2009/47 – 29. 9. 2009
UNIVERZÁLNÍ ELEKTRONICKY PŘELADITELNÝ BIKVAD S DISTRIBUOVANOU STRUKTUROU V PROUDOVÉM MÓDU VYUŽÍVAJÍCÍ MO-CCCII Roman Šotner, Jiří Petržela, Jan Kovář Ústav radioelektroniky Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií, Vysoké učení technické v Brně, Purkyňova 118, 612 00 Brno Email:
[email protected],
[email protected],
[email protected] Abstrakt – Více-výstupový a elektronicky říditelný aktivní blok je zde aplikován v univerzálním filtru distribuované zpětnovazební struktury. Je ukázáno řešení podstatné nevýhody obvodů v proudovém módu, což je nutnost více výstupů proudových aktivních bloků. Rozsáhlá škála komerčně dostupných aktivních bloků tento problém doposud neřeší. Jsou rozebrány některé vlastnosti aktivního bloku použitého pro modelování a simulaci na tranzistorové úrovni. Činnost a vlastnosti univerzálního filtru jsou ověřeny simulacemi v OrCAD a zřejmá možnost elektronického ladění je vyzkoušena.
vnitřní struktuře), výrobci ale tlačí spíše k používání standardních OZ a zesilovačů s proudovou zpětnou vazbou (CFA), které se snaží dostat na značně vysoké tranzitní kmitočty. Dnes jsou již v prodeji i prvky přesahující tranzitními kmitočty 1 GHz. Při konstrukci filtrů a podobných obvodů se zpětnými vazbami je třeba si dávat pozor, aby tyto prvky byly stabilní při malém či jednotkovém zesílení. Zde je prezentován aktivní blok, který je vhodný pro aplikace vyžadující více výstupů.
1. ÚVOD V proudovém módu (CM) [1] se téměř nikdy nevyhneme potřebě kopírovat jeden výstupní proud do více směrů (do zpětných vazeb, za účelem sčítání, apod.). Obecně jsou obvodové realizace struktur v proudovém módu znatelně jednodušší, než obdobné v módu napěťovém (VM). U multifunkčních filtrů je to hlavně díky jednoduché realizaci operace sčítání. Tam, kde je ve VM nutný součtově-rozdílový zesilovač s operačním zesilovačem (OZ), stačí v CM pouhý uzel. Největší problém je však nutnost několika výstupů obou polarit výstupního proudu buď přímo u aktivního bloku a nebo jako samostatné součástky, tzv. distributoru [2]. Komerčně dostupné prvky od světových výrobců tuto problematiku neumožňují řešit, protože i přesto, že jsou k dispozici i aktivní bloky pro proudový mód, obsahují až na vzácné výjimky pouze jediný výstup. I když je jejich jinak např. excelentní kmitočtové vlastnosti, elektronické řízení atd. předurčují k používání na vyšší kmitočty pásma videa, je jejich aplikace v CM díky tomu jistým způsobem omezena. Můžeme jmenovat zejména elektronicky řiditelnou proudovou násobičku (nebo-li negativní proudový konvejor [3], [4] druhé generace – CCII-) EL 2082 [5], či známý obvod AD 844 [6], řadu transkonduktorů (OTA) [3], [7] např. LT 1228 [8], diamantový tranzistor OPA 860 [9]. Jediný aktivní blok, který má k dispozici dva proudové výstupy je transkonduktor MAX 435 [10]. Pro aplikace v rychlých aplikacích je asi nejvhodnější, ale jeho výroba již byla zastavena. Samozřejmě lze v CM v určitých případech použít i prvky s jedním výstupem. Komplikace však nastane v případě, že neobejdeme bez distribuce proudu z výstupů. V tomto případě existuje řešení takové, že použijeme několik aktivních bloků s paralelně spojenými vstupy (to lze např. s běžnými CCII, OTA). Značná nevýhoda je však v tom, že někdy i neúměrně naroste počet aktivních bloků. Například v případě, kdy na celý filtr postačí tři prvky s třemi výstupy, jich nyní potřebujeme třeba osm nebo devět. Toto řešení zabírá mnoho místa, díky komplikovaným vazbám mohou nastat problémy se stabilitou, je nutné řešit rozsáhlejší souběh řízení pro elektronicky řiditelné prvky a především se realizace značně prodraží. V podstatě není výrobně obtížné více výstupů vytvořit (pouze proudová zrcadla ve
2. VÍCE-VÝSTUPOVÝ ELEKTRONICKY ŘIDITELNÝ PROUDOVÝ KONVEJOR Mnohá literatura [11], [12], [13] se zabývá aplikací různých modifikací proudových konvejorů s více výstupy. Většinou se soustředí na implementaci elektronického řízení a vesměs se omezují pouze na dva proudové výstupy. Princip proudového konvejoru je velmi známý a lze nalézt např. v [3], [4]. Celkem značný problém může v některých situacích být nenulová hodnota vstupního odporu proudové svorky. U komerčních funkčních bloků to bývá řádu desítek Ω u CMOS integrovaných struktur na čipu i stovky Ω i několik kΩ [13], [14]. Tato hodnota je závislá na biasovacím proudu. Takové nevýhody lze výhodně využít, protože změnou tohoto odporu můžeme v určitých situacích měnit nějakou vlastnost. Např. v případě integrátoru s CCII (ať již proudového nebo napěťového) lze toto výhodně využít k elektronické kontrole časové konstanty. Podobně pracuje např. oblíbený OPA 860 [9]. Tento typ CCII s dvěma výstupy nese dle [12] označení „dual-output second-generation current controlled current conveyor“ (DO-CCCII). Zde uvedený případ je více obecný „multi-output second-generation current controlled current conveyor“ (MO-CCCII), viz. obr. 1.
Obr. 1. Behaviorální model MO-CCCII. 47-1
2009/47 – 29. 9. 2009 U proudového konnvejoru CCII+ [3], [17] se dle dvojbranové definice uvažuje kladný směr proudu dovnitř. Zde je to opačně, tj. proud tekoucí do zátěže či ven z prvku je považován za kladný v souladu s obr. 1. Struktura s bipolární technologií využívající Wilsonova proudová zrcadla [15] je na obr. 2. Jsou zde k dispozici dva výstupy kladné a dva výstupy záporné polarity výstupního proudu (obr. 3). Podobným způsobem lze získat i více výstupů, uvedené čtyři jsou však pro drtivou většinu aplikací plně dostačující. Podobná struktura je použita např. v [11], kde jsou k dispozici pouze dva výstupy. V tomto konkrétním případě by se možná v názvu hodilo spíše čtyř-výstupový CCCII, což se však moc nepoužívá, literatura uvádí u podobných prvků (ať už se jedná o OTA, CCII apod.) buďto „dual-output“ a pro více jak dva výstupy „multi-output“.
není ideální (rozdíl je asi 0,5 dB). Oproti nekaskodované realizaci s prostými proudovými zrcadly je to znatelně lepší (rozdíl průběhů v rovné oblasti je dle analýzy i 2 dB). Mají na to zásadní vliv tzv. „matching errors“ říkající jak moc se liší tranzistory v zrcadlech (jejich gm = Ib/2VT) a tím pádem i výstupní proudy. Zde je problém především shody výstupních proudů obou sekcí zrcadel, produkujících zápornou a kladnou polaritu, protože simulace samozřejmě předpokládá všechny tranzistory stejného typu (NPN nebo PNP) stejné. Kmitočtové vlastnosti jsou velmi dobré, 3 dB šířka pásma při jednotkovém zisku je zhruba 300 MHz. Závislost vstupního odporu proudové svorky X na Ib je na obr. 7 a nabízí využití pro elektronické řízení.
Obr. 5. Testovací zapojení proudového zesilovače pro zjišťování vlastností. 5
KI [dB] 0
Obr. 2. Vnitřní struktura MO-CCCII.
-5 -10
U CC = ± 5 V
DB(I(-Z1))
I b = 500 uA
-15
DB(I(+Z3))
R x ∼ 57 Ω f -3 dB ∼ 300 MHz
-20 -25
Obr. 3. Značka konkrétního MO-CCCII.
-30 1,0E+04
1,0E+05
1,0E+06
1,0E+07
1,0E+08
Na obr. 4 je výpis použitých modelů bipolárních tranzistorů ze struktury výše. Tyto modely tranzistorů jsou např. použity v profesionálním makromodelu obvodu OPA 860 [9].
1,0E+09
f [Hz]
Obr. 6. Kmitočtová odezva při jednotkovém zesílení.
.MODEL PNP6 PNP + IS = 2.015E-16 BF = 1.418E+02 NF = 1.000E+00 VAF= 5.058E+01 + IKF= 1.085E-01 ISE= 2.233E-15 NE = 1.505E+00 BR = 3.252E+01 + NR = 1.050E+00 VAR= 1.093E+00 IKR= 5.000E-05 ISC= 6.621E-16 + NC = 1.150E+00 RB = 3.346E+01 IRB= 0.000E+00 RBM= 2.40e+00 + RE = 5.537E+00 RC = 2.156E+01 CJE= 1.202E-13 VJE= 7.320E-01 + MJE= 4.930E-01 TF = 1.303E-11 XTF= 3.500E+01 VTF= 3.259E+00 + ITF= 2.639E-01 PTF= 0.000E+00 CJC= 1.595E-13 VJC= 7.743E-01 + MJC= 5.000E-01 XCJC=8.504E-02 TR = 1.500E-10 CJS= 7.620E-13 + VJS= 9.058E-01 MJS= 4.931E-01 XTB= 1.732E+00 EG = 1.184E+00 + XTI= 2.000E+00 KF = 10.890E-16 AF = 1.000E+00 FC = 8.500E-01 .MODEL NPN6 NPN + IS= 70.400E-18 BF = 1.570E+02 NF = 1.000E+00 VAF= 7.000E+01 + IKF= 39.750E-3 ISE= 32.190E-15 NE = 2.000E+00 BR = 0.7614 + NR = 1.0E+00 VAR= 1.4520 IKR= 81.720E-3 ISC= 7.6180E-21 + NC = 1.8470 RE = 5.537E+00 RB = 3.346E+01 IRB= 0.000E+00 + RBM= 2.400E+00 RC = 2.156E+01 CJE= 120.20E-15 VJE= 0.7591 + MJE= 0.5406 CJC= 133.80E-15 VJC= 0.6666 MJC= 0.4509 + XCJC=8.450E-02 TR = 4.000E-11 CJS= 3.180E-14 FC = 0.827 + TF =12.130E-12 XTF= 2.0490 VTF= 1.8130 ITF= 42.930E-3 + TR =40.000E-12 CJS= 3.180E-14 EG = 1.1840 XTB= 1.0220 + XTI= 1.7800 KF = 17.500E-15 AF = 1.000E+00 FC = 8.273E-01
1000
RX [Ω Ω]
U CC = ± 5 V
100
10 1,0E-05
Obr. 4. Použité modely bipolárních tranzistorů. Pro zjišťování některých vlastností je aktivní blok zapojen jako proudový zesilovač s jednotkovým přenosem (obr. 5). Na obr. 6 jsou zachyceny dosažitelné kmitočtové možnosti obvodu. Je vidět, že shoda výstupních proudových odezev
1,0E-04
1,0E-03
Ib [A]
1,0E-02
Obr. 7. Závislost vstupního odporu proudové svorky X.
47-2
2009/47 – 29. 9. 2009 Podobně pro přenos typu fázovací článek (FČ) na obr. 10. Je vidět, že opravdu pro tyto typy filtrů vystačíme se čtyřmi proudovými výstupy u aktivního prvku, přičemž samotné konvejory v integrátorech mohou být klidně jedno-výstupové komerčně dostupné CCII (např. EL 2082). Přenosové funkce filtru jsou
3. UNIVERZÁLNÍ FILTR S DISTRIBUOVANOU ZPĚTNOU VAZBOU Na obr. 8 je filtr využívající dva integrátory s CCCII a distributor rozvádějící proud do zpětných vazeb realizovaný pomocí MO-CCCII. Takto obvod dosahuje přenosových funkcí typů dolní propust (DP), pásmová propust (PP) a horní propust (HP). Pro dosažení pásmové zádrže (PZ) je nutný vstupní distributor realizovaný pomocí MO-CCCII ve funkci prostého více-výstupového sledovače, podobně jako v [16], kde je používán s pasivními RC články. Upravené zapojení je na obr. 9.
1 R R C1C 2 , K DP ( s ) = 1 1 2 s + * s+ * * R2 C 2 R1 R2 C1C 2 * 1
K PP ( s ) =
K HP ( s ) =
* 2
1 s R2*C 2 s2 +
(1)
,
(2)
,
(3)
1 1 s+ * * R2* C 2 R1 R2 C1C 2
s2 1 1 s2 + * s + * * R2 C 2 R1 R2 C1C 2
1 R1* R2* C1C 2 , K PZ ( s) = 1 1 s2 + * s + * * R2 C 2 R1 R2 C1C 2 s2 +
Obr. 8. Více-funkční bikvad (DP, PP, HP).
1 1 s+ * * R2* C 2 R1 R2 C1C 2 , K FČ ( s) = 1 1 s2 + * s + * * R2 C 2 R1 R2 C1C 2 s2 −
(4)
(5)
kde R1* = R1 + Rx1 a Rx1 = fce (Ib1). Pro charakteristický kmitočet a činitel jakosti platí
ωC =
1 1 , Q = R *C . (6), (7) 2 2 R1* R2*C1C 2 R1* R2* C1C 2
Konkrétní realizace filtru tedy nevyužívá nikdy všechny čtyři výstupy aktivního bloku najednou (vždy max. tři) a lze ušetřit některé proudová zrcadla v obr. 2. V obvodových strukturách vyšších řádů této distribuované realizace rostou nároky na počet výstupů výstupního distributoru.
Obr. 9. Doplnění vstupní distribuce pro získání PZ.
4. VÝSLEDKY POČÍTAČOVÉ ANALÝZY Filtr je navržen na fC = 2 MHz s činitelem jakosti Q = 1. Rezistory jsou zvoleny R1 = R2 = R = 50 Ω, kondenzátory C1 = C2 = C = 220 pF. Dle (6) a (7) lze vypočítat, že R1* = R2* = R* = 362 Ω (tedy Rx1 = Rx2 = Rx = 312 Ω). Pro uvedené Rx je Ib1 = Ib2 = Ib asi 55 uA (obr. 7). Řídící proudy distributorů CCCII3 a CCCII4 jsou 100 uA a napájecí napětí ± 5 V. Pokles přenosu o 3 dB na vysokých kmitočtech u HP nastává asi na 70 MHz, což je předpokládaná použitelnost filtru. Na obr. 11 jsou docílené modulové frekvenční charakteristiky zapojení z obr. 8. Modulové frekvenční charakteristiky obvodů z obr. 9 a obr. 10 jsou na obr. 12. Argumentová frekvenční charakteristika fázovacího článku je na obr. 13. Elektronické ladění pomocí řídících
Obr. 10. Modifikace pro FČ.
47-3
2009/47 – 29. 9. 2009 proudů Ib1 = Ib2 je ukázáno na změně mezního kmitočtu dolní propusti v rozsahu asi 2,7 až 12,2 MHz (obr. 14).
5
KI [dB]
0 -5 -10 -15
5 KI [dB]
-10 -15 -20 -25
I b3 = I b4 = 100 uA Q = 1,2 R L = 50 Ω
1
2
3
4
5
-20
0 -5
U CC = ± 5 V
U CC = ± 5 V
-25
I b1 = I b2 = I b = 55 uA
-30
I b3 = I b4 = 100 uA
-35
f C = 2,06 MHz Q = 1,2 R L = 50 Ω
PP
-40 -45 -50 1,0E+05
-30
HP
-35
DP
1,0E+06
1,0E+07
1,0E+08
f [Hz]
-40 -45 -50 1,0E+04
1,0E+05
1,0E+06
1,0E+07
Obr. 14. Elektronické ladění DP.
1,0E+08 f [Hz]
5. SHRNUTÍ Uvedený filtr používá více-výstupové aktivní bloky, které umožní v proudovém módu realizaci snadné distribuce výstupních proudů na příslušné uzly (vstupy integrátorů). Při řešení s komerčně dostupnými bloky je situace daleko složitější, protože jsou k dispozici jen součástky s jediným výstupem. Použitý aktivní blok MO-CCCII vyniká zejména dobrými kmitočtovými vlastnostmi, což umožňuje navrhnout filtr s charakteristickými kmitočty jednotek MHz (pásmo videa) a podobně jako v další literatuře zabývající se touto tématikou, lze zdánlivou nevýhodu závislosti vstupního odporu proudové svorky X na biasovacím proudu Ib využít k elektronickému řízení nějaké vlastnosti aplikace (zde ladění). V konkrétním zapojení filtru lze s přehledem některé proudové výstupy CCCII vypustit a tím ušetřit počet proudových zrcadel a tranzistorů.
Obr. 11. Modulové frekvenční charakteristiky (obr. 8). 5 KI [dB]
0 -5 -10 -15 -20
FČ U CC = ± 5 V I b1 = I b2 = I b = 55 uA I b3 = I b4 = 100 uA f C = 2,06 MHz Q = 1,2 R L = 50 Ω
-25
PZ
-30 -35 -40 1,0E+04
1,0E+05
1,0E+06
1,0E+07
1,0E+08 f [Hz]
Obr. 12. Modulové charakteristiky (obr. 9 a obr. 10).
6. PODĚKOVÁNÍ Tento příspěvek vznikl za podpory výzkumného záměru MSM 0021630513 a grantových projektů GAČR č. 102/08/H027, č. 102/09/1681 a č. 102/09/P217.
0
ϕ [deg]
-50 -100
U CC = ± 5 V
-150
I b3 = I b4 = 100 uA
I b1 = I b2 = I b = 55 uA
-200 -250
LITERATURA
f C = 2,06 MHz Q = 1,2 R L = 50 Ω
[1] TOUMAZOU, C., LIDGEY, E. J., HAIGH, D. G. Analogue IC design: The current mode approach, Peter Peregrinus Ltd., London, 1990 [2] DOSTAL, T. Filters with Multi-Loop Feedback Structure in Current Mode. Radioengineering. 2003, Vol. 12, No. 3, pp. 6 - 11, ISSN 1210 – 2512
-300 -350 -400 1,0E+04
1,0E+05
1,0E+06
1,0E+07
f [Hz]
[3] BIOLEK, D., SENANI, R., BIOLKOVA, V., KOLKA, Z. Active elements for analog signal processing: Classification, Review, and New Proposal. Radioengineering. 2008, Vol. 17, No. 4, pp. 15 – 32, ISSN 1210 – 2512
1,0E+08
[4] JEŘÁBEK, J., VRBA, K. Vybrané vlastnosti univerzálního proudového konvejoru, ukázka návrhu aplikace. Elektrorevue. 2006, č. 2006/41, pp. 1 – 9, ISSN 1213 – 1539, accessible on www: http://www.elektrorevue.cz
Obr. 13. Fázová frekvenční charakteristika FČ.
[5] Intersil (Elantec). EL 2082CN Current-Mode Multiplier, 1996, 16 p., accessible on www: http://www.intersil.com
47-4
2009/47 – 29. 9. 2009 [6] Analog Devices. Monolithic Op Amp AD 844. 2003, 16 p., accessible on www: http://www.analog.com/ [7] RANDALL, L. G., SÁNCHEZ-SINENCIO, E. Active Filter Design Using Operational Transconductance Amplifers: A Tutorial. IEEE Circuits and Devices Magazine. 1985. Vol. 1. pp. 20-32. [8] Linear Technology, LT 1228 - 100 MHz Current Feedback Amplifier with DC Gain Control. datasheets, 20 s, 1994, dostupné z WWW: http://www.linear.com [9] Texas Instruments Inc. OPA 860 Wide Bandwidth Operational Transconductance Amplifier and Buffer. 2006, 32 p. accessible on www: http://www.ti.com [10] Maxim Dallas Semiconductor. Wideband Transconductance Amplifiers MAX 435 - 436. 15 p., accessible on www: http://www.maxim-ic.com [11] BIOLEK, D., SIRIPRUCHYANUN, M., JAIKLA, W. CCII and OTA based Current-mode Universal Biquadratic Filter. The sixth PSU Engineering Conference May 2008, pp. 238-241. [12] JAIKLA, W., SIRIPRUCHYANUN, M. Low-component Elekctronically Controlable Dual-mode Universal Biquad Filter using DO-CCCIIs. In proceedings of Asia-Pacific conference on Communications 2007, pp. 331-334, ISBN 1-4244-1373-7 [13] SIRIPRUCHYANUN, M., CHANAPROMMA, C., SILAPAN, P., JAIKLA, W. BiCMOS Current-Controlled Current Feedback Amplifier (CC-CFA) and Ist Applications. WSEAS Transactions on Electronics, No. 6, Vol. 5, 2008, pp. 203-219, ISSN 1109-9445 [14] ELDBIB, I., MUSIL, V. Self-Cascode Current Controlled CCII basedTunable Band Pass Filter. Radiolektronika 2008, pp. 119-122, ISBN 978-1-4244-2087-2 [15] BAKER, J. CMOS Circuit Design, Layout and Simulation, IEEE Press Series on Microelectronic Systems, 2005, ISBN 0-471-70055-X [16] JEŘÁBEK, J., VRBA, K. Návrh kmitočtových filtrů pomocí integračních článků s proudovými aktivními bloky. Elektrorevue (http://www.elektrorevue.cz). 2009, Vol. 2009, No. 9, s. 1-7. [17] PUNČOCHÁŘ, J. Operační zesilovače v elektronice. BEN Praha, 1997, ISBN 80-901984-3-0
47-5
