Nové technologie mobilních komunikací pro integrovanou výuku VUT a VŠB-TUO

FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCH TECHNOLOGIÍ VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ

Nové technologie mobilních komunikací pro integrovanou výuku VUT a VŠB-TUO

Garant předmětu: prof. Ing. Stanislav Hanus, CSc. Autor textu: prof. Ing. Stanislav Hanus, CSc.

BRNO * 2013

Vznik těchto skript byl podpořen projektem č. CZ.1.07/2.2.00/28.0062 Evropského sociálního fondu a státním rozpočtem České republiky.

FEKT Vysokého učení technického v Brně

2

Autor

prof. Ing. Stanislav Hanus, CSc.

Název


Vydavatel

Vysoké učení technické v Brně Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií Ústav telekomunikací Technická 12, 612 00 Brno

Vydání

první

Rok vydání

2013

Náklad

elektronicky

ISBN

978-80-214-4824-7

Tato publikace neprošla redakční ani jazykovou úpravou.


3

Obsah 1

ÚVOD ................................................................................................................................. 5

2

SYSTÉM UMTS ................................................................................................................ 7 2.1 ÚVOD............................................................................................................................... 7 2.2 KMITOČTOVÁ PÁSMA ....................................................................................................... 8 2.3 ARCHITEKTURA SYSTÉMU................................................................................................ 9 2.3.1 Základní modely ........................................................................................... 9 2.3.2 Rádiová přístupová síť ............................................................................... 11 2.3.3 Mobilní stanice systému UMTS ................................................................. 13 2.4 HLAVNÍ ZMĚNY U SYSTÉMU UMTS OPROTI SYSTÉMU GSM .......................................... 14 2.4.1 Makrodiverzita ........................................................................................... 14 2.4.2 Přijímač RAKE .......................................................................................... 15 2.4.3 Procedury při handoveru ........................................................................... 16 2.4.4 Dýchání buňky ........................................................................................... 17 2.4.5 Kódování řečových signálů ........................................................................ 18 2.5 PŘÍSTUPOVÉ TECHNIKY .................................................................................................. 19 2.5.1 Modulační technika FH-SS ........................................................................ 20 2.5.2 Modulační technika DS-SS ........................................................................ 20 2.5.3 Základní charakteristika systému s rozprostřeným spektrem .................... 21 2.5.4 Výhody systémů s rozprostřeným spektrem ............................................... 22 2.6 ZPRACOVÁNÍ A PŘENOS SIGNÁLŮ ................................................................................... 22 2.6.1 Walshovy funkce a sekvence ...................................................................... 23 2.6.2 Pseudonáhodné sekvence ........................................................................... 33 2.6.3 Rozprostírání signálu ................................................................................. 35 2.6.4 Derozprostírání signálu ............................................................................. 39 2.6.5 Autokorelační vlastnosti používaných kódů ............................................... 41 2.6.6 Přenos signálu v UTRAN FDD .................................................................. 42 2.7 POUŽÍVANÉ KANÁLY...................................................................................................... 45 2.7.1 Logické kanály ........................................................................................... 45 2.7.2 Transportní kanály ..................................................................................... 46 2.7.3 Mapování logických kanálů ....................................................................... 47 2.7.4 Přenos dat v transportních kanálech ......................................................... 48 2.7.5 Fyzické kanály............................................................................................ 50 2.8 HLAVNÍ FUNKCE FYZICKÉ VRSTVY................................................................................. 52 2.8.1 Kanálové kódování .................................................................................... 52 2.8.2 Multiplexování transportních kanálů......................................................... 53 2.8.3 Mapování transportních kanálů do fyzických kanálů ................................ 54 2.8.4 Rozprostírání signálu a modulace ............................................................. 57 2.8.5 Řízení výkonu ............................................................................................. 58

3

VÝVOJ SYSTÉMU UMTS ............................................................................................ 61 3.1 3.2 3.3 3.4 3.5

4

ÚVOD............................................................................................................................. 61 RELEASE 4 ..................................................................................................................... 61 RELEASE 5, HSDPA ...................................................................................................... 62 RELEASE 6, HSUPA ...................................................................................................... 63 RELEASE 7, HSPA+ ....................................................................................................... 64

SYSTÉM LTE.................................................................................................................. 68

4

FEKT Vysokého učení technického v Brně 4.1 ARCHITEKTURA SYSTÉMU ............................................................................................. 68 4.1.1 Přístupová síť E-UTRAN ........................................................................... 68 4.1.2 Páteřní síť EPC ......................................................................................... 69 4.1.3 Uživatelské zařízení UE ............................................................................ 69 4.2 FYZICKÁ VRSTVA SYSTÉMU LTE .................................................................................. 71 4.2.1 Kmitočtová pásma ..................................................................................... 71 4.2.2 Duplexní přenos ........................................................................................ 72 4.2.3 Rádiové kanály .......................................................................................... 72 4.2.4 Rámcová a bloková struktura .................................................................... 73 4.3 DOWNLINK E-UTRAN ................................................................................................. 76 4.4 UPLINK E-UTRAN ....................................................................................................... 80 4.5 TECHNIKA MIMO V SYSTÉMU LTE .............................................................................. 82 4.6 VÝKONNOST E-UTRAN V DOWNLINKU ........................................................................ 82

5

SYSTÉM LTE-ADVANCED ..........................................................................................84

6

NOVÉ LABORATORNÍ ÚLOHY .................................................................................86 6.1 MĚŘENÍ ZÁKLADNÍCH PARAMETRŮ SYSTÉMŮ BLUETOOTH A WIFI ............................... 86 6.1.1 Zadání........................................................................................................ 86 6.1.2 Úvod .......................................................................................................... 86 6.1.3 Postup měření ............................................................................................ 87 6.1.4 Použité přístroje a pomůcky ...................................................................... 90 6.2 ROMES – PROGRAM PRO TESTOVÁNÍ MOBILNÍCH SÍTÍ .................................................. 90 6.2.1 Zadání : ..................................................................................................... 90 6.2.2 Úvod .......................................................................................................... 90 6.2.3 Postup měření ............................................................................................ 91 6.2.4 Použité přístroje a pomůcky ...................................................................... 95 6.2.5 Stručný návod k programu ROMES .......................................................... 95 6.2.6 Význam vybraných zpráv 3. vrstvy a vybraných zkratek ........................... 98

7

SEZNAM POUŽITÉ LITERATURY ..........................................................................100


5

1 Úvod Počátky mobilních komunikací spadají do období 80. let minulého století. Podnětem k vytvoření prvního analogového mobilního systému v Evropě byla tehdy velice rozšířená bezdrátová rádiová komunikace mezi rybářskými loděmi a pobřežím, především ve skandinávských zemích. První mobilní analogový systém s označením NMT 450 (Nordic Mobile Telephone) byl vyvinut ve Švédsku, kde byla také v říjnu 1981 spuštěna první analogová buňková síť NMT 450, pracující v kmitočtovém pásmu 450 MHz. Postupně byl systém NMT 450 zaveden v Norsku, Finsku, Dánsku a následně se rozšířil i do dalších zemí Evropy, včetně Československa, kde byla mobilní síť NMT 450 spuštěna v roce 1991. Výrazné rozšíření kapacity sítě umožnil systém NMT 900, vyvinutý v roce 1986, který využíval kmitočtové pásmo 900 MHz. Některé evropské země vyvinuly vlastní mobilní systémy, například Velká Británie systém TACS (Total Access Communication System), Německo a Rakousko systém C-Netz (Cellular Network), Francie systém RadioCom 2000 a Itálie systém RTMS (Radio Telephone Mobile System). Nevýhodou uvedených systémů byla poměrně malá kapacita mobilní sítě a především jejich vzájemná nekompatibilita, což výrazně omezovalo mezinárodní roaming. Podobným způsobem se vyvíjely i mobilní systémy ve světě. První analogový systém v USA měl označení AMPS (Advanced Mobile Phone System) a jeho vývoj byl dokončen v roce 1978. Buňková síť AMPS byla spuštěna v roce 1983. V Japonsku byla první buňková analogová síť spuštěna již v roce 1979 a využívala systém s označením NTT (Nippon Telegraph and Telephone). Analogové mobilní systémy se označují jako systémy první generace (1G). První digitální mobilní systém v Evropě vyvinula skupina GSM (Groupe Spécial Mobile), která byla v roce 1982 založena Evropskou komisí pro pošty a telekomunikace CEPT. Digitální buňková síť s označením GSM pracovala původně pouze v kmitočtovém pásmu 900 MHz. Později byla systému GSM vyhrazena i další kmitočtová pásma, z nichž jsou dosud nejužívanější pásma 1800 MHz a 1900 MHz. Systém GSM se rozšířil do celé Evropy i do některých částí světa. V USA byl systém GSM zaveden od roku 1995 pod označením PCS 1900 (Personal Communications System). Vývoj digitálních buňkových systémů probíhal i ve světě. První digitální systém v USA s označením IS-54 (Interim Standard) byl spuštěn v roce 1991. V roce 1993 byl spuštěn systém IS-95, který jako první komerční mobilní systém využíval techniku mnohonásobného přístupu CDMA (Code Division Multiple Access). Tento systém s rozprostřeným spektrem bylo možné provozovat ve stejném kmitočtovém pásmu, v jakém pracoval analogový systém AMPS i klasický digitální systém IS-54. V Japonsku byly v 90. letech zavedeny digitální buňkové systémy IS-95 a PDC (Personal Digital Cellular). Digitální mobilní systémy jsou označovány jako systémy 2. generace (2G). Významným mezníkem ve vývoji mobilních systémů bylo zavedení paketového přenosu. Systémy GPRS (General Packet Radio Service) a později EDGE (Enhanced Data Rates for Global Evolution) implementované do systému GSM umožnily výrazné rozšíření jeho využití především pro datové přenosy, které tak mohly být využívány pro mobilní přístup k síti Internet. Tyto systémy jsou označovány 2,5G.

6


Rozvoj multimediálních technologií a snaha o vytvoření jednotného celosvětového systému (tzv. systém třetí generace - 3G), který by umožňoval globální roaming s definovanými službami, vedly k zahájení vývoje systému FPLMTS (Future Public Land Mobile Telecommunication System), prováděném pod záštitou ITU (International Telecommunication Union). Celosvětová konference WARC (World Administrative Radio Conference), pořádaná v roce 1992, přidělila tomuto systému dokonce i kmitočtová pásma, včetně segmentu pro satelitní komunikaci. Nakonec ITU vývoj tohoto systému přerušila, protože nebylo možné zajistit využití vybraných kmitočtových pásem ve všech zemích světa (například v USA byla většina těchto pásem alokována operátory systému PCS 1900 apod.). Proto ITU schválila skupinu standardů 3G s označením IMT-2000 (International Mobile Telecommunications for the year 2000), které umožňovaly mobilní připojení s přenosovou rychlostí až 2 Mbit/s a podporu přenosu multimediálních signálů, tedy řeči, obrazu, videa a dat, a to s různou úrovní interaktivity. Pokud mobilní uživatelské zařízení bude schopné komunikovat podle těchto standardů, bude možné realizovat i původně zamýšlený globální roaming. Skupina IMT-2000 obsahuje následující standardy:  W-CDMA: Evropsko-japonský standard, v Evropě označovaný UMTS.  CDMA2000: Vyvinutý společností Qualcomm v USA, nekompatibilní s UMTS.  DECT (Digital Enhanced Cordless Telecommunications): Standard pro bezdrátové mobilní telefony v kmitočtovém pásmu 1900 MHz.  UWC-136 – Nástupce standardu IS-136, vyvinutý v souladu s EDGE.  TD-CDMA / TD-SCDMA: Standard TD-CDMA byl vyvinutý společností Siemens. Společnost IPWireless prosadila jeho využívání v systému UMTS TDD. Standard TD-SCDMA byl vyvinutý čínskou akademií telekomunikačních technologií.  Mobilní WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access): do skupiny zařazen až v roce 2007. Uvedené standardy se staly základem pro vývoj všech nových mobilních systémů. V Evropě užívaný systém UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) byl vyvíjen již od roku 1990 organizací ETSI (European Telecommunications Standard Institute). V roce 1998 převzala vývoj skupina 3GPP (3rd Generation Partnership Project), která je mezinárodním sdružením mobilních operátorů, výrobců a dodavatelů mobilních technologií. Zavedením systémů 3G však další vývoj celoplošných mobilních nekončí. Naopak prudký rozvoj všech odvětví radioelektroniky, mikroelektroniky a elektrotechnologie vede k tomu, že jsou vyvíjeny celoplošné mobilní systémy umožňující dosažení vyšších přenosových a vyšší kvality poskytovaných služeb.

systémů zdaleka telekomunikací, stále výkonnější rychlostí signálu

Následující text je proto věnován systému UMTS a jeho dalšímu vývoji, který přes systémy HSDPA, HSUPA a HSPA+ dospěl v současné době až k systému LTE (Long Term Evolution). Po zavedení celoplošného mobilního systému LTE mohou uživatelé komunikovat s přenosovou rychlostí signálu řádově až desítky Mbit/s. Na závěr popisu celoplošných mobilních systémů je velice stručně představen zdokonalený mobilní systém LTE-A (Advanced), který je v současné době vyvíjen a testován. Systém LTE-A již patří mezi systémy čtvrté generace (4G), které umožní uživatelům komunikovat s přenosovou rychlostí signálu řádově až stovky Mbit/s, [ 6 ], [ 7 ].


7

2 Systém UMTS 2.1 Úvod Již v roce 1988 byly zahájeny přípravné práce pro vývoj mobilního systému třetí generace 3G s původním označením FPLMTS. Vývojové práce podporované zejména Evropskou Unií vyústily v obecně platná doporučení pro celosvětový standard, dnes označovaný zkratkou IMT-2000. Tato obecná doporučení a požadavky se staly základem všech následně vyvíjených systémů. Hlavní požadavky a cíle návrhů lze shrnout do následujících bodů:  V prostředí uvnitř budov, při rychlosti mobilní stanice MS (obecně označované uživatelské zařízení UE - User Equipment) do cca 6 km/hod., bude přenosová rychlost signálu až 2048 kbit/s. V prostředí městské zástavby, při rychlosti MS do 120 km/hod., bude přenosová rychlost signálu nejméně 384 kbit/s. Mimo města, při pohybu mobilního účastníka v rychlých dopravních prostředcích, bude přenosová rychlost signálu nejméně 144 kbit/s. Pro srovnání je na Obr. 2.1 uvedena závislost přenosové rychlosti signálu na rychlosti pohybu mobilní stanice pro různé mobilní systémy. Přenosová rychlost signálu

Obr. 2.1: Závislost přenosové rychlosti signálu na rychlosti pohybu MS (UE) pro různé mobilní systémy  Podpora celosvětové mobility.  Nezávislost vlastností a nabídky služeb IMT-2000 na použité technologii rádiového rozhraní. Tento požadavek vyžaduje použití vícemódových mobilních stanic.  Bezproblémová konvergence služeb poskytovaných v pevných i mobilních sítích. IMT-2000 bude mít inteligentní rozhraní pro několik různých typů telekomunikačních sítí. Uživatel by při komunikaci neměl rozeznat, kterou síť nebo technologii právě využívá.  Podpora služeb s přepínáním okruhů i přepínáním paketů.

8


 Podpora multimediálních služeb v reálném čase.  Virtuální domácí prostředí VHE (Virtual Home Environment). Mobilní uživatel bude moci využívat svou mobilní stanici kdekoliv a kdykoliv, ať je doma nebo kdekoliv mimo domov.  Větší spektrální účinnost systému v rádiovém prostředí.  Dostatečná flexibilita při zavádění nově vytvořených služeb. Původně uvažovaný záměr Radiokomunikačního sektoru ITU (ITU-R) sjednotit vývojové tendence v oblasti mobilních systémů 3G se však postupem času ukázal jako nereálný. V současné době je podle doporučení ITU-R M.1457 s názvem „Detailed specification of the radio interfaces of IMT-2000“ specifikováno celkem šest módů rádiového rozhraní pro pozemní komunikaci a šest módů pro družicovou komunikaci mobilních systémů 3G. Proto se technická řešení telekomunikačních zařízení, včetně mobilních stanic – terminálů, začínají orientovat na využití techniky softwarového rádia SDR (Software Defined Radio). Systém UMTS podporuje spojování s rychlým paketovým přenosem dat, například bezdrátový přístup k síti Internet, ale i spojování s přepínáním okruhů. V některých aplikacích je přenos výrazně asymetrický, tj. přenosová rychlost signálu v jednom směru (většinou downlink) je výrazně vyšší než přenosová rychlost signálu ve směru opačném. S tím souvisí i princip přídělu šířky pásma podle potřeby (bandwidth on demand), který výrazně zvyšuje efektivitu využití kmitočtového pásma, [ 1 ].

2.2 Kmitočtová pásma Pro systém UMTS jsou vyhrazena kmitočtová pásma v okolí 2 GHz. Jejich kmitočtové rozsahy jsou uvedeny v Tab. 2.1. Pro nepárovaná pásma (TDD) 2 a 5 byla pro UMTS vybrána technologie TD-WCDMA, vhodná pro asymetrické vysokorychlostní datové přenosy hlavně uvnitř budov. Pro párovaná pásma (FDD) 3 a 6 byla pro UMTS zvolena technologie FD-WCDMA (Wideband CDMA), vhodná pro velkoplošné pokrytí a pro hovorové a středně rychlé symetrické datové služby. Podobně jako všechny systémy CDMA, je však tato technologie náročná na regulaci výkonu MS i BS. Kmitočtové pásmo 1 je rezervováno pro přístup pomocí systému DECT a pásma 4 a 7 jsou vyhrazena pro družicovou komunikaci systému UMTS. V roce 2000 byla dodatečně pro systém vyhrazena další pásma (v Tab. 2.1 nejsou označena). Pozemní rádiové rozhraní systému UMTS se označuje UTRA (UMTS Terrestrial Radio Access) nebo UTRAN (UMTS Terrestrial Radio Access Tab. 2.1: Kmitočtová pásma systému UMTS Network). Je jednou z možností, jak realizovat pozemní rádiové Kmitočtový Šířka pásma Schváleno Pásmo rozsah [MHz] [MHz] v roce rozhraní umožňující komunikaci s časovým i kmitočtovým 1710 - 1885 175 2000 1 (VII) 1885 – 1900 15 1998 duplexem (TDD, FDD). 2 (VIII) 1900 – 1920 20 1998 Základní přístupovou metodou je 3 (IX) 1920 – 1980 60 1998 širokopásmový kódový 4 (X) 1980 – 2010 30 1998 multiplex s přímým 5 (XI) 2010 – 2025 15 1998 rozprostřením DS-WCDMA. 6 (XII) 2110 – 2170 60 1998 Pracuje se základní čipovou 7 (XIII) 2170 - 2200 30 1998 rychlostí 3,84 Mchip / s resp. 2500 - 2690 190 2000


9

4,096 Mchip / s , šířkou kmitočtového pásma 5 MHz a zajistí přenosovou rychlost do 2 Mbit / s . Připraveny jsou však další dvě rychlejší varianty s čipovými rychlostmi 8,192 Mchip / s a 16,384 Mchip / s , kterým odpovídají šířky kmitočtového pásma rádiového kanálu 10 MHz resp. 20 MHz . Pro párovaná pásma 3 (uplink) a 6 (downlink) v Tab. 2.1 je použit kmitočtový duplex FDD s označením UTRA/FDD. Základnové stanice pracují v asynchronním režimu, což zjednodušuje jejich konstrukci a následně snižuje i jejich cenu. Tato pásma jsou využívána různými operátory pro zajištění celoplošných služeb s výraznou symetrií provozu, například videokonference apod. Pro nepárovaná pásma 2 a 5 v Tab. 2.1 je použit kombinovaný přístup s časovým a kódovým dělením TD-WCDMA, využívající časový multiplex TDD s označením UTRA/TDD. Zde jsou provozovány služby s výraznou nesymetrií provozu, například video na vyžádání apod. Pro sestupnou trasu byla zvolena modulace QPSK, pro vzestupnou trasu modifikovaná QPSK. Je využito dynamického přidělování kanálů DCA a použit měkký handover. K zajištění celkové dostupnosti i v řídce obydlených nebo nedostupných oblastech využívá systém UMTS kromě svých pozemních složek T-UMTS také družicové složky S-UMTS, jejíž popis však přesahuje rámec těchto skript, [ 11 ].

2.3 Architektura systému 2.3.1 Základní modely Architekturu systému UMTS je možné znázornit pomocí různých modelů, z nichž každý popisuje systém z jiného pohledu. Základní obecnou architekturu systému UMTS znázorňuje model nakreslený na Obr. 2.2. Páteřní síť Rádiová přístupová síť

CS - Domain Iu - CS

MSC

VLR

PSTN

GMSC

Node B BC - Domain

RNC

Iu - BC

EIR

CBC HLR

Node B

PS - Domain Iu - PS

SGSN

GGSN

PDN

Obr. 2.2: Základní architektura systému UMTS Ve zjednodušeném pohledu je možné strukturu sítě UMTS rozdělit na 2 hlavní části. Základem je pevná páteřní síť CN (Core Network), která řídí provoz a spojení v systému. Její součástí je servisní řídicí síť SCN (Service Control Network) zajišťující řízení, zpracování a uchování dat a síť telekomunikačního managementu TMN (Telecommunications Management Network). Směrem k účastníkovi následuje rádiová přístupová síť RNS (Radio


10

Network System), která plní především přenosové funkce. Využívá rádiového rozhraní UTRA, ke kterému mají přístup všichni uživatelé. Rádiovou přístupovou síť tvoří bloky RNS obsahující základnové stanice v jedné nebo více buňkách, které jsou vzájemně propojeny s řídicí jednotkou RNC (Radio Network Controller). Základnová stanice se u systémů 3G označuje Node B. Mezi RNS a dílčími subsystémy (doménami) páteřní sítě (CS – Domain, BC – Domain, PS – Domain) jsou přesně definovaná rozhraní, umožňující páteřní síti využívat i jiné rádiové přístupové technologie. Tato rozhraní se označují Iu-CS (Circuit Switched), Iu-BC (BroadCast) a Iu-PS (Packet Switched). Páteřní síť má podobnou konfiguraci jako systém GSM a je složena ze dvou hlavních provozních částí (subsystémů, domén) určených pro různé druhy provozu. V subsystému s označením CS – Domain je soustředěn pouze komutovaný provoz neboli provoz s přepínáním okruhů (obdoba hlasové komunikace v systému GSM). Naopak v subsystému označeném PS – Domain je soustředěn pouze paketový provoz neboli provoz s přepínáním paketů (obdoba datové komunikace v systému GPRS). Obě domény využívají společně ostatních částí systému (HLR, EIR aj.), které jsou důležité pro identifikaci uživatele, roaming mobilní stanice MS, obecně uživatelského zařízení UE, a další služby. Doména CS zajišťuje nastavení všech částí páteřní sítě pro komutovaný přenos včetně potřebné signalizace. Obsahuje MSC, GMSC, VLR a provádí i všechny potřebné funkce směrem k sítím PSTN (Public Switched Telephone Network), resp. ISDN (Integrated Services Digital Network). Obdobně doména PS provádí nastavení všech potřebných částí CN pro paketový přenos. Obsahuje SGSN, GGSN a zajišťuje všechny potřebné funkce směrem k paketovým sítím PDN (Packet Data Network), např. k síti Internet. Kromě uvedených hlavních domén je součástí CN i doména BC (BroadCast) obsahující centrum pro koordinaci vysílání v jednotlivých buňkách CNC (Cell Broadcast Center).

HLR Zu

Cu

Uu

Iu

VLR AuC

MSC

Yu

SGSN Mobilní zařízení

Uživatelské zařízení

Rádiová přístupová síť

GMSC GGSN

Páteřní síť

Infrastruktura

Obr. 2.3: Model systému UMTS z pohledu jeho jednotlivých částí Jiný pohled na systém UMTS ukazuje model na Obr. 2.3. Jednotlivé části systému jsou propojeny pomocí přesně definovaných rozhraní Cu, Uu, Iu, Yu a Zu. Tato „modulární“ struktura systému UMTS z něj tvoří tzv. otevřený systém, který může být v budoucnu


11

jednoduše modifikován a upravován podle aplikací, které v současné době ještě nelze předvídat. Hlavní části tohoto modelu tvoří uživatelské zařízení a infrastruktura, oddělené rádiovým rozhraním UMTS s označením Uu. Uživatelské zařízení je tvořeno mobilní stanicí (terminálem), do kterého se vkládá karta označovaná USIM (User Service Identity Module, UMTS Subscriber Identity Module). Část s názvem Infrastruktura lze dále rozdělit na Rádiovou přístupovou síť a Páteřní síť. Jejich vzájemné propojení přes rozhraní Iu závisí na druhu provozu (komutovaný - paketový), jak již bylo uvedeno. Rádiová přístupová síť obsahuje všechna potřebná zařízení pro rádiové spojení s mobilní stanicí i pro spojení s páteřní sítí. Páteřní síť CN zajišťuje veškeré funkce nezbytné pro přenos účastnického signálu (přepínání, generace informací pro uživatele apod.), účastnické služby i přenos signalizace. Dělí se na obsluhující část (MSC, SGSN), přenosovou část (GMSC, GGSN) a HLR. Obsluhující část CN zajišťuje připojení účastníka do sítě včetně jeho identifikace, směrování spojení, transport dat ze zdroje do místa určení i udržování komunikace při pohybu účastníka v síti. Přenosová část CN zajišťuje spojení mezi obsluhující částí CN a externími sítěmi. HLR obsahuje všechny potřebné informace každého uživatele bez ohledu na jejich okamžitou polohu v síti. Při zavádění systému UMTS bylo třeba respektovat již užívaný a velice rozšířený systém GSM i s jeho implementovanými standardy GPRS a EDGE. Tato koexistence „starého“ systému GSM a „nového“ systému UMTS je znázorněna modelem nakresleným na Obr. 2.4. Pro lepší přehlednost obrázku zde není nakresleno rozhraní Iu-BC. Všechna rozhraní páteřní sítě (B, C, D, … a Gc, Gn …) jsou stejná jako rozhraní páteřní sítě GSM / GPRS, [ 1 ], [ 2 ].

Um BTS

Abis

BSC A

MSC

Uu

E

GMSC

Iu-CS

Node B

B

C D

RNC

Node B

Uu

HLR

VLR

Iub

Gs

Node B

AuC

Gc

Iu-PS

SGSN

Um

Abis BTS

Gn

GGSN

Gb BSC - PCU

Obr. 2.4: Model koexistence systémů UMTS a GSM 2.3.2 Rádiová přístupová síť V systému UMTS je možné připojit rádiovou přístupovou síť přes rozhraní Iu i k několika páteřním sítím různých systémů (GSM, GPRS, B-ISDN aj.), a to i současně. Směrem k uživateli se kromě rádiových přístupových sítí UTRAN a GSM/GPRS/GERAN (GSM EDGE Radio Access Network) mohou používat i sítě W-LAN (pásma nevyžadující licenci), které jsou běžně používány především v místech s vysokou koncentrací uživatelů.

12


Rádiová přístupová síť UTRAN je tedy jednou z možných RNS realizací přístupové sítě. K páteřní Uu síti se připojuje přes rozhraní Iu (IuNode B CS, Iu-BC, Iu-PS), směrem Iu Node B k účastníkovi přes rádiové rozhraní RNC Uu Uu. UTRAN se skládá z řídicích Iub Node B jednotek RNCs (Radio Network Controller) a základnových stanic označovaných Node B. Jedna řídicí Iur jednotka RNC spolu s jednou nebo několika základnovými stanicemi RNS Node B tvoří rádiový subsystém Uu RNS (Radio Network Subsystem). Node B K propojení jednotlivých bloků sítě Iu UTRAN se používají rozhraní Iub a Node B RNC Iur, jak je naznačeno na Obr. 2.5. Uu Iub Rozhraní Iub se používá k propojení Node B Node B a RNC. Přes něj RNC řídí Node Bs, tj. přiděluje jim rádiové prostředky, přidává a ruší buňky Obr. 2.5: Rádiová přístupová síť UTRAN řízené jednotlivými Node Bs nebo vytváří různá komunikační a 1.5. (řízení Rádiová výkonu přístupováUE síť UTRAN kontrolní Obr. spojení atd.). Jeden Node B může být využíván v jedné nebo i několika buňkách. Mobilní stanice resp. účastnická zařízení jsou připojena k Node B přes rádiové rozhraní Uu. K propojení řídicích jednotek RNCs se používá rozhraní Iur (obdobné propojení v systému GSM neexistuje). Využívá se při měkkém handoveru (soft handover), kdy se účastnické zařízení nachází v oblasti pod kontrolou obou RNCs. Hlavní funkcí Node B je převod informačního signálu z transportních kanálů na rozhraní Iub do WCDMA fyzických kanálů na rozhraní Uu a naopak. Vedle těchto základních přenosových funkcí zajišťuje Node B také řízení výkonu mobilních stanic (tzv. vnitřní smyčka) a provádí měření velikosti rádiových signálů, na jehož základě rozhoduje o provedení handoveru, o zatížení buňky a řízení přístupu do buňky podle požadavků RNC. Další důležitou funkcí je zajištění kmitočtové a časové synchronizace (chipové, bitové, slotové a rámcové) mobilní stanice se systémem. Systémové informace jsou distribuovány prostřednictvím Node B podle přesného časového schématu generovaného v RNC. RNC přiděluje rádiové prostředky a zajišťuje řízení té části UTRAN, která je pod jeho kontrolou. Dále převádí účastnické signály z rozhraní Iub na Iu a naopak. Další funkce lze shrnout do následujících bodů:  řízení handoveru,  řízení výkonů vysílaných signálů pro dosažení minimálních interferencí v buňce,  řízení přístupu v případě přidělení nových rádiových prostředků a harmonogramu paketů k omezení vlivu kolísání bitové rychlosti,  vysílání systémových informací o podmínkách v jednotlivých buňkách,  řízení náhodného přístupu pro zamezení kolizí,  zajištění bezpečnosti UTRAN,  databáze zajišťující pro uživatelské zařízení a buňku potřebné údaje aj.


13

Blok RNC řídí všechny Node Bs, které jsou k němu připojeny. Z pohledu přidělování rádiových prostředků se jeho funkce dělí podle způsobu připojení uživatelského zařízení UE k UTRAN. Controlling RNC (CRNC) obsluhuje (řídí) spojení pouze k jednomu Node B. Existuje tedy jeden CRNC pro každý Node B. Hlavní funkce CRNC jsou:    

řízení systémových informací, řízení provozu na používaných kanálech, řízení zatížení a kolizí v buňkách, řízení přístupu a výběr kódu pro nová rádiová spojení v buňkách. Serving RNC (SRNC) obsluhuje (řídí) spojení pouze k jednomu UE. Existuje tedy jeden SRNC ke každému UE, který má spojení s RNC. Hlavní funkce SRNC jsou:    

vymezit rozhraní Iu pro obsluhovaný UE, řízení výkonu (tzv. vnější smyčka), rozhodování o provedení handoveru a použití makrodiverzity, mapování (přidělování) parametrů rádiových prostředků k parametrům transportních kanálů. Drift RNC (DRNC) podporuje SRNC v případě spojení s využitím makrodiverzity. Jestliže spojení mezi UE a SRNC má diverzitní cestu přes jiný Node B připojený k jinému RNC, potom se takový RNC označuje DRNC, [ 1 ], [ 2 ]. 2.3.3 Mobilní stanice systému UMTS Mobilní stanice MS (uživatelské zařízení UE) systému UMTS může pracovat v jednom ze tří různých provozních módů. V módu CS (Circuit Switch Mode) je MS připojena k doméně CS a využívá pouze její služby. V módu PS / CS je MS připojena současně jak k doméně PS, tak i k doméně CS. A konečně v módu PS (Packet Switch Mode) je UE připojeno pouze k doméně PS. Uvedené módy činnosti, znázorněné na Obr. 2.6, jsou rozdílné od módů činnosti v systému GSM GPRS, což je dáno možnostmi UTRAN realizovat vícenásobné připojení (PS a CS). Všechny kombinace různých provozních módů činnosti definovaných pro systémy GSM i UMTS poskytují multisystémové MS (UE). Při výrobě mobilních stanic, obecně pro všechny systémy 3G, jsou kladeny výrazně vyšší požadavky především na obvody zpracování signálů, a to v důsledku použité technologie na rádiovém rozhraní. Výkonnost těchto obvodů je přibližně sedmkrát vyšší než u systému GSM. Pouze přenos video signálů vyžaduje zvýšení výkonnosti procesorů přibližně o 100 MIPS (Mega Instructions Per Second), tj. o 100 miliónů instrukcí za sekundu. Srovnání výkonnosti obvodů pro zpracování signálů v MS systémech 2G a 3G je CS mód uvedeno v Tab. 2.2. CN RNS Pro využití schopností MS systému UMTS je třeba v ní nastavit velké množství různých parametrů. Rozlišení MSs nelze tedy provést pouhým rozdělením do několika tříd, jak je tomu u systému GSM. Jednotlivé

MSC PS / CS mód SGSN PS mód

Obr. 2.6: Provozní módy UE v systému UMTS Obr. 1.6. Provozní módy UE v systému UMTS


14

parametry se navíc budou měnit při navazování spojení se sítí a musí být brány v úvahu v RNC během přípravy a nastavování rádiového přenosu. Z celkového počtu všech možných parametrů jsou dále uvedeny příklady pouze několika parametrů, kterými se jednotlivé MSs odlišují. Tab. 2.2: Srovnání výkonnosti obvodů pro zpracování signálů MS systémů 2G a 3G Velikost paměti Rádiový kanál Zdrojové kódování Řízení hlasu Kódování videa Procesor

MS systému 2G

MS systému 3G

16 Mbit 30 MIPS 3-30 MIPS 50 MIPS 8-16 bitů, 10 MHz

64 Mbit 200 MIPS 30 MIPS 50 MIPS 100 MIPS 16-32 bitů, 50 MHz

Vysokofrekvenční a multimódové parametry zahrnují například: výkonovou třídu UE (3, 4, …), rozdíl kmitočtů uplinku a downlinku Tx/Rx (190 MHz nebo jiný), mód (UTRA FDD, UTRA TDD), chipovou rychlost (3,84 Mchip/s, 1,28 Mchip/s, …), podporu technologie rádiového rozhraní (GSM, IMT) atd. Parametry fyzikálních kanálů zahrnují například: maximální počet současně přijímaných DPCH / PDSCH kódů (1, 2, …, 7, 8), maximální počet bitů v rámci u kanálů DPCH, PDSCH, S-CCPCH (600, 1200, …, 67200, 76800), maximální počet bitů v rádiovém rámci u kanálu DPDCH (600, 1200, …, 48000, 57600), podpora kanálu PCPCH (ano / ne) atd. Parametry transportních kanálů zahrnují například: maximální počet bitů všech transportních bloků (640, 1280, …, 81920, 163840), maximální počet bitů všech konvolučních (turbo) kódů, počet souběžně vysílaných transportních kanálů (2, 4, …, 32), maximální počet kombinací přenosových formátů ze souboru přenosových formátů (4, 8, …, 512, 1024) atd. Přes uvedenou různorodost parametrů MSs, existuje jejich rozdělení do srovnávacích tříd při testování shody MSs podle maximální přenosové rychlosti signálu (32, 64, 128, 384, 768 a 2048 kbit/s).

2.4 Hlavní změny u systému UMTS oproti systému GSM Hlavní rozdíly mezi systémy UMTS a GSM vyplývají z rozdílných přístupových technologií použitých na rádiovém rozhraní. Přístup CDMA, aplikovaný u systému UMTS, opakovaně využívá stejný kmitočet nosné v každé buňce. Z toho důvodu bylo třeba uvažovat příjem signálů s využitím makrodiverzity, využití přijímačů typu RAKE nebo používání několika různých procedur při handoveru. Používání jednoho kmitočtu nosné v buňce se však na činnosti systému projeví také negativně, jako tzv. dýchání buňky (Cell Breathing). Systém UMTS používá novou metodu kódování řečových signálů umožňující adaptivně měnit výstupní přenosovou rychlost signálu (Adaptive Multirate Speech Coding). Uvedené kódování bylo již také úspěšně implementováno i do systému GSM. 2.4.1

Makrodiverzita

Makrodiverzitní příjem je třeba uvažovat v případě, kdy signál vysílaný z jednoho zdroje prochází dvěma nebo několika různými přenosovými cestami obecně k různým


15

přijímačům. Signály těchto přijímačů jsou sloučeny a tím se získá kvalitnější signál ve srovnání se signálem pouze jednoho přijímače. Tato situace nastává u systému UMTS v případě, kdy signál vysílaný z jednoho UE je přijímán dvěma, případně několika Node Bs (uplink diversity), jak je naznačeno na Obr. 2.7, nebo v opačném směru, kdy signál je vysílán k jednomu UE přes několik Node Bs (downlink diversity). Přitom všechny Node Bs vysílají signál se stejným kmitočtem nosné. Tyto signály vysílané z různých Node Bs k jednomu UE však způsobí zvýšení úrovně interferencí v buňce, neboť pro ostatní UEs jsou považovány za rušivé. Čím větší počet přenosových cest bude vytvořen pro jeden UE, tím vyšší bude úroveň interferencí v buňce. V uplinku je situace poněkud odlišná, neboť vysílá pouze UE a ke zvýšení úrovně interferencí v buňce nedochází. Větší počet přenosových cest k různým Node Bs naopak zvyšuje pravděpodobnost, že Node B Node B signál bude úspěšně přijat. Navíc sloučení signálů přijatých různými Slučovač Node Bs umožní snížit výkon signálu vysílaného z EU, což se RNC následně projeví snížením příkonu UE a z toho plynoucích požadavků na napájecí zdroj. Obr. 2.7: Příjem signálů z UE při makrodiverzitě Sloučení signálů z několika přenosových cest může být provedeno různými způsoby, např. v přijímači RAKE, v dekodéru kanálu, po kanálovém dekódování nebo po zdrojovém dekódování. Nejvyššího zisku lze dosáhnout použitím přijímače RAKE, avšak za podmínky dokonalé synchronizace základnových stanic. V uplinku se signály slučují v RNC (Obr. 2.7) a synchronizace s Node B není požadována. Proces slučování signálů v RNC by měl být kompromisem mezi dosažitelným ziskem a kapacitou spojení mezi RNC a Node B, [ 1 ]. 2.4.2 Přijímač RAKE V prostředí s vícecestným šířením signálů zpracovává přijímač několik signálů (se stejným informačním obsahem) lišících se pouze svým zpožděním a úrovní, což je způsobeno odrazy vysílaných signálů od různých překážek. Jestliže zpoždění jednotlivých signálů je větší než jedna chipová perioda, přijímač RAKE je schopen všechny tyto signály zpracovat a vytvořit výsledný signál, který bude kvalitnější než by byl výsledný signál vytvořený z kteréhokoliv vstupního signálu. V systému UMTS je chipová rychlost signálu 3,84 Mchip/s, takže čipová perioda signálu je 0,26 s. Pokud tedy zpoždění jednotlivých signálů přesáhne hodnotu 0,26 s, což odpovídá rozdílu drah signálů 78 m, přijímač RAKE všechny tyto signály zpracuje. Při obdobné úvaze pro systém GSM je třeba uvažovat bitovou rychlost signálu v rádiovém kanálu 270,833 kbit/s a jí odpovídající bitovou periodu signálu 3,7 s, pomocí které lze stanovit rozdíl drah jednotlivých signálů na cca 1108 m. Z uvedeného vyplývá, že použití přijímače RAKE v systému GSM by bylo neúčinné.


16

C(t - 1)

Přijímač RAKE

Korelátor

Váhování a1

C(t - 2) Korelátor

Váhování a2

Node B Slučovač

Demodulátor

C(t - n) Node B

Korelátor

Váhování an

Obr. 2.8: Příjem signálů přijímačem RAKE Blokové schéma a zpracování signálů v přijímači RAKE je znázorněno na Obr. 2.8. Nejdříve jsou vstupní vysokofrekvenční signály zpracovány běžným způsobem a poté demodulovány. Za demodulátorem je signál rozdělen do několika větví (fingers), z nichž každá obsahuje korelátor s váhovacím obvodem a zpracovává jeden ze vstupních signálů. Počet větví bývá obvykle mezi 3 až 6. V korelátoru je signál korelován s rozprostíracím kódem, který je časově posunut podle zpoždění signálu. Tím je zajištěna synchronizace všech signálů. Výstupní signál korelátoru je poté váhován, tj. zesilován v závislosti na jeho útlumu na přenosové cestě. Po váhování jsou všechny signály sloučeny (maximum ratio combining). Při pohybu UE v rádiovém prostředí se budou měnit podmínky šíření signálů (především odrazy), a proto se budou měnit i zpoždění jednotlivých signálů a jejich útlumy na přenosové cestě. Pro činnost přijímače RAKE je tedy nezbytné, aby se postupně upravovaly i parametry jednotlivých větví, a to přibližně po desítkách milisekund. Jestliže navíc uvažujeme i změny způsobené rychlým únikem, musí být úprava parametrů ještě rychlejší, tj. 1 ms nebo méně. Přijímač RAKE musí tedy rozpoznat nejsilnější signály tvořící hlavní složky celkového vícecestného signálu a odhadnout jejich jednotlivá zpoždění a velikosti. Pro stanovení těchto parametrů se mohou do vysílaných signálů periodicky vkládat vzorky nemodulovaného signálu nebo se vysílá pilotní signál. Na přijímací straně se využívá fázových závěsů, které zajistí stejné zpoždění (fázi) rozprostíracích kódů v každé větvi, jako mají přijímané signály. 2.4.3

Procedury při handoveru Opakované používání jednoho kmitočtu nosné ve všech buňkách a požadavek vzájemné součinnosti mobilních systémů byly důvodem pro používání různých procedur při handoveru. Node B

RNC Slučování signálů (uplink)

UE Node B

Obr. 2.9: Měkký handover

Slučování signálů (downlink)

Měkký handover (soft handover) využívá při přepínacím procesu makrodiverzitu, při které má UE spojení současně s několika Node Bs, Obr. 2.9. Při pohybu UE po


17

or kt se

daném území se v důsledku slabého signálu sek tor 1 (např. zastínění Node B základnové stanice) RNC Slučování signálů jednotlivá spojení ruší a (uplink) jiná naopak vznikají. UE V místech překrývání Slučování signálů buněk na hranicích mezi (downlink) buňkami bude mít UE větší signál ve srovnání Obr. 2.10: Měkčí handover s připojením pouze k jedné základnové stanici. Bez měkkého handoveru by musela základnová stanice pro udržení spojení s UE vysílat signál s větším výkonem, což by zvýšilo celkovou úroveň interferencí v buňce. Měkčí handover (softer handover) se používá v případě, kdy UE se pohybuje na rozhraní dvou oblastí, které přísluší dvěma sousedním sektorům stejné základnové stanice, Obr. 2.10. Sloučení dvou signálů z jednoho UE, přijímaných dvěma různými anténními systémy, však již může být provedeno přímo v základnové stanici. Tím se zjednoduší přenos signalizačních a provozních dat ze systému (RNC) a celá procedura bude rychlejší. 2

Handover mezi kmitočty (interfrequency handover) se využívá za specifických provozních podmínek, kdy se UE nachází v tzv. hierarchické buňkové struktuře, která používá jiný kmitočet v základních buňkách a jiný kmitočet v buňce deštníkového typu (umbrella cell). V takových případech změní UE svůj pracovní kmitočet postupem známým pod názvem tvrdý handover. Handover mezi systémy (intersystem handover) je výrazně komplikovanější než handover uvnitř systému. Jeho využití má smysl pouze u multisystémových UEs. V průběhu tohoto handoveru se musí řešit současně několik problémů. Například při přepnutí ze systému UMTS do systému GSM musí být nejdříve připravena větší časová prodleva pro kmitočtovou, časovou i rámcovou synchronizaci. Dále je přenos v systému UMTS přerušen a navázán přenos se systémem GSM, tj. zadán požadavek na bezešvý handover a přidělení duplexního páru kmitočtů. Současně je třeba upravit rozdílné přenosové rychlosti signálů obou systémů atd. Handover mezi módy (intermode handover) zahrnuje specifický případ přepnutí UE mezi módy FDD a TDD. Pro tuto proceduru je nezbytný dvoumódový UE, [ 1 ]. 2.4.4 Dýchání buňky Jestliže všechny UEs v jedné buňce používají pro spojení s Node B stejný nosný kmitočet, potom z pohledu jednoho UE se ostatní UEs jeví jako rušivé a znehodnocují jeho přenos. S každým dalším připojením nového UE v uvažované buňce se v ní bude postupně zvyšovat úroveň interferencí až UEs, které jsou nejvíce vzdálené od Node B, ztratí se základnovou stanicí spojení. Přestože signály vysílané v downlinku z jednoho Node B jsou ortogonální a neměly by vzájemně interferovat, v důsledku odrazů (časových posunů) se stávají neortogonální a způsobují vznik nežádoucích interferencí. Tím se efektivní plocha buňky zmenšuje, což vede ke snížení počtu UEs v buňce, avšak následně také ke snížení úrovně interferencí. Tato změna příjmových podmínek v buňce umožní vzdáleným UEs opět navázat spojení se základnovou stanicí. Uvedený proces, při kterém se cyklicky mění úroveň interferencí a tedy i příjmové podmínky pro UEs a z toho plynoucí efektivní plocha buňky, se nazývá dýchání buňky, Obr. 2.11.


18

Efektivní plocha buňky

Efektivní plocha buňky

Efektivní plocha buňky Node B

Node B

Node B Efektivní plocha buňky

Node B

Obr. 2.11: Dýchání buňky

Celkový počet uživatelů v buňce není tedy u systému UMTS fixní, ale je limitován úrovní interferencí v buňce. Proto je nutné používat pro řízení výkonu UEs vysoce účinné algoritmy, které zajistí nastavení aktuálního vysílaného výkonu každého UEs na nezbytné minimum, [ 1 ]. 2.4.5

Kódování řečových signálů

Kódování řečových signálů s proměnnou přenosovou rychlostí neboli kódování AMR (Adaptive Multi-Rate Speech Coding) se provádí kombinací nového řečového kodeku, jehož výstupní přenosová rychlost signálu se mění (přizpůsobuje) podle řečové aktivity mluvčího (Speech Activity), a nespojitého přenosového schématu DTX (Discontinuous Transmission) používaného u systému GSM. Způsob kódování umožňuje svým kompresním schématem také maskovat nepřesnosti řeči, jež mohou vzniknout v důsledku chyb na přenosové trase nebo z důvodů ztráty paketů. Blokové schéma kodéru AMR je nakresleno na Obr. 2.12. Kodér AMR Kodér 1

(přepinač)

Výběr signálu Výběr signálu (přepinač)

4,75 kbit/s

Nízkofrekvenční předzesilovač a převodník A-D

Kodér 8 12,20 kbit/s

Detektor hlasové aktivity

Obr. 2.12: Blokové schéma kodéru AMR

Vytváření rámců

Výstup Výstup

Nové technologie mobilních komunikací pro integrovanou výuku VUT a VŠB-TUO Během běžné telefonní konverzace se účastníci hovoru střídají v řeči tak, že v průměru je každý směr přenosu časově využit na 50%. V okamžicích, kdy účastník nehovoří, což indikuje detektor hlasové aktivity, je do hovorových rámců vkládána informace o komfortním šumu, která je na přijímací stranu přenášena v pravidelných intervalech v tzv. rámcích SID (SIlence Descriptor) s výrazně nižší přenosovou rychlostí než je užívána pro kódování řeči.

19

Tab. 2.3: Přenosové rychlosti kodeku AMR Mód kodeku

Přenosová rychlost

AMR 12.2

12,20 kbit/s (GSM-EFR)

AMR 10.2

10,20 kbit/s

AMR 7.95

7,95 kbit/s

AMR 7.40

7,40 kbit/s (IS-641)

AMR 6.70

6,70 kbit/s (PDC-EFR)

AMR 5.90

5,90 kbit/s

AMR 5.15 5,15 kbit/s Vstupní signál je rozdělen do bloků AMR 4.75 4,75 kbit/s obsahujících 160 vzorků hovorového signálu, reprezentujících 20 ms řeči. AMR SID 1,80 kbit/s (během pauzy) V závislosti na použitém módu kodeku je signál jednotlivých bloků komprimován do 95 až 244 bitů, které jsou následně sestavovány do rámců. Každý rámec má tři části: hlavičku (AMR Leader), obecné informace (AMR Auxiliary Information) a jádro rámce (AMR Core Frame). V hlavičce jsou informace o typu rámce (4 bity) a indikátoru kvality rámce (1 bit). Typ rámce může označovat použití jednoho z osmi módů kodeku AMR, jednoho ze čtyř typů komfortního šumu (AMR, GSM-EFR, TDMA-EFR, PDC-EFR) nebo prázdný rámec. V části vyhrazené pro obecné informace se přenášejí údaje o módu (3 bity), požadavek na mód (3 bity) a pole kontrol CRC (8 bitů) pro korekci chyb. Jádro rámce obsahuje bity nesoucí informaci o parametrech řeči nebo, v případě rámce obsahujícího komfortní šum, bity s informacemi o komfortním šumu.

Přenosové schéma systému je tedy průběžně adaptováno použitím různých přenosových rychlostí signálu. Důsledkem je snížení průměrné požadované přenosové rychlosti signálu, což má za následek vyšší účinnost přenosu při menším výkonu a tedy zvýšení kapacity systému. Dále se v UE prodlouží životnost akumulátorů nebo mohou být použity menší akumulátory při stejné životnosti, [ 1 ].

2.5 Přístupové techniky Systém UMTS používá kombinovaný přístup FDMA / CDMA. Kmitočtové pásmo přidělené systému je rozděleno na jednotlivé rádiové kanály (FDMA) a v každém rádiovém kanálu jsou jednotlivé uživatelské kanály rozlišeny jedinečnou kódovou sekvencí (rozprostíracím kódem), kterou se kóduje přenášená informace (CDMA). Všichni uživatelé systému tedy používají stejný nosný kmitočet a komunikují ve stejném čase, přičemž pro vzájemné rozlišení používá každý svoji vlastní kódovou sekvenci. V přijímači je signál dekódován na základě znalosti příslušné kódové sekvence a tím je obnovena přenášená informace. Poněvadž šířka pásma používané kódové sekvence je mnohem větší než šířka pásma signálu nesoucího informaci, spektrum signálu se po kódování výrazně rozšíří. Proto se technika CDMA také označuje jako mnohonásobný přístup s rozprostřeným spektrem SSMA (Spread Spectrum Multiple Access). Ke generování rozprostřeného signálu se používají různé modulační techniky, z nichž nejužívanější jsou FH-SS (Frequency Hopping Spread Spectrum) a DS-SS (Direct Sequence Spread Spectrum), která se používá v UTRAN, [ 1 ], [ 4 ], [ 5 ].


20 2.5.1

Modulační technika FH-SS

2.5.2

Celková šířka pásma

Úzkopásmové rušení

U systému, který využívá techniku FH-SS, je rozšíření spektra dosaženo kmitočtovým skákáním FH (Frequency Hopping) nosné. Kmitočet nosné modulovaného signálu není konstantní, ale mění se v čase. Změny kmitočtu (kmitočtové skoky) jsou určeny kódovou sekvencí neboli rozprostíracím kódem. Pro přenos je obvykle k dispozici až několik stovek různých kmitočtů. Šířka pásma signálu na jednotlivých nosných je sice malá, ale spektrum výsledného signálu je široké. Zjednodušený příklad přenosového schématu FHkmitočet SS je uveden na Obr. 2.13. f7 Pokud bude na přenosové cestě působit na signál f6 úzkopásmové rušení (v Obr. f5 f5 2.13 je rušen signál na f4 nosných f4 a f3), bude f3 postižena pouze malá část celkového signálu. Signál f2 FH-SS je proto odolnější f1 f1 vůči chybám na přenosové cestě než signál čas úzkopásmový. Je-li Obr. 2.13: Příklad přenosového schématu FH-SS rozprostřený signál přenášený v prostředí s úzkopásmovým rušením, potom z celkového počtu použitých nosných jich bude bezchybně přijat větší počet ve srovnání s počtem nosných, na jejichž kmitočtu bude působit rušení. To umožní správné vyhodnocení přenášeného signálu, [ 1 ]. Modulační technika DS-SS V systému s využitím techniky DS-SS je relativně úzkopásmový digitální datový signál

čip

Rozprostírací kód (čipová rychlost)

bit

Datový signál (bitová rychlost)

Rozprostřený signál (čipová rychlost) Součtový obvod XOR

P

P

Spektrum úzkopásmového signálu

Spektrum širokopásmového signálu

f

Obr. 2.14: Příklad rozprostření signálu technikou DS-SS

f


21

sčítán (XOR) s kódovou sekvencí. Používané kódové sekvence jsou vzájemně ortogonální a v ideálním přenosovém prostředí (bez odrazů) výsledné signály vzájemně neinterferují. Proto může být ortogonalita kódů využita k rozlišení různých uživatelů v jedné buňce. Sečtením úzkopásmového datového signálu uživatele a rozprostíracího kódu s mnohem větší přenosovou rychlostí bude spektrum výsledného signálu výrazně rozšířeno (rozprostřeno). Pro systémy CDMA se používají činitele rozprostírání v rozmezí cca 10 až 1000. Z důvodů rozlišení bitů datového signálu a bitů kódové sekvence, případně bitů rozprostřeného signálu, se bity kódové sekvence a rozprostřeného signálu označují názvem čipy (Chips). Po provedení součtu XOR, je tedy místo každého bitu datového signálu přenášena odpovídající sekvence čipů rozprostřeného signálu. Příklady časových průběhů a spekter jednotlivých signálů při modulaci DS-SS jsou uvedeny na Obr. 2.14, [ 1 ]. Analogicky k definici kmitočtů nosných u systémů FDMA a označení timeslotů u systémů TDMA, lze pro systémy CDMA definovat kódy pro rozlišení jednotlivých uživatelů. 2.5.3 Základní charakteristika systému s rozprostřeným spektrem Na vysílací straně systému s rozprostřeným spektrem je úzkopásmový informační datový signál kódován (rozprostírán) přiděleným rozprostíracím kódem, jedinečným pro každého uživatele. Po kódování se u výsledného rozprostřeného signálu výrazně rozšíří spektrum a současně se sníží jeho spektrální výkonová hustota, která bude mnohem menší, než je u signálu úzkopásmového. Rozprostřené signály od různých uživatelů jsou současně vysílány do rádiového prostředí. Na anténě přijímače každého uživatele se tedy objeví superpozice všech vysílaných signálů. V každém přijímači je však uložen jiný rozprostírací kód, kterým se dekóduje (derozprostírá – despreading) přijímaný signál. Po dekódování se na výstupu dekódovacího obvodu objeví pouze jeden úzkopásmový informační datový signál, který byl ve vysílači kódován stejným rozprostíracím kódem. Ostatní signály dekódovány nebudou a pouze nepatrně zvýší šumové pozadí užitečného signálu. Za dekódovacím obvodem je zařazena pásmová propust, která propustí do dalších obvodů přijímače pouze příslušný úzkopásmový datový signál a malou část signálu šumového pozadí. Uvedený popis jednotlivých procesů při přenosu signálu v systému CDMA je graficky znázorněn na Obr. 2.15. RÁDIOVÉ PROSTŘEDÍ

P

PŘIJÍMAČ

P

P Rozprostření

Derozprostírání (A)

f

f

f

Úzkopásmový datový signál uživatele A

P

Rozprostřený datový signál uživatele A

P

f

P

P

f

Rozprostření

Úzkopásmový datový signál uživatele B

Rozprostřen je pouze signál uživatele B

Součet rozprostřených signálů uživatelů A a B

Derozprostírání (B)

f Rozprostřený datový signál uživatele B

Obr. 2.15: Příklad přenosu signálů v systému CDMA

f Rozprostřen je pouze signál uživatele A


22

Ze srovnání spekter úzkopásmového a rozprostřeného signálu vyplývá, že úzkopásmový signál s výrazně vyšší spektrální výkonovou hustotou lze v rádiovém prostředí identifikovat daleko snadněji než signál s rozprostřeným spektrem, který má malou spektrální výkonovou hustotu a svým charakterem se podobá šumovému pozadí. Právě z tohoto důvody byly systémy CDMA vyvíjeny původně pro vojenské účely. Kromě obtížné identifikace rozprostřeného signálu v rádiovém prostředí nemůže být rozprostřený signál dekódován bez znalosti správné kódové sekvence. Tyto vlastnosti řadí systémy s rozprostřeným spektrem mezi systémy s vlastní ochranou vůči odposlechu, [ 1 ], [ 4 ], [ 5 ], [ 6 ]. 2.5.4

Výhody systémů s rozprostřeným spektrem

Největší výhodou systémů s rozprostřeným spektrem je jejich odolnost vůči rušení širokopásmového i úzkopásmového charakteru. Oba příklady jsou naznačeny na Obr. 2.16.

Signál

Signál

Rušení

Úzkopásmové rušení nastává v případě, kdy v nějaké části rádiového kanálu systému CDMA pracuje například rozhlasový nebo televizní vysílač. Signál na vstupu přijímače je tedy superpozicí požadovaného Rádiové prostředí Přijímač (po derozprostírání) rozprostřeného signálu a úzkopásmového rušivého P P Úzkopásmové signálu. Dekódování rušení Signál Rušení (derozprostírací proces) se f f provádí se stejným rozprostíracím kódem, s jakým byl vytvořen ve P P Širokopásmové vysílači požadovaný rušení Signál Rušení Rušení signál. Pro požadovaný f f rozprostřený signál probíhá dekódování zcela Obr. 2.16: Vliv úzkopásmového a širokopásmového rušení běžným způsobem, tj. vytvoří se původní úzkopásmový signál s velkou spektrální hustotou výkonu. Rušivý úzkopásmový signál je však v důsledku dekódování rozprostřen a jeho spektrální výkonová hustota se výrazně sníží. Z celkového výkonu tohoto signálu se do dalších obvodů přijímače dostane jen ta část, která projde připojenou pásmovou propustí spolu s užitečným, nyní již úzkopásmový signálem. Podobně se chová dekódovací obvod přijímače k širokopásmovému rušivému signálu, za který lze považovat i signál stejného systému, avšak rozprostřený jiným kódem než používá přijímač. Superpozice dvou nebo několika širokopásmových signálů, z nichž jeden je požadovaný rozprostřený signál, přichází do přijímače, kde se provádí dekódování. Zatímco požadovaný signál je opět běžným způsobem dekódován, rušivé širokopásmové signály jsou dekódovacím procesem ještě více rozprostřeny a do dalších obvodů přijímače prochází jen nepatrná část jejich spektra, která závisí na šířce pásma připojené pásmové propusti. V obou popsaných případech budou tyto zbytkové signály nepatrně zvyšovat šumové pozadí užitečného signálu.

2.6 Zpracování a přenos signálů Základní a nejdůležitější operace používané při zpracování signálů v systému UMTS jsou kódování kanálů (Channelization) a skramblování (Scrambling). Při obou operacích se používají speciální kódy a většinou při nich dochází k rozprostření spektra signálu, což závisí


23

na vzájemném vztahu bitové rychlosti datového signálu a čipové rychlosti rozprostíracího kódu. Při výběru vhodné skupiny kódů jsou důležité především jejich korelační vlastnosti. Pro vzájemné rozlišení jednotlivých kódů je třeba, aby jejich vzájemná korelační funkce byla co nejmenší, v ideálním případě nulová. Naopak autokorelační funkce by měla mít impulsní průběh. Obě uvedené vlastnosti však nelze splnit současně. Pro kódování kanálů se proto používají ortogonální rozprostírací kódy nazývané Walshovy kódy neboli Walshovy sekvence, zatímco při skramblování se používají pseudonáhodné kódy PN (Pseudo-Noise codes, Pseudorandom codes) neboli pseudonáhodné sekvence, [ 1 ], [ 3 ]. 2.6.1 Walshovy funkce a sekvence 2.6.1.1 Definice Walshových funkcí a sekvencí V roce 1923 Joseph Leonard Walsh publikoval článek s názvem „Uzavřený soubor normálních ortogonálních funkcí“, ve kterém definoval systém ortogonálních funkcí, který je úplný v normalizovaném intervalu 0, 1 a každá funkce nabývá jen hodnot  1 nebo  1 , kromě konečného počtu bodů nespojitosti, ve kterých má hodnotu nula. Walsh stanovil, že tyto funkce (dnes nazývané Walshovy funkce) jsou ortogonální, normální a úplné. Označení ortogonální znamená, že jestliže jsou násobeny jakékoliv dvě rozdílné funkce uvažovaného souboru a integrovány přes celý interval, výsledek je roven 0. Označení normální znamená, že jestliže dvě funkce jsou jednou a toutéž, integrál jejich součinu je roven 1. A konečně označením úplné je myšleno, že soubor ortogonálních funkcí může být používán k vyjádření jakékoliv dané funkce na definičním intervalu jako jejich lineární kombinace tak, že jejich střední kvadratická chyba v tomto intervalu jde k nule, když se počet ortogonálních funkcí zvyšuje přes „rozumný limit“. Základní vlastnosti Walshových funkcí jsou následující. Walshovy funkce řádu N označených

jsou definovány jako soubor N

W t  ; t  0,T  , j

časových funkcí

j  0, 1,..., N  1,

pro které platí:  W j t  nabývá hodnot

  1, 1 kromě skoků, kde má hodnotu nula,

 W j 0  1 pro všechna j ,

 W j t  má právě j znaménkových změn (přechodů přes nulu) v intervalu 0, T  , T



 0; pro j  k , pro j  k

 W t  .W t  dt  T ; j

0

k

 každá funkce W j t  je buď lichá, nebo sudá vzhledem ke středovému bodu intervalu. Soubor Walshových funkcí obsahuje N funkcí (členů), které jsou uspořádány podle počtu průchodů přes nulu (změn znaménka). Ve funkčním zápisu

W t  , W t  ,..., W t  ,..., W t   0

1

j

N 1

první funkce W0 t  nemá v uvažovaném intervalu 0, T  žádný přechod přes nulu, zatímco funkce W1 t  má v tomto intervalu jeden přechod přes nulu. Uvažujme funkce na Obr. 2.17, zobrazené v intervalu 0, T  . Při pohledu na uvedené definice je zřejmé, že jsou to Walshovy funkce 8. řádu neboť platí:


24

 všech osm funkcí nabývá hodnot   1,  1 ,  každá funkce začíná v hodnotě  1 , tj. W j 0  1 pro j  0, 1, ..., 7 ,

 index každé funkce W j t  pro j  0,1, ..., 7 označuje počet znaménkových změn, které každá funkce má,  z Obr. 2.17 je vidět ortogonalita pro jakoukoliv dvojici funkcí T

 W t  .W t  dt  T j

k

jk

,

j, k  0, 1, ..., 7 ,

0

kde  jk je Kroneckerovo delta,

 funkce W0 t  , W2 t  , W4 t  a W6 t  jsou sudé funkce vzhledem ke středovému bodu intervalu t  T 2 , zatímco W1 t  , W3 t  , W5 t  a W7 t  jsou liché funkce vzhledem ke středovému bodu intervalu t  T 2 .

Tab. 2.4: Walshovy sekvence 8. řádu Index j

Index (binárně)

Walshovy sekvence řádu 8 = 23

0

000

W0 = 0 0 0 0 0 0 0 0

1

001

W1 = 0 0 0 0 1 1 1 1

2

010

W2 = 0 0 1 1 1 1 0 0

3

011

W3 = 0 0 1 1 0 0 1 1

4

100

W4 = 0 1 1 0 0 1 1 0

5

101

W5 = 0 1 1 0 1 0 0 1

6

110

W6 = 0 1 0 1 1 0 1 0

7

111

W7 = 0 1 0 1 0 1 0 1

Obr. 2.17: Walshovy funkce 8. řádu, [ 3 ] Přiřadíme-li okamžitým hodnotám  1 Walshových funkcí logické úrovně  0, 1  , tj.  1 "0" ,  1 "1" a binární reprezentaci použijeme pro úplný soubor j  0, 1, ..., 7 osmi Walshových funkcí 8. řádu, potom můžeme napsat osm Walshových sekvencí ve tvaru uvedeném v Tab. 2.4. Obdobně je možné vytvářet Walshovy sekvence vyšších řádů. 2.6.1.2 Specifikace Walshových funkcí a sekvencí Walshovy funkce jsou označeny indexy, které vyjadřují počet znaménkových změn této funkce (průchodů nulou) a nabývají hodnot od 0 do N  1 . Tyto indexy mohou být vyjádřeny K - bitovým binárním číslem, kde K  log 2 N . Binární reprezentaci úplného souboru indexů v rozsahu 0 až 2K  1 můžeme vyjádřit

j   j1 , j2 , ..., jK  ,


25

takže j  j1 2K 1  j2 2K 2  ...  jK 20 .

Zaveďme označení pro K - místné vyjádření každé indexové sekvence

X j   x j1 , x j 2 , ..., x jK 

a pro odpovídající Walshovu sekvenci

W j  w j 0 , w j1, ..., w j  N 1  ,

kde w j 0  0 pro všechna j a w jn  0 nebo 1 pro n  1, 2, ..., N  1. V tomto vyjádření jsou Walshovy funkce 16. řádu znázorněny v Tab. 2.5. Nyní je třeba v dalším popisu důsledně rozlišovat termíny „funkce“ a „sekvence“. Walshovy funkce vyjádřené svými časovými průběhy a nabývající hodnot  1 tvoří množinu pod matematickou operací násobení (multiplicative group), zatímco Walshovy sekvence vyjádřené sledem 0 a 1 tvoří množinu pod logickou operací sčítání modulo-2 neboli XOR (additive group). Pro přesný popis následujících operací je třeba uvést obecnou definici. Množina G je soubor prvků, např.  a, b, c,...,  , nad kterými platí matematické operace, které označíme symbolem „ * “ (označuje buď „  “ nebo „ . “), a pro které platí následující čtyři podmínky.  Podmínka sjednocení. G je uzavřená množina pod operací „ * “ , tj. jestliže a  G a b  G , potom a  b je také z G ( a  b  G ).  Asociativní zákon. Pro libovolné tři prvky množiny platí asociativní zákon, tj. pro jakékoli a, b, c  G platí a  b  c  a  b  c  .  Jednotkový prvek. Soubor má „jednotkový prvek“ takový, že pro jakýkoliv prvek a  G , platí a   jednotkový prvek  a .  Inverzní prvek. Každý prvek souboru má svůj „inverzní prvek“ v souboru, a to takový, že pro každé existuje inverzní prvek, který splňuje relaci a G a  inverzní prvek   jednotkový prvek . Specifikujme matematickou operaci, označovanou obecně symbolem „ * “. Jestliže tento symbol označuje matematickou operaci násobení, potom G je množinou funkcí pod operací násobení, tj. množinou např. Walshových funkcí 8. řádu uvedených na Obr. 2.17. Z tohoto obrázku vyplývá, že podmínka sjednocení je u prvků této množiny splněna, neboť násobením dvou libovolných funkcí této množiny, obdržíme funkci, která patří opět do této množiny. Např. pro W3 t W5 t  , dostáváme W6 t  . Rovněž tak platnost asociativního zákona je evidentní. Jednotková funkce (jednotkový prvek) je W0 t  pro jakýkoliv řád N , protože násobením jakékoliv Walshovy funkce funkcí W0 t  , obdržíme tu stejnou funkci. Každá funkce je současně i svou inverzní funkcí (inverzním prvkem), protože násobením funkce stejnou funkcí dostaneme W j2 t   W0 t  , tj. jednotkovou funkci (jednotkový prvek). Nyní definujme matematickou operaci „ * “ jako sčítání modulo-2. Množina G bude nyní množinou sekvencí, např. Walshových sekvencí, pod operací sčítání modulo-2. Nyní opět můžeme ověřit platnost čtyř podmínek pro skupinu Walshových sekvencí. Jednotkovým prvkem množiny je sekvence W0 tvořená pouze nulami, neboť pro všechny sekvence


26

množiny platí W j  W0  W j . Každá sekvence je současně i svým inverzním prvkem neboť pro všechny sekvence množiny platí W j  W j  W0 . Podmínku sjednocení lze ověřit následujícím příkladem. Uvažujme Walshovy sekvence 8. řádu

a

W3  0 0 11 0 0 11 ,

kde

X 3  0 11

W5  0 11 0 1 0 0 1 ,

kde

X 5  101 .

Po aplikaci operace sčítání modulo-2 na tyto sekvence dostáváme W3  W5  0 1 0 1 1 0 1 0  W6 X3  X5  1 1 0  X6 .

a

Výsledkem je opět sekvence z množiny Walshových funkcí osmého řádu, což platí i pro sekvenci indexovou. Je tedy zřejmé, že Walshovy funkce

W t   j

tvoří množinu pod operací násobení,

zatímco Walshovy sekvence W j  tvoří množinu pod operací sčítání modulo-2, tedy platí

Wi t  . W j t   Wr t  ,

Wi  W j  Wr .

Totéž platí i pro jejich odpovídající indexové funkce nebo sekvence, tj.

X i t  . X j t   X r t  ,

Xi  X j  Xr .

2.6.1.3 Generování Walshových funkcí a sekvencí Walshovy funkce (sekvence) mohou být generovány (vypočítány) různými způsoby. Nejznámější a nejužívanější jsou metody: 

s využitím symetrických vlastností samotných Walshových funkcí,



s použitím Rademacherových funkcí,



s použitím Hadamardových matic.

a) Jestliže uvažujeme soubor Walshových funkcí nebo sekvencí řádu N  2K , potom sekvence mají symetrické vlastnosti vůči K osám v bodech T 2 , T 22 , .... , T 2 K , kde T je perioda neboli interval Walshových funkcí. Vůči těmto osám jsou Walshovy funkce buď sudé, nebo liché. Osy se nalézají v pořadí T 2 j pro j  K , K  1, ..., 1 , tj. T 2 K , T 2 K 1 , ..., T 2. Uvažujme libovolnou Walshovu sekvenci ze souboru řádu N  2K  24  16 , například W13 = 0 1 0 1 1 0 1 0 1 0 1 0 0 1 0 1 . Tato sekvence má lichou symetrii podle osy v bodě T 2K  T 24  T 16 ,

0 1 0 1 1 0 1 0 1 0 1 0 0 1 0 1 T/16

lichou symetrii podle osy v bodě T 2 K 1  T 23  T 8 ,


27

0 1 0 1 1 0 1 0 1 0 1 0 0 1 0 1 T/8

sudou symetrii podle osy v bodě T 22  T 4

0 1 0 1 1 0 1 0 1 0 1 0 0 1 0 1 T/4

a lichou symetrii podle osy v bodě T 21  T 2 .

0 1 0 1 1 0 1 0 1 0 1 0 0 1 0 1 T/2

Tab. 2.5: Walshovy sekvence 16. řádu, [ 3 ] j

Index j binárně

Walshovy sekvence

j

Index j binárně

Walshovy sekvence

0

0000

W0 = 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0

8

1000

W8 = 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0

1

0001

W1 = 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1

9

1001

W9 = 0 1 1 0 0 1 1 0 1 0 0 1 1 0 0 1

2

0010

W2 = 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0

10

1010

W10 = 0 1 1 0 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0

3

0011

W3 = 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1

11

1011

W11 = 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1 1 0 1 0 0 1

4

0100

W4 = 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0

12

1100

W12 = 0 1 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1 1 0 1 0

5

0101

W5 = 0 0 1 1 1 1 0 0 1 1 0 0 0 0 1 1

13

1101

W13 = 0 1 0 1 1 0 1 0 1 0 1 0 0 1 0 1

6

0110

W6 = 0 0 1 1 0 0 1 1 1 1 0 0 1 1 0 0

14

1110

W14 = 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0 1 0 1 0 1 0

7

0111

W7 = 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1

15

1111

W15 = 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1

Typ symetrie je dán indexem sekvence zapsaným K - bitovým binárním číslem, tedy j   j1 , j2 ,..., jK  . Jestliže jk  0 , funkce (sekvence) má sudou symetrii vůči ose v bodě T 2 K k 1 , pro k  1, 2, ..., K . V případě, že jk  1 funkce (sekvence) má lichou symetrii podle této osy. Každá funkce začíná vždy 1 a každá sekvence začíná vždy 0, jak je uvedeno v definici Walshových funkcí a sekvencí, tj. W j 0  1 nebo W j 0  0 pro všechna j .

Walshova sekvence W13 , uvedená výše, je tedy sestavena podle následujícího postupu. Index sekvence j  13 lze zapsat pomocí binárního čísla  j1 , j2 , j3 , j4    1, 1, 0, 1  . Nyní

j1  1 znamená, že symetrie je lichá podle osy v bodě T 16 , j2  1 znamená, že symetrie je lichá podle osy v bodě T 8 ,

j3  0 znamená, že symetrie je sudá podle osy v bodě T 4 , j4  1 znamená, že symetrie je lichá podle osy v bodě T 2 .


28

Podle těchto příkazů symetrie (symmetry commands) zapíšeme sekvenci W13 (začínající nulou) následovně: W13 = 0 1 0 1 1 0 1 0 1 0 1 0 0 1 0 1, což je původně uvažovaná sekvence. Při znalosti binárního vyjádření indexu Walshovy sekvence a poznatku, že každá sekvence začíná nulou, lze obdobně stanovit ostatní sekvence 16. řádu (Tab. 2.5), případně i libovolné sekvence vyšších řádů. Pro dekódování Walshových kódů, je užitečná znalost jejich dalších symetrických vlastností. Uvažujme pro jednoduchost opět Walshovy sekvence 16. řádu, konkrétně sekvenci W13 . Jak bylo již uvedeno, tato sekvence má lichou symetrii ve středovém bodě intervalu 0, T  , kudy prochází osa symetrie. Označme tuto osu aK  a4 .

a4  T 2 0

1

0

1

1

0

1

0

1

0

1

0

0

1

0

1

Sekvence má sudou symetrii podle středových bodů T 4 a 3T 4 , kudy procházejí osy symetrie dílčích intervalů 0, T 2 a T 2 , T  znázorněných výše. Označme tyto osy množinou aK 1  a3 . a3

T 4 0

1

0

1

1

3T 4 0

1

0

1

0

1

0

0

1

0

1

Sekvence má lichou symetrii podle středových bodů T 8 , 3T 8 , 5T 8 a 7T 8 , kudy procházejí osy symetrie dílčích intervalů 0, T 4 , T 4 , T 2 , T 2 , 3T 4 a 3T 4 , T  znázorněných výše. Označme tyto osy množinou a2 . a2

3T 8

T 8 0

1

0

1

1

0

1

5T 8 0

1

0

1

7T 8 0

0

1

0

1

A konečně sekvence má lichou symetrii podle středových bodů T 16 , 3T 16 , 5T 16 , 7T 16 , 9T 16 , 11T 16 , 13T 16 a 15T 16 kudy procházejí osy symetrie dílčích intervalů 0, T 8 , T 8 , T 4, T 4 , 3T 8 , 3T 8 , T 2 , T 2 , 5T 8 , 5T 8 , 3T 4 , 3T 4 , 7T 8 a 7T 8 , T  znázorněných výše. Označme tyto osy množinou a1 . a1

T 16 3T 16 0

1

0

1

5T 16 1

0

7T 16 9T 16 11T 16 13T 16 15T 16 1

0

1

0

Obecně mohou být osy symetrie nalezeny následovně:

1

0

0

1

0

1

Nové technologie mobilních komunikací pro integrovanou výuku VUT a VŠB-TUO  Walshovy sekvence (funkce) mají buď sudou nebo lichou symetrii v intervalu podle středového bodu T 2 kudy prochází osa označovaná a K .

29

0, T  ,

 Walshovy sekvence (funkce) mají stejný typ symetrie v dílčích intervalech 0, T 2 a T 2 , T  , podle středových bodů T 4 a 3T 4 kudy procházejí osy označené aK 1 .  Tento proces se opakuje K - krát až jsou střední body dílčích intervalů T N , 3T N , ...

N 1 T

N , kde N  2K . Tyto osy jsou označeny množinou a1

a jejich symetrie je

stejná.

Tab. 2.6: Rademacherovy sekvence se 16 prvky n

Index n binárně

Rademacherovy sekvence

0

0000

R0 = 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0

1

0001

R1 = 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1

2

0010

R2 = 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1

3

0011

R3 = 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1

4

0100

R4 = 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1

Obr. 2.18: Rademacherovy funkce se 16 částmi, [ 3 ] b) Rademacherovy funkce

 Rn t  ;

t  0, T , n  0, 1, ..., l o2 g N

jsou souborem

1 log 2 N ortogonálních funkcí sestávajících z N  2K pravoúhlých impulsů (elementů), které v intervalu 0, T  nabývají střídavě hodnot  1 a  1 s výjimkou skoků, při kterých procházejí nulou. Rademacherovy funkce s N  24  16 částmi jsou znázorněny na Obr. 2.18. Odpovídající Rademacherovy sekvence, sestávající z logických prvků  0, 1 , jsou uvedeny v Tab. 2.6. Rademacherovy funkce  Rn t   mohou být také definovány vztahem





Rn t   sgn sin 2n t , kde a

t  0, T , n  1, 2, ..., log 2 N  K ,

R0 t   1  1  sgn x    0  1 

pro x  0 pro x  0 . pro x  0

Způsob vytváření Rademacherových funkcí je následující. 

Funkce R0 t  má v celém intervalu T hodnotu 1, tj. R0 t   1 .


30 

Funkci R1 t  získáme tak, že rozdělíme interval 0, T  na dvě poloviny; v první polovině intervalu má funkce R1 t  hodnotu 1, ve druhé polovině intervalu má hodnotu –1, tj.   R1 t     

1,  1, 0,

t   0, T 2

t   T 2, T  . t  0, T 2 , T

 Funkci R2 t  získáme tak, že rozdělíme oba intervaly 0, T 2 a T 2 , T  na dvě poloviny; v první polovině každého intervalu má funkce R2 t  hodnotu 1, ve druhé polovině každého intervalu má hodnotu –1, tj.   R2 t     

1,  1, 0,

t   0, T 4 a t   T 2, 3T 4

t   T 4 , T 2 a t   3T 4, T  . t  0, T 4, T 2, 3T 4, T

 Uvedené kroky se opakují celkem log 2 N krát, až je v každém dílčím intervalu jednoduchý impuls. Na rozdíl od Walshových funkcí nevyjadřují indexy Rademacherových funkcí počet průchodů funkce nulou. Walshovy funkce jsou vytvářeny jako součin Rademacherových funkcí, založený na konverzi indexové sekvence Walshovy funkce na Grayův kód. Grayův kód sestává z N binárních sekvencí a každá z nich je vyjádřena K  log 2 N bity. Převod indexové sekvence Walshovy funkce X i   xi1 , xi 2 , ..., xiK  na Grayův kód Gi   gi1, gi 2 , ..., giK  je proveden následovně: gi1  xi1 ,

gij  xi , j 1  xi , j ,

j  2, 3, ..., K .

Jestliže převádíme index i , vyjádřený K bitovou sekvencí, na odpovídající Grayův kód pomocí výše uvedených vztahů, potom z Grayových sekvencí je vidět, že předchozí a následující sekvence (tj. sousední sekvence) se liší vždy pouze v jednom bitu. Naznačený postup je možné demonstrovat na příkladu Grayova kódu se 16 sekvencemi (slovy). Ze známé X13  x13,1 , x13, 2 , x13,3 , x13, 4    1 1 0 1 sekvence se stanoví sekvence

G13  g13,1 , g13, 2 , ... , g13, K  následujícím postupem:

g13,1  x13,1  1 , g13,2  x13,1  x13,2  1  1  0 , g13,3  x13,2  x13,3  1  0  1 , g13,4  x13,3  x13,4  0  1  1 .

Výsledná sekvence má tvar G13   1 0 1 1  . Další sekvence Grayova kódu pro K  4 je možné sestavit podle uvedených pravidel. Jejich tvary jsou uvedeny v Tab. 2.7. Vytvoření souboru Walshových funkcí řádu N  2K jako součinu Rademacherových funkcí ze souboru  R0 t , R1 t , R2 t , ..., RK t  se provádí v následujících krocích.


Tab. 2.7:

31

Grayův kód pro K = 4

Xi = xi1 xi2 xi3 xi4

Gi = gi1 gi2 gi3 gi4

Xi = xi1 xi2 xi3 xi4

Gi = gi1 gi2 gi3 gi4

X0 = 0 0 0 0

G0 = 0 0 0 0

X8 = 1 0 0 0

G8 = 1 1 0 0

X1 = 0 0 0 1

G1 = 0 0 0 1

X9 = 1 0 0 1

G9 = 1 1 0 1

X2 = 0 0 1 0

G2 = 0 0 1 1

X10 = 1 0 1 0

G10 = 1 1 1 1

X3 = 0 0 1 1

G3 = 0 0 1 0

X11 = 1 0 1 1

G11 = 1 1 1 0

X4 = 0 1 0 0

G4 = 0 1 1 0

X12 = 1 1 0 0

G12 = 1 0 1 0

X5 = 0 1 0 1

G5 = 0 1 1 1

X13 = 1 1 0 1

G13 = 1 0 1 1

X6 = 0 1 1 0

G6 = 0 1 0 1

X14 = 1 1 1 0

G14 = 1 0 0 1

X7 = 0 1 1 1

G7 = 0 1 0 0

X15 = 1 1 1 1

G15 = 1 0 0 0

 Vyjádříme index i Walshovy funkce v binárním K - bitovém tvaru jako indexovou sekvenci X i   xi1 , xi 2 , ..., xiK  , xij   0, 1 .  Převedeme X i na odpovídající Grayův kód X i  Gi .  Každé sekvenci Grayova kódu přiřadíme Rademacherovu sekvenci podle pravidla gij  RK 1 j , tj. přiřadíme g i1 ke RK , gi 2 ke RK 1 , ...., giK ke R1 .  Walshova funkce Wi t  je vytvořena jako součin Rademacherovy funkce R0 t  a Rademacherových funkcí  R j t  , které jsou přiřazeny k nenulovým prvkům Gi Grayova kódu, tedy

Wi t   R0 t .  RK 1 j t   j: g ij 1

 R0 t  . RK t  je - li gi1  1. RK 1 t  je - li gi 2  1 . ... . R1 t  je - li giK  1 .

Walshova sekvence Wi je vytvořena jako součet modulo-2 Rademacherovy sekvence R0 a Rademacherových sekvencí  R j , které jsou přiřazeny k nenulovým prvkům Gi Grayova kódu, tedy

Wi  R0 

R

j: g ij 1

K 1 j



 R0  RK je - li gi1  1  RK 1 je - li gi 2  1  ...  R1 je - li giK  1 .

Uvedený obecný postup výpočtu je možné demonstrovat například pro Walshovu funkci 16. řádu W13 t  . Z indexu této funkce stanovíme X13   1 1 0 1 a postupem uvedeným v předchozím textu určíme Grayův kód G13   1 0 1 1  . Walshova funkce je potom výsledkem násobení Rademacherových funkcí W13t   R0 t  . R4 t  . R2 t  . R1 t  a Walshova sekvence je výsledkem součtu modulo-2 Rademacherových sekvencí W13  R0  R4  R2  R1 .


32

R0 = 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 R4 = 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 R2 = 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1 R1 = 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 __________________________________________________________ W13 = 0 1 0 1 1 0 1 0 1 0 1 0 0 1 0 1

c) Hadamardova matice je čtvercová matice řádu N, jejíž prvky nabývají pouze hodnoty +1 nebo -1. Řádky a sloupce této matice jsou vzájemně ortogonální. Jestliže první řádek a první sloupec matice obsahují pouze prvky +1, jedná se o tzv. normální tvar Hadamardovy matice. Pokud zaměníme prvky +1 za logickou hodnotu „0“ a prvek -1 za logickou hodnotu „1“, obdržíme Hadamardovu matici logických prvků. Například pro Hadamardovy matice 2. řádu tedy platí 1 1  0 0 H2    . 1  1 0 1

Poněvadž také platí H1  1  0, je možné použít pro Hadamardovy matice vyšších řádů rekurentní vztah H H2N   N H N

HN  .  H N 

Stanovení Hadamardových matic 4. a 8. řádu se provede následujícím způsobem H H4   2 H 2

H H8   4 H 4

1 H 2   1   H 2   1  1

1 1  1  H4   1   H 4   1  1 1   1

1 1 1 1 1 1 1 1

1 1 1 1 1 1 1 1

1  1 , 1  1  1  1 1 1 

1 1

1 1

1 1 1 1 1 1 1 1

1 1 1 1 1 1 1 1

1 1 1 1 1 1 1 1

1 1 1 1 1 1 1 1

1  1  1  1 .  1  1 1   1

Všechny řádky a sloupce Hadamardovy matice obecně N-tého řádu jsou Walshovými funkcemi N-tého řádu. Problém je pouze v tom, že indexy Walshových funkcí (udávající počet znaménkových změn funkce) nesouhlasí s označením řádků a sloupců příslušné Hadamardovy matice. Při generaci Walshových funkcí pomocí Hadamardových matic je tedy nutné provést „změnu číslování“. Počet znaménkových změn Walshovy funkce Wi t  udává index i, který můžeme vyjádřit binárně ve tvaru X i  xi1 , xi 2 , ... , xiK  . Číslo řádku Hadamardovy matice, který představuje Walshovu funkci Wi t  , vyjádříme binárně ve tvaru C j  c j1 , c j 2 , ... , c jK . Vzájemný vztah mezi prvky binárních čísel X i a C j je následující:


33

Tab. 2.8: Hadamardovy sekvence 8. řádu

c jK  xi1 ,

H0 = 0 0 0 0 0 0 0 0

c j , K k  xik  xi ,k 1 , pro k  1, 2, ... , K  1 .

H1 = 0 1 0 1 0 1 0 1

Konkrétní postup výpočtu bude proveden pro Walshovu sekvenci W6 , ze 0 1 1 0 souboru sekvencí 8. řádu. Hadamardovu 1 1 1 1 matici 8. řádu v normálním tvaru převedeme 1 0 1 0 na Hadamardovy sekvence, přičemž sekvence 1 1 0 0 H 0 je dána prvky prvního řádku matice, 1 0 0 1 sekvence H1 prvky druhého řádku matice atd. (Tab. 2.8). Nyní musíme stanovit index 8. řádu, která je současně sekvencí W6 . Poněvadž pro index X 6   1 1 0  , můžeme podle výše uvedených obecných vztahů psát

H2 = 0 0 1 1 0 0 1 1 H3 = 0 1 1 0 H4 = 0 0 0 0 H5 = 0 1 0 1 H6 = 0 0 1 1 H7 = 0 1 1 0

Hadamardovy sekvence Walshovy sekvence platí

c j ,3  x6,1  1 , c j , 2  x6,1  x6, 2  1  1  0 , c j ,1  x6, 2  x6,3  1  0  1 . Z výsledků stanovíme index Hadamardovy sekvence C j  c j ,1 , c j , 2 , c j ,3    1 0 1 , tedy j  5 . Hledanou Hadamardovou sekvencí je H 5 , tj. platí W6  H 5 , což také vyplývá srovnáním Tab. 2.4 a Tab. 2.8. Popsaným způsobem je možné stanovit nejen zbývající Walshovy sekvence 8. řádu, ale i další Walshovy sekvence vyšších řádů, [ 3 ]. 2.6.2 Pseudonáhodné sekvence Pseudonáhodné sekvence (kódy) neboli PN sekvence se v systému UMTS používají při procesu skramblování, kdy se před vlastním přenosem s pomocí pseudonáhodné sekvence náhodně změní datová sekvence již rozprostřeného datového signálu. Stejná pseudonáhodná sekvence potom slouží na přijímací straně k obnovení původního signálu. Uvedený proces skramblování může být realizován například sčítáním modulo-2 datové a pseudonáhodné sekvence, jak naznačuje následující příklad. Datová sekvence

1 1 0 0 1 0 1 0 0 1 0 1 0 1 …

Pseudonáhodná sekvence

1 0 1 0 0 0 0 1 0 1 1 0 1 0 …

Vysílaná sekvence

0 1 1 0 1 0 1 1 0 0 1 1 1 1 …

Na přijímací straně se původní signál získá s pomocí stejné pseudonáhodné sekvence opět jejím sčítáním modulo-2 s přijímaným signálem. Přijímaná sekvence

0 1 1 0 1 0 1 1 0 0 1 1 1 1 …

Pseudonáhodná sekvence

1 0 1 0 0 0 0 1 0 1 1 0 1 0 …

Původní datová sekvence

1 1 0 0 1 0 1 0 0 1 0 1 0 1 …

Z uvedeného příkladu vyplývají dva základní požadavky na každou pseudonáhodnou sekvenci: a) musí být reprodukovatelná v přijímači, b) musí být v synchronizmu se stejnou skramblovací sekvencí ve vysílači. Tyto dva požadavky by nebylo možné splnit při použití zcela náhodné sekvence. Z toho důvodu se používají sekvence, které jsou dostatečně náhodné


34

(nepravidelné), aby nebyly rozpoznány nežádoucími přijímači, a přesto relativně snadno reprodukovatelné pro jejich snadné generování a synchronizování v přijímači. Nejvýznamnější metoda generování takových binárních sekvencí využívá lineární zpětnovazební posuvný registr LFSR (Linear Feedback Shift Register). Generátor sekvence obsahující n stupňový LFSR, u něhož lze podle potřeby nastavit libovolné počáteční podmínky, bude po určitém počtu hodinových impulsů generovat vždy stejnou sekvenci. Výstupní sekvence generátoru bude tedy periodická. Poněvadž maximální počet různých kombinací n bitového čísla je 2 n , perioda sekvence nepřesáhne 2 n period hodinových impulsů. Ze všech možných počátečních stavů je třeba vyloučit případ, kdy jsou v registru uloženy (přednastaveny) samé nuly. Takový stav registru by se s hodinovými impulsy neměnil. Proto je maximální počet možných počátečních stavů registru 2 n  1 . Výstupní sekvence posuvného registru s periodou 2 n  1 je nazývána sekvencí s maximální délkou nebo zkráceně m-sekvence. Součet modulo-2

+

1

0

0

0

0 Výstup

Hodinové impulsy

Obr. 2.19: Lineární zpětnovazební posuvný registr (n = 5) Příklad generování pseudonáhodné sekvence pětistupňovým LFSR ( n  5 ) s počátečním stavem (loading sequence) 10000 je naznačen na Obr. 2.19. Jedna perioda generované sekvence S má tvar S = 0000 1010 1110 1100 0111 1100 1101 001. Délka sekvence je 2 n 1  25  1  31 , takže se jedná o m-sekvenci. Sekvence označované jako m-sekvence mají následující tři vlastnosti. 1. Vyvážený počet jedniček a nul. V úplné periodě P  2 n  1 se liší celkový počet jedniček a celkový počet nul nejvýše o 1. V uvedeném příkladu je celkem 16 jedniček a 15 nul. 2. Definovaný počet běhů jedniček a nul. Obecně existuje 2n1 běhů za sebou jdoucích jedniček a nul (10 a 01), dále 2 n2 běhů je délky 1, 2 n3 běhů má délku 2, 2 n4 má délku 3, atd. Existuje jeden běh samých nul délky n  1 a jeden běh samých jedniček délky n . V popisovaném příkladu je celkem 2 n1  251  16 běhů za sebou jdoucích jedniček a nul, dále 252  8 běhů délky 1 (čtyři běhy 1 a čtyři běhy 0) S = 0000 1010 1110 1100 0111 1100 1101 001 ,

253  4 běhy délky 2 (dva běhy 11 a dva běhy 00) S = 0000 1010 1110 1100 0111 1100 1101 001 ,

254  2 běhy délky 3 (jeden běh 111 a jeden běh 000) S = 0000 1010 1110 1100 0111 1100 1101 001 ,


35

jeden běh samých nul délky 4 a jeden běh samých jedniček délky 5 S = 0000 1010 1110 1100 0111 1100 1101 001 . 3. Výhodné korelační vlastnosti. Jestliže je úplná sekvence srovnávána bit po bitu se stejnou, ale časově posunutou sekvencí, potom celkový počet neshod je vždy o jedničku větší než celkový počet shod jednotlivých dvojic bitů. Pro ověření pravdivosti tohoto tvrzení srovnejme již uvedenou posloupnost S se stejnou posloupností, ale posunutou o čtyři bity. Začátek nové sekvence, kterou označíme S 4  , je na čtvrté pozici od konce původní sekvence. Srovnání lze provést například sčítáním modulo-2 obou sekvencí, kdy výsledek sčítání nestejných bitů (neshoda) je 1, zatímco výsledek sčítání stejných bitů (shoda) je 0. S = 0000 1010 1110 1100 0111 1100 1101 001

S 4  = 1010 1110 1100 0111 1100 1101 0010 000 S  S 4  = 1010 0100 0010 1011 1011 0001 1111 001 Ve výsledné sekvenci je celkem 16 jedniček (neshod) a celkem 15 nul (shod). Počet neshod je tedy skutečně o jedničku větší než počet shod. Korelace (přesněji autokorelace) sekvencí S a S k  se obecně stanoví následujícím postupem:

S, S k  = (počet shod sekvencí S a S k  ) - (počet neshod sekvencí S a S k  ) . Obecně platí:





S , S k   1 , pro k  1, 2, ... , 2 n  2 . Pro uvedený konkrétní příklad dostáváme:

S , S 4  = (počet shod sekvencí S a S 4  ) - (počet neshod sekvencí S a S 4  ) = = 15 16  1 . Současně platí:

S , S k   1 , pro k  1, 2, ... , 30 . Struktura pseudonáhodné sekvence generované pomocí LFSR závisí na délce registru n, jeho počátečním stavu a zapojení registru, kdy počet a umístění součtových členů modulo-2 je určen generujícím polynomem (podobně jako u konvolučních kodérů), [ 3 ]. 2.6.3 Rozprostírání signálu Rozprostírací kódy užívané v rádiovém prostředí UTRA lze znázornit pomocí Walshova stromu (Obr. 2.20), jehož struktura je dána rekurentními vztahy pro Hadamardovy matice (viz 2.6.1). Kódy různých větví tohoto stromu jsou ortogonální (až na výjimky, viz dále), tj. odpovídající signály při přesné časové synchronizaci jeden s druhým neinterferují. Uvedené tvrzení je možné zkontrolovat stanovením vzájemné korelace kódů. Je-li korelace mezi dvěma kódy nulová (signály s nulovou interferencí), kódy jsou ortogonální. Každý kód je označen symbolem CSF ,k , kde SF (Spreading Factor) je činitel rozprostírání neboli zisk rozprostírání (Spreading Gain) a k je číslo kódu v rozsahu od 0 do SF  1 . Datový signál rozprostřený například kódem C8, 2 bude derozprostírán stejným kódem. Může však být také derozprostírán kódem C4,1 , protože kód

C8, 2 vznikne


36

dvojnásobným opakováním kódu C4,1 . Poněvadž obdobně kód C16, 4 vznikne čtyřnásobným opakováním kódu C4,1 , můžeme při použití rozprostíracího kódu C16, 4 provést derozprostírání také kódem C4,1 . Pro tyto vlastnosti se uvedené kódy nazývají ortogonální s variabilním činitelem rozprostírání a označují se zkratkou OVSF (Orthogonal Variable Spreading Factor codes).

C4,0 = (1,1,1,1) C2,0 = (1,1)

C8,1 = (1,1,1,1,-1,-1,-1,-1) C8,2 = (1,1,-1,-1,1,1,-1,-1)

C4,1 = (1,1,-1,-1) C1,0 = (1)

C8,3 = (1,1,-1,-1,-1,-1,1,1) C8,4 = (1,-1,1,-1,1,-1,1,-1)

C4,2 = (1,-1,1,-1) C2,1 = (1,-1)

SF = 2

C8,5 = (1,-1,1,-1,-1,1,-1,1) C8,6 = (1,-1,-1,1,1,-1,-1,1)

C4,3 = (1,-1,-1,1) SF = 1

C8,0 = (1,1,1,1,1,1,1,1)

SF = 4

C8,7 = (1,-1,-1,1,-1,1,1,-1) SF = 8

Obr. 2.20: Strom Walshových funkcí, [ 1 ] Jestliže je ale nějakému uživateli přidělen kód, například C8, 2 , potom nemohou být jinými uživateli současně používány žádné jiné kódy z jeho substromu (např. C16, 4 , C16,5 ,

C32,8 , …), neboť nejsou s tímto původním kódem ortogonální. Poněvadž kód C16, 4 je vlastně dvakrát opakovaný kód C8, 2 , budou oba kódy výborně korelovat. Pokud by tyto kódy byly přiděleny různým uživatelům, nemohl by být na přijímací straně žádný ze signálů obnoven. Obecně při použití například kódu C4,1 (Obr. 2.20), nemohou být již používány žádné kódy z jeho substromu, protože by docházelo ke vzniku interferencí (alespoň částečně) pro všechny kódy substromu s vyššími činiteli rozprostírání ( C8, 2 a C8,3 , C16, 4 až C16, 7 atd.). Pro UTRAN FDD je minimální přípustný činitel rozprostírání SF  4 , tedy každý datový bit je reprezentován 4 čipy. Přestože se čtyřmi čipy lze vytvořit celkem 16 kombinací, jsou dostupné pouze 4 ortogonální kódy, kterými mohou být rozlišeni pouze 4 uživatelé. Ti sice mohou dosáhnout nejvyšší uživatelské přenosové rychlosti signálu, avšak pro všechny ostatní uživatele již žádné kódy k dispozici nebudou. Ortogonalita různých kódů může být zjištěna pomocí korelační funkce, která vyjadřuje vzájemné statistické vazby mezi dvěma kódy. Pokud dva různé kódy nejsou korelované, jejich vzájemná korelační funkce bude nulová. Příklad stanovení korelace kódů C8, 4 a C8, 2 , tedy kódů s SF  8 , je naznačen na Obr. 2.21. Odtud vyplývá, že korelační funkce je nulová pro všechny časové posuvy rovnající se násobkům čipové periody. Na Obr. 2.21 jsou sice nakresleny pouze první dva případy posuvů, avšak další posuvy je možné graficky znázornit vždy některým z uvedených příkladů. Podobným způsobem je možné ověřit ortogonalitu Walshových kódů i pro obecné vzájemné posunutí t (Obr. 2.22).

Nové technologie mobilních komunikací pro integrovanou výuku VUT a VŠB-TUO bit

bit

čip

čip

+1

+1

C8,4

C8,4

t

-1

t

-1

+1

+1

C8,2

C8,2

t

-1

(C8,4 . C8,2) =

37

+1 -1 +1 -1 +1 -1 +1 -1 = 0

t

-1

(C8,4 . C8,2) =

a)

-1

-1 +1 +1 -1

-1 +1 +1 = 0

b)

Obr. 2.21: Příklady korelace kódů C8,4 a C8,2 : a) Δt = 0, b) Δt = jedna čipová perioda Je třeba zdůraznit, že ortogonalita Walshových kódů je zaručena pouze pro t = 0, tj. při přesné časové synchronizaci kódů. V reálném prostředí nemusí být tato podmínka vždy dodržena. Například vlivem odrazů signálu od různých překážek dochází ke zpoždění signálu a v důsledku toho může být ortogonalita kódů porušena, což způsobí zvýšení úrovně interferencí v rádiovém prostředí. bit čip +1

C8,4

t

-1 +1

C8,2

t

-1

(C8,4 . C8,2) =

-1 +1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 -1 +1 +1 +1 -1 +1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 -1 +1 +1 +1

=0

Obr. 2.22: Příklad korelace kódů C8,4 a C8,2 , neboli Walshových funkcí W7(t) a W3(t), pro Δt = jedna třetina čipové periody Při procesu kódování kanálů (Channelization) se vstupní datový signál násobí rozprostíracím kódem a dochází k jeho rozprostírání. Po rozprostření signálu je každý bit datového signálu reprezentován určitým počtem čipů. Poměr čipové rychlosti rozprostíracího kódu a bitové rychlosti datového signálu je roven činiteli rozprostírání SF neboli zisku rozprostírání. Výstupní rozprostřený signál má stejnou čipovou rychlost jako rozprostírací kód. U systému UMTS je čipová rychlost Walshových rozprostíracích kódů 3,84 Mchip/s, a proto výstupní signál bude mít po rozprostření také čipovou rychlost 3,84 Mchip/s. Poněvadž vstupní datový signál (před rozprostřením) může mít proměnnou bitovou rychlost, může se měnit i SF v rozsahu od 4 (nejnižší SF) až do 512 (nejvyšší SF). Čím nižší SF, tím je dosaženo vyšší uživatelské přenosové rychlosti signálu. Popsaný způsob rozprostření signálu byl realizován násobením dvou digitálních signálů nabývajících hodnot +1 nebo -1, tj. signálů vyjádřených funkcemi času. Stejného výsledku je možné dosáhnout sčítáním modulo-2 obou signálů, avšak vyjádřených jako posloupnosti logických „1“ a „0“ (viz 2.6.1.2). Přiřadíme-li tedy funkční hodnotě 1 logickou hodnotu „0“ a funkční hodnotě -1 logickou hodnotu „1“, můžeme rozprostírací proces realizovat sčítáním


38

modulo-2 dvou posloupností. Tyto dva ekvivalentní procesy probíhají podle následujících vztahů. Funkce:

Posloupnosti:

 1.  1   1  1.  1   1  1.  1   1  1.  1   1

00  0 1  "0"

0 1  1

 1  "1"

1 0  1 11  0

Na Obr. 2.23 je uveden příklad rozprostírání signálu pro SF  4 realizovaný oběma uvedenými způsoby. Informace obsažená v každém výstupním signálu, který se bude vysílat k přijímači, je v obou případech stejná, [ 1 ].

čip

bit

čip

+1

bit

1

Data

t

-1

Data 0 t

+1

1

C4,2

t

-1

Rozprostření Vysílaný signál

C4,2 0

násobením

Rozprostření

+1 t

-1

t

Vysílaný signál

sčítáním (mod 2)

1 0

t

Obr. 2.23: Příklad rozprostírání datového signálu kódem C4,2 (SF = 4)

čip Přijímaný signál

čip

+1 t

-1

Přijímaný signál

1 0 t

+1

1

C4,2

t

-1

Derozprostření Výstupní signál

0

násobením

bit

t

Derozprostření

+1 -1

C4,2

t

Výstupní signál

sčítáním (mod 2)

1 0 bit

Obr. 2.24: Příklad derozprostírání přijímaného širokopásmového signálu

t


39

2.6.4 Derozprostírání signálu Proces derozprostírání signálu je podobný jako proces rozprostírání signálu. Přijímaný širokopásmový signál s vysokou čipovou rychlostí je násoben (případně sečítán modulo-2) se stejným kódem, s jakým byl datový signál rozprostřen. Výsledkem derozprostření přijímaného signálu je původní datový úzkopásmový signál. Příklad derozprostírání přijímaného signálu vytvořeného podle Obr. 2.23 je naznačen (opět pro oba možné způsoby) na Obr. 2.24. Původní signál lze vytvořit pouze použitím kódu C4, 2 . Pokud bude přijímaný signál derozprostírán nevhodným kódem, například kódem C4,1 ortogonálním s kódem C4, 2 , potom původní datový signál obnoven nebude a na výstupu se objeví rozprostřený signál s vysokou čipovou rychlostí (Obr. 2.25). Zvýšení účinnosti derozprostíracího čip procesu se dosáhne použitím korelačního +1 přijímače. Dílčí výsledky Přijímaný derozprostíracího procesu jsou po dobu signál t -1 trvání jednoho bitu akumulovány v integrátoru, takže na konci bitové +1 periody je úroveň požadovaného signálu C4,1 t zvýšena v závislosti na velikosti SF. Čím -1 větší je SF, tj. čím více čipů je použito k rozprostření jednoho bitu datového Derozprostření násobením signálu, tím větší je signál po integraci. Proto se v tomto případě termín „činitel +1 Výstupní rozprostírání“ nahrazuje termínem „zisk signál t -1 rozprostírání“ (Spreading Gain). Za bit korelátorem je zapojen komparátor, který na konci každé bitové periody rozhoduje Obr. 2.25: Derozprostírání signálu o tom, zda měl původní datový signál nevhodným kódem úroveň log 1 nebo log 0. Čím vyšší je zisk rozprostírání, tím snadněji vyhodnotí komparátor signál z korelátoru. Příklad činnosti korelačního přijímače pro signál s SF  4 je nakreslen na Obr. 2.26, [ 1 ]. bit čip Přijímaný signál

+1 t

-1 +1

C4,2

t

-1 Výsledek násobení

Integrace

Výstup komparátoru

-1 -1 -1 -1 +1 +1 +1 +1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 +1 +1 +1 +1 -1 -1 -1 -1 4 3 2 1 0 -1 -2 -3 -4

Zisk rozprostírání t

+1 -1

t

Obr. 2.26: Zpracování signálu v korelačním přijímači (SF = 4) – použití správného kódu


40

V plně ortogonálním systému jednotlivé signály vzájemně neinterferují a úroveň interferencí v přenosovém prostředí je tedy nulová. Pokud je v takovém systému přijímaný signál derozprostírán nevhodným kódem, na výstupu integrátoru bude nulový signál, jak je naznačeno na Obr. 2.27, a komparátor se potom náhodně překlopí do jednoho ze dvou možných stavů. Bohužel v praxi nelze zajistit, aby systém byl plně ortogonální, a proto výstupní signál po korelaci může být různý od nuly. Odolnost signálu vůči interferencím je možné zvýšit pouze zvětšením rozprostíracího zisku. Čím vyšší bude zisk rozprostírání SF, tím méně bude užitečný signál ovlivňován interferencemi. bit čip +1

Přijímaný signál

t

-1 +1

C4,1

t

-1 Výsledek násobení

-1 +1 +1 -1 +1 -1 -1 +1 -1 +1 +1 -1 -1 +1 +1 -1 +1 -1 -1 +1 -1 +1 +1 -1 4 3 2 1 0 -1 -2 -3 -4

Integrace

Zisk rozprostírání t rozhodování

Obr. 2.27: Zpracování signálu v korelačním přijímači (SF = 4) – použití nevhodného kódu

P

P Úroveň signálu (2SF)

Derozprostřený signál (SF) Úroveň signálu (SF)

Derozprostřený signál (2SF) Rozprostřené signály

Úroveň interferencí

Rozprostřené signály

Úroveň interferencí

a)

f

b)

f

Obr. 2.28: Vliv zisku rozprostírání SF na C/I: a) nízká úroveň interferencí, b) vysoká úroveň interferencí, [ 1 ] Odolnost signálu vůči interferencím pro různé SF je symbolicky znázorněna na Obr. 2.28. Úzký sloupec (červený) představuje derozprostřený úzkopásmový signál a vodorovné barevné pásy reprezentují různé rozprostřené širokopásmové signály, které lze také považovat za širokopásmový šum. Podle velikosti jednotlivých signálů mohou být pásy i různě široké. Součtem těchto signálů je dána celková výkonová úroveň interferencí. V Obr. 2.28a byl vysílaný signál rozprostřen s daným činitelem rozprostírání SF. Poněvadž po derozprostření je výsledná úroveň signálu vyšší než úroveň interferencí, může být původní vysílaný signál


41

v přijímači obnoven. Poměr mezi výkonovou úrovní signálu po derozprostření a výkonovou úrovní interferencí se označuje C I (Carrier to Interference). Obr. 2.28b znázorňuje případ, kdy se úroveň interferencí zvýšila, například zvětšením počtu účastníků v buňce. V takovém případě by výkonová úroveň původního vysílaného signálu po derozprostření byla pod výkonovou úrovní interferencí. Komunikace by nemohla být uskutečněna z důvodu nevyhovujícího poměru C I . Úroveň signálu po derozprostření však závisí na činiteli rozprostírání (zisku rozprostírání) a jeho změnou je tedy možné měnit i C I . Změnou činitele rozprostírání na vyšší hodnotu (v Obr. 2.28b na dvojnásobek) je možné dosáhnout i vyššího zisku rozprostírání, takže poměr C I se zvětší a úroveň signálu po derozprostření bude vyšší než úroveň interferencí. 2.6.5 Autokorelační vlastnosti používaných kódů Kódy používané v systémech CDMA a tedy i v systému UMTS musí mít dvě základní vlastnosti. Pro minimalizaci interferencí na rádiovém rozhraní musí mít kódy jednotlivých uživatelů nízkou vzájemnou korelaci (nejlépe nulovou). Naopak pro zajištění dobré synchronizace, musí mít kódy dobré autokorelační vlastnosti (autokorelační funkce musí mít impulsní charakter). Vzájemně korelační funkce a autokorelační funkce uvedených kódů však neumožňují dosažení nízké vzájemné korelace a současně i dobré autokorelace. Kódy s dobrými autokorelačními vlastnostmi mají náhodný charakter, a proto se nazývají pseudonáhodné kódy PN (Pseudo-Noise). Ve srovnání s ortogonálními kódy však mají horší vzájemně korelační vlastnosti. Naopak ortogonální kódy (Walshovy) vynikají nulovou vzájemnou korelací, avšak mají nevyhovující autokorelační vlastnosti. sekvence

sekvence

čip

čip

+1

+1

PN kód

t

-1

C8,4

+1

+1

PN kód

t

-1 Autokorelace (t=0)

t

-1

= +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1

= 11

+11

C8,4

t

-1

Autokorelace = +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 +1 = 8 (t=0) +8

0

t

+1

t

-1

a)

-8

b)

Obr. 2.29: Autokorelace: a) PN kódu, b) ortogonálního kódu, [ 1 ] Jak již bylo uvedeno, přijímaný rozprostřený signál a generovaný derozprostírací kód musí být v přesné časové synchronizaci. Přijímač tedy potřebuje synchronizační informaci. Vedle rozprostíracích ortogonálních kódů jsou proto potřebné v systémech CDMA i další kódy pro zajištění časové synchronizace. Je-li tedy se signálem vysílán navíc i


42

pseudonáhodný kód, který může být v přijímači generován, potom časová synchronizace může být odvozena s využitím autokorelačních vlastností PN kódu a použitím přizpůsobených filtrů. Na Obr. 2.29 jsou naznačeny časové průběhy signálů při autokorelaci PN kódu a ortogonálního kódu. Výsledný průběh autokorelace PN kódu nabývá maximální hodnoty (peak) v okamžiku, kdy sekvence začíná. Teoretické zdůvodnění časového průběhu na Obr. 2.29a je popsáno v kapitole 2.6.2. Po provedení autokorelace PN kódu v přijímači je tedy jednoznačně určen začátek PN sekvence a přijímač se může zasynchronizovat na přijímaný signál. Časový průběh autokorelace ortogonálního kódu C8, 4 z Walshova stromu je uveden na Obr. 2.29b. Během doby trvání kódové sekvence nabývá časový průběh celkem čtyřikrát maximální hodnoty a čtyřikrát minimální hodnoty. Tato maxima (resp. minima) nedefinují jednoznačně začátek sekvence, a proto tímto způsobem nemůže být přijímač na začátek sekvence synchronizován. 2.6.6

Přenos signálu v UTRAN FDD

V systému UMTS se při zpracování signálu provádějí dvě základní operace, a to kódování kanálů (Channelization) a skramblování (Scrambling). Kódování kanálů se používá za účelem rozlišení různých datových signálů (uživatelských kanálů), které jsou vysílány z jednoho zdroje. Přitom každý uživatelský kanál musí používat jiný rozprostírací kód. Používají se OVSF kódy z Walshova stromu. Při této operaci se změní bitová rychlost datového signálu na čipovou rychlost 3,84 Mchip/s používanou v systému UMTS. Počet čipů připadajících na jeden bit datového signálu je dán činitelem rozprostírání SF. Skramblování se využívá ke vzájemnému oddělení signálů vysílaných z různých zdrojů, například UEs v uplinku nebo Node Bs v downlinku. Pro tuto operaci se používají PN kódy. Poněvadž čipová rychlost PN kódů je stejná jako čipová rychlost OVSF kódů, nedochází při skramblování ke změně přenosové rychlosti signálu. Pro skramblování se používají dva druhy PN kódů, a to dlouhé skramblovací kódy (38 400 čipů) odvozené z Goldových kódů a krátké skramblovací kódy (256 čipů) odvozené z S(2) kódů. Dlouhé kódy se používají pouze v downlinku. V uplinku se používají dlouhé kódy pro Node Bs osazené přijímači RAKE, zatímco krátké kódy se používají pro Node Bs osazené přijímači s potlačením interferencí nebo přijímači s detekcí několika uživatelů. Přehledové blokové schéma zpracování signálů v systému UMTS je nakresleno na Obr. 2.30. Čipová rychlost signálu 3,84 Mchip/s v systému UMTS je konstantní a určuje výslednou šířku pásma rádiového kanálu. Obecně platí, čím vyšší je čipová rychlost, tím větší je šířka pásma rádiového kanálu. Například v systému IS-95 je čipová rychlost signálu 1,2288 Mchip/s, a proto je výsledná šířka rádiového kanálu 1,25 MHz. V systému UMTS je pro uvedenou čipovou rychlost výsledná šířka pásma rádiového kanálu 5 MHz. Poněvadž šířka pásma rádiového kanálu v systému UMTS je mnohem větší než šířka pásma rádiových kanálů jiných CDMA systémů, je systém UMTS velice často také označována jako systém WCDMA (Wide CDMA). Činitel rozprostírání SF se v UTRAN FDD mění v rozsahu od 4 do 512. Poněvadž čipová rychlost je konstantní, má SF přímý vliv na uživatelskou přenosovou rychlost signálu. Při větším SF je menší uživatelská přenosová rychlost signálu, avšak větší zisk rozprostírání snižuje citlivost přenosu k interferencím. Naopak při menším SF je uživatelská přenosová rychlost větší, ale citlivost přenosu k interferencím se zvyšuje z důvodu menšího zisku rozprostírání.


OVSF1 Datový signál 1

Bitová rychlost

VYSÍLAČ

Kódování kanálů (Channelization)

PN kód Čipová rychlost

OVSFn Datový signál n

Bitová rychlost

3,84 Mchip/s

Skramblování (Scrambling)

Čipová rychlost

Datový signál 1

PŘIJÍMAČ

Dekódování kanálů (Dechannelization)

PN kód Čipová rychlost

OVSFn Datový signál n

Bitová rychlost

VF modulátor

Kódování kanálů (Channelization)

OVSF1 Bitová rychlost

43

3,84 Mchip/s

Deskramblování (Descrambling)

Čipová rychlost

VF demodulátor

Dekódování kanálů (Dechannelization)

Obr. 2.30: Blokové schéma zpracování signálů v systému UMTS, [ 1 ], [ 7 ] Pro rozlišení signálů je v systému UMTS přidělen každému Node B a každému UE jedinečný skramblovací kód. Všechny signály jsou tedy ve stejném čase sdíleny stejným rádiovým kanálem, avšak jejich rozlišení je provedeno jedinečným skramblovacím kódem. Tímto se systém UMTS (obecně systémy CDMA) výrazně odlišuje například od systému GSM, který každému uživateli přidělí pro komunikaci určitý rádiový kanál a v něm krátký časový interval – timeslot. V každém okamžiku je tedy v jednom rádiovém kanálu signál pouze jednoho uživatele. U systému UMTS jsou v downlinku rozlišeny skramblovacími kódy jednotlivé Node Bs (buňky) a podobně v uplinku jsou těmito kódy rozlišeny jednotlivé UEs. Počet ortogonálních kódů používaných v systému UMTS je však omezen. Například libovolný Node B může realizovat pouze omezený počet spojení, a to v rozsahu od 4 (používá SF  4 ) do 512 (používá SF  512 ), tj. používá omezený počet ortogonálních kódů. Poněvadž ale každý zdroj (každý Node B nebo každý UE) má svůj vlastní skramblovací kód, může používat stejné ortogonální kódy z Walshova stromu, aniž by docházelo k vzájemnému rušení (vzniku interferencí). V Tab. 2.9 je přehledně uvedeno srovnání procesů kódování kanálů a skramblování. Konkrétní příklad spojení tří účastníků UE1, UE2 a UE3 s jedním Node B je naznačen na Obr. 2.31. Node B má svůj jedinečný skramblovací kód SCB, který vysílá v downlinku ke každému UE. Dostupné OVSF kódy z Walshova stromu jsou v downlinku sdíleny všemi účastníky v buňce a slouží k identifikaci uživatelů a jejich služeb. Proto jsou vysílány k UE 1 například dva datové signály kódované OVSF1 a OVSF2, dále k UE2 například tři datové signály kódované OVSF3, OVSF4 a OVSF5 apod. Všechny tyto OVSF kódy, které jsou následně kódovány jediným skramblovacím kódem SCB, jsou přesně synchronní a tudíž


44

vzájemně ortogonální. Poněvadž Node B používá dostupné OVSF kódy pro všechny účastníky v buňce, je přenos v downlinku limitován počtem kódů. Pro zvýšení kapacity spojení v downlinku může používat Node B další skramblovací kód (secondary scrambling code). Signály kódované tímto přídavným kódem však nejsou ortogonální s primárním skramblovacím kódem, a proto je tato možnost využívána pouze ve výjimečných případech. Tab. 2.9: Srovnání procesů kódování kanálů a skramblování, [ 1 ], [ 7 ] Kódování kanálů

Skramblování

Použité kódy:

OVSF kódy z Walshova stromu

Počet kódů:

Závisí na SF (od 4 do 512)

Rozprostírání signálu:

Ano – změna bitové rychlosti na čipovou rychlost 3,84 Mchip/s

Ne – skramblovací kód má stejnou čipovou rychlost jako rozprostírací kód

Uplink: Rozlišení fyzických kanálů jednoho UE

Uplink: Rozlišení UEs

Využití:

UE1

PN kódy (nejsou ortogonální!) Uplink: několik miliónů Downlink: 512

Downlink: Rozlišení spojení různých uživatelů v jedné buňce

2 dat o vé k anály : SC B + OV 2 dat SF ové k 1 + OVS anály F : SC 2 1 + OVS F + 1 OVS F 2

Node B

vé ato 2d

3

Downlink: Rozlišení Node Bs (buněk)

kan

C2 : S ály

á kan ové dat

ly:

SC B

F VS 1 +O

F VS 3 +O

F VS 2 +O

+

SF 4 OV

F VS 5 +O

2 dat ové k anály : SC 3 dat B + OVS ové k F + anály 6 OVS F : SC 7 3 + OVS F + 1 OVS F + 2 OVS F

UE2

UE3

3

Obr. 2.31: Příklad spojení v systému UMTS, [ 1 ] V uplinku vysílá každý UE k Node B svůj vlastní skramblovací kód, tedy UE1 vysílá SC1, UE2 vysílá SC2 a UE3 vysílá SC3. Přitom každý účastník může používat pro identifikaci požadovaných služeb jakýkoliv dostupný OVSF kód Walshova stromu. Z tohoto pohledu má tedy každý účastník stejnou kódovou kapacitu jako Node B. Poněvadž skramblovací kódy užívané v uplinku nejsou vzájemně ortogonální, v systému vznikají interference. Přenos v uplinku je tedy limitován celkovou úrovní interferencí.


45

2.7 Používané kanály Podobně jako v systému GSM i v systému UMTS jsou definovány různé typy kanálů pro přenos signálů mezi různými vrstvami podle modelu OSI. Fyzické kanály (Physical Channels) jsou používány pro vysílání datových signálů přes rádiové rozhraní (fyzickou vrstvu). Jsou přesně definovány pomocí parametrů rádiových kanálů, tedy kmitočtem nosné, šířkou pásma rádiového kanálu a použitým kódem. Transportní kanály (Transport Channels) jsou definovány na rozhraní mezi fyzickou vrstvou a vrstvou MAC (Medium Access Control). Používají se pro multiplexování signálů různých služeb a umožňují přenos s proměnnou bitovou rychlostí. V systému GSM nejsou definovány. Na rozhraní mezi vrstvami MAC a RLC (Radio Link Control), které jsou obě součástí spojové vrstvy, se používají logické kanály (Logical Channels). Existuje několik různých typů logických kanálů, které jsou definovány podle typu přenášených dat (základní rozdělení: uživatelská a řídicí data). Ve směru k vyšší vrstvě RRC (Radio Ressource Control) jsou definovány tzv. rádiové nosiče RB (Radio Bearers), které se dále dělí na signalizační rádiové nosiče SRB (Signalling Radio Bearers), určené pro přenos signalizačních zpráv, a uživatelské rádiové nosiče (User Plane Radio Bearers) pro přenos uživatelských signálů, [ 1 ], [ 2 ]. 2.7.1 Logické kanály Logické kanály, používané na rozhraní mezi vrstvami MAC a RLC, se obecně rozdělují na řídicí kanály (Control Channels) a provozní kanály (Traffic Channels). Řídicí kanály se využívají pro přenos signalizace, provozní kanály se používají pro přenos uživatelských dat. Přehledné znázornění rozdělení logických kanálů je nakresleno na Obr. 2.32. Jednotlivé kanály mohou být vytvořeny buď pouze pro uplink nebo pouze pro downlink, případně mohou být vytvářeny pro oba směry přenosu současně (Bidirectional Channels).

BCCH (downlink)

Řídicí kanály

PCCH (downlink) DCCH (Bi-directional)

Logické kanály

CCCH (Bi-directional)

Provozní kanály

CTCH (downlink) DTCH (downlink)

DTCH (uplink)

Obr. 2.32: Logické kanály systému UMTS Řídicí kanály: BCCH (Broadcast Control Channel) – je vysílán pouze v downlinku a přenáší specifické řídicí informace o buňce.


46

PCCH (Paging Control Channel) – je vysílán pouze v downlinku a obsahuje pagingové informace. DCCH (Dedicated Control Channel) – je používán v obou směrech pro přenos řídicích informací k UE. Je vytvářen v případech, když UEs provádějí RRC připojení k síti. CCCH (Common Control Channel) – používá se pro oba směry přenosu a přenáší řídicí informace mezi sítí a UE. Účastnická zařízení jej využívají v případě, kdy není vytvořen kanál DCCH. Provozní kanály: CTCH (Common Traffic Channel) – je kanál pro spojení point-to-multipoint, který je používán k přenosu specifických uživatelských informací pro všechny nebo pro vymezenou skupinu UEs. Využívá se pouze v downlinku. DTCH (Dedicated Traffic Channel) – je kanál pro spojení point-to-point, vyhrazený pro jeden UE. Přenáší uživatelské informace a může být sestaven jak v uplinku, tak v downlinku. Není však kanálem obousměrným (Bi-directional Channel) neboť může být sestaven pouze v jednom směru, [ 1 ], [ 2 ]. 2.7.2

Transportní kanály

Transportní kanály se používají na rozhraní mezi fyzickou vrstvou a vrstvou MAC. Na rozdíl od logických kanálů jsou všechny transportní kanály jednosměrné, tj. mohou být vytvořeny pouze pro uplink nebo pouze pro downlink. Nerozlišují mezi přenosem řídicích informací a uživatelských dat. Dělí se na vyhrazené transportní kanály (Dedicated Transport Channels) a společné transportní kanály (Common Transport Channels). Jejich základní rozdělení je přehledně znázorněno na Obr. 2.33. Vyhrazené transportní kanály

DCH (downlink) DCH (uplink)

BCH (downlink) Transportní kanály

RACH (uplink) Společné transportní kanály

FACH (downlink) PCH (downlink) CPCH (uplink) DSCH (downlink)

Obr. 2.33: Transportní kanály systému UMTS Vyhrazené transportní kanály: DCH (Dedicated Channel) – je vyhrazen pouze pro jeden UE. Provádí přenos jak řídicích informací, tak i uživatelských dat. Podporuje rychlé změny přenosové rychlosti signálu a je jediným transportním kanálem podporujícím měkký handover. Používá se jak v uplinku, tak i downlinku. Společné transportní kanály:


47

BCH (Broadcast Channel) – je užíván k vysílání systémových informací do celé buňky. Poněvadž parametry BCH jsou známé, mohou být informace dekódovány každým UE. Používá se pouze v downlinku. FACH (Forward Access Channel) – je vysílán pouze v downlinku a přenáší relativně malé množství dat. Parametry FACH jsou vysílány v systémových informacích. PCH (Paging Channel) – přenáší důležitá data pro paginovou proceduru. Je vysílán pouze v downlinku. Umožňuje účinně využívat klidový režim UE a tím prodlužovat životnost akumulátorů UE. DSCH (Downlink Shared Channel) – je společný pro několik uživatelů. Z mnoha hledisek je podobný FACH, avšak podporuje navíc i rychlé řízení výkonu UE. Proto může být používán po delší dobu než FACH. Dále také podporuje užívání proměnné bitové rychlosti. Je vždy přidružený ke kanálu DCH, který poskytuje informace o řízení výkonu UE. V kanálu DSCH jsou vysílány informace, kdy má UE kanál DSCH dekódovat a jaký rozprostírací kód má být použit. Z pohledu činnosti systému není jeho používání povinné. Je spíše doplňkovým kanálem, vysílaným pouze v downlinku, o jehož použití rozhoduje operátor. RACH (Random Access Channel) – přenáší řídicí informace z UE do sítě, například pro proceduru náhodného přístupu. Může však být použit i k přenosu malého objemu dat do sítě. Poněvadž tento kanál je používán všemi UEs v buňce, existuje na tomto kanálu velké riziko kolize. Parametry RACH jsou přenášeny v systémových informacích na kanálu BCH. Pro počáteční přístup používá RACH otevřenou smyčku řízení výkonu. Používá se pouze v uplinku. CPCH (uplink Common Packet Channel) – podobně jako RACH je užíván k přenosu dat do sítě. Na rozdíl od RACH používá speciální CPCH proceduru, která zamezuje kolizím na rádiovém rozhraní. Ve srovnání s RACH může mít dobu trvání až 640 ms (64 rámců). Je doplňkovým kanálem používaným pouze v uplinku, [ 1 ], [ 2 ]. 2.7.3 Mapování logických kanálů Logické kanály jsou vrstvou MAC mapovány do transportních kanálů, které se přivádějí na vstup fyzické vrstvy. Nejedná se však o přiřazování kanálů typu „jeden do jednoho“ (s výjimkou PCCH  PCH), nýbrž mapování závisí na stavu UE, množství dat, které má být přeneseno, požadované službě atd. Transportní kanál, do kterého má být mapován logický kanál, je stanoven SRNC. Příklady mapování logických kanálů pro downlink a uplink jsou naznačeny na Obr. 2.34. Logické kanály

Logické kanály BCCH

BCH

CCCH CTCH

PCCH

PCH

FACH

Transportní kanály a)

DCCH DTCH

DCH

DSCH

DCCH DTCH

CCCH

RACH

DCH

CPCH

Transportní kanály b)

Obr. 2.34: Příklady mapování logických kanálů do transportních kanálů: a) v downlinku, b) v uplinku, [ 1 ], [ 12 ]


48

Výběr typu transportního kanálu závisí na několika parametrech. K nejdůležitějším parametrům patří typ služby, zatížení společných kanálů, úroveň interferencí na rádiovém rozhraní a objem přenášených dat. Typ služby. Pro služby v reálném čase (například hovor, přenos videosekvencí atd.), kdy je požadováno velice malé zpoždění signálu, se používají vyhrazené kanály DCH. U služeb, které nevyžadují přenos v reálném čase (například e-mail, surfování po síti Internet atd.), nejsou tak přísné požadavky na zpoždění signálu, a proto se používají společné kanály CPCH. Zatížení společných kanálů. Společné kanály jsou sdíleny několika uživateli na principu časového dělení. To umožňuje šetřit omezený počet ortogonálních kódů v downlinku, neboť stejný kód je sdílen několika uživateli. Čím více je uživatelů, kteří sdílejí stejné prostředky, tím delší je doba, za kterou bude potřebný kanál přiřazen. Jestliže je společný prostředek přetížen a požadavky na zpoždění nemohou být prosazeny, je přiřazen vyhrazený kanál DCH. Úroveň interferencí na rádiovém rozhraní. Vyhrazené kanály DCH jsou kódově multiplexovány, tj. každému DCH je přiřazen specifický kód. Čím větší je počet uživatelů, kteří mají přidělený DCH, tím větší je počet signálů vysílaných současně. Z toho důvodu se zvyšuje i úroveň interferencí na rádiovém rozhraní (ovšem pouze v uplinku). Naproti tomu DCH podporují používání rychlého řízení výkonu a měkký handover, což zvyšuje jejich výkonnost. Objem přenášených dat. Poněvadž společné kanály se využívají několika uživateli na principu časového dělení, jsou sestavovány a uvolňovány velice často. Jejich sestavování a uvolňování trvá určitou dobu, po kterou jsou fyzické zdroje (například rozprostírací kód) blokovány pro spojení, které v daném okamžiku není aktivní. Proto je používání DCH efektivnější v případech, kdy jsou přenášeny větší objemy dat. Z předchozího textu vyplývá, že při výběru transportního kanálu hrají důležitou roli všechny výše uvedené parametry. Rozhodnutí o výběru příslušného transportního kanálu provádí SRNC tak, aby byla dosažena co nejvyšší přenosová rychlost signálu a co nejnižší úroveň interferencí na rádiovém rozhraní. Přitom kanály DCH jsou přidělovány na principu kódového multiplexu CDM a kanály CPCH na principu časového multiplexu TDM. Každý z těchto způsobů má své výhody a nevýhody, [ 1 ], [ 2 ]. 2.7.4

Přenos dat v transportních kanálech

Přenos dat v transportních kanálech se provádí pomocí transportních bloků, které jsou základní přenosovou jednotkou mezi vrstvami 1 (fyzická) a 2 (spojová). Přenos je jednosměrný, tj. může probíhat buď v jednom, nebo v opačném směru. Poněvadž ve fyzické vrstvě se datový signál přenáší v rádiových rámcích délky 10 ms, je ve vrstvě MAC generován každých 10 ms nový transportní blok (nebo několik bloků), který je přenášen do fyzické vrstvy. Z důvodů zajištění přenosu s proměnnou bitovou rychlostí je také možné přenášet několik transportních bloků (tzv. sada transportních bloků) ve stejném transportním kanále a ve stejném rámci délky 10 ms nebo násobků 10 ms. Přitom velikost každého transportního bloku v sadě transportních bloků je stejná. Velikost sady transportních bloků se vyjadřuje celkovým počtem bitů a lze ji stanovit jako součin počtu transportních bloků n v sadě a počtu bitů m transportního bloku. Doba přenosu TTI (Transmission Time Interval) jedné sady transportních bloků je definovaná jako doba mezi příchody dvou sad transportních bloků přenášených mezi vrstvami 1 a 2. Doba TTI může nabývat hodnot 10 ms, 20 ms, 40 ms nebo 80 ms. Příklady přenosů


49

transportních bloků v transportních kanálech DCH (používají se pro uplink i downlink) jsou nakresleny na Obr. 2.35. Transportní blok Transportní blok Transportní blok

DCH1

Transportní blok

TTI

TTI

Transportní blok

Transportní blok

Transportní blok

Transportní blok

TTI

TTI

Transportní blok Transportní blok Transportní blok

DCH2

Transportní blok

t

TTI

Velikost sady transportních bloků [bit]

Transportní blok

Transportní blok

TTI

TTI

TTI

t

Velikost transportního bloku [bit]

Transportní blok

DCH3

TTI

Transportní blok

Transportní blok TTI

TTI

t

Obr. 2.35: Příklady přenosu transportních bloků, [ 1 ], [ 12 ] Transportní formát TF (Transport Format) definuje množství dat v sadě transportních bloků a současně udává, jakým způsobem s nimi pracuje fyzická vrstva. Skládá se ze dvou částí: semistatické (Semi-static) a dynamické (Dynamic). V semistatické části se udává doba přenosu TTI, schéma ochrany proti chybám a velikost CRC. V této podobě používá semistatickou část pouze fyzický vrstva. Vrstva MAC používá pouze parametr TTI. Schéma ochrany proti chybám a velikost CRC jsou atributy používané fyzickou vrstvou pro kanálové kódování a dále pro řízení kvality služeb. Dynamická část transportního formátu obsahuje údaje o velikosti transportního bloku a velikosti sady transportních bloků. Vrstva MAC vysílá do fyzické vrstvy v každém TTI určitý počet transportních bloků dané velikosti. V závislosti na velikosti sady transportních bloků může být vysílán buď jeden, nebo několik transportních bloků. Velikost sady transportních bloků je vždy celočíselným násobkem velikosti transportního bloku. Nastavením těchto dvou parametrů je určena okamžitá přenosová rychlost signálu v transportním kanálu. Velikost transportního bloku = 320 bitů

Velikost sady transportních bloků = 640 bitů

320 bitů

320 bitů

320 bitů

320 bitů

320 bitů

320 bitů

TTI = 10 ms

TTI = 10 ms

TTI = 10 ms

Obr. 2.36: Příklad transportního formátu, [ 1 ], [ 12 ]

t


50

Příklad konkrétního transportního formátu je naznačen na Obr. 2.36. Transportní formát je v tomto případě definován: semistatická část 10 ms, (schéma ochrany proti chybám, velikost CRC), dynamická část 320 bitů, 640 bitů. V rámci konstantní semistatické části (konstantního TTI) může být používáno několik různých transportních formátů definovaných v tzv. sadě transportních formátů TFS (Transport Format Set). Transportní formát se může měnit každý TTI což umožňuje měnit okamžitou přenosovou rychlost signálu. Informace o změně TF se vysílá před transportním blokem nebo sadou transportních bloků ve formě indikátoru transportního bloku TFI (Transport Format Indicator). Příklad použití sady transportních formátů je naznačen na Obr. 2.37. Semistatická část má tvar 10 ms, (schéma ochrany proti chybám, velikost CRC), dynamická část 320 bitů, 320 bitů; 320 bitů, 640 bitů; 320 bitů, 960 bitů, tj. TF1; TF2; TF3, [ 1 ], [ 2 ]. Indikuje TF2

Indikuje TF1

Indikuje TF3

320 bitů TFI

320 bitů

320 bitů 320 bitů

TFI

TTI = 10 ms

320 bitů

TFI

TTI = 10 ms

320 bitů TTI = 10 ms

t

Obr. 2.37: Příklad použití sady transportních formátů, [ 1 ], [ 12 ] 2.7.5

Fyzické kanály

Fyzické kanály se používají k přenosu datových signálů přes rádiové rozhraní. Jsou definovány pomocí následujících parametrů: kmitočet nosné, skramblovací kód, kód pro rozlišení kanálů a doba trvání. Další parametry UTRA jsou šířka pásma rádiového kanálu (5 MHz) a rozteč duplexního páru pro FDD (190 MHz). Kmitočtová pásma systému UMTS jsou uvedena v Tab. 2.1. Fyzické kanály se rozdělují na vyhrazené fyzické kanály a společné fyzické kanály. Společné fyzické kanály (Common Physical Channels) jsou sdíleny všemi nebo skupinou UEs, zatímco vyhrazené fyzické kanály (Dedicated Physical Channels) jsou přiděleny pro jednotlivá rádiová spojení. Podle přenášené informace se fyzické kanály dále rozdělují na fyzické kanály přenášející transportní kanály (Obr. 2.38) a fyzické kanály potřebné pro řízení systému (Obr. 2.39).

Vyhrazené fyzické kanály Fyzické kanály

DPDCH (downlink) DPDCH (uplink)

P-CCPCH (downlink) Společné fyzické kanály

PRACH (uplink) S-CCPCH (downlink) PCPCH (uplink) PDSCH (downlink)

Obr. 2.38: Fyzické kanály pro přenos transportních kanálů


51

Společné fyzické kanály pro přenos transportních kanálů: PRACH (Physical Random Access Channel) – je fyzický kanál pro přenos RACH. Poněvadž je využíván při iniciování přístupu do sítě, musí zvládnout vliv různých vzdáleností Node B a UE. Používá speciální přístupovou proceduru pro nastavení počáteční výkonové úrovně signálu. Jeho trvání je buď 10 ms (jeden rámec) nebo 20 ms (dva rámce). PCPCH (Physical Common Packet Channel) – je používán pro přenos CPCH. Přiřazuje se pomocí časového multiplexu a je sdílen množstvím různých uživatelů. Podobně jako PRACH, používá i PCPCH speciální přístupovou proceduru pro nastavení počáteční výkonové úrovně signálu. Dále používá rychlé řízení výkonu a může mít dobu trvání až 640 ms (64 rámců). P-CCPCH (Primary Common Control Physical Channel) – je používán pro přenos BCH. Má konstantní datovou rychlost 30 kbit/s. S-CCPCH (Secondary Common Control Physical Channel) – přenáší FACH a PCH. Podporuje proměnné datové rychlosti. PDSCH (Physical Downlink Shared Channel) – je používán pro přenos DSCH. Přiřazuje se pomocí časového multiplexu a je vždy přidružený v downlinku k DPDCH, který informuje přijímače o řízení výkonu, o době přístupu a rozprostíracím kódu pro PDSCH. Vyhrazené fyzické kanály pro přenos transportních kanálů: DPDCH (Dedicated Physical Data Channel) – je vyhrazený kanál pro přenos datových signálů transportních kanálů. Využívá se v uplinku i downlinku. Vyhrazené fyzické kanály

DPCCH (downlink) DPCCH (uplink)

CSICH (downlink) CPICH (downlink) Fyzické kanály

SCH (downlink) Společné fyzické kanály

AICH (downlink) AP-AICH (downlink) CD/CA-ICH (downlink) PICH (downlink)

Obr. 2.39: Fyzické kanály potřebné pro řízení systému Na rozdíl od fyzických kanálů přenášejících transportní kanály, fyzické kanály potřebné pro řízení systému a fyzikálních procedur fyzické vrstvy se nepoužívají ve směru k vyšším vrstvám. Vyhrazené fyzické kanály potřebné pro řízení systému: DPCCH (Dedicated Physical Control Channel) – je vysílán současně s DPDCH. Přenáší informace fyzické vrstvy potřebné pro činnost systému a pro zvýšení výkonnosti rádiových prostředků (například příkazy o nastavení výkonu). Společné fyzické kanály potřebné pro řízení systému:


52

CPICH (Common PIlot Channel) – vysílá se v něm nepřetržitě definovaný vzorek znaků, který je v UE potřebný pro dekódování skramblovacího kódu buňky, dále pro odhad (měření) kanálu a pro měření signálu sousedních buněk. Kromě toho slouží CPICH jako fázová reference pro ostatní fyzické kanály. SCH (Synchronization Channel) – je vyžadován UE při hledání buňky a při počáteční synchronizaci v buňce. Skládá se ze dvou subkanálů – primárního a sekundárního. AICH (Acquisition Indicator Channel) – používá se pro přístupovou proceduru pomocí PRACH. CSICH, AP-AICH, CD/CA-ICH (CPCH Status Indicator Channel, Access Preamble – Acquisition Indicator Channel, Collision Detection / Channel Assignment – Indicator Channel ) – používají se pro přístupovou proceduru pomocí PCPCH. PICH (Page Indication Channel) – přenáší indikátory, které udávají přítomnost pagingové zprávy na PCH. Slouží k podpoře DRX (Discontinuous Reception), [ 1 ], [ 2 ].

2.8 Hlavní funkce fyzické vrstvy Způsob zpracování signálu vhodného pro přenos v rádiovém prostředí je v systému UMTS různý pro uplink a downlink. Přesto je možné hlavní funkce fyzické vrstvy obecně shrnout do následujících bodů: kanálové kódování (FEC), multiplexování transportních kanálů, mapování transportních kanálů do fyzických kanálů, rozprostírání signálu, modulace a řízení výkonu, [ 1 ]. 2.8.1

Kanálové kódování

Pro každý transportní blok, který přichází do fyzické vrstvy v transportním kanálu, je prováděn výpočet kontroly CRC. Výsledek (16 bitů) je přidán k bloku dat a slouží na přijímací straně k detekci chyb způsobených na přenosové cestě. Po připojení kontrol CRC jsou všechny bloky n jednoho intervalu TTI opět sériově seřazeny neboli zřetězeny. Jestliže celkový počet bitů po zřetězení je větší než maximální počet bitů kódového bloku pro kanálové kódování, je provedena segmentace kódového bloku. Zřetězené transportní bloky jsou proto segmentovány na kódové bloky stejné velikosti. Nyní se nad každým kódovým blokem provádí kanálové kódování, jehož kódovací schéma závisí na typu transportního kanálu, jak je naznačeno v Tab. 2.10. Tab. 2.10: Kanálové kódování různých transportních kanálů, [ 1 ] Transportní kanál BCH PCH RACH CPCH, DCH, DSCH, FACH

Kódovací schéma

Kódovací poměr

Konvoluční kódování

1/2

1/2, 1/3 Turbo kódování 1/3 Bez kanálového kódování

Po kanálovém kódování se datový tok doplní určitým počtem bitů tak, aby mohl být rozdělen na N datových segmentů stejné velikosti, kde N = TTI / 10 ms (využívá se pouze v UL). Následuje první prokládací proces (Interleaving), při kterém se používá blokové prokládání. Počet sloupců matice závisí na intervalu TTI a je násobkem periody rádiového


53

rámce (10 ms). Z uvedeného vyplývá, že první prokládání se provádí přes délku intervalu TTI pouze v případě, kdy TTI je větší než 10 ms. Po prvním prokládání jsou data segmentována do rádiových rámců (Radio Frame Segmentation). Celkový počet rámců je N a každý má délkou 10 ms. Poněvadž po kanálovém kódování byl datový tok doplněn vhodným počtem bitů, je zaručeno, že počet bitů v každém rámci bude stejný. Nyní následuje tzv. přizpůsobení bitové rychlosti (Rate Matching), které se provádí opakováním nebo vytečkováním (punctured) bitů transportních kanálů. Proces přizpůsobení bitové rychlosti zajišťuje, že celkové množství dat po multiplexování transportních kanálů bude stejné, jako požadované množství dat pro rádiový rámec. Konkrétní číselný příklad zpracování signálů při kanálovém kódování je znázorněn na Obr. 2.40, [ 1 ]. 576 bitů / 40 ms Transportní blok Transportní blok

Připojení CRC

n transportních bloků (n = 0, 1 nebo 2) Řetězení bloků

CRC 16 bitů

592 . n

Turbo kódování, R = 1/3

1776 . n

Připojení doplňkových bitů

1776 . n

Dop. bity 12 bitů

První prokládání Segmentace rádiových rámců

Přizpůsobení bitové rychlosti

1776 . n + 12

RF 1

RF 2

RF 3

RF 4

(1776 . n + 12) / 4

(1776 . n + 12) / 4

(1776 . n + 12) / 4

(1776 . n + 12) / 4

A1

A2

A3

A4

(1776 . n + 12) / 4 + X

(1776 . n + 12) / 4 + X

(1776 . n + 12) / 4 + X

(1776 . n + 12) / 4 + X

10 ms

Multiplexování transportních kanálů

Obr. 2.40: Příklad zpracování signálu při kanálovém kódování, [ 1 ], [ 12 ] 2.8.2 Multiplexování transportních kanálů Před mapováním transportních kanálů do fyzických kanálů se provádí jejich multiplexování, což umožňuje uživateli využívat několik transportních kanálů a tedy i několik služeb současně. Po procesu přizpůsobení bitové rychlosti jsou kódované transportní kanály multiplexovány do jednoho kódovaného kompozitního transportního kanálu CCTrCH (Coded Composite Transport Channel). Způsob multiplexování dvou kódovaných transportních kanálů ukazuje Obr. 2.41.


54 Kódovaný transportní kanál A 28,8 kbit/s

A1

A2

Multiplexování TrCH

A3

A1

Druhé prokládání

Kódovaný transportní kanál B 3,4 kbit/s

B1

1. rámec

A4

A2

B1

B2

2. rámec

A3

B2

B3

B3

A4

3. rámec

B4

B4

4. rámec

10 ms

Obr. 2.41: Příklad multiplexování dvou transportních kanálů, [ 1 ], [ 12 ] Poněvadž proces přizpůsobení bitové rychlosti zajišťuje, že bitová rychlost CCTrCH je identická, jako celková bitová rychlost fyzického kanálu, bitová sekvence může být přímo a přesně mapována do fyzického kanálu, [ 1 ]. 2.8.3

Mapování transportních kanálů do fyzických kanálů

Diagram mapování transportních kanálů (vybraných) do fyzických kanálů je zobrazen na Obr. 2.42. Z něj vyplývá, že kanály FACH a PCH mohou sdílet stejný fyzický kanál S-CCPCH. Je však možný i případ, kdy každý z těchto kanálů bude mít různý kanál S-CCPCH. Ostatní transportní kanály jsou mapovány způsobem „jeden do jednoho“. Transportní kanály DCH

RACH

CPCH

BCH

DPDCH

PRACH

PCPCH

P-CCPCH

FACH

PCH

S-CCPCH

DSCH

PDSCH

Fyzické kanály

Obr. 2.42: Mapování transportních kanálů do fyzických kanálů, [ 1 ], [ 12 ] Multiplexování kanálů FACH a PCH se provádí z důvodů úspory vyzářeného výkonu z Node B. Signály v obou kanálech musí být vysílány s vysokou výkonovou úrovní, aby byly dosažitelné i UEs na hranicích buňky. Proto je výhodnější tyto signály multiplexovat a vysílat v jednom fyzickém kanálu, než je vysílat ve dvou různých fyzických kanálech a tím zvyšovat vyzářený výkon i příkon Node B. Každý rádiový rámec fyzického kanálu má délku 10 ms a je rozdělen na 15 timeslotů. Délka jednoho timeslotu je cca 667 s (přesně 2/3 ms). Počet datových bitů v timeslotech se může měnit, avšak po rozprostření signálu bude v každém timeslotu 2560 čipů. To odpovídá již dříve uvedené čipové rychlosti systému UMTS, která je konstantní a má hodnotu 3,84 Mchip/s = 2560 čipů : (2/3) ms. Struktura rádiového rámce pro kanály DPDCH a DPCCH vysílané v uplinku je nakreslena na Obr. 2.43. Oba kanály jsou v uplinku vysílány současně na principu kódového multiplexu. Počet datových bitů mapovaných do kanálu DPDCH se může měnit v závislosti


55

na činiteli rozprostírání SF, který může nabývat hodnot v rozsahu od 4 do 256. Bitovou rychlost datového signálu je možné měnit každých 10 ms, tedy každý rádiový rámec. Používané bitové rychlosti jsou uvedeny v Tab. 2.11. Vzájemnou závislost bitové a čipové rychlosti je možné vyjádřit vztahem: Bitová rychlost 

Čipová rychlost 3,84 Mchip / s .  SF SF

Kanál DPCCH je v uplinku využíván pro řízení systému a pro indikaci bitové rychlosti signálu v kanálu DPDCH. Činitel rozprostírání SF je vždy 256, tj. v jednom timeslotu je 10 bitů, a tedy bitová rychlost signálu je 15 kbit/s = 10 bitů : (2/3) ms. Přenáší všechny informace, které jsou nezbytné pro fyzickou vrstvu:  Pilot – definovaný vzorek bitů, používaný Node B k měření podmínek v přenosovém kanálu a k výpočtu poměru SIR (Signal to Interference Ratio), tj. poměru výkonu užitečného signálu a výkonu interferenčních signálů, který je nutný pro zadávání příkazů o změně výkonu.  TFCI (Transport Format Combination Identifier) – informuje Node B o transportních formátech, které jsou aktivní v současně vysílaných DPDCH.  FBI (FeedBack Information) – bity přenášejí informace nezbytné pro procedury vyžadující zpětnou vazbu z UE do UTRAN.  TPC (Transmit Power Control) – pole bitů přenášejících příkazy o řízení výkonů (rychlé řízení výkonu v uzavřené smyčce). Tyto příkazy mají opakovací kmitočet 1500 Hz. 1 rádiový rámec délky 10 ms Timeslot 0

DPCCH

Pilot

Timeslot 1

Timeslot k

TFCI

FBI

Timeslot 14

TPC

10 bitů, 2560 čipů

Data

DPDCH

Proměnný počet bitů, 2560 čipů

Obr. 2.43: Struktura rádiového rámce kanálů DPCCH a DPDCH v uplinku Tab. 2.11: Bitové rychlosti datového signálu v kanálu DPDCH v uplinku, [ 1 ] Bitová rychlost [kbit/s] 15 30 60 120 240 480 960

Činitel rozprostírání 256 128 64 32 16 8 4

Počet bitů v rámci 10 ms 150 300 600 1200 2400 4800 9600

Počet bitů v timeslotu 667 s 10 20 40 80 160 320 640


56

Poněkud jiná je struktura rádiového rámce pro kanály DPDCH a DPCCH vysílané v downlinku, která je nakreslena na Obr. 2.44. Oba kanály jsou v downlinku vysílány na principu časového multiplexu. Kanál DPDCH přenáší, podobně jako v uplinku, kanál DCH. Počet datových bitů je opět proměnný a závisí na SF, který může nabývat hodnot nyní v rozsahu od 4 až do 512. Bitová rychlost je proměnná a opět se může každý rádiový rámec měnit. Poněvadž jsou však oba kanály časově multiplexovány, závisí bitová rychlost signálu DPDCH také na bitové rychlosti signálu DPCCH. Se zvyšováním bitové rychlosti v DPCCH bude klesat bitová rychlost v DPDCH. Používané bitové rychlosti jsou uvedeny v Tab. 2.12. Nižší bitové rychlosti datových signálů lze realizovat opakováním datových bitů nebo použitím funkce DTX. Kanál DPCCH má stejné vlastnosti jako v uplinku, pouze pole FBI není přenášeno. 1 rádiový rámec délky 10 ms Timeslot 0

Timeslot 1

Data 1

TPC

DPDCH

Timeslot 14

Timeslot k

TFCI

DPCCH

Data 2

Pilot

DPDCH

DPCCH

2560 čipů

Obr. 2.44: Struktura rádiového rámce kanálů DPCCH a DPDCH v downlinku Tab. 2.12: Bitové rychlosti datového signálu v kanálu DPDCH v downlinku Celková bitová rychlost [kbit/s] 15 30 60 120 240 480 960 1920

Činitel rozprostírání

Celkový počet bitů v timeslotu 667 s

512 256 128 64 32 16 8 4

10 20 40 80 160 320 640 1280

Počet datových bitů v timeslotu 2–4 8 – 16 28 – 34 60 140 288 608 1248

Bitová rychlost datového signálu [kbit/s] 3–6 12 – 24 42 – 51 90 210 432 912 1872

Vliv funkce DTX na přenos signálů v uplinku (kódový multiplex) a downlinku (časový multiplex) je naznačen na Obr. 2.45. Její použití je možné pouze v kanále DPDCH v případě, kdy nejsou připravena žádná data pro vysílání. V kanále DPCCH ji nelze využít, neboť jsou v něm přenášeny důležité informace o řízení výkonu, [ 1 ].

a)

DPDCH

Interval DTX DPCCH

DPDCH

DPDCH

DPDCH

DPCCH

DTX

DPCCH

DTX

DPCCH

DTX

DPCCH

DPDCH

DPCCH

DPDCH

DPCCH

b)

DPCCH

t

t

Obr. 2.45: Příklad použití funkce DTX: a) v uplinku, b) v downlinku, [ 1 ], [ 12 ]


57

2.8.4 Rozprostírání signálu a modulace Podrobné schéma rozprostírání signálu v uplinku je nakresleno na Obr. 2.46. Kanál DPDCH je mapován do větve I a rozprostírán ortogonálním kódem OVSF 1. Podobně kanál DPCCH je mapován do větve Q a také rozprostírán ortogonálním kódem avšak jiným, například OVSF2. Nastavení různých výkonových úrovní obou signálů se provádí v závislosti na velikostech koeficientů zisku A1 a A2. Tato úprava signálu je nutná z důvodu používání různých činitelů rozprostírání SF (zisků rozprostírání) v obou kanálech. Data jsou z UE vysílána v uplinku v kanálu DPDCH s nízkým SF pro dosažení vysoké bitové rychlosti datového signálu. Zisk rozprostírání je tedy mnohem menší než v kanálu DPCCH, který používá vždy SF = 256. Kdyby byly signály obou kanálů vysílány s relativně stejnou výkonovou úrovní, kvalita signálu v kanálu DPCCH by byla mnohem lepší než v kanálu DPDCH. Relativní snížení výkonu signálu v kanálu DPCCH má navíc za následek snížení interferencí na rádiovém rozhraní a snížení spotřeby energie UE. Po rozprostření signálu je sekvence I + jQ násobena komplexním skramblovacím kódem. Tento proces je označován termínem komplexní skramblování. Jeho předností je omezení průchodů nulou v rovině IQ a tím snížení poměru maximální a střední úrovně signálu. OVSF1 DPDCH

Kódování kanálů

A1 Nastavení úrovně

I

Komplexní skramblovací kód

I + jQ OVSF2 DPCCH

Kódování kanálů

A2

Komplexní skramblování

K modulátoru

j

Nastavení úrovně

Q

Obr. 2.46: Rozprostírání signálu v uplinku, [ 1 ] Pro downlink je podrobné schéma rozprostírání nakresleno na Obr. 2.47. Kanály DPDCH a DPCCH jsou časově multiplexovány a tedy střídavě přiváděny na vstup převodníku sériových dat na paralelní. Jeden výstupní bit převodníku je mapován do větve I, další do větve Q. Signály v obou větvích jsou rozprostírány stejným ortogonálním kódem OVSF a potom jsou skramblovány pseudonáhodným skramblovacím kódem.

Časově multiplexované kanály DPDCH a DPCCH

Kódování kanálů Převod sériových dat na paralelní

I

Skramblovací kód

I + jQ

K modulátoru Skramblování

OVSF

j Kódování kanálů

Q

Obr. 2.47: Rozprostírání signálu v downlinku, [ 1 ] V systému UMTS se používá v downlinku modulace QPSK, zatímco v uplinku se používá modulace OCQPSK (Orthogonal Complex QPSK), někdy též označovaná názvem


58

hybridní PSK (HPSK) nebo také dvoukanálová QPSK. Rozdíly mezi těmito modulacemi vyplývají z Obr. 2.48. U modulace QPSK, každý fázový stav nosné reprezentuje dva čipy. V downlinku, kde jsou signály časově multiplexovány do jednoho kanálu, vyjadřuje fázový stav nosné dva vstupní po sobě následující čipy (Obr. 2.48a). Uvedený způsob zpracování signálu se také nazývá časový multiplex QPSK (Time Multiplex QPSK). V uplinku jsou signály kódově multiplexovány a fázový stav nosné také vyjadřuje dva čipy, avšak nyní je tato dvojice čipů tvořena vždy jedním čipem z kanálu DPDCH a jedním čipem z kanálu DPCCH (Obr. 2.48b). Tento způsob zpracování signálu se označuje jako I/Q kódový multiplex QPSK (I/Q Code Multiplexed QPSK). Ze srovnání uvedených modulačních postupů vyplývá, že bitová rychlost signálu DPDCH, které může být dosaženo s využitím I/Q kódového multiplexu QPSK (uplink), je pouze polovinou bitové rychlosti, kterou může dosáhnout časový multiplex QPSK (downlink). Při stejném SF je tedy bitová rychlost datového signálu v downlinku téměř (vliv DPCCH) dvojnásobná ve srovnání s uplinkem. Q

Q

-1, 1

1, 1 1, 1

-1, 1 DPCCH 0

0

I

DPDCH

1, -1

-1, -1 -1, -1

I

1, -1

a)

b)

Obr. 2.48: Modulace signálu: a) v downlinku, b) v uplinku, [ 1 ] 2.8.5

Řízení výkonu

V reálném (ne plně ortogonálním) systému CDMA je nutné používat řízení výkonů koncových stupňů vysílačů UEs a Node Bs. Toto výkonové řízení zajišťuje, že je vysílán signál pouze s minimálním požadovaným výkonem. Důvody používání řízení výkonu jsou následující:    

minimalizace interferencí na rádiovém rozhraní, omezení Near-Far efektu, udržování kvality spojení, zvýšení životnosti akumulátorů UE.

Poněvadž signály z různých zdrojů (Node Bs nebo UEs) nejsou v reálném rádiovém prostředí plně ortogonální, v systému CDMA vždy vznikají interference. Je-li úroveň interferencí příliš veliká, komunikaci nelze uskutečnit. Rychlým a přesným řízením výkonu lze interference snížit na minimum. Jeden UE vysílající s příliš velkým výkonem může blokovat komunikaci v celé buňce, protože Node B nemůže přijímat signály od ostatních uživatelů (Near-Far Effect). Také kapacita systému je přímo závislá na velikosti interferencí v systému. Čím více jsou interference redukovány, tím vyšší může být kapacita systému. Poněvadž při výkonovém řízení vysílají všechny UEs s minimálním výkonem, doba životnosti akumulátorů UEs se výrazně prodlužuje.


59

Otevřená smyčka Řízení výkonu Uzavřená smyčka

Vnitřní smyčka Vnější smyčka

Obr. 2.49: Řízení výkonu v systému UMTS V systému UMTS se k řízení výkonu používá různých mechanismů, které jsou přehledně znázorněny na Obr. 2.49. Při řízení výkonu v otevřené smyčce je výstupní výkon (Tx Power) UE závislý na přijímaném výkonu (Rx Power) z Node B. Node B vysílá prostřednictvím systémových informací parametry, které potřebuje UE pro výpočet postačujícího výstupního výkonu. Výpočet probíhá podle vztahu: UL Tx Power = Node B Tx Power + UL Interference + Constant Value – Rx Power , kde všechny parametry na pravé straně rovnice kromě Rx Power (měří UE) jsou vysílány k UE v downlinku z Node B. Čím nižší je přijímaný výkon, tím vyšší je vysílaný výkon UE. Potíže nastávají v případech, kdy úroveň interferencí je kmitočtově závislá. Jestliže je například vyšší úroveň interferencí pouze na kmitočtu pro downlink, potom výstupní výkon UE je vyšší než je nezbytné pro úroveň interferencí v uplinku. Poněvadž signály v downlinku a uplinku mají při FDD rozteč 190 MHz, dává tato metoda přijatelné výsledky pouze v průměru. Její výhodou naopak je, že nevyžaduje zpětnovazební kanál. Je proto používána v případech, kdy žádný zpětnovazební kanál není dostupný, tj. například při počátečním přístupu do sítě. Vnější smyčka

Vnitřní smyčka

TPC Výsledek měření kvality kanálu SRNC

Node B

Výsledek měření kvality kanálu

SIRTarget

UE

Obr. 2.50: Řízení výkonu v uzavřené smyčce, [ 1 ] Řízení výkonu v uzavřené smyčce je založeno na měřeních prováděných Node B a UE. Je rozděleno na řízení výkonu ve vnější smyčce a řízení výkonu ve vnitřní smyčce (Obr. 2.50). Ve vnitřní smyčce měří Node B parametr SIRMeas (Signal to Interference Ratio) na rádiovém rozhraní. Požadovaná hodnota SIRTarget je stanovena řízením výkonu ve vnější smyčce. Node B vysílá k UE příkazy pro řízení výkonu TPC (Transmit Power Control), podle kterých UE zvyšuje nebo snižuje vysílaný výkon tak, aby bylo dosaženo SIRMeas = SIRTarget. Řízení výkonu ve vnitřní smyčce je také označováno jako rychlé řízení, protože výkon signálu vysílaného z UE se může měnit každých 0,667 ms (1500 Hz).

60


Řízení výkonu ve vnější smyčce je soustředěno do SNRC a UE. Výsledek měření kvality kanálu v UE je zasílán do SRNC, kde se srovnává s původním požadavkem. Na základě výsledku srovnání se vytváří nová hodnota parametru SIRTarget, která je zasílána do Node B, kde je soustředěno řízení výkonu ve vnitřní smyčce. Řízení výkonu ve vnější smyčce se provádí obvykle 10 až 100 krát za sekundu (10 – 100 Hz), [ 1 ], [ 2 ], [ 4 ].


61

3 Vývoj systému UMTS 3.1 Úvod V rámci partnerského projektu 3GPP (The 3rd Generation Partnership Project) byly prováděny další postupné úpravy a vylepšení systému UMTS. Tyto popisy nových úprav systému UMTS jsou vydávány přibližně každý rok v tzv. 3GPP Releases. Dosavadní vývoj systému UMTS (3G) k systému LTE Advanced (4G) je přehledně znázorněn na Obr. 3.1.

Release 11

2012

4G ……………………. Release 10

2011

LTE Advanced

2010 Release 9 3,9G

2009

..……….…. Release 8

2008

LTE

2007 HSUPA+

mů

2006 2005

3,75G .… Release 6

2004

Vý vo

HSUPA

2003 3,5G .. Release 5 Release 4 3G

……...…

2002

sté

……… Release 7

j sy

3,9G

HSDPA, IMS

2001 2000

UMTS

Obr. 3.1: Jednotlivé etapy vývoje systému UMTS k systému LTE Advanced Z pohledu uživatele je prioritním technickým požadavkem na používaný mobilní systém jeho přenosová rychlost, kterou lze vyjádřit vztahem: přenosová rychlost [bit/s] = šířka kmitočtového pásma [Hz] x spektrální účinnost [bit/s/Hz]. Je proto velice rozumné, že na vývoji nových mobilních systémů již spolupracují jak výrobci konkrétní technologie, tak i standardizační organizace. O přidělení šířky kmitočtového pásma danému systému totiž rozhoduje regulátor (ITU-R, ČTÚ), který přiděluje licence na využívání určitého kmitočtového pásma. Spektrální účinnost systému je dána použitou technologií konkrétního výrobce systému a specifikacemi daného standardu.

3.2 Release 4 Vylepšení systému UMTS obsažené v Release 4 zahrnuje přípravu na plně paketovou síť s protokolem IP (MIP), kdy služby s přepínáním okruhů jsou zachovány, avšak jejich signály jsou přenášeny pomocí paketů. Změny nejsou rozsáhlé, avšak je nutná změna prvků jádra sítě, kde původní mobilní ústředna MSC se rozdělí na dvě části. Část MGW (Media


62

GateWay) zajišťuje vlastní přenos dat a MSC server zajišťuje řízení provozu. Tím je dosaženo efektivnější směrování datových toků. Pro přenos FDD je zavedena možnost použití převaděčů (repeater) - repeaterů. Signál přijatý repeaterem je převeden do mezifrekvenční oblasti (down-convertor), následně je filtrován a zesílen, poté převeden zpět do vysokofrekvenční oblasti (up-convertor) na požadovanou nosnou, zesílen a anténou vyzářen do rádiového prostředí. Repeater lze využívat v downlinku i uplinku. Poněvadž signál není v repeateru převeden do základního pásma, nelze jej využít pro přenos TDD, kdy je nutné rozlišit timesloty pro downlink a uplink. Využití repeaterů je výhodné především v oblastech s nízkou hustotou uživatelů a v oblastech se specifickým šířením signálu (tunely, metra, budovy apod.). Pro přenos TDD je zavedena možnost volby další čipové rychlosti. Kromě již používané rychlosti 3,84 Mchip/s, je možné využít i rychlosti 1,28 Mchip/s, tedy využít k přenosu užší kmitočtové pásmo. Přenos se označuje LCR TDD (Low Chip Rate TDD) nebo Narrow-band TDD, [ 6 ], [ 7 ].

3.3 Release 5, HSDPA V systému HSDPA (High Speed Downlink Packet Access) je již používán pouze paketový přenos. Obsahuje blok s označením IMS (IP Multimedia Subsystem), přes který procházejí nejen signály datové, hlasové a multimediální, ale i signalizační. Pro přenos hlasu používá systém protokol SIP (Session Initial Protocol), pro přenos dat protokoly IPv4, resp. IPv6. Implementaci lze jednoduše realizovat softwarovou úpravou. Tab. 3.1: Třídy HSDPA

Technologie HSDPA, která je nadstavbou UMTS FDD, umožňuje výrazné zvýšení přenosové rychlosti v downlinku až na 14,4 Mbit/s v jedné buňce (reálně dosahuje uživatel cca 1,8 Mbit/s). V rámci Release 5 jsou stanoveny celkem čtyři verze HSDPA, které se liší maximální přenosovou rychlostí: 1,8 Mbit/s, 3,6 Mbit/s, 7,2 Mbit/s a 14,4 Mbit/s, (Tab. 3.1). Vyšší rychlosti je dosaženo především využitím vícestavové modulace (QPSK, 16QAM), přidáním dalších kanálů, rychlým přidělováním rádiových prostředků atd. Pro modulaci


63

QPSK je požadovaný odstup signál-šum přibližně 13 dB, zatímco pro modulaci 16QAM je třeba odstup signál-šum přibližně 21 dB, tedy je nutné „kvalitnější“ rádiové prostředí. Systém používá konstantní SF = 16, přičemž pro změnu přenosové rychlosti využívá AMC (Adaptive Modulation Coding), které se může měnit cca 500x za sekundu. Kódový poměr KP vyjadřuje stupeň zabezpečení signálu. Při KP = 1/4 je 1 vstupní bit po kódování vyjádřen 4 výstupními bity, při KP = 4/4 jsou 4 vstupní bity vyjádřeny 4 výstupními bity, takže k zakódování (zabezpečení) signálu nedochází. Nejvyšší přenosové rychlosti, v případě velmi dobrých přenosových podmínek, lze dosáhnout použitím modulace 16QAM a kódového poměru KP = 4/4. Ke zrychlení přenosu a snížení latence se dále používá HARQ (Hybrid Automatic Retransmission Query), tedy kombinace automatické žádosti o opakování ARQ a zabezpečení dat FEC, [ 6 ], [ 7 ].

3.4 Release 6, HSUPA Technologie HSUPA (High Speed Uplink Packet Access), která je nadstavbou UMTS TDD, umožňuje zvýšení přenosové rychlosti v uplinku až na 5,76 Mbit/s pro jednu buňku (reálně dosahuje uživatel 1,4 Mbit/s). Nově také umožňuje spolupráci 3GPP systémů se sítěmi WLAN (způsoby řešení - scenario 1 až 6), Tab. 3.2. Implementace technologie HSUPA je opět pouze softwarovou záležitostí. Využívají se obdobné úpravy jako u HSDPA, tj. přidání dalších přenosových kanálů, rychlé přidělování rádiových prostředků atd. Tab. 3.2: Třídy HSUPA

Hlavním rozdílem oproti HSDPA je zavedení dvoustavové modulace BPSK, která je velice odolná vůči šumu a zkreslení. Její nevýhodou je nižší přenosová rychlost signálu. Změna přenosové rychlosti se provádí změnou SF. Další výraznou změnou je přesunutí některých funkcí z RNC na Node B, čímž se snížily nároky na RNC. Přidělování rádiových prostředků se stalo efektivnější, protože je zajišťuje Node B. V případě chybně přijatých dat se při opakování přenosu data vysílají z paměti Node B. Tím se výrazně zkrátila přenosová cesta a tedy i doba přenosu. Pro odstranění chyb při přenosu se využívá hybridní metoda automatické žádosti o opakování HARQ ve spojení se Soft Combining.


64

Využívá se měkký handover, kdy je UE připojen k několika Node Bs. Při pohybu UE v síti se některá spojení ruší a nová opět navazují. Pro příjem dat postačí, když alespoň jeden Node B data přijme a potvrdí jejich správnost ACK. UE může tak posílat následující paket bez ohledu na další Node B, [ 6 ], [ 7 ].

3.5 Release 7, HSPA+ Technologie HSPA+ (High Speed Packet Access +) využívá všech vylepšení, která byla do systému UMTS implementována. Obě používané technologie HSDPA a HSUPA, pro zlepšení přenosu signálu v downlinku a uplinku, jsou na sobě zcela nezávislé a v praxi mohou být do systému implementovány odděleně. Technologie HSPA+ využívá HSDPA a HSUPA současně a navíc umožňuje využití účinnější modulace a techniky MIMO 2x2 (Multiple Input Multiple Output). Umožňuje použít i vyšší čipovou rychlost 7,68 Mchip/s. V downlinku (HSDPA) je použita modulace 64QAM, kdy jeden stav nosné reprezentuje 6 bitů. Ve srovnání s původně používanou modulací 16QAM, kdy jeden stav nosné reprezentuje 4 bity, tak dochází ke zvýšení přenosové rychlosti datového signálu o 50%. Modulace 64QAM však vyžaduje, pro přenos signálu s definovanou chybovostí BER (Bit Error Rate), přenosové prostředí s poměrem C/I alespoň 27 dB. Proto není tato modulace používána v celé buňce, ale pouze v blízkosti Node B, kdy je možné dosáhnout přenosové rychlosti až 21,6 Mbit/s. V uplinku (HSUPA) je možné používat i modulaci 16QAM, což umožňuje zvýšit přenosovou rychlost až na 11,5 Mbit/s. Technika MIMO obecně využívá několik vysílacích a několik přijímacích antén, mezi kterými dochází k přenosu signálu různými nezávislými cestami. Počet přijímacích antén n R by měl být nejméně roven počtu vysílacích antén nT , v praxi však obvykle platí nR  nT  n . Každá anténa plní funkci vysílací i přijímací. Znázornění přenosových cest v obecném systému MIMO n x n pro jeden směr přenosu je uvedeno na Obr. 3.2. Přenos z i-té vysílací antény do j-té přijímací antény je vyjádřen koeficientem hij . Přenosový systém MIMO je potom popsán maticí kanálu H. Vysílací antény

h11

1

h21

2

h12

Přijímací antény 1

h22 h1n

2

h2n hn1

n

hnn

 h11 h12 ... ... h1n  h h ... ... ...   21 22  H      hn1 hn 2 ... ... hnn 

n

Obr. 3.2: Přenosové cesty signálu v systému MIMO n x n, matice přenosu H Z každé vysílací antény je vysílán jedinečný datový signál, a to ve společném rádiovém kanálu, tj. na stejné nosné. V ideálním případě by jednotlivé vysílané signály měly mít


65

nulovou vzájemnou korelaci. Pro rozlišení těchto signálů na přijímací straně jsou signály pro každou vysílací anténu před modulací kódovány vhodnými ortogonálními kódy. Signály se do přijímacích antén mohou šířit po přímých drahách nebo i odrazem od různých překážek. Do každé přijímací antény tak může přijít směs signálů ze všech vysílacích antén. V přijímači jsou signály nejdříve selektivně odděleny, následně demodulovány, dekódovány a potom se jejich vhodnou kombinací vytvoří výstupní signál. Technika MIMO tak umožňuje umělým vytvořením většího počtu přenosových cest v jediném rádiovém kanálu dosáhnout výrazné navýšení přenosové kapacity ve srovnání s klasickými systémy SISO. Navíc není třeba ani zvyšovat výkon vysílačů. Proto se kromě spektrální účinnost výrazně zvyšuje i účinnost energetická. Pomocí tohoto tzv. prostorového multiplexování signálů je tedy možné přenést různé datové toky současně, přičemž tyto datové toky mohou patřit jednomu uživateli (single user MIMO, SU-MIMO) nebo různým uživatelům (multi user MIMO, MU-MIMO). Prostorové multiplexování lze využít pouze v případě, kdy to rádiový kanál umožní. Technologie HSPA+ podporuje techniku MIMO, a to pouze v downlinku (HSPDA) a jen s modulací QPSK nebo 16QAM. Použitím MIMO 2x2 se přenosová rychlost v downlinku zvýší až na 28 Mbit/s. Další novinkou je zavedení tzv. „ploché“ architektury sítě, Obr. 3.3. Přes blok SGSN procházejí pouze řídicí signály, zatímco uživatelská data procházejí z RNC přímo do GGSN. Pro snížení latence lze však některé funkce RNC přesunout do Node B a uživatelská data jsou potom přenášena z Node B přímo do GGSN, čímž se ještě více zkrátí doba jejich přenosu.

UE

Node B

RNC

SGSN

GGSN

Release 6

UE

Node B

RNC

SGSN

GGSN

Release 7

UE

Node B

SGSN

GGSN

Release 7

Řídicí signály

Uživatelská data

Obr. 3.3: Plochá architektura sítě Třídy HSPA+ jsou rozděleny na downlink a uplink, podle použité technologie (HSPDA, HSUPA). V downlinku se používá 18 tříd (Tab. 3.3), z nichž každá definuje určitou strukturu parametrů systému. Nejvyšší přenosová rychlost 28 Mbit/s je dosažena s použití techniky MIMO 2x2. S modulací 64QAM (bez techniky MIMO) lze dosáhnout přenosové rychlosti 21,1 Mbit/s. Kombinace modulace 64QAM a techniky MIMO není v Release 7 definována. V uplinku je přidána pouze třída 7, která podporuje modulaci 16QAM (Tab. 3.4). Tím se zvýší přenosová rychlost na 11,5 Mbit/s. Ostatní třídy odpovídají technologii HSUPA s maximální přenosovou rychlostí 5,76 Mbit/s.


66

Tab. 3.3:

Třídy HSPA+ pro downlink

Tab. 3.4: Třídy HSPA+ pro uplink


67

První síť HSPA+ byla spuštěna 23.02.2009 v Austrálii (downlink 21,6 Mbit/s, uplink 5,76 Mbit/s). V Evropě byla spuštěna síť HSPA+ se stejnými parametry o měsíc později v Rakousku (Mobilkom Austria). První síť HSPA+ využívající techniku MIMO byla spuštěna 17.07.2009 švýcarským operátorem Swisscom (downlink 28,8 Mbit/s). V České republice byla síť HSPA+ spuštěna 01.03.2011 operátorem T-Mobile CZ. Měsíc před spuštěním této sítě prováděli pracovníci Ústavu radioelektroniky FEKT VUT v Brně její test v celé České republice. Ukázka průběhu stahování souboru 700 MB je uvedena na Obr. 3.4, [ 6 ], [ 7 ], [ 9 ], [ 10 ].

Obr. 3.4: Průběh stahování souboru 700 MB v Brně, 07.02.2011

Tab. 3.5: Přehled jednotlivých Releases


68

4 Systém LTE Systém LTE (The Long Term Evolution of UMTS) je jedním z posledních kroků ve vývoji mobilního systému UMTS. Jeho specifikace byly vydány pod označením Release 8 v roce 2008. Systém je ryze paketový (nepoužívá již komutovaný přenos), založený na protokolu IP, přesněji na protokolu MIP (Mobile IP). Výhodou je malá odezva na rádiovém rozhraní (< 10 ms), spektrální účinnost (3-4x vyšší než HSPA) a především vyšší přenosová rychlost signálu, dosahující hodnot až stovky Mbit/s, [ 5 ], [ 6 ].

4.1 Architektura systému Struktura celé sítě se skládá ze dvou základních částí, tzv. páteřní sítě EPC (Evolved Packet Core) a přístupové sítě E-UTRAN (Evolved Universal Terrestrial Radio Access Network), Obr. 4.1. Ve struktuře systému dochází k výrazné změně, a to směrem k vyšší inteligenci základnové stanice, která je označována eNode B (evolved Node B).

Uu

Uu

UE

Uu

UE

UE

E-UTRAN

eNode B

S1-MME

S1-U

X2

eNode B

S1-MME

X2

eNode B

S1-U

S1-U

S1-MME

EPC MME

S-GW

HSS

P-GW

PCRF

SAE-GW

Externí paketové sítě

Internet

Obr. 4.1: Architektura sítě LTE 4.1.1

Přístupová síť E-UTRAN

Rádiová přístupová síť E-UTRAN zajišťuje propojení mezi paketovou sítí EPC a jednotlivými UEs. Obsahuje základnové stanice eNode B, které zajišťují komunikaci s UEs přes rádiové rozhraní označené Uu. Propojení eNode B s EPC může být provedeno


69

metalickými nebo optickými kabely, případně mikrovlnnými spoji. Každý eNode B plní funkci základnové stanice i řídicí jednotky rádiové sítě. Zajišťuje rádiové zdroje, pokrytí dané oblasti rádiovým signálem a přiděluje rádiové prostředky podle požadavků kvality služeb QoS. Provádí měření úrovně signálu i interferencí a na základě těchto údajů a obdobných údajů z UE rozhoduje o provedení handoveru. Každý eNode B může obsluhovat několik UEs, přičemž jeden UE může být obsluhován pouze jedním eNode B. Terminál UE je tedy vždy propojen s jedním blokem MME (Mobility Management Entity) a servisní bránou S-GW (Serving Gateway), [ 12 ], [ 13 ]. 4.1.2 Páteřní síť EPC Páteřní síť EPC je jednodušší než u UMTS, protože neobsahuje bloky pro komutovaný přenos. Obsahuje však nové bloky MME, S-GW, HSS (Home Subscriber Server), P-GW (Packet Gateway) a PCRF (Policy and Charging Rules Function). Blok MME je hlavním řídicím prvkem sítě LTE. Může obsluhovat několik eNode Bs, avšak uživatelská data přes něj neprocházejí. Kontroluje přístup do sítě a provádí ověření totožnosti, při kterém srovnává odezvu od UE s odezvou z HSS (Home Subscriber Server). Dále zajišťuje ochranu komunikace proti odposlechu výpočtem šifrovacího klíče a následným šifrováním, případně dešifrováním signálu. Každé UE přiděluje dočasnou identifikaci označovanou GUTI (Globally Unique Temporary Identity), která nahrazuje číslo TMSI. Sleduje pohyb všech účastníků v dané oblasti a po přihlášení UE do sítě, zašle jeho identifikaci do HSS. Dále MME uchovává tzv. uživatelský profil získaný z databáze HSS, a to po celou dobu obsluhování UE. Pokud UE je přepojen pod jiný blok MME, kopie uživatelského profilu je zaslána novému bloku MME a následně smazána. V databázi profilů HSS jsou uloženy informace o všech účastnících v síti, včetně služeb, ke kterým mají přístup (PDN, roaming apod.). Databáze HSS je spojena se všemi MME v síti. Její součástí je i centrum autentičnosti, které obsahuje ověřovací klíče pro ověření totožnosti účastníků, šifrovací klíče a klíče integrity. Každý blok MME dostává od HSS kopie uživatelských profilů všech obsluhovaných UE. Brána SAE-GW, kterou procházejí všechna uživatelská data, se skládá ze servisní brány S-GW a brány paketové datové sítě P-GW, která se často označuje PDN-GW (Packet Data Network Gateway). Obě brány jsou propojeny rozhraním S5/S8. Brána P-GW je směrovač mezi EPC a jinými paketovými sítěmi (PDN, Internet apod.). Kromě jiného přiděluje uživatelským terminálům IP adresy. Blok PCRF je síťový prvek dohlížející na PCC (Police nad Charging Control) služby. Sleduje poskytované služby a kontroluje, jestli kvalita služeb QoS odpovídá uživatelskému profilu. Dohlíží rovněž na vyúčtování využitých služeb. Pro aplikace, které vyžadují účtování v reálném čase, se využívá další síťový prvek AF (Application Function). Blok PCRF se využívá pouze v případech, kdy rozhraní S5/S8 využívá protokol PMIP (Proxy mobile IP). Pokud rozhraní S5/S8 využívá protokol GTP, nemusí být S-GW spojeno s PCRF, jelikož se mapování IP služeb provádí v P-GW, [ 11 ], [ 12 ], [ 13 ]. 4.1.3 Uživatelské zařízení UE Uživatelské zařízení UE (User Equipment) se skládá z několika částí, Obr. 4.2. SIM karta může být ve formě USIM (UMTS SIM) nebo ISIM (IP Multimedia Subsystem SIM) nebo může být společná UICC (UMTS Integrated Circuit Card).


70

User Equipment

UICC LTE dongle USIM

ISIM Terminal Equipment

Mobile Equipment

Obr. 4.2: Uživatelské zařízení LTE Mobilní zařízení ME (Mobile Equipment) zajišťuje rádiové připojení do sítě, provedení autentifikace, komunikaci s UICC, aktivaci a deaktivaci podle požadavku terminálu, bezpečnost přenosu ve spolupráci se SIM, funkce mobilního managementu a ověřování identifikace IMEI, IMSI, GUTI apod. Terminál TE (Terminal Equipment) obsahuje reproduktor, mikrofon, snímač obrazu, displej, operační systém, LTE ovladače, aplikace. Části ME a TE mohou být integrovány do jednoho zařízení nebo mohou být odděleny, například při použití notebooku. Uživatelská zařízení UE se rozdělují podle maximálních přenosových rychlostí a podle maximálního výkonu do několika tříd, Tab. 4.1, Tab. 4.2, [ 6 ]. Tab. 4.1: Rozdělení UE podle přenosové rychlosti Downlink Třída UE

1 2 3 4 5

Uplink

Maximální přenosová rychlost [Mbit/s]

Počet datových toků

Maximální přenosová rychlost [Mbit/s]

podpora 64QAM

10 50 100 150 300

1 2 2 2 4

5 25 50 50 75

ne ne ne ne ano

Tab. 4.2: Rozdělení UE podle výkonu Třída UE

Maximální úroveň výkonu [dBm]

1 2 3 4

30 27 23 21


71

4.2 Fyzická vrstva systému LTE 4.2.1 Kmitočtová pásma Pro systémy 3G jsou dostupná kmitočtová pásma přibližně 800 – 900 MHz, 1,7 – 2,1 GHz a 2,5 – 2,7 GHz. Na konferenci WRC-07 v Ženevě byla kmitočtová pásma nově přerozdělena a pro systémy 4G byly vybrány následující kmitočtové úseky:      

410 – 439 MHz 450 – 806 MHz 2,3 – 2,4 GHz 2,7 – 2,9 GHz 3,4 – 4,2 GHz 4,4 – 4,9 GHz

Kmitočtová pásma pro systém LTE jsou uvedena v Tab. 4.3 (FDD) a Tab. 4.4 (TDD). Využití kmitočtových pásem systému LTE ve světě je uvedeno v Tab. 4.5. Tab. 4.3: Kmitočtová pásma systému LTE pro FDD Číslo pásma

Kmitočtový rozsah pro downlink [MHz]

Kmitočtový rozsah pro uplink [MHz]

Šířka pásma [MHz]

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25

2110 - 2170 1930 - 1990 1805 - 1880 2110 - 2155 869 - 894 875 - 885 2620 - 2690 925 - 960 1844,9 - 1879,9 2110 - 2170 1475,9 - 1500,9 728 - 746 746 - 756 758 - 768 2600 - 2620 2585 - 2600 734 - 746 860 - 875 875 - 890 791 - 821 1495,9 - 1510,9 3510 - 3600 2180 - 2200 1525 - 1559 1930 - 1995

1920 - 1980 1850 - 1910 1710 - 1785 1710 - 1755 824 - 849 830 - 840 2500 - 2570 880 - 915 1749,9 - 1784,9 1710 - 1770 1427,9 - 1452,9 698 - 716 777 - 787 788 - 798 1900 - 1920 2010 - 2025 704 - 716 815 - 830 830 - 845 832 - 862 1447,9 - 1462,9 3410 - 3500 2000 - 2020 1625,5 - 1659,5 1850 - 1915

60 60 75 45 25 10 70 35 35 60 25 18 10 10 20 15 12 15 15 30 15 90 20 34 65


72

Tab. 4.4: Kmitočtová pásma systému LTE pro TDD Číslo pásma

Kmitočtový rozsah [MHz]

Šířka pásma [MHz]

33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43

1900 - 1920 2010 - 2025 1850 - 1910 1930 - 1990 1910 - 1930 2570 - 2620 1880 - 1920 2300 - 2400 2496 - 2690 3400 - 3600 3600 - 3800

20 15 60 60 20 50 40 100 194 200 200

Tab. 4.5: Použití kmitočtových pásem systému LTE ve světě (stav v roce 2013) Světadíl Afrika Asie Austrálie Evropa a Ruská federace Severní Amerika Jižní Amerika

4.2.2

Kmitočtová pásma FDD

Kmitočtová pásma TDD

dosud nepřiděleno 1, 3, 5, 7, 8, 11, 18, 21 3, 8 3, 7, 8, 20 2, 4, 5, 7, 12-14, 23-35 2, 4, 5, 7, 8, 10

dosud nepřiděleno 39 - 41 40 33, 34, 38 40 dosud nepřiděleno

Duplexní přenos

Komunikace v systému LTE může probíhat symetricky nebo nesymetricky. Systém umožňuje úplný kmitočtový duplex (FDD) pro párová pásma a úplný časový duplex (TDD) pro nepárová pásma. Navíc je možný i tzv. kombinovaný duplex FDD/TDD, označovaný také HFDD (Half FDD), jehož princip je znázorněn na Obr. 4.3, [ 6 ], [ 7 ]. f fDL

downlink

fUL

uplink

t

Obr. 4.3: Kombinovaný duplexní přenos FDD/TDD 4.2.3

Rádiové kanály

Systém LTE umožňuje flexibilní přidělování šířky pásma rádiového kanálu. Používané šířky pásma pro FDD jsou přesně stanoveny a závisí na počtu přidělených fyzických


73

zdrojových bloků PRBs (Physical Resource Blocks), Tab. 4.6. Pro přenos TDD se používá rádiový kanál se šířkou pásma B = 1,6 MHz nebo B = 3,2 MHz. Používané šířky pásma rádiových kanálů při FDD

Tab. 4.6:

Šířka pásma rádiového kanálu [MHz] Počet přidělených PRBs

1,4

3

5

10

15

20

6

15

25

50

75

100

600

900

1200

Šířka pásma PRB [kHz]

180

Odstup subnosných [kHz]

15

Počet subnosných [ - ]

72

180

300

Využívaná šířka pásma v DL [MHz]

1,095

2,715

4,515

Využívaná šířka pásma v UL [MHz]

1,08

2,7

4,5

9

13,5

18

Max. přenosová rychlost v DL [Mbit/s]

16,6

47,7

80,3

161,9

243,5

325,1

Max. přenosová rychlost v UL [Mbit/s]

5,2

13,0

21,6

43,2

64,8

86,4

Počet vzorků pro FFT

128

256

512

1024

1536

2048

9,015 13,515 18,015

4.2.4 Rámcová a bloková struktura Bitový tok, nesoucí požadovanou informaci, je nejdříve rozdělen do rámců. Používají se rámce typu 1 (pro FDD) a rámce typu 2 (pro TDD), každý s dobou trvání TF = 10 ms = 307 200 * TS., kde TS = 32,55 ns je základní časová jednotka (fS = 30,72 MHz). Rámec 10 ms subrámec 1 ms

slot 0,5 ms

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19

CP 0

1

2

3

4

5

6

7 OFDM symbolů, krátký CP

Obr. 4.4: Rámec typu 1 (FDD) Rámce typu 1 (FDD) mají dobu trvání 10 ms, Obr. 4.4. Každý rámec je rozdělen na 10 subrámců, každý s dobou trvání 1 ms (30 720 * TS). Každý subrámec je dále rozdělen na 2 sloty, každý s dobou trvání 0,5 ms (15 360 * TS). Sloty obsahují buď 6 nebo 7 OFDM symbolů podle toho, zda je použita krátká nebo rozšířená ochranná doba CP (Cyclic Prefix). Rozšířený CP (16,7 s) se používá v případě, kdy je třeba rozšířit buňku za účelem plánování apod., Obr. 4.5. Omezuje vliv odražených signálů, které jsou až o 5 km delší než přímý signál. Délka OFDM symbolu je 83,4 s (66,7 + 16,7). Krátký CP (4,7 s) se používá v buňkách s poloměrem do 5 km. Omezuje vliv odražených signálů, které jsou maximálně o 1,4


74

km delší než přímý signál. Délka OFDM symbolu je 71,4 s (66,7 + 4,7). Celková režie (overhead) na CP způsobí snížení přenosové rychlosti o cca 7%. 4,7 s, krátký CP

16,7 s, rozšířený CP

okno IFFT (66,7 s = 1/15 kHz)

Obr. 4.5: OFDM symbol s krátkým a rozšířeným CP Rámce typu 2 (TDD) mají dobu trvání také 10 ms. Rámec je rozdělen na dva půlrámce, každý o délce 5 ms (153 600 * TS), Obr. 4.6. Každý půlrámec se skládá z pěti subrámců délky 1 ms, přičemž jeden ze subrámců nepřenáší uživatelská data, ale informace důležité pro přepínání mezi downlinkem a uplinkem. Časové intervaly pro DwPTS (Downlink Pilot Timeslot) a UpPTS (Uplink Pilot Timeslot), vyhrazené ve speciálním rámci S, mají sice různou délku, ale v součtu s GP (Guard Period) je celková doba subrámce přesně 1 ms. Rámec 10 ms

0

1

půlrámec 5 ms

0

2

3

4 1 ms

DwPTS

GP

UpPTS

subrámec

Obr. 4.6: Rámec typu 2 (TDD) Existuje celkem 7 konfigurací subrámců D (downlink), U (uplink) a S (speciální) pro periody přepínání 5 ms nebo 10 ms, Tab. 4.7. Při přepínání s periodou 5 ms je speciální subrámec S použit v obou půlrámcích. Při přepínání s periodou 10 ms se subrámec S použije pouze jednou v prvním půlrámci. U všech konfigurací jsou subrámce 0 a 5 vyhrazeny vždy pro downlink a po speciálním subrámci S vždy následuje subrámec pro uplink. V systému LTE může být využito až 1200 subnosných s odstupem 15 kHz. Počet subnosných je dán přidělenou šířkou kmitočtového pásma rádiového kanálu (od 1,4 MHz do 20 MHz), tedy počtem PRBs. Minimálně se používá 72 subnosných, při šířce rádiového kanálu 1,4 MHz, viz Tab. 4.6. Uživatelům jsou pro přenos v uplinku i downlinku vyhrazeny určité skupiny subnosných v předem určených časových intervalech, které se nazývají fyzické zdrojové


75

bloky PRB (Physical Resource Block). Tyto bloky se znázorňují v kmitočtově časové oblasti a jsou součástí obecné rámcové struktury LTE. Tab. 4.7:

Konfigurace subrámců v rámci typu 2 (TDD) Rámec

Konfigurace subrámců

Perioda přepínání DL - UL [ms]

1. půlrámec

2. půlrámec

Subrámce

Subrámce

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

0

5

D

S

U

U

U

D

S

U

U

U

1

5

D

S

U

U

D

D

S

U

U

D

2

5

D

S

U

D

D

D

S

U

D

D

3

10

D

S

U

U

U

D

D

D

D

D

4

10

D

S

U

U

D

D

D

D

D

D

5

10

D

S

U

D

D

D

D

D

D

D

6

5

D

S

U

U

U

D

S

U

U

D

Fyzický zdrojový blok PRB je základní kmitočtově časovou jednotkou v systému LTE a obsahuje 12 subnosných umístěných vedle sebe pro jeden časový slot délky 0,5 ms, Obr. 4.7. Je to nejmenší zdrojový blok přiřazený eNode B pro kmitočtové plánování (180 kHz x 0,5 ms). Každý element PRB reprezentuje jednu subnosnou po dobu jedné symbolové periody OFDM (DL) nebo SC-FDMA (UL) a bývá označován jako zdrojový element. Při použití krátkého CP, obsahuje PRB celkem 84 zdrojových elementů (12 x 7), zatímco při použití rozšířeného CP obsahuje PRB pouze 72 zdrojových elementů (12 x 6). 0,5 ms

12 subnosných

N subnosných

1 slot

PRB

zdrojový element

M symbolů

Obr. 4.7: Fyzický zdrojový blok PRB Základní přenosová jednotka SB (Scheduling Block) obsahuje dva PRB, které po sobě bezprostředně následují v čase. Je to nejmenší přenosová jednotka, která může být přidělena


76

jednomu uživateli. Přidělování neboli rozvrhování (Scheduling) přenosových prostředků může být obnovováno (obměňováno) po každém intervalu TTI (Transmission Time Interval), který má délku 1 ms. Vysílaný signál může tedy obsahovat například N subnosných pro dobu trvání M symbolů a bývá reprezentován tzv. zdrojovou mřížkou. Všechny subnosné ve zdrojové mřížce však nepřenášejí pouze užitečná data, ale některé jsou vyhrazeny pro přenos řídicích informací. Jejich umístění v PRB je různé v uplinku a downlinku, [ 5 ], [ 6 ], [ 7 ].

4.3 Downlink E-UTRAN Pro downlink a uplink se v systému LTE používají různé způsoby multiplexování (přístupové techniky). Pro uplink se používá SC-FDMA (Single Carrier - Frequency Division Multiple Access), pro downlink se využívá OFDMA (Orthogonal Frequency Division Multiple Access) s konstantním rozestupem subnosných 15 kHz, který nezávisí na šířce pásma rádiového kanálu. Důvodem pro použití přístupu OFDMA v downlinku je vyšší spektrální účinnost, odolnost signálu při průchodu únikovým rádiovým kanálem, škálovatelnost pásma, jednodušší implementace MIMO, koordinace subnosných apod. Díky trojdimenzionální struktuře (časová, kmitočtová a výkonová osa) má rádiové rozhraní E-UTRAN vysokou flexibilitu přidělování rádiových zdrojů, především v možnosti využití rádiového kanálu a kmitočtové koordinaci (snížení rušení z okolních eNBs). Zpracování signálu v downlinku je přehledně znázorněno na Obr. 4.8. Datový signál, podrobený kanálovému kódování FEC a prokládání, je mapován do m-bitových symbolů podle použité digitální modulace (QPSK, 16QAM, 64QAM). V sériově paralelním převodníku SPC se vytvoří OFDM symboly, které jsou přiváděny na vstupy procesoru, realizujícího transformaci IFFT (Inverse Fast Fourier Transform). Každý OFDM symbol tvoří N vzorků (každý vzorek je vyjádřen m bity), které reprezentují uvažovaný signál v kmitočtové oblasti. Výsledkem transformace je opět N vzorků, které však nyní reprezentují uvažovaný signál v časové oblasti. Po paralelně sériovém převodu PSC je do signálu vkládán CP (Cyclic Prefix), který omezuje vliv ISI (Inter Symbol Interference) a ICI (Inter Carrier Interference). Po digitálně analogovém převodu D-A je signál OFDM v základním pásmu (Base Band). Následuje konverze signálu do vysokofrekvenčního pásma (obvykle ještě přes mezifrekvenční pásmo), jeho výkonové zesílení a vyzáření anténou do rádiového prostředí.

FEC, prokládání

mapovací obvod

m

časová oblast

m m

IFFT

multiplexer (převod PSC)

datový tok

demultiplexer (převod SPC)

kmitočtová oblast

vložení CP

převod D-A

m m-bitový symbol OFDM symbol

Obr. 4.8: Zpracování signálu LTE v downlinku (OFDMA)

převod do vf pásma


77

Vytvořený signál OFDM v kmitočtově časové oblasti lze zjednodušeně znázornit podle Obr. 4.9. Jednotlivé subnosné jsou ortogonální a každá subnosná může být modulována (QPSK, 16QAM nebo 64QAM) signálem s nízkou přenosovou rychlostí. Uvažujme přenos 8 datových symbolů pro QPSK modulaci (tedy 8 dibitů) podle Obr. 4.9, kde různé symboly jsou rozlišeny barevně. OFDM symbol tvoří 4 datové symboly, z nichž každý je přenášen na jedné subnosné (obecně jich může být N). Jeden datový symbol je tedy přenášen v kmitočtovém pásmu šířky 15 kHz. Celková šířka pásma je 4 x 15 = 60 kHz (obecně N x 15 kHz).

t 1,1

-1,1

Q

1,1

-1,-1

-1,1

1,-1

-1,-1

1,1

1,-1

-1,1

t

P

I

OFDM symbol Cyclic Prefix

-1,-1

OFDM symbol

1,-1

f0

f1

f2

f3

f

Obr. 4.9: Znázornění signálu OFDM v downlinku [ 15 ] První datový symbol 1,1 (červený) je po QPSK modulaci přenášen subnosnou s kmitočtem f0 a fází 45° (viz konstelační diagram v rovině IQ na Obr. 4.9). V časové oblasti je tento signál reprezentován harmonickým (sinusovým) signálem s počáteční fází 45°, Obr. 4.10. Další datový symbol -1,-1 (žlutý) je vyjádřen subnosnou s kmitočtem f1 = f0 + 15 kHz a fází -135°. Jeho časový průběh tvoří sinusový signál s počáteční fází -135°. Podobně lze v časové oblasti popsat i další signály se subnosnými f2 a f3, které příslušejí jednomu OFDM symbolu, Obr. 4.10. Výsledný časový průběh signálu OFDM symbolu je vytvořen součtem všech signálů (v uvedeném příkladu součtem 4 signálů). Jestliže jsou datové symboly různé, jak je uvedeno v našem příkladu, potom výsledný časový průběh signálu OFDM symbolu nebude výrazně měnit svoji úroveň. Bude-li naopak OFDM symbol vytvořen ze stejných datových symbolů, budou časové průběhy jednotlivých signálů téměř stejné (liší se pouze nepatrnou změnou kmitočtu). Jejich součtem vznikne signál s výraznými špičkami, jak je znázorněno na Obr. 4.11. Signál OFDM symbolu lze popsat veličinou PAPR (Peak-to-Average Power Ratio), vyjadřující poměr maximálního a středního výkonu signálu. Vysokofrekvenční výkonové zesilovače, které zesilují OFDM signál, musí být proto navrženy na špičkový výkon signálu. Vysoký výkon zesilovače však vyžaduje i dostatečně výkonný napájecí zdroj. Poněvadž akumulátory mobilních terminálů mají omezenou kapacitu, není uvedený způsob zpracování signálů vhodný pro uplink. Proto je modulace OFDM použita pouze v downlinku, kde mají výkonové zesilovače signálu v eNBs zajištěný potřebný příkon. Velká hodnota PAPR signálu OFDM je označována jako jedna z nevýhod modulace OFDM. Další nevýhodou OFDM je posunutí (offset) sousedních subnosných vlivem Dopplerova jevu při vzájemném pohybu


78

přijímače a vysílače. Offset poruší podmínky ortogonality a začne docházet ke vzniku ICI, které lze částečně eliminovat pomocí CP.

1,1

45° °

-1,-1

° -135°

-1,1

° 135°

1,-1 1,-1

-45°°

15 kHz

30 kHz

45 kHz

Obr. 4.10: Časové průběhy jednotlivých signálů u OFDM symbolu v downlinku

Signál s nevýraznými změnami úrovně při přenosu různých datových symbolů

OFDM symbol

Vytvoření špiček signálu při přenosu stejných datových symbolů

Obr. 4.11: Časový průběh signálu s různým PAPR Zdrojové prostředky v downlinku jsou přidělovány uživatelům na základě jejich požadavků QoS, aktuálního stavu sítě a časově kmitočtové mapy úniků. Nejmenší přenosovou jednotkou je SB, tvořený dvěma PRB, které na sebe časově bezprostředně navazující (12


79

subnosných x 1 ms). Jednomu uživateli může být přiděleno více zdrojových bloků, které mohou být různě rozprostřeny v dostupném kmitočtovém pásmu. Příklad přidělování zdrojových prostředků v downlinku pro 3 uživatele (A – modrý, B – žlutý, C – červený) je uveden na Obr. 4.12.

Uživatel A

Uživatel B

1s

Uživatel C

1s lot ,0

ub

,5 m

rá m

s

ec ,1

ms

(T TI )

t

f

Obr. 4.12: Příklad přidělování zdrojových prostředků v downlinku V PRBs se v downlinku přenášejí kromě uživatelských signálů i další řídicí signály v kanálech:

12 subnosných

 PBCH (Physical Broadcast Channel) – přenos informací o buňce, např. její identifikační číslo,  PDCCH (Physical Downlink Control Channel) – přenos řídicích informací,  PDSCH (Physical Downlink Shared Channel) – přenos uživatelských dat,  PMCH (Physical Multicast Channel) – kanál pro MBMS,  PCFICH (Physical Control Format Information Channel) – přenos informací potřebných pro dekódování uživatelských dat,  PHICH (Physical HARQ Indicator Channel) – přenos řídících informací pro HARQ.

0,5 ms

0,5 ms

1 slot

1 slot

R

R

R

R

R

R

R

R

subrámec

Obr. 4.13: Přenos referenčních signálů R v downlinku Referenční signály R (Reference Signal) se používají pro předběžné výpočty parametrů přijatého signálu, především amplitudy a fáze. Využívají se jak v downlinku, tak v uplinku. Synchronizační signály S se používají k dekódování identifikace buňky a umožňují tak UE synchronizaci se sítí. Referenční signály R v downlinku se přenášejí v prvním a pátém OFDM


80

symbolu v každém slotu, je-li použit krátký CP (viz Obr. 4.13). V případě použití rozšířeného CP se přenášejí referenční signály v prvním a čtvrtém OFDM symbolu, [ 5 ], [ 6 ].

4.4 Uplink E-UTRAN V uplinku používá systém LTE přístup SC-FDMA. Důvodem byl prioritní požadavek na nízký odběr UE a s tím spojené nízké provozní náklady. Při použití OFDMA by v důsledku velkého PAPR nemohly být uvedené požadavky splněny. Velká hodnota PAPR klade také zvýšené požadavky na vysokofrekvenční výkonové zesilovače, které musejí být lineární, což by navíc způsobilo komplikace při konstrukci UE. Výhody přístupu SC-FDMA jsou tedy nízký PAPR, lepší účinnost vysokofrekvenčního výkonového zesilovače a nižší odběr UE. Při vytváření signálu se využívá modulace OFDM s rozprostíráním signálu pomocí diskrétní Fourierovy transformace DFT-S-OFDM (Discrete Fourier Transform Spread OFDM). Úprava blokového schématu modulátoru spočívá tedy v zařazení signálového procesoru (před blok IFFT), který provádí diskrétní Fourierovu transformaci DFT, nejčastěji FFT. Každý datový symbol je tak rozprostřen na všechny subnosné, a tím je zamezeno zvyšování PAPR. Hodnota PAPR se tedy blíží hodnotě při použití jedné nosné. Zpracování signálu v uplinku je přehledně znázorněno na Obr. 4.14. Po kanálovém kódování FEC je datový signál mapován do m-bitových symbolů podle použité digitální modulace (pro QPSK je m = 2, pro 16QAM je m = 4, pro 64QAM je m = 6). V sériově paralelním převodníku SPC se vytvoří SC-FDMA symboly, které jsou přiváděny na vstupy procesoru, realizujícího transformaci FFT. Po transformaci je signál rozprostřen tak, že každá subnosná přenáší informace odpovídající všem vstupním datovým symbolům, což je symbolicky znázorněno na Obr. 4.15.

m

m m

FFT

m m-bitový symbol

IFFT

multiplexer (převod PSC)

mapovací obvod

časová oblast

vložení CP

FEC

kmitočtová oblast

mapování symbolů na subnosné

datový tok

demultiplexer (převod SPC)

časová oblast

převod D-A

převod do vf pásma

f

0 0 0 0 0

0 0 0 0 0

0 0

distribuovaný přenos subnosných

lokalizovaný přenos

lokalizovaný přenos subnosných

SC-FDMA symbol

0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0

distribuovaný přenos

f

Obr. 4.14: Zpracování signálu LTE v uplinku (SC-FDMA), [ 6 ] Následuje blok mapování symbolů na subnosné, který umožňuje tzv. lokalizovaný nebo distribuovaný přenos. Při lokalizovaném přenosu (soustředěný, koncentrovaný) každý


81

uživatel vysílá v přiděleném kmitočtovém pásmu, které může být flexibilně adaptováno. V tomto případě nejsou kladeny velké požadavky na kmitočtovou synchronizaci. Druhou možností je distribuovaný přenos (rozdělený, rozložený), kdy každý uživatel vysílá v celém kmitočtovém pásmu, avšak na subnosných, které nejsou vedle sebe. Přenos je citlivý na změnu kmitočtu. Poslední možností je kombinovaný lokalizovaný a distribuovaný přenos, kdy uživatelé mají přidělené kmitočtové pásmo různým způsobem (na Obr. 4.14 není znázorněno). Po transformaci IFFT se do signálu vkládá CP. Potom je signál převeden z digitálního do analogového tvaru a zpracován obdobným způsobem jako v downlinku, tedy transponován do vysokofrekvenčního pásma, výkonově zesílen a vyzářen anténou do rádiového prostředí. t 1,1

-1,1

Q

1,1

-1,-1

-1,1

1,-1

-1,-1

1,1

1,-1

-1,1

t

P

I

SC-FDMA symbol Cyclic Prefix

-1,-1

SC-FDMA symbol

1,-1

f0

f1

f2

f3

f

Obr. 4.15: Vytvoření signálu SC-FDMA v uplinku [ 15 ]

12 subnosných

Na Obr. 4.15 je znázorněn signál SC-FDMA v kmitočtově časové oblasti pro 8 datových symbolů, barevně rozlišených. Podobně jako v downlinku, uvažujme šířku přiděleného kmitočtového pásma 60 kHz (4 x 15 kHz). Při přenosu jsou opět využívány ortogonální subnosné, přenášející datové symboly, avšak jejich přenos se realizuje postupně, takže je vždy využívána pouze jedna (proto označení SC – Single Carrier). 0,5 ms

0,5 ms

1 slot

1 slot

R R R R R R R R R R R R

R R R R R R R R R R R R

subrámec

Obr. 4.16: Přenos referenčních signálů R v uplinku


82

Podobně jako v downlinku, přenáší se i v uplinku několik řídicích signálů v kanálech:  PUCCH (Physical Uplink Control Channel) – informace o kvalitě kanálu CQI (Channel Quality Indicator) a potvrzení přenosu v downlinku ACK/NAK,  PRACH (Physical Random Access Channel) – úvodní synchronizační informace,  PUSCH (Physical Uplink Shared Channel) – signalizační a uživatelská data,  a další … V uplinku se referenční signály vysílají na všech subnosných vždy ve čtvrtém symbolu každého slotu, Obr. 4.16.

4.5 Technika MIMO v systému LTE Technika MIMO (Multiple Input Multiple Output) má v systému LTE velice významnou úlohu pro splnění náročných požadavků na vysokou přenosovou rychlost a spektrální účinnost. Využívá několika antén na straně vysílače a několika antén na straně přijímače. Pro MIMO v downlinku se jako základní konfigurace uvažuje struktura 2x2, tj. 2 antény na straně základnové stanice eNB a 2 antény na straně uživatelského terminálu UE. Uvažuje se však i o konfiguracích 4x2 a 4x4. Pro MIMO v uplinku se využívá MU-MIMO. Na straně UE bude zpočátku pouze jeden koncový vysílací řetězec se dvěma anténami, které budou přepínány podle toho, které z nich bude dodávat eNB lepší signál, [ 9 ], [ 10 ].

4.6 Výkonnost E-UTRAN v downlinku Teoretickou přenosovou rychlost signálu LTE v downlinku lze stanovit ze vztahu R [bit/s] = N1 x N2 x N3 x N4 x N5 x N6 / T , kde význam jednotlivých veličin je následující: N1 ………..

počet bitů na symbol (závisí na použité modulaci),

N2 ………..

počet symbolů ve slotu (běžně 7),

N3 ………..

počet slotů v rámci (přesně 20),

N4 ………..

počet subnosných v PRB (přesně 12),

N5 ………..

počet všech dostupných PRB (závisí na přidělené šířce pásma od 1,4 do 20 MHz, tedy 6 až 100),

N6 ………..

počet vysílacích antén (pro SISO = 1, pro MIMO 2x2 = 2),

T ………….

doba trvání rámce (přesně 10 ms).

Pro modulaci 64QAM (N1 = 6), počet symbolů ve slotu N2 = 7, počet slotů v rámci N3 = 20, počet subnosných v PRB N4 = 12, počet dostupných PRB N5 = 100 (šířka pásma B = 20 MHz), počet vysílacích antén N6 = 1 (SISO, pouze jedna anténa) a T = 10 ms vychází R [bit/s] = N1 x N2 x N3 x N4 x N5 x N6 / T = 6 x 7 x 20 x 12 x 100 x 1 / 0,01 = = 100,8 Mbit/s.


83

Systém LTE testovala v praxi jako první společnost T-Mobile v říjnu 2008 v Bonnu, kdy bylo dosaženo maximální přenosové rychlosti 50 Mbit/s. Při rychlé jízdě autem dosahoval systém LTE průměrné přenosové rychlosti 30 Mbit/s v downlinku a 19 Mbit/s v uplinku. První dvě sítě LTE spustila společnost TeliaSonera v roce 2009 ve Stockholmu a Oslu s rychlostí 50 Mbit/s, později byla rychlost zvýšena až na 80 Mbit/s. V současné době je systém LTE spuštěn přibližně v 55 zemích světa. Mobilní operátoři v České republice systém LTE zatím testují a spuštění komerční sítě LTE se očekává nejdříve koncem roku 2013.

84


5 Systém LTE-ADVANCED Skupina 3GPP vytvořila standard pro čtvrtou generaci mobilních systémů (4G), který vyhovoval požadavkům IMT-Advanced a nazvala jej LTE-Advanced. Systém je součástí Release 10 a jeho plné komerční využití je plánováno na období 2013-2015, v České republice až kolem roku 2020. V současné době se LTE-Advanced pouze testuje. Systém LTE-Advanced je zpětně kompatibilní s LTE Release 8 i Release 9. V praxi to znamená, že UEs Release 8 mohou pracovat v síti LTE-Advanced a naopak. Oproti LTE má systém LTE-Advanced 3x vyšší spektrální účinnost, která je v downlinku 30 bit/s/Hz, v uplinku 15 bit/s/Hz. Latence se snížila na hodnotu 5 ms. Využívají se opět přístupové techniky OFDMA a SC-FDMA při zachování flexibilní šířky pásma. Technika MIMO se v downlinku rozšiřuje na MIMO 8x8 s využitím MU-MIMO (Multi User MIMO), kde jsou paralelní datové toky přenášené k různým UEs prostorově odděleny. V uplinku je technika MIMO rozšířena na MIMO 4x4 s využitím SU-MIMO (Single User MIMO), kde jsou všechny paralelní toky vysílány k jednomu eNB. V systému LTE-Advanced lze dosahovat v downlinku rychlosti 1 Gbit/s, v uplinku 0,5 Gbit/s, při pohybu UE do 15 km/h. Maximální rychlost pohybu UE je 500 km/hod. Pro dosažení vysokých přenosových rychlostí signálu je nezbytná dostatečná šířka kmitočtového pásma. LTE-Advanced ji zajišťuje metodou sdružování nosných, která se označuje také názvem kanálové sdružování. Sdružování nosných probíhá na fyzické vrstvě, kde jsou jednotlivá kmitočtová pásma sloučena do jednoho výsledného pásma. Využívají se i nesousední pásma, avšak s omezením na vybrané kombinace. Například pro Evropu byla stanovena kombinace pásem v okolí 1,8 GHz a 2,6 GHz, která budou později rozšířena o pásma v okolí 800 MHz. Podle toho, zda jsou využívána sousední nebo nesousední pásma, se sdružování nosných rozlišuje na Intra-band a Inter-band. Sloučením dvou pásem se šířka pásma zvětší na 40 MHz, což umožní dosáhnout přenosové rychlosti 1,2 Gbit/s v downlinku (při použití MIMO 8x8) a 600 Mbit/s v uplinku (při použití MIMO 4x4). Maximálně lze tímto způsobem sloučit 5 pásem a vytvořit tak přenosový kanál s šířkou pásma 100 MHz, ve kterém se přenosová rychlost signálu v downlinku zvýší až na 3 Gbit/s a v uplinku až na 1,5 Gbit/s. Uvedené přenosové rychlosti budou dosahovány pouze v blízkosti eNB. Se zvyšující se vzdáleností UE a eNB bude přenosová rychlost signálu klesat. Čím více se UE blíží k okraji buňky, tím je úroveň signálu menší a naopak vzrůstá úroveň interferencí způsobených sousedními eNBs. LTE-Advanced využívá v downlinku metodu CoMP (Coordinated MultiPoint), založenou na vysílání a přijmu signálu UE od několika základnových stanic. Systém LTE-Advanced využívá tzv. reléové stanice RN (Relay Nodes) neboli opakovače s více skoky MR (Multihop Relay). Použití těchto stanic je výhodné, protože dochází ke zvětšení pokrytí území, zvýšení kapacity sítě i zlepšení kvality spojení mezi eNB a UE. Největší výhodou je právě zvětšení pokrytí, jelikož RN pokryjí oblasti se špatnou kvalitou signálu, okrajové oblasti buněk a rozšíří pokrytí dokonce i na oblasti za jejich hranicemi. Systém LTE-Advanced využívá k rozšíření pokrytí území i femtobuňky označované také Home eNode B. Femtobuňky se využívají od roku 2007 a mohou být začleněny do jakékoliv mobilní sítě 2G nebo 3G (GSM, UMTS, CDMA2000 aj.). Jsou to buňky s poloměrem maximálně několik desítek metrů, které mohou být umístěny i ve větší buňce. Pro spojení eNB se sítí se využívá pevné internetové připojení, například ADSL, přes bránu HeNB GW (Home eNode B Gateway).


85

Femtobuňky mohou být využity pro pokrytí signálem v rodinných domech, ve venkovských oblastech nebo v místech se špatnou kvalitou signálu. Další možností je využití v hustě osídlených oblastech k dosažení vysokých přenosových rychlostí a zvýšení kapacity, [ 7 ], [ 8 ], [ 9 ], [ 10 ]. Problematika mobilních komunikací, popsaná v těchto skriptech, tvoří základ pro následující studium v předmětu Systémy mobilních komunikací, který je zařazen do 2. ročníku studijního plánu oboru Elektronika a sdělovací technika (M-EST) navazujícího magisterského studijního programu Elektrotechnika, elektronika, komunikační a řídicí technika (EEKR-M) na FEKT VUT v Brně.


86

6 Nové laboratorní úlohy 6.1 Měření základních parametrů systémů Bluetooth a WiFi 6.1.1

Zadání

1) Prohlédněte si zapojení pracoviště pro měření. Seznamte se s měřenými technologiemi a obsluhou spektrálního analyzátoru, cca 30 minut. 2) Realizujte spojení pomocí technologie Bluetooth. S pomocí paměťového spektrálního analyzátoru sledujte kmitočtové skákání. Stanovte průměrnou přenosovou rychlost při použití zařízení verze 1.1. Ověřte vliv útlumu šířením signálu, cca 40 minut. 3) Realizujte spojení pomocí WiFi technologie, standard 802.11b (DSSS) a 802.11g (OFDM). Pro oba standardy stanovte průměrné přenosové rychlosti a porovnejte vzájemně jejich spektra. Ověřte vliv útlumu šířením signálu, cca 30 minut. 4) Ze získaných hodnot sestavte přehlednou zprávu o měření. Porovnejte měřené technologie z hlediska přenosových rychlostí signálů - srovnejte je s teoretickými hodnotami. S upraveným modulem Bluetooth (místo anténky je koaxiální kabel) nemanipulujte – připojení kabelu je velice náchylné na poškození! 6.1.2

Úvod

Technologie Bluetooth je definována standardem IEEE 802.15.1. Patří do kategorie bezdrátových sítí typu WPAN (Wireless Personal Area Network). Slouží k bezdrátovému spojení dvou a více zařízení, například PDA, PC, tiskárna, mobilní telefon a k přenosu malého objemu dat. Systém Bluetooth využívá bezlicenční kmitočtové pásmo ISM (Industrial, Science, Medical) 2400 - 2483,5 MHz. Patří mezi systémy s rozprostřeným spektrem, které je dosaženo pomocí kmitočtového skákání FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum). Ke změně nosné dochází 1600x za 1 sekundu. Pro kmitočty jednotlivých nosných platí vztah f = 2400 + n [MHz], n = 2, 3, ..., 80.

(1)

Pro oddělení směru přenosu se používá technika časového duplexu TDD (Time Division Duplex). Šířka rádiového kanálu je 1 MHz. Je definováno několik výkonových úrovní (2,5 mW, 10 mW a 100 mW), které umožňují komunikaci do vzdálenosti cca 10 - 100 m. Přenosová rychlost dosahuje, podle typu standardu, až 721 kbit/s (Bluetooth 1.1) nebo až 2,1 Mbit/s (Bluetooth 2.0). Systém WiFi se používá pro bezdrátové lokální sítě WLAN (Wireless Local Area Network). Vychází ze specifikace IEEE 802.11. Nejčastěji se WiFi používá jako WLAN pro bezdrátové propojení přenosných zařízení nebo pro bezdrátové připojení do sítě Internet (technologie tzv. poslední míle). Použité kmitočtové pásmo, maximální vyzářený výkon a maximální přenosová rychlost závisí na typu standardu. Standard 802.11b využívá pásmo ISM 2,4 GHz, maximální přenosová rychlost je 11 Mbit/s, maximální vyzářený výkon je 100 mW EIRP (Equivalent Isotropic Radiated Power). Pro rozprostření signálu se používá metoda DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum). Standard používá 13 kanálů, každý o šířce pásma 22 MHz.


87

Standard 802.11g využívá také kmitočtové pásmo ISM 2,4 GHz, maximální přenosová rychlost je až 54 Mbit/s a používá modulaci OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex). Modulace OFDM využívá 52 subnosných, mezi kterými je kmitočtový odstup 312,5 kHz.

PC 1 PC 2

slučovač pro pásmo ISM

Bluetooth modul Linksys

Bluetooth modul Linksys spektrální analyzátor Obr. 6.1: Blokové schéma zapojení pracoviště Přehled vlastností a nastavení některých zařízení na Obr. 6.1:  Místní HDD: ASUS WL-HDD, IP - 192.168.1.220, login: admin, heslo: admin.  Bezdrátový HDD: ASUS WL-HDD (s anténkou): IP - 192.168.1.101, login: admin, heslo: admin.  PC 2: login: install, heslo: lab729. Je na něm spuštěn FTP server pro Bluetooth: IP – 10.0.0.2, login - urel, heslo – urel.  PC 1: login: student, heslo: urel. 6.1.3 Postup měření 2) Na obou PC otevřete okno Síťová připojení (Start / Nastavení / Síťová připojení). Zkontrolujte, že na obou PC je viditelné zařízení sítě PAN. Pokud není, odpojte a znovu zapojte příslušný USB kabel do PC se zařízením Linksys Bluetooth 1.1, případně klikněte na ikonu Bluetooth v oznamovací oblasti a zvolte: Připojit k síti PAN. Na jednom z PC klikněte na nalezené PAN zařízení, otevře se okno, kde vyberte druhé PC a zvolte možnost Připojit. Mezi oběma PC je navázáno spojení. Nastavte spektrální analyzátor:  FREQ – START 2400 MHz, STOP 2483,5 MHz;  AMPT – RF ATTEN MANUAL 20 dB, REF LEVEL 10 dBm, RANGE LOG MANUAL 100 dB, UNIT dBm;


88  SWEEP – SWEEPTIME MANUAL 20 ms;

 BW – RES BW MANUAL 100 kHz, VIDEO BW MANUAL 100 kHz. Na PC1 spusťte program Total Commander a připojte se na FTP server, který běží na PC2 (BRMK_PC2, IP – 10.0.0.2, login - urel, heslo - urel). Přeneste libovolný soubor mezi PC (nejlépe větší než 2 MB a přepsat již přenesený soubor). Po zahájení přenosu spusťte na spektrálním analyzátoru paměťový mód:  TRACE – DETECTOR – DETECTOR MAX PEAK,  TRACE – SELECT TRACE – 1, CLEAR/WRITE, MAX HOLD. Sledujte kmitočtové skákání a vyčkejte na úplné zobrazení kmitočtového spektra (při malém souboru můžete přenos několikráte opakovat, při velkém souboru můžete přenos po vykreslení spektra přerušit). Výsledné kmitočtové spektrum je možné uložit jako soubor *.bmp na USB disk volbou HCOPY, PRINT SCREEN. Během přenosu si poznamenejte průměrnou přenosovou rychlost signálu v kB/s. Ve zprávě o měření uveďte i přenosovou rychlost v kbit/s. Pomocí markeru MKR změřte kmitočet (na 3 desetinná místa) a výkon (na jedno desetinné místo) několika (minimálně 10) vámi vybraných nosných, nejlépe z dolního, středního a horního kmitočtového pásma. Změřený výkon přepočítejte na W a příklad výpočtu uveďte do zprávy o měření. Výsledky zpracujte do přehledné tabulky, například podle Tab. 6.1. Dále změřte minimální a maximální kmitočet použitých nosných a z těchto hodnot a teoretického rozsahu ISM pásma určete velikost ochranných intervalů na dolním a horním okraji kmitočtového pásma. V jednom z těchto pásem změřte výkonovou úroveň šumového pozadí. Určete počet nosných, které byly při přenosu použity (lze využít MKR→ / NEXT PEAK LEFT nebo RIGHT). Tab. 6.1: Měření Bluetooth Pořadí nosné

Kmitočet [GHz]

Úroveň výkonu nosné [dBm]

Výkon nosné [W]

1 2

Pro šíření rádiového signálu platí „pravidlo 6 dB“, podle kterého dvojnásobná vzdálenost způsobí zvýšení ztrát o 6 dB. Obdobně poloviční vzdálenost znamená snížení ztrát o 6 dB. Pro ověření tohoto pravidla umístěte vedle sebe anténu modulu Bluetooth a společnou anténu za slučovačem. Pro vzdálenosti 3 cm a 6 cm proveďte FTP přenos z PC1 do PC2. Při větších vzdálenostech již začínají moduly Bluetooth regulovat svůj vysílaný výkon a pravidlo neplatí. Pro každou vzdálenost vyčkejte na vykreslení spektra (TRACE, CLEAR/WRITE, MAX HOLD) a potom změřte a zaznamenejte výkonovou úroveň jedné vybrané nosné ve středu přenosového pásma (MKR). Z naměřených výkonových úrovní ověřte platnost „pravidla 6 dB“. Po skončení měření otevřete okno Síťová připojení a u zařízení sítě PAN zvolte možnost Odpojit. 3) Připojte napájení k oběma externím HDD diskům. Pomocí webového prohlížeče na PC1 spusťte webovou konfiguraci místního HDD (IP 192.168.1.220, jméno: admin, heslo: admin). V záložce Wireless zkontrolujte a případně nastavte: SSID – WL-HDD, Channel – 7, Data Rate – Auto, 54g Mode – Auto, Authentication Method – Open System or Shared Key, Encryption - None. V případě, že provedete na HDD nějaké změny, vždy potom klikněte na tlačítko Apply → Finish → Save & Restart. Následně vyčkejte, dokud se neobjeví úvodní


89

obrazovka Home. Prohlédněte si jednotlivé záložky a možnosti nastavení zařízení, neprovádějte však žádné další změny. Nastavení a měření 802.11g Po počátečním nastavení místního HDD, pomocí webového prohlížeče na PC1, spusťte webovou konfiguraci bezdrátového HDD s připojenou externí anténou (IP je 192.168.1.101, jméno: admin, heslo: admin). V záložce Wireless nastavte: SSID – WL-HDD2, Channel – 7, Data Rate – Auto, 54g Mode – 54g Only, Authentication Method – Open System or Shared Key, Encryption - None. Změny opět potvrďte a uložte již popsaným způsobem (tlačítko Apply → Finish → Save & Restart). Pomocí nástroje systému Windows XP si zobrazte dostupné bezdrátové sítě a tyto zaznamenejte do zprávy o měření. Nastavte spektrální analyzátor:  FREQ – START 2400 MHz, STOP 2483,5 MHz;  AMPT – RF ATTEN MANUAL 20 dB, REF LEVEL 10 dBm, RANGE LOG MANUAL 100 dB, UNIT dBm;  SWEEP – SWEEPTIME MANUAL 250 ms;  BW – RES BW MANUAL 1 MHz, VIDEO BW MANUAL 1 MHz. Pomocí programu Total Commander na PC1 se připojte prostřednictvím protokolu FTP k bezdrátovému HDD. Přeneste libovolný soubor mezi oběma HDD. Po zahájení přenosu spusťte na spektrálním analyzátoru paměťový mód pomocí TRACE – SELECT TRACE – 1, MAX HOLD. Postupně se zobrazí celé kmitočtové spektrum. Po jeho zobrazení stiskněte volbu VIEW. Poznamenejte si průměrnou přenosovou rychlost signálu při přenosu v kB/s i kbit/s. Nerušte FTP spojení a ponechejte zobrazené spektrum. V dalším bodě zadání ověřte vliv útlumu a také funkci řízení výkonu vysílaného signálu 802.11g. Ponechte konfiguraci zařízení stejnou, jako byla v předchozím bodě. Společnou anténu za slučovačem zastíníte kovovým válcem a přenesete soubor mezi oběma HDD. Poznamenejte si přenosovou rychlost signálu v kB/s i kbit/s a zobrazte spektrum: TRACE – SELECT TRACE – 3, MAX HOLD, po vykreslení VIEW. Pomocí markeru (MKR / MKRTRACE – 1 nebo 3) stanovte rozdíl mezi výkonovými úrovněmi obou spekter. Ukončete FTP relaci, zobrazená spektra nemažte. Nastavení a měření 802.11b Pro měření 802.11b spusťte na PC1 webovou konfiguraci bezdrátového HDD. Nastavení je stejné jako v předchozím měření, pouze zvolíte Wireless / 54g Mode – 802.11b Only. Změny potvrďte (tlačítko Apply → Finish → Save & Restart). Stejné nastavení proveďte i na místním HDD, změny opět potvrďte. Poté již můžete zopakovat FTP přenos z bezdrátového HDD na lokální (bez zastínění antény), zobrazit spektrum a stanovit průměrnou přenosovou rychlost signálu. Tentokrát použijte volbu TRACE – SELECT TRACE – 3, MAX HOLD a po vykreslení spektra volbu VIEW. Kmitočtová spektra signálů obou standardů budou zobrazena současně, FTP relaci nerušte. U obou zobrazených kmitočtových spekter signálů odečtete (pomocí MKR / MKRTRACE – 1 nebo 3) přibližnou šířku kmitočtového pásma pro pokles o 3 dB, maximální výkonovou úroveň signálů a výkonovou úroveň šumového pozadí. Kmitočtová spektra obou signálů si zakreslete (lze využít HCOPY) a vzájemně porovnejte (tvar, šířka kmitočtového pásma). Porovnejte také měřené přenosové rychlosti signálů s jejich teoretickými hodnotami.


90

Po skončení měření zrušte relaci FTP a vypněte oba HDD odpojením od napájení. Bez provedení tohoto kroku zůstává spektrum zbytečně obsazené a vysílaný signál ruší při měření systému Bluetooth. 6.1.4

Použité přístroje a pomůcky

 Notebook, OS Microsoft Windows XP – 2 ks.  Spektrální analyzátor RODHE & SCHWARZ FSP3, 9 kHz až 3 GHz.  Laboratorní přípravek s Bluetooth modulem Linksys.  Bluetooth modul Linksys.  Slučovač pro pásmo ISM.  Bezdrátový síťový disk ASUS WL-HDD – 2 ks.  Propojovací USB kabely.

6.2 ROMES – program pro testování mobilních sítí 6.2.1

Zadání :

1) Seznamte se s mobilní stanicí SGH-U700 firmy Samsung, rádiovým skenerem (NWS) firmy Rohde & Schwarz TSMQ a programem ROMES firmy Rohde & Schwarz, který je nainstalován v notebooku, cca 20 minut. 2) V programu ROMES spusťte základní měření pro systémy GSM a UMTS. Zaznamenejte údaje o dostupných BTS a Node Bs. Porovnejte rozdíly při měření sítí za použití mobilní stanice (MS) a rádiového skeneru (NWS), cca 30 minut. 3) V programu ROMES načtěte data z terénního měření. Prohlédněte si měřená data, najděte místa s výpadky signálu a prohlédněte si vybrané události, cca 35 minut. 4) V programu ROMES načtěte data z terénního měření pro HSDPA. Prohlédněte si měřená data a odečtete dosaženou přenosovou rychlost pro datový přenos, cca 15 minut. 5) Získané poznatky a dosažené výsledky sestavte do přehledné zprávy o měření. Do zapojení pracoviště ani do nastavení a konfigurace mobilní stanice a notebooku NEZASAHUJTE! Pozor na VYLOMENÍ konektorů! Zákaz manipulace s HW klíčem programu ROMES a přepojování konektorů! V programu ROMES provádějte pouze ta nastavení, která jsou uvedena v návodu! 6.2.2

Úvod

Pro komplexní měření rádiového rozhraní mobilních systémů se používají speciální měřicí systémy. ROMES je program firmy Rohde & Schwarz, umožňující zpracování dat měřených skenerem NWS (Network Wireless Scanner) nebo mobilní stanicí MS (Mobile Station), případně několika MS a NWS paralelně. V úloze je použit rádiový skener TSMQ R&S, umožňující paralelní měření systému GSM (Global System for Mobile Communications), WCDMA (Wideband Code Division Multiple Access) a CDMA2000. Zařízení skenuje paralelně všechny mobilní systémy


91

v pásmu 80 MHz až 2,5 GHz s kmitočtovým krokem až 100 Hz, pro systém CDMA až 10 Hz. U systému GSM jsou podporována pásma GSM 450/850/900/1700/1800/1900, GSM-E a GSM-R. Program provádí také dekódování broadcast informací. U systému GSM dekóduje např. MCC (Mobile Country Code), MNC (Mobile Network Code), LAC (Location Area Code) nebo BSIC (Base Station Indentity Code). Dále program ROMES umožňuje také zpracovat data z připojené MS. Takové měření je omezeno pouze na síť konkrétního operátora. Je možné zobrazit například zprávy 3. vrstvy (Layer 3. Messages), které slouží pro přenos systémových zpráv mezi MS a sítí. Po připojení modulu GPS je možné provádět měření se současným záznamem GPS souřadnic a měřené hodnoty zobrazit na libovolném mapovém podkladu. 6.2.3 Postup měření 1) Schéma zapojení pracoviště je na Obr. 6.2. K notebooku, na kterém je nainstalován program ROMES, je připojen rádiový skener NWS s anténou, mobilní stanice MS a GPS modul s anténou. Zapněte notebook, dále skener TSMQ (pokud nesvítí kontrolka PWR) a mobilní stanici MS (tlačítko na horní straně MS). Seznamte se s ovládáním MS.

Obr. 6.2: Schéma zapojení pracoviště 2) Zkontrolujte, zda je zapnutá mobilní stanice MS a síťový skener TSMQ (případně je zapněte). Po přihlášení do notebooku (login: Install, heslo: lab729) spusťte program ROMES4.65 Measurement (ikona na ploše). Zvolte pouze možnost Load Workspace, cesta: D: \ Dokumenty \ My Romes \ Workspace \ BRMK10a.rsxks, kliknout na tlačítko Start. Po spuštění programu se načtou HW součásti:  Mobile Devices - Qualcomm (3GPP/3GPP2), u700,  Network Scanner TSMx GSM, R&S GSM NWS,  Network Scanner TSMx WCDMA, R&S UMTS PNS,  Navigation - uBlox (TSMx-PPS) GPS, UBLOX Device.

92


V dolní části obrazovky se na liště otevře 7 záložek. Důležitých je prvních 5 záložek, které slouží na zobrazení měřených informací:  GSM NWS(1) – zobrazuje údaje o GSM sítích, měřeno skenerem TSMQ,  Navigation(2) – zobrazuje mapové podklady a údaje z GPS přijímače,  UMTS PN Scanner(3) – zobrazuje údaje o UMTS sítích, měřeno skenerem TSMQ,  UMTS(4) – zobrazuje údaje o zprávách 3. vrstvy sítě GSM a údaje o UMTS, měřeno MS při využití UMTS sítě,  GSM(5) – zobrazuje údaje o GSM síti, měřeno MS (aktivní pouze při spojení přes GSM síť). V záložkách lze jednoduše zvětšit všechna okna pomocí Window – Tile horizontal. Spusťte vlastní měření – pomocí poslední ikony (nebo Measurement – Start Recording, F6). Zvolte libovolný název souboru, adresář D: \ My Documents \ My ROMES \ MeasData (program ukládá data do souboru) – tlačítko Save / OK. Prohlídka oken: GSM NWS(1): Zobrazte a prohlédněte si záložku GSM NWS. V jednotlivých oknech se zobrazují údaje o GSM sítích, měřené skenerem TSMQ.  V okně GSM Scanner BCH View si prohlédněte a zaznamenejte seznam nalezených sítí, včetně jejich MCC (Mobile Country Code – kód pro rozlišení země) i MNC (Mobile Network Code – kód pro rozlišení operátorů) a počty BTS v jednotlivých kmitočtových pásmech.  Okno GSM Scanner Top N View:1 zobrazuje 8 GSM kanálů s nejsilnějším signálem. Do zprávy o měření uveďte ARFCN a BSIC (Base Station Identity Code) těchto kanálů. Pomocí BSIC najděte kanály, které jsou vysílané jednou BTS.  V okně GSM Scanner Transmitter View:1 naleznete úplný výpis všech detekovaných GSM kanálů. Navigation(2): V záložce Navigation se na obrazovce objeví dvě okna. V levém okně ROMESMAP Route Track View je mapa s vyznačením základnových stanic, včetně sektorů (černé trojúhelníky). V pravém okně GPS Info View jsou informace o počtu přijímaných satelitů GPS a údaje o poloze přijímače GPS (anténa GPS je u okna laboratoře SE7.107). Přemístěním nástroje Arrow v levém okně na libovolnou BTS se objeví základní informace o BTS okně Bts Info. UMTS PN Scanner(3): Zobrazte a prohlédněte si záložku UMTS PN Scanner. Zobrazují se zde údaje o UMTS sítích, měřených skenerem TSMQ.  V okně UMTS Scanner Pilot View:1 zvolte Frequency operátora. Pro rádiové kanály vybraného operátora lze odečíst číslo skramblovacího kódu a úroveň signálu (rozsah, průměr, okamžitá hodnota).  V okně UMTS Scanner CPICH View:1 si prohlédněte seznam nalezených Node Bs (základnové stanice systému UMTS) vybraného operátora a jejich parametrů: hodnoty přijímaného výkonu RSCP (integral Received Signal Code Power) v čase.


93

 V okně UMTS Scanner Top N View:1 je zobrazeno několik vybraných Node Bs. Zaznamenejte jejich počet. U každé Node B zaznamenejte použitý skramblovací kód SC (Scrambling Code) a přibližnou hodnotu přijímaného výkonu RSCP a Ec / I0. UMTS(4): POZOR: ZKONTROLUJTE NASTAVENÍ MOBILNÍHO TELEFONU, ZDA JE ZVOLENA GSM SÍŤ! (menu / nastavení / nastavení sítě / režim sítě / GSM 900/1800 / Vybrat). Zvolte záložku UMTS, která zobrazuje informace o systému GSM měřené pomocí MS (případně i o systému UMTS, pokud je podporován MS).  V okně NQA State View:1, najdete například informaci o stavu MS (idle/dedicated mode).  V okně Layer 3 View:1 naleznete seznam zpráv 3. vrstvy, vysílaných v uplinku i downlinku. GSM(5): Volejte testovací číslo 603 124 398 a přepněte se na záložku GSM. Zde jsou zobrazeny údaje, měřené pomocí MS (obdobně jako u programu TEMS). Do zprávy o měření zaznamenejte číslo BCCH (Broadcast Control Channel) kanálu a úrovně přijímaného signálu v dBm pro servisní (F) a okolní (N1, N2,…) buňky (okno GSM Measurement Report View:1). Ukončete hovor. Měření v dedicated módu: UMTS(4): MS přepněte do dedicated módu volbou testovacího čísla 603 124 398. Po krátké době (cca 5 sekund) v okně Layer 3 View:1 zastavte zachytávání zpráv 3. vrstvy tlačítkem Time (nebo pravým tlačítkem myši na seznam zpráv, vybrat Hold). V okně Layer 3 View:1 si prohlédněte průběh komunikace mezi MS a BTS při sestavování hovoru a ukončování hovoru. Průběh sestavování komunikace stručně popište ve zprávě o měření. Význam jednotlivých zpráv 3. vrstvy naleznete v příloze. Ve zprávě CM SERVICE REQUEST (Up) nalezněte a zaznamenejte TMSI/P-TMSI mobilního telefonu (Mobile Identity). Ve zprávě SETUP (Up) nalezněte volané číslo (Numer_Digit_OF). Měření ukončete tlačítkem . 3) Otevřete novou pracovní plochu File / New Workspace (změny neukládejte!). Následně zvolte File / Open Measurement File, zatrhněte Load Workspace of Measuremet File a vyberte D: \ My Documents \ My ROMES \ MeasData\test_UREL.rscmd – Otevřít (aktuální Workspace neukládejte!). V okně Device Filter neprovádějte žádné změny a potvrďte pomocí OK. Otevře se záznam měření, které proběhlo v terénu s připojeným GPS modulem. V měřených datech (v záznamu měření) je možné se pohybovat pomocí nabídky Replay, nebo pomocí panelu replay , (View – Replay Control). Přehrávání zastavte a znovu spusťte (Replay - Stop/Start). Posuvníkem Speed je možné nastavit rychlost přehrávání záznamu. Zobrazení trasy na mapě: Záznam měření obsahuje záložku View / Navigation Views. V ní lze nalézt informace o GPS příjmu (GPS Info View) a parametrech trasy (ROMESMAP Route Track View). Obě záložky otevřete. V okně ROMESMAP Route Track View lze vidět měřenou trasu (zoom lze provádět i pomocí kolečka u myši) a několik BTS (jejich počet je ve skutečnosti větší - v programu je uložena databáze BTS pro Brno-město a část BTS pro Brno-venkov). Mapové podklady jsou ze serveru OpenStreetMap. Pokud se vám při zapnutí přehrávání na záložce Navigation

94


nezobrazuje mapa, klikněte pravým tlačítkem, vyberte Maps / Load OpenStreetMap. Při pohybu s mapou je potřeba pracovat s nástrojem Pan , aby se současně posouvala mapa i trasa. Zobrazení vybraných událostí a měřených hodnot na mapě: Zobrazení handoverů na mapě a v ostatních záložkách programu: V záložce Navigation v okně ROMESMAP Route Track View klikněte pravým tlačítkem myši a zvolte Configure Events… / GSM Events / Layer 3 Events / Handover Complete (při vybrání – dvojklikem – se vedle objeví zatržítko). Potvrďte pomocí OK. Handovery se v mapě zobrazí až po dalším, níže uvedeném nastavení. Zobrazení vybraných měřených hodnot: V okně ROMESMAP Route Track View klikněte pravým tlačítkem myši a vyberte Configure... Zvolte ikonu Values. V okně Selected Signals zrušte všechny položky (2x na ně poklepat nebo pomocí <). V okně Available Signals vyberte (dvojklikem) následující položky:  GSM / Measurement Report / RxLev Sub (úroveň přijímaného signálu v systému GSM),  UMTS PNS / 1 Top 8 Sorted (Sorted) / 1 TopN Element / Top 8 Sorted RSCP(1) (úroveň přijímaného signálu v systému UMTS). Potvrďte pomocí OK. Po chvíli se na mapě zobrazí měřené veličiny. Přepínat mezi nimi lze vlevo nahoře nad měřítkem mapy – RxLev Sub a Top 8 Sorted: RSCP(1). Postupně zobrazte signály pro GSM a UMTS a porovnejte pokrytí obou systémů. Při zobrazení RxLev Sub jsou na mapě zobrazeny také místa, kde byly provedeny handovery (označení ). Zobrazení vybraných událostí: Rychlost posunu záznamu měření nastavte posuvníkem na malou hodnotu. Posuňte záznam měření do místa: Replay / Jump / Relative = 2% (NEzatrhněte volbu Change to Replay Pause State after Jump), potvrďte OK. Na záložce GSM sledujte postupně několik (minimálně 3) handovery (GSM Chart View:1 - nad grafem jsou handovery znázorněny pomocí ). Zaznamenejte postupně čísla BCCH kanálů, mezi kterými se handovery provádějí – okno GSM Measurement Report View:1. Potom přehrávání ukončete. 4. Otevřete novou pracovní plochu File / New Workspace (změny neukládejte!). Následně zvolte File / Open Measurement File, zatrhněte Load Workspace of Measuremet file a vyberte D: \ My Documents \ My ROMES \ MeasData \ Praha_data.rscmd – Otevřít (aktuální Workspace neukládejte!). V okně Device Filter neprovádějte žádné změny a potvrďte pomocí OK. Otevře se záznam měření, které proběhlo při datovém přenosu pro HSDPA. Přehrávání zastavte a znovu spusťte (Replay / Stop/Start). Rychlost posunu záznamu měření nastavte posuvníkem na malou hodnotu. V záložce HSDPA v okně UMTS HSDPA Performance View:1 odečtěte a zaznamenejte přenosovou rychlost (vyčkejte případně na přenos dat) pro downlink (Req. Throughput). V záložce UMTS v okně UMTS Finger Data View.1 pozorujte použití přijímače RAKE u systémů 3G. Jednotlivé řádky odpovídají „prstům“ (jednotlivým korelačním přijímačům fingers) přijímače RAKE. Posuňte záznam měření do místa: Replay / Jump / Relative = 47% a nastavte automatické zastavení přehrávání - zatrhněte volbu Change to Replay Pause State after Jump. Zaznamenejte počet hlavních aktivních přijímačů (označeny fialově), SC (scramblovací kód) signálu a pro každý aktivní finger zaznamenejte hodnotu Ec / I0. Referenční finger je ve sloupci HSDPA označen R.

Nové technologie mobilních komunikací pro integrovanou výuku VUT a VŠB-TUO Zastavte přehrávání měření tlačítkem neukládejte).

(Replay / Stop) a ukončete program (změny

6.2.4 Použité přístroje a pomůcky  Notebook HP s programem ROMES firmy Rohde & Schwarz.  Skener rádiového prostředí (NWS) TSMQ R&S.  Napájecí zdroj pro TSMQ.  Mobilní telefon (mobilní stanice MS) Samsung SGH-U700.  Propojovací kabely.  GSM/UMTS anténa. 6.2.5 Stručný návod k programu ROMES Popis vybraných oken programu ROMES: Záložka GSM NWS – měření GSM pomocí TSMQ Spuštění / zastavení měření (záznamu měření)

Záložky pro jednotlivé technologie a měřicí zařízení GSM BCH View GSM NWS Top N View GSM NWS Transmitter Scan View

95

– seznam detekovaných GSM sítí – seznam N kanálů s nejsilnějším signálem – seznam všech přijímaných kanálů

96


Záložka UMTS PN Scanner – měření UMTS pomocí TSMQ

PNS Pilot View PNS Top N View PNS CPICH View

– hodnoty přijímaného výkonu RSCP (rozsah, průměr, okamžitá hodnota) – seznam N kanálů s nejsilnějším signálem – seznam detekovaných CDMA signálů (Node Bs)

Záložka UMTS – měření GSM a UMTS pomocí MS Panel pro přehrávání měřených dat (souborů)

Nové technologie mobilních komunikací pro integrovanou výuku VUT a VŠB-TUO UMTS/GSM NQA State View UMTS Finger Data View UMTS/GSM Overview View 2G/3G Layer 3 View

– RAT – typ sítě (UMTS, GSM), stav MS ... – zobrazení signálů při zpracování přijímačem RAKE (jen pro UMTS) – přehled některých parametrů – zachycené zprávy 3. vrstvy

Ukázka použití přijímače RAKE (3 hlavní aktivní fingery) s vyznačením referenčního fingeru.

Záložka GSM – měření GSM pomocí MS

GSM Measurement Report View GSM GPRS/EDGE View GSM Chart View

97

– seznam kanálů, které MS používá (F, S) a detekuje (N) – informace o GPRS a EDGE – zobrazení RxLev (výkon signálu, který přijímá MS) a některých dalších parametrů v čase


98

Záložka Navigation – zobrazení měřené trasy (okno Route Track) Výběr zobrazeného signálu

Zobrazení handoveru 6.2.6

Význam vybraných zpráv 3. vrstvy a vybraných zkratek

6.2.6.1 Význam vybraných zpráv 3. vrstvy (Layer 3 messages) Zpráva

Odesílatel

Význam

PAGING REQUEST TYPE 1a2

síť

„Paging messages“ vysílané sítí na CCCH.

CM SERVICE REQUEST

MS

MS žádá síť o poskytnutí služby.

IMMEDIATE ASSIGNMENT

síť

Zpráva obsahuje informace např. o přiřazeném kanálu, o Timing advance apod. MS přechází z idle do dedicated módu.

SYSTEM INFORMATION TYPE 5 CLASSMARK ENGUIRY CLASSMARK CHANGE AUTHENTICATION REQUEST AUTHENTICATION RESPONSE SYSTEM INFORMATION TYPE 6 CYPHERING MODE COMMAND CYPHERING MODE COMPLETE

síť

Síť posílá informace o okolních buňkách (BCCH kmitočtech).

síť

Síť žádá po MS informace o jejích parametrech.

MS

MS odpovídá, že provedla příslušné změny (např. kanálu) a informuje síť o některých svých parametrech.

síť

Síť žádá MS o identifikaci. Zpráva obsahuje např. RAND.

MS

Odpověď MS, zpráva obsahuje SRES.

síť

Síť posílá informace o Cell ID, MCC, MNC, LAC…

síť

Síť informuje MS, aby začala používat šifrování.

MS

MS potvrzuje použití šifrování.

MS

MS žádá o spojení.

SETUP

Nové technologie mobilních komunikací pro integrovanou výuku VUT a VŠB-TUO TMSI REALLOCATION COMMAND TMSI REALLOCATION COMPLETE CALL PROCEEDING FACILITY MESSAGE ASSIGNMENT COMMAND ASSIGNMENT COMPLETE

síť

Změna TMSI.

MS

Potvrzení změny TMSI.

síť

Potvrzení přijetí požadavku o spojení.

MS a síť

99

Žádost nebo potvrzení přídavných služeb.

síť

Síť nařizuje změnu používaných kanálů (dedicated).

MS

Potvrzení provedení změn.

ALERTING

síť

Síť informuje MS, že volaný účastník vyzvání.

CONNECT

síť

Síť informuje MS, že volaný účastník přijal spojení.

CONNECT ACKNOWLEDGE

MS

MS potvrzuje přijetí spojení.

DISCONNECT

MS

MS ukončuje spojení.

RELEASE

síť

Síť informuje MS, že zamýšlí uvolnit TI (Transaction Identifier).

RELEASE COMPLETE

MS

Potvrzení uvolnění TI.

CHANNEL RELEASE

síť

Síť informuje MS o deaktivaci používaných vyhrazených kanálů.

6.2.6.2 Seznam vybraných zkratek ARFCN BCCH BSIC CCCH CPICH GSM HSDPA HSUPA LAC MCC MNC MS NWS RAND RSCP SC SRES TMSI UMTS WCDMA

Absolute Radio Frequency Channel Number Broadcast Control Channel Base Station Identification Code Common Control Channel Common Pilot Channel Global System for Mobile communications High-Speed Downlink Packet Access High-Speed Uplink Packet Access Location Area Code Mobile Country Code Mobile Network Code Mobile Station Network Wireless Scanner 128-bitové náhodné číslo generované AuC (Authentication Center) Received Signal Code Power Scrambling Code 32-bit číslo generované MS (a současně i AuC) Temporary Mobile Subscriber Identity Universal Mobile Telecommunications System Wideband Code Division Multiple Access

6.2.6.3 Seznam vybraných operátorů a jejich MNC Operátor

Kmitočtová pásma [MHz]

MCC

MNC

230

01

T-Mobile Czech Republic

GSM 900 / GSM 1800 / UMTS 2100

230

02

Telefonica 02 Czech Republic

GSM 900 / GSM 1800 / CDMA 450 / UMTS 2100

230

03

Vodafone Czech Republic

GSM 900 / GSM 1800 / UMTS 2100

230

04

CDMA 410-430

230

98

MobilKom, a. s. (U:fon) SŽDC (Správa železniční dopravní cesty)

GSM-R 900


100

7 Seznam použité literatury Monografie [1]

BOSTELMANN, G.; ZARITS, R. UMTS Design Details & System Engineering. INACON GmbH, Germany, 2002. 592 s. ISBN 3-93627-306-5.

[2]

HEINE, G. UMTS Signalling & Protocol Analysis (UTRAN & UE). INACON GmbH, Germany, 2003. 475 s.

[3]

LEE, J. S.; MILLER, L. E. CDMA Systems Engineering Handbook. Artech House Books, Boston London, 1998. 1228 s. ISBN 0-89006-990-5.

[4]

WANG, J.; NG, T.S. Advances in 3G Enhanced Technologies for Wireless Communications. Artech House Books, Boston London, 2002. 350 s. ISBN: 1-58053302-7.

[5]

HOLMA, H.; TOSKALA, A. LTE for UMTS - OFDMA and SC-FDMA Based Radio Access. John Wiley, 2009. 415 s. ISBN 978-0-470-99401-6.

[6]

SESIA, S.; TOUFIK, I.; BAKER, M. LTE The UMTS Long Term Evolution: From Theory to Practice. John Wiley, 2009. 611 s. ISBN 978-0-470-69716-0.

[7]

GLISIC, S. G. Advanced Wireless Communications 4G Technologies. John Wiley, 2004. 857 s. ISBN-10 0-470-86776-0.

[8]

ZHANG, J.; ROCHE, G. Femtocells: Technologies and Deployment. John Wiley, 2010. 297 s. ISBN 978-0-470-74298-3.

[9]

HANZO, L.; AKHTMAN, Y.; WANG, L.; JIANG, M. MIMO-OFDM for LTE, WiFi and WiMAX. John Wiley, 2011. 658 s. ISBN 978-0-470-68669-0.

[ 10 ] JANKIRAMAN, M. Space-Time Codes and MIMO Systems. Artech House Books, Boston London, 2004. 327 s. ISBN 1-58053-865-7. Elektronické dokumenty [ 11 ] 3rd Generation Partnership Project. 3GPP [online]. 2012 [cit. 30. 1. 2013]. Dostupné na internetu: . [ 12 ] 3rd Generation Partnership Project. 3GPP TS 36.211 V 8.9.0: Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical channels and modulation [online]. 12/2009 [cit. 30. 1. 2013]. Dostupné na internetu: . [ 13 ] 3rd Generation Partnership Project. 3GPP TS 36.211 V 8.8.0: Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); User Equipment (UE) Radio Access Capabilities [online]. 6/2011 [cit. 10. 2. 2013]. Dostupné na internetu: . [ 14 ] BURCU, H. SC-FDMA and LTE Uplink Physical Layer Design [online]. 12/2009 [cit. 10. 2. 2013]. Dostupné na internetu: . [ 15 ] 3GPP LTE - Evolved UTRA - Radio Interface Concepts [online]. [cit. 20. 3. 2013]. Dostupné na internetu: .

Nové technologie mobilních komunikací pro integrovanou výuku VUT a VŠB-TUO

Recommend Documents