Prosiding SEMINAR RADAR NASIONAL Gedung Widya Graha LIPI Jakarta, 30 April 2008

Prosiding Seminar Radar Nasional 2008., Jakarta, 30 April 2008., ISSN : 1979-2921.

SEMINAR RADAR NASIONAL 2008

Prosiding Gedung Widya Graha LIPI Jakarta, 30 April 2008

ii


Prosiding Seminar Radar Nasional 2008

ISSN : 1979 - 2921

Hak cipta © 2008 oleh Pusat Penelitian Elektronika dan Telekomunikasi – LIPI Hak cipta dilindungi undang-undang. Dilarang menyalin, memproduksi dalam segala bentuk, termasuk mem-fotocopy, merekam, atau menyimpan informasi, sebagian atau seluruh isi dari buku ini tanpa ijin tertulis dari penerbit.

Prosiding Seminar Radar Nasional / [editor by] Mashury Wahab, A.A. Lestari, A.B. Suksmono, Rustini S. Kayatmo, Purwoko Adhi, Goib Wiranto. vi + pp.; 21,0 x 29,7 cm ISBN : 1979 - 2921 Radio Detecting and Ranging (Radar)

Technical editing by Pamungkas Daud, Yusuf Nur Wijayanto, and Dadin Mahmudin, Cover design by Yadi Radiansah.

Diterbitkan oleh : Pusat Penelitian Elektronika dan Telekomunikasi (PPET) Lembaga Ilmu Pengetahuan Indonesia (LIPI) Kampus LIPI Jl. Sangkuriang, Bandung Telp. (022) 2504661 Fax. (022) 2504659 Website : www.ppet.lipi.go.id

iii


Pelindung Deputi Ilmu Pengetahuan Teknik LIPI

Ketua Umum Yuyu Wahyu

Panitia Pengarah Lilik Hendradjaja, Dephan Adang Suwandi, ITB Masbah RT Siregar, LIPI Tatang A. Taufik, BPPT Hiskia Sirait, LIPI Andriyan B Suksmono, ITB A Andaya Lestari,IRCTR-IB

Endon Bharata, IRCTR-IB Nana Rachmana, ITB Mashury Wahab, LIPI Syamsu Ismail, LIPI Rustini S Kayatmo, LIPI Purwoko Adhi, LIPI Eko Tjipto Rahardjo, UI

Panitia Pelaksana Novrita Indayanti, LIPI Lilis Retnaningsih, LIPI Folin Oktafiani, LIPI Yusuf Nur Wijayanto, LIPI Sulistyaningsih, LIPI Yadi Radiansah, LIPI Zaenul Arifin, LIPI Popi Sumarni, LIPI Lisdiani, LIPI Endang Ridwan, LIPI Noorfiya Umniyati, LIPI

Ridwan Effendi, ITB Andi Kirana, RCS Gunawan Handayani, ITB Asep Yudi Hercuadi, LIPI Pamungkas Daud, LIPI Deni Permana K, LIPI Sri Hardiati, LIPI Yudi Yulius Maulana, LIPI Dadin Mahmudi, LIPI Iqbal Syamsu, LIPI Lia Mulyani P, LIPI

iv


KATA PENGANTAR Ungkap syukur kami panjatkan ke hadirat Allah SWT yang telah melimpahkan rahmat dan karunianya sehingga Seminar Radar Nasional pada tanggal 30 April 2008 ini dapat terselenggara. Selanjutnya kami mengucapkan selamat datang di kota Jakarta kepada para peserta seminar, pembicara kunci, pemakalah poster dan para undangan lainnya. Adapun maksud dan tujuan diadakannya seminar ini adalah menjadi sarana sosialisasi dan forum pertukaran informasi antara para pakar, peneliti dan pengguna Radar, sehingga akan membantu pemerintah dalam permasalahan Radar di Indonesia. Suatu hal yang tidak mustahil bila teknologi, kebijakan dan pemecahan masalah tentang Radar akan terungkap dalam seminar ini. Seminar ini menghadirkan pembicara tamu dari pengarah/pembuat kebijakan dalam bidang Radar. Akhirnya panitia mengucapkan terimakasih yang sebesar besarnya kepada Deputi IPT – LIPI, pembicara undangan, peserta dan semua pihak yang telah membantu hingga terselenggaranya acara ini. ”Selamat dan sampai jumpa di seminar – seminar berikutnya”

Jakarta, 30 April 2008

Panitia

v


Daftar Isi Susunan Panitia ................................................................................................................. iv Kata Pengantar ................................................................................................................... v Daftar Isi ............................................................................................................................ vi Daftar Makalah ................................................................................................................ vii

vi


Daftar Makalah 1. Rancang Bangun Radar Pengawasan Pantai INDRA II Di Pusat Penelitian Elektronika dan Telekomunikasi (PPET) LIPI .............................. Mashury Wahab, Pamungkas Daud, Yuyu Wahyu, dan Rustini S. Kayatmo 2. Status Pemetaan dengan Radar di Bakosurtanal ............................................. Fahmi Amhar, Ade Komara Mulyana, Aris Poniman 3. Rancangbangun System Secondary Surveillance RADAR untuk Aplikasi Tracking Peluncuran Roket Jarak Jauh ........................................................... Wahyu Widada dan Sri Kliwati 4. Pembangunan Radar VHF Lapan Di Pameungpeuk ....................................... M. Sjarifudin, S. Kaloka, A. Purwono, A. Kurniawan, P. Sitompul, S. Cahyo, M. A. Aris, H. Bangkit, M. Batubara, J. R. Roettger, M. Chandra, G. Viswanathan 5. A Method to Determine Radial Speed of Target from the FMCW Radar Signal .................................................................................................................... W. Sediono, A. A. Lestari

1-6

7 - 12

13 - 18

19 - 24

25 - 28

6. Aplikasi Radar Pasif untuk Mengisi Celah Kosong Liputan Radar .............. Syamsu Ismail

29 - 32

7. Pembangkit Gelombang RADAR Berdasarkan Teknik Heterodyne Optis . Bambang Widiyatmoko, Tomi Budi Waluyo dan Masbah R.T. Siregar

33 - 36

8. Phase Shifter Control Card dan Test Bench untuk Radar Thomson ............. Bambang Sutopo

37 - 41

9. Pembuatan Exciter Untuk Perangkat Pemancar Jamming ............................ Elan Djaelani, Daday Ruhiat

42 - 47

10. Evaluasi Penerapan Gaya Pengembang – Telitian – Industri – Manufaktur di Institut Teknologi Telkom ........................................................ Soetamso, Suwandi, Kris Sujatmoko, Arfianto Fahmi, Heroe Wijanto, Ashardi Haryuno 11. Kajian Perbandingan Distribusi Amplitudo pada Pencatu Antena Susun Untuk Aplikasi Radar Maritim .............................................................. Y.K. Ningsih, F.Y. Zulkifli, E.T. Rahardjo, A.A. Lestari 12. Pengolahan Sinyal Stepped Frequency Continous Wave – Ground Penetrating Radar (SFCW-GPR) dengan Metode Gabor Based Compressive Sampling ......................................................................................... Dodik Ichrom Resanto 13. Desain Parallel-Coupled Microstrip Bandpass Filter dengan Substrate Tuning untuk Aplikasi INDRA I-II .................................................................. vii

48 - 51

52 - 57

58 - 62

63 - 68


Liarto, A.A. Lestari 14. Metode Pengaturan Impedansi Input Antena pada Sistem SFCW GPR 100 – 1000 MHz ................................................................................................... A.A. Pramudita,A. Kurniawan, A. B Suksmono, A.A. Lestari

69 - 72

15. Analisa Spektral Curah Hujan Tropis Menggunakan Data Surabaya Untuk Evaluasi Sistem Radar Dan Komunikasi Radio Di Atas 10 Ghz ........ Achmad Mauludiyanto, Gamantyo Hendrantoro

73 - 76

16. Penerapan dan Pengembangan Georadar RCS ............................................... A. Sulaiman, A. Kirana 17. Sistem Identification Friend, Foe, or Neutral Radar Menggunakan Radar Cross Section dan Kecepatan Pesawat Berbasis Jaringan Syaraf Tiruan Adaptive Resonance Theory 1 dan Fusi Informasi ............................. Nopriansyah, Aciek Ida Wuryandari, Arwin D.W. Sumari, Andaruna Setiawan

77 - 80

81 - 86

18. Dekoding Format Data Untuk Integrasi Sistem Radar Yang Berbeda .......... Thomas Sri Widodo

87 - 90

19. Desain Graphical User Interface (GUI) Untuk Radar Maritim Indra ........... Deni Yulian, Imam Fahrur Rozi, A. Andaya Lestari

91 - 96

20. Rangkaian Pengukuran Jarak dengan Gelombang Ultrasonik menggunakan AT89C51 ..................................................................................... 96 - 100 Teguh Praludi, Yusuf Nur Wijayanto 21. Kajian Penggunaan Dielectric Resonant Oscillator (DRO) untuk Frequency Modulated Continuous Wave (FM-CW) Radar ............................101 - 104 Rustini Soemaryato Kayatmo, Fredrika H. Kana 22. Rancang Bangun Perangkat Lunak Citra RADAR .........................................105 - 109 Mashury, Dadin Mahmudin, Yusuf Nur Wijayanto 23. Analisa Plot Medan Listrik untuk Antena GPR Dengan dan Tanpa Pembebanan Resistif dan Kapasitif menggunakan Simulasi FDTD ..............110 - 115 Folin Oktafiani, Yudi Yuliyus Maulana, Yuyu Wahyu 24. Rectangular Patch Array untuk Sistem Antena Radar Pantai .......................116 - 118 Pamungkas Daud, Yusuf Nur Wijayanto 25. Estimasi Batasa Penyinaran Radiasiterhadap Lingkungan dari Gerakan Beam Antena Radar ............................................................................................119 - 122 Sri Hardiati 26. Antena Adaftif untuk Ground Penetrating Radar ...........................................123 - 127 Yudi Yuliyus Maulana, Yusuf Nur Wijayanto viii


27. Perancangan dan Simulasi Direct Digital Synthesizer (DDS) .........................128 - 136 Arief Suryadi S, Nurul Dwi Angga Hastuti dan Teguh Praludi 28. Desain dan Realisasi Struktur Penunjang Fisik Sistem Antena Radar Pantai .................................................................................................................... 137 - 140 Pamungkas Daud, Yuyu Wahyu, Mashury, Folin Oktafiani, Sulistyaningsih, Sri Hardiati 29. Aplikasi “Mobile Weather Radar” di Indonesia .............................................. 140 - 144 Tri Handoko Seto, Findy Renggono, Mimin Karmini, Rino B. Yahya, dan Samsul Bahri 30. Aplikasi Taper Chebychev pada Sistem Antena WLAN ................................. 145 -148 Rudy Yuwono, Achmad 31. Foot Print Antena Rolled Dipole untuk Ground Penetrating Radar (GPR) ....................................................................................................................149 - 155 Yuyu Wahyu ,Yudi Yuliyus Maulana, Folin Oktafiani, A.A. Lestari

ix


Rancang Bangun Radar Pengawasan Pantai INDRA II di Pusat Penelitian Elektronika dan Telekomunikasi (PPET) LIPI Mashury Wahab, Pamungkas Daud, Yuyu Wahyu, dan Rustini S. Kayatmo Pusat Penelitian Elektronika dan Telekomunikasi LIPI Kampus LIPI Gd. 20 Lt.4, Jl. Sangkuriang, Bandung – Indonesia Tlp. 022-2504661, Fax. 022-2504659, Email: [email protected] ABSTRAK Dalam tulisan ini, rancang bangun sebuah Radar pengawas pantai yang dinamakan Indonesian Radar (INDRA) II di Puslit Elektronika dan Telekomunikasi LIPI dipresentasikan. Rancang bangun ini meliputi beberapa bagian antara lain antena, perangkat lunak pengolahan sinyal, perangkat keras pemancar, penerima dan pembangkit sinyal serta sebuah sistem antena. Pelaksanaan rancang bangun ini dilakukan dalam kurun waktu sekitar tiga tahun yang dimulai dari tahun 2006. Radar INDRA II ini menggunakan teknologi Frequency Modulated Continuous Wave (FM-CW) yang tidak memerlukan daya pancar besar. Penggunaan antena array meningkatkan emitted radiated power (ERP) dari sistem antena sehingga dapat menjangkau obyek-obyek yang berada pada jarak puluhan kilometer. Kerjasama teknis dengan pihak luar PPET telah dilakukan untuk mewujudkan Radar INDRA II ini. Kerjasama utamanya dilakukan dengan International Research Centre for Telecommunications and Radar (IRCTR) dari Technical University of Delft (TU- Delft). Kata kunci: Radar pengawas pantai INDRA II, rancang bangun, perangkat lunak, perangkat keras, sistem antena, antena array, kerjasama teknis.

1.

1.

PENDAHULUAN

Pengamanan dan pengawasan wilayah NKRI yang terdiri dari kurang lebih 17.504 pulau dengan 2/3 wilayah terdiri dari lautan memerlukan aparat dan peralatan yang berjumlah sangat besar. Pada kenyataannya, kemampuan TNI-AL dan Polri untuk mengawasi wilayah RI sangat terbatas sehingga wilayah perairan Indonesia rawan akan pencurian ikan, pelanggaran wilayah oleh kapal-kapal asing, pembajakan kapal laut dan penyelundupan. Salah satu cara untuk meningkatkan kemampuan aparat pemerintah dalam mengawasi dan mengamankan wilayah adalah dengan menggunakan Radar pengawas pantai untuk mengawasi pergerakan kapal laut sehingga dapat dicegah tindakan-tindakan yang dapat merugikan NKRI dan juga tabrakan kapal apabila hendak merapat ke pelabuhan. Pemasangan Radar pengawas pantai dengan daya besar (high power) di kapal atau dipinggir daratan (sekitar pantai) dapat digunakan untuk mengawasi wilayah laut yang luas sampai beberapa puluh mil laut. Disamping untuk pengawasan perairan Indonesia, Radar pengawas pantai dapat juga digunakan untuk pengontrolan dan pengaturan lalulintas kapal dipelabuhan. Kapal-kapal yang masuk dan keluar dapat dijadwalkan dan diatur sehingga tabrakan antar kapal dapat dihindari terutama apabila cuaca buruk terjadi. Pengawasan perairan Indonesia termasuk pulaupulau yang dekat dengan perbatasan Indonesia dan negara tetangga akan sangat terbantu dengan penggunaan Radar pengawas pantai. Hal ini ditunjukkan oleh fakta-fakta berikut [1, 2]:

2. 3.

4.

5.

Sepertiga dari wilayah Indonesia terdiri dari sekitar 17 ribu pulau dan dua pertiga terdiri dari lautan. Jarak dari kota Sabang di NAD sampai kota Jayapura diPapua sekitar 5.556 Km. Jumlah kapal milik angkatan laut Indonesia adalah sekitar 117 buah dan 77 diantaranya berusia 21-60 tahun. Perbandingan antara jumlah kapal terhadap total luas perairan Indonesia adalah sekitar 1:72 ribu mil persegi. Sekitar 350 kapal diperlukan untuk mencakup seluruh perairan Indonesia.

Merupakan suatu tugas berat bagi pemerintah Indonesia untuk dapat membeli Radar dari luar negeri untuk dapat memenuhi kebutuhan didalam negeri baik untuk kepentingan sipil maupun militer karena jumlah Radar yang diperlukan berjumlah besar. Hal ini ditambah oleh kemampuan keuangan negara yang tidak mendukung terutama sejak krisis moneter pada tahun 1998. Harga Radar diluar negeri juga sangat mahal (dalam orde jutaan dollar). Kondisi ini diperburuk oleh sulitnya pembelian Radar dari luar negeri karena Radar sangat strategis untuk pertahanan dan keamanan. Contoh dari Radar pengawas pantai dapat dilihat pada gambar 1. Gambar 3 memperlihatkan jangkauan dari Radar pengawas pantai jika di-instalasi diseluruh wilayah pantai Indonesia. Jangkauan ini ditentukan oleh daya yang ditransmisikan, lebar pita sinyal yang dipancarkan/diterima, penguatan antena, polarisasi antena, dan lebar berkas antena. Semua Radar akan terhubung melalui sebuah jaringan dan dikendalikan oleh stasiun pusat (master station=

1


MS), misalnya di Jakarta. Komunikasi antara Radar dengan MS dilakukan via jalur satelit. Jalur satelit lebih diutamakan karena Indonesia terdiri dari beribu-ribu pulau dan banyak pulau yang memiliki pegunungan sehingga menghambat komunikasi menggunakan jalur radio terrestrial. Semua data akan dikumpulkan dan dianalisa oleh MS untuk keperluan pengambilan keputusan.

yaitu International Research Centre for Telecommunications-transmission and Radar (IRCTR) dari TU Delft, Belanda turut mendorong dilakukannya penelitian ini. Kedua belah pihak menamakan Radar pengawas pantai ini sebagai Indonesian Radar II karena Indonesian Radar I berupa Radar navigasi kapal yang dikerjakan oleh pihak swasta lokal di Indonesia. Desain dan implementasi sistem pemancar (transmitter), penerima (receiver) dan antena Radar dilakukan dengan bekerjasama dengan IRCTR, sedangkan perangkat lunak pengolahan citra Radar hanya berupa desain saja dan implementasinya oleh PPET. Blok diagram Radar FM-CW secara umum dapat direpresentasikan pada gambar 2 [3, 6]. Seperti terlihat pada gambar 2, sistem Radar terbagi atas dua bagian utama yaitu pemancar (transmitter) dan penerima (receiver). Hasil deteksi Radar akan ditampilkan oleh Display unit yang mengolah sinyal yang diterima dari bagian Receiver menjadi suatu gambar yang dapat diinterpretasikan dengan mudah oleh pengguna. Ada antenna control yang berfungsi untuk mengatur agar gerakan antenna sesuai dengan tampilan dilayar dari Display unit. Synchronizer berfungsi untuk menyesuaikan sinyal-sinyal yang dikirimkan oleh transmitter dengan tampilan yang diinginkan di Display unit.

Gambar 1. Contoh Radar Pengawas Pantai.

Pada awalnya, jenis Radar yang banyak digunakan oleh pelabuhan Udara, laut dan instalasi militer adalah jenis Radar pulsa [3, 6]. Radar jenis ini dapat menjangkau jarak yang sangat jauh (puluhan sampai ratusan kilometer) akan tetapi Radar ini memerlukan konsumsi daya yang sangat besar serta komponen-komponen yang berharga mahal. Seiring dengan perkembangan teknologi dibidang piranti keras (hardware) untuk frekuensi Radio dan gelombang mikro (microwave) serta kemajuan dibidang perangkat komputer, Radar yang menggunakan teknologi frequency modulatedcontinuous wave (FM-CW) semakin mudah untuk direalisasikan [3, 4, 5]. Radar jenis FM-CW ini hanya memerlukan daya rendah sehingga dapat menghindari kesulitan realisasi untuk piranti kerasnya, tidak seperti pada Radar pulsa yang memerlukan daya tinggi dan memerlukan penguat daya berupa magnetron, dengan demikian peralatan FM-CW Radar dapat dibuat lebih terintegrasi menggunakan komponen-komponen elektronika yang berukuran kecil (solid state dan IC) dan harga implementasinya akan jauh lebih murah dari pada Radar pulsa. Oleh karena itu, pada penelitian di PPET-LIPI dipilih sistem Radar FM-CW, karena teknologinya sudah dikuasai dan tidak memerlukan dana penelitian yang terlalu besar. Adanya keinginan dari pihak luar negeri untuk bekerja sama dalam penelitian/pembuatan Radar

Synchronizer

Transmitter Antenna

Power Supply

Video Display Unit

Receiver Antenna Control

Gambar 2. Blok diagram sistem Radar.

Mengingat jumlah Radar pengawas pantai yang diperlukan untuk mengawasi wilayah perairan Indonesia terutama wilayah perairan yang strategis dan berbatasan dengan negara tetangga, seperti diselat Malaka, akan berjumlah besar dan jaringan Radar yang dibentuk memerlukan pengendalian secara terpusat, maka akan diperlukan jumlah tenaga operator dan Radar yang juga berjumlah besar dalam rangka melakukan operasi dan pemeliharaan RadarRadar yang dipasang. Apabila Radar ini juga diaplikasikan untuk pertahanan dan keamanan wilayah perairan Indonesia, maka aparat dari pihak TNI juga harus ikut dilatih supaya terampil mengoperasikan Radar ini.

2


Satelit

Gambar 3. Jangkauan jaringan Radar pengawas pantai.

2.

z Antenna dengan flares untuk mengurangi vertical beamwidth. z Modular system; antena terdiri dari modul-modul dan bisa diperbesar dengan meningkatkan jumlah modul. Dengan memperbesar dimensi antenna maka penguatan (gain) dan lebar berkas (beamwidth) bisa ditingkatkan. z Konfigurasi dua antenna untuk transmit and receive. z Horizontal beamwidth: 1.2°. z Vertical beamwidth: 10°. z Polarization: horizontal. z Rotational speed: 20 / 60 rpm. z Pertimbangan disain antena: o Antena Microstrip tidak memerlukan biaya besar (murah). o Antena Microstrip tidak berat (ringan) sehingga mengurangi biaya pembuatan menara antenna. o Implementasi antenna modular microstrip patch arrays di Radar FM-CW belum ditemukan di literature (daftar pustaka) sehingga memberikan kemungkinan untuk unsur keterbaruan (novelty).

SPESIFIKASI UMUM PERANCANGAN

Pemancar (Transmitter): z Frekuensi: X band (sekitar 9 GHz). z Pilihan jangkauan: 64 km, 32 km, 16 km, 8 km, 4 km, 2 km. Jangkauan maksimum diset pada 64 km, lebih jauh dari 27 km (jarak dari Radar ke horizon) agar memungkinkan untuk mendeteksi kapal yang tinggi yang berlokasi beberapa kilometer lebih jauh dari horizon. z Output power: 2 Watt. Penerima (Receiver): z IF bandwidth: 512 kHz. z Jumlah range cells: 512. z Range cells: 125 meter, 62 meter, 31 meter, 16 meter, 8 meter, 4 meter. z Pengolahan sinyal berbasis PC. z Standard PC display. z Maximal beat frequency 167kHz. z Beat signal disampling oleh 16bit ADC Frequency Generation

•

Pembangkit frekuensi utama dari DRO (dielectric resonant oscillator). z FM – Modulation. z Linear saw-tooth yang dihasilkan oleh DDS (direct digital synthesizer). z Frekuensi pengulangan Sweep (Sweep Repetition Frequency): 1000Hz. z Fixed sweep time of 3mS. z Frekuensi Sweep: 2MHz, 4MHz, 8MHz, 16MHz, 32MHz, 64MHz. z Frequency sweep 1 MHz @40NM, 2 MHZ @20NM, 10 MHZ @4NM. Antenna: z Microstrip patch arrays antenna dengan rectangular patch elements.

3.

TAHAPAN PELAKSANAAN

Pelaksanaan rancang bangun Radar INDRA II ini telah dilaksanakan sejak tahun 2006 dan penyelesaiannya diharapkan pada pertengahan tahun 2008 ini. Adapun tahapan pelaksanaan adalah sebagai berikut: 1. Perancangan antena dan perangkat keras (pemancar dan penerima) pada tahun 2006. 2. Implementasi antena array pada tahun 2006.

3


3. 4. 5.

6.

7. 8. 9.

Implementasi perangkat keras pada tahun 2007. Implementasi perangkat lunak pada tahun 2007 dan dilanjutkan pada tahun 2008. Pembuatan sistem antena pada tahun 2007 yang menjadi dudukan dari antena array dan perangkat keras. Pengetesan perangkat keras dan sistem antena dilakukan pada tahun 2007 sampe tahun 2008. Integrasi perangkat keras dan perangkat lunak pada tahun 2008. Instalasi Radar INDRA II pada lokasi ditepi pantai dalam tahun 2008. Pengetesan dan kalibrasi dari Radar INDRA II yang telah di-install pada tahun 2008.

4.

Gambar 5. Pembangkit frekuensi dengan DDS.

HASIL YANG TELAH DICAPAI

Berdasarkan tahapan pelaksanaan yang diuraikan pada sub-bab sebelumnya, maka berikut ini hasil-hasil yang telah dicapai: 1. Perangkat keras pemancar (TX) sudah selesai. 2. Perangkat keras penerima (RX) hampir selesai (90%) karena masih ada sedikit komponen yang ditunggu kedatangannya. 3. Perangkat lunak: 70%. Graphical user interface (GUI) dari tampilan Radar masih dalam perbaikan. 4. Sistem antena dan motor penggerak: 70%. Pengetesan sistem antena di anechoic chamber belum dilakukan dan motor penggerak belum dipasang. 5. Sisa pekerjaan yang belum selesai diharapkan dapat diselesaikan paling lambat pada bulan Agustus 2008 mendatang.

5.

Gambar 6. Synthesizer (DDS) dan catu dayanya.

Gambar 7. Hasil Pengetesan DDS.

PERAKITAN DAN PENGETESAN

Berikut ini beberapa hasil perakitan dan pengetesan yang telah dilakukan:

Gambar 8. Sistem Antena (tampak depan).

Gambar 9. Sistem Antena (tampak belakang). Gambar 4. Pembangkit Frekuensi, Pemancar dan Penerima tanpa Synthesizer (DDS).

4


Gambar 10. Pengetesan low noise amplifier yang digunakan pada penerima (RX).

Gambar 14. Hasil pengetsan satu modul antena.

Gambar 11. Pengetesan penguat daya untuk bagian pemancar.

Gambar 15. Contoh tampilan Radar.

6.

KESIMPULAN

Telah dipresentasikan kegiatan rancang bangun Radar pengawas pantai INDRA II di PPET-LIPI. Rancang bangun ini meliputi pembuatan desain antena, perangkat keras dan perangkat lunak, implementasi dan pengetesan. Pelaksanaan rancang bangun ini dilakukan dalam kurun waktu tiga tahun dari tahun 2006 sampai dengan tahun 2008. Dukungan teknis pelaksanaan rancang bangun ini diperoleh dari lembaga penelitian diluar negeri yaitu IRCTR TU-Delft. Masih ada beberapa tahapan pelaksanaan yang akan diselesaikan pada pertengahan tahun 2008.

Gambar 12. Pengetesan power divider/combiner yang menghubungkan antena array dengan pemancar dan penerima.

UCAPAN TERIMAKASIH Peneliti yang terlibat dalam rancang bangun ini mengucapkan terima kasih kepada koordinator program kompetitif dan DIPA tematik atas bantuan pendanaan untuk pelaksanaan penelitian ini. Kami juga mengucapkan terimakasih atas dukungan teknis dari staf di IRCTR TU-Delft.

Gambar 13. Satu modul antena untuk INDRA II.

5


DAFTAR PUSTAKA [1]. Harian Kompas, ‘Indonesia Butuh Ratusan Kapal Patroli Laut’, 11 September 2003. [2]. Harian Kompas, ‘Menjaga Laut Sungguh Tidak Mudah’, 04 November 2004. [3]. Leo P. Ligthart, ’Short Course on Radar Technologies’, International Research Centre for Telecommunications and Radar, TU Delft, September 2005. [4]. Mark Richards, ’Radar Signal Processing’, McGraw-Hill, 2005. [5]. Bassem R. Mahafza, ‘Radar Systems Analysis and Design Using MATLAB’, Chapman & Hall, 2005. [6]. M.I. Skolnik, ’Radar Handbook’, McGrawHill, 1990.

6


Status Pemetaan dengan Radar di Bakosurtanal Fahmi Amhar, Ade Komara Mulyana, Aris Poniman Balai Penelitian Geomatika Badan Koordinasi Survei dan Pemetaan Nasional Jl. Raya Jakarta-Bogor Km. 46 Cibinong Telp. 021-87906041 Fax. 021-87906041 email: famhar @yahoo.com ABSTRACT Mapping technology using Radar in Indonesia believed by many people is the solution to overcome the cloudcover which is the major drawback of aerial photographs or high-resolution satellite image with passive sensors. But in the reality, from the beginning there is not many comprehensive assessment of application of this technology in Indonesia, from the data acquisition until topographic line map production. This paper will give a short overview from research and experience in Bakosurtanal with data from Radarsat, Airborne-Ifsar, SRTM, ALOS and TerrasarX in the last decade. Problems which are found during data cleaning, difficulties in topographic object recognition until accuracy measurement will be described. Some geometric comparison with topographic map from photogrammetry and geodetic-GPS will accomplish this paper. ABSTRAK Teknologi Pemetaan dengan Radar di Indonesia diyakini banyak orang sebagai solusi mengatasi tutupan awan yang sering menghalangi penggunaan foto udara maupun citra satelit sensor pasif beresolusi tinggi. Namun sesungguhnya, sejak awal belum banyak kajian yang komprehensif atas penggunaan teknologi ini untuk pemetaan di Indonesia, mulai dari pengambilan data hingga pembuatan peta rupabumi. Dalam tulisan ini akan dikupas beberapa penelitian dan pengalaman di Bakosurtanal dengan data Radarsat, Airborne-Ifsar, SRTM, ALOS dan TerrasarX dalam dasawarsa terakhir. Masalah-masalah yang ditemukan dalam pembersihan data dari “noise”, kesulitan-kesulitan dalam mengenali objek topografi hingga pengukuran akurasi akan disampaikan. Beberapa perbandingan geometri dengan data peta rupabumi hasil fotogrametri serta data GPS-geodetis akan menyertai kajian ini.

1.

Tercatat ada tiga teknologi yang menantang hingga saat ini, yaitu: (1) radar berwahana satelit dengan jangka operasi lama, misalnya Radarsat, ERS, JERS – dua yang terakhir ini kemudian disusul satelit generasi baru TerrasarX dan ALOS-Palsar; (2) radar berwahana pesawat ruang angkasa dengan jangka operasi pendek, di sini adalah Shuttle Radar Topography Mission (SRTM); (3) radar berwahana pesawat, misalnya IFSAR dari Intermap. Dalam beberapa segi, Bakosurtanal terlibat dengan uji coba, bahkan proyek yang cukup besar dengan teknologi ini – dan bila hasilnya bisa diperdebatkan, minimal ada hikmah yang bisa dipetik.

PENDAHULUAN

Salah satu kendala pemetaan di Indonesia adalah awan yang menutupi sebagian besar area yang akan dipetakan. Baik foto udara maupun citra satelit (sensor pasif) mengalami kendala ini. Pemetaan di HPH di sebagian besar wilayah Kalimantan terpaksa menggunakan skala 1:20.000 atau lebih besar karena pesawat harus terbang di bawah awan. Karenanya, ketika dari foto-foto itu akan dibuat peta rupabumi 1:50.000, dengan overlap 60% dan sidelap 30% diperlukan sekitar 144 model per lembar peta. Lebih tragis lagi di Papua. Rendahnya awan memaksa pesawat terbang lebih rendah lagi, sehingga ketika foto udara yang dihasilkan berskala 1:5000, dengan overlap 60% dan sidelap 20% diperlukan sekitar 1891 model per lembar peta! Besarnya jumlah foto ini akan sebanding dengan besarnya biaya yang diperlukan untuk pekerjaan fotogrametri, baik triangulasi udara (AT) maupun kompilasi stereo (plotting). Karena itu, teknologi pencitraan dengan radar yang tembus awan, selalu menarik, karena teknologi ini menjanjikan pengumpulan data baku dengan cepat, bisa dikerjakan tanpa tergantung cuaca, bahkan bisa dikerjakan siang dan malam.

2.

RADARSAT

Sementara di Indonesia data ERS atau JERS lebih sering hanya dipakai dalam riset, data Radarsat lebih bersifat komersial dan populer dipakai. Pada 2003, untuk pemetaan rupabumi di Kalimantan Barat, pada mulanya akan dipakai data SPOT-stereo. Namun karena kesulitan mendapatkan data SPOT secara stereo yang keduanya bebas awan dengan incident angle yang cukup dalam kurun waktu yang ditentukan, sebagian area terpaksa ditutup dengan data Radarsat.

7


bernama InfoTerra yang kemudian menjadi operator satelit TerrasarX. Para ahli Aerosensing ada yang kemudian mendirikan perusahaan di Brazilia dengan nama Orbisar. Sejauh ini penawar teknologi airborne Ifsar / Insar lainnya tinggal GeoSAR (EarthData) di Amerika Serikat. Menariknya, baik Orbisar maupun GeoSAR ini menggunakan dua jenis gelombang (yaitu X dan P), sehingga mampu mendapatkan data elevasi pada canopy pohon dan sekaligus tanahnya, sehingga teoretis dapat menghitung volume biomassa hutan. Berbeda dengan airborne radar yang menggunakan radargrametri, dengan bahan baku amplitudo dari radar, airborne ifsar menggunakan algoritma interferometri, dengan bahan baku fase dari radar. Artinya proyek-proyek radar di Kalimantan tahun 1980-an / awal 1990-an, belum menggunakan ifsar. Bakosurtanal memiliki dua kali pengalaman dengan ifsar. Tahun 1996/1997, dalam proyek pemetaan tata ruang, digunakan teknologi ifsar untuk menghasilkan DEM dan ORI. Hasilnya sekitar 70% DEM menunjukkan deviasi 18-24 meter dibandingkan dengan benchmark dari fotogrametri [1]. Menurut pakar ifsar dari Aerosensing Dr. Joe Moreira (komunikasi pribadi, 2000), persoalan ini disebabkan terutama oleh kondisi teknologi saat itu, di mana sensor GPS, Inertial Measurement Unit (IMU) dan transmitter radar belum 100% sinkron. Namun menurutnya, saat ini hal itu sudah terpecahkan. Pada 2003, Intermap bekerjasama dengan PTExsa International memulai proyek NextmapIndonesia. Ini adalah inisiatif pemetaan pertama yang berasal dari pendanaan murni swasta. Bakosurtanal mendapatkan semua data ORI yang bisa digunakan untuk keperluan internal (misalnya update peta), tanpa hak untuk menjual kembali. Sedang data DEM hanya mendapatkan 3000 sqKm gratis, selebihnya harus membeli. Intermap menawarkan pola harga yang sangat berbeda untuk data yang telah tersedia dengan data yang masih harus dipotret. Karena pasar data radar di Indonesia belum benar-benar terbentuk, range harga ini adalah subject to negotiate. Pasar baru akan terbentuk nantinya bila penawaran tidak hanya berasal dari satu sumber, dan pembeli juga lebih bervariasi. Bakosurtanal telah membeli data DEM dari sebagian Kalimantan, NAD, Nias dan Papua untuk menutup daerah yang tidak ada fotonya atau tertutup awan. Dalam segi pengambilan data, Ifsar memang lumayan cepat karena bebas dari menunggu awan hilang. Namun hasil yang didapatkan masih setara dengan foto udara setengah matang. Memang ada DEM, namun DEM ini adalah DEM pada kanopi pepohonan, bukan di permukaan tanah. Karena itu DEM disebut DSM (Digital Surface Model), dan bukan DTM (Digital Terrain Model). Meski Intermap konon telah mengembangkan software

Data ini kemudian diolah secara radargrametri dengan software PCI, dan hasilnya memberikan sejumlah “kejutan”, karena cukup banyaknya spikes atau shadow. Pada “lubang-lubang” ini data DEM menjadi tidak wajar (elevasi ratusan ribu meter, atau negatif).

Gambar 1. DEM yang tidak wajar; karena adanya “blankspot” & “spike”

Sedang pada data yang kelihatan “wajar”, ternyata memiliki diskrepansi yang cukup besar (hingga 200-300 meter) dengan data pembanding dari SPOT-stereo, peta rupabumi ataupun tinggi menurut GPS yang telah direduksi dengan undulasi global (EGM96).

Gambar 2. DEM yang wajar; namun akurasinya masih belum diketahui sebelum test lapangan

Sangat sulit mengoreksi data semacam ini. Saran dari pakar di Radarsat sendiri hanya mengatakan metode yang lazim dipakai adalah “buldozing”, yaitu meratakan begitu saja spikes atau shadow. Meski demikian, untuk planimetris, amplitudo image dari Radarsat tetap amat bermanfaat untuk mendapatkan data daerah yang selalu tertutup awan.

3.

AIRBORNE IFSAR

Sebenarnya istilah IFSAR adalah trademark dari Intermap (perusahaan Canada). Perusahaan Jerman Aerosensing lebih suka menggunakan istilah Insar, walaupun yang ditunjuk adalah teknologi yang kurang lebih sama. Saham Aerosensing kemudian dibeli oleh Intermap. Di Jerman provider Insar tinggal Daimler, yang kini bergabung dalam holding perusahaan-perusahaan dirgantara Eropa, yaitu EADS, dengan anak perusahaan mapping

8


hanya radar-shadow. Untuk mengatasi hal ini, bisa dilakukan fusi dengan citra sensor pasif (misal dengan data SPOT 5 XS atau Ikonos-XS). Bisa pula dilakukan perbandingan dengan data SRTM. Dari proses bisnis, ada tiga pekerjaan dalam pemetaan dengan IFSAR, yaitu: (1) pencitraan, (2) pembentukan DEM/ORI, dan (3) interpretasi menjadi TLM. Pada saat ini, biaya IFSAR masih didominasi oleh proses (1) yang teknologinya sepenuhnya di tangan Intermap. Proses (2) sebagian besar juga masih dilakukan di Jerman atau Canada. Hanya untuk kasus yang sangat spesifik (karena alasan keamanan) Intermap bersedia menaruh komputer pengolah data di Indonesia. Bila dikatakan bahwa radar dapat memetakan dengan cepat, maka itu baru proses (1) dan (2) yang dalam struktur biaya memakan 70% – 80% dari total biaya. Sebaliknya bila dikatakan bahwa Indonesia sudah menguasai teknologi ini, maka yang dimaksud adalah proses (3) yang sebenarnya sangat menghabiskan waktu (time consuming) namun paling rendah dari sisi biaya, karena padat karya. Untuk itulah Intermap yang telah beroperasi di seluruh dunia berinvestasi di Indonesia, sehingga interpretasi data dari mancanegara itu dapat dikerjakan di Indonesia. Bagaimanapun, ini tentu akan memberikan semacam impuls bagi kebangkitan industri pemetaan di Indonesia.

untuk menjadikan DSM menjadi DTM, saat ini masih diperlukan cukup banyak pekerjaan interaktif di depan komputer dengan software fotorametri softcopy. Untuk membuat peta rupabumi atau Topographic Line Map (TLM), ORI maupun DSM harus dimiliki. Pertama-tama, dibuatlah stereo-mate dari ORI. Lalu ORI dengan stereo-matenya diolah secara stereo dalam sistem fotogrametri softcopy. DSM diresample pada gridspace 50 meter. Kemudian secara stereo dilakukan pengumpulan layer hidrologi, transportasi dan breaklines, yang lalu dimerge dalam “breaklines database”. Berikutnya adalah menghilangkan bentuk-bentuk terisolir (spikes) dari DSM, meski ada software “TerraScan” yang diklaim mampu melakukannya otomatis. Sayangnya software ini masih dipakai di Intermap sendiri saja. Kemudian DSM yang telah dihilangkan spikesnya diedit bersama breaklines database, dengan menyesuaikan seluruh garis kontur ke breaklines, serta membuat “stepping” pada sungai, sehingga semua sungai mengalir ke bawah. Dari kontur yang sudah teredit ini, dibuat DTM. Software-software fotogrametri softcopy seperti PCI-Geomatics 10.1.2, BAE-Soccetset 5.4.1. KLTAtlas 12.16.6.7, atau Summit Evolution 4.2/4.3 telah memiliki modul-modul editing yang dibutuhkan untuk itu (kecuali TerraScan). Namun semua software ini tak akan banyak gunanya bila hardware yang tersedia tidak memiliki setidaknya RAM yang besar, HD beberapa ratus GB (atau bahkan TerraByte), grafik akselerator dengan kapasitas besar, layar monitor yang juga besar (prioritas dual monitor), dan mouse berpresisi tinggi. Harga asesoris ini bisa jauh lebih mahal dari harga PC biasa.

4.

SRTM

SRTM adalah proyek pemetaan global dengan space shuttle Atlantis pada tahun 2000. Hasilnya telah dikeluarkan oleh NASA dan USGS di awal 2004. Untuk seluruh dunia, data disediakan secara cuma-cuma dengan resolusi 3” atau sekitar 90 meter. Sedang untuk wilayah USA, data tersedia dalam resolusi 1” (30 meter). Pada 2008 Indonesia (Bakosurtanal dan LAPAN) mendapatkan dari DLR data Sumatera dan Jawa dengan resolusi 1”. Akurasi horizontal absolut (90% circular error) adalah 20 meter, dan vertikal 16 meter, meskipun perlu pembuktian untuk memanfaatkan akurasi ini bila ukuran rasternya adalah 90 x 90 atau 30 x 30 meter. Namun data ini jelas lebih baik dibanding data ETOPO yang resolusinya 0,5” (hampir 1 km) – atau setara data citra gratis satelit NOAA. Dengan ketersediaan data SRTM ini, maka data relief (DEM, garis kontur) untuk peta rupabumi seluruh Indonesia pada skala 1:250.000 telah tersedia, sedang untuk Sumatera dan Jawa skala 1:50.000. Bakosurtanal telah mendapatkan data SRTM seluruh wilayah Indonesia, yang dikemas dalam satuan Tile (1° x 1°) dalam format hgt. Format ini bisa diolah dengan software Global Mapper, dan direformat ke format-format lain. Dengan software Global Mapper pula bisa dilakukan transformasi ellipsoid referensi maupun sistem proyeksinya secara

Gambar 3. Softcopy Photogrammetry Workstation untuk membuat TLM dari data ifsar.

Dari sisi planimetris, perlu disadari bahwa interpretasi citra radar (ORI) sangat berbeda dengan foto udara ataupun citra satelit sensor pasif. Interpretasi tidak bisa hanya dari tone di dalam ORI, namun juga dengan konteks, daerah, serta sejumlah informasi lain. Tanpa melibatkan DSM, bisa terjadi sebuah areal disangka sungai atau danau, padahal ternyata itu

9


mudah, mengambil subset dari DEM sesuai koordinat tertentu (misalnya disesuaikan dengan potongan peta rupabumi Indonesia) ataupun membuat garis kontur darinya. Global Mapper juga memiliki fasilitas script, sehingga sebagian besar pekerjaan bisa dilakukan secara otomatis sehingga hasilnya akan memiliki standar yang sama. Untuk uji ketelitian vertikal data SRTM, bisa dilakukan benchmark dengan data fotogrametris, ataupun data GPS. Benchmarking dengan data fotogrametris hanya bisa dilakukan di sedikit lokasi, di mana sudah tersedia DEM hasil fotogrametri dengan akurasi yang cukup baik (foto skala 1:50.000 atau lebih besar). Ini berarti kemungkinan benchmarking SRTM dengan fotogrametri hanya bisa dilakukan di wilayah Jawa – Bali – Nusatenggara (ex Digital Mapping). Perbandingan data SRTM dengan hasil fotogrametri tidak cukup dilakukan dengan menumpangsusunkan kontur dari kedua sumber data itu. Kontur bisa saja mirip, namun elevasi berbeda. Karena itu cara yang paling akurat adalah dengan raster-subtraction. Namun untuk itu kedua data harus dibawa ke dalam resolusi spasial dan sistem referensi yang sama. Sedang benchmarking dengan GPS, dari percobaan dengan beberapa data GPS di Kalimantan Timur, setelah data tinggi direduksi dengan geoid dari EGM96, didapatkan bahwa perbedaan GPS dengan SRTM berkisar dari 50 cm sampai dengan 20 m. Diduga perbedaan 50 cm terjadi pada areal yang cukup terbuka dan datar, sedang 20 m pada areal dengan banyak pepohonan, di mana tinggi menurut SRTM adalah tinggi rata-rata (mean, modus atau median) kanopi pada jarak raster 90 m. Pada eksperimen di daerah Kaltim, selisih DEM dari ifsar-rbi, srtm-rbi dan ifsar-srtm menghasilkan hasil seperti dalam gambar-4 berikut ini.

bahwa 94% titk sesuai hingga kurang dari 50 meter. Ini berarti, SRTM sudah dapat digunakan untuk spesifikasi peta RBI skala 1:250.000 di mana interval kontur adalah 100 atau 125 meter dan kesalahan ditolerir hingga 50 meter. Yang paling menarik adalah perbandingan IFSAR-SRTM. Ternyata 62% cocok hingga 10 meter, dan pada toleransi 25 meter cocok 95% dan pada 35 meter cocok 100% [3]. Pada data SRTM 1” akurasi ketinggian sama dengan SRTM 3”, hanya SRTM 1” memiliki resolusi yang lebih baik sehingga detil topografi lebih mudah dikenali. Salah satu persoalan yang pernah dihadapi dengan data SRTM adalah noise pada muka air laut. Riak-riak di permukaan air akan berakibat muka laut memiliki berbagai elevasi tak sama dengan nol (rentang –5 sampai +5 meter). Pada daerah dengan pantai rawa-rawa, menjadi agak sulit untuk menemukan garis pantai dari data DEM SRTM. Perlu ditemukan metode khusus untuk mendeteksi variasi data dari riak-riak air laut ini dan memfilternya.

5.

ALOS (Advance Land Observing Satellite) adalah satelit baru yang telah diluncurkan Jepang awal tahun 2006. Satelit ini memiliki 3 jenis sensor yaitu: PRISM (Panchromatic Remote-sensing Instrument for Stereo Mapping), AVNIR (Advanced Visible and Near Infrared Radiometer) dan PALSAR (Phased Array L-Band Synthetic Aperture Radar). Kombinasi sensor dalam satu wahana ini sangat menarik untuk pemetaan yang bisa dilakukan secara teratur, karena wahana ini diharapkan akan beroperasi tanpa terputus selama beberapa tahun. Pemutakhiran peta akan dapat dilakukan tanpa terlalu tergantung pada ketersediaan pesawat, seperti pada wahana airborne. Lebih-lebih bila kemudian harga satuannya memang bisa bersaing. Untuk menguji performance dan akurasi ALOS baik dalam pemetaan RBI maupun tematik, saat ini di Bakosurtanal dilakukan eksperimen sebagai berikut: Peta rupabumi akan dibuat dengan menggunakan PRISM + AVNIR (untuk Bogor & Jakarta 1:25.000). Bogor dan Jakarta mewakili daerah urban dan suburban yang juga mencakup wilayah pantai dan pegunungan. Wilayah ini juga telah memiliki peta hasil fotogrametri konvensional sebagai benchmark, terutama unsur relief dan planimetris yang utama. Peta rupabumi 1:50.000 atas daerah yang sama juga akan dibuat dengan PALSAR (Fine Beam Single dan Full Polarimetri) serta atas wilayah Berau, Kalimantan Timur dengan penutup lahan utama berupa hutan perawan dan rawa-rawa di dataran rendah.

Prosentase titik dalam range selisih ketinggian

Prosentase titik yang masuk

120% 100% 80%

ifsar - rbi

60%

srtm - rbi

40%

ifsar - srtm

ALOS

20% 0% 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 Selisih ketinggian antar DEM

Gambar 4. Prosentase titik dalam range selisih ketinggian antara ifsar – srtrm dan rbi.

Perbandingan ini menunjukkan bahwa antara IFSAR-RBI hanya 35% titik memiliki selisih ketinggian kurang dari 10 meter. Di sejumlah tempat perbedaan mencapai maksimum 95,7 meter sedang minimumnya cuma 0,49 meter. Perbandingan ini juga menunjukkan bahwa antara SRTM-RBI hanya 32% titik memiliki selisih ketinggian kurang dari 10 meter. Namun menarik

10


(resolusi 3 m) da Scansar modus (resolusi bervariasi, lebih besar dari 10 m). Makin halus resolusinya, makin kecil area cakupannya.

PRISM atau PALSAR digunakan untuk menghasilkan DSM dan DTM, yang kemudian akan dipakai untuk membuat garis kontur. Unsur lain peta rupabumi (layer sungai, garis pantai, jalan, pemukiman dan vegetasi) akan divektorisasi dari ortho-PRISM yang telah difusi dengan orthoAVNIR menjadi file pan-sharpened (resolusi 2,5 m dan warna). Pada kasus PALSAR, data ini divektorisasi dari data Polarimetri yang difusi dengan data Fine-Beam-Single. Kombinasi dari garis kontur dan planimetris akan menghasilkan peta manuskrip. Pada peta lengkap, informasi tambahan untuk batas-batas administrasi, identifikasi gedung, kelas jalan dan nama-nama geografis harus dikumpulkan dengan survei lapangan atau lembaga resmi.

Gambar 6. Radar-corner-reflector yang dipasang di area kantor Bakosurtanal - Cibinong.

Gambar 5. Contoh data ALOS-Palsar di atas kawasan Bakosurtanal - Cibinong.

Hasilnya dibandingkan dengan peta yang ada. Dua puluh lokasi objek yang tersebar merata akan dipilih dan diuji. Hasilnya dapat dikatakan “bagus” jika 90% objek memiliki perbedaan kurang dari 0.2 mm pada skala peta (planimetri) dan 0.3 dari interval kontur (untuk vertikal). Tentu saja effort yang diperlukan akan dibandingkan dengan metode fotogrametri konvensional [2].

6.

Gambar 7. Cakupan data TerrasarX pada pencitraan 8 dan 12 Februari 2008

Berbeda dengan ALOS, TerrasarX hanya merekam jika ada pesanan. Untuk menguji performance data dari TerrasarX, dilakukan pemesanan data kawasan Jakarta dari pantai Ancol hingga Gunung Salak di Bogor. Gambar 7 menunjukkan cakupan TerrasarX yang terdiri dari 1 scene spot-light mode (1 m) & 2 scene strip-map (3 m). Citra spot-light diambil pada saat terjadi banjir di Jakarta awal Februari. Citra strip-map diambil pada 8 dan 12 Februari 2008 pada posisi ascending & descending. Pada saat pencitraan tanggal 8 dan 12 Februari 2008 dipasang sejumlah corner-reflektor untuk melakukan uji akurasi (gambar 6).

TERRASAR-X

TerrasarX adalah satelit radar (SAR) Jerman yang diluncurkan tahun 2007 dalam suatu PrivatePublic-Partnership (PPP) Project. Karena itu penggunaan satelit ini setengahnya untuk pengembangan ilmu pengetahuan (di mana data dapat diperoleh gratis) dan setengahnya lagi komersial. Satelit ini memiliki tiga jenis pencitraan yaitu Spotlight modus (resolusi 1 m), stripmap modus

11


1:10.000. Gambar bawah adalah citra Spotlight (res 1m) yang ditampilkan pada skala 1:10.000. Gambar 9 adalah komplek Bakosurtanal pada citra TerrasarX. Meski pada citra SAR batas-batas gedung tidak setajam pada citra optis, namun pagar justru dikenali dengan baik dari pantulan sinyal oleh logam. Hal penting yang dapat dicatat juga di sini adalah: (1) agar tidak melakukan “over-zoom”, misalnya stripmap tidak divisualisasi hingga skala lebih besar dari 1:25.000. (2) Sebaiknya menggunakan metode interpretasi yang lebih kompleks dari pada citra optis (Poniman et al, 2008).

Sayangnya pada pencitraan ini, dua scene stripmap tidak bertampalan di area di mana 6 corner reflector berada, sehingga tampilannya pada citra ascending dan descending belum dapat dibedakan. Citra TerrasarX didistribusikan sudah dalam format GeoTiff. Hanya saja, untuk proses orto baru dibuat berdasarkan DEM dari SRTM 1”. Pembuatan DEM dari TerrasarX hanya dapat dilakukan dengan data multipass yang akan berselang beberapa hari dan memungkinkan temporal-decorrelation – hal yang pasti akan terjadi pada hampir semua sistem satelit, selain SRTM yang membawa antene 60 m. Badan Ruang Angkasa Jerman DLR berencana akan meluncurkan satelit TerrasarX-Tandem pada 2009 agar dari dua satelit ini didapatkan data DEM teliti. Stripmap 1:25.000

Seminar Nasional Teknologi Radar Antariksa untuk Pemetaan, 27 Februari 2008

Stripmap 1:10.000

Gambar 9. Bakoplex pada TerrasarX (res 3 m)

7.

KESIMPULAN

Dalam beberapa tahun mendatang ini, pemetaan di Indonesia mau tidak mau akan berangsur-angsur mengadopsi teknologi pencitraan radar, walaupun tidak akan sama sekali meninggalkan fotogrametri. Banyak hal yang masih harus dikerjakan dan dipelajari, dan ini juga merupakan lapangan terbuka untuk riset bagi dunia perguruan tinggi.


Spotlight 1:10.000

DAFTAR REFERENSI [1] Fahmi Amhar (1999): Kualitas Geometri DEM dari Radar Interferometri, Prosiding PITMAPIN 1999: 21-25 [2] Fahmi Amhar, 2006. Indonesia Contribution to ALOS in ALOS Project. ISPRS Comission-VI Symposium, Tokyo, 2006. [3] Fahmi Amhar, Harry Ferdiansyah (2007): Membandingkan DEM dari RBI, Ifsar dan SRTM. Jurnal Geomatika Vol. 13 No. 1, Agustus 2007


Gambar 8. Beberapa contoh citra TerrasarX.

Gambar 8 atas adalah citra Stripmap (res 3m) yang ditampilkan pada skala 1:25.000; sedang Gambar tengah adalah citra yang sama pada skala

12


Rancangbangun System Secondary Surveillance RADAR untuk Aplikasi Tracking Peluncuran Roket Jarak Jauh Wahyu Widada dan Sri Kliwati Lembaga Penerbangan dan Antariksa Nasional Jalan Raya LAPAN, Sukamulya, Rumpin, Bogor E-mail: [email protected], [email protected] ABSTRACT Range and position are important parameter in the rocket development. Recently, RADAR and GPS telemetry are use for tracking rocket trajectory, however maintenance and operational cost is very expensive. In this paper develops a low cost secondary surveillance RADAR for measurements distance from rocket to ground station using radio transceiver and transponder. Frequency and power of the radio is designed specially for long-range rocket trajectory. This system will be applied for tracking long-range rocket flight test. The radio power is designed for up to 50 Watt and the frequency is near 500 MHz. An algorithm based on frequency domain is developed in order to calculate accurately the delay time. Keywords: radio ranging, secondary surveillance RADAR, transceiver, transponder, UHF radio, trajectory rocket. ABSTRAK Alat deteksi jarak dan posisi sangat diperlukan dalam pengembangan performa roket. Teknologi RADAR dan GPS telemetri digunakan untuk tracking roket tersebut, akan tetapi memerlukan biaya maintenance dan operasional yang tinggi serta ketergantungan terhadap negara lain. Dalam tulisan ini membahas pengembangan sistem secondary surveillance RADAR untuk pengukur jarak dengan menghitung delay signal dari transceiver dan transponder. Frekuensi dan power radio didesain secara khusus, sehingga dapat disesuaikan akurasi dan jarak pengukurannya. RADAR ini akan diaplikasikan untuk deteksi jarak pada peluncuran roket kendali jarak jauh. Dalam rancangbangun kali ini ditargetkan hingga 50 Watt power dengan frekuensi sekitar 500 MHz. Algoritma untuk delay waktu menggunakan frekuensi-domain sehingga diperoleh hasil yang akurat. Kata kunci: radio ranging, secondary surveillance RADAR, transceiver, transponder, UHF radio, trayektori roket.

1.

radio untuk sistem hardware telah diuji coba di laboratorium dengan frekuensi antara 300-600 MHz yang dapat diubah-ubah. Signal RADAR yang digunakan dengan frekuensi 5 MHz yang cukup akurat untuk mendeteksi jarak lintasan (< 1 meter).

PENDAHULUAN

Pengembangan roket dan satelit dilakukan secara kontinyu untuk meningkatkan kemampuannya. Untuk mengetahui performa dan posisi saat meluncur memerlukan sistem tracking. Teknologi yang dapat digunakan adalah RADAR dan GPS telemetri. Akan tetapi masing-masing teknologi tersebut ada kelemahan-kelemahannya secara ekonomi dan politik untuk pengembangan roket. RADAR tipe transponder (Secondary Surveillance RADAR) SSR adalah teknologi yang telah digunakan pada masa perang dunia ke 2 dalam penentuan identifikasi pesawat musuh dan juga pasukan sekutu [1]. Teknologi SSR ini relatif lebih murah daripada RADAR tipe refleksi dari target, sehingga sangat cocok untuk pengembangan roket. Dalam bidang penerbangan pesawat komersial, juga digunakan untuk sistem kontrol lalulintas (Air Traffic Control). Untuk sistem ini maka perlu kesamaan sistem dengan negara-negara lainnya [2]. Akan tetapi untuk bidang pertahanan, maka tidak perlu kesamaan bahkan perlu kerahasiaan, sehingga pengembangan sistem SSR untuk peluncuran roket ini sangat penting dilakukan. Dalam tulisan ini membahas sistem SSR untuk aplikasi tracking roket. Prototipe mendasar dari

Transponder

D=

∆T × C 2

Range

Antenna

SSR Transceiver Ground Station

Gambar 1. Sistem Secondary Surveillance RADAR.

13


2. SECONDARY SURVEILLANCE RADAR

TTOT = T A + TC + TE

Berbeda dengan RADAR tipe back scattering (reflektor), maka RADAR tipe ini lebih mudah dalam pembuatan hardware dan pemrosesan signalnya [3]. Karena tipe ini memang khusus untuk memantau wahana yang akan dikontrol. Skema sistem RADAR ini adalah seperti gambar 1, terdiri dari ground station dan transponder. Ground station terdiri dari transmitter dan receiver. Kemudian pada muatan roket (transponder) terdiri dari receiver dan transmitter, dengan masing-masing gelombang frekuensi yang berbeda. Transponder pada muatan roket seperti sebuah cermin retroreflector yang memantulkan kembali sinar yang diterima, sehingga signal radio yang diterima langsung dikirim kembali ke stasiun pengamat. Jika kecepatan gelombang radio adalah C = 3×108m/s dan waktu yang dibutuhkan oleh signal radio di atmosphere adalah TA, maka jarak tempuhnya L adalah sebagai berikut.

D=

CT A 2

(2)

Disini TC adalah waktu tempuh di kabel antena, TE adalah waktu tempuh di dalam rangkaian radio [4]. Sehingga, jarak antara stasiun pengamat dan roket pada saat uji terbang adalah sebagai berikut.

D=

C (TTOT − TC − TE ) 2

(3)

Jika sinyal yang dipancarkan adalah s1(t), maka signal yang diterima adalah s2(t) dapat kita tulis dengan persamaan berikut:

s 2 (t ) = αs1 (t + ∆t ) + n(t )

(4)

Disini α adalah atenuasi sinyal di atmosfir, s1(t) adalah sinyal dari transmitter, n(t) adalah sinyal noise, dan ∆t adalah delay sinyal di udara antara objek dan stasiun pengamatan. Skema lebih detailmengenai sistem di atas adalah seperti gambar 2 di bawah.

(1)

Kemudian dalam pengukuran waktu tempuh signal secara total TTOT yang diukur adalah sebagai berikut.

RADAR TRANSCEIVER F1 MHz Transmitter

RADAR Transponder

Carrier F1 MHz

Carrier Rx F1 MHz

Signal 5 MHz

Carrier Tx F2 Mhz Signal 5 MHz

DSP - TDOA Receiver

F2 MHz

Carrier F2 MHz Signal 5 MHz

Ground Station

Muatan Roket

Gambar 2. Sistem Secondary Surveillance RADAR.

untuk komunikasi uplink dan downling signal. Signal secara kontinyu dikirim dan diterima, sehingga pemrosesan sinyal menjadi lebih mudah. Pengembangan hardware ini membutuhkan ketekunan dan kesinambungan dari hal yang mendasar hingga dapat

3. PENGEMBANGAN HARDWARE Sistem hardware yang harus dikembangkan adalah seperti pada gambar 1 diatas. Terdiri dari transmitter dan receiver dengan dua buah frekuensi

14


mencapai sistem yang berteknologi tinggi. Beberapa langkah awal yang telah kami lakukan adalah mengembagkan radio tarsmitter dan receiver dengan frekuensi dan power yang khusus serta dapat mengirim signal RADAR yang mempunyai frekuensi antara 1-10 MHz [5]. Signal dengan frekuensi ini tidak dapat dikirim dengan mengguakan radio amatir, karena keterbatasan bandwidth (hanya signal voice). 3.1 Radio Transmitter dan Receiver Radio trasnmitter secara umum terdiri dari VCO, mixer, signal sub-carrier, bandpass filter, RF amplifier, RF power modules, dan antena. VCO digunakan untuk membuat signal carrier yang dapat dikontrol kestabilan frekuensinya dengan menggunakan PLL (phase locked loop). Gambar 3 adalah contoh VCO yang digunakan dan mempunyai range frkuensi antara 300 MHz hingga 600 MHz. Sehingga, kita dapat memilih frekuensi sesuai dengan kebutuhan, agar tidak terganggu oleh signal radio amatir. Tanpa menggunakan PLL, maka frekuensi VCO akan tidak stabil, secara detail teknik penggunaan PLL untuk kestabilan VCO ini akan kami tulis pada paper tersendiri. Kemudian, untuk menggabungkan signal carrier dengan signal sub carrier, maka kita gunakan mixer.

Gambar 4. Mixer radio untuk Carrier signal dan RADAR signal dengan range frekuensi hingga 1 GHz. TRANSMITTER Signal 1-5 MHz

Amp

BPF

VCO+PLL MHz

MIXER

BPF

Gambar 5. Blok diagram radio transmitter untuk SSR trayektori roket.

Bagan dari transmitter adalah seperti pada gambar 5 diatas. Power amplifier pada transmitter ini akan menggunakan power module hingga 50 Watt. Kemudian bagan receiver adalah seperti gambar 6 dibawah ini.

RECEIVER

LNA

BPF

Gambar 3. Voltage Control Oscilator untuk carrier radio tranmsitter 300 – 600 MHz dengan PLL.

VCO PLL MHz

Tipe mixer yang digunakan adalh TUF-2 dari Mini-Circuits, seperti pada gambar 4. Kemampuan frekuensi signal yang dapat dikombinasikan adalah sampai 1 GHz. Signal sub-carrier untuk RADAR adalah 1 MHz, sehingga output dari antena menjadi (f1 + 1) MHz. Disini f1 adalah frekuensi carrier uplink, kemudian frekuensi untuk downlink menjadi (f2 + 1) MHz.

MIXER

BPF

AGC

BPF

Gambar 6. Blok diagram radio receiver untuk SSR trayektori roket.

3.2 RADAR Signal Generator Untuk dapat mengukur jarak antara roket dengan stasiun pengamat, maka perlu dikirim signal pulsa dengan frekuensi dan delay tertentu. Contoh signal

15


tersebut adalah seperti gambar 7 dibawah.

4. RADAR SIGNAL PROCESSING

Pulse Frequency = f

Pemrosesan sinyal secondary RADAR ini adalah dengan menghitung beda waktu tiba antara signal yang dikirim dengan signal yang diterima atau disebut Time Different Of Arrival TDOA. Algoritma estimasi TDOA berbasis frekuensi telah dikembangkan oleh wahyu dkk adalah sebagai berikut [6,7]. Mula-mula signal referensi dan signal yang diterima dihitung nilai spektrunya. Spektrum frekuensi masing-masing signal adalah sebagai berikut:

Pulse delay = D

Gambar 7. Ilustrasi RADAR signal

Signal diatas dapat dibuat dengan mudah menggunakan microcontroller. Prototipe yang digunakan adalah seperti gambar dibawah.

X 1 (ω ) = ∫ si (t )e − iωt dt

(5)

untuk signal yang kedua menjadi berikut.

X 2 (ω ) = ∫ s2 (t )e − iωt dt

(6)

Frekuensi cross correlation kedua signal fungsi bobot tersebut adalah sebagai berikut: +T / 2

∆T12 = arg max β

∫ W (ω ) X

1

dengan

(ω ) X 2* (ω )e − jωβ dω

(7)

−T / 2

Fungsi bobot W(ω) pada persamaan di atas dihitung dengan persamaan berikut:

Gambar 8. RADAR signal generator dengan menggunakan microcontroller dan bandpass filter 1 MHz.

W (ω ) =

3.3 Radio Transponder Untuk mengirim kembali signal RADAR maka pada muatan roket perlu dipasang transponder. Gambar 9 menunjukkan blok diagram transponder yang akan dikembangkan.

1 X 1 (ω ) X 2 (ω )

(8)

Fungsi bobot ini berhubungan dengan fase signal dan dapat secara efektif menghilangkan pengaruh signal yang dominan. 2

LNA

BPF

BPF

BPF

VCO-PLL

Amp

MIXER

RADAR SIgnal

1

BPF

MIXER

0 -1 -2 -3

AGC

-4 -4

BPF VCO-PLL

-2

0 Samples

2

4 x 10

-3

Gambar 10. Simulasi signal RADAR dengan delay waktu 90 nsec. Gambar 9. Blok diagram transponder untuk muatan roket, terdiri dari receiver dan transmitter radio dengan frekuensi yang berbeda.

16


100

100

True Value = 50 (nsec)

80 Correlation Signal

Correlation Signal

80

Estimation = 50 (nsec) 60

40

20

0 0

True Value = 50 (nsec) Estimation = 51 (nsec)

60

40

20

100

200 300 Time Delay (nsec)

0 0

400

100

200 300 Time Delay (nsec)

400

Gambar 11. Hasil estimasi TDOA yang mempunyai nilai sama dengan nilai sebenarnya.

Gambar 13. Hasil estimasi TDOA mirip hasilnya dengan nilai sebenarnya walaupun dengan derau yang relatif besar dibanding dengan signal utama.

Pemrosesan sinyal berbasis frekuensi ini sangat handal terhadap pengaruh noise [5]. Gambar 10 adalah sinyal tanpa noise, sehingg ahsil perhitungan delay menjadi sangat akurat. Akan tetapi seperti gambar 12, walaupun sinyal sangat besar noisenya, dan sinyal RADAR sudah tidak dapat dilihat lagi, hasil dari algoritma ini tetap dapat mendeteksi delay waktu dengan akurat seperti pada gambar 13 dibawah. Hal ini disebabkan sinya RADAR mempunyai frekeunsi yang sangat khas dibanding dengan random noise yang frekuensi spektrumnya melebar dan lemah. Jika diproses dengan time domain makan hampir pasti tidak dapat dihitung kembali.

Akurasi dari hasil diatas kurang dari 3 nsec, sehingga sangat akurat untuk deteksi trayektori roket.

5. KESIMPULAN DAN SARAN Secondary surveillance RADAR dapat dikembangkan secara mandiri untuk kepentingan nasional. Sistem ini akan dimanfaatkan untuk tracking roket-roket LAPAN tipe jarak jauh. Daya jangkau sistem ini dapat ditingkatkan sampai ratusan kilometer dengan hanya menambah power output signal puluhan Watt. Pemrosesan sinyal RADAR untuk menghitung delay waktu telah dikembangkan berbasis spektrum frekuensi dan diperoleh algoritma yang handal terhadap gangguan noise. Pengembangan hardware masih perlu ditingkatkan secara kontinyu dan terprogram sesuai dengan kebutuhan tracking roket. Jika teknologi ini sudah dapat dikuasai dengan sempurna, maka aplikasi untuk bidang-bidang lain dapat dilakukan dengan mudah, seperti lokal air traffic control, pemantauan pasukan, radio telekomando dan lain-lain. Perhatian dan dukungan dana untuk kemajuan penelitian ini sangat diperlukan.

6

RADAR SIgnal

4

2

0

-2

-4 -4

DAFTAR PUSTAKA -2

0 Samples

2

4 x 10

-3

1. 2.

Gambar 12. Signal RADAR dengan delay waktu 90 nsec dengan noise 4 kali lebih besar dari signal.

3.

4.

17

Peter Honold,“Secondary RADAR”, Siemens 1976. Simon K and Shaun Quegan,”Understanding RADAR Systems”,McGRAW-HILL1992. Wahyu Widada, etal, "Iterative Correction of Multiple-Scattering Effects in Mie-Scattering LIDAR Signals", Proceeding International Laser RADAR Conference ILRC Quebec CANADA, July 8-12, 2002. Wahyu Widada dan Sri Kliwati,”Metoda Kalibrasi TDOA Untuk Sistem Passive RADAR Trayektori


5.

6.

7.

Roket”, Jurnal Teknologi Dirgantara Desember 2007. Wahyu Widada, Sri Kliwati,”Frequency-Domain TDOA Estimation Of Passive RADAR For Rocket Flight Test”, Prosiding Seminar Nasional FISIKA, ITB Bandung 5-6 February 2008. Wahyu Widada dan Sri Kliwati,”Desain Sistem Passive RADAR Radio UHF Untuk Aplikasi Uji Terbang Roket”, Seminar Nasional SITIA ITS Surabaya Mei 2008. Wahyu Widada dan Sri Kliwati,”Pengembangan RADAR Signal Generator untuk Tracking Long-Range Rocket Flight Test”, Prosiding Seminar Nasional Teknologi, UTY 5 April 2008.

18


Pembangunan Radar VHF Lapan di Pameungpeuk M. Sjarifudin1, S. Kaloka1, A. Purwono1, A. Kurniawan1, P. Sitompul1, S. Cahyo1, M. A. Aris1, H. Bangkit1, M. Batubara1, J. R. Roettger2, M. Chandra2, G. Viswanathan3 1) Pusat Pemanfaatan Sains Antariksa, LAPAN Jl. Dr. Djundjunan 133 Bandung 40573 Telp. 022-6012602 Fax. 022-6014998 Email: [email protected] 2) DLR (Deutsche Zentrum für Luft und Raumfahrt) Jerman Email: [email protected] 3) ISRO (Indian Space Research Organisation) India Email: [email protected] ABSTRAK Radar VHF LAPAN yang sedang dibangun di Pameungpeuk, Garut, Jawa Barat termasuk jenis radar atmosfer hamburan koheren yang dioperasikan pada frekuensi 150MHz dengan daya pancar puncak 1kW. Diperkirakan dapat mengamati atmosfer sampai ketinggian 2km. Radar ini merupakan versi mini dari radar TRAINERS 10kW yang akan dibangun dalam rangka kerjasama proyek multi-nasional TRAINERS dengan pendukung utamanya adalah LAPAN Indonesia, DLR Jerman, dan ISRO India. Penggunaan frekuensi 150MHz ini cukup unik karena radar atmosfer di dunia umumnya menggunakan frekuensi antara 30-50MHz. Lokasi radar di Pameungpeuk yang terletak di tepi pantai Lautan Hindia selain meningkatkan pemahaman tentang cuaca dan iklim di Kawasan Barat Indonesia, juga akan mendukung informasi tentang fenomena-fenomena seperti ENSO dan QBO yang menjadi perhatian pakar iklim dunia. Dengan mengatur arah pancar sinyal yang ditransmisikan dan meningkatkan dayanya, radar VHF LAPAN dapat juga dipakai untuk penelitian irregularitas ionosfer pada lapisan E dan F seperti fenomena ES (E Sporadic) dan ESF (Equatorial Spread F), serta penelitian VHF-TEP (Very High Frequency-Trans Equatorial Propagation) di daerah ekuator. Pada tahun 2006, telah dilakukan studi tentang prinsip dasar, teknik dasar, prinsip instrumentasi, antena radar atmosfer, perancangan sistem instrumentasi dan konfigurasi radar VHF LAPAN. Telah dikaji berbagai aspek sistem instrumentasi radar VHF LAPAN mulai dari jenis radar, hamburan koheren, modulasi pulsa, deteksi koheren, sistem antena, pemancar, penerima, pembangkit pulsa, kontroler, konverter A/D, pemroses data, dan lain-lain. Dengan bantuan DLR Jerman dan ISRO India telah dibuat desain perangkat keras radar VHF LAPAN. Pengadaan penerima analog 3-kanal dan pemancar radar 150MHz 1kW dari India telah dilakukan. Sedangkan sistem antena Yagi, power splitter, generator sinyal pulsa 150MHz, pengontrol radar berbasis mikrokontroler ATmega8535 dan perangkat lunak LabVIEW Professional, serta konverter A/D berbasis ME-4660S DAQ Card dibangun sendiri oleh LAPAN. Gedung radar dan lahan antena telah tersedia di SPD Pameungpeuk. Pada bulan Desember tahun 2007 telah dilakukan penginstalasian dan pengujian operasi radar VHF LAPAN di Pameungpeuk. Pada dasarnya radar ini telah beroperasi namun perlu adanya penyempurnaan perangkat keras dan sistem pengolah datanya. Telah diperoleh contoh data dalam bentuk text file serta rekaman photo dan video dari sinyal I dan Q. Mulai tahun 2008 sampai dengan 2010 secara bertahap akan dilakukan peningkatan daya hingga 10 kW, pengoperasian penerima 3-kanal, pengembangan sistem antena, pemrosesan data secara digital menggunakan system DSP (Digital Signal Processor), serta terlaksananya operasi radar secara rutin. Kata Kunci : radar VHF LAPAN, frekuensi 150MHz, daya puncak 1kW, penerima analog 3 kanal, sistem antena Yagi, generator sinyal pulsa 150MHz, pengontrol radar berbasis mikrokontroller ATmega8535 dan LabVIEW Professional, konverter A/D berbasis ME-4660S DAQ

1.

LATAR BELAKANG

Proyek kerjasama multi-nasional TRAINERS (Tropical Atmosphere and Ionosphere New Equatorial Radar System) yang dimulai pada tahun 2003 didukung oleh LAPAN (Lembaga Penerbangan dan Antariksa Nasional) Indonesia, DLR (Deutsche Zentrum für Luft und Raumfahrt) Jerman, and ISRO (Indian Space Research Organisation) India. Pada proyek TRAINERS akan dibangun radar TRAINERS yang merupakan sebuah radar atmosfer dengan

19

frekuensi 150MHz dan daya pancar puncak 10kW di Pameungpeuk, Garut, Jawa Barat. Pada awalnya radar TRAINERS ditargetkan selesai tahun 2008. Radar ini akan digunakan untuk memantau perilaku atmosfer dan ionosfer di kawasan Barat Indonesia. Kegiatan dalam proyek ini cukup menantang karena adanya kegiatan mengkonstruksi sistem radar VHF dari awal dan menciptakan komunitas pengguna ilmiah yang kompeten dari semua pendukung proyek. Juga terdapat misi pendidikan teknologi,


rekayasa, riset ilmiah, dan penanganan logistik yang berguna bagi LAPAN [2]. Penggunaan frekuensi 150MHz ini cukup unik karena radar atmosfer/ionosfer VHF umumnya menggunakan frekuensi antara 30 - 50MHz, misalnya EAR (Equatorial Atmospheric Radar) KototabangBukittinggi 47MHz, radar VHF Nagoya 38.5MHz, dan radar VHF Chung-Li Taiwan 52MHz. Penelitian baru penggunaan frekuensi 150MHz inilah yang menyebabkan DLR, ISRO dan institusi lainnya tertarik untuk berpartisipasi dalam proyek TRAINERS. Dengan radar TRAINERS akan dapat diperoleh informasi tentang PBL (Planetary Boundary Layer), komponen spektral dari hamburan dan angin di atmosfer hingga ketinggian 18km [2]. Lokasi radar di Pameungpeuk yang selain meningkatkan pemahaman tentang cuaca dan iklim di Kawasan Barat Indonesia, juga akan mendukung informasi tentang fenomenafenomena seperti ENSO (El-Nino and Southern Oscillation) dan QBO (Quasi Biennial Oscillation) yang menjadi perhatian pakar iklim dunia [1]. Data radar TRAINERS di Pameungpeuk juga merupakan data pembanding atau komplemen dari data EAR di Kototabang dan sistem pengamat atmosfer lainnya di daerah tropis Indo-Pacific [7]. Dapat disimpulkan bahwa radar TRAINERS akan meningkatkan penelitian atmosfer dan ionosfer di Indonesia secara intensif. Namun dalam pelaksanaan proyek TRAINERS, terjadi berbagai kendala pada mitra LAPAN yang mengakibatkan pelaksanaan proyek tersebut tidak sesuai dengan perencanaan dan menimbulkan kesan ketidak pastian. Di lingkungan LAPAN timbul gagasan dan inisiatif untuk membuat sendiri sebuah prototip radar VHF atau radar TRAINERS versi kecil (mini) yang dapat digunakan untuk pengamatan awal atmosfer dan ionosfer. Radar ini juga akan dioperasikan pada frekuensi 150MHz dengan daya puncak 1kW. Dengan daya 1kW, diperkirakan akan dapat diamati atmosfer sampai ketinggian 2 km [2]. Adanya fasilitas pengaturan arah pancar sinyal radar memungkinkan dilakukannya penelitian VHF-TEP (Very High Frequency – Trans Equatorial Propagation) di ekuator. Peningkatan daya radar hingga 10kW dan konfigurasi antena yang sesuai akan meningkatkan ketinggian atmosfer yang dapat diamati hingga 18km dan memungkinkan pengamatan irregularitas di ionosfer seperti fenomena ES (E-sporadic) dan ESF (Equatorial Spread F) pada ketinggian antara 100500km [2,3].

2.

RADAR VHF LAPAN

Pada tahun 2006 dimulai pembangunan radar VHF LAPAN yang dituangkan dalam bentuk kegiatan penelitian berjudul ”Pembangunan Radar VHF LAPAN di Pameungpeuk” [5]. Disusun tahapan pembangunan radar VHF LAPAN mulai tahun 2006 sampai dengan 2010 (lihat Gambar 2-1). Desain

20

konfigurasi radar dan pemilihan perangkat keras radar VHF LAPAN dilakukan sendiri oleh LAPAN bekerjasama dengan DLR Jerman dan ISRO India. Telah dibuat konfigurasi awal perangkat keras radar VHF yang terdiri dari pemancar berupa 150MHz 1kW T-R Module, penerima analog 150MHz 3kanal, modul antena Yagi untuk pemancar dan penerima, serta sistem pengontrol radar berbasis µC Atmega8535, ME-4660S DAQ Card dan perangkat lunak LabVIEW Professional. Pengujian skala laboratorium dilakukan dengan bantuan DLR & TUC Jerman, ISRO & NARL India. Gedung radar dan lahan untuk antena telah tersedia di SPD Pameungpeuk. Pada tahun 2007 dilakukan pengoperasian pemancar 1kW, penerima 1-kanal, pengontrol radar, pemasangan sistem antena Yagi sebanyak 64 buah, instalasi dan pengujian radar VHF LAPAN di Pameungpeuk. Pada tahun 2008 radar VHF LAPAN direncanakan akan dioperasikan dengan pemancar radar 2 x 1kW, penerima 2-kanal, antena pemancar 64 buah, antena penerima 2 x 64 buah, dan dilakukan pemrosesan awal sinyal radar. Pada tahun 2009 direncanakan radar VHF LAPAN dioperasikan dengan pemancar 4 kW, penerima 3-kanal, antena pemancar 128 buah, dan antena penerima 3 x 64 buah. Pada tahun 2010 direncanakan radar VHF LAPAN dioperasikan dengan pemancar 10 kW, penerima 3-kanal, antena pemancar 256 buah, antena penerima 3 x 64 buah, dan dilengkapi dengan sistem DSP (Digital Signal Processing).

Gambar 2-1: Tahapan pembangunan radar VHF LAPAN

2.1 Karakteristik umum radar VHF LAPAN Radar VHF LAPAN dengan frekuensi 150MHz, pemancar dengan daya pancar puncak 1kW, sistem modul antena Yagi, penerima analog 3-kanal, dan pengontrol radar berbasis mikrokontroler, merupakan versi kecil (mini) radar TRAINERS. Kesamaannya selain pada frekuensi operasi 150MHz juga pada mode pengukurannya yaitu mode SAD (SpacedAntenna-Drift) dan DBS (Doppler Beam Swinging). Juga keduanya dapat dipakai untuk aplikasi riset atmosfer dan riset ionosfer. Radar VHF LAPAN termasuk radar multi-statik karena menggunakan satu pemancar dan tiga penerima serta antena masingmasing yang terpisah [2]. Sensitivitas radar VHF LAPAN yang menunjukkan kualitasnya ditentukan oleh indikator


radar PAP (Power Aperture Product) = Pa.Ae, dimana Pa adalah daya rata-rata pemancar dan Ae adalah luas effektif antena. PAP radar VHF LAPAN dengan daya pancar puncak 1kW, siklus kerja 25%, dan memakai empat buah antena Yagi besarnya adalah 2 x 103 Wm2. Harga PAP ini masih jauh di bawah PAP radar MST Gadanki 5 x 108 Wm2 dan radar Wind Profiler SHAR 4 x 107 Wm2 di India [6]. PAP radar VHF LAPAN akan menjadi 6.4 x 105 Wm2 bila dayanya 10kW dengan antena Yagi sebanyak 128 buah. Penggunaan antena Yagi sebanyak 256 buah akan meningkatkan PAP nya menjadi 6.4 x 106 Wm2 [5]. 2.2 Diagram blok radar VHF LAPAN Diagram blok radar VHF LAPAN ditunjukkan pada Gambar 2-2. Pemancar radar berupa 150MHz 1kW T-R Module buatan Vikas Communication Pvt. Ltd. India, sedangkan penerima 150 MHz 3-kanal buatan United System Engineering Ltd. India. Sistem modul antena Yagi empat elemen dan power divider untuk sistem antena penerima dan pemancar dibuat sendiri oleh LAPAN. Generator sinyal pulsa 150 MHz untuk pemancar dan sistem pengontrol radar juga dibuat sendiri oleh LAPAN dengan berbasis mikrokontroler ATmega8535 dan perangkat lunak LabView Professional versi 8. Digunakan konverter A/D berbasis ME-4660S DAQ Card buatan Meilhaus Jerman.

konfigurasi 2 x 32 buah (untuk pemancar dan penerima) atau 1 x 64 buah yang dapat dipakai bergantian oleh pemancar dan penerima.

Gambar 2-3: Modul 4 antenna Yagi

Gambar 2-4: Sistem antena Yagi pada radar VHF LAPAN

2.4 Pemancar radar VHF LAPAN Diagram blok penguat pemancar radar VHF LAPAN yang berupa 150MHz 1kW T-R Module dan dibeli dari Vikas Communication Pvt. Ltd. India terlihat pada Gambar 2-5, sedangkan spesifikasinya ditunjukkan pada Tabel 2-1. Sinyal input pulsa 150MHz – 5dBm untuk mendorong modul T-R ini dibangkitkan pada generator sinyal pulsa 150 MHz yang dilengkapi dengan penguat RF 150MHz. Pengontrolan modul T-R ini bisa menggunakan RS422 interface atau dengan sinyal level TTL.

Gambar 2-2: Diagram blok radar VHF LAPAN

2.3 Sistem antena radar VHF LAPAN Sistem antena radar VHF LAPAN terdiri dari sejumlah antena Yagi 4 elemen phasa horisontal yang membentuk suatu phased array dalam bentuk sistem modular, dimana setiap modul antena terdiri dari empat antena Yagi dengan 4-port power splitter/combiner/divider seperti terlihat pada Gambar 2-3 dan Gambar 2-4. Power splitter berfungsi mengatur fase dari setiap antena pemancar dan membagi daya input dari pemancar secara merata pada keempat antena tersebut. Ada 2 buah modul antena yang sudut azimuth dan elevasinya dapat diatur dengan rotator azimuth-elevasi Yaesu KR-5500 untuk keperluan penelitian ionosfer seperti irregularitas ionosfer dan VHF-TEP (Very High Frequency Trans Equator Propagation). Saat ini sudah terpasang 64 buah antena Yagi yang dapat dioperasikan dengan

21

Gambar 2-5: Diagram blok modul T-R 150MHz 1kW Tabel 2-1 : Spesifikasi modul T-R 150MHz 1kW Operating frequency : 150 Pulse width: 0.5–200µs MHz Input power: -5 dBm max Duty ratio: Up to 10% Output power: 1 kW Rise/ Fall time:100 ns Operating temperature: Bandwidth: >3.4 MHz 10-55oC


Harmonic level: < 40 dB Mode of operation: Pulsed Control & monitor : RS-422

Power supply: 220 VAC, 50 Hz Weight: < 10 kg

2.5 Penerima radar VHF LAPAN Spesifikasi penerima analog radar VHF LAPAN 3-kanal yang dibeli dari United System Engineering Ltd. India (USE) ditunjukkan pada Tabel 2-2. Tabel 2-2 : Spesifikasi penerima radar VHF LAPAN 3kanal

Operating frequency : LO frequency: IF frequency: Bandwidth: Overall gain: Gain control: IF output compression point: Detector type: Video (LPF) bandwidth: Max video output: Power supply:

150 MHz 120 MHz 30 MHz 3.4 MHz 45 – 80 dB (in step of 5 dB) Manual

mikro detik. Pada mikrokontroler ini juga dibangkitkan sinyal pulsa kontrol TX untuk mengaktifkan modul T-R 150MHz 1kW pada mode pancar serta sinyal pulsa kontrol RX untuk memblank penerima saat sinyal radar ditransmisikan. Pada saat tersebut penerima mendapat redaman maksimum sebesar 50dB sehingga tidak akan rusak karena menerima sinyal pancar radar yang sangat kuat (kondisi over load). Pengontrol radar ini seperti terlihat pada Gambar 2-8 dilengkapi dengan RF Amplifier ERA-1 untuk mengatur agar besar daya sinyal pulsa 150MHz yang dibangkitkan maksimum -5dB sesuai dengan spesifikasi modul T-R 150MHz 1kW.

+ 8 dBm Coherent quadrature 1 MHz +/- 5.0 V 220 VAC, 50 Hz

Gambar 2-7: Diagram pengontrol radar VHF LAPAN

Desain diagram blok penerima radar VHF LAPAN pada Gambar 2-6 dikembangkan oleh LAPAN dari desain standar penerima VHF 47 MHz buatan USE. Dari penerima radar 150MHz tiga kanal ini akan diperoleh enam buah sinyal output yang terdiri dari tiga sinyal output in-phase (I) dan tiga sinyal output quadrature (Q).

Gambar 2-8: Pengontrol radar VHF LAPAN

Gambar 2-6: Diagram blok penerima radar VHF LAPAN 150MHz

2.6 Pengontrol radar VHF LAPAN Diagram blok pengontrol radar VHF LAPAN ditunjukkan pada Gambar 2-7. Pada generator pulsa 150MHz, sinyal kontinyu 150MHz yang diambil dari penerima radar akan dicampur dengan sinyal pulsa yang dibangkitkan pada mikrokontroler ATmega8535 dengan menggunakan ADEX-10L Frequency Mixer. Output dari generator ini akan berupa sinyal-sinyal pulsa 150MHz yang akan dipakai untuk mendorong modul T-R 150MHz 1kW. Penggunaan mikrokontroler ATmega8535 memungkinkan pembangkitan sinyal pulsa dengan resolusi terkecil 0,2

22

Pengaturan lebar dan perioda sinyal-sinyal pulsa yang dibangkitkan pada PC menggunakan perangkat lunak LabVIEW Professional versi 8. Pada Gambar 2-9 ditunjukkan diagram waktu dari sinyal-sinyal pulsa yang dibangkitkan oleh pengontrol radar VHF LAPAN dimana: tpo = lebar pulsa saat modul T-R 150MHz 1kW pada mode transmisi (15µdetik) trp = lebar pulsa sinyal 150MHz yang ditransmisikan (6µdetik) tpp = perioda pulsa saat modul T-R 150MHz 1kW pada mode transmisi (75µdetik) ts = perioda proses digitasi (6µdetik) Dengan perioda proses digitasi sebesar 6µdetik, pada setiap perioda sinyal pulsa modul T-R 150MHz 1kW mode transmisi (75µdetik) akan diperoleh 12 buah data digital.


Gambar 2-9: Diagram waktu sinyal-sinyal pulsa

2.7 Konverter analog ke digital radar VHF LAPAN Pengubahan sinyal output penerima radar VHF LAPAN dari bentuk analog ke digital menggunakan Meihaus ME-4660S DAQ Card di bawah pengontrolan perangkat lunak LabVIEW Professional versi 8. ME-4660S merupakan 16-bit ADC dengan 16 A/D channel dimana 8 diantaranya mempunyai kemampuan S/H (Sample and Hold) yang memungkinkan digitasi 8 buah sinyal analog secara simultan dengan laju kecepatan pencuplikan (sampling rate) sebesar 500kHz [4]. Dengan demikian digitasi enam buah sinyal analog output dari penerima radar VHF LAPAN tiga kanal (3 sinyal in-phase dan 3 sinyal quadrature) dapat dilakukan secara simultan. Untuk mengeliminasi derau pada sinyal in-phase dan sinyal quadrature sebelum proses digitasi digunakan Low Pass Filter 100kHz seperti terlihat pada Gambar 2-8.

3.

memastikan bahwa sinyal echo yang diterima adalah benar sinyal radar yang dihamburbalikan oleh lapisan atmosfer dan bukannya sinyal interferensi radio. Untuk mengeliminasi derau dari luar dan dari dalam perangkat radar itu sendiri diperlukan penyempurnaan pada perangkat keras radar VHF LAPAN. Penyempurnaan pada bulan Maret 2008 berupa penggunaan metal pemisah (shielding) antara unitunit pada pengontrol radar, penggunaan konektor mini dan kabel coax 50Ohm pada penyaluran sinyal antar unit, serta penggunaan sinyal pulsa kontrol yang benar-benar pada level TTL, menghasilkan penerimaan sinyal echo yang jauh lebih bersih seperti terlihat pada Gambar 3-3.

Pengontrol Penerima

Pemancar

PC

Gambar 3-1: Radar VHF LAPAN saat pengujian

PENGINSTALASIAN DAN PENGUJIAN RADAR VHF LAPAN

Penginstalasian dan pengujian operasi radar VHF LAPAN pada Gambar 3-1 dilakukan pada bulan Desember 2007 di bawah bimbingan Prof. J. R. Roettger dari DLR Jerman. Dari hasil pengujian dapat disimpulkan bahwa setiap unit pada radar VHF LAPAN telah berfungsi, dimana telah ditransmisikan sinyal radar 150MHz dengan daya puncak 1kW yang diukur dengan Bird 4314B Peak Power Meter dan dicirikan oleh indikator LED 1kW pada 150MHz 1kW T-R Module. Telah diperoleh rekaman photo dan video dari sinyal output I dan Q penerima radar yang menunjukkan indikasi adanya sinyal echo dari atmosfer, serta data dalam bentuk text file. Dari contoh hasil pengamatan seperti terlihat pada Gambar 3-2 yang menunjukkan bentuk sinyal in-phase dan sinyal quadrature yang diterima, terlihat adanya sinyal yang merupakan echo dari lapisan atmosfer namun terganggu oleh sinyal pengganggu seperti big-bang (ground clutter). Adanya sinyal echo ini telah dikonfirmasikan oleh Prof. Madhu Chandra dari DLR Jerman saat dilakukan diskusi mengenai hasil pengamatan radar VHF LAPAN. Namun tentu saja diperlukan lebih banyak lagi pengukuran dan pengujian data echo secara matematis, untuk

23

Gambar 3-2: Contoh sinyal echo yang diterima radar VHF LAPAN Maret 2007

I

Q

Gambar 3-3: Contoh sinyal echo yang diterima radar VHF LAPAN April 2007


4. 1.

2.

3.

4.

5.

6.

elektronika saat ini, telah terbukti kitapun dapat membangun perangkat keras radar atmosfer.

KESIMPULAN

Kegiatan pembangunan radar VHF LAPAN di Pameungpeuk oleh LAPAN telah dimulai sejak tahun 2006 dan diharapkan selesai pada tahun 2010. Desain konfigurasi radar, pemilihan perangkat keras, dan pembangunan radar VHF LAPAN dilakukan sendiri oleh LAPAN bekerjasama dengan pakar radar dari DLR Jerman dan ISRO India. Instalasi dan pengujian awal radar VHF LAPAN di Pameungpeuk telah dilaksanakan pada bulan Desember 2007 dimana terdeteksi adanya sinyal echo dari atmosfer yang terganggu oleh sinyal big-bang (ground clutter). Diperlukan pengukuran lebih banyak lagi dan pengujian data echo secara matematis untuk memastikan bahwa sinyal echo yang diterima adalah benar sinyal radar yang dihamburbalikan oleh lapisan atmosfer dan bukannya sinyal interferensi radio. Penyempurnaan pada bulan Maret dan April 2008 berupa penggunaan metal pemisah (shielding) antara unit-unit pada pengontrol radar, penggunaan konektor mini dan kabel coax 50Ohm pada penyaluran sinyal antar unit, serta penggunaan sinyal pulsa kontrol yang benar-benar pada level TTL, menghasilkan penerimaan sinyal echo yang jauh lebih bersih. Dari pengalaman mendesain dan membangun sendiri radar VHF LAPAN, telah diperoleh banyak informasi dan teknik radar yang sukar diperoleh dari text book. Bantuan dari para pakar radar dunia seperti Prof. J. Roettger dan Prof. Madhu Chandra sangat membantu LAPAN dalam penguasaan teknologi radar atmosfer. Diharapkan selanjutnya kita akan mampu membangun sendiri sistem radar atmosfer yang kita inginkan. Dengan menggunakan teknologi dan komponen

24

DAFTAR REFERENSI [1] Eddy Hermawan, ”Trainers, Radar Unik di Garut”, Harian Pikiran Rakyat, Bandung, 17 Februari 2005, hal. 17. [2] Joergen Roettger, Terrestrial Research by Atmosphere and Ionosphere Networks Employing Radio Science, TRAINERS Multinational Project for Equatorial Atmosphere and Ionosphere Studies 1st Workshop, Bandung, 2004 [3] Mohamad Sjarifudin, “Ionospheric Observations in Indonesia : Ionospheric Research Possibilities by Using VHF Radar”, TRAINERS Multinational Project for Equatorial Atmosphere and Ionosphere Studies 1st Workshop, Bandung, 2004. [4] Meilhaus Editor, “Manual ME4650/4660/4670/4680”, Meilhaus Electronic Manual, 2005. [5] Mohamad Sjarifudin, Aries Kurniawan, Adi Purwono, Peberlin Sitompul, “Sistem Instrumentasi dan Konfigurasi Perangkat Keras Radar VHF LAPAN”, Seminar Nasional Sains Antariksa III, LAPAN, Bandung, 2006. [6] Viswanathan G., “A Wind Profiler for Satish Dhawan Space Centre-Shar”, TRAINERS Multinational Project for Equatorial Atmosphere and Ionosphere Studies 1st Workshop, Bandung, 2004. [7] S. Kaloka, M. Sjarifudin, E. Hermawan, J. Roettger, T. Weissenberg, C. Marcuse, M. Chandra, C. Jacobi, G. Viswanathan, R. Ranga Rao, The LAPAN-TRAINERS VHF Radar for Tropical Atmosphere Research in Indonesia, Proceedings of MST-11, Gadanki India, 2006.


A Method to Determine Radial Speed of Target from the FMCW Radar Signal W. Sediono1,2) and A. A. Lestari1,2,3) 1)

Radar & Communication Systems, Jl. Prof. Dr. Satrio KAV 6, Jakarta 12940 – INDONESIA 2) Agency for the Assessment and Application of Technology, Jl. M. H. Thamrin 8, Jakarta 10340 – INDONESIA 3) International Research Centre for Telecommunication and Radar - Indonesian Branch ( IRCTR-IB ), STEI-ITB / IRCTR-TU Delft, Jl. Ganesha 10, Bandung 40132 – INDONESIA ABSTRACT An established method to detect a target from the FMCW radar signal is implemented by using the method of range FFT (Fast Fourier Transform). By repeating the same procedure many times at a certain azimuth angle, it is possible to additionally compute the radial speed of the suspected target. This paper describes a method to determine the radial speed of target by extracting the phase data from the repeated range FFTs. To verify this method a series of computer simulations was conducted at our research group. Keywords: FMCW radar, radial speed, rate of change of phase

or range of the target can be determined by measuring the peak distance from the origin of the spectrum.

1. INTRODUCTION In the frequency-modulated continuous wave (FMCW) radar, the transmitter frequency is changed as a function of time in a known manner. For a saw-tooth shaped FMCW radar signal the transmitter frequency is increased linearly with the time (fig. 1).

On the other hand, due to the Doppler effect, radar signal reflected by a moving target in radial direction will additionally show a frequency shift [1]. The relation between the frequency shift of radar signal and the radial speed of target is mathematically described as

f d = 2 vr

fT c

(2)

where vr = radial speed of target, fd = frequency shift due to Doppler effect, fT = transmitted frequency, and c = speed of light.

Fig. 1: Saw-tooth shaped FMCW radar signal. The frequency of the transmitted signal is linearly increased about ∆F within the sweep time ts.

In term of complex number notation the beat signal of a moving target with constant radial speed vr at a range R can be formulated as

If there is a reflecting target at a distance R it will cause a beat signal with the frequency [1,2]

fR =

2 Fm R, c

Y(t ) = A ⋅ e j ϕ ( t ) = A ⋅ e j (ωR +ωd ) t

(1)

with the phase and the rate of frequency modulation Fm

ϕ (t ) = (ω R + ωd )t

∆F Fm = . ts

(3)

ω R = 2π f R and ωd = 2π f d . (4)

By applying the Fourier transform (range FFT) we will get the spectrum of this beat signal. The distance

From the above equations (1 – 4) we can rewrite the phase of beat signal into 25


ϕ (t ) =

4π (Fm R + vr fT ) t . c

• •

(5)

A set of basic considerations have been made in conducting the computer simulations [3,4]. These are listed in the following.

The rate of change of phase is derived from (5) to be

ω=

detecting the signal peaks, and determining the radial speed of targets.

dϕ (t ) 4π (Fm R + vr fT ) .(6) = dt c

• •

So for a given carrier frequency fT the rate of change of phase ω is determined by three parameters Fm , R and vr. If Fm and R at a certain time interval can be held constantly we will have a linear relationship between ω and the target’s radial speed vr.

• • • • •

Indeed, this is a way to implement the FMCW radar. Fm is set to a constant value as we have selected the range scale. Then, the range R of target was subsequently calculated by performing the range Fourier transform. So, practically we know the values of Fm and R of targets at each point of time. Using the last relationship we can determine the radial speed of a target at a range R. In order to compute this radial speed we only need to repeat the range FFT many times at a certain azimuth angle.

Targets are moving in radial direction (+/-) with the speed 5 - 40 knots. Number of repetition of range FFT is selected to be 512. Range scale varies from 1 to 8 (maximum range 40 NM). Each range scale is divided into equidistant 512 cells. Bandwidth of the beat signal is 1 MHz. The sampling frequency is 10 MSPS. The sweep time ts is given about 0.5 ms. 3. SIMULATION RESULTS

2. METHOD A series of computer simulations were conducted to verify the above relationship (6). 1

1

Fig. 3: ω-R curve for various speeds of targets in the range scale 5.

0.8 | Y(f) |

y(t)

0.5

0

0.6 0.4

-0.5 0.2 -1 0

1

2 3 time [s]

0

4

0.1

1

1 0.8

0.3

0.4

200 300 Range cell

400

Fig. 3 shows the ω-R curves for various speeds of targets in the range scale 5.

0.5

| Y avg |

| Y threshold |

0.2 f / fs

0.8 0.6

0.6

0.4

0.4

0.2 0

0

-4

x 10

0.2

0

0.2

0.4 0.6 R / Rmax

0.8

1

0

100

500

Fig. 2: Computer simulation step by step: generation of beat signal (top left), range-FFT (top right), thresholding (bottom left) and smoothing (bottom right). The peak distance from the origin determines the range R of target. (Note: fs is the sampling frequency and Rmax is the maximum range in the selected range scale.) Fig. 4: ω-v curve for various R parameter (R = 51, R = 307 and R = 461).

Fig. 2 shows the principal steps of the conducted computer simulations consisting of: • • • •

The target speeds were increasing from blue (bottom) to brown (top). All curves shown in the above figure do not across the vertical axis at the origin. According to previously derived relationship (6) the intersections

generating beat signal of targets, performing range FFT of the beat signal, filtering (thresholding, averaging), repeating step 2 and 3 for 512 times, 26


with vertical axis are linear proportional to the target radial speed vr. In fig. 4 we can see ω-v curves for various R parameter (R = 51, R = 307 and R = 461). It is shown that the parameter R determines the slope of the curve (the larger R the larger slope). Fig. 7: The same result from fig. 6 can be represented as a pair of two dimensional A-t and ϕ-t image for time-varying magnitudes (left), and phases (right) respectively, of a series of range FFT.

The same result from fig. 6 can also be represented as a pair of two dimensional A-t and ϕ-t image for timevarying magnitudes, and phases respectively, of a series of range FFT (fig. 7). The horizontal axis represents the range R (or cell number) and the vertical axis represents the time scale. The values of magnitudes and phases are shown in false colors. 1

Fig. 5: ω-v ratio curve for various range scales.

0.8 | Y(f) |

y(t)

ω-v ratio curves for various range scales are shown in

0

0.6 0.4

-0.5

fig. 5. The horizontal axis is the cell number (which in turn proportional to the range R). Here we can see the linear relationship between the normalized ω/v and the range R (or cell number) for various range scales.

0.2 -1 0

1

2 3 time [s]

0

4

0.1

0.2

0.3

0.4

200 300 Range cell

400

1

1 0.8 | Y avg |

| Y threshold |

0.5

f / fs

0.8

0.6

0.4

0.96

0

-4

x 10

0.6

1 0.98 Magnitude

1

0.5

0.4

0.2

0.2

0.94 0

0.92

0

0.9

0.2

0.4 0.6 R / Rmax

0.8

0

1

100

500

0.88 0

50

100

150

200

250 Time

300

350

400

450

Fig. 8: Result of a simulation in the case of three targets detected at range cells 100, 200 and 400.

500

1

Based on the same principles we can extend the computer experiments for multiple targets. The result of a simulation in the case of three targets detected at range cells 100, 200 and 400 is presented in fig. 8. Starting from this range-FFT we can determine the radial speed of each target using the same method shown in the previous discussion.

-0.5 -1 0

50

100

150

200

250 Time

300

350

400

450

500

Fig. 6: Curve of time-varying magnitudes (top) and phase (bottom) of a series of range-FFT conducted at a certain cell in which a target is detected.

1

Magnitude

Magnitude

Fig. 6 shows time-varying magnitudes (top) and phase (bottom) curve of a series of range-FFT at a certain cell where a target is detected. The radial speed of a target at this cell can be determined by calculating the rate of change of its phase. This rate of change of phase was obtained by computing the curve’s slope. Positive slope of the phase curve indicates that the target is moving away from the origin of radar.

0.32

1 0.95

0.995 0.99

0.3 Magnitude

0

0.9 0.85 0.8

0.985

0.28 0.26 0.24

0.75 0.22

0.98 0.7 0

200 Time

400

0

200 Time

400

0.5

200 Time

400

0

200 Time

400

0.5

-1.5 Phase [rad]

Phase [rad]

0

1

0 -0.5 -1

Phase [rad]

Phase [rad]

0.5

-2

0 -0.5 -1

-2.5 -1.5

-1.5 0

200 Time

400

0

200 Time

400

Fig. 9: Time-varying magnitude (top) and phase (bottom) of three targets at cells 100, 200 and 400.

27


The time-varying magnitude and phase plots of three targets resulted from the previous simulation is shown in fig. 9. The horizontal axes represent the number of repetition of the performed range-FFT. Based on the slopes of phase plots we can see that the first targets were approaching whereas the last target was moving away from the origin of the radar.

4. CONCLUSION In this paper a relative simple method to determine the radial speed of a target from FMCW radar signal is presented. This method was implemented by extending and repeating the range FFT many times conducted at a certain azimuth angle in which a target has been detected. Then the radial speed of target is derived from the phase data of a series of this range FFT. From previous discussion it is shown that most calculations needed in the processing stages are linear operations. Furthermore, since the FFT operation is performed only once per sweep the processing time can be significantly reduced.

Fig. 10: A pair of two-dimensional A-t (left) and ϕ-t (right) images resulted from fig. 9.

REFERENCE [1] M. I. Skolnik: Introduction to Radar Systems, McGraw-Hill, Auckland, 1980. [2] F. E. Nathanson, J. P. Reilly, M. N. Cohen: Radar Design Principles: Signal Processing and the Environment 2e, McGraw-Hill, Mendham, 1991. [3] www.met.rdg.ac.uk/radar/cloudnet/instruments/d ocuments/Tara.pdf (accessed on March 20, 2008) [4] S, de Waele, P.M.T. Broersen: Modeling Radar Data with Time Series Models, Eusipco 2000, Proc. 10th European Signal Processing Conf., Tampere, Finland, p 1-4, 2000.

If we represent the result as a pair of 2D A-t and ϕ-t images then we will get similar results (fig. 10). In this representation mode three targets are recognized as three quasi vertical bright lines at the A-t image, which in turn consistent with the result shown in fig. 7. In comparison to the Doppler-FFT method, we need to complete the Fourier transform only once per sweep time. Due to this fact the determination of radial speed of target using this method is more time efficient.

28


Aplikasi Radar Pasif untuk Mengisi Celah Kosong Liputan Radar Syamsu Ismail Pusat Penelitian Elektronika dan Telekomunikasi - LIPI Kampus LIPI Gd. 20 Lt. 4 Jl. Cisitu 21/154D Bandung 40135 Telp : 022-2504660 Fax : 022-2504659 E-mail: [email protected] ABSTRACT Radar Passive is a system for detecting a target(s), such as aircraft, without emitting a signal. Generally speaking, that radar passive only intercepts emitted signals from the target, and, or reflection signal from another source by the target, processes and analyses, and than displays the image or shows the target data. There are three possibilities form of signal emitted by the aircraft, those are radio, optic, or sonic waves, or combination of them. In this paper will be discussed radar passive, which intercepts radio wave which is emitted by the aircraft. One of the radar passive’s applications is to fill a blank gap of active radar coverage area. Some of constellation mode of operation radar passive to intercept targets, such as constellation which is provided by rotary antenna and multilateration, will be discussed. In multilateration mode, there are three or more receivers which installed apart at a distance in order of ten to twenty kilometers[2]. Calculation based on the time different of wave arrival gives accurate information of the target position. Except antenna construction, both mode of constellation have the same receiver requirement. Receiver for radar passive has a unique local oscillator, very low noise amplifier, and very wide bandwidth, high sensitivity. The oscillator is tuned in a range of frequency by sweeping frequency or simultaneously multi frequency band. Key words : Radar Passive, Empty Gap, Receiver, Target Emission. ABSTRAK Radar Pasif adalah suatu sistem pendeteksi keberadaan target atau objek tanpa harus mengemisikan suatu sinyal. Secara umum dapat dikatakan bahwa radar pasif hanya menangkap sinyal yang diemisikan oleh target, atau pantulan dari sumber lain oleh target tersebut, memproses dan menganalisis menjadi suatu informasi, kemudian menampilkan citra radar atau data target. Tiga besaran sinyal yang biasa diemisikan oleh pesawat sebagai target yaitu gelombang radio, suara, atau cahaya, atau gabungan dari ketiga gelombang tersebut. Dalam tulisan ini akan dibahas radar pasif dengan mendeteksi gelombang radio yang diemisikan oleh target. Salah satu aplikasi radar pasif adalah untuk mengisi celah kososng liputan radar aktif. Beberapa model konstelasi radar pasif untuk mendeteksi target akan dibahas, di antaranya model yang dilengkapi dengan antena berputar dan multilaterasi. Dalam konstelasi multilaterasi digunakan tiga atau lebih unit penerima yang dipasang terpisah pada jarak antara sepuluh sampai duapuluh kilometer[2]. Kalkulasi yang didasarkan pada perbedaan waktu tiba dari gelombang pada ketiga penerima dapat memberikan informasi posisi target lebih akurat. Kecuali konstruksi antena, semua model konstelasi memerlukan sistem penerima radar yang sama. Sistem penerima radar pasif memiliki keunikan pada osilator lokal yang harus ditala secara kontinyu pada pita daerah frekuensi tertentu, atau secara simultan mengeluarkan frekuensi pada daerah tersebut. Disamping itu, penguat frekuensi tinggi pada ujung depan harus memiliki tingkat derau sangat rendah dan berpita frekuensi lebar sehingga mampu menangkap sinyal dari semua kemungkinan daerah kerja dari pesawat target. Kata kunci : Radar Pasif, Celah Kosong, Penerima Radio, Emisi Target.

1.

dan pengoperasian suatu unit radar aktif pengawas udara sangat mahal, maka penambahan unit radar dalam rangka mengisi celah liputan belum tentu merupakan suatu keputusan yang bijaksana. Banyak radar aktif tersebar di darat dan di lautan, selain radar pertahanan udara dan penerbangan sipil, yang dioperasikan oleh kapal-kapal laut sipil, angkatan laut, patroli polisi, direktorat bea cukai, dan sebagainya. Walaupun secara umum di dalam radar aktif akan selalu ada radar pasif (penerima radar) tetapi dalam aplikasinya sangat berbeda[10]. Perbedaan tersebut terletak bukan saja pada keunikan karakteristik elemen-elemen radar pasif, seperti multi frekuensi, kepekaan yang tinggi, derau rendah, bidang frekuensi

PENDAHULUAN

Suatu negara kesatuan yang mempunyai wilayah lautan dan daratan yang sangat luas, seperti Indonesia, akan membutuhkan sistem pemantau lalu lintas laut maupun udara yang sangat memadai. Untuk memantau lalu lintas seluruh wilayah udara dibutuhkan banyak unit radar. Walaupun di seluruh wilayah Radar aktif sudah banyak digunakan tetapi belum dapat memantau seluruh wilayah, sehingga masih terdapat celah-celah liputan kosong[6]. Penambahan Unit Radar aktif tentu merupakan salah satu solusi untuk menutupi celah liputan radar pengawas udara. Namun mengingat biaya peralatan 29


frekuensi. Radar pasif yang menggunakan scanning rotary antenna memerlukan unit antena dengan konstruksi mekanik khusus.

yang sangat lebar, tetapi juga dalam hal pointing antena terhadap target yang dituju. Suatu gagasan pengaplikasian radar pasif untuk menutupi celah kosong dari liputan pengawas lalu lintas udara dipandang penulis merupakan solusi yang bijaksana. Sistem radar aktif membutuhkan catu daya berdaya tinggi[5], lahan luas, personal pengoperasian dan banyak tenaga ahli untuk pemeliharaan, mengemisikan daya frekuensi radio besar, dan sebagainya. Oleh karena itu, untuk mengoperasikan sistem radar aktif diperlukan biaya yang besar. Radar pasif, saat ini, secara umum terdiri dari penerima frekuensi radio, transmisi data, dan pengolah data pesawat[1], sehingga sistem membutuhkan daya listrik jauh lebih kecil dibandingkan dengan radar aktif, lahan lebih kecil, operator lebih sedikit, biaya pengoperasian lebih murah, tidak ada frekuensi radio yang diemisikan. Keuntungan dari tidak ada emisi daya frekuensi radio, yang besar, sistem ini secara teoritis tidak dapat dideteksi oleh pihak lawan.

CAMERA / IR_CAMERA

IR_SENSOR

VIDEO SIGNAL PROCESSOR

IR_ SIGNAL PROCESSOR

AUDIO SIGNAL CONDITIONER

AUDIO SIGNAL PROCESSOR

COMMON DISPLAY

C

Sound Snsr

IF & VIDEO PROCESSOR

VHF ANTENNA

VHF RF_ PROCESSOR


UHF ANTENNA

UHF RF_ PROCESSOR


SHF ANTENNA

SHF RF_ PROCESSOR


EHF ANTENNA

EHF RF_ PROCESSOR


MULTIPLEXER

HF_BAND RF _PROCESSOR

A/D CONVERTER

YY_ ANTENNA

UNIT PENERIMA RADAR

Satellite dish

RADIO TRANSCEIVER

TF_0 ID SITE COORDINAT SITE ANGGLE OF ARVL TIME OF ARRIVAL SIGNAL STRENGTH

SITE IDENTITY & POSITION

UNIT TRANSMISI

Gambar 2.1 : Blok diagram unit penerima lengkap pada sistem Radar Pasif[4][8][11].

Satellite dish

RADIO TRANSCEIVER

DEMULTIPLEXER

Tulisan aplikasi radar pasif untuk mengisi celah kosong liputan radar, ini penulis susun mulai dari pendahuluan yang membahas radar pasif secara umum, kemudian pada bagian kedua dibahas dua blok utama sistem, bagian ketiga akan menjelaskan konstelasi sistem radar pasif untuk pemantau lalu lintas udara, dan pada bagian keempat menjelaskan pengisian celah kosong liputan radar.

2.

VIDEO SIGNAL CONDITIONER

ELECTRIC SIGNAL CONDITIONER

TARGETS PROCESSING UNIT (Software Oriented)

SISTEM RADAR PASIF TARGETS LIBRARY (ROM)

Di dalam sistem pemantauan udara, radar pasif dapat digunakan untuk memantau lalu lintas pesawat udara. Radar pasif dapat pula digunakan untuk mengisi celah kosong dari liputan Radar Aktif Pengawas Udara. Sistem radar pasif terdiri dari dua bagian utama atau stasiun, yaitu stasiun penerima dan master[2]. Kedua stasiun tersebut mungkin terintegrasi dalam satu lokasi, atau dapat pula dipasang terpisah. Gambar 2.1 munjukkan bagian atau stasiun penerima yang merupakan pendeteksi gelombang radio, sonic, dan optik, pemroses sinyal radar, dan rangkaian transmisi data. Sinyal dari masing-masing detektor diubah ke dalam bentuk kode digital di dalam A/D converter. Masing-masing dari kode digital tersebut menempati kanal dalam bentuk petak waktu, atau time slot yang kemudian digabungkan di dalam multiplexer untuk ditransmisikan ke master station. Informasi yang akan dikirimkan melalui transmisi data di antaranya identitas dan koordinat stasiun penerima, data target yang terdeteksi. Data tersebut meliputi kuat sinyal, waktu datang, apabila mungkin format sinyal. Untuk stasiun penerima dengan liputan putar, atau rotary scanning, maka data tersebut akan dilengkapi dengan sudut datang terhadap acuan utara dan elevasi sinyal target. Radar pasif dengan pendeteksi gelombang radio RF memerlukan antena dan penerima radio berpita lebar pada beberapa daerah pita

MASTER STASTON

Gambar 2.2 : Blok diagram subsistem Pengolah data Target.

Gambar 2.2 menunjukkan master stasiun yang merupakan bagian pengolah data target. Bagian ini terdiri dari unit transmisi data, pemroses data target, library target, dan unit pencitra target yang berisi informasi target. Data target, dalam bentuk kode digital, yang diterima dari stasiun penerima melalui sistem transmisi data, diuraikan ke dalam masingmasing petak waktu di dalam demultiplexer. Kemudian kode-kode tersebut dimasukan ke dalam pemroses target untuk diidentifikasi, dengan mengambil acuan dari target library. Telah dijelaskan di atas bahwa salah satu bagian utama dari Sistem Radar Pasif adalah detektor gelombang radio, sonic, optik, dan sebagainya. Dalam tulisan ini akan dibahas aplikasi radar pasif dengan detektor frekuensi radio. Sinyal yang mungkin diemisikan oleh target, dalam hal ini pesawat, dapat berasal dari sistem komunikasi, radar altimeter, radar navigasi, dan sebagainya. Prinsip dasar dari sistem penerima radar pasif hampir sama dengan penerima 30


untuk scanning horisontal dan vertikal merupakan suatu keharusan.

radio radar aktif. Perbedaan yang menonjol terletak pada spesifikasi dari tiap-tiap subunit seperti variabel frekuensi pada pita tertentu dari lokal osilator, penguat frekuensi tinggi dengan tingkat derau rendah dan penguatan yang jauh lebih tinggi, luas daerah penguatan dinamis yang lebar, daerah pita frekuensi yang lebar, faktor selektifitas. Spesifikasi tersebut perlu karena sinyal yang tertangkap antena mempunyai kuat medan bervariasi dari level sangat kecil, dalam orde beberapa puluh atau ratusan nV/m sampai ratusan µV/m[7], sinyal tersebut tercampur dengan darau, atau sinyal interfrensi dari sinyal di lingkungan sekitar. Disamping itu, ketidakpastian dari sinyal baik frekuensi[2], level, maupun arah sinyal yang diemisikan oleh target, membuat penerima ini sangat unik. Ketidakpastian daerah frekuensi, yang diemisikan oleh target, dapat diatasi dengan menala penerima radio secara kontinyu pada daerah frekuensi kerja terduga dari target. Untuk sistem penerima superheterodyne, hal itu dilakukan dengan menala frekuensi pada lokal osilator. Sinyal target yang lemah dapat diatasi dengan suatu penguat awal berdaya derau sangat rendah dan faktor penguatan besar. Sedangkan untuk mengatasi rentang daerah dinamis yang lebar dari kuat sinyal dapat digunakan penguat dengan pengontrol penguatan otomatis pada penguat frekuensi tengah dan penguat depan. Kinerja sistem dapat meningkat dengan penggunaan antena, sebagai alat penangkap sinyal radio dari udara, yang dirancang berpita frekuensi lebar dengan penguatan besar. Disamping itu pemroses sinyal frekuensi radio harus dapat melacak, menseleksi, dan menguatkan sinyal lawan tersebut, untuk diproses oleh pemroses sinyal video untuk menjadi sinyal informasi.

TRANSMISI DATA Satellite dish

ROT-ANT

PENCITRA RADAR

MF-RADIO

Gambar 3.1 : Unit Penerima radio pada sistem radar pasif.

Konstelasi model lain adalah penempatan unit penerima di dua titik lokasi radar. Unit penerima menggunakan sama dengan model yang sama dengan model pertama. Data posisi titik target yang tertangkap diperoleh berdasarkan titik pertemuan dua garis lokasi sudut bearing dari kedua unit penerima radar pasif. Kelemahan model ini terjadi bila target berada segaris dengan kedua unit tersebut. Kelemahan ini diatasi dengan menempatkan penerima ketiga yang membentuk lokasi segi tiga, seperti ditunjukkan pada gambar 3.2. Masing-masing stasiun radar pasif akan mengirim data, melalui sistem transmisi data, ke stasiun master.

EMISI RF DARI PESAWAT

INFO : - (AOA)1 - (TOA)1 RADAR PASSIVE STAT ION

3. KONSTELASI RADAR PASIF

SRP1

Ada beberapa model konfigurasi yang mungkin dari konstelasi sistem radar pasif, sangat bergantung pada kebutuhan. Model konfigurasi yang paling sederhana, bukan konstelasi, adalah sistem radar pasif tunggal. Artinya model ini hanya menggunakan satu sistem. Model ini terdiri dari unit antena dan mekanisasinya, penerima radio bekerja pada banyak atau multi frekuensi, pengolah sinyal video, dan unit pencitra radar. Transmisi data akan dilengkapi bila harus terhubung dengan stasiun lain. Informasi target yang diperoleh berupa keberadaan target pada frekuensi dan posisi sudut bearing tertentu. Bila dilengkapi dengan unit peroses target dan library, maka target dapat didentifikasi selama sinyal yang diterima dapat menampilkan data yang ada di dalam library. Pada Gambar 3.1 ditunjukkan penerima radio pada sistem radar pasif. Unit ROT-ANT terdiri dari sederet antena yang berputar pada arah horisontal secara mekanis atau elektronis, demikian juga untuk elevasi antena. Sehubungan dengan kecepatan target yang semakin tinggi, penggunaan sistem elektronik

- (elev)α

EMISI RF DARI PESAWAT

-

TRANSMISI DATA ANTAR STASIUN

INFO : - (AOA)3 - (TOA)3

INFO : - (AOA 2 - (TOA)2 RADAR PASSIVE STAT ION

- (elev)ß

MASTER STATION SRP2

RADAR PASSIVE STAT ION

- (elev) γ

SRP3

Gambar 3.2 : Konstelasi Radar pasif dengan tiga lokasi pemantauan.

Konstelasi lain adalah model multilaterasi. Banyak yang mengaplikasikan model ini, di antaranya Puk Guk Song Korea Utara. Untuk konstelasi ini dibutuhkan minimum tiga site stasiun radar pasif. Prinsip pada gambar 3.2 dapat berfungsi untuk konstelasi multilaterasi dengan site minimum[2]. Model tiga site yang bukan multilaterasi membutuhkan informasi angle of arrival, AOA, dari sinyal yang diterima, sehingga harus digunakan antena berputar. Sedangkan untuk model konstelasi multilaterasi dibutuhkan informasi time different of arrival, TDOA, dari sinyal yang diterima dari masing31


Pada sistem penerima, hal itu disebabkan oleh spesifikasi yang unik. Biaya unit pendukung unit radar, seperti catu daya, gedung, operasional, dan sebagainya akan jauh lebih murah dibandingkan dengan radar aktif.

masing site. Oleh karena itu, model ini hanya membutuhkan fixed omni directional antenna. Penggunaan konstruksi antena yang lebih sederhana sangat memungkinkan sistem radar pasif ini mobile.

4. PENGISIAAN CELAH KOSONG LIPUTAN RADAR

UCAPAN TERIMA KASIH Untuk mengakhiri tulisan ini, penulis berterima kasih kepada pihak penyelenggara Seminar Radar Nasional ‘08. Disamping itu, penulis juga ingin berterima kasih kepada rekan-rekan peneliti bidang telekomunikasi di PPET-LIPI dan Dislitbang TNI-AU atas bantuan informasi yang sangat berharga.

Pengisian celah kosong dilakukan dengan memasang sistem radar pasif pada daerah yang tidak terliput oleh sapuan radar aktif. contoh pemasangan ditunjukkan oleh gambar 4.1. Panjang dari Dz adalah dua kali radius daerah jangkauan penerima radar pasif. Luas daerah jangkauan maksimum, Dz terpanjang, akan bergantung pada kuat sinyal emisi dari target, kepekaan dan level derau minimal penerima, dan situasi propagasi di sekitar antena radar pasif.

DAFTAR PUSTAKA

1.

Bao James dan Yen Tsui, Mocrowave Receivers With Electronic Warfare Applications, John Wiley and Sons, New York :1986. 2. Chol Song Hok, Passive Surveillance System PGS, Kumpulan Naskah Seminar Pemanfaatan Multilateration Technology Radar Pasif untuk kepentingan Militer. Dislitbangau Bandung 2007. 3. Edde Byron, RADAR Principles, Technology, Applications, Prentice Hall International Editions, Englewood Clift: 1993. 4. Erst Stephen J., Receiving Systems Design, Artech House Inc, Norwood: 1984. 5. Fink G. Donald dan Donald Christian, Electronics Enggineer Handbook, McGraw-Hill Book Company, New York: 1986. 6. Herryanto Eris, MA Marsda TNI, KOHANUDNAS SEBAGAI PENGGUNA RADAR UNTUK WILAYAH UDARA NASIONAL, Pemaparan Kohanudnas pada Seminar Radar Nasional Ked. IPT-LIPI April 2007. 7. ITT_Team, Reference Data for Radio Engineers, Howard W, Sams & Co., Indianapolis, New York: 1975. 8. Kingsley Simon dan Shaun Quegan, Understanding Radar Systems, McGraw-Hill International Edition, New York:1992. 9. Nathanson Fred E., Radar Design Principles, Second Edition, McGraw-Hill International Edition, New York:1991. 10. Sonnenberg G J, Radar and Electronic Navigation. London-Boston : Newness Butterworths: 1978. 11. Wikipedia. Answer.com on Passive Radar http://www.answers.com/radarpassive.

RA1

Dz

RA2

Gambar 4.1 : Pengisian celah liputan dengan jangkauan sepanjang Dz.

5. KESIMPULAN Radar Pasif, di dalam tulisan ini, sangat mengandalkan pada emisi sinyal radio dari target. Oleh karena itu, sistem ini tidak akan bekerja bila target dalam status “silence”. Tetapi situasi yang menguntungkan adalah sampai berapa lama target “silence”. “Tidak ada emisi” gelombang radio dari Radar pasif. Oleh karena itu, keberadaannya secara teoretis tidak dapat dilacak oleh pihak lawan. Model konstelasi tiga site berdasarkan pada AOA, kerumitan terjadi pada konstruksi antena, sehingga sistem akan lebih sesuai untuk fixed radar, dengan kata lain sulit bila harus mobile. Sedangkan, pada konstelasi multilaterasi kerumitan ada pada software, tetapi konstrusi antena menjadi sederhana, sehingga akan memudahkan untuk mobile. Untuk semua konstelasi, ada persamaan pada sistem pemroses data target, dan sistem penerima radio, terkecuali konstruksi antena. Biaya tinggi kemungkinan untuk sistem penerima dan pemroses data target dengan target data library.

32


Pembangkit Gelombang RADAR Berdasarkan Teknik Heterodyne Optis Bambang Widiyatmoko, Tomi Budi Waluyo dan Masbah R.T. Siregar Bidang Instrumentasi Fisis dan Optoelektronika Pusat Penelitian Fisika – LIPI Kawasan Puspiptek, Serpong – Tangerang 15314 ABSTRACT Signal source commonly used in radar systems is a magnetron. In this paper we describe an alternative for generating radar signal using optical sources based on optical heterodyning technique. Optical signal (light) from two laser diodes are mixed using an optical fiber coupler into a photodiode. The first laser diode is the primary signal source emitting light at a frequency of v1, while the second laser diode is regarded as a local oscillator emitting light at a frequency of v2 which can be tuned greater than, or less than, or approximate to ν1. Lights at the two wavelengths are then mixed optically into the photodiode so that a microwave signal is generated whose frequency is the difference between the two optical frequency of the laser diodes. From our experiment using two distributed feedback laser diodes and a fast photodiode, a microwave signal around 9 GHz is generated which is potential to be used as an alternative carrier signal for a radar . Keywords : radar signal generator, heterodyne technique, laser diode ABSTRAK Pembangkit gelombang radar yang umum digunakan adalah magnetron. Pada makalah diuraikan alternatif pembangkitan gelombang radar menggunakan sumber cahaya optik berdasarkan teknik heterodyne. Sinyal optis (cahaya) dari dua buah laser diode dipadukan menggunakan suatu pemadu serat optik ke suatu photo diode. Laser diode yang pertama dianggap sebagai sumber utama yang memancarkan cahaya pada frekuensi v1, sedangkan laser diode yang kedua dianggap sebagai suatu oslilator lokal yang memancarkan cahaya pada frekuensi v2 yang nilainya dapat ditala lebih besar, lebih kecil, atau mendekati v1. Cahaya pada kedua frekuensi tersebut berpadu di photodiode sehingga dapat menghasilkan sinyal gelombang mikro yang frekuensinya merupakan selisih dari frekuensi optis kedua sinyal cahaya tadi. Dari hasil percobaan menggunakan dua buah laser diode jenis Distributed Feedback Laser serta suatu photodiode jenis Fast Photodiode diperoleh sinyal gelombang mikro pada frekuensi sekitar 9 GHz yang potensial digunakan sebagai alternatif carrier untuk radar. Kata kunci : pembangkit gelombang radar, teknik heterodin, diode laser

1.

PENDAHULUAN

Teknologi radar berkembang pesat sejak penemuan magnetron cavity oleh John Randal dan Harry Boot dari universitas Birmingham ( Inggris) pada tahun 1940 [1]. Piranti ini mampu membangkitkan sinyal yang dipakai sebagai carrier dalam radar. Dewasa ini teknologi radar telah mengalami perkembangan aplikasi yang luar biasa dari aplikasi meteorology sampai technology pertahanan dan keamanan. Seiring dengan hal ini diperlukan peningkatan teknologi yang memadai dalam sistem komunikasi yaitu untuk menyampaikan data dri satu base station ke central station atau sebaliknya. Teknologi yang ada sekarang adalah dengan mengunakan gelombang mikro sebagai pembawa data, namun dengan sistem ini memerlukan peningkatan frekuensi yang signifikan, karena pada umumnya frekuensi dibawah 10 GHz telah penuh dipakai dalam berbagai komunikasi. Disamping itu teknologi gelombang mikro merupakan kunci utama dan

sangat diperlukan dalam sistem pertahanan dan keamanan terutama dalam instrumentasi, sistem navigasi dan radio komunikasi. Teknologi terkini yang ada untuk membangkitkan gelombang mikro adalah dengan dielectric resonant oscillator (DRO) dimana teknik ini hanya mampu membangkitkan frekuensi dibawah 10 Ghz sehingga diperlukan frequency multifier untuk mendapatkan frekensi diatas 10 GHz [2]. Masalah yang dihadapi dalam menggandakan frekuensi (frequency multiflier) adalah besarnya phase noise yang dibangkitkan karena phase noise merupakan perkalian dari phase noise sumber aslinya, sehingga akan memperbesar bit error rate bila dipakai dalam sistem komunikasi. Disisi lain laser merupakan sumber cahaya single frekuensi dan sangat stabil dengan frekuensi 190 THz untuk panjang gelombang 1,55um. Dengan memakai kelebihan laser dari kestabilan frekuensinya maka dapat dipakai untuk membangkitkan gelombang microwave maupun milliwave dengan sistem homodyne [3]. Kuri

33


et.al, telah mengusulkan sistem radio on fiber dengan membangkitkan carier gelombang micro dengan dua buah laser[4], sedang Musa et.al telah merealisasikan pembangkt frekuensi 500 GHz dengan comb generator dan diketahui bahwa phase noise yang ditimbulkan bisa 1/1000 nya dari sistem frekuensi multiplier [5]. Namun hasil hasil yang telah dicapai belum dapat membangkitkan gelombang mikro yang mampu tala (tunable).

2.

dengan E0 dan Es. Besarnya frekuensi yang terbangkitkan merupakan beda frekuensi antara 2 laser tersebut, sehingga dapat di tala dengan merubah frekuensi salah satu laser atau dua duanya.

3.

Blok diagram percobaan seperti ditunjukkan dalam gambar 1 dibawah.

DASAR TEORI

Laser driver

Dielectric resonant Oscillator ( DRO) merupakan oscillator gelombang mikro yang sangat popular dan mempunyai kestabilan tinggi, namun keterbatasannya adalah frekuensi yang dihasilkan tidaklebih dari 10 GHz, sehingga untuk membangkitkan frekuensi tinggi dilakukan dengan teknik penggandaan frekuensi (frequency multipliying). Disisi lain, Laser merupakan sebuah oscillator optis frekuensi tinggi yang dapat didekati dengan persamaan sinus cosinus. Misalkan dua laser masing masing mempunyai frekuensi f0 dan fs dan sinyal medan listriknya E0 dan Es yang dapat diekpresikan dalam persamaan sebagai berikut : E 0 = A0 cos(ϖ 0 t ) (1)

E s = As cos(ϖ s t + θ )

SET UP PERCOBAAN

DFB laser 1 Fiber coupler 90/10 DFB laser 2

Laser driver

Optical Spectrum Analyzer

(2)

Photo detector

RF Spectrum Analyzer

dimana ω0=2πfo dan ωs =2πfs. Apabila dua gelombang tersebut dipadukan dan dideteksi memakai photodetektor maka arus yang ditimbulkan oleh photodetektor (ip) diberikan oleh persamaan:

Gambar 1 : Set up percobaan pembangkit gelombang mikro dengan laser diode

i p = a[ A0 cos(w0 t ) + A0 cos(ws t + θ )]2 (3) dimana a adalah koefisien konversi optik-elektrik. Dengan mengkuadratkan persamaan tersebut maka akan diperoleh dua term yaitu komponen penjumlahan frekuensi dan pengurangan frekuensi. Komponen penjumlahan frekuensi mempunyai frekuensi yang sangat tinggi sehingga tidak terespon oleh photodetedtor sehingga dapat dihilangkan. Sebagai hasil hanya merupakan komponen pengurangan yang ditunjukan dalam persamaan dibawah:

ip =

aA02 + As2 2 + A0 As cos[( w0 − ws )t − θ

Komponen

A0 As cos[(w0 − ws )t − θ

(4) dalam

persamaan diatas merupakan beat signal dari dua laser tersebut. Besarnya sinyal listrik yang dihasilkan tergantung dari daya laser P0 dan Ps yang bersesuaian

Dua buah laser diode jenis Distributed Feedback (DFB) digunakan sebagai sumber cahaya. Panjang gelombang kedua laser dipilih sama yaitu 1552 nm dimana merupakan panjang gelombang pada kumunikasi fiber optik di daerah C-band. Kedua laser telah terintegrasi dengan fiber jenis polarizing maintenance. Masing masing laser diatur dan dikontrol suhu operasinya menggunakan laser temperature kontrol dengan ketelitian 0,01oC. Pembangkitan laser dilakkan dengan memberi arus konstan yang dihasilkan dari sumber arus dengan kestabilan sumber arus adalah sebesar 3 µA. Kedua berkas laser dipadukan dengan menggunakan fiber coupler 2 x 2 dengan perbandingan 50:50. Satu bagian dari laser dimonitor memakai optical spectrum analyzer (OSA) sedang bagian yang lain dideteksi oleh photodetektor frekuensi tinggi. Keluaran dari photodetektor yang merupakan gelombang mikro yang dibangkitkan diukur dengan RF spectrum analyzer.

34


4.

HASIL PERCOBAAN DAN PEMBAHASAN

Pengamatan dilakukan dengan mengamati beberapa parameter antara lain perubahan frekuensi laser terhadap perubahan suhu dan perubahan arus, spectrum laser dan spectrum sinyal gelombang mikro yang terbangkitkan. Pada penggunaan sebagai pembangkit gelombang mikro, pergeseran frekuensi terhadap suhu maupun kondisi lain merupakan faktor yang sangat penting. Telah dilakukan pengukuran pergeseran frekuensi tersebut dengan menggunakan optical spectrum analyzer. Ketelitian alat yang dipakai tidak dapat menjamin kebenaran angka sampai 100%, namun dapat memberi gambaran seberapa besar pergeseran yang terjadi dan berapa cepat perubahannya sampai stabil. Dari hasil pengukuran dapat diketahui bahwa perubahan frekuensi laser terhadap perubahan suhu adalah 7 GHz/oC. Perubahan ini mempunyai dua makna yaitu bahwa diperlukan kontrol suhu yang baik, namun disisi lain laser dapat dikontrol frekuensinya dengan merubah suhu operasinya.

spectrumnya menggunakan optical spectrum analyzer. Dalam percobaan ini frekuensi salah satu laser dibuat tetap, sedang laser lainnya ditala semakin mendekat dengan merubah suhu operasi. Gambar 3 a adalah spectrum 2 laser yang telah digabungkan memakai fiber coupler dengan perbandingan 50:50, sedang gambar 3 b adalah noise floor RF spectrum analyzer yang digunakan dalam percobaan atau spectrum gelombang mkro pada saat belum ada pelayangan. Untuk membangkitkan sinyal gelombang mikro, panjang gelombang DFB laser ditala dengan merubah suhu operasinya dan diamati keluaran photodetektor menggunakan rf spectrum analyzer. Gambar 4 a adalah kondisi saat telah terjadi pelayangan atau terbangkit gelombang mikro pada frekuensi 8 GHz seperti terlihat pada gambar 4b. Kondisi ini terjadi pada saat suhu DFB laser adalah 25.5 oC.

(a) -60

d a y a (d b m )

-70

(a) -60

-80 -90

d a y a (d b m )

-70 -100 0

-80

0.85

1.7

2.55

3.4

4.25

5.1

5.95

6.8

7.65

8.5

frekuensi (GHz)

-90

(b) Gambar 4 : Spectrum optis gabungan 2 laser pada saat terjadi pelayangan (a) dan spectrum gelombnag mikro yang terbangkit pada frekuensi 8 GHz (b)

-100 0

0.85

1.7

2.55

3.4

4.25

5.1

5.95

6.8

7.65

8.5

frekuensi (GHz)

(b) Gambar 3 : Spectrum 2 buah laser diode pada saat keduanya tidak berada pada panjang gelombang yang sama (a) dan spectrum keluaran photodetektor pada saat kondisi tidak terjadi pelayangan (b)

Gelombang mikro dibangkitkan dengan menggabungkan dua laser yang mempunyai frekuensi hampir sama. Pada percobaan awal dilakukan pengabungan antara 2 DFB laser dan diukur

Frekuensi gelombang mikro yang dibangkitkan dari dua laser tersebut dapat ditala dengan merubah suhu operasi salah satu atau kedua laser. Gambar 5 a adalah spectrum optis dari dua laser pada suhu operasi 26 oC, sedang gambar 5 b adalah spectrum gelombang mikro yang terbangkitkan pada kondisi tersebut, dimana frekuensinya adalah 1,2 GHz. Terlihat pada gambar bahwa S/N sinyal pada frekuensi tersebut adalah lebih dari 30 dB, sehingga akan mudah untuk dikuatkan.

35


Gambar 6 adalah grafik perubahan frekuensi gelombnag mikro yang terbangkitkan sebagai fungsi perubahan suhu. Dari grafik tersebut dapat disimpulkan bahwa perubahan frekuensi laser terhadap perubahan suhu adalah sebesar 8.5 GHz/0C. Hasil ini jauh dari hasil pengukuran dengan OSA. Hal ini disebabkan karena ketelitian OSA adalah 0.1 nm atau sekitar 40 GHz, sehingga tidak mencukupi untuk pengukuran perubahan frekuensi laser. Dari hasil ini dapat dimengerti bahwa frekuensi sinyal gelombang mikro yang terbakit secara teoritis hanya dibatasi oleh kecepatan respons dari system elektroniknya yaitu kecepatan photodetektor dan amplifier yang dipakai. Prinsip ini dapa digunakan untuk membangkitkan sinyal diatas 10 GHz tanpa harus menggunakan frekuensi multiflier.

5.

KESIMPULAN

Dari hasil hasil yang diperoleh pada tahun pertama ini dapat disimpulkan sbb: Gelombang Mikro mampu dihasilkan melalui perpaduan dua sumber laser dengan frekuensi yang berbeda dengan menggunakan metode pendeteksian heterodin pada sistem komunikasi optik. Besarnya daerah frekuensi serta kestabilan gelombang mikro yang terdeteksi dalam pengukuran sangat bergantung terhadap stabilitas frekuensi optis laser dioda, Sensitivitas, responsivitas dan bandwidth dari fotodetektor yang digunakan, Polarisasi yang terjadi pada serat optik dan Range pembacaan RF Analyzer serta noise yang ditimbulkannya. DAFTAR PUSTAKA [1] S.Fukushima et.al, “Optoelectronic MillimeterWave synthesis using an optical frequency comb generator, optically injecteion locked laser, and a unitraveling-carrier photodiode” Journal of Lightave technology, vol 21, no 12, 2003 [2] K.J.Siebert et.all, “ All-opto-electronics CW THz Imaging”, OSA/IEEE CLEO 2002, Long Beach, may 2002 pp.635-636

(a)

[3] M.Musha, A.Ueda, M.Horikosi, K.Nakagawa, M.Ishiguro, K. Ueda, H.Ito, “A highly stable mmwave synthesizer realized by mixing two lasers locked to on optical frequency comb generator” Optics communications 240 (2004) 201-208

-60

d a y a (d b m )

-70 -80 -90 -100 0

0.85

1.7

2.55

3.4

4.25

5.1

5.95

6.8

7.65

8.5

frekuensi (GHz)

(b)

fre k u e n s i (G H z )

Gambar 5 : Spectrum optis gabungan 2 laser pada saat suhu operasi laser 260C (a) dan spectrum gelombnag mikro yang terbangkit pada frekuensi 1,2 GHz (b) 9 8 7 6 5 4 3 2 1 0 -1

[4] T.Kuri, et.al, “ Characteristics of supercontinuum light souece for WDM Millimeter-Wave-Band Radio on Fiber System” IEEE Photonics Technology Letters, Vol 17, No 5, June 2005 [5] Y.Doi et.al. Compact 60-GHz photonics millimeter wave emitter module for fiber radio link”, In Tech. Dig. 2002 Int. Topical Metting Microwave Photonics, Awaji Japan, Nov 2002, W4-6, pp 65-68.

y = 8.5809x - 224.04

26

26.2

26.4

26.6

26.8

27

27.2

temperatur (celcius)

Gambar 6 : Grafik perubahan frekuensi beat sinyal terhadap perubahan suhu operasi DFB laser

36


Phase Shifter Control Card dan Test Bench untuk Radar Thomson Bambang Sutopo Jurusan Teknik Elektro, Fakultas Teknik UGM Jl. Grafika 2,Bulaksumur, Yogyakarta - INDONESIA Telp/Fax : 0274 552305 email : [email protected] ABSTRACT This paper shows the experience in trouble shooting of a radar system especially in phase shifter control card on Thomson radar. This control card is the most crucial component in the radar system, because of failures in operation. On the radar lab., there is no in circuit testing unit, so repairing this card is doing by trial and error. Therefore it takes long time, and the results are not reliable. A team of Electrical Engineering Department, Gadjah Mada University, has succeeded in developing a prototype of this card, included the test bench unit. The system has been tested on site and work well. Keywords : radar, phase shifter, test bench ABSTRAK Makalah ini dimaksudkan sebagai sharing pengalaman dalam menangani perbaikan sistem radar, khususnya radar Thomson, bagian karti kontrol penggeser fase. Sistem kontroler ini merupakan kartu yang paling kritis dalam pemeliharaan karena palin sering rusak. Dalam hal perbaikan belum dimiliki suatu cara elektronis untuk trouble shooting sehingga perbaikan berjalan dengan lambat dan tidak ada kepastian kerja.Oleh tim dari Jurusan Teknik Elektro FT-UGM telah dibuat suatu prototipe sistem card ini dan sistem test bench, sebagai alat bantu pengujian sistem kartu kontrole geser fase. Hasil uji coba alat ini sudah dapat bekerja dengan baik. Kata Kunci : radar, phase shifter, test bench 1.

teknologi negara maju. Faktor keuntungan pada penggunaan teknologi elektronika yang masih sederhana (karena hasil th 80 an), adalah yang sistem masih terbuka, dalam arti mudah dibaca dan dipelajari. Komponen yang digunakan masih menggunakan komponen standar, sehingga mudah didapatkan. Prototipe sistem kartu kontrol penggeser fase (Phase Shifter Control Card) yang merupakan tiruan sistem kartu yang ada diharapkan bisa menjadi salah satu suku cadang sistem radar Thomson dan sistem uji test bench diharapkan dapat mempercepat waktu perbaikan sistem kartu yang ada. .

PENDAHULUAN

Sistem Radar merupakan kunci dalam sistem pertahanan Negara. Untuk itu diperlukan peningkatan kemampuan perguruan tinggi dalam penguasaan bidang ilmu dan teknologi sistem radar dan juga perlu diperkuat peran lembaga sebagai pengguna teknologi radar baik untuk pertahanan negara maupun kepentingan masyarakat. Teknologi elektronika yang digunakan dalam sistem radar sudah sangat maju, seiring dengan kemajuan teknologi elektronika itu sendiri. Di Indonesia ini masih banyak sistem radar dari teknologi tahun 1980 yang masih bisa berjalan dengan baik. Karena teknologi kuna ini, maka suku cadang sudah tidak tersedia di pasar internasional, bahkan pabrik pembuatnya sendiri sudah tidak menyediakan. Kalaupun bisa dipesan, harga sudah sangat tinggi. Jurusan Tenik Elektro mencoba bagian kecil dari sistem radar ini, yaitu bagian yang paling kritis, dalam arti paling banyak terjadi kerusakan dan tidak memiliki suku cadang. Untuk mempercepat trouble shooting dan memperbaiki kepastian kerja, juga telah dirancang sistem test bench. Sistem ini merupakan sistem perangkat komputer yang mempunyai unit interface yang dapat digunakan untuk menganalisis kartu kontrol penggeser fase. Dengan unit ini diharapkan dapat membantu para teknisi radar dalam mempercepat proses perbaikan kartu kontrol tadi dan mempertegas kepastian hasil perbaikan sistem sebelum di uji coba di lapangan. Keberhasilan uji coba alat ini bisa mengurangi ketergantungan kita terhadap

2.

EKSPLORASI SISTEM KARTU KENDALI GESER FASE

Phase Shifter Control Card merupakan salah satu kartu dalam system radar Thomson. Kartu ini mempunyai tugas sebagai penggeser fase. Dalam sebuah system radar ada sekitar 40 buah kartu ini. Tata letak kompoenen dalam kartu ini bias dilihat pada gambar 1. Terlihat pada gambar 1, ada 6 blok rangkaian utama dengan masing-masing blok mempunyai sebuah transistor daya yaitu transistor A, B, C, D, E dan F. Transistor – transistor ini berfungsi sebagai penggerak penggeser fase yang membutuhkandaya yang sangat besar. Sistem kerja kartu ini dikendalikan oleh data dalam ROM. Pengalamatan ROM sendiri dikendalikan oleh sistem di luar kartu ini. Kartu phase shifter control card mempunyai ukuran 24 x16 inchi.

37


Gambar 1. Tata Letak Komponen dalam Phase Shifter Control Card

Gambar 2, memperlihatkan diagram kotak fungsional phase shifter control card yang terdiri atas bagian input, memori, blok yang dikendalikan dan bagian output. Bagian input menerima data dari peralatan lain. Memori berisi data untuk cara pengendalian kerja blok, yaitu blok A dan F, Blok C, Blok D, E dan F. Sistem output yang digunakan mengendalikan sistem lain.

Gambar 3. Gambar Rangkaian Blok C Gambar 2. Diagram Kotak Phase Shifter Control Card

. Bagian memori berisi data yang menentukan urutan operasi blok A, B, C, D, E dan F, karean masing-masing blok ini bekerja secara ON dan OFF dan bergantian.. Gambar 3 merupakan gambar rangkaian dari blok C, sedang gambar 4 (dipasang di halaman terakhir) memperlihatkan gambar blok A dan B.

Pada blokC ini terdapat 6 buah transistor yang beroperasi sebagai saklar. Op-amp yang berjumlah tiga juga berfungsi sebagai komparator. Sehingga pada prinsipnya sistem blok C ini merupakan sistem elektronis yang bekerja secara digital. Demikian juga sistem yang berada di blok A, B,C,D, dan F. Berbagai nilai tegangan diperlukan oleh blok–blok ini yaitu tegangan 1 Volt, 2,8 Volt, -3 Volt, 5 Volt dan 115 Volt.

38


Program dalam komputer ditulis dalam bahasa Delphi. Fungí komputer adalah memberi perintah mikroprosesor untuk mulai mengadakan pengujian dan kemudian mengirimkan data hasil pengujian untuk ditampilkan di monitor.

Gambar 5. Rangkaian Bagian ROM

ROM berupa memori dengan 1024 lokasi yang masing-masing memuat data 4 bit. Keluaran 4 bit digunakan untuk mengendalikan blok A s/d F.melewat sebiah flip-flop. Blok A dan B bergantian ON dan OFF, demikian juga blok E dan F. Sedang blok C dan D merupakan blok tak saling bergantian.

3.

Gambar 7. Diagram Alir Pengujian Otomatis

HASIL DAN PEMBAHASAN SISTEM TEST BENCH

Test Bench merupakan gabungan perangkat lunak dan perangkat keras yang digunakan untuk mengadakan uji kartu phase shift secara otomatis. Test bench dibuat dengan tujuan mempermudah seorang teknisi untuk mengidentifikasi bagian yang rusak dari phase shifter control card. Sistem test bench digambarkan dalam diagram kotak pada gambar 6.

Gambar 6. Diagram Kotak Sistem Perangkat Keras Test Bench

Gambar 8. Diagram Alir Uji Transistor

Sitsem mikroprosesor sebagai alat uji, yang memberi masukan pada sistem dan menguji hasilnya melalui I/O digital. Untuk pengujian tegangan pada transistor disediakan 8 probe analog, sehingga setiap saat dapat menguji 8 titik uji sekaligus. Disediakan ADC 8 bit untuk mengubah sinyal-sinyal analog ini menjadi digital. Di dalam mikrokontroler telah dibuatkan tabel pembanding yang valid. Setiap data pembacaan akan dibandingkan derngan isi tabel yang sesuai. Ketidak-cocokan antara hasil dan tabel, mengindikasikan kemungkian adanya kegagalan fungsi komponen elekronis teruji. Penentuan kerusakan yang pasti masih perlu bantuan teknisi.

Tampilan hasil di monitor dapat dilihat di gambar 9, 10 dan 11. Gambar 9 menampilkan hasil pengujian secara otomatis. Pengujian ini dimaksudkan untuk memberi informasi apakah sistem kartu dalam keadaan baik atau perlu perbaikan. Bila terjadi kegagalan operasi, akan ditunjukkan bagian blok yang gagal beroperasi. Gambar 10 menampilkan hasil pengujian IC input. Indikasi adanya kegagalan operasi ditunjukkan dengan perubahan warna dalam tampilan. Gambar 11 menampilkan data hasil pengukuran tegangan pada transistor, sehingga dapat diketahui tegangan transistor yang tidak normal. Komputer sudah mempunyaidata besar tegangan yang seharusnya. Akan tetapi karena besaran ini merupakan

39


ada, untuk bisa diberdayakan secara optiomal dengan karya dalam negeri.

besaran yang analog sehingga nilainya tidak pasti pada angka tertentu, ada kemungkinan bervariasi antara satu transistor dengan transistor yang lain, atau kartu satu dengan kartu yang lain. Analisis selanjutnya diserahkan pada teknisi untuk mengadakan pemerikasaan lanjut dan perbaikan.

4.

UCAPAN TERIMA KASIH. Pada kesempatan ini kami juga mengucapkan terima kasih kepada Direktorat Jendral Pendidikan Tinggi yang telah memberi bantuan dana untuk mengadakan penelitian ini.

KESIMPULAN

Dari pengalaman kami selama mengadakan penelitian pembuatan prototipe komponen ini, dapat disimpulkan bahwa : 1. Sistem yang kuno, masih merupakan sistem yang terbuka sehingga mudah dipahami, mudah dimodifikasi atau dibuatkan suku cadangnya. 2. Sistem test bench bisa mempercepat waktu perbaikan kartu yang rusak dan memberi kepastian kerja bagi teknisi yang mengerjakan. 3. Dengan kemampuan ini diharapkan bisa memberi sumbangan bagi pemeliharaan sistem radar yang

DAFTAR REFERENSI [1]. Operation Manual untuk Radar Thomson, 1980 [2]. Phased Array Polarization Switches, Application Note,EMS Tecknologi, Space and TechnologyAtlanta. 2003 [3]. Sertac Yilmaz and Ibrahim Tekim, UltraWideband N Bit Digitally Tunable Pulse Generator, Sabanci University, Istambul. 2005

Gambar 9. Tampilan hasilPengujian Otomatis

Gambar 10. Tampilan Hasil Pengujian Input

40


Gambar 11. Tampilan Hasil Pengujian Transistor

.

Gambar 4. Skema Rangkaian blok A dan B

41


Pembuatan Exciter Untuk Perangkat Pemancar Jamming Elan Djaelani1),Daday Ruhiat2) 1)

Pusat Penelitian Informatika-LIPI Jl.Cisitu No.21/154D. Kompleks LIPI Bandung.40135 Telp.022-2504711, Fax.022-2504712 Email : [email protected] 2) Pusat Penelitian Elektronika dan Telekomunikasi-LIPI Jl.Cisitu No.21/154D. Kompleks LIPI Bandung.40135 Telp.022-2504660, Fax.022-2504659 Email : [email protected] ABSTRACT It has been done research about making of Exciter for needing of jamming broadcasting device. Jamming broadcasting device ia a radio station being used for paralysed electronic communication system by being in heaps or closing the signal from one station to another signal (jamming signal) that have same frequency and bigger power, so that the receiver will only detect jamming signal that have bigger power, this will cause communication disturbation or even bogged at all. The main part of jamming broadcaster device are : exciter, driver, amplifier, power amplifier and power supply. Part of exciter is the most importing part because all of processes generating sweeper signal (the sweeper) and noise signal (the noise) are also Oscillator Signal (Voltage Control Oscillator) becoming from this part. Consist of Sawtooth Generator, Noise Generator, and Voltage Control Oscillator. Keywords : Voltage Control Oscillator, Sawtooth Generator, Noise Generator. ABSTRAK Telah dilakukan penelitian mengenai pembuatan Exciter untuk keperluan perangkat pemancar jamming. Perangkat pemancar jamming adalah pemancar radio yang digunakan untuk melumpuhkan sistim komunikasi elektronik dengan cara menimpa atau menutupi sinyal dari suatu pemancar dengan sinyal lain ( sinyal jamming) yang mempunyai frekuensi sama dan daya yang lebih besar, sehingga penerima hanya akan mendeteksi sinyal jamming yang mempunyai daya lebih besar, ini akan mengakibatkan komunikasi terganggu atau bahkan macet sama sekali.Bagian utama dari perangkat pemancar jamming adalah :exciter,driver amplifier,power amplifier dan power supply.Bagian exciter merupakan bagian terpenting karena, seluruh proses pembangkitan sinyal sweeper (Penyapu) dan sinyal derau (noise) juga sinyal Oscilator (Voltage Control Oscillator) berasal dari bagian ini. Terdiri dari Sawtooth Generator, Noise Generator dan Voltage Cnotrol Oscillator. Kata kunci : Voltage Control Oscilator, Sawtooth Generator, Noise Generator Pembawa : Sweeper 30 – 80 Mhz Waktu Sweep : Variable Power Output : 100Watts Harmonic Frekuensi out of band- 45 dB Antenna : Broadband Omnidirectional

1. PENDAHULUAN Perangkat pemancar jamming adalah pemancar radio yang digunakan untuk melumpuhkan sistim komunikasi elektronik dengan cara menimpa atau menutupi sinyal dari suatu pemancar dengan sinyal lain ( sinyal jamming) yang mempunyai frekuensi sama dan daya yang lebih besar , sehingga penerima hanya akan mendeteksi sinyal jamming yang mempunyai daya lebih besar, ini akan mengakibatkan komunikasi terganggu atau bahkan macet sama sekali. Perangkat ini biasanya dipergunakan pada peperangan elektronik oleh militer. Perangkat pemancar jamming akan dibuat mempunyai spesifikasi sebagai berikut : Daerah frekuensi : 30 MHz – 80 Mhz Sistem : Pemancar Heterodyne Modulasi : Modulasi Frekuensi/ Modulasi Amplituda. Input Modulasi : Wideband Noise

Blok diagram perangkat pemancar jamming seperti pada gambar 1.

Gambar 1. Blok diagram perangkat pemancar jamming.

Bagian yang akan dibahas adalah bagian Exciter,dimana dibangkitkan sinyal gigigergaji,sinyal noise,dan sinyal pembawa yang dibangkitkan pada Voltage Controled Oscilator. Selanjutnya output Exciter

42


ini menjadi input driver amplifier, power amplifier dan bagian antena.

2. DASAR TEORI Perangkat pemancar jamming dirancang berdasarkan prinsip dari sweeper oscillator. VCO inputnya diberikan suatu sinyal berbentuk gigi gergaji (sawtooth) maka pada output VCO akan terjadi penyimpangan (deviasi frekuensi) sesuai dengan besaran frekuensi pemodulasi (sawtooth signal). Sebagaimana diperlihatkan pada gambar bentuk dari sebuah sinyal gigigergaji.

Gambar 4. Diagram blok Exciter.

Terdiri dari :Noise Generator,Sawtooth Generator, VCO1, VCO2, BPF dan sistem Switch. 2.1. Pembentukan Sinyal Gigigergaji. Pembangkit gelombang gigigergaji menggunakan timer 555, seperti pada gambar.5.

V

t2 t1 start frequency stop frequency

f

T

f=1/T

Gambar 2. Sinyal gigigergaji (sawtooth)

Pada gambar 2. diperlihatkan saat t1 start dari sinyal gigigergaji maka, frekuensi VCO mulai bergerak mengikuti bentuk sinyal tersebut dan akan berakhir pada saat t2 stop dan seterusnya. Pengulangan akan terjadi pada periode berikutnya sehingga kecepatan pengulangan ditentukan oleh besarnya frekuensi dari sawtooth tersebut, jadi kecepatan sweeping dari VCO ditentukan oleh besarnya frekuensi dari Oscilator Gigigergaji

Gambar 5. Pembangkit Gigigergaji

Timer 555 pada dasarnya terdiri dari dua buah komparator, sebuah flip-flop, sebuah discharge transistor, dan sebuah resistor pembagi tegangan. Masukan threshold terhubung dengan masukan pemicu (trigger). Komponen eksternal R1, R2, dan Cext mengatur frekuensi osilasi dengan formula berikut

fr =

1.44 . Saat arus mulai mengalir dari (R1 + R 2 )C ext

sumber tegangan, mengisi muatan kapasitor, kapasitor mula-mula kosong sehingga tegangan pin2 masih 0 V. Hal ini mengakibatkan keluaran lower komparator menjadi high dan upper komparator menjadi low, membuat keluaran flip-flop low dan menjaga transistor pada kondisi off. Saat tegangan kapasitor mencapai ⅓Vcc, lower komparator berubah ke keadaan low, dan saat tegangan kapasitor mencapai ⅔Vcc, upper komparator berubah ke keadaan high. Keadaan ini mereset flip-flop, merubah Qd menjadi high dan mengaktifkan transistor. Selanjutnya, saat kapasitor dikosongkan, upper komparator berubah menjadi low. Saat tegangan kapasitor mencapai ⅓Vcc, lower komparator berubah menjadi high, mengubah kondisi flip-flop sehingga Qd low dan menon-aktifkan transistor. Proses pengisian berlangsung kembali terusmenerus. Proses ini menghasilkan keluaran gelombang segitiga dengan duty cycle bergantung pada nilai R1 dan R2.

Gambar 3. Hubungan sinyal sawtooth dengan frekuensi output.

Pada Gambar 3. tampak output VCO pada waktu t1 – t2 menghasilkan frekuensi carrier dari f1 – fn. Blok diagram Exciter seperti pada gambar 4 , dibawah ini

43


Untuk memperoleh hasil yang baik dipilih tetapan waktu (time constant) RC sepuluh kali lebih besar perioda masukan.

2.2. Noise Generator Proses jamming dilakukan dengan mencampur sinyal pengganggu (noise) dan sinyal gelombang gigigergaji untuk menghasilkan tegangan tuning yang diperlukan VCO. Sinyal pengganggu menyamarkan transmisi jamming sehingga tampak seperti random “noise” bagi pengamat luar. Tanpa noise generator, sinyal jamming hanyalah gelombang pembawa RF kontinu tak termodulasi. Noise generator yang digunakan berdasarkan pada avalanche noise yang dihasilkan pada fenomena dadalnya dioda zener (zener breakdown). Pada dasarnya noise generator terdiri dari sebuah dioda zener 6.8 volt dengan arus balik (reverse current) kecil, sebuah buffer transistor, dan penguat audio LM386 yang berfungsi sebagai band-pass filter dan penguat sinyal-kecil (smallsignal amplifier). Gambar dari noise generator ditunjukkan pada gambar 6. berikut.

2.3. VCO (Voltage Control Oscillator) VCO menggunakan tipe POS 100, dan POS 50 dari Mini Circuit. VCO-1 bekerja pada daerah frekuensi 30-55 MHz dan VCO-2 bekerja pada daerah frekuensi 55- 80 MHz. Rangkaian VCO seperti pada gambar 9. Vcc

V-tune

1 8

RF.Out VCO-1 3

4

2 5 6

7

GND

Gambar 9. Rangkaian VCO

2.4. Bandpass Filter ( BPF ) Spesifikasi BPF Frekuensi kerja : 30 – 80 Mhz Impedansi : 50 Ω Passband Frequency : 50 Mhz (BW) Insertion Loss filter : max 3 dB Ripple factor : ± 1 dB

3. METODOLOGI Gambar 6. Rangkaian Noise Generator

Pada pembuatan Exciter ini penulis melaksanakan metoda reverse engineering. Rangkaian rangkaian Noise Generator ,Sawtooth Generator, Voltage Control Oscilator dan Bandpass Filter yang ada daftar pustaka merupakan salah satu sumber dari bahan studi literatur. Pada literatur literatur itu menerangkan prinsip kerja dari rangkaian diatas dan kami pelajari ,sehingga kami mengetahui prinsip dari Exciter Pada literatur literatur tersebut ada diagram blok sistem Noise Generator ,Sawtooth Generator, Voltage Control Oscilator dan Bandpass Filter beserta diagramskematiknya. Komponen komponen baik pasif dan aktif seperti : transistor, resistor, capasitor, induktor, trafo dan lainnya yang ada pada literatur dipelajari data datanya untuk digunakan mencari komponen ekivalennya, sesuai yang ada di pasar komponen elektronika kita. Satu persatu rangkaian rangkaian kami coba dan diukur , sehingga kami dapatkan rangkaian rangkaian yang dapat bekerja. Percobaan percobaan dilaksanakan dengan cara coba langsung tiap blok, lalu diukur hasilnya serta hasil pengukuran dievaluasi Uji coba dilaksanakan terus sehingga didapatkan hasil yang baik. Dari hal diatas dapat disimpulkan bahwa metodologi yang kami laksanakan adalah sebagai berikut :

Signal Mixer dan DC-Offset Circuits Sinyal pengganggu (noise) dan sinyal gigigergaji dijumlahkan menggunakan Op-amp konfigurasi penjumlah (summer) seperti gambar7. berikut.

Gambar 7. Rangkaian Penjumlah.

Kemudian, tegangan DC ditambahkan untuk memperoleh tegangan tuning yang diinginkan menggunakan rangkaian penjepit dioda (DiodaClamper).

Gambar 8. Rangkaian Dioda Clamper

44


1. 2. 3.

4.

5. 6. 7.

Studi literatur dari daftar pustaka. Mengumpulkan data data komponen yang kemungkinan akan dipergunakan Mengumpulkan data data komponen equivalent tersebut diatas,supaya kita dapat mengganti dengan komponen yang ada dipasasran. Mendisain ulang rangkaian exciter dengan komponen yang ada dipasar , terutama bagian Noise Generator ,Sawtooth Generator, Voltage Control Oscilator dan Bandpass Filter Membuat rangkaian rangkaian : Noise Generator ,Sawtooth Generator, Voltage Control Oscilator dan Bandpass Filter Mengukur hasil percobaan dan melaksanakan evaluasi. Mengulangi percobaan,pengukuran dan evaluasi sampai didapatkan Noise Generator ,Sawtooth Generator, Voltage Control Oscilator dan Bandpass Filter yang memenuhi persyaratan untuk perangkat jamming.

Hasil pengukuran dapat dilihat pada gambar 13.

Gambar 13. Foto hasil pengukuran Noise Generator

4.3. Hasil Pengukuran Gabungan Noise Generator dan Sawtooth Generator Diagram blok pengukuran adalah seperti pada gambar 14. Sawtooth Generator

Osciloscop

Noise Generator

4. HASIL DAN PEMBAHASAN 4.1. Hasil Pengukuran Sawtooth Generator Diagram blok pengukuran adalah seperti pada gambar 10.

Gambar 14. Diagram blok Pengukuran Gabungan Noise

Generator dan Sawtooth Generator, pengukuran dapat dilihat pada gambar 15.

hasil

Gambar 10. Diagram blok pengukuran Sawtooth Generator

Hasil pengukuran dapat dilihat pada gambar 11.

Gambar 15. Foto hasil Pengukuran Gabungan Noise Generator dan Sawtooth Generator Gambar 11. Foto hasil pengukuran Sawtooth Generator

4.4 Hasil Pengukuran VCO Diagram blok pengukuran adalah seperti pada gambar 16. Alat-Alat pengukuran dipasang sebagai berikut:

Sinyal output Sawtooth Generator ini telah mampu membuat ( sebagai input VCO) VCO mengeluarkan output frekwensi dengan deviasi yang lebar. 4.2. Hasil Pengukuran Noise Generator. Diagram blok pengukuran adalah seperti pada gambar 12.

Gambar 12. Diagram blok pengukuran Noise Generator. Gambar 16. Diagram Pengukuran VCO : POS-100

45


Hasil Pengukuran berupa tegangan terhadap frekuensi seperti pada tabel dibawah ini dan gambar 17. V Tune (Volt) 1 2 3 4 5 6

Frekuensi (MHz) 51,074 56,074 57,074 61,458 63,852 69,002

V Tune (Volt) 7 8 9 10 11 12

Frekuensi (MHz) 73,492 78,043 82,347 86,719 90,596 93,827

Gambar 20. Diagram blok pengukuran Output Exciter dengan Input Sinyal Noise dan Sinyal Gigigergaji.

Hasil pengukuran seperti pada gambar 21.

Hasil Pengukuran VCO

Frekuensi (MHz)

100 80 60 Series1 40 20 0 1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11

12

V Tune (Volt)

Gambar.21. Foto hasil pengukuran Output Exciter dengan Input Sinyal Noise dan Sinyal Gigigergaji.

Gambar 17.Grafik Hasil Pengukuran VCO

4.5. Hasil Pengukuran Output Exciter tanpa Input Sinyal Noise dan Sinyal Gigigergaji. Pengukuran tanpa sinyal noise dan sinyal gigigergaji,frekuensi senter diset pada 61MHz, dengan menyetel tegangan DC pada Dioda Clamper pada bagian akhir Exciter. Diagram blok pengukuran adalah seperti pada gambar 18.

5. PENUTUP. Dengan mengamati hasil pengukuran pada Gambar 21. terlihat output Exciter yang bekerja pada daerah 30MHz – 80 MHz , menyapu dengan frekuensi senter 61 MHz dan bandwidth 20 MHz.Dalam pengamatan ini menggunakan VCO-2. Selanjutnya output Exciter ini menjadi input driver amplifier, power amplifier dan bagian antena. Frekwensi yang berubah dengan cepat dan bergerak berulang ulang ini ( sesuai dengan sinyal gigigergaji) akan menimpa atau menutupi sinyal dari suatu pemancar yang diterima oleh penerima yang berada pada jangkauan pemancar jamming , sehingga penerima hanya akan mendeteksi sinyal jamming yang mempunyai daya lebih besar, ini akan mengakibatkan komunikasi terganggu atau bahkan macet sama sekali. Dari hasil pengukuran dan juga ujicoba Exciter yang dibuat telah sesuai dengan kebutuhan Exciter untuk perangkat pemancar jamming.

Gambar 18. Diagram blok pengukuran.

UCAPAN TERIMA KASIH Gambar 19. Foto hasil pengukuran Output Exciter.

Penelitian ini dilaksanakan di Puslit Elektronika dan Telekomunikasi-LIPI. Terima kasih disampaikan kepada : 1. Suhana Hermana,ST , Agus Witarna,Djaelani, Dede Ibrahim, Patricius, dan Dardi, Puslit Elektronika dan Telekomunikasi-LIPI

4 .6. Hasil Pengukuran Output Exciter dengan Input Sinyal Noise dan Sinyal Gigigergaji. Diagram blok pengukuran adalah seperti pada gambar 20.

46


2.

Ir.Rustamaji,MT, Jurusan Teknik Elektro, FTI, ITENAS. 3. Ir.Rusmana,MT, Peneliti DISLITBANGAL, TNI AL 4. Ridodi Anantaprama,ST, Puslit InformatikaLIPI. yang telah membantu dalam melaksanakan penelitian ini.

DAFTAR PUSTAKA [1] International Defense Review - Electronic Warfare [2] Military Technology - Electronic in Defence [3] Defences Electronic - The Electronic Navy R, Skaug, J.F. Hjelmstad – Spread Spectrum In Communication [4] Marvin K. Simon etc – Spread Spectrum Communication [5] Small, M,”HF Amateur Band Frequency Syntheziser”, Electronic Wireless World, Vol 85 no 1519. [6] Plessey Semiconductor, “Frequency Dividers and Synthesyzers IC Handbook”. [7] Ulrich L, Rohde; T T N Bucher,”Communication Receiver : Principles and Design”,McGraw Hill. [8] NEC, Manual Books Sweep Generator. [9] Rustamaji; Elan Djaelani, ‘Pemancar Frequency Hopping Spead Spectrum Untuk Pengamanan Sinyal Informasi”, Jurnal Teknologi Informasi LIPI, Vol 3 no 1, 2002. [10] Rustamaji; Elan Djaelani, ‘Frequency Hopping Spead Spectrum Suatu Teknik Pengamanan Komunikasi Pada Perang Elektronika (Electronic Warfare)”, Prosiding, Pemaparan Hasil Litbang 2003 LIPI, 2003 [11] Ahmad Jisrawi,GSM-900 Mobile Jammer,Jordan University Of Science and Technology [12] Voltage Controlled Oscilator POS 100,Mini Cicuits, [13] Proposal Perangkat VHF Electronic Jamming Untuk Electronic Warfare,Program Insentif Riset Terapan ,Ristek,2006. [14] Laporan Akhir Perangkat VHF Electronic Jamming Untuk Electronic Warfare,Program Insentif Riset Terapan ,Ristek,2007. [15] Elan Djaelani,Daday Ruhiat,”Pembuatan Voltage Control Oscilator untuk Perangkat Pemancar Jamming”, Prosiding Seminar Radar Nasional 2007.Jakarta,18-10 April 2007, ISBN 9-793-688896.

47


Evaluasi Penerapan Gaya Pengembang – Telitian – Industri – Manufaktur di Institut Teknologi Telkom Soetamso(1), Suwandi(1), Kris Sujatmoko(1), Arfianto Fahmi(1), Heroe Wijanto(1), Ashardi Haryuno(2) 1) ITTelkom Tlp 62 22 7564500 – 7564108 Fax 62 22 7565933, E-mail : [email protected] 2) Lembaga Penerbangan dan Antariksa Nasional ( LAPAN ) Bandung E-mail : [email protected] ABSTRACT In this paper, application of industrial research and development style is recognized for students’s final projects in IT Telkom, than evaluated inductively. Research and development of electromagnetic absorber, ultrawideband antenna, and cyrculator were taken for sampels. The conclutions are: the new hypothesis of antenna is true, industrial style of research of development is valid for engineering education; and a software development is proposed. Keywords : industrial style of research and development of ultrawideband antenna, electromagnetic absorber, and cyrculator. ABSTRAK Makalah ini memaparkan penerapan gaya pengembang-telitian di industri untuk proyek akhir bagi mahasiswa di IT Telkom, kemudian dievaluasi secara induktif. Pengembang-telitian tentang penyerap elektromagnetik, antena berfrekuensi ultra lebar dan sirkulator diambil sebagai contoh. Kesimpulannya: hipotesis baru tentang adalah benar, gaya pengembang-telitian industrial adalah cocok untuk pendidikan kerekayasaan; dan disarankan pengembangan perangkat lunak. Kata kunci : Pengembang-telitian bergaya industrial dari antena berfrekuensi ultra lebar, penyerap elektromagnetik dan sirkulator. 1.

yang telah diketahui sifatnya, untuk menghasilkan bahan baru yang bersifat lain yang diperlukan. Misalnya kertas dan lem untuk mendapatkan bahan dielektrika – eksponensiel untuk antena berpita – ultra lebar, pasir feromagnetis dan tanah liat untuk ferit – isolator dan sirkulator, sterofoam – pasir – feromagnet – bensin untuk penyerap elektro – magnet.

PENDAHULUAN

Untuk seminar radar 2007 telah dipaparkan hasil pengembang – telitian beberapa prototipe model – antena – pita lebar berbahan limbah, dan dapat mempercepat studi mahasiswa. Pada seminar ini akan dipaparkan Evaluasi Penerapan Gaya Pengembang – Telitian Industri – Manufaktur di Pendidikan – Tinggi: Institut Teknologi Telkom, untuk penunggalan tridharma. Diantara berbagai tujuan pengembang – telitian di industri manufaktur adalah dapat membuat barang industri secara cepat untuk menguasai pasar. Motto untuk pencapaiannya adalah “menyinergikan QCD secara hemat sumber daya TEM5O”. Sampel yang dibahas di sini adalah prototipe : antena ultra lebar, sirkulator dan isolator, dan bahan penyerap elektromagnet. Semuanya berbahan limbah dan bahan sekitar lainnya supaya ramah lingkungan. Evaluasinya secara induktif – tindakan – kelas, sedangkan pengembang – telitian prototipenya secara deduktif – eksperimental – intuitif. Pembuatan perangkat lunak untuk rekayasa prototipe sedang dilaksanakan untuk tugas oleh Strata Pendidikan lainnya.

2.

2.1. Rekayasa Bahan Penyerap Elektromagnit Pendorong perekayasaan bahan penyerap gelombang elektromagnet adalah perlunya berswasembada pembuatan ruang tanpa gema untuk pengujian antena model yang banyak dikembangkan untuk menguji hipotesis baru tentang antena. Prinsipnya adalah membuat campuran limbah styrofoam dan bensin serta pasir feromagnetik dan serbuk penghantar, untuk mendapatkan impedansi intrinsik = udara tetapi dapat mendesipasikan daya elektromagnetik. Ini berarti dibuat bahan yang ber -

µr

= 1 dan ber -

ε r = 2 – j1 yang ber - τ = 0.111

mho per m. Bahan campuran dari pasir feromagnetik : styrofoam : bensin = 2 gr : 7 gr : 12 gr didapatkan bahan baru yang berkonstanta εr = 2,09 – j 1,34 dan µr = 0,868. Pengukuran εr dengan menjadikan bahan ini sebagai dielektrik ( penyekat ) kondensator – plat – jajar, uji µr dilaksanakan dengan bahan ini untuk inti toroida. Pengujiannya dengan network analyzer. Dari bahan baru tersebut didapat hasil hitung : α = 31,63 Np / m dan konstanta pergeseran fasa

REKAYASA PROTOTIPE

Rekayasa prototipe terutama didasari pencampuran dari beberapa bahan limbah dan lainnya

48


13 14 15 16 17 18 19 20 21 22

β = 64,57 o per meter pada f = 2000 MHz, serta impedansi intrinsik Zi = 192 ∠ 26,14o Ω. Jika dibuat datar maka VSWR = 1,964, faktor pantul Γ ≈ 0,325 , dan faktor transmisi daya yang didesipasikan oleh bahan T = 0,8944. Karena bahan penyerap elektromagnetik untuk ruang tanpa gema biasanya berbentuk piramida – piramida dan prisma – prisma, maka produk ini pantas untuk pengembangan ruang tanpa gema. Sebagai ilustrasi disajikan hasil uji sampel piramidal berluas alas 4 cm x 4 cm bertinggi 4 cm. Pengujiannya adalah sebagai berikut. Sampel bahan diperlakukan sebagai penghalang komunikasi tampak – pandang (segaris lurus) untuk wilayah 9-11 GHz. Hasilnya adalah 9,0 dB jika puncak piramid mengarah pemancar, 9,5 dB jika alasnya mengarah pemancar. Maka, jika piramidal ini diperbesar sehingga bertinggi 11cm dan beralas 11cm x 11cm, dapat diharapkan penyerapan 50,875 dB. Mestinya pantas untuk pengembangan ruang tanpa gema secara mandiri.

1 2 3 4 5 6 7

; S = spasi, W = lebar

strip logam. Bahan penyekat gradual ini dibuat dari campuran kertas, serbuk kayu, styrofoam, gabus, perekat menurut perbandingan tertentu. Hasilnya adalah seperti tercantum ditabel ini.

Tabel 3. Hasil Uji Spesifikasi Antena Eksponensiel 1 Frekuensi (MHz) 300 – 3000 2 VSWR 2,14 – 1.15 3 Gain (dBi) 5,7 – 9,22 4 Polaradiasi Unidireksional 5 Polarisasi Elips berasio 9,6 dB

Tabel 1. Z (l ) VS εr 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12

Z (l ).Ω

εr

150,000 154,676 159,498 164,471 169,598 174,836 180,338 185,960 191,758 197,736 203,901 210,258

3,430 3,183 2,994 2,185 2,648 2,490 2,340 2,200 2,070 1,947 1,830 1,720

Tabel 2. Z dan εr Vs Bahan Panduan Z (Ω) εr 164,471 2,990 Kertas+2 sendok teh lem kertas 180,338 2,560 Kardus+2 sendok teh lem kertas 197,736 2,050 Kayu 216,813 1,660 Styrofoam 237,729 1,310 Styrofoam + perekat 260,664 1,070 Gabus 376,70 1,00 Udara

Pengukuran εr dielektrika tersebut di atas dilaksanakan dengan membuat kapasitor pita – logam – jajar berpenyekat εr dari paduan tersebut, kemudian diuji dengan Network Analyzer dalam wilayah 300 MHz samapi 3000 MHz. Sampel antena eksponensiel yang direkayasa berpanjang l = 16 cm dan bersusunan dielektrika di Tabel 2. setebal 10 mm, dihasilkan spesifikasi yang tercantum di Tabel 3. Pengukurannya dilaksanakan di lapangan terbuka dengan Network Analyzer dari 300 MHz sampai 3000 MHz ( kemampuan dari instrumen ), menggunakan transformator balun toroida 50 Ω : 150 Ω.

( )

10

1,620 1,520 1,430 1,347 1,260 1,190 1.120 1,050 1,00 1,00

Secara kasar tetapi ternyata hasilnya lumayan adalah hanya 7 gradual sepanjang setengah gelombang (λ 2) dengan tabel bahan dielektrika seperti Tabel 2. berikut ini.

2.2. Rekayasa Antena Ultralebar Eksponensiel Antena ultra lebar eksponensiel ini direkayasa untuk membuktikan hipotesis bahwa antena adalah pemadan impedansi ruang propagasi dengan saluran radio. Pada kesempatan ini disajikan antena eksponensiel berbasis saluran berpenghantar strip – kembar – sejajar yang dipisahkan oleh dielekrika berimpedansi intrinsik eksponensiel sepanjang saluran λ/2 dari frekuensi terendahnya. Sampel yang direkayasa adalah yang berimpedansi terminal 150 ohm dan berimpedansi karakteristik gradual eksponensiel dari 150 ohm sampai 377 ohm resistif, menurut formula Z 0 = 276ε r −1 2 log 8 s . w Graduasi impedansi intrinsik dielektriknya ( εr ) adalah tiap kurang dari λ

216,813 223,572 230,542 237,729 245,141 252,784 260,644 268,791 277,171 377,0

Antena ini akan dikembangkan menjadi tricula unidireksional dan tricula omnidireksional berpita ultra lebar dan bergain setinggi 2 ∼ 12 dBi, dan lainnya. Dari uji VSWR(f) di dapat kecondongan VSWR akan semakin turun, yang akan dibuktikan seandainya instrumen ujinya mampu sampai 10 GHz atau lebih, tidak hanya sampai 3000 MHz. 2.3. Rekayasa Sirkulator dan Isolator

49


Yang direkayasa adalah sirkulator Y dan isolator sebagai turunannya, berbasis saluran strip, menggunakan ferit buatan sendiri, berterminal 50 Ω koaksial. Piringan ferit silindris dibangun dengan memadukan tanah liat, pasir feromagnetik, dan limbah styrofoam dengan perbandingan – berat tertentu. Sirkulator dan isolator sangat penting untuk berbagai duplekser dan pengaman pantulan untuk berbagai perangkat elektronik dan instrumentasinya. Maka perlu dikembangkan supaya dapat mandiri. Ferit buatan sendiri ini berkonstanta εr = 18,63 ; µr = 900, tetapi σ terlupakan belum diukur. Pengukuran εr dengan membuat kondensator plat – logam – jajar berpenyekat dari campuran tersebut diatas, kemudian diukur dengan Network Analyzer. Nilai µr diukur dengan Network Analyzer juga, dengan sampel uji ini berupa induktor toroida berintikan bahan campuran tersebut di atas. Pradaya megnetis dari luar ferit dibuat bervariasi dengan mengubah arus kumparan yang melilit inti trafo bentuk C, gradual dari 5,0 mA sampai 50 mA. Hasil ukur kinerja sirkulator dan isolator yang terbaik adalah pada arus magnetisasi 50 mA, dengan capaian seperti Tabel 4 1 2 3 4

pemancar – penerima dan instrumen uji di wilayah 2500 MHz ± 500 MHz, memanfaatkan limbah. Pengampuan Elektronika Telekomunikasi, dan Komunikasi Keteknikan dan Profesi, yang sedang berjalan semakin memperjelas bukti yang akan didapatkan. Tiga – puluhan prototipe antena pita lebar bergain puluhan dBi unidireksional dan omnidireksional di wilayah 2000 MHz ± 500 MHz dan antena eksponensiel berfrekuensi 300 MHz – 3000 MHz dengan memanfaatkan limbah, telah membuktikan kebenaran hipotesis baru tentang antena. Juga membuktikan paradigma guru ( dosen ) sebagai manajer kelas, serta memang memungkinkan penunggalan Tridharma melalui metode pembelajaran inkuiris – konstruktif. Bukti itu diperkuat lagi dengan berhasil dikembangkan prototipe elektronika gelombang mikro : LNA, PA, Osilator, filter, hibrida – kopler direksional, pembagi – penggabung daya, sirkulator – Y dan isolator. Semua prototipe tersebut dihasilkan oleh para mahasiswa yang berproyek akhir, yang umumnya tidak melampaui 4 ( empat ) bulan. Banyak yang tepat waktu studinya dan beberapa dapat mempercepat satu semester. Kesimpulannya adalah bahwa metode pembelajaran inkuiris – konstruktif akan penulis kembangkan lebih lanjut untuk semua mata pelajaran yang diampu sendiri.

Tabel 4. Hasil Ukur Kinerja Sirkulator Frekuensi (MHz) : 2230 – 2365 Impedansi (Ω) : (60±20)+j(10±10) Insertion loss (dB) : 0,17 – 0,20 Isolasi : 38 ± 2

Dari tabel 4 ini dapat disimpulkan bahwa sirkulator dan isolator turunan dari sirkulator ini telah layak pakai. Pengembangan untuk memperlebar pita frekuensi, memperkecil arus catu samapi nol ( magnit tetap ), sedang dalam proses Proyek Akhir.

3.

4.

KESIMPULAN DAN SARAN

4.1 Kesimpulan Dari paparan di atas dapat ditarik kesimpulan: 1) Hipotesis baru bahwa antena adalah pemadan impedansi ruang propagasi dengan saluran radio, memudahkan rekaya antena pitalebar dan ultra lebar, berbahan limbah dan bahan lokal. 2) Paradigma guru ( dosen ) sebagai manajer kelas tidak perlu diragukan. 3) Sirkulator dan isolator masih perlu dikembangkan lebih baik, walaupun telah layak pakai. 4) Gaya pengembang – telitian di industri manufaktur dapat diterapkan di Pendidikan Tinggi : IT Telkom. 5) Tridharma Perguruan Tinggi dapat dilaksanakan serentak sebagai penunggalan Tridharma, sehingga dapat berhemat waktu dan biaya. 6) Bahan penyerap gelombang elektromagnit berbentuk piramida beralas 11 cm x 11 cm setinggi 11 cm akan menghasilkan penyerapan 50,875 dB.

PENELITIAN TINDAKAN KELAS

Penelitian Tindakan Kelas dimaksudkan untuk menguji kebenaran paradigma tentang guru ( dosen) sebagai manajer – kelas, yang mengelola kelasnya untuk pembelajaran inkuiris – konstruktif melalui kurikulum ampuannya yang berbasis kompetensi. Disamping itu juga untuk menguji hipotesis : 1. penunggalan (penyerentaan) Tridharma melalui pendidikan inovatif, 2. antena adalah pemadan impedansi ruang propagasi dengan saluran radio. Pengamatan langsung di kelas ampuan : Teknik Antena, Teknik Gelombang Mikro, Pengendalian Kinerja Telekomunikasi, sejak 2003 menunjukkan kebenaran paradigma dan ke dua hipotesis tersebut. Selain itu juga berhasil mengembangkan silabus Teknik Antena dengan menambahkan propagasi dan ruang uji. Juga praktikum antena menjadi praktikum antena dan gelombang mikro, yang mengutamakan rekonstruksi dan uji spesifikasi dari beberapa proyek akhir antena dan elektronika gelombang mikro. Semuanya akan dirakit menjadi miniatur perangkat

4.2 Saran Saran dari hasil paparan di atas adalah : 1) Perlu dibangun ruang tanpa gema elektromagnit secara mandiri, untuk ruang uji, memanfaatkan

50


campuran pasir fermagnetik : limbah styrofoam : pasir feromagnetik : bensin = 2 gr : 7 gr : 12 gr. 2) Pandangan bahwa guru ( dosen ) sebagai manajer kelas dapat dikembangkan untuk pelaksanaan Tridharma secara manunggal untuk membudayakan pengembang – telitian secara industri manufaktur di pendidikan. 3) Perlu pengembangan perangkat lunak untuk rekayasa antena pita lebar dan ultra lebar, juga untuk produk lainnya.

APRIASI DAN TERIMAKASIH Ucapan terimakasih disampaikan kepada seluruh sivitas akademika IT Telkom, terutama kepada para Pembimbing dan para Mahasiswa/Mahasiswi yang melaksanakan penelitian: 1. Sdr. Drs Suwandi Msi dan Sdr Rudi Munarkhi, mengenai isolator dan sirkulator 2. Sdr. Arfianto Fahmi ST, MT dan Sdri Elva Apulina Sitepu, mengenai antena eksponensiel – ultra lebar. 3. Sdr. Kris Sujatmoko ST, MT dan Fahrudin Heri Susanto, mengenai penyerap elektromagnet. 4. Saudara Ir. Heroe Wijanto, MT dan dua mahasiswi bimbingannya mengenai perbaikan sirkulator dan isolator melalui penelitian dua prototipe lainnya yang berbasis mikrostrip. Juga kepada Ashardi Haryuno yang mengenalkan penelitian ini ke Lembaga Penerbangan dan Antariksa Nasional ( LAPAN ) Bandung.

DAFTAR PUSTAKA [1] Jasik cs, Antenna Engineering Handbook, MGH, NY, 1984 [2] Kraus JD, Antennas For All Applications, MGH, Singapore, 2002 [3] Pozar DM, Microwave Engineering, JWS, Singapore, 2003 [4] Soetamso, Model Antena Pita Lebar Berbahan Limbah Dan Uji Hipotesis Antena, Prosiding Seminar Radar Nasional, 2007

51


Kajian Perbandingan Distribusi Amplitudo pada Pencatu Antena Susun untuk Aplikasi Radar Maritim Y.K. Ningsih

1)

, F.Y. Zulkifli 1), E.T. Rahardjo 1), A.A. Lestari

2)

1) Antenna propagation and Microwave Research Group (AMRG) Center for Information and Communication Engineering Research (CICER) Department of Electrical Engineering, University of Indonesia Kampus Baru UI Depok, West Java,16424, Indonesia Email: [email protected], [email protected], [email protected] 2) International Research Centre for Telecommunication and Radar – Indonesion Branch (IRCTR-IB) STEI-ITB, Jln. Ganesha 10 Bandung 40132, Indonesia ABSTRAK Makalah ini membahas tentang kajian perbandingan emapat metode distribusi amplitudo pada pencatu antena susun yang mempengaruhi directivity, beamwidth dan side lobe level untuk aplikasi radar maritim. Hasil analisis menunjukkan, dari keempat distribusi amplitudo, ternyata metode Chebyshev yang memenuhi semua kriteria dari antena radar maritim yang ditentukan dengan jarak antar elemen terkecil. Kata Kunci : antena susun, directivity, beamwidth, side lobe level, distribusi amplitudo

1. PENDAHULUAN Indonesia sebagai negara kepulauan terbesar di dunia yang terletak di Asia Tenggara, melintang di khatulistiwa antara benua Asia dan Australia serta antara Samudra Pasifik dan Samudra Hindia, mempunyai panjang garis pantai sebesar 81.000 km yang merupakan negara berpantai terpanjang kedua di dunia setelah Kanada. Kondisi ini merupakan potensi yang dapat memberikan sumber devisa yang besar bagi Negara, namun tentunya memerlukan pengamanan di sepanjang wilayah perairan laut Kepulauan Indonesia untuk menjaga kedaulatan dan kekayaan alam Negara Indonesia. Luasnya wilayah perairan Indonesia menyulitkan pengawasan secara langsung bila tidak didukung dengan peralatan teknologi tinggi yang dapat mendeteksi benda-benda (objek) dari jarak jauh di sepanjang perairan Indonesia. Alat yang dapat mendukung hal tersebut adalah radar (radio detection and ranging). Radar yang digunakan untuk pengawasan wilayah perairan dapat berupa radar yang dapat mendeteksi kapal (marine/ship radar) dan radar untuk pengawasan daerah pantai (coastal surveillance radar) [1]. Radar marine atau ship radar harus memiliki beberapa kriteria sehingga mempunyai kemampuan mendeteksi objek pada jangkauan yang cukup panjang dengan akurasi yang tinggi dan dapat mendeteksi objek yang berkecepatan rendah maupun yang tinggi sesuai dengan spesifikasi yang ditentukan. Kriteria radar ini harus didukung dengan karakteristik kinerja antena yang tepat. Antena radar maritim harus memiliki rasio daya antara side lobe dan main lobe mendekati 0 atau side lobe level dibuat serendah mungkin (di bawah 25dB). Selain itu antena radar juga memerlukan directivity yang tinggi untuk menjangkau jarak yang

52

jauh dengan beamwidth yang sempit untuk ketepatan dalam mendeteksi objek [2]. Untuk mendukung kriteria tersebut, antena mikrostrip menjadi salah satu pilihan yang tepat karena antena mikrostrip mempunyai kelebihan bentuk yang kompak dan mudah disusun menjadi antena yang mempunyai performa tinggi, mudah untuk dikombinasikan dengan komponen aktif/MMIC (Miniaturized Microwave Integrated Circuit) sehingga dapat diintegrasikan dengan sistem kontrol dan signal processing. Pada saat ini sedang dikembangkan radar maritim untuk Indonesia yang disebut dengan INDRA (Indonesia Radar). Radar yang dikembangkan bekerja pada frekuensi 9.4 GHz, dengan kriteria horizontal beamwidth sebesar 2.5° dan penekanan Side Lobe Level (SLL) sebesar -25 dB. Antena radar yang telah dikembangkan saat ini berupa antena susun 32 elemen yang amplitudonya terdistribusi secara uniform. Antena susun yang amplitudo pada pencatunya terdistribusi uniform cenderung belum dapat menghasilkan SLL yang rendah. Salah satu cara agar dapat menekan SLL serendah mungkin adalah dengan menggunakan distribusi amplitudo yang mengecil ke arah tepi (tapering) atau memberikan pembobotan pada masing-masing elemen antena [2-4]. Terdapat beberapa metode yang digunakan untuk mendapatkan amplitudo yang terdistribusi nonuniform, yaitu metode yang menggunakan polinomial Chebyshev, Taylor dan Cosine on Pedestal. Pada makalah ini akan dibahas keempat metode distribusi amplitudo pada pencatu dengan memperhatikan karakteristik antena berupa direktivitas, beamwidth dan SLL. Hasil analisis pada makalah ini merupakan penelitian awal yang akan dikembangkan ke arah fabrikasi.


2. SINTESA ANTENA SUSUN Medan total dari antena susun ditentukan oleh penjumlahan vektor dari medan yang diradiasikan oleh elemen tunggal. Medan total dari antena susun adalah sama dengan medan dari elemen tunggal dikalikan dengan faktor yang disebut sebagai faktor array (array factor). Pada antena susun N-elemen, Array Factor (AF) dapat di tulis dalam bentuk : AF 2 M ( genap ) = AF 2 M

+1

M

∑a n =1

( ganjil ) =

n

cos [( 2 n − 1 ) u ]

M +1

∑a n =1

n

Pola antena susun yang terdistribusi Chebyshev dibentuk sesuai dengan fungsi hyperbolic fungsi cosine dari polynomial Chebysev [4] , yaitu :

Tm ( z ) = 2 zTm −1 ( z ) − Tm − 2 ( z ) dimana bila a. -1 ≤ z ≤ + 1

(2)

maka Tm = cos[m cos −1 ( z )]

b. z ≤ -1 , z > +1 , maka Tm = cosh[m cosh −1 ( z )] Array factor pada polynomial Chebysev [3] :

(1)

cos [( 2 n − 1) u ]

N

f (ψ ) = io + 2∑ im cos mψ

untuk P ganjil

(3a)

N ψ⎤ ⎡ f (ψ ) = 2∑ im cos ⎢(2m − 1) ⎥ 2⎦ ⎣ m =1

untuk P genap

(3b)

m =1

dimana u = π d cos θ λ an = koefisien eksitasi dari antena susun λ = panjang gelombang d= jarak antar elemen θ= sudut phasa Antena susun yang memiliki amplitudo dan phase yang uniform maka antena tersebut akan menghasilkan pola radiasi yang terdistribusi secara uniform. Distribusi yang uniform tersebut akan menghasilkan direktivity yang paling besar sehingga beamwidth yang dihasilkan sempit dengan Side Lobe Level (SLL) yang dihasilkan juga besar. Besarnya eksitasi amplitudo dapat dibuat berbeda untuk setiap elemen, jenis antena ini dinamakan antena dengan amplitudo yang tidak uniform. S.A Schelkunoff [1] telah berhasil menerapkan teori polinomial terhadap Array Factor. Dengan distribusi amplitudonya yang tidak sama (sesuai dengan polinomialnya) akan dihasilkan karakteristik yang berbeda. Berdasarkan [2] , apabila distribusi amplitudonya mengecil ke arah elemen yang berada pada tepi (tapered distribution ), maka kecenderungan SLL nya menurun dan beamwidthnya meningkat atau sebaliknya bila distribusi amplitudo meningkat ke arah pinggir maka SLL nya meningkat, beamwidthnya menurun. Dengan kata lain , pembentukan beam dan pengontrolan level dari minor lobe dapat dilakukan dengan memberikan distribusi amplitudo yang sesuai dengan pola radiasi yang diinginkan. Terdapat beberapa metode tapered distribution yang dapat digunakan bila diinginkan antena yang memiliki SLL yang rendah dan beamwidth yang sempit, diantaranya adalah metode Dolph Chebyshev, metode Taylor dan metode Cosine on pedestal. Distribusi Chebyshev akan menghasilkan beamwidth yang lebih besar dengan SLL yang kecil karena distribusi Chebyshev merupakan hasil kompromi antara distribusi uniform yang menghasilkan beamwidth yang baik dan distribusi binomial yang menghasikan SLL yang paling kecil.

53

Pada Distribusi Taylor, inner minor lobes dijaga agar levelnya selalu sama, konstan dan spesifik yaitu dengan adanya factor scaling (σ ) . Oleh karena itu beamwidth yang dihasilkan pada antena ini lebih besar daripada antena dengan distribusi amplitudo Chebyshev. Pola array yang terdistribusi Taylor berdasarkan persamaan (4) di bawah ini [4] I ( z') =

n −1 z'⎤ ⎢1 + s ∑ SF ( p , A , n cos( 2 π p ⎥ l ⎣ l ⎦ p =1

λ ⎡

⎧ ( n − 1 )! ⎪ SF ( p , A , n ) = ⎨ n p )! ( n − 1 − p )! ( 1 − + ⎪ ⎩

[

]

n −1

∏

m =1

(4)

2 ⎡ ⎛ πp ⎞ ⎤ ⎟ ⎥ ⎢1 − ⎜⎜ ⎟ ⎝ u m ⎠ ⎥⎦ ⎣⎢

untuk p < n , untuk p ≥ n , SF ( p , A , n ) =0

dimana SF = space factor pada pola Taylor l = panjang sumber um = lokasi null Distribusi Cosine on Pedestal diperoleh melalui superposisi dari distribusi uniform dan cosine. Distribusi Cosine on Pedestal sesuai dengan distribusi pada persamaan (5) :

⎧ ⎛ π ⎞⎫ I n ( z ') = ⎨ I o + I 2 cos⎜ z ' ⎟⎬ -l/2 ≤ z’≤ +l/2 (5) ⎝ l ⎠⎭ ⎩

I n (z') = 0

kondisi lainnya

dimana l = panjang sumber

3. HASIL SINTESA DISTRIBUSI AMPLITUDO Tabel 1, 2 dan 3 merupakan hasil sintesa antena susun dengan menggunakan formula-formula (2) – (5) dengan berbagai variasi jarak antara elemen Antena susun yang di sintesa terdiri dari 8, 16 dan 32 elemen dengan jarak antara elemen yang digunakan adalah 0.5 λ dan 0.75 λ. Hal ini diteliti

1

2

⎫ ⎪ ⎬ ⎪ ⎭


untuk melihat hubungan antara jumlah elemen dengan pola distribusi amplitudonya.

32 elemen dengan jarak antar elemen, d = 0.5 λ dan 0.75 λ.

Tabel 1. Hasil perhitungan Sintesa Amplitudo 32 elemen

Tabel 4. Karakteristik Antena pada 4 jenis distribusi dengan d = 0.5 λ

Amplitudo elemen 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32

d = 0.5 λ

d = 0.75 λ

Uniform Chebyshev Taylor Cosine UniformChebyshev 1 1.5261 0.5185 0.1442 1 0.8085 1 0.4383 0.5277 0.2322 1 0.3296 1 0.4952 0.5459 0.3189 1 0.3902 1 0.5524 0.5722 0.4036 1 0.4533 1 0.6092 0.6058 0.4853 1 0.5176 1 0.6648 0.6452 0.5633 1 0.5822 1 0.7185 0.689 0.6368 1 0.6459 1 0.7694 0.7355 0.7051 1 0.7076 1 0.8168 0.7829 0.7677 1 0.766 1 0.86 0.8295 0.8238 1 0.8201 1 0.8984 0.8733 0.8729 1 0.8667 1 0.9314 0.9127 0.9146 1 0.9109 1 0.9584 0.9462 0.9484 1 0.9458 1 0.979 0.9726 0.9741 1 0.9726 1 0.993 0.9907 0.9913 1 0.9908 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 0.993 0.9907 0.9913 1 0.9908 1 0.979 0.9726 0.9741 1 0.9726 1 0.9584 0.9462 0.9484 1 0.9458 1 0.9314 0.9127 0.9146 1 0.9109 1 0.8984 0.8733 0.8729 1 0.8667 1 0.86 0.8295 0.8238 1 0.8201 1 0.8168 0.7829 0.7677 1 0.766 1 0.7694 0.7355 0.7051 1 0.7076 1 0.7185 0.689 0.6368 1 0.6459 1 0.6648 0.6452 0.5633 1 0.5822 1 0.6092 0.6058 0.4853 1 0.5176 1 0.5524 0.5722 0.4036 1 0.4533 1 0.4952 0.5459 0.3189 1 0.3902 1 0.4383 0.5277 0.2322 1 0.3296 1 1.5261 0.5185 0.1442 1 0.8085

Taylor 0.4042 0.4156 0.4381 0.4707 0.5122 0.561 0.6152 0.6727 0.7314 0.789 0.8432 0.892 0.9335 0.9661 0.9886 1 1 0.9886 0.9661 0.9335 0.892 0.8432 0.789 0.7314 0.6727 0.6152 0.561 0.5122 0.4707 0.4381 0.4156 0.4042

Directivity (dB) 15.9 15.4 15.4 15.1

Beamwidth (º) 12.6 15.1 13.1 16.1

SLL (dB) -13.3 -25.7 -15.3 -24.5

Uniform Chebyshev Taylor Cosine

18.9 18.5 18.5 18.1

6.3 7.3 7.4 8.2

-13.3 -25.6 -25.2 -23.3


21.9 21.5 21.5 21.1

2.9 3.5 3.6 4.1

-13.3 -26.1 -24.1 -23.8

Jumlah elemen Jenis distribusi Uniform 8 Chebyshev Taylor Cosine

Cosine 0.1026 0.1949 0.2858 0.3746 0.4602 0.542 0.6191 0.6908 0.7564 0.8152 0.8667 0.9104 0.9459 0.9728 0.9909 1 1 0.9909 0.9728 0.9459 0.9104 0.8667 0.8152 0.7564 0.6908 0.6191 0.542 0.4602 0.3746 0.2858 0.1949 0.1026

16

32

Tabel 5. Karakteristik Antena pada 4 jenis distribusi dengan d = 0.75 λ Directivity (dB) 15.9 15.7 15.7 15.2

Beamwidth (º) 12.6 14 14.2 15.8

SLL (dB) -13.3 -20.6 -20.8 -24


18.9 18.7 18.7 18.2

6.3 6.7 7 8

-13.3 -20.5 -20.7 -23


23.8 23.3 23.4 22.9

2.1 2.3 2.3 2.5

-17.9 -30.1 -25.2 -31

Jumlah elemen Jenis distribusi Uniform 8 Chebyshev Taylor Cosine

16

32

Tabel 2 . Hasil perhitungan Sintesa Amplitudo 16 elemen elemen

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16

d = 0.5 λ d = 0.75 λ Amplitudo Amplitudo Uniform Chebyshev Taylor Cosine Uniform Chebyshev Taylor Cosine 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1

0.8668 0.5043 0.6217 0.7334 0.8327 0.9135 0.9705 1 1 0.9705 0.9135 0.8327 0.7334 0.6217 0.5043 0.8668

0.522 0.5584 0.6257 0.7135 0.8086 0.8964 0.9636 1 1 0.9636 0.8964 0.8086 0.7135 0.6257 0.5584 0.522

0.1886 0.3625 0.5263 0.6737 0.7991 0.8976 0.9654 1 1 0.9654 0.8976 0.7991 0.6737 0.5263 0.3625 0.1886

1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1

0.4907 0.4018 0.5334 0.6651 0.7867 0.8884 0.9617 1 1 0.9617 0.8884 0.7867 0.6651 0.5334 0.4018 0.4907

0.4083 0.4533 0.5365 0.6453 0.763 0.8717 0.955 1 1 0.955 0.8717 0.763 0.6453 0.5365 0.4533 0.4083

Tabel 6 merupakan hasil sintesa dengan beamwidth sebesar 2.5 º sesuai dengan kriteria yang ditentukan

0.1492 0.3315 0.5033 0.6578 0.7893 0.8926 0.9637 1 1 0.9637 0.8926 0.7893 0.6578 0.5033 0.3315 0.1492

Tabel 6. Karakteristik antena bila beamwidth = 2.5º Distribusi amplitudo jarak antar elemen Direktivity Uniform 1.9 22.7 Chebyshev 2.1 22.7 Taylor 2.2 22.9 Cosine 2.4 23

4. ANALISIS DISTRIBUSI AMPLITUDO ANTENA SUSUN Dari hasil sintesa dapat dilakukan analisis terhadap pola distribusi amplitudo, pola radiasi dan karakteristik antena yang dihasilkan oleh keempat distribusi amplitudo tersebut. Hal ini dianalisis lebih lengkap sebagai berikut:

Tabel 3 . Hasil perhitungan Sintesa Amplitudo 8 elemen Elemen 1 2 3 4 5 6 7 8

SLL -13.7 -26.7 -25.3 -33.8

Amplitudo d = 0.5 λ d = 0.75 λ Uniform Chebyshev Taylor Cosine Uniform Chebyshev Taylor Cosine 1 0.5799 0.5368 0.279 1 0.3778 0.4255 0.244 1 0.6603 0.6725 0.6098 1 0.5843 0.5937 0.5908 1 0.8751 0.8643 0.863 1 0.8424 0.8317 0.8563 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 0.8751 0.8643 0.863 1 0.8424 0.8317 0.8563 1 0.6603 0.6725 0.6098 1 0.5843 0.5937 0.5908 1 0.5799 0.5368 0.279 1 0.3778 0.4255 0.244

Tabel 4 dan 5 menunjukkan hasil sintesa karakteristik directivity, beamwidth dan SLL pada masing-masing distribusi amplitudo untuk 8, 16 dan

54

4.1. Analisis Pola Distribusi Amplitudo Pola distribusi amplitudo yang dilakukan pada antena susun 8, 16, dan 32 elemen diperlihatkan pada gambar 1, 2 dan 3. Walaupun berbeda jarak dan jumlah elemennya namun dari ketiga gambar tersebut terlihat bahwa pola distribusi cenderung sama bentuknya. Dari ketiga distribusi yang non uniform terlihat bahwa pola radiasi Cosine memiliki amplitudo ke arah tepi yang lebih kecil dibandingkan Chebyshev dan Taylor. Dengan bentuknya yang semakin kecil ke arah elemen tepinya akan dapat diperoleh hasil SLL yang lebih baik.


a m p ltu d o

Distribusi Amplitudo 8 elemen 1.2 1 0.8 0.6 0.4 0.2 0 1

2

3

4

5

6

7

8

Gambar 4. Pola radiasi antena array 32 elemen dengan distribusi Uniform

elemen ke -

d = 0.5 λ Uniform

d = 0.5 λ Chebyshev

d = 0.5 λ Taylor

d = 0.5 λ Cosine

d = 0.75 λ Uniform


d = 0.75 λ Taylor

d = 0.75 λ Cosine

Gambar 4 merupakan pola radiasi yang dibentuk berdasarkan distribusi amplitudo yang uniform. Dari pola yang terbentuk SLL dari minor lobe terbesar adalah -13.3 dB dan untuk minor lobe lainnya bervariasi besarnya dan cenderung SLL nya menurun. Kondisi ini belum mencapai kriteria SLL dari antena radar maritim.

Gambar 1. Pola distribusi amplitudo untuk 8 elemen

am plitudo

Distribusi amplitudo 16 elemen 1.2 1 0.8 0.6 0.4 0.2 0 1

2

3

4

5

6

7

8

9 10 11 12 13 14 15 16

elemen d = 0.5 λ Uniform


d = 0.5 λ Taylor

d = 0.5 λ Cosine

d = 0.75 λ Uniform


d = 0.75 λ Taylor

d = 0.75 λ Cosine

Gambar 5. Pola radiasi antena array 32 elemen dengan distribusi Chebyshev

Gambar 2. Pola distribusi amplitudo 16 elemen Distribusi Am plitudo 32 elem en 1.8 1.6 1.4 1.2

Gambar 6. Pola radiasi antena array 32 elemen dengan distribusi Taylor

1 0.8 0.6 0.4 0.2 0 1

3

5

7

9

11

13

15

17

19

21 23

25

27 29

31

El emen ke d = 0.5 λ Uniform


d = 0.5 λ Taylor

d = 0.5 λ Cosine

d = 0.75 λ Unif orm


d = 0.75 λ Taylor

d = 0.75 λ Cosine

Gambar 3. Pola distribusi amplitudo 32 elemen

4.2. Analisis Pola Radiasi Analisis pola radiasi dilakukan untuk mengetahui main lobe dan side lobe yang dibentuk. Pola radiasi yang dianalisis dilakukan pada antena susun 32 elemen dengan jarak antar elemen 0.5 λ. Masing-masing pola radiasi pada keempat jenis distribusi amplitudo dapat dilihat pada Gambar 4 - 8.

55

Gambar 7. Pola radiasi antena array 32 elemen dengan distribusi Cosine on Pedestal

Gambar 5 merupakan pola radiasi pada antena susun dengan distribusi Chebysev. SLL dari semua minor lobe sama besarnya yaitu -26.1 dB.


Minor lobe yang dihasilkan masih banyak, namun dibandingkan dengan distribusi uniform (Gambar 4), SLL telah berhasil ditekan sesuai dengan kriteria. Pola radiasi antena susun dengan distribusi Taylor terlihat pada Gambar 6. SLL minor lobe tertinggi sebesar -27 dB. Antena susun yang terdistribusi amplitudo Cosine on Pedestal memiliki SLL pada minor lobe tertingginya sebesar -23.8 dB (Gambar 7). Kondisi ini belum mencapai kriteria yang diinginkan, namun minor lobe yang dihasilkan lebih sedikit. Hal ini terkait dengan pola distribusi amplitudo Cosine on Pedestal yang memiliki amplitudo yang lebih mengecil ke arah tepi dibandingkan distribusi non uniform lainnya. 4.3. Analisis karakteristik antena susun Dari hasil sintesa dilakukan analisis karakteristik directivity, beamwidth dan SLL. Lebih lengkapnya akan dijelaskan berikut ini.

b. Analisis beamwidth Pada antena radar maritim, beamwidth yang sempit harus dapat dicapai. Hal ini agar diperoleh ketepatan yang tinggi dalam mendeteksi objek. Gambar 10 dan 11 memperlihatkan semakin banyak jumlah elemen dan jarak antar elemen yang diperpanjang, beamwidth yang dicapai lebih sempit. Diantara keempat distribusi amplitudo, distribusi uniform menghasilkan beamwidth yang lebih sempit dibandingkan ketiga distribusi yang non uniform. Be am w idth de ngan d=1.6 cm

a.

Dire ctivity de ngan d = 1.6 cm

derajat

Analisis directivity Directivity merupakan karakteristik yang penting pada antena radar. Sesuai dengan kriteria yang diinginkan maka directivity yang dihasilkan harus tinggi agar dapat menjangkau objek yang jauh.

ada peningkatan directivity tapi tidak terlalu signifikan. Bila dilihat dari kedua parameter jarak antar elemen dan jumlah elemen antena susun,ternyata jumlah elemen antena susun mempunyai pengaruh yang lebih signifikan terhadap directivity. Hal ini sesuai dengan teori directivity [4].

18 16 14 12 10 8 6 4 2 0

Unif orm Chebychev Taylor Cosine

8

25

16

32

jum lah e le m e n

20

15

Gambar 10. Beamwidth berdasarkan distribusi amplitude untuk d = 0.5λ (1.6 cm)

Unif o rm Cheb ychev

dB

Taylo r

10

Co sine

5

be am w idth de ngan d = 2.4 cm

0 8

16

32

18

J uml a h E l e me n

16 14

Gambar 8. Directivity berdasarkan distribusi amplitude Dengan d = 0.5λ (1.6 cm)

12

Unif orm

10

Chebychev

8

Taylor

6

Cosine

4

Dire ctivity de ngan d = 2.4 cm

2 0 8

25

16

32

j uml ah el emen

20 Unif orm

15

Gambar 11. Beamwidth berdasarkan distribusi amplitude untuk d = 0.75λ (2.4 cm)

Chebychev

dB

Taylor

10

Cosine

5 0 8

16

32

Jum lah e le m e n

Gambar 9. Directivity berdasarkan distribusi amplitude Dengan d = 0.75λ (2.4 cm)

Gambar 8 dan 9 menunjukkan hasil sintesa dari masing-masing distribusi amplitudo. Dari kedua gambar tersebut terlihat semakin banyak jumlah elemen maka directivity yang dihasilkan lebih besar. Bila dilihat jarak antar antena yang di rancang, ternyata directivity yang dihasilkan dari antena susun,

56

Untuk mencapai kriteria beamwidth sebesar 2.5º, berdasarkan Tabel 6, ternyata distribusi uniform dapat mencapai beamwidth yang diinginkan dengan jarak antara elemen paling minimum, namun SLL yang dihasilkan belum memenuhi kriteria yang diharapkan. Yang memenuhi seluruh kriteria dan memiliki jarak antar elemen terkecil berikutnya adalah metode distribusi Chebyshev. Distribusi Cosine on Pedestal memiliki SLL yang terendah, namun jarak antar elemennya terbesar. Jarak antar elemen perlu dipertimbangkan dalam perancangan karena berdampak terhadap dimensi total antena susun dan biaya. Bila dimensi tambah besar ini akan berdampak terhadap biaya fabrikasi antenna.


Tentunya biaya perlu di tekan dan dimensi antena diinginkan yang paling kecil dan kompak sehingga akan dipilih jarak antar elemen yang kecil namun memenuhi semua kriteria yang ditentukan. b. Analisis Side Lobe Level Hasil sintesa SLL yang diperoleh dapat dilihat pada Gambar 12 dan 13. Pada kedua gambar tersebut, terlihat parameter yang mempengaruhi penekanan SLL adalah metode distribusi amplitudo, jarak antar elemen dan jumlah elemen. Jika dilihat dari parameter jarak antar elemen (d), untuk antena dengan distribusi amplitudo nonuniform, apabila jarak antar elemennya bertambah maka SLL yang dihasilkan meningkat. Jika dilihat dari jumlah elemen, maka semakin banyak jumlah elemen maka SLL yang dihasilkan akan semakin kecil.

32 16 8 - 25

- 20

-15

-10

-5

0

dB

Unif or m

Chebychev

Taylor

Cosine

Gambar 12. SLL berdasarkan untuk d = 0.5λ (1.6 cm)

SLL dengan d = 2.4 cm

32 Cosine Taylor

16

Chebychev Unif orm

8

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

Makalah ini telah menganalisis hasil sintesa dari keempat metode distribusi amplitudo dan hasilnya metode Chebyshev yang memenuhi semua kriteria dari antena radar maritim yang ditentukan dengan jarak antar elemen terkecil. Kriteria antena radar berupa directivity, beamwidth dan SLL dipengaruhi oleh jumlah elemen, jarak antar elemen dan metode distribusi amplitudo yang digunakan. Hasil kajian yang dibahas ini merupakan penelitian awal yang akan dikembangkan ke perancangan dan pembuatan prototip antena radar maritim untuk Indonesia.

DAFTAR REFERENSI [1] M.W.Long , Radar Reflectivity of Land and Sea 3rd Edition, Artech House, 2001 [2] W-D. Wirth, Radar Techniques Using Array Antennas, IEE, 2001 [3] W. Stulzman,G.A . Thiele, Antenna Theory and Design, John Wiley & Son, 1998 [4] C.A Balanis, Antenna Theory Analysis and Design 3rd Ed, John Wiley & Son, 2000

SLL untuk d = 1.6 cm

- 30

5. KESIMPULAN

0

J uml a h e l e me n

Gambar 13. SLL berdasarkan distribusi amplitude untuk d = 0.75λ (2.4 cm)

57


Pengolahan Sinyal Stepped Frequency Continous Wave – Ground Penetrating Radar (SFCW-GPR) dengan Metode Gabor Based Compressive Sampling Dodik Ichrom Resanto Kelompok Keilmuan Telekomunikasi Sekolah Teknik Elektro dan Informatika, Institut Teknologi Bandung Kampus ITB Jl.Ganesha 10 Bandung - INDONESIA Email : [email protected], [email protected], [email protected] ABSTRACT Signal Processing at SFCW-GPR has a weakness at the long duration for data acquisitions. These long duration acquisition are caused receiver SFCW-GPR must do sampling with Nyquist rule ( > 2x the highest signal frequency ) for every step frequency. This Paper will discuss a way to overcome those problem with compressive sampling concept as the method of alternative sampling besides Nyquist. Compressive sampling can conduct reconstruction signal properly though its sampling rate is less than Nyquist rule. Smaller data acquisition will speed up time of signal processing SFCW-GPR. Discussion at this paper focused at the usage of Gabor dictionary as the bases to conduct compressive sampling. This condition is assumed that Gabor function has a matching characteristic with GPR signal. Gabor based compressive sampling at this SFCW-GPR simulated by using software MATLAB to know the resulst of signal reconstruction (based on the value of Peak Signal-to-Noise Ratio / PSNR) for differential Gaussian function (first and second) and data real from VNA (Vector Network Analyzer) output. Simulation results indicate that this method can reconstruct properly differential Gaussian function (PSNR > 30 dBs) and can conduct compressive sampling properly at data real VNA output up to ½ x normal frequency samples (PSNR > 20 dBs). Keywords : sparsity, Gabor, compressive sampling, SFCW-GPR, basis pursuit ABSTRAK Pengolahan sinyal pada SFCW-GPR mempunyai kelemahan pada lamanya waktu untuk mengakuisisi data. Lamanya waktu ini disebabkan penerima SFCW-GPR harus melakukan sampling dengan aturan Nyquist ( > 2x frekuensi tertinggi sinyal ) untuk setiap step frequency. Makalah ini akan membahas suatu cara untuk mengatasi masalah tersebut dengan mengenalkan konsep compressive sampling sebagai metode sampling alternatif selain Nyquist. Compressive sampling mampu melakukan rekonstruksi sinyal dengan baik meskipun sampling rate-nya kurang dari aturan Nyquist. Proses akuisisi data yang lebih sedikit akan mempercepat waktu pengolahan sinyal SFCW-GPR secara keseluruhan. Pembahasan pada makalah ini difokuskan pada penggunaan Gabor dictionary sebagai basis untuk melakukan compressive sampling. Hal ini dengan asumsi bahwa fungsi Gabor memiliki karakteristik yang sesuai dengan sinyal GPR. Gabor based compressive sampling pada SFCW-GPR ini disimulasikan dengan menggunakan software MATLAB untuk mengetahui hasil rekonstruksi sinyal (berdasarkan nilai Peak Signal-to-Noise Ratio / PSNR) untuk fungsi turunan Gaussian (pertama dan kedua) serta data real dari output VNA (Vector Network Analyzer). Hasil simulasi menunjukkan bahwa metode ini mampu merekonstruksi dengan baik fungsi turunan Gaussian (PSNR > 30 dB) dan mampu melakukan compressive sampling dengan baik pada data real output VNA sampai dengan ½ x jumlah sampel frekuensi (data) normal (PSNR > 20 dB). Kata Kunci : sparsity, Gabor, compressive sampling, SFCW-GPR, basis pursuit yang tidak mengandung informasi / tidak terlalu penting dan berpengaruh terhadap karakteristik isi sinyal, data, ataupun image tersebut. Sparsity ternyata juga terjadi pada sinyal SFCW-GPR yang merupakan pantulan gelombang elektromagnetik dari dalam tanah. Oleh karena itu, sinyal SFCW-GPR dapat juga dikompresi untuk mengefisienkan proses pengolahannya, baik dalam hal waktu pemrosesan, realisasi hardware, maupun kompleksitas sistem.

1. PENDAHULUAN Konsep redundansi atau sparsity menyatakan bahwa tidak semua komponen pada suatu sinyal, data atau image mengandung informasi penting yang diharapkan. Adanya sparsity ini memungkinkan kita untuk melakukan kompresi terhadap sinyal, data ataupun image. Kompresi menjadikan sinyal, data, atau image berukuran lebih kecil dari yang sebelumnya dengan membuang komponen-komponen

58


mengandung informasi. Dengan adanya terobosan pemikiran baru ini, kita tidak perlu mengakuisisi data yang nantinya akan dibuang pada proses kompresi, dan pada akhirnya diharapkan efisiensi total sistem SFCW-GPR tercapai.

Proses pengolahan sinyal SFCW-GPR konvensional menjelaskan bahwa akuisisi data dari sinyal yang diterima oleh receiver SFCW-GPR dan kompresi data hasil dari akuisisi tersebut adalah dua proses yang terpisah dan saling berurutan [1]. Efisiensi pengolahan sinyal mungkin sudah dapat dicapai setelah dilakukannya proses kompresi, tetapi masalah efisiensi yang sebenarnya pada SFCW-GPR justru berada pada proses akuisisi data. Proses akuisisi data konvensional pada SFCW-GPR membutuhkan waktu yang sangat lama dan memori yang cukup (apalagi untuk scanning daerah yang luas dengan menggunakan frekuensi tinggi) sehingga efisiensi kompresi menjadi tidak terlalu berpengaruh terhadap efisiensi total dari proses akuisisi sampai dengan menampilkan data hasil scanning SFCWGPR. Proses akuisisi yang lama disebabkan oleh sampling yang harus mematuhi aturan Nyquist, yaitu melakukan sampling minimal 2 kali frekuensi maksimum sinyal yang diakuisisi. SFCW-GPR pada umumnya menggunakan frekuensi tinggi (beberapa ratus MHz sampai dengan beberapa GHz) sehingga sampling harus dilakukan dengan rate yang juga sangat tinggi [2]. Sampling rate yang tinggi mengakibatkan selang waktu di antara dua sampel data menjadi semakin kecil. Hal ini berakibat bahwa semakin tinggi frekuensi, semakin banyak sampel yang diambil / diakuisisi. Sampel yang banyak ini membutuhkan ruang memori yang cukup besar untuk menunggu proses kompresi. Oleh karena itu, efisiensi kompresi tidak terlalu berpengaruh kepada efisiensi total sistem SFCW-GPR. Masalah lain ternyata juga timbul dari perkembangan teknologi Analog to Digital Converter (ADC). Kebutuhan untuk memetakan kandungan di dalam tanah semakin hari semakin menginginkan yang lebih baik. Untuk memetakan kandungan di dalam tanah dengan baik, diperlukan resolusi yang tinggi, yang berarti sinyal yang digunakan pada sistem SFCW-GPR harus menggunakan frekuensi yang lebih tinggi (meskipun tingginya frekuensi yang dipakai juga bergantung pada antenna yang digunakan dan kedalaman objek yang akan di-scan di dalam tanah). Sementara di sisi lain, teknologi ADC ( terutama sampling rate ) berkembang dalam jangka waktu tertentu yang semakin hari semakin sulit untuk mengimbangi kebutuhan scanning dengan menggunakan SFCW-GPR. Untuk mengatasi permasalahan tersebut, muncullah konsep compressive sampling (pencuplikan terkompresi). Ide compressive sampling berasal dari keinginan untuk melakukan proses akuisisi data atau sampling dan kompresi secara bersamaan. Dengan kata lain, jika kita sebenarnya mengetahui bahwa sinyal itu bersifat sparse mengapa harus mengakuisisi data secara lengkap, padahal kita hanya butuh komponen-komponen yang benar-benar

2. COMPRESSIVE SAMPLING Konsep compressive sampling [3] adalah melakukan sampling data tidak secara lengkap ( lebih kecil daripada Nyquist rate), acak (random) dan inkoheren, lalu melakukan optimisasi untuk merekonstruksi sinyal berdasarkan sparsity sinyal dan sekumpulan basis (dictionary) tertentu. Jumlah sampel minimal (M) yang diperlukan untuk melakukan compressive sampling secara matematis dapat dirumuskan sebagai berikut. M > C . µ2(Φ,Ψ) . S . log (N)

(1)

N adalah jumlah sampel minimal yang diperlukan untuk merekonstruksi sinyal berdasarkan aturan Nyquist, S adalah derajat kebebasan sinyal atau jumlah koefisien bukan nol dari sinyal ketika direpresentasikan dalam sparsity basis (Ψ) (biasa disebut juga dengan represenatasi sparse dari suatu sinyal), dan µ(Φ,Ψ) adalah koherensi antara measurement basis (Φ) dan sparsity basis. C merupakan konstanta dengan nilai tertentu yang kecil. Meskipun dapat dirumuskan secara matematis, pada prakteknya kita tidak dapat secara langsung dan tepat menentukan jumlah minimal sampel yang diperlukan untuk melakukan compressive sampling. Persamaan (1) sebenarnya berlaku dengan syaratsyarat yang harus dipenuhi, seperti Uniform Uncertainty Principle (UUP), Restricted Isometry Property (RIP), dan Exact Reconstruction Principle (ERP) [4]. Selain itu, sparsity basis dan random projection basis (basis berproyeksi acak) yang digunakan tidak unik bergantung pada karakteristik sinyal dan pengukuran yang kita lakukan. Untuk mengetahui jumlah sampel minimal compressive sampling secara praktis kita lakukan dulu rekonstruksi sinyal berdasarkan representasi sparse sinyal dan membandingkan hasilnya dengan sinyal yang asli. Karena pengukuran yang dilakukan bersifat acak, maka perbandingan hasil rekonstruksi harus dilakukan secara statistik, misalnya dengan membandingkan rata-rata PSNR (Peak Signal to Noise Ratio). Dari perbandingan ini, dapat diketahui jumlah minimal sampel compressive sampling yang hasil rekonstruksinya masih dapat dikatakan mendekati sinyal asli. Dua sifat yang penting pada compressive sampling adalah sparsity dan inkoherensi. Koherensi

59


digunakan scrambled fourier random projection (transformasi Fourier yang koefisiennya diambil dengan permutasi acak). Gabor memiliki sifat yang sesuai dengan karakteristik sinyal pantulan yang diterima oleh receiver GPR (seperti yang ditunjukkan oleh gambar 1) [5]. Ekspansi sinyal - yang memiliki sifat berosilasi - dengan Gabor juga memenuhi Power Decay Law, dimana koefisien-koefisien representasi sparse sinyal jika diurutkan secara descending akan membentuk kurva menurun yang tajam (yang berarti bahwa energi sinyal tersebut terkonsentrasi).

antara sparsity basis dan measurement basis (basis pengukuran) dapat dirumuskan sebagai berikut. µ(Φ, Ψ) = √n . maxk,j |< Φk, Ψj>| (2) dengan n adalah panjang sinyal yang diekspansi oleh sparsity basis. µ(Φ, Ψ) bernilai antara 1 sampai dengan √n. Jika bernilai 1, maka sparsity basis dan measurement basis bersifat inkoheren maksimal. Compressive sampling membutuhkan basis-basis yang inkoheren untuk mendapatkan hasil rekonstruksi yang sesuai dengan sinyal asli. Contoh basis-basis yang mempunyai inkoherensi maksimal adalah Fourier basis dan Canonical/Spike basis. Tetapi tidak semua pasangan basis bersifat inkoheren maksimal. Oleh karena itu, langkah yang pertama dilakukan dalam compressive sampling adalah memilih sparsity basis yang sesuai dengan karakteristik sinyal dan measurement basis (pasangannya) yang dapat menghasilkan inkoherensi semaksimal mungkin. Setelah memilih sparsity dan measurement basis yang sesuai, langkah selanjutnya adalah melakukan optimisasi / minimisasi norm l1 sebagai berikut. x* = arg min ||x||1 subject to y=Φ. Ψ.x

Gambar 1: Fungsi Gabor

Secara matematis, fungsi Gabor dirumuskan sebagai berikut.

(3)

Solusi optimisasi yang dikenal juga dengan optimisasi basis pursuit ini adalah dengan menggunakan convex programming. Convex programming tidak mempunyai solusi analitis, tetapi algoritmanya dapat diterapkan pada komputasi numerik dengan software / program tertentu, seperti MATLAB. Hasil minimisasi (x*) selanjutnya digunakan untuk merekonstruksi sinyal (f*) f* = Ψ.x*

(5) Dari persamaan 5 dapat dilihat bahwa Gabor sebenarnya adalah fungsi cosinus yang dimodulasi secara Gaussian. Implementasi compressive sampling pada sistem SFCW-GPR [6] dapat dilihat pada gambar 2 di bawah ini.

(4)

3. COMPRESSIVE SAMPLING PADA SFCWGPR Seperti yang telah dijelaskan pada bagian sebelumnya, langkah pertama yang harus dilakukan untuk melakukan compressive sampling adalah memilih sparsity basis dan measurement basis yang sesuai. Fourier basis ternyata tidak cocok digunakan sebagai ekspansi / sparsity basis sinyal GPR karena pantulan sinyal GPR mempunyai karakteristik energinya terlokalisasi pada waktu dan frekuensi tertentu. Sebagai catatan, strukur sparsity basis harus sesuai dengan sinyal yang akan diekspansi (sesuai dengan prinsip UUP) agar rekonstruksi dapat dilakukan dengan baik. Sebagai pengganti Fourier basis, makalah ini akan mencoba menganalisis penggunaan Gabor sebagai sparsity basis untuk sinyal GPR, sedangkan sebagai measurement basis

Gambar 2 : Diagram Sistem Compressive Sampling SFCW-GPR

Dibandingkan dengan sistem SFCW-GPR umum (tanpa compressive sampling), sistem baru ini menambahkan blok Pseudorandom Number Generator dan Optimisasi Algoritma. Dua blok ini berperan untuk melakukan sampling dan pengukuran secara random serta melakukan rekonstruksi sinyal sparse berdasarkan prinsip basis pursuit.

60


32.1431 dB. Hal ini menunjukkan bahwa Gabor lebih cocok untuk merekonstruksi sinyal yang banyak berosilasi, seperti turunan kedua gaussian. Dua hasil simulasi di atas juga menunjukkan bahwa Gabor mampu merekonstruksi model sinyal GPR dengan baik. Dengan demikian asumsi bahwa Gabor mampu memenuhi sifat UUP dan ERP untuk sinyal GPR terbukti.

4. SIMULASI COMPRESSIVE SAMPLING PADA SFCW-GPR Untuk menguji asumsi penggunaan Gabor sebagai sparsity basis sinyal SFCW-GPR, pada bagian ini akan ditunjukkan hasil simulasi rekonstruksi sinyal untuk turunan pertama dan kedua Gaussian serta percobaan rekonstruksi data real SFCW-GPR yang diambil dari output (S21) Vector Network Analyzer (VNA). Output dari VNA adalah nilai frekuensi sebanyak 201 step dari 300 kHz sampai dengan 3 GHz. Data output VNA ini mempunyai nilai real dan imajiner. Oleh karena itu, untuk melakukan Inverse Fast Fourier Transform (IFFT), data VNA harus dibentuk conjugate symmetric agar dapat diperoleh data real pada domain waktu. Simulasi dan percobaan ini dilakukan dengan menggunakan software MATLAB dan menggunakan Gabor Basis Pursuit code dari Boyd dan Vandenberghe [7] yang dimodifikasi oleh penulis sesuai dengan keperluan compressive sampling pada SFCW-GPR. Simulasi turunan pertama Gaussian untuk menunjukkan model dasar pantulan sinyal GPR dalam domain waktu. Berikut ini adalah hasil simulasi Gabor untuk turunan pertama Gaussian (Gambar 3) dan turunan kedua Gaussian (Gambar 4).

Gambar 5 : Rekonstruksi dengan Data Utuh (201 data)

Gambar 6 : Rekonstruksi dengan 64 Data Gambar 3 : Rekonstruksi turunan pertama Gaussian

Gambar 4 : Rekonstruksi turunan kedua gaussian

Gambar 7 : Rekonstruksi dengan 100 Data

Nilai PSNR untuk simulasi rekonstruksi turunan pertama gaussian adalah 30.8265 dB, sedangkan untuk rekonstruksi turunan kedua adalah

Setelah sifat UUP dan ERP terpenuhi, langkah selanjutnya adalah menguji Gabor untuk melakukan compressive sampling pada data real SFCW-GPR. Pada percobaan ini, data frekuensi yang diperoleh

61


dari output VNA berjumlah 201. Rekonstruksi gabor basis pursuit akan dilakukan berdasarkan sinyal SFCW-GPR pada domain waktu hasil IFFT dari data frekuensi output VNA. Kemudian compressive sampling akan dilakukan dengan mengambil secara acak 64, 100, dan 128 data dari 201 data output VNA yang utuh. Berikut ini adalah hasil percobaan rekonstruksi sinyal SFCW-GPR berdasarkan data real untuk data utuh (Gambar 5), 64 data (Gambar 6), 100 data (Gambar 7), dan 128 data (Gambar 8).

karakteristiknya yang mendekati model sinyal GPR (berosilasi). c. Gabor based compressive sampling mampu merekonstruksi dengan baik (PSNR > 30 dB) fungsi turunan pertama dan kedua Gaussian. Simulasi ini sekaligus menunjukkan bahwa Gabor memenuhi sifat UUP dan ERP untuk model sinyal GPR. d. Gabor based compressive sampling mampu merekonstruksi dengan baik (PSNR > 20 dB) data real output VNA SFCW-GPR sampai dengan ½ kali data sampel normal.

UCAPAN TERIMA KASIH Ucapan terima kasih penulis sampaikan kepada Bapak A. B. Suksmono sebagai dosen pembimbing yang banyak memberikan saran dan dukungan untuk menyelesaikan makalah ini. Ucapan terima kasih juga penulis sampaikan kepada teman-teman dan civitas di KK Telekomunikasi Teknik Elektro ITB yang telah memberikan semangat dan bantuan dalam proses penulisan. Gambar 8 : Rekonstruksi dengan 128 Data

DAFTAR REFERENSI

Berikut ini adalah nilai PSNR untuk hasil rekonstruksi data real SFCW-GPR. Data untuk compressive sampling dilakukan sebanyak 4 kali untuk masing-masing sampel kemudian diambil nilai rata-ratanya.

[1] Mikhnev,V.A,“Microwave Reconstruction Approach for Stepped-Frequency Radar”. Institute of Applied Physics, National Academy of Sciences, Minsk, Belarus, Diakses tanggal 17 Maret 2008, dari http:// www.ndt.net/article/wcndt00/index.html. [2] Lord, R.T, “Aspects of Stepped-Frequency Processing for Low-Frequency SAR Systems”, A thesis submitted to the Department of Electrical Engineering, University of Cape Town, February 2000. [3] E.J. Candes, “Compressive Sampling”. Mathematics Subject Classification (2000), Primary 00A69, 41-02, 68P30; Secondary 62C65. [4] E.J. Candes and T. Tao, “Near Optimal Signal Recovery From Random Projections : Universal Encoding Strategies ? “, October 2004. [5] Barwinski, M, “Product-based metric for Gabor functions and its implications for the matching pursuit algorithm”, Master thesis in Uniwersytet Warszawski, Warszawa 2004. [6] Andriyan B.S, Endon B., A.A. Lestari, A. Yarovoy, and L.P. Ligthart, “A Compressive SFCW-GPR System (Extended Abstract)”, IRCTR Indonesia Branch, ITB. 2007. [7] S.Boyd and L.Vandenberghe, “Convex Optimization”. Cambridge University Press, Cambridge, 2004.

Tabel 1 : PSNR untuk Rekonstruksi Sinyal SFCW-GPR Sampel (data PSNR L1 PSNR L2 VNA) (dB) (dB) 201 data (utuh) 24.9450 64 data 14.4292 10.0905 100 data 20.6584 13.9884 128 data 23.1530 17.5502

Dari data PSNR di atas dapat ditarik kesimpulan bahwa gabor based compressive sampling mampu merekonstruksi sinyal SFCW-GPR dengan baik sampai dengan ½ kali jumlah sampel / data normal, dimana saat pengambilan sampel 100 data PSNR-nya masih bernilai di atas 20 dB.

5. KESIMPULAN Dari pembahasan yang telah dilakukan di atas, dapat ditarik kesimpulan sebagai berikut. a. Konsep compressive sampling pada SFCW-GPR mampu mengatasi masalah lamanya waktu akuisisi data. b. Gabor digunakan sebagai basis dictionary untuk melakukan compressive sampling karena

62


Desain Parallel-Coupled Microstrip Bandpass Filter dengan Substrate Tuning untuk Aplikasi INDRA I-II Liarto, A.A. Lestari Radar & Communication Systems Segitiga Emas Business Park Unit No.6 Jl. Prof .Dr. Satrio KAV 6 Jakarta Selatan 12940-INDONESIA Phone: +62 21 579511 33 Email: [email protected], A. [email protected] ABSTRACT A parallel-coupled microstrip bandpass filter with substrate tuning is designed to improve discrepancies in the filter response resulted from flawed fabrication and simulation model (infinitive-modeled groundplane) which alters the response of the simulated results to the measured results. The design of a parallel-coupled microstrip bandpass filter works in the middle frequency (fc = 9.4 GHz), coefficient deviation transmission of 3dB for f = 9.45 GHz with input-output impedance (50Ω). The result of the measurement shows that there is a change in the response (a shift from fc = 9.4 GHz to fc = 9.8 GHz). The change in response to the simulation can be improved by substrate tuning technique. Keywords: parallel-coupled microstrip filter, substrate tuning ABSTRAK Perancangan parallel-coupled microstrip bandpass filter dengan subtrate tuning bertujuan memperbaiki perubahan response filter yang disebabkan ketidaksempurnaan pabrikasi dan pemodelan pada tahap simulasi. Ketidaksempurnaan pabrikasi dan pemodelan (groundplane dimodelkan infinitive), mengakibatkan perubahan response hasil simulasi terhadap hasil pengukuran. Desain parallel-coupled microstrip bandpass filter bekerja pada frekwensi tengah (fc = 9.4GHz), selisih koefisien transmisi 3dB untuk f = 9.45GHz dengan impedansi input-output (50Ω). Pada hasil pengukuran terjadi perubahan response (pergeseran fc = 9.4 GHz menjadi fc = 9.8 GHz). Perubahan response hasil pengukuran terhadap simulasi dapat diperbaiki dengan teknik substrate tuning. Kata kunci: Parallel-coupled microstrip filter, substrate tuning.

1. PENDAHULUAN Radar INDRA (INDonesian RAdar) merupakan jenis radar maritim yang dikembangkan untuk aplikasi ship radar (INDRA I) dan untuk aplikasi coastal radar (INDRA II). INDRA I-II berbasis pada teknologi FMCW (Frequency Modulation Continous Wave), dengan frekwensi pembawa pada kisaran x band (fc= 9.4GHz) dan bandwidth frekwensi (∆f = 100MHz). Karakteristik dari kisaran frekwensi x band adalah sangat sensitif terhadap noise, sehingga perlu dilakukan filtering pada sinyal transmit maupun sinyal receive INDRA I-II. X band filter juga diperlukan untuk menekan pengaruh osilasi DRO (dielectric resonator oscillator) dan crosstalk dari sistem RF hardware terhadap sinyal yang akan ditransmisikan. Agar dapat meredam pengaruh osilasi DRO, filter dirancang memiliki koefisien trasnsmisi -30 dB per octal (-30 dB pada frekwensi DRO). X band filter untuk INDRA I-II di rancang menggunakan mikrostrip, dikarenakan filter mikrostrip memiliki beberapa keunggulan, diantaranya: a. Tepat untuk frekwensi tinggi (aplikasi x band). b. Harga substrate terjangakau. c. Pabrikasi relatif mudah. Dikarenakan tingginya frekwensi pembawa pada INDRA I-II mengakibatkan faktor kesempurnaan

pabrikasi menjadi penting. Tuning filter dilakukan menggunakan substrate (Roger 4003), dengan tujuan mengkompensasi ketidaksempurnaan pabrikasi dan simulasi. Desain filter mikrostrip pada penelitian ini menggunakan model parallel-coupled microstrip, dikarenakan model filter tersebut memiliki penekanan harmonik yang optimal [1]. Selain itu, model parallelcoupled microstrip filter cukup mudah untuk dilakukan tuning [2].

2. DASAR TEORI Pada desain microstrip filter, penerapan model parallel-coupled line cukup luas digunakan. Analisa dan perhitungan parallel-coupled line dapat dilakukan dengan beberapa teknik, seperti pada [1]. Dua saluran mikrostrip sejajar yang identik (nilai impedansi sama besar) dapat dianalisa secara konvensional menggunakan metode odd mode dan metode even mode. Eksitasi even mode dua saluran mikrostrip sejajar yang identik memiliki polaritas sama, sedangkan pada eksitasi odd mode, karakteristik polaritasnya berbeda. TEM (Transverse Electromagnetic mode) parallel-coupled line microstrip sudah tidak murni, karena kedua mode berpropagasi pada medium yang memiliki permitifitas berbeda. Konstanta dielektrik efektif even mode dan

63


odd mode digunakan untuk menghitung besarnya impedansi kedua mode, dimana besarnya impedansi kedua mode tersebut menentukan dimensi coupled line. Hubungan antara karakteristik impedansi even mode dan odd mode coupled line dengan saluran mikrostrip adalah sebagai berikut:

z c = Z ce Z co

(1)

dimana: = Karakteristik impedansi saluran Zc mikrostrip. Zce,Zc o = Karakteristik impedansi even mode dan odd mode coupled line.

a o = 0.7287 (ε re − 0.5(ε r + 1))

.(1 − exp (− 0.179u )) bo = (0.747.ε r ) /(0.15 = ε r ) co = bo − (bo − 0.207 ). exp(− 0.414u ) d o = 0.593 + 0.694. exp(−0.526u ) dimana : εre = konstanta dielektrik efektif untuk mikrostrip tunggal dengan lebar w.

Perhitungan dalam mendesain parallel- coupled line microstrip diberikan pada [3].

ε re _ eff = dimana mode.

(g v=

εr +1 εr −1 ⎛ 2

+

10 ⎞ .⎜1 + ⎟ 2 ⎝ v ⎠

)

(

)

(4)

Z ε re c 377

dimana:

0.387

⎡ ⎤ ⎢ ⎥ 10 1 g ⎢ ⎥ + ln 10 ⎢ 241 ⎛ g ⎞ ⎥ ⎢1 + ⎜ ⎟ ⎥ ⎢⎣ ⎝ 3.4 ⎠ ⎥⎦

Q4 = 2

0.053

u = w/h dan g = s/h, dengan w = lebar strip dan h ketebalan substrate, sedangkan s adalah lebar gap antara dua saluran (strip) sejajar.

. exp − c 0 . g do

ε re _ eff

6 ⎡ ⎛ 8.4 ⎞ ⎤ ⎟⎟ ⎥ Q3 = 0.1975 + ⎢16.6 + ⎜⎜ ⎢⎣ ⎝ g ⎠ ⎥⎦

⎡ ⎡ 4 ⎛ v ⎞2 ⎤ ⎤ ⎢ ⎢v + ⎜ ⎟ ⎥ ⎥ ⎝ 52 ⎠ ⎥ ⎥ ⎢⎛⎜ 1 ⎞⎟ ln ⎢ ⎢⎝ 49 ⎠ ⎢ v 4 + 0.432 ⎥ ⎥ ⎢ ⎥⎥ ae = 1 + ⎢ ⎢ ⎣⎢ ⎦⎥ ⎥ ⎢ 3 ⎥ ⎡ ⎛ v ⎞ ⎤⎥ ⎢ 1 ⎢+ 18.7 ln ⎢1 + ⎜⎝ 18.1 ⎟⎠ ⎥ ⎥ ⎥⎦ ⎦ ⎢⎣ ⎣

⎛ 0 . 5 (ε r + 1 )⎞ ⎟⎟ ε ro _ eff = ε re + ⎜⎜ a ε − + re o ⎠ ⎝

ε re

Q1 = 0.8685u 0.194 Q2 = 1 + 0.7519 g + 0.189 g 2.31

2

⎛ ε − 0.9 ⎞ ⎟⎟ be = 0.564⎜⎜ r ε 3 + ⎠ ⎝ r

1 − Q4.

(2)

+ 20 .u + g . exp(− g ) g + 10 2

Z ce =

− a e be

= konstanta dielektrik efektif even

εre_eff

Zc

(3)

dimana : εro_eff = Konstanta dielektrik efektif odd mode.

Q1 1 . Q3 Q2 u exp(− g ) + (2 − exp(− g )).u −Q3

⎛ ⎞ 0.638 ⎟ Q5 = 1.794 + 1.14 ln⎜⎜1 + 2.43 ⎟ ⎝ g + 0.517 g ⎠ ⎡ ⎤ ⎢ ⎥ 1 g 10 ⎢ ⎥ Q6 = 0.2305 + ln 281.3 ⎢ ⎛ g ⎞10 ⎥ ⎢1 + ⎜ ⎟ ⎥ ⎣⎢ ⎝ 5.8 ⎠ ⎦⎥ 1 + ln 1 + 0.598 g 1.154 5 .1

(

64

)


Q7 =

10 + 190 g 2 1 + 82.3g 3

5 ⎡ ⎛ g ⎞ ⎤ Q8 = exp ⎢− 6.5 − 0.95 ln (g ) − ⎜ ⎟ ⎥ ⎝ 0.15 ⎠ ⎦⎥ ⎣⎢

1 ⎞ ⎛ Q9 = ln (Q7 ).⎜ Q8 + ⎟ 16.5 ⎠ ⎝

Q10 = Q4 −

Z co =

dimana: j = 0 sampai n Panjang coupled line dihitung menggunakan persamaan :

Q5 ⎛ Q ln (u ) ⎞ exp⎜ 6 Q9 ⎟ Q2 ⎠ ⎝ u

Zc.

2 1 ⎡ J j , j +1 ⎛ J j , j +1 ⎞ ⎤ ⎟ ⎥ (10) (Z 0o ) j , j +1 = ⎢1 − + ⎜⎜ Y0 ⎢ Y0 Y0 ⎟⎠ ⎥ ⎝ ⎦ ⎣

1j =

ε re

4

[

λ0

(ε re ) j .(ε ro ) j ]

0 .5

− ∆l j

dimana = ∆l j adalah koreksi panjang resonator untuk

ε ro _ eff

Z 1 − Q10 . ε re . c 377

menghitung efek fringing ujung resonator dijelaskan pada [3]

(5)

yang

∆l = h * ξ1ξ 3ξ 5 / ξ 2

dimana: 3. METODE DESAIN FILTER Untuk mendesain sebuah filter di gunakan paersamaan (1-5) dengan terlebih dahulu menentukan parameter-parameter: frekwensi tengah (fc), bandwidth filter, jenis respon (chebyshef), besar equal ripple dan ketajaman dari response filter (oktal per dB). Setelah perumusan desain filter ditentukan, maka di peroleh nilai g yang digunakan untuk menentukan lebar coupled line.

J 01 π w = . Y0 2 g 0 g1

πW

(6)

1 g j g j , j +1

(7)

J n , n +1 πW = Y0 2 gn gn , n + 1

(8)

J j , j +1 =

2

.

dimana: g0, g1, g2.... gn adalah elemen-elemen low pass prototype dan W adalah fraksional bandwidth bandpass filter, Jj,j+1 adalah karakteristik admitansi Jinverter dan Y0 adalah karakteristik admitansi saluran terminasi. Untuk merealisasikan J-inverter, karakteristik impedansi even dan odd mode coupled microstrip line didefinisikan menggunakan perhitungan: 2 1 ⎡ J j , +1 ⎛ J j , j +1 ⎞ ⎤ ⎟ ⎥ (9) (Z 0e ) j , j +1 = ⎢1 + + ⎜⎜ Y0 ⎢ Y0 Y0 ⎟⎠ ⎥ ⎝ ⎦ ⎣

0.8544 ⎡ ⎤ ⎛ w⎞ 0.81 ⎢(ε re ) + 0.26⎜ ⎟ ⎥ + 0.236 ⎝h⎠ ⎢ ⎣ ⎦⎥ ξ1 = 0.434907 0.8544 ⎡ ⎤ ⎛ w⎞ 0.81 ⎢(ε re ) − 0.189⎜ ⎟ ⎥ + 0.87 ⎝h⎠ ⎣⎢ ⎦⎥

0.371

⎛ w⎞ ⎜ ⎟ h ξ2 = 1+ ⎝ ⎠ 2.35.ε r + 1 1.9413 ⎡ ⎤ ξ2 w ⎛ ⎞ ⎥ 0.5274a tan ⎢0.084⎜ ⎟ ⎢ ⎥ ⎝h⎠ ⎣ ⎦ ξ3 = 1 + 0.9236

(ξ re )

⎛ ⎝

w⎞ h⎠

ξ 5 = 1 − 0.218. exp⎜ − 7.5 ⎟

4. PERANCANGAN Parallel-coupled bandpass filter pada penelitian ini dirancang pada frekwensi tengah (fc = 9.4 GHz). Respon filter digunakan Chebyshev response, optimal equal ripple 0.2 dB dengan orde filter 5. Penentuan dimensi coupled-line dilakukan menggunakan program simulasi AWR Microwave Office 2004, dan dilakukan validasi ulang menggunakan Ansoft Ensemble 7 dengan asumsikan ground plane bersifat infinitive (tidak terbatas). Optimasi filter menggunakan substrate tuning yang dilakukan secara intuisi sehingga diperoleh respon maksimal (pergeseran antara simulasi dan

65


substrate tuning. b) dengan substrate tuning, l= 3mm dan L1= 5mm.

pengukuran menjadi minimum). Parallel-coupled bandpass filter dirancang menggunakan substrate Roger 4003 dengan karakteristik bahan: loss tangent (δ) = 0.0021, permitifitas bahan (εr) = 3.38 dan ketebalan (h) = 0.813mm. Dimensi dan ukuran parallel-coupled bandpass filter ditampilkan pada gambar.1 dan tabel.1. Realisasi dari parallel-coupled bandpass filter ditampilkan pada gambar.2. Tabel.1 Ukuran dimensi parallel-coupled microstrip bandpass filter No 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

W (mm) 1.8 1.0 1.0 1.0 1.0 1.0 1.0 1.0 1.0 1.8

L(mm) 7.0 4.6 9.1 9.1 9.1 9.1 9.1 9.1 4.6 7.0

S (mm) 0.2 1.2 1.2 1.2 1.2 1.2 1.2 0.2 -

(a)

(b) Gambar 2. Realisasi parallel-coupled microstrip bandpass filter a) Tanpa substrate tuning b) dengan substrate tuning.

5. HASIL PENGUKURAN

(a)

Pengukuran filter dilakukan terhadap beberapa parameter, yaitu: koefisien refleksi (S11, S12), koefisien transmisi (S12, S21) dan VSWR (S11). Agar pergeseran respon dapat di analisa, maka dilakukan perbandingkan antara hasil simulasi, hasil pengukuran sebelum dilakukan tuning dan hasil pengukuran setelah dilakukan tuning. Respon filter dari hasil simulasi dan hasil pengukuran ditampilkan pada gambar.3 sampai gambar.7.

(b) Gambar 1. Desain parallel-coupled line microstrip filter, dimensi groundplane (A=40mm, B= 4.46mm). a) tanpa

66


Gambar 4. Hasil simulasi dan hasil pengukuran koefisien transmisi parallel-coupled microstrip bandpass filter. a) untuk S12 b) untuk S21.

(a)

Hasil simulasi dan pengukuran koefisien transmisi antara port S12 dan port S21 (gambar.4) memiliki respon relatif sama. Hasil simulasi menunjukan, koefisien transmisi memiliki magnitude -1dB pada frekwensi 9.4GHz dan -30dB pada frekwensi 9.8GHz. Pada pengukuran filter tanpa tuning terjadi pergeseran respon, sehingga koefisien transmisi pada frekwensi 9.8GHz menjadi -3dB. Setelah dilakukan tuning pergeseran respon dapat dikurangi, sehingga filter hasil pengukuran mendekati respon simulasi.

(b) Gambar 3. Hasil simulasi dan pengukuran koefisien refleksi parallel-coupled microstrip bandpass filter. a) untuk port S11 dan b) untuk port S22.

Hasil simulasi koefisien refleksi antara port S11 dan port S22 tidak terdapat perbedaan (gambar.3), dimana kedua port memiliki bandwidth (refleksi <10dB) pada frekwensi 9GHz sampai dengan 9.5GHz. Pengukuran koefisien refleksi S11 filter tanpa tuning memiliki bandwidth (8.9GHz - 9.7GHz) dan setelah dilakukan tuning, bandwidth filter berubah menjadi (9.2GHz - 9.5GHz). Untuk pengukuran port S22, koefisien refleksi filter tanpa tuning memiliki bandwidth (8.8GHz - 9.6GHz) dan setelah dilakukan tuning, filter memiliki bandwidth (9.2GHz 9.5GHz).

Gambar 5. Hasil simulasi dan hasil pengukuran VSWR (S11) dengan substrate tuning.

VSWR hasil simulasi dan pengukuran untuk frekwensi 8.9GHz sampai dengan frekwensi 9.6GHz memiliki besar <-2 (gambar.5). Terjadi kenaikan VSWR yang signifikan untuk frekwensi diatas 9.6GHz pada hasil simulasi. Sedangkan pada hasil pengukuran (filter dengan tuning) tidak mengalami kenaikan yang signifikan..

6. KESIMPULAN 1.

(a)

2.

3.

Terjadi pergeseran dan perubahan bentuk respon filter antara hasil simulasi terhadap hasil pengukuran yang disebabkan ketidaksempurnaan pabrikasi dan pemodelan groundplane (bersifat infinitif). Pada respon koefisien refleksi port S11 dan port S22 terjadi pergeseran dan perubahan, sedangkan pada koefisien transmisi (S12 dan S 21) hanya terjadi pergeseran respon. Pergeseran respon parallel-cooupled bandpass filter dapat diperbaiki dengan metode substrate tuning.

DAFTAR PUSTAKA

(b)

[1] Kiyotoshi Yasumoto, “Coupled - Mode Formulation of Multilayered and Multiconductor Transmission Lines, “IEEE Trans. Microwave Theory Tech Vol. 44, No. 4, April 1996.

67


[2] E. G. Fan, C. H. Chan, and R. Mittra, “A frequency-dependent coupledmode analysis of multiconductor microstrip lines with application to VLSI interconnection problems," IEEE Trans. Microwave Theory Tech.,vol. M1T-34, pp. 307310, Feb. [3] Rashid Ahmad Bhatti and Jahangir Khan Kayani, “Design and Analysis of A Parallel Coupled Microstrip Bandpass Filter. 2nd International Bhurban Conference on applied scientific and technology, Bhurban, Pakistan. June 16-21 2003. [4] T. Itoh, Ed., “Numerical Techniques for Microwave and Millimeter-wave Passive Structures. New York Wiley, 1989. [5] S. V. Judd, Ian Whilteley, R. J. Clowes, and D. C. Ricard,” An Analytical Method for Calculating Microstrip Transmission Line Parameters, “IEEE Trans. Microwave Theory Tech Vol. MTT-18, No.2, February 1970.

68


Metode Pengaturan Impedansi Input Antena pada Sistem SFCW GPR 100 – 1000 MHz A.Adya Pramudita1,2,A. Kurniawan1, A. Bayu Suksmono1, A.Andaya Lestari1 1

International Research Centre for Telecommunications and Radar – Indonesian Branch (IRCTR-IB) STEI - ITB, Jl. Ganesha 10 Bandung 40132, Indonesia 2 Unika Atmajaya Jakarta Indonesia [email protected] ABSTRACT

In Ground Penetrating Radar (GPR) system, Antennas are usually situated very close to the ground surface. Characteristic of the antenna is strongly influenced by the type of the soil. Related to the problem of varying soil condition, antenna with capability to control its matching condition with signal generator is needed to achieve a good system performance. In this paper, we proposed a new method for input impedance adjustment on Ultra Wideband(UWB) antenna for Stepped Frequency Continuous Wave (SFCW) Ground Penetrating Radar (GPR) application within frequency range 100-1000MHz. Resistive load adjustment is applied for controlling the antennas input impedance due to the problem of varying soil condition. This paper presents the simulation investigation of the proposed antenna in controlling the matching condition. Keywords : GPR, input impedance, matching ABSTRAK Pada sistem GPR(Ground Penetrating Radar), biasanya antena diletakkan sangat dekat dengan permukaan tanah supaya pentransmisian energi elektromagnetik ke bawah tanah semakin efisien. Kondisi tanah akan mempengaruhi karakteristik antenna. Untuk mendapatkan kinerja yang baik pada sistem GPR, antena harus mampu menjaga agar karakteritiknya relatif konstan, terutama kondisi matching antara antena dengan generator sinyal. Pada penelitian ini diusulkan suatu metode untuk mengatur impedansi input dari antena UWB(Ultra wideband) yang digunakan pada aplikasi SFCW(Steeped frequency continuous Wave) GPR 1001000MHz. Pengaturan pembebanan resistif pada antena printed UWB monopole digunakan untuk mengatur impedansi input antena dalam rangka menjaga kondisi matching agar relatif stabil pada kondisi tanah yang berbeda-beda. Pada paper ini ditunjukan hasil kajian simulasi kemampuan antena yang diusulkan dalam mengendalikan kondisi matching. Kata Kunci : GPR, impedansi input, matchig

GPR yang optimal, maka antena harus mampu menjaga agar karakteristiknya relatif konstan. Input impedansi antena juga berubah-ubah karena kondisi tanah yang berbeda-beda. Hal ini akan sangat tidak menguntungkan karena kondisi matching antara antena dan generator menjadi sulit untuk dipertahankan. Saat transfer daya dari generator sinyal ke antena menjadi isu penting maka perlu dikembangkan antena yang memiliki kemampuan untuk mengatur impedansi inputnya dalam menjaga agar kondisi matching tetap optimal. Pengembangan antena dengan kemampuan adaptasi terhadap kondisi tanah, seperti mengaturan impedansi input antena pada sistem GPR merupakan salah-satu topik penelitian yang menjadi perhatian utama sistem GPR[2]. Penelitian sebelumnya megusulkan suatu metode pengaturan inpedansi input dengan mengatur sudut flare dari antena Wire-Bow-tie [3]. Karakteristik yang penting untuk dimiliki oleh suatu antena untuk aplikasi GPR adalah konstribusi ringing yang sekecil mungkin. Konfigurasi antena yang diusulkan sebelumnya belum mempertimbangkan masalah ringing. Metode yang diusulkan pada penelitian ini diharapkan memberikan

1. PENDAHULUAN Sistem GPR adalah sistem pengindraan terhadap objek-objek dibawah permukaan tanah dengan menggunakan gelombang elektromagnetik. Contoh aplikasi GPR diantaranya adalah pendeteksian ranjau, pipa bawah tanah, kabel bawah tanah, terowongan dan saluran bawah tanah, pendeteksian situs arkeologi dll [1]. Antena menjadi bagian penting dalam sistem GPR yang berfungsi untuk memancarkan gelombang elektromagnetik dan menerima gelombang elektromangnetik pantul [1]. Antena yang digunakan pada sistem GPR harus memiliki karakteritik ultrawideband, dengan VSWR yang rendah dan kontribusi ringing level yang minimum. Antena biasanya diletakkan sangat dekat dengan permukaan tanah untuk mengefektifkan pentransimisian energi elektromagnetik ke dalam tanah. Namun dengan pengoprasian antena yang dekat dengan permukaan tanah, maka karakteristik antena akan terpengaruh oleh kondisi tanah. Objek yang akan dideteksi bisa saja terkubur dibawah tanah yang memiliki kondisi berbeda-beda. Untuk mendapatkan kinerja sistem 69


konstribusi ringing yang lebih rendah. Dengan menggunakan pembebanan resistif diharapkan level ringing yang muncul dapat dikurangi [4,5]. Skema pembebanan pada antena digunakan untuk meningkatkan bandwidth antena [5,6]. Meningkatkan bandwidth antena berarti mengingkatkan kondisi matching dimana kondisi matching antara antena dengan generator sumber ditentukan oleh impedansi input antena. Sehingga dapat ditarik kesimpulan bahwa pembebanan pada antena akan mempengaruhi nilai impedansi input dari antena tersebut. Salah satu kendala dalam sistem radar impulse adalah melakukan pembangkitan pulsa sempit yang akan ditembakkan pada objek target. Semakin sempit pulsa, maka semakin komplek metode dan piranti yang digunakan. Dengan konsep relasi Transformasi Fourier maka pembangkitan pulsa dapat didekati dengan sintesa frekuensi, yaitu dengan melakukan penyapuan dari frekuensi rendah ke frekuensi tinggi dimana tiap komponen frekuensi dapat diketahui amplitude dan fasanya dengan pasti. Konsep ini menjadi prinsip kerja SFCW-GPR, sehingga SFCW disebut frekuensi domain radar. Persyaratan untuk antena yang digunakan lebih menitik beratkan pada karakteristik VSWR yang rendah pada seluruh rentang frekuensi operasi dan minimum level ringing pada domain waktu. Sedang permasalahan linearitas fasa tidak terlalu penting untuk dipertimbangkan seperti pada impulse GPR [1]. Merujuk pada permasalahan yang telah disebutkan diatas, maka pada penelitian ini diusulkan metode pengaturan impedansi input antena UWB yang digunakan untuk aplikasi SFCW GPR 100-1000MHz, dengan menerapkan pengaturan nilai pembebanan resistif pada antena UWB tersebut. Pengaturan nilai pembebanan resistif dapat dilakukan dengan menyambungkan antena UWB tersebut dengan suatu resistor yang sesuai. Pengendalian penyambungan tersebut dapat dilakuakan secara elektronik dengan menggunakan rangkaian Pin dioda atau dengan RF switch. Tujuan penelitian ini adalah merancang dan membangun suatu prototipe antena UWB untuk SFCW-GPR 100-1000MHz, yang memiliki kemampuan untuk mengatur input impedannya. Pada penelitian ini juga akan dilakukan kajian terhadap komponen switching yang tepat untuk aplikasi tersebut. Metode Moment (MoM) dipilih sebagai salah satu metode numerik untuk melakukan analisis pada penelitian ini. Pemilihan MoM sebagai metode numerik pada penelitian ini berdasarkan kepada sistem GPR yang akan kembangkan. Antena adaptif dirancang untuk aplikasi SFCW-GPR dimana SFCW GPR adalah radar domain frekuensi. MoM adalah metode numerik yang tepat dalam kasus ini sebab MoM adalah analisis numerik pada domain frekuensi juga.

2. DESAIN ANTENA Antena printed monopole tersebut didesain dengan substrate dielektrik FR-4 epoxy (er=4.4) dengan ketebalan substrate adalah 1.6 mm. Untuk mendapatkan bandwidth yang lebih lebar dan untuk menekan level ringing maka di ujung-ujung monopole dipasang beban resistif. Antena dicatu dengan mengunakan mikrostripline 50 ohm. Bangun persegi ef digunakan untuk meningkatkan gain dan direktivitas radiasi ke arah y. Panjang c merupakan seperempat lamda spectral maksimum dari pulsa monocycle yang akan dipancarkan. Dimensi optimum dari antena (c,d,f,e, R) didapatkan dengan melakukan studi parametric terhadap dimensi tersebut. Gambar antena printed UWB monopole ditunjukan pada gambar 1. a=3mm, b=30mm, c=240mm, d=2mm, e=100mm, f=12mm, g=30mm, h=60mm, i=260mm, R= resistor.

Gambar 1: Desain antena printed UWB monopole

Terdapat beberapa nilai resistor R yang terpasang dan dapat dipilih untuk disambungkan sebagai beban dari antena. Kondisi matching antara antena dengan generator sinyal dapat diatur dengan mengatur impedansi input dari antena. Beban baik resistif , kapasitif pada antena digunakan untuk meningkatkan bandwidth antena. Bandwidth antena berhubungan dengan impedansi input dari antena sehingga pembebanana terhadap antena akan berpengaruh terhadap impedansi input antena. Maka pada penelitian pengaturan beban resistif pada antena diusulka sebagai metode pengaturan impedansi input antena. Sehingga diharapkan perubahan kondisi matching karena kondisi tanah yang berbeda-beda dapat diakselerasi. Pengaturan nilai pembebanan resistif dapat dilakukan dengan menyambungkan antena UWB tersebut dengan suatu resistor yang sesuai. Pengendalian penyambungan tersebut dapat dilakuakan secara elektronik dengan menggunakan rangkaian Pin dioda atau dengan RF switch. Hal ini akan menjadi kajian dalam penelitian kami selanjutnya.

3. HASIL SIMULASI Gambar 2, 3 menunjukkan hasil simulasi karakteristik antena pada domain frekuensi pada free space. Nampak bahwa karakteristik bandwidth dari antena memenuhi rentang operasi 100-1000MHz. 70


kondisi tanah dengan a(εr=4, σ=0.004, µr=1), b(εr=16, σ=0.03, µr=1), c(εr=25, σ=0.06, µr=1). Perubahan impedansi input antena karena kondisi tanah akan mempengaruhi kondisi matching pada port input antena seperti ditunjukan pada gambar 4.

0 -2 -4 Reflection Coeffisien(dB)

-6 -8 -10

0

-12 -14

-5

-16

-10 Reflection Coefficient(dB)

-18 -20 -22

1

2

3

4

5 6 frequency (Hz)

7

8

9

10 8

x 10

Gambar 2: Karakteristik koefisien refleksi antenna pada gambar 1 dengan dimensi optimum.

-15 -20 free space er =4, mu=0.004 er=16,mu=0.03 er=25,mu=0.06

-25 -30 -35

150 Real part Imaginary part

-40

Input Impedance (Ohm)

100

1

2

3

4

5 6 frequency (Hz)

7

8

9

10 8

x 10

50

Gambar 5: Pengaruh kondisi tanah terhadap kondisi matching pada antenna.

0

Gambar 5, 6, 7, 8, 9 menunjukan hasil simulasi terhadap koefisien refleksi dan impedansi input dari antenna pada kondisi tanah a, b, c dengan variasi nilai beban resistif R. Dari hasil simulasi pada gambar 5, 6 menunjukkan impedansi input dan koefisien refleksi antenna pada kondisi tanah a(εr=4, σ=0.004, µr=1). Nampak bahwa pengubahan nilai resistor R akan mempengaruhi impedansi input. Kondisi matching dapat diperbaiki dengan menurunkan nilai R. Begitu juga untuk kondisi tanah yang lain(b, c).

-50

-100

1

2

3

4

5 6 frequency (Hz)

7

8

9

10 8

x 10

Gambar 3: Impedansi input antenna pada gambar 1. 80 60

80 Real(R=60) Real(R=50) Real(R=40) Imag(R=60) Imag(R=50) Imag(R=40)

40 20 40 Input Impedance (ohm)

input impedance

60

0 Real(free space) Real(er=4,mu=0.004) Real(er=16,mu=0.03) Real(er=25,mu=0.06) Imag(free space) Imag(er=4, mu=0.004) Imag(er=16,mu=0.03) Imag(er=25,mu=0.06)

-20 -40 -60 -80

1

2

3

4

5 6 frequency (Hz)

20 0 -20 -40

7

8

9

10

-60

8

x 10

-80

Gambar 4: Pengaruh kondisi tanah terhadap impedansi input antena.

1

2

3

4

5 6 frequency (Hz)

7

8

9

10 8

x 10

Gambar 6: Pengaruh variasi nilai resistor R terhadap impedansi input antenna pada kondisi tanah a(εr=4, σ=0.004, µr=1).

Penambahan bangun ef meningkatkan gain antena hingga 7dB dan meningkatkan direktivitas kea rah y menjadi lebih dominan dari pada ke arah x, z. Gambar 3menunjukkan pengaruh kondisi tanah terhadap impedansi input anten. Pada simulasi, antenna diletakkan 5 cm diatas tanah. Hasil simulasi menunjukkan bahwa impedansi input antena sangat dipengaruhi kondisi tanah. Simulasi dilakukan pada 71


input antena. Hal ini dapat digunakan sebagai metode untuk mengkompensasi perubahan kondisi matching pada port input antenna akibat perubahan kondisi tanah. Hasil simulasi menunjukan bahwa pengaturan beban resistif pada antenna dapat digunakan sebagai metode untuk mengatur impedansi input antenna dalam tujuan untuk memperbaiki kondisi matching pada kondisi tanah yang berbeda-beda.

0 R=40 ohm R=50 ohm R=60 ohm

Reflection Coefficient (dB)

-10

-20

-30

-40

DAFTAR PUSTAKA -50

-60

1

2

3

4

5 6 frequency (Hz)

7

8

9

10 8

x 10

Gambar 7: Pengaruh variasi nilai R pada koefisien refleksi pada port input pada kondisi tanah a(εr=4, σ=0.004, µr=1). 0 R= R= R= R=

reflection coefficient (dB)

-5

50 Ohm 60 Ohm 40 Ohm 30 Ohm

-10

-15

-20

-25 1

2

3

4

5 6 frequency (Hz)

7

8

9

10 8

x 10

Gambar 8: Pengaruh variasi nilai R pada koefisien refleksi pada port input pada kondisi tanah a(εr=16, σ=0.03, µr=1). 0 R=50 Ohm R=60 Ohm R=40 Ohm

-2

Reflection Coefficient (dB)

-4 -6 -8 -10 -12 -14 -16 -18 -20

1

2

3

4

5 6 frequency (Hz)

7

8

9

10 8

x 10

Gambar 9: Pengaruh variasi nilai R pada koefisien refleksi pada port input pada kondisi tanah a(εr=25, σ=0.06, µr=1).

4. KESIMPULAN Pengaturan beban resistif terhadap antenn printed UWB monopole berpengaruh terhadap impedansi

72

[1] D.J. Daniel, Ground Penetrating Radar 2nd Edition, IEE Radar Sonar, Navigation And Avionics Series 15, 2004. [2] A.G.Yarovoy, P.Meincke, J.Dauvignac,’’ Development of Antennas for Subsurface Radars within ACE’’, Proceeding of IEEE International Conference On Ultrawideband,Singapore, Sept 2007. [3] A.A. Lestari, Antennas for Improved Ground Penetrating Radar: Modeling Tools, Analysis and Design, Ph.D. dissertaion, Delft University of Technology, The Netherlands, 2003. [4] A.A. Lestari, A.G. Yarovoy, L.P. Ligthart, “Adaptive wire bow-tie antenna for GPR applications”, IEEE Transactions on Antennas and Propagation. [4] A.A. Lestari, A.G. Yarovoy, L.P. Ligthart, “A novel RC loaded bow-tie antenna for improved pulse radiation”, IEEE Transactions on Antennas and Propagation. [5] Kwan-Ho Lee, Chi Chin Chen, Fernando L, “Modeling And Investigation For a Geometrically Complex UWB GPR Antena Using FDTD”, IEEE Transactions On Antennas And Propagation, Vol.52, No.8, August 2004 [6] Kin Lu Wong, Compact and Broadband Microstrip Antennas, Wiley Series.


Analisa Spektral Curah Hujan Tropis Menggunakan Data Surabaya Untuk Evaluasi Sistem Radar Dan Komunikasi Radio Di Atas 10 Ghz Achmad Mauludiyanto, Gamantyo Hendrantoro Jurusan Teknik Elektro Institut Teknologi Sepuluh Nopember, Surabaya 60111 Indonesia {maulud,gamantyo}@ee.its.ac.id ABSTRACT This paper describes the simulation result from rainfall rate spectral related to millimeter wave radio system evaluation . This simulation uses rainfall measurement data made in Surabaya by disdrometer. Spectral analysis of the simulation result indicates the tendency of slope of -0.9750 and -0.9407 for simulation and measurement respectively. Spectrum generated shows result of fitting coefficient (b) is close to measurement with the difference equal to 0,034 (3,6 %). This rainfall generation model can be used for other applications, for example rain attenuation, fade duration, and fade slope in millimeter wave radio system and high frequency radar. Keywords : rainfall rate, rainfall rate spectral, rainfall rate generation. ABSTRAK Makalah ini menyampaikan hasil simulasi dari spektral curah hujan (rainrate) terkait dengan evaluasi sistem radio gelombang milimeter. Simulasi ini menggunakan data pengukuran hujan di Surabaya dengan disdrometer. Hasil spektral yang disimulasikan menunjukkan kemiringan -0.9750 dan -0.9407 berturut-turut untuk hasil simulasi dan pengukuran. Spektral pembangkitan menunjukkan hasil yang hampir sama yang ditunjukkan dengan koefisien hasil fitting (b) yang mendekati dengan selisih sebesar 0,034 (3,6 %). Model pembangkitan curah hujan ini dapat dipakai untuk aplikasi berikutnya, misalnya menentukan redaman hujan, fade duration, dan fade slope pada sistem radio milimeter dan radar frekuensi tinggi. Katakunci : curah hujan, spektral curah hujan, pembangkitan curah hujan. 1.

(R0,01=125,204 mm/h) [3]. Karena itu jika sistem radio millimeter tersebut bekerja baik di Hamshire, belum tentu bekerja baik di Surabaya khsusunya. Untuk itu penelitian ini perlu melihat bagaimana sesungguhnya pengaruh curah hujan terhadap gelombang millimeter jika digunakan di Indonesia. Data pengukuran menggunakan data intensitas curah hujan [4], yang terukur di Surabaya. Data intensitas curah hujan hasil rekaman pengukuran online di kampus ITS. Makalah ini akan menyampaikan suatu hasil karakteristik spektral log rainrate daerah tropis menggunakan data pengukuran curah hujan di Surabaya. Kemudian disampaikan hasil pembangkitan curah hujan hasil simulasi. Maksud dari penelitian ini adalah mendapatkan gambaran dari curah hujan tropis untuk mengevaluasi penggunaan sistem radio gelombang milimeter di daerah tropis (Indonesia).

PENDAHULUAN

Dalam konteks penggunaan gelombang radio milimeter, curah hujan penting untuk diteliti. Khusunya di daerah tropis dimana curah hujan sangat tinggi, sehingga pengaruh redaman hujan tropis sangat besar. Untuk itu akan diteliti bagaimana karakteristik curah hujan topis dan pembangkitan curah hujan kaitannya dengan evaluasi penggunaan gelombang milimeter. Pendekatan pertama dari penelitian ini menggunakan power spectral density (PSD) lograinrate. Sebagai acuan untuk penelitian ini dalam paper [1, 2], disebutkan bahwa kerapatan temporal spectral hasil fitting mempunayi koefisien kemiringan -1,61. Ini sesuai dengan teori yang mencapai -5/3 yang disampaikan oleh Veneziano et.al. Power spectral density merupakan karakteristik orde satu, artinya PSD dari curah hujan mempunyai karakteristik lowpass orde satu. Ditunjukkan dalam paper [1] suatu temporal spectral density dari log rainrate untuk event 1 Mei 2001 hasil scan radar di Hamshire. Hasilnya menujukkan bahwa pada frekuensi tinggi PSD curah hujan cenderung ke f-5/3. PSD yang ditunjukkan pada makalah [1] masih ada kelemahannya yaitu curah hujan di Hamshire (R0,01=22,5 mm/h) lebih rendah jika dibandingkan dengan daerah tropis seperti misalnya di Surabaya

2. DEFINISI MODEL 2.1. Log Rainrate Rainfall rate atau curah hujan adalah tingkat turun hujan pada waktu tertentu, dalam satuan mm/h. Log rainfall rate artinya nilai logaritma dari curah hujan. Maksud mencari nilai log rainfall rate adalah untuk mendapatkan bahwa data curah hujannya berdistribusi 73


Setelah didapatkan model PSD dari logaritma rainrate proses berikutnya adalah pembangkitan rainrate. Blok diagram proses tersebut seperti pada gambar 2.

normal. Data curah hujan berdistribusi normal jika data tercatat dalam waktu lama ( lima tahunan). Untuk data yang tercatat hanya dalam beberapa bulan, maka data curah hujan harus diubah dulu ke nilai log rainfall rate sehingga distribusinya mendekati normal.

3.

2.2. Power Spectral Density (PSD) log rainrate Power Spectral Density SX(ω) dari proses random waktu kontinyu X(t) adalah sebagai transformasi Fourier dari RX(τ) [5]: ∞

∫R

S X (ω ) =

(τ )e − jωτ dτ

X

HASIL PENELITIAN

Data hasil pengukuran rainrate seperti yang disampaikan pada [4]. Data ini diperoleh dari pengkuran curah hujan di Surabaya mulai Januari 2007 – Maret 2007, dengan 92 kejadian hujan.

(1)

−∞

dengan : SX (ω) menyatakan Power Spectral Density proses random waktu kontinyu X(t), RX(τ) menyatakan fungsi autokorelasi dari proses random waktu kontinyu X(t). Power spectral density dapat dihasilkan dari log rainrate hasil simulasi seperti gambar 1. Log dari Rain rate

Windowing by Hanning (w)

H= w*A

FFT

|A(k)|2 psd Plot logaritmic PSD vs f and fitting

Fitting : linier regression

Range frequency/10

Gambar 3. Kurva Rainrate 22 Jan 2007_1 4

Range Psd/2

10

3

10

Gambar 1. Diagram proses simulasi PSD 2

10 Setaf

Dari hasil fitting simulasi PSD didapatkan koefisien curah hujan (a) dan penurunan PSD (b). Koesien inilah yang menentukan model dari PSD yang akan dibangkitkan dengan persamaan sebagai berikut :

1

10

0

10

Sη = 10 . f , b < 0 a

(2)

b

-1

10

-4

10

dengan : Sη menyatakan power spectral density (dB), f menyatakan frekuensi (Hz), a menyatakan koefisien curah hujan (mm/h), dan b menyatakan koefisien penurunan PSD (dB/Hz). Model psd dari log rainrate

Akar (S)

Pengali random

Pengali random

IFFT

IFFT -900

Exp(.)

-2

10

-1

10

Frequency (Hz)

Gambar 4. PSD dan fitting rainrate 22 Jan. 2007_1

Kurva rainrate yang terjadi pada tanggal 22 Januari 2007 dapat dilihat pada gambar 3. Contoh hasil plotting dan fittingnya power spectral density (psd) untuk event 22 Jan 2007_1, seperti pada gambar 4. Sedangkan gambar 5 menunjukkan kurva PSD sebagai fungsi frekuensi. Dapat dilihat bahwa karena periode pengambilan data 10 detik, maka frekuensi maksimumnya adalah 0,05 Hz.

0.5*|.|2

0.5*|.|2

Σ

Pembangkitan Rainrate

-3

10

√.

Gambar 2. Diagram pembangkitan rainrate [6,7]

74


koefisien a dan b saling tidak berhubungan. Dapat ditunjukkan juga dari nilai ρ = 0.1441 menyatakan korelasi antara a dan b dalam ”persamaan 2” saling bebas, karena ρ kecil.

4

10

3

10

Setaf

2.6 2.4

2

10

2.2 1

Rainrate(mm/h)

10

0

10 -0.06

-0.04

-0.02

0 Frequency (Hz)

0.02

0.04

0.06

2 1.8 1.6 1.4

Gambar 5. Semilogy PSD terhadap frekuensi untuk 22 Jan 07_1

1.2

3

10

1

0

50

100

150

samples

2

10

Gambar 8. Pembangkitan rainrate (mm/h) 22 Jan 2007_1

1

10

0

Setaf

10

0 -1

10

-0.5 -2

10

-1 -3

10

coef b

-1.5 -4

10

-4

10

-3

-2

10

10

-1

10

-2

Frequency (Hz)

Gambar 6. Grafik PSD dan fitting rainrate pembangkitan 22 Jan 2007_1

-2.5

-3

Dari gambar 6 dan Tabel 1 dapat ditunjukkan bahwa hasil pembangkitan rainrate jika dibandingkan dengan hasil pengukuran, ditinjau dari fitting PSD, kemiringan fitting pembangkitan lebih kecil dibandingkan hasil pengukuran. Selisihnya 0,2031 untuk event 22 jan 2007.

-3.5 -1.5

-1

-0.5

0

0.5

1 coef a

1.5

2

2.5

3

3.5

Gambar 9. Scatter koefisien b terhadap koefisien a (2)

Dari tabel 2 dapat dibandingkan bahwa secara rata-rata untuk semua event hujan kemiringan dari PSD hasil simulasi mendekati hasil pengukuran. Artinya pembangkitan rainrate dengan simulasi mendekati rainrate hasil pengukuran.

0.4

10

0.3

Rainrate(dB)

10

Tabel 1. Koesien hasil fitting event 22 Jan 07_1 Pengukuran

0.2

10

a

b

-1.3023

-1.4856

0.1

10

0

50

100

150

samples

Gambar 7. Pembangkitan rainrate (dB) 22 Jan 2007_1

Dari gambar 9 ditunjukkan hubungan koefisien a dan koefisien b tidak mempunyai keterkaitan, artinya

Rata-rata

75

Simulasi a -2.5430 -3.0915 -2.4680 -3.6264 -3.0058 -2.4976 -3.2424 -2.9257 -2.9621 -2.8662

b -1.0822 -1.5438 -0.9938 -1.7853 -1.1060 -1.0782 -1.4230 -1.2720 -1.1661 -1.3747

-2.9229

-1.2825


Untuk koefisien a yang berbeda jauh antara hasil simulasi dengan pengukuran. Nilai ini menunjukkan amplitudo dari PSD. Nilai koefisien a (”persamaan 2”) menentukan nilai titik potong dengan sumbu vertikal dari fitting PSD. Hasil simulasi menunjukkan amplitudo dari PSD jauh lebih kecil dibandingkan dengan hasil pengukuran. Tabel 2. Hasil rata-rata koefisien PSD Pengukuran Simulasi a b a -0.2901

-0.9407

-3.0271

UCAPAN TERIMAKASIH Penelitian ini sebagian didanai oleh JICA melalui proyek PREDICT-ITS dan oleh DP2M Dikti melalui program Hibah Penelitian Fundamental.

DAFTAR REFERENSI b

[1] K.S. Paulson, ”The Spatial-Temporal Statistics of Rainrate Random Fields”, Radio Science, Vol. 37, No. 5, September 2002, pp. 21-1 – 21-8. [2] D. Veneziano, R.L.Bras and J.D. Niemann, “Nonlinearity and self-similarity of rainfall in time and a stochastic model,” J. of Geophys. Research, vol. 101, no.D21, pp. 26371-26392, Nov. 27, 1996. [3] A. Mauludiyanto, G. Hendrantoro, P. Hutajulu,” Simulation of Tropical Rain Attenuation for Evaluation of Millimeter-Wave Wireless Network,” akan dipresentasikan di Seminar International WOCN2008, May 5-7, Surabaya Indonesia. [4] A. Mauludiyanto, Muriani, L. Markis, G. Hendrantoro, A. Matsushima, “Preliminary Results from The Study of Raindrop Size Distribution and Rainfall Rate in Indonesia for The Development of Millimeter-wave Systems in Tropical Regions”, Proceedings of ISAP 2007, August 20-24, 2007, Niigata Japan, pp. 13901393. [5] P.Z.Peebles, “Probability, Random Variables, and Random Signal Principles”, Mc.Graw-Hill Inc., Third Edition, International Edition, 1993. [6] W.C.Jakes, “Microwave Mobile Communications”, IEEE Inc., 1974, p.70. [7] T.S.Rappaport, “Wireless Communications Principles and Practice”, Prentice Hall, New Jersey, 1996, p. 184.

-0.9750

Dari data-data hasil simulasi di atas dapat diuraikan bahwa spektral dari pembangkitan menunjukkan hasil yang hampir sama yang ditunjukkan dengan koefisien hasil fitting (b) yang mendekati dengan selisih sebesar 0,034 (3,6 %). Sedangkan perbedaan koefisien a hanya variasi dari curah hujan (rainrate). Jika dituliskan dalam bentuk persamaan maka model PSD pembangkitan adalah Sa = 10-3,0271.f-0,9750. Sedangkan model spektral dari pengukuran adalah Sa = 10-0,2901.f-0,9407. 4.

KESIMPULAN

Dari hasil simulasi spektral dapat disimpulkan bahwa koesien a dan b sangat menentukan pola/bentuk spektral rainrate (curah hujan). Koefisien b menentukan bentuk kemiringan dari spektralnya, sedangkan koefisien a menentukan amplitudo PSD. Hasil pembangkitan curah hujan mempunyai model spektral Sa = 10-3,0271.f-0,9750. Hasil ini menunjukkan kesalahan sebesar 3,6 %. Artinya model pembangkitan curah hujan dapat dipakai untuk aplikasi berikutnya, misalnya menentukan redaman hujan, fade duration, dan fade slope pada sistem radio milimeter dan radar frekuensi tinggi.

76


Penerapan Dan Pengembangan Georadar RCS A. Sulaiman and A. Kirana Radar and Communication Systems (RCS) Segitiga Emas Business Park, Unit No. 6 Jalan Prof. Dr. Satrio, Kav. 6 Jakarta 12940, Indonesia Phone: +62-21-57951133 Fax: +62-21-57951138, Email : [email protected] ABSTRACT RCS Geopenetrating Radar System use ultra wide band (UWB) radiator bowtie antenna and woks in frequency 200MHz, 600MHz and 1GHz. GPR, processing of the received signals is important for detecting and identifying the targets and for discriminating the targets from clutter caused by reflections from soil inhomogeneities. Several application such as pipe detection, road quality etc will be given. Data processing and post processing are also discussed. Keywords : antena, signal Processing, GPR, ABSTRAK Sietem Radar penjejak bumi milik RCS menggunakan sistem antena ultra wide band radiator bomtie. Frekuensi yang dipakai dalam sistem ini adalah 200MHz, 600 MHz dan 1GHz. GPR akan memproses sinyal datang dan yang diterima kemudian memerikannya dalam sebuah citra radar. Beberapa penerapan georadar RCS seperti deteksi pipa, kualitas jalan dan sebagaikan akan diberikan. Pemrosesan data dan paska prosesing juga akan di diskusikan. Kata Kunci : antena, Pemrosesan Sinyal, GPR. kedalaman benda-benda yang terdeteksi. Selain menerima sinyal hasil refleksi dari target yang dideteksi, receiver juga menerima hamburan sinyal lainnya yang dipantulan oleh benda-benda disekitar target atau yang biasa disebut dengan clutter yang dapat menimbulkan efek masking terhadap target yang dideteksi. Disamping itu pendeteksian objek di dalam bumi dimana daya penetrasi dan resolusinya tergantung dari frekuensi antena yang digunakan.

1. PENDAHULUAN Ground Penetrating Radar (GPR) adalah salah satu metode elektromagnetik untuk penentuan struktur bawah permukaan tanpa harus merusak (non destructive). GPR bekerja dengan memancarkan gelombang elektromagnetik ke dalam tanah dan menerima sinyal yang dipantulkan untuk mendeteksi dan menentukan letak berbagai objek yang terletak di bawah permukaan tanah [1]. GPR memancarkan pulsa pendek (50Mhz -1Ghz) gelombang elektromagnetik melalui antena pemancar yang ditempatkan di permukaan tanah. Pulsa tersebut menjalar ke bawah permukaan dan sebagian akan dipantulkan jika menemukan benda-benda yang memiliki nilai konstanta dielektrisitas (permitivitas ε) dan konduktivitas (σ) yang berbeda dengan yang dimiliki oleh medium dimana pulsa tsb menjalar (dalam hal ini tanah). Benda benda tersebut bisa berupa bebatuan, pipa, kabel, pondasi, dll. Adapun kedalaman penetrasi pulsa elektromagnetik tersebut ditentukan oleh konduktivitas medium dan frekuensi yang digunakan. Kecepatan gelombang elektromagnetik yang menyakar dalam medium dinyatakan oleh v=1/√µε. Dan koefisien attenuasi akibat hadirnya medium dinyatakan sebagai α=σ/2√µε [2]. Intensitas medan elektromagnetik yang kita tangkap akan menyatakan sifat elektromagnetik dari struktur bawah permukaan. Dari profil intensitas medan yang dapat dikonversi dalam kecepatan dan dengan data waktu tempuh maka dapat ditentukan

2. SISTEM GEORADAR RCS Sistem georadar RCS dikembangkan oleh RCS dan berkolaborasi dengan International Research Centre for Telecommunications and Radar (IRCTR)– TU Delft, Belanda. Desain dan pembuatan antena dilakukan oleh RCS dengan konsultasi pihak IRCTR. Sietem antena yang dikembangkan adalah antena pemancar dan penerima digunakan ultra wide band (UWB) radiator bowtie antenna yang merupakan hasil pengembangan IRCTR-ITB [2]. Sistem antena tersebut dapat dilihat pada gambar-1. Peralatan elektronik seperti konverter sampling, unit sampling, generator dikembangkan oleh Geozondas (Lithuania). Sedangkan pengembangan pasca pemrosesan dilakukan oleh RCS dengan Solusi 247. Spesifikasi sistem georadar RCS dinyatakan sebagai berikut: – 200 MHz

77

: 10 m - 30 m depth


– 600 MHz – 1 GHz

: 1 m - 10 m depth : up to 1 m depth

Gambar-3. Survei saluran air.

Gambar 1: UWB radiator bowtie antenna hasil pengembangan IRCTR-ITB yang digunakan dalam sistem GPR

Penerapan kedua adalah penelitian kekuatan cerobong PLTU Bukit Asam, Tanjung Enim, Sumatera Selatan. Pekerjaan yang dilakukan yaitu meneliti keretakan yang terjadi pada dinding cerobong. Pada penelitian ini digunakan georadar 1GHz karena ketebalan cerubung kurang dari 1m. Keretakan didnding ditandai dengan adanya pola diskontinuitas pada citra. Hasil pengukuran dapat dilihat pada gambar-4 berikut:

Instrumen georadar tersebut dapat dilihat pada gambar-2.

b)

a)

Gambar 2: Sistem a) GPR 1 GHz dan b) GPR 200MHz.

3. PENERAPAN GEORADAR RCS Pada bab ini akan di paparkan beberapa penerapan sistem georadar RCS untuk berbagai survei. Sebagai contoh pertama, kami melakukan survey GPR untuk saluran pembuangan air dengan lintasan survei sepanjang 8 meter dengan kedalaman maksimum 2 meter. Karena kedalaman saluran pembuangan air lebih kedalamnnya kurang dari 1m maka kita gunakan georadar 1GHz. Lintasan survei dan hasil scan ditunjukkan dalam gambar-3.

Keretakan

Gambar-4. Pengukuran keretakan pipa. Penerapan berikutnya adalah deteksi pipa. Deteksi pipa cukup mudah karena bentuk pipa akan menghasilkan pola yang khas yaitu berbentuk hiperbola kebawah. Pola ini biasanya akan terdiri dari tiga pola yang cukup kuat yang saling berdekatan. Ketiga pola ini diakibatkan oleh pulsa yang ditrasmisikan terdiri dari tiga pulsa dengan fase berbeda. Letak pipa berada pada kurva yang ditengah

78


yaitu yang mempunyai intensitas tertinggi. Pekerjaan ini adalah untuk menentukan titik koordinat lokasi pipa gas berdiameter 24” yang tertanam di sepanjang jalur pipa gas Cilamaya – Tegal Gede – Bitung – Cilegon. Pekerjaan survey GPR tersebut dilaksanakan berdasarkan pada hasil penetapan titik-titik yang telah dilakukan sebelumnya dengan menggunakan Pipe Locator. Survey GPR dilakukan pada lintasan scan melintang selebar 4 m (dimana titik tengahnya adalah patok yang telah ditentukan dengan Pipe Locator tersebut). Berdasarkan hasil analisa GPR, pada setiap lintasan scan ditentukan lokasi pipa gas 24” yang tertanam pada kedalaman 1 – 6 meter di bawah permukaan tanah. Pada pekerjaan ini digunakan georadar 200MHz. Hasil survey dapat dilihat pada gambar-5.

Gambar-5. Penentuan struktur fondasi.

4. PENGEMBANGAN PEMROSESAN DATA Georadar dapat menggambarkan citra bawah permukaan, tetapi pada umumnya sinyal gangguan yang menyebabkan citra yang diperoleh sulit dibaca atau target yang diinginkan tidak teridentifikasi dengan baik. Pemrosesan georadar bertujuan untuk menghilangkan sinyal gangguan dan meningkatkan signal to noise ratio (SNR). Sinyal gangguan yang sering muncul dalam data Georadar adalah efek multipel, efek difraksi dan noise. Efek multipel sering terjadi antara antena dan permukaan tanah, yang memberikan kesan seolah-olah ada perlapisan dekat permukaan. Efek multipel juga dapat terjadi pada lapisan yang memiliki kontras impedansi yang cukup besar. Untuk menghilangkan sinyal multiple tersebut diterapkan predictive deconvolution. Peningkatan kualitas citra juga dilakukan dengan menerapkan band pass filter untuk menghilangkan pengaruh frekuensi tinggi dan rendah yang tidak diinginkan. Selain pengolahan sinyal, juga dilakukan koreksi efek dekat permukaan, khususnya topografi, agar diperoleh kedalaman reflektor yang benar. Beberapa jenis pengolahan lain dapat juga dilakukan, misalnya transformasi fasa Hilbert yang diperlukan untuk memunculkan “subtle feature”. Informasi fasa bisa lebih sensitif terhadap perubahan lapisan bawah permukaan dari pada informasi amplitudo atau geometrik, misalnya untuk lapisan yang terkontaminasi cairan, missal baungan limbah beracun. (penerapan masalah lingkungan). Disamping pengembangan pengolahan sinyal, kami studi hamburan elektromagnetik dalam medium. Kegunaan dari studi ini adalah untuk mendapatkan gambaran lebih baik, obyek di bawah permukaan yang tertangkap georadar serta pemetaan struktur geologi bawah permukaan. Secara umum prinsip hamburan elektromagnetik akan memenuhi persamaan [4] :

Gambar-5. Survei penentuan lokasi pipa. Penerapan lain yang tak kalah menarik adalah pengukuran posisi dan dimensi pondasi bangunan yang terletak di dalam tanah di PT. Bayer Schering Pharma Indonesia. Disamping mengetahui struktur fondasi maka diketahui pula informasi struktur tanah. Hasil survey dapat dilihat pada gambar-5 berikut:

ψ ( x ) = ∫ ρ ( x ') G (x x ') dV '+ v'

1 4π

∫

S'

(ψ

∂G ∂ψ −G )dS ' ∂n' ∂n'

[1]

Dimana ψ adalah medan potensial elektromagnetik, ρ densitas muatan serta G adalah

79


fungsi Green yang memenuhi persamaan diferensial yang bersangkutan. Hanya bentuk geometri yang sederhana saja, persamaan diatas dapat dicari solusi analitikinya. Jika objek mempunyai bentuk yang rumit maka digunakan metode numerik. Beberapa metode yang digunakan secara luas untuk penyelesaian diatas antara lain beda hingga domain waktu.

5. KESIMPULAN Sistem georadar RCS menggunakan antena pemancar dan penerima digunakan ultra wide band (UWB) radiator bowtie antenna yang merupakan hasil pengembangan IRCTR-ITB. Beberapa penerapan seperti deteksi pipa bawah permukaaan, keretakan cerobong, kuatlitas jalan raya serta deteksi fondasi telah diberikan. Pemrosesan sinyal lebih lanjut merupakan bagian yang sangat penting dalam survey GPR telah dikembangkan untuk menghasilkan gambaran kondisi di bawah permukaan tanah yang dapat dengan mudah dibaca dan diinterpretasikan.

DAFTAR PUSTAKA [1] Daniels, D.J, “Surface Penetrating Radar,” 1996, The Institute of Electrical Engineers, London. [2] Knight,R 2001 “Ground Penetrating radar for Environmental Application” Annu. Rev. Earth. Planet. Sci 29,229-55. [3] A.A. Lestari, A.B. Suksmono, E. Bharata, A.G. Yarovoy, L.P. Ligthart, “Small UWB antenna with improved efficiency for pulse radiation,”Proc. 2005 IEEE Int. Workshop Antenna Technology (IWAT2005), pp.295-298, Singapore, Mar. 2005. [4] Jackson,J.D 1970 “Classical Electrodynamics” Addison Wesley Comp. New York.

80


Sistem Identification Friend, Foe, or Neutral Radar Menggunakan Radar Cross Section dan Kecepatan Pesawat Berbasis Jaringan Syaraf Tiruan Adaptive Resonance Theory 1 dan Fusi Informasi Nopriansyah 1), Aciek Ida Wuryandari 2), Arwin D.W. Sumari 3), Andaruna Setiawan 4) 1) 2) 3) Sekolah Teknik Elektro dan Informatika, Institut Teknologi Bandung Gedung Labtek VIII Kampus ITB, Jl. Ganesa No. 10, Bandung, 40132– INDONESIA Email: [email protected], [email protected], [email protected] 3) 4) Departemen Elektronika, Akademi TNI Angkatan Udara Ksatrian Akademi TNI AU, Lanud Adisutjipto, Yogyakarta, 55002 – INDONESIA Email: [email protected] ABSTRACT To identify an object in the air, Radar will transmit Identification Friend, Foe, or Neutral (IFFN) signal. The detected object then will be manually matched to the flight data. If the air object detected by the Radar is unregistered then this object will be identified as a black flight. In order that this object identification process can be quickly and accurately done, an Identification Friend, Foe, or Neutral (IFFN) system based on Adaptive Resonance Theory 1 Neural Network (ART1-NN) and information fusion is proposed and designed. The system uses the air object Radar Cross Section (RCS) and velocity data as the identifier data. The ART1-NN matches the RCS and velocity data of the detected air object to the data it already learned. The final identification process is done by fusing the information resulted from the ART1-NN matching process by using voting and Boolean AND methods to obtain the identity of the observed air object. The IFFN system is hoped to be able to give a worth contribution in order to guard the Republic of Indonesia sovereignty in the sky. Keywords : Radar, identification, radar cross section, velocity, ART1-NN, information fusion. ABSTRAK Untuk mengidentifikasi suatu obyek di udara, Radar akan memancarkan sinyal Identification Friend, Foe, or Neutral (IFFN). Obyek yang ditangkap Radar akan dicocokkan dengan data penerbangan yang ada secara manual. Bila obyek udara yang ditangkap oleh Radar tidak terdaftar maka obyek udara tersebut akan diidentifikasikan sebagai penerbangan gelap (black flight). Agar proses identifikasi obyek udara dapat dilaksanakan dengan cepat dan akurat, diajukan dan dirancang satu sistem Identification Friend, Foe, or Neutral (IFFN) berbasis Jaringan Syaraf Tiruan model Adaptive Resonance Theory 1 (JST-ART1) dan fusi informasi. Sistem menggunakan data Radar Cross Section (RCS) dan kecepatan obyek udara sebagai data pengidentifikasi. JST-ART1 bertugas mencocokkan data RCS dan kecepatan obyek udara yang dideteksi dengan data yang telah dipelajarinya. Proses identifikasi akhir dilakukan dengan memfusikan informasi hasil pencocokan JST-ART1 menggunakan metoda voting dan Boolean AND untuk memperoleh identitas obyek udara dalam pengamatan. Sistem IFFN ini diharapkan dapat memberikan satu kontribusi berharga dalam rangka menjaga kedaulatan Negara Kesatuan Republik Indonesia (NKRI) di udara. Kata Kunci : Radar, identifikasi, radar cross section, kecepatan, JST-ART1, fusi informasi.

yang akan melintas di atas suatu wilayah udara dalam pemantauan suatu Radar telah didaftarkan secara resmi kepada otoritas yang berwenang. Oleh karena itu bila ada suatu obyek dideteksi oleh Radar maka informasi identitas obyek tersebut dapat dengan mudah dimunculkan pada layar monitor. Untuk memastikan identitas sebenarnya dari obyek tersebut, otoritas berwenang akan memerintahkan pesawat-pesawat tempur untuk melakukan pengamatan secara visual. Ancaman dalam pengamatan visual adalah kemungkinan obyek tak dikenal tersebut membawa persenjataan lebih canggih

1. PENDAHULUAN Di dalam suatu sistem pertahanan udara, Radar adalah komponen utama dengan salah satu tugas melakukan peringatan dini (early warning) terhadap adanya kedatangan obyek-obyek di suatu wilayah udara. Untuk mengenal obyek tersebut, Radar akan memancarkan sinyal Identification Friend, Foe, or Neutral (IFFN). Bila obyek tersebut kawan atau netral maka ia akan memberi jawaban berupa urutan kode tertentu yang menunjukkan identitasnya. Sebaliknya bila musuh, ia tidak akan memberi jawaban atau mematikan alat penjawabnya. Identitas setiap obyek

81


dan menyerang pesawat-pesawat tempur pengamat sehingga dapat berakibat fatal. Untuk mengatasi permasalahan tersebut dan agar keputusan yang diambil oleh otoritas yang berwenang dapat dilakukan dengan cepat dan tepat, diajukan satu sistem IFFN berbasis Jaringan Syaraf Tiruan model Adaptive Resonance Theory 1 (JST-ART1) dengan menggunakan data Radar Cross Section (RCS) dan kecepatan obyek udara. Obyek udara yang dimaksud dalam makalah ini adalah pesawat terbang.

2. LANDASAN TEORI Gambar 2. Macam RCS sesuai dengan geometri sasaran

2.1. Konsep Radar [7] Radar adalah singkatan dari Radio Detection And Ranging. Radar dapat diartikan sebagai alat yang digunakan untuk pencarian, pengawasan dan penangkapan pesawat udara yang terbang dalam kawasan wilayah jangkauan rambatan gelombang elektromagnetik yang dipancarkan.

Gambar 3 memperlihatkan contoh bentuk RCS pesawat terbang yang ditangkap oleh Radar. Setiap pesawat terbang/obyek udara memiliki RCS yang sangat berbeda sesuai dengan konfigurasi elemenelemen pembentuk RCS itu sendiri.

Gambar 1. Cara kerja Radar.

Pada prinsipnya Radar memancarkan pulsa elektromagnetik ke udara dan menerima echo yang dipantulkan oleh benda-benda sasaran. Selang waktu antara pengiriman dan penerimaan kembali pulsa elektromagnetik menunjukkan jarak antara pemancar dengan obyek yang dideteksi tersebut. Gambar 3. RCS pesawat terbang pada umumnya..

2.1.1. Radar Cross Section [1] Radar Cross Section (RCS) adalah perbandingan antara kerapatan daya yang dipantulkan ke arah sumber pemancar dengan kerapatan daya yang dipantulkan oleh sasaran. Untuk obyek udara berupa pesawat terbang, RCS dapat diperoleh dengan menggunakan persamaan 1.

σ=

( 4π )

3

2.1.2. Kecepatan (Velocity) Pesawat pada Radar

Pr R 4

2 2 PG λ t

(1)

dimana σ adalah RCS, Pr adalah daya yang diterima di antena penerima, Pt adalah daya yang dipancarkan antena pemancar, G adalah antenna gain, R adalah jarak antara Radar dengan sasaran dan λ adalah panjang gelombang elektromagnetik Radar.

Gambar 4. Azas Doppler.

Kecepatan pesawat terbang yang ditampilkan pada layar Radar dapat diketahui dengan menggunakan azas Doppler yang diperlihatkan pada persamaan 2.

82


fd =

2.v

λ

cos θ

(2)

dengan fd adalah Doppler shift, v adalah kecepatan pesawat terbang, λ adalah panjang gelombang dan θ adalah sudut antara arah propagasi sinyal datang dengan arah pergerakan antena. 2.2. Adaptive Resonance Theory 1 (ART1) [6] JST-ART dirancang untuk memudahkan pengontrolan derajat kemiripan pola yang ditempatkan pada cluster yang sama. ART dirancang untuk mengatasi masalah stability-plasticity yang dihadapi oleh JST lainnya. JST-ART1 dirancang untuk mengelompokkan (clustering) vektor-vektor masukan biner. JST-ART1 mempunyai dua lapisan, yaitu lapisan F1 yang dibagi menjadi F1(a) sebagai bagian masukan dan F1(b) sebagai bagian antarmuka, dan lapisan F2 (cluster) bersama dengan unit reset yang digunakan untuk mengontrol derajat kemiripan polapola yang diletakkan pada unit cluster yang sama. Lapisan F1 dan F2 dihubungkan oleh dua kelompok jalur-jalur bobot, bobot bottom-up dan bobot topdown. Untuk mengontrol proses belajar, beberapa unit pelengkap juga dilibatkan pada JST ini.

2.3. Fusi Informasi [2,3,4] Fusi data atau informasi adalah suatu teknik pengombinasian data atau informasi untuk memperkirakan (estimate) atau memprediksi berbagai keadaan entitas. Entitas-entitas tersebut dapat berbentuk fisik atau non fisik. Masukan-masukan ke suatu sistem fusi informasi dapat berupa 1. data hasil observasi sensor-sensor, 2. masukan-masukan perintah dan data dari operator atau pengguna, 3. data a priori dari suatu basis data yang telah ada 2.3.1. Arsitektur-Arsitektur Fusi Informasi Dalam aplikasi fusi informasi terdapat tiga alternatif arsitektur yang digunakan untuk memfusikan informasi dari multisensor. • Arsitektur terpusat dengan masukan data kasar atau vektor fitur. • Arsitektur mandiri dengan masukan vektor fitur dengan keluaran deklarasi identitas atau estimasi dari vektor keadaan. Teknik-teknik yang umum digunakan adalah suara terbanyak (voting), penyimpulan klasik, teorema Bayes, metoda DS dan metoda Dezert-Smarandache Theory (DSmT). • Arsitektur hibrida yang mengombinasikan kedua arsitektur di atas.

Lapisan Pengenalan atau Attention Subsystem

O r i e n t i n g

Y1

+

Yj

Ym

G2

+

+

Gain Control

tji

Sinyal Reset

+ A

S u b s y s t e m

2.3.2. Kelas-Kelas Tataran Fusi Informasi Kelas-kelas tataran fusi informasi sensor majemuk (multisensor) pada umumnya digunakan untuk aplikasi-aplikasi pengenalan sasaran otomatis (automatic target recognition, ATR). a. Fusi Tataran Piksel. Tataran ini diaplikasikan kepada data piksel teregistrasi dari sekumpulan citra untuk kepentingan fungsi deteksi dan diskriminan. Data citra diperoleh dari sensorsensor citra seperti Radio Detection and Ranging (RADAR) dan Forward Looking Infra Red (FLIR). b. Fusi Tataran Fitur. Tataran ini mengombinasikan fitur-fitur obyek yang dideteksi dan dipisahkan di dalam masing-masing wilayah sensor. Fitur-fitur setiap obyek diekstraksi secara independen di dalam setiap wilayah dan membentuk satu ruang fitur bersama untuk klasifikasi obyek. c. Fusi Tataran Keputusan. Fusi pada tataran keputusan mengombinasikan keputusan-keputusan dari jalur-jalur klasifikasi atau deteksi sensorsensor independen menggunakan metoda-metoda operator Boolean (AND, OR) atau dengan nilai heuristik seperti M-of-N, suara terbanyak maksimum (maximum vote) atau jumlah terbobot (weighted sum) untuk keputusan tegas (hard decision) dan metoda Bayes, DS dan variabel fuzzy untuk keputusan halus (soft decision).

Lapisan F2 (cluster)

+ bij

+

X1

Xi

Xn Lapisan F1(b)

G1

+

+

Gain Control

Input Vektor

S1

Si

Sn Lapisan F1(a)

Lapisan Perbandingan Input Vektor

⎛ x ⎞ ⎟ ⎜ ⎜ s ⎟ ⎠ ⎝

Gambar 5. Arsitektur JST-ART1.

Arsitektur JST-ART1 terdiri dari dua bagian. Arsitektur JST-ART1 diperlihatkan pada Gambar 5. • Unit-unit Komputasional. Terdiri dari lapisan F1 (bagian masukan dan antarmuka), lapisan F2, dan unit reset. • Unit-unit Pelengkap. Unit ini menyediakan suatu mekanisme sehingga komputasi yang dilakukan oleh algoritma ART1 dapat dilaksanakan dengan menggunakan prinsip-prinsip JST. Unit-unit tersebut disebut juga dengan unit-unit gain control.

83


Gambar 6.

Arsitektur sistem IFFN. Tabel 1. Data dan Pola RCS Pesawat Terbang [8] Jenis No. RCS Pola Pesawat Terbang 1. Bell 47G 3 0000 2. F-16 Fighting Falcon 5 0001 3. Hawk 200 8 0010 4. Su-30 Sukhoi 15 0011 5. Cobra AH-1S 18 0100 6. Casa C-212 27 0101 7. CN-235 PT DI 30 0110 8. A-310 Airbus 100 0111 9. Unidentified unlisted 1000 10. Unidentified unlisted 1001 11. Unidentified unlisted 1010 12. Unidentified unlisted 1011 13. Unidentified unlisted 1100 14. Unidentified unlisted 1101 15. Unidentified unlisted 1110 16. Unidentified unlisted 1111

3. DESAIN DAN KONSEP IMPLEMENTASI SISTEM IFFN Sistem IFFN dibagi ke dalam tiga bagian besar yakni pengolahan awal, identifikasi obyek dan pengolahan akhir dengan dua macam moda yakni moda pembelajaran JST-ART1 dan moda pakai. Arsitektur sistem IFFN diperlihatkan pada Gambar 6. 3.1. Pengolahan Awal Pada pengolahan awal dilakukan proses ekstraksi fitur RCS dan kecepatan pesawat dari basis data pesawat terbang. Proses berikutnya adalah melakukan melakukan pembangkitan pola RCS dan pola kecepatan pesawat terbang dengan cara mengkonversikannya ke bentuk kode-kode biner. Kode-kode biner ini adalah pola-pola yang akan diajarkan kepada JST-ART1 pada moda pembelajaran. 3.2. Identifikasi Obyek Pada moda aplikasi JST-ART1 akan langsung melakukan pencocokan pola masukan RCS dan pola kecepatan pesawat terbang dengan pengetahuan yang disimpan dalam memorinya. Proses temu kembali data identitas pesawat terbang dari dalam basis data dengan pola hasil fusi informasi pola RCS dan pola kecepatan pesawat terbang menggunakan metoda dari penelitian [2]. Pola-pola fitur RCS dan kecepatan yang dipelajari dan diujikan pada sistem IFFN diperlihatkan pada Tabel 1 dan Tabel 2.

Pada blok identifikasi obyek dilakukan proses pencocokan pola masukan data RCS dan data kecepatan pesawat terbang dengan pola yang disimpan di dalam memori JST-ART1. Informasi keluaran dari JST-ART1 kemudian difusikan untuk memperoleh satu estimasi pola identitas pesawat terbang dalam pengamatan. Fusi informasi dilakukan secara iteratif pada obyek yang sama menggunakan metoda voting pada tahap I. Estimasi pola diperoleh dari hasil fusi informasi tahap II menggunakan metoda Boolean AND. Daftar estimasi pola hasil fusi informasi sistem IFFN diperlihatkan pada Tabel 3.

84


Tabel 2. Data dan Pola Kecepatan Pesawat Terbang [8] Kecepatan Jenis Pesawat rata-rata No. Pola Terbang (km/h) 1. Bell 47G 168,532 0000 2. F-16 Fighting Falcon 1.470 0001 3. Hawk 200 1000,08 0010 4. Su-30 Sukhoi 2.878,75 0011 5. Cobra AH-1S 227,796 0100 6. Casa C-212 364,844 0101 7. CN-235 PT DI 459,296 0110 8. A-310 Airbus 980 0111 9. Unidentified unlisted 1000 10. Unidentified unlisted 1001 11. Unidentified unlisted 1010 12. Unidentified unlisted 1011 13. Unidentified unlisted 1100 14. Unidentified unlisted 1101 15. Unidentified unlisted 1110 16. Unidentified unlisted 1111

Dalam proses identifikasi ini dilakukan beberapa kali pembacaan data agar keluaran fusi informasi memberikan keyakinan identitas dari pesawat terbang yang dideteksi. Dengan mengombinasikan metoda fusi voting dan AND, sistem IFFN dapat dengan cepat mengidentifikasikan obyek pada contoh di atas sebagai pesawat F-16 Fighting Falcon. Proses fusi informasi diperlihatkan pada Tabel 4 dan Tabel 5. Tabel 4. Proses Pencocokan dan Fusi Informasi Tahap 1 RCS Voting v Voting Iterasi 0011 1 0001 0001 0001 0001 2 0001 0001 3 0011 Tabel 5. Proses Fusi Informasi Tahap II dan Estimasi Pola Obyek Voting RCS Voting v AND Estimasi 0001

Fusi informasi digunakan untuk menghasilkan satu estimasi pola pesawat terbang bila informasi masukan RCS dan kecepatan hasil olahan JST-ART1 tidak memenuhi kriteria. Fusi informasi akan menghasilkan keluaran prediksi identitas pesawat terbang dalam pengamatan. Sebagai contoh hasil pencocokan dari JST-ART1 adalah pola 0001 atau pola RCS pesawat F-16 Fighting Falcon, dan pola 0011 atau pola kecepatan pesawat Su-30 Sukhoi. Keluaran ini memberikan ambiguitas mengenai identitas obyek yang dideteksi.

0001

0001

F-16 Fighting Falcon

3.3. Pengolahan Akhir Pada blok pengolahan akhir buffer menyimpan pola hasil fusi informasi pola RCS dan pola kecepatan pesawat. Informasi pada buffer ini digunakan sebagai masukan untuk pemanggilan kembali data identitas pesawat terbang yang disimpan dalam basis data pesawat terbang. Informasi identitas pesawat terbang atau obyek udara ini kemudian ditampilkan di layar tampilan untuk dijadikan sebagai dasar pengambilan keputusan oleh otoritas yang berwenang.

Tabel 3. Estimasi Pola Hasil Fusi Informasi RCS dan Kecepatan Pesawat Terbang Estimasi Pola No. Jenis Pesawat Terbang Hasil Fusi Informasi 1. Bell 47G 0000 2. F-16 Fighting Falcon 0001 3. Hawk 200 0010 4. Su-30 Sukhoi 0011 5. Cobra AH-1S 0100 6. Casa C-212 0101 7. CN-235 PT DI 0110 8. A-310 Airbus 0111 9. Unidentified 1000 10. Unidentified 1001 11. Unidentified 1010 12. Unidentified 1011 13. Unidentified 1100 14. Unidentified 1101 15. Unidentified 1110 16. Unidentified 1111

4. KESIMPULAN Identifikasi visual terhadap obyek udara tak dikenal (black flight) memberikan resiko tinggi bila obyek tersebut dipersenjatai dengan peralatan tempur yang lebih baik. Di sisi lain otoritas berwenang belum memiliki kemampuan untuk melakukan identifikasi obyek yang tak terdaftar dengan cepat dan akurat. Solusi diberikan dengan mengaplikasikan Sistem IFFN berbasis JST-ART1 dengan menggunakan data RCS dan kecepatan pesawat terbang sebagai sarana identifikasi. Proses identifikasi dilakukan dengan cara mencocokkan pola fitur RCS dan kecepatan pesawat terbang dengan pola-pola yang telah dipelajari oleh JST-ART1. Untuk mendapatkan satu estimasi pola identitas bila data RCS dan kecepatan pesawat terbang tidak sesuai dengan kriteria yang ada, dilakukan proses fusi informasi pola RCS dan pola kecepatan pesawat terbang keluaran dari JST-ART1. Fusi informasi menggunakan kombinasi metoda voting dan Boolean AND. Hasil akhir fusi informasi adalah estimasi identitas dari pesawat terbang atau obyek udara yang dideteksi

85


oleh Radar. Informasi identitas ini dapat dijadikan dasar dalam pengambilan keputusan otoritas yang berwenang untuk mengirimkan pesawat tempur yang paling tepat guna mengatasi pesawat terbang atau obyek udara khususnya yang diidentifikasikan sebagai penerbangan gelap (black flight).

UCAPAN TERIMA KASIH Makalah ini adalah salah satu bagian dari penelitian dalam program pengembangan kekuatan untuk memenuhi minimum essential force TNI Angkatan Udara dalam kerjasama dengan ITB melalui bidang pendidikan. Penulis mengucapkan terima kasih dan penghargaan yang tinggi kepada Kepala Staf TNI Angkatan Udara, Aspers Kasau, Gubernur AAU, Kadisdikau dan Kadiskomlekau atas dukungan dalam bidang pendidikan di ITB.

DAFTAR REFERENSI [1] [2]

[3]

[4] [5] [6] [7] [8]

Antonius Arso, Ir., Teknik Radar, Diktat Kuliah Karbol Akademi Angkatan Udara, 2003. Arwin D.W. Sumari, Sistem Temu Kembali Informasi “Cerdas” Berbasis Jaringan Syaraf Tiruan Adaptive Resonance Theory 1, Laporan Tugas Akhir (S-1), Jurusan Teknik Elektro, Institut Teknologi Bandung, 1996. Arwin D.W. Sumari, Adang Suwandi Ahmad dan Aciek Ida Wuryandari, Fusi Informasi : Konsep dan Aplikasi dalam Bidang Teknologi Informasi dan Komunikasi, akan diterbitkan dalam Proceedings e-Indonesia Initiative 2008. David L. Hall, Mathematical Techniques in Multisensor Data Fusion, Artech House, 1992. David L. Hall and James Llinas, Handbook of Multisensor Data Fusion, CRC Press LLC, 2001. David M. Skapura, Artificial Neural Networks: Algorithms, Applications, and Programming, Addison-Wesley, 1991. Merrill I. Skolnik, Introduction to Radar Systems 3rd Edition, McGraw-Hill, 2001. http://www.airtoaircombat.com.

86


Dekoding Format Data untuk Integrasi Sistem Radar Yang Berbeda Thomas Sri Widodo Jurusan Teknik Elektro Fakultas Teknik Universitas Gadjah Mada Jl Grafika 2 Yogyakarta 55281 Email: [email protected] ABSTRACT A radar application using two radar systems needs an integration of the two radar systems. For this system integration , data format and protocol of the two radar system must be matched. Hence the data format decoding of the two radar system must be carried out before the integration. Format data decoding was carried by recording Track Simulator data or radar system using Protocol Analyzer. Recorded data was then analyzed so that the protocol and data format were identified. The results show that the data format of the radar system is different with that of the radar system B and with the protocol of each is BISYNC and X25. Keywords: decoding, data format, protocol, radar, integration ABSTRAK Suatu bidang aplikasi radar yang menggunakan dua sistem radar memerlukan integrasi sistem radar. Untuk integrasi diperlukan dekoding format data dari masing-masing sistem yang akan diintegrasikan. Dekoding format data dilakukan dengan merekam data Track Simulator atau system radar dengan menggunakan Protocol Analyzer. Data hasil perekaman kemudian dianalisis sehingga format data dan protocol system radar dapat diidentifikasi. Hasil yang diperoleh menunjukkan bahwa format data system radar A berbeda dengan radar B, dengan protokol sistem radar A adalah BISYNC, sedangkan sistem radar B adalah X25 Kata Kunci: dekoding, format data, protokol, integrasi, radar,

1. LATAR BELAKANG Di Indonesia terdapat dua sistem radar (untuk aplikasi bidang tertentu) yang berbeda. Sistem radar A dioperasikan di Indonesia bagian barat, sedangkan sistem radar B dioperasikan di Indonesia bagian timur. Kedua sistem radar tersebut mempunyai format data dan protokol komunikasi yang berbeda, sehingga Pusat Operasi Sistem yang bekerja dengan sistem A tidak dapat menampilkan informasi dari sistem radar B. Agar informasi dari sistem radar B dapat ditampilkan di Pusat Operasi Sistem, maka format data dan protokol sistem B harus dikonversi ke sistem A Penelitian ini bertujuan untuk memperoleh format data dan protokol komunikasi dari dua sistem radar sehingga dapat dilakukan integrasi. Dengan terintegrasinya kedua sistem maka informasi radar yang terdistribusi di seluruh wilayah Indonesia dapat dimonitor di Pusat Operasi Sistem.

Gambar 1 : Perekaman format data pada sistem radar A

Gambar 2 : Penyadapan data pada sistem radar B.

Protocol Analyzer menampilkan data dalam bentuk heksadesimal. Protokol komunikasi juga ditunjukkan oleh Protocol Analyzer (misalnya BISYNC atau X25 ) tetapi format data tidak ditampilkan oleh Protocol Analyzer. Dekoding format data dilakukan dengan mencari korelasi antara data dari sistem radar yang diamati (atau Track Simulator) dengan data yang ditampilkan Protocol Analyzer. Data yang diperoleh dari Protocol Analyzer untuk sistem radar A dan B ditunjukkan pada Gambar 3 dan Gambar 4. Data tersebut kemudian dikelompokkan dalam word berukuran dua byte (16 bit). Dari hasil perekaman terlihat bahwa frame data dari kedua sistem radar terdiri atas tiga bagian yaitu: Frame Header, Message Header, dan Message.

2. PEREKAMAN DATA RADAR Untuk sistem radar A telah tersedia Track Simulator, sedang untuk sistem radar B belum tersedia, sehingga perlu dilakukan penyadapan langsung. Gambar 1 menunjukkan hubungan Track Simulator sistem radar A dengan Protocol Analyzer pada saat perekaman data, sedangkan Gambar 2 menunjukkan penyadapan data pada sistem radar B.

87


[8] Howard J. E.,1975, A Low Angle Tracking System for Fire Control Radar,IEEE International Radar Conference. [9] Widodo Th. Sri, Teguh Santosa, Sujoko Sumaryono, P. Insap Santosa, [10] Ismadi Isran, Suratmin, Hernowo, Y. Rasiman, Kartiwa T., 1996, Integrasi Sistem Radar yang Berbeda, Riset Unggulan Terpadu 1

3. HASIL DEKODING DATA Dari hasil dekoding data dengan Protocol Analyzer, diperoleh hasil sebagai berikut [9]. Untuk sistem radar A, Frame Header diawali dengan karakter SOH (Start of Header) setelah karakter sinkronisasi SYN, dan diakhiri dengan karakter DLE (Data Link Escape). Message Header diawali dengan karakter STX (Start of Text) dan diakhiri dengan dua DLE. Message diawali dengan karakter FF (idle) serta SOH dan diakhiri dengan dua karakter Space (20). Dekoding data untuk sistem radar A juga terlihat pada Gambar 3. Protokol komunikasi sistem radar A adalah BISYNC. Untuk sistem radar B, tidak ada karakter yang digunakan untuk mengawali dan mengakhiri Frame Header, Message Header, dan Message. Frame Header mempunyai panjang 6 byte, Message Header 10 byte, dan Message 26 byte. Dekoding data sistem radar B juga terlihat pada Gambar 4. Protokol komunikasi sistem radar B adalah X25

4. KESIMPULAN Dari hasil dekoding data, dapat diketahui parameter radar yang berisi antara lain posisi, kecepatan, arah kecepatan, dan identitas pesawat. Informasi tersebut sangat penting untuk aplikasi penerbangan sipil maupun militer. Dengan diketahuinya protokol dan format data dari masingmasing sistem radar, maka dapat dilakukan integrasi Pada kenyataannya, penelitian format data dan protokol komunikasi radar tidak mudah dalam pelaksanaanya karena radar yang diteliti sebaiknya tidak sedang beroperasi, kecuali kalau tersedia Track Simulator. Di samping itu dokumen mengenai sistem hardware dan software yang diperlukan sulit diperoleh dari produsen radar tersebut. DAFTAR PUSTAKA [1] Anonim 1, Generation of Electronics Data, S P Radar CTC. [2] Anonim 2, 1984, Cengkareng software Documentation, [3] Anonim 3, TRS 2215 Bus Message Data, T-CS F [4] Anonim 4, Controller, Software Function and Structure Description, Inter Site Communication, S P Radar [5] Barton D. K., 1988, Modern Rsdar System Analysis, Artech House Inc. [6] Cantrel B. H., 1975, Automatic Detection and Integrated Tracking, IEEE International Radar Conference. [7] Eurocontrol of IANS, 1982, Flight Plan Processing, Eurocontrol Institute Press.

88


DEKODING FORMAT DATA SISTEM RADAR A Data Track Simulator : Range=240 (Nm), Bearing=180º, Alt=370 (x102 ft), Speed=480 (Nm/hr) Heading=360º, Ident=COBA4 Hasil perekaman data dengan Protocol Analyzer (Hexadecimal): 16 16 01 43 C2 10 02 FF 81 04 02 80 22 00 50 10 10 FF 01 30 F1 06 A2 69 00 00 E8 C0 00 00 1E 00 00 00 00 00 00 01 30 00 30 00 30 00 2C 11 7C C0 21 01 67 00 00 0C 48 AF 00 00 43 4F 42 41 20 34 20 20 Dekoding Format Data: 16 16 : SYN SYN 01 43 : SOH ADDR C2 : 1100 0010 Primary Msg.=11, Data Block without ACK=000; Track Nb.=010 (2) 10 : DLE 02 : STX FF : Idle 81 04 02 80 22 00 50 10 10 : Message Header FF : Idle 01 : SOH 30 F1 : 0011 0000 1111 0001 0011(3)= Combined Plot (Primary and Secondary); 0000=Type 0; 11=Plot correlated with Zone IIA, 11 0001 = Msg. length of 49 bytes 06 A2 : 0000 0110 1010 0010 C=0000 (Non correlated Track), t = 0110 1010 0010 =1698 (detect time = 1698x20ms = 33,96 s) 69 00 00 E8 : x = 0000 0000 1110 1000 (3.62 Nm) C0 00 : y = 1100 0000 0000 0000 (- 256 Nm), Range = (x2+y2)1/2 =240 Nm, Bearing=179,179º 00 1E : Vx = 0000 0000 (0 Nm/hr), Vy = 0001 1110 (659,179 Nm/hr), Speed = (Vx2+Vy2)1/2 = 480 Nm/hr), Heading = tg-1 Vy/Vx = 360° 00 00 00 00 01 30 : 0000 0001 0011 0000 V = 0 (Invalide Altitude), DR=00(Early Warning Plot), QZ = 00 (Primary Altitude with Deviation meter) Z = 001 0011 0000 (Altitude = 304x2-5 km = 31 167 ft) 00 30 00 30 00 2C 11 7C C0 21 01 67 00 00 0C 48 AF : Ignored 00 00 43 4F 42 41 20 34 20 20 : NULL NULL C O B A SPACE 4 SPACE SPACE (Ident : COBA 4) Gambar 3. Data Sistem radar A dan dekoding datanya

DEKODING FORMAT DATA SISTEM RADAR B: Hasil perekaman data dengan Protocol Analyzer pada Event 2: 00 34 72 87 32 5b 32 83 0f 00 01 00 1a 00 06 02 20 00 0b 00 fe 0f da 47 fd cf 18 c8 45 2e 91 0e 69 11 20 17 03 04 c0 c8 5a 59 Dekoding Format Data: Frame Header (6 bytes): 34 00 : 0011 0100 0000 0000

89


0011 0100 (Sequence Nb. = 52), 0000 0000 (Complete Message) 87 72 : 1000 0111 0111 0010 (System time) 5b 32 : 0101 1011 0011 0010 (System time) Message Header (10 bytes) 82 32 : 1000 0011 0011 0010 (Secure, Short Application) 00 0f : 0000 0000 0000 1111 (Normal Track) 00 01 : 0000 0000 0000 0001 ( 1 Message) 00 1a : 0000 0000 0001 1010 ( 26 bytes Messages) 02 06 : 0000 0010 0000 0110 (Orig: EW2, Dest: MROC) Message: Normal Track (26 bytes) 00 20 : 0000 0000 0010 0000 (Secondary Height) 00 0b : 0000 0000 0000 1011 (Raid Strength: No. Statement, Air Track, Live Track, Automatic Track) 47 da : 0100 0111 1101 1010 ( x coordinate 0f fc : 0000 1111 1111 1100 = 69.78 Nm ) c8 18 : 1100 1000 0001 1000 ( y coordinate cf fd : 1100 1111 1111 1101 = -97.80 Nm) 2e 45 : 0010 1110 0100 0101 (Height = 38 800 ft) 0e 91 : 0000 1110 1001 0001 ( Speed = 227 m/s) 11 69 : 0001 0001 0110 1001 (Heading = 24 degree) 17 20 : 0001 0111 0010 0000 (SSR mode C = 3700 ft) 04 03 : 0000 0100 0000 0011 (Orig. Allocation = 1, Orig Index = 3) c8 c0 : 1100 1000 1100 0000 (Quality = 144 Nm ) 59 5a : 0101 1001 0101 1010 ( Time = 228 s) Gambar 4. Data Sistem radar A dan dekoding datanya

90


DESAIN GRAPHICAL USER INTERFACE (GUI) UNTUK RADAR MARITIM INDRA Deni Yulian 1, Imam Fahrur Rozi 1, A. Andaya Lestari 2,3 1 Radar and Communication Systems (RCS) Segitiga Emas Business Park, Unit No. 6 Jalan Prof. Dr. Satrio, Kav. 6 Jakarta 12940, Indonesia Phone: +62-21-57951133 Fax: +62-21-57951138, Email : [email protected], [email protected] 2 International Research Centre for Telecommunications and Radar – Indonesian Branch STEI – ITB, Jalan Ganesha 10 Bandung, Indonesia, Email : [email protected] 3 International Research Centre for Telecommunications and Radar – TU Delft Mekelweg 4 2628 CD Delft, The Netherlands ABSTRACT In a radar system, a Graphical User Interface (GUI) is the nearest component to the radar user or operator. The existence of GUI simplifies the complexity of a radar by having a Plan Position Indicator (PPI) and easyoperated control buttons. Thus, a good design of GUI in accordance with the standard of the Automatic Radar Plotting Aids (ARPA) is essential to support the performance of a radar system. This paper discusses the design of GUI for maritime radar INDRA, including tools used in designing GUI; the connection between radar system, either hardware or software, and GUI; the interpretation of detected target into PPI; tracking process of detected target; as well as the determination of the Closest Point of Approach (CPA) and Time to Closest of Approach (TCPA), which are the most important function in the ARPA standard as an integrated system. Keyword : Radar, GUI, PPI, ARPA, CPA, TCPA, INDRA, target, tracking ABSTRAK Dalam suatu sistem radar, Graphical User Interface (GUI) merupakan komponen yang paling dekat dengan user atau operator radar. Dengan adanya GUI, kompleksitas sebuah radar seolah-olah disederhanakan dengan sebuah Plan Position Indicator(PPI) dan tombol-tombol kontrol yang mudah dioperasikan. Oleh karena itu desain GUI yang handal dan sesuai dengan standard Automatic Radar Ploting Aids (ARPA) sangat diperlukan untuk menunjang performansi sebuah sistem radar. Pada tulisan ini akan dibahas mengenai desain GUI untuk radar maritim INDRA, termasuk didalamnya akan dibahas mengenai tools yang digunakan dalam mendesain GUI, koneksi antara system radar, baik hardware dan software, dengan GUI, penginterpretasian target yang terdeteksi kedalam PPI, proses tracking target yang terdeteksi serta penentuan Closest Point of Approach (CPA) dan Time to Closest Point of Approach (TCPA) yang merupakan fungsi terpenting dalam standard ARPA sebagai suatu system yang terintegrasi. Kata Kunci : Radar, GUI, PPI, ARPA, CPA, TCPA, INDRA, target, tracking

kapal. Sebagian kecil energi yang dihamburkan tersebut akan diterima kembali oleh receiver radar, yang biasanya, tapi tidak selalu, terletak berdekatan dengan transmitter. Setelah dikuatkan di receiver, sinyal diproses untuk mereduksi clutter yang merupakan echo yang tidak diinginkan dengan mengombinasikan pemrosesan sinyal secara elektronik dan software computer (data processing) [1]. Hasil dari pemrosesan sinyal ini kemudian ditampilkan sebagai suatu image atau suatu plot grafik tertentu seperti Plan Position Indicator(PPI). Dalam mendesain suatu PPI, terutama untuk radar maritim, ada suatu standard yang harus dipenuhi yang dinamakan Automatic Radar Plotting Aids (ARPA). Fungsi utama ARPA dapat dirangkum dalam pernyataan yang ditemukan dalam International Maritime Organization (IMO) Performance Standard yang menyatakan bahwa tujuan utama ARPA adalah untuk mereduksi beban

1. PENDAHULUAN Berbicara tentang radar adalah berbicara mengenai penggunaan gelombang elektromagnetik untuk mendeteksi suatu objek tertentu dan menentukan posisinya. Kata “radar” pertama kali digunakan oleh US Navy pada tahun 1940, yang merupakan singkatan dari radio detection and ranging, yang mengisyaratkan akan dua fungsi utama radar yaitu deteksi dan lokalisasi. Radar yang lebih modern memiliki fungsi yang jauh lebih maju dan terus berkembang sampai tahap mengklasifikasikan atau mengidentifikasi target, bahkan beberapa radar ada yang ditujukan untuk menghasilkan gambaran suatu objek, seperti pemetaan tanah dari satelit. Prinsip kerja radar adalah dengan memancarkan gelombang elektromagnetik melaui suatu transmiter, yang kemudian akan dihamburkan oleh objek-objek yang dikenainya seperti daratan, laut, pesawat atau

91


kerja operator dalam menangani semakin banyak dan cepatnya informasi target yang terdeteksi [3]. Dengan kata lain, radar yang mengimplementasikan ARPA harus mampu melakukan automatic tracking terhadap target yang terdeteksi yang berarti sistem harus dapat menghitung dan memperediksi arah pergerakan target, kecepatan, dan closest point of approach (CPA), sehingga dapat menghindari kemungkinan terjadinya tabrakan dengan pulau atau kapal lain [7].

-

sangat diperlukan dalam mengembangkan PPI radar. Java memiliki library untuk melakukan interfacing ke bahasa pemrograman lain seperti C dan C++ dengan menggunakan Java Native Library (JNI)

4. KONEKSI GUI DENGAN HARDWARE DAN MODUL PEMROSESAN SINYAL Secara garis besar, proses dari mulai pengambilan data radar mentah (raw data) dari hardware sampai diinterpretasikan di PPI dapat digambarkan seperti pada gambar 1.

2. SEKILAS TENTANG INDRA INDRA merupakan radar maritim untuk berbagai jenis kapal yang menggunakan teknologi FMCW (Frequency-Modulated Continuous Wave) dan bekerja pada range frekuensi X-band dengan frekuensi carier 9.4 GHz. Konsumsi power yang sangat rendah, yaitu sebesar 1 watt, menjamin kestabilan dan kehandalan sistem dengan meningkatkan lifetime radar. Terlebih lagi, sinyal radar yang terlalu lemah untuk dapat dideteksi oleh radar lainnya menjadikan INDRA sebagai “silent radar” yang ideal untuk digunakan pada operasioperasi rahasia. Selain itu, INDRA juga mengimplementasikan teknologi dual antenna terbaru dan pemrosesan sinyal yang dapat meningkatkan kemampuan dalam mendeteksi, mendiskriminasi, dan melokalisasi target [5].

3. JAVA SEBAGAI BASIS APLIKASI GUI INDRA Gambar 1. Bagan koneksi GUI dengan hardware dan Pemrosesan data radar (software)

GUI INDRA yang dibahas pada paper ini merupakan aplikasi yang dibuat dan dikembangkan dengan menggunakan bahasa pemrograman java yang berbasis pada J2SDK (Java 2 Standard Development Kit) [4]. Alasan digunakanya tool ini antara lain, -

-

-

-

Dari gambar tersebut dapat dilihat bahwa sebelum masuk ke PPI, raw data harus melalui tahapan pemrosesan sinyal terlebih dahulu sehingga diperoleh informasi jarak target terhadap radar (range), kecepatan doppler target (v doppler), dan radar cross section (rcs) dari target yang terdeteksi. Hasil dari pemrosesan sinyal yang mengandung informasi range, kecepatan doppler, dan rcs tersebut kemudian digabungkan dengan informasi bearing yaitu sudut yang dibentuk oleh antenna terhadap suatu titik referensi tertentu, biasanya heading kapal, yang diperoleh dari motor penggerak antena dan informasi waktu yang diperoleh dari personal computer (PC) pada saat raw data itu diterima. Hasil penggabungan informasi tersebut kemudian dijadikan satu data terintegrasi yang mengandung informasi time, bearing, range, rcs, dan kecepatan doppler yang kemudian akan digunakan sebagai variabel data yang akan diolah oleh GUI untuk diinterpretasikan di PPI. Selain menampilkan informasi target yang terdeteksi, GUI juga harus bisa menampilkan informasi tambahan lainnya seperti posisi target atau

Java bersifat gratis dan bebas untuk didistribusikan. Java bersifat platform independent, yang artinya dapat dijalankan pada operating system (OS) yang berbeda tanpa harus mengubah program yang sudah ada. Java merupakan bahasa pemrograman yang beorientasi objek Java memiliki library untuk keperluan user interface dan grafik yang cukup lengkap (swing,awt,java2D) Java memiliki Integrated Development Environment (IDE) yang memudahkan dalam membangun dan mengembangkan sebuah GUI dengan metode drag and drop seperti Netbeans. Java memiliki library untuk komputasi matematika dan geometri yang lengkap yang

92


kapal kita terhadap medan magnet bumi, posisi kapal pada garis lintang dan garis bujur bumi, serta kecepatan aktual kapal kita. Selain itu, melalui GUI, operator juga harus bisa mengontrol radar, seperti menghidupkan atau mematikan radar, mengatur level atenuasi, mengartur arah beam antena, mengatur kecepatan putaran antena, memilih metode clutter supression, menghitung kecepatan doppler, dan sebagainya. Dari gambaran umum tersebut, berarti GUI INDRA harus dapat menerima input maupun output baik dari hardware, seperti kompas, gps, motor, maupun dari modul program lainnya yang menggunakan bahasa yang berbeda, seperti modul pemrosesan sinyal yang dibangun dengan menggunakan bahasa pemrograman C/C++. Agar dapat berkomunikasi baik dengan hardware maupun modul program lainnya dibutuhkan suatu interfacing diantara keduanya. Untuk interfacing dengan C/C++, java telah menyediakan library yang dinamakan Java Native Interface (JNI) [8], sedangkan untuk interfacing dengan hardware diperlukan suatu modul tambahan lainnya yang dibangun dengan menggunakan bahasa pemrograman yang dapat berhubungan secara langsung dengan hardware seperti C, Visual Basic, atau Assembly.

PPI berfungsi untuk menampilkan gambaran posisi target terhadap heading kapal/titik referensi radar dan terhadap sumbu medan magnet bumi. Menu kontrol berfungsi untuk memberi perintah dalam mengontrol radar. Beberapa menu kontrol yang tersedia dalam GUI ini adalah, RPM, untuk mengatur kecepatan putaran radar dalam satuan radian per menit. Range, untuk menentukan jarak maksimum yang dapat dijangkau oleh radar Unit, untuk menentukan satuan unit yang digunakan seperti KN,NM, dan sebagainya. Att, untuk mengatur level atenuasi sinyal radar. Tx, untuk menghidupkan atau mematikan antena transmiter. Clutter, untuk menentukan metode clutter supression yang digunakan. Azimuth stab, untuk menentukan mode azimuht stabilization. Ignored area, untuk menentukan daerah yang akan di abaikan oleh radar Tracking, untuk menentukan metode tracking yang digunakan apakah otomatis atau manual. ARPA, untuk mengaktifkan atau mendeaktifkan mode ARPA pada radar. Beam dir, untuk menentukan mode putaran antena apakah otomatis atau statis. Doppler, untuk menentukan apakah radar akan memperhitungkan kecepatan doppler atau tidak. Buzzer, untuk menghidupkan atau mematikan bunyi peringatan yang akan berbunyi jika ada target yang memasuki guard zone area. Guardzone, untuk mengeset zona yang perlu diperhatikan.

5. DESAIN GUI INDRA Layout GUI INDRA terdiri dari tiga bagian utama yaitu, PPI, menu kontrol, dan alfa numeric form seperti yang terlihat pada gambar 2.

Alfa numeric form merupakan suatu panel yang digunakan untuk menampilkan informasi status radar, posisi dan keceptan kapal kita, posisi dan kecepatan target, posisi kursor pada PPI, serta informasi error yang mungkin terjadi saat radar berjalan.

6. REPRESENTASI TARGET PADA PPI

(a)

Representasi target pada PPI dapat dilakukan dengan menggunakan metode trigonometri sederhana pada koordinat kartesian seperti yang telihat pada gambar 3. Misalkan jarak target terhadap radar (range) kita definisikan sebagai R dan bearing antena pada saat target terdeteksi adalah φ , maka posisi target pada PPI dapat ditentukan dengan persamaan, x = R × sin φ (1)

y = R × cos φ (b) Gambar 2. GUI INDRA antara (a) konsep dan (b) aplikasi java

93

(2)


(

)

R1 = vT (t ) × ( t − tT ( t ) ) ± α vT (t ) × ( t − tT (t ) ) (3) dimana

vT ( t ) merupakan kecepan doppler dan nilai

α antara 0 dan 1.

Meskipun nilai

R1 dapat diprediksi, akan tetapi,

kita tidak dapat memprediksi arah pergerakan target kecuali hanya sebatas informasi bahwa target bergerak menjauhi atau mendekati radar yang dapat diketahui dari informasi kecepatan doppler-nya sehingga posisi target T(t+1) hanya dapat diprediksi sebagai suatu titik pada busur lingkaran dengan radius R1 terhadap posisi target T(t).

Gambar 3. Representasi target pada PPI

Untuk proses tracking selanjutnya, arah pergerakan target sudah dapat diprediksi dengan memanfaatkan data target hasil tracking pada t dan t+1.

7. METODE TRACKING TARGET Tracking merupakan proses untuk menentukan kecepatan dan arah dari suatu target yang dapat digunakan untuk memonitor target tersebut selama berada pada area cakupan radar. [2]. Secara sederhana proses tracking dapat digambarkan pada koordinat kartesian dengan menggunakan persamaan trigonometri dan aljabar sederhana. Misalkan radar akan men-track suatu target T yang terdeteksi pada suatu waktu t disimbolkan dengan T(t). Target tersebut memiliki jarak RT ( t ) dan sudut θ1 terhadap

2 ⎡ (R ⎤ T ( t +1) × sin θ 2 − RT ( t ) × sin θ1 ) ⎢ ⎥ (4) φ1 = tan 2 ⎢(R ⎥ ⎣ T ( t +1) × cos θ 2 − RT ( t ) × cos θ1 ) ⎦ −1

Dari data target pada t dan t+1, kita juga dapat menentukan kecepatan aktual target,

vT (t +1) =

titik referensi radar seperti yang terlihat pada gambar 4.

RT (t +1) −T (t )

(5)

tT (t +1) − tT (t )

Dengan diketahuinya kecepatan aktual dan kecenderungan arah pergerakan target, prediksi posisi target pada t+2 (T(t+2)) dapat dilakukan dengan lebih akurat,

R2 = vT (t +1) × ( t − tT ( t +1) )

(

± β vT (t +1) × ( t − tT (t +1) )

)

(6)

φ2 = φ1 ± βφ1 dengan nilai

(7)

β antara 0 dan 1.

Dari persamaan-persamaan diatas kita dapat menurunkan persamaan umum untuk menentukan posisi target pada t+3 dan seterusnya sampai t+n sebagai berikut, Gambar 4. Skenario algoritma tracking dengan metode trigonometri

vT ( t + n −1) =

Pada saat pertama kali tracking dilakukan, kita dapat memprediksi jarak target pada waktu t+1 (T(t+1)) terhadap target pada waktu t (T(t)) dengan menggunakan persamaan,

RT ( t + n −1) −T ( t + n − 2)

Rn = vT (t +n−1) × ( t − tT (t +n−1) )

(

± β vT (t + n −1) × ( t − tT ( t + n −1) )

94

(8)

tT ( t + n −1) − tT (t + n − 2)

)

(9)


φn = φ( n −1) ± βφ( n −1)

n

(10)

b= 8. METODE PENENTUAN CLOSEST POINT OF APPROACH (CPA) DAN TIME TO CLOSEST POINT OF APPROACH (TCPA)

∑ ( x − x )( y − y ) i

i =1

i

n

∑( x − x ) i =1

(12) 2

i

a = y − bx

CPA merupakan titik terdekat target terhadap radar/kapal kita, sedangkan TCPA merupakan waktu yang dibutuhkan oleh target untuk mencapai titik CPA tersebut Perhitungan CPA dan TCPA biasanya melibatkan interpolasi dan regresi karena untuk dapat menghitung suatu nilai CPA atau TCPA dibutuhkan informasi target tracking pada saat ini dan informasi target pada waktu sebelumnya. Misalkan kita mentrack suatu target T selama selang waktu t, dari proses tracking tersebut kita mendapatkan informasi target T pada saat ini atau pada saat t, pada waktu sebelumnya, t-1, sampai dengan pada waktu t-n, yang di simbolkan dengan T(t), T(t-1), sampai dengan T(t-n). Misalakan. posisi target pada interval waktu tersebut tersebut pada PPI digambarkan seperti pada gambar 5.

dimana

(13)

x merupakan mean dari target pada titik x xi

koordinat kartesian n

xi =

∑x

T ( t −i )

i =0

(14)

n

dan y merupakan mean dari target pada titik y koordinat kartesian

yi

n

yi = CPA

∑y i =0

T ( t −i )

(15)

n

merupakan

titik

perpotongan

garis

y = a + bx dengan garis tegak lurus yang melalui titik tengah PPI. Dengan menggunakan persamaan dua garis yang tegak lurus kita dapat menentukan nilai x dan y titik CPA pada koordinat kartesian. Jika kita misalkan persamaan garis yang merupakan jalur yang ditempuh target sebagai y1 = a + bx dan garis yang tegak lurus dengannya dan melalui titik tengah PPI dengan koordinat xc , yc sebagai y2, maka kita dapat menentukan gradien garis y2,

m2 = −

Gambar 5. Metode menentukan CPA dan TCPA target pada PPI

Dari gambar tersebut terlihat bahwa pola jalur yang dibentuk oleh target bukan suatu jalur yang lurus sehingga akan sangat sulit untuk menentukan arah pergerakan target untuk mencapai CPA. Oleh karena itu, diperlukan suatu proses regresi untuk menentukan kecenderungan arah dan jalur yang akan ditempuh oleh target pada waktu t+n. Dengan menggunakan pendekatan regresi linear [6] kita dapat menentukan persamaan jalur yang ditempuh oleh target T dari mulai t-n sampai t+n. Pada gambar terlihat bahwa jalur yang dibentuk oleh target direpresentasikan oleh garis dengan persamaan

y = a + bx

1 1 =− m1 b

(16)

Dari gradien ini kita dapat menentukan persamaan garis y2,

1 y2 = − ( x − xc ) + yc b

(17)

Titik perpotongan antara y1 dan y2 yang merupakan titik CPA dapat terjadi jika y1 = y2 , atau,

1 a + bx = − ( x − xc ) + yc b

(11)

(18)

Dari penyelesaian persamaan garis tersebut kita memperoleh titik CPA pada koordinat kartesian sebagai berikut,

dengan nilai a dan b ditentukan oleh persamaan regresi linear sebagai berikut,

95


xc + yc × b − a × b b2 + 1 a + xc × b − yc × b 2 y= b2 + 1

x=

(19) 3. (20)

Dengan demikian jarak dari titik tengah PPI atau radar ke CPA dapat dihitung dengan formula,

R= ( x−xc ) +( y − yc ) 2

4. 5. 6. 7.

2

(21)

8. R=

1 ( b2 + 1)

( yc × b − a × b − xc × b2 ) + ( a + xc × b − yc ) 2

2

(22)

Sedangkan jarak dari posisi target terakhir T(t) ke CPA dapat dihitung dengan formula,

R=

(x − x ) +( y − y ) 2

T (t )

2

(23)

T (t )

Dari informasi jarak ini kita dapat menentukan lamanya waktu yang diperlukan oleh target hingga mencapai titik CPA sebagai berikut

(x − x ) +( y − y ) 2

TCPA =

T (t )

2

T (t )

v

(24)

dengan v = kecepatan aktual target tracking

9. KESIMPULAN Java merupakan bahasa pemrograman yang cukup mudah digunakan dalam membangun dan mengembangkan sebuah GUI karena dukungan user interface dan graphics library-nya yang lengkap serta IDE nya yang memungkinkan untuk membangun sebuah GUI dengan metode drag and drop. Dalam sebuah radar maritim, standard ARPA merupakan salah satu standard yang harus dipenuhi untuk mengurangi beban kerja operator dalam menangani semakin banyak dan cepatnya informasi target yang terdeteksi dan menghindari kemungkinan terjadinya tabrakan dengan pulau atau kapal lainnya. Dari sekian banyak fungsi ARPA, proses tracking dan penentuan CPA dan TCPA merupakan dua proses yang sangat penting dalam ARPA.

DAFTAR PUSTAKA 1.

2.

Kingsley, Simon, Quegan, Shaun, “Understanding Radar System,” 2001, Standard Publisers Distributors, Delhi Kolawole, Michael O. “Radar Systems, Peak

96

Detection and Tracking,”2002, Newnes, Burlington. Maritime Safety Information Center at the National Imagery and Mapping Agency. “Radar Navigation and Maneuvering Board Manual Seventh Edition 2001,”2001, National Imagery and Mapping Agency, Maryland. http://java.sun.com/javase/6/docs/ http://rcs.solusi247.com/indra_mx1.html http://en.wikipedia.org/wiki/Linear_regression http://en.wikipedia.org/wiki/Automatic_Radar_ Plotting_Aid http://java.sun.com/j2se/1.4.2/docs/guide/jni/


Rangkaian Pengukuran Jarak dengan Gelombang Ultrasonik menggunakan AT89C51 Teguh Praludi, Yusuf Nur Wijayanto Pusat Penelitian Elektronika dan Telekomunikasi Kampus LIPI Gd. 10 Lt. 4 Jl. Cisitu no 21/154D Bandung 40135 Telp (022) 2504660, faks (022) 2504659 Email: [email protected], [email protected] ABSTRACT Ultrasonik wave is longitudinal mechanic wave which over of 20 KHz. This wave can transmit in solid, liquid and gas medium. So, ultrasonic wave can to implement for determining range of an object. In thie paper, we propose a range ultrasonic circuit at 41 KHz as transmited wave, the scattering of reflection wave will be received by ultrasonic receiver then will be processed by AT89C51 and will be presented in seven segmen as dysplai. Keywords : Ultrasonic, Range, AT89C51 ABSTRAK Gelombang Ultrasonik merupakan gelombang mekanik longitudinal dengan frekuensi diatas 20 KHz. Gelombang ini dapat merambat dalam medium padat, cair dan gas. Dengan sifat gelombang ultrasonik yang demikian dimanfaatkan untuk menentukan jarak suatu benda. Pada sistem pengukur jarak dengan gelombang ultrasonik ini menggunakan frekuensi 41 KHz dipancarkan melalui transmitter dan di terima melalui receiver untuk selanjutkan diolah oleh mikrokontroller AT89C51 dan ditampilkan besarnya jarak pada seven segmen. Kata Kunci : Ultrasonik, Jarak, AT89C51 1. PENDAHULUAN Kemajuan teknologi dewasa ini sangat pesat, khususnya dibidang elektronika. Hal ini membuka kemungkinan penggunaan teknologi dibidang elektronika untuk memanfaatkannya diberbagai aspek kehidupan, salah satu aplikasi dari penggunaan teknologi elektronika ini dengan memanfaatkan mikrokontroller dan gelombang ultrasonik untuk menentukan jarak suatu benda. Mikrokontroller merupakan komponen elektronika yang didalamnya telah dilengkapi dengan fasilitas input/output, memori (ROM dan RAM), sangatlah cocok digunakan untuk berbagai aplikasi.

gelombang suara, dimana sensor ini menghasilkan gelombang suara yang kemudian menangkapnya kembali dengan perbedaan waktu sebagai dasar penginderaannya. Perbedaan waktu antara gelombang suara dipancarkan dengan ditangkapnya kembali gelombang suara tersebut adalah berbanding lurus dengan jarak atau tinggi objek yang memantulkannya. Ultrason merupakan suatu komponen elektronika yang berfungsi untuk mengubah aliran listrik menjadi getaran bunyi atau gelombang dengan frekuensi diatas ambang batas pendengaran manusia.Ultrason dibuat dengan menggunakan bahan keramik yang bersifat piezoelektrik.

2. GELOMBANG ULTRASONIK Gelombang Ultrasonik merupakan gelombang mekanik longitudinal dengan frekuensi diatas 20 KHz. Gelombang ini dapat merambat dalam medium padat, cair dan gas, hal ini disebabkan karena gelombang ultrasonik merupakan rambatan energi dan momentum mekanik sehingga merambat sebagai interaksi dengan molekul dan sifat enersia medium yang dilaluinya. Gelombang ultrasonik mempunyai sifat memantul, diteruskan dan diserap oleh suatu medium Sensor adalah alat untuk mendeteksi / mengukur sesuatu yang digunakan untuk mengubah variasi mekanis, magnetis, panas, sinar dan kimia menjadi tegangan dan arus listrik. Sensor ultrasonik bekerja berdasarkan prinsip pantulan

Gambar 1: Simbol Pengirim/Transmitter Ultrason

Gambar 2 : Simbol penerima/ Receiver Ultrason

3. TRANSDUSER Transduser adalah alat yang mengubah suatu energi dari satu bentuk ke bentuk lain.Secara umum

97


transduser dibedakan atas dua prinsip kerja yaitu: pertama, Transduser Input dapat dikatakan bahwa transduser ini akan mengubah energi non-listrik menjadi energi listrik. Kedua, Transduser Output adalah kebalikannya, mengubah energi listrik ke bentuk energi non-listrik. Tegangan rectangular dengan frekuensi sebesar 41 KHz dikeluarkan dari mikrokontroler melalui port 3.4 sebagai sinyal listrik Gambar 5 : Rangkaian pendeteksi sinyal ultrasonik ultrasonik.Pulsa ultrasonik diperkuat dan dipancarkan dengan menggunakan rangkaian Untuk membuang komponen sinyal dengan pemancar ultrasonik. Pada gambar 3 inverter U1B frekuensi tinggi maka perlu dipasang sebuah kapasitor dipakai untuk membalikan fasa sehingga tegangan output gabungan U1A dan U1C akan selalu didepan Halfwave rectifier sehingga hanya didapatkan berlawanan dengan tegangan output gabungan U1D komponen DC nya saja. dan U1E, dengan demikian amplitudo pulsa ultrasonik yang sampai pada tranduser ultrasonik 4. MIKROKONTROLER menjadi dua kali lipat dari amplitudo yang dikeluarkan oleh mikrokontroler melalui port 3.4. Mikrokontroler AT89C51 memiliki ruang alamat memori data dan program yang terpisah, sebagaimana ditunjukan pada gambar 6. Pemisahan memori program dan data tersebut membolehkan memori data diakses dengan alamat 8-bit, sehingga dapat dengan cepat dan mudah disimpan dan dimanipulasi oleh CPU 8-bit. Namun demikian, alamat memori data 16-bit bisa juga dihasilkan melalui register DPTR. Mikrokontroler AT89C51 memiliki 4 ruang alamat (address space) yaitu: Gambar 3 : Rangkaian Pemancar ultrasonik 1. Internal data address space yang dapat dialamati secara langsung, terdiri atas : Untuk meningkatkan arus yang menuju transmitter Byte pada internal RAM (address 0H – 127H)Byte ultrasonik maka digunakan dua buah gate inverter pada hardware register (address 128H – 256H) CMOS 4069 yang diparalel. 2. Internal data address space yang seluruhnya Gelombang ultrasonik yang dipancarkan dialamati dengan mode pengalamatan tidak akan diterima oleh rangkaian penerima ultrasonik. langsung. Kemudian sinyal ultrasonik dikuatkan oleh 3. Eksternal data address space sebanyak 64 Kbyte transistor Q1 dan Q2, C1 dan C2 berfungsi untuk diluar chip AT89C51 yang ditambahkan. menahan arus DC, sehingga hanya sinyal ultrasonik 4. Bit address space dapat dialamati dengan mode saja yang diterima oleh transistor Q1 dan Q2 seperti pengalamatan langsung. yang terlihat pada gambar 4. 5. U1B

U1A

LS1

5

4

3

VCC

2

4069 U1C

4069

Ultrasonic Transmitter

7

20

U1F

6

P3.4

19

18

4069 U1D

ultra_out

10

MC14069

C1

9

10

220 nf

4069 U1E

11

12

4069

VCC R3 56K C2 100 nf

LS2

Q1 BC548

C3 100 nf

6 5 8

R2 3.9K

R4 470

D1

3

1SS106

2

Q2 BC548

R5 250K R6 100

R7 680

D2 1SS106

C4 100 nf

LM111

+

7

-

ECHO_IN

P3.5

4 1

R1 10K

R8 10K

Ultrasonic Receiv er R9 100K

C5 1uF

Gambar 6 : Struktur Memori AT89C51

Gambar 4 : Rangkaian Penerima Ultrasonik Pendeteksian sinyal ultrasonik dilakukan dengan menngunakan rangkaian Halfwave rectifier, dimana C2, D1, D2 dan C4 membentuk sebuah rangkaian pendeteksi sinyal ultrasonik seperti yang diperlihatkan pada gambar 5.

Mikrokontroler AT89C51 memiliki kapasitas memori flash sebesar 4 Kbyte, RAM internal sebesar 128×8 Bit, saluran port I/O sebanyak 32 saluran dengan kecepatan operasi maksimal hingga 24 MHz, enam sumber intrupsi dan dua buah Timer/Counter 16 Bit.

97


B angkitkan pulsa ultrason ic

Tidak

24 uS

Ya Complem ent pulsa ultrasonic

Gambar 7 : Sistem Minimum AT89C51 Tidak

12 Cycle

5. TAMPILAN Rangkaian display terdiri dari rangkaian seven segment common anoda dan driver digit seven segment. Pada gambar 8 diperlihatkan gambar rangkaian Unit tampilan atau display, kaki 1 hingga 7 (P1.0-P1.6) dari mikrokontroler AT89C51 dihubungkan dengan resistor secara seri dan diteruskan secara paralel dengan kaki-kaki pada seven segment 1, 2, 3 dan 4 seperti yang terlihat pada gambar 8

Ya R eturn

Gambar 9 : Flowchart membangkitkan pulsa ultrasonik

Pembuatan program untuk mengukur waktu pantulan seperti terlihat pada gambar 10 adalah dengan cara mengaktifkan timer 1 dan apabila timer 1 sudah overflow maka timer 1 akan berhenti menghitung dan kembali ke return. Sedangkan apabila timer 1 tidak terjadi overflow maka timer 1 akan menunggu pulsa pantulan yang masuk ke echo_ in atau baru timer 1 akan berhenti setelah didapat waktu pantulan pada saat pulsa pantulan diterima kembali oleh echo_in. U k u r w a k tu p u ls a p a n tu la n

Gambar 8 : Rangkaian Unit Tampilan / Display J a la n k a n T im e r 1

Q1, Q2, Q3, Q4, merupakan rangkaian driver digit dari seven segment yang berfungsi untuk menggerakan digit dari seven segment. Sebuah resistor dihubungkan dengan ground yang berfungsi untuk menyalakan dot pada seven segment .

T im e r 1 o v e rf lo w

Y a

T id a k Ya

6. PERANGKAT LUNAK Perangkat lunak yang digunakan dirancang menggunakan format bahasa assembly AT89C51. Program dibuat dengan bantuan perangkat kata (teks editor), yang menghasilkan file dalam bentuk ASCII (American Standard Code for Information Interchange). Diagram alir untuk program membangkitkan pulsa ultrasonik seperti terlihat pada gambar 9. Pulsa ultrasonik yang diinginkan adalah sebanyak 12 cycle dengan frekwensi 41 KHz dan T adalah 1/f maka periodanya adalah sebesar 24 uS atau 12 cycle.

E c h o _ in

T id a k H e n t ik a n T im e r 1

R e t u rn

Gambar 10 : flowchart pengukuran waktu pantulan

Pada gambar 11 diperlihatkan diagram blok dari perhitungan selang waktu menjadi jarak. Frekwensi yang digunakan adalah sebesar 41 KHz maka periodanya sebesar 1/f yaitu sebesar 24 mikro detik sedangkan kecepatan rambat suara diudara adalah 341 m/detik jadi dalam 1 cm diperlukan waktu tempuh sebesar 29 mikro

98


detik. 29 mikro detik ini kita anggap sebagai waktu [3] tempuh sinyal ultrasonik mengenai benda penghalang jadi diperlukan waktu sebesar 58 mikro detik untuk sinyal [4] ultrasonik diterima kembali oleh mikrokontroler. P e rh itu n g a n s e la n g w a k t u ja d i ja ra k

Wasito S. Vademekum Elektronika, Edisi Kedua, PT Gramedia Pustaka, Jakarta, 2001. TOCCI , R.J , 1995 , ”Digital system principles and apllication” , prentice hall. Inc , Englewood Cliffs , New Jersey. [5] Coughlin, Robert F., 1991, Operational Ampilfier & Linier Integrated Circuit, Prentice Hall

S e la n g w a k tu X 1 0

S e la n g w a k t u / 58

R u a s r a tu s a n = s e la n g w a k tu / 1 0 0 0

R u a s p u lu h a n = s is a b a g i / 1 0 0

R u a s sa t u a n = s is a b a g i / 1 0

R uas pecahan = s is a b a g i / 1

R e t u rn

Gambar 11 : Flowchart Perhitungan Jarak

7. KESIMPULAN Telah dilakukan perancangan sistem pengukuran jarak dengan menggunakan gelombang ultrasonik. Sistem informasi menggunakan gelombang ultrasonik dengan udara sebagai media perantara. Penggunaan mikrokontroler AT89C51 pengukuran jarak dengan menggunakan gelombang ultrasonik akan menghasilkan rangkaian yang lebih sederhana, praktis dibanding menggunakan komponen TTL atau PC computer untuk basis pengontrolannya. Penempatan letak sensor ultrasonik sangat berpengaruh dalam pengukuran jarak. Sensor ultrasonik sangat rentan terhadap noise yang bisa mengakibatkan kesalahan dalam melakukan perhitungan jarak.

DAFTAR PUSTAKA [1] Adel, S. Sedra and Kenneth, C. Smith, MICROELECTRONIC CIRCUITS, third editions, University of Toronto [2] Jacob Milman, Sutanto, Mikroelektronika Sistem Digital Dan Rangkaian Analog jilid 1, penerbit Erlangga, Jakarta, 1986.

99


Kajian Penggunaan Dielectric Resonant Oscillator (DRO) untuk Frequency Modulated Continuous Wave (FM-CW) Radar Rustini Soemaryato Kayatmo, Fredrika H. Kana Pusat Penelitian Elektronika dan Telekomunikasi - LIPI Jl. Cisitu 21/154D (Komplek LIPI Gd 20) Bandung 40135 Indonesia Phone: 022-2504660 Fax: 022-2504659 Email: [email protected] ABSTRACT Oscillators represent the basic microwave Systems such as radar [1]. A typical oscillator essentially consists of an active device and a passive frequency determining resonant element. A modern communication system requires low phase noise. The DROs are characterized by low phase noise, compact size, frequency stability with temperature. The most popular method to reduce the phase noise is to employ a high Q resonator to improve the loaded quality factor [2]. This kind of oscillator is considered to be used in FM-CW radar due to that characteristic. Keywords : DRO, FM-CW Radar. ABSTRAK Oscillator merupakan komponen dasar dari system gelombang mikro [1]. Tipikal dari suatu oscillator terdiri dari komponen aktif dan pasif untuk mendapatkan elemen resonansi. Di dunia komunikasi modern menginginkan derau fasa yang rendah. DRO mempunyai sifat derau fasa yang rendah, dimensi yang ringkas dan frekuensi yang stabil terhadap suhu. Cara yang paling banyak digunakan untuk menurunkan derau fasa adalah dengan menggunakan resonator dengan Q yang tinggi untuk memperbaiki Oscillator yang terbeban [2]. Oscillator semacam ini dipertimbangkan untuk digunakan dalam sistem FM-CW radar karena sifatnya memenuhi seperti yang diinginkan. Kata kunci : DRO, FM-CW Radar.

1.

dielektric resonator berbanding terbalik terhadap frekuensi dari DRO tersebut. Misalkan DRO dengan Dielectric Resonator (DR) sebagai elemen feedback secara hubungan seri, dapat dirancang dengan prosedur sebagai berikut: Divais yang dipilih sesuai dengan frekuensi yang diinginkan dan menggunakan S-parameter untuk sinyal kecil (small signal); Tambahkan rangkaian feedback untuk meyakinkan, bahwa faktor stabilitas dari device yang aktif dengan rangkaian feedback kurang dari satu dengan margin yang cukup; Secara fungsional DRO tersebut mempunyai blok diagram seperti pada Gambar 1. berikut:

PENDAHULUAN

Pada sat ini Dielectric Resonant Oscillator (DRO) banyak digunakan dalam electronic warfare, missile, radar dan sistem komunikasi dan digunakan baik untuk keperluan sipil maupun militer[3,4]. DRO mempunyai sifat derau fasa yang rendah, dimensi yang ringkas dan frekuensi yang stabil terhadap suhu, oleh karena itu, dalam pengembangan sistem Frequency Modulated Continuous Wave (FM-CW) radar yang dilakukan di Puslit Elektronika dan Telekomunikasi – LIPI, DRO digunakan sebagai Master Oscillator dalam pembangkit frekuensi (Frequency Generator). Dengan demikian, penggunaan DRO disini merupakan jantung dari sistem elektronik FM-CW) radar tersebut, untuk mendapatkan frekuensi yang sangat stabil [5].

2.

TEKNIK PERANCANGAN

Sebagai komponen aktif biasanya digunakan transistor GaAsFET atau Si-bipolar. Si-bipolar biasanya dipilih karena mempunyai sifat daya derau fasa yang rendah, sedangkan GaAsFET diperlukan untuk frekuensi tinggi [3.6]. Dalam pemilihan material untuk dielectric resonator, yang harus diperhatikan selain koefisien temperatur juga harus dipilih ukuran dan konstanta dielektriknya. Ukuran

Gambar 1. Blok Diagram DRO dengan feedback seri

101


Za harus dibuat optimum terhadap parameter rangkaian feedback dan matching network untuk mendapatkan Ra kurang atau sama dengan -25 Ohm dan Xa mempunyai kemungkinan bervariasi secara maksimum mendekati dengan resonan untuk mendapatkan Q (quality factor) yang tinggi. Spasi secara elektrik dari dielectric resonator, yaitu semacam reaktansi terhadap base atau gate dari transistor adalah negatif dari Za. Karakteristik impedansi dari output transmission line Zg, biasanya dipilih sebesar 50 Ohm.

3.

4. KOMPENSASI TEMPERATUR (TEMPERATURE COMPENSATION) DRO Penalaan secara elektris terhadap DRO dapat digunakan untuk mengkompensasi perubahan frekuensi (frequency drift) terhadap temperatur. Rangkaian untuk menstabilkannya terdiri dari thermistor (resistor yang berubah terhadap temperatur) dan resistor-resistor. Sensor temperatur ini dikonversikan terhadap tegangan penala dan di hubungkan dengan terminal penala dari DRO. Blok diagram kompensator temperature seperti terlihat pada Gambar 3 dibawah ini.

PENALAAN FREKUENSI (ELECTRONIC FREQUENCY TUNING)

Penalaan frekuensi dari DRO dapat diperoleh dengan menggunakan voltage controlled diode (varactor)[3.7]. Konfigurasi rangkaian sebagai penghubung varactor ke DR terdiri dari jalur tambahan paralel dengan yang menghubungkan DR ke device aktif dan diletakkan disisi yang berhadapan dengan DR seperti pada Gambar 2. Pada contoh tersebut, dua buah varactor dihubungkan dengan kedua ujung dari microstrip setengah panjang gelombang resonator yang mempunyai karakteristik impedansi Zt. Pada jalur kopling DR, jalur transmisi dapat dianggap sebagai transformator impedansi (impedance transformer) dua perempat panjang gelombang atau tepatnya dua inverter impedansi yang diterminasi dengan dua buah varactor penala (tuning varactor). Variasi perubahan kapasitansi dari varactor pada ujung inverter, ditransformasikan kedalam perubahan induktif pada jalur kopling dengan inverter impedansi. Dengan memperbesar kopling antara DR dengan jalur varactor/mikrostrip, lebar pita penalaan (tuning bandwidth) DRO juga bias naik. Perlu diingat bahwa lebar pita penalaan DRO harus lebih lebar dari perubahan frekuensi (frequency drift) oscillator terhadap temperatur.

Gambar 3. Blok Diagram Kompensator Temperatur

5.

DERAU FASA (PHASE NOISE)

Salah satu karakteristik yang terpenting dari DRO adalah derau fasa pada 10 KHz atau lebih. Derau fasa ini bergantung kepada divais aktif yang digunakan, kopling daya osilasi terhadap DR, dan besarnya daya yang diberikan terhadap beban. Derau fasa makin naik sebanding dengan kuadrat frekuensi kerja, misalnya frekuensi DRO 10 GHz, maka level derau fasa diluar 10 GHz, bertambah 20x log10[f(GHz)/10] terhadap derau fasa pada 10 GHz. Makin banyak energi tersimpan di dielectric resonator, karakteristik temperatur dari DRO akan lebih mengikuti DR, akan tetapi daya divais aktif lebih banyak terdesipasi di DR yang akan mengakibatkan menurunnya output. Oleh karena itu harus diambil kompromi antara kestabilan temperatur dari DRO dan derau fasa. 6. KAJIAN TERHADAP DRO YANG DIGUNAKAN DALAM SISTEM FM-CW RADAR DI PPET-LIPI Untuk keperluan pemancar radar ini digunakan DRO buatan Air Parts dengan spesifikasi teknik sebagai berikut: Output Frequency ::9,856 GHz Frequency Accuracy : < ± 1 MHz Frequency Stability : < ± - 5 ppm/C Mechanical Tuning Bandwidth : > ± 25 MHz Output Power (over Temp): > + 23 dBm Power Variation (over Temp): < 2,0 dB Pulling (1,5:1 VSWR) : < ± 0,5 MHz Pushing : < 20 KHz/V Discrete spurious : < - 80 dBc Harmonics : < - 20 dBc Phase Noise: @ 10 KHz : < - 90 dBc/Hz

Gambar 2. Skema Voltage Tuning DRO

. Secara singkat dapat disimpulkan, bahwa kopling Dielectric Resonator ke jalur penalaan dan kopling rangkaian penala ke rangkaian oscillator harus dijaga seimbang.

102


100 KHz: < - 115 dBc/Hz @ 1 MHz: < - 130 dBc/Hz Operating Temperature : -29 to + 60 deg C (baseplate) Power Supply: 12 ± 3 % VDC, 350 mA max RF Connectors SMA Famale: Adapun hasil pengukurannya adalah sebagai berikut:

Gambar 6. Print out hasil pengukuran DRO dengan Spectrum Analyzer

Data Pengukuran DRO: Frekuensi output: Level output: Resolution Bandwidth: Video Bandwidth Sweep Time: Attenuation Span: Phase Noise

Gambar 4. Rangkaian Pengukuran

Pada waktu pengukuran, untuk menjaga agar tidak ada sinyal refleksi yang terlalu besar yang dapat merusak DRO tersebut, maka pengukuran tidak langsung dilakukan pada outputnya, melainkan sebelumnya dihubungkan dengan isolator. Pada gambar diatas, setelah isolator dihubungkan dengan directional coupler, power divider dan isolator kembali. Adapun hasil pengukurannya sebagai berikut:

9,85605 GHz 7,0 dBm 10,0 KHz 30,0 KHz 100 ns 20 dB 50 KHz/RL -64,77 dB

Kestabilan frekuensi output setelah ditunggu beberapa lama bergeser +/- 100 Hz. Pengukuran dilakukan dengan menggunakan peralatan berikut: Network Analyzer, Hewllet-Packard, Type HP 8720 C (50 MHz – 20 GHz); Spectrum Analyzer, Hewllet-Packard, Type HP 8593 A (9 KHz – 22 GHz); Swept Frequency Synthesizer, Wiltron, Model 6747 B (10 MHz – 20 GHz Dari hasil pengukuran tersebut, phase noise DRO levelnya masih jauh dari level outputnya, sedangkan pergeseran frekuensi yang besarnya +/100 Hz, dibandingkan terhadap frekuensi utamanya yang besarnya 9,8560 GHz, boleh dikatakan tidak perlu dipermasalahkan. Seperti telah diuraikan diatas, bahwa DRO yang digunakan pada penelitian Radar FM-CW di PPET – LIPI, juga digunakan sebagai master oscillator untuk pembangkit frekuensi yang menghasilkan keluaran frekuensi clock untuk Direct Digital Synthesizer dan frekuensi tengah (intermediate frequency) dari radar, dank arena telah melalui beberapa kali pembagi, maka frekuensinya sudah semakin stabil, dengan demikian pergeseran frekuensi yang terjadi tidak akan mengganggu kestabilan frekuensi radar FM-CW pada saat beroperasi.

Gambar 4. Pengukuran output DRO

Gambar 5. Pengukuran derau fasa menggunakan Spectrum Analyzer.

7.

KESIMPULAN

Dari uraian diatas dapat disimpulkan, bahwa penggunaan DRO buatan Air Parts dapat digunakan dalam system FM-CW radar yang dikembangkan di

103


Puslit Elektronika dan Telekomunikasi – LIPI dengan hasil yang memuaskan.

UCAPAN TERIMA KASIH Ucapan terima kasih kami sampaikan kepada PPET-LIPI dan Panitia Seminar, yang telah memberikan kesempatan untuk menjadi pemakalah dalam Seminar RADAR Nasional ini.

DAFTAR PUSTAKA [1] Lav Varshney, ”Radar Components and System Design”, Syracuse Research Corporation, North Syracuse, NY 13212-2509 [2] Kamaljeet Singh and Surendra Pal, “CAD implementation of DR-based oscillator using non-linear analysis”, http://rfdesign.com [3] GED, “Dielectric Resonator Oscillator”, http://www.gedlm.com [4] Peter Stavenick, “Synthesizers Offer Submicrosecond Switching”, Microwaves & RF, June 2002 [5] Nancy Friedrich, “Crystal Oscillators Keep Time in Communications Systems, Http://www.mwrf.com [6] Rustini S. Kayatmo, Mashury Wahab, Fredrika Hubi Kana [7] Doolittle, L.R.., Hovater,C., Merminga, L., Musson, J., Wissmann, M., ”A Low-Cost, NistTraceable, High Performance Dielectric Resonator Oscillator”, Thomas Jefferson

104


Rancang Bangun Perangkat Lunak Citra RADAR Mashury, Dadin Mahmudin dan Yusuf Nur Wijayanto Pusat Penelitian Elektronika dan Telekomunikasi LIPI Kampus LIPI Gedung 20 Lt. 4, Jl. Sangkuriang, Bandung 40135 Tlp. 022-2504661, Fax. 022-2504659, Email: [email protected] ABSTRAK Dalam tulisan ini dipaparkan pembuatan perangkat lunak untuk mengolah citra Radar serta hasil-hasil penelitian yang telah dicapai. Landasan teori dalam pengolahan sinyal Radar juga dipaparkan. Tujuan pembuatan perangkat lunak ini adalah untuk memproses sinyal yang diperoleh dari bagian penerima Radar sehingga pemakai (user) dengan mudah menginterpretasikan tampilan dilayar Radar. Beberapa model tampilan Radar dipresentasikan sebagai hasil dari penelitian. Kata kunci : citra Radar, perangkat lunak, teori, tampilan, pengolahan sinyal.

1.

PENDAHULUAN

Radar berfungsi sangat penting untuk membantu pengaturan lalu lintas laut dan udara. Termasuk juga untuk pengamatan cuaca dan aplikasi untuk pertahanan dan keamanan. Selama ini Radar untuk kebutuhan dalam negeri dipenuhi melalui impor dari luar negeri. Seiring dengan semakin mahalnya harga Radar dan mekanisme pembelian yang sulit maka perlu dimulai usaha untuk pembuatan Radar didalam negeri. Sehubungan dengan hal ini penelitian rancang bangun Radar telah dimulai sejak lebih dari sepuluh tahun yang lalu. Akan tetapi, penelitian yang berkenaan dengan perangkat lunak (software) belum banyak yang melakukan secara intensif. Oleh karena itu, telah dilakukan rancang bangun perangkat lunak Radar (untuk Radar jenis FM-CW) di PPET-LIPI. Diharapkan dengan adanya pembuatan pengolah citra Radar ini dapat dilakukan integrasi dengan komponen-komponen lain sehingga terwujudnya satu sistem Radar yang fungsional. Adanya keinginan dari pihak luar negeri untuk bekerja sama dalam penelitian/pembuatan Radar seperti International Research Centre for Telecommunications and Radar (IRCTR) dari TU Delft, Belanda dan University Technology of Malaysia juga turut mendorong diajukannya penelitian ini. Blok diagram Radar Frequency Modulated Continuous Wave (FM-CW) yang diteliti di PPET dapat direpresentasikan pada Gambar 1. Sistem Radar terbagi atas dua bagian utama yaitu transmitter (pemancar) dan receiver (penerima). Hasil deteksi Radar akan ditampilkan oleh Display unit yang mengolah sinyal yang diterima dari bagian Receiver menjadi suatu gambar yang dapat diinterpretasikan dengan mudah oleh pengguna (bagian ini merupakan topik dari penelitian), Bagian Duplexer berfungsi untuk meneruskan sinyal dari transmitter ke antenna, juga meredam sinyal ini sehingga tidak masuk bagian Receiver, dan meneruskan sinyal dari antenna ke bagian Receiver.

Ada antenna control yang berfungsi untuk mengatur agar gerakan antenna sesuai dengan tampilan dilayar dari Display unit. Synchronizer berfungsi untuk menyesuaikan sinyal-sinyal yang dikirimkan oleh transmitter dengan tampilan yang diinginkan di Display unit. Gambar 2 memperlihatkan contoh tampilan Radar maritim yang mengamati obyek-obyek di lautan. Tampilan ini diperoleh setelah sinyal-sinyal analog dari bagian penerima (receiver) mengalami proses yang kompleks sebelum dapat dilihat pada monitor dan dapat dimengerti dengan mudah oleh pemakai. Synchronizer

Transmitter Antenna Power Supply

Video Display Unit

Receiver Antenna Control

Gambar 1. Blok diagram sistem Radar.

Gambar 2. Contoh tampilan pada Radar.

Gambar 3 memperlihatkan blok diagram sistem pengolahan citra. Dalam gambar ini, terdapat lima komponen dari sistem yang dimaksud:

105

Prosiding Seminar Radar Nasional 2008., Jakarta, 30 April 2008., ISSN : 1979-2921. • • •

•

•

Penguat instrumentasi: digunakan untuk memperkuat sinyal yang telah difilter dari bagian penerima Radar. Analog to digital converter (ADC): digunakan untuk mengkonversi sinyal analog signals menjadi sinyal digital. Data akuisisi dan antar muka (interface): digunakan untuk mengatur kesesuaian koneksi dan tingkat sinyal diantara penerima Radar dan bagian pengolahan sinyal. Data digital disimpan sementara sebelum diproses oleh perangkat lunak pengolahan citra. Perangkat lunak pengolahan citra: sebuah komponen penting untuk pengolahan data, menghilangkan interferensi (noise dan clutter) dari data, dan mengekstrak informasi yang diinginkan. Indikator (monitor): informasi yang diperoleh ditampilkan pada monitor dalam bentuk posisi dan kecepatan dari obyek yang diamati.

f Transmitted signal Received signal

fe

∆t

fb T(s)

Tsweep

Gambar 4. Bentuk sinyal yang dipancarkan (transmitted) dan sinyal yang diterima (received) dalam modulasi frekuensi.

Dimana fe adalah frekuensi ekskursi, fb adalah beat frequency (∆f) dan Tsweep adalah sweep time. Setelah adanya pantulan dari obyek yang diamati maka sinyal pantulan yang diterima akan dicampur dengan sinyal yang ditransmisikan pada saat yang hampir sama untuk memperoleh sinyal beat sebagai berikut:

Sinyal Radar yang diterima ADC (Analog to Digital Converter)

Amplifier

Hardware utk antar muka dan akuisisi data

Sinyal dari synchronizer Indikator (monitor)

Perangkat lunak untuk pengolahan sinyal Radar

Gambar 3. Blok diagram sistem pengolahan citra Radar.

Dalam implementasinya, ADC, komponen antar muka dan data akuisisi digantikan oleh sebuah modul Digital Signal Processing (DSP) sehingga lebih terintegrasi dan kompak (ukuran perangkat keras keseluruhan bisa lebih kecil).

Gambar 5. Sinyal beat setelah dicampur dan dikurangi oleh rata-rata amplituda sinyal (sweep time 1ms).

Sinyal beat diatas dapat dinyatakan dalam persamaan berikut [6, 7, 8, 9]:

cos(2πf t ) x cos(2π ( f + f b )t ) 2.

LANDASAN TEORI

Dalam penelitian ini, Radar jenis FM-CW dijadikan sebagai model Radar yang akan dilakukan pengolahan citra [1, 5]. Radar FM-CW ini dipilih karena dalam aplikasinya tidak memerlukan bagian penguat daya (magnetron) yang umumnya sulit diperoleh dari luar negeri dan dapat diganti dengan komponen penguat daya yang biasa (berupa transistor atau IC). Dalam Radar jenis ini, bentuk dari sinyal yang ditransmisikan adalah berbentuk gigi gergaji (saw tooth) seperti dalam gambar berikut:

106

(1)

Dimana f adalah frekuensi yang ditransmisikan, fb adalah beat frekuensi, komponen cos() yang dibagian kiri adalah sinyal yang diterima dan cos() dibagian kanan adalah yang sedang ditransmisikan. Dengan menggunakan sebuah lowpass filter, komponen frekuensi tinggi dari hasil perkalian dipersamaan (1), yaitu cos(2π ( 2 f + f b )t ) , dapat dihilangkan dan tersisa hanya komponen cos(2πf b t ) . Jadi hanya sinyal dengan beat frequency fb yang tersisa. Beat frequency fb adalah sebanding dengan waktu delay ∆t diantara penerimaan dan pemancaran sinyal, dan karenanya juga sebanding dengan jangkauan dari target Radar r.


2.1 Spektrum Jangkauan. Untuk setiap penyapuan sinyal (sweep), spektrum jangkauan memberikan jangkauan yang tergantung pada nilai refleksivitas [6, 7, 8, 9]. Untuk obyek pengamatan yang banyak pada jangkauan yang berbeda-beda, sebuah Fast Fourier Transform (FFT) bersama-sama dengan sebuah teknik window (jendela) pada sinyal beat diperlukan untuk menganalisa sinyal ini dalam frequency domain [6, 7, 8, 9]. Hasilnya adalah sebuah sinyal kompleks (yang memiliki suku I dan Q). Konversi ke jangkauan frekuensi diperoleh dengan menggunakan persamaan sebagai berikut:

fb f = e ∆t Ts

, ∆t =

2r c

U (t ) = ∑ Ak e −

j 2πf Dk t

dengan target k,

f

e − jg ( rk ( 0))

g (rk (0)) adalah fasa awal

yang berhubungan dengan posisi awal dari target k. N adalah jumlah target atau partikel yang terdapat dalam volume Radar dengan jangkauan r. Amplituda Ak tergantung pada sifat-sifat Radar (frekuensi transmisi, polarisasi) dan pada sifat-sifat partikel (jangkauan, ukuran, permitivitas relatif dan bentuk). 2.2 Spektrum Doppler. Sejumlah sinyal sweep dikumpulkan untuk memperoleh ketergantungan terhadap waktu dari sinyal U sehingga setiap sel jangkauan sebuah FFT Doppler (juga menggunakan teknik window) juga bisa dihitung. Hasilnya adalah sebuah spektrum Doppler untuk setiap jangkauan. Perhitungan dari tiga moments dari spektrum daya Doppler dilakukan untuk mendapatkan refleksivitas, kecepatan Doppler rata-rata, dan lebar Doppler. Spektrum Doppler ditunjukkan dalam Gambar 6 [1, 2, 3, 4, 5, 6]. Reflektivitas ekuivalen (momen ke 0) adalah L

m 0 = ∑ mi = Z

i =1

i =1

i

i i

m0

=V

(5)

Power

Doppler Width

Doppler Velocity

Lebar spektrum Doppler (momen ke 2) adalah L

m2 =

(3)

adalah frekuensi Doppler yang

berhubungan target k,

∑m

=

∑m v

Gambar 6. Spektrum Doppler.

Ak adalah amplituda yang berhubungan k D

i =1 L

L

Mean Doppler Velocity

k =1

dimana:

m1 = (v ) =

∑ mi v i

(2)

Setelah proses jangkauan, sinyal pada jangkauan yang tetap menunjukkan ketergantungan terhadap waktu: N

L

(4)

i =1

Kecepatan Doppler rata-rata (momen ke 1) adalah

107

∑ m (v i =1

i

i

− (v)) 2

m0

=W

(6)

dimana L menunjukkan jumlah Doppler bins (biasanya L = 512). 2.3 Pengolahan Spektrum Daya Doppler Untuk Memperbaiki Estimasi Z, V dan W Perbaikan estimasi Z, V dan W dalam subseksi sebelumnya dilakukan melalui peningkatan spektrum Doppler [6, 7, 8, 9]. Melalui penerapan FFT dari jangkauan dan Doppler pada sinyal yang diterima, spektrum Doppler diperoleh untuk setiap jangkauan (atau untuk setiap volume resolusi Radar). Pada langkah ini, spektrum Doppler yang diperoleh mengalami gangguan noise (derau) dan sinyal yang tak diinginkan (clutter). Langkahlangkah pengolahan sederhana dilakukan untuk membersihkan spektrum Doppler. 1. Penekanan clutter tanah. Hal ini dilakukan melalui penghilangan puncak Doppler spektrum pada kecepatan Doppler 0 m/s (kedudukan Radar terhadap tanah tidak berubah), lihat Gambar 7. Pengurangan terhadap rata-rata dari U (t ) sebelum FFT Doppler akan memberikan hasil yang sama. Penekanan ini penting dilakukan apabila dalam pengukuran-pengukuran dengan sudut elevasi rendah karena Radar lebih dekat dengan tanah. 2. Pengambilan nilai rata-rata dan penghalusan (smoothing). Smoothing untuk setiap spektrum bersamasama dengan kemungkinan pengambilan nilai rata-rata sekumpulan spektrum dilakukan untuk mengurangi aspek derau (noise) dari spektrum

Prosiding Seminar Radar Nasional 2008., Jakarta, 30 April 2008., ISSN : 1979-2921. Doppler. Tingkat noise adalah sebuah karakteristik Radar. Noise atmosfer adalah karena fluktuasi ruang dan waktu dari target yang terdistribusi dan media Radar. Teknik smoothing dapat dilakukan pada spektrum Doppler.

3.

HASIL DAN DISKUSI

Berdasarkan landasan teori yang dipaparkan pada seksi II, maka telah dilakukan pembuatan tampilan Radar untuk INDRA II dalam beberapa versi dimana versi yang terakhir merupakan penyempurnaan dari versi-versi sebelumnya. Dalam makalah ini, dipresentasikan versi hasil penelitian pada akhir tahun 2007 dan awal tahun 2008 ini. Dalam tampilan Radar ini, informasi tentang parameter-parameter utama yang digunakan pada Radar juga diperlihatkan untuk meng-informasikan pengguna tentang setting yang digunakan pada Radar FM-CW. Contoh tampilan dapat dilihat pada Gambar 9, 10 dan 11.

Gambar 7. Penekanan clutter tanah.

Gambar 9. Tampilan dari pengolahan citra Radar versi I.

Gambar 8. Pemangkasan tingkat daya.

3.

4.

Pemangkasan (Clipping). Informasi target yang diperoleh pada tingkatan derau sudah terkontaminasi oleh derau itu sendiri. Untuk melewati kesukaran ini dan untuk hanya mendapatkan pengukuran target, hanya daya diatas tingkat pemangkasan yang di pertahankan untuk integrasi, lihat Gambar 8. Untuk meng-estimasi profil-profil dari refleksivitas, kecepatan Doppler rata-rata dan lebar Doppler, tingkat pemangkasan yang biasa dilakukan adalah 3dB diatas tingkatan derau. Untuk mengestimasi parameter-parameter lainnya, mungkin diperlukan untuk menaikkan tingkat pemangkasan ini. Koreksi yang tergantung pada jangkauan. Langkah terakhir dalam memproses perbaikan estimasi Z, V dan W, sebuah koreksi pada nilainilai refleksivitas harus dilakukan untuk pemisahan ruang dari antena pemancar dan penerima.

108

Gambar 10. Tampilan dari perangkat pengolahan citra Radar versi II.

Tampilan dari dari perangkat lunak pengolahan citra Radar versi I diperlihatkan pada gambar 9. Pada tampilan ini sudah ada pull-down menu, obyek-obyek yang berukuran besar ditandai oleh lambang asterisk yang besar, dan labeling dari setiap lingkaran (yang menyatakan jangkauan) juga sudah diberikan. Setting parameter diinformasikan pada kotak sebelah kiri. Gambar 10 memperlihatkan tampilan dari perangkat lunak pengolahan citra Radar versi II (versi akhir tahun 2007). Pada tampilan ini, susunan setting parameter-parameter telah diperbaiki dan

Prosiding Seminar Radar Nasional 2008., Jakarta, 30 April 2008., ISSN : 1979-2921. diisi nilai defaultnya. Latar belakang tampilan juga dibuat lebih terang. Masih ada permasalahan yaitu bagaimana menempatkan latar belakang yang berupa gambar lokasi stasiun Radar dengan penunjukkan Radar supaya bisa overlap karena sering terjadi error pada perangkat lunak kalau hal ini dipaksakan. Hal ini terus kita tangani untuk diatasi permasalahannya.

plot garis scanning dan posisi obyekobyek yang diamati pada layar komputer.

4.

KESIMPULAN

Dalam makalah ini telah dipresentasikan tentang rancang bangun perangkat lunak citra Radar di PPET-LIPI berlandaskan teori-teori pengolahan sinyal Radar. Penelitian Pembuatan Perangkat Pengolahan Citra Radar ini belum mencapai hasil yang sempurna dikarenakan banyak sekali faktorfaktor yang harus dimasukkan dan diperhitungkan pengaruhnya terhadap keakuratan hasil deteksi. Dikaji kemungkinan penyimpanan data dengan format data base tertentu untuk kemudahan plotting pada tampilan Radar.

UCAPAN TERIMAKASIH Penulis mengucapkan banyak terimakasih kepada pengelola program kompetitif LIPI yang telah memberikan pendanaan penelitian dan juga kepada staf IRCTR TU-DELFT yang telah memberikan bimbingan teknis.

Gambar 11. Tampilan dari perangkat pengolahan citra Radar versi III.

Tampilan Radar dengan menggunakan software lain (jenis software data base) diperlihatkan pada gambar 11. Penggunaan sofware ini semata-mata untuk menampilkan hasil pengolahan sinyal karena dimungkinkan untuk menampilkan peta lokasi stasiun Radar di Cilegon dengan garis scanning Radar. Peningkatan keakurasian dan tampilan dari perangkat lunak citra Radar perlu percobaan yang terus menerus dikarenakan banyak sekali faktorfaktor yang harus dimasukkan dan diperhitungkan pengaruhnya terhadap keakuratan hasil deteksi. Usaha menghilangkan pengaruh Clutter dan Noise, memperkirakan ukuran obyek yang dimonitor melalui Radar Cross Section, mengurangi kesalahan pendeteksian (false alarm) dan melakukan tracking terhadap obyek yang bergerak adalah kegiatankegiatan kunci dalam pembuatan perangkat lunak pengolahan citra Radar. Selanjutnya akan dilakukan percobaan pembuatan tampilan Radar dengan menggunakan langkah-langkah berikut: 1. Data dari ADC akan disimpan dalam memori sementara. 2. Selanjutnya data ini akan dibaca oleh program pengolah data dan komputasi. 3. Hasil pengolahan pada poin nomor 3 akan disimpan dalam format data base. 4. Program tampilan (GUI = graphical user interface) akan membaca data dengan format data base tertentu serta membuat

109

DAFTAR PUSTAKA 1. 2. 3. 4. 5.

6. 7. 8. 9.

M.I. Skolnik, ’Radar Handbook’, McGrawHill, 1990. M.I. Skolnik, ’Introduction to Radar Systems’, McGraw-Hill, 2002. Byron Edde, ’Radar: principles, technology, and applications’, Prentice-Hall Inc., 1993. August W. Rilhaczek, ‘Radar resolution and complex-image analysis’, Artech House Inc., 1996. Leo P. Ligthart, ’Short Course on Radar Technologies’, International Research Centre for Telecommunications-transmission and Radar-TU Delft, September 2005. Mark Richards, ’Radar Signal Processing’, McGraw-Hill, 2005. Bassem R. Mahafza, ‘Radar Systems Analysis and Design Using MATLAB’, Chapman & Hall, 2005. S.H. Heijnen, ‘TARA Data Processing’, Report for Cloudnet, October 2003. S.H. Heijnen, J.S. Van Sinttruijen, W.F. Van der Zwan, L.P. Ligthart, ’A Dedicated Computer System for FM-CW Radar Applications’, Proceeding of 13th International Conference on Microwaves, Radar and Wireless Communications, 2000 (Mikon-2000).


Analisa Plot Medan Listrik untuk Antena GPR Dengan dan Tanpa Pembebanan Resistif dan Kapasitif menggunakan Simulasi FDTD Folin Oktafiani, Yudi Yuliyus Maulana, Yuyu Wahyu Pusat Penelitian Elektronika dan Telekomunikasi – LIPI Kampus LIPI Gd. 20 Lt. 4 Jl. Cisitu 21/ 154D Bandung 40135 Telp. 022 250 4660, 250 4661 Fax. 022 250 4659 Email : [email protected] ABSTRACT Bow-tie antenna with finite difference time domain (FDTD) method was simulated. The antenna consist of bow–tie antenna which circular in the end and broken bow-tie antenna which flat in the end. Each of antennas has different in the end form like solid, wire and resistive and capacitive as resistance. In this paper, we observe in electric field as parameter. The results of simulation are the antenna GPR with resistive will be decreasing late time ringing pulse. The pulse of GPR antenna with capacitive as resistance higher than pulse of antenna without capacitive as resistance. Keywords : GPR antenna, bow-tie antenna, resistive resistance, capacitive resistance ABSTRAK Telah dilakukan simulasi antena bow-tie menggunakan metode finite difference time domain (FDTD). Antena yang disimulasikan terdiri dari antena bow-tie dengan ujung sirkular dan antena bow-tie patah dengan ujung flat. Masing-masing antena ini masih dibedakan lagi pada bagian ujungnya yaitu dengan ujung berbentuk padat, kawat dan dengan pembebanan resistif dan kapasitif. Parameter yang diamati pada penelitian ini adalah plot medan listrik dari antena yang disimulasikan. Hasil simulasi menunjukan bahwa antena GPR dengan pembebanan resistif akan mengurangi late time ringing pulsa yang dihasilkan. Antena GPR dengan pembebanan kapasitif mempunyai efisiensi pulsa yang lebih tinggi dibandingkan dengan kondisi pulsa dari antena tanpa adanya pembebanan kapasitif. Kata kunci: antena GPR, antena bow-tie, pembebanan resistif, pembebanan kapasitif

1.

PENDAHULUAN

Ground Penetrating Radar (GPR) merupakan suatu alat yang digunakan untuk proses deteksi benda– benda yang berada / terkubur di bawah tanah dengan tingkat kedalaman tertentu, dengan menggunakan gelombang radio, biasanya dalam range 10 MHz sampai 1GHz . GPR dapat digunakan untuk memetakan kondisi geologi yang meliputi kedalaman batuan dasar, kedalaman skema air di bawah permukaan tanah, kedalaman dan ketebalan strata tanah dan sedimen di daratan dan di bawah permukaan air bersih, dan lokasi rongga-rongga di bawah permukaan tanah serta patahan/retakan batuan dasar. Aplikasi GPR menuntut antena dapat bekerja dengan baik untuk mentransmisikan pulsa-pulsa yang sempit. Masalah umum yang kerap terjadi pada transmisi pulsa ini adalah adanya late-time ringing yang besar serta kecilnya amplitude dari pulsa yang dipancarkan. Hal ini tentunya akan sangat berpengaruh terhadap kualitas sistem GPR yang dihasilkan. Kecilnya amplitudo pulsa dapat menyebabkan objek tidak dapat terdeteksi dengan baik, sementara adanya late-time ringing yang besar menyebabkan terjadinya

efek masking pada objek yang akan merugikan sistem GPR yang dibuat. Teknik yang dapat dilakukan untuk mengatasi masalah tersebut adalah dengan memberikan pembebanan resistif maupun kapasitif . Pembebanan resistif digunakan untuk menekan late time ringing. Sementara pembebanan kapasitif digunakan untuk memperbesar atau menguatkan amplitude dari pulsa yang dipancarkan. Pada tulisan ini akan dibahas pengaruh penambahan pembebanan resistif dan kapasitif pada antena bow tie dilihat dari plot medan listriknya, untuk melihat bentuk pulsa yang ditransmisikan oleh antena.

1.

DASAR TEORI

Antena bow-tie adalah penyederhanaan geometri dari antena biconical. Antena biconical tak hingga berlaku sebagai suatu guide untuk gelombang speris berjalan, sama seperti saluran transmisi uniform yang berlaku sebagai guide bagi gelombang bidang berjalan. Antena bow-tie merupakan versi bidang datar dari antena biconical. Dalam aplikasi GPR antena ini merupakan antena yang paling sering digunakan. Hal ini disebabkan karena karakteristik antena bow-tie yang

110


ultra wideband serta kemampuannya yang melebihi antena bentuk lain terutama untuk aplikasi transmisi medan elektromagnetik jarak dekat. Pembebanan resistif pada antena bowtie dapat dilakukan dengan memberikan pembebanan pada antena bowtie dengan lumped resistor. Namun teknik ini dapat menyebabkan pengurangan efisiensi radiasi. Pada kasus Wu-King profile efisiensi radiasi dapat berkurang 23%. Untuk itulah diperlukan teknik lainnya untuk meningkatkan efisiensi radiasi dari antena bowtie. Teknik yang dapat digunakan adalah dengan memberikan pembebanan kapasitif pada antena bowtie. Teknik ini dapat dilakukan dengan membuat antena bowtie berslot-slot dengan lebar slot tertentu. Namun teknik ini masih belum secara luas digunakan digunakan dan masih harus diselidiki lebih lanjut. Simulasi antena GPR dilakukan sebanyak 6 kali untuk antena yang berbeda-beda. Antena tersebut antara lain antena GPR dengan ujung sirkuler bentuk padat, antena GPR dengan ujung sirkuler bentuk kawat, antena GPR dengan ujung sirkuler bentuk padat dengan pembebanan kapasitif, antena GPR patah dengan ujung flat bentuk padat, antena GPR patah dengan ujung flat bentuk kawat, dan antena GPR patah dengan ujung flat bentuk kawat dengan pembebanan kapasitif dan pembebanan resistif. Simulasi ini menggunakan software FDTD3D yang merupakan software untuk simulasi medan magnet dengan menggunakan persamaan maxwell yang bekerja dalam domain waktu dengan menggunakan metode FDTD. Software ini juga khusus dibuat untuk aplikasi GPR. Dari beberapa simulasi yang dilakukan nantinya akan dibandingkan dan dilakukan analisis bentuk antena manakah yang paling efektif dan efisien yang dapat digunakan untuk aplikasi GPR.

Gambar 2: antena GPR dengan ujung sirkuler bentuk kawat.

Gambar 3: antena GPR dengan ujung sirkuler bentuk padat dengan pembebanan kapasitif.

3. HASIL SIMULASI 3.1. Antena GPR

Gambar 1: antena GPR dengan ujung sirkuler bentuk padat.

Gambar 4: antena GPR patah dengan ujung flat bentuk padat.

Gambar 5: antena GPR patah dengan ujung flat bentuk kawat.

111


- Pola medan listrik terhadap waktu antena GPR dengan ujung sirkuler bentuk kawat. akukuwigui, , R=(0.0235,0.14,0.075) 40 30 20 10 Ex (V/m)

0

-10 -20 -30 -40

Gambar 6: antena GPR patah dengan ujung flat bentuk kawat dengan pembebanan kapasitif dan pembebanan resistif.

-50 0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 0.6 time (s)

0.7

0.8

0.9

1 -8

x 10

Gambar 10: Plot medan elektromagnetik komponen-x terhadap waktu pada jarak 0.025 m dari antena.

3.2. Plot Medan Listrik Terhadap Waktu - Pola medan listrik terhadap waktu antena GPR dengan ujung sirkuler bentuk padat.

akukuwigui, , R=(0.0235,0.14,0.055) 30

20 bowtiesim3, , R=(0.0015,0.139,0.08) 100

10 Ex (V/m)

50

Ex (V/m)

0

0

-10 -50

-20 -100

-30 0

-150

-200

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 0.6 time (s)

0.7

0.8

0.9

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 0.6 time (s)

0.7

0.8

0.9

1 -8

x 10


1 -8

x 10

Gambar 7: Plot medan elektromagnetik komponen-x terhadap waktu pada jarak 0. 020m dari antena.

akukuwigui, , R=(0.0235,0.14,0.04) 20 15

bowtiesim3, , R=(0.0015,0.139,0.06) 60

10

40 Ex (V/m)

5

20

0 -5

Ex (V/m)

0 -10

-20 -15

-40 -20

0

0.1

0.2

0.3

0.4

-60

-80

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 0.6 time (s)

0.7

0.8

0.9

0.5 0.6 time (s)

0.7

0.8

0.9

1 -8

x 10


1 -8

x 10

Gambar 8: Plot medan elektromagnetik komponen-x terhadap waktu pada jarak 0. 040m dari antena. -

Pola medan listrik terhadap waktu antena GPR dengan ujung sirkuler bentuk padat dengan pembebanan kapasitif.

bowtiesim3, , R=(0.0015,0.139,0.035) 40 30

akukuwiaki, , R=(0.0065,0.14, 0.06) 60

20 40

20

0 Ex (V/m)

Ex (V/m)

10

-10 -20

-20

-40

-30 -40

0

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 0.6 time (s)

0.7

0.8

0.9

-60

1 -8

x 10

-80 0


0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 time (s)

0.6

0.7

0.8

0.9

1 x 10

-8


112


Wireanten, , R=(0.0015,0.14,0.075)

akukuwiaki, , R=(0.0065,0.14,0.03) 50

300

40

200

30

100 20

Ex (V/m)

x

E (V/m)

0 10

-100

0 -10

-200

-20

-300

-30 -40

-400 0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 time (s)

0.6

0.7

0.8

0.9

1 x 10

-500

-8

0


0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 0.6 time (s)

0.7

0.8

0.9

1 -8

x 10

Gambar 18: Plot medan elektromagnetik komponen-x terhadap waktu pada jarak 0.045m dari antena. Wireanten, , R=(0.0015,0.14,0.055)

- Pola medan listrik terhadap waktu antena GPR patah dengan ujung flat bentuk padat.

300

200

bowtiestr, , R=(0.00375,0.25,0.2125) 400

100 Ex (V/m)

300 200 100 0

0

Ex (V/m)

-100

-100

-200

-200 -300

-300 -400

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 0.6 time (s)

0.7

0.8

0.9

1 -8

x 10

-500 -600 0

0.5

1

1.5

2

2.5

time (s)

-9

x 10

Gambar 15: Plot medan elektromagnetik komponen-x terhadap waktu pada jarak 0.0375m dari antena.

Gambar 19: Plot medan elektromagnetik komponen-x terhadap waktu pada jarak 0. 065 m dari antena.

bowties tr, , R=(0.00375,0.25,0.1875)

- Pola medan listrik terhadap waktu antena GPR patah dengan ujung flat bentuk kawat dengan pembebanan kapasitif dan pembebanan resistif.

300

200

100

RadMF06ME, , R=(0.0015,0.14,0.095) 600

Ex (V/m)

0 400

-100 200

Ex (V/m)

-200

-300

0

-200

-400

0

0.5

1

1.5

2

-400

2.5

time (s)

-9

x 10

-600

Gambar 16: Plot medan elektromagnetik komponen-x terhadap waktu pada jarak 0.0625m dari antena.

-800 0

0.5

1

1.5

2 time (s)

2.5

3

3.5

4 -9

x 10

Gambar 20: Plot medan elektromagnetik komponen-x terhadap waktu pada jarak 0. 025 m dari antena. - Pola medan listrik terhadap waktu antena GPR patah dengan ujung flat bentuk kawat. RadMF06ME, , R=(0.0015, 0.14,0.08) 400

Wireanten, , R=(0.0015,0.14,0.095)

300

600 200

400 Ex (V/m)

100

200

0

Ex (V/m)

-100

0

-200 -300

-200

-400

-400 -500 0

-600

-800

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 0.6 time (s)

0.7

0.8

0.9

0.5

1

1.5

2 time (s)

2.5

3

3.5

4 -9

x 10


1 -8

x 10


113


RadMF06ME, , R=(0.0015,0.14,0.055) 300

200

Ex (V/m)

100

0

-100

-200

-300

0

0.5

1

1.5

2 time (s)

2.5

3

3.5

4 -9

x 10


4. ANALISA HASIL

resistif ini cenderung dipilih yang berbentuk kawat, hal ini disebabkan karena akan jauh lebih mudah dalam implementasinya untuk membuat pembebanan resistif dari antena berbentuk kawat dibanding dengan antena yang berbentuk padat. Jika kami lihat lagi diatas terlihat untuk antena yang berbentuk padat, didapat bentuk pulsa dengan rentang waktu yang kurang. Hal ini tentunya akan menyulitkan analisis kami. Sehingga untuk keperluan analisis digunakan hasil plotting untuk antena bentuk kawat tanpa pembebanan, dengan antena bentuk kawat dengan pembebanan resistif dan kapasitif. Kecilnya rentang waktu ini disebabkan karena jumlah time-step yang kami gunakan kurang sehingga tingkat keakurasiannya juga kurang dan menyebabkan pula plotting pada Matlab menghasilkan bentuk gelombang elektromagnetik dengan rentang waktu yang kecil pula. Masalah tersebut dapat kami atasi dengan menaikkan jumlah time-step. Sementara untuk antena dengan pembebanan kapasitif dan resistif terlihat memiliki late-time ringing yang lebih kecil dibanding dengan antena dengan tanpa pembebanan. Namun jika kami lihat efisiensinya terlihat besarnya tidak sebesar pada kasus antena dengan ujung sirkuler. Hal ini disebabkan karena dengan menerapkan pembebanan resistif, maka ada konsekuensi lain yang ditimbulkan, yaitu turunnya efisiensi dari pulsa yang dipancarkan. Untuk itulah diperlukan pembebanan lain, yaitu pembebanan kapasitif sehingga dihasilkan antena yang dapat memancarkan pulsa dengan late-time ringing yang kecil, sementara efisiensinya dapat kami jaga. Hal ini terlihat pada hasil plotting diatas, dimana untuk jarak yang sama sejauh 0.065 meter dari antena, untuk antena dengan pembebanan kapasitif dan resistif tetap memiliki efisiensi yang lebih besar dibanding dengan antena tanpa pembebanan. Walupun nilai selisihnya tidak sebesar jika kami hanya menggunakan pembebanan kapasitif seperti pada tiga percobaan sebelumnya.

Dari hasil pengeplotan di atas terlihat bagaimana kondisi pulsa yang semakin jauh dari antena untuk masing-masing bentuk antena yang kami buat. Tiga percobaan awal adalah antena dengan bentuk ujung sirkuler. Masing masing memiliki perbedaan geometri, walaupun bentuk generalnya sama, yaitu dengan ujung sirkuler. Yang pertama adalah bentuk padat, yang kedua bentuk kawat, sementara yang terakhir adalah bentuk padat tetapi dengan pembebanan kapasitif. Dari gambar diatas terlihat untuk jarak 0.07 meter dari antena untuk antena dengan pembebanan kapasitif mempunyai efisiensi pulsa yang lebih tinggi dibandingkan dengan kondisi pulsa dari antena tanpa adanya pembebanan kapasitif untuk jarak 0.06 meter dari antena. Disinilah terlihat bagaimana pembebanan kapasitif mempengaruhi efisiensi dari pulsa yang dipancarkan. Sementara untuk masalah late-time ringing untuk ketiga antena diatas terlihat masih tetap terjadi, namun ada kondisi dimana masalah late-time ringing-nya cukup parah, yaitu antena antena GPR dengan ujung sirkuler bentuk kawat, seperti terlihat pada gambar 10,11,12. Disana terlihat late-time ringing dengan intensitas yang sangat besar. Hal ini tentunya akan berakibat buruk bagi sistem GPR yang 5. KESIMPULAN kami buat, karena akan menyebabkan efek masking dari benda yang akan kami deteksi. Dan juga berarti 1. Antena dengan pembebanan kapasitif mempunyai efisiensi pulsa yang lebih tinggi dibandingkan pula bahwa tingkat akurasi dari sistem GPR yang kami dengan kondisi pulsa dari antena tanpa adanya buat cukup rendah. Hal ini tentunya akan kami hindari pembebanan kapasitif. ketika kami merancang suatu sistem GPR. Sedangkan untuk tiga gambar berikutnya 2. Antena dengan pembebanan kapasitif dan resistif terlihat memiliki late-time ringing yang lebih kecil memiliki perbedaan mendasar dengan tiga gambar dibanding dengan antena dengan tanpa sebelumnya, dimana bentuk antena yang kami buat pembebanan. adalah bentuk patah dengan ujung flat. Pendesainan ini bertujuan untuk menghasilkan antena dengan kualitas yang tidak kalah dengan bentuk sebelumnya, namun memiliki ukuran dimensi yang jauh lebih ringkas, DAFTAR REFERENSI terutama ketika kami terlibat dengan antena dengan [1] Lestari, A. Andaya, A.G. Yarovoy, L. P. Ligthart, sudut flare yang besar. “RC-Loaded Bow-Tie Antenna for Improved Pulse Tiga macam antena tersebut adalah yang Radiation”, Delft University of Technology, The berbentuk padat, berbentuk kawat, serta berbentuk Netherlands. kawat dengan pembebanan kapasitif dan resistif. Untuk model antena dengan pembebanan kapasitif dan

114


[2] Lestari, A. Andaya, A.G. Yarovoy, L. P. Ligthart, [4] Lestari, A. Andaya, A.G. Yarovoy, L. P. Ligthart, “Modified Bow-Tie Antenna for Efficient “An Efficient Ultra-Wideband Bow-Tie Antenna”, Transmission of UWB Pulse”, Delft University of Delft University of Technology, The Netherlands. Technology, The Netherlands. [5] Mur, Gerrit, USER’S GUIDE FOR FDTD3D. The [3] Lestari, A. Andaya, A.G. Yarovoy, L. P. Ligthart, Time-Domain Finite-Difference code in C++, 1999. “Capasitively Tapered Bow-Tie Antenna”, Delft Netherland : IRCTR and Laboratory of University of Technology, The Netherlands. Electromagnetic Research Department of Electrical Engineering Faculty of Information Technology and Systems Delft University of Technology.

115


Rectangular Patch Array untuk Sistem Antena Radar Pantai Pamungkas Daud, Yusuf Nur Wijayanto Pusat Penelitian Elektronika dan Telekomunikasi - LIPI Kampus LIPI Gd. 20 Lt. 4 Jl. Sangkuriang Bandung - INDONESIA 40135 Telp. +62 22 2504660 Fax. +62 22 2504659 Email. [email protected] ABSTRACT In this paper, we describe the result of simulation and physical realization of antenna system for coastal radar. Patch array antenna consist of 8-patch antennas permodule has been chosen. Eight module for eachs Transmitter and receiver antenna will be applied for coastal radar antennas system. The technology of microstrip has been used for some reasons, so we get a small form of antennas and bigger of gain. Keywords : Transmitter,Receiver, patch array, microstrip antenna ABSTRAK Pada makalah ini diuraikan hasil dari simulasi dan pembuatan sistem antena untuk radar pantai dengan menggunakan type antena Patch array yang tersusun dalam bentuk modul-modul. Antena Pemancar dan Penerima masing-masing terdiri dari 8 buah modul, dimana tiap satu modul terdiri dari 8 buah patch antenna. Teknologi yang digunakan untuk pembuatan system antena ini menggunakan teknologi Mikrostrip dengan tujuan untuk memperoleh bentuk fisik antena yang kecil dan mempunyai penguatan sinyal ( gain ) yang besar. Kata kunci : Pemancar, Penerima, patch array, mikrostrip antena 1. PENDAHULUAN Salah satu cara untuk meningkatkan kemampuan aparat pemerintah dalam mengawasi dan mengamankan wilayah adalah dengan menggunakan radar pantai, sehingga lalu lintas laut dapat dikendalikan dan dapat mencegah tindakan-tindakan yang dapat merugikan NKRI. Dalam pengembangan sistem radar juga perlu dikembangkan sistem antena sebagai pendukungnya. Pada makalah ini dipaparkan tentang hasil simulasi perancangan dari pembuatan antena mikrostrip untuk mendukung pengembangan sistem radar. Tujuan akhir penelitian ini adalah terwujudnya sistem radar pengawas pantai untuk menjaga kedaulatan wilayah NKRI di laut.

secara umum dapat dilihat pada Gambar 1. Pada sistem pemancar dan penerima masing-masing terdapat antena sebagai tranduser dari sinyal elektromagnet. Synchronizer berfungsi untuk menyesuaikan sinyal-sinyal yang dikirim oleh pemancar dengan tampilan yang diinginkan di unit peraga. Salah satu bagian dari sistem radar adalah antena yang berfungsi sebagai tranduser. Antena merupakan bagian penting dari suatu pemancar atau penerima dalam menyalurkan gelombang radio di udara. Antena akan merubah gelombang elektromagnet menjadi gelombang listrik. Antena banyak digunakan pada sistem broadcasting, wireless LAN, radar dan lain-lain.

2. TEORI DASAR Radar merupakan kepanjangan dari radio detecting and ranging, radar adalah sistem penginderaan jarak jauh yang mampu mendeteksi dan menentukan jarak suatu obyek menggunakan gelombang elektromagnetik. Panjang gelombang yang digunakan adalah pada spektrum gelombang radio, yang lebar spektrumnya antara 105 km sampai 0,1 cm (3 Hz – 300 GHz). Sistem radar biasanya menggunakan daerah kerja pada frekuensi microwave [1,2]. Sistem Radar terbagi atas dua bagian utama yaitu transmitter (pemancar) dan receiver (penerima). Hasil deteksi Radar akan ditampilkan oleh Display unit (unit peraga) yang mengolah sinyal yang diterima dari bagian penerima menjadi suatu informasi, baik berupa gambar dan data, sehingga mudah untuk dianalisa oleh pengguna. Blok diagram sistem radar

116

Gambar 1. Diagram Blok Sistem Radar

3. PERANCANGAN DAN SIMULASI Perancangan sistem antena ini dibantu dengan simulasi menggunakan software Feco husus untuk microwave antennas design. Spesifikasi dari antena yang dibuat adalah sbb: Frekuensi kerja (fo) 9,4 GHz Tipe antena :Microstrip Patch Array


Substrat Duroid Konstanta dielektrik subtsrat (εr) 2,2 Tebal dielektrik substrat 1,58 mm Bandwidth 50 MHz Gain> 23 dB VSWR< 1,2

besaran refleksi antenna untuk frekuensi 9,4 Ghz sebesar -17 dB, sedangkan pola radiasi medan listrik (E) dan medan magnet (H) dapat dilihat pada gambar 3. dengan respon gain sekitar 16 dB untuk 1 modul (terdiri dari 8 patch antenna) antena yang dibuat.

Dengan spesifikasi yang telah ditentukan maka dapat dilakukan perancangan antena dengan melakukan perhitungan terhadap nilai-nilai yang diperlukan, dan dengan menggunakan rumus-rumus baku yang telah ada diperoleh harga-harga lebar dan panjang serta parameter-parameter antena lainnya yang diperlukan. Dari data hasil perhitungan yang diperoleh kemudian dilakukan simulasi menggunakan bantuan komputer untuk mendapatkan nilai yang lebih akurat , sekaligus melihat renspon dari performance antena yang dirancang. 3.1 Hasil Simulasi 1x8 performance

4. REALISASI ANTENA, HASIL PENGUKURAN, DAN ANALISA 4.1

Realisasi Bentuk fisik dari antenna yang telah dibuat dapat dilihat pada gambar 3. Satu modul antena terdiri dari 8 patch, sehingga mampu untuk meningkatkan penguatan sinyal (gain) dari antenna sampai lebih dari 15 dB. Antenna yang diperlukan untuk sistim radar pantai ini terdiri dari 8 modul untuk Transmitter (Tx) dan 8 modul untuk Receiver (Rx) dengan masing-masing modul terdiri dari 8 buah antena Patch dan total penguatan sinyal yang diharapkan sebesar 23 dB.

−6 2x8,Infinity GP −8

Input reflection(dB)

−10 −12

Gambar 4. 1 Modul Antena mikrostrip patch array

−14 −16 −18 −20 −22 9.2

9.25

9.3

9.35 9.4 9.45 Frequency (GHz)

9.5

9.55

9.6

Input reflection Gambar 2. Performa dari input refleksi antena

1x8 performance Pattern in E-and H-plane 20 15

Gambar 5. 16 Modul Antena mikrostrip patch array yang dibuat.

10

Gain (dBi)

5 0 −5 −10 −15 −20 H−plane, Phi = 0 E−plane, Phi = 90 2x8

−25 −30

−80

−60

−40

−20 0 20 40 Elevation angle (degree)

60

80

Gambar 3. Performa dari pola radiasi medan E dan medan H dari antena

Hasil simulasi yang didapat bisa dilihat pada gambar 2. dan gambar 3. Dari gambar 2. terlihat

117

4.2 Pengukuran Pengukuran antena dilakukan menggunakan alat ukur Vektor Network Analyzer (VNA) dan prosedur pengukuran yang dilakukan seperti yang terlihat pada gambar 6. Respon dari antena yang diukur terdiri dari respon SWR (standing wave ratio), Impedansi dan Return Loss. Sedangkan untuk penguatan antena (gain) belum dapat dilakukan karena pengukuran harus dilaksanakan diruangan husus, yaitu ruangan anti gema (Anechoich Chamber) dengan instalasi pengukuran yang husus pula dan pengukuran harus dibandingkan terhadap antena referen (standard) tertentu.


Gambar 6. Prosedur Pengukuran Gambar 9. Pengukuran Impedansi Antena

4.3 Hasil Pengukuran

5. KESIMPULAN

Gambar 7. Pengukuran SWR dari Antena

Hasil Pengukuran SWR antena pada Frekuensi 9.4181 GHz dapat dilihat pada gambar 7, hasil pengukuran yang diperoleh sebesar 1,0207. Hal ini sesuai spesifikasi awal dari antenna dengan SWR kurang dari 1,5. Hasil Pengukuran Return Loss Pada Frekuensi 9,4181 GHz dapat dilihat pada gambar 8, hasil yang diperoleh sebesar -37,469 dB.

Antena Rectangular patch array mikrostrip yang bekerja pada frekuensi 9,4 GHz dapat digunakan untuk radar pantai. Antena ini menggunakan bahan duroid dan dengan teknik array sebanyak 8 buah antena Patch (1 modul ) mampu menghasilkan gain lebih besar dari 15 dB dan secara teoritis bila digabungkan dalam 64 buah antena Patch (8 modul ) besar penguatan (gain ) yang didapat mampu sampai 23 dB, dengan lebar main lobe bandwidt antena sebesar 1,2°. SWR dan besaran impedansi yang didapat memenuhi nilai dari spesifikasi yang dirancang. Kelebihan dari Antena ini mempunyai bentuk yang kecil dengan proses pembuatan yang cukup mudah, tetapi kekurangannya adalah substrat bahan yang diperlukan harus yang berkualitas dan memenuhi spec yg.sesuai dengan spesifikasi sehingga cukup mahal. UCAPAN TERIMA KASIH Kegiatan penelitian ini menggunakan anggaran DIPA LIPI tahun 2007. Penulis mengucapkan terima kasih atas kerja samanya kepada Laboratorium Telekomunikasi PPET - LIPI yang telah memberikan fasilitas dalam pembuatan dan pengukuran alat. Dan semua pihak yang telah membantu dan partisipasinya dalam penelitian ini. DAFTAR PUSTAKA 1. 2.

Gambar 8. Pengukuran Return Loss dari Antena

3.

Hasil Pengukuran Impedansi Antena pada Frekuensi 9,4181 GHz dapat dilihat pada gambar 9 Sebesar 50,769 Ω.

118

J.D. Kraus, R.J. Marhefka, Antennas: For All Applications, Tata McGraw-Hill Publishing Company Ltd, New Delhi, 2002. T.A. Milligan, Modern Antenna Design:2nd Edition, Wiley Interscience, 2005. M. Wahab, Y. Wahyu, A.A. Pramudita, P. Daud, Coupled Patch Array Antenna for Surveillance Radar, Proceeding of TSSA 2007, ITB, 2007.


Estimasi Batas Radiasi Terhadap Lingkungan dari Gerakan Beam Antena Radar Sri Hardiati Pusat Penelitian Elektronika Dan Telekomunikasi - LIPI Kampus LIPI Gd. 20 Lt. 4 Jl. Sangkuriang Bandung - Indonesia Telp. (022) 2504660, (022) 2504661, Fax. (022)2504659 E-mail : [email protected] ABSTRACT Radar is a method of using electromagnetic waves for remote-sense the posision,velocity, and identifying characteristic of target . In electromagnetic wave transmission radar applies an antenna , which will give a beam. Radar systems in general has relatively narrowmicrowave beam characteristic in azimuth. The movement beam of the antenna impact to hazard in environment which is known as radiation hazard. The beam Movement of the radar antenna needs to be predicted by approximating the power density happened at environment. For example of this case is the beam exposure to human body around location of radar. As results , the power density of the antenna beam rotation can be comparated with power density radiation boundary according to standard which permitted in international. standard Keywords : Radar, Antenna , Power Density. ABSTRAK Radar merupakan suatu metode dengan menggunakan gelombang elektromagnet untuk pengukuran jarak jauh menentukan posisi,velocity dan indentifikasi dari karakteristik suatu sasaran (target) . Dalam mentransmisikan gelombang elektromagnet , radar menggunakan suatu antena yang akan memberikan beam. Sistim radar secara umum mempunyai karakteristik microwave beam secara relatif sempit (narrow) dalam azimut. Gerakan dari beam antena ini sangat berpengaruh terhadap bahaya lingkungan yang dikenal dengan bahaya radiasi. Gerakan beam antena radar ini perlu untuk diprediksi dengan cara memperkirakan power density yang terjadi pada lingkungan. Dalam hal ini sebagai contoh adalah pemaparan beam antena terhadap manusia yang berada disekitar lokasi radar. Hasil power density dari rotasi beam antenna radar dapat dibandingkan dengan batas power density radiasi sesuai standard yang diijinkan dalam standrard-standard yang sudah berlaku di internasional. Kata kunci : Radar, Antena, Power density.

1. PENDAHULUAN. Radar berfungsi untuk mendeteksi dan mencari lokasi sasaran (target) dan juga untuk informasi laporan mengenai deteksi dan lokasi sasaran. Pemancar radar membangkitkan sinyal elektromagnet, yang digunakan untuk iluminasi sasaran. Radar memberikan iluminasi dan iluminasi terhadap sasaran akan ditransmisikan dalam bentuk short burst dengan energi iluminasi dan mendengarkan echo dengan kondisi transmitter off , hal tersebut dikenal sebagai radar pulsa. Radar juga dioperasionalkan dengan menggunakan suatu countinues wave yang dikenal dengan nama countinues wave (CW) dan mendengarkan echo ketika transmitter dalam kondisi memancar. Dalam mentransmisikan energi elektromagnet kearah obyek (sasaran) dibawah pengamatan , radar menggunakan antenna untuk memancarkan gelombang elektromagnet ke arah obyek, dimana sinyal radiasi dan sinyal penerima dari sistim antenna radar dalam bentuk sudut (angular domain) . Antena merupakan salah satu faktor yang mempengaruhi performance radar yaitu

119

aperture, gain, beamwidth, pola radiasi,scan rate. Pola radiasi sebagai fungsi dari sudut yang terdiri dari main lobe dan side lobe. Karakteristik beam Antena radar ditentukan dari gain, directivity dan Beam width. Sistim radar mempunyai karakteristik microwave beam yang secara relatif narrow dalam azimut tetapi karakteristik dalam bidang elevasi tergantung pada sifat alami radar dan fungsi radar. Bahaya radiasi dari radar perlu diperhatikan antar lain dipandang dari gerakan beam antenna yang dikehendaki untuk mempunyai batas keamanan terhadap lingkungan agar tidak menggangu kondisi sekitarnya terutama terhadap manusia. Beam antenna ini dibatasi dengan mengacu pada nilai power density dari beam.

2. BEAMWIDTH DAN BENTUK BEAM Antena radar berfungsi sebagai transducer antara transmitter dan medium propagasi ,dan antara medium dan receiver, yang mempunyai pola radiasi


seperti gambar :1. Pola radiasi Antena terdiri dari side lobe dan main lobe. Main lobe atau main beam adalah lobe yang mengandung arah radiasi maksimumyang berfungsi untuk iluminasi dan Side lobe adalah suatu lobe dari radiasi dalam beberapa arah selain lobe yang diharapkan. Antena radar mempunyai karakteristik untuk mengkonsentrasikan keluaran pemancar kedalam beam yang narrow (sempit) , ini mengakibatkan peningkatan nilai power density di dalam beam.

Bentuk suatu antenna akan berpengaruh terhadap bentuk beam dari aperture antena Beberapa antena radar menghasilkan beams yang mempunyai bagian melintang berbentuk lingkaran (circular cross-section) yang dinamakan pencil beams dan antenna yang lain berbentuk rectangular(empat persegi panjang) atau ovoid (bulat telur) dan menghasilkan azimut dan elevasi beamwidth yang berbeda, bentuk beamwidth tersebut dinamakan fan beam.

3. SISTEM GERAKAN BEAM

Gambar 1. Pola radiasi antena Sifat-sifat antenna yang harus dipenuhi yaitu gain dari antena , sebab Gain adalah parameter yang penting dalam transmitter. Dan bandwidth dari sinyal yang ditransmisikan menentukan, diantaranya resolusi jangkuan(range) radar dan kemampuan frekuensi radar Jika respon suatu antena terutama dalam arah tunggal, maka sebagian besar responsnya merupakan suatu main beam. Beamwidth –3 dB merupakan lebar berbentuk sudut dari main beam dengan respon 3 dB(1/2 power) dari respon maksimum (peak). Beamwidth –3 dB merupakan pengukuran yang berubah-ubah dari lebar respon beam antenna. Beamwidth antenna yang besar secara elektrik berhubungan dengan panjang dan panjang gelombang dari antena. θ3 = λ/Deff (radians) = (180/π) (λ/Deff) (derajat/ 0) Keterangan : Deff = Panjang effective dari antenna dalam bidang yang dikehendaki. λ = panjang gelombang (satuan sesuai dengan Deff) = Beamwdth –3 dB dalam bidang sama . θ3 Panjang efektif dari antenna besar berhubungan dengan panjang fisik dengan suatu factor yang dinamakan panjang efisiensi. Deff = ηL D (meter)

Antena radar secara normal berotasi atau berputar secara berkesinambungan pada kecepatan tetap . Antena phase array dapat fix(tetap) dengan beam yang di switch secara elektronik atau dapat rotasi secara konstan ... Dalam semua kejadian, persoalan adalah terletak pada antenna yang selama beroperasi tidak tepat, dan titik persoalan pada manusia yang mendiami tempat dengan waktu yang tidak tentu. Ini dapat terjadi dengan mengikuti jalan pada test berikut suatu sasaran yang surut pada azimut tertentu yang berhubungan dengan terjadinya penyinaran terhadap manusia dalam area tersebut. Hal tersebut ada dua kejadian dasar yang dipakai untuk gerakan beam secara mekanik dan secara elektronik dan kombinasi dari keduanya yaitu : 1. Beam yang berotasi atau scan suatu lengkungan(busur) secara berkesinambungan pada kecepatan konstan atau dengan suatu pola scan tertentu dan diprediksi secara berulang. 2. Beam bergerak tanpa pola gerakan yang diprediksi. Prediksi adalah suatu cara untuk keandalan suatu sistim pengulangan dari gerakan yang dapat diaplikasikan secara matematik untuk menentukan waktu rata-rata pemaparan(penyinaran) power density terhadap subyek yang berdiam dalam sekitar radar. Bila secara berkesinambungan beam berputar menyinari manusia, maka lama pemaparan hanya sebentar dari waktu total yang diambil untuk satu revolusi. Jadi power density rata-rata merupakan serpihan yang diukur pada lokasi dari subyek dalam hal ini orang, jika beam dalam kondisi stationary (tidak bergerak ) dan lurus untuk penyinaran terhadap manusia.

4. BAHAYA RADIASI Radar merupakan suatu radiator gelombang RF yang termasuk dalam microwave band menurut penelitian berbahaya ini disebabkan karena radiasi dalam microwave band terjadi akibat dari pemanasan. Thermal effects berhubungan dengan pemanasan tubuh manusia karena penyerapan energi

Keterangan : Deff = panjang efektif (m) ηL =efisiensi panjang (tidak mempunyai dimensi) D = panjang phisik yang sebenarnya.

120


RF. Hal ini berhubungan dengan power density yang dipaparkan terhadap tubuh manusia. Batas standard pemamaran untuk personil menurut batas pemaparan yang diijinkan , diambil dari U.S. Air Force Technical 31 Z-10-4 yaitu : untuk frekuensi antara 10 MHz dan 300 GHz yaitu 10 mW/cm2 untuk pemaparan secara berkesinambungan atau 3600 mW-s/cm2 dalam periode 6 menit. Semua pemaparan harus dibatasi untuk maksimum.

5. ANALISA GERAKAN BEAM ANTENA. Antena radar biasanya berputar 3600 dalam azimut secara kontinyu dengan kecepatan konstan (seperti terlihat dalam gambar 2). Dalam kondisi seperti terlihat dalam gambar 2 , seorang manusia yang disinari pancaran sinyal radiasi berada pada jarak yang dikatakan medan jauh (far field), maka tempat tersebut diberi simbul X, dan diasumsiasikan bahwa beam berotasi secara kontinyu pada 6 rpm (radian per menit). Maka X (keberadaan orang tersebut) akan disinari setiap perputaran.

fr =

3dBbeamwith(derajad ) putaranbusur (derajad )

(2)

fr = 3/360 = 0,0083. Sr = 0,0083 x 300 = 2,49 Wm-2. Batas power density yang diperoleh dari hasil perhitungan ini , kemudian dibandingkan dengan batas power density untuk pemaparan radiasi secara berkesinambungan pada frekuensi yang bersangkutan ,yang diijinkan sesuai standard yang sudah berlaku di internasional Untuk metode perhitungan waktu dapat diberikan sebagai berikut : Lama satiu rotasi 6 rotasi dalam 60 detik = 10 detik. Lama satu pemaparan (penyinaran)= (3o/360o)x 10 detik = 0,083 dt.

waktupemaparan( penyinaran) wakturotasi 0,083dt = = 0,0083 10dt

fr =

(3)

Dalam kondisi medan dekat (near Field), beam width ditentukan sebagai dimensi terbesar dari aperture suatu antenna dalam bidang rotasi. Maka fr adalah panjang aperture dalam bidang rotasi dibagi 2π dikalikan jarak antenna ke subyek. Contoh : Diasumsiasikan pengukuran power density pada X (lihat gambar 2) adalah 600 Wm-2 dan rotasi 360o. Titik X adalah adalah 20 m dari antenna dan panjang aperture adalah 5 m.

Gambar 2. Rotasi beam power density pada medan jauh.

Power density pada putaran tunggal yaitu pada titik X bergantung dengan lebar beam dan antenna berputar 3600. Faktor ini berhubungan dengan faktor rotasi yang diberi simbol fr. Titik X berlokasi dalam daerah medan jauh, maka perbandingan meliputi lebar beam 3 dB dari beam dan sudut total dari satu revolusi (360o). Jika beam berhenti dan langsung tertuju pada titik X, maka power density beam dalam kondisi stationary pada sumbu beam dapat diukur. Pengukuran power density dan fr merupakan pemaparan dari subyek dan biasanya berhubungan terhadap power density putaran rata-rata yang dinamakan Sr. .Contoh perhitungan diasumsiasikan power density (S) dalam kondisi beam tidak bergerak adalah S= 300 Wm-2 pada titik X dan lebar beam (beamwidth ) adalah 3o. Maka untuk mendapatkan nilai power density rotasi rata-rata dalam kondisi beam tidak bergerak adalah kelipatan dari faktor rotasi fr .. Jadi power density rata-rata dapat diperhitungkan sebagai berikut :[3] Power Density putaran rata-rata (Sr) = fr x power density (Wm-2). …………….(1)

121

Fr = 5/ (2π x 20) = 0,0398 Sr = 600 x 0,0398 = 23,88 Wm-2 Metode medan dekat (near field) dari perhitungan adalah konservatif yang dipandang dari titik keamanan. Secara umum dalam kondisi ini memungkinkan untuk menentukan power density dari beam dalam kondisi tidak bergerak diberikan untuk memberikan suatu ijin terhadap power density putar ( Sr) yang mengacu terhadap standard-standard yang sudah berlaku.

6. KESIMPULAN Radar merupakan sumber radiasi, dimana radiasi RF secara umum mempunyai efek terhadap tubuh manusia ,yaitu merupakan transfer energi medan elektromagnet terhadap tubuh .Hal tersebut secara tidak langsung berhubungan dengan power density yang merupakan faktor kritis dalam evaluasi bahaya. Maka Teori dari perhitungan power density rata-rata dari pancaran antenna dalam medan jauh


dan medan dekat dari pancaran sinyal radar sangat penting. Perhitungan power density terhadap pemaparan atau penyinaran lingkungan tergantung dari power density dalam beam antenna. Power density beam antenna berhubungan dengan power radiasi antenna, area fisik antena, gain antena dan jarak antenna.

DAFTAR PUSTAKA [1] BYRON EDDE, “ RADAR : principles, technology,application “ , prentice-Hall, Inc, 1993. [2] Louis N. R.DENOUR,” Radar system Engineering, “, Mc Graw-Hill Book Company,INC 1947. [3] RONALD KITCHEN, “ RF& MICROWAVE RADIATION SAFTY”, Newnes 2001. [4] J.L. Norman Violette.Ph.D;Donald R.J.White,MSEE; Michael F. Violette.BSEE ,”ELECTROMAGNETIC COMPATIBILITY HANDBOOK”, Van Nostrand Reinhold company,1987. [5] John D.Kraus; Ronald J. Marhefka ,” Antennas” , Tata Mc Graw – Hill 2003. [6] TIM WILLIAMS, “ EMC for Product Designers”, NEWNES, 1996

122


Antena Adaftif untuk Ground Penetrating Radar (GPR) Yudi Yuliyus Maulana, Yusuf Nur Wijayanto Pusat Penelitian Elektronika dan Telekomunikasi - LIPI Kampus LIPI Gd. 20 Lt. 4 Jln. Sangkuriang Bandung – INDONESIA Telp. 022-2504660 Fax. 022-2504659 Email : [email protected], , ABSTRACT A adaptive Ground Penetrating Radar (GPR) antenna to input impedance changes has been designed and fabricated, the antenna work at 600 MHz. The adaptive GPR antenna to input impedance change is integration of 8 rolled dipole antennas in bow-tie antenna form. The method used to obtain the adaptive GPR antenna to input impedance change is use change of the flare angle of bow-tie antenna. The measurement result of GPR antenna to input impedance change that decreasing of the flairs angle will be increasing the input impedance of antenna. Keywords : GPR, adaptive antenna, bow-tie antenna ABSTRAK Telah dibuat antena Ground Penetrating Radar yang adaptif terhadap perubahan impedansi input. Pada frekuensi kerja 600 MHz. Antena GPR yang adaptif terhadap perubahan impedansi input merupakan integrasi 8 buah antena rolled dipole yang dibuat dalam bentuk antena bow tie. Metode yang digunakan untuk mendapatkan antena GPR yang adaptif terhadap perubahan impedansi input adalah dengan merubah-ubah sudut flare dari antena wire bow-tie. Hasil pengukuran antenna GPR yang adaptif terhadap perubahan inpuls menunjukkan bahwa penurunan sudut flare akan menaikan impedansi input. Kata Kunci : GPR, antena adaptif, bow-tie antena

pada lokasi target. Sebagai contoh, pada aplikasi hidrologis, target memiliki kedalaman 100 m di bawah tanah. Sementara itu dalam aplikasi lain seperti inspeksi jalan dan deteksi ranjau memiliki target yang dangkal hanya beberapa sentimeter. Beberapa aplikasi lain seperti arkeologi dan teknik sipil memiliki target ditempatkan pada kedalaman ditengah-tengah. Oleh karena itu beberapa sistem GPR dilengkapi dengan pembangkit pulsa untuk transmisi impuls dengan berbagai durasi yang berbeda untuk kedalaman penetrasi yang berbeda. Antena GPR bagaimanapun secara umum dioptimasi hanya untuk durasi pulsa tertentu. Jadi apabila GPR bekerja dengan impuls yang berbeda memerlukan antena yang berbeda. Sebuah GPR menyelidiki untuk mencari sebuah objek dengan kedalaman yang tidak diketahui memerlukan pulsa dengan durasi yang berbeda-beda maka memerlukan sejumlah antena dengan panjang yang berbeda-beda. Penjelasan diatas menetapkan bahwa kebanyakan GPR memerlukan antena untuk menjamin unjuk kerja yang optimal GPR dalam kondisi, lingkungan dan aplikasi yang berbeda. Penggantian antena berulangulang adalah tidak efisien, proses yang merepotkan dan bahkan menjadi aktifitas yang mengganggu bagi pengguna khususnya bagi survey yang sering. Oleh sebab itu dalam tulisan ini dibahas perancangan dan memverifikasi secara eksperimen sebuah antena GPR adaptif yang mempunyai impedansi input yang stabil terhadap untuk elevasi dan jenis tanah yang berbeda untuk memelihara/mempertahankan kondisi sesuai antara antena dan aliran pencatu. Karena antena ini

1. PENDAHULUAN Antena ground penetrating radar (GPR) adalah bagian yang sangat penting (krusial) dan sangat menentukan unjuk kerja dari sistem GPR keseluruhan. Secara umum, persyaratan antena GPR dan antena untuk aplikasi lain seperti telekomunikasi secara esensi berbeda. Antena GPR impuls secara umum memerlukan ultra wide band (UWB) dan dapat memancarkan pulsa-pulsa UWB secara baik. Lebih rinci lagi, untuk aplikasi GPR jarak pendek antena dapat memacarkan pulsa UWB dengan minimal ringing untuk mencegah ringing dari penutup target. Lebih dari itu, antena harus mempunyai kopling yang baik terhadap tanah untuk memaksimalkan energi yang ditransmisikan dibawah permukaan tanah. Bagaimanapun, apabila antena dikopling terhadap tanah, unjuk kerjanya secara kuat dipengaruhi oleh sifat-sifat elektrik tanah. Hal ini telah ditunjukkan apabila antena diletakan sekitar tanah impedansi input secara signifikan berperubahan terhadap jarak antena dan jenis dari tanah ( contoh : pasir, tanah liat, batu gamping, dll) [1]. Keadaan ini membuat kesukaran dalam memelihara kondisi yang sesuai antara antena aliran pencatu untuk elevasi antena dan jenis tanah yang berbeda akibatnya menghasilkan sistem tidak efisien kaitannya dengan rugi-rugi ketidaksesuaian (mismatch losses). Pendekatan secara umum untuk menghadapi masalah ini adalah menggunakan antena yang berbeda untuk tanah yang berbeda. Perubahan aplikasi GPR pada umumnya memerlukan penetrasi tanah yang berbeda bergantung 123


linear [Hallen,1962],dan eksponensial [Rao,1969]. Selain itu, kombinasi pembebanan resistif dan kapasitif dengan Wu-King [Kanda,1983] penentuan profile secara empiris [Paunovic,1977] juga telah diperkenalkan. Ini telah dibuktikan bahwa secara teoretis pembebanan kapasitif menjaga efisiensi tetap 100%, kombinasi antara pembebanan resistif dan kapasitif memberikan efisiensi radiasi antara 40% sampai 60% (tergantung profile yang digunakannya), dan pembebanan resistif menurunkan efisiensi radiasi sampai 30% [Montoya,1996-a]. Namun demikian, telah ditunjukkan bahwa pembebanan resistive merupakan salah satu teknik yang paling efektif untuk menekan late-time ringging, sedangkan pembebanan kapasitif (sendiri ataupun dalam kombnasi dengan pembebanan resistif) masih menghasilkan level ringging yang relatif tinggi [Montoya,1996-a]. Selanjutnya, kesulitan dalam praktik realisasinya profile pembebanan non-linear (seperti, Wu-King) pada struktur planar seperti antena bowtie telah ditunjukkan [Shlager,1994].

dapat beradaptasi terhadap perubahan elevasi dan jenis tanah sehingga dapat mengganti satu set antena yang diperlukan dengan cara yang lain.

2. TEORI Pada aplikasi GPR, pulsa transien ditransmisikan ke dalam permukaan tanah dan informasi yang terkandung dalam radar yang kembali diproses untuk melihat target. Secara khusus, dalam apikasi GPR untuk memdeteksi objek yang terkubur pada kedalaman yang dangkal, sangat penting sekali untuk meradiasikan pulsa dengan late-time ringging yang minimal untuk menghindari efek masking pada target, karena pada kasus ini biasanya radar yang kembali mengandung ringing di sepanjang interval waktunya. Late-time ringing, yang mengindikasikan karakteristik alami pada antena narow-band, umumnya disebabkan oleh multiple reflection antara ujung antena dan feed point. Teknik yang paling bayak digunkan untuk memperbesar bandwidth antena (sehingga memperkecil late-time ringing) adalah aplikasi pembebanan resistif, yang disebut Wu-King profile [Wu, 1965], dapat digunakan untuk menentukan distribusi pembebanan di sepanjang antena. Berdasarkan teorema Wu-King [Wu-King,1965], untuk grafis profile pembebanan resisitif berkelanjutan digambarkan oleh gambar 1.

3. PERANCANGAN ANTENA Pada tahap awal bentuk antena yang kami rancang adalah tipe dipol yang bekerja pada frekuensi 600 MHz. Penggunaan dipol tidak lain adalah karena dipol merupakan antena yang paling sering digunakan untuk aplikasi GPR terutama dikarenakan kesederhanannya [2]. Permasalahan utama dipol untuk aplikasi ini adalah sifat alamiahnya yang narowband padahal aplikasi GPR membutuhkan antena dengan karakteristik ultra wideband. Untuk mengatasi hal tersebut maka digunakan teknik pembebanan resistif yang dapat meningkatkan bandwidth antena dipol secara signifikan dengan cara menekan ringing yang terjadi akibat multiple reflection antara ujung antena dan feed point [3]. Pada penelitian ini antena didesain untuk eksitasi pulsa monocycle dengan frekuensi rendah yang cocok untuk aplikasi-aplikasi GPR resolusi rendah. Karena frekuensi rendah maka dimensi antena menjadi panjang sehingga tidak efektif untuk digunakan di lapangan, oleh karena itu kami mencoba memperkecil dimensi antena dengan cara memutar atau menggulung kawat. Geometri antena rolled dipol yang telah mempergunakan teknik tersebut ditunjukkan pada gambar 2. Panjang keseluruhan kawat untuk frekuensi 600 Mhz adalah 98 cm dan dengan menggulung kawat seperti pada gambar panjang antena berkurang hingga menghasilkan panjang antena 25 cm. Pemecahan kawat dimulai dari 6,7 cm dari feed point yaitu untuk pembebanan resistif dengan resistor berdasarkan profil Wu-King. Pada masing-masing lengan dipol kami menggunakan 65 resistor dengan jarak pemisahan 1 cm. Jumlah resistor ini harus cukup untuk implementasi yang tepat dari profil Wu-King.

1 0.9 0.8 0.7

R(0)/R(z)

0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 0

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5 |z/h|

0.6

0.7

0.8

0.9

1

Gambar 1. profile pembebanan resisitif berkelanjutan

Kerugian utama diterapkannya pembebanan resistif adalah bahwa pembebanan resistif ini menurunkan efisiensi radiasi sampai 23% bahkan bisa lebih rendah lagi [Maloney, 1993]. Untuk menghindari kekurangan ini penggunaan pembebanan reaktif yang non-dissipative telah diusulkan. Nyquist dan Chen [1968] mengusulkan menyisipkan pasangan elemen lumped reaktif untuk memperlebar bandwidth antena pada frekuensi tertentu dengan menempatkan elemen pada jarak yang optimal dari ujung antena. Beberapa peneliti telah mengusulkan metode yang lebih baik menggunakan pembebanan kapasistif yang terdistribusi dengan profile pembebanan yang berbeda, termasuk profile konstan [Mushieke,1956], 124


Antena

TSR Kabel Koaxial

Gambar 2. Geometri antena rolled dipol pada FR-4

Resistor pertama yang dekat dengan feed point mempunyai nilai 200 Ω dan pada saat yang sama juga berfungsi sebagai sumber radiasi sekunder karena diskontinuitas. Telah didemonstrasikan pada [4] bahwa ketika jarak antara feed point dan resistor pertama dipilih menjadi c/(4fc (εrs)1/2), dimana c adalah kecepatan cahaya, fc adalah frekuensi pusat dari pulsa eksitasi dan εrs adalah permitifitas relatif substrat, pada arah pancaran radiasi antena dari sumber sekunder berkombinasi dengan radiasi dari feed point menghasilkan peningkatan amplitudo dari pulsa yang ditransmisikan secara signifikan. Pada tahap kedua ini antena rolled dipol didesain menjadi berbentuk antena bow tie. Antena bow tie terdiri dari 8 antena rolled dipol pada tiap sisinya. Untuk menghubungkan dengan line pencatuan ditambahkan saklar pada masing-masing ujung antena rolled dipol. Line pencatuan dibuat dengan menggunakan PCB yang sama. Gambaran antena GPR ditunjukkan pada gambar berikut :

Port 1

Port 2

Gambar 4. Sistem Pengukuran Impesansi Input dengan kabel Twin Semi Rigid (TSR) 0.8

Reflection Coefficient

0.7

0.6

0.5

0.4

0.3

0.2

Gam bar 3. Anten a adafti f GPR

0.1

0

20

40

60

80

100

120

140

Flare Angle (degrees)

Gambar 5. Hubungan Antara Sudut Flare dengan Koefisien Refleksi -2 -4

4. Reflection Coefficient (dB)

HASIL DAN PEMBAHASAN Pengukuran antena dilakukan dengan menggunakan Network Analizer. Gambar berikut ini adalah hasil pengukuran Roll Wire Bowtie Antenna dengan menggunakan sistem pengukuran impedansi input seperti yang terlihat pada gambar 4. Ujung dari kabel TSR dihubungkan dengan Antenna sementara ujung yang lain dihubungkan dengan kabel coax 50 ohm ke port-1 dan port-2 dari VNA (vector Network analyzer). Parameter S11 dan S12 dari kedua port VNA diukur dan selanjutnya diproses menggunakan post-processing software menggunakan Matlab.

-6 -8 -10 -12 -14 -16 -18 -20

0

20

40

60

80

100

120

140


Gambar 6. Hubungan Antara Sudut Flare dengan Koefisien Refleksi (dB)

Gambar 5. menujukkan hubungan antara sudut flare yang bervariasi antara 0 – 140 derajat dengan koefisien refleksi dari antena. Pada sudut flare 0 derajat secara teoritis mempunyai nilai tak terhingga tetapi pada hasil pengukuran mempunyai nilai yang paling besar. Nilai 0,7 pada gambar 26 atau -3dB pada 125


gambar 6. seharusnya lebih besar, hal ini disebabkan oleh kebocoran dari switch manual yang dipakai pada antena. Secara umum dapat disimpulkan harga koefisien refleksi berubah secara eksponensial terhadap sudut flare.

1000

Input Impedance (Ohms)

800

10 9 8

VSWR

7

600

400

200

0

-200

6 -400

sudut flare 00

5

0

200

400

600

800

1000

1200

1400

1600

1800

2000

Frequency (MHz)

4

Gambar 9. Impedansi Input Pada Sudut flare 20 Derajat

3 2 1

1000

0

200

400

600

800

1000

1200

1400

1600

1800

800

2000


Frequency (MHz)

Gambar 7. Hubungan Frekuensi denga VSWR

Gambar 7 menunjukkan hubungan frekuensi dengan VSWR yang bekerja efektif dari frekuensi 400 MHz- 2000 MHz untuk VSWR sekitar 2 kebawah pada sudut flare yang besar. Untuk sudut flare 0 derajat mempunyai VSWR yang paling tinggi, hal ini disebabkan pada kondisi ini antena tidak ada atau keadaan open yang seharusnya nilainya lebih besar dari ini (karena ada kebocoran pada switch antenna). Pada frekuensi 600 MHz VSWR mempunyai nilai yang paling kecil karena antena ini beresonansi pada frekuensi 600 MHz

600

400

200

0

-200

-400 0

200

400

600

800

1000

1200

1400

1600

1800

2000

Frequency (MHz)

Gambar 10. Impedansi Input Pada Sudut flare 60 Derajat 1000

1000

800



800

600

400

200

0

600

400

200

0

-200

-200

-400 0

200

400

600

800

1000

1200

1400

1600

1800

2000

Frequency (MHz)

-400 0

200

400

600

800

1000

1200

1400

1600

1800

2000


Frequency (MHz)


126


UCAPAN TERIMAKASIH

1000

Kami ucapkan terimakasih kepada laboratorium bidang telekomunikasi PPET-LIPI yang telah membantu proses pengukuran antena GPR, dan juga kepada program DIPA 2007 yang telah membiayai pelaksanaan kegiatan penelitian ini.


800

600

400

200

DAFTAR PUSTAKA

0

[1] Morrow, I.L., J. Persijn, P. van Genderen, “Rolled edge ultra-wideband dipol antenna for GPR application,” 2002 IEEE APS Int. Symp. Digest, Vol. 3, pp. 484-487, 2002. [2] TP.Montoya, G.S.Smith,”A study of pulse radiation from several broad-band loaded monopoles”, IEE Trans.Antennas Propagat., vol.44,no.8,pp.1172-1182,Aug.1996-a. [3] T.T.Wu, R.W.P.King,”The cylindrical antenna with non reflecting resistiv loading”, IEE Trans.Antennas Propagat., vol.AP-13, no.5, pp.369-373, May 1965. [4] Lestari, A.A., A.G. yarovoy, L.P Ligthart, “ RC loaded bow-tie antenna for improved pulsa radiation,” IEEE Trans. Antenna Propagat., vol. 52, no. 10, pp. 2555-2563, Oct. 2004. [5] Butler, C.M., “The equivalent radius of a narrow conducting strip,”IEEE Trans. Antenna Propagat., vol. 30, no. 4, pp. 755-758, Jul. 1982

-200

-400

0

200

400

600

800

1000

1200

1400

1600

1800

2000

Frequency (MHz)

Gambar 12. Impedansi Input Pada Sudut flare 140 Derajat 150


140

130

120

110

100

90

80

0

20

40

60

80

100

120

140


Gambar 13. Impedansi Input terhadap Sudut flare

Gambar 13 merupakan grafik yang diplot dari gambar 8 s/d gambar 12 yang menghasilkan hubungan Impedansi Input terhadap Sudut flare dimana harga impedansi input menurun antara sekitar 130 ohm sampai 80 ohm untuk sudut flare yang menaik antara 20 – 140 derajat. Dengan kata lain penurunan sudut flare akan menaikan impedansi input.

5. KESIMPULAN Berdasarkan hasil pengukuran dapat disimpulkan bahwa Antena dapat berfungsi sebagai antena adaptif terhadap perubahan impedansi input yang disebabkan oleh perubahan elevasi antena GPR terhadap tanah dapat diadaptasi dengan perubahan sudut flare. Elevasi antena GPR terhadap tanah yang makin besar menyebabkan impedansi input makin besar pula, untuk me- matching impedansi maka harus diberikan besar sudut flarenya dan sebaliknya.

127


Perancangan Dan Simulasi Direct Digital Synthesizer (DDS) Arief Suryadi S 1), Nurul Dwi Angga Hastuti 2) dan Teguh Praludi 3) 1,3) Pusat Penelitian Elektronika dan Telekomunikasi LIPI Kampus LIPI Gd. 20 Lt. 4 Jl. Sangkuriang Bandung – INDONESIA Telp. 022 2504660, Fax. 022 2504659, Email: [email protected], [email protected] 2) Jurusan Teknik Elektro – Institut Teknologi Telkom Jl. Telekomunikasi, Dayeuh Kolot, Bandung – INDONESIA Telp. 022 7564108, Fax. 022 7565933, Email: [email protected] ABSTRACT Direct Digital Synthesizer (DDS) is a method of producing an analog waveform, usually a sine wave, by generating a time – varying signal in digital form and then performing a digital to analog conversion. DDS consists of digital devices and analog devices. Digital device is called Numerically Controlled Oscillator (NCO) that consist of phase accumulator, phase truncated and sine lookup table. Analog devices consist of digital to analog converter and filter. DDS is used in some modern utilities, like radar system, radio receiver, GPS system, hand phone, radio telephone, walkie – talkies, frequency modulation and other. This research aim to make simulation of signal evocation by using DDS method. The simulation results can be used for same application areas particularly in radar system. Keywords : DDS, Frequency, Sine Lookup Table, radar system ABSTRAK Direct Digital Synthesizer (DDS) adalah sebuah metode untuk menghasilkan sinyal analog, biasanya sinyal sinus, dengan cara membangkitkan sinyal yang berubah-ubah terhadap waktu dalam bentuk digital dan kemudian diubah ke bentuk analog dengan digital to analog converter (DAC). DDS terdiri dari komponen digital dan komponen analog. Komponen digital disebut dengan Numerically Controlled Oscillator (NCO) yang terdiri dari phase accumulator, phase truncated dan sine lookup table. Komponen analog terdiri dari Digital to Analog Converter (DAC) dan filter. DDS banyak digunakan pada perangkat-perangkat moderen seperti sistem radar, penerima radio, sistem GPS, telepon genggam, walkie – talkies, modulasi frekuensi, dan lain-lain. Penelitian ini bertujuan untuk mensimulasikan pembangkitan sinyal dengan metoda DDS. Hasil simulasi ini dapat diaplikasikan pada beberapa bidang, khususnya pada sistem radar. Kata kunci : DDS, Frekuensi, Sine Lookup Table, sistem radar 1. PENDAHULUAN Direct Digital Synthesizer (DDS) merupakan metode untuk menghasilkan sinyal analog, biasanya sinyal sinus, yaitu dengan membangkitkan sinyal yang berubah – ubah terhadap waktu dalam bentuk digital, kemudian dirubah ke dalam bentuk analog dengan menggunakan Digital to Analog Converter (DAC) [10]. Konstruksi sederhana DDS menyebabkan pengaturan frekuensi keluaran DDS ditentukan oleh sebuah nilai tuning word. Hal ini memberi banyak keuntungan dalam penerapan DDS, diantaranya [1]: 1. Arsitektur digital dapat mengurangi kebutuhan sistem analog yang sensitif terhadap temperatur. 2. Interface DDS memudahkan lingkungan, sistem dapat dikendalikan dengan lebih praktis dan lebih dioptimalkan, karena semua berada di bawah kendali dan control processor.

2. LANDASAN TEORI 2.1. Direct Digital Synthesizer

Konstruksi sederhana DDS adalah terdiri dari beberapa blok komponen yaitu : Frekuensi clock sebagai referensi, Address Counter, PROM dan DAC. Diagram blok sederhana DDS diperlihatkan seperti pada gambar 1.

Gambar 1. Diagram Blok Direct Digital Synthesizer [1]

Secara utuh diagram tersebut dapat dijelaskan sebagai berikut : Address Counter melewatkan dan mengakses lokasi memori pada PROM. Selain itu Address Counter juga memuat kesetaraan word amplitudo sinyal sinus yang akan ke DAC. Sine lookup adalah perangkat penyimpan informasi amplitudo digital yang menghubungkan satu gelombang penuh dari gelombang sinus dan berfungsi sebagai sine lookup table. Sedangkan register adalah tempat untuk penyusunan amplitudo digital. DAC berfungsi untuk

128


merubah sinyal digital yang telah diolah sebelumnya menjadi sinyal analog. Dengan menerapkan fungsi phase accumulator pada rangkaian sinyal digital, arsitektur DDS dapat dirubah agar lebih fleksibel. Diagram blok arsitektur tersebut dapat diperlihatkan seperti pada gambar 2.

untuk rangkaian logika kecepatan tinggi, tetapi penerapan metode pipelining ini berpengaruh terhadap update rate dari DDS.

Gambar 4. Diagram Blok Struktur Phase Accumulator [22] Gambar 2. Frequency –Ttunable Sistem DDS [22]

Apabila bagian DDS tersebut dilihat lebih detail, masing – masing blok mempunyai cara kerja dan sinyal output yang berbeda. Sinyal output yang berbeda tersebut dapat dilihat seperti pada gambar 3.

Gambar 3. Gambaran Sinyal pada Blok DDS

Sinyal yang dihasilkan dari masing –masing bagian dalam bentuk digital kemudian dirubah menjadi sinyal analog dengan menggunakan DAC. Angka – angka tersebut di simpan dalam sebuah memori yang disebut memori lookup table. 2.1.1. Phase Accumulator Accumulator fasa berfungsi untuk menjumlahkan informasi fasa dari tahap sebelumnya. Karena yang akan disintesis adalah frekuensi, maka nilai frekuensi adalah tetap. Frekuensi adalah turunan pertama dari fasa ( ). Turunan pertama tersebut bernilai konstan jika grafik fungsi fasa berbentuk garis lurus atau pertambahan nilai fasanya tetap. Karena itu accumulator ini juga disebut accumulator fasa. Ditinjau dari segi data yang diolah maka terdapat dua struktur accumulator, yaitu struktur accumulator yang memanipulasi data biner dan struktur accumulator yang beroperasi dengan basis desimal. Data yang diakumulasi oleh accumulator adalah data dengan format BCD (Binary Coded Decimal). Accumulator pada dasarnya adalah gabungan antara perangkat yang disebut adder dan perangkat register. Dari kedua bagian perangkat ini, adder adalah bagian yang sering dioptimasi ( dilakukan peningkatan kerja ), karena semakin lebar jumlah bit dalam accumulator, waktu tunda yang diakibatkan bagian adder tidak bisa diabaikan lagi. Optimasi blok accumulator tersebut menggunakan metode pipelining

Nilai fasa yang tersimpan pada register frekuensi input ditambahkan ke nilai accumulator fasa , satu kali setiap perioda clock sistem. Hasil penjumlahan tersebut kemudian dimasukkan ke lookup tabel (LUT). LUT akan merubah informasi fasa tadi menjadi informasi amplituda. Untuk accumulator seperti yang terlihat pada gambar 4, frekuensi output (Fout) dan frekuensi clock (Fref) yang memiliki hubungan dengan nilai ) dan dinyatakan dengan penambahan fasa ( persamaan : .....................................................(2.1) Pada persamaan (2.1), N adalah jumlah bit dalam accumulator fasa. Dengan menggunakan persamaan diatas maka akan dapat dihasilkan kenaikan frekuensi dengan satuan Hertz yang tepat. Proses akumulasi fasa dilakukan dengan lingkaran fasa. Gambar 5 menunjukkan akumulasi fasa dari sinyal sinus dengan frekuensi 1/8 frekuensi clock. Lingkaran menunjukkan akumulasi fasa sebesar π/4 setiap siklus clock. Titik-titik pada garis lingkaran menunjukkan nilai fasa pada suatu waktu dan bentuk gelombang sinus menunjukkan representasi amplituda yang bersesuaian. Perubahan fasa ke amplituda terjadi dalam lookup table. Terlihat bahwa penambahan fasa selama periode clock adalah π/4 radian atau 1/8 dari . Osilasi sinus merupakan vektor yang berputar di sekeliling lingkaran fasa seperti ditunjukkan pada gambar 6. Setiap titik pada lingkaran fasa ini berkorespondensi dengan satu titik tertentu pada gelombang keluaran dan titik ini dihasilkan sebagai vektor bergerak di sekeliling lingkaran fasa. Satu putaran pada lingkaran fasa merupakan satu siklus sinusoidal. Jumlah titik diskrit lingkaran fasa sesuai dengan resolusi accumulator fasa. Nilai kendali frekuensi masuk (k) menunjukkan ukuran lompatan atau jump size. Dalam domain waktu, sinyal yang dihasilkan dapat dituliskan sebagai persamaan : ............................(2.2) DDS melakukan proses sampling pada saat t = nTref dengan Tref adalah interval sampling, dan Fref = 1/Tref dalah frekuensi referensi untuk n = 0,1,…

129


Gambar 7. Keluaran Phase Accumulator

Gambar 5. Lingkaran Fasa

Gambar 6. Hubungan Fasa Dengan Amplituda

Setiap amplituda sample x(nTref) dikalkulasi untuk mendapatkan fasa

, dimana :

....................................(2.3) Dengan Fout=k.Fref. Fref adalah resolusi frekuensi yang juga merupakan frekuensi minimum yang dapat dihasilkan jika menggunakan referensi frekuensi (Fref). Fref sama dengan Fref/2N, sehingga: .................................................(2.4) Nilai frekuensi keluaran yang diberikan oleh persamaan 2.4 juga disebut dengan DDS Tuning Equation. Substitusi persamaan 2.4 ke persamaan 2.2 dengan dan t=nTref akan menghasilkan : ..........................(2.5) Deretan sampel tergantung dengan besarnya (n) dan (k). Dalam persamaan diatas (n) sebagai indeks waktu dan (k) sebagai indeks frekuensi. Dengan nilai (k) tetap dan nilai (n) berubah akan memperoleh alamat untuk sampel pada frekuensi tertentu. Tetapi jika besarnya nilai (k) dirubah dan nilai (n) tetap, akan diperoleh sampel yang berbeda, yaitu sesuai dengan frekuensi yang berbeda. Parameter inilah yang menyebabkan terdapat 2 cara perubahan frekuensi untuk sistem DDS [22]. Keluaran accumulator merupakan korelasi antara frekuensi yang diinginkan dengan clock dalam bentuk phase ramp. Keluaran ini selanjutnya akan menjadi masukan bagi blok ROM atau lookup table. Keluaran dari phasa accumulator dapat dilihat seperti pada gambar 7.

2.1.2. Sine lookup Table Komponen kedua DDS adalah memori yang menyimpan pemetaan transformasi linier ωt→ sin(ωt). Karena sinyal keluaran dengan kualitas tinggi memerlukan lebih banyak bit untuk mendefinisikan ωt dan sin(ωt), maka dibutuhkan memori yang lebih besar. Terdapat beberapa teknik implementasi untuk ROM ini. Teknik pertama adalah implementasi penuh PROM untuk 4 kuadran sebesar 360o. Teknik ini memerlukan memory yang sangat besar. Teknik yang kedua adalah hanya mengimplementasikan satu kuadran sebesar 90o, sedangkan untuk kuadran lain dilakukan operasi pembalikan dan pencerminan terhadap kuadran pertama. Pembalikan dilakukan oleh sinyal sign dan pencerminan dilakukan oleh sinyal quad. Hal ini dapat dilaksanakan karena informasi seluruh kuadran sudah terkandung pada kuadran pertama. Jika keluaran yang dibutuhkan harus memiliki kecepatan tinggi maka memori hanya memiliki waktu akses sedikit. Tetapi karena memori merupakan rangkaian paling lambat pada rangkaian sistem, maka diperlukan pendekatan lain untuk memperoleh efisiensi dan efektifitas. Cara pertama adalah dengan melakukan multipleks sebesar N memori, sehingga setiap satu memori hanya beroperasi pada 1/N kecepatan clock sistem. Cara kedua adalah mengeksploitasi sifat monoton fungsi sinus, sehingga ukuran memori dapat dikecilkan menjadi 1/50 kali. Pada cara kedua ini dapat digunakan DSP (Digital Signal Processor). Sehubungan dengan pengaturan frekuensi, dengan mengakses semua alamat PROM yang dikendalikan bit MSB, quad dan sign dengan kenaikan sebesar satu maka akan diperoleh frekuensi dasar. Frekuensi yang merupakan kelipatan tidak bulat dari frekuensi dasar akan dihasilkan, apabila tidak semua alamat ROM dicacah. Dalam hal ini selang alamat yang dicacah tidak bernilai satu.

Gambar 8. Keluaran Sine lookup Table

Suatu sistem DDS yang kompleks dilengkapi dengan kemungkinan untuk modulasi amplituda, frekuensi, dan fasa secara digital. Masukan blok LUT

130


ini dapat dimodulasi amplituda. Sehingga keluaran blok ini sudah dianggap keluaran sistem DDS dalam format digital. Adapun keluaran dari sine lookup table diperlihatkan seperti pada gambar 8.

adalah akumulator fasa, truncated phase, sine lookup table, DAC.

2.1.3. Digital to Analog Converter (DAC) Bagian terakhir yang menjadi rangkaian DDS adalah bagian yang melakukan perubahan dari sinyal digital menjadi sinyal analog untuk dapat digunakan dalam domain analog. Untuk memperoleh laju clock yang lebih tinggi dapat dilakukan dengan multiplek pada bagian logika dan memori, namun DAC akan membatasi unjuk kerja sistem. DDS dibatasi pada frekuensi yang cukup rendah. Frekuensi tertinggi berkaitan dengan frekuensi clock yang mampu diberikan kepada rangkaian. Pada metode DDS juga memiliki derau yang lebih besar dari metode lain. Maka untuk memperoleh keaslian spektrum yang lebih baik diperlukan proses filter pada keluaran dengan menggunakan Low Pass Filter (LPF ) yang tepat.

3.

Gambar 10. Flow Chart Sistem DDS

MODEL PERANCANGAN SISTEM

Perancangan dan implementasi simulasi DDS dilakukan dengan menggunakan perangkat lunak simulator MATLAB R2007a (7.4.0.287). Aplikasi DDS disimulasikan akan digunakan pada sistem radar FMCW (Frequency Modulated Countinous Wave). Untuk itu perlu diketahui hasil keluaran dari DDS dan hasil keluaran tersebut dapat dianalisa. Untuk mempermudah pemahaman prinsip kerja DDS maka hasil simulasi ditampilkan dalam bentuk domain waktu. Perancangan dilakukan dengan pembuatan program untuk setiap blok kemudian diamati dan diukur hasil keluaran dari masing – masing blok. Diagram blok sistem DDS yang dirancang diperlihatkan seperti pada gambar 9.

Gambar 11. Flow Chart Phase Register

Gambar 12. Flow Chart Phase Accumulator

Gambar 9. Gambaran Umum Masing – Masing Blok DDS [1] Dari sistem tersebut terdapat 4 blok yang harus dirancang. Masing – masing blok mempunyai keluaran yang berbeda. Pada perancangan sistem ini, akan ditampilkan hasil sinyal keluaran dari masing – masing blok, sehingga dapat dilihat dan dibandingkan kesesuaian sinyal hasil perancangan dengan teori yang telah dipelajari. Bagian – bagian yang dirancang Gambar 13. Flow Chart Sine Lookup Table

131


Sebagai langkah awal perancangan sistem DAC, maka diperlukan diagram alir dari program yang akan disusun. Hal ini untuk memudahkan dalam pembuatan model sistem DAC. Bentuk flow chart untuk masing – masing blok dapat dilihat seperti pada gambar 10, 11, 12 dan 13. 4.

SIMULASI PEMBANGKITAN SINYAL PADA SISTEM DDS

Untuk menganalisa simulasi yang dirancang, maka perlu ditambahkan perhitungan secara manual. Pada pembahasan ini akan dituliskan 2 contoh perhitungan berikut dengan hasil keluaran simulasi. 4.1. Kasus 1 Sistem dengan frekuensi clock 30 Hz, bit accumulator 4 dan tuning word 3, maka susunan data untuk masing – masing blok adalah sebagai berikut : • Data masukan

•

Phase register

•

Phase accumulator

Gambar 15. Bentuk Sinyal Keluaran Phase Accumulator Hasil Simulasi Untuk Kasus 1

• Phase Truncated Data sinyal phase truncated : Data sinyal dalam biner : Bentuk sinyal keluaran phase truncated diperlihatkan seperti pada gambar 16.

Gambar 16. Bentuk Sinyal Hasil Perhitungan Phase Truncated Untuk Kasus 1

Data sinyal phase accumulator : Data sinyal dalam biner : Bentuk sinyal keluaran phase diperlihatkan seperti pada gambar 14.

Bentuk keluaran sinyal phase truncated hasil simulasi diperlihatkan seperti pada gambar 17. accumulator

Gambar 14. Bentuk Sinyal Hasil Perhitungan Phase Accumulator Untuk Kasus 1

Gambar 17. Bentuk Sinyal Keluaran Phasa Truncated Hasil Simulasi Untuk Kasus 1.

Bentuk sinyal keluaran phase accumulator hasil simulasi diperlihatkan seperti pada gambar 15.

• Sine Lookup Table Perubahan fasa menjadi amplitudo :

132


Transformasi fasa ke amplitudo diperlihatkan seperti pada gambar 18.

Gambar 21. Bentuk Sinyal Keluaran Sine Lookup Table Hasil Simulasi Pada Kasus 1

• Digital to Analog Converter Bentuk sinyal keluaran DAC hasil diperlihatkan seperti pada gambar 22.

Gambar 18. Bentuk Sinyal Hasil Perhitungan

simulasi

Transformasi Fasa ke Amplitudo Pada Kasus 1 Sinyal sign bit yang dihasilkan diperlihatkan seperti pada gambar 19.

Gambar 22. Bentuk Sinyal Rekonstruksi DAC Hasil Simulasi Pada Kasus 1

•

Gambar 19. Bentuk Sinyal Sign Bit Pada Kasus 1

Sedang bentuk sinyal keluaran sine lookup table diperlihatkan seperti pada gambar 20.

Filter Pada simulasi ini digunakan filter analog, dengan jenis butterworth orde 2. Dengan memperhitungkan orde filter, dapat memberikan hasil yang lebih halus. Akan tetapi, orde filter akan memberikan delay pada sinyal output. Semakin besar ordenya, sinyal akan semakin bagus, akan tetapi delay akan semakin besar. Bentuk sinyal keluaran filter diperlihatkan seperti pada gambar 23.

Gambar 20. Bentuk Sinyal Hasil Perhitungan Sine Lookup Table Pada Kasus 1

Bentuk sinyal keluaran Sine Lookup Table hasil simulasi diperlihatkan seperti pada gambar 21.

Gambar 23. Bentuk Sinyal Keluaran Filter LPF Hasil Simulasi Pada Kasus 1

•

Spektrum Frekuensi Spektrum yang dibangkitkan menunjukkan frekuensi keluaran DDS. Prinsip kerja dari blok ini adalah mirip dengan FFT (Fast Forier Transform), yaitu merubah sinyal dalam domain waktu menjadi

133


domain frekuensi. Bentuk sinyal diperlihatkan seperti pada gambar 24.

keluarannya

Gambar 26. Bentuk Sinyal Keluaran Phase Truncated Hasil Simulasi Untuk Kasus 2 Gambar 24. Bentuk Sinyal Keluaran Filter LPF Hasil Simulasi Pada Kasus 1 (Domain Frekuensi)

• Sine lookup table Perubahan fasa menjadi amplitudo :

4.2.1.1. Kasus 2 Sistem dengan frekuensi clock 30 Hz, bit accumulator 5 dan tuning word 5, maka susunan data untuk masing – masing blok adalah sebagai berikut : • Data masukan

• Phase accumulator Data phase accumulator :

Transformasi fasa ke amplitudo diperlihatkan seperti pada gambar 27.

Bentuk sinyal keluaran phase accumulator hasil simulasi diperlihatkan seperti pada gambar 25. Gambar 27. Bentuk Sinyal Hasil Perhitungan Transformasi Fasa ke Amplitudo Pada Kasus 2

Sinyal sign bit yang dihasilkan diperlihatkan seperti pada gambar 28.

Gambar 25. Bentuk Sinyal Keluaran Phase Accumulator Hasil Simulasi Untuk Kasus 2

• Phase truncated Data phase truncated :

Gambar 28. Bentuk Sinyal Sign Bit Pada Kasus 2

Sedang bentuk sinyal keluaran sine lookup table hasil simulasi diperlihatkan seperti pada gambar 29. Bentuk sinyal keluaran phase truncated hasil simulasi diperlihatkan seperti pada gambar 26.

134


Gambar 31. Bentuk Sinyal Keluaran Filter LPF Hasil Simulasi Pada Kasus 2 (Domain Frekuensi).

Gambar 29. Bentuk Sinyal Keluaran Sine Lookup Table Hasil Simulasi Pada Kasus 2

• Digital to analog converter Bentuk sinyal keluaran DAC hasil diperlihatkan seperti pada gambar 28.

simulasi

Gambar 29. Bentuk Sinyal Keluaran DAC Hasil Simulasi Pada Kasus 2

• Filter Bentuk keluaran filter diperlihatkan seperti pada gambar 30.

Gambar 30. Bentuk Sinyal Keluaran Filter LPF Hasil Simulasi Pada Kasus 2

• Spektrum Frekuensi Bentuk sinyal keluaran filter LPF hasil simulas dalam domain frekuensi diperlihatkan seperti pada gambar 31.

5. KESIMPULAN Pada penelitian ini telah dilakukan simulasi DDS. Setelah dilakukan penelitian dengan cara membandingkan simulasi model DDS dengan script m-file matlab R2007a dan teori DDS, maka dapat diambil kesimpulan bahwa : 1. Setelah dilakukan percobaan dengan nilai bit accumulator sama yaitu 4, tuning word paling maksimal (tuning word = 2bit accumulator-1) pada sistem yaitu 7 dan frekeunsi clock berbeda – beda maka diperoleh data bahwa untuk Fclock = 30 Hz nilai Fout = 13,125 Hz dan untuk Fclock = 60 Hz nilai Fout = 26,25 Hz. Terbukti bahwa frekuensi keluaran DDS selalu kurang dari setengah frekuensi clock sistem yang digunakan (fout≤fclock/2). 2. Dari percobaan selanjutnya, yaitu dengan frekuensi clock sama dan nilai tuning word berbeda, serta bit accumulator dirubah dengan nilai yang berbeda, maka diperoleh data bahwa dengan bit accumulator lebih besar pada sistem yang sama, akan didapatkan sinyal dengan ketelitian yang tinggi atau baik. 3. Percobaan selanjutnya yaitu menggunakan nilai frekuensi clock yang sama, bit accumulator yang sama dan tuning word yang berubah – ubah, yaitu frekuensi clock = 30 Hz, bit accumulator = 4, maka untuk tuning word = 2 frekeunsi keluaran = 3,75 Hz, untuk tuning word =5 frekuensi keluaran = 9,375 Hz dan tuning word = 7 frekuensi keluaran = 13,125 Hz. Dari hasil percobaan tersebut maka dapat diambil kesimpulan bahwa pengaturan frekuensi keluaran pada DDS dapat dilakukan dengan merubah nilai tuning word , dengan frekuensi clock dan bit accumulator tetap. Dari dua contoh kasus yang diberikan, dapat diperoleh kesimpulan bahwa proses pembangkitan sinyal dengan DDS mempunyai keunggulan daripada pembangkit sinyal sebelumnya. Keunggulan tersebut antara lain : • Proses pemunculan sinyal lebih cepat dan mudah. Hal ini terbukti dari proses awal sampai akhir diperoleh sinyal tidak diperlukan memori yang besar, serta untuk menghasilkannya tidak

135


•

•

•

•

•

membutuhkan alat elektronik yang bermacam – macam. Karena sinyal yang dibangkitkan merupakan sinyal digital, maka prosesnya dapat dilakukan dengan menggunakan PC (personal computer) atau akan lebih baik dengan prosesor khusus seperti DSP (Digital Signal Processor). Sinyal yang dihasilkan lebih besar resolusinya. Dari prinsip sinyal dasar sudah dapat diketahui bahwa sinyal digital lebih mudah diproses daripada sinyal analog. Hal inilah yang digunakan sebagai prinsip adanya DDS. Selain lebih mudah, hasil yang diproleh juga lebih baik dengan sinyal digital, karena dalam sinyal digital tidak ada noise sedangkan pada sinyal analog terdapat noise yang dapat mengurangi ketepatan (precisi) dari sinyal yang dibangkitkan. Pengaturan frekuensi lebih praktis. Pada penjelasan sebelumnya telah disebutkan bahwa pembangkitan sinyal dapat dilakukan dengan PC. Hal tersebut dapat mempermudah perancang dalam pengaturan frekuensi, karena untuk mengatur frekuensi sesuai dengan kebutuhan, dapat dilakukan dengan merubah tuning word saja. Hal ini jelas membuat pengaturan frekuensi lebih mudah dan praktis. Pemeliharaan lebih mudah. Dengan DDS penggunaan beberapa komponen elektronik dapat ditekan sehingga dapat mempermudah pemeliharaan, sedangkan tanpa DDS dibutuhka IC atau komponen elektrinik yang lebih banyak. Dengan satu sistem DDS, dapat dihasilkan dua atau lebih sinyal dengan frekuensi berbeda, sedangkan pada sistem manual diperlukan beberapa alat untuk menghasilkan beberapa frekuensi yang berbeda. Untuk mendapatkan sinyal dengan resolusi tinggi, maka dibutuhkan bit accumulator yang besar dengan tuning word kecil.

[2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9]

[11]

[12] [13] [14]

[15] [16]

[17]

[18]

DAFTAR PUSTAKA [1]

[10]

1999 . “A Technical Tutorial on Digital Signal Synthesis”. Analog Devices. Baracskai, Melinda. Horvart, Richard. Dr. Olah, Ferenc. “CW and FM-CW Radar Adaptation for Vehicles Technology”. Crawford,James. “Frequency Synthesizer Design Handbook”. London : Artect House Gentile, Ken. Brandon, David. Haris, ted. 2003. “Direct Digital Synthesizer Primer”. www.ieee.li/pdf/viewgraphs_dds.pdf http://google.com/pro3.pdf http://en.wikipedia.org/wiki/Electromagnetic_sp ectrum.pdf http://en.wikipedia.org/wiki/radar.pdf http://www.fas.org/man/dod101/navy/docs/es310/syllabus.htm Khrisnan, Sudarsan. 2000. “Modeling and Simulation Analysis of an FMCW Radar for

[19]

[20] [21] [22] [23] [24]

136

Measuring Snow Thickness”. Thesis : University of Madras. www.ittc.ku.edu/research/thesis/documents/ sudarsan_krishnan_thesis.pdf Koh. 2001. “FMCW Radar Overview”. Engineer Research and Development Center : US Army Corps of Enginer. www.nohrsc.nws.gov/~cline/clp/meetings/boul der_nov01/ presentations/koh_fmcw.ppt Kurniawan, Usman, Uke. “Modul 05 Transmisi Telekomunikasi”. STT Telkom : Lab Siskom. www.stttelkom.ac.id/staf/UKU/Handout%20PT 1123-DASTEL/Modul%235.Transmisi.ppt Matlab R2007a. copyright 1984-2007. help. filter. Murphy, Eva. 2004. “All About Direct Digital Synthesizer”. Analog Dialogue. http://www.analog.com/analogdialogue Prentiss, Dylan. “Characteristics of Radar”. Department of Geography : University of California. www.kasim.faizal.googlepages.com/sistemterm alradar050607 kuliah.doc Rev, AA. “Basic Principal of Radar”. Inggris. www.emersonprocess.com/rosemount/documen t/tds/3209tds.pdf RNDr Nebus, Frantisek,PhD. Prof. Ing. Kus, Zdenek, CSc. Doc. Ing. Kurty, Jan, PhD. Ing. Sostronek, Mikulas. “FMCW Sensor Evaluation and Real Signals Analysis”. Military Academy : Dept. of Radioelectronic. www.urel.feec.vutbr.cz/ra2008/archive/ra2002/ pdf/54.pdf Shrimali, Shashikant, B.E. 2007. “Direct Digital Frequency Synthesizer”. Thesis Master of Science : Texas Tech University. www.etd.lib.ttu.edu/theses/available/etd03282007111418/unrestricted/Shrimali_Shashikant_Thesi s.pdf Winkler, Simon. “High Speed DDS Controlled Radar System for Identification of Surface Acoustic Wave Tags During Translational Motion”. Johanes Kepler Universitat Linz. www.diploma%20thesis%20short%20descripti on%20Simone%20 Winkler.pdf Wojtkiewijt, Andrzej. Misiurewicz, Jacek. “Two Domensional Signal Processing in FMCW Radar”. Instytut Podstaw Elektroniki. www.diploma%20thesis%20short%20descripti on%20Simone%20 Winkler.pdf www.google.com/katalog/itb/tugasakhir www.heja.szif.hu/TAR/TAR-070416A/tar070416a.pdf www.owlnet.rice.edu/~nava201/presentations/L ecture03.ppt www.te.ugm.ac.id/~warsun/telkom/presentasi/k om_radio/kel% 202/Modulasi%20Analog.ppt www.te.ugm.ac.id/~warsun/telkom/presentasi/k om_radio/kel3/ Telekomunikasi%20Radio.ppt


Desain dan Realisasi Struktur Penunjang Fisik Sistem Antena Radar Pantai Pamungkas Daud, Yuyu Wahyu, Mashury, Folin Oktafiani, Sulistyaningsih, Sri Hardiati Pusat Penelitian Elektronika dan Telekomunikasi - LIPI Kampus LIPI Gd. 20 Lt. 4 Jl. Sangkuriang Bandung - INDONESIA 40135 Phone. +62 22 2504660 Fax. +62 22 2504659 Email. [email protected] ABSTRACT The design and realization of physical supporting structures for coastal radar antenna system has been done. The physical antenna supporting structures such as Reflector and other mechanical structures also Radome for protecting electronic antenna circuits from unfriendly environmental situations such as heavy rain, humidity and others was ready for applied. Rotor for rotating the whole antenna system which has speed specification 20 - 50 rpm (tuneable) for load weight more less than 100 kg was still in progress. This paper illustrate how far the design and implementations has been made. Keywords : Electronic, Antenna, Radome, Rotor ABSTRAK Pada makalah ini diuraikan perancangan struktur fisik antena Radar pantai serta sistem penunjang fisik antena yang terdiri dari bagian pemantul dan struktur mekanik lainnya beserta pelindung bagian elektronik antena (Radome) dan Rotor yang masih dalam tahap perancangan sebagai motor penggeraknya. Pembuatan sistem pelindung radome menggunakan bahan polycarbon sehingga tidak terlalu berat, sedangkan untuk motor penggeraknya digunakan motor servo dengan kecepatan putar berkisar antara 20rpm s/d 50rpm (bisa diatur) untuk beban dibawah 100 kg. Kata kunci : Elektronik, Antena, Radome, Rotor

1. PENDAHULUAN Dalam pengembangan sistem radar perlu dikembangkan sistem antena sebagai pendukungnya. Antena sebagai instrument awal penangkap sinyal yang dipantulkan suatu objek lalu ditangkap oleh antena penerima yang kemudian untuk seterusnya diproses untuk dijadikan data berupa image atau tampilan visual pada display unit. Pada makalah ini dipaparkan tentang perancangan dan pembuatan Struktur Konstruksi Penunjang antena untuk sistem Radar pantai yang bekerja pada frekuensi 9,4 Ghz beserta realisai dari struktur kontruksi penunjang sistem antena radar tersebut. Tujuan akhir penelitian ini adalah untuk mendukung pengembangan sistem antena radar pantai sehingga membantu terwujudnya suatu sistem radar pantai yang fungsional untuk menjaga kedaulatan wilayah NKRI di laut.

Kelengkungan bidang pemantul (reflektor) mengikuti persaman yang sudah ditentukan Kecepatan Rotasi berkisar antara 20 rpm s/d 50 rpm (tunable) Panjang Fisik 153,4 cm dan lebar 63,2 cm Penggunaan Absorber untuk meredam interferensi antara antena pemancar (Tx) dan antena penerima (Rx) Bahan Struktur Fisik terbuat dari logam aluminium, fiber Bahan Radome terbuat dari fiberglass + policarbon Berat Total antara 70 kg s/d 100 kg Menggunakan Motor Servo sebagai penggerak Lokasi penempatan di tepi pantai Tinggi penempatan antena 40 meter dari bawah permukaan tepi pantai menggunakan menara

Dengan spesifikasi yang telah ditentukan tersebut maka dapat dilakukan perancangan antena dengan melakukan perhitungan dan bantuan software AutoCad untuk visualisasi gambar 3 dimensi (3D) sehingga memudahkan untuk koreksi bila akan diadakan perubahan-perubahan yang diperlukan.

2. PERANCANGAN DAN SIMULASI Perancangan sistem antena ini dibantu dengan simulasi menggunakan software husus untuk perhitungan struktur maupun kelenturan dari materi-materi yang digunakan. Spesifikasi dari struktur fisik penunjang sistem antena radar pantai yang dibuat adalah sbb:

137


Berikut adalah hasil gambar dari skema kontruksi antena yang dirancang :

Gambar 1. Skema Kontruksi Antena berikut ukurannya SIDE VIEW

Gambar 5. Struktur Konstruksi Antena Tampak Samping

Reflector Radome

Electronics & RF (RX)

Bracket

Tuning plate (distance to reflector adjustable)

Non-metallic pin

Patch module (distance to reflector adjustable)

Bracket (non-metallic)

Absorber To LNA

1-8 power divider

Semi-rigid cable

Electronics & RF (TX)

Rotor

Stator

To MPA

Gambar 6. Struktur Konstruksi Antena Tampak Belakang

Slip rings / rotary joint Rotor axis

3. REALISASI DAN BAHASAN Bentuk dari struktur fisik konstruksi antenna yang telah dibuat dapat dilihat pada gambar 6,7,8 dan 9. Pada gambar 6. terlihat konstruksi Antena bagian depan tersusun banjar dari 8 dudukan untuk 8 modul antena Mikrostrip Patch Array sebagai Antena penerima (Receiver), dan satu banjar lagi terdiri dari 8 dudukan dibagian atas untuk posisi 8 modul antena mikrostrip patch array sebagai antena pemancar (Transmitter). Total gain yang diharapkan dari konfigurasi antena ini adalah sebesar 23 dB.

Gambar 2. Struktur Konstruksi Antena Penampang potongan samping

2.1 Hasil Desain dalam bentuk 3 Dimensi Hasil desain dan simulasi yang didapat dalam bentuk 3D dapat dilihat pada gambar 3,4,5 dan gambar 6.

Gambar 3. Struktur Konstruksi Antena Tampak Depan

Gambar 6. Struktur Konstruksi Antena yang sudah jadi Tampak Depan dan Posisi Dudukan Antena

Gambar 4. Struktur Konstruksi Antena Bagian dalam dari Samping

138


rangkaian elektroniknya mempunyai umur yang panjang dan tidak mudah rusak.

Gambar 7. Struktur Konstruksi Antena yang sudah jadi tampak Atas

Gambar 11. Radome Posisi Samping

Gambar 8. Struktur Konstruksi Antena yang sudah jadi Tampak Samping Gambar 12. Radome Posisi Depan

Gambar 9. Struktur Konstruksi Antena yang sudah jadi Tampak belakang Gambar 13. Panel Modul-modul Rangkaian RF yg.akan ditempatkan dibagian belakang konstruksi antena

4. KESIMPULAN Gambar 10. 1 Modul Antena mikrostrip patch array

Struktur Konstruksi Penunjang antena Radar pantai dirancang dengan beberapa pertimbangan yang cukup rumit dalam implementasinya, dimana dudukan untuk modul-modul antenanya harus dapat diseting baik dalam arah maju-mundur maupun pergerakan arah horisontal serta menganggukmaupun tengadah (tilting), bidang reflektor harus betul-betul sesuai dengan persamaan kelengkungan yang diminta dan untuk kepentingan matching impedance bidang lengkung tersebut harus bisa diatur secara manual (tuning plate). Untuk menghindari terjadinya interferensi antara antena Pemancar (Tx) dan antena Penerima (Rx) disisipkan absorber diantara keduanya. Penggunaan Rotor untuk pemutar perlu pertimbangan dan pemikiran yang hati-hati serta cermat karena harus mempertimbangkan kecepatan angin, beban

Gambar 10. Tempat Dudukan Modul Antena

Radome sebagai proteksi rangkaian-rangkaian elektronik dan modul-modul antena terhadap kondisi cuaca seperti : Kelembaban, Hujan dan halhal lain yang bisa merusak sistem antena tersebut. Sehingga diharapkan sistem antena berikut

139


maupun momen inertia dari total keseluruhan berat sistem antena tersebut.

UCAPAN TERIMA KASIH Kegiatan penelitian ini menggunakan anggaran DIPA LIPI tahun 2007. Penulis mengucapkan terima kasih atas kerja samanya kepada Laboratorium Telekomunikasi PPET - LIPI yang telah memberikan fasilitas dalam pembuatan dan pengukuran alat. Dan semua pihak yang telah membantu dan partisipasinya dalam penelitian ini.

DAFTAR PUSTAKA [1] P.Daud, Laporan Akhir DIPA Radar Maritim PPET-LIPI, 2007. [2] J.D. Kraus, R.J. Marhefka, Antennas: For All Applications, Tata McGraw-Hill Publishing Company Ltd, New Delhi, 2002. [3] T.A. Milligan, Modern Antenna Design:2nd Edition, Wiley Interscience, 2005. [4] M. Wahab, Y. Wahyu, A.A. Pramudita, P. Daud, Coupled Patch Array Antenna for Surveillance Radar, Proceeding of TSSA 2007, ITB, 2007.

140


Aplikasi “Mobile Weather Radar” di Indonesia Tri Handoko Seto, Findy Renggono, Mimin Karmini, Rino B. Yahya, dan Samsul Bahri UPT Hujan Buatan BPP Teknologi Gd. I BPP Teknologi lt.19, Jl. M. H. Thamrin no 8 Jakarta Telp: (021)318841, Fax: (021)9206225. Email: [email protected] ABSTRACT Unit Pelaksana Teknis Hujan Buatan (UPT HB) Badan Pengkajian dan Penerapan Teknologi (BPPT) telah berpengalaman mengoperasikan radar meteorologi baik itu radar cuaca maupun radar atmosfer. Radar terbaru yang dimiliki oleh UPT Hujan Buatan adalah sebuah “mobile weather radar”, yaitu radar cuaca (x-band) Doppler yang diinstal pada sebuah mobil. Radar ini mempunyai jangkauan radius 150km dengan elevasi scan yang bias diatur mulai 0-90 derajat. Mobile weather radar ini didesain sedemikian rupa sehingga bisa melakukan perjalanan ke manapun baik melalui darat maupun udara. Untuk perjalanan darat, radar didesain agar cukup kuat untuk mengalami goncangan di perjalanan. Sedangkan untuk perjalanan udara, radar didesain untuk bisa diangkut menggunakan pesawat Hercules milik TNI-AU. Fungsi utama radar ini adalah untuk mendukung operasional TMC (teknologi modifikasi cuaca) di Indonesia. Akan tetapi, kemudahannya untuk berpindah-pindah ke seluruh wilayah Indonesia dan persiapan pengoperasian yang hanya sekitar 1 jam ini memungkinkan radar ini dioperasikan untuk berbagai keperluan yang orde waktunya hanya sehari sekalipun. Radar ini sangat berguna untuk melakukan pemantauan awan terkait kemungkinan banjir pada suatu wilayah yang dicurigai. Bahkan radar ini juga berguna untuk mengamati pertumbuhan awan yang berpotensi mengganggu kegiatan penting para pejabat negara atau perusahaan.

1.

PENDAHULUAN

Teknologi radar di dunia semakin maju. Kalau sepuluhan tahun yang lalu kebanyakan radar masih menggunakan system magnetron yang mensyaratkan daya listrik dan ukuran radar yang besar, maka akhirakhir ini penggunaan teknologi solid state telah menjadikan radar lebih kecil baik dari segi ukuran maupun daya listrik yang diperlukan. Dengan kemajuan ini maka radar tidak harus diinstal secara permanent di suatu tempat. Jika diperlukan, maka radar bias dengan mudah dipindahkan dan diinstal di tempat lain. Bahkan radar bias diinstal di sebuah mobil sehingga bias dengan sangat mudah dipindahkan dari suatu tempat ke tempat yang lain. Unit Pelaksana Teknis Hujan Buatan (UPT HB) Badan Pengkajian dan Penerapan Teknologi (BPPT) telah berpengalaman mengoperasikan radar cuaca (xband) sejak tahun 1998 ketika bekerjasama dengan Atmospheric Incorporated ketika mengerjakan proyek hujan buatan di Sorowako Sulawesi Selatan untuk mengisi danau Matano, Mahalona, dan Towuti atas permintaan PT. INCO. Kemudian sejak tahun tahun 2004, UPTHB bekerjasama dengan Weather Modification Incorporated mengoperasikan radar cuaca tipe C-band Doppler. Juga dalam rangka hujan buatan atas permintaan PT. INCO. Sejak tahun 2006 hingga sekarang, UPTHB telah mengoperasikan sendiri radar tersebut. Baru-baru ini, UPTHB telah memiliki sendiri radar cuaca tipe x-band Doppler yang diinstal di sebuah mobil sehingga bisa dioperasikan di mana saja. Mobile weather radar ini didesain sedemikian rupa sehingga bisa melakukan perjalanan

ke manapun baik melalui darat maupun udara. Untuk perjalanan darat, radar didesain agar cukup kuat untuk mengalami goncangan di perjalanan. Sedangkan untuk perjalanan udara, radar didesain untuk bisa diangkut menggunakan pesawat Hercules milik TNI-AU. Fungsi utama radar ini adalah untuk mendukung operasional TMC (teknologi modifikasi cuaca) di Indonesia. Akan tetapi, kemudahannya untuk berpindah-pindah ke seluruh wilayah Indonesia dan persiapan pengoperasian yang hanya sekitar 1 jam ini memungkinkan radar ini dioperasikan untuk berbagai keperluan yang orde waktunya hanya sehari sekalipun. Radar ini sangat berguna untuk melakukan pemantauan awan terkait kemungkinan banjir pada suatu wilayah yang dicurigai. Bahkan radar ini juga berguna untuk mengamati pertumbuhan awan yang berpotensi mengganggu kegiatan penting para pejabat negara atau perusahaan.

2.

RADAR X-BAND

Weather mobile radar yang dimiliki UPT Hujan Buatan adalah sebuah radar x-band Doppler buatan EWR Weather Radar dengan nama E700XD. Spesifiaksi E700XD Spesifikasi teknis radar ini adalah sebagai berikut: Applications Tactical/Portable, Field Installations or Fixed Base Installations

141


Mounting Optional Pneumatic Mast, Vehicle or Tower Mounting Systems Range 100 NM Doppler, 240 NM Theoretical Antenna Slotted Array Flat Plate, Lightweight Aluminum or Parabolic Dish Size 30” Diameter Standard Portable, (3’, 4’ and 6’ Available) Beam Width 3.6 Degrees, (2.2° - 4’ and 1.1° - 6’) Gain 34.7 dB min. Standard Antenna, (38 dB min. 4’, 42 dB min. - 6’) Tilt (vertical scan) 0 through +90 Degrees Azimuth 360 Degree Rotation Plus User Specified Sector Scanning

Grounding Protection Included Lightning Dispersion System Optional Receiver/Transmitter EWR Solid State Transmitter (no magnetron or TWT frequency fluctuations) Transmit Power 200 Watts Minimum Fully Coherent on Transmit with Pulse Compression (equivalent to 12,620 watts) Frequency 9.345GHz, User Tunable Within +/-25 MHz Workstation/Software Pentium IV Laptop or Desktop, Windows XP Operating System EWR Weather ScoutTM and Sigmet IrisTM Software Packages Control Unit/Power Supply 120V 60Hz/240V 50 Hz Switchable, 48V Power Supply Cables 100’ Main Cables Included Shipping/Storage Cases Optional Heavy Duty Plastic with Foam Liners and Wheels

Spesifikasi Operasional E700XD Sementara untuk keperluan spesifikasinya adalah sebagai berikut:

Gambar 1. Antena E700XD yang terpasang di atas mobil (atas) dan mobil tempat diinstalnya radar (bawah).

Radome Dimensions 32” Diameter x 54” Height Weight 125 lbs. Construction White UV Resistant ABS Shell &/or Fiberglass Composite Safety Beacon Included

operasional,

Operating Frequency X Band, 9.345 GHz, User Tunable Within +/-25 MHz RF Power Output 200 Watts min. at Antenna, Solid State transmitter with Pulse Compression (equivalent to 12,620 watts) Signal Processor Sigmet RVP8 as used in the NEXRAD System Ground Clutter Suppression Included Pulse Repetition Rates 500, 1000, 2000 PPS Pulse Widths Before Compression 10, 40 and 75 Microseconds Pulse Width After Pulse Compression < 1 Microsecond Compression Processing Gain 15 – 18 dB Maximum Unambiguous Velocity No Unfolding 15 m/s Two Times Unfolding 30 m/s, Three Times Unfolding 45 m/s, Four Times Unfolding 60 m/s Meteorological Products - 20+ Available All Sigmet Iris Products Plus NEXRAD Level III Precipitation Levels 24 Levels from 2 to 66 dBz Typical Rainfall Reflectivity at 92 Km1 11.4 dBz Range 150 km (max theoretical limited by earth’s curvature) Doppler Detection Range 100 km Clear Air Detection Range 50 km at 75 Microseconds Standard Antenna2 30” Diameter, Flat Plate Slotted Array Antenna Gain 35 dB Antenna 3dB Beamwidth 3.6 Degrees Antenna Side Lobe Level -25 dB (minimum) Azimuth Scan Rate 360 Degrees at 20° per Second

142


Antenna Elevation Limits 0 to +90 degrees Radome Size Height 54”, Diameter 32” Weight 125lbs Operating Voltage 120v 60Hz or 240v 50 Hz 1. Using the Standard 30” Flat Plate Antenna 2. Other antenna sizes with smaller beam widths available as special order item. 3. Grounding Protection Included, Lightning Dispersion System Optional Patents Pending note: specifications are subject to change without notice.

Gambar 2. Contoh hasil pemantauan awan di Bandung menggunakan radar E700XD

3.

APLIKASI

Kegiatan penyemaian awan dengan memanfaatkan teknologi radar cuaca sebagai alat bantu untuk menentukan lokasi awan yang muncul di daerah operasi sudah dimulai oleh UPT Hujan Buatan, BPPT sejak tahun 1997 di Sorowako, Sulawesi Selatan. Kegiatan ini bertujuan untuk meningkatkan curah hujan di DAS (Daerah Aliran Sungai) Larona guna mengisi danau Matano (166 km2), Mahalona (24 km2) dan Towuti (562 km2). Aliran yang masuk ke tiga danau tersebut digunakan untuk memutar turbin PLTA Larona dan PLTA Balambano, sebagai sumber listrik utama dari pertambangan nikel PT. Inco Indonesia. Posisi geografis DAS Larona (Gambar 3) dekat equator dan diapit oleh Teluk Bone di sebelah barat dan Teluk Tolo di sebelah timur, membuat daerah ini pempunyai karakteristik hujan yang khas. Adanya badan air laut di sebelah barat maupun di sebelah timur, serta lokasinya yang dekat equator menyebabkan hujan dapat terjadi pada kondisi angin baratan maupun angin timuran. Adanya badan air yang cukup besar pada DAS  dari ketiga danau  menyebabkan dinamika sirkulasi lokal cukup signifikan mempengaruhi pola cuaca dan kejadian hujan di daerah tersebut. Untuk itulah digunakan radar cuaca agar dapat memantau lokasi kemunculan awan hujan di dalam DAS.

Gambar 3. Peta DAS Larona

Saat ini radar yang digunakan untuk mengamati awan yang tumbuh di atas DAS Larona seluas 2477 km2 adalah sebuah C-band radar tipe WSR-74C (Gambar 4). Weather Surveillance Radar yang mempunyai panjang gelombang 5.4 cm ini, dipasang di bandara Sorowako (2.53LS, 121.35BT, 423m) di tepi danau Matano. Dengan kemampuannya memantau sampai lebih dari 200 km, radar ini mampu mendeteksi awan hujan di dalam maupun yang akan masuk ke wilayah target. Penggunaan piranti lunak TITAN (Dixon and Weiner, 1993) dalam system ini sangat membantu dalam kegiatan penyemaian awan. Piranti lunak ini mempunyai kemampuan untuk menampilkan dan menyimpan data hasil pengamatan radar. Dengan TITAN, karakteristik hujan badai (rainstorms) dapat dipantau sehinga dapat menganalisa: 1) bentuk skala besar dari badai, 2) frekuensi kemunculannya, 3) distribusi spasialnya dan, 4) histori dari ukuran dan intensitasnya. Selain itu, data dari radar yang masuk ke TITAN juga digabung dengan data dari “airlink”, yaitu sebuah alat yang dapat menentukan posisi pesawat. Dengan airlink, lokasi pesawat dan lokasi awan yang potensial untukdisemai dapat dilihat bersamaan dalam satu layar monitor, sehingga memudahkan pimpinan operasi untuk mengendalikan operasi penyemaian awan dari ruang control di bawah radar.

143

Gambar 4. Radar C-band tipe WSR-74C


4. 1.

2.

KESIMPULAN

UPT Hujan Buatan BPPT memiliki sebuah “mobile weather radar” yang bisa mempunyai kemampuan mendeteksi pertumbuhan awan hingga radius 150km. Sifatnya yang mobile membuat radar ini bisa dipindah-pindahkan ke mana saja sesuai yang diinginkan. Selain untuk keperluan operasional penerapan Teknologi Modifiaksi Cuaca (TMC), radar ini bisa juga digunakan untuk keperluan penelitian yang terkait dengan cuaca. Bahkan radar ini juga bisa digunakan untuk keeprluan non-riset misalnya acara-acara kenegaraan yang dihadiri oleh para pejabat dan tamu Negara yang memerlukan pemantauan cuaca demi kelancaran acara.

144


Aplikasi Taper Chebychev pada Sistem Antena WLAN Rudy Yuwono, Achmad Teknik Elektro Universitas Brawijaya Jl. MT. Haryono 169 Malang Indonesia Telp. 0341 571260 Fax 0341 580801 Email: [email protected] ABSTRACT In this paper, a synthesis technique for Impedance Matching structures to be employed in Patch Antena layout is presented. The basic idea is to match the Antena impedance with Amplifier system through a transmission line properly designed via Chebychev Taper formula. The theory presented is applied here to synthesize an antenna for WLAN working at 2.4 GHz. The numerical results presented show the capabilities of the proposed approach. Keywords : Chebychev Taper, synthesis techniques. ABSTRAK Dalam paper ini, akan dipaparkan teknik sintesis untuk struktur penyesuai impedansi yang dilibatkan dalam desain Antena Patch. Ide dasarnya adalah bagaimana menyesuaikan impedansi Antena dengan sistem penguat memanfaatkan saluran transmisi yang telah diperlakukan, menggunakan formula Taper Chebychev. Teori yang dipaparkan disini diaplikasikan pada desain antenna untuk frekuensi 2.4 GHz (aplikasi WLAN). Hasil perhitungan numerik yang dipaparkan digunakan sebagai dasar untuk menunjukkan kinerja dari pedekatan yang diberikan. Kata kunci : Taper Chebychev, teknik sintesis

kelemahan dari segi BW dan dimensi [1,2]. Struktur berbentuk Taper mempunyai keunggulan dari segi BW. Kendala utama struktur Taper adalah pada penentuan model distribusi impedansi yang digunakan. Model distribusi impedansi berkaitan erat dengan sebaran koefisien pantul yang dihasilkan. Dari penelusuran penulis terdapat 3 macam model yang umum digunakan, yaitu Eksponensial, Segitiga dan Chebychev. Meskipun struktur-struktur ini adalah struktur-struktur klasik, akan tetapi struktur ini masih efektif untuk digunakan sebagai penyesuai impedansi yang efisien. Dalam paper ini penulis menggunakan struktur Chebychev untuk melakukan proses transformasi impedansi dari penguat ke antena mikrostrip (Patch Antena). Tujuan utama dari paper ini adalah untuk mendapatkan teknik yang efisien dalam sintesa penyesuai impedansi berbasis Taper Chebycev berkaitan dengan bentuk geometri dan karakteristik elektriknya. Paper ini dibagi atas 4 bagian utama, yaitu: Pendahuluan, Teori dasar, Perencanaan dan Analisis.

1. PENDAHULUAN Penyesuai Impedansi adalah sistem yang selalu ditemui dalam sirkit-sirkit frekuensi tinggi dan gelombang mikro. Konsep dasarnya suatu penyesuai impedansi adalah sebuah tranformator yang mempunyai kemampuan untuk melakukan proses transformasi dari satu nilai impedansi ke nilai impedansi lain. Proses transformasi tersebut terutama diperlukan agar sistem pemancar dapat menyalurkan energi secara optimum menuju beban (antena). Pada dasarnya penyesuai impedansi dibagi atas 2 keluarga besar, yaitu: penyesuai impedansi menggunakan komponen Lumped dan penyesuai impedansi menggunakan saluran transmisi. Penggunaan komponen Lumped terutama pada sirkit-sirkit frekuensi rendah dengan daya rendah, sedangkan untuk sirkit frekuensi tinggi dan microwave banyak digunakan saluran transmisi sebagai bahan dasar pembuatan penyesuai impedansi. Dewasa ini usaha untuk pengembangan struktur penyesuai impedansi telah demikian pesatnya. Pada dasarnya pengembangan tersebut adalah pencarian struktur yang memiliki sifat tak merugi (Lossless), mempunyai jangka kerja yang lebar (Wide B W) dan yang terutama adalah dimensi yang cukup kecil untuk dapat diintegrasikan pada struktur antenna mikrostrip misalnya. Struktur-struktur seperti trafo 1/4λ, multisection 1/4λ dan stub adalah struktur yang umum digunakan, akan tetapi mempunyai

2. TEORI DASAR Secara umum teori tentang penyesuai impedansi dapat dinyatakan sebagai berikut: Jika terdapat suatu sumber dengan impedansi sumber sebesar Zs dan terhubung pada suatu beban dengan impedansi sebesar ZL maka kondisi Match (sepadan) akan tercapai jika terpenuhi [2]:

145


Zs = Z

*

Γi =

(1)

L

Jika kondisi tersebut tidak tercapai, maka diperlukan sistem lain yang dapat mentransformasikan impedansi Zs ke impedansi ZL. Sistem penyesuai impedansi ini secara diagram dapat digambarkan sebagai berikut:

2

(3)

dengan L : panjang Taper β : konst. Fasa = (2π/λ) ZL : Impedansi beban Distribusi nilai koefisien pantul dari Taper dapat digambarkan sebagai berikut:

Penyesuai Impedansi

Zs

cos L β 2 − β 0 1 − jβ L e ln Z L 2 cosh β o L

ZL

Z*s Z*L

Gambar 3. Distribusi koefisien pantul dari Taper Chebychev

Gambar 1. Ilustrasi Penyesuai Impedansi

Jika panjang L dan βo bernilai tetap, maka nilai koef. pantul minimum yang dapat dicapai taper adalah sebesar [2]:

Dari Gambar 1. terlihat bahwa pada dasarnya penyesuai impedansi akan menyepadankan impedansi sumber sedemikian rupa sehingga terdapat transfer energi yang optimum dari sumber menuju penyesuai impedansi. Jika penyesuai impedansi tersebut mempunyai rugi-rugi penyisipan yang cukup kecil, maka pada sisi beban, impedansi ZL akan memandang impedansi output sistem sebagai sumber energi baru dengan impedansi output sebesar Z*L. Kondisi ini menyebabkan energi yang disalurkan lewat penyesuai impedansi akan tersalurkan secara optimum menuju beban ZL. Jika kondisi ini dicermati secara umum, maka dapat dikatakan bahwa penyesuai impedansi ini adalah piranti yang menyebabkan kondisi persamaan (1) terpenuhi. Struktur Taper adalah suatu struktur yang dapat melaksanakan proses transformasi impedansi Zs menuju ZL dimana nilai impedansi karakteristik struktur tersebut terdistribusi secara tak uniform sepanjang L.

cosh β o L =

ln Z L 2ρm

(4)

Nilai distribusi impedansi karakteristik dari taper sepanjang L dapat dinyatakan sebagai [2.3]: ⎛ p 1 p + − ln Z = ⎜⎜ ⎝ 2π 2 2π cosh πµ 0 +

ln Z L π cosh πµ 0

∞

∑ n =0

⎞ ⎟⎟ ln Z L ⎠

cos π n − µ n 2

2

(5) o

sin np

dengan πµ 0 = β 0 L z − L/2 p = 2π L µ =

2L

λ

3. PERENCANAAN Penyesuai impedansi menggunakan Taper ini oleh penulis sedianya diaplikasikan pada antenna Patch yang bekerja pada frekuensi 2.4GHz (standart WLAN). Sebagai gambaran perhatikanlah sistem antena WLAN (Patch Antena) yang digunakan penulis sebagai obyek penelian berikut ini [4]

Gambar 2. Struktur Taper

Secara umum, nilai koefisien pantul pada sisi input dari taper dapat dinyatakan sebagai berikut [2]: L 1 d (2) Γi = ∫ e − j 2 β z ln Z dz 2 0 dz Jika distribusi impedansi karakteristik dari taper dibentuk mengikuti distribusi Chebychev, maka nilai koefisien pantulnya dapat dinyatakan sebagai [2,3]:

(

)

146


1.9 1.8 1.7 1.6 (ZL / Zo)

Gambar 4. Gambaran Antena Patch

Pada frekuensi 2.4GHz, antena patch tersebut akan menampilkan impedansi input sebesar 100 Ohm. Jika sistem penguat mempunyai impedansi output sebesar 50 Ohm, maka taper yang dirancang harus dapat melakukan proses transformasi dari 50 Ohm menjadi 100 Ohm. Dalam perencanaan ini penulis menggunakan 2 sampel taper dengan panjang (L) masing-masing adalah 5 dan 10 cm. Dalam tahap awal penelitian ini penulis melakukan analisis secara numerik terhadap sample tersebut, berkaitan dengan nilai koefisien pantul dan distribusi impedansi karakteristiknya. Hasil analisis tersebut dapat digambarkan sebagai berikut:

1.4 1.3 1.2 1.1 1 0

0.5

1

1.5

2

2.5 z(cm)

3

3.5

4

4.5

5

Gambar 7. Distribusi Z pada taper L=5 2 1.9 1.8 1.7

(ZL / Zo)

1.6

1

koef. pantul(norm)

1.5

1.5

0.9

1.4

0.8

1.3

0.7

1.2

0.6

1.1

0.5

1 0

0.4

1

2

3

4

5 z(cm)

6

7

8

9

10

Gambar 8. Distribusi Z pada taper L=10

0.3 0.2

Jika diperhatikan lebih seksama terhadap Gambar 6 dan Gambar 7, maka dapat ditarik suatu kesimpulan bahwa semakin panjang taper yang digunakan, semakin lambat perubahan impedansi karakteristik dari sisi input ke sisi output.

0.1 0

0

0.5

1

1.5 frekuensi

2

2.5

3 9

x 10

Gambar 5. Koefisien Pantul dari Taper L=5 1 0.9

4. KESIMPULAN

0.8

koef. pantul(norm)

0.7

Dalam paper ini telah dipaparkan teknik sederhana untuk mendesain sistem penyesuai impedansi berbasis Taper Chebychev. Penyesuai impedansi ini digunakan untuk menyesuaikan impedansi patch Antena ke sistem penguat. Dari hasil analisis numerik, didapatkan bahwa taper yang didesain dapat digunakan pada jangka frekuensi kerja (BW) yang cukup lebar.

0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 0

0

0.5

1

1.5 frekuensi

2

2.5

3 9

x 10

Gambar 6. Koefisien Pantul dari Taper L=10

5. SARAN

Dari Gambar 4 dan Gambar 5 terlihat bahwa panjang taper (L) berpengaruh pada letak 0 dan tinggi ripple pada daerah Pass Band. Penurunan nilai ripple akibat kenaikan nilai L tersebut mengikuti persamaan (4). Nilai distribusi Impedansi karakteristik dari taper sepanjang L dapat dihitung menggunakan persamaan (5). Untuk kasus yang digunakan, maka distribusi impedansi dari taper tersebut dapat digambarkan sebagai berikut:

Paper diatas merupakan hasil penelitian awal dari sistem penyesuai impedansi yang dikembangkan untuk frekuensi 2.4GHz. Saat ini penelitian masih dalam tahap implementasi dan pengembangan lebih lanjut. Hasil awal dari penelitian ini menunjukkan bahwa panjang Taper ini masih lebih panjang daripada trafo 1/4λ walaupun unggul dari segi BW. Disarankan untuk melakukan modifikasi pada

147


model distribusi Z agar panjang Taper dapat diminimkan. DAFTAR PUSTAKA [1] AmirHoseini, “WideBand or MultiBand Complex Impedance Matching Using Microstrip NonUniform Transmission Lines”, PIER 66 pp. 15-25.2006. [2] Collin. RE., “Foundation for Microwave Engineering”, McGraw Hill, USA.1996. [3] Bassam et al., A Chebyshev Tapered TEM Horn Antenna”, PIER.Vol 2 No.6. 2006 [4] Urbani et al., “Synthesis of Filtering Structures for Microstrip Antennas using Orlov’s Formula”, Journal ETRI, Vol.27, No. 2. 2005.

148


FOOT PRINT ANTENA ROLLED DIPOLE UNTUK GROUND PENETRATING RADAR (GPR) Yuyu Wahyu1), Yudi Yuliyus Maulana1), Folin Oktafiani1), A.A. Lestari2) 1) Pusat Penelitian Elektronika dan Telekomunikasi – LIPI Jl. Cisitu 21/ 154D Bandung 40135 Telp. 022 250 4660, 250 4661 Fax. 022 250 4659 Bandung, Indonesia 2) International Research Centre for Telecommunications and Radar – Indonesian Branch (IRCTR-IB), Email : [email protected], [email protected], [email protected], [email protected] ABSTRACT In GPR terminology antenna footprint is defined as a collection of the peak-to-peak amplitudes of the transmitted pulse in a horizontal plane. Antenna footprint indicates the shape and size of the area illuminated by the antenna on the ground surface or subsurface. Its importance lies in the fact that it determines the crossrange resolution of the GPR. If the size of the footprint is larger than the cross section of the target, it gives rise to clutter as the antenna illuminates not only the target but also the surrounding medium. Clutter can be maximally reduced if the size of the footprint is comparable with the cross section of the target. However, this is not always easily achieved as targets usually have different dimensions while the size of the antenna footprint remains fixed. In this work we investigate the footprint rolled dipole antenna which work at 600 MHz Keywords : GPR, rolled dipole antenna, footprint ABSTRAK Terminologi footprint antena dalam GPR adalah kumpulan gelombang peak to peak amplituda dari pulsa yang dipancarkan dalam bidang horizontal. Footprint antenna menunjukkan bentuk dan daerah yang terilluminasi oleh antena diatas permukaan dan dibawah tanah. Hal ini penting untuk menentukan resolusi daerah melintang dari GPR. Jika ukuran footprint lebih besar dari penampang melintang target maka akan meningkatkan clutter karena anrena akan mengiluminasi tidak hanya target tapi medium disekitarnya juga. Clutter dapat ditekan secara maksimal jika ukuran footprint mendekati penampang melintang target. Hal ini tidak selalu mudah dicapai karena target biasanya mempunyai dimensi yang berbeda sementara ukuran footprint antenna tetap. Penelitian ini melakukan pengukuran footprint antenna rolled dipole yang bekerja pada frekuensi 600 MHz. Kata Kunci : GPR, antena rolled dipole, footprint

Tahapan pertama yang kami lakukan pada penelitian ini adalah mendesain antena rolled dipole. Antena didesain untuk eksitasi pulsa monocycle dengan frekuensi rendah yang cocok untuk aplikasi-aplikasi GPR resolusi rendah. Karena frekuensi rendah maka dimensi antena menjadi panjang sehingga tidak efektif untuk digunakan di lapangan, oleh karena itu pada penelitian ini kami mencoba memperkecil dimensi antena dengan cara menggulung kawat. Geometri antena rolled dipole yang telah mempergunakan teknik tersebut ditunjukkan pada gambar 1. Panjang keseluruhan kawat untuk frekuensi 600 Mhz adalah 98 cm dan dengan menggulung kawat seperti pada gambar 1 panjang antena berkurang hingga menghasilkan panjang antena hanya 25 cm. Pemecahan kawat dimulai dari 6,7 cm dari feed point yaitu untuk pembebanan resistif dengan resistor berdasarkan profil Wu-King yang dapat didekati dengan profil pembebanan resistif.yang dapat dilihat pada gambar2 Pada masing-masing lengan dipol kami menggunakan 65 resistor dengan jarak pemisahan 1 cm. Jumlah resistor ini harus cukup untuk implementasi yang

1. PENDAHULUAN Ground Penetrating Radar (GPR) merupakan suatu alat yang digunakan untuk proses deteksi benda – benda yang berada di bawah tanah dengan tingkat kedalaman tertentu dengan menggunakan gelombang radio, biasanya dalam range 10 MHz sampai 1GHz . GPR dapat digunakan untuk memetakan kondisi geologi yang meliputi kedalaman batuan dasar, kedalaman skema air di bawah permukaan tanah, kedalaman dan ketebalan strata tanah dan sedimen di daratan dan di bawah permukaan air bersih, dan lokasi rongga-rongga di bawah permukaan tanah serta patahan batuan dasar. Aplikasi lain diantaranya digunakan untuk mengetahui keberadaan seperti pipa, drum, tangki, kabel, dan batuan-batuan besar, pemetaan lahan dan batasanbatasan saluran air, dan melaksanakan penelitian arkeologis.

2. ANTENA ROLLED DIPOLE

149


tepat dari profil Wu-King.

Gambar 1. Geometri antena rolled dipole

Gambar 3. Geometri antena dicetak pada FR4

Gambar 2. Profil Pembebanan Resistif untuk 10 resistor yang dapat menginterpolasi untuk harga resistor yang digunakan lebih banyak.

Gambar 4. Sistem Pengukuran Impedansi Input dengan kabel Twin Semi Rigid (TSR)

Untuk mengetahui unjuk kerja dari antena rolled dipole terlebih dahulu dilakukan simulasi agar dapat diketahui hasil yang diperoleh sesuai dengan yang diharapkan atau tidak. Simulasi dilakukan dengan menggunakan program FDTD dan NEC. Bentuk pulsa eksitasi yang digunakan pada simulasi ditunjukkan pada gambar 2. Antena yang telah didesain dicetak diatas papan PCB single layer, pada penelitian ini kami menggunakan FR4. Geometri antena yang telah dicetak pada FR4 ditunjukkan pada gambar 3. Metode yang digunakan pada pengukuran antena rolled dipole yaitu antena dicatu menggunakan kabel semi rigid (TSR) seperti ditunjukan pada gambar 4. Kabel TSR terdiri dari 2 kabel semi rigid terpisah yang saling berdekatan satu sama lain dan tersolder seluruhnya, menghasilkan line transmisi yang seimbang dengan impedansi karakteristik 100 (. Masing-masing ujung kabel TSR dihubungkan ke kanal GPR 50 ( yang berbeda-beda.

Gambar 5. Gelombang transmit medan dekat dari antena rolled dipole pada ruang bebas : (a). tanpa pembebanan, (b) dengan pembebanan (profil Wu-King).

Ujung dari kabel TSR dihubungkan dengan AUT (Antenna Under Test) sementara ujung yang lain dihubungkan dengan kabel coax 50 ohm ke port-1 dan port-2 dari VNA (Vector Network Analyzer). Parameter S11 dan S12 dari kedua port VNA diukur dan selanjutnya diproses menggunakan postprocessing software menggunakan Matlab. Dapat dilihat bahwa ketika antena tidak dibebani maka gelombang didominasi oleh refleksi internal seperti yang diperkirakan. Kami mencatat bahwa pada daerah medan dekat pantulan pertama dari akhir antena (antenna end) masih terpisah secara jelas dari pulsa utama yang diradiasikan dari feed point.

150


Ketika ditambahkan pembebanan resistif dengan profil Wu-King, seperti ditunjukan pada 5(b) dimana seluruh refleksi dieliminasi, hanya tinggal pulsa utama. Setup Pengukuran Footprint

(b) Gambar 8. Monopulsa 0.2-ns untuk membangkikan antena (a) Bentuk Gelombang, (b) Spektrum

Gambar 6. Antenna Under Test yang terpasang pada scanner

Scanner settings : • Scanning area 1.4x1.4 m2 • Distance between samples 1 cm in both directions • AUT – ground distance ca 3 cm

Antenna under test (AUT) dipasang pada scanner yang dipolarisasi sepanjang sumbu-x. Pengukuran dilakukan di IRCTR-TU DELFT Belanda Setup pengukuran ditunjukkan pada gambar pada gambar-7. Port 1 dan 2 dari AUT masing-masing dihubungkan ke chanel 1 dan 2 dari Head Sampling dengan 10m kabel RF. Antena pemancar berupa loop antenna berdiameter 3 cm yang ditanam didalam 17 cm dibawah permukaan pasir pada pusat scanner (x=y=0). Pengendalian dan data akuisisi dari digital sampling oscilloscope dilakukan secara otomatis menggunakan software dalam PC. Beberapa parameter pengukuran yang perlu diperhatikan : Sampling scope settings : • 10ns time windows • 1024 points • Dot averaging factor 128 • 2 channels acquired simultaneously

File-file Matlab C-scans adalah 3D arrays, dimensi adalah x, aimensi 2 adalah y dan dimenasi 3 adalah waktu

3. HASIL PENGUKURAN Dengan menggunakan fasilitas dan setup pengukuran seperti yang tersebut diatas footprint antena ditunjukkan pada gambar 9, gambar 10 dan gambar 11. Gambar 9 menujukkan footprint antena tegangan peak to peak yang ternormalisasi (dB) tehadap level yang paling tinggi yang berbentuk oval. Secara kuantitatif ukuran footprint terhadap levelnya terlihat pada table 1 : Tabel 1. Ukuran Footprint

Korvet Pulse (40dB attenuation)

Level (dB) 0 -10 -20

400 350 300

X(cm) 30 48 70

Y(cm) 60 80 120

Magnitude [mV]

250

Tabel 1 menunjukkan bahwa ukuran footprint akan meningkat dengan level yang makin rendah. Untuk. Pada level 0 dB atau level yang paling tinggi ukuran x = 30 cm, hal ini hampir sama dengan ukuran panjang antena sekitar 25 cm sedangkan ukuran y = 60 cm. Dengan demikian ukuran footprint dengan level yang paling tinggi untuk antena rolled dipole yang bekerja pada frekuensi 600 MHz dan panjang 25cm dengan ukuran 25 cm adalah berbentuk oval dengan x=30 cm dan y=60 cm. Gambar 10 menunjukkan spektrum footprint pada

200 150 100 50 0 -50

0

0.5

1

1.5

2 2.5 3 Timebase [ns]

3.5

4

4.5

5

(a)

151


APS Int. Symp. Digest, Vol. 3, pp. 484-487. [4] TP.Montoya, G.S.Smith, ,Aug.1996, ”A study of pulse radiation from several broad-band loaded monopoles”, IEE Trans.Antennas Propagat., vol.44,no.8,pp.1172-1182. [5] [T.T.Wu, R.W.P.King, May 1965 , ”The cylindrical antenna with non reflecting resistiv loading”, IEE Trans.Antennas Propagat., vol.AP-13, no.5, pp.369-373 [6] A.A. Lestari, Antennas for Improved Ground Penetrating Radar: Modeling Tools, Analysis and Design, Ph.D. Dissertation, ISBN 9076928-05-3, Delft University of Technology, The Netherlands, 2003. [7] A.A. Lestari, Y.A. Kirana, A.B. Suksmono, A. Kurniawan, E. Bharata, A.G. Yarovoy, L.P. Ligthart, “Compact UWB Radiator for ShortRange GPR Applications,” Proc. 10th International [8] Conference on Ground Penetrating Radar (GPR 2004), vol. 1, pp. 141-144, Delft, The Netherlands, Jun. 2004. [9] A. Yarovoy, R. de Jongh, L. Ligthart, “Ultrawideband sensor for electromagnetic field measurements in time domain,” Electr. Lett., vol. 36, no. 20, pp. 1679-1680, Sep. 2000. [10] A.A. Lestari, A.G. Yarovoy, L.P. Ligthart, “Ground influence on the input impedance of transient dipole and bow-tie antennas,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. 52, no. 8, pp. 1970-1975, Aug. 2004. [11] G.J. Burke, A.J. Poggio, Numerical Electromagnetic Code (NEC) – Method of Moments, NOSC TD-116, Naval Ocean Syst. Center, San Diego, CA, Jan. 1980. [12] A.A. Lestari, A.B. Suksmono, E. Bharata, A.G. Yarovoy, and L.P. Ligthart, “Small UWB antenna with improved efficiency for pulse radiation,” Proc. 2005 IEEE Int. Workshop AntennaTechnology (IWAT 2005), pp. 295-298, Singapore, Mar. 2005. [13] A.A. Lestari, Y.A. Kirana, A.B. Suksmono, E. Bharata, Applied research on Ground Penetrating Radar, Bow-tie Antenna, GPR antenna, Adaptive antenna, Ultra-wideband antennas, Supplemental Report (Project ID: IS 03143), no. IRCTR-S-041-04, Delft University of Technology, The Netherlands, Dec. 2004. [14] A.A. Lestari, W. Yogantara, A. Rufiyanto, F. Dahmir, K. Herusantoso, E.T. Rahardjo, A.G. Yarovoy and L.P. Ligthart, “Design and realization of a GPR antenna for hydrological application,” CD-ROM Proceedings of the 11th International Conference on Ground Penetrating Radar (GPR 2006), Columbus Ohio, USA, June 2006. [15] G. Mur, User’s Guide for FDTD3D; The C++ Finite-Difference Code for Electromagnetic Fields in Three Dimensions and Time, IRCTR

frekuensi yang berbeda-beda yaitu pada frekuensi : 400 MHz, 600 MHz, 1 GHz, 2 GHz, 3GHz dan 4 GHz. Dari gambar 10 dapat menunjukkan bahwa intensitas spectrum menurun sesuai dengan naiknya frekuensi. Sedangkan puncak dari spectrum ada pada ftrkuensi 600 MHz. hal ini sesuai dengan perancangan antena yang terjadi resonansi pada frekuensi 600 MHz. Gambar 11 menunjukkan spektrum dari bentuk gelombang yang diterima terhadap perpindahan arah X (Bidang-E) dan arah Y (Bidang-H). Untuk bidang-E puncak intensitas spektrum yang paling tinggi sekitar pada frekuensi 0,6 -1,5 GHz dengan ukuran x=30 cm dan intensitas tinggi pada frekuensi 0,5 – 2,25 GHz dengan ukuran x=40 cm. Sedangkan untuk bidang-H yang paling tinggi 0,6 – 1,5 Ghz dengan ukuran y=40 cm dan yang tinggi pada frekuensi 0,5 -2,25 GHz dengan ukuran y=100cm.

4. KESIMPULAN 1.

2.

3.

Antena rolled dipole dapat memperkecil dimensi antena tanpa merubah karakteristik dari antena dan dapat menekan ringing Antena rolled dipole memiliki footprint dengan puncak spectrum dengan resolusi paling tinggi pada ukuran x= 30 cm dan y=60 cm yang bekerja pada frekuensi 600 MHz sesuai dengan perancangan. Antena rolled dipole memiliki ukuran spketrum bidang-E yang lebih rendah dibandingkan dengan bidang-H dan puncak intensitas bekerja pada frekuensi dekitar 600 MHz seduai dengan perancangan

UCAPAN TERIMAKASIH Kami ucapkan terimakasih kepada Ir. Pascal Aubry staf peneliti laboratorium GPR di IRCTR-TU DELFT Belanda yang telah melakukan pengukuran.

DAFTAR PUSTAKA [1] Butler, C.M., Jul 1982, “The equivalent radius of a narrow conducting strip,”IEEE Trans. Antenna Propagat., vol. 30, no. 4, pp. 755758. [2] Lestari, A.A., A.G. yarovoy, L.P Ligthart, Oct. 2004, “ RC loaded bow-tie antenna for improved pulsa radiation,” IEEE Trans. Antenna Propagat., vol. 52, no. 10, pp. 25552563. [3] Morrow, I.L., J. Persijn, P. van Genderen, 2002 “Rolled edge ultra-wideband dipol antenna for GPR application,” 2002 IEEE

152


and Laboratory for Electromagnetic Research, Delft University of Technology, Delft, The Netherlands, May 2000. [16] A.G. Yarovoy, V. Kovalenko, F. Roth, A.D. Schukin, I.V. Kaploun, A.A. Lestari, L.P.

Ligthart, “Multi-waveform video impulse radar for landmine detection,” Invited paper, CD-ROM Proc. 28th General Assembly Int. Union Radio Science (URSIGA 2005), New Delhi, India, Oct. 2005.

153


Stepping Motor

Motor Control Unit CH1 RS232

Port1

AUT

LPT

Received Waveform 250 200 150 100

Tx Loop

50 0 -50 -100

Digital Sampling Converter

-150 -200 -250

0

5

10

15

Time [ns]

Control PC

Output Pulse 30

25

20

Pulse Generator

Voltage [V]

Voltage [mV]

Port 2

CH2

Sampling Head

15

10

5

0

-5

0

1

2

3

4

5 Time [ns]

6

7

8

9

10

Gambar 7. Setup Pengukuran Footprint Normalised peak to peak voltage in dB 60

-3 0

-1 0

-2 0

-1 0

20

-3 0

-1 0

-60

-3 0

-3 0

-2 0

-2 0

-40

0 -3

-1 0

-20

-2 0

-10

-3 0

-3 0

Y (cm)

-2 0

40

0

-3 0

-2 0

-2 0

-60

-40

-20

0 X (cm)

20

40

60

Gambar 9. Footprint Antena Tegangan Peak to Peak yang ternormalisasi (dB)

154


Gmabra 10.Footprint Antena dalam Spektrum Ternormalisasi (dB)

Gambar 11. Footprint Spektra ternormalisassi untuk Bidang E dan H

155

Prosiding SEMINAR RADAR NASIONAL Gedung Widya Graha LIPI Jakarta, 30 April 2008

Recommend Documents