Toelating tot bruikleen

Ontwerp van een Dopplerradar front-end Lode Cools, Thomas Mermans

Promotoren: prof. dr. ir. Jan Vandewege, ir. Johan Bauwelinck Begeleider: Guy Torfs Masterproef ingediend tot het behalen van de academische graad van Master in de ingenieurswetenschappen: elektrotechniek

Vakgroep Informatietechnologie Voorzitter: prof. dr. ir. Daniël De Zutter Faculteit Ingenieurswetenschappen Academiejaar 2008-2009

Ontwerp van een Dopplerradar front-end Lode Cools, Thomas Mermans

Promotoren: prof. dr. ir. Jan Vandewege, ir. Johan Bauwelinck Begeleider: Guy Torfs Masterproef ingediend tot het behalen van de academische graad van Master in de ingenieurswetenschappen: elektrotechniek

Vakgroep Informatietechnologie Voorzitter: prof. dr. ir. Daniël De Zutter Faculteit Ingenieurswetenschappen Academiejaar 2008-2009

Voorwoord

Na vijf jaar ronden we onze studie af met deze masterproef. Wij willen vakgroepvoorzitter Prof. Dr. Ir. Daniël De Zutter en Prof. Dr. Ir. Jan Vandewege bedanken voor het ter beschikking van stellen van de nodige hard- en software om deze masterproef tot een goed einde te brengen. Professor Vandewege bedanken we in het bijzonder wegens het aanreiken van dit interessante onderwerp dat ons kennis heeft laten maken met de boeiende analoge ontwerpswereld. In het bijzonder bedanken we Dr. Ir. Johan Bauwelinck en Ir. Guy Torfs, waar we steeds terecht konden met onze vragen en problemen. We danken hen ook om het nalezen van de eerste proefdrukken. Guy bedanken we zeker nog om ons door alle problemen met de Silterra omgeving te helpen. We bedanken ook onze ouders en familie omdat zij ons deze studiekans hebben gegeven en ons altijd gesteund hebben in onze studies.

Tenslotte danken we ook al onze vrienden voor een

ongelooijk leuke tijd in Gent en in het bijzonder danken we de 'ex-College gangers' waarmee we sinds oktober 2004 een gelijkaardig pad hebben doorlopen.

Lode Cools, Thomas Mermans, mei 2009

Toelating tot bruikleen

De auteurs geven de toelating deze scriptie voor consultatie beschikbaar te stellen en delen van de scriptie te kopiëren voor persoonlijk gebruik. Elk ander gebruik valt onder de beperkingen van het auteursrecht, in het bijzonder met betrekking tot de verplichting de bron uitdrukkelijk te vermelden bij het aanhalen van resultaten uit deze scriptie.

Lode Cools, Thomas Mermans, mei 2009

Ontwerp van een Dopplerradar front-end door Lode Cools en Thomas Mermans Masterproef ingediend tot het behalen van de academische graad van Master in de ingenieurswetenschappen: elektrotechniek Academiejaar 20082009 Promotoren: Prof. Dr. Ir. Jan Vandewege, Dr. Ir. Johan Bauwelinck Scriptiebegeleider: Ir. Guy Torfs Faculteit Toegepaste Wetenschappen Universiteit Gent Vakgroep Informatietechnologie Voorzitter: Prof. Dr. Ir. Daniël De Zutter

Samenvatting Deze thesis beschrijft het ontwerp van een 2,45 GHz Dopplerradar in een 0,18 µm CMOS-technologie. Uitgaande van initiële ontwerpsvariabelen zoals sensitiviteit, signaalversterking en ingangsmatching bij de ontvanger en zendvermogen en eciëntie van de zender werd een volledige front-end ontworpen. De belangrijkste analoge bouwblokken zijnde VCO, LNA, mixer en vermogenversterker werden met oog voor precisie ontworpen en nauwkeurig gesimuleerd. Na het ontwerp werd de volledige chip gelayout en werden de parasitairen (weerstanden en condensatoren) geëxtraheerd. Eenmaal deze parasitairen gekend waren, konden er nauwkeurigere simulaties uitgevoerd worden waarvan er verwacht werd dat ze de realiteit zeer dicht benaderen.

De zender (die gebruik maakt van een klasse F vermogenversterker) heeft een totaal zendvermogen van 23,1 mW (13,6 dBm) en een eciëntie van 35,4%. De VCO die ontwerpen werd is een zogenaamde

crosscoupled oscillator

die een faseruis van -103 dBC/Hz vertoont.

De ontvanger maakt gebruik van een cascode LNA topologie met inductieve degeneratie en een dubbel gebalanceerde mixer (Gilbertcell). 56,13 dB, het ruisguur op 28 dB en de in een bandbreedte van 520 MHz.

De spanningsversterking werd gesimuleerd op

S11 -parameter

ligt vast op -16 dB en blijft onder -10 dB

Trefwoorden Dopplerradar, Geïntegreerde CMOS, LNA, Mixer, VCO, Vermogenversterker

Design of a 2.45 GHz Doppler Radar Front-end Lode Cools, Thomas Mermans Supervisor(s): Jan Vandewege, Johan Bauwelinck, Guy Torfs Abstract— A 2.45 GHz Doppler radar front-end has been developed in a 0.18 µm CMOS technology. Starting from initial design considerations such as sensitivity and signal gain at the receiver end and output power at the transmitter end, careful design of an LNA, mixer, VCO and power amplifier has been practiced. The design has been accompagnied by parasitics extraction and post layout simulations in order to provide the most accurate final chip behaviour. Keywords—Doppler radar, Front-end, Low-IF, Integrated CMOS, LNA, Mixer, VCO, Power amplifier Fig. 2. Cascoded LNA with inductor degeneration at the source

A

I. I NTRODUCTION

S for all electrical appliances, also Doppler effect based applications are focusing more and more on miniturization. This is one of the main motives for designing an on-chip Doppler radar front-end. Different from mosts other front-ends, a Doppler radar front-end uses the on-chip generated VCO signal for the transmitted signal as well as for the LO signal used by the receiver’s mixer. The small Doppler shift makes it very hard to distinguish the Tx-signal from the Rx-signal. This immediately implies a low intermediate frequency with all the consequences thereof. This thesis describes the design of an on-chip Doppler radar front-end. This contains the design and layout of an LNA, mixer, VCO and power amplifier.

added to the sources and gates of the transconductor pair at the bottom of the LNA to lower S11 at the working frequency and minimalise the noise figure. This technique is known as inductive degeneration which creates a real impedance at the gate. As the inductor needed at the source is usually very small (≤1 nH) the foundry did not supply us with such small inductors. To solve this problem a rectangular inductor has been created and thoroughly simulated with ADS RF. Finally an LC-tank with relative high Q (8.5) has been placed at the output in order to achieve frequency selective gain. Final simulations at 2.45 GHz show a noise figure of 1.3 dB, a voltage gain of 34.8 dB and an S11 of -26.8 dB. B. Mixer The mixer downconverts the signal to the low intermediate frequency. The high flicker noise at these low frequencies is the main problem we have to deal with. A dual balanced active mixer (Gilbert cell) has been developed. Flicker noise has been

Fig. 1. Front-end overview

II. R ECEIVER END The receiver end is composed of the receiver antenna, followed by a balun to make the signal differential so that it can be fed to the LNA. Afterwards the signal is passed to the mixer where it is downconverted to the low IF-frequency. Due to the low IF-frequency, we have to deal with a great amount of 1/fnoise, or flicker noise [1]. A. LNA The LNA provides high gain to amplify the weak signal. It is designed in a way that it introduces minimal noise and so that it is matched to the balun connected to the antenna. A cascode LNA topology has been chosen in order to avoid the Miller effect, increase the gain and to easily match the device to the 100 Ω differential impedance of the balun. Inductors have been

Fig. 3. Double balanced mixer

minimized by using a large PMOS active load and optimizing switch size and LO amplitude. Because parasitic capacitances at the sources of the switching transistors attribute to a lot of flicker noise at the output, special care has been devoted to the layout of the mixer. In order to further minimize flicker noise, the usage of inductors at the sources of the switching transistors has been investigated. Due to minimal improvements and chip area minimisation, this option has been left out of the final design. The final mixer design exhibits a 44 dB noise figure @ 100 Hz and a 25 dB conversion gain @ 100 Hz.

III. T RANSMITTER END A. VCO The on-chip oscillator needs to deliver a differential oscillating voltage at a stable 2.45 GHz frequency with little phase noise. Due to the possibilty of integrating inductors on-chip (with limited quality factor, Q = 4 − 8) it is possible to use an oscillator based on an LC-tank. Two types have been investigated: the crosscoupled oscillator and the Colpitts oscillator. The crosscoupled oscillator is an easy fully differential structure requiring only a low start-up condition (gm RP > 1, with RP the parallel resistance of the LC-tank). Because of the low inductor quality factor and hence the low RP , this is a very favorable advantage. The Colpitts oscillator, being developed as a singleended structure, can also be made differential [2]. Although requiring a higher start-up condition (gm RP > 4), the Colpitts oscillator should show lower phase noise. However, because both oscillators showed similar phase noise figures, the crosscoupled oscillator has been chosen because of its easy structure and low start-up condition. The implemented oscillator is shown in figure 4. The capacitor CP represents the load capacitances at the outputs. The achieved phase noise is -103 dBc/Hz at 100 kHz offset from the carrier. As can be seen in figure 4, output capacitance influences the final oscillation frequency. This output capacitance is poorly known and layout dependent. In this work we compensated the capacitor C for all parasitics found in post layout simulations. Further improvement can be made through making this capacitor C tunable after fabrication. That way, the user can compensate for fabrication mismatch, temperature, ageing processes,... Tuning can be done by implementing a true voltage controlled oscillator or by changing the single capacitor C into a bank of switchable capacitors.

E amplifier waveforms can be easily tuned [3] to obtain Zero Voltage Switching. Furthermore, it incorporates the output capacitance of the transistor. As long as the transistor switches fast enough, this can create an efficient amplifier (ideally up to 100%). However, the ideal drain voltage waveform outreaches the breakdown voltage of the thick oxide transistor. The class F amplifier with an off-chip transmission line (figure 5) has more favorable waveforms. It does not incorporate the output capacitance, but does not need extremely fast switching. The transmission line creates different impedances for all harmonics at the drain: the load RL for the first harmonic, an open circuit for all other odd harmonics and a short for all odd harmonics. Because a square wave consists of all odd harmonics the drain voltage will be a square wave. That way, there is no overlap between current and voltage, resulting in 100% efficiency. If all components but the transistor are ideal, a power added efficiency (PAE) up to 82.0% with 37.9 mW output power can be reached. Simulations with a real inductor model and bondwires result in a decrease of PAE to 62.1% and 18.2 mW output power. In the final schematic we used two power amplifiers. This results in double output power and we can use the differential outputs of the oscillator (which are preamplified first). However, a more complex off-chip circuit is needed. In the layout particular care

Fig. 5. Class F Power Amplifier

has been devoted to ensure all connections could sustain the high currents. Not only to prevent electromigration, but also to minimize the series resistance. IV. C ONCLUSIONS

Fig. 4. Crosscoupled oscillator

B. Power Amplifier The power amplifier needs to deliver 10-15 dBm output power as efficient as possible. Due to the nature of our application, linearity is not important. This automatically leads us to two types of highly efficient, non linear power amplifiers. We investigated the class E amplifier, being an example of the first type amplifier based on a switching transistor (class D,E,S,...). We also investigated and implemented the class F amplifier, being an example of the second type amplifier based on special techniques to reach high efficiency (class F,G,H,...). The class

The receiver shows a total noise figure of 28 dB and a very high voltage conversion gain of 56.1 dB at 100 Hz. This high voltage gain makes it easy to receive very low power signals, but invokes difficulties with higher power. The sensitivy at 800 Hz bandwidth is estimated at -111 dBm and P1 dB at -61 dBm which gives us a dynamic range of 50 dB. In order to increase the dynamic range, an automatic gain control should be implemented at the mixer. Post layout simulations with bondwires and decoupling capacitance shows that the front-end delivers 13.6 dBm output power while the power consumption of the transmitter is 18.1 dBm (=35.4% efficiency). The total chip consumes 92.5 mW (19.7 dBm) and measures 1795 µm x 1706 µm = 3.06 mm2 . R EFERENCES [1] Hooman Darabi and Asad A. Abidi, “Noise in RF-CMOS Mixers: A Simple Physical Model,” IEEE Transactions on Solid State Circuits, vol. 35, no. 1, pp. 15–25, January 2000. [2] Roberto Aparicio and Ali Hajimiri, “A noise-shifting differential colpitts VCO,” IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 37, no. 12, pp. 1728– 1736, December 2002. [3] Nathan O. Sokal, “Class-E RF power amplifiers,” QEX, January/February 2001.

i

INHOUDSOPGAVE

Inhoudsopgave Gebruikte afkortingen

iv

1 Dopplerradar

1

1.1

Principe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

1

1.2

Toepassingen

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

2

1.3

Front-end

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

3

1.3.1

Antennekeuze . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

4

1.3.2

Link budget . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

5

1.3.3

Technologie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

6

1.4

Ontwerpomgeving

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

2 Oscillator 2.1

2.2

6

9

Oscillatoren in Dopplerradars

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

9

2.1.1

Frequentiestabiliteit

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

9

2.1.2

Faseruis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

10

Oscillatorschakelingen

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

14

2.2.1

Crosscoupled oscillator . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

16

2.2.2

Colpitts oscillator . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

16

2.3

Elektrisch schema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

20

2.4

Layout . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

22

3 Vermogenversterker 3.1

Vermogenversterker in Dopplerradar

24 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

24

3.1.1

Werking klasse E vermogenversterker . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

25

3.1.2

Werking klasse F vermogenversterker . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

27

3.1.3

Performantie van klasse E en F vermogenversterkers

29

. . . . . . . . . . . .

ii

INHOUDSOPGAVE

3.2

3.3

3.1.4

Gekozen oplossing: klasse F met transmissielijn . . . . . . . . . . . . . . .

32

3.1.5

Exotische oplossingen: klasse E/F versterkers . . . . . . . . . . . . . . . .

32

Elektrisch schema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

35

3.2.1

Eerste ontwerp

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

36

3.2.2

Niet-idealiteiten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

42

3.2.3

O-chip componenten

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

44

3.2.4

Aansturing

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

46

Layout . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

47

4 LNA

50

4.1

Beschrijving . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

50

4.1.1

Ruis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

51

4.1.2

Input matching . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

52

4.1.3

Lineariteit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

52

4.2

Verkenning van de ontwerpsruimte

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

53

4.3

Ontwerp . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

59

4.3.1

Topologie

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

59

4.3.2

Balun

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

60

4.3.3

Dimensionering . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

61

4.3.4

Input matching . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

64

4.3.5

Inductor ontwerp . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

66

4.4

Simulatie

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

71

4.5

Layout . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

79

4.5.1

Ontwerpoverwegingen

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

79

4.5.2

Resultaat

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

80

4.6

Post layout Simulaties

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

81

5 Mixer

85

5.1

Beschrijving . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

85

5.1.1

Over ikkerruis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

86

Verkenning van de ontwerpruimte . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

89

5.2.1

Passieve mixers . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

89

5.2.2

Actieve mixers

90

5.2

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

iii

INHOUDSOPGAVE

5.3

Ontwerp . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

91

5.3.1

Topologie

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

91

5.3.2

Dimensionering . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

91

5.4

Simulatie

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

97

5.5

Layout . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

99

5.5.1

Ontwerpoverwegingen

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

99

5.5.2

Resultaat

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

99

5.6


. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

6 Compleet systeem 6.1

6.2

6.3

100

101

Zender . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

101

6.1.1

Simulatie

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

101

6.1.2

Layout . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

103

Ontvanger . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

104

6.2.1

Simulatie

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

104

6.2.2

Layout . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

108

Totale chip 6.3.1

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

108

Layout . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

108

7 Conclusies en Verbeteringen

110

7.1

Zender . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

110

7.2

Ontvanger . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

110

7.3

Algemeen

111

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

A Transistorparameters

113

A.1

NHP-transistor

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

113

A.2

PHP-transistor

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

115

B Fusca Antenne

116

Bibliograe

129

L¼st van guren

132

L¼st van tabellen

138

iv

GEBRUIKTE AFKORTINGEN

Gebruikte afkortingen 0

Elektrische veldconstante

µ0

Magnetische veldconstante

σ

Elektrische geleidbaarheid

Kmetaal A,metaal B

Overlapcapaciteit per

ADS

Advanced Design System (Agilent)

CMOS

Complementary Metal Oxide Semiconductor

GG

Geaarde Gate

GS

Geaarde Source

IC

Integrated Circuit

IF

Intermediate Frequency

ISM band

Industrial, scientic and medical band

LNA

Low Noise Amplier

LO

Local Oscillator

NF

Noise Figure

nhp

1,8 V NMOS Thin Oxide Transistor

NMOS

N-type Metal Oxide Semiconductor

nto

3,3 V NMOS Thick Oxide Transistor

PAE

Power Added Eciency

php

1,8 V PMOS Thin Oxide Transistor

PMOS

P-type Metal Oxide Semiconductor

RF

Radio Frequency

TL

Transmissielijn

VCO

Voltage Controlled Oscillator

ZVS

Zero Voltage Switching

µm2

tussen metaal A en B

1

DOPPLERRADAR

Hoofdstuk 1

Dopplerradar 1.1

Principe

Deze thesis handelt over het ontwerp van een Dopplerradar front-end in RF CMOS. Het doel van een Dopplerradar is om radiale snelheden van bewegende objecten te meten. De radar maakt gebruikt van het Dopplereect dat de verandering in frequentie voor een waarnemer die relatief beweegt ten opzichte van de oorsprong van het signaal beschrijft. Bij geluidsgolven treedt het Dopplereect op wanneer ofwel de bron, het medium of de waarnemer bewegen. De weerkaatste golf zal dan vergeleken met de uitgezonden in een zogenaamde 'Dopplerfrequentie' verschillen. Elektromagnetische golven echter bewegen weliswaar in een medium, maar ze worden er niet door gepropageerd. Bij de analyse van het Dopplereect bij elektromagnetische straling moeten we ook rekening houden met relativistische eecten [1]. Bekijken we de situatie waar zender en ontvanger van elkaar weg bewegen met een relatieve snelheid

v

in de vrije ruimte, waarbij we

de zender als ontvanger aanzien. Stel dat een golront aan de ontvanger aankomt, het volgende golront is dan

λ=

c fs van hem verwijderd. De tijd die de ontvanger tussen 2 golronten meet

is:

T = =

λ c−v

1 (1 − v/c)fs

(1.1) (1.2)

Zoals bovenstaand vermeld, moet er ook rekening gehouden worden met de speciale relativiteitstheorie die poneert dat hier tijdsdilatatie gaat optreden. We voeren dus de Lorentztransformaties

2

1.2 Toepassingen

in:

T γ p 1 − v 2 /c2 = (1 − v/c)fs s 1 + v/c = (1 − v/c)fs

Trel =

(1.3)

(1.4)

(1.5)

s

→ font = 1/Trel = fs

Figuur 1.1:

1 − v/c 1 + v/c

(1.6)

Illustratie van het Dopplereect

In onze toepassing meten we snelheden die ver onder de lichtsnelheid liggen. Uit de Taylorapproximatie volgt dan:

s font = fs Zelfs bij

1.2

v = 100 m/s

1 − v/c ≈ fs 1 + v/c

r 1+

2v v ≈ fs 1 + c c

(1.7)

is deze benadering 99,99998% correct.

Toepassingen

Het Dopplereect kent een waaier aan toepassingen. Dopplereect is door middel van

geluidsgolven.

De meest bekende waarneming van het

Het overbekende voorbeeld van de voorbijrijdende

ziekenwagen demonstreert dit eect. Daarnaast treedt het Dopplereect bij zowat eender welke andere golf op.

De meeste toepassingen kan men terugvinden bij elektromagnetische golven:

meerbepaald bij

lichtgolven

en

RF-golven.

Hieronder zijn kort een paar concrete voorbeelden van toepassingen van het Dopplereect opgesomd.

3

1.3 Front-end

Roodverschuiving

Het Dopplereect kan ook waargenomen worden in het heelal. Als men

het licht van ver gelegen sterren vergelijkt met het licht van de nabijgelegen zon, merkt men dat

roodverschuiving ).

de spectrale lijnen meer naar de rode kant van het spectrum zijn opgeschoven (

Dit wil zeggen dat de ver gelegen sterren met een bepaalde snelheid van ons weg bewegen. Via deze experimenten worden conclusies getrokken in verband met het al dan niet uitdeinen van het heelal, de leeftijd van het heelal...

Medische toepassingen

In de geneeskunde kent het Dopplereect veel toepassingen.

Bij moderne echograe is het mogelijk om het standaard echograsch onderzoek te combineren met Doppleronderzoek. Hiermee kan men bijvoorbeeld de snelheid van het bloed opmeten om lekkages of vernauwingen op te sporen.

De reecterende deeltjes in kwestie zijn de rode

bloedcellen.

1.3

Front-end

De front-end bestaat uit enkele typische RF-bouwblokken. Het uitgezonden signaal wordt opge-

VCO (Voltage Controlled Oscillator). Deze sinusgolf wordt versterkt door een voorversterker om vervolgens de vermogenversterker aan te drijven die het vermogen wekt door een

sterk opdrijft en vervolgens doorgeeft aan de antenne voor transmissie. Aan de ontvangerkant stuurt de antenne het signaal door naar een balun, die het signaal dierentieel maakt zodat het

LNA (Low Noise Amplier) die het signaal moet versterken voegen. Hierna wordt de golf naar de mixer gestuurd, waar het

kan aangelegd worden aan de zonder al te veel ruis toe te

gemixt wordt met de locale oscillator zijnde de VCO. Tenslotte zal het IF-signaal naar een extern

RC-lter gevoerd worden met lage afsnijfrequentie.

Deze structuur is afgebeeld op guur 1.2.

4

1.3 Front-end

Figuur 1.2:

Structuur van de front-end

1.3.1 Antennekeuze Hoewel het niet de kern van deze thesis is, is het instructief om te kijken welke zenden ontvangstantennes we voor deze toepassing zouden kunnen gebruiken.

De antennes zouden aan

een aantal voorwaarden moeten voldoen. Hieronder worden de belangrijkste opgesomd en een

Fusca 2.4 GHz SMD Antenna

typische antenne (

van Antenova, zie appendix B) in de 2,4 GHz

ISM band wordt getoetst aan deze voorwaarden.

Hoge eciëntie:

We willen uiteraard zo veel mogelijk uitgangsvermogen van de chip omzetten

in zendvermogen. De Fusca antenne is 65% (-1,9 dB) eciënt.

Matching:

De antenna moet gematched zijn aan de LNA en aan de vermogenversterker voor

maximale vermogenoverdracht. De Fusca antenne is ontworpen voor 50 Ω matching.

Directiviteit:

Afhankelijk van de toepassing zal de Dopplerradar meer of minder directiviteit

eisen. De Fusca antenne is omnidirectioneel op één asrichting na.

Isolatie:

Een zeer belangrijk punt in Dopplerradars is de isolatie tussen zenden ontvangstan-

tenne.

Een te sterke doorkoppeling kan de ontvanger laten satureren.

Bovendien zorgt

doorkoppeling voor een sterk DC signaal na mixing waarbij kleinere signalen dicht bij DC mogelijk 'begraven' liggen onder de ruis van het DC signaal. Er zal blijken dat er tot 70 dB isolatie nodig is om de ontvanger niet te laten satureren.

In het concrete geval van de

Fusca antenne kan er maximaal 40 dB isolatie gehaald worden door de antennes orthogonaal te polariseren. Indien nog meer isolatie gewenst is, kunnen er antennestructuren met

5

1.3 Front-end

meer directiviteit gebruikt worden. Een andere veelgebruikte oplossing is het overschakelen van een Dopplerradar met continu signaal naar een gepulste Dopplerradar. Hierbij zendt de zender slechts een pulstrein uit op een bepaalde frequentie waarna de ontvanger die pulstrein zal ontvangen en verwerken.

1.3.2 Link budget Om een kwantitatief beeld te krijgen van de signalen waarmee gewerkt zal worden, wordt hieronder getracht de signaalniveaus van zender en ontvanger te schatten.

Zendvermogen

Een standaard WIFI-basisstation dat in dezelfde frequentieband werkt als

deze Dopplerradar, heeft meestal een zendvermogen rond de 30 mW(≈15 dBm). Dit is het getal waarop de vermogenversterker gedimensioneerd zal worden.

Antennewinst

Voor Dopplertoepassingen werken we natuurlijk liefst directioneel. Directio-

naliteit brengt steeds antennewinst met zich mee en we schatten deze winst op 10 dB voor zenden ontvangstantenne.

Padverlies

Er wordt aangenomen dat de golf zich in de vrije ruimte kan bewegen zonder

obstakels. In dit geval is het padverlies gelijk aan: Verlies(dB)

waarbij

d

= 10 log((

4π 2 df ) ) = 20 log(d) + 20 log(f ) − 147, 56 c

de afstand in meter voorstelt en

f

(1.8)

de werkingsfrequentie in Hertz.

Als er uitgegaan wordt van een afstand van 100 m tussen zender en bewegend object (=200 m heen en weer) wordt er een padverlies van -86.4 dB verkregen. Daarnaast moet er ook rekening gehouden worden met reectieverliezen die geschat worden op -10 dB.

Conclusies

Uit bovenstaande schattingen kan er een ruw linkbudget opgesteld worden. Het

te verwachten signaal aan de ontvanger bedraagt:

Pontvanger = Pzender + Gzendantenne + Gontvangstantenne − Lpad − Lref lecties = 15 dBm + 10 dB + 10 dB − 86, 4 dB − 10 dB = −61, 4 dBm. Er wordt dus een signaal van -61,4 dBm aan de ontvanger verwacht.

(1.9) (1.10)

Wanneer dit vermogen

invalt op de 50 Ω-antenne zal dit een spanningszwaai genereren van ongeveer 190 µV. We wensen

6

1.4 Ontwerpomgeving

dit signaal liefst te versterken naar ongeveer 300-400 mV, daarom proberen we de ontvanger te dimensioneren met een spanningsversterking van ongeveer 50-60 dB.

1.3.3 Technologie De front-end wordt ontworpen in de 0,18 µm technolgie van de Maleisische foundry Silterra. Deze technologie kan tot zes metaallagen bevatten en bevat een discreet aantal on-chip spoelen. De voedingsspanning bedraagt 1,8 V. De doorslagspanning van de

oxide transistor

1.4

thin oxide transistor

en de

thick

bedraagt respectievelijk 3,6 V en 6 V.

Ontwerpomgeving

Om deze analoge chip te ontwerpen, wordt er gebruik gemaakt van de Cadence omgeving die verschillende onderdelen bevat om de verschillende stappen in het ontwerp uit te voeren.

De

owchart in guur 1.3 toont de verschillende stappen van het analoog ontwerp en het bijbehorende onderdeel in de Cadence omgeving.

Ontwerp elektrisch schema:

De eerste en belangrijkste stap is het ontwerp van een elektrisch

schema. Vanuit de opgegeven specicaties worden verschillende architecturen ontworpen. In het eerste ontwerp wordt nog gebruik gemaakt van ideale componenten om na te gaan wat de maximaal haalbare performantie is.

Daarna worden de componenten vervangen

door meer realistische modellen. Deze eerste stap gaat nauw samen met de tweede stap in het proces (simulatie van het elektrisch schema). De eerste cyclus op de guur (elektrisch ontwerp

⇔

elektrische simulatie) beslaat ook het leeuwendeel van de totale ontwerpstijd.

Elektrische simulatie: bruik gemaakt van door

Om de elektrische schema's van de eerste stap te simuleren wordt ge-

Cadence Virtuoso Spectre Circuit Simulator

Cadence Virtuoso Analog Design Environment.

die aangestuurd wordt

Deze laatste is een gebruiksvriende-

lijke tool om eenvoudig verschillende types simulaties op te zetten en de output ervan weer te geven. In feite genereert deze tool enkel een script met de simulatieparameters dat dan aan de eigenlijke simulator (Spectre) wordt doorgegeven.

Layout:

Als het elektrische schema op punt staat en de simulatieresultaten voldoen aan de ver-

wachtingen, kunnen we overgaan tot de fysieke layout van de componenten. Via de

Cadence

7

1.4 Ontwerpomgeving

Figuur 1.3:

Virtuoso Layout Suite

Flowchart analoog ontwerp

kan dit eciënt gebeuren. Zo wordt de layout van standaardcom-

ponenten automatisch gegenereerd als we de parameters van de component invoeren. Het tekenen van zelfgedenieerde structuren en alle interconnecties kan echter nog zeer tijdrovend zijn. Bovendien is het nu niet meer vanzelfsprekend om wijzigingen aan te brengen.

Layout vericatie:

Als de layout afgewerkt is, wordt er eerst gecontroleerd of er voldaan is aan

de fysieke ontwerpsregels (DRC,

Design Rules Check ).

fysieke regels aan het ontwerp opdat het ontwerp

De foundry (Silterra) stelt een aantal

kan gemaakt worden en dat het bovendien

zonder fouten kan gemaakt worden. Een bekend voorbeeld is de restrictie op de minimale afstand tussen twee metaalbanen op hetzelfde niveau. Als men voldoet aan deze regel is men er zeker van dat de twee banen, die door procesvariaties kunnen verschuiven, niet zullen raken. Deze controle gebeurt automatisch door

Mentor Graphics Calibre nmDRC

aan de

hand van een door de fabricant beschikbaar gesteld regelbestand. Vervolgens controleren we of de layout overeen komt met het elektrische schema (LVS, Opnieuw gebeurt deze controle automatisch door

Layout versus Schematic ).

Mentor Graphics Calibre nmLVS.

Deze

8

1.4 Ontwerpomgeving

tool bezit de nodige intelligentie om de layout correct te interpreteren (e.g. samenvoegen van parallele condensatoren, breedtes optellen van parallele transistors,...).

Post layout simulatie:

Het spreekt voor zich dat de layout repercussies zal hebben op de

elektrische werking van het schema.

Metaalbaantjes zijn kleine weerstanden, kruisende

metaalbanen creëren een tussenliggende capaciteit,...

Om de invloed van deze factoren

te kunnen simuleren, voeren we een post layout simulatie uit.

PEX

Mentor Graphics Calibre

zal de layout analyseren en elke parasitaire weerstand en capaciteit opnemen in een

nieuwe netlist.

Aan de hand van deze netlist kunnen er opnieuw elektrische simulaties

uitgevoerd worden (Spectre) om het uiteindelijke gedrag van de gelayoutte schakeling te bestuderen. Door het zeer groot aantal netwerkelementen in deze parasitaire netlist loopt de simulatietijd drastisch op.

9

OSCILLATOR

Hoofdstuk 2

Oscillator De oscillator is het basisblok dat de centrale frequentie van het systeem dicteert en dit sinusoïdaal signaal doorgeeft aan de andere blokken in het systeem.

De Dopplerradarfrequentie bedraagt

2,45 GHz, de centrale frequentie in de vrije 2,4 GHz ISM band. In dit hoofdstuk bespreken we eerst de eigenschappen waaraan een oscillator in onze toepassing moet voldoen. Vervolgens geven we een kort overzicht van de verschillende beschouwde oscillatorschakelingen. Daarna gaan we in op het elektrisch schema van de gekozen oplossing en als laatste bepreken we ook de layout ervan.

2.1

Oscillatoren in Dopplerradars

2.1.1 Frequentiestabiliteit Een belangrijk aspect bij oscillatoren is de

frequentiestabiliteit.

Frequentiestabiliteit is de mate

waarin een oscillator steeds dezelfde frequentie uitzendt. In een Dopplerradar is de frequentiestabiliteit niet extreem belangrijk. Aangezien we geïnteresseerd zijn in het verschil tussen uitgezonden en ontvangen frequentie en aangezien in de mixer gemixt wordt met dezelfde

Local Oscillator

(LO), is de exacte LO frequentie van minder belang. We wensen slechts een frequentiestabiliteit gedurende de looptijd van het uitgezonden signaal (orde 10 ns tot 10 µs). Het is uiteraard wel belangrijk dat de frequentie niet over een te groot bereik varieert. De Dopplerverschuiving is immers rechtevenredig met de fundamentele frequentie (formule 1.7). De frequentiestabiliteit is dus een bovengrens op de nauwkeurigheid van de te bepalen snelheid. In de praktijk is de verhouding

10

2.1 Oscillatoren in Dopplerradars

tussen frequentieverschuiving en absolute frequentie te verwaarlozen, zodat de nauwkeurigheid hierdoor bijna niet aangetast wordt.

2.1.2 Faseruis In het frequentiedomein is de uitgang van een oscillator geen perfecte spectrale lijn. Er treedt een verbreding op die men dikwijls

faseruis

noemt en die wordt veroorzaakt door de ruis in de

oscillator. Faseruis is inherent aan de werking van een oscillator. Dit kan men als volgt inzien: we merken op dat alle signalen met frequentie

f0

en de oscillatieamplitude oplossingen van het

systeem zijn, ongeacht hun faseverschuiving ten opzichte van een vooraf vastgesteld punt. is geen enkel mechanisme dat deze faseverschuiving op een bepaald punt regelt. illustreren aan de hand van volgend gedachtenexperiment [2]. identieke oscillatoren met fase gelijk aan nul start op

t = 0,

Er

Men kan dit

Stel dat men een groot aantal

dan zal na verloop van tijd de fase

van deze oscillatoren uniform verdeeld zijn. Faseruis vermindert de resolutie van de front-end.

Wanneer een sterk en een zwak terugge-

kaatst signaal slechts licht verschillende frequenties hebben, kan het zijn dat het zwakke signaal 'begraven' ligt in de faseruis van het sterke signaal. Bij het Dopplereect zijn de frequentieverschuivingen zeer beperkt. Bovendien zal er steeds een sterk signaal op exact de zendfrequentie ontvangen worden. Enerzijds door doorkoppeling van zend- naar ontvangstantenne en anderzijds door alle stilstaande voorwerpen in de omgeving. Dit zorgt voor een sterk DC signaal na mixing waardoor traag bewegende of ver afgelegen voorwerpen mogelijk niet meer gedetecteerd worden.

Figuur 2.1:

Faseruis in oscillatoren [3]

De aeiding van de gangbare formules in verband met faseruis berusten op semi-empirische modellen.

Figuur 2.1 toont het algemene verloop van faseruis in oscillatoren.

faseruis op

∆ω

uit als het vermogen in 1 Hz bandbreedte rond

ω0 + ∆ω

Men drukt de

ten opzichte van het

11


totale oscillatievermogen. Als we enkel bronnen met witte ruis beschouwen kunnen we het

f −2

verloop als volgt verklaren [2]. De spanning over de kring wordt beschreven door

V (t) = V0 cos(ω0 t + φ(t)), waarbij

(2.1)

φ(t) een normale verdeling heeft met een tijdsafhankelijke standaardafwijking < φ(t)2 >=

2Dt die typisch is voor processen met diusie door middel van witte ruis.

De diusieconstante

D

is afhankelijk van de ruisbronnen. In het frequentiedomein komt de de oscillatie-energiedichtheid

SE (ω)

dan overeen met een Lorentziaanse distributie,

SE (ω) = CV02 met

∆ω = ω0 −ω .

D , (∆ω)2 + D2

(2.2)

Door integratie kan men zien dat de totale oscillatie-energie nog steeds

CV02 /2

bedraagt. Een perfecte LC-oscillator heeft de Dirac impuls als verdeling van de oscillatie-energie. De faseruis is de verhouding tussen de oscillatie-energiedichtheid op energie:

L(∆ω) = Als

D ∆ω

dBc/Hz

1

∆ω

en de totale oscillatie-

SE (ω) 2D 2D = ≈ 2 2 2 (∆ω) + D (∆ω)2 CV0 /2

bekomen we inderdaad het

f −2

gedrag.

(2.3)

Faseruis wordt meestal uitgedrukt in

.

Een veel gebruikt model om faseruis te beschrijven is het semi-empirische Leeson-Cutler model [3]. Dit model zegt dat

( L(∆ω) = 10 log waarbij

F

een empirische factor,

k

" 2 # ) ∆ω1/f 3 2F kT ω0 1+ 1+ Ps 2QL ∆ω ∆ω de Boltzmannconstante,

gemiddeld gedissipeerd vermogen in de LC-tank, tank en

ω1/f 3

de hoekfrequentie tussen het

f −3

QL

en het

T

de absolute temperatuur,

(2.4)

Ps

het

de eectieve kwaliteitsfactor van de LC-

f −2

gebied is. Deze functie komt overeen

met guur 2.1. In [2] wordt ook aangetoond dat het gedeelte van vergelijking 2.4 dat evenredig is met

f −2

op natuurlijke wijze overeenkomt met vergelijking 2.3.

empirisch bepaald en kan gerelateerd worden aan

1/f -hoekfrequentie

1/f

Het

f −3

gebied is volledig

ruis, maar het is echter niet zo dat de

van de transistor in de oscillator overeenkomt met de

1/f 3 -hoekfrequentie

in

vergelijking 2.4. Om het eect van faseruis in een Dopplerradar verder te onderzoeken, voeren we een aantal Matlab simulaties uit. Om de rekencomplexiteit in deze instructieve simulatie te beperken werken we

1

Waarbij 'per Hz' slaagt op de kwantiteit

binnen

de logaritme.

12


met 10 kHz als oscillatiefrequentie. De bemonsteringsfrequentie bedraagt 100 kHz. We simuleren een teruggekaatste golf die bestaat uit volgende superpositie:

Tabel 2.1:

Superpositie teruggekaatste golf

Dopplerverschuiving [Hz]

Verzwakking [dB]

0

-10

100

-13

500

-20

We introduceren nu volledig ongecorreleerde faseruis in het LO signaal en in de weerkaatste golf. Vervolgens mengen we deze signalen met elkaar zodat we uitgangssignaal afgebeeld op guur 2.2 en 2.3 krijgen. De interessante signalen op 100 Hz en 500 Hz zijn nog amper zichtbaar onder de sterke DC component.

Figuur 2.2:

Uitgang mengtrap bij ongecorreleerde faseruis

Figuur 2.3:

Figuur 2.2 ingezoomd rond DC

In het Dopplersysteem is de faseruis van het lokaal signaal en die van het weerkaatste signaal echter niet volledig ongecorreleerd.

In de limiet zou men kunnen zeggen dat het signaal met

zichzelf mengt als het zonder tijdsvertraging wordt teruggekaatst. In dat geval heft de faseruis zich gewoon op en krijgen we de ideale situatie (guur 2.4 en 2.5).

13


Figuur 2.4:

Uitgang mengtrap bij perfect ge-

Figuur 2.5:

correleerde faseruis


Als we nu een tijdsvertraging toevoegen aan het teruggekaatste signaal, zien we dat het signaal steeds meer degradeert totdat we in de situatie komen waarbij er geen correlatie meer is. Figuren 2.6 tot 2.8 geven de uitgang na mengen bij drie verschillende tijdsvertragingen. het Dopplersysteem zal deze vertraging zeer klein zijn. vertraging van slechts 67 ns.

In

Een voorwerp op 10 meter geeft een

In dit systeem betekent dit een equivalente tijdsvertraging van

67 ns × 2, 45 GHz /10 kHz = 1, 63 ms.

Figuur 2.6:

Uitgang mengtrap bij 1 ms vertraging

Figuur 2.7:


14

2.2 Oscillatorschakelingen

Figuur 2.8:

Uitgang mengtrap bij 100 ms ver-

Figuur 2.9:

traging

Uitgang mengtrap bij 100 ms vertraging van de 100 Hz en 500 Hz component en 0 ms van de 0 Hz component

In een reële situatie zullen er natuurlijk verschillende reecties zijn die elk hun vertraging hebben. De doorkoppeling van zend- naar ontvangstantenne zal bijzonder weinig vertraging opleveren en daardoor minder last hebben van faseruis.

Figuur 2.9 toont het ontvangen signaal indien de

component met 0 Hz Dopplerverschuiving geen tijdsvertraging veroorzaakt en de gedetecteerde componenten 100 ms vertraging veroorzaken. Dit is het geval wanneer het signaal bestaat uit de bijdragen van de nabije zendantenne en bijdragen van twee bewegende voorwerpen op grote afstand. Tenslotte is het nodig te vermelden dat voorgaande beschouwingen een idealisatie van de werkelijkheid zijn. De blokken die op de oscillator volgen zullen ook nog faseruis in het uiteindelijke signaal introduceren, maar de beweringen hierboven gesteld blijven geldig. Het is echter wel de vraag of de correlatie tussen lokaal signaal en ontvangen signaal nog geldig blijft in het volledige systeem.

2.2

Oscillatorschakelingen

In handboeken vindt men verschillende manieren om de werking van een oscillator toe te lichten. De eerste methode ziet de oscillator als een feedbacksysteem waarbij de totale feedback 360

o

o

(of 0 ) moet zijn (i.e. positieve feedback). De tweede methode ziet de oscillator als een RLC kring waarbij de actieve elementen

negatieve weerstand

voorzien om het verlies in de positieve

weerstand teniet te doen. Beide methodes kunnen gebruikt worden om zowel de

crosscoupled os-

15


cillator

als de

Colpitts oscillator

uit te leggen. Beide oscillatoren behoren tot de LC-oscillatoren,

dwz. dat de oscillatie gebaseerd is op de ideale LC-kring waarin er een continue uitwisseling is tussen elektrostatische en elektromagnetische energie. Dankzij de integratie van spoelen op chip, is het mogelijk om ook deze categorie in CMOS uit te voeren.

Figuur 2.10:

Negatieve feedback circuit

Laten we het concept van het feedbacksysteem toelichten. Figuur 2.10 toont het triviale negatieve feedback circuit.

De nodige voorwaarde opdat dit circuit zou oscilleren noemt men het

Barkhausen criterium :

6

De totale faseverschuiving van

Vin

naar

Figuur 2.11:

|H(jω0 )| ≥ 1

(2.5)

H(jω0 ) = 180o

(2.6)

Vuit

o

bedraagt dan 360 .

Afgestemd versterkingselement

Een basiselement van vele LC-oscillatoren is het afgestemde versterkingselement (guur 2.11). De weerstand

RP

stelt de parallelweerstand van de spoel voor. Wanneer de Q-factor groot genoeg is

16


(Q = ωLserie /Rserie

> 3), kan men stellen dat

kring is afgestemd op

ω0

Lparallel ≈ Lserie

zodat de versterking op die frequentie

en

Rparallel ≈ Q2 Rserie .

−gm RP

De LC-

bedraagt. Om oscillatie

te verkrijgen kunnen we niet zonder meer de uitgang naar de ingang terugkoppelen aangezien we slechts 180

o

totale faseverschuiving hebben.

2.2.1 Crosscoupled oscillator Als we nu twee afgestemde versterkingselementen na elkaar plaatsen (guur 2.12) creëren we een o

totale faseverschuiving van 360 .

Als

2 R2 ≥ 1, gm P

dan zal de kring oscilleren.

bereiken we de dierentiële crosscoupled oscillator afgebeeld op guur 2.13.

Op die manier De instelstroom

vermindert de afhankelijkheid van de voedingsspanning.

Figuur 2.12:

Dubbel versterkingselement

Figuur 2.13:

Crosscoupled oscillator

2.2.2 Colpitts oscillator De Colpitts oscillator gebruikt een andere techniek om de gewenste faseverschuiving te halen. In o

het afgestemde versterkingselement bedraagt de faseverschuiving tussen drain en source 0 . In plaats van terug te koppelen van drain naar gate, koppelt men nu terug van drain naar source. De source dient van de grond gescheiden te worden door een hoogimpedante stroombron. Er moet ook een condensator tussen source en drain geplaatst worden zodat het instelpunt behouden blijft.

17


Om te kunnen oscilleren moet de versterking van de kleinsignaalspanningsbron

VX

naar

Vout

oneindig zijn. Figuur 2.14 toont de schakeling en guur 2.15 toont het kleinsignaalvervangschema. We zien onmiddelijk dat

Vout /VX = 0

omdat de source op geen enkele manier verbonden is met

de grond.

Figuur 2.14:

Versterkingselement met feed-

Figuur 2.15:

back van drain naar source

Kleinsignaalvervangschema van 2.14

In guur 2.16 plaatsen we een condensator tussen source en grond van de transistor. Figuur 2.17 toont het kleinsignaalvervangschema. We kunnen nu opnieuw

Vout /VX

berekenen:

18


Figuur 2.16:

Versterkingselement met feed-

Figuur 2.17:

back van drain naar source

Vout = VX Opdat

Kleinsignaalvervangschema van 2.16

gm 1 RP

Vout /VX

+

1 sLP

+

gm sC1 RP

+

gm s2 LP C1

+ sC2 +

C2 C1 R

+

C2 sC1 LP

+ sCP +

gm CP C1

+

sC2 CP C1

(2.7)

oneindig is, moet zowel het reële als het imaginaire deel van de noemer nul zijn.

Dit levert volgende voorwaarden op:

gm RP − ω 2 (LP (C1 + C2 ) − gm CP LP RP ) = 0

(2.8)

−ω 3 LP RP (C2 C1 + CP C2 + CP C1 ) + ω(gm LP + (C1 + C2 )RP ) = 0

(2.9)

Uit 2.9 halen we de oscillatiefrequentie:

ω2 =

1

LP CP +

C1 C2 C1 +C2

(2.10)

19


De condensator

CP

hebben we in dus in principe niet nodig en men zal deze dan ook weglaten

in de Colpitts oscillator (guur 2.18). De oscillatiefrequentie herleidt zich dan tot

ω2 =

1 C2 LP CC11+C 2

(2.11)

. Uit 2.8 (met

CP = 0

en

gm LP RP (C1 + C2 )) gm R P =

De verhouding

C1 /C2

volgt dat

(C1 + C2 )2 C1 C2

(2.12)

moet minstens 1 zijn opdat oscillatie kan plaatsvinden, zodat

gm RP ≥ 4.

(2.13)

Bij de crosscoupled oscillator diende de spanningsversterking slechts 1 ipv. 4 te zijn. Bij de lage Q-factoren die in CMOS voorkomen (i.e. lage

RP )

is dit een belangrijk nadeel van de Colpitts

oscillator.

Figuur 2.18:

Enkelzijdige Colpitts oscillator

De oscillator die we hier beschreven hebben is enkelzijdig. In een analoog ontwerp op chip werken we bij voorkeur met dierentiële signalen.

In [4] vinden we een voorstel van een dierentiële

20

2.3 Elektrisch schema

Colpitts oscillator (guur 2.19).

De staartstroom wordt geschakeld tussen de twee delen van

de oscillator met behulp van een paar gekruiste NMOS transistors.

De condensator

C1

is de

samenvoeging van de originele twee condensatoren waartussen nu een virtuele grond bestaat.

Figuur 2.19:

2.3

Dierentiële Colpitts oscillator [4]

Elektrisch schema

We slaagden er in beide oscillators te ontwerpen in Cadence.

Omdat beide ongeveer gelijke

faseruis vertoonden is er gekozen om de eenvoudigere crosscoupled oscillator te implementeren. Te meer omdat we er zeker van waren dat we deze zouden kunnen laten oscilleren in post layout simulaties. De crosscoupled oscillator kan immers bij dezelfde transistor vier keer minder parallele weerstand verdragen. De uiteindelijk gekozen oscillator staat afgebeeld op guur 2.20. De capaciteit

CP

vervangt de

lastcapaciteit aan de uitgangen. Deze lastcapaciteit is afhankelijk van de transistors die de oscillator moet aansturen en van de layout van de interconnecties. In het ontwerp van de totale chip kunnen we al rekening houden met de transistors die moeten aangestuurd worden, maar we kunnen pas een volledig idee krijgen van deze lastcapaciteit door een post layout simulatie uit te voeren. Bovendien kunnen er nog aanzienlijke verschuivingen optreden wanneer de chip eectief gemaakt wordt.

We hebben dus een oscillator waarvan de uiteindelijke oscillatiefre-

quentie afhangt van een aantal moeilijk controleerbare factoren. In deze thesis vangen we alle verschuivingen op die na de post layout simulatie optreden.

21


Er bestaan enkele strategieën om de verschuivingen veroorzaakt door fabricage, mismatch van het simulatiemodel, temperatuur, verouderingsprocessen,... op te vangen. Men kan de oscillator omvormen naar een vervangt door twee

Voltage Controlled Oscillator

varactors

(VCO) waarbij men de lineaire condensator

waartussen men een spanning aanlegt [5]. Aangezien de capaciteit

van een varactor afhangt van de spanning erover, is de frequentie regelbaar over een bepaald bereik. Bij de tweede methode vervangt men de lineaire condensator door een bank van parallelle lineaire condensatoren waarbij men een aantal condensatoren kan in- of uitschakelen door middel van digitale signalen.

Op die manier kan de eindgebruiker de frequentie in (discrete) stappen

bijregelen. Met één vaste condensator die zeker kleiner is dan de gewenste condensatorwaarde en een beperkt aantal binair gewogen condensatorwaarden, kan reeds een vrij nauwkeurige regeling gebeuren.

Figuur 2.20:

Geïmplementeerde crosscoupled oscillator

In een eerste ontwerp schatten we de lastcapaciteit voeren we een aantal iteraties uit.

C

CP

op 441 fF. Om de capaciteit

C

te bepalen,

is immers ook afhankelijk van de moeilijk te kennen

parasitaire capaciteit van de transistors. Omdat we in de totale zendketen deze capaciteit toch zullen moeten bijsturen, is de exacte waarde nu van minder belang. Uit de iteraties volgt dat 630 fF een frequentie in de buurt van 2,45 GHz oplevert. De PMOS-stroombron levert 3 mA stroom waardoor de transistors parallelweerstand

RP

van de 2,26 nH spoelen bedraagt

oscillatievoorwaarde is voldaan

gm RP = 1, 75 > 1.

gm = 6, 98 mS

RP ≈ QωL = 250 Ω,

hebben. De

waardoor er aan de

Dit volgt ook uit de simulaties. De oscillatie-

frequentie bedraagt 2,42 GHz. De oscillatieamplitude bedraagt 0,6 V aan elke uitgang (=1,2 V dierentieel). Figuur 2.21 toont de faseruis. Op 100 kHz verwijderd van de oscillatiefrequentie

22

2.4 Layout

bedraagt de faseruis -103 dBc wat in de lijn ligt met de in de literatuur beschreven oscillators.

Figuur 2.21:

Uit de

R+C+CC

Faseruis crosscoupled oscillator

post layout simulatie bleek dat de oscillator niet in staat was de oscillatie te

onderhouden. Door verdubbeling van de NMOS-transistorbreedtes (30 µm ook

2.4

gm (6, 98 mS → 11, 82 mS)

→ 60 µm), verdubbelt

waardoor de oscillatie wel in stand werd gehouden.

Layout

Bij de layout is het belangrijk dat de twee transistors perfect gelijk zijn aan mekaar. o

manier zijn de uitgangssignalen perfect gelijk aan elkaar op 180

Op die

fasedraaiing na. Omdat de gate

van de ene transistor verbonden is met de drain van de andere transistor en omgekeerd is die verbinding zeer eenvoudig te maken bij de gevingerde structuur van guur 2.22.

Figuur 2.24

toont de layout van de twee transistors.

Figuur 2.22:

De condensator

C

Schema layout oscillator

is uitgevoerd als een serieschakeling van tweemaal een aantal parallelle con-

densatoren. Op die manier is de condensator perfect symmetrisch uitgevoerd. Figuur 2.23 toont

23

2.4 Layout

hiervan een schematische dwarsdoorsnede.

Figuur 2.23:

Schema condensator C

In de stroombronschakeling layouten we de weerstand niet met zijn minimale breedte om de eventuele variaties in de fabricage te beperken. Figuur 2.25 toont de layout van de stroombronschakeling. Figuur 2.26 toont de layout van de hele oscillator.

Figuur 2.24:

Layout transistors van de oscil-

Figuur 2.25:

lator

Layout

stroombronschakeling

van de oscillator

Figuur 2.26:

Layout oscillator

24

VERMOGENVERSTERKER

Hoofdstuk 3

Vermogenversterker In dit hoofdstuk bespreken we de vermogenversterker (Eng.

Power Amplier ).

Deze component

versterkt het signaal van de oscillator zodanig dat er voldoende signaalvermogen uitgezonden wordt. Meer uitgezonden vermogen betekent immers een groter detectievermogen. Eerst schetsen we kort een overzicht van een aantal verschillende vermogenversterkers, waarin we dieper ingaan op de twee vermogenversterkers die voor deze toepassing in aanmerking werden genomen (i.e. klasse E en F). Tenslotte bespreken we het schema en de layout van de uiteindelijk geïmplementeerde oplossing (i.e. klasse F).

3.1

Vermogenversterker in Dopplerradar

Een vermogenversterker wordt gekenmerkt door een aantal eigenschappen:

•

Uitgangsvermogen

•

Vermogeneciëntie

•

Lineariteit

We willen we een uitgangsvermogen dat tussen 10 en 15 dBm ligt. Dit is nodig om een goede werking van de Dopplerradar te bekomen. We willen een vermogenversterker die vermogeneciënt is. Dit is niet alleen om een lager energieverbruik te bereiken in mobiele toepassingen, maar ook om warmtegeneratie te beperken [6]. Al de verloren energie wordt immers in warmte omgezet. Het derde criterium, lineariteit, is niet belangrijk in deze toepassing. We willen immers maar

25

3.1 Vermogenversterker in Dopplerradar

één frequentie uitzenden waarbij de exacte amplitude, en dus het exacte vermogen, van minder belang is. Uit deze beschouwingen is het duidelijk dat we kiezen voor een eciënte versterker die genoeg zendvermogen kan genereren waarbij lineariteit onbelangrijk is. In de groep van de hoge eciëntie vermogenversterkers hebben we enerzijds de S,...) en anderzijds de

geschakelde vermogenversterkers

vermogenversterkers met speciale technieken

(klasse D, E,

(klasse F, G, H,...). De ge-

schakelde vermogenversterkers hebben actieve componenten nodig die voldoende snel zijn om als schakelaars beschouwd te kunnen worden (i.e. stroom of spanning gelijk aan nul). Het spreekt voor zich dat dit bij hoge frequenties problematisch kan worden.

Daar het Dopplereect be-

ter wordt gemeten bij hogere systeemfrequenties, kan het zijn dat een voorstel met geschakelde actieve componenten later niet kan geüpgraded worden naar een frequentie hoger dan 2,45 GHz.

3.1.1 Werking klasse E vermogenversterker

Figuur 3.1:

Theoretisch schema van de klasse E vermogenversterker [7]

Figuur 3.1 toont het theoretische schema van de klasse E vermogenversterker.

De transistor

werkt als schakelaar (geschakelde vermogenversterker). De theoretische werking is als volgt. Het resonant circuit

C1 − L1

zorgt ervoor dat de spanning over de last steeds sinusoïdaal is met

CS

frequentie gelijk aan de schakelfrequentie. Gedurende de aan-fase is de spanning over Nadat de condensator ontladen is, is de drainstroom laststroom

I1 .

Als de schakelaar af staat is

IX

IX

gelijk aan de DC-stroom

nul en loopt het verschil

dissipatieverliezen te beperken is het van belang dat de lading op

CS

IDC − I1

IDC

door

nul.

min de

CS .

Om

op het aanschakelmoment

nul is. Aangezien de lading afhangt van de ogenblikkelijke spanning willen we dus geen spanning over de transistor tijdens het aanschakelen.

Deze techniek noemt men

zero voltage switching

26


[7]. Meestal zorgt men er ook voor dat de afgeleide van de spanning (i.e. de stroom door

CS )

klein wordt. Dit resulteert in een bepaalde tijdspanne waarin er geschakeld kan worden. Kleine afwijkingen in het netwerk of tijdens het schakelmoment hebben dan minder invloed. Figuur 3.2 toont de genormaliseerde golfvormen.

Figuur 3.2:

Genormaliseerde golfvormen van de klasse E versterker

Figuur 3.4 illustreert de schakeleciëntie van de klasse E ten opzichte van die van de lineaire vermogenversterkers. Lineaire vermogenversterkers hebben toestanden die zich op een rechte lijn bevinden (resistieve last) en dus in een hoog

ID x VDS

gebied liggen (zie guur 3.3).

Bij een

klasse E versterker liggen de aan-toestanden op een bijna verticale lijn langs de verticale as en liggen de uit-toestanden op een horizontale lijn langs de horizontale as.

De overgang gebeurt

ideaal via de oorsprong. De transistor in de klasse E versterker vermijdt zo steeds het ineciënte gebied van hoge

ID x VDS

[8].

De klasse E versterker wordt typisch in het tijdsdomein ontworpen. Via analytische formules kan men een eerste ontwerp berekenen, maar meestal gebruikt men numerieke methodes die reeds een aantal niet-idealiteiten in rekening brengen [8]. Daarna voert men een transiëntanalyse uit en op basis van de resultaten kan men componenten gaan bijregelen.

In [8] staat beschreven

welke componenten men moet bijregelen om een bepaald eect op de golfvorm te hebben.

27


Figuur 3.3:

Toestanden in een lineaire ver-

Figuur 3.4:

sterker

Toestanden in de klasse E versterker

3.1.2 Werking klasse F vermogenversterker

Figuur 3.5:

Theoretisch schema van de klasse F vermogenversterker met transmissielijn [9]

Figuur 3.5 toont het theoretische schema van de klasse F vermogenversterker. In deze versterker gaat men de verschillende harmonischen verschillend belasten. Op deze manier vormt men de spanning over en de stroom door de transistor op een manier dat de versterker maximaal eciënt is. In deze topologie kan men ideaal 100% eciëntie halen.

28


Tabel 3.1:

Harmonische

Impedantietransformaties transmissielijn lT L

f1

λ 4

feven

nλ 2 (2n+1)λ 4

foneven

Zuit

Zin

Rload

Rload

Zin = Zuit

0

0

Z02 Zuit

0

∞

Transformatie

Zin = Zin =

Z02 Zuit

De resonante kring zorgt ervoor dat de spanning over de last sinusoïdaal is door alle andere frequenties kort te sluiten. De transmissielijn met karakteristieke impedantie heeft lengte lT L

= λ/4,

waarbij

λ

Z0 (Z0 = Rload )

de fundamentele golengte is. Tabel 3.1 toont de impedanties

die de verschillende harmonischen zien. De impedantie aan de rechterkant van de transmissielijn wordt aangeduid met

Zuit

Figuur 3.6:

en die aan de linkerkant met

Zin .

Golfvormen van de klasse F versterker met transmissielijn [9]

Figuur 3.6 toont de golfvormen van de klasse F versterker. We sturen de transistor aan zoals in een klasse B versterker (klasse F is hieruit geëvolueerd). De instelspanning is de drempelspanning van de transistor zodat de drainstroom een halve sinus is. Door alle oneven (behalve de eerste) harmonischen te blokkeren wordt de drainspanning een blokgolf. Een blokgolf met duty ratio 50% bestaat immers uit de som van alle oneven harmonischen. Net zoals in de klasse E versterker is er geen overlap tussen drain-sourcespanning en drainstroom. Dit duidt opnieuw op de ideale 100% eciëntie. Bovendien is de stroom nul wanneer de transistor


29

schakelt, dit vermindert de schakelverliezen. De topologie van guur 3.5 is elegant, maar de transmissielijn kan onhandig lang worden (enkele centimeter) waardoor integratie op chip onmogelijk wordt. Bovendien worden de voordelen van een bijna oneindige impedantie bij alle oneven frequentie ondermijnt door de uitgangscapaciteit van de transistor [10].

Een alternatieve topologie met discrete componenten kan dan bijna

even goed presteren. Figuur 3.7 toont deze topologie waarbij men de transmissielijn vervangt door een aantal resonante kringen die telkens één oneven harmonische blokkeren.

Veelal zal

men enkel de derde harmonische blokkeren. Het toevoegen van extra kringen zorgt zelden voor eciëntieverbetering.

Figuur 3.7:

Theoretisch schema van de klasse F vermogenversterker met harmonische resonators[9]

3.1.3 Performantie van klasse E en F vermogenversterkers In deze sectie vergelijken we de performantie van de klasse E vermogenversterker en de klasse F vermogenversterker met transmissielijn. Alhoewel beide types versterker de ideale 100% eciëntie halen, zijn er in de praktijk een aantal niet-idealiteiten die deze eciëntie sterk kunnen doen dalen. Bovendien zijn er ook een aantal randvoorwaarden (i.e. maximaal toegelaten drainspanning, lengte transmissielijn,...) toepassing.

die soms problematisch kunnen zijn in een geïntegreerde

Deze niet-idealiteiten en randvoorwaarden zijn bij beide types verschillend en op

basis hiervan moet men een keuze maken voor deze toepassing.

30


Tabel 3.2:

Transistorwerking Opname parasitaire

Vergelijkingstabel klasse E en F Klasse E

Klasse F met TL

Voorkeur

schakelend

niet schakelend

F

ja

nee

E

nee

ja

0,0981

1/2π =0,159

F

3,6VDD

2VDD

F

capaciteit transistor Onbeperkte grootte transistor [7]

Pmax VDS

piekspanning

PO rms

0,577

ID

Bandbreedte Integreerbaarheid

2 VDD

R

0,811

2 VDD

R

hoog

laag

F

klein

klein

eenvoudig

moeilijk

E

nee

ja

F

op chip Impedantietransformatie mogelijk

Tabel 3.2 vat de verschillende eigenschappen van klasse E en F samen.

Er staat ook steeds

vermeld welke topologie de voorkeur geniet bij die bepaalde eigenschap. Hierna gaan we nog iets dieper in op een aantal belangrijke punten die beide klassen typeren.

Transistorwerking: ken.

De transistor in de klasse E versterker moet zeer sterk als schakelaar wer-

Door het speciale ontwerp kan men zeer eciënt werken als men snel schakelt op

het moment dat zowel spanning als stroom nul zijn.

Helaas is de stroom in het andere

transitiepunt, het afschakelen van de transitor, niet nul. Dit zorgt een beperkt eciëntieverlies. Dit verlies zou sterker geweest zijn mocht men in een bipolaire technologie werken [10]. De transistor in een klasse F versterker met transmissielijn wordt aangestuurd zoals in een klasse B versterker en kan getypeerd worden als een

schakelend karakter.

gestuurde stroombron met een

Dit is een veel minder strenge eis op de snelheid van de component.

Klasse F heeft dus onze voorkeur wat transistorwerking betreft.

Opname parasitaire capaciteit:

De plaatsing van de condensator

CS

in de klasse E verster-

31


ker laat toe de parasitaire capaciteit van de transistor hierin te integreren. Hoewel deze capaciteit meestal slecht gekend is en bovendien niet lineair is, kan men de fout die door deze capaciteit anders zou gecreëerd worden, sterk minimaliseren. In de klasse F versterker zorgt deze capaciteit altijd voor een verslechtering van het systeem.

Als deze capaciteit

te groot wordt, zien de harmonischen niet meer de juiste terminaties en wordt het werkingsprincipe ondermijnt. In principe zou men extra netwerkelementen kunnen invoeren om te resoneren met deze capaciteit zodat voor iedere harmonische een open keten wordt gevormd. Dit voegt echter (onnodig?) veel netwerkcomplexiteit toe en kan moeilijkheden creëren bij het afstellen van het hele circuit [7]. Klasse E heeft hier een duidelijk voordeel.

Onbeperkte grootte transistor: een bepaalde ideale waarde

Wanneer men een klasse E versterker ontwerpt, bekomt men

CS .

Dit beperkt de grootte van de transistor. De parasitaire

capaciteit van deze transistor kan immers niet groter zijn dan

CS .

De grootte van de

transistor in klasse F is onbeperkt, eventueel na toevoeging van extra circuitelementen om de parasitaire capaciteit uit te resoneren op bepaalde frequenties (zie vorig puntje). Uiteraard kan men dezelfde strategie toepassen om een deel van de capaciteit op te vangen in de klasse E versterker, maar aangezien de incorporatie van de parasitaire capaciteit de belangrijkste reden is om voor klasse E te kiezen is dit vrij zinloos [7].

Pmax :

De lage

Pmax

redelijk hoge

VDS,peak :

van de klasse E versterker (=0,0981) is een nadeel ten opzichte van de

Pmax

van de klasse F versterker (=0,159).

De klasse E versterker heeft een zeer hoge drain piekspanning (VDS,peak

6, 48 V).

Dit levert problemen op in moderne technologieën waar de doorslagspanning van

de transistors beperkt is.

(nto)

= 3, 6 VDD =

In onze technologie is de doorslagspanning van de

thick oxide

transistors 6 V. Dit is net niet genoeg om ideale klasse E werking te weerstaan. Bij

de klasse F versterker is de piekspanning beperkt tot

rms stroom:

2 VDD ,

een veel minder strenge eis.

De rms (root mean square) stroom is in een klasse E versterker licht hoger dan

die in een klasse F versterker. Dit zorgt voor meer eciëntieverlies in de aanweerstand van de transistor.

Integreerbaarheid:

Door de aanwezigheid van de transmissielijn is het uiteraard moeilijk om

een klasse F versterker te integreren op het silicium. Desalniettemin wordt een vermogenversterker dikwijls gebruikt in combinatie met een o-chip antenne. De transmissielijn kan dan eventueel geïntegreerd worden in de verbinding tussen chip en antenne. Er moet wel

32


opgemerkt worden dat er ook een o-chip condensator en spoel nodig is. Deze componenten zijn veel duurder dan on-chip componenten. De marginale kost van on-chip componenten is nagenoeg nul.

In massaproductie moet met de kost van o-chip componenten zeker

rekening worden gehouden. De klasse E vermogenversterker kan natuurlijk volledig geïntegreerd worden op chip.

Impedantietransformatie:

De transmissielijn geeft een extra vrijheidsgraad in de matching

van transistor en last. De transmissielijn kan de lastimpdantie immers transformeren naar een willekeurige last aan de transistor. Bij de fundamentele frequentie werkt de lijn immers als impedantietransformator (Zin

= Z02 /Zuit ).

We moeten ons dus weinig zorgen maken

over de eectieve last die we gaan aansturen. Bovendien zijn nu de o-chip ontwerpskeuzes (i.e.

antenne, TL) ontkoppelt van de on-chip ontwerpskeuzes (transistor).

De chip kan

gebruikt worden in verschillende o-chip architecturen zolang men ervoor zorgt dat de chip de juiste impedantie 'ziet'. Bij de klasse E versterker daarentegen heeft de keuze van de lastimpedantie een belangrijk gevolg bij de dimensionering van de on-chip componenten.

3.1.4 Gekozen oplossing: klasse F met transmissielijn Na afweging van de voor- en nadelen kozen we voor de klasse F vermogenversterker met transmissielijn. Ondanks het feit dat een klasse E versterker gemakkelijk regelbaar zou zijn, zorgt het afschakelproces en de hoge drainstroom voor een eciëntieverlies waardoor de performatie vergelijkbaar is met een goed ontworpen klasse F versterker [10]. Bovendien blijkt de doorslagspanning niet te voldoen om klasse E werking te garanderen. De eisen (doorslagspanning en snelheid) op de transistor in de klasse F versterker zijn veel minder streng. Ook de integreerbaarheid is geen probleem aangezien de transmissielijn kan dienen als verbinding tussen chip en antenne.

3.1.5 Exotische oplossingen: klasse E/F versterkers In de literatuur [7] vindt men interessante pogingen om een versterker te ontwerpen die de beste eigenschappen van een klasse E versterker combineert met de beste eigenschappen van een klasse F versterker. Deze versterker zou dan deze eigenschappen moeten hebben:

•

Opname parasitaire capaciteit

• Zero Voltage Switching

CS

waarbij

CS

onbeperkt groot mag zijn.

om het ladingsverlies in

CS

te minimaliseren.

33


Figuur 3.8:

Theoretisch schema klasse E/F versterker [7]

•

Eenvoudig circuit (geen TL).

•

Gebruik maken van het afstellen van de impedantie per harmonische (guur 3.8).

•

Golfvormen waarbij source-drainspanning

VDS

en drainstroom

ID

beperkt blijven.

In [7] stelt men aantal uitdrukkingen op die de performantie van een bepaalde afstelstrategie

gures-of-merit ):

beoordelen (

FV

=

FI

=

FC

=

Vpeak VDC IRM S IDC Pout 2 VDC /ZC

(3.1)

(3.2)

met

ZC =

1 ω0 C S

(3.3) (3.4)

Kleinere waarden duiden op betere realisaties. Een grote

FV

drukt immers uit dat de versterker

een hoge source-drainpiekspannning heeft. De voedingsspanning moet dan lager zijn om geen doorslag te veroorzaken. Een grote

IRM S

Tenslotte drukt

FI

geeft aan of

IRM S

groot is ten opzichte van de voedingsstroom.

betekent een groter eciëntieverlies door de aanweerstand van de transistor.

FC

uit hoe eciënt

CS

gebruikt wordt. Al deze uitdrukkingen komen terug in

de berekeningen van de eciëntie van de versterker. We weten dat de klasse F versterker een goede

FV

en

FI

heeft ten opzichte van de klasse E versterker, maar incorporeert

CS

niet.

34


Figuur 3.9:

Golfvomen klasse F−1 versterker [7]

Als we nu klasse E en F willen combineren, gaat onze voorkeur meteen uit naar de combinatie E en F

−1 1 . De inverse klasse F (F−1 ) is het duale geval van de eerder besproken klasse F. De oneven

harmonischen worden nu kortgesloten en de even harmonischen zien een open keten. De stroom zal nu een blokgolf vormen en de spanning een halve sinusoïde (guur 3.9). Klasse F voorkeur op klasse F in de combinatie met E omdat de er bij klasse F

−1 heeft de

−1 al sprake is van ZVS.

Bij een 'gewone' klasse F is er een spanningssprong tijdens het schakelen. Vervolgens beslissen we per harmonische of we enerzijds klasse F werking toepassen (i.e. kortsluiting of open keten als belasting) of anderzijds klasse E werking toepassen (belasten met we de belasting op de fundamentele frequentie (RL en

XL )

CS ).

Vervolgens regelen

zodat ZVS bereikt wordt. Figuur

3.10 toont een aantal mogelijke combinaties. De golfvormen staan in guur 3.11 en de berekende uitdrukkingen in guur 3.12.

1

−1

Vandaar de naam E/F = EF

35


Figuur 3.10:

Mogelijke klasse E/F realisaties [7]

Figuur 3.12:

Figuur 3.11:

Golfvormen klasse E/F realisaties [7]

Berekende uitdrukkingen klasse E/F realisaties [7]

Op guur 3.12 zien we dat op één na alle realisaties beter of even goed scoren op alle uitdrukkingen in vergelijking met de klasse E versterker. Het is dus duidelijk dat de klasse E/F versterkers een 'continuüm' aan mogelijke versterkers creëren waarbij de ontwerper zijn keuze kan baseren op zijn specieke noden.

3.2

Elektrisch schema

Na het bepalen van de topologie (guur 3.13), moeten we een keuze maken voor de verschillende componenten. We willen een uitgansgsvermogen van 10-15 dBm halen bij een zo hoog mogelijke eciëntie.

36


Figuur 3.13:

Klasse F vermogenversterker [9]

Om een idee te krijgen, berekenen we even de waarden van de stromen en spanningen op guur 3.13 in het ideale geval. Ter instructie werken we met een 50 Ω last. De voedingsspanning

VDD

bedraagt 1,8 V.

VO,max = IO,max = PO = IC,max = IDC

=

PIN

=

η =

4 VDD = 2, 29 V π 4 VDD = 45, 8 mA π R 2 2 4 VO,max π VDD = = 52, 2 mW = 17, 2 dBm 2R 2R 8 VDD = 91, 7 mA π R 8 VDD = 29, 2 mA π2 R 8 V2 IDC VDD = 2 DD = PO π R 100 %

3.2.1 Eerste ontwerp In het eerste ontwerp gebruiken we de

thick oxide (nto) transistor uit de Silterra bibliotheek.

We

vervangen ook de ideale RF smoorspoel door een ideale spoel met een beperkte inductantie en we vervangen de DC blokkerende condensator door een ideale condensator met beperkte capaciteit. De transistor wordt aangedreven door een ideale sinusbron met instelspanning

VA .

We dimensioneren de

L0 C0

kring zodat die resoneert op 2,45 GHz:

VB

en amplitude

37


L0 = 1, 407 nH C0 = 3 pF f0 =

1 = 2, 45 109 Hz 2π(L0 C0 )2

Vervolgens dienen we een geschikte lastimpedantie te kiezen. We voeren een DC simulatie uit van transistors met verschillende grootte. Uit het ideale ontwerp weten we dat de transistor aanzienlijke stromen moet kunnen voeren (91,7 mA bij

RL = 50 Ω).

We kunnen uiteraard een grote

lastimpedantie kiezen om de stroom te beperken. We willen echter de lastimpedantie ook niet te groot kiezen aangezien de lastimpedantie omgekeerd evenredig is met het uitgangsvermogen. Om genoeg stroom op een eciënte manier te kunnen voeren is het duidelijk dat we een brede transistor nodig hebben (W>100 µm). Figuren 3.14 tot 3.17 tonen de drainstroom in functie van de drain-sourcespanning voor verschillende breedtes en gatespanningen. Om optimale werking te verzekeren moet het werkpunt in het overgangsgebied tussen triode- en pentodegebied liggen. Op die manier gebruiken we geen nodeloos grote transistor (met grote parasitaire capaciteit). Uit het ideaal ontwerp lezen we af dat bij een last van 50 Ω de transistor maximaal 91,7 mA moet voeren. We zien dat de transitor met breedte 600 µm hier zeker in slaagt. De parameters van een eerste transiëntsimulatie

2

staan in tabel 3.3. Ter vericatie zetten we in guur 3.18 de

vermogens en eciëntie uit in functie van de lastweerstand. We zien dat

RL = 50 Ω

een goede

keuze was.

Figuur 3.14:

ID vs.VDS van nto met W = 100 µm

2

Figuur 3.15:


Bij systemen die we in groot signaal willen analyseren kiezen we eerder voor een

Harmonic Balance

simulatie

omdat deze veel sneller gaat. Cadence laat dit echter niet toe omdat het in dat type simulatie niet kan omgaan met de transmissielijn.

We moeten dus onze toevlucht zoeken tot een transiëntsimulatie die veel trager is en

waarbij we moeten opletten dat we simuleren totdat het systeem zich in regime bevindt.

38


Figuur 3.16:

ID vs.VDS van nto met W =

Figuur 3.17:

600 µm

Tabel 3.3:


Parameters bij guur 3.18 VB

0,9 V

VA

2V

Lrf c

8 nH

W

600 µm

RL

variabel

CB

50 pF

Figuur 3.18:

Vermogens en eciëntie in functie van RL

Bij de klasse F vermogenversterker is de aansturing belangrijk. De transistor moet net in cuto ingesteld worden. De drempelspanning is echter geen discontinu punt. We hebben dus een zekere marge waarin we de transistor kunnen instellen. De eciëntste instelspanning hangt ook af van de amplitude van de aansturing. Figuur 3.19 en 3.20 tonen het eect op de eciëntie van respectievelijk de instelspanning en de amplitude.

39


Tabel 3.4:


variabel

VA

2V

Lrf c

8 nH

W

600 µm

RL

50 Ω

CB

50 pF

Figuur 3.19:

Vermogens en eciëntie in functie van VB

Tabel 3.5:


0,5 V

VA

variabel

Lrf c

8 nH

W

600 µm

RL

50 Ω

CB

50 pF

Figuur 3.20:

Vermogens en eciëntie in functie van VA

In de DC simulatie hebben we een eerste keuze van de transistorbreedte gemaakt. We konden in die simulatie echter geen rekening houden met het eect van de parasitaire capaciteit die parallel over de transistor staat. Zoals in de bespreking van de performantie van klasse F reeds vermeld staat, zal een te grote capaciteit de klasse F werking verstoren. Om dit eect te bekijken laten we de transistorbreedte variëren in een interval rond onze eerste keuze. Het blijkt dat onze eerste keuze niet de meest eciënte was. Figuur 3.21 toont dat een kleinere breedte eciënter is (betere werking klasse F), maar minder uitgangsvermogen oplevert.

40


Tabel 3.6:


0,5 V

VA

3V

Lrf c

8 nH

W

variabel

RL

50 Ω

CB

50 pF

Figuur 3.21:

Vermogens en eciëntie in functie van W

Tenslotte gaan we nog na welke spoel nu het meest eciënt is (guur 3.22) en tot welke waarde we

CB

mogen reduceren opdat de impedantie op de fundamentele frequentie niet te groot wordt

(guur 3.23).

Tabel 3.7:


0,5 V

VA

3V

Lrf c

variabel

W

400 µm

RL

50 Ω

CB

50 pF

Figuur 3.22:

Vermogens en eciëntie in functie van Lrf c

41


Tabel 3.8:


0,5 V

VA

3V

Lrf c

5 nH

W

400 µm

RL

50 Ω

CB

variabel

Figuur 3.23:

Vermogens en eciëntie in functie van CB

De versterker met parameters uit tabel 3.9 is de meest eciënte realisatie. De draineciëntie

(ηdrain = Pout,RF /Pin,DC ) Pin,RF )/Pin,DC ) bedraagt 82%.

bedraagt 82,6%, de

power added eciency

bedraagt 81,6% en de totale eciëntie ((ηtotal

(PAE,

ηP AE = (Pout,RF −

= Pout,RF /(Pin,DC + Pin,RF ))

De versterker haalt een uitgansvermogen van 37,9 mW (=15,8 dBm).

De DC

bron levert 46,0 mW vermogen en de sinusbron heeft 0,43 mW nodig om de transistor aan te drijven. Figuur 3.24 toont de golfvormen van deze realisatie. Zoals verwacht is de transistor de enige component die vermogen verliest. Wanneer we het verbruikte vermogen in de overlap van spannings- en stroomgolfvormen berekenen, bekomen we inderdaad het verschil tussen ingangsen uitgangsvermogen uit (=7,9 mW). De golfvormen laten ook de de klasse F werking zien. De drainspanning benadert een blokgolf en de drainstroom benadert een halve sinus.

Tabel 3.9:

Parameters beste realisatie VB

0,8 V

VA

1,8 V

Lrf c

5 nH

W

400 µm

RL

50 Ω

CB

50 pF

42


Figuur 3.24:

Golfvormen beste realisatie

3.2.2 Niet-idealiteiten Beperkte aansturing In het ideale ontwerp wordt de transistor aangestuurd met een amplitude van 3 V. In de praktijk is dat echter moeilijk haalbaar.

Realistischer is een amplitude in de grootteorde van de voe-

dingsspanning. Later zal blijken dat we dat ook kunnen realiseren. Uit simulaties blijkt dat we de instelspanning

VB

van de bron hoger moeten kiezen zodat de drainstroom een halve sinus

vormt. De PAE bedraagt nu 78,5% en het uitgangsvermogen 35,2 mW.

Geïntegreerde RF spoel De volgende stap is het vervangen van de ideale spoel door een realistische on-chip spoel. De Silterra technologie heeft een aantal voorgedenieerde spoelen (gekarakteriseerd en gelayout). Wij gebruiken spiraalvormige ronde spoelen die naargelang de binnenstraal en het aantal omwikkelingen een andere inductantie en kwaliteitsfactor hebben (guur 3.25). De kwaliteitsfactor aanduidt hoeveel serieweerstand de spoel bij een bepaalde frequentie heeft (Q vrij laag (Q

= 4 − 8).

Q, die

= ωL/Rserie ),

is

Bovendien vereisen ze zeer veel plaats in de layout. Een spoel heeft immers

ruimte nodig waarin het een magnetisch veld kan ontwikkelen. Samengevat is het duidelijk dat

43


spoelen een belangrijk pijnpunt zijn in geïntegreerde RF schakelingen en een belangrijk eect op de eciëntie kunnen hebben.

Figuur 3.25:

Spiraalvormige ronde spoel

We gebruiken een 4,21 nH spoel met kwaliteitsfactor 8,21.

Dit is equivalent met 7,9 Ω serie-

weerstand. Tabel 3.10 lijst de parameters van de simulatie op en tabel 3.11 geeft de resultaten. We zien dat de PAE gedaald is van 78,5% naar 65,6%. Ook het uitgangsvermogen daalt naar 30,3 mW. Zoals verwacht, wordt er nu ook een aanzienlijk deel vermogen verbruikt in de spoel (=5,6 mW =11,3% van

Tabel 3.10:

Pin ).

Parameters bij resultaten tabel

Tabel 3.11:

3.11

Resultaten simulatie met realistische spoel

VB

0,8 V

Pin,DC

45,7 mW

VA

1,8 V

Pout

30,3 mW

Lrf c

4,21 nH

ηdrain

66,2%

QLrf c

8,21

Pgate

0,27 mW

W

400 µm

ηP AE

65,6%

RL

50 Ω

PF ET

9,7 mW

CB

50 pF

Pspoel

5,6 mW

Bondwires Wanneer de chip verpakt wordt, gebruikt men

bondwires

om de verbinding tussen het chipopper-

vlak en de pinnen van de verpakking te maken. Deze verbindingen die een aantal millimeter lang kunnen zijn, vormen inductors. De kwaliteitsfactor van bondwires is typisch hoog (Q

= 20 − 30)

in vergelijking met on-chip inductors en men kan hun inductantie schatten volgens de vuist-

44


regel 1 nH/mm.

Door hun hoge kwaliteitsfactor gebruikt men in bepaalde toepassingen deze

bondwires als 'gewilde' spoel. In deze toepassing zijn het echter ongewilde parasitaire spoelen die de werking verstoren. Vooral de bondwire die de chip met de transmissielijn verbindt is zeer ongewenst. Een simulatie met bondwires (Tabel 3.12 en 3.13) toont een verlaging van de PAE naar 62,1%. Het uitgangsvermogen bedraagt nog slechts 18,2 mW. Als we naar de golfvormen kijken (guur 3.26) zien we duidelijke distorsie van de uitgangsgolfvorm. We zullen hier in het uiteindelijke ontwerp zeker nog aandacht aan moeten besteden.

Tabel 3.12:

Parameters bij resultaten tabel 3.13

Tabel 3.13:

Resultaten simulatie met realistische spoel en bondwires

VB

0,8 V

Pin,DC

28,9 mW

VA

1,8 V

Pout

18,2 mW

Lrf c

4,21 nH

ηdrain

63,0%

QLrf c

8,21

Pgate

0,23 mW

W

400 µm

ηP AE

62,1%

RL

50 Ω

CB

50 pF

BW

VDD

1 nH(Q

= 30)

BW gnd

0,5 nH(Q

BW chip-TL

1 nH(Q

= 30)

= 30)

3.2.3 O-chip componenten In de voorgaande besprekingen hebben we steeds naar de eciëntie van de chip op zich gekeken. Daarbij veronderstelden we dat de o-chip componenten ideaal waren. Met behulp van

Design Environment (ADS)

kunnen we niet ideale transmissielijnen simuleren.

Analog

Figuren 3.27

en 3.28 tonen respectievelijk de Smithkaart van de ideale transmissielijn en de Smithkaart van een gekoppelde microstrip lijn (guur 3.29) uitgevoerd op FR4. We zien dat de microstrip lijn afwijkt van de ideale karakteristiek. De microstrip vormt geen ideale kortsluiting op de tweede harmonische (4,9 GHz) en geen ideale open keten op de derde harmonische (7,35 GHz). eciëntie van de versterker zal dalen omdat de klasse F werking verslechtert.

De

45


Figuur 3.26:

Figuur 3.27:

Golfvormen simulatie met realistische spoel en bondwires

Smith-kaart ideale TL

Figuur 3.28:

Smith-kaart microstrip

46


Figuur 3.29:

Microstrip

3.2.4 Aansturing Zoals besproken in de werking van de klasse F versterker, wordt de transistor aangestuurd door middel van een sinusbron waarbij de instelspanning rond de drempelspanning van de transistor ligt.

Bovendien moet de amplitude van de sinusbron groot genoeg zijn en het vermogen vol-

doende om de grote vermogentransistor aan te sturen (opladen gatecapaciteit). We kozen om een afgestelde common-source voorversterker te gebruiken (guur 3.30) die we dubbel uitvoeren. Dit schema is een uitbreiding van het eenvoudige afgestemde versterkerelement waarbij de condensator gedeeld wordt.

Bovendien kan de gatecapaciteit van de vermogentransistor in de

trillingskring opgenomen worden. De kleinsignaal spanningsversterking bedraagt Bij 100 µm breedte van de

nto

bedraagt de gesimuleerde

gm

23,5 mS.

−gm RP .

De spoel heeft 4,21 nH

inductantie en 8,21 als Q-factor:

RP = QωL = 532 Ω

(3.5)

|A| = gm RP = 12, 5

(3.6)

De gesimuleerde versterking bedraagt 10,7. Die kleine degradatie wordt onder meer veroorzaakt door de uitgangsweerstand van de transistor die parallel over

RP

staat.

Om de vermogentransistor aan te sturen willen we echter een grote spanningszwaai.

Daarom

sturen we de transistor van de vermogenversterker ook groot aan (amplitude in de orde 0,5 V). Uiteraard is het kleinsignaalschema niet meer volledig geldig. Als we de transistor steeds harder uitsturen, zal de uitgang ook een groter amplitude bereiken, maar ontstaat er meer distorsie. We kunnen een uitgangszwaai van 0 tot 4 V bereiken waarbij de distorsie beperkt blijft. Als de condensator tussen de twee uitgangen te klein is om met de normale

mim6_rf

layout uit

te voeren, kunnen we eventueel opteren om een transistor te schakelen als een capaciteit. Als we source en drain verbinden creëren we immers een kleine niet-lineaire capaciteit tussen gate en

47

3.3 Layout

kanaal. Men kan zich dan wel afvragen of deze kleine capaciteit nog belangrijk is ten opzichte van de vele parasitaire capaciteiten in de uiteindelijke layout. Omdat er tussen de voeding en de uitgang van de voorversterker een spoel staat, zal de instelspanning van de uitgang gelijk zijn aan de voedingsspanning. Over een niet-ideale spoel kan er immers weinig DC spanningsval bestaan. We voorzien een klein circuit die de DC spanning van in- naar uitgang loskoppelt en de juiste instelspanning aan de uitgang voorziet. Dit doen we aan de hand van een ontkoppelcondensator en een spanningsdeler (guur 3.31).

Figuur 3.30:

3.3

Voorversterker

Figuur 3.31:

Instelcircuit

Layout

Zoals in sectie 6.1 zal besproken worden, integreren we twee vermogenversterkers. Aangezien er ongeveer 25 mA gemiddelde stroom door elke transistor loopt, is het belangrijk dat alle verbindingen hierop gedimensioneerd worden. Allereerst moeten de verbindingen zo gedimensioneerd worden dat er geen elektromigratie kan optreden. Als aan deze voorwaarde voldaan is, moeten we nagaan of de serieweerstand van de verbindingen de werking en eciëntie van het systeem niet te erg verstoord. Om aan deze twee voorwaarden te voldoen kunnen we de metallische verbindingen enerzijds breder maken en anderzijds verschillende metaallagen op elkaar stapelen. Aangezien we slechts een beperkt aantal interconnecties hebben (zeker in vergelijking met een digitale chip), kunnen we het ons permitteren om verschillende metaallagen te stapelen zonder routeringsproblemen tegen te komen.

48

3.3 Layout

Bij de transistor (400 µm) voorzien we een groot aantal vingers (50 x 8 µm), zodat de stroom per vinger beperkt blijft. Bovendien voeren we de source en drain verbinding opnieuw uit op verschillende metaallagen zodat de eerder beschreven problemen niet kunnen optreden. Figuur 3.32 toont de transistor. De ontkoppelcondensatoren voeren we uit als een parallelschakeling van drie kleinere condensatoren zodat de layout compact blijft. Figuur 3.33 toont de twee vermogenversterkers.

Figuur 3.32:

Transistor vermogenversterker:

Figuur 3.33:

50 x 8 µm=400 µm

De twee vermogenversterkers

Bij de layout van de voorversterker letten we er op dat de twee transistors en de metaalbanen opnieuw gedimensioneerd zijn om voldoende stroom (ongeveer 8 mA) te kunnen voeren. Om de dierentiële uitgangen van de oscillator gelijk te belasten, combineren we de twee transistors in een gevingerde structuur. In totaal tekenen we 26 vingers die telkens 8,335 µm breed zijn. De eerste en laatste vinger gebruiken we als kunnen afwijken van de andere vingers.

dummy-transistors

omdat ze door het productieproces

We bekomen dan in totaal twee transistors met elk

een totale breedte van 12 x 8,335 µm =100 µm. Figuur 3.34 zoomt in op de layout van de twee transistors en guur 3.35 toont de hele voorversterker.

49

3.3 Layout

Figuur 3.34:

De twee transistors van de voor-

Figuur 3.35:

versterker De layout van het instelcircuit is triviaal.

Layout voorversterker

Wegens plaatsingsredenen, zijn de condensatoren

uitgevoerd als een bank parallele condensatoren. Bij de layout van de weerstanden hebben we er voor gekozen om niet de minimale breedte te gebruiken. Bredere weerstanden moeten ook langer zijn om dezelfde weerstandswaarde te halen. Als de afmetingen van de weerstand groter zijn, is hij minder gevoelig aan procesvariaties. Als er bijvoorbeeld een afwijking van 50 nm op de breedte kan optreden, kan dit grote gevolgen hebben voor de smalste weerstanden in deze technologie (450 nm breed), maar zijn de gevolgen beperkt onze bredere weerstanden (5 µm). Bovendien is de extra ingenomen plaats verwaarloosbaar ten opzichte van de andere componenten en in het bijzonder ten opzichte van de spoelen. Figuur 3.36 toont de layout van het instelcircuit.

Figuur 3.36:

Layout instelcircuit

50

LNA

Hoofdstuk 4

LNA 4.1

Beschrijving

De LNA vormt het eerste blok van de ontvanger. Hij zorgt ervoor dat het zeer zwak ingangssignaal voldoende versterkt wordt zonder veel ruis te introduceren. Zijn ruisguur en versterkingsfactor zijn volgens de Friis formule namelijk cruciaal voor de performantie van de gehele front-end.

Ftotaal = FLN A +

Fvolgende − 1 GLN A

(4.1)

Als randvoorwaarden voor de LNA wordt er gesteld dat deze dierentieel moet zijn om de volgende stap, de Gilbert mixer, te kunnen aansturen. Daarnaast wordt er ook een voldoende input matching met de 50 Ω uitgangsimpedantie van de antenne geëist. Een goed LNA-ontwerp zal rekening houden met al deze voorwaarden.

Specicaties Gain

> 30 dB

Ruisguur

< 3 dB

S11

< -15 dB

Verbruik

Zo laag mogelijk

Tabel 4.1:

Ontwerpspecicaties van de LNA

51

4.1 Beschrijving

4.1.1 Ruis Ruis is een van de belangrijkste parameters bij LNA-ontwerp. Aangezien het de eerste trap is in de ontvangketen draagt zijn ruisguur rechtstreeks bij aan het gehele ruisguur van de ontvanger. In deze sectie wordt kort de denitie van ruisguur overlopen en de belangrijkste ruisbijdragers in een LNA onderzocht.

Ruisguur

Het ruisguur is de verhouding tussen de signaal-ruisverhouding aan de uitgang

en die van de ingang uitgedrukt in dB.

NF =

SN Ro SN Ri

Het ruisgetal bepaalt mee de sensitiveit van een component. Hoe groter het ruisgetal van een component, hoe lager zijn sensitiviteit.

Thermische ruis

Thermische ruis wordt veroorzaakt door de willekeurige beweging van la-

dingen door thermische energie (temperatuur) [11]. Het gaat om witte ruis die lineair is met de temperatuur. De grootste generators van witte ruis zijn weerstanden. Verborgen weerstanden zoals de serieweerstand van een spoel en van lange metaalbaantjes kunnen dus ook een niet te verwaarlozen ruisbijdrage leveren.

q p √ 2 = vnT 4kB T R / Hz

Hagelruis

(4.2)

Hagelruis (beter bekend als "shot noise") ontstaat door het feit dat elke stroom

als het ware gequantiseerd is doordat ze bestaat uit elektronen [11]. De stroom vloeit dus niet continu, maar als het ware als de som van discrete pulsen. Doordat deze ruis veroorzaakt wordt doordat deze ladingsquanta een potentiaalbarrière oversteken, vindt men deze vorm van ruis vaak in halfgeleidercomponenten terug. Het ruisspectrum volgt een Poissonverdeling.

Si (f ) = 2qIB

(4.3)

52

4.1 Beschrijving

1/f-ruis

1/f-ruis (ikkerruis) is laagfrequente ruis die veroorzaakt wordt door een waaier van ef-

fecten zoals onzuiverheden in geleidende kanalen en generatie en recombinatie door gelijkstroom. De spectrale vermogendichtheid wordt gegeven door:

Si (f ) =

K I fb A

waarbij K constant is voor een bepaalde component (typisch

(4.4)

10−25 Am2 )

en b een constante is

die vaak rond 1 ligt [6].

4.1.2 Input matching De ingang van de LNA wordt verbonden met een balun met een bepaalde uitgangsimpedantie. Voor een goede vermogenoverdracht tussen deze componenten is het nodig dat de uitgangsen ingangsimpedantie van respectievelijk balun en LNA gelijk zijn. maatstaaf bij uitstek voor deze performantiemaat.

De

S11

parameter is de

In de omgeving van de werkingsfrequentie

(2,45 GHz) hebben we deze parameter liefst zo laag mogelijk (≤

−10 dB).

Daarnaast is een

te sterke resonantiepiek ook niet gewenst aangezien door procesvariaties de werkingsfrequentie aanzienlijk kan verschuiven.

4.1.3 Lineariteit Lineariteit beschrijft de kwaliteit van de ingang-naar-uitgangsrelatie. Een versterker met goede lineariteit zal in een groot bereik een gegeven ingangsvermogen met een vaste factor versterken. Voornamelijk bij hoge ingangsvermogens wordt deze versterkingsfactor lager door saturatie en treedt er verlies van het lineair karakter op.

53

4.2 Verkenning van de ontwerpsruimte

Figuur 4.1:

Lineariteitsmaatstaven

De belangrijkste maatstaven voor de lineariteit zijn het 1 dB-compressiepunt de ingang gereferereerde derde orde interceptiepunt IIP3. de versterkingsfactor met

1 dB

G1 dB

G1 dB

en het naar

is het ingangsvermogen waarbij

gedaald is terwijl IIP3 het ingangsvermogen is waarbij de derde

harmonische evenzeer versterkt wordt als de grondtoon.

4.2

Verkenning van de ontwerpsruimte

Er zijn drie basis topologieën voor een LNA: Geaarde source, geaarde gate of geaarde drain. De geaarde source en geaarde gate kunnen gecombineerd worden tot een cascode LNA.

Geaarde drain

De geaarde drain conguratie wordt typisch gekenmerkt door zijn eenheids-

spanningsversterking, hoge ingangsimpedantie en lage uitgangsimpedantie. Hierdoor wordt deze conguratie vaak gebruikt als buer wanneer men wil dat de uitgang meer op een spanningsbron lijkt. Voor ons LNA-ontwerp is deze niet geschikt omwille van de te lage versterking.

54


Figuur 4.2:

Geaarde gate

Geaarde drain-conguratie

Alleenstaand biedt de geaarde gate conguratie een lage ingangsimpedantie,

ook heeft deze opstelling een eenheidsstroomversterking en met gepaste impedantiekeuze kan zeker en vast een zekere spanningsversterking bereikt worden.

Deze conguratie wordt vaak

gebruikt in combinatie met een voorafgaande geaarde source trap (zie hieronder), maar kan ook alleenstaand gebruikt worden. Hieronder wordt het kleinsignaalschema (guur 4.4) bestudeerd en worden ingangsimpedantie en spanningsversterking afgeleid.

Figuur 4.3:

Geaarde gate-conguratie

Er wordt aangenomen dat de gate-draincapaciteit kan verwaarloosd worden bij de frequentie (2,45 GHz) waarop de LNA werkt. Dit vereenvoudigt volgende berekeningen:

55


•

Ingangsimpedantie Vin − Vout r0 Vin − RL (Iin − sCgs Vin ) = gm Vin + sCgs Vin + r0 1 + gm r0 + s(RL + r0 )Cgs = RL + r0 RL + r0 = 1 + gm r0 + s(RL + r0 )Cgs

Iin = IS = gm Vin + sCgs Vin +

(4.5)

Iin

(4.6)

Iin Zin

(4.7)

(4.8)

(4.9)

Figuur 4.4:

Geaarde gate-conguratie: Klein signaal

De laagfrequente benadering geeft als ingangsimpedantie bij van

1/gm .

RL << r0

een lage waarde

Deze lage waarde zorgt ervoor dat het moeilijk wordt te matchen aan hogere

impedanties, wat meteen de motivatie om deze architectuur te gebruiken verlaagt.

•

Spanningsversterking Vout = Iout ∗ RL

(4.10)

Iout = Iin − sCgs Vin

(4.11)

Iout =

(4.12)

Vin − sCgs Vin Zin 1 + gm r0 + s(RL + r0 )Cgs Vout = RL Vin − sCgs RL Vin RL + r0 1 + gm r0 Av = RL RL + r0

(4.13)

(4.14) (4.15)

56


Indien opnieuw wordt

gm RL

RL << r0

gesteld wordt en de laagfrequente benadering toegepast wordt,

als spanningsversterking verkregen wat zeker en vast kan voldoen aan onze

eisen.

Helaas voldoet deze architectuur niet wegens het feit dat input matching aan wordt met deze topologie. Er zou namelijk een

gm = 20 mS

50Ω

zeer moeilijk

nodig zijn wat de versterking van de

LNA zal aantasten.

Geaarde source

Een van de meest gebruikte topologieën voor een eenvoudige LNA is de ge-

aarde source conguratie. Deze biedt een hoge ingangsimpedantie die gemakkelijk kan aangepast worden aan de uitgangsimpedantie van de antenna door een techniek genaamd "Source degeneratie". Deze techniek wordt later uitvoerig besproken wanneer de LNA ontworpen wordt. Om nog meer inzicht te verkrijgen in deze topologie gaan wordt opnieuw overgegaan tot kleinsignaalanalyse.

Figuur 4.5:

Geaarde source-conguratie

Opnieuw wordt er gekeken naar de ingangsimpedantie en spanningsversterking.

•

Ingangsimpedantie Iin = (Vin − Vout )sCgd + Vin sCgs

(4.16)

Iin = (Vin − Av Vin )sCgd + Vin sCgs

(4.17)

Zin =

1 (1 − Av )sCgd + sCgs

(4.18)

(4.19)

57


Wat hier duidelijk merkbaar is, is het optreden van het Miller-eect.

De

Cgd -capaciteit

wordt als het ware vermenigvuldigd met de spanningsversterking en aan de ingang gehangen.

Dit heeft natuurlijk het nadeel dat de bandbreedte sterk verkleind wordt.

toepassing is

Rs = 50 Ω en zal Cgd

slechts 2,27 GHz bij

Av = 20.

In onze

rond de 70 fF liggen. Dit geeft een 3 dB-bandbreedte van

Hierdoor is een standaard geaarde source-conguratie alvast

niet de beste oplossing voor ons ontwerp waar we hoge versterking willen bij 2,45 GHz.

Figuur 4.6:

•

Geaarde source-conguratie: Kleinsignaal

Spanningsversterking Vout = (−gm Vin + sCgd Vgd )(r0 ||RL )

(4.20)

Vout ≈ (−gm Vin (r0 ||RL )

(4.21)

Av ≈ −gm (r0 ||RL )

(4.22) (4.23)

De spanningsversterking kan groot gemaakt worden en is negatief. In principe voldoende voor ons ontwerp indien we

gm

groot kunnen maken. Het Miller-eect verhindert echter

dat we dit kunnen doen.

De geaarde source trap voldoet op zich niet aan onze vereisten wegens het bandbreedte-verlagende Miller-eect.

Cascode LNA

De twee versterkers die enigzins in aanmerking komen zijn de GS en de GG

trap. De GS trap biedt goede versterking en hoge ingangsimpedantie, maar lage bandbreedte. De GG trap daarentegen biedt ook hoge versterking plus een goede bandbreedte maar is beperkt qua matching mogelijkheden op

50Ω.

Een goede oplossing is dus een combinatie van deze twee

trappen die teruggevonden wordt in de cascodeconguratie. Deze topologie is een cascade van een GS en een GG trap. Zoals meteen duidelijk zal blijken, zorgt de GS trap voor de impedantie matching, terwijl de GG trap het Miller-eect zal elimeren en zodoende de bandbreedte sterk zal

58


verhogen. De cascode geniet ook van een hogere spanningsversterking wegens de hogere uitgangsimpedantie. Hieronder wordt kort de bandbreedte, ingangsimpedantie, spanningsversterking en uitgangsimpedantie in kleinsignaal (guur 4.7) bestudeerd.

Figuur 4.7:

•

Bandbreedte

Cascode-conguratie

De voornaamste bandbreedtebeperking bij de GS-trap was te wijten aan

het Miller-eect. Door de GG-trap er bovenop te plaatsen zorgen we ervoor dat de GS-trap een lage impedantie ziet aan de source. Hierdoor wordt ook de spanningsversterking over de GS-trap drastisch verlaagd en zo ook het Miller-eect.

•

Ingangsimpedantie Zin =

1 (1 − Av )sCgd + sCgs

(4.24)

Volledig equivalent aan de GS-trap, met als verschil dat de spanningsversterking veel lager is, wat een veel lagere Miller-capaciteit verklaart.

•

Spanningsversterking GS-trap 1 Vout = (−gm1 Vin + sCgd Vgd )(r0 || ) gm2 1 Vout ≈ −gm1 Vin (r0 || ) gm2 gm1 Av ≈ − gm2

(4.25)

(4.26)

(4.27)

(4.28)

Doordat de GS-trap nu aan zijn drainklem de GG-trap ziet, wordt de spanningsversterking sterk verlaagd. De versterking van de volledige trap wordt verkregen door de versterking van deze GS-trap te vermenigvuldigen met die van de GG-trap die eerder vermeld werd.

59

4.3 Ontwerp

•

Uitgangsimpedantie Om Zout te bepalen wordt de laagfrequente benadering gehanteerd. Zolang er rekening gehouden wordt met de bandbreedte van het systeem zitten we namelijk benaderend in deze situatie.

Iout = −gm2 VA +

Vout − VA r02

VA = Iout r01

(4.29) (4.30)

1 r02 + gm2 r01 r02 + r01

(4.31)

Zout = r01 + r02 + gm2 r01 r02

(4.32)

Zout ≈ gm2 r01 r02

(4.33)

Iout =

(4.34)

Er wordt meteen opgemerkt dat de uitgangsimpedantie sterk verhoogd is. Samen met de hoge

gm

zal dit zorgen voor de hoge versterking die typisch is aan de cascodeconguratie.

Er wordt geconcludeerd dat de cascodetopologie de beste keuze is voor het LNA-ontwerp. Ze is in staat om ons de hoge versterking,

4.3

50 Ω

ingangsimpedantie en hoge bandbreedte te bieden.

Ontwerp

4.3.1 Topologie Zoals duidelijk is gebleken uit de verkenningen van de verschillende topologiën wordt er geopteerd voor een cascode LNA conguratie. Deze wordt aangevuld met source degeneratie om hem te matchen aan

50 Ω, een inductor aan de gate om de resonantiefrequentie aan de ingang op 2,45 GHz

te leggen en een LC-tank aan de uitgang voor frequentieselectieve versterking.

60

4.3 Ontwerp

Figuur 4.8:

Dierentiële LNA

4.3.2 Balun Aangezien een dierentiële LNA ontworpen zal worden, moet er ook voor gezorgd worden dat de LNA aangedreven wordt door een dierentieel signaal. Hiervoor werd er geopteerd voor een externe balun die de single-ended output van de antenne transformeert naar een dierentieel signaal.

De balun heeft als impedantieverhouding 2:1 wat er voor zorgt dat de dierentiële

uitgangsimpedantie van de balun

100 Ω

is. Dit maakt het gemakkelijk om de LNA te matchen

aan de balun; we moeten er dan namelijk voor zorgen dat de positieve en negatieve ingang aan

50 Ω

gematched worden. Dit is vrij makkelijk te verwezelijken via inductieve degeneratie aan de

source. De specicaties van de gekozen balun zijn hieronder kort afgebeeld (Johanson technology: 2450BL14C100). Een andere oplossing om de dierentiële LNA te voeden, is het gebruiken van een dierentiële antenna. In dit geval is geen balun meer nodig om het signaal dierentieel te maken.

61

4.3 Ontwerp

Figuur 4.9:

Insertion en Return Loss

Op 2,45 GHz zien we een een

S11

Figuur 4.10:

Amplitude en Fase balans

die lager is dan -10 dB, wat aanvaardbaar is. Daarnaast is

S21

nooit lager dan -1.2 dB, wat ook zeker bevredigend is.

4.3.3 Dimensionering De ontwerpsfase wordt aangevat met de dimensionering van de GS-transistors die grotendeels de versterking gaan bepalen. Deze versterking wordt grotendeels bepaald door de

gm

van de GS-

transistors en de impedantie die we aan de drain van de GG-transistors hangen. Aan de drains van de GG-transistors wordt een LC-tank geplaatst. Zo zorgen we voor hoge versterking bij de resonantiefrequentie 2,45 GHz terwijl we een goede onderdrukking krijgen van signalen buiten deze band.

Voor de dimensionering van deze LC-tank wordt gekozen voor een inductor met

een hoge equivalente parallelweerstand: dit zal namelijk leiden tot de hoogste versterking. Deze parallelweerstand hangt af van de inductantie van de spoel en van zijn Q-factor zoals hieronder wordt verklaard.

Figuur 4.11:

Equivalente parallelweerstand van de spoel

62

4.3 Ontwerp

Analyse van deze schakelingen levert volgend resultaat:

Rp = (1 + Q2 )R Rp =

Xp =

en

1 + Q2 X Q2

(4.35)

(1 + Q2 ) ωL Q

(4.36)

Hieruit wordt besloten dat liefst een spoel met hoge inductantie en hoge Q factor gebruikt wordt. Voor dimensionering van de spoel is er ook informatie nodig over de capaciteit in de kring. De ingangscapaciteit van de mixer en parasitaire capaciteiten van de GG-trap zorgen ervoor dat er steeds al een minimale capaciteit aanwezig is. Daarnaast wordt er ook voor gezorgd dat een externe capaciteit aanwezig is, om de invloed van procesvariaties sterk te verminderen.

Voor

onze initiële dimensionering schatten we de totale capaciteit zichtbaar aan de drain op ongeveer

800 fF.

Dat levert een inductantie van

5, 3 nH.

We hebben echter een discreet aantal nauwkeurig

gedeniëerde spoelen beschikbaar in onze bibliotheek. De spoel die het beste aansluit bij onze analyse is de spoel met een inductantie van 4,21 nH en een Q-factor van 8,21. Dit geeft ons een geschatte parallelimpedantie van

RL = 540 Ω.

De spanningsversterking wordt gedimensioneerd op 40 dB, ruim boven de specicatie van 30 dB. De spanningsversterking wordt in dit geval gegeven door aan de uitgang ongeveer

RL = 540 Ω

zoeken van de goede

gm = 70 mS

gm

Cgs

gm RL RS ω0 Cgs [12]. Aangezien parallel

geplaatst zal worden, is zeker volgende

gm = In deze vergelijking komt

Av =

gm

nodig:

Av RS ω0 Cgs RL

(4.37)

voor, welke afhankelijk is van de afmetingen van de transistor. Het

is dus een iteratief proces en na enkele iteraties lijkt de beste waarde

te zijn. Daarnaast wordt ook een

gm ID

= 10

opgelegd op om de transistor net op het

overgangsgebied tussen zwakke en sterke inversie te plaatsen, wat enerzijds zorgt voor een goede geleidbaarheid en anderzijds de transistor in grootte beperkt houdt. Hierdoor kan ook meteen de stroombron dimensioneerd worden die een constante DC-stroom van 14 mA zal moeten voorzien. Een stroom van 14 mA bij een lagere

gm /ID = 3 V1

komt overeen met

gm = 42 mS

. Dit brengt

de stroombron in snelheidssaturatie wat zorgt voor een grotere uitgangsimpedantie. Natuurlijk komt dit overeen met een grotere saturatiespanning van de stroombron, wat niet meteen een probleem vormt bij de LNA. Vervolgens wordt de breedte van de transistor met minimale lengte afgeleid.

Wstroombrom =

gm 42 mS = = 38, 9 µm 4 Cox Vsat 8.10 m/s × 13, 5 fF/µm2

Uit simulaties volgt dat deze breedte niet voldoende is, de gevraagde stroom wordt pas bij

63

4.3 Ontwerp

LC-tank

Cextern

550 fF

L

4, 21 nH

RL

540 Ω

GS Transistors

Tabel 4.2:

W = 100 µm

gm

0, 07 S

gm ID

10 V1

ID

7 mA

Ontwerpparameters van de LNA

verkregen. Voor de GS-trap is een

gm = 70 mS

gewenst waaruit de breedte van de

transistor bepaald kan worden.

WGS−trap =

gm L 70 mS × 0, 18 µm = = 295 µm. VDsat (Kp /n) 122 mV × 350 µA/V2

Wederom blijkt uit verdere simulaties dat deze breedte niet ideaal is. De beste resultaten voor zowel input matching, ruisguur en spanningsversterking werden gehaald bij een waarde

315 µm.

Tenslotte ontwerpen we ook de GG-trap.

W =

De dimensionering van deze transistor is

minder kritisch, aangezien de spanningsversterking van de gehele cascode voornamelijk afhangt van de GS-trap en de weerstand van de LC-tank bij resonantie. Voor symmetrie en eenvoud van layout worden de dimensies van deze transistors gelijk gekozen aan deze van de GS-trap.

Dimensionering van de LNA-transistors Transistor

Breedte

Lengte

Stroombron

100 µm

0,18 µm

GS-Trap

315 µm

0,18 µm

GG-Trap

315 µm

0,18 µm

Tabel 4.3:

Dimensionering van de LNA-transistors

64

4.3 Ontwerp

4.3.4 Input matching Concept

Om de ingang van de LNA te matchen aan de

degeneratie met behulp van een inductor gekozen [12; 13]. ingangsimpedantie verhogen.

100 Ω

balun wordt er voor source

Deze zal de het reële deel van de

In tegenstelling tot het plaatsen van een fysieke weerstand aan

de ingang, zal deze techniek quasi geen extra ruis toevoegen aan het circuit.

Voor perfecte

matching willen we dat bij 2,45 GHz aan beide klemmen het imaginaire deel van de impedantie nul wordt en de het reële deel

50 Ω.

Op guur 4.12 wordt de ingangstopologie weergegeven. De

netwerkelementen die het sterkst de ingangsimpedantie zullen bepalen zijn de spoelen aan de gates, de ingangstransistors en de spoelen aan de sources.

Figuur 4.12:

Ingang van de LNA

Figuur 4.13:

Kleinsignaalschema

De ingangsimpedantie wordt uitgerekend door te kijken naar het kleinsignaalschema (guur 4.13) van de ingang. Aangezien de transistor in saturatie ingesteld wordt, kan de gate-drain capaciteit verwaarloosd worden.

65

4.3 Ontwerp

1 )I sCgs I V1 = − gm sLs sCgs

V1 = V − (sLg − Rg − I=

V1 − gm Vgs sLs

= 1+ =

gm sCgs

(4.38)

(4.39)

V sLs sLg −Rg + sC1

+

(4.40)

gs

sLs

V sLs +

gm Ls Cgs

+ sLg − Rg +

⇒ Zin = Rg + sLg − sLs +

(4.41)

1 sCgs

1 g m Ls + sCgs Cgs

(4.42)

(4.43)

Dit komt overeen met een serieschakeling van

Rg , Cgs , Lg , Ls

en een zeer wenselijk reëel deel

gm Ls Cgs dat gebruikt kan worden voor matching. Er wordt gestart met het maken van enkele ruwe schattingen voor de inductors die aan gate en source zullen geplaatst worden. Uit bovenstaande analyses is het duidelijk geworden dat

Cgs ≈ 400 fF

en

gm ≈ 70 mS.

Daarnaast wordt er ook

uitgegaan van een serieweerstand van de spoel aan de gate met als waarde

Rg ≈ 10 Ω.

Hieruit

volgt meteen dat:

Rin = 50 Ω = Rg +

gm Ls ⇒ Ls ≈ 228 pH Cgs

Vooraleer het ontwerp van de spoel aangevat werd, werd het circuit met deze verkregen waarde gesimuleerd. Simulaties leerden ons echter dat de benodigde inductantie echter op 512,83 pH ligt. Het ontwerp van de spoel wordt dan ook met deze waarde uitgevoerd. Deze inductantie is echter ontzettend klein en er is geen spoel in de door Silterra aangeboden bibliotheek beschikbaar die aan onze eisen voldoet (de spoel met de laagste inductantie:

1, 65 nH).

Er bestaan meerdere

alternatieven om dit probleem op te lossen.

1.

Spoelen in parallel:

Wanneer meerdere spoelen in parallel geplaatst worden, wordt er

een lagere inductantie verkregen. Om een inductantie van echter een drietal spoelen in parallel moeten plaatsen.

512 pH

te verkrijgen zouden we

Dit is een zeer slechte oplossing

aangezien de spoelen veel plaats op de chip innemen.

2.

Grote spoel met lage Q aan de gate:

Deze oplossing zorgt voor een grote reële weer-

stand aan de basis, wat source degeneratie onnodig maakt en zodus een inductor aan de source elimineert. Als nadeel genereert deze opstelling veel meer ruis door de thermische

66

4.3 Ontwerp

ruis van de weerstand voor de GS-trap. Daarnaast wordt al het vermogen in de weerstand opgenomen en niet in de LNA zelf.

3.

Ontwerp van een zelfgedenieerde spoel

Dit is de beste oplossing en ook de oplos-

sing waarvoor geopteerd werd. Zelf ontwerpen van een spoel biedt veel vrijheid, maar is tijdrovend. Initiele schattingen werden gemaakt via een Tool in Spectre, accurate simulaties werden voltooid in ADS RF. Een volledige beschrijving van het ontwerpproces wordt hieronder beschikbaar gesteld.

Het plaatsen van de spoel in de source zorgt weliswaar voor de

50 Ω

weerstand aan de ingang,

maar het imaginaire gedeelte van de ingangsimpedantie moet ook nog naar nul gebracht worden bij de werkingsfrequentie. Daarom wordt nog een spoel toegevoegd aan de gate. Zoals hierboven berekend, is het imaginaire gedeelte van de ingangsimpedantie gelijk aan:

Im(Z) = ω(Ls + Lg ) − Hieruit volgt:

Lg =

1 ωCgs

1 − Ls = 10, 5 nH ω 2 Cgs

Verdere simulaties tonen aan de beste resultaten verkregen worden bij

Lg = 6, 94 nH.

4.3.5 Inductor ontwerp In deze paragraaf wordt het ontwerpproces van een kleine inductor die geschat wordt op

512 pH

Ls =

beschreven. De Q-factor van deze spoel mag beperkt blijven, aangezien we willen dat de

input matching resistent is aan proces- en temperatuurvariaties. Daarom zijn we reeds tevreden met een

Q = 3 − 4.

De inductor wordt volledig in de metaal-6 laag gelayout omwille van lagere

capaciteit naar de bulk toe wat de resonantiefrequentie van de inductor verhoogt. terugkeerpad werd met metaal-5 verwezenlijkt.

Enkel het

Vooraleer het ontwerp aangevat wordt, is het

leerrijk om eerst het standaard equivalent model (zie [14]) van een spiraalinductor te bestuderen en te verklaren om meer inzicht te krijgen. ontwerpvariabelen vastleggen.

Uit dit inzicht kunnen we meteen onze initiele

67

4.3 Ontwerp

Figuur 4.14:

1.

Inductantie L:

Equivalente circuit van een geïntegreerde spiraalinductor

De inductantie wordt grotendeels bepaald door de breedte van de me-

taalbanen, de groote van de inductor en het aantal windingen. In de literatuur werd een benaderende formule [6] gevonden die gebruikt kan worden voor de eerste schattingen.

L≈ waarbij

37.5µ0 n2 a2 22r − 14a

n staat voor het aantal windingen, r voor de halve diameter en a voor de gemiddelde

straal.

2.

Serieweerstand

RS :

De metaalbaantjes hebben een intrinsieke Ohmse weerstand. Deze

berekenen is niet moeilijk omdat we nog geen rekening moeten houden met het skin eect (δskin @2, 45 GHz

l w

waarbij ,

en

t

≈ 1 µm > dikte).

RS =

l wσt

respectievelijk de lengte, breedte en dikte van het baantje voorstellen.

σ

stelt de geleidbaarheid van het metaal voor.

3.

Shunt capaciteit

CP :

Deze capaciteit verbindt de ingang en uitgang van de spoel en

wordt fysiek veroorzaakt door de overlap van de twee metaallagen in het terugkeerpad (n keer).

CP = nw2

tussenlaag ttussenlaag

68

4.3 Ontwerp

4.

Substraat capaciteit

Cox :

Heel gelijkaardig aan de shunt capaciteit, maar deze keer

veroorzaakt door de intrinsieke metaal-bulk capaciteit.

Cox = wl 5.

Substraatmodellering

Rsub /Csub :

met−sub tmet−sub

De hoogfrequente stromen in de spoel veroorzaken

wervelstromen in het onderliggende substraat. Deze stromen lopen in tegengestelde richting en wekken dus een secundair magnetisch veld op dat de stroom in de inductor gaat tegenwerken (Wet van Lenz). Dit verlies wordt gemodelleerd door een weerstand een condensator

Rsub

en

Csub .

Het ontwerpproces verloopt als volgt:

Figuur 4.15:

Ontwerpproces van een geïntegreerde spiraalinductor

De eerste simulaties in Spectre RF geven ons volgende ontwerpwaarden voor de rechthoekige spiraalinductor.

69

4.3 Ontwerp

Figuur 4.16:

Parameters van de in Spectre RF gerealiseerde inductor

Specicaties Breedte/Lengte (2r)

99 µm

Baanbreedte (w)

9 µm

Gemiddelde diameter (a)

11 µm

Windingen (n)

2

Figuur 4.17:

Layout van een rechthoekige spiraalinductor

Natuurlijk zijn deze resultaten niet nauwkeurig genoeg en moeten we ons richten op een meer geavanceerde methodiek. Eerst volgt de layout in Cadence Virtuoso die we nadien exporteren voor verdere analyse naar Agilent ADS RF.

70

4.3 Ontwerp

Figuur 4.18:

Layout voor eindige elementen analyse in ADS

ADS RF denieert eerst een mesh over de inductor om hierop de momentenmethode ('

of Moments ' of MoM

Method

[15]) op uit te voeren. Deze methode werkt op 2,5D structuren. Dit houdt

in dat steeds vlakke structuren (2D) gedenieerd moeten worden die met elkaar kunnen verbonden worden met via's (0,5D). We deniëren twee poorten en stellen een tweepoort S-parameter simulatie op. Uit de resultaten van deze test kan men eenvoudig de berekende inductantie en Q-factor bij de werkingsfrequentie halen via volgende formules.

S11 + S22 − S12 − S21 2 1 + SD Z = 100 50 Ω 1 − SD Im(Z) L= 2πf Im(Z) Q= Re(Z)

SD =

(4.44) ingangsimpedantie

(4.45)

(4.46)

(4.47)

Aangezien deze S-parameters slechts bruikbaar zijn voor kleine signalen, willen we ook een equivalent circuit opstellen dat ook voor grote signalen gebruikt kan worden. Hiervoor matchen we het eerder voorgesteld equivalent model aan onze S-parameters. Deze optimalisatie geldt voor

71

4.4 Simulatie

alle circuitonderdelen, maar we moeten wel de

Cox

en

CP

zelf berekenen.

met6−sub met5−sub + wm5 lm5 tmet6−sub tmet5−sub

(4.48)

= Karea,m6−sub Am6 + Karea,m5−sub Am5

(4.49)

≈ 4, 21 aF/µm2 ∗ 5500 µm2 + 5, 09 aF/µm2 ∗ 520, 7 µm2

(4.50)

≈ 25, 8 fF

(4.51)

Cox = wm6 lm6

(4.52)

Analoog verkrijgen we voor

CP : CP = woverlap loverlap

met6−met5 tmet6−met5

(4.53)

= Karea,m6−m5 Aoverlap

(4.54)

≈ 40, 23 aF/µm2 ∗ 81 µm2

(4.55)

≈ 3, 26 fF

(4.56) (4.57)

Figuur 4.19:

Equivalent model van de inductor in ADS

4.4

Figuur 4.20:

Matching van het model aan de S-parameters

Simulatie

In deze sectie wordt grondig het voorgestelde LNA-ontwerp gesimuleerd.

DC simulaties wor-

den uitgevoerd om de instelstromen en instelspanningen samen met de transistorparameters te controleren. Daarna wordt de aandacht gericht op AC simulaties om de versterking van het circuit te berekenen. Met S-parameter simulaties worden de gerealiseerde

S11

aan de ingang en de

72

4.4 Simulatie

Equivalent model @ 2,45 GHz

Tabel 4.4:

L

512,8

pH

RS

2,27

Ω

Q

3,48

CP

3,26

fF

Cox

25,8

fF

Csub

1

fF

Rsub

275,29

Ω

Modelparameters van de zelfgedenieerde spoel

impedantie aan de uitgang gecontroleerd. We sluiten af met ruissimulaties om het ruisguur te bepalen. De testbank die gehanteerd werd, wordt aangedreven door een dierentiële 100 Ω-poort. De LNA wordt belast met de ingangscapaciteit van de mixer

≈ 100 pF.

Ook werd er rekening

gehouden met bondwires aan de ingang die we geschat hebben op 1 nH.

Figuur 4.21:

Testbank voor de LNA

DC Simulatie De gerealiseerde instelstroom van de ontworpen schakeling bedraagt 13 mA wat dicht genoeg bij de verwachte waarde van 14 mA aanleunt en dus aanvaardbaar is. Onderstaande tabel geeft

73

4.4 Simulatie

een overzicht van de belangrijkste gesimuleerde instelparameters van de gebruikte transistors. Afbeelding 4.22 geeft een overzicht van instelstromen en spanningen van elke transistor.

Instelparameters

Stroombron

Geaarde Source

Geaarde Gate

Tabel 4.5:

gm gm /Id gm gm /Id gm gm /Id

34,8 mS 2,67

1 V

70,3 mS 10,8

1 V

71,2 mS 10,9

1 V

Gesimuleerde instelparameters van de LNA

74

4.4 Simulatie

Figuur 4.22:

DC-simulatie overzicht

AC Simulatie AC-simulaties zullen ons informatie geven over de spanningsversterking van de LNA. Deze werd gedimensioneerd op 40 dB in de ontwerpfase. 34,8 dB.

De spanningsversterking na simulaties bedraagt

75

4.4 Simulatie

Figuur 4.23:

Spanningsversterking van de LNA

S-parameter simulatie Een S-parameter simulatie werd opgestart om de input matching te beoordelen.

Figuur 4.24:

Een zeer lage 3,04 GHz is

S11

S11

S11 -Parameter van de LNA

van -26,8 dB bij de resonantiefrequentie werd behaald. In de band van 2,16 tot

lager dan -10 dB.

76

4.4 Simulatie

Ruisguur simulaties Tenslotte werden ruissimulaties uitgevoerd om het ruisgetal (noise gure) van de LNA te bepalen.

Figuur 4.25:

Ruisguur

Er wordt een laag ruisgetal van 1,3 dB bij de resonantiefrequentie gesimuleerd.

Monte-Carlosimulatie Procesvariaties kunnen sterk de performantie van de gerealiseerde LNA bepalen.

Een kleine

afwijking in transistorgrootte, capaciteit of weerstand kan reeds sterke repercussies hebben op belangrijke parameters zoals ruisguur en

S11 .

Om een kwantitatief beeld van de gevolgen van

deze procesvariaties te verkrijgen, voeren we een Monte-Carlosimulatie uit. Een Monte-Carlosimulatie is een simulatietechniek waarbij door vele herhalingen, elke keer met een andere startwaarde, een verdelingsfunctie wordt verkregen. Een iteratie start met het aanmaken van beginvariabelen, in dit concrete geval zijn dit parameters van transistors, weerstanden, capaciteiten etc. Deze waarden worden iedere iteratie willekeurig gekozen op basis van een kansverdeling. Vervolgens wordt de ingestelde simulatie gestart met deze parameters. De resultaten van iedere iteratie worden bijgehouden in het geheugen. Eens alle iteraties afgelopen zijn, worden de verkregen resultaten geordend en aan de gebruiker gepresenteerd. Voor de Monte-Carlosimulatie van de LNA werden 100 iteraties uitgevoerd en vragen we als output het ruisguur,

S11 ,

guur 4.26 en tabel 5.3.

spanningsversterking en instelstroom. De resultaten zijn afgebeeld in

77

4.4 Simulatie

Figuur 4.26:

Monte-Carlosimulatie van de LNA

Gemiddelde

Standaardafwijking

Minimum

Maximum

Spanningsversterking

35 dB

547,6 mdB

33,3 dB

35,8 dB

Ruisguur @ 2,45 GHz

1,3 dB

4,5 mdB

1,29 dB

1,31 dB

S11

-26,4 dB

2,7 dB

-37 dB

-23 dB

Staartstroom

12,8 mA

699,2 µA

11 mA

14,6 mA

Tabel 4.6:

Resultaten van de Monte-Carlosimulatie

De standaardafwijkingen zijn voldoende klein en er kan geconcludeerd worden dat procesvariaties een minimale invloed hebben.

Toch wensen we nogmaals te benadrukken dat Monte-

Carlosimulaties slechts een beeld geven van wat de realiteit zou kunnen zijn. Het is nog steeds mogelijk dat de nale chip andere eigenschappen zal vertonen.

78

4.4 Simulatie

Simulatie overzicht Specicaties na simulatie Spanningsversterking

34,8 dB

Ruisguur

1,3 dB

Input Matching (S11 )

-26,8 dB

Vermogenverbruik

23,76 mW

Tabel 4.7:

Specicaties na simulatie van de LNA

79

4.5 Layout

4.5

Layout

In deze sectie wordt de layout van de LNA toegelicht.

4.5.1 Ontwerpoverwegingen Aan de layout van een LNA moet veel aandacht besteed worden.

Hieronder worden kort de

belangrijkste aandachtspunten opgesomd.

Parasitairen

Vooral bij de LNA, waar de stroom redelijk hoog is en dus bredere interconnecties

nodig zijn, lopen de parasitairen snel op.

Parasitaire capaciteiten kunnen de input matching

beschadigen aangezien het reële deel van de ingangsimpedantie hiervan afhangt.

Ook kunnen

parasitairen de resonantiefrequentie aan de uitgang verschuiven die mede de versterking bepaald. We leren dat we het meeste aandacht moeten schenken aan het ingangspad (bondpad

→

gate

GS).

Matching

Ook moeten de dierentiaalpaartransistors zeer goed gematched zijn. Een slechte

matching zorgt voor onbalans, wat het dierentieel karakter van de LNA zal beschadigen. Om dit te vermijden wordt er gewerkt met een gevingerde structuur, waarbij de beide transistors als het ware in elkaar gewoven zijn.

Ook het aantal vingers van de transistors is strategisch

gekozen om de verbindingen tussen de trappen zo kort mogelijk te houden. Tenslotte worden er ook dummy transistors ingevoegd opdat de vingers aan de zijkanten van de transistors dezelfde omgeving zien als de vingers in het centrum van de transistor.

Stroomdichtheid

De LNA voert een staartstroom van ongeveer 12 mA wat al een redelijk

grote stroom is voor IC's.

Het is dan ook noodzakelijk dat er rekening gehouden wordt met

elektromigratie in de metaalbanen. Uit de datasheet leren we dat een baantje van 1 µm maximaal 1 mA stroom kan voeren. De paden die 6 of 12 mA moeten dragen, moeten dus breed gemaakt worden. Ook bij de layout van de transistors moet ervoor gezorgd worden dat de totale breedte van source en drain voldoende groot is.

Input/Output-banen

Tenslotte letten we op de positionering van de inputs en de outputs

van de LNA. Het is gewenst dat de ingangssignalen aan de zijkant liggen zodat ze eenvoudig

80

4.5 Layout

(kort!) verbonden kunnen worden met het bondpad. Ook willen we dat de uitgang gemakkelijk naar de mixer gebracht kan worden. Dit wordt opgelost door de mixer als het ware te integreren in de LNA wat zorgt voor zeer korte verbindingen (zie guur 4.27).

4.5.2 Resultaat Na de initiële layout werden er nog veel kleine optimalisaties gedaan. Voornamelijk de plaatsing van de spoelen is kritisch.

Men wil namelijk de interconnecties naar de kern van de LNA zo

kort mogelijk maken terwijl we de oppervlakte zo beperkt mogelijk willen houden.

Figuur 4.27:

Zoals

Layout van de LNA/Mixer

eerder aangehaald is er extra aandacht besteed aan de layout van de GS- en GG-transistors. Op afbeelding 4.28 is een uitvergroting van de kern afgebeeld waar duidelijk de gevingerde transistorstructuur zichtbaar is.

De verbindingen van de ingangsbondpaden naar de kern van

de LNA werden zo kort mogelijk gehouden.

81

4.6 Post layout Simulaties

4.6

Figuur 4.28:

Kern van de LNA

Figuur 4.29:

Input van de LNA


Zoals in vorige sectie aangehaald, vormen parasitairen een belangrijk probleem bij LNA-ontwerp. In deze stap berekent Calibre-PEX voor ons de parasitairen en maakt hiervan een netlist aan die we kunnen simuleren in Spectre. De eerder besproken simulaties worden opnieuw uitgevoerd en hieronder wordt een kort overzicht van de resultaten gegeven.

82


Figuur 4.30:

Ruisguur en spanningsversterking van de LNA

Figuur 4.31:

S11 van de LNA

We merken meteen op dat de performantie van de LNA weldegelijk verlaagd is. ruisguur, de spanningsversterking als

S11

Zowel het

zijn drastisch gedaald. Na onderzoek van de layout

zijn twee zwakke punten in de layout gevonden.

•

Gates van de transconductantietrap Het metaal aan de gates is lang en redelijk smal

83


en heeft dus een aanzienlijke impedantie. Weerstand aan de ingang verhoogt ongewenst het ruisguur. De eerste aanpassing houdt dus in dat we deze metalen verbreden. Weliswaar gaat dit impact hebben op de input matching.

Figuur 4.32:

•

Te dun gate-metaal: 340 nm

Figuur 4.33:

Bredere banen: 2,51 µm

LC-tank Door het toevoegen van parasitairen aan de uitgang zal de LC-tank niet meer op de juiste frequentie resoneren. Dit probleem is gemakkelijk te verhelpen door de externe condensator in waarde te verlagen. De capaciteit werd verlaagd tot 300 fF. Dit zal zowel de versterking als de input matching verbeteren.

Figuur 4.34:

Ruisguur en spanningsversterking van de LNA na verbeteringen

84


Figuur 4.35:

S11 van de LNA na verbeteringen

Om af te sluiten werd ook het 1 dB compressiepunt van de LNA bepaald om een idee te krijgen van de lineariteit.

Figuur 4.36:

1 dB compressiepunt op -21,75 dB

Het 1 dB compressiepunt ligt op -21,75 dB wat op het eerste zicht redelijk hoog lijkt, maar te verklaren is door de hoge versterking van de LNA.

85

MIXER

Hoofdstuk 5

Mixer 5.1

Beschrijving

De mixer is het functioneel blok dat het verschil in frequentie van de uitgezonden en weerkaatste golf bepaalt door beide golven met elkaar te mengen en als resultaat een nieuw signaal op de Dopplerfrequentie te generenen. De Dopplerverschuiving is in normale omstandigheden zeer klein (≈

200 Hz @ 100 km/h).

Dit heeft natuurlijk zijn gevolgen en maakt het noodzakelijk dat er extra

aandacht geschonken moet worden aan de specicaties en het ontwerpproces van de mixer. Een mixer voor Dopplertoepassingen heeft zowel zijn voordelen als nadelen bij het ontwerp. We halen ze hier even kort aan en gaan er dieper op in wanneer we starten met het eectieve ontwerp.

•

IF-ltering Doordat de Dopplerfrequentie relatief gezien zeer dicht bij DC ligt, hoeven we geen strenge eisen aan het IF-lter op te leggen. Een kleine IF-ltering on-chip gevolgd door een sterker RC-lter o-chip zal zeker volstaan voor deze toepassing. De lage bandbreedte van deze Dopplerradar zal er ook voor zorgen dat de ruisbandbreedte eveneens zeer laag is, wat de sensitiviteit van het systeem ten goede komt.

•

Ruis

Roze ruis (1/f-ruis of ikkerruis) is waarschijnlijk het grootste probleem waar we

mee moeten kampen bij het ontwerp van een Dopplerontvanger. De Dopplerfrequentie ligt namelijk sterk onder de afsnijfrequentie witte/roze ruis.

Om deze ruis te minimaliseren

kijken we naar de grootste generators van roze ruis: de schakeltransistors en de last van de mixer.

•

Inkoppeling van uitgezonden signaal Tenslotte moeten we ons ervan gewaar zijn dat

86

5.1 Beschrijving

er zeer waarschijnlijk een sterke inkoppeling plaatsvindt van het door de PA uitgezonden signaal. Helaas is een eenvoudig ingangslter niet praktisch realiseerbaar omwille van het zeer minieme verschil tussen Tx en Rx signaal.

Hier is enige creativiteit noodzakelijk:

gebruik maken van verschillend gepolariseerde of sterk directionele antennes zijn mogelijke oplossingen.

5.1.1 Over ikkerruis Aangezien we werken met een low-IF systeem, zal er extra aandacht besteed moeten worden aan ikkerruis. De algemene aard van ikkerruis werd reeds besproken bij het ontwerp van de LNA (4.1.1). In deze sectie worden de belangrijkste bronnen van ikkerruis aangehaald. Naar het einde toe worden strategieën besproken om de degradatie van het ruisguur door ikkerruis tegen te gaan.

Bronnen van ikkerruis Last

Ons ontwerp maakt gebruik van een actieve last. Deze veroorzaakt rechtstreeks ikkerruis

naar de uitgang. Dit probleem zou makkelijk kunnen opgelost worden door te werken met weerstanden die ikkerruis vrij zijn. Weerstanden hebben echter een vaste DC-spanningsval wat de uitgangszwaai zal beperken. Daarnaast zijn ze ook bron van (weliswaar minder krachtige) witte ruis.

Uit literatuur weten we dat NMOS-transistors meer ikkerruis veroorzaken dan PMOS-

transistors [16]. (W

Daarom wordt er gekozen voor een PMOS actieve last met grote transistors.

≈1 mm).

Transconductantietrap

De ikkerruis in de transconductantietransistors valt samen met het

RF-ingangssignaal . De laag-frequente ikkerruis zal dus naar de LO-frequentie geconverteerd worden en vormt dus niet meteen een probleem. De witte ruis in deze transistors wordt echter wel naar de IF-frequentie gebracht.

Directe ikkerruis

Voornamelijk de schakeltransistors veroorzaken veel ikkerruis aan de

uitgang (voor een uitvoerige beschrijving, zie [17]). De eerste manier waarop ikkerruis naar de uitgang doorgekoppeld wordt is via de directe weg. De VCO levert een sinusvormig signaal met een eindige schakeltijd van minimumniveau naar maximumniveau.

De sinusspanning aan de gate zal de stroom in de drains moduleren zoals

87

5.1 Beschrijving

zichtbaar op afbeelding (5.1).

Daarnaast is er ook de trage ikkerruis, die het tijdstip van

schakelen willekeurig zal moduleren.

Hierdoor zal gedurende een tijd

∆t =

Vn S (S staat voor

de helling van de LO) één enkele transistor de volledige stroom 2I geleiden. Hierdoor komen er pieken met hoogte 2I en frequentie

2ω0

aan de uitgang. Dat de in de transistor geproduceerde

ikkerruis weldegelijk in de IF-band aan de uitgang terecht komt, wordt duidelijk uit volgende formule: de gemiddelde ruisstroom over één periode.

1 2 Vn 4IVn i0,n = 2 2I∆t = 2I = T T S S∗T

Figuur 5.1:

(5.1)

Directe ikkerruis in de schakeltrap

Bij een sinusoïdale LO is het product van periode en helling gelijk aan

4πA (A=LO-amplitude)

en zodus vereenvoudigt de formule zich tot:

i0,n =

Indirecte ikkerruis

1I Vn πA

(5.2)

Ook bij het gebruik van een LO met oneindige helling, vinden we nog

steeks ikkerruis terug aan de uitgang [17].

Indirecte ikkerruis wordt veroorzaakt door de

aanwezigheid van een niet te verwaarlozen capaciteit

CP

aan de sources van de schakeltransistors.

88

5.1 Beschrijving

Aan de sources ligt er een pool met tijdsconstante

gm /CP ,

die meestal kleiner is dan de periode

van de LO. Hierdoor zal er een exponentieel overgangsverschijnsel zichtbaar zijn aan de source (guur 5.3). De spanning

VS

zal variëren tussen 0 en

Vn .

Hierdoor zal er een dierentiële stroom

ontstaan aan de uitgang op de dubbele LO-frequentie. Na verdere berekeningen verkrijgen we:

i0,n =

2 CP V n T

(5.3)

De indirecte ikkerruis aan de uitgang is dus afhankelijk van de LO-frequentie en capaciteit aan de sources van de schakelaars.

Figuur 5.2:

Enkel gebalanceerde mixer met indirecte ikkerruis

Figuur 5.3:

Indirecte ikkerruis in de schakeltrap

Ontwerpstrategiën Nu we weten waar de ikkerruis vandaan komt, kan de mixer optimaal ontworpen worden om dit verschijnsel tegen te gaan. Om directe ruis tegen te gaan, willen we liefst een LO-signaal dat zo sterk mogelijk op een blokgolf lijkt. Deze voorwaarde komt overeen met het kiezen van een sinussignaal met voldoende hoge amplitude. Daarnaast kan men ook de instelstroom verlagen. Daarnaast moet ook de indirecte ikkerruis die afhangt van de LO-frequentie en capaciteit aan de sources beperkt worden . Aangezien de werkingsfrequentie vastligt, kunnen we enkel nog de source-capaciteit wijzigen. Daarom worden schakelaars niet te groot gekozen en word er gelet op parasitairen bij de layout. Een andere mogelijkheid is het toevoegen van een spoel, die resoneert met deze capaciteit [18]. Deze techniek is veelbelovend, maar de toevoeging van een extra spoel zal steeds veel chipruimte innemen.

89

5.2 Verkenning van de ontwerpruimte

5.2

Verkenning van de ontwerpruimte

In de wereld van de mixers kan men voornamelijk twee ontwerpstrategieën veronderscheiden met elk hun voor- en nadelen.

Hieronder geven we een overzicht van de eigenschappen van

enerzijds passieve mixers (nadruk op diodemixers) en anderzijds actieve mixers (nadruk op dubbel gebalanceerde mixers).

5.2.1 Passieve mixers Een passieve mixer is meestal gebaseerd op een louter passief circuit, zonder nood aan een externe voedingsbron.

Hun zeer laag ruisgetal is één van de belangrijkste drijfveren om voor

deze architectuur te kiezen. Helaas heeft een passieve mixer een vermogenversterking onder 0 dB wat dus duidt op een netto attenuatie. Daarnaast zijn ze ook gekenmerkt door hun superieure lineariteit en stabiliteit (door gebrek aan versterking). Om iets meer inzicht te krijgen in deze klasse mixer, bestuderen we kort de vaak gebruikte diodemixer.

Figuur 5.4:

Dubbel gebalanceerde diode-mixer

Het eerste dat opvalt is dat geen actieve componenten gebruikt worden en er geen externe DC bron aanwezig is. Dat verklaart meteen de netto attenuatie van deze architectuur. De locale oscillator zorgt ervoor dat afwisselend de diodeparen D1/D3 en D2/D4 geleidend gemaakt worden. Hierdoor wordt afwisseld

vRF

en

−vRF

aan de uitgang geplaatst, wat duidt op een vermenig-

vuldiging. In vergelijking met een actieve mixer hebben we hier een hoge spanningszwaai van de locale oscillator nodig om twee diodes te doen geleiden.

Lineariteit is gegarandeerd en de

maximaal RF-spanning wordt bepaald door de achterwaartse doorslagspanning van twee diodes, welke eventueel nog omhoog geduwd kan worden door meerdere diodes in serie te zetten. Doordat er geen extra ruis wordt toegevoegd in het circuit, is het ruisguur zeer laag en vaak gelijk

90

5.2 Verkenning van de ontwerpruimte

aan de attenuatie.

5.2.2 Actieve mixers In tegenstelling tot een passieve mixer verbruikt een actieve mixer wel een bepaald vermogen. Het grootste voordeel hiervan is dat er een zekere versterking kan verwezenlijkt worden.

De

vaakst gebruikte topologie is de op vermenigvuldiging gebaseerde dubbel gebalanceerde mixer (ook wel

Gilbert cell -mixer genoemd).

Figuur 5.5:

Dubbel gebalanceerde actieve mixer

In tegenstelling tot de passieve mixer wordt hier veelvuldig gebruik gemaakt van actieve MOSFETcomponenten. De versterking wordt bepaald door het onderste transconductantiepaar en de last (meestal weerstand of PMOS-spiegel).

De schakeltransistors sturen de gemoduleerde staart-

stroom beurtelings naar de positieve en negatieve uitgang wat opnieuw een vermenigvuldiging tot gevolg heeft. De lineariteit van deze architectuur wordt voornamelijk bepaald door de transconductortrap (gm

=

2ID VGS −VT ). Wanneer men de lineariteit wil verhogen, maakt men zeer vaak

gebruik van source degeneratie (i.e. het plaatsen van een weerstand/spoel aan de source). Het ruisgetal van een gilbert celmixer ligt vrij hoog. Voornamelijk de schakeltransistors en de last hebben een relatief hoge ruisbijdrage. Voor ons ontwerp (low IF) gaat ook ikkerruis een zeer belangrijke rol spelen. Zorgvuldig ontwerp is hier dan ook sterk vereist. Beide topologieën heb-

91

5.3 Ontwerp

Passief

Actief

Versterking

Verlies

Winst

Ruisguur

Relatief laag

Relatief hoog

Poortisolatie

Relatief laag

Relatief hoog

Lineariteit

Hoog

Relatief laag

Vermogenverbruik

Geen

Aanwezig

Tabel 5.1:

Vergelijking tussen passieve en actieve mixers

ben duidelijk hun eigen voordelen en nadelen. Voor onze toepassingen hechten we voornamelijk aandacht aan versterking en poortisolatie, terwijl lineariteit van minder belang is. Spijtig is wel dat deze keuze tot een hoger ruisguur zal leiden.

5.3

Ontwerp

In deze sectie wordt nauwkeurig het ontwerpsproces van de dubbel gebalanceerde actieve mixer besproken. Topologiekeuze en dimensionering worden volledig verklaard en verantwoord.

5.3.1 Topologie Het ontwerp wordt gebaseerd op een

Gilbert cell -mixer.

Deze vereist een dierentieel ingangssig-

naal, geleverd door de LNA, en eveneens een dierentieel LO-signaal, geleverd door de on-chip VCO met eventueel een buer. We belasten de mixer met een PMOS actieve last. Aangezien lineariteit niet de belangrijkste vereiste is bij dit ontwerp implementeren we geen degeneratie in de source, wat een hoop ruimte uitspaart op de chip.

5.3.2 Dimensionering Transconductortrap

De transconductortrap bestaat uit een dierentiaalpaar gevoed door een

stroombron aan de source. We starten met het ontwerp van deze stroombron. De instelstroom zal zowel op spanningsversterking en ruisgetal invloed hebben. We bekijken hieronder de invloed van de instelstroom op deze parameters.

•

Spanningsversterking Aangezien de transistors gedimensioneerd worden op

gm ID

= 10 zal

de keuze van de instelstroom ook de transconductantie bepalen en zo ook de versterking

92

5.3 Ontwerp

bij gegeven lastimpedantie. Aangezien we opteren voor een actieve PMOS-last die ons een single-ended output zal geven, bepaalt de

r0

van deze transistors mee de spanningsverster-

king.

•

Ruisguur

Zoals eerder vermeld vormt ikkerruis een sterke randvoorwaarde voor ons

systeem. De spectrale vermogendichtheid van ikkerruis wordt gegeven door:

S(f ) =

K I fb A

K is hierbij constant en afhankelijk van de component en het technologieproces. A is de oppervlakte van de junctie (W x L) en b is een constante meestal gelegen rond 1. We merken meteen de lineaire afhankelijkheid van de instelstroom I op. Een lagere instelstroom zal ons dus ook een lagere ikkerruisbijdrage opleveren.

We wensen met onze mixer een spanningsversterking van om en bij de 30 dB te halen. Helaas is het moeilijk de

r0

van de last op voorhand te bepalen. De lasttransistor zal echter groot moeten

zijn om het eect van ikkerruis te verminderen (L

= 10 Lmin = 1.8 µm).

dergelijke transistor met ongeveer 0,5 mA instelstroom vertellen ons dat

Simulaties van een

r0 ≈ 7, 5 kΩ.

Om dan

een versterking van 30 dB te verwezenlijken hebben we een instelstroom van:

ID =

Av r0

(5.4)

gm /ID 31,62 7,5 kΩ 10 V1

(5.5)

= 421.6 µA

(5.6)

⇒ IBIAS = 2ID = 843.2 µA

(5.7)

=

(5.8)

Deze ruwe dimensionering stelt voor dat de stroombron ingesteld wordt op 843 µA. Uit simulaties blijkt echter dat een iets hogere instelstroom van 1 mA betere performantie levert. Aangezien de mixer vrij grote spanningen aan de uitgang kan vertonen, wensen we dat de saturatiespanningen van de transconductantietransistors en van de stroombron liefst zo laag mogelijk liggen. Hiertoe stellen we deze transistors meer naar zwakke inversie in. De transistor zal dan weliswaar groter worden, maar na bestuderen van de layout van LNA/mixer blijkt dat deze transistor gemakkelijk nog wat vergroot kan worden. We dimensioneren deze transistors met conductantietransistors moeten gedimensioneerd worden opdat

gm /ID = 14 V1 .

gm = 7 mS

De trans-

en de stroombron

93

5.3 Ontwerp

met

gm = 14 mS.

We weten uit simulaties dat

VDsat ≈ 90 mV

bij

gm /ID = 14 V1 .

Vervolgens

dimensioneren we de afmetingen van de nodige transistors:

Stroombron: gm L VDsat (Kp /n) 14 mS × 0, 35 µm = 90 mV × 440 µA/V2

Wstroombron =

= 123, 7 µm.

Transconductantietrap: gm L VDsat (Kp /n) 7 mS × 0, 35 µm = 90 mV × 440 µA/V2

Wstroombron =

= 61, 9 µm.

Uit simulaties blijkt dat we deze waarden iets moeten aanpassen. De uiteindelijke waarden zijn

Wstroombron = 150 µm

Schakeltrap

en

Wtransconductor = 80 µm.

De schakeltrap bestaat uit vier schakeltransistors. Hun doel is om afwisselend

de stroom naar de min- en plusklem door te sturen. De instelparameters van deze transistors bepalen mee de spanningsversterking en het ruisgetal. Deze transistors werden gedimensioneerd door de lengte minimaal te nemen en een parametrische simulatie op te stellen waarbij de breedte gevarieerd werd van 10 µm tot 500 µm. De resultaten zijn op afbeelding 5.6 zichtbaar. We merken duidelijk op dat een kleinere transistor leidt tot een grote spanningsversterking. De invloed van de breedte op het ruisgetal is minder intuitief te verklaren. Bij stijgende breedtes daalt ze eerst om dan weer rond 80 µm terug te gaan stijgen. De initiële daling is te wijten aan het feit dat transistors met grote oppervlakte minder intrinsieke 1/f-ruis vertonen. Bij hogere breedtes gaat natuurlijk ook de parasitaire capaciteit aan de source opmerkelijk beginnen stijgen.

Dit geeft

dan weer aanleiding tot indirecte 1/f-ruis zoals besproken in sectie 5.1.1. Het knikpunt van deze twee eecten ligt ongeveer bij waarde.

W = 80 µm.

Om de ruis te minimaliseren kiezen we voor deze

94

5.3 Ontwerp

Figuur 5.6:

Dimensionering van de schakeltransistors

De laatste dimensionering die moet gemaakt worden is de amplitude van de locale oscillator. Dit moet natuurlijk afgestemd worden op de spanningszwaai die de VCO genereert. Moest de spanning tussen VCO en LO-ingang aangepast moeten worden, moeten we nog een extra LObuer of capacitieve spanningsdeler voorzien. Op het eerste zicht zou men denken dat men liefst een zo hoog mogelijke amplitude heeft om de schakelaars zo goed mogelijk om te schakelen. Een te hoge amplitude zal echter ook een grote spanningszwaai veroorzaken aan de sources van de schakeltransistors, hierdoor is het zelfs mogelijk dat de transconductantietrap zich niet meer in saturatie bevindt.

Dit heeft natuurlijk sterk negatieve gevolgen zoals zichtbaar in de

spanningsversterking (guur 5.7). Een goede keuze van de amplitude is 0.5 V tot 1 V dierentieel. De VCO geeft een dierentiële amplitude van 0,9 V wat een buer of spanningsdeler onnodig maakt.

95

5.3 Ontwerp

Figuur 5.7:

Dimensionering van de LO-amplitude

Zoals voorgesteld in sectie 5.1.1 zouden we de invloed van indirecte ikkerruis kunnen minimaliseren door het toevoegen van een spoel aan de sources van de schakeltransistors.

Deze

simulaties zijn zichtbaar op guur 5.8. Het ruisgetal daalt inderdaad met ongeveer 13 dB wanneer we een spoel van 16 à 22 nH zouden toevoegen tussen de twee sources. Dit is inderdaad een sterke verbetering, maar een dergelijk grote spoel zal onnodig veel plek innemen op de chip (250 µm

× 250 µm).

96

5.3 Ontwerp

Figuur 5.8:

Last

Toevoegen van een spoel aan de sources ter minimalisering van ikkerruis

De last wordt gevormd door een PMOS-stroomspiegel. Deze moet geoptimaliseerd worden

naar ruis en spanningsversterking toe. Uit eerdere analyses blijkt dat een transistor met grote oppervlakte minder ikkerruis vertoond. Daarnaast heeft een transistor met grotere lengte een grote uitgangsimpedantie en dus hogere versterking.

We willen dus als lasttransistors grote,

lange transistors. Vrije plaats op de layout zal de grootte van deze transistors bepalen. Na de layout van de LNA hebben we nog plaats over voor PMOS-transistors met breedte 900 µm en lengte 1,8 µm.

Figuur 5.9:

Spanningsversterking ifv. lengte en breedte van de last

Figuur 5.10:

Ruisguur ifv. lengte en breedte van de last

97

5.4 Simulatie

Dimensionering van de transistors Transistor

Breedte

Lengte

Stroombron

150 µm

0,18 µm

Transconductortrap

80 µm

0,18 µm

Schakeltrap

80 µm

0,18 µm

PMOS-last

900 µm

1,8 µm

Tabel 5.2:

5.4

Dimensionering van de transistors van de mixer

Simulatie

De simulaties leveren ons een ruisguur van 41,7 dB en een spanningsversterking van 29,7 dB op.

Figuur 5.11:

Ruisguur van de mixer

Figuur 5.12:

Spanningsversterking van de mixer

Het vermogenverbruik van de mixer bedraagt 3,51 mW.

Monte-Carlosimulatie Net zoals bij de LNA, testen we ook de mixer op gevoeligheid aan procesvariaties. Hier besteden we voornamelijk aandacht aan het ruisguur bij 100 Hz, spanningsversterking van RF naar IF en de staartstroom. De resultaten zijn weergegeven op guur 5.13 en in tabel 5.3.

98

5.4 Simulatie

Figuur 5.13:

Monte-Carlosimulatie van de mixer

Gemiddelde

Standaardafwijking

Minimum

Maximum

Spanningsversterking

29,87 dB

1,68 dB

24 dB

32 dB

Ruisguur @ 100 Hz

41,6 dB

365 mdB

41 dB

43 dB

Staartstroom

1,28 mA

119,1 µA

900 µA

1,6 mA

Tabel 5.3:


We concluderen dat de mixer voldoende bestand is tegen procesvariaties.

Simulatie overzicht Specicaties na simulatie Spanningsversterking

29,7 dB

Ruisguur

41,7 dB

Vermogenverbruik

3,51 mW

Tabel 5.4:

Specicaties na simulatie van de mixer

99

5.5 Layout

5.5

Layout

5.5.1 Ontwerpoverwegingen Hoewel de mixer minder gevoelig zal zijn aan parasitaire eecten, zijn er toch nog enkele aspecten waar extra aandacht aan moet besteed worden. Net zoals bij de LNA is bij de mixer matching van het transconductantiepaar kritisch.

Daarnaast hebben we nu ook een schakeltrap.

Hier

wensen we eveneens goede matching opdat de schakelaars gelijktijdig schakelen. Niet gelijktijdig schakelen zal onder andere leiden tot meer directe ikkerruis en sterkere LO-RF inkoppeling. Tenslotte zijn de parasitairen aan de sources van de schakeltransistors grote (indirecte) bronnen van indirecte ikkerruis aan de uitgang. We willen daarom ook een zo kort mogelijk pad tussen de transconductietrap en de schakeltrap.

5.5.2 Resultaat Figuur 5.14 toont de globale layout van de mixer.

Wat eerst en vooral opvalt zijn de grote

PMOS actieve lasttransistors aan weerzijden van de mixerkern.

Daarnaast is ervoor gezorgd

dat de twee paar schakeltransistors fysiek van elkaar gescheiden zijn. Ze zijn beide van het psubstraat geïsoleerd en hierdoor is het mogelijk om de sources met de bulk te verbinden. Dit heeft als positief eect dat we het zogenaamde body-eect niet meer waarnemen, waardoor de drempelspanning verlaagt en de transistors dus sneller schakelen.

Figuur 5.14:

Layout van de mixer

Figuur 5.15:

Kern van de mixer

100


5.6


De simulaties na de layout blijken weinig te verschillen met die van voor de layout. De spanningsversterking is met 4 dB verzwakt en het ruisguur met 2,5 dB gestegen. zijn nog steeds bevredigend en we gaan dan ook akkoord met deze layout.

Figuur 5.16:

Post layout simulatie van de mixer

Deze resultaten

101

COMPLEET SYSTEEM

Hoofdstuk 6

Compleet systeem 6.1

Zender

Het blokschema van de totale on-chip zendketen wordt afgebeeld op guur 6.2. We hebben er voor gekozen om de vermogenversterker dubbel uit te voeren. Dit heeft een aantal voordelen. Ten eerste verdubbelt het uitgangsvermogen. Het uitgangsvermogen van de eenzijdige versterker uit sectie 3.2.2 bedraagt na toevoeging van bondwires slechts 18,2 mW. Door layoutparasitairen zal dit vermogen nog dalen. Om in totaal genoeg uitgangsvermogen te hebben, kiezen we voor twee vermogenversterkers.

Het tweede voordeel is het feit dat we nu de twee uitgangen van

de voorversterker eenvoudig kunnen verbinden met de twee vermogenversterkers.

Het derde

voordeel zit hem in het feit dat voedingslijn nu belast wordt met twee componenten die in tegenfase werken. Dit heft een aantal sinusoïdale variaties op. Er moet nu wel gekeken worden hoe de dubbele uitgang te verbinden met een antenne.

6.1.1 Simulatie Een simulatie in ADS toont de equivalenties van guur 6.1 aan. Er is echter een licht eciëntieverlies door het gebruik van een virtuele grond. We voeren een transiëntsimulatie uit van het totale elektrische schema zonder layoutaspecten in rekening te nemen.

Figuur 6.3 en 6.4 tonen de resultaten.

Het ingangsvermogen bedraagt

106,8 mW en het uitgangsvermogen 56,76 mW. Dit levert een totale eciëntie van 53,1%. Als we vervolgens dezelfde simulatie uitvoeren met bondwires aan voeding en grond (1 nH, 0.5 Ω) en 1 nF ontkoppelcapaciteit, daalt het uitgangsvermogen tot 51 mW en de eciëntie tot 50,7%.

102

6.1 Zender

Figuur 6.1:

Mogelijke uitgangscircuits

Als we ook bondwires aan de uitgangsklemmen hangen, daalt het uitgangsvermogen tot 34 mW en de eciëntie tot 37,1%. We kunnen de ontkoppelcapaciteit verlagen tot 500 pF zonder veel degradatie van de performantie. Dit zorgt voor plaatsbesparing in de layout.

103

6.1 Zender

Figuur 6.2:

Figuur 6.3:

Golfvormen zendketen

Schema totale on-chip zendketen

transiëntsimulatie

Figuur 6.4:

Golfvormen

transiëntsimulatie

zendketen

6.1.2 Layout De layout van de zendketen wordt afgebeeld op guur 6.5. Post layout simulaties tonen dat het uitgangsvermogen 23,1 mW bedraagt en het ingangsvermogen 65,2 mW. Dit betekent een totale zendeciëntie van 35,4%.

104

6.2 Ontvanger

Figuur 6.5:

6.2

Layout totale on-chip zendketen

Ontvanger

6.2.1 Simulatie Na grondige ideale en post layout simulaties verbinden we de LNA en de mixer en meten we de werkelijke parameters van de ontvanger op. De testbank (guur 6.6) wordt aangedreven door een sinussignaal aan de RF-poort met een dierentiële impedantie van 100 Ω. Ook de bondwires (geschat op 1 nH) werden gesimuleerd. De locale oscillator is eveneens een sinussignaal met 900 mV dierentiële amplitude en lage impedantie. Aan de uitgang wordt een eenvoudig RClter geplaatst, bestaande uit een weerstand van 1 MΩ en een capaciteit van 500 pF wat een 3 dB afsnijpunt oplevert van

1 2πRC =318,3 Hz. Dit lter is natuurlijk makkelijk te wijzigen aangezien

het o-chip geïmplementeerd zal worden.

105

6.2 Ontvanger

Dit o-chip RC-lter heeft sterke invloed op de algemene prestaties van de ontvanger. Enerzijds bepaalt het mee de uitgangsimpedantie van de mixer en anderzijds bepaalt het de totale bandbreedte en dus ook de hoeveelheid ruis aan de uitgang. Om de versterking van de mixer hoog te houden moet de weerstand van het lter veel groter zijn dan 10 kΩ. De capaciteit kiest men best groter dan 50 pF, vanaf dit punt is

kT /C -ruis

niet meer zichtbaar aan de uitgang.

Eerst en vooral werd de stabiliteit van het systeem bestudeerd door de maatstaven K en

∆

te

onderzoeken, zoals beschreven in [6]. Uit simulaties volgt dat de ontvanger onconditioneel stabiel is in de frequentieband waarin we werken.

Voor layout

Figuur 6.6:

Testbank voor de ontvanger

Simulaties met deze testbank leveren een ruisguur van 20,3 dB op en een spanningsversterking van 63,4 dB bij 60 Hz.

S11

ligt nog steeds erg laag bij -30,8 dB en er wordt een bandbreedte van

856 MHz opgemeten waarin

S11

onder de -10 dB blijft.

siepunt gesimuleerd dat op -64,3 dBm ligt.

Ook werd opnieuw het 1 dB compres-

Doordat de gerealiseerde ontvanger een zeer hoge

versterking vertoont, is hij ook minder beschermd tegen sterke signalen.

106

6.2 Ontvanger

Figuur 6.7:

Simulatieresultaten van de ontvanger

Na layout We simuleren nu de mixer en de LNA tesamen na de layout.

Om nog betere performantie

te verkrijgen is de condensator aan de uitgang van de LNA nog verkleind tot 231,5 fF. versterking is verzwakt tot 56.13 dB,

S11

De

is gedaald tot 16 dB en het ruisguur is gestegen tot

28 dB bij 100 Hz. Deze stijging van het ruisguur is te verklaren doordat de versterking van de LNA gedaald is na de layout, waardoor het ruisguur van de mixer minder tenietgedaan wordt.

107

6.2 Ontvanger

Figuur 6.8:

Ruisguur en spanningsversterking van de ontvanger na layout

Het 1 dB-compressiepunt werd gesimuleerd op -61 dBm.

Dynamisch bereik Nu we een idee hebben van het ruisguur en het 1 dB-compressiepunt van de ontvanger, kunnen we een schatting maken van zijn dynamisch bereik.

We starten met het berekenen van de

ondergrens bij 200 Hz bandbreedte (maximale snelheid van 24,5 m/s).

PZOS,dBm = PWitte ruisvloer,dBm + N F + 10 log(B) + SNRGewenst

(6.1)

= −173 dBm + 29 dB + 10 log(200) dB + 10 dB = (−173 + 29 + 23 + 10) dBm

(6.2)

= −111 dBm

(6.3)

108

6.3 Totale chip

waarbij

PZOS

het zwakste onderscheidbare signaal is en SNRGewenst de gewenste signaal-ruisverhouding

aan de uitgang is. Het sterkste signaal dat niet vervormd wordt, hebben we vastgelegd door middel van het

P1 dB -punt

en ligt op -61 dBm.

Het dynamisch bereik is dus

P1 dB − PZOS,dBm = −61 dBm − (−111 dBm) =50 dB.

Deze waarde

werd bevestigd door transiëntsimulaties met ruis te bestuderen.

6.2.2 Layout Bij de synthese van LNA en mixer moeten we erop letten dat deze zeer dicht bij elkaar liggen. In de nale structuur is de mixer als het ware in de LNA ingebed, waardoor het RF-signaal zeer snel aan de mixer kan doorgegeven worden en de mixer nog steeds een laag-impedante toegang heeft tot voeding en grond.

Ook voor de ontkoppelcondensators werd er plaats voorzien.

De

2

ontvanger (guur 6.9) meet 1158 µm x 978 µm = 1,14 mm .

Figuur 6.9:

6.3

Layout van de ontvanger

Totale chip

6.3.1 Layout De layout van de totale chip wordt afgebeeld op guur 6.10.

Het is de combinatie van de

layout van zowel zender als ontvanger. Alle lege ruimte tussen de componenten werd opgevuld met ontkoppelcapaciteit (267 pF).

Om aan de benodigde hoeveelheid ontkoppelcapaciteit te

109

6.3 Totale chip

bekomen, werden er aan de bovenkant van de chip ook nog een aantal condensatoren geplaatst.

2

De chip meet nu 1795 µm x 1706 µm = 3,06 mm . Tenslotte voeren we een nale post layout simulatie van de volledige chip uit (inclusief bondwires). Het uitgangsvermogen bedraagt 22,3 mW en het ingangsvermogen 92,5 mW. De totale chip heeft dus 92,5 mW nodig om continu 23,1 mW uit te zenden en het inkomende signaal te verwerken.

Figuur 6.10:

Layout totale chip

110

CONCLUSIES EN VERBETERINGEN

Hoofdstuk 7

Conclusies en Verbeteringen 7.1

Zender

We zijn er in geslaagd om een zendstructuur te bouwen die 23,1 mW (13,6 dBm) continu vermogen uitzendt, terwijl het ingangsvermogen van zender 65,2 mW (=18,1 dBm) bedraagt.

De totale

zendketen is dus 35,4% eciënt. Als we de zender nog zouden willen verbeteren zijn er een aantal punten waaraan we kunnen werken:

•

Zoals in de sectie 2.3 wordt besproken is het regelbaar maken van de frequentie een mogelijk werkpunt.

•

Hoewel voldoende aandacht aan de layout is besteed, kan de vermogenversterker mogelijk nog enkele procentpunten eciënter gemaakt worden door optimalisatie van de layout.

7.2

Ontvanger

De gerealiseerde ontvanger is zeker bruikbaar in een Dopplerradarsysteem. Er werden maatregelen genomen om zo goed mogelijk de 1/f-ruis in de mixer te elimineren.

Alhoewel de hoge

vermogenversterking in de LNA grotendeels het hoge ruisgetal van de mixer tenietdoet, blijft het ruisgetal van de volledige ontvanger nog steeds redelijk hoog (20-30 dB). Bij een Dopplerradar is er wel het grote voordeel dat we sterk smalbandig kunnen werken (≤

1000 Hz).

onze ontvanger in staat om signalen gelijk of sterker dan -110 dBm te ontvangen.

Hierdoor is

111

7.3 Algemeen

De sterke versterking leidt er echter wel toe dat sterke signalen de ontvanger doen satureren. Het 1 dB-compressiepunt werd vastgelegd rond de -62 dBm. Verdere simulaties wijzen er echter wel op dat de Dopplerfrequentie nog steeds onderscheidbaar is bij signalen die veel sterker zijn. Desalniettemin is de implementatie van een versterkingsfeedbacksysteem (AGC=Automatic Gain Control) een van de grootste verbeteringen voor het huidige systeem. Regeling van de versterking van de LNA wordt afgeraden, aangezien deze zorgt voor onderdrukking van de ruis in de mixer. De beste oplossing is regeling van de versterking in de mixer wat bijvoorbeeld zou kunnen gebeuren door regeling van zijn staartstroom of LO-amplitude. Een andere manier om de lineariteit iets te verhogen is het wijzigen van de instelspanningen van de schakeltransistors. De ondergrens van het IF-signaal wordt bepaald door de saturatiespanningen van de stroombron, transconductantietrap en schakeltrap. In het huidige ontwerp is er geopteerd voor een vrij grote marge (relatief hoge instelspanning) omdat procesvariaties ervoor zouden kunnen zorgen dat de saturatiespanningen hoger liggen dan normaal.

Strikter maken

van deze marges, zijnde het verlagen van de instelspanning aan de schakeltransistors, zal ervoor zorgen dat de zwaai aan de uitgang iets groter kan zijn.

Veranderen van deze instelspanning

zal er echter ook toe leiden dat de optimale amplitude van de LO opnieuw berekend zal moeten worden. Algemeen geldt er dat bij lagere instelspanning, een lagere LO-amplitude nodig is wat in het huidige ontwerp zou leiden tot het invoeren van een functioneel blok dat de spanning van de LO verlaagt vooraleer deze aan de mixer aangelegd wordt. Om het fenomeen van 1/f-ruis te omzeilen kan er ook gekozen worden om de werkingsfrequentie te verhogen. Indien men deze met een bepaalde factor vergroot, zal ook de Dopplerverschuiving met die factor vergroten en zo minder diep in het 1/f-gebied belanden. Stellen we nu bijvoorbeeld dat de werkingsfrequentie 24,5 GHz zou zijn, dan zou het ruisguur met 10 dB verlaagd worden.

7.3

Algemeen

Het totale vermogenverbruik bedraagt 92,5 mW waarvan er 23,1 mW wordt uitgezonden door de zender. We zijn er ook in geslaagd om de totale chip compact te layouten. De totale chip meet 1795 µm x

2

1706 µm = 3,06 mm . Als men naar de layout kijkt, ziet men dat er veel plaats wordt ingenomen door spoelen.

Als men het hele systeem zou herdesignen, zou men naar oplossingen kunnen

zoeken die minder spoelen nodig hebben.

7.3 Algemeen

112

Algemeen kan men zeggen dat we er in geslaagd zijn een Dopplerradar te ontwerpen en te layouten waarvan de werking door middel van post layout simulaties werd aangetoond.

113

TRANSISTORPARAMETERS

B¼lage A

Transistorparameters Om aan correct analoog ontwerp te doen, moeten we de belangrijkste transistorparameters extraheren. Sommige zijn reeds beschikbaar gesteld door de foundry, andere moeten zelf nog gevonden worden door simulatie. In deze appendix worden de belangrijkste parameters opgesomd, samen met de simulatieresultaten indien deze nodig waren.

We simuleren enkel de transistors met het dunne gate-oxide (nhp & php). De parameters waar we op zoek naar gaan zijn

Cox ,

de geleidbaarheid

Kp /n

en

VDsat

bij gegeven

gm /ID .

Eens we

deze weten kunnen we gebruik maken van het zogenaamde stukgewijze model zoals beschreven in [19] om de transistors te dimensioneren.

A.1

NHP-transistor

Om de NMOS te simuleren gebruiken we de testbank zoals afgebeeld in A.1. We sturen een DCstroom van 1 mA door de transistor en laten de breedte variëren. Vervolgens meten we

VDsat

op in functie van

gm /ID .

KP /n en

114

A.1 NHP-transistor

Figuur A.1:

Figuur A.2:

Simulatie van KP /n

Tenslotte berekenen we

Testbank voor de NMOS

Figuur A.3:

Simulatie van VDsat

Cox

Cox =

0 r 8.854 × 10−12 × 4, 5 = = 13, 5 fF/µm2 ◦ t 29, 5 A

(A.1)

115

A.2 PHP-transistor

A.2

PHP-transistor

We volgen dezelfde methode als bij de NMOS om de PMOS te simuleren, enkel de testbank ziet er iets anders uit.

Figuur A.4:

Figuur A.5:

Simulatie van KP /n

Testbank voor de PMOS

Figuur A.6:

Simulatie van VDsat

FUSCA ANTENNE

B¼lage B

Fusca Antenne

116

Fusca 2.4 GHz SMD Antenna Part No. A10192-L

Product Specification

1 Features • • • • • • •

Designed for 2.4 GHz applications: Bluetooth®, Wi-Fi® (802.11b/g), ZigBee®, etc. Easy to integrate Low profile design for use with no ground beneath the antenna High efficiency Light weight Intended for SMD mounting Supplied in tape on reel

2 Description Fusca is intended for use with all 2.4 GHz applications. The antenna uses a ground plane in order to radiate efficiently, but this ground plane must not extend underneath the antenna itself.

3 Applications •

Mobile phones

•

PDAs

•

PNDs

•

Headsets

•

PMPs / MP3s

•

Laptops

•

PC-Cards

•

Medical devices

•

Sensors

Integrated Antenna Solutions 1 Product Specification 06MD-0002-4-PS


4 Part number Fusca: A10192-L

150

5 General data Product name

Fusca 2.4 GHz

Part Number

A10192-L

Frequency

2.4 – 2.5 GHz

Polarization

Linear

Operating temperature

-40 ºC to +85 ºC

Impedance with matching 50 Ω Weight

< 0.03 g

Antenna type

SMD

Dimensions

4 x 3 x 1.1 [mm]

6 Electrical characteristics Typical performance Peak gain

0.8 dBi

Average gain

-1.9 dBi 65%

Average efficiency Maximum Return Loss Maximum VSWR

-10 dB

Conditions

All data measured on Antenova’s reference board, part number AN-1-0549-5 Data given for the 2.4 – 2.5 GHz frequency range

2:1



7 Electrical performance 7-1 Return Loss 0

[dB]

-10

∇

∇

-20

-30

-40 2200

[MHz] 2300

2400

2500

2600

2700

7-2 VSWR 5

4

3

2

∇

1 2200

∇ [MHz]

2300

2400

2500

2600

2700



7-3 Antenna patterns Z

dBi 5

-15

X

XY plane

ZY plane

Y

-35

XZ plane

Patterns show combined polarisations measured on reference board AN-1-0549-5



8 Antenna dimensions Fusca

L

W

H

Length

Width

Height

4.0 ± 0.2

3.0 ± 0.2

1.1 ± 0.2

Dimensions in mm

9 Antenna footprint Fusca (Part No: A10192-L)

* CAD files of the antenna footprint are available from Antenova on request. Please contact [email protected] for further details. I

S

O

J

M

K

L

1.0 ± 0.1

0.8 ± 0.1

≥0.9 ± 0.1

1.7 ± 0.1

0.6 ± 0.1

2.0 ± 0.1

0.4 ± 0.1

Dimensions in mm



10 Electrical interface 10-1 Transmission lines •

All transmission lines should be designed to have a characteristic impedance of 50 Ω

•

The length of the transmission lines should be kept to a minimum

•

Any other parts of the RF system like transceivers, power amplifiers, etc, should also be designed to have an impedance of 50 Ω

Once the material for the PCB has been chosen (PCB thickness and dielectric constant), a coplanar transmission line can easily be designed using any of the commercial software packages for transmission line design. For the chosen PCB thickness, copper thickness and substrate dielectric constant, the program will calculate the appropriate transmission line width and gaps on either side of the track so the characteristic impedance of the coplanar transmission line is 50 Ω.

10-2 Matching circuit The antenna requires a matching circuit that must be optimized for each customer’s product. The matching circuit will require up to three components and the following pad layout should be designed into the device so the correct circuit can be installed:

The antenna feed pad is indicated in the drawing above. Additional pads are for mechanical attachment only and should not be grounded.



In addition to the matching circuit, a separate DC blocking capacitor will also be required between the radio and the antenna matching circuit. Note: The component values for the matching circuit will vary depending on the size of the PCB and surrounding components. The impedance of the antenna should be measured before selecting suitable matching components. Antenova offers this service on request. Contact [email protected] for further information.

10-3 Antenna placement Antenova strongly recommends placing the antenna near the edge of the board. Maximum antenna performance is achieved by placing the antenna towards one of the corners of the PCB and with the feed point of the antenna as close to same corner of the PCB as possible.

Additional ground and components near the antenna should be at a distance of at least 2 mm. Where possible the antenna should be clear of ground from both sides, although the antenna can work well with a minimum clearance of D ≥ 2 mm as shown in the drawing above.



10-4 Reference boards The reference board has been designed for evaluation purposes of Fusca 2.4 GHz and it includes a SMA female connector

Fusca

Dimensions in mm To order a reference board contact [email protected]



11 Soldering This antenna is suitable for lead free soldering. The reflow profile should be adjusted to suit the device, oven and solder paste, while observing the following conditions: - The maximum temperature should not exceed 240 ºC - The antenna should not be exposed to temperatures exceeding 120 ºC more than 3 times during the soldering process.

12 Hazardous material regulation conformance The antenna has been tested to conform to RoHS requirements. A certificate of conformance is available from Antenova’s website.

13 Packaging 13-1 Optimal storage conditions Temperature

-10ºC to 40ºC

Humidity

Less than 75% RH

Shelf Life

12 Months

Storage place

Away from corrosive gas and direct sunlight

Packaging

Reels should be stored in plastic packaging



13-2 Tape characteristics Fusca

W

F

E1

P0

P1

P2

A0

B0

K0

T

D0

D1

12 ± 0.2

5.5 ± 0.1

1.75 ± 0.1

4 ± 0.1

8 ± 0.1

2 ± 0.1

3.2 ± 0.1

4.2 ± 0.1

1.3 ± 0.1

0.3 ± 0.05

Min 1.5

Min 1.5

Dimensions in mm

Quantity

Leading Space

Trailing Space

1000 pcs / reel

50 blank antenna holders

37 blank antenna holders



13-3 Reel dimensions

13-4

Width

Reel Diameter

Hub Diameter

Shaft Diameter

14 mm

178 mm

60 mm

13.2 mm

Box dimensions

Width W

Breadth B

Thickness H

195 mm

195 mm

37 mm

13-5 Bag properties Reels are supplied in protective plastic packaging

13-6 Reel label information Fusca

Dimensions in mm



www.antenova.com

Corporate Headquarters

North America Headquarters

Asia Headquarters

Antenova Ltd. Far Field House Albert Road Stow-cum-Quy Cambridge CB25 9AR

Antenova Ltd. Rogers Business Park 2541 Technology Drive Suite 403 Elgin, IL 60124

Antenova Asia Ltd. 4F, No. 324, Sec. 1, Nei-Hu Road Nei-Hu District Taipei 11493 Taiwan, ROC

Tel: +44 1223810600 Fax: +44 1223 810650 Email: [email protected]

Tel: +1 (847) 551 9710 Fax +1 (847) 551 9719 Email: [email protected]

Tel: +886 (0) 2 8797 8630 Fax: +886 (0) 2 8797 6890 Email: [email protected]

®

®

®

Copyright 2007 Antenova Ltd. All Rights Reserved. Antenova and RADIONOVA are trademarks of Antenova Ltd. Any other names and/or trademarks belong to their respective companies. The materials provided herein are believed to be reliable and correct at the time of print. Antenova does not warrant the accuracy or completeness of the information, text, graphics or other items contained within these information. Antenova further assumes no responsibility for the use of this information, and all such information shall be entirely at the user’s risk.


129

BIBLIOGRAFIE

Bibliograe [1] N. Hamdan. Derivation of the relativistic Doppler eect from the Lorentz force.

Apeiron,

12(1):47, 2005.

[2] Donhee Ham, William Andress, and David Ricketts.

Phase noise in oscillators.

Harvard

University, Cambridge, Massachusetts.

[3] Ali Hajimiri and Thomas H. Lee. A general theory of phase noise in electrical oscillators.

IEEE Journal of Solid-State Circuits, 33(2):179193, February 1998. [4] Roberto Aparicio and Ali Hajimiri. A noise-shifting dierential colpitts VCO.

IEEE Journal

of Solid-State Circuits, 37(12):17281736, December 2002. [5] J. H. C. Zhan, J. S. Duster, and K. T. Kornegay. A comparative study of common MOS VCO topologies. Cornell Broadband Communications Research Laboratory, Cornell University, Ithaca, New York.

[6] Jan Vandewege.

High Speed Electronics.

INTEC Design, 2007-2008.

[7] Scott D. Kee, Ichiro Aoki, Ali Hajimiri, and David Rutledge. The class-E/F family of ZVS switching ampliers.

IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 51(6):1677

1690, June 2003.

[8] Nathan O. Sokal. Class-E RF power ampliers.

QEX, January/February 2001.

[9] Mohammad Hekmat. CMOS RF integrated circuit design: Radio-frequency power ampliers. Lectures Stanford University, 2006.

[10] Thomas H. Lee.

The Design of CMOS Radio-Frequency Integrated Circuits.

University Press, 1998.

Cambridge

130

BIBLIOGRAFIE

[11] R. Sarpeshkar, T. Delbruck, and CA Mead. White noise in MOS transistors and resistors.

IEEE Circuits and Devices Magazine, 9(6):2329, 1993. [12] J. Rogers and C. Plett.

Radio frequency integrated circuit design.

Artech House Boston,

2003.

[13] M. Shouxian, M. Jian-Guo, and Y.K. Seng. A modied architecture used for input matching in CMOS low-noise ampliers.

IEEE Transactions on Circuits and Systems II: Express

Briefs, 52(11):784788, 2005. [14] C.P. Yu, C. Ryu, J. Lau, T.H. Lee, and S. Wong. A physical model for planar spiral inductors on silicon. In

[15] W.C. Gibson.

International Electron Devices Meeting, pages 155158, 1996. The method of moments in electromagnetics.

[16] Jimmin Chang, A.A. Abidi, and C.R. Viswanathan.

Chapman & Hall, 2007.

Flicker Noise in CMOS Transistors

from Subthreshold to Strong Inversion at Various Temperatures.

IEEE Transactions on

Electron Devices, 41(11):19651971, November 1994. [17] Hooman Darabi and Asad A. Abidi. Noise in RF-CMOS Mixers: A Simple Physical Model.

IEEE Transactions on Solid State Circuits, 35(1):1525, January 2000. [18] Min-Suk Kang Tuan-Anh Phan, Chang-Wan Kim and Sang-Gug Lee. Low Noise and High Gain CMOS Down Conversion Mixer.

IEEE Int. Commun. Circuits, pages 11911194, June

2004.

[19] Pieter Rombouts.

Geavanceerd Analoog Ontwerp.

[20] Antonio J. Lopez Martin.

Vakgroep ELIS, 2008-2009.

Tutorial Cadence Design Environment.

Klipsch School of Elec-

trical and Computer Engineering, New Mexico State University, October. 2002.

[21] Behzad Razavi.

Design of Analog CMOS Integrated Circuits.

McGraw-Hill, 2001.

[22] T. Yao, L. Tchoketch-Kebir, O. Yuryevich, M. Gordon, S.P. Voinigescu, and E.S. Rogers Sr. 65GHz Doppler Sensor with On-Chip Antenna in 0.18

µm

SiGe BiCMOS.

[23] B. De Mulder, H. Rogier, J. Vandewege, and D. De Zutter. Highly sensitive, co-optimised active receiver antenna: its use in Doppler radar in 2.4 GHz ISM band. 39(18):12991301, 2003.

Electronics Letters,

131

BIBLIOGRAFIE

[24] Cadence Design Systems, 2655 Seely Ave., San Jose, CA 95134, USA.

Virtuoso Spectre

Circuit Simulator User Guide, 7.0.1 edition, June 2008. [25] Michael Perrot. High speed communication circuits and systems. Lecture slides, 2003.

132

LST VAN FIGUREN

L¼st van guren 1.1

Illustratie van het Dopplereect . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

2

1.2

Structuur van de front-end . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

4

1.3

Flowchart analoog ontwerp

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

7

2.1

Faseruis in oscillatoren [3]

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

10

2.2

Uitgang mengtrap bij ongecorreleerde faseruis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

12

2.3


. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

12

2.4

Uitgang mengtrap bij perfect gecorreleerde faseruis . . . . . . . . . . . . . . . . .

13

2.5


. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

13

2.6

Uitgang mengtrap bij 1 ms vertraging . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

13

2.7

Uitgang mengtrap bij 10 ms vertraging . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

13

2.8


14

2.9

Uitgang mengtrap bij 100 ms vertraging van de 100 Hz en 500 Hz component en

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

0 ms van de 0 Hz component . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

14

2.10 Negatieve feedback circuit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

15

2.11 Afgestemd versterkingselement

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

15

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

16

2.13 Crosscoupled oscillator . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

16

2.14 Versterkingselement met feedback van drain naar source

. . . . . . . . . . . . . .

17

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

17

2.12 Dubbel versterkingselement

2.15 Kleinsignaalvervangschema van 2.14

2.16 Versterkingselement met feedback van drain naar source

. . . . . . . . . . . . . .

18

133

LST VAN FIGUREN

2.17 Kleinsignaalvervangschema van 2.16

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

18

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

19

2.19 Dierentiële Colpitts oscillator [4] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

20

2.20 Geïmplementeerde crosscoupled oscillator

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

21

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

22

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

22

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

23

2.24 Layout transistors van de oscillator . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

23

2.25 Layout stroombronschakeling van de oscillator . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

23

2.26 Layout oscillator

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

23

3.1

Theoretisch schema van de klasse E vermogenversterker [7] . . . . . . . . . . . . .

25

3.2

Genormaliseerde golfvormen van de klasse E versterker . . . . . . . . . . . . . . .

26

3.3

Toestanden in een lineaire versterker

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

27

3.4

Toestanden in de klasse E versterker

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

27

3.5

Theoretisch schema van de klasse F vermogenversterker met transmissielijn [9] . .

27

3.6

Golfvormen van de klasse F versterker met transmissielijn [9]

28

3.7

Theoretisch schema van de klasse F vermogenversterker met harmonische resonators[9] 29

3.8

Theoretisch schema klasse E/F versterker [7] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

33

3.9

Golfvomen klasse F

−1 versterker [7] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

34

2.18 Enkelzijdige Colpitts oscillator

2.21 Faseruis crosscoupled oscillator 2.22 Schema layout oscillator 2.23 Schema condensator

C

3.10 Mogelijke klasse E/F realisaties [7]

. . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

35

3.11 Golfvormen klasse E/F realisaties [7] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

35

3.12 Berekende uitdrukkingen klasse E/F realisaties [7]

. . . . . . . . . . . . . . . . .

35

3.13 Klasse F vermogenversterker [9] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

36

3.14

ID vs.VDS

van

nto

met

W = 100 µm

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

37

3.15

ID vs.VDS

van

nto

met

W = 400 µm

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

37

3.16

ID vs.VDS

van

nto

met

W = 600 µm

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

38

134

LST VAN FIGUREN

3.17

ID vs.VDS

van

nto

met

W = 1000 µm

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

38

3.18 Vermogens en eciëntie in functie van

RL

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

38


VB

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

39


VA

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

39


W

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

40


Lrf c

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

40


CB

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

41

3.24 Golfvormen beste realisatie

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

42

3.25 Spiraalvormige ronde spoel

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

43

3.26 Golfvormen simulatie met realistische spoel en bondwires

. . . . . . . . . . . . .

45

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

45

3.28 Smith-kaart microstrip . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

45

3.29 Microstrip . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

46

3.30 Voorversterker

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

47

3.31 Instelcircuit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

47

3.32 Transistor vermogenversterker: 50 x 8 µm=400 µm

. . . . . . . . . . . . . . . . .

48

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

48

3.27 Smith-kaart ideale TL

3.33 De twee vermogenversterkers

3.34 De twee transistors van de voorversterker

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

49

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

49

3.36 Layout instelcircuit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

49

4.1

Lineariteitsmaatstaven . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

53

4.2

Geaarde drain-conguratie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

54

4.3

Geaarde gate-conguratie

54

4.4

Geaarde gate-conguratie: Klein signaal

4.5

Geaarde source-conguratie

4.6

Geaarde source-conguratie: Kleinsignaal

3.35 Layout voorversterker

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

55

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

56

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

57

135

LST VAN FIGUREN

4.7

Cascode-conguratie

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

58

4.8

Dierentiële LNA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

60

4.9

Insertion en Return Loss . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

61

4.10 Amplitude en Fase balans

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

61

4.11 Equivalente parallelweerstand van de spoel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

61

4.12 Ingang van de LNA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

64

4.13 Kleinsignaalschema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

64

4.14 Equivalente circuit van een geïntegreerde spiraalinductor . . . . . . . . . . . . . .

67

4.15 Ontwerpproces van een geïntegreerde spiraalinductor . . . . . . . . . . . . . . . .

68

4.16 Parameters van de in Spectre RF gerealiseerde inductor

. . . . . . . . . . . . . .

69

4.17 Layout van een rechthoekige spiraalinductor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

69

4.18 Layout voor eindige elementen analyse in ADS

. . . . . . . . . . . . . . . . . . .

70

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

71

4.19 Equivalent model van de inductor in ADS

4.20 Matching van het model aan de S-parameters

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

71

4.21 Testbank voor de LNA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

72

4.22 DC-simulatie overzicht . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

74

4.23 Spanningsversterking van de LNA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

75

4.24

S11 -Parameter

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

75

4.25 Ruisguur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

76

4.26 Monte-Carlosimulatie van de LNA

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

77

4.27 Layout van de LNA/Mixer . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

80

4.28 Kern van de LNA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

81

4.29 Input van de LNA

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

81

4.30 Ruisguur en spanningsversterking van de LNA . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

82

4.31

S11

van de LNA

van de LNA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

82

4.32 Te dun gate-metaal: 340 nm . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

83

4.33 Bredere banen: 2,51 µm

83

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

136

LST VAN FIGUREN

4.34 Ruisguur en spanningsversterking van de LNA na verbeteringen . . . . . . . . . 4.35

S11

83

van de LNA na verbeteringen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

84

4.36 1 dB compressiepunt op -21,75 dB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

84

5.1

Directe ikkerruis in de schakeltrap . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

87

5.2

Enkel gebalanceerde mixer met indirecte ikkerruis . . . . . . . . . . . . . . . . .

88

5.3

Indirecte ikkerruis in de schakeltrap . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

88

5.4

Dubbel gebalanceerde diode-mixer

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

89

5.5

Dubbel gebalanceerde actieve mixer . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

90

5.6

Dimensionering van de schakeltransistors . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

94

5.7

Dimensionering van de LO-amplitude . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

95

5.8

Toevoegen van een spoel aan de sources ter minimalisering van ikkerruis

. . . .

96

5.9

Spanningsversterking ifv. lengte en breedte van de last . . . . . . . . . . . . . . .

96

5.10 Ruisguur ifv. lengte en breedte van de last . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

96

5.11 Ruisguur van de mixer

97

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

5.12 Spanningsversterking van de mixer

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

97

5.13 Monte-Carlosimulatie van de mixer . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

98

5.14 Layout van de mixer

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

99

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

99

5.15 Kern van de mixer

5.16 Post layout simulatie van de mixer

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

100

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

102

6.1

Mogelijke uitgangscircuits

6.2

Schema totale on-chip zendketen

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

103

6.3

Golfvormen transiëntsimulatie zendketen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

103

6.4

Golfvormen transiëntsimulatie zendketen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

103

6.5

Layout totale on-chip zendketen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

104

6.6

Testbank voor de ontvanger . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

105

6.7

Simulatieresultaten van de ontvanger . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

106

137

LST VAN FIGUREN

6.8

Ruisguur en spanningsversterking van de ontvanger na layout

. . . . . . . . . .

107

6.9

Layout van de ontvanger . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

108

6.10 Layout totale chip

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

109

A.1

Testbank voor de NMOS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

114

A.2

Simulatie van

KP /n

A.3

Simulatie van

VDsat

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

114

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

114

A.4

Testbank voor de PMOS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

115

A.5

Simulatie van

KP /n

A.6

Simulatie van

VDsat

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

115

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

115

138

LST VAN TABELLEN

L¼st van tabellen 2.1

Superpositie teruggekaatste golf . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

12

3.1

Impedantietransformaties transmissielijn . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

28

3.2

Vergelijkingstabel klasse E en F . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

30

3.3

Parameters bij guur 3.18 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

38

3.4


39

3.5


39

3.6


40

3.7


40

3.8


41

3.9

Parameters beste realisatie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

41

3.10 Parameters bij resultaten tabel 3.11

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

43

3.11 Resultaten simulatie met realistische spoel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

43

3.12 Parameters bij resultaten tabel 3.13

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

44

3.13 Resultaten simulatie met realistische spoel en bondwires . . . . . . . . . . . . . .

44

4.1

Ontwerpspecicaties van de LNA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

50

4.2

Ontwerpparameters van de LNA

63

4.3

Dimensionering van de LNA-transistors

4.4

Modelparameters van de zelfgedenieerde spoel

4.5

Gesimuleerde instelparameters van de LNA

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

63

. . . . . . . . . . . . . . . . . . .

72

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

73

139

LST VAN TABELLEN

4.6


. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

77

4.7

Specicaties na simulatie van de LNA

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

78

5.1

Vergelijking tussen passieve en actieve mixers

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

91

5.2

Dimensionering van de transistors van de mixer . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

97

5.3


. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

98

5.4

Specicaties na simulatie van de mixer . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

98

Toelating tot bruikleen

Recommend Documents