KARAKTERISATIE EN MODELLERING VAN STRALING EN TEMPERATUUR OP 0.35 µm SI-GE TRANSIMPEDANTIE VERSTERKERS

XIOS HOGESCHOOL LIMBURG DEPARTEMENT TOEGEPASTE INGENIEURSWETENSCHAPPEN

KARAKTERISATIE EN MODELLERING VAN STRALING EN TEMPERATUUR OP 0.35 µm SI-GE TRANSIMPEDANTIE VERSTERKERS Joris THIELS

Afstudeerwerk ingediend tot het behalen van het diploma van master in de industriële wetenschappen: elektronica-ICT

Promotoren: prof. dr. ir. P. Leroux (K.H.Kempen - K.U.Leuven) dr. ir. M. Van Uffelen (SCK•CEN) drs. Ing. L. Biesemans (XIOS Hogeschool Limburg)

Academiejaar 2009 - 2010

Karakterisatie en modellering van straling en temperatuur op 0.35 mm Si-Ge transimpedantie versterkers

Masterthesis ter verkrijging van het diploma Master in de elektronica-ICT

Joris Thiels

Academiejaar: 2009-2010

Inhoudsopgave

Dankbetuiging

Abstract

I

II

Lijst van figuren

III

Lijst van tabellen

VI

Lijst van afkortingen en symbolen

1 Inleiding

VII

1

1.1

Doelstellingen van de masterproef . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

2

1.2

Wat is MYRRHA? . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

3

1.3

Ultrasone camera . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

4

1.3.1

De werking . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

4

LIDAR systeem . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

5

1.4.1

De werking . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

6

Straling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

7

1.5.1

8

1.4

1.5

Alfa (a) straling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

1.5.2

Beta (b) straling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

8

1.5.3

Gamma (g) straling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

8

1.5.4

De bestralingseenheid op het SCK-CEN . . . . . . . . . . . . .

9

2 Transimpedantie versterker 2.1

2.2

2.3

2.4

10

Temperatuurseffecten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

11

2.1.1

Bipolaire transistoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

11

2.1.2

CMOS transistoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

12

Stralingseffecten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

13

2.2.1

Bipolaire transistoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

13

2.2.2

CMOS transistoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

15

Minder stralingsgevoelig ontwerp en lay-out maatregelen . . . . . . . .

18

2.3.1

Minder stralingsgevoelig ontwerp . . . . . . . . . . . . . . . . .

19

2.3.2

Verminderde stralingsgevoeligheid door layout . . . . . . . . . .

19

Interne opbouw . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

21

2.4.1

TIA 1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

23

2.4.2

TIA 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

30

2.4.3

TIA 3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

34

3 Simulaties

38

3.1

Inleiding tot SPICE . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

38

3.2

Temperatuursgedrag . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

39

3.3

De resultaten van de temperatuurssimulaties . . . . . . . . . . . . . . .

39

4 Meetresultaten 4.1

4.2

4.3

Voor bestraling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

42

4.1.1

Meetopstelling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

43

4.1.2

DC parameters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

44

4.1.3

Vergelijking met de simulaties . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

47

Tijdens bestraling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

49

4.2.1

Interpretatie van de metingen . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

50

Na bestraling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

53

5 Modelvorming van stralingseffecten 5.1

5.2

42

54

Opbouw van de modelvorming . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

55

5.1.1

Opbouw van de bipolaire modelvorming . . . . . . . . . . . . .

55

5.1.2

Opbouw van de CMOS modelvorming . . . . . . . . . . . . . .

56

Resultaten van de modelvorming . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

56

5.2.1

56

Vergelijking met de metingen . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

6 Conclusie

59

Bibliografie

60

Bijlage

62

Schema TIA 1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

62

Schema TIA 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

63

Schema TIA 3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

64

Vergelijking van de simulaties en de meetresultaten van het vermogen . . . .

65

Meetresultaten tijdens bestraling TIA 1

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

66


. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

67


. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

68

Meetresultaten van het vermogen van de drie TIA’s tijdens de bestraling . .

69

Modelresultaten TIA 1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

70


71


72

Netlist TIA 1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

73

Netlist TIA 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

74

Netlist TIA 3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

75

Modelfile van NMOS transistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

76

Modelfile van PMOS transistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

78

Modelfile van bipolaire transistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

80

I

Dankbetuiging Voor de goede begeleiding tijdens de stage en de hulp bij het opstellen van mijn eindwerk wil ik mijn dank betuigen aan al mijn promotoren. Vooreerst aan mijn interne promotor: drs. Ing. Leen Biesemans en mijn externe promotoren: prof. dr. ir. Paul Leroux en dr. ir. Marco Van Uffelen. Vervolgens wil ik ook het SCK-CEN bedanken omdat zij mij de kans gaven om er stage te lopen en om de nodige expertise op te doen om dit eindwerk te schrijven. Ook de medewerkers van het SCK-CEN betuig ik mijn dank, met name dr. ir. Wouter De Cock, dhr. Frans Vos en dhr. Stan Van Ierschot. Ook wil ik mijn ouders en vriendin bedanken voor de steun, het luisterende oor en het geduld dat zij hadden tijdens het verloop van mijn stage.

II

Abstract Titel:

Karakterisatie en modellering van straling en temperatuur op 0.35 mm Si-Ge transimpedantie versterkers

Interne promotor: drs. Ing. L. Biesemans (XIOS Hogeschool Limburg) Externe promotoren:

prof. dr. ir. P. Leroux (K.H.Kempen - K.U.Leuven) dr. ir. M. Van Uffelen (SCK•CEN)

Deze masterproef behandelt de karakterisatie en modellering van drie geïntegreerde 0.35 mm Si-Ge BiCMOS transimpedantie versterkers. Dit is een verderzetting van het eindwerk van Ing. Bastiaan Van Hees, Katholieke Hogeschool Kempen, 2009. Deze drie versterkers verschillen onderling in opbouw, dit geeft ze eigen typische eigenschappen. Het uiteindelijke doel van het eindwerk is dan ook te gaan bepalen welk van deze drie versterkers het meest geschikt is om te dienen als versterker voor een ultrasone sensor. Deze bepaling gebeurt op basis van hun gedrag in functie van temperatuur en gammastraling. Allereerst wordt bekeken hoe de verschillende versterkers bestraald zijn geweest. Ook wordt de opbouw van de drie transimpedantie versterkers belicht. Nadien worden de aanpassingen besproken die zijn gebeurd om ze al een beter resistentie tegen straling geven. Verder worden de belangrijkste DC parameters van de versterkers gesimuleerd in SPICE onder invloed van temperatuur. Dezelfde parameters van bij de simulaties worden uitgemeten in functie van de temperatuur. Dit wordt uitgevoerd met behulp van LabVIEW en de op opstelling van Ing. Bastiaan Van Hees. Ook wordt er vergeleken wat de verschillen zijn tussen de drie transimpedantie versterkers en kan er eventueel al een selectie volgen. Dezelfde parameters uit de vorige stappen worden uitgemeten tijdens bestraling met dezelfde opstelling die gebruikt werd bij de temperatuursmetingen. Deze resultaten worden geëvalueerd en hieruit worden dan conclusies getrokken om de meest geschikte versterker te kiezen. Hierna gaan we in SPICE deze drie versterkers modelleren, om zo in de toekomst een idee te kunnen krijgen hoe een andere versterker gaat reageren onder invloed van een bepaalde dosis gammastraling. Uiteindelijk kan geconcludeerd worden dat bipolaire transistoren het minst stralingsgevoelig zijn, maar wel merkelijk gevoeliger zijn voor temperatuursschommelingen dan de CMOS transistoren.

III

Lĳst van figuren

1.1

Logo van het SCK-CEN . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

1

1.2

Voorbeeld van een niveaumeting met een ultrasone camera . . . . . . .

2

1.3

Doorsnede van een MYRRHA reactor . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

4

1.4

Voorbeeld van een visualisatie van een ultrasoon beeld . . . . . . . . .

5

1.5

Blokdiagram van een LIDAR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

6

1.6

Soorten ioniserende straling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

8

1.7

RITA bestralingseenheid op het SCK-CEN. Links staat de container, omringd met radioactieve bronnen. Rechts de container boven water. .

9

2.1

Temperatuurseffect op bipolaire transistoren . . . . . . . . . . . . . . .

11

2.2

Versterking onder invloed van gammastraling

. . . . . . . . . . . . . .

14

2.3

Lekstroom ten gevolge van gammastraling [9] . . . . . . . . . . . . . .

14

2.4

Lekstromen in één NMOS transistor ten gevolge van straling [9] . . . .

15

2.5

Lekstromen tussen twee NMOS transistoren ten gevolge van straling [9]

16

2.6

Ladingsophopingen in een NMOS transistor ten gevolge van straling [9]

17

2.7

Verschuiving van de drempelspanning ten gevolge van straling [9] . . .

17

2.8

Effect van straling op de drempelspanning bij PMOS en NMOS [9] . . .

18

IV 2.9

(A)Lekstromen, (B, C, D) alternatieve minder stralingsgevoelige lay-out [5] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

20

2.10 Guard ring rondom de transistoren van een invertor [5] . . . . . . . . .

21

2.11 Principieel blokschema van een TIA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

22

2.12 Layout van de 0.35 mm Si-Ge IC-ontwerp van de drie TIA’s en de bondpaden. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

22

2.13 ESD protectie (links) en chip met behuizing en bondpaden (rechts) . .

22

2.14 Vereenvoudigd schema van TIA 1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

23

2.15 Instelschakeling van TIA 1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

24

2.16 Algemene voorstelling van een terugkoppelsysteem . . . . . . . . . . . .

27

2.17 AC signaal schema TIA 1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

27

2.18 Voorbeeld bode plot van een onstabiel en stabiel systeem . . . . . . . .

29

2.19 Vereenvoudigd schema van TIA 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

31

2.20 Vereenvoudigd schema TIA 3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

34

3.1

De verschillende parameters gesimuleerd in functie van de temperatuur

40

4.1

Blokschema van de meetopstelling om de DC spanningen te meten . . .

43

4.2

Meetopstelling op het SCK-CEN

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

44

4.3

De verschillende gemeten parameters in functie van de temperatuur . .

45

4.4

Vergelijking van het vermogen onder invloed van de temperatuur bij de drie TIA’s . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

4.5

49

De uitgangsspanning van de TIA 1 onder invloed van straling (Reeks1 & Reeks2) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

50

V 4.6


4.7

51


51

4.8

Het vermogen van de drie versterkers in functie van de straling . . . . .

52

5.1

Subcircuit om het stralingseffect te modelleren [8] . . . . . . . . . . . .

55

5.2

Voorbeeld van een aanpassing in de SPICE modelfile van de bipolaire transistor in functie van de straling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

5.3

56

Voorbeeld van een aanpassing van de drempelspanning in functie van de straling in de SPICE modelfile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

56

5.4

Vergelijking van het stralingsmodel van TIA 1 met de gemeten waardes

57

5.5


57

5.6


58

VI

Lĳst van tabellen

2.1

Parameters van TIA 1 volgens de fabrikant . . . . . . . . . . . . . . . .

25

2.2


32

2.3


35

3.1

Overzicht van de gesimuleerde temperatuurscoëfficienten van de verschillende parameters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

3.2

Gesimuleerde waardes van de verschillende parameters bij de versterkers bij 24.3 °C . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

4.1

46

Vergelijking gesimuleerde/gemeten temperatuurscoëffienten van de verschillende parameters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

4.3

41

Overzicht van de gemeten temperatuurscoëfficienten van de verschillende parameters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

4.2

40

47

Vergelijking gesimuleerde/gemeten op de grootte van de verschillende parameters bij 24.3 °C . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

48

VII

Lijst van afkortingen en symbolen 60

Co

Kobalt

a

alfa, stralingssoort

AC

Alternating Current of wisselspanning

AGC

Automatic Gain Control

ANS-ARI

Advanced Nuclear Systems - Advanced Reactor Instrumentation

Av

Spanningsversterking

b

Stroomversterking

b

Beta, stralingssoort

BiCMOS

Bipolair and Complementary Metal Oxide Semiconductor

BR 2

Belgian Reactor 2

BSIM

Berkeley Short-channel IGFET Model

BWTIA

BandWidth TIA of bandbreedte van de TIA [Hz]

g

Gamma, stralingssoort

Cin

Ingangscapaciteit [F]

CinD

Ingangscapaciteit van de fotodiode [F]

CinT

Ingangscapaciteit van de transistor [F]

Cox

Capaciteit van de oxidelaag van een MOSFET [F]

CMOS

Complementary Metal Oxide Semiconductor

CMUT

Capacitive Micromachined Ultrasonic Transducer

DC

Direct Current of gelijkspanning

EDA

Electronic Design Automation of elektronische ontwerp automatisatie

ESD

Electro Static Discharge of elektrostatische ontlading

fnd

Frequentie van de niet-dominante pool [Hz]

GBS

Gemeenschappelijke Basis Schakeling

VIII

GES

Gemeenschappelijke Emitter Schakeling

gm

Transconductantie [S]

Gy

Gray

HF

Hoge Frequentie (3-30 MHz)

IB

Basis stroom [A]

IC

Collector stroom [A]

IDS

Drain-source stroom [A]

IE

Emitter stroom [A]

IC

Integrated Circuit

IGFET

Insulated-Gate Field-Effect Transistor

k

Constante van Boltzman, 1.38;10-23 J/K

KUL

Katholieke Universiteit Leuven

L

Lengte van de oxidelaag in een MOSFET [m]

LA

Limitting Amplifier

LabVIEW

Laboratory Virtual Instrumentation Engineering Workbench

LIDAR

LIght Detection And Ranging of Laser Imaging Detection And Ranging

m

Mobiliteit [m2/(V·s)]

M

Multipliciteit

mm

Milimeter

MOSFET

Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor

MYRRHA

Multi-purpose hYbrid Research Reactor for High-tech Applications

NMOS

N-type Metal Oxide Semiconductor

Pb-Bi

Lood-bismut

PCB

Printed Circuit Board

PID

Proportioneel, Integrerend en Differentiërend

PMOS

P-type Metal Oxide Semiconductor

q

Elementaire lading, 1.6022;10-19 C

RADAR

RAdio Detection And Ranging

Rf

Terugkoppelweerstand [W]

RITA

Radio Isotope Test Arrangement

ro

Klein signaal uitgangsweerstand [W]

rp

Klein signaal ingangsweerstand [W]

IX

SCK-CEN

Studiecentrum voor Kernenergie - Centre D’Etude de L’Energie Nucléaire

Si-Ge

Silicium-germanium

SPICE

Simulation Program with Integrated Circuits Emphasis

T

Temperatuur [K]

TDC

Time to Digital Convertor

TIA

TransImpedantie Amplifier of transimpedantie-versterker

VBE

Basis-emitter spanning [V]

VBIC

Vertical Bipolar InterCompany

VCEsat

Collector-emitter saturatie spanning [V]

VDS

Drain-source spanning [V]

VDsat

Drain saturatie spanning [V]

VGS

Gate-source spanning [V]

VT

Thermische spanning [V]

Vth

Threshholdspanning of drempelspanning [V]

W

Width of breedte van de oxidelaag in een MOSFET [m]

ZTIA

Transimpedantie versterking [W]

1

Hoofdstuk 1 Inleiding Met de almaar schaarser wordende fossiele brandstoffen is men genoodzaakt op zoek te gaan naar nieuwe en/of hernieuwbare energiebronnen. Hoewel kernenergie geen van beide is, wordt er nog steeds veel in geïnvesteerd. De hernieuwbare energiebronnen kunnen de vraag naar elektriciteit niet dekken. Het grote probleem met kernenergie is de halveringstijd van het kernafval. Dit zorgt ervoor dat kernenergie een “vuile” energiebron is, ondanks zijn 0 % CO2 uitstoot. Een mogelijke oplossing voor ons energie probleem zou zijn dat het kernafval verder wordt afgebroken zodat het niet meer radioactief is of de halveringstijd van enkele honderduizenden jaren naar enkele jaren kunnen herleiden. Om dit te kunnen verwezenlijken is het StudieCentrum voor Kernenergie - Centre d’Etude de l’énergie Nucléaire (SCK-CEN) gestart met de ontwikkeling van Multi-purpose hYbrid Research Reactor for High-tech Applications (MYRRHA).

Figuur 1.1: Logo van het SCK-CEN

2

1.1

Doelstellingen van de masterproef

Deze masterproef zal zijn bijdrage leveren tot MYRRHA, een speciaal soort kernreactor. In deze kernreactor zal er een niveaumeting moeten gebeuren van een Pb-Bi vloeistof, deze niveaumeting zal gebeuren vanop enkele tientallen meters met een nauwkeurigheid van enkele millimeters. Om dit te verwezenlijken heeft de groep Advanced Nuclear Systems - Advanced Reactor Instrumentation (ANS-ARI) van het SCK-CEN en een LIght Detection And Ranging (LIDAR) systeem uitgedacht. Dit systeem bestaat al op de commerciële markt, maar deze is te gevoelig voor straling. Ook heeft de groep ANS-ARI een systeem bedacht om de inspectie en de positie van de brandstof te kunnen bekijken met behulp van een ultrasone camera, zoals weergegeven in figuur 1.2.

Figuur 1.2: Voorbeeld van een niveaumeting met een ultrasone camera

De werking van deze niveaumeting gaat als volgt. Er worden pulsen uitgezonden en weer ontvangen. De tijd tussen zenden en ontvangen is een maat voor het niveau. Wanneer de pulsen terugkomen worden deze opgevangen door een sensor en omgezet in stroom. Deze stroom wordt op zijn beurt dan weer versterkt en omgezet naar een

3 spanning door een transimpedantie versterker (TIA). Deze TIA is een 0.35 mm Si-Ge Bipolar and Complementary Metal Oxide Semiconductor (BiCMOS) schakeling. Deze voorversterker of TIA zal aan grote stralingsdosissen moeten weerstaan. Er zijn drie alternatieve TIA’s ontworpen zodat er onderzocht kan worden welke soort schakeling het beste voldoet aan de eisen. Hetzelfde geldt voor de ultrasone camera. Het signaal dat opgevangen wordt in de ultrasone sensor wordt in de sensor omgezet in een stroom, deze stroom wordt op zijn beurt verwerkt door de TIA. Het doel van de masterproef is het bestuderen van de effecten van temperatuursverandering en straling op de verschillende TIA’s. De TIA’s verschillen in hun opbouw: TIA 1 & TIA 2 zijn opgebouwd uit CMOS en bipolaire technologie, terwijl TIA 3 alleen maar is opgebouwd uit bipolaire transistoren. De studie bestaat erin hun gedrag te beschrijven onder invloed van temperatuur en straling, om dit vervolgens om te zetten in een Simulation Program with Integrated Circuits Emphasis (SPICE) model.

1.2

Wat is MYRRHA?

MYRRHA is niet zomaar een kernreactor die zoals de meeste reactoren gebruikt wordt om elektrische energie op te wekken. MYRRHA is een testreactor om nucleair afval in te “verbranden”. Dit versplijten van nucleair afval heeft als voordeel dat het volume van het radioactief afval wordt verminderd met een factor 100, de halveringstijd van het radioactief afval wordt verminderd met een factor 1000. Tevens wordt het versplijten gebruikt voor het doperen van silicium en voor de productie van radio-isotopen voor medische toepassingen in de kankerbestraling en röntgenfoto’s. MYRRHA is een subkritische reactor. Dit betekent dat het zelf niet in staat is om een kernreactie te onderhouden. Om de kernreactie toch te onderhouden is een externe neutronenbron nodig. Deze neutronen komen vrij door een protonenstraal op vloeibaar Pb-Bi te schieten. De protonen worden geleverd door een deeltjesversneller. Het niveau van dit vloeibaar Pb-Bi moet nauwkeurig gemeten worden. Om dit niveau nauwkeurig te meten kan gebruik gemaakt worden van een LIDAR systeem [1]. Ook kan de brandstof

4 geïnspecteerd en gepositioneerd worden met behulp van een ultrasone camera [2]. Een schematische voorstelling en doorsnede van de MYRRHA in figuur 1.3.

Figuur 1.3: Doorsnede van een MYRRHA reactor

1.3

Ultrasone camera

Een ultrasone transducer gaat Hoog Frequente (HF) pulsen uitsturen en terug opvangen, dit gebeurt met de hulp van een Capacitive Micromachined Ultrasonic Transducer (CMUT). Van deze pulsen kan de time of flight worden bepaald, dit betekent dat de tijdsduur tussen de verzonden en de opgevangen puls een maat is voor de afstand. Deze CMUT sensor kan in een array worden geplaatst om zo een beeld te krijgen van een oppervlak. Verder kan deze op XY-tafel worden geplaatst om zo een grote oppervlakte te kunnen scannen en in beeld te brengen [3].

1.3.1

De werking

De werking van een ultrasone camera kan opsplitst worden in twee delen:

ä Ultrasone transducer ä Visualisatie

5 1.3.1.1

Ultrasone transducer

De ultrasone transducer is de zender en de ontvanger van de ultrasone camera. Deze zendt de ultrasone pulsen en ontvangt ze ook terug. De amplitude van het ultrasone signaal dat terugkomt veroorzaakt een stroom in de transducer. Om deze stroom te kunnen uitlezen moet deze versterkt en getransformeerd worden naar een spanning in de ontvangerschakeling. Dit ontvangerschakeling is de transimpedantieversterker die verder wordt besproken in dit eindwerk. Het aantal transducers dat nodig is wordt bepaald door de kwaliteit die vereist is bij de visualisatie of de complexiteit van het te meten object.

1.3.1.2

Visualisatie

Met behulp van een computer wordt uit een 2D array van CMUT sensoren een dieptebeeld opgebouwd uit de verschillende signalen van elke aparte sensor. Het aantal CMUT sensoren bepaalt welke resoluties er bereikt kunnen worden en bijgevolg dus ook de nauwkeurigheid. In figuur 1.4 staat een voorbeeld van een gevisualiseerd ultrasoon beeld [4].

Figuur 1.4: Voorbeeld van een visualisatie van een ultrasoon beeld

1.4

LIDAR systeem

Een LIDAR is de optische tegenhanger van de RAdio Detection And Ranging (RADAR). De radiogolven van een radar worden vervangen door lichtgolven geproduceerd

6 door een laser. Er worden lichtgolven uitgezonden en de weerkaatste golven worden terug ontvangen, de tijdsduur tussen de verzonden en de opgevangen puls is een maat voor de afstand. Het voordeel van een LIDAR ten opzichte van een RADAR is dat het veel kleinere objecten kan waarnemen omdat het met een smallere bundel en op een kleinere golflengte werkt.

1.4.1

De werking

De werking kan afgeleid worden uit onderstaand blokschema. Dit blokschema is opdeeld in de 5 belangrijkste delen:

ä Laser ä Glasvezelkabel ä Spiegels en lenzen ä Ontvanger ä TDC of Time to Digital Convertor

De ontvanger kan nog verder worden opgedeeld in drie delen: de automatic gain control (AGC), de limiting amplifiers (LA) en de transimpedance amplifiers (TIA)

Figuur 1.5: Blokdiagram van een LIDAR

7 De laser zendt een lichtpuls uit. Deze lichtpuls gaat door de transmitter fiber naar een halfdoorlaatbare spiegel. Één deel van het licht gaat direct naar de receiver via de “start fiber”. Een ander deel gaat naar de Pb-Bi vloeistof en weerkaatst daar voor een gedeelte en gaat dan op zijn beurt naar de “stop fiber”. Deze laatste lichtpuls heeft een langere weg afgelegd dan de eerste lichtpuls. Het verschil in tijd is een maat voor de afgelegde weg. Een lichtpuls die aankomt in de ontvanger wekt een stroom op in de fotodiode. Deze stroom gaat dan de TIA binnen en wordt omgezet in een spanning en versterkt. De grootte van de spanning die de TIA verlaat, wordt bepaald door de Automatic Gain Control (AGC). Deze zorgt ervoor dat het dynamisch bereik van de uitgangsspanning van de TIA altijd constant is. Zo wordt de Limitting Amplifier (LA) niet overstuurd. De uitgangsspanning van de TIA gaat op zijn beurt de LA binnen. De LA zorgt ervoor dat het signaal de grootteorde heeft van de standaard logische signalen. De signalen uit beide LA’s worden op hun beurt dan verwerkt door de Time to Digital Convertor (TDC). Deze TDC gaat het verschil in tijd nemen tussen de startpuls en de stoppuls en deze tijd converteren naar een afstand. Zo wordt het niveau bepaald [5].

1.5

Straling

Er bestaan twee soorten straling: ioniserende en niet-ioniserende. De niet-ioniserende straling kan in vele vormen voorkomen, onder andere in licht, warmte en radiogolven. Maar de energiewaarde van de golven is niet groot genoeg om een elektron van de atoomkern weg te slaan, vandaar de naam niet-ioniserende straling. De ioniserende straling is wel in staat om elektronen van een atoomkern weg te slaan. Deze straling komt vrij wanneer atoomkernen uit elkaar gaan vallen. Het vrijkomen van ioniserende straling bij het uiteenvallen van atoomkernen noemt radioactiviteit. De belangrijkste soorten ioniserende stralingen die voorkomen bij radioactiviteit zijn a (alfa),

b

(beta) en

g

(gamma) straling. Een voorstelling van deze straling kan terug-

gevonden worden in figuur 1.6. Deze hebben elk hun verschillende eigenschappen.

8

Figuur 1.6: Soorten ioniserende straling

1.5.1

Alfa (a) straling

Alphastraling is de meest voorkomende ioniserende straling. Alphastraling bestaat uit een heliumkern (twee protonen en twee neutronen), deze alphastraling komt voornamelijk voor bij het verval van grote kernen. Alphadeeltjes zijn gemakkelijk tegen te houden met bijvoorbeeld een blad papier.

1.5.2

Beta (b) straling

Betastraling kan bestaan uit ofwel een elektron, ofwel een positron. Dit kan ontstaan doordat er een neutron in een proton verandert in de kern, dit noemt

b

-

-straling.

Wanneer een proton verandert in een neutron wordt b+ -straling verkregen. Betastraling kan worden tegengehouden met bijvoorbeeld één centimeter aluminium of plexiglas.

1.5.3

Gamma (g) straling

Gammastraling is onzichtbare elektromagnetische straling en bestaat dus uit fotonen. Zo heeft een groot penetratie vermogen, bijgevolg kan ze maar tegengehouden worden door zware stoffen zoals beton of metaal met een dikte van enkele centimeters tot meters, afhankelijk van de intensiteit van de straling

9

1.5.4

De bestralingseenheid op het SCK-CEN

Het karakteriseren van de TIA’s gebeurt onder gammastraling. Deze bestraling zal gebeuren binnen de bestralingsfaciliteit RITA (Radio Isotope Test Arrangement), deze bevindt zich onder water in het opslagkanaal van de BR2 (Belgian Reactor 2). Deze bestralingseenheid bestaat uit een container die omringd is met

60

Co (kobalt) staven

die voor de nodige gammastraling zorgen. De container is van inox en is waterdicht. Hij heeft een hoogte van 600 mm en een diameter van 380 mm. De temperatuur en de druk in de container zijn regelbaar tot 100 °C en 1,5 bar. Er kan een gammaflux van 10 Gy (Gray) per uur tot 2000 Gy per uur bekomen worden. In figuur 1.7 wordt de bestralingseenheid weergegeven.

Figuur 1.7: RITA bestralingseenheid op het SCK-CEN. Links staat de container, omringd met radioactieve bronnen. Rechts de container boven water.

10

Hoofdstuk 2 Transimpedantie versterker De transimpedantieversterker (TIA) is een essentieel onderdeel van de ontvanger van een LIDAR systeem. Een transimpedantieversterker zorgt ervoor dat een stroom aan de ingang wordt omgezet en versterkt naar een spanning op de uitgang. De te karakteriseren transimpedantieversterkers die in de rest van het eindwerk behandeld worden zijn alle drie ontworpen door prof. dr. ir. Paul Leroux. Ze verschillen onderling als volgt:

ä TIA 1: BiCMOS met P-type Metal Oxide Semiconductor (PMOS) belastingstransistoren1 ä TIA 2: BiCMOS met belastingsweerstanden2 ä TIA 3: Bipolair3

Als de schema’s worden bekeken kan er worden vastgesteld dat het schema van TIA 1 bijna identiek is aan het schema van TIA 2. Het enige verschil tussen de twee schema’s is dat de transistoren M1 en M4 van TIA 1 vervangen zijn door de weerstanden R2 en R4, die terug kunnen gevonden worden in het schema van TIA 2. 1

Voor schema zie bijlage 1 Voor schema zie bijlage 2 3 Voor schema zie bijlage 3 2

11

2.1

Temperatuurseffecten

Om het gedrag van de TIA’s onder bestraling zo goed mogelijk te kunnen beschrijven is het de bedoeling om alle andere effecten zo veel mogelijk te elimineren. Één van de belangrijkste parameters die een invloed heeft op het gedrag van de TIA’s is de temperatuur. De effecten van de temperatuur wordt opgesplitst in twee delen. Het eerste deel is de invloed van de temperatuur op bipolaire transistoren. Het tweede deel gaat over het effect van de temperatuur op CMOS transistoren.

2.1.1

Bipolaire transistoren

Als de invloed van de temperatuur op bipolaire transistoren wordt bekeken, kan er worden vastgesteld dat de belangrijkste parameters die wijzigen, de basis-emitter spanning (VBE ) en de transconductantie (gm ) zijn. Als de temperatuur stijgt, dalen zowel de basis-emitterspanning als de transconductantie. Dit is voorgesteld in figuur 2.1:

Figuur 2.1: Temperatuurseffect op bipolaire transistoren

Een stijging in temperatuur veroorzaakt een daling van de junctiespanning. Deze daling van de junctiespanning heeft op zijn beurt dan weer tot gevolg dat VBE en de transconductantie gaan dalen. Dit is in de meeste gevallen geen gunstig effect. De formule om gm te bepalen wordt gegeven door [6]:

12

gm =

IC IC = k·T VT q

(2.1)

In deze formule staat de temperatuur in de noemer, wat zorgt voor een daling van de transconductantie bij een stijgende temperatuur. Omdat de weerstand in de basis zal dalen bij een stijgende temperatuur, zal de dynamische performantie afnemen bij een stijgende temperatuur. Bij een silicium-germanium bipolaire transistor betekent dit dat

b

gaat dalen bij een stijgende temperatuur.

2.1.2

CMOS transistoren

Zoals bij de bipolaire transistoren zal ook bij de CMOS transistoren de temperatuur een invloed hebben op de werking. Bij de CMOS transistoren zijn er vier effecten die hun rol hebben op de werking van de transistor. Bij een stijging van de temperatuur zal [7]:

ä Drempelspanning Vth dalen bij NMOS; ä Mobiliteit

m

dalen;

ä Saturatiespanning Vsat afnemen; ä Drain-source weerstand rDS toenemen.

Door een stijging van de temperatuur zal de concentratie van de ladingsdragers toenemen en zal de drempelspanning verlagen. Ook zal het “scatter” effect toenemen, waardoor de mobiliteit afneemt. Wanneer de mobiliteit wijzigt zal ook de saturatiesnelheid wijzigen. Volgens de volgende formule voor de saturatiesnelheid:

vsat = µ · Ec

(2.2)

In deze formule staat Ec voor het intern horizontaal veld aan de n-junctie bij saturatie van de ladingsdragers. Er kan ook opgemerkt worden dat de saturatiesnelheid minder

13 afhankelijk is van de temperatuur dan van de mobiliteit. Dit komt doordat het intern horizontaal veld positief temperatuursafhankelijk is [7]. De laatste parameter die wijzigt is de drain-source weerstand. Deze zal lineair toenemen bij een stijging van de temperatuur.

2.2

Stralingseffecten

Wanneer een transistor blootgesteld wordt aan ioniserende straling, heeft dit effect op de parameters. Het grootste gevolg van gammastraling is de ionisatie. Door de ionisatie ontstaan er elektron-gat paren. Deze ladingsdragers (gaten en elektronen) kunnen terug recombineren of kunnen zich door middel van een elektrisch veld verplaatsen naar de contacten. In transistoren is het mogelijk dat ladingsdragers zich vastzetten door onzuiverheden of defecten in het materiaal. Dit heeft dan tot gevolg dat er nieuwe elektrische velden ontstaan en dat zo de werking en de parameters van de transistoren veranderen. Dit is bijvoorbeeld het geval in de oxidelaag van de transistoren.

2.2.1

Bipolaire transistoren

Het belangrijkste stralingseffect dat optreedt bij bipolaire transistoren is de daling van de stroomversterkingsfactor b. De dalende stroomversterkingsfactor kan beter begrepen worden aan de hand van figuur 2.2. De dalende stroomversterking kan beperkt worden door een grote collectorstroom te kiezen.

14

Figuur 2.2: Versterking onder invloed van gammastraling

In figuur 2.3 ziet men dat er buiten de reguliere basisstroom IB1 ook nog een lekstroom of recombinatiestroom IB2 vloeit. Deze lekstroom gaat ervoor zorgen dat de stroomversterkingsfactor b gaat dalen. De stroomversterkingsfactor wordt dan als volgt berekend:

β=

IC [8] IB1 + IB2

(2.3)

Figuur 2.3: Lekstroom ten gevolge van gammastraling [9]

Er kan dus vastgesteld worden dat bij een toenemende stralingsdosis

b

verder gaat

dalen als gevolg van een toenemende basisstroom, of beter gezegd van een toenemende

15 lekstroom in de basis. De collectorstroom gaat constant hoog gehouden worden, zodat het effect van straling minimaal is [10].

2.2.2

CMOS transistoren

De belangrijkste parameters die gaan wijzigen ten gevolge van straling zijn de drempelspanning Vth , de transconductantie gm en de mobiliteit m [11]. Ten gevolge van straling zullen er nog bijkomende lekstromen gaan vloeien in de transistor (zie figuur 2.4). De stralingsgeïnduceerde elektron-gat paren in het oxide zullen niet recombineren, dit zorgt voor een aantrekking van de negatieve ladingen in het silicium. En dus ook voor een extra stroom tussen de drain en de source. Ook tussen de verschillende transistoren vloeit er een lekstroom ten gevolge van de positieve ladingen in de oxidelaag (zie figuur 2.5). Bij CMOS moet er wel rekening mee gehouden worden dat straling een andere invloed heeft op PMOS dan op NMOS.

Figuur 2.4: Lekstromen in één NMOS transistor ten gevolge van straling [9]

16

Figuur 2.5: Lekstromen tussen twee NMOS transistoren ten gevolge van straling [9]

Wanneer er een positieve gatespanning op een NMOS wordt aangelegd, dan zullen de door de gammastraling geïnduceerde elektron-gat paren in het gate-oxide niet recombineren. De relatief snelle elektronen zullen driften naar de gate, de relatief trage gaten zullen zich bewegen naar het kanaal. Door onzuiverheden en lokale defecten in het gate-oxide en de contacten zullen deze elektronen en gaten vast komen te zitten. Zo wordt een ladingsophoping in het gate-oxide verkregen op de grens met het kanaal. Dit is visueel voorgesteld in figuur 2.6. Deze ladingsophopingen of gevangen gaten hebben hetzelfde effect op een NMOS transistor als een positieve gatespanning.

17

Figuur 2.6: Ladingsophopingen in een NMOS transistor ten gevolge van straling [9]

Dit heeft als gevolg dat de drempelspanning gaat verlagen en dus de drainstroom ID gaat verhogen. Deze verschuiving van de drempelspanning kan grafisch worden voorgesteld zoals in figuur 2.7.

Figuur 2.7: Verschuiving van de drempelspanning ten gevolge van straling [9]

Ook bij een PMOS transistor zal ditzelfde effect zich voordoen en zal de, in dit geval, negatieve drempelspanning Vth nog verder dalen door de vastzittende gaten in het gate-oxide. Als de PMOS en NMOS transistoren met elkaar vergeleken worden, dan is het duidelijk dat deze niet hetzelfde reageren op straling. De drempelspanning van de NMOS transistor zal initieel dalen. Daarna zal de drempelspanning terug beginnen stijgen. Dit

18 effect wordt het “rebound effect” genoemd. Dit effect treedt alleen bij NMOS op. Dit ziet men in figuur 2.8. Dit komt doordat er bij NMOS transistoren elektronen komen vast te zitten aan het substraat van het P-type silicium en gateoxide. Deze zorgen er dan voor dat Vth terug gaat toenemen. Bij PMOS daarentegen komen de gaten vast te zitten aan het substraat van het N-type silicium en het oxide, waardoor ze ervoor gaan zorgen dat de drempelspanning nog verder gaat dalen. Uiteindelijk zullen er zodanig veel gaten komen vast te zitten dat de transistor niet meer kan aangestuurd worden omdat er geen kanaalvorming meer mogelijk is [12].

Figuur 2.8: Effect van straling op de drempelspanning bij PMOS en NMOS [9]

Tot slot is er nog de wijziging van de mobiliteit m. Deze zal afnemen omwille van de defecten in het materiaal die de straling heeft aangericht bij een toename van de stralingsdosis.

2.3

Minder stralingsgevoelig ontwerp en lay-out maatregelen

In de vorige sectie zijn de stralingseffecten op MOSFET’s en bipolaire transistoren besproken. De drie TIA’s zijn zo ontworpen en gekarakteriseerd dat ze zo weinig mogelijke degradatie van eigenschappen en performantie hebben onder invloed van gammastraling. Hier wordt dieper ingegaan op hoe het ontwerp en de lay-out kunnen aangepast worden om zo weinig mogelijk effect van gammastraling te ondervinden.

19

2.3.1

Minder stralingsgevoelig ontwerp

Om een minder stralingsgevoelig ontwerp te maken kan nagaan worden welke eigenschappen het meeste last hebben van gammastraling. Zo is het dat bij MOSFET transistoren de drempelspanning Vth en de lekstromen gaan wijzigen onder invloed van de straling. Bij bipolaire transistoren is dit vooral de stroomversterkingsfactor b. Met deze kennis in het achterhoofd gaat men ervoor proberen te zorgen dat de totale werking van de TIA’s niet noemenswaardig wordt beinvloed door de wijzigingen van deze parameters. Wanneer de parameters veranderen zullen de instelpunten van de transistoren ook wijzigen. Dit kan tot gevolg hebben dat de transistor in saturatie gaat, en dat de werking gaat wijzigen. Dit is uiteraard niet de bedoeling. De eerste keuze die gemaakt is om de schakeling minder stralingsgevoelig te maken, is het gebruik van stroomsturing. Dit wordt gerealiseerd door het cascode schakelen van transistoren om zo de eventueel wijzigende mobiliteit onder invloed van straling te niet te doen. Deze stroomsturing wordt gerealiseerd in de instelschakeling met behulp van bipolaire transistoren. Door deze bipolaire transistoren vloeit een grote collectorstroom. Dit zorgt ervoor dat de degradatie van de stroomversterkingsfactor b minimaal blijft, dit kan afgeleid worden uit figuur 2.2. Zo blijven de instellingen van TIA 1 en TIA 2 nagenoeg behouden onder invloed van straling. Verder zijn er in de instelschakeling van TIA 1 en TIA 2 stroomspiegels aangebracht, wat eveneens zorgt voor een verminderde stralingsgevoeligheid ten opzichte van een spanningsgestuurde schakeling. Verder zijn de belastingstransistoren van TIA 1 vervangen door belastingsweerstanden in TIA 2, ook dit is beter om de stralingseffecten te verminderen, omdat weerstanden minder gevoelig zijn voor straling dan transistoren. Tot slot kan er nog bemerkt worden dat TIA 3 enkel en alleen is opgebouwd uit bipolaire transistoren en weerstanden. Hier kan dus gesteld worden dat deze versterker minder stralingsgevoelig is dan TIA 1 en TIA 2.

2.3.2

Verminderde stralingsgevoeligheid door layout

Bij een standaard ontwerp worden alle MOSFET’s uitgevoerd volgens een vingerstructuur. Maar zoals reeds besproken in sectie 2.2.2 is het grootste effect dat optreedt

20 bij CMOS transistoren onder bestraling, het verschuiven van de drempelspanning Vth . Dit is het gevolg van lekstromen tussen de drain en de source aan de uiteindes van de vingers. Om dit effect te beperken kunnen er een aantal technieken worden toegepast. Alternatieven zijn weergegeven in figuur 2.9. In ontwerp (A) is er een dunne gate. Hier zullen parasitaire paden ontstaan tussen de drain en de source waar lekstromen kunnen doorvloeien.

Figuur 2.9: (A)Lekstromen, (B, C, D) alternatieve minder stralingsgevoelige lay-out [5]

In ontwerp (B) zijn de lengtes van de parasitaire paden vergroot, zodat de lekstroom beperkt wordt. De aanpassing is goed voor hele lage stralingsdosissen. Bij hoge dosissen ontstaan er nog parasitaire paden. In ontwerp (C) wordt er een p+ diffusielaag gelegd rondom de transistor, deze beperkt ook de lekstroom, zelfs beter dan ontwerp (B) maar bij hoge stralingsdosissen zullen er nog steeds parasitaire paden gevormd worden. Ontwerp (D) is het meest stralingsbestendig. De uiteinden waar de parasitaire paden gevormd worden zijn weggewerkt. Dergelijk ontwerp heeft een speciale naam gekregen, namelijk een “closed-gate” ontwerp. Dit ontwerp gaat echter wel ten koste van meer plaats op de IC, een slechtere modellering en extra parasitaire capaciteiten. Een algemene techniek om een ontwerp minder stralingsgevoelig te maken is het plaatsen van een “guard ring” rondom de transistor. Deze guard ring voorkomt dat er parasitaire lekpaden ontstaan tussen de verschillende transistoren onderling. Een voorbeeld van een guard ring rondom transistoren wordt weergegeven in figuur 2.10.

21

Figuur 2.10: Guard ring rondom de transistoren van een invertor [5]

2.4

Interne opbouw

De schakeling moet met een goed evenwicht tussen weinig ruis, grote bandbreedte, hoge transimpedantie versterking en een hoge stabiliteit worden opgebouwd. Bovendien wordt bekeken welke layoutmaatregelen en ontwerpaanpassingen er kunnen worden doorgevoerd om de invloed van straling en temperatuur te minimaliseren. Principieel zien de drie TIA’s er hetzelfde uit. Ze hebben alle drie kruisgekoppelde terugkoppelweerstanden. De voedingsspanning is op alle drie de TIA’s 3.3 V. De stromen die aan de ingang, afkomstig van de fotodiode, komen te staan zijn ook identiek. TIA 1 en 2 onderscheiden zich wel van de derde TIA. De derde TIA heeft slechts 1 differentieel paar en TIA 1 en 2 hebben twee differentiële paren. Een voorbeeld van twee differentiële paren staat in figuur 2.11. De schema’s kunnen bekeken worden in bijlage. In de volgende secties worden de drie TIA’s apart besproken. Zo worden hun specifieke opbouw en de waardes van de belangrijkste parameters toegelicht. De transimpedantieversterking, de bandbreedte en de stabiliteit worden eveneens bekeken. Voor een uitgebreidere kijk en informatie in verband met de thermische ruis wordt verwezen naar [5]. De layout van het Integrated Circuit (IC) (0.35 mm Si-Ge) met de drie TIA’s werd ontworpen door prof. dr. ir. Paul Leroux en kan bekeken worden in figuur 2.12. Aan

22

Figuur 2.11: Principieel blokschema van een TIA de linkerkant van het ontwerp staat TIA 1, in het midden bevindt zich TIA 3 en aan de rechterkant staat de layout van TIA 2.

Figuur 2.12: Layout van de 0.35 mm Si-Ge IC-ontwerp van de drie TIA’s en de bondpaden.

In figuur 2.12 valt op dat de meeste plaats wordt ingenomen door de ontkoppelcondensatoren. Verder is er in de layout ook nog een bescherming ingebouwd tegen statische ontladingen of Electro Static Discharge (ESD). Dergelijke bescherming bestaat uit twee diodes die naar de voeding en naar de massa gekoppeld zijn. Zo worden te hoge spanningen afgeleid, anders zou er een doorslag kunnen ontstaan van het gate-oxide bij de Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors (MOSFET’s). De layout van dergelijke beveiliging staat in figuur 2.13. Tot slot wordt er op diezelfde figuur ook nog de behuizing met de bondpaden weergegeven.

Figuur 2.13: ESD protectie (links) en chip met behuizing en bondpaden (rechts)

23

2.4.1

TIA 1

Deze eerste transimpedantie versterker is voornamelijk opgebouwd uit CMOS transistoren. Om het schema van TIA 1 makkelijker te begrijpen wordt de instelschakeling later bekeken en wordt het vereenvoudigd schema zoals in figuur 2.14 bekeken om de werking en eigenschappen te bespreken.

Figuur 2.14: Vereenvoudigd schema van TIA 1

Op het schema in figuur 2.14 zijn de twee differentiële paren te zien; namelijk de NMOS transistoren M1a,b en M3a,b. De PMOS transistoren, of belastingstransistoren zijn met de gate aan massa verbonden. Hierdoor werken zij in het lineair of triode gebied

24 en fungeren dus als weerstanden. De kruisgekoppelde terugkoppeling is ontworpen met de PMOSFET’s “Mfa en Mfb ”. Er is bewust de keuze gemaakt voor het gebruik van PMOSFET’s omdat hier de verandering van de drempelspanning niet van teken verandert onder invloed van straling. De Vbfb wordt extern aangelegd en bedraagt 1.00 V bij TIA 1. De rest van de parameters kan teruggevonden worden in tabel 2.1. De stromen Ic1 en Ic2 zijn afkomstig van Mcs1 en Mcs2 uit de instelschakeling van TIA 1 van figuur 2.15.

Figuur 2.15: Instelschakeling van TIA 1

In figuur 2.15 staat de instelschakeling getekend, waar de gates van Mcs1 en Mcs2 gestuurd worden door de instelschakeling. Zo worden de stroombronnen Ic1 en Ic2 geregeld en worden de juiste DC instelling verkregen voor de TIA. Ook zijn er twee stroomspiegels aanwezig in de instelschakeling. Deze zorgen ervoor dat de invloed van de straling op de mobiliteit geen effect heeft. Ook worden er bipolaire transistoren gebruikt, omdat hun stroomversterkingsfactor b vrij stabiel is onder invloed van straling, op voorwaarde dat de stroomdichtheid voldoende groot is.

25

M1

M2

M3

M4

Mf

NMOS

PMOS

NMOS

PMOS

PMOS

L [mm]

0.35

0.35

0.35

0.35

0.35

W [mm]

180

36

30

14

15

VDsat [V]

0.24

-2.06

0.40

-2.06

-0.67

IDS [mA]

2.79

-2.79

1.38

-1.40

0

gm [mS]

17

0.61

4.31

0.34

0

gDS [mS]

0.39

4.70

0.13

1.64

1.01

ro [W]

2590

213

7669

610

990

type

Tabel 2.1: Parameters van TIA 1 volgens de fabrikant

2.4.1.1

DC instelling

De stroom van de stroombronnen Ic1 en Ic2 wordt volledig gestuurd door de instelschakeling. Deze stroombronnen bepalen dan de stroom in de verschillende trappen van de versterker. De ingangsspanning van één ingangspaar van TIA 1 is:

VIN = VGS,M 1,2 + VDS,M C1,2

(2.4)

Met VGS de gate-source spanning van M1,2 en VDS de drain-source spanning van de stroombron. De gatestroom door één trap van het differentieel paar (IdM3 ) is de helft van de stroom van de stroombron (IMcs2 ). Hieruit volgt dat de uitgangsspaning gelijk is aan:

VOU T = Vdd − I DM 3 · RM 4

(2.5)

RM4 is de weerstand van de PMOS transistor, of de belastingstransistor M4, deze werkt in het triodegebied omdat zijn gate aan massa hangt, zodat deze fungeert als een weerstand, deze weerstand is gelijk aan:

26

RM 4 =

µ · Cox ·

W L

1 · (VGS − VT − VDS )RM 4

(2.6)

Om de uitgangsspanning te veranderen kan de weerstand van de belastingstransistor M4 aangepast worden. Bij een MOSFET kan dit worden uitgevoerd door de breedte (W) van het oxidelaagje te veranderen. Of door de gate-source spanning (VGS ) te laten stijgen. Als DC instelling is de TIA zo ingesteld dat er geen DC stroom (IDS ) door de terugkoppeling (M4) vloeit. Deze instelling kan worden teruggevonden in tabel 2.1. Theoretisch gezien is dan de ingangsspanning gelijk aan de uitgangsspanning. De ingangsspanning is zo vastgelegd dat er op de uitgang een relatief hoge spanning van ±2 V staat. Dit is speciaal gedaan om ervoor te zorgen dat de spanning over M2 voldoende is, indien er grote wijzigingen aan de uitgangsspanning zijn. Er zal geen clipping optreden doordat de ingangsstroom van de fotodiode zeer klein is. Tot slot kan men in bijlage 1 zien dat de uitgangsspanning gebufferd wordt door een bipolaire transistor XQbuf . Het nut van deze buffering wordt beschreven in 2.4.1.3. De uitgangsspanning na de buffer wordt als volgt beschreven:

VOU T buf = VOU T − VBEXQbuf = ICXQbuf · Rbuf

2.4.1.2

(2.7)

Transimpedantie versterking en bandbreedte

De versterking van een TIA wordt bepaald door de transimpedantie versterking (ZTIA ). Deze wordt bekomen door de uitgangsspanning te delen door de ingangsstroom of fotodiodestroom. Deze transimpedantie versterking wordt dus als volgt uitgedrukt:

ZT IA =

vout iin

(2.8)

Om de transimpedantie versterking van de TIA te bepalen gaat men eerst op zoek naar de gesloten lusversterking. Dergelijk systeem kan voorgesteld worden door het blokschema uit figuur 2.16.

27

Figuur 2.16: Algemene voorstelling van een terugkoppelsysteem

De gesloten lusversterking van dit systeem is dan:

Af =

De terugkoppelingsfactor

b

is gelijk aan

A 1+A·β 1 Rf

(2.9)

en Af is gelijk aan ZTIA . Als men nu de

totale transimpedantie versterking van de shunt-shunt terugkoppeling van TIA 1 wil berekenen uit formule 2.8 en 2.9 wordt volgende formule 2.10 verkregen:

ZT IA =

Av · Rf 1 + Av

(2.10)

Av is de spanningsversterking van de TIA, om deze Av te bepalen van een cascade schakeling kan gebruik gemaakt worden van het AC-signaal schema in figuur 2.17.

Figuur 2.17: AC signaal schema TIA 1

28 Voor de eerste blok (A1) staat M1 in saturatie en werkt als versterker, M2 werkt in het triode gebied en zorgt voor een goede instelling van M1. Bijgevolg is de uitgangsweerstand ROUT gelijk aan ro1 //rDS2 . De lusversterking van A1 is gm1 · ROU T = gm1 · (ro1 //rDS2 ).

Voor de tweede blok is de uitgangsweerstand ROUT gelijk aan

ro3 //rDS4 en is de versterking A2 gelijk aan gm3 · (ro3 //rDS4 ). De totale spanningsversterking wordt dan bekomen door:

Av = A1 · A2 = gm1 · gm3 · (ro1 //rDS2 ) · (ro3 //rDS4 )

(2.11)

Zoals men ziet in tabel 2.1 is de breedte W1 van transistor M1 veel groter dan de breedte van de andere transistoren. Dit zorgt ervoor dat gm1 ook groot is. Deze transistor bepaalt dan ook voornamelijk de spanningsversterking van TIA 1. Nu de totale spanningsversterking van TIA 1 bepaald is, is het ook mogelijk de transimpedantie versterking (ZTIA ) te bepalen. Als de spanningsversterking van TIA 1 voldoende groot is zal ZTIA ongeveer gelijk worden aan Rf . Dit kan gemakkelijk uit volgende formule worden afgeleid:

ZT IA =

Av · Rf ≈ Rf 1 + Av

(2.12)

Zoals te zien is in figuur 2.14 is Rf de weerstand van de PMOS transistor die verantwoordelijk is voor de terugkoppeling. Omdat deze terugkoppeltransistoren hun werkingspunt hebben in het lineair gebied is de terugkoppelweerstand Rf gelijk aan:

Rf =

1 µ · Cox ·

W L

· (VGS − Vth − VDS )Rf

(2.13)

Als de terugkoppelweerstand Rf verandert zal ook de bandbreedte veranderen. De bandbreedte (BWTIA ) is per definitie de frequentie waarbij de transimpedantie versterking 3dB gezakt is. De BWTIA wordt als volgt berekend:

BWT IA =

Av 2 · π · Rf · Cin

(2.14)

29 De bandbreedte is bijgevolg afhankelijk van drie parameters: de spanningsversterking (Av ), de terugkoppelweerstand (Rf ) en de ingangscapaciteit van de TIA (Cin ). De ingangscapaciteit wordt voornamelijk bepaald door de fotodiodecapaciteit (CinD ) en de ingangstransistorcapaciteit (CinT ). Hieruit volgt dat de ingangscapaciteit de som is van de fotodiodecapaciteit en de transistorcapaciteit Cin =CinD +CinT . In CinT zitten ook de capaciteiten van de bondpaden en de draden naar de diode. Omdat CinT veel kleiner is dan CinD kan men zeggen dat de ingangscapaciteit voornamelijk bepaald wordt door de diodecapaciteit. De bandbreedte is zowel afhankelijk van de fotodiode-ingangscapaciteit als van de transistoringangscapaciteit. Een belangrijk gevolg hiervan is, dat wanneer de bandbreedte verhoogd wordt de ingangscapaciteiten moeten verlaagd en de spanningsversterking moet verhoogd worden. Hier moet men dan kiezen voor een grote breedte van de transistor M1. De transimpedantie bandbreedte kan dan berekend worden als het product van de bandbreedte van de TIA (BWTIA ) met de transimpedantie van de TIA (ZTIA ):

ZBWT IA = BWT IA · ZT IA

2.4.1.3

(2.15)

Stabiliteit

Doordat er een terugkoppeling is in het systeem kan de TIA onstabiel worden. Zo een instabiliteit kan afgeleid worden uit bode plot van de lusversterking van het systeem. Een voorbeeld van zo een bode plot is weergegeven in figuur 2.18.

Figuur 2.18: Voorbeeld bode plot van een onstabiel en stabiel systeem

30 Waar de ingangscapaciteit de bandbreedte van het systeem bepaalt, gaat de uitgangscapaciteit de stabiliteit van het systeem bepalen. Deze berekening is de berekening van de niet dominante pool van het systeem.

fnd,T IA =

1 2 · π · ROU T · COU T

(2.16)

De stabiliteit van de TIA is gegarandeerd als fnd,TIA > 3·GBW. Dit betekent dat de bandbreedte moet vermenigvuldigd worden met de spanningsversterking. Deze wordt berekent als het volgt:

3 · GBW = 3 · BWT IA =

3 · Av 2 · π · Rf · Cin

(2.17)

Om de wijziging van Cout door bekabeling en packaging tegen te gaan, wordt de uitgang gebufferd door een bipolaire transistor (XQbuf ). Anders zou de niet-dominante pool kleiner worden. Dit kan doordat de gebufferde uitgang niet is teruggekoppeld, zo kan de stabiliteit gewaarborgd worden.

2.4.2

TIA 2

TIA 2 is bijna identiek aan TIA 1. Het verschil met TIA 1 zit hem in de insteltransistoren van TIA 1. Deze insteltransistoren zijn vervangen door gewone weerstanden (zie omcirkeling in figuur 2.19). Het vereenvoudigd schema van TIA 2 verschilt dan ook maar lichtjes met dat van TIA 1. Het nadeel van deze insteltransistoren is dat ze meer plaats innemen in het ontwerp.

31

Figuur 2.19: Vereenvoudigd schema van TIA 2

Bij deze TIA 2 staan ook de twee versterker blokken met een kruisgekoppelde terugkoppelweerstand (Rf ). Ook hier zijn de terugkoppel “weerstanden” PMOS transistoren die in het lineair gebied werken. De instelschakeling en de buffer zijn identiek aan die van TIA 1, zie figuur 2.15. Vbfb is gelijk aan 1.00 V en wordt extern aangelegd. De rest van de parameters staan in tabel 2.2.

32

M1

M3

Mfa,b

NMOS

NMOS

PMOS

L [mm]

0.35

0.35

0.35

W [mm]

180

30

15

VDsat [V]

0.24

0.40

-0.67

IDS [mA]

2.79

1.38

0

gm [mS]

17

4.31

0

gDS [mS]

0.39

0.13

1.01

ro [W]

2590

7669

990

type

Waarde [W]

R2

R4

220

530


2.4.2.1

DC instelling

Zoals eerder aangehaald werkt TIA 2 identiek aan TIA 1 en zal de gate van de stroombronnen IC1 en IC2 aangestuurd worden door de instelschakeling. De ingangsspanning van één ingangspaar van TIA 2 is:

VIN = VGS,M 1,R2 + VDS,M C1,RC2

(2.18)

Met VGS de gate-source spanning van M1,2 en VDS de drain-source spanning van de stroombron. De gatestroom door één trap van het differentieel paar (IdM3 ) is de helft van de stroom van de stroombron (IMcs2 ). Hierdoor is de uitgangsspanning gelijk aan:

VOU T = Vdd − IDM 3 · R4

(2.19)

Ook bij TIA 2 wordt de uitgangsspanning gebufferd door een bipolaire transistor XQbuf .

33 De DC uitgangsspanning na de buffer wordt als volgt berekend:


2.4.2.2

(2.20)


Doordat de belastingstransistoren van TIA 1 vervangen zijn door belastingweerstanden verandert ook de uitgangsweerstand. En bijgevolg verandert ook de spanningsversterking Av :

Av = A1 · A2 = gm1 · gm3 · (ro1 //R2 ) · (ro3 //R4 )

(2.21)

De berekening van de transimpedantie versterking, bandbreedte en transimpedantie bandbreedte zijn identiek aan die van TIA 1:

ZT IA =

BWT IA =


(2.22)

Av 2 · π · Rf · CIN

(2.23)


(2.24)

Ook hier geldt weer dat indien de spanningsversterking voldoende groot is, men kan stellen dat de transimpedantie versterking ongeveer gelijk is aan de terugkoppelweerstand. Hieruit kan worden besloten dat de wijziging van de spanningsversterking geen invloed heeft op de transimpedantie versterking.

34 2.4.2.3

Stabiliteit

Ook bij TIA 2 wordt de stabiliteit voornamelijk bepaald door de uitgangsweerstand: ROUT =ro3 //R4 :

fnd,T IA =

1 2 · π · ROU T · COU T

(2.25)

De uitgang van deze TIA wordt ook gebufferd om de pool constant te houden.

2.4.3

TIA 3

In tegenstelling tot de eerste twee TIA’s is de derde TIA alleen uit bipolaire transistoren opgebouwd. Dit betekent dat zowel de versterkende schakeling als de instelschakeling verschillend zijn van de vorige TIA’s. De vereenvoudigde schakeling is weergegeven in figuur 2.20. De terugkoppeling wordt gerealiseerd met een weerstand (Rf ).

Figuur 2.20: Vereenvoudigd schema TIA 3

35 De instelschakeling zorgt voor de gepaste ICXQbias3 die de versterkertrap ingaat om zo XQ2a,b aan te sturen. Op schema kan worden waargenomen dat de ingangsstroom van de fotodiode in de emitter van XQ11,2 gestuurd wordt. Vervolgens gaat deze stroom enerzijds via de terugkoppeling naar de uitgang via de buffer, anderzijds via XQ2a,b naar de ingangstrap. De parameters van al deze transistoren en weerstanden kan teruggevonden worden in tabel 2.3. Transistoren XQ1a,b zijn in een GBS (Gemeenschappelijke Basis Schakeling) gebouwd, deze heeft geen spanningsversterking, maar zorgt er wel voor dat de ingangscapaciteit geen invloed heeft op de stabiliteit wat op zijn beurt de betrouwbaarheid verhoogt. XQ1

XQ2

4

10

IB [mA]

8.44

16.23

IC [mA]

1.48

2.95

VBE [V]

0.86

0.86

VCS [V]

1.96

1.91

rp [W]

3063

1593

M

Waarde [W]

Rx1

Ri1

R1

Rfa,b

900

530

450

2000


De parameter M is de multipliciteit, het aantal transistoren dat parallel geschakeld wordt. M kan dus voorgesteld worden als een soort van schalingsfactor die een transistor opdeelt in meerdere transistoren. Zo kan de stroom verdeeld worden en de versterking constant blijven.

2.4.3.1

DC instelling

Om de DC instelling te bespreken wordt terug naar figuur 2.20 verwezen. De instellingen van TIA 3 worden bekomen met behulp van de instelschakeling en de spanningsbron Vg1 . Deze spanningsbron zorgt ervoor dat de basisstromen in de transistoren XQ1a,b vloeien. Bij het aanleggen van de basisstromen ontstaan er collectorstromen. Deze

36 collectorstroom is gelijk aan: IC =b;IB . Deze collectorstroom zorgt er dan vervolgens voor een spanningsval (Vi1 ) over Ri1 . Deze Vi1 is de DC ingangspanning van TIA 3:

VIN = Vi1 = ICXQ1 · Ri1

(2.26)

De insteltransistor XQbias3 zorgt voor de collectorstroom van XQ2. Deze collectorstroom in XQ2a of in XQ2b is dan de helft van de collectorstroom van XQbias3 . Daaruit volgt volgende uitgangsspanning:

VOU T = Vdd − ICXQ2 · R1

(2.27)

Ook bij TIA 3 wordt de uitgangsspanning gebufferd door een bipolaire transistor XQbuf . De uitgangsspanning na de buffer wordt als volgt beschreven:


2.4.3.2

(2.28)


Om de transimpedantie versterking en de bandbreedte te bepalen blijven dezelfde formules geldig van bij TIA 1 en TIA 2.

ZT IA =

BWT IA =


(2.29)

Av 2 · π · Rf · CIN

(2.30)


(2.31)

Merk op dat de Av van TIA 3 verschillend is ten opzichte van TIA 1 en TIA 2. Toch zal Av een verwaarloosbare invloed hebben op de transimpedantie versterking. Dit komt

37 doordat de transimpedantie versterking ongeveer gelijk is aan Rf als Av groot genoeg is. Verder dient er ook opgemerkt te worden dat de ingangscapaciteit van TIA 3 niet meer de fotodiodecapaciteit gaat zijn, maar de capaciteit van de ingangstransistoren XQ2a,b . Dit heeft als gevolg dat de bandbreedte van TIA 3 gaat verschillen ten opzichte van TIA 1 en TIA 2.

2.4.3.3

Stabiliteit

Ook bij TIA 3 zorgt de niet-dominante pool voor de stabiliteit. De niet-dominante pool is gelijk aan:

fnd,T IA =

1 2 · π · ROU T · COU T

(2.32)

Deze niet-dominante pool zal echter verschillen van de niet-dominante pool van TIA 1 en 2, omdat de uitgangscapaciteit verschillend is. De uitgang is nog steeds gebufferd om een goede stabiliteit van TIA 3 te garanderen.

38

Hoofdstuk 3 Simulaties In dit hoofdstuk zal er eerst een vergelijking worden gemaakt van de verschillende TIA’s om ze daarna één voor één te bespreken met hun eigenschappen. In het sectie 4.1.3 worden deze modellen vergeleken met de werkelijke metingen. AC simulaties zijn er niet uitgevoerd omwille van het feit dat ze niet kunnen worden vergeleken met metingen, hetgeen het doel is van dit onderzoek. De versterkers hadden het namelijk begeven onder de straling.

3.1

Inleiding tot SPICE

Om een beter beeld te krijgen van de werking van de verschillende TIA’s of om ze onderling in hun werking te vergelijken worden ze gesimuleerd. Hiervoor is er software vereist. De simulaties van dit eindwerk zijn uitgevoerd in Simulation Program with Integrated Circuits Emphasis (SPICE) van Tanner EDA (Electronic Design Automation). SPICE is software waarmee je kan ontwerpen en simuleren op transistorniveau met hehulp van code in een netlist. Deze netlist bevat alle verbindingen tussen de verschillende transistoren, weerstanden, capaciteiten en eventueel spoelen. Vervolgens roept deze netlist een model van de desbetreffende transistor op. Dit model bevat de eigenschappen van de technologie van de transistor en wordt geleverd door de fabrikant.

39

3.2

Temperatuursgedrag

Het simuleren van het temperatuursgedrag gebeurt door volgend commando toe te voegen aan de netlist van elke TIA: “.TEMP ...”. Deze temperatuursimulaties worden uitgevoerd bij alle drie de TIA’s en de parameters die hier worden geobserveerd zullen ook geobserveerd worden tijdens de metingen. Dit zijn volgende parameters: de sourcestroom (Isource ), de basis instel spanning (VBbias ), de gate instel spanningen (VGbias1,2 ) en de uitgangsspanningen (VOUTp,n ). Deze parameters kunnen worden teruggevonden in de schema’s in de bijlagen. Deze simulaties zouden dezelfde temperatuurscoëficienten moeten geven als de metingen.

3.3

De resultaten van de temperatuurssimulaties

De resultaten van de simulaties in SPICE zijn in figuur 3.1 weergegeven. Uit deze grafieken kan worden besloten dat het temperatuursgedrag van de parameters lineair is. Bijgevolg gaan de temperatuurscoëfficienten van al deze parameters constant zijn binnen het temperatuursbereik van 25 °C tot 85 °C.

40

(a) Isource

(b) VBbias

(c) VGbias

(d) Vout

Figuur 3.1: De verschillende parameters gesimuleerd in functie van de temperatuur

Al de temperatuurscoëfficienten van de gesimuleerde parameters kunnen worden teruggevonden in volgende tabel 3.1. Ook werden de groottes van de parameters gemeten, dit is terug te vinden in tabel 3.2. TIA 1

TIA 2

TIA 3

Isource /°C (mA/°C)

6.20

12.2

15.5

Vbbias /°C (mV/°C)

-0.965

-0.965

-0.886

Vgbias 1,2 /°C (mV/°C)

1 1.06

2 1.06

1 1.06

2 1.06

Vout N,P /°C (mV/°C)

N -2.04

P -2.04

N 0.150

P 0.150

/ N -0.610

P -0.600

Tabel 3.1: Overzicht van de gesimuleerde temperatuurscoëfficienten van de verschillende parameters

41

TIA 1

TIA 2

TIA 3

Isource (mA)

14.7

14.7

18.8

Vbbias (mV)

835

835

856

Vgbias 1,2 (V)

1 1.18

2 1.18

1 1.18

2 1.18

Vout N,P (V)

N 1.71

P 1.71

N 1.69

P 1.69

/ N 1.10

P 1.10

Tabel 3.2: Gesimuleerde waardes van de verschillende parameters bij de versterkers bij 24.3 °C

Ook kan het vermogen gesimuleerd worden, dit wordt weergegeven op één grafiek met de metingen van het vermogen tijdens de meetresultaten temperatuurskarakterisatie (figuur 4.4).

42

Hoofdstuk 4 Meetresultaten Er zijn 3 soorten meetresultaten, de resultaten voor de bestraling, tijdens de bestraling en na de bestraling. Tijdens elk stadium kunnen niet alle soorten metingen worden uitgevoerd, zo kunnen er tijdens de bestralingen geen AC-metingen gedaan worden, omdat er dan een te grote afwijking gaat zijn ten gevolge van de lange bekabeling (15m) tussen de opstelling en de bestralingscontainer. De DC-metingen kunnen echter wel tijdens elk stadium gebeuren. Dit gebeurt dan ook geautomatiseerd met behulp van Laboratory Virtual Instrumentation Engineering Workbench (LabVIEW) om een goede reproduceerbaarheid en nauwkeurigheid te hebben met het bijkomend voordeel dat het op een veilige manier op afstand kan bestuurd worden.

ä Voor de bestraling: de DC-instellingen in functie van de temperatuur en het AC-gedrag ä Tijdens de bestraling: de DC-instellingen in functie van de straling

4.1

Voor bestraling

Voor de bestraling wordt het temperatuursgedrag bekeken, omdat dit na de bestraling een belangrijke invloedsfactor kan zijn. Dit temperatuursgedrag kan dan in rekening

43 gebracht worden met de temperatuur die er heerst in de reactor tijdens de bestraling om zo de invloed van de temperatuur te niet te doen.

4.1.1

Meetopstelling

De meetopstelling van voor de bestraling is dezelfde als tijdens de bestraling. De meetopstelling is ontworpen door ing Bastiaan Van Hees. Het LabVIEW programma voor de aansturingen van de meetapparatuur is geschreven door dhr. Stan Van Ierschot en dh. Frans Vos, twee medewerkers van het SCK-CEN. Om alle parameters te kunnen meten, is de nodige specifieke apparatuur nodig. Om de meetapparatuur gemakkelijk aan de TIA’s te kunnen aansluiten is er een Printed Circuit Board (PCB). De meetopstelling ziet er blokschematisch als volgt uit:

Figuur 4.1: Blokschema van de meetopstelling om de DC spanningen te meten

Op de figuur 4.1 ziet u dat de gehele opstelling volledig wordt bestuurd door een labVIEW programma. Er zijn twee HP Agilent multimeters (#1 en #2 op figuur 4.1)

44 hiermee worden de spanningen op de verschillende knooppunten gemeten. Daaronder zijn de twee Keitley stroombronnen weergegeven (#3 en #4 op figuur 4.1) die de ingangstromen van de TIA’s sturen. De voeding voor de drie TIA’s, wordt geleverd door een HP Agilent voeding (#5 op figuur 4.1), deze spanningsbron geeft 3.3 V voor de voedingsspanning en 1.00 V voor de instelspanning van TIA 1 en TIA 2 en 1.65 V voor de instelspanning van TIA 3. Tot slot is de HP Agilent Data Aquisition Switch Unit (#6 op figuur 4.1) nog aanwezig om de data te kunnen verwerken in de computer met LabVIEW. Dit PCB kan dan weer in een oven worden gelegd die gekoppeld is aan een PID-regelaar om zo de temperatuur constant te kunnen houden of om de temperatuur te kunnen wijzigen. Een foto van de gehele opstelling is weergegeven in figuur 4.2.

Figuur 4.2: Meetopstelling op het SCK-CEN

Omdat de meetopstelling en het labVIEW programma van Ing. Bastiaan Van Hees overgenomen zijn wordt hier niet dieper op ingegaan, voor een uitgebreide beschrijving wordt verwezen naar [5].

4.1.2

DC parameters

Er zijn enkele parameters die tijdens de DC metingen dienen opgevolgd te worden in functie van de temperatuur, dit zijn volgende parameters: de sourcestroom (Isource ), de basis instel spanning (VBbias ), de gate instel spanningen (VGbias1,2 ) en de uitgangsspanningen (VOUTp,n ). Deze zijn aangeduid in de bijlage. Voor deze parameters kan er dan een temperatuurscoëfficient worden bepaald. Deze coëfficient kan dan later gebruikt worden om de metingen die onder een andere temperatuur dan de kamertemperatuur

45 gebeuren, aan te passen. De DC metingen zijn gebeurd op verschillende temperaturen. Eerst is de temperatuur gestegen van 24.3°C tot 56.7°C en daarna is hij terug afgekoeld tot 23.2°C met volgende tussenstappen: 24.3°C, 32.2°C, 40.3°C, 48.6°C, 56.7°C, 48.5°C, 40.2°C, 32.0°C, 23.2°C. Uit het verschil in DC instelling tussen de verschillende temperaturen kan er worden gekeken of er een lineair gedrag in zit, zo ja, wat is de coëfficient? De metingen van deze verschillende spanningen en stromen onder invloed van de temperatuur zijn weergegeven in figuur 4.3.

(a) Isource

(b) VBbias

(c) VGbias

(d) Vout

Figuur 4.3: De verschillende gemeten parameters in functie van de temperatuur

Als alle temperatuurscoëfficienten in een overzicht worden gebracht wordt volgende tabel 4.1 verkregen.

46

TIA 1 Isource /°C (mA/°C)

7.45±1.4%


-96.9±0.29%


1 0.827±0.57%


N -2.49±11%

2 0.935±0.42% P -1.12±14%


9.70±0.80%


-87.3±1.3%


1 1.11±0.84%

2 1.20±0.83%


N -0.399±1.2%

P -0.307±1.4%


5.47±20%


-76.2±0.33%


N -0.264±1.8%

P -0.125±4.6%

Tabel 4.1: Overzicht van de gemeten temperatuurscoëfficienten van de verschillende parameters

Op deze metingen zijn een aantal opmerkingen toe te voegen. Zo is de temperatuurscoëfficient van de positieve uitgangsspanning van TIA 1 maar de helft van de negatieve. Hetzelfde is gebeurd bij TIA 3 en in mindere mate bij TIA 2. Omdat deze fout telkens opnieuw voorkomt ligt de fout waarschijnlijk ergens op de printplaat in plaats van op de IC. Bijvoorbeeld een printbaan die minder goed contact maakt, maar door de uitzetting bij een hogere temperatuur toch beter contact maakt. Dit heeft tot gevolg dat de spanning minder hard daalt bij een stijgende temperatuur en dus de temperatuurscoëfficient lager is dan zou moeten. Ook kan de grootte van de verschillende parameters bij 24.3 °C in een tabel gegoten worden, om ze in de volgende sectie te kunnen vergelijken met de simulaties.

47 Ook het vermogen werd gemeten, een overzicht en vergelijking met de simulaties kan teruggevonden worden in figuur 4.4.

4.1.3

Vergelijking met de simulaties

In deze sectie worden de metingen van de temperatuurgedrag met de simulaties van het temperatuurgedrag vergeleken. In tabel 4.3 staan de gemeten en gesimuleerde waardes naast elkaar om ze gemakkelijk te vergelijken.

TIA 1 Isource /°C (mA/°C) Vbbias /°C (mV/°C) Vgbias 1,2 /°C (mV/°C) Vout N,P /°C (mV/°C) TIA 2 Isource /°C (mA/°C) Vbbias /°C (mV/°C) Vgbias 1,2 /°C (mV/°C) Vout N,P /°C (mV/°C)

Metingen

6.20 -0.965 1 2 1.06 1.06 N P -2.04 -2.04

7.45±1.4% -0.969±0.29%

12.2 -0.965 1 2 1.06 1.06 N P 0.150 0.150

TIA 3 Isource /°C (mA/°C) Vbbias /°C (mV/°C) Vout N,P /°C (mV/°C)

Simulatie

15.5 -0.886 N -0.610

P -0.600

1 2 0.827±0.57% 0.935±0.42% N P -2.49±11% -1.12±14% 9.70±0.80% -0.873±1.3% 1 2 1.11±0.84% 1.20±0.83% N P -0.399±1.2% -0.307±1.4% 5.47±20% -0.762±0.33% N P -0.264±1.8% -0.125±4.6%

Tabel 4.2: Vergelijking gesimuleerde/gemeten temperatuurscoëffienten van de verschillende parameters

Over het algemeen komen de gemeten en gesimuleerde parameters goed overeen. Maar er zijn toch enkele opmerkingen. Bij TIA 1 zijn de grootste verschillen te merken bij de uitgangsspanningen. De temperatuurscoëfficient van de gemeten positieve uitgangsspanning is groter dan de gesimuleerde, terwijl de negatieve uitgangspanning kleiner is dan de gesimuleerde. De

48 oorzaak kan in dit geval liggen aan een slecht contact op de printplaat. De lagere temperatuurscoëfficient kan verklaard worden door een beter contact bij uitzetting. Terwijl de hoger temperatuurscoëfficient verklaard kan worden door een slechter contact door uitzetting. Bij TIA 2 zijn de grootste verschillen ook weer merkbaar aan de uitgangsspanning. In de simulaties is de temperatuurscoëfficient positief en bij de metingen komt deze negatief uit. Er is hier wel een kleiner verschil in temperatuurscoëfficient tussen de positieve en de negatieve uitgangsspanning, al blijft dit verschil groot. Bij de instelparameters komen de temperatuurscoëfficienten wel goed overeen. Bij TIA 3 is hetzelfde merkbaar als bij TIA 1 en kan de verklaring van bij TIA 1 worden overgenomen. Hier is echter wel een groter verschil merkbaar tussen de simulaties en de metingen. In het algemeen kan geconcludeerd worden dat er waarschijnlijk ergens een slecht contact is op de printplaat in de baan van de positieve uitgangspanning, waardoor deze onder invloed van temperatuur beter contact maakt.

TIA 1 Isource (mA) Vbbias (mV) Vgbias 1,2 (V) Vout N,P (V) TIA 2 Isource (mA) Vbbias (mV) Vgbias 1,2 (V) Vout N,P (V) TIA 3 Isource (mA) Vbbias (mV) Vout N,P (V)

Simulatie

Metingen

14.7 835

15.7±0.25% 782±0.066%

1 1.18 N 1.71

2 1.18 P 1.71

14.7 835 1 1.18 N 1.69

2 1.18 P 1.69

18.8 856 N 1.10

P 1.10

1 2 1.21±0.054% 1.23±0.035% N P 2.07±0.11% 2.04±0.13% 14.4±0.28% 781±0.23% 1 2 1.15±0.069% 1.17±0.10% N P 2.04±0.030% 2.04±0.076% 20.2±0.69% 874±0.040% N 1.54±0.26%

P 1.48±0.13%

Tabel 4.3: Vergelijking gesimuleerde/gemeten op de grootte van de verschillende parameters bij 24.3 °C

49 Er zijn wel een aantal grote verschillen merkbaar tussen de gesimuleerde en gemeten parameters bij dezelfde temperatuur. Zo zijn de uitgangsspanningen van TIA 1,2 en 3 merkelijk groter bij de metingen dan bij de simulaties. De biasparameters zijn wel gelijkaardig tussen de metingen en de simulaties. Ook is het vermogen gesimuleerd en gemeten dit is weergegeven in figuur 4.4.

Figuur 4.4: Vergelijking van het vermogen onder invloed van de temperatuur bij de drie TIA’s

Ook hier kunnen verschillen worden waargenomen. Zo komt de vermogencoëfficient alleen maar overeen bij TIA 2. Ook in de grootte van het vermogen zitten verschillen, logischerwijs geven de meetresultaten hier hogere waardes omwille van verliezen en lekstromen op de overgangsweerstanden en parasitaire capaciteiten.

4.2

Tijdens bestraling

Tijdens de bestraling wordt dezelfde opstelling gebruikt als de opstelling voor de metingen voor de bestraling. Deze opstelling wordt nu geplaatst in een bestralingseenheid, RITA genaamd. De DC instellingen worden continu gemeten tijdens de bestraling, zo

50 kan de bestraling stopgezet worden als de TIA’s zwaar beschadigd zouden geraken. Deze metingen werden twee keer na elkaar uitgevoerd met een andere set van dezelfde TIA’s, dit werd gedaan om na te gaan of onze metingen representatief zijn. Wegens omstandigheden is de tweede reeks metingen vervroegd stopgezet, zodat deze slechts aan een beperkte dosis is blootgesteld. De totale dosis toename is constant bij de twee reeksen en bedraagt 1.2 kilo gray per uur (kGy/u).

4.2.1

Interpretatie van de metingen

De resultaten van de drie verschillende TIA’s zijn weergegeven in figuur 4.5, 4.6 en 4.7. Voor een gedetailleerde grafiek wordt verwezen naar de bijlage. Op deze grafieken is de periode aangeduid waarop de metingen werden stopgezet, de zogenaamde herstelperiode. Deze herstelperiode bedraagt 164 uur voor de eerste reeks en 18 uur voor de tweede reeks. Dit betekent kortweg dat de eerste reeks een totale dosis van 1.07 MGy heeft gekregen. En dat de tweede reeks bestraald is geweest met een totale dosis van 321 kGy.

Figuur 4.5: De uitgangsspanning van de TIA 1 onder invloed van straling (Reeks1 & Reeks2)

51



Tijdens deze herstelperiodes kan men op de temperatuursgrafiek zien dat dit weinig of geen invloed heeft op de uitgangsspanningen. Dit heeft tot gevolg dat de temperatuur kan verwaarloosd worden in ons SPICE-model. Er is ook een groot verschil tussen de uitgangsspanning van TIA 1 met de uitgangsspanningen van TIA 2 en TIA 3. Waar TIA 2 en TIA 3 onmiddellijk hun nominale waarde bereiken duurt het bij TIA 1 ongeveer een 100 uur of 120 kGy voordat hij zijn nominale waarde bereikt. Ook is er een duidelijke degradatie van de uitgangsspanning in TIA 1 en 2 ten opzichte van de derde TIA. Bij TIA 1 komt dit doordat de drempelspanning daalt, in de PMOS transistoren M2 en

52 M4, zal de spanningsval over deze transistoren toenemen. Doordat deze spanningval toeneemt zal de uitgangsspanning dalen, want de voedingspanning blijft constant. Bij TIA 2 daalt de drempelspanning in de NMOS transistoren Mc1 en Mc2, hierdoor stijgt de stroom Ic1 en Ic2, dit zorgt op zijn beurt er weer voor dat de spanningsval over R2 en R4 stijgt en de spanning op de uitgang daalt. Bij TIA 3 blijft alles redelijk constant, dit betekend dat

b

slechts een weinig daalt.

Om de andere parameters onder invloed van de straling te bekijken wordt verwezen naar de bijlage van de modellering. Hier is echter alleen de eerste reeks weergegeven en dit is ook zonder de herstelperiode. Tot slot van onze metingen kan ook het vermogen een keer bekeken worden onder invloed van straling. Een overzicht van het verbruik staat in figuur 4.8. Hierin is het duidelijk dat het vermogen daalt bij TIA 1 en TIA 2. Dit is een gevolg van het dalen van de uitgangsspanning onder de invloed van de straling.

Figuur 4.8: Het vermogen van de drie versterkers in functie van de straling

In deze figuur is duidelijk zichtbaar dat het vermogen van TIA 1 en TIA 2 daalt onder invloed van de straling. Het vermogen van TIA 3 blijft nagenoeg ongewijzigd.

53 Tijdens de recovery stijgt het vermogen van TIA 1 en 2 terug, omdat hier geen straling aanwezig is. Waardoor de drempelspanning niet verder daalt en het vermogen constant wordt. Of zelfs terug stijgt zoals bij TIA 1, dit is mogelijk doordat het materiaal zich terug voor een deel gaat herstellen. Er kan echter wel worden waargenomen dat dit herstel snel terug hervalt bij een verdere bestraling. Dit alles kan verklaard worden doordat er elektron-gat paren worden gevormd in de oxidelaag, deze bewegen tot in de buurt van dislocaties en komen daar vast te zitten. Door te bestralen komen er alleen maar meer dislocaties waar de elektron-gat paren kunnen komen vastzitten. Als de bestraling stop worden de elektron-gat paren terug langzaam opgevuld. Als er dan terug bestraald wordt, zijn de vele dislocatie van de eerste bestraling er nog en komen er snel terug elektron-gat paren.

4.3

Na bestraling

Na bestraling kunnen de temperatuurscoëfficienten van de versterkers terug bepaald worden om deze te vergelijken met de temperatuurscoëfficienten van voor de bestraling. Ook kan het AC-gedrag van deze TIA’s worden uitgemeten na de bestraling. Omdat er op het SCK-CEN geen gepaste apparatuur voor aanwezig is zijn de metingen uitgevoerd in de KUL (Katholieke Universteit Leuven) op het departement Elektrotechniek. Maar de TIA’s waren te hard beschadigd tijdens de bestraling om nog bruikbare metingen te kunnen uitvoeren. Hieruit kan besloten worden dat ondanks de nog redelijke DC resultaten de het AC-gedrag grondig verstoord was en de TIA’s al sneller gaan degraderen in hun AC-eigenschappen.

54

Hoofdstuk 5 Modelvorming van stralingseffecten De modelvorming van straling op de TIA’s kan op twee verschillende methodes worden aangepakt. De eerste methode is om elke transistor die in de versterker zit te definiëren in functie van de straling. De tweede methode is om de volledige TIA te definiëren in functie van de straling. De tweede methode lijkt de meest logische om toe te passen omwille van de beperkte metingen die gebeurd zijn. Maar met deze tweede methode wordt de mogelijkheid uitgesloten om de TIA aan te passen in SPICE en opnieuw te simuleren. Daardoor is de eerste methode een beter methode met het oog op toekomstig werk. Voor deze eerste methode zijn er bijkomende gegevens nodig om deze te kunnen realiseren. In 2007 hebben Ing. Nick Vansant en Ing. Jeroen Mermans onderzoek gedaan naar respectievelijk bipolaire en CMOS transistoren. Dit onderzoek diende ertoe om de meest stralingsbestendige transistor te bepalen. Deze meest stralingsbestendige transistor werd dan gebruikt om de TIA’s op te bouwen van dit eindwerk. In beide eindwerken werd ook een modelvorming uitgevoerd van de transistoren. Deze modelvorming, die louter wiskundig was, kan dus omgezet worden in SPICE code om zo de transistoren te modeleren en bijgevolg ook de hele TIA te modeleren.

55

5.1

Opbouw van de modelvorming

De bipolaire transistoren moeten anders worden gemodelleerd als de CMOS transistoren. Dit komt doordat het model van bipolaire transistoren een VBIC (Vertical Bipolar InterCompany) model is. Dit model bevat niet rechtstreeks de parameters van de transistor, hetgeen wel het geval is bij de CMOS transistoren, die opgebouwd zijn uit BSIM (Berkeley Short-channel IGFET Model). Bij de SPICE-code moet er een parameter straling worden toegevoegd, die van 0 Gy tot 1 MGy sweept. Deze stralingsparameter moet vervolgens worden doorgegeven aan de modelfiles, om daar verder verwerkt te worden in de transistorparameters.

5.1.1

Opbouw van de bipolaire modelvorming

Omdat er bij het bipolair VBIC model geen rechtstreekse parameters uit te lezen zijn, moet er een subcircuit worden toegevoegd aan elke transistor. Het stralingseffect op bipolaire transistoren is beschreven als een functie van beta. Dit subcircuit gaat een extra basis emitter stroom toevoegen, hetgeen hetzelfde effect heeft als een verandering van beta. Dit wordt afgebeeld in figuur 5.1.

Figuur 5.1: Subcircuit om het stralingseffect te modelleren [8]

De twee spanningsbronnen die zijn toegevoegd dienen om de stroom te kunnen meten in SPICE om ze verder te kunnen gebruiken in de modelvorming. Het subcircuit dat is toegevoegd in het SPICE model is weergegeven in figuur 5.2.

56

Figuur 5.2: Voorbeeld van een aanpassing in de SPICE modelfile van de bipolaire transistor in functie van de straling

5.1.2

Opbouw van de CMOS modelvorming

Bij de CMOS transistoren is het eenvoudiger om het model aan te passen, door de parameters van de transtoren, die rechtstreeks uit te lezen zijn in het SPICE-model. Het stralingseffect van de CMOS transistor is wiskundig beschreven in functie van de drempelspanning. Dit zorgt ervoor dat de parameter drempelspanning “VTH0” in de modelfile variabel moet gemaakt worden in functie van de straling.

Figuur 5.3: Voorbeeld van een aanpassing van de drempelspanning in functie van de straling in de SPICE modelfile

5.2

Resultaten van de modelvorming

De resultaten van de modelvorming, zijn dezelfde parameters als van de metingen en simulaties. Deze modelresultaten worden vergeleken met de metingen uit sectie 4.2.1.

5.2.1

Vergelijking met de metingen

Aangezien het model zou moeten overeenkomen met de metingen is het logisch dat deze met elkaar vergeleken worden. Deze metingen zijn ook in functie van de straling,

57 om deze te vergelijken met het model zijn deze samen geplot op één grafiek. Dit wordt gedaan voor alle drie de TIA’s, dit is weergegeven in figuur 5.4, 5.5 en 5.6.

Figuur 5.4: Vergelijking van het stralingsmodel van TIA 1 met de gemeten waardes


58


Deze resultaten van het model komen niet perfect overeen met de metingen. Dit kan verschillende oorzaken hebben. Zo zien we dat de gemodelleerde uitgangsspanning van TIA 2 en TIA 3 beter overeenkomen met de gesimuleerde waardes voor deze versterkers zonder de bestraling. Dit betekent dat er al een fout geslopen is in het model nog voor de simulaties, waardoor de modellering, die gebaseerd is op deze modellen, ook foutief is. Ook Ing. Bastiaan Van Hees had dit probleem en had er geen verklaring voor. Dit probleem kan ook al waargenomen worden als de groottes van de uitgangspanningen worden vergeleken uit figuur 3.1 en 4.3 bij de temperatuur metingen en simulaties. Nu de resultaten van het model duidelijk zijn, kan er gekeken worden of de eerste methode uit sectie 5 niet een betere methode is. Aangezien deze tweede methode van modellering niet nauwkeurig is. Deze eerste methode zorgt er wel voor dat het schema van de versterkers niet meer kan aangepast worden. Maar er is wel de mogelijkheid om via data-acquisitie de data in te lezen op de computer en de spanningen die veranderen onder invloed van straling te compenseren. Zo blijft het resultaat van een sensor constant onder invloed van straling en kan men hier meer correcte data uitlezen dan zonder compensatie. Dit kan gedaan worden in een eventuele verderzetting van dit eindwerk.

59

Hoofdstuk 6 Conclusie Het is duidelijk dat TIA 1 het minst goed bestand is tegen gammastraling. TIA 2 en TIA 3 zijn veel beter bestand tegen gammastraling. Als we de temperatuursmetingen van de versterkers met elkaar vergelijken, zien we dat TIA 2 hier als beste versterker uitkomt. Dit betekent dat als er een keuze moet gemaakt worden tussen deze drie versterkers, TIA 2 het beste compromis is. Alleen TIA 3 doet nog beter onder invloed van straling, dus als de temperatuurvariaties beperkt blijven zal TIA 3 de best passende versterker zijn. Ook een totale dosis van 1 MGy is een uiterste limiet bij deze SiGe transistoren, zeker als de transistor nog AC-signalen moet gaan verwerken. Want ondanks dat we na 1 MGy nog redelijk goede DC-instellingen zagen, waren de AC-metingen al onbruikbaar. Deze DC-metingen tot 1 MGy zijn geen garantie voor AC-metingen tot 1 MGy. Ook kan er geconcludeerd worden dat een model dat voor één enkele transistor past, moeilijk kan worden toegepast op een heel schema omwille van de combinatie van effecten. In een eventuele verderzetting kan er dan een model worden uitgewerkt voor de volledige TIA’s in functie van de straling. Ook zou het voor heel wat duidelijkheid zorgen als de interne weerstand en capaciteit van de 15 m lange probe uitgemeten zou zijn. Zo kan deze verwerkt worden in de SPICE-modellen en zijn de afwijkingen met de modellen minder. Maar door tijdsgebrek is dit niet toegepast.

60

Bibliografie [1] http://www.sckcen.be/myrrha/home.php, 02 juli 2009 [2] http://www.nuclearforum.be/nl/actualiteit/myrrha-een-nieuweonderzoeksreactor-voor-de-site-van-het-sck%E2%80%A2cen-mol,

04

januari

2010 [3] Jasi¯ unien˙e, E. (2007) “Ultrasonic imaging techniques for non-destructive testing of nuclear reactors, cooled by liquid metals: review” [4] Dierckx, M. (2008) ”Ultrasonic Visualisation for use in reactors cooled by liquid metal” [5] Van Hees, B. (2009) “Karakterisatie van drie stralingsharde 0.35µm Si-Ge BiCMOS transimpedantie versterkers”, http://doks2.khk.be/eindwerk/, 02 juli 2009 [6] Sedra, A. S., Smith K. C. (2004) “Microelectronic Circuits”, 5e editie, Oxford: Oxford University Press [7] Ghibaudo, G., Balestra F. (1996) “Characterization and Modeling of Silicon CMOS Transistor Operation at Low Temperature” Grenoble [8] Leroux, P., Van Uffelen, M., Berghmans, F., Simoen, E., Claeys, C. (2006) “A Compact, Broad-range, Physical SPICE Model Extension for the g-radiation Induced b-degradation in a Discrete SiGe HBT” RADECS 2006 [9] Dentam, M. (2000) “Radiation effects on electronic components and systems for LHC, First course: Radiation Effects On Electronic Components And Circuits”, CERN Training

61 [10] Vansant, N. (2007) “Karakterisering en modellering van 0.35µm Si-Ge bipolaire transistoren onder gammastraling”, http://doks2.khk.be/eindwerk/, 02 juli 2009 [11] Holmes-Siedle, A., Adams L. (2002) “Handbook of radiation effects” 2e editie, Oxford: Oxford University Press [12] Mermans, J. (2007) “Karakterisering en modellering van 0.35µm Si-Ge CMOS transistoren onder gammastraling”, http://doks2.khk.be/eindwerk/, 02 juli 2009 [13] Behzad, R. (2003) “Design of Integrated Circuits for Optical Communications”, New York: McGraw-Hill [14] Dentan, M. (2000) “Radiation effects on elekctronic components and circuits” [15] Gasiot, J. (2000) “Radiation effects on devices: Total Ionizing Dose, displacement effect, single event effect” Montpellier [16] Hermans, C., Steyaert, M. (2007) “Broadband Opto-Electrical Receivers in Standard CMOS (Analog Circuits and Signal Processing)”, Houten: Springer [17] Kumar, R., Kursun,V. (2007) “Modeling of Temperature Effects on CMOS Devices with The Predictive Technologies” University of Wisconsin-Madison. IEEE ISSN: 1548-3746 [18] Leroux, P., De Cock, W., Van Uffelen, M., Steyaert, M. (2008) “Design, Assessment and Modeling of an Integrated 0.4 mm SiGe Bipolar VCSEL Driver under -Radiation” RADECS 2008

g

[19] Schrimpf, R. (2001) “Radiation Effects on MOS Devices” Vanderbilt [20] http://www.bns-org.be/frame_young_tekst.html, 05 augustus 2009

62

Bijlage

Schema TIA 1

63

Schema TIA 2

64

Schema TIA 3

65

Vergelijking van de simulaties en de meetresultaten van het vermogen

66


67


68


69

Meetresultaten van het vermogen van de drie TIA’s tijdens de bestraling

70

Modelresultaten TIA 1

71


72


73

Netlist TIA 1 Dit is de originele netlist van TIA 1 van de fabrikant zonder modificaties om metingen, simulaties of modelleringen uit te voeren.

74


75


76

Modelfile van NMOS transistor Dit is de originele modelfile van de NMOS transistor van de fabrikant transistor zonder aanpassing om metingen, simulaties of modelleringen uit te voeren.

77

78

Modelfile van PMOS transistor Dit is de originele modelfile van de PMOS transistor van de fabrikant transistor zonder aanpassing om metingen, simulaties of modelleringen uit te voeren.

79

80

Modelfile van bipolaire transistor Dit is de originele modelfile van de bipolaire transistor van de fabrikant transistor zonder aanpassing om metingen, simulaties of modelleringen uit te voeren.

KARAKTERISATIE EN MODELLERING VAN STRALING EN TEMPERATUUR OP 0.35 µm SI-GE TRANSIMPEDANTIE VERSTERKERS

Recommend Documents