Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem
Elektronikus Eszközök Tanszék
Tudományos diákköri dolgozat
Nagyfrekvenciás BiCMOS ECL frekvenciaosztó
Készítették: Bognár György
Szombathy Gergő
BME-VIK V. évfolyam
Konzulens:
Benedek Zsolt (BME EET)
Ipari konzulens:
Erdélyi János (Integration Hungary)
2001. október 24.
Tartalomjegyzék 1. Bevezetés ............................................................................................................................... 4 2. Frekvenciaosztók áttekintése .............................................................................................. 5 2.1. Frekvenciaosztók típusai .............................................................................................. 6 2.2 A frekvenciaosztók működés szerinti felosztása.......................................................... 6 2.2.1. Állítható osztásarányú frekvenciaosztók (Presettable Dividers) típusai .............. 7 2.2.1.1. Számlálóból felépülő állítható osztásarányú frekvenciaosztók................ 8 2.2.1.2. SHIFT regiszterből felépülő állítható osztásarányú frekvenciaosztók..... 8 2.2.1.3. DMP-ből felépülő állítható osztásarányú frekvenciaosztók..................... 9 3. Architektúra megvalósítása............................................................................................... 10 3.1. Tervezés célja, megvalósításának technológiai lehetőségei, feltételei ..................... 10 3.2. Az architektúra kiválasztásának szempontjai.......................................................... 11 3.3. A kiválasztott architektúra felépítése, működési elve.............................................. 12 3.4. A tervezés folyamata ................................................................................................... 13 3.4.1. A 2/3 Dual Modulus frekvenciaosztó áramkör felépítése és működése............. 13 3.4.2. A 2/3 DMP átalakítása pulzus elnyelő áramkörré.............................................. 15 3.4.3. A Vezérlő Logika (Control Logic) felépítése és működése ............................... 16 4. Az áramkör megvalósítása ................................................................................................ 18 4.1. Bevezetés ...................................................................................................................... 18 4.2. D Master-Slave Flip-Flop alapcella tervezése........................................................... 19 4.3. AND kapu tervezése .................................................................................................... 20 4.4. A szinteltolók vizsgálata.............................................................................................. 21 4.5. Áramgenerátorok tervezése, méretezése................................................................... 21
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó 4.6. Ellenállások méretezése .............................................................................................. 25 4.6.1 Integrált áramköri ellenállások szórásának figyelembevétele............................. 25 4.7. A cellák áramainak meghatározása........................................................................... 28 4.8. A végleges architektúra .............................................................................................. 29 4.9. Layout........................................................................................................................... 30 4.9.1 A layout felépítése............................................................................................... 30 4.9.2 Bipoláris tranzisztorok kialakítása ...................................................................... 31 4.9.3 Ellenállások megvalósítása.................................................................................. 31 4.9.4 Az összeköttetések tervezése............................................................................... 32 4.9.5 Az végleges layout kialakítása ............................................................................ 32 5. Technológiai paraméterek................................................................................................. 34 6. Összefoglalás ....................................................................................................................... 35 7. Irodalomjegyzék ................................................................................................................. 35
–3–
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó
1. Bevezetés A TDK dolgozatunk egy nagyfrekvenciás BiCMOS ECL frekvenciaosztó áramkör megvalósítását, tervezésének lépéseit mutatja be. A feladat egy 1 GHz-en, 2.2 V tápfeszültséggel működő 0.6 μm csíkszélességű technológián megvalósítható ECL frekvenciaosztó áramkör tervezése, mely a bejövő jel frekvenciáját 64 és 71 közötti számmal képes leosztani. Először a már létező frekvenciaosztó áramkörök felépítésével, működésével ismerkedtünk meg. Ezen megoldásokat rendszereztük és működésüket taglaltuk a 2. fejezetben. A konkrét cél megvalósításához leginkább illeszkedő architektúrát kiválasztottuk, a kiválasztás szempontjaival a 3. fejezet foglalkozik. A kiválasztott architektúra paramétereinek optimalizálása és az áramkörben szereplő alkatrészek jellemzőinek megfelelő beállítása a 4. fejezetben leírtak alapján történt. Így előállítottuk az általunk legjobbnak ítélt architektúra kapcsolási és layout-rajzát.
–4–
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó
2. Frekvenciaosztók áttekintése A mobil kommunikáció területén 3 fő igény fogalmazódott meg [3]: •
kisebb méret,
•
kevesebb alkatrész (lehetőleg mindent integrálni egy áramkörbe) és
•
hosszabb akkumulátor élettartam (kisebb fogyasztás).
Ezért a fő cél egy kis fogyasztású, magas frekvencián működő áramkör kivitelezése, megtervezése. Ezeknek az integrált áramköröknek a vizsgálata során kiderült, hogy a fogyasztás jelentős százalékáért a vivőfrekvenciát biztosító frekvencia szintézerek a felelősek. A frekvencia szintézerek feladata a bejövő jelnek (referencia frekvencia) és a beállított osztásaránynak megfelelően egy pontos, stabil, nagyfrekvenciás jel előállítása. Ezt a kimenő jelet rádiófrekvenciás átvitel esetén vivőfrekvenciának használják fel, ezért is fontos a pontos frekvencia tartása (ne hangolódjon el). Ezek a frekvencia szintézerek leginkább a visszacsatoló ágban lévő frekvenciaosztókban különböznek. Frekvenciaosztók fő feladata a „fáziszárt-hurkos” (Phase-Locked Loops) frekvencia szintézerek
(1.
ábra)
kimenő
frekvenciájának
pontos
beállítása,
behangolása.
Frekvenciaosztók tárolókból (flip-flop) és kapuáramkörökből épülnek fel.
fbe
Fázis detektor
Hurok szűrő
VCO
fki
Frekvencia osztó
Osztásarány beállító áramkör
1. Ábra – Egy PLL frekvencia szintézer Mivel a frekvenciaosztó áramkör is része a frekvencia szintézernek, így ezen áramkör fogyasztásának minimalizálása, működésének széles hőmérséklettartományra és nagy frekvenciára való optimalizálása is fontos részét képezte feladatunknak. Jelenlegi frekvenciaosztók működési frekvenciája Si hordozó esetén és BiCMOS technológia alkalmazásával 1GHz-2GHz között van, GaAs hordozón elérheti a 10GHz-es értéket. [2, 4]
–5–
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó 2.1. Frekvenciaosztók típusai A legegyszerűbb frekvenciaosztó (2.ábra) egy olyan master-slave D flip-flop, melynek a negált kimenete vissza van csatolva a bemenetére, így az órajel minden lefutó élére jelenik meg a kimeneten az éppen aktuális (D tároló bemenetén lévő) érték. Lényegében a kimeneten megjelenő érték órajel ütemenként invertálódik. Így több D flip-flop
2. Ábra
összekötésével tetszőleges 2n osztásarány valósítható meg. A frekvenciaosztóknak két fő típusa létezik: szikron illetve aszinkron frekvenciaosztók: •
Szinkron esetben az egymásután kötött flip-flopok egy közös órajellel vannak vezérelve, míg az aszinkron esetben az egyes flip-flopok kimenete szolgáltatja a következő fokozat órajelét. Szinkron frekvenciaosztók gyorsabb átfutásúak, mint az aszinkron osztók. Szinkron esetben minden tároló a bejövő, „maximális” órajel frekvenciával működik, ami az áramfelvétel jelentős megnövekedésért lehet felelős.
•
Aszinkron osztók esetén az első fokozat kimenete szolgáltatja a következő (második) fokozat órajelét, így az eredeti órajelhez képest a második fokozat órajele pontosan 1 fokozat késleltetést szenved el.
2.2 A frekvenciaosztók működés szerinti felosztása A frekvenciaosztókat működésük során beállítható osztásarányok száma szerint csoportosítjuk az alábbiak szerint (3. ábra): I. A legegyszerűbb frekvenciaosztók egy előre beállított állandó számmal tudnak osztani. Ezt az osztásarányt megváltoztatni sem működés megkezdése előtt, sem működés közben nem lehet. Ezeket az osztókat Prescaler, állandó osztásarányú frekvenciaosztónak nevezzük. II. Más frekvenciaosztók esetén a frekvencia osztásának aránya – akár működés közben is – két érték között változtatható. Ezeket az osztókat Dual-Modulus Prescaler-nek (DMP) hívjuk. III. Ha a működés ideje alatt az osztás értéke szabadon változtatható (2-nél több osztásarány), akkor beszélünk állítható osztásarányú frekvenciaosztókról (Presettable Divider).
–6–
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó I.
Állandó osztásarányú frekvenciaosztók (Prescaler)
II.
Két érték között állítható osztásarányú frekvenciaosztók (Dualmodulus Prescaler - DMP)
III.
Állítható osztásarányú frekvenciaosztók (Presettable Divider, Programable Divider, Divide-by-N circuits) III.1. Számlálóból felépülő frekvenciaosztók III.2. SHIFT regiszterből felépülő frekvenciaosztók III.3. DMP-ből felépülő frekvenciaosztók (Variable Modulus Prescaler, Multimodulus Prescaler) Pulzus elnyelő áramkörök (Pulse Swallower Circuits) 3. ábra - Frekvenciaosztók megvalósításának lehetőségei[2]
Gyakorlati alkalmazások során, ha a frekvenciaosztó áramkörbe bejövő frekvencia túl magas ahhoz, hogy a változtatható osztásarányú frekvenciaosztó megfelelően működjön, akkor állítható osztásarányú frekvenciaosztót (Prescaler) alkalmazunk. Így a bejövő frekvenciát oly mértékben csökkentettük le, egy ilyen magas frekvencián működni képes egyszerű áramkörrel, hogy az állítható osztásarányú frekvenciaosztó (Presettable Divider) már fogadni tudja ezt a frekvenciájában lecsökkentett jelet úgy, hogy működésében ne essen hiba. A Prescaler áramkörök nemcsak azért tudnak magas frekvencián működni, mert egyszerűbb az áramköri felépítésük, hanem azért is, mert az osztásarány átállításának késleltetési ideje sem játszik közre működésükben. 2.2.1. Állítható osztásarányú frekvenciaosztók (Presettable Dividers) típusai Az állítható osztásarányú frekvenciaosztó áramkörök architektúra szerint 3 fő csoportjuk van (3. ábra): 1. Számlálóból felépülő 2. SHIFT regiszterből felépülő frekvenciaosztók 3. DMP-ből felépülő frekvenciaosztók
–7–
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó
clr
Qa Qb Qc
A0
Qd
A3
A1 A2
N osztásarány
clk
Komparátor
fbe
Számláló
2.2.1.1. Számlálóból felépülő állítható osztásarányú frekvenciaosztók B0 B1 B2 B3
fki 4. ábra – Számlálóból felépülő frekvenciaosztó Az állítható osztásarányú frekvenciaosztók legegyszerűebb esete az, mikor a frekvenciaosztó áramkör lényegében egy számlálóból épül fel (parallel load vagy reset bemenettel). A számláló a beérkező jel ütemére (órajel) el kezd felfelé számolni, egészen addig, amíg el nem ér egy előre beállított értéket (N). Ha ezt az előre beállított értéket (N) eléri (ezt figyelheti akár egy komparátor is), akkor a számláló lenullázódik és újraindul (Reset). Így a bejövő jel minden N. impulzusára jelenik meg egy impulzus a kimeneten, tehát lényegében az áramkör N értékkel osztja a bejövő frekvenciát. Másik esetben az áramkör egy beállított N értéktől lefelé számol, és mikor eléri a 0-t, akkor a számlálóba paralel újra betöltődik ez az N szám. 2.2.1.2. SHIFT regiszterből felépülő állítható osztásarányú frekvenciaosztók
D
Q
D-FF
D
Q
D-FF
D
Q
D-FF
D
Q D
D-FF
Q D
D-FF
Q D
D-FF
Q D
D-FF
Q
fki
D-FF
fbe
Párhuzamos betöltés 5. ábra – Parallel betöltésű, visszacsatolt SHIFT regiszteres frekvenciaosztó A Shift regiszteres megoldás esetén egy bemenetére visszacsatolt Shift regiszterbe (4. ábra) betöltött bináris értéket (ez határozza meg az osztásarányt) az órajel ütemére (bejövő frekvencia) léptetjük, és a Shift regiszter kimenetén megjelenő jel már a leosztott frekvenciájú jelet szolgáltatja. Például, ha egy 8 elemű Shift regiszterbe 10101010 értéket töltünk, akkor a bejövő jelet 2-vel fogja leosztani az áramkör.
–8–
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó 2.2.1.3. DMP-ből felépülő állítható osztásarányú frekvenciaosztók Egy másik lehetőség két érték között változtatható osztásarányú frekvenciaosztókkal (dualmodulus prescaler – DMP) megvalósított „pulzus elnyelő” (pulse swallower) típusú frekvenciaosztók alkalmazása. Az olyan állítható osztásarányú frekvenciaosztók, melyek csak két érték között változtatható frekvenciaosztókból épülnek fel Variable Modulus vagy Multimodulus Prescaler-nek nevezzük. Ezen áramkörök működésének megértéséhez először is tisztázni kell a DMP-k működésének elvét. DMP használata esetén az osztásarány két előre beállított, megtervezett, rögzített érték lehet. Így a bemeneti jel az osztásarányt kiválasztó jelnek megfelelően lesz leosztva. Ez az osztásarány akár menetközben is változtatható.
N osztásarány
2/3
2/3
fbe
2/3 DMP IN
OUT
2/3 DMP IN
2/3
2/3
OUT
2/3 DMP IN
OUT
2/3 DMP IN
OUT
fki
6. ábra – DMP-ből felépülő frekvenciaosztó A Variable Modulus frekvenciaosztó áramkörök egyik vállfaja a pulse swallower típusú frekvenciaosztók. Ezen frekvenciaosztók működése során egy előre meghatározott számú ütem elérésekor (N) jelenik meg az áramkör kimenetén egy impulzus. Ha működése során ezen ütemek közül F-t elnyelünk, akkor az áramkör kimenetén megjelenő jel pontosan F ütemmel késleltetve jelenik meg, tehát az osztásarány N+F-re fog változni. Ez az F érték menetközben változtatható, így nagyon rugalmas, gyorsan állítható frekvenciaosztókat lehet megvalósítani.
–9–
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó
3. Architektúra megvalósítása 3.1. Tervezés célja, megvalósításának technológiai lehetőségei, feltételei Az áramkör tervezése során az alapvető szempont olyan frekvenciaosztó áramkör létrehozása volt, amely a maximum 1 GHz bejövő frekvenciát N (64 ≤ N ≤ 71) számmal képes osztani, és az osztásarány menetközben változtatható. Az 1 GHz-n működő áramkörök megvalósítására Si hordozón csak is az ECL (Emitter Coupled Logic) technika kínál lehetőséget. Az ECL áramkörök a nagy sebességet tulajdonképpen két „eszközzel” érik el: 1. Az egyik elv az, hogy a kapcsolóüzemben működő bipoláris tranzisztorok UCE kollektoremitter feszültsége a működés során soha ne legyen egy nyitófeszültséggel kisebb az UBE bázis-emitter feszültségnél (UCE=UBE-UBC). Így a kollektor-bázis dióda zárva marad, és a bázisban nem halmozódik fel feleslegesen töltés, amelynek „kiszívása” a kapcsolási folyamatot lassítaná. Azaz a cél, hogy a bipoláris tranzisztor soha ne kerüljön telítéses állapotba, mindig aktív állapotban kell tartani. 2. A másik sebességfokozó gondolat a logikai szintek (logical swing) közötti különbség jelentős csökkentése. Így a viszonylag nagy árammal vezető eszközök a terhelő kapacitásokat gyorsan tölthetik. VCC
RC
RC
Uki1 Ube1
Uki2 T1
T2
Ube2
IE
7 ábra – ECL alapinverter Azonban a logikai szintek közötti kis különbség növeli az áramkör zavarérzékenységét, amin javít a kis szintű jelek differenciális formában való terjedése és a kis elemméret. Jelen esetben az ECL jelek szintje –300 és 300 mV között változhat, ami differenciális formában értendő, tehát az aszimmetrikus jel a tápfeszültség és tápfeszültségnél 0.3 V-tal kisebb feszültség között változhat. A mi áramkörünkben a tápfeszültség 2.2 V. Differenciális formában történő jelterjedés miatt az áramkör sokkal zavarvédettebb. – 10 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó
3.2. Az architektúra kiválasztásának szempontjai A
tervezés
folyamán
először
a
megvalósítandó
áramkör
architektúráját
kellett
megválasztanunk. A döntést nagymértékben befolyásolta a megvalósítandó áramkör fogyasztása és bonyolultsága. Így arra próbáltunk törekedni, hogy a maximális frekvencián működő egységek száma minimális legyen, ugyanis ezen áramkörök (flip-flop, AND Gates) áramfelvétele a legnagyobb. A maximális, bejövő frekvencián működő (1GHz) egységek száma szinkron felépítésű áramkörök esetén a legnagyobb, ugyanis ebben az esetben az összes fokozat a legnagyobb frekvencián üzemel, ami jelentősen növeli a fogyasztást. Ilyen – szinkron megoldás – lett volna a Shift regiszterrel megvalósított állítható osztásarányú frekvenciaosztó is, ahol az egymásután csatolt D tárolók mindegyikének a maximális, 1GHz-es frekvencián kellett volna működniük, ami a fogyasztást jelentős mértékben megnövelte volna. Ezen kívül figyelembe kellett venni, hogy jelen esetben a 71 darab D tárolóból álló SHIFT regiszterrel megvalósított frekvenciaosztó áramkör mérete is túl nagy lett volna. Számlálótípusú állítható osztásarányú frekvenciaosztó áramkörök szinkron illetve aszinkron működésűek is lehetnek. De mindkét esetben a számlálót felépítő tárolókat adott pillanatban (N. ütem elérésekor) 0-ba kell billenteni (reset). Azonban, ezen tárolóknak (pl.: D tárolók) – ECL áramköri megvalósítása esetén, szimulációval igazolhatóan – nagyon nagy a fogyasztásuk. (Háromszor nagyobb, mint ugyanazon a frekvencián működő, reset bemenettel nem rendelkező tárolók fogyasztása.) Az architektúrák tesztelése folyamán egy ilyen megoldással is kísérleteztünk, de az áramfelvétel olyan magas volt, hogy a teljes áramkör kapcsolási rajzát nem is terveztük meg. Ezért a szinkron helyett az aszinkron megoldást választottuk, hiszen így az egymásután következő fokozatoknak egyre kisebb frekvenciával kell működniük, és így egyre kisebb az egyes blokkok áramfelvétele.
– 11 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó 3.3. A kiválasztott architektúra felépítése, működési elve Az előbbi szempontok alapján a kiválasztott architektúra felépítése (7. ábra) a következő: •
Az áramkör első fele egy Variable Modulus Prescaler. Három darab 2/3 DMP-t tartalmaz. Az áramkör ezen része felel az osztásarány menetközben való megváltoztatásáért.
•
Az áramkör második fele egy állandó osztásarányú frekvenciaosztó (Prescaler) áramkör. 3 darab bemenetére visszacsatolt D Master-Slave tároló sorba kapcsolásából épül fel.
•
Az áramkör működése során 0-7 ütemet nyelhet el, így biztosítva a megfelelő osztásarányt. Az ütemek pontos, periódusonként egyszeri elnyelésének a vezérlésére a Control Logic feladata. Állandó osztásarányú fokozat
Állítható osztásarányú fokozat
DIV1
2/3
fbe
DIV2
EN1
2/3
Vezérlő logika
DIV3
EN2
2/3
EN3
2/3 DMP
2/3 DMP
2/3 DMP
1GHz
500MHz
250MHz
IN
OUT
IN
OUT
IN
OUT
D1 Q1 C
Q1
D2 Q2 C
Q2
D3 Q3 C
Q3
fki
8 Ábra –Kiválasztott architektúra Az áramkör alapállapotban (ha minden DMP osztása 2) 64-gyel oszt. Ha az első DMP osztását állítjuk át háromra, de úgy, hogy csak egy ütemet nyeljen el (tehát csak egyszer osszon hárommal) és utána visszaállítjuk kettes osztásra, akkor lényegében olyan, mintha 65-tel osztotta volna a bejövő jelet az áramkör. Tehát lényegében az egyes DMP fokozatok pulzus elnyelő tulajdonsággal rendelkeznek megfelelő vezérlés esetén. Ha csak a második DMP-t állítjuk át háromra, akkor két ütem lesz elnyelve, hiszen a kettővel leosztott bemenőjelből nyel el egy pulzust… Így végül is három darab 2/3 DMP-vel 0…7 ütem elnyelésére válik lehetőség. Tehát az osztásarány 64 és 71 között szabadon állítható. A pulzus(ok) elnyelésének nem kell feltétlenül pontosan a teljes periódus elején vagy végén megvalósulnia. Egy perióduson belül bármely pulzus elnyelésével a kívánt osztásarány elérhető. – 12 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó
3.4. A tervezés folyamata Először az ECL Master-Slave D flip-flop cellákkal kellett megvalósítanunk egy 2/3-as osztásarányú DMP-t. Több megoldás elemzése során, arra a megállapításra jutottunk, hogy a flip-flop-ok számának csökkentésével a fogyasztás is jelentősen csökken. Ezért két D tárolóval
és
két
2
bemenetű
ÉS
kapuval
megvalósított
megoldást
próbáltuk
kivitelezni (6. ábra) 3.4.1. A 2/3 Dual Modulus frekvenciaosztó áramkör felépítése és működése
2/3
D
FF3
EN
Q
V
C D
FF1
D
FF2
Q
C
Q
fki
C
fbe 9. ábra - 2/3 DMP A bejövő frekvencia kettővel illetve hárommal való leosztása az FF1 és a FF2 jelű D flip-flop feladata (6. ábra). Az 1. számmal megjelölt ÉS kapu bemenetére érkező V (Vezérlő jel) jel logikai szintjének megfelelően változik az osztásarány. Ha ez az érték ”0” akkor kettővel, ha ”1” akkor hárommal oszt a frekvenciaosztó áramkör. Ennek megfelelően valamint a
Q1n+1 = Q2n ⋅ V és a Q2n+1 = Q1n ⋅ Q2n összefüggések alapján
felrajzolható az áramkör működését szemléltető állapotgráf.(10. ábra) 00
2
01
00
01
3 10
11
10
10. ábra - 2/3 DMP Állapotgráfja – 13 –
11
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó V=0 Q1 0 0 1 1
Q2 0 1 0 1
Q1next 0 0 0 0
V=1 Q2next 1 0 0 0
Q1next 0 1 0 1
Q2next 1 0 0 0
1. táblázat – 2/3 DMP belső állapotainak változása Az állapotgráfról leolvasható, hogy ha a 2/3 DMP működése közben az V jel „1”-re változik, akkor az áramkör még kettes osztásarányban működik egészen addig, amíg a belső állapota el nem éri a 01-t. E belső állapot elérésekor tér a 2/3 DMP hármas osztásarányra, nyel el impulzust egészen addig, míg az V jel aktív „1” szinten marad. Tehát ha azt szeretnénk, hogy az áramkör csak egy impulzust nyeljen el (csak egy impulzus elnyelésének ideéig működjön hármas osztásarányban), akkor biztosítani kell, hogy az V bemeneten olyan pulzus jelenjen meg, hogy „1” legyen mikor a 2/3 DMP már 01 állapotba kerül, és „0” legyen, mire az áramkör újra eléri működése során ezt a 01 állapotot. Ha az áramkör indításakor a tárolók olyan állapotba kerülnek, ami a normál működés folyamán nem áll elő (11 vagy 10), akkor az áramkör önmagától visszaáll normál működési üzemmódba a bemenetére érkező első órajelciklus hatására, tehát a 2/3 DMP önbeálló.
– 14 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó 3.4.2. A 2/3 DMP átalakítása pulzus elnyelő áramkörré
1
2/3 EN
V
D
FF3 C
Q
Reset
2 D
D
FF1
Q
C
FF2
Q
fki
C
fbe 3 11. ábra - Pulse Swallower Az áramkör működésekor az V jelnek (osztásarányt kiválasztó jel) csak addig kell logikai ”1”-es szinten maradni, amíg az áramkör egy és csak egy impulzust nyel el. Azonban ha csak egy ütemet szeretnénk elnyelni, akkor ennek a V jelnek logikai ”1”-es szinten tartásának ideje a bejövő órajel frekvenciájának és a tárolók éppen aktuális állapotának is a függvénye. Ezért a tervezése során arra törekedtünk, hogy az áramkör működése során önmagától érzékelje, hogy elnyelt-e már egy impulzust, és utána magától visszakapcsoljon kettes osztásarányba. Ennek érdekében az áramkört egy resetelhető D tárolóval (FF3) és egy ÉS kapuval (3. számú) egészítettük ki (8. ábra). [1] A működés lényege az, hogy az áramkör pulzuselnyelése az 10 belső állapotban valósul meg. Így ha ezt az állapotot érzékeljük és ezzel egy időben a FF3 D tárolót reseteljük, akkor a pulzus elnyelése után azonnal visszaáll az alap, kettővel osztó állapot. A resetelhető D tároló bemenetére a frekvenciaosztó áramkör megfelelő frekvencia osztásarányt kiválasztó vezetékeit kell kötni, a CLK bemenete pedig a vezérlő logika (Vezérlő logika) felöl kapja a jeleket. Így egy perióduson belül csak egyszer (ezt a Vezérlő logika vezérli) töltődik be a FF3 jelű D tárolóba a bemeneti érték. Ha ez ”1”, akkor pulzus elnyelés történik, ha ”0”, akkor az áramkör végig kettővel oszt, így nem történik pulzus elnyelés.
– 15 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó Ez az áramköri megoldás alkalmas arra, hogy nagyon rövid impulzusok hatására (jelen esetben akár 1ns) is történjen pulzus elnyelés, mert az áramkör előállítja magának a megfelelő szélességű V jelet. Ezen áramkör egyetlen gyenge pontja a resetelhető ECL flip-flop. Előzőekben már említettük, hogy ilyen reset bemenettel rendelkező ECL tároló alkalmazásával a fogyasztás akár a triplájára is változhat. Ezért a pulzus elnyelő 2/3 frekvenciaosztókkal megvalósított teljes áramkör többszöri szimulációja után úgy döntöttünk, hogy a végleges architektúrában az eredeti 2/3 DMP megoldást alkalmazzuk és a pulzus elnyelést a Vezérlő logika oldja meg a megfelelő szélességű impulzus adásával az V bemenetekre. 3.4.3. A Vezérlő Logika (Control Logic) felépítése és működése Az osztásarány időben történő megváltoztatásáért felel az áramkör Vezérlő logika egysége. Ez a vezérlő logika érzékeli a periódus végét, és különböző engedélyező jeleket küld az állítható osztásarányú egységeknek. E jelek hatására, ezen egységek egy időre (egy impulzus elnyelésének idejére) a kívánt osztásaránynak (osztásarányt kiválasztó jel) megfelelően elnyelnek, illetve nem nyelnek el egy-egy pulzust. Ezen engedélyező jelek lényegében az egyes egységek (mind a két osztásarány között változtatható osztásarányú fokozatok (DMP), mind az állandó osztásarányú fokozatok) kimenetének az ÉS kapcsolataiból állnak elő.
500MHz DMP
4&
250MHz DMP
3&
D1 D2 D3
2&
EN1 EN2 EN3
1&
12. ábra – A Vezérlő logikabelső felépítése A két érték között állítható osztásarányú frekvenciaosztó (DMP) osztásarányt kiválasztó (V) bemenetére érkező jelnek olyan szélesnek kell lennie – csak annyi ideig kell átállítani a fokozatot kettőről hármas osztásarányra –, hogy az áramkör csak egy impulzust nyeljen el. Ez a kívánt szélesség azonban az egyes fokozatoknál különböző a frekvencia és a fokozat aktuális állapotának függvényében. Például az első fokozat osztásarányt kiválasztó impulzus szélessége 1ns – 4ns között változhat. 1ns szélességű impulzus elég akkor, ha a fokozat éppen 01 állapotban van, mert így – 16 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó a következő órajel hatására áttér hárommal osztó üzemmódba és az impulzus rövidsége miatt csak egyszer oszt hárommal. 4ns szélességű impulzus pedig csak akkor lehet, ha a fokozat éppen 00 állapotban van, mert csak így fog egyszer hárommal osztani. Mivel nem tudjuk biztosítani azt, hogy az impulzus megérkezésénél a fokozat egy adott állapotban legyen, ezért az osztásarányt kiválasztó impulzus szélessége valójában csak 2-3 ns között változhat, mert csak így garantálható, hogy csak egyszer osszon hárommal az első fokozat. Az engedélyező jelek előállítását ECL AND cellákkal valósítottuk meg. Minden egyes egység az utána lévő fokozatok kimenetének az ÉS kapcsolatából előállított jelet kapja meg vezérlőjelként. Például az 500 MHz 2/3 DMP osztásarányt kiválasztó (SW) bemenetére a 250 MHz 2/3 DMP és az állandó osztásarányú frekvenciaosztó D Master-Slave tárolók kimeneti jeleinek az ÉS kapcsolatából előálló impulzus érkezik. Így az egyes fokozatok SW bemenetére az egyes fokozatok periódusidejének ( T = 1 / f , f az egység működési frekvenciája) figyelembevételével, olyan széles impulzus érkezik, hogy a 2/3 DMP egységnek van ideje áttérni hármas osztásarányra, elnyelni pontosan egy impulzust és visszatérni kettes osztásarányra. A 2. táblázat jól szemlélteti a periódus végén történő pulzus elnyelést. A vázolt esetben csak a 1GHz 2/3 DMP oszt egyszer hárommal, nyel el egy impulzust. Így látható, hogy 1GHz 2/3 frekvenciaosztó kimenetén egymás után kétszer jelenik meg 0 érték. Pulzus elnyelése a szürkével jelölt pontban történik.
60. 61. 62. 63. 64.
1. 2. 3.
1GHz 2/3DMP
500MHz 2/3DMP
250MHz 2/3DMP
125MHz DMSFF
62.5MHz DMSFF
31.25MHz DMSFF
0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 0 1 0 1 0 1
1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 0 1 1 0 0
1 1 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 0 1 1
0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0
1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0
1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0
2. Táblázat – Az egyes fokozatok kimenő szintjei (1. fokozat nyel a periódus végén) – 17 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó
4. Az áramkör megvalósítása 4.1. Bevezetés A frekvenciaosztó alap-építőeleme a D tároló. Természetesen lehetne más típusú tároló is az építőelem, de a D tárolót a legegyszerűbb megvalósítani, amelynek az igazságtáblája a következő: CP
D
Q
0
0
Q0
0
1
Q0
1
0
0
1
1
1
Az igazságtáblából látszik, hogy ha az órajel alacsony szinten van, akkor a tároló az előző állapotát tárolja, míg ha az órajel magas szinten van, akkor beíródik a D bemeneten lévő adat a tárolóba. Ha ún. master-slave tárolót használunk, ami két ilyen D tárolóból áll, amelyek ellentétesen vannak vezérelve, akkor lehetőségünk van a tároló saját kimeneteit is bemeneti adatként használni, mert amíg az első, master tárolóba beírunk, addig a második, slave tároló őrzi az előző állapotot, így stabil, érvényes jelet biztosít. Ha pedig a master tároló tárolja az előzőleg beírt adatot, akkor a slave beírás üzemmódban van, tehát beíródik a master tárolóba beolvasott adat. A frekvenciaosztáshoz egy adott architektúrában szükség van a master-slave tároló alkalmazására. Ha a tároló negált kimenetét csatoljuk vissza a bemenetre, akkor mindig az előzőleg beírt adat negáltja íródik be a tárolóba. Az órajel magas szintjének hatására az új, az előző adathoz képest ellentétes adat beíródik a master tárolóba, ekkor mintavételezi a bemeneti adatot, az órajel alacsony szintjének hatására pedig a mintavételezett adat beíródik a slave tárolóba, ekkor jelenik meg az új adat a kimeneten. Ennek az adatnak a negáltja a következő órajel-periódusban mintavételeződik, majd megjelenik a kimeneten. A kimeneti jel egy periódusnyi változásához ezért két órajel-periódus szükséges, tehát a kimeneti jel frekvenciája a bemeneti jel frekvenciájának a fele, a tároló egy kettes frekvenciaosztóként működik. Ezt a kettes frekvenciaosztót alapelemként használva előállítható a megfelelő frekvenciaosztás.
– 18 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó
4.2. D Master-Slave Flip-Flop alapcella tervezése
5. Ábra – D Master-Slave Flip-Flop alapcella Az alapcella megtervezésénél a fő szempont a részáramkör fogyasztása volt. A cél az, hogy minél kisebb legyen a fogyasztás természetesen még helyes működés mellett. Mind a master, mind a slave tároló 6 bipoláris tranzisztorból áll, amelyek minimális méretűek a területfoglalás és a parazita elemek miatt. Felül 4, alul 2 tranzisztor van. A felsők közül kettő a szimmetrikus bemenő jelet írja be a tárolóba, a másik kettő pedig a keresztbecsatolás miatt a beírt adatot tárolja. Az alsó két tranzisztort a szimmetrikus órajel vezérli; ez dönti el, hogy az adatbemeneten lévő adat íródjon-e be, vagy az előzőleg beírt adatot tárolja-e. Elvileg így már meg lehetne valósítani a master-slave tárolót, amihez két áramgenerátor kell, de van egy probléma: az órajel-bemenet az alsó tranzisztorokat vezérli, amik már egy nyitófeszültséggel lejjebb működnek, ezért a szimmetrikus órajelnek is egy nyitófeszültséggel lejjebb kell lennie. Ha a bemeneten van még egy-egy szinteltoló is az órajelnél, akkor a bemenetre már ECL jelszintű jel is köthető, mert az áramkör előállítja magának a szükséges jelszintet. Ehhez még kettő áramgenerátor szükséges (ezeknek az árama kisebb lehet, mint a tárolóban lévő áramgenerátor árama), tehát nagyobb lesz a fogyasztás, de cserébe az órajel-bemenetre köthető egy másik D tároló kimenete, amire szükség is lesz, mert a tárolókat sorba kell kötni.
– 19 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó 4.3. AND kapu tervezése Az architektúrából látszik, hogy szükség lesz és-kapukra is, amelyeket szintén emittercsatolt logikában kell megvalósítani. A kapu kapcsolási rajza a 10. ábrán látható.
10. Ábra – AND kapu Ha mindkét szimmetrikus bemeneten logikai egy szint van, akkor mindkét tranzisztorpárnál a baloldali tranzisztor van nyitva, tehát az áramgenerátor árama, amit valójában egy MOS tranzisztor szolgáltat, a baloldali ellenálláson fog átfolyni. Az átfolyó áram miatt feszültség esik az ellenálláson, az aszimmetrikus negált kimeneten tápfeszültségnél kisebb jel van, az aszimmetrikus ponált kimeneten tápfeszültség van, tehát a szimmetrikus kimeneten logikai egy szint van. Ha valamelyik, vagy mindkét bemeneten logikai nulla szint van, akkor az áram a jobboldali ellenálláson folyik át, az aszimmetrikus ponált kimeneten kisebb feszültség van, tehát a szimmetrikus kimeneten logikai nulla van. A kettes bemenet az alsó tranzisztorokat vezérli, amik már egy nyitófeszültséggel lejjebb működnek, tehát ugyanúgy, mint a D tárolónál, ehhez a bemenethez is kell egy-egy szinteltoló, hogy lehessen erre a bemenetre is ECL jelszintű jelet adni, az áramkör ugyanúgy előállítja magának a szükséges jelszintet. Ezáltal az és-kapu mindkét bemenetére köthető például egy-egy D tároló kimenete.
– 20 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó 4.4. A szinteltolók vizsgálata A szinteltolóknál szereplő áramgenerátorokat ugyanúgy kell tervezni, mint a tárolók vagy az és-kapuk áramgenerátorait, így látszólag nem kell külön foglalkozni a szinteltolókkal. Azonban architektúrális szinten észre lehet venni, hogy felesleges minden tárolóba és és-kapuba beletenni egy szinteltolót. Igaz, hogy a megfelelő működéshez adott bemeneteknél szükség van szinteltolókra, de a teljes áramkörben több helyen is előfordul, hogy ugyanarra a kimenetre több bemenet is csatlakozik, ezért elegendő erre a kimenetre egyetlen szinteltoló ahelyett, hogy minden bemenetnél lenne egy-egy szinteltoló.[3] Így a szinteltolót több fokozat terheli, tehát nagyobb áramot igényel, de még így is csökken az összes áramfogyasztás. Mivel a közös bemenetet előállító fokozatnak a kimenetét csak egyetlen szinteltoló terheli, ezért ennek az árama kisebb lehet, és mivel a szinteltolónak kevesebb áram kell, mint egy tárolónak vagy és-kapunak, ezért ez is csökkenti a fogyasztást. Tovább csökkenthető az áramkör áramfelvétele, ha megfelelően alakítjuk ki az architektúrát. Például ha van két jel, amit logikai és-kapcsolatba kell hozni, akkor a működés szempontjából mindegy, hogy melyik jelet az és-kapu melyik bemenetére kötjük. Ha az egyik jel egy másik fokozat olyan bemenetére megy, amelyiknél szükséges egy szinteltoló, akkor ezt a jelet kell az és-kapu kettes bemenetére kötni, természetesen nem közvetlenül, hanem a már meglévő szinteltoló kimenetéről. Ha a másik jelhez eredetileg nem kell szinteltoló, és ezt kötnénk az és-kapu kettes bemenetére, akkor eggyel több szinteltolót kellene használni. Ez a megfontolás alapján készült el a D tároló kapcsolási rajza is, hiszen a D tárolók egy részét úgy kell bekötni, hogy a kimenetüket csatoljuk vissza a D bemenetre. Ezeknél a visszacsatolásoknál ilyen felépítés mellett nem szükséges egy plusz szinteltoló alkalmazása. 4.5. Áramgenerátorok tervezése, méretezése A fenti részáramkörök kapcsolási rajza megfelelő az adott célra, csak az áramgenerátorok áramát kell meghatározni. Mivel a cél a fogyasztás minimalizálása, ezért minél kisebb értéket kell választani úgy, hogy az adott részáramkör, más néven a cella még működjön. De a működési sebesség többféle lehet attól függően, hogy a frekvencia már mennyire van leosztva, ezért az eltérő frekvenciákon működő celláknak eltérő értékeket kell meghatározni, hogy a fogyasztás a lehető legkisebb legyen. Az áramgenerátorok a valóságban MOS tranzisztorokkal lesznek megvalósítva. Nagyobb áram biztosításához nem lehet arányosabban nagyobb tranzisztort használni, mert a nagyobb áramhoz szükséges szélesebb csatorna miatt az áramkiszorítási hatás a tranzisztor működését befolyásolja. Közel azonos működésű – 21 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó tranzisztorok csak azonos geometriai tulajdonságok mellett lehetnek, ezért a nagyobb áramot biztosító tranzisztort csak úgy lehet megvalósítani, hogy több azonos méretű tranzisztort kötünk párhuzamosan. Ekkor az áram összeadódik, de az áramösszegzés miatt az áram értéke csak kvantált lehet. Az áramegységet viszont jól meg kell választani: ha túl kicsi, jól megközelíthető a működés határa, de a leggyorsabb celláknál túl sok tranzisztorból kellene összerakni az áramgenerátort; ha túl nagy, feleslegesen nagy az áramfelvétele, működne kevesebb árammal is. Arra is figyelni kell, hogy ne közelítsük meg túlságosan a működés határát, mert a technológiai szórások miatt esetleg olyan kicsi lehet az áram, hogy az adott részáramkör már nem működik megfelelően. Ezeket a szempontokat figyelembe véve a választott áramegység 10μA. Az áramkörökben az áramgenerátorokat megfelelő arányú áramtükrök valósítják meg. Az áramgenerátor kimeneti ellenállását a tranzisztor csatornahosszúsága (L) határozza meg, ezért jó lenne, ha az L minél nagyobb lenne, mert ekkor nagy lesz a generátor kimeneti ellenállása, kicsi lesz a tranzisztor által szolgáltatott áram változása. De ekkor a nagy L mellé nagy W értéket (csatornaszélességet) kell meghatározni, ami azért baj, mert a nagy terület miatt nagy lesz a parazita kapacitás is, ami a működés sebességét csökkenti. A tapasztalatok alapján az L=2μm értéket használjuk, mert ekkor még nem túl nagy a parazita kapacitás, de elég nagy lesz az áramgenerátor kimeneti ellenállása. Fontos még az is, hogy a generátor minél stabilabb áramot szolgáltasson a hőmérsékletváltozás hatására is. Ha változik a hőmérséklet, változik a bipoláris tranzisztorokon eső feszültség, tehát változik az áramgenerátorra eső feszültség is. Ha csökken a hőmérséklet, nő a bipoláris tranzisztorokon eső feszültség, tehát csökken a generátorra jutó feszültség, ami azért baj, mert ez a MOS tranzisztor DS feszültsége, és ha ez túl lecsökken, a tranzisztor már nem a telítéses tartományban fog működni. Ekkor nagymértékben csökkenhet az árama, tehát ezt el kell kerülni. Ezért fontos, hogy a cellák áramgenerátoraira mekkora feszültségek jutnak –40 °C és +85 °C közötti hőmérséklettartományban. A szinteltolónál csak egy bipoláris tranzisztor van, ezért a generátorra nagyobb feszültség jut, így nem is lesz probléma ezzel, de a másik generátorra elég kevés feszültség marad a két sorbakapcsolt bipoláris tranzisztor miatt, ezért kisebb hőmérsékleten előfordulhat, hogy a MOS tranzisztor nem telítéses üzemmódban fog működni. Ezért megfelelő W érték mellett megfelelő GS feszültséget kell beállítani, hogy az adott feszültségtartományban a tranzisztor ne kerüljön trióda tartományba.
– 22 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó A GS vezérlő feszültséget elvileg az áramtükör referenciaoldalán lévő ellenállás értékével lehet beállítani úgy, hogy az ellenálláson adott áram mellett akkora feszültség essen, hogy a tápfeszültségből (2.2V) éppen a megfelelő GS feszültség maradjon. De a szimuláció során a referenciaellenállás helyett egy vezérelt áramgenerátor szolgáltatja azt az áramot, amit az áramtükör a túloldalra tükröz. Az áramgenerátor árama egy feszültségforrás áramától függ. Ez a feszültségforrás egy bandgap áramkör, aminek a feszültsége 1.235V, és amit egy 120kΩ értékű ellenállás terhel. Ez az áramgenerátoros megoldás jól modellezi a valóságot, és ebből látszik, hogy ebben az esetben a GS feszültség csak a W értéktől függ. Egy konkrét W érték mellett ha túl nagy feszültség van egy MOS tranzisztor gate és source elektródája között, akkor viszonylag nagy DS feszültségértéket el kell érni ahhoz, hogy a tranzisztor ne trióda tartományban működjön. De a tranzisztorra elég kevés feszültség jut a bipoláris tranzisztorok miatt, főleg kisebb hőmérsékleten, ezért nem lehet nagy a GS feszültség. De túl kicsi sem lehet, mert a tranzisztornak van egy küszöbfeszültsége, ami alatti vezérlőfeszültségeknél első közelítésben nem ad áramot a tranzisztor. A valóságban viszont a küszöbfeszültségnél kisebb GS vezérlő feszültség mellett is van igen kis átfolyó áram, ami a vezérlő feszültség csökkenésével exponenciálisan csökken. Küszöbfeszültség felett azonban az átfolyó áram nagysága a GS feszültséggel négyzetesen változik, ami adott feszültségváltozás mellett kisebb áramváltozást eredményez, mint az exponenciális függésnél. Mivel a cél az, hogy az előállítandó áram minél pontosabb legyen, minél kisebb legyen a megváltozása a hőmérséklet hatására, ezért a vezérlő feszültséget úgy kell beállítani, hogy nagyobb legyen a küszöbfeszültségnél. Azonban a küszöbfeszültség rengeteg technológiai paramétertől függ, ezért viszonylag nagy a szórása. Azért, hogy biztos nagyobb legyen a GS feszültség a tényleges küszöbfeszültségnél, egy kicsit nagyobb értékre kell beállítani. A tapasztalatok alapján 0.3V-tal nagyobb a beállítandó vezérlő feszültség, mint a küszöbfeszültség.
– 23 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó Néhány W érték mellett a szimulált GS feszültség értékei a 3. táblázatban láthatóak. A változást jól szemlélteti az 1. Diagram. A szimuláció által meghatározott küszöbfeszültség értéke az adott technológián kb. 862mV. Ebből az adódik, hogy a GS feszültség értéke közel 1.162V. A W=4.5μm mellett a vezérlő feszültség ennél egy kicsit nagyobb, tehát ez a méret lesz minden cella MOS tranzisztorainak csatornaszélessége.
UGS 1.248V 1.241V 1.234V 1.227V 1.22V 1.214V 1.208V 1.202V 1.197V
W 3μm 3.1μm 3.2μm 3.3μm 3.4μm 3.5μm 3.6μm 3.7μm 3.8μm
UGS 1.191V 1.186V 1.183V 1.179V 1.174V 1.17V 1.165V 1.161V 1.158V
W 3.9μm 4μm 4.1μm 4.2μm 4.3μm 4.4μm 4.5μm 4.6μm 4.7μm
Csatornaszélesség [um] 1. Diagram
– 24 –
4, 6
4, 4
4, 2
4
3, 8
3, 6
3, 4
3, 2
1,26 1,24 1,22 1,2 1,18 1,16 1,14 1,12 1,1 3
Vezérlő feszültség [V]
3. táblázat – W értékek mellett a szimulált vezérlő feszültségek
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó
4.6. Ellenállások méretezése Az áramkörökben szereplő ellenállás értéke az áram értékének ismeretében meghatározható. A kimeneten ECL jelszintnek kell előállnia, tehát a jelszintek közötti különbség 0.6V. Ez az érték a differenciális jelre vonatkozik, ami azt jelenti, hogy az aszimmetrikus kimeneten a jel 0.3V-os feszültségtartományban változik, konkrétan a tápfeszültség (2.2V) és 1.9V közötti érték között. Ha az egyik ágon nem folyik áram, akkor a kimeneten 2.2V lesz, ha a teljes áram folyik, akkor kell az ellenálláson 0.3V-nak esnie. Ebből számolható a megfelelő ellenállásérték az áram ismeretében. Azonban egy konkrét értékű ellenállást sokféle geometriában meg lehet valósítani, mert az érték csak az ellenállás hossz/szélességarányát határozza meg, és ez az arány többféle mérettel biztosítható. Viszont az ellenállások mérete jelentősen befolyásolja az áramkör paramétereit, ezért fontos ezen méretek optimális értékének meghatározása. 4.6.1 Integrált áramköri ellenállások szórásának figyelembevétele Az ellenállás jelentős szórással rendelkezik, ha egy integrált áramkörben valósítjuk meg. A nagy szórás miatt egy konkrét ellenállás értéke a valóságban viszonylag széles tartományban mozoghat. Hiába tervezzük meg az áramkört egy nominális ellenállásértékhez, ha a technológiai szórások miatt a valóságos ellenállás értéke kisebb vagy nagyobb lesz. Ez az ellenállásváltozás megváltoztatja a referenciaáram valóságos értékét is, ami kihat az összes áramra, tehát az áramkör fogyasztására, de a működési sebességre is, mert a parazita kapacitásokat ezekkel a nagy szórású áramokkal töltünk. Ha a szórás miatt kisebb lesz az ellenállás értéke, akkor az áramok nagyobbak lesznek a tervezettnél, az áramkörnek nagy lesz a fogyasztása (worstcase power eset); ha nagyobb lesz az ellenállás értéke, akkor az áramok lesznek kisebbek, az áramkör működési sebessége csökken, előfordulhat, hogy nem működik megfelelően (worstcase speed eset). Ezért az áramkör tervezése során figyelembe kell venni a szórások hatását is, a worstcase speed esetre kell tervezni, hogy a legyártott áramkör biztosan működjön. De ha erre az esetre tervezzük meg az áramkört, és a gyártás során a szórások miatt az alkatrészek értékei olyanok lesznek, hogy a worstcase power eset alakul ki, akkor feleslegesen nagy lesz az áramkör fogyasztása. Ezért a tervezés során törekedni kell arra, hogy a szórások minél kisebbek legyenek. Az ellenállás szórása három tagból tevődik össze: a négyzetes ellenállás, a hossz (L) és a szélesség (W) értékének szórásából. A négyzetes
– 25 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó ellenállás technológiai paraméter, ezt a tervező nem határozhatja meg, ezért a szórása is egy adott érték, nem befolyásolható. Az ellenállás hossza általában nagy érték, ezért a szórása gyakorlatilag elhanyagolható. Az egyetlen befolyásolható érték az ellenállás szélességének szórása. Ez a szórás nem függ a konkrét W értéktől, ez is technológiai paraméter, ami pl. az alámaródás, vagy a maszkillesztetlenség mértékétől függ. De ha nagy a W érték, akkor a szórása elhanyagolható úgy, mint a hosszértéknél is. Azonban nagy W érték mellé nagy L érték szükséges ugyanahhoz az ellenállásértékhez. A nagy terület miatt nagy lesz az ellenállás parazita kapacitása is, ami a sebességet jelentősen csökkentheti. Ha a W kicsi, kicsi lesz a működési sebességet csökkentő parazita kapacitás is, de nagy lesz az ellenállás szórása. A szimuláció során lehetőség van a technológiai szórások figyelembevételére is. A worstcase speed esetben szimulálva lehet vizsgálni a W függvényében a működési sebességet. Ha kicsi a W értéke, nagy lesz az ellenállás szórása, és ez worstcase speed esetben a sebesség csökkenésével jár. Ha nagy a W értéke, a parazita kapacitás miatt szintén csökken a működési sebesség. Ebből az következik, hogy található egy optimális W érték, ami az áramkör optimális paramétereit biztosíthatja. A működési sebesség a következőképpen mérhető: ha egy fokozatot megfelelő terheléssel ellátva gyorsan vezéreljük (ebben az esetben 1GHz frekvenciával), akkor a kimenete is megpróbálja követni a változást. Azonban a parazita kapacitásoknak fel kell töltődniük a megfelelő feszültségértékre, ami exponenciális jelleggel történik, és amihez idő kell. Ha kisebb feszültségig töltődik fel, akkor a parazita kapacitás nagyobb vagy a kapacitást töltő áram kisebb, tehát az áramkör lassabban működik. A kimeneti differenciális ECL jelnek 0.6V tartományban kellene változnia. Ha kisebb tartományban változik, akkor lassabban működik az áramkör, tehát a differenciális kimeneti jel változása arányos az áramkör sebességével. A 4. táblázatban néhány ellenállásszélesség (W) mellett szimulált kimeneti feszültségváltozás látható. W 0.8μm 0.9μm 1μm 1.3μm 1.35μm 1.4μm 1.45μm
ΔUki 456mV 459.5mV 461.4mV 465.7mV 465.9mV 466.19mV 466.16mV
W 1.5μm 1.7μm 2μm 2.1μm 2.2μm 2.5μm 3μm
ΔUki 466mV 465.7mV 463.6mV 462.8mV 461.8mV 458.2mV 450mV
4. táblázat – W értékek mellett a szimulált feszültségváltozások
– 26 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó
Uki változása [mV]]
470 465 460 455 450 445
3
2, 8
2, 6
2, 4
2, 2
2
1, 8
1, 6
1, 4
1, 2
1
0, 8
440
Ellenállás szélesség [um] 2. Diagram
A 2. diagramról látható, hogy a maximális feszültségváltozást, tehát a maximális sebességet ebben az esetben a W=1.4μm biztosítja. Ha ettől az értéktől nagyon eltérünk, akkor a sebesség is meg fog változni, de ha csak egy kicsit térünk el, akkor szinte alig csökken a sebesség. Ha W 1.3μm és 1.7μm között van, akkor a kimeneti feszültségváltozás 465.7mV vagy egy nagyon kicsit nagyobb, tehát ebben a tartományban megfelelő a sebesség. Ez azért fontos, mert a kimeneten lévő parazita kapacitásnak csak az egyik része az ellenállás parazita kapacitása, a jelentős része a terhelés kapacitása. Ezért ha változik a terhelés, változik a parazita kapacitás is, tehát változik az optimális W érték is. A 4. táblázatban látható szimulációs eredmények az egész áramkörre nézve egy átlagos terhelés mellett érvényesek. A 5. táblázatban lévő értékek közel kétszer nagyobb terhelés mellett szimulált eredmények. W
ΔUki 398.33mV 398.36mV 398.56mV 398.62mV 398.39mV
1.45μm 1.5μm 1.6μm 1.7μm 1.8μm
5. táblázat – Kétszer nagyobb terhelés mellett a szimulált feszültségváltozások
– 27 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó Az optimális érték a W=1.7μm, de ebben az esetben is érvényes, hogy az optimumpont közelében a sebesség szinte alig változik. A terhelés növekedésével az optimális érték növekedik, de nem jelentősen, mert ez az érték még éppen benne van az előző esetben a megfelelő sebességet biztosító tartományban. A tervezés során az ellenállás szélességének a tartomány középpontját választottuk (W=1.5μm), ami különféle terhelések mellett is optimális működési sebességet biztosít, ha minden fokozatnál ezt az értéket használjuk. Ez azért fontos, mert a kimeneti jelszint értéke egy ellenállásaránytól függ, és ha az összes ellenállás azonos négyzetes ellenállású és szélességű, akkor a jelszint nem fog függni az ellenállás szórásától. 4.7. A cellák áramainak meghatározása Az egyes cellákban szereplő alkatrészek paraméterei már meg vannak határozva, és minden cellára érvényesek. Az egyes cellák csak abban különböznek egymástól, hogy mekkora árammal működnek. Ezt az áramtükör tükrözési arányával lehet beállítani: ahány MOS tranzisztor van párhuzamosan kötve a cella egy áramgenerátoránál, annyiszor nagyobb lesz az áram értéke, mint a referenciaáram (10μA). Természetesen más értékű áramhoz más értékű ellenállás tartozik, amit az ellenállás hosszának változtatásával lehet elérni, de az ellenállás négyzetes ellenállása és szélessége nem változik. A különféle celláknál tehát csak a tükrözés arányát kell meghatározni, azaz hányszor nagyobb áram kell a megfelelő működéshez, mint a referenciaáram. Első közelítésben minden cellánál a jelregenerálási képességet kell beállítani. Ha egy cella ront a jelszintkülönbségen, azaz a kimenetén a jelszintkülönbség kisebb, mint a bemenetén, akkor több ilyen tulajdonságú cellát egymás után kapcsolva egyre rosszabb lesz a helyzet addig, amíg a zaj el nem rontja a logikai jelet, és az áramkör nem fog helyesen működni. Azonban ha minden cella kimenetén nagyobb a jelszintkülönbség, mint a saját bemenetén, más szóval regenerálja a jelszintet, akkor ha valahol az áramkörben kicsi a jelszintkülönbség, nem fog továbbterjedni a fokozatok regeneráló képessége miatt, biztosabb lesz az áramkör működése. A regenerálás a következőképpen állítandó be: egy adott cellát az architektúrából adódó megfelelő fokozatokkal terhelve, megfelelő sebességgel működtetjük. A bemeneti jelek nem tiszta ECL jelek, azaz a differenciális jel nem 0.6V-os tartományban változik, hanem csak 0.4V-os tartományban. Így szimulálva a cellát olyan áramot kell beállítani, hogy a terhelt kimeneten lévő szimmetrikus jel nagyobb tartományban változzon, mint 0.4V. Mivel törekedni kell az áramkör fogyasztásának minimalizálására, ezért a legkisebb áramot kell
– 28 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó beállítani, amelynél már regenerálja a jelet a cella. Ezt a beállítást minden cellára egyesével kell elvégezni megfelelő terhelés és sebesség mellett és természetesen worstcase speed esetben, mert ebben az esetben leglassabb az áramkör, itt kritikus a helyes működés. Ha minden cella árama meg van határozva, akkor összerakható az áramkör, és vizsgálható, hogy worstcase speed esetben megfelelően működik-e. Azonban az így összeállított áramkör még nem fog működni, mert bizonyos celláknál nem elég, hogy éppen csak regenerálja a jelet. Az áramkör néhány kritikus pontján előfordulhat, hogy a különböző hosszú jelutak miatt egy cella bemeneteire más késleltetéssel érkeznek a jelek. Emiatt kevesebb idő áll rendelkezésre ahhoz, hogy a cella a kimenetén a megfelelő jelszintet előállítsa, és ezen idő alatt az előző szimulációnál időben érkező bemeneti jelek mellett meghatározott áram nem tudja megfelelő feszültségre tölteni a kimeneten lévő parazita kondenzátort. Ezért néhány cellánál nagyobb áramértékre van szükség, de csak olyan celláknál, amelyek kritikus helyen vannak. Emiatt előfordulhat, hogy két elvileg azonos sebességgel működő fokozat más áramértéket igényel. 4.8. A végleges architektúra A végleges architektúra kapcsolási rajza mellékelve van, amelyen az egyes cellákat dobozok jelölik. A tárolók és az és-kapuk nevében szerepel az adott fokozat működési sebessége is, kivéve a leglassabb, tehát minimális árammal működő cellákat (AND ill. DMSFF) és a 2/3-as osztók legelején szereplő és-kapukat, amelyek működéséhez akkora áram szükséges, amekkora árammal már van és-kapu, és ezért ezek nem kaptak új nevet. A cella nevének végén lévő + utal arra, hogy ez a cella az adott sebességen a megfelelő működéshez plusz áramot igényel. Az és-kapuk nevének végén lévő L pedig arra utal, hogy ez a cella a vezérlő logikában van, ahol ezek a kapuk láncba vannak kapcsolva. A vezérlő logikának megfelelően gyorsnak kell lennie, de csak egymást terhelik, ezért az ebben működő kapuk más árammal dolgoznak. A szinteltoló tulajdonképpen egy földelt kollektoros kapcsolású bipoláris tranzisztor, ezért az elnevezése FC, az utána jövő szám pedig a tükrözés aránya, azaz ennyiszer 10μA az árama (ha nem szerepel utána szám, akkor 10μA az árama). A 6. táblázatban láthatóak az egyes tárolók és és-kapuk áramértékei. 1G 1G+ 500M 500M+ 250M 125M
DMSFF AND 110μA 120μA 140μA 150μA 40μA 50μA 90μA 30μA 50μA 20μA 20μA 20μA 10μA 6. táblázat – D tárolók és és-kapuk áramértékei – 29 –
AND...L 140μA 100μA 30μA -
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó Az 6. táblázat legalsó sora a minimális árammal működő cellákra (AND ill. DMSFF) vonatkozik. Ahonnan hiányzik az áramérték, olyan cella nem létezik. Néhány azonos típusú cellánál előfordul, hogy azonos az áramértéke. Ezek azért nem lettek egy névvel rendelkező azonos cellák, mert az áramérték esetleges módosításánál így csak a megfelelő cella fog módosulni. Az áramérték módosítására pedig nagy valószínűséggel szükség lesz a layout megrajzolása után, mert a layout szimulálása során már figyelembe vannak véve az egyéb parazita hatások is, nemcsak az alkatrészek parazita hatásai, amik tovább rontják az áramkör működési sebességét. Az áramkör tápáramfelvételét a worstcase power esetben kell vizsgálni. A szimulált értékek a következők: –40 °C-on 3.08mA, +27 °C-on 3.24mA és +85 °C-on 3.35mA. Tekintettel arra, hogy az emittercsatolt logika sok áramot igényel, és elég magas frekvencián kell működnie az áramkörnek, ezért ezek a fogyasztási értékek jónak tekinthetőek. Természetesen minden más esetben kisebb lesz az áramkör fogyasztása, például worstcase speed esetben közel fele az áramfelvétel. 4.9. Layout 4.9.1 A layout felépítése A layout megrajzolása során az áramkör gyártásához szükséges különféle maszkok állnak elő. Először az egyes cellák layout-rajzát kell elkészíteni, majd ezeket egymás mellé rakva és összehuzalozva elkészül a teljes áramkör layout-rajza. A cellák felépítése hasonló: legalul vannak a MOS tranzisztorok, fölötte a bipoláris tranzisztorok, legfelül pedig az ellenállások. A földsín, a tápsín és a MOS tranzisztorok vezérlő bemenete vízszintesen húzódik végig a cellán, és minden cellánál az azonos szélességű vezeték azonos magasságban halad. Így ha a cellákat egymás mellé helyezzük, akkor ezek a jelvezetékek automatikusan kialakulnak. (A tápsín van felül, a másik kettő alul úgy, hogy a földsín van legalul.) A földsín és a MOS tranzisztorokat vezérlő jelsín közé minden cellánál még egy kapacitás kerül. Ez a kapacitás a vezérlő jel és a föld közé van kötve. Szerepe az, hogy a vezérlő jelre kerülő esetleges nagyfrekvenciás változásokat szűrje. Értéke a layout-tól függ: akkora, amekkora elfér a két fémsín alá. További védelem a cella körül lévő ún. keretdiffúzió. Ez egy erősen adalékolt p típusú diffúzió, amely a kis helyfoglalás miatt a lehető legkisebb szélességű. Ez a diffúziós csík körbeveszi a cellát, és a legnegatívabb feszültségű pontra, azaz a földre van kötve. Ennek szerepe az, hogy a szubsztrát felé injektált áramokat összegyűjtse, és a földbe vezesse.
– 30 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó Továbbá védelmet nyújt a zavarok ellen. Ez főleg az analóg áramköröknél fontos, mert a gyors digitális áramkörök sűrű jelváltásai megzavarhatják az analóg áramkör működését. A keretdiffúzió ezt megakadályozza, védi a chipen lévő más áramköröket (pl. bandgap referenciaforrás). Ha a cella oldalánál a diffúziós csík fölött még egy fémcsík is halad, amely végig van kontaktálva a diffúziós csíkkal, akkor ez még jobban védi a külső áramköröket a frekvenciaosztó által termelt zavartól. 4.9.2 Bipoláris tranzisztorok kialakítása A bipoláris tranzisztorokat a felépítésük miatt n típusú szigetekbe kell helyezni. Ha mindegyik tranzisztort közös szigetbe helyeznénk, akkor az összes tranzisztor között lenne elektromos kapcsolat, az összes kollektor elektróda össze lenne kötve egymással. Ezért a tranzisztorokat külön kollektorszigetekbe kell helyezni. Azonban két ilyen sziget között a technológiai szabályok nagy távolságot írnak elő, ezért már néhány bipoláris tranzisztor is viszonylag nagy helyet foglal. De mivel a kapcsolásban előfordul, hogy két tranzisztor kollektora össze van kötve, ezért ezeket a tranzisztorokat egymás mellé téve közös kollektorszigetben lehet megvalósítani, amelynek egy közös kollektorkivezetése van. Ezáltal elérhető, hogy a bipoláris tranzisztorok mégse foglaljanak olyan sok helyet. Ez az elrendezés használható a szinteltolóknál, mert ezekben a két tranzisztor kollektora a tápra van kötve, és használható a D tárolóknál is, mert ott négyszer két tranzisztor kollektora közösített. A lehető legkisebb méret érdekében minimálméretű tranzisztorokat használunk, mert ezek a tranzisztorok is tudják a szükséges kis áramokat biztosítani. Ez azért is jó, mert kisebb a parazita kapacitásuk, tehát kevésbé lassítják az áramkör működését. A tranzisztorok elhelyezésénél elvileg törekedni kell a szimmetrikus elrendezésre, mert ezek differenciálisan működő tranzisztorok. Azonban a jelszintkülönbség olyan nagy, hogy ez kellőképpen véd az esetleges zajok ellen, ezért nem baj, ha néhol megtörjük a szimmetriát, és aszimmetrikus layout-ot alakítunk ki, mert még így is jól védett az áramkör a zajok ellen. 4.9.3 Ellenállások megvalósítása Az ellenállások a tápfeszültség közelében működnek: az egyik kivezetés a tápon van, a másik max. 0.3V-tal térhet el a táptól. Azonban az ellenállás parazita kapacitása a szubsztrát felé kapcsolódik, ami a legnegatívabb pontra, azaz a földre van kötve. Sokkal jobb lenne a helyzet, ha ez a kapacitás a táp felé kapcsolódna, mert ekkor a kapacitáson sokkal kisebb feszültség lenne. Ezt a kisebb feszültséget gyorsabban át lehet tölteni a másik logikai jelszinthez tartozó
– 31 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó feszültségre, tehát kevésbé terhel. Ennek megvalósítása a layout-on egyszerű: az ellenállások alá egy n típusú szigetet kell tenni, amit a tápra kell kötni. Mivel a sziget a szubsztrát és az ellenállások között van, ezért az ellenállások parazita kapacitásai ehhez kapcsolódnak, ezáltal a táp felé kapcsolódnak. Természetesen a sziget és a szubsztrát között is van parazita kapacitás, de ez a táp és a föld közé kapcsolódik, ezért a működést nem befolyásolja. Mivel az n típusú réteg a tápfeszültségen van, ezért a szubsztrát felé lévő pn átmenet záróirányban van előfeszítve, ezért ez a működést szintén elhanyagolható mértékben befolyásolja. 4.9.4 Az összeköttetések tervezése Az összeköttetések a nagy működési sebesség miatt lehetőség szerint fémen történnek. A fémcsík késleltetése a paraméterei miatt elhanyagolhatóak, míg egy diffúziós vagy poliszilícium vezeték hosszabb távon jelentős késleltetéssel rendelkezik, ezért nem használható nagysebességű jel vezetésére, vagy egy jel távolra való elvezetésére. A parazita elemei miatt használatát lehetőség szerint kerülni kell. Távoli összeköttetésekhez lehetőség szerint a felső fémréteget kell használni, mert ez a réteg van legfelül, legtávolabb a szubsztráttól, ezért legkisebb a parazita kapacitása. Ilyen összeköttetések során előfordulhat, hogy egy másik vezetéket át kell hidalni, ami egy másik rétegen történik. Azonban a másik rétegre való áttérés egy kontaktuson keresztül történik, aminek soros ellenállása van, ezért törekedni kell minél kevesebb ilyen átkötés alkalmazására. Ha semmiképpen nem kerülhető el egy ilyen átkötés, akkor inkább a lassabb jel útjába kell tenni, a nagysebességű jel útját minél kisebb késleltetéssel kell megvalósítani. A vezeték szélessége összefügg a rajta átfolyó árammal. Egy fémvezeték terhelhetősége 1mA μm-enként. A tápsínen és a földsínen elvileg legfeljebb 3.35mA áram folyhat (a worstcase power esetben), ezért egy kis biztonsági tartalékkal együtt ezeknek a vezetékeknek a szélessége 4μm. A többi vezetéken azonban nem folyik nagy áram, ezért ezek minimális szélességűek lehetnek. 4.9.5 Az végleges layout kialakítása Az azonos típusú cellák csak a MOS tranzisztorok számában és az ellenállás méretében különböznek. A bipoláris tranzisztorok és ezek összeköttetései minden cellában ugyanazok. Ezeket figyelembe véve egyszerűbben is elkészíthetőek a cellák layout-rajzai, mintha egyesével külön-külön rajzolnánk meg. Elegendő egy olyan nem létező cella layout-ját elkészíteni, amelyikben az azonos típusú cellákban szereplő ellenállások közül a legnagyobb ellenállás és az áramgenerátorok közül a legtöbb tranzisztort tartalmazó áramgenerátor
– 32 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó tranzisztorai szerepelnek. Ebben a fiktív cellában tehát a leglassabb cella ellenállása és a leggyorsabb cellában lévő MOS tranzisztorokkal azonos számú MOS tranzisztor van. Ebből a fiktív cellából generálható az összes azonos típusú cella layout-rajza a nem szükséges elemek törlésével. Ezáltal természetesen a létező cellák layout-jában sok hely fog keletkezni, amik kihasználatlanok, de egy digitális áramkörnél a helyfoglalás nem szokott kritikus lenni, ezért a helyfoglalás csak másodlagos vagy harmadlagos követelmény, nem kell mindenáron törekedni arra, hogy minimális legyen a helyfoglalás. Az áramkör teljes layout-ja két sorban tartalmazza a cellákat úgy, hogy a felső sor 180°-kal el van forgatva, így a felső sor tápvezetéke van legalul. Az alsó cellasor tápvezetéke felül van, ezért a két tápvezeték összevonható, egymásra tehető, így kevesebb helyet foglal. Ugyanez érvényes a keretdiffúziókra is: két szomszédos cella diffúziója egymáson van, így itt is egy kis hely takarítható meg. A cellák úgy lettek kialakítva, hogy mind a tápsínek, mind a keretdiffúziók egymásra tehetőek, tehát két szomszédos cellánál sincs két geometriai elem túl közel, mint ahogy a technológiai szabályok megszabják.
– 33 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó
5. Technológiai paraméterek •
0.6μm BiCMOS technológia
•
p szubsztrát
•
nagyfrekvenciás, vertikális bipoláris npn tranzisztor, poli emitter kivezetéssel, eltemetett kollektorral
Poli-Szilicium rétegek száma
2
Fémrétegek száma
2
Maximális tápfeszültség (VCC )
5.5 V
Min. csíkszélesség, csatorna hossz ( L )
0.6 μm
nMOS küszöbfeszültség ( VT [V] )
0.85 V
nMOS Drain-Source áram ( IDS )
480μA/μm
PMOS küszöbfeszültség ( VT [V] )
-0.86 V
PMOS Drain-Source áram ( IDS )
260μA/μm
Vertikális npn tranzisztor erősítése ( β )
95
Npn tranzisztor minimális emitter hossza
1 μm
Npn tr. tranzitfrekvenciája ( fTmax [GHz] )
16 GHz
Laterális pnp tranzisztor erősítése ( β )
50
Logikai kapuk átlagos száma 1mm2
2000…2500 db
Logikai kapuk átlagos késleltetése
160 ps
Főbb alkalmazási területek
• Kis fogyasztású RF alkalmazások 2.4 GHz-ig • Nagy pontosságú Mixed Signal áramkörök • RF és Mixed Signal beágyazott rendszerek • Systems On Chip • Telekommuniációs, ipari alkalmazások
Egyéb jellemzők
• ESD védelem • OTP opció
7. táblázat – Általános technológiai paraméterek és jellemzők
– 34 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó
6. Összefoglalás A feladat megoldása során megismerkedtünk az irodalomjegyzékben adott ECL frekvenciaosztók különböző típusaival, felépítésükkel és működésükkel, ami a 2. fejezetben található. A feladat legoptimálisabb megvalósításához a 3. fejezetben választottunk egy általunk legjobbnak ítélt architektúrát. A 4. fejezetben ezt az architektúrát részletesen megvizsgáltuk, megterveztük a kapcsolási rajzát és meghatároztuk a paraméterek fogyasztás szempontjából optimális értékét. Elkészítettük az áramkör layout-rajzát, újabb szimulációval meggyőződtünk a végleges struktúra helyes működéséről és előkészítettük az áramkört gyártásra. Az elkészült áramkör jövőbeni tesztelhetőségéről, működésének bemérhetőségéről gondoskodtunk. Áramköri és post-layout szimulációval tehát igazoltuk, hogy az áramkör széles hőmérséklet tartományban (-40 – 85ºC), a technológiai szórások figyelembe vételével, az elvárásoknak megfelelően, jól működik és az áramfelvételt is sikerült minimalizálnunk (3.35mA). A következő félévre az áramkör elkészül. A legyártott áramkörön már tényleges méréssel ellenőrizhetjük a megfelelő működést és az áramkör fogyasztását. Ha ennél az ellenőrzésnél is megfelel az áramkör, akkor tényleges felhasználásra kerül egy mobil kommunikációt lehetővé tevő komplett áramkörben
– 35 –
Na g y f r e k v e n c i á s B i C M O S E C L f r e k v e n c i a o s z t ó
7. Irodalomjegyzék [1] Wei-Zen Chen and Jieh-Tsorg Wu, ”A 2-V, 1.8-GHz BJT Phase-Locked Loop”, IEEE Journal of Solid-State Circuits vol. 34. no. 6. p.784-789, June 1999 [2] Patrik Larsson, ”High-Speed Architecture for a programmable Frequency Divider and a Dual-Modulus Prescaler”, IEEE J. of Solid-State Circuits vol. 31. no. 5. p. 744-748, May 1996 [3] Turgut S. Aytur, ”A 2-Ghz, 6mW BiCMOS Frequency Synthesizer”, IEEE Journal of Solid-State Circuits vol. 30. no. 12. p. 1457-1462, December 1995 [4] Moriaki Mizuno, Kirokayu Suyuki, ”A 3-mW 1.0-GHz Silicon-ECL Dual-Modulus Prescaler IC”, IEEE Journal of Solid-State Circuits vol. 27. no. 12. p. 1794-1798, Dec. 1992 [5] N.-H. Sheng, L. Pierson, K.-C. Wang and M.-C. F. Chang ,”High Speed Multimodulus HBT Prescaler for Frequency Synthesizer Applications”, IEEE Journal of Solid-State Circuits vol. 26. no. 10. p. 1362-1367, October 1991 [6] Dr Tarnay Kálmán, ”Mikroelektronikai berendezés orientált áramkörök tervezése”, 273-280 oldal, 1984 [7] Dr Mojzes Imre, ”Mikroelektronikai és elektronikai technológia”, 77-177 oldal, 1994
– 36 –
