőfokfüggésének vizsgálata 2. R5C hőfokfüggésének vizsgálata Induljunk ki a következő meggondolásból: Egy alkatrész hőmérséklet változása során megváltozik az alkatrész értéke. A változás értékét megkapjuk, ha az alkatrészre jellemző T k értékét megszorozzuk a hőmérséklet változással. Az így létrejött változást tekinthetem úgy, hogy a hőmérséklet nem változik, csak az alkatrész névleges értékéltől való eltérés növekedett. Az így ”keletkező növekedéssel” számolva megkapjuk az eredő hőmérsékleti hibát. 2.2.4.9.1 Az R és C alkatrészek Tk értékének meghatározása: Induljunk ismét ki a frekvenciát meghatározó képletből. A számítási eljárás teljes egészében megegyezik a tűrésérték számítási módszerével. Mivel a kondenzátor hőmérsékleti tényezője adott és az ebből eredő hiba érték 10 oCra vonatkoztatva hh =1,7⋅10−2 % /10 ˚ C c

Felírva az összefüggést: f =hh hh f c

r

f = ± 6⋅10−2 % /10 ˚ C értékválasztása után írható: f

És

−2

−2

± 6⋅10 =−1,7⋅ 10 hh

r

hh =7,7⋅ 10

−2

r

−2

−hh =4,3⋅ 10 r

A kisebb értéket veszem figyelembe. Mivel R5 = R3+R4 és az összeg hibája egyenlő a tagok közt lévő legnagyobb hibával. Így az ellenállások Tk értéke

˚

± 0,043/ 10 C

Az R523-as sorozatból a ± 0,0025 % / ˚ C hőmérsékleti tényezővel rendelkező ellenállást választok. 2.2.4.9.2 Az R1 és R2 ellenállások Tk tényezőinek meghatározása: A kimeneten lévő frekvenciát meghatározó összefüggés a következőképpen írható:

48 f=

Ux B 2 UCR 4 0

ahol B0 az R1 és R2 ellenállások által meghatározott osztás viszony B0=

R2 R 1R2

Amennyiben a feszültségosztó ellenállásai a névleges értéktől eltérnek akkor az osztásviszony B0 helyett B0 B értékre változik, ez a változás a frekvencia megváltozásában jelenik meg és így f  f=

Ux B B0 1 2  UCR 4 B0





Az így létrejövő hiba H=

f  f − f f = f f

Behelyettesítve és a műveletet elvégezve kapjuk f B = f B0 A

B értékének meghatározása: B0

Az osztásviszony relatív eltérése R1 és R2 ellenállás értékek esetén B R 1 B  R1 R2 B  R2 =  B 0 B0  R 1 R1 B0 R2 R2

2.2.25

A differenciálást elvégezve a feszültségosztás hibájára a



 R1  R 2 B = 1−B0  B0 R1 R2



2.2.26

összefüggést kapjuk. A legkedvezőtlenebb eset akkor következik be, amikor az egyes ellenállások eltérése azonos abszolút értékű, de ellentétes előjelű. Ilyen körülmények között az osztásviszony relatív eltérése

  B B0

=21−B0  max

R R

Számoljunk a maximális megváltozással. Tehát f R =2 1−B0 f R Behelyettesítve az értékeket. A megengedett eltérés

± 0,06 % /10 ˚ C

R= R1+R2

2.2.27

49 6⋅10−2 = 4

R R

1,5⋅10−2 =

R R

1,5⋅10−2 = Tk /10 ˚ C −3 ˚ Az R523-as sorozatból a számított T k=1,5⋅10 % / C értékkel rendelkező

ellenállást választok. 2.2.5 Kapcsoló fokozat tervezése: 2.2.5.1 Követelmények a kapcsoló fokozattal szemben: 1. a kikapcsolt állapotban az átmeneti ellenállása a lehető legnagyobb legyen 2. a bekapcsolt állapotban az átmeneti ellenállása a lehető legkisebb legyen A fenti követelményeket legjobban FET eszközzel lehet kielégíteni, így további kikötések tehetők. a.) N csatornás FET eszköz szükséges a komparátor pozitív kimenő feszültségénél kikapcsolt állapotban legyen. b. A FET lezáró feszültsége max. -2.5 V lehet, mivel a komparátor lehető legkisebb feszültség tartománya (0....+2,4V) A FET kiválasztása a fenti követelmények alapján lehetséges. A zárt és nyitott állapotú átmeneti ellenállások értéke a kapcsoló fokozatra megengedett hiba értékéből számítható. 2.2.5.2 A kapcsoló áramkör hatása: Rajzoljuk fel a helyettesítő képet nyitott kapcsoló, (lezárt FET) esetében.

24. ábra A helyettesítő kép alapján látható, hogy az R k ellenállás sorba kapcsolódik az R 3 ellenállással és megváltoztatja az értékét. A ”kapcsoló” abban a pillanatban kerül nyitott állapotba amikor a komparátor kimenő feszültsége eléri a felső komparálási szintet.

50

A lefutási időtartamára írható, hogy: Uki =Uki−Ux −U+  er

1 t CR 5 1

Uki =Uki = U=−Ux−U+  er

+

R 5  U=−U x −U 

2.2.28 1 t CR 5 1

1 t C 1

2.2.29

R5 értéke az Rk hatására megváltozik '

R 5=R 3 XR k R 4

tehát értéke kisebb lesz, ez esetben a változás így is írható: R'5=R5− R5 Azonban ez a változás megváltoztatja az időállandót azaz az integrálási időt. Tovább írva a (2l.21.29) összefüggést



R5  U 1− 1− −





 R5 t 1 =−Ux −U+  t 1 1− 1 R5 C t1



 R5  t1 =1− R5 t1

 R5  t1 =− R5 t1

2.2.30

Mivel a FET kikapcsolt (lezárt) állapotú ellenállása

Rk 100M  így hatása

elhanyagolható. (eszközválasztás után ellenőrizni.) A helyettesítő kép zárt ”kapcsoló” esetében (nyitott FET) a 25. ábrán látható

25. ábra. Az Rz és R3 ellenállások eredője hozzáadódik az R 4 ellenállás értékéhez, így megnöveli értékét és ezáltal megnövekszik az időállandó.

51

Az előző levezetéshez hasonló módon kapjuk, hogy: R 4  t 1 = R4 1

2.2.31

hol  R4 = R 3 X Rz A kapcsoló áramkörre megengedett hiba frekvenciaváltozásban van kifejezve. Számoljuk át az értélét időmegváltozásra. A tl = tf azonosságot felhasználva írhatjuk, hogy: ±

 T − t l   t f = T tl  tf

2.2.32

±

 tl  tf  t1  tl T =  =−  T 2t l 2t f T tf

2.2.33

TT



T = T

T 1±

1±



1 f f− f f

T = T

T = T

 

2.2.34

1



f 1±

f f



1 f 1± f

2.2.35

Felhasználva az 1 = 1± x 1−x

x≪ 1

összefüggést 1± ±

T f = 1± T f

T f =± T f

2.2.5.3 Az eszköz Rz értékének meghatározása: A megengedett frekvencia eltérés f = 0,1 % f Ebből  tf = 0,1 % 2t f

2.2.36

52  tf = 0,2 % tf Behelyettesítve a (2.2.29) összefüggésbe R 4 = 0,2 % R4 Mivel  R4=R 3 X R z így R 3 Rz =2⋅10−3 R 4 R 3Rz R3 Rz = 2⋅10−3 R4⋅Rz 2⋅10−3 R4 R3





2⋅10−3 R4 Rz 1− = 2⋅ 10−3 R 4 R3 Rz =

2⋅10−3 R 4



2⋅10−3 R 4 1− R3



Mivel R3 = 2R4 így: Rz =

2⋅10−3 R 4 1−1⋅ 10−3 Rz = 15,19 

Behelyettesítés után kapjuk, hogy:

Rz értékére olyan kis érték adódott, hogy csak speciális kapcsoló tranzisztor (FET, MOSFET) eszközzel lehet megvalósítani. Viszont

a

bemeneti

osztóban

lévő

P2

potenciométer

segítségével

megváltozását széles határok között ki lehet egyenlíteni. 2.2.5.4  R4 megengedett maximális értékének meghatározása: Írjuk fel a 1.2.34 összefüggést R1 R3 =1 R2 R4 R4 Kifejezve a  R4 értékét:  R 4=

R3

  R1 −1 R2

−R 4

R4

53 Felhasználva

a 2.2.21 és a 2.2.22 összefüggés eredményeit

és azt

behelyettesítve kapjuk, hogy:  R4 =

15,2 k  −7,59 k  = 1,351⋅10 3  1,7

 R4 =

15,2 −7,59 = értelmezhetetlen. 2,1

1

2

A

 R4 értékét figyelembe véve határozzuk meg az eszköz maximális Rz értékét: 1

 R4 = 1

R3 R z Rz R3

Rz-re kifejezve:

Rz =

R3 R 4

1

R 3− R4

1

Behelyettesítve: 3

3

15,2⋅10 ⋅ 1,351⋅10 Rz = =1,483⋅103  3 3 15,2⋅10 −1,351⋅10 2.2.5.5 Eszközválasztás: Ezen eredmények alapján választjuk a TEXAS INSTRUMENT gyártmányú 2N4858 típusú tranzisztort, melynek adatai a következők: min UBR

(Gate-Source csúcsfeszültség)

Ideff

(Drain maradékáram) Uds=15V

Uasoff (Lezáró feszültség)

-40V

max -V 0,25nA

-0,8V

-2V

Rds(ou)(Dinamikus ellenállás)

60 Ω.

tdon

20 μS

tdoff

100 μS

IGSS

0,5 μA

A kikapcsolt tranzisztor átmeneti ellenállása Rk =

UDS 15V = ≫ 100 M  Id off  0,25 nA

54 2.2.5.6 A kapcsoló áramkör elemeinek méretezése: A kapcsoló áramkör elrendezési rajza a 26. ábrán látható.

26. ábra. A

tranzisztor

számára

biztosítani

kell

a

kapcsoláshoz

szükséges

U gs

feszültségeket melyeknek értéke: Kikapcsolt állapot Ugs = -0.8

-2V

Bekapcsolt állapot Ugs= 0V A

komparátor

áramköri

kimenete

közvetlenül

nem

tudja

biztosítani

a

kikapcsoláshoz szükséges feszültséget. Ezért az U gs feszültséget egy osztó segítségével

állítom

Az osztó áramát I0 = 1mA értékre választom. A komparátor kimenő feszültsége (legrosszabb eset) Ukomp =0V Így az R13 = 2,4 k  R14 = 9,6 k  értékre adódik. Legközelebbi szabványérték: R13 = 2,49 k  ± 1 %

R532

R14 = 9,53 k  ± 1 %

R532

A komparátor maximális kimenő feszültsége UkM=4V érték is lehet. Ebben az esetben az Ugs nyitó feszültség Ugs=4-2,4=1,6V

elő.

55 értéket vesz fel. Ahhoz, hogy ez a feszültség ne juthasson a vezérlő elektródára egy védődiódára van szükség. A védődiódát úgy kell megválasztani, hogy a záróirányú árama nagyobb legyen, mint IGSS = 0,5 µA, és a kapcsolási időket csak kis mértékben befolyásolja, tehát célszerű kapcsoló diódát választani. A választott dióda típusa OA1180. A 200 µA nyitóirányú áramértéknél az Uny = 0,2V Tehát az Ugsoff = -2,4 V értékre történő választás megfelelő. Az R13, R14 ellenállások disszipációs értékének számítása. PD

R13

, R14

=I2 R = 1⋅10−6⋅ 12 3 = 12⋅10−3 W

A legközelebbi szabványérték PD= 0,125W 2.2.5.7 A kapcsolási idők miatt fellépő hibák: A kapcsoló tranzisztor bekapcsolási ideje 10nS, kikapcsolási ideje 100nS. Kapcsolási hiba: tdoff =tdon =100-20=80nS Ez az időérték csak az integrálási időt hosszabbítja meg. Így ennek az értéknek, a legnagyobb kimeneti frekvencia periódus idejéhez viszonyított értékből számítható az okozott hiba, azaz f =25kHz

T=

1 = 40⋅ 10−6 s 3 25⋅10

és így az okozott hiba: −9

hk=

80⋅10 :100=2⋅10−1=0,2 % −6 40⋅ 10

A megtervezett átalakító kapcsolási rajza a 27. ábrán látható, Az ”R” jelölésű ellenállás értéke 1 MΩ.

56

57

3. Hitelesítési utasítás. 3.1.A hitelesítéshez szükséges műszerek: Egyenfeszültség mérő műszer Rb= 1MOhm. Méréshatár: 10mV..........min 20V O.p 0.2% Frekvencia és periódus-idő mérő Oszcilloszkóp EMG TR4401 Folyamatosan szabályozható feszültség osztó.

3.2. A hitelesítés lépései: a.) A tápfeszültségek ellenőrzése. b.) A tápfeszültség bekapcsolása után a bemenetet rövidre zárva, a P 3 potenciométer segítségével az integrátor kimenetén minimális feszültséget állítunk be (Nullázás) c.) Az oszcilloszkópot csatlakoztassuk az integrátor kimenetére. A bemenetre adjunk +1V feszültséget. A P2 potenciométerrel állítsuk be az azonos meredekségű jelalakot. d.)A frekvenciamérőt csatlakoztassuk a kimenti pontra. A bemenetre kapcsoljunk +1V feszültséget. A P1 potenciométerrel állítsuk be az +1V értékhez tartozó 5 kHz-es frekvenciát.

58

4. Alkatrészjegyzék. 4.1Ellenállások: R1=

10kΩ

± 1%

0,125W

R532

R3=

30kΩ

± 1%

0,125W

R532

R3=

15.2kΩ

± 0,5%

0,125W

R523

R4=

7,59kΩ

± 0,5%

0,125W

R523

R6=

1,8kΩ

± 5%

0,125W

R512

R7=

1,2kΩ

± 5%

0,125W

R512

R8=

1,2kΩ

± 5%

0,125W

R512

R9=

10 Ω

± 5%

0,125W

R512

R10=

10 Ω

± 5%

0,125W

R512

R11=

3,9kΩ

± 5%

0,125W

R512

R12=

3,9kΩ

± 5%

0,125W

R512

R13=

2,49kΩ

± 1%

0,125W

R532

R14=

9,43kΩ

± 1%

0,125W

R532

P1=

2,2kΩ

Beckmann

66W

P2=

1kΩ

Beckmann

63W

P3=

10Ω

T2600

05W

C1=

10pf

± 10%

C2=

3pf

± 10%

C =

643,2pf

± 0,25%

D1=

OA1180

National Semiconductor

Z1=

ZF4,3

National Semiconductor

Z2=

ZF4,3

National Semiconductor

T1=

2N4858

TEXAS INSTRUMENT

4.2 Kondenzátorok

63V

4.3 Félvezetők:

4.4 Integrált áramkörök IC1=

SN 52709

TEXAS INSTRUMENT

IC2=

SN 52710

TEXAS INSTRUMENT

IC3=

SN 5404

TEXAS INSTRUMENT

C209

59

5. A szakdolgozatban található jelölések jelentései. Ux

mérendő feszültség

Ukf

felső komparálási szint

Uka

alsó komparálási szint

tl

lefutási idő

tf

felfutási idő

UHiszt

hiszterézis tartomány

U+ki

komparátor pozitív kimeneti feszültsége

U-ki

komparátor negatív kimeneti feszültsége

H0

eredő linearitási hiba(relatív)

hll

relatív linearitási hiba lefutásnál

hlf

relatív linearitási hiba felfutásnál

ak

Fourier együttható

UbeH

bemeneten lévő hibafeszültség

HhB

bemeneti hálózat hőhibája

hhc

kondenzátor hőhibája

hhr

ellenállás hőhibája

B0

feszültségosztás-viszony.

6. Irodalomjegyzék. Electronics Engineering Herpy Miklós Analóg integrált áramkörök. Fodor György Laplace transzformáció műszaki alkalmazása Bronstejn Szemengyajev Matematikai zsebkönyv.

60

Részletes tartalomjegyzék 1.Feszültség-frekvencia átalakítók általános jellemzése.

2

1.1 Feszültség-frekvencia átalakító meghatározása.

2

1.2 A méréstechnikában alkalmazott feszültség frekvencia

2

átalakítók lehetséges megoldásai. 1.2.1 Astabil multivibrátoros feszültség-frekvencia átalakító

3

1.2.1.1.A ”k” tényező meghatározása.

5

1.2.2 Integráló típusú áramvisszacsatolás elvén működő

7

feszültség-frekvencia átalakító 1.2.2.1 Működési elve:

9

1.2.2.2.A felfutási idő meghatározása

10

1.2.2.3 A lefutási idő meghatározása

11

1.2.2.4 Az áramkör tranziens viselkedése

12

1.2.2.5 Az átalakító hibáinak meghatározása

13

1.2.2.6 Az áramköri megvalósításból adódó hibafelsorolás

14

1.2.2.6.1 Integrátor hibája.

14

1.2.2.6.2 Komparátor hibája

15

1.2.3 Integráló típusú, azonos meredekségű

16

feszültség-frekvencia átalakító. 1.2.3.1 Lefutási idő számítása

18

1.2.3.2 Felfutási idő számítása

20

1.2.3.3 Az

R1 R =1 3 összefüggés bizonyítása R2 R4

22

1.2.3.4 Az áramkör tranziens viselkedése

23

1.2.3.5 Az átalakító a hibáinak a meghatározása

24

1.2.3.5.1.Rendszertechnikai hiba

24

1.2.3.5.2 Az áramköri megvalósításból adódó hiba

24

2. Feladat megoldása

24

2.1 A megtervezendő átalakító kiválasztása.

24

2.2 Az átalakító méretezése.

25

2.2.1 Az átalakító rendszertechnikai méretezése

25

2.2.2 Komparátor áramkör méretezése

26

61 2.2.2.1 A komparátor áramkörrel szemben támasztott követelmények 26 2.2.2.2 Eszközválasztás

26

2.2.2.3 Áramköri egység számítása

27

2.2.2.4 A pozitívan visszacsatolt komparátor a következő

28

átviteli függvényt valósítja meg 2.2.2.5 A komparátor áramköri védelme

30

2.2.2.6 R8 értékének megválasztása

31

2.2.2.7 A P1 - R6 hatása

32

2.2.2.8 P1 és R6 meghatározása

32

2.2.2.9 P1 és R6 tűrésének meghatározása

33

2.2.2.10 R7 és R8 disszipációja

33

2.2.2.11 Hőmérsékleti hiba

34

2.2.3 Az integrátor tervezése

35

2.2.3.1 A minimális Au számítása

36

2.2.3.2 A CR4 érték számítása az (1.2.54) összefüggésből

39

2.2.3.3 AU számszerűsítése

40

2.2.3.4 Sávszélesség meghatározása

40

2.2.3.5 A maximális drift hiba meghatározása

40

2.2.3.6 Eszközválasztás

42

2.2.4 Bemeneti egység tervezése

42

2.2.4.1 Követelmények

42

2.2.4.2 Az R1,R2,R3,R4 ellenállások meghatározása

42

2.2.4.3 Az integrátor nullázó áramkörének megválasztása

43

2.2.4.3.1 A kiegyenlítő áramkör kiképzése

44

2.2.4.3.2 Az ellenállások teljesítménye

45

2.2.4.4 Azonos meredekséget beállító potenciométer számítása

45

2.2.4.4.1 Az osztásarány alsó határa

46

2.2.4.4.2 Az osztásarány alsó határa

46

2.2.4.4.3 P2 potenciométer megválasztása

46

2.2.4.5 Az integrátor C értékének számítása

47

2.2.4.6 R3-R4 ellenállások tűrésének meghatározása

47

2.2.4.7 Az integrátor felépítése

49

2.2.4.8 A véges bemenő impedancia hatása

49

2.2.4.9 Hőmérsékleti vizsgálat

49

62 2.2.4.9.1 Az R és C alkatrészek Tk értékének meghatározása

50

2.2.4.9.2 Az R1 és R2 ellenállások Tk tényezőinek meghatározása

50

2.2.5 Kapcsoló fokozat tervezése

52

2.2.5.1 Követelmények a kapcsoló fokozattal szemben

52

2.2.5.2 A kapcsoló áramkör hatása

52

2.2.5.3 Az eszköz Rz értékének meghatározása

54

2.2.5.4  R4 megengedett maximális értékének meghatározása

55

2.2.5.5 Eszközválasztás

56

2.2.5.6 A kapcsoló áramkör elemeinek méretezése

57

2.2.5.7 A kapcsolási idők miatt fellépő hibák

58

3. Hitelesítési utasítás.

60

4. Alkatrészjegyzék.

61

5. A szakdolgozatban található jelölések jelentései

62

6. Irodalomjegyzék

62