PCM jelátvitelt biztosító mikrohullámú berendezések bevezetésének néhány problémája. II. rész* 2.4. T ö b b fázisú moduláció
(9)
2.4.1. Általános szempontok A t ö b b fázisú modulációt mint e m l í t e t t ü k MPSK-nak hívják. A moduláció végrehajtása előtt általában k é t m ű v e l e t e t kell végrehajtani. a) A jelek csoportosítása. b) A jelek átkódolása vonali k ó d r a . (Redundancia létrehozása.) A jelek
csoportosítása
Az első m ű v e l e t b e n az összecsoportosítandó jelek mennyisége m a t t ó l függ, hogy h á n y fázisú modulációt k í v á n u n k létrehozni. A ) Négyfázisú moduláció esetén (23. ábra) a jele ket kettesével (m = 2) csoportosítjuk. A z á b r a szerinti jelsor esetében ez a következőképpen történik. Számozás
1
2
3
4
5
Eredeti jelsor
1 4 1
0
1 1 4 1
0
6
7
8
9
1
0
1 4 0
1
4 0
10 11 12 1 0 1 4 | 4 1 4 0
1
f
-
0
0
2T
B
0
1
1
Ebben az esetben t e h á t M = 2 = 2 = 4 t u d u n k létrehozni. Ezek a k ö v e t k e z ő k : m
(00)
(01)
(10)
2
1
2. A modulációs m ó d b a n a vivő a m p l i t ú d ó j á t vagy fázisát (0°, 90°, 180°, 270°) 4 állapotra állítjuk be. B ) Nyolcfázisú moduláció esetén a jeleket m á r h á r m a s á v a l csoportosítjuk (m = 3). Ez az alábbi jelsor esetén a következőképpen történik. Sorszám 1
2
4
7
10
11
12
Eredeti jelsor
0
1
0
1
0
1
1
!
4 Ti.
0
3T
fi
1 0 1
0 1 1
1 0 1
E n n é l a modulációs m ó d n á l M = 2 = 2 = 8 állapotot tudunk létrehozni. Ezek a k ö v e t k e z ő k : 0 0 0 0 1 1 1 1
(11)
B
* A z I . rész a Híradástechnika 1982. 6. számában je lent meg.
320
+ 3 + 1 -11 - 3
állapotot
L á t h a t ó , hogy az új csoportosításban a csoportok információ i d ő t a r t a m a ( b i t i d ő t a r t a m a ) ez eredetinek a kétszerese (T helyett 2T ). Ennek természetes k ö v e t k e z m é n y e , hogy a k i s u g á r z o t t spektrum széles sége az eredetileg a felére zsugorodott. (Az információ sebessége az eredetinek a fele.) A k é t jelből álló jel csoportot D I B I T konfigurációnak hívjuk. A m i ennek a D I B I T konfigurációnak a felhasználását illeti k é t lehetőség van. Ezek röviden összefoglalva a követ kezők : B
11 10 01 00
m
1
1
1. Az a l a p s á v b a n 4-féle csoportnak megfelelően 4 diszkrét feszültség szintet hozunk létre az alábbi t á b l á z a t szerint:
1 0 1
0
CSERNOCH J Á N O S ORION
0 0 1 1 0 0 1 1
3
0 1 0 1 0 1 0 1
Az új csoportosításban a csoportok b i t i d ő t a r t a m a az eredetinek a háromszorosa, az információsebesség viszont az eredetinek a harmada és a kisugárzott spektrum az eredetinek szintén a harmada. A h á r o m jelből álló konfigurációt T R I B I T - n e k nevezzük. A viszonyokat a legáltalánosabb esetekre az alábbi t á b l á z a t b a n foglaltuk össze. A z összehasonlításnál "PSK-jelsor Ny-quist frekvenciájából indulunk k i . Ez Híradástechnika
XXXIII.
évfolyam 1982. 7. szám
1
2
U
3
5
6
1 0
1 0 2T
7
&
1 0
1
9
1
10
1
11
12
0
1
2.4.2. R e d u n d á n s á t k ó d o l á s
(9)
Eddig a bitek mindenfajta konfigurációja a m o d u l á l t vivő egy-egy fázisállapotának felelt meg. M i u t á n minden fázisállapot egyformán valószínű ezért a k ó dolás entrópiája
B
3T
ír = logM = log2 = m 2
8
10
1 1
0
1
0
1
0
1 1
1
(11) •3 + (10) +1
2T
— Segítségével a l a k í t h a t ó az á t v i n n i k í v á n t j e l spektruma. (Sávon kívül spektrumvonalak el n y o m á s a , az e g y e n á r a m ú komponens meg szüntetése az alapsávi jelben) — Létezésével lehetőséget kapunk arra, hogy az üzemmegszakítása nélkül h i b a a r á n y t lehessen mérni.
B
B220-26
23. ábra. Jelek csoportosítása
le
2
=
1 2T
ahol T
B
a b i t i d ő t a r t a m és
/ a bitsebesség m M = 2 Ny-quist frekvencia B
m
2 PSK
1
2
4 P S K (dibit)
2
4
3 4 5
8 16 32
8 PSK (tribit) 16 PSK (quadribit) 32 PSK
m
Az információátvitelben m i n t látni fogjuk érde mes bizonyos m é r t é k ű r e d u n d a n c i á t is bevinni. Ebben az esetben a biteknek t ö b b olyan konfigurációja van, ami nem k e r ü l h e t átvitelre, illetve aminek a m o d u l á l t vivő esetén semmilyen fázisállapot nem felel meg. Ennek a r e d u n d a n c i á n a k t ö b b előnye, illetve fellási lehetősége van.
(0D-1 (00) -3
2
A 25. ábra egy ilyen r e d u n d á n s kódolást m u t a t be. Az eredeti kódszó 4 bitből áll és a t o v á b b í t a n d ó kódszó háromelemes ú n . ternáris j e l . (Az u t ó b b i értékkészlete h á r o m szimbólumból áll.) Az átkódolás k é t esete az á b r a szerint a k ö v e t k e z ő : Ternáris vonali k ó d
Az eredeti bináris kódszó
0+10 -1+00
0101 1001
Az átkódolást, melynek a szabályait most mel lőzzük 4B (3T-vel jelöljük.) 4 b i t (3 ternáris digit) A 4B/3T-vel k a p o t t vonali k ó d maximális entrópiája (minden állapot egyformán valószínű)
A t ö b b fázisú moduláció előnyei természetesen nem ennyire egyértelműek. A kisebb jelsebesség ter mészetes á r a a bittévesztés valószínűségének meg növekedése. (24. ábra) A 4-fázisú moduláció egy á l l a p o t á t jelképező vektor mozgási szabadsága ± 45°. Ez a mozgási szabadság a 8 fázisú moduláció 45° eseten +_——re csökken.
ff
= log 33=%>g27: 2
max
=
log 27 log 2 •
Az eredeti bináris kódszó azaz az á t v i n n i k í v á n t információ maximális entrópiája í í = l o g 2 = 4. 2
4
A redundancia
L á t h a t ó , hogy minél jobban növeljük az állapotok s z á m á t , a n n á l i n k á b b közelednek azok egymáshoz és annál kisebb fázishiba is elegendő egy bittévesztés létrehozásához.
R.
H H
= 1-0,84=0,159
J?=0,16.
(1,0) / /
y-y \ \
Mozgási szabadság * 45°
Mozgásig szabadság ±45° 2
(0.1) 4 f á z i s ú moduláció |B 220-27]
24. ábra. Bittévesztés valószínűsége Híradástechnika
XXXIII.
évfolyam 1982. 7. szám
321
H a az eredeti bináris kódszó egy bitjének az idő tartama T akkor a t e r n á r i s jel egy s z i m b ó l u m á n a k B
0
4
1
1
0
0
1
Tb
az i d ő t a r t a m a ^ T .
Az előbb leírt folyamatot re-
B
4T
B
d u n d á n s á t k ó d o l á s n a k nevezzük. 2.4.3. Négyfázisú moduláció (26. ábra) A szóbanforgó moduláció 4 PSK-nak vagy QPSKnak jelöljük. (Guadri—phase shift keying) A m ó d szer a m á r ismert qudratura moduláció elvét hasz nálja fel.
,j3
1
U (t)=U
v
[B22CK2&]
25. ábra. Redundáns kódolás
cos
l ^ - j j
1
Ring mod.-
U sin cojt. v
A moduláló jelek és szimbólumok k ö z ö t t i össze függést az alábbi t á b l á z a t szemlélteti. (A moduláló feszültség n o r m á l t a n értendő.) Szimbólumok
Fázisállapot
A
B
0
0
0
0
1
n 2
1
1
jr
1
Moduláló feszültség (V) ( N R Z jel)
9>[rad]
Soros-parh átalakító
kAUvCosuvt*U (t) "S A
U™(t)
B(t) 1
A(t) 1 2
~2
1 ~2
+
Ring mod.
1 2 1
+
3?r ~2
0
U
cos coj
V
2
B
+1
A k é t m o d u l á t o r r a j u t ó vivő U (Í)=U
T
|B 220-29!
26. ábra. K v a d r a t ú r a moduláció
2
1
1
+ 2
~2
M i n t m á r e m l í t e t t ü k a moduláció előtt a bináris jelsort egy soros-párhuzamos á t a l a k í t ó segítségével A és B D I B I T j e l p á r r á alakítjuk és ezt a D I B I T jel p á r t egy i t t most nem részletezett átkódolás u t á n a t á b l á z a t b a n közölt A ( t ) és B ( t ) jelekre formálják. (27. ábra) A ring m o d u l á t o r k i m e n e t é n megjelenő modulációs termék U (t)=K-A(f)U t=AtU cos co t A
1
Unt--• K-BtU t= 2
t)
v
BtU sm v
m t. v
I t t is feltétlenül meg kell e m l í t e n ü n k a QPSK-t kísérő amplitúdó-moduláció t é n y é t . Ha az eredő modulációs t e r m é k fázisa ± 1 8 0 ° - o t változik akkor 100%-os a m p l i t ú d ó - m o d u l á c i ó , ha pedig csak ± 9 0 ° - o t változik akkor pedig 3 dB-es szintcsökkenés lép fel. Ezt a k ö v e t k e z ő k é p p e n l á t h a t j u k be. 1 1 Induljunk k i az A ( / ) = + - B(t)-- + - á l l a p o t á b ó l . Az eredő feszültség a m o d u l á t o r kimenetén ebben a fázisállapotban 1 ^ ( 0 = 2 v( U
322
cos
°V+
s i n
1/2 "VO=~2
cos
27. ábra. Lehetséges fázisállapotok
H a m i n d k é t komponens fázisa egyidőben 180°-ot ugrik, akkor az ugrás p i l l a n a t á b a n a modulációs t e r m é k a m p l i t ú d ó j a zérus lesz, és így 100%-os modu láció áll elő. H a csak az egyik komponens fázisa ugrik 180°-ot (az eredő fázisa ilyenkor csak 90°-ot ugrik) akkor a modulációs t e r m é k amplitúdója a fázisugrás
V2 pillanatában-
1 [7 -ről 2" U -re ugrik és t
v
így 3 dB-es szintcsökkenés áll elő. A viszonyokat a 28. ábrán szemléltetjük. Híradástechnika
XXXIII.
évfolyam 1982. 7. szám
A QPSK-t lehet közvetlenül m i k r o h u l l á m o n is realizálni. Egy ilyen megoldást 29. ábra t ü n t e t fel. A blokkvázlat által f e l t ü n t e t e t t megoldás m ű k ö d é sét m a g y a r á z n i nem szükséges. Az eddig ismertetett négyfázisú modulációt direkt modulációnak nevezzük. A négyfázisú j e l demodulálásánál ugyanazok a problémák lépnek fel m i n t a kétfázisú moduláció esetén. I t t is kétféle demodulációt k ü l ö n b ö z t e t ü n k meg:
Az e r e d ő 130°-os
Az eredő 90°-os FózisuqpóíO
28. ábra. QPSK-t kísérő amplitúdó moduláció
a) Koherens demoduláció, b) Differenciál demoduláció. Kvarc oszc.
A következőkben most ezeket t e k i n t j ü k á t : a) Koherens demoduláció esetén első lépésben helyre kell állítani az a d ó v a l koherens referencia vivőt, majd ezt a v i v ő t annyira kell zajmentessé tenni, amennyire csak lehet. A második lépésben egyértelműen fel kell ismerni a m o d u l á l t vivő négy á l l a p o t á t a helyreállított referencia vivőhöz képest. Egy demodulátor b l o k k v á z l a t á t a 30. ábra m u tatja. (10) A kapcsolásban a vivővisszaállító á r a m k ö r t k ö v e t ő fázistolóval a referenciavivő abszo l ú t fázisa állítható ú g y , hogy a v e t t A„ és B„ D I B I T - p á r elemei egymástól minél jobban szeparál h a t ó k legyenek. A 90°-os fázistoló a quadratura demodulációhoz szükséges. A fázisdiszkriminátor k i m e n e t é n a demodulált j e l jelenik meg. A z alapsávi jeleket a felesleges zajkomponensektől és az egyéb zavaró jelektől aluláteresztő szűrőkkel tisztítjuk meg. K ö n n y e n beállítható, hogy amint 2PSK esetén a frekvencia kétszerezésével, ú g y 4PSK esetén a frekvencia négyszerezésével lehet a középfrekvenciás jel fázisát m o d u l á t l a n n á tenni. Á r a m k ö r i szempontból a vivővisszaállító leg egyszerűbb megoldását 35 M H z és 70 MHz-es közép frekvenciáknál 31. ábra mutatja. (10) H á t r á n y a a megoldásnak az, hogy még 35 MHz-es és 70 MHz-es középfrekvencia esetén a 140 M H z , illetve 280 MHz-es diszkriminátorok még megvalósíthatók, ugyanakkor nagyobb sebességű rendszerek esetén ez a megoldás igen drága lenne. Célszerű olyan megol d á s t találni, ahol elmarad a frekvencianégyszerezés és az ezzel járó fáziszaj-növekedés. — A z ú n . remodulációs vivővisszaállító kapcsoló sok ezekkel a h á t r á n y o k k a l nem rendelkeznek. (A remoduláció szűk értelemben egy demoduláció u t á n i ú j a b b modulációt jelent.) A szóbanforgó kapcsolás részletes működése a k ö v e t k e z ő : Az 1. sz. fázis diszkriminátor bemeneteire a következő feszültségek jutnak (32. ábra). (10) A PCM-jelsorral m o d u l á l t jel KU (t).U m
v
Helyi oszc.
QF==Q Nygoist szűrő A(t)
IWt)
B(t)
Logikai aramkor |B 220-32]
29. ábra. Moduláció mikrohullámon
Fázis Diszkr.
Fázis Diszkr
.Vivő vissza állító
Fázis toló
90° |B 220-33!
30. ábra. Négyállapotú koherens demodulátor
4PSK be
4x
Hibajel
VCD
Fázis d'iszkr.
4x
[B 220-34!
cos a)„í.
31. ábra. Frekvencianégyszerezős vivővisszaállító
A helyreállított vivő (bizonyos fázishibával) U
cos(co t+cp).
v
v
Ugyanezen fázisdiszkriminátor k i m e n e t é n az U (í) d e m o d u l á l t PCM-jelsor jelenik meg. Az ujramodulálási t e r m é k a m o d u l á t o r kimenetén m
KUJt)-U
v
Híradástechnika
XXXIII.
cos
(coj+v).
évfolyam 1982. 7. szám
A 2. sz. fázisdiszkriminátor k i m e n e t é n ennek meg felelően a fázishibával egyenesen arányos hiba feszültség jelenik meg. — Az ú n . inverz modulációs eljárás esetén (33. ábra) az 1. sz. fázisdiszkriminátor az előző el j á r á s n á l m á r megismert azonos feladatkört t ö l t be
323
(10). A különbség i t t abban áll, hogy az újramoduláció végterméke a vivőt tartalmazza és a 2. sz. fázisdiszkriminátor modulálatlan jeleket hasonlít össze. A m o d u l á t o r b a nem a VCO-modulálatlan jelét veze t i k be, hanem a vett PCM-jelet. Ennek k ö v e t k e z t é ben PCM-jel ellentétes értelemben inverzen modulá lódik és a m o d u l á t o r k i m e n e t é n egy
UmU)U C0S6Jvt v
Ubíí)
Fázis Díszkr.
Modulált jel
3 -
\
Fázis Diszkr.
MOD
<s> ~J
UJtlUrft)
Hibajel kt
Ur =U»cos(
U cos (coj + cp-j)
VCD
v
állandó fázisú jel jelenik meg. Végeredményben a 2. sz. fázisdiszkriminátor ezt hasonlítja össze a VCOjelével és ebből képezi a hibajelet a VCO számára. Mind a h á r o m vivővisszaállító kapcsolás esetén a feszültséggel szabályozható oszcillátor fázisának i t t is négy stabil állapota van. (A VCO frekvenciájának négyszerezése miatt.) Ennek k ö v e t k e z t é b e n az adó oldalon a differenciális kódolásra és a vevő oldalon a differenciális dekódolásra ennél a megoldásnál is szükség van. A következőkben a differenciál kódolás és dekódolás m ű v e l e t é t t e k i n t j ü k á t D I B I T - p á r o k esetén. Az adóoldali kódoló b l o k k v á z l a t á t a 34. ábra és a vevőoldali dekódoló b l o k k v á z l a t á t a 35. ábra mu tatja. A differenciál kódoló bemenetére kerülő PCMjelfolyam pulzusait jelöljük most A ' + B'-el. Egy bit időrése ebben a jelfolyamban legyen T . A jel folyamot az S/P soros-párhuzamos átalakító A ' , B ' D I B I T - p á r r á alakítja á t . (Ebben a jelfolyamban egy bit i d ő t a r t a m a most m á r T = 2T . Ezt követően egy összegző á r a m k ö r a kettes számrendszerben összeadja az A ' , illetve B ' és tőle egy b i t i d ő t a r t a m m a l előtte járó A és B jeleket. Az így kapott eredő jele ket a Gray kódolóra viszik. A Gray kódolás segítségével csökkenthetjük az adó k i s u g á r z o t t s p e k t r u m á b a n a Nyquist frekvenciá nál nagyobb komponenseket.
|B220^35~1
32. ábra. Remodulációs vivővisszaállító
UniUlüv C O S 6 J t v
lUt) Modulalt jel
t
Fázis J diszkr. — M O D
qr 1
L _ _5ff
Uv0os(io tv v
Fázis diszk.
VCD Hibajel
B220-36
B
33. ábra. Inverz modulációs eljárás
B
3
Az elmondottakat az alábbi t á b l á z a t szemlélteti. (A D I B I T - p á r b a n az alsó érték 2° = l-et jelenti)
3
A bejövő jelsor
A' + B' 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 4 4 14 4 14 | 4 I 0 4 0 4 0 4 0 4 0 4 A' 0 B' 1 1 1 1 1 1
Szétválasztott DIBIT-pár
Késleltető A
A+B
B
B'
A
2
2
T=2T
3
B
Gray kódoló
1 B 220-37]
34. ábra. Adóoldali differenciál kódoló. Gray kódolóval
Késleltető
A =A V
B =B V
Gray dekódoló
A
Bs
A *B
n.
5
Korr^lemertP^ képző
8
T=2T
B
+
8
o
-i8_
[B 220-38|
35. ábra. Vevőoldali differenciál dekódoló. Gray dekódolóval
324
Híradástechnika
XXXIII.
évfolyam 1982. 7. szám
DIBIT-pár
0
0
0
0
0
0
összerendezve
1
1
1
1
1
1
A késleltetett jelpár [* Az első pillanatban 0,0-t feltételez ve]
0
0
1
1
0
0
0
1
0
1
0
1
II
II
II
1
0
0
1
1
0
1
0
0
!
1
0
II II
II
II II
II II
A f e l t ü n t e t e t t logika az átkódolást a következő egyenletek alapján végzi: P, = A BP^
+ ÁBP^
Q = A BP^
+ I B P , . , + A BÖ,_i + ÁB~Qi-i •
t
+ A BQ,-x +
ABQ^
A logikai egyenletekben P, és Q, egy adott pilla natban felvett fázisállapotot és P^, 2T idővel felvett fázisállapotot jelöl. A P,-nek és 0,-nek P,_ és Q^-hez visszanyitott fázisváltozását az alábbi igazságtáblázat tartal mazza (36. ábra): B
x
** A h á r o m fölötti s z á m o k n a k csak az utolsó k é t bitjét jelöljük. A Gray kódolt jel A = A 0 B=A B3+A B3 0
0
3
3
1 1
3
1 0
0 0
0 1
Dibit pár
A vevő oldalon a demodulátor u t á n először a Gray dekódolás következik, majd a j e l e z u t á n a komple menter képzőre kerül. Ez i t t azt jelenti, hogy az ( A B ) D I B I T - p á r az ( A , B ) D I B I T - p á r egymásnak komplementerje az alábbi t á b l á z a t szerint 5
5
A
6
5
B
A
5
0 0 1 0 0
0' 0 - 0 0 l - l 1 0-2 1 1-3 0 0-4
6
B
6
A
B
0 0 1 1
0 1 1 0
Qi
P -X
0,-1
t
P,_i
0,-1
b) Differenciál-demoduláció (9) 6
0+4=4 1 + 3=4 2 + 2=4 3+1=4 4+ 0= 4
0-4 1-3 0-2 l - l 0-0
A t ö b b i lépés most m á r viszonylag k ö n n y e n követ hető. A z elmondottakat a következő t á b l á z a t szem lélteti. A =A
0 0 110 0
B = AB+AB
0 10 10 1
5
A differenciál demoduláció b l o k k v á z l a t á t a rege nerátorral e g y ü t t a 37. ábra t ü n t e t i fel. I t t is mint a kétfázisú esetben a m o d u l á l t vivő k é t egymás u t á n i á l l a p o t á t hasonlítják össze. Ez az eljárás is az e g y m á s u t á n i állapotok különbségét adja és csakis j e l á t m e n e t moduláció esetén h a s z n á l h a t ó . T e r m é szetesen az A B d i b i t - p á r n a k megfelelően i t t k é t d e m o d u l á t o r t alkalmaznak. Most ennek a m ű k ö d é s é t tekintjük á t . A k é t késleltetést ú g y állítják be, hogy a> T = 2kn—^, v
1
5
0 110 0 1 komplementer 6
0 110 0 0 10
7
2
1 1 1 1 1
J
A közvetlen jel az 1. sz. szorzóáramkör előtt U (f)=U
10
0 0 0 0 0
+
(£)• 8J
v
0 10 10 1
Bf B
71
co T =2kn+
Az előbb ismertetett adóoldali logikát és a direkt m o d u l á t o r t e g y ü t t v é v e j e l á t m e n e t modulátor nak nevezzük. Jelmenet-modulációt m á s logikával is megvalósíthatjuk. A moduláció elvét és lefolyását az alábbi t á b l á z a t tartalmazza.
ll
cos (mJ+0^).
v
A késleltetett j e l U (t)=U 21
cos (ü) t + co T +
v
v
v
A
B
0
0.
0
1
1
0
2
U t=U 12
v
cos (co t+& ). fl
1
A késleltetett jel U t = U, cos (coj + a> T + # ). v
2
2
A j e l a 2. sz. szorzó á r a m k ö r kimenetén
(radián) 0
= k U\ cos (2
2
+
0 + 0 ) + 1
71
1
1
0 ).
A közvetlen jel a 2. sz. szorzóáramkör előtt
22
Vivő fázisváltozása
Dibit-pár
1
+ *Í7*C0S
2
\0 -0 2
2
+
2
71
71
A jel az 1. sz. szorzó á r a m k ö r kimenetén
„ 71
u (0=*í'ii(Qtfi2<0= kU% cos(2cV+m T + 0 + 0 ) + k l l
Információ (dibit-pár) Fázis
Híradástechnika
0
1
0
XXXIII.
11 TI
01 3^
01
00
0
0
évfolyam 1982. 7. szám
v
+ kUl cos
1
\0 -0i 2
1
2
7l)
T
325
'
1B 220-39|
36. ábra. Négyfázisú jelátmenet-moduláció
A jel az 1. sz. aluláteresztő kimenetén U (t)=KUl áeml
cos ^
0
-
2
c
o
Udeml s
[A0-|j.
dem2
c o s | ( Z > - 0 + ^ = KUl 2
2
c o s ^ - | j .
Befejezésül most bemutatjuk egy PCM-jelfolyam átvitelét jelátmenet, moduláció és differenciál demo duláció párosításban. A bejövő jelsort most is szándékosan az előző példában vett jelsorral azonos nak vesszük. A folyamat k ö n n y e b b megértése érde kében közöljük a demodulátor igazság t á b l á z a t á t :
B
+
+
0
0
+
-
0
1
—
-
1
1
—
+
1
0
A jel a 2. sz. aluláteresztő k i m e n e t é n U (f)=Km
A
0 rad 0 7t
2 n 3
I
A modulátor oldal A bejövő jelsor
A' + B' 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 \ | 1 +| 1 j 1 ] 1 A' 0 i 0 I 0 I 0 í 0 I 0 B' 1 1 1 1 1 1
Szétválasztott Dibit-pár
Késleltetés Uvii(t)
U
dem
,(t)
1 ;
mintavételező A *A a
B«ssB' —o szorzó aramkor
2sz.mintavételező |B220-40|
37. ábra. Négyfázisú differenciál-demoduláció
326
Híradástechnika
XXXIII.
évfolyam 1982. 7. szám
Dibit-pár összerendezve
(A'
0
0
0
0
0
0
\B'
1
1
1
1
1
1
71
0
Fázisállapot [rad]
3jt
2
Moduláló
fA
s
0
0
1
1
0
0
Dibitpár
lB,
0
1
1
0
0
1
Megkaptuk az előző példában jelsort.
szereplő
U^Kx^U^t)
71
0
71
~2
A szorzó á r a m k ö r k i m e n e t é n megjelenő modulációs termékek a következők:
2
moduláló
7t
71
71
71
?>" 2
2
2
2
V e t t jelsor ÍM
0
0
0
0
0
szonyokat a következő t á b l á z a t t a l t e k i n t h e t j ü k á t : Szimbólumok
10
1 1 1 1 1
2.4.4. 8 Fázisú moduláció (8PSK) E n n é l a modulációnál a hullám 8 diszkrét fázisálla pottal rendelkezik, melyek egymástól 45°-al külön böznek. A moduláció m e c h a n i z m u s á t a legegyszerűbb m ó d o n vektorpárok felvételével é r t h e t j ü k meg (38. ábra).
0 1 0 11 1
v
u
3
v
U (t)=U 4
s i n
e
cos
°V
1 + 2
4 71
2
71
0 0 1 00 = U sin^co,,í—
10
v
3
10
2
1 + 2
+
+
+
1 2
1 1 2 + 2 1
+
+
1 2 1 2
2
1 2
1 1 2 + 2
1 2
1
1 2
1 2
1 2
1 2
1 2
1 2
1 2
1 2
1
1 2
1 2
1 2
1 2
1 2
1 2
~2
f
' r
1 ~2
1 +
0 0 0 00
[nj-fj
cos ^coj-^-jj
Moduláló feszültség a(0 m y(t) 3(0
71
110 1
U (f)= U cos co„í
v
0
1 1 1 11
0 10 1
U (t)= U cos ^ < V - ^ j = v
Fázis állapot
11
A k é t vektor p á r a k ö v e t k e z ő :
U (t)=U
Kb{t)U&).
6
Az a(í), /3(0> 7(0 "5(0 modulációs NRZ-feszültségek ér
Fázisváltozás A0[rad]
2
U {t) =
tékkészlete k é t diszkrét feszültségből áll. ± ^ V A v i 71
1
Ky(t)US)
v
Demodulátor oldal
IBJ
U (t) =
+
+
+
+
+
1 2 1 2
111] m 11101)
ion, <íu«(t)
ÉH3
^u m
Efll (1111)
2
\
(0101)o
\ \
r
/
1
\
i
m
/
0
/
o (1011)
! /
m
[0,11
x [io]u,m
. . Iffi3 (0100)
/
i i
/. /
0
I
/
N v
\
0
\
/ [00J
\
1
I
o (0000)
I
(
1
0
1
0
1
EH \
o (0010)
110]
[00]
|B 220-41
38. ábra. Nyolcfázisú moduláció lehetséges állapotai Híradástechnika
XXXIII.
évfolyam 1982. 7. szám
327
A+B + C
Diff. kódoló Gray
A
Modulátor logikai
B
r, Óra
Mod,
4X Mod.
90°
Kvarc oszcill II
>
+-
X Mod.
x
90'
Mod. |B 220-42^
39. ábra. Nyolcfázisú moduláció
A t á b l á z a t b ó l világosan l á t h a t ó , hogy egy fázis á l l a p o t n a k megfelelő kódszó 4 bitből áll. Mivel a négy bittel kifejezhető esetek száma 2 = 16 és m i ezek közül csak 8 esetet engedünk meg ezért 4 bittel ebbe a modulációs eljárásba bizonyos r e d u n d a n c i á t v i n n é n k be. A 8 = 2 esetet 3 bitből álló kódszóval is k i a l a k í t h a t u n k , ezért célszerű a közvetlen 8 PSK előtt egy átkódolást végrehajtani, az alábbi t á b l á z a t szerint. A B c 4
3
1 1 1 0 0 0 0 1
0 1 1 1 1 0 0 0
1 1 0 0 0 0 1 1
1 1 1 1 0 0 0 0
1 1 1 0 0 0 0 1
0 1 1 1 1 0 0 0
1 0 1 0 1 0 1 0
Ha a vivő vagy az órajel kiesik a szinkronból, akkor egy a demodulátor logikában elhelyezett á r a m k ö r az A , B és C jelek k i a d á s á t megakadályozza és a szóbanforgó jeleket egy állandó jelhármassal he lyettesíti. Ezzel megakadályozzuk azt, hogy az A^, B és C jelek helyén tetszőleges jelkombinációk jöjjenek létre és ezzel megszűnjenek a szolgálati öszszeköttetés impulzusai is. v
v
Az A , B , C jeleket a PCM-jelfolyamatban eredeti leg m e g t a l á l h a t ó A ' , B ' , C jelekből differenciál kódolással, és Gray kódolással állítjuk elő (39. ábra). A z a, /3, y, és ő jeleket viszont a m o d u l á t o r logika állítja elő. A m o d u l á t o r k i m e n e t é n elhelyezett K F - s á v s z ű r ő a m á r ismertetett m ó d o n a k i s u g á r z o t t spektrumot alakítja k i . A d e m o d u l á t o r oldalon a frekvencianyolcszorozás a rendszert áramkörileg m á r t ú l z o t t a n elbonyolítaná. E z é r t a vivőhullámot inverz modulációval kell visszaállítani. A demodulált a„, f} , y és b jelek ből (mellek elvben rendre megegyeznek a modu látoroldali a, p, y, i l l . b jelekkel) a d e m o d u l á t o r logika az A„, B„, és C„ jeleket állítja elő. Ezeket a jeleket differenciált dekódolás, majd Gray dekódolás u t á n bizonyos esetekben m á r közvetlenül a multip lex berendezésbe vezethetjük (40. ábra). v
v
v
Az inverz modulációval kapott vivőhullámot az ö t kísérő zaj m i a t t közvetlenül nem lehet felhasznál ni. A vett KF-spektrumban a vivő k ö r n y e z e t é b e n levő zaj i t t is igen nagy m é r t é k b e n csökkenthető fázishurok alkalmazásával. A fázishurok feszültség hangolt oszcillátorral (VCO) m ű k ö d i k és a m á r szo
328
kásos kivitelű. A különbség az eddigi megoldásokká, szemben a kereső oszcillátorban van. Ez egy k b l 100 H z frekvenciájú oszcillátor, mely nem szinkro nizált állapotban v á l t o z t a t j a a VCO frekvenciáját. Ha a rendszer a szinkronizált állapotot eléri, egy negatív visszacsatolás a kereső oszcillátor kereső feszültségét t ö b b nagyságrenddel lecsökkenti. A kereső feszültség dekódolásával a fázishurok szinkro nizált állapotát lehet jelezni, illetve távjelezni. A demo dulált ő„ jel segítségével lehet i t t nem ismertetendő m ó d o n az órajelet is visszanyerni. Az órajel szinkronizációját egy helyi kvarc-oszcillátor biztosítja.
v
v
v
A m o d u l á t o r kimenetén és a demodulátor bemene tén elhelyezett középfrekvenciás szűrők alakítják k i az átviteli csatorna szelektivitását, mivel a mikrohul lámú szűrők szelektivitása közismerten gyengébb. A középfrekvenciás szűrők feladatai a k ö v e t k e z ő k : — A m o d u l á t o r oldalon elhelyezett szűrő behatá rolja a kisugárzott spektrumot és ezzel a szom szédos csatornára gyakorolt interferenciák le hetőségét a minimumra csökkenti. — A demodulátor oldalon elhelyezett szűrő egy részt optimalizálja a jel/zaj viszonyt a m i n t a v é telezés időpontj á b a n , mésrészt csökkenti a szom szédos csatornáktól származó interferenciát. Az adóoldali kódoló b l o k k v á z l a t á t a 41. ábra és a vevőoldali dekódoló b l o k k v á z l a t á t a 42. ábra mu tatja. A differenciál kódoló bemenetére kerülő PCM-jelfolyam pulzusait jelöljük A ' + B ' + C ' - a l . Egy bit idő érése ebben a jelfolyamban legyen T . Ezt a jel folyamot egy S/P soros p á r h u z a m o s A', B' és C" T R I B I T jelcsoporttá alakítjuk á t . (Az új jelfolyamat ban egy b i t i d ő t a r t a m a T = 3 T ). B
B
Híradástechnika
XXXIIK
évfolyam 1982. 7. szám
45°
V
90°
90° Sra vrsszanyerés
T i
•
Demodulátor ulator logika ^
vco
S ~
•B
"3v
Fesz vez. oszcilla-tor
V
•Sra
Csill. 90
c
+
P
-f
Hibajel
90° 90"
Fazishurok
+ B220-43
40. ábra. Demodulátor inverz modulációval
Késleltető
_A2
Á*B+C" o
B Cz 2
T=3T
B
Gray kódoló
| B 220-441
41. ábra. Adóoldali differenciál-kódolás. Gray kódolóval
Késleltető A =A V
Gray C =C dekódo ló V
Cs
Kömple,menter Képző
Cs
T = 3T
As+Bg B
C
8
B 220-45
42. ábra. Vevőoldali differenciál-dekódolás. Gray dekódolóval Híradástechnika
XXXIII.
évfolyam 1982. 7. szám
329
E z t követően egy összegező á r a m k ö r a k e t t ő s szám rendszerben összeadja az A', B' illetve C" és a tőle egy T = 3 T - b i t i d ő t a r t a m m a l előtte járó A , B , illetve C jeleket. A z így kapott jeleket a Gray kódolóra viszik. Ennek szerepét a 4-fázisú modulációnál is m e r t e t t ü k , így erre m i most nem t é r ü n k k i . B
3
3
Az elmondottakat az alábbi t á b l á z a t szemlélteti. A T R I B I T - p á r b a n a legalsó érték 2° = l-et a középső érték 2' = 2-öt és a legfelsőbb érték 2 = 4 - e t jelent. 2
3
[** A h é t fölötti számoknak csak az utolsó h á r o m bitjét jelöljük.]
A bejövő jelsor
A' + B' + C
Szétválasztott
A'
TRIBIT-jel-
B'
csoport
C
Szétválasztott
A'
0
1
0
1
0
TRIBIT-jelcsoport
B'
1
0
1
0
1
C
0
1
0
1
0
0
0
1
0
1
0
1
1
0
1
0
0
1
1
0
II
II
II
II
0 0
1 1
0
1
0
0
összerendezve
+{
A késleltetett
A
3
T R I B I T [kezdetben
B
3
000-t feltételezve]
c
3
0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 l 0 0
II
II
A
2
0
B
2
1
1 1
0
1
c
2
II
II
0
Meg kell jegyezni, hogy a t á b l á z a t b a n megadott teljesítménynövelés csak elméleti érték. A gyakor latban a szükséges teljesítménynövelés dB-ben k i fejezett értékét a tapasztalat szerint ú g y kapjuk meg, hogy a t á b l á z a t b a n leírt dB é r t é k e t k e t t ő v e l szorozzuk. A demodulátor oldalon (42. ábra) először a Gray dekódolás következik, majd a jel e z u t á n a komplementer képzőre kerül. Ez azt jelenti, hogy az A , B , C T R I B I T - e k és az A , B , C T R I B I T - e k egymás komplementerjei az alábbi t á b l á z a t szerint. s
s
B
A 0 0 0 0 11 1 1 1 0
6
B
5
5
c
5
0 0- 0 0 1- 1 1 0- 2 1 1-3 0 0 —4 0 1- 5 1 0 -6 1 1- 7 0 0 —8
A
6
B
0 0 1 1 1 1 10 1 0 0 1 0 1 0 0 0 0
C
6
6
6
6
0-8 1-7 0-6 1-5 0-4 1-3 0-2 1-1 0-0
0 + 8=8 1 + 7=8 2+6=8 3+ 5=8 4+4=8 5+ 3=8 6 + 2=8 7+1=8 8+0=8
A t ö b b i lépés most m á r viszonylag k ö n n y e n k ö v e t h e t ő . Az elmondottakat az alábbi t á b l á z a t szem lélteti. A = A
0
B = AB + ÁB C = AC + AC
5
5
5
330
0
1 0
1
0
1 1 0
1
0
0
1 1 0
l á t h a t ó , hogy visszakaptuk az eredeti jelsort. 2.4.5. T ö b b fázisú modulációk összehasonlítása A t ö b b fázisú modulációkat a legegyszerűbben az ú n . jelállapot-koordinátadiagram alapján hasonlítjuk össze. Ezen a diagramon a m o d u l á l t vivő összes le hetséges a m p l i t ú d ó - és fázisállapotát t ü n t e t j ü k fel (43. ábra). Ezenkívül feltüntetjük a modulációs kódot a Nyquist sávszélességet, a jelsebesség-hatásfokot és az elméleti adóteljesítményt. A jelsebesség-hatásfok az információsebesség mér t é k s z á m á n a k és a Nyquist frekvenciának a hányadosa. Az összehasonlításnál azonos információsebességet és h i b a a r á n y t tételezünk fel. Az egyes modulációs módok összehasonlítása alkal m á v a l a következő megállapításokat tehetjük. Híradástechnika
XXXIII.
évfolyam 1982. 7. szám
— Az U H F - vagy S H F - a d ó által k i s u g á r z o t t spektrum elfoglalt sávszélessége a n n á l keske nyebb minél komplexebb az alkalmazott modu lációs m ó d . — A sávszélesség csökkentésének bizonyos m é r t é k ű ára (8 és a n n á l t ö b b állapot esetén) az U H F és az S H F - a d ó k i s u g á r z o t t teljesítményének szükségszerű növelése. Meg kell jegyezni, hogy a t á b l á z a t b a n megadott teljesítménynövelése csak elméleti érték. A gyakorlatban a szükséges teljesítménynövelés dB-ben kifejezett é r t é k é t a tapasztalat szerint úgy kapjuk meg, hogy a t á b l á z a t b a n leírt dB-értékeket k e t t ő v e l szo rozzuk. — Míg a 2, 4, 8 állapot esetén (A, B , C eset) a vivőnek csak a fázisa hordozza az információt, addig a 9, 16 állapot esetén (D és E eset) az információt a vivő amplitúdója is, és a fázisa is hordozza. — 9 állapotú modulációval bizonyos redundan ciákat hozzunk létre. A viszonyokat egy t á b l á z a t b a n foglaljuk össze. A t á b l á z a t b a n az egyes kifejezések jelölése Tg = egy bit i d ő t a r t a m a az eredeti bináris jelfolyam ban az átkódolás e l ő t t ; Jel-állapot koordináta diagram
\
/ © \ \
1
/
\
\
H
= l o g 2 ™ az eredeti bináris jelfolyam m a x i m á lis entrópiája. (Minden állapot egyformán valószínű); = a z eredeti bináris kódozóban levő elemek száma; = log 3 a ternáris jelfolyam e ntrópiá ja ; — a ternáris kódszóban levő elemek s z á m a ; 2
B
sz
ií T
B
2
m a x
sz
Tsz
R
—H
redundancia;
a
"max
T
= A ternáris jel egy szimbólumának i d ő t a r t a m a .
T
TI n
3 B/2 T
3
2
3
4 B/3 T
4
3
4
7 B/5 T
7
5
7
max
3,170 4,755 7,925
R 0,054
2
T
b
5
T
e
0,159 0,117
Befejezésül kiértékeljük a digitális jelátvitelre szolgáló frekvenciaterveket a mai állapotnak meg felelően. Az 1. t á b l á z a t b a n helyszűke m i a t t a k ö v e t kező jelöléseket vezetjük be:
Modulációs kod k é p z é s i módja
Nygoist sáv KF-án
F á z i s u g r á s vagy fázis állapot 0, % a, Direkt moduláció
BN = B B=2f =f c
JH= , Elméleti Jelsebesség adó hatásfok teljesítmény
B
4
• Po
2
Po
b. ,Jelátmenet moduláció
- ^ 2 fázis
l
/
X
/
X \ \ 09
i
Sfí *® \ \
/ /
\
Két b i f - n e k d i b i t párokra való csoportosítása A, B
B
-
B
a.,Direkt moduláció b, Jelátmenet moduláció
* " ^ 4 fázis {Kvadratura moduláció )
\ \
/
r£S l&) \ \
<ÍP l t
V
Három bit-nek t r i b i t csoportokra való egyesítése A.B.C
B
=•§•
N
3
P +3,3dB 0
y ' " " ^ 8 fázis
®
(
fíf\ yy
( 1 v '
®
)
® '
fitt tő'
a5
Csoportosítások 3 B / 2T A B / 3T 7B/5T (Három szinü kvadratura moduláció)
R B
N
-B - y
2,7. . . . 3
P 4,4dB
U
Po+6.5dB
D+
®
®
®
®
®
®
®
®
®
®
®
®
®
®
®
®
®
Négy bitnek quadribit csoportokra való egye sítése A . B , C,D (Negy szintű kvadratura moduláció)
B 220-46
43. ábra. Jelkoordináta diagram Híradástechnika
XXXIII.
évfolyam 1982. 7. szám
331
f n IH B
RF
N B
N
B
SP
=a jelsebesség; = E g y félsávban levő R F - c s a t o r n á k s z á m a ; = Jelsebesség h a t á s f o k ; (információsebesség/Nyquist frekvencia); =egy RF-csatornán átviendő TF-csatornák száma; = Nyquist s á v ;
JV
— Spektrum kitöltési tényező a Nyquist sáv
?
ban B =^-
T
0
X
TOT
A felsávban száma;
—
átvihető
TF-csatornák
Spektrum kitöltési tényező a frekvenciaterv által rendelkezésre b o c s á t o t t teljes Af ^ TE
frekvenciasávban B T 0 X
T 0 T
=-
n N
'
=2. f -n a teljes átviteli k a p a c i t á s Mbit/s. (A t á b l á z a t b a n szereplő számok k i k e r e k í t e t t értékek.) B
RF
1. 4 GHz (J/TERV = 400 M H Z )
Moduláció
B
típusa 4 fázisú
6
B
N
Moduláció
4 fázis 8 fázis 1 6 állapot 1 3 GHz (ZI/TBBV = 5 0 0
BTOT
[KHz/ " TFcsat' Lszimplex
[KHz/ 1 LTFcsatJ
S
CTOT
NTOT
[MHz]
2 x 34,368
34,368
2
35,8
69,4
824,8
5 760
B
B
IH
BSP
BTOT
GTOT
NTOT
[bit/sí
[KHz/ " TFcsat [szimplex
[KHz/ 1 LTFcsatJ
[Mbit/s]
N
Mbit/s
[Mbit/s]
[MHz]
6
139,264
69,632
2
36,3
86,8
1671,2
8
139,264
46,421
3
24,2
65,1
2228,2
1 5 360
11
139,264
34,816
4
18,1
47,3
3063,8
2 1 120
B
B
IH
BSP
BTOT
GTOT
NTOT
[KHz/ ' TFcsat Lszimplex
[KHz/ -| LTFcsatJ
[Mbit/s]
MHz)
N
[MHz]
1 1 520
8
34,368
17,184
2
35,8
130,2
549,9
3 940
6
2 x 34,368
34,368
2
35,8
86,8
824,8
5 760
IRODALOM [1] Dr. U. Künn, KDT, Kolberg und E. Kube KDT: Messunger der Übertragungssicherheit mit Frequenzdiversity bei 11 GHz an einer Richtfunkstrecke mit optischer Sicht. Nachrichtentenchnik - 17 (1967) H . G. [2] Dr. U. Kühn: Messung des Fadingverhaltens bei horizontaler und Vertikaler Polarisation und der Depalarisation an einer 11 GHz — Richtfunkstrcckc Nachrichtentechnik - 21 (1971) H . 1. [3] Dr. U. Kühn: Ausbreitungsuntersuchungen innerhalb der optischen Sicht bei 1,2 — 8,1 und 11 GHz sowie vergleichende Messungen mit linearer und cirkularer Polarisation. [4] Dr. U. Kühn: Aus breitungsuntersuchungen bei 11 GHz im Bereich des Radiohorizontes. Technische Milteilungen des R F Z . 16. Yahrgang Heft 4/1972 [5] O Toutan—Y. Delcourte: Faisceaux Hertziens numeriques á grandé capacité 140 Mbit/s dans la bande 10,7 — 11,7 GHz. Gommutation — Transmission N° 3 1980
332
B p
[Mbit/s]
[Mbit/s] 4 fázis 4 fázis
IH
táblázat
rbit/si L~Hz~J
1 1 GHz (ZI/TERV = 1 0 0 0 M H Z )
v
^/TERV BF
K H z / T F simplex TF-csat;
SP
— nRPN
[6] M Camand—M. Lods: Faisceau Hertzier F H N 1 3 - 0 6 á 2 x 3 4 Mbit/s dans la band 12,75 á 13,25 MHz commutation — Transmission N° 3 1980 [7] Vérre: Lo numerisytion du réseau interurbán francais. Commutation —Transmission. N° 3 1980 [8] Marc Mathieu: Télécommunication par faisceau Hertzien. Dunod technique. [9] Philippe Magne: Digital Micrawave Link. bT. D F H . PHM No 2346. August 1977 [10] Lajkó Sándor, Dr. Lajtha György: PCM a táv közlésben Műszaki Könyvkiadó, Budapest 1978 (Frigyes István 2,7 sz. fejezet). [11] Jürgen Sommer: Neve PCM — Messgerate. Schiele — Schön Berlin [12] L. Bors: A Digital Radio Relay Equipment with Efficient Freqvency Band Utilisatipn. Budavox. Télécommunication Review 1979. 1. [13] L. Bors: Time — Domain Syntesis of Band Limited Baseband Signals for Digital Radio, Proc of the 6th Colloquium on Microwave Communication Vol 1. CST —5/31 Akadémiai Könyv kiadó Budapest 1978. [14] L. Bors: Low-Capacity Digital Radio Relay Equipment family.
Híradástechnika
XXXIII.
évfolyam 1982. 7. szám
