packet DATA-DEMODULATOR

AFDELING DER ELEKTROTECHNIEK TECHNISCHE HOGESCHOOL EINDHOVEN VAKGROEP TELECOMMUNICATIE EC

ONTWERP EN REALISATIE VAN EEN C-MAC/packet DATA-DEMODULATOR

door H. L. H. M. Castermans

Verslag van het afstudeerwerk uitgevoerd van september 1983 tot mei 1984 Afstudeerhoogleraar: prof. dr. J. C. Arnbak Begeleider: ir. A. P. Verlijsdonk

De afdeling der elektrotechniek van de Technische Hogeschool Eindhoven aanvaardt geen verantwoordelijkheid voor de inhoud van stage- en afstudeerverslagen.

NOTATIE EN AFKORTINGEN 1. SAMENVATTING 2. INLEIDING 2.1 2.2 2.2.1 2.2.2 2.2.3

2

3 4

Televisiesatellieten 4 Het C-MAC/packet systeem 7 Inleiding 7 C-MAC/packet signaal voor TV-uitzendingen Flexibiliteit van het C-MAC/packet signaal

8 11

3. HET C-MAC/packet SIGNAAL · 12 3.1 3.2 3.2.1 3.2.2 3.3 3.3.1 3.3.2 3.3.3 3.3.4 3.3.5 3.3.5.1 3.3.5.2 3.4

Inleiding 12 Frequentie-modulatie 12 De parameters 13 Spectrum en SNR 14 2-4PSK 16 Waarom 2-4PSK ? 16 Spectrum 17 Differentiele codering en decodering 18 2-4PSK modulator 19 2-4PSK demodulator 20 Coherente demodulator 20 Demodulator met differentiele detectie 21 C-MAC/packet modulator 22

4. DE C-MAC/packet DATA-DEMODULATOR 4.1 4.1.1 4.2 4.2.1 4.2.2 4.3 4.3.1 4.3.2 4.3.2.1 4.3.2.2 4.4

25

Het satellietpad 25 Frequentieverschuiving 26 Klokterugwinning 29 Parallele klokterugwinning 29 Gated Phase Locked Loop 30 Draaggolfterugwinning 33 Een TI/2 - ongevoelige fasedetector 34 Een frequentie-vermenigvuldiger 38 Spectra 38 Filtering, CNR en loopbandbreedte 41 Metingen 45

5. CONCLUSIE EN AANBEVELINGEN LITERATUURLIJST

51

53

APPENDIX A: BLOKSCHEMA C-MAC/packet DATA-DEMODULATOR APPENDIX B: 4x VERMENIGVULDIGER B.1 B.2 B.3 B.4

58

Inleiding 58 De 4x vermenigvuldiger Het post-filter 60 Buffers 64

58

56

1

APPENDIX C: 8x VERMENIGVULDIGER EN DELERS C.1 C.2

De schakelingen Test 68

APPENDIX D: VCXO D.1 D.2 D.3

66

71

Inleiding 71 De oven 71 De oscillator

APPENDIX E: FASEDETECTOREN

72 75

APPENDIX F: LOOPFILTER EN LOeKDETECTOR F.1 F.2

Het loopfilter De loekdetector

78 79

APPENDIX G: 2-4PSK DEMODULATOR

81

G.1 G.2 G.2.1 G.2.2

66

78

Het ingangscircuit 81 Beslissingscircuit en decoder Circuitbeschrijving 83 Werking van het circuit 84

APPENDIX H: METINGEN MET DE 2-4PSK MODULATOR

83

89

2

NOTATIE EN AFKORTINGEN De in dit verslag gebruikte getalnotatie is gebaseerd op de Engelse. Door het bestuderen van veel Engelstalige literatuur is de schrijver zo vertrouwd geworden met deze notatie dat ze als vanzelfsprekend wordt beschouwd. De letter 'E' in een getal is bedoeld als grondtal '10' voor een macht. ALC

Automatic Level Control

AM

Amplitude Modulatie

BER

Bit Error Rate

CNR

Carrier to Noise Ratio

DBS

Direct Braadcasting by Satellite

EBU

European Braadcasting Union

EC

Vakgroep Telecommunicatie, TH Eindhoven

FDM

Frequency Division Multiplex

FM

Frequentie Modulatie

IF

Intermediate Frequency

MSK

Minimum Shift Keying

PAL

Phase Alternation on Lines

PLL

Phase Locked Loop

QPSK

Quaternary Phase Shift Keying

RF

Radio Frequency

rms

Root-Meau-Square

SECAM

Sequentie! à Memoire

SNR

Signal to Noise Ratio

TDM

Time Division Multiplex

TV

Televisie

3

1. SAMENVATTING

Na het reserveren van een frequentieband door de CCIR voor gebruik door omroepsatellieten voor directe TV-distributie is door de EBU een voorstel uitgewerkt voor een nieuwe standaard. Omdat de kanaalbandbreedte vastgelegd was, moest de nieuwe standaard hierop aangepast worden. Een standaard voor volledig digitale transmissie, die eigenlijk de voorkeur had viel hierdoor af, wegens de hoge pr1JS die voor een ontvanger betaald zou moeten worden als gebruik zou worden gemaakt van bandbreedte reducerende technieken. De nieuw gekozen standaard draagt de naam C-MAC/packet en combineert vanwege de diverse eisen analoge en digitale modulatietechnieken in tijdverdelingsmultiplex. De gebruikte analoge modulatiemethode (FM) en de nieuwe digitale modulatiemethode (2-4PSK) worden allereerst beschreven en aan de hand hiervan wordt het blokschema van een mogelijke C-MAC/packet modulator opgesteld. Omdat het de opdracht was de data, die in het C-MAC/packet signaal door middel van 2-4PSK meegezonden worden, te kunnen "lezen", moest een C-MAC/packet data-demodulator worden ontwikkeld. Het afleiden van de criteria voor het ontwerp en de bouw van een C-MAC/packet data-demodulator geschiedt in een afzonderlijk hoofdstuk. De uiteindelijk gerealiseerde circuits worden beschreven in de diverse appendices.

4

2. INLEIDING

2.1 Televisiesatellieten De mogelijkheid dat satellieten voor omroep doeleinden gebruikt gaan worden (Direct Braadcasting by Satellite, DBS), werd voor het eerst officieel bevestigd tijdens de World Broadcasting-Satellite Administrative Radio Conference (WARC-BS '77) in 1977. Bij DBS wordt ervan uitgegaan dat in elk land een zendend satellietgrondstation aanwezig is. Dit grondstation is in staat via de satelliet het gehele land te bestrijken. TV-programma's die via dit grondstation worden uitgezonden kunnen zo in het gehele land worden ontvangen. Daar ook een gedeelte van het door de satelliet uitgezonden vermogen in het buitenland terechtkomt zal ook daar het betreffende programma te ontvangen zijn. De -3 dB vermogensgrens voor het door de satelliet uitgestraald vermogen is in figuur 1 weergegeven voor enkele Europese landen. In het centrum van de vermogenscontour is een paraboolantenne met een diameter van O.Sm genoeg om goede ontvangst mogelijk te maken. Om ontvangst van buitenlandse zenders mogelijk te maken is een antenne van ongeveer 1.5m nodig [1]. Tijdens de WARC-BS '77 werden voor elk land vijf kanalen in de band van 11.7 tot 12.5 GHz gereserveerd. De bandbreedte per kanaal is vastgesteld op 27 MHz. Hierbij werd uitgegaan van het gebruik van de bekende TV-standaards, te weten: NTSC, PAL en SECAM, die dan vanwege het beperkte vermogen FM gemoduleerd uitgezonden zouden worden. De satellieten worden in clusters in de geostationaire baan geplaatst [2]. Binnen zo'n cluster moeten verschillende frequenties gebruikt worden omdat de satellieten daar zeer dicht bij elkaar staan. Het grootste voorgesteld cluster

INLEIDING

5

Fig. l: -3 dB vermogenscontouren voor enkele landen [2] bestrijkt acht landen, zodat in de frequentieband veertig kanalen geplaatst moeten kunnen worden. De gekozen kanaalafstand is 19.18 MHz. Vanwege de kanaaloverlapping worden oneven kanalen rechtsdraaiend en de even kanalen de linksdraaiend gepolariseerd uitgezonden, Fig. 2. Land

Belgie Frankrijk Nederland Luxemburg Oostenrijk W-Duitsland Italie Zwitserland

Circulaire polarisatie

Kanaalnummer

rechts rechts rechts rechts links links links links

21 ,25,29,33,37 1,5,9,13,17 23,27,31,35,39 3,7,11,15,19 4 , 8 , 12 , 16 , 20 2,6,10,14,18 24,28,32,36,40 22,26,30,34,38

TV-standaard

PAL 5.5 MHz SECAM 6.5 MHz PAL 5.5 MHz z-w 6.5 MHz PAL 5.5 MHz PAL 5.5 MHz PAL 5.5 MHz PAL 5.5 MHz

Tabel 1: Indeling satellietcluster op 19°WL [2]

INLEIDING

6

4 1918MHz

kêmo~lafsta~

ltnksdroarende polor1satte

I

1._.__

27 MHz

-

bondbreedt~

I

I----19,1BMHz~-

27 MHz

--

---' I

i9,18MHz

1

·--

~27

27 MHZ

enz

MHz-

1

I rechtsdraalende polorisatle

Fig. 2: Kanalen in de 12 GHz band [2] tussenVoor de satelliet-ontvangers wordt als eerste frequentie een uit de band van 950-1750 MHzaanbevolen [3]. De tweede mengtrap bepaald het te kiezen kanaal. De tweede tussenfrequentie wordt verder in dit verslag gesteld op 70 MHz (het aanwezige grondstation van de T.H.-Eindhoven is hierop ingericht).

RF

1s te I F

10 MH z C-MAC/packet signaal

'--1!---.;.

L.O.

kanaal keuze

Fig. 3: Ontvanger configuratie (ingangstrap) Om de lange-termijn frequentiedrift van de oscillatoren op het satellietpad te ondervangen wordt de oscillator in de tweede mengtrap door middel van een AFC-regeling gecontroleerd.

INLEIDING

7

2.2 Het C-MAC/packet systeem

2.2.1 Inleiding We zagen dat het oorspronkelijk de bedoeling was de al oude televisiestandaards te gebruiken. Deze Z1Jn echter niet optimaal voor gebruik in een systeem met FM-modulatie. Ze zijn primair ontworpen voor AM-modulatie. Hun ongeschiktheid voor FM-modulatie volgt uit het oplopen van het ruisspectrum voor een FM-signaal [4]. De kleurinformatie komt zodoende in dat gedeelte van de band te liggen waar de ruis het grootste is. Amplitude luminanee

Chrominance

- - ___ -!"; ,-~

Noise (FM)

, 0

4.4 MHz

Frequency

Fig. 4: PAL signaal en een FM-ruisspectrum [S] Sterke pre-emphasis is nodig om de ontvangstkwaliteit te verhogen. De aanwezigheid van hulpdraaggolven leent zich verder niet voor gebruik in een systeem met verzadigde versterkers. Deze geven aanleiding tot intermodulatievervorming, ze zullen hierdoor nabuur kanalen storen, en andere landen het bedrijven van omroep onmogelijk maken. Vanwege het multinationale karakter van de omroep zoals op deze manier te bedrijven, zal het verder wenselijk zijn in meer talen te kunnen uitzenden. Ook is kanaalidentieficatie nodig. Tot slot moeten ook teletekst en ondertiteling, eventueel ook in verschillende talen, kunnen worden meegezonden. Aan het totale pakket wensen kan moeilijk of zelfs niet voldaan worden als we blijven vasthouden aan de oude standaards. In de zomer van 1983 is een voorstel gedaan door de die wel aan EBU voor een nieuwe televisiestandaard bovengenoemde eisen kan voldoen: de C-MAC/packet standaard [ 6].

8

INLEIDING

2.2.2 C-MAC/packet signaal voor TV-uitzendingen Om de nieuwe standaard flexibel te maken is gekozen voor TDM in plaats van FDM. De standaard is nog wel compatibel met de oude standaards PAL en SECAM wat het aantal lijnen betreft, n.l. 625. Dit omdat de weergeefbuizen hierop zijn gebaseerd. Het TDM-frame, fig 5, dat repeteert met 15.625 kHz (zijnde 25 beelden per seconde met 625 lijnen per beeld), is onderverdeeld in drie sleuven: sleuf 1:

geluidsinformatie en/of data

sleuf 2:

kleurinformatie

sleuf 3:

helderheidsinformatie

0

10

20

I

I

I

JO

40

50

60

I

I

I

I

Chrominance

sound/data

T

luminanee

Sync in lormation

Fig. 5: TOM-indeling C-MAC/packet signaal [6] Overeenkomstig de TOM-verdeling in de basisband is er een modulatie-onderscheid in de RF-band. Het digitale signaal wordt namelijk met 2-4PSK [7] uitgezonden, terwijl de analoge beeldinformatie met FM wordt uitgezonden.

64JlS 0 I

I

10 I 1-4PSK

I

20 I

30 I

40

l

50 I

FM

Fig. 6: Modulatievormen in de RF-band voor het C-MAC/packet signaal

610

~

I

INLEIDING

9

Het TDM-frame uit fig. 5 is verder onderverdeeld in klokperioden. De klokfrequentie is zodanig gekozen dat aansluiting is gevonden bij de digitale studiostandaard (CCIR Rec. 601). Deze stelt namelijk voor dat het helderheidssignaal wordt bemonsterd met 13.5 MHz en dat de kleursignalen worden bemonsterd met 6.75 MHz. Om deze signalen in het C-MAC-frame te doen passen worden ze nog tijdgecomprimeerd. Het helderheidgsignaal met een factor 1.5 en het kleursignaal met een factor 3. Als klokfrequentie vinden we dan uiteindelijk: fklok

=

20.25 MHz

Deze frequentie leidt ook tot een 2-4PSK signaal dat nog in een toegewezen kanaal past, zie fig. 2. Binnen 64 psec vallen nu precies 1296 klokperioden. Sleuf 1, zie fig.5, telt nu 203 perioden, sleuf 2 telt 350 perioden en sleuf 3 telt 699 klokperioden. De resterende 44 klokperioden vormen overgangen tussen de verschillende deelsignalen, fig. 7:

203

207

222

226

579

230

588

1286

1292

1296

'''

i' i

: i '' '

''

' !it

!!1

I

.

.."M/'fooot-- -.Grey

....- - ' * ' I I I.... III... IIII*U.... 'M

~-"

transitions for syuc and data

•

b

Dispera~l c

level

I

i

Cla.mp per1od , j'

T1

Colour diffenmce (350 samples)

Luminanee 699 aamples

e1 .,. e2

hl + h2

transition time

Dilpersal transition time

Fig. 7: Bitnummering in C-MAC/packet signaal [6] Een TV-beeld wordt gecodeerd door middel van een helderheidssignaal, Y, en twee kleursignalen, U en V. De kleursignalen U (resp V) van zeven opeenvolgende lijnen worden nu gewogen opgeteld vormen zo een nieuw signaal. De opgetelde U (resp V) signalen worden nu in opeenvolgende lijnen verzonden. In de ontvanger wordt de oorspronkelijke informatie weer benaderd door middel van een vertikaal filteralgorithme [3]. De lettercombinatie MAC in de naam van de C-MAC/packet standaard staat voor: "Multiplexed Analogue Component". Wat hiermee bedoeld wordt is in het voorgaande duidelijk geworden. De prefix C is afkomstig van een historische ontwikkeling: er bestaan ook nog andere voorstellen voor een standaard: A-MAC en B-MAC genaamd. De postfix packet heeft te maken met de manier waarop de data getransporteerd wordt, namelijk in pakketten.

INLEIDING

10

Elk pakket bevat 751 bits. Samen met een TV-beeld, dus 625 lijnen, kunnen we zo 162 pakketten plaatsen, fig. 8. Elk pakket bestaat uit vier onderscheidbare delen [6]: 10 bits

adresveld

2 bits

continuiteitsindex

11 bits

beschermingscode

728 bits

nuttige informatie

In het adresveld staat voor welke omroepservice de nuttige informatie, vervat in het pakket, bestemd is. De ontvanger selecteert de benodigde pakketten uit de bitstroom. Voor pakketten van dezelfde service garandeert de continuiteitsindex de detectie van pakketverlies. De beschermingscode beschermt de bits van het adresveld en de continuiteitsindex. L 1 nc

LJ!W

--

I

------- ---------,

Start p.ll kel No.

I

Sound and data 195 bits

I

7

-- -----------------------------------

11

I I I I

11

I

11

I

11

11 11

Visio n signal

Lint> 623 Lîne 624

Line 625

LL

Clock run-in 32 bits

I

Frame sync word 64 bits

I

I·

End packet Spare No. 162 ~ 18 bits Service identification data according to Part 4, Sec t ion 6. 1 1192 bits

Line sync word 7 bits

- - Dcmod. run-in 1 bit

Fig. 8: Pakketstuctuur van 625 lijnen [6] In elk frame zijn voor nuttig gebruik 162 x 728 117936 bits beschikbaar. De netto-bitsnelheid is nu 2.94 Mbit/s. In figuur 8 is nog te zien dat elke lijn start met een lijnsynchronisatiewoord. Lijn 625 bevat een framesynchronisatiewoord. Deze worden gebruikt om de TV-ontvanger te synchroniseren. In tegenstelling tot de oude TV-standaards gebeurt de synchronisatie hier dus digitaal!

INLEIDING 2.2.3 Flexibiliteit van het C-MAC/packet signaal In de voorgaande paragraaf zagen we hoe het signaal voor TVdistributie opgebouwd is. Verzorgen we een TV-uitzending met een Mono geluirlskanaal kanaal (W = 15 kHz) dan is het datakanaal belast met het doorgeven van 448 kbit/s, uitgaande van een lineair, met 14 bits gecodeerd en met 32 kHz bemonsterd signaal. We hebben nu nog ruimte genoeg om data te verzenden. Met deze data zouden we bijvoorbeeld kunnen meedelen dat de sleuven 2 en 3 uit figuur 5 andere afmetingen hebben gekregen, of dat lijn 600 volledig is gevuld met data. Hoewel deze voorbeelden uit de lucht zijn gegrepen, tonen ze ijzersterk aan dat het C-MAC/packet signaal zeer flexibel is. Het signaal is aan te passen tijdens het uitzenden zelf, al naar gelang van de behoefte van de uitzender. Deze flexibiliteit is te danken aan het continu beschikbare datakanaal waarmee de signaalsamenstelling overgezonden kan worden. Opgemerkt zij nog dat de capaciteit van het datakanaal zelf ook veranderd kan worden. Natuurlijk kan zij nooit tot nul gereduceerd worden!

11

12

3. HET C-MAC/packet SIGNAAL

3.1 Inleiding

In het vorige hoofdstuk ZlJn verschillende aspecten van het C-MAC/packet systeem besproken. Naar voren is gekomen dat er twee verschillende modulatiemethoden gebruikt worden, n.l. frequentiemodulatie (FM) voor het beeldsignaal en 2-4Phase Shift Keying (2-4PSK) voor het data/geluidssignaal. In dit hoofdstuk berekenen we allereerst de parameters die de frequentie-modulatie bepalen. Er zal blijken dat we met een vorm van NBFM te maken hebben. Dit wetende is het spectrum eenvoudig te bepalen. De digitale modulatiemethode 2-4PSK is nieuw [5]. Zij wordt daarom uitgebreid besproken. Tot slot wordt aangegeven hoe een C-MAC/packet modulator opgebouwd zou kunnen worden waarbij voldaan wordt aan de eisen van het EBU voorstel [6].

3.2 Frequentie-modulatie

Nemen we geluids/data uitzien:

aan dat periode,

het dan

beeldsignaal nul is tijdens de kan het er als bijvoorbeeld volgt

<

t Fig. 9: Het FH-ingangssignaal Van belang voor de transmissie zijn de parameters die met de frequentie-modulatie samenhangen: de frequentie-afwijking en de modulatie-index. Om deze af te leiden moeten we het modulerende signaal relateren aan de beschikbare kanaalbandbreedte. Dit leidt tot de conclusie dat we met NBFM te doen hebben.

HET C-MAC/packet SIGNAAL

13

3.2.1 De parameters

De luminantie- en chrominantiesignalen worden voor het opnemen in het C-MAC frame tijdgecomprimeerd. Deze compressie resulteert in een vergroting van de bandbreedte. De bandbreedte na compressie mogen we stellen op [5]

w=

8.4 HHz

voor de beeldsignalen geldt, met de en X2: luminantie: chrominantie:

w w

compressieverhoudingen

5.6 MHz, 2.8 MHz,

X1 X2

X1

1.5 3

De beschikbare bandbreedte in een satellietkanaal in de 12 GHz band is tijdens de WARC-BS 1977 vastgelegd op 27 HHz. Volgens bekende formules betreffende FM [4] is er een verband tussen B en W n.l. B = 2M(il) W

(l)

met M(il) het aantal zijbanden dat meegenomen wordt in het spectrum. Met de gegeven ,.;raarden voor B en W vinden we:

FM-

M(il) "' 1.6 blz Uit figuur 6.10, afwijkingsverhouding (met

234 Ll~

[4]

vinden

we

voor

de

o.J):

E=

0.8

Voor de maximale frequentie-afwijking fll vinden we nu fll

il·W

=

6.72 HHz

(2)

Deze laatste waarde stemt goed overeen met de gespecificeerde gevoeligheid (WARC-BS 1977) van 13.5 tffiz/V voor de FMmodulator. Dit laatste in samenhang met de gespecificeerde signaalwaarde van 1 V top-top maximaal. Bij toevoer van dit signaal aan de modulator, fig. 10, wordt de FH-zwaai: 13.5 HHz = 2·6.75 MHz

v.c.o.

~

2fll

FM.

Fig. 10: Een frequentie modulator


14

Vanwege het feit dat b. = 0. 8 hebben we te doen met een FH-vorm die ligt tussen NBFH en W~ITH. De berekende b. is een maximale waarde. Het beeldsignaal is in werkelijkheid stochastisch, waardoor de b. ook een stochastisch karakter zal krijgen. De dan optredende gemiddelde b. zal kleiner ZlJn dan 0.8, zodat de modulatie nog veel meer op NBFM zal gaan lijken.

3.2.2 Spectrum en SNR Op grond van de constatering in de vorige paragraaf dat we met een NBFH signaal te doen hebben kunnen we meteen concluderen dat het spectrum veel zal lijken op dat van een amplitude gemoduleerd signaal [4]. Laat X(f) het basisband spectrum zijn dan vinden we voor het uitgezonden spectrum: A

xc (f)

~ (o (f - f l + o(f- f ) ) + A/1:::. 2

c

c

2

X(f - f

(

f - f

c

X(f + f

)

f

c

Het verschil met een AH-s peetrum is door de termen 1 f - f

de 1 f + f

en c

+ f

c

)

)

(3)

c

weging

die

geschiedt

c

Grafisch is nu te bepalen hoe het uitgezonden spectrum er uit ziet van een zwart-wit raster op een beeldscherm. Het basisbandspectrum is gemeten met de spectrum-analyser en hieronder gegeven. Duidelijk is de aanwezigheid te zien van de spectrale componenten op de veelvouden van de lijnfrequentie van 15.625 kHz. A

ldBl 0

-40

-8 0 0

50

Fig. 11: TV-beeld en bijbehorend vermogensspectrum

100

(kHz)


15

Belangrijk is ook dat er lager dan 15.625 kHz geen spectrale componenten meer voorkomen. Zoals straks zal blijken is dit voor de draaggolfterugwinning ten behoeve van de demodulator van essentieel belang. Behalve het spectrum is ook de te behalen SNR van belang. De vermogensruisdichtheid aan de uitgang van een FM demodulator is te berekenen met [5]: K2 d

N(f)

B

met

1

w

(CN~f

2

(4)

Kd

demodulator gevoeligheid (V/MHz)

B

bandbreedte kanaal (MHz)

w

CNR

draaggolf-ruisverhouding

f

frequentie (MHz)

N(f)

ruisvermogensdichtheid (V /MHz)

2

Voor het C-MAC/packet signaal geldt: 1 13.5

V

MHz

CNR=

25.12

B

27 MHz

w

=

14 dB

Waarmee we vinden: N(f)

=k

f

2

( 5)

met

Vanwege de decompressie moet deze waarde nog vermenigvuldigd worden met de compressieverhouding Xl. We beschouwen hier dus alleen het helderheidssignaal. Met een testtoon van lV top-top, dus met het vermogen 1 v2, vinden we nu: SNR

-10

10

3 log (k X

f

J

max

t'l(f) df )

(6)

0

met

f

ma x

5.6 MHz voor het beeldsignaal

In W(f) is de de-emphasis en de eventuele weegfunctie verdisconteerd. Substitutie van de voorgestelde pre(de)emphasis functies [22]en de weegfunctie zoals gegeven in CCIR-Rec 451-2

HET C-HAC/packet SIGNAAL

(Genua 1974) in (6) leidt voor het helderheidssignaal tot de waarden 46.4 en 45.1 dB voor de SNR. Deze waarden horen bij het gebruik van beide voorgestelde pre(de)emphasis netwerken.

3.3 2-4PSK

2-4PSK [7] is een modulatievorm uit de familie van de de Quaternary Phase Shift Keying modulatievormen. Zij lijkt enerzijds veel op MSK en anderzijds veel op QPSK. De overeenkomst met }1SK is dat elk nieuw bit leidt tot een fasesprong van 90". Bij MSK wordt deze sprong opgebouwd gedurende de bittijd, bij 2-4PSk is deze instantaan. Dit is ook meteen de overeenkomst met QPSK, de aanwezigheid dus van instantane fasesprongen van 90: Ook de fasestanden van 2-4PSK lijken veel op die van de beide andere modulatiemethoden

Fig. 12: Draaggolf-fasestanden en overgangen bij 2-4PSK 3.3.1 Waarom 2-4PSK ? Ook zonder precies te weten wat 2-4PSK is, hoe de modulator en de demodulator er precies uitzien kunnen we toch al zeggen waarom 2-4PSK uitgekozen is om in het C-HAC/packet signaal de digitale overdracht te verzorgen [3]: 1. De differentiele demodulator is erg eenvoudig, heeft weinig hardware. 2. Het een coherente demodulator is een 1 dB betere systeemkwaliteit t.o.v. een systeem met een differentiele demodulator te behalen. Welliswaar tegen hogere hardware kosten. 3. De omhullende van 2-4PSK is bijna constant. Zelfs in niet-lineaire kanalen is er weinig spectrumspreiding. 4. Het een hoge CNR is een FH demodulator te gebruiken i.p.v. een 2-4PSK demodulator.

16


17

Bij het beschouwen van bovenstaande opsomming moeten we steeds in ons achterhoofd houden dat het systeem bedoeld is om te gebruiken op satellieten, met bijbehorende problemen als nietlineaire kanalen en lage SNR's en dat het voor omroepdoeleinden gebruikt moet gaan worden, hetgeen eist dat de ontvangers goedkoop en dus eenvoudig moeten zijn. Nemen we een demodulator met differentiele detectie dan is aan deze eis zeker te voldoen.

3.3.2 Spectrum

Het is bij 2-4PSK zo dat het zenden van een '1' leidt tot een draaggolffasesprong van +90: Het zenden van een '0' leidt tot een sprong van -90~ Dit komt ook tot uitdrukking in de formule die het gemoduleerde signaal beschrijft x

c

{t)

L ck

k

g(t- kT) cos(w t + k TI c 2

+ ~) ( 7)

( - 1 ) k .a2k+1

k

0,1,2,3, .....

g(t) is de pulsvorm

waarbij de ak's de gebalanceerde bits voorstellen. De omzetting van ak's naar ck's betekent practisch dat de binnenkomende bits paarsgewijs geinverteerd worden. Eenvoudig is na te gaan dat een binnenkomende stroom 'l'en leidt tot een met stapjes van 90" vooruitspringende draaggolf. Het vermogensspectrum van 2-4PSK is identiek aan een gewoon BPSK vermogensspectrum.

T

sin rr(f- f )T 2 _ _ _ __:c=-- ) TI(f- f

c

{8)

)T

Fig. l3: Het 2-4PSK vermogensspectrum Filtering tot de Nyquist bandbreedte leidt tweezijdige bandbreedte van B = l/2T [7].

tot

een

minimale


18

3.3.3 Differentiele codering en decodering

Omdat bij 2-4PSK de draaggolf altijd verspringt van bit naar bit gaande is de codering erg eenvoudig. Dezelfde codering die bij BPSK toegepast wordt is hier ook van toepassing. Laat ak de binnenkomende bitstroom zijn en bk de uitgaande, dan is de codering te vinden met (9)

Laat nu in de demodulator twee orthogonale draaggolfreferenties aanwezig zijn. Het demoduleren leidt dan met behulp van (7) en deze referenties cos (w t + cp) c

en sin (w t + c

~)

tot I

tak·

0

-tak

I

ck g(t - kTJ cos(w c t + k~ + cp) cos(w t + ) c 2

I

ck g(t - kT) cos(w t + k~ + c 2

cp)

sin(w t + c

~)

Na laagdoorlaatfiltering vinden we: I

tak

-1

7T

) c k gtt - kT) costk-) 2

2

L

( 10)

Qtak:

1 2

I

ck g(t - kT) sin(k~) 2

Voor de opeenvolgende k's vinden we nu dat de even bits in de Q-tak en de oneven bits in de I-tak nul zijn. Rij 2-4PSK treden kennelijk steeds drie basisband signaalniveau's op. verder treedt met een k-periode van vier een invertering op in beide kanalen. Dit laatste betekent dat decodering zoals bij BPSK gebeurt niet toereikend is. We zullen eerst moeten kijken in welk kanaal een bit nul is en aan de hand daarvan de decodering uitvoeren. Laat Ik het k~ bit in de I-tak zijn, dan wordt het decoderingsalgorithme IF

0 THEN ELSE

waarbij de aks de gedecodeerde informatiebits zijn.


19

3.3.4 2-4PSK modulator

Een 2-4PSK modulator is te maken met een standaard quadratuur modulator, zie Fig. 14. Om een modulatie te verkrijgen die overeenkomt met formule (7) moet steeds maar een tak aangestuurd worden. In elke tak zijn dus drie signaalniveau's, namelijk '+1', '0' en '-1'.

data in 2-4PSK

Fig. 14: Een 2-4PSK modulator De datastroom in de I-tak ziet er nu als volgt uit: <-

+1··-·---

al2n-1

t -1-------

T T Fig. 15: De datastroom in de I-tak van de modulator De stroom in de Q-tak is over een bittijd verschoven. Naast uitsplitsing in twee stromen moet de serie/parallel omzetter ook de differentiele codering en het paarsgewijs inverteren, formule (7), verzorgen. Bij 2-4PSK is het ook mogelijk de dubbele modulator te vervangen door een gewone BPSK modulator. Dit kan door de draaggolffrequentie en de klokfrequentie met elkaar te koppelen via 2n_ +_::_ 1 f _.:..: f met n = 1 ,3 ,5 1 1, ... ( 11) c 4 klok Stel nu dat bit ak uitgezonden wordt door fasemodulatie van

de


20

draaggolf cos(wc t + r.p) dus

Na t = T seconden vinden we door de draaggolf: cos(wc(t - T) + r.p) = (-1) n sin(wct + r.p) Dit betekent dat bit ak+ 1 wordt gezonden als: -ak+ 1 sin(w t + r.p)

Zo volgt voor de bits ak+ 2 t/m ak+4 -ak+ 2 cos(w t + r.p) ak+ 3 sin(w t + r.p) a k+ 4 cos(w t + r.p) Dus na vier bits zitten we weer op de oorspronkelijke draaggolfstand. De draaggolfstanden komen overeen met die uit Fig. 12. Dit betekend dat de 2-4PSK modulator er als volgt uit kan zien:

data.

1n

- - - t ~ t-----t.,.

1---"""i

Fig. 16: Alternatieve

~1-----... 2-4PSK ""'V

2-4PSK modulator

3.3.5 2-4PSK demodulator

3.3.5.1 Coherente demodulator Als we een draaggolf-referentie ter beschikking hebben dan is demodulatie mogelijk met een standaard vierfase demodulator volgens figuur 17.


21

De parallel/serie omzetter verzorgt de decodering algorithme uit 3.3.3.

volgens

P/S

2-4PSK

het

data uit

Fig. 17: Een 2-4PSK demodulator Een andere mogelijkheid is als referentie te gebruiken [8]: (12)

Deze referentie komt misschien vreemd over, maar zoals al gezegd lijkt 2-4PSK veel op MSK, en beide frequenties in (12) Z1Jn precies die frequenties die gebruikt worden bij MSK (FFSK). De benodigde draaggolfreferentie is te verkrijgen door het 2-4PSK signaal te kwadrateren [8,9].

2-4PSK

~ r"'lö 1 - - ' ' t - - - - - - - - - + 1

------1

% r---·data uit

Fig. 18: Alternatieve 2-4PSK demodulator 3.3.5.2 Demodulator met differentiele detectie Van het feit dat de achtereenvolgende bits al tijd op t\.,ree orthogonale draaggolven zitten kunnen we met vrucht gebruik maken om een differentiele demodulator te maken. Door het binnenkomende signaal over een bittijd te vertragen, en 90" in fase te draaien staat ook een referentiedraaggolf te beschikking.


22

rr

T

2

2-4PSK--;.---t ~ ~

Fig. 19: Een 2-4PSK demodulator met differentiele detectie Deze demodulator geeft volgens computerberekeningen [7] 1 dB verslechtering van de systeemkwaliteit ten opzichte van coherente demodulatie. Wij zullen ons echter op grond van academische interesse omdat er nog zeer weinig onderzoek naar is verricht [6], bezig houden met de coherente 2-4PSK demodulator.

3.4 C-HAC/packet modulator

We hebben in de voorgaande paragrafen gezien hoe het FH gemoduleerde signaal er uit ziet en hoe we een 2-4PSK modulator zouden kunnen realiseren. Het C-MAC signaal combineert beide modulatievormen. Een C-MAC modulator zal dus bestaan uit een combinatie van een FH- en een 2-4PSK modulator. Het EBU voorstel voor de fase- en frequentiesprongen bij overgang van TI1 naar 2-4PSK en vice versa is als volgt: FH - - - ; ; . . 2-4PSK

2-4PSK

~

FH

!:::.W = 0

!:::.
is "nominally"

o·

Om aan deze eisen goed te voldoen maken we gebruik van de bits die nog beschikbaar zijn in periode b en h, zie Fig. 7. Zowel b als h is vier bits lang. We reserveren nu twee bits in elke periode die zodanig ZlJn dat de FM -modulator de rustfrequentie uitzendt. Deze twee bits zijn dus de eerste twee in periode b en de laatste twee van periode h. Het allereerste bit van de geluid/data burst is het "run-in" bit. Dit bit gaat verloren bij differentiele demodulatie. We kiezen dit bit nu gelijk aan het laatste bit (bit 203) van de vorige burst. Het run-in bit en bit 203 worden altijd op dezelfde quadratuurcomponent gemoduleerd vanwege het oneven aantal bits er tussen. Op deze manier bestaat er dus


23

fasecoherentie tussen de databursts. Om een draaggolf voor de 2-4PSK modulator te verkrijgen gebruiken we de FM-modulator (= VCO) waarvan we de ingangsspanning constant houden. Het behulp van schakelaars kunnen we de VCO naar de uitgang schakelen of naar de 2-4PSK modulator. Het schakelen gebeurt tijdens de al eerder genoemde twee hits. De schakeltijd moet dus kleiner dan 2x de bittijd (98.77 nsec) zijn. Door dubbel-gebalanceerde mixers als schakelaars te gebruiken, moet deze eis makkelijk gehaald kunnen worden. We merken op dat het schakelen snel moet gebeuren opdat de ontvanger niet merkt dat er geschakeld wordt. In het bijzonder voor carrier-recovery met een PLL kan dit van belang zijn. Afgezien van een frame-generator, klokgenerator en andere besturing kan een C-MAC/packet modulator er als volgt uitzien:

} - t - - - - -... + l - - - - CMACuit

Q

2

2

I'

''

I[

'j

I•

I t

,I

•

I

1;

:I

l;

:~

Jl

11

'i ''

T = 64

j..LSE?C

Fig. 20: C-MAC/packet modulator en inputsignalen


24

Sturen we bij deze modulator het run-in bit in de Q-tak de 2-4PSK modulator dan vinden we de volgende overgangen: FH

2-4PSK

2-4PSK

=0 = .±. 90° =0

-----~

van

= +

go·

Waarmee we dus voldoen aan de EBU voorstellen. Bij deze modulator is gekozen voor de 2-4PSY- modulator waarbij de draaggolfen klokfrequentie niet gekoppeld zijn. Dit is gedaan omdat het C-MAC/packet signaal voor satellietcommunicatie bedoeld is. Door frequentieverschuivingen op het satellietpad tengevolge van oscillatordrift en Doppier-effecten kunnen draaggolfen klokfrequentie niet gekoppeld blijven gedurende de transmissie.

OPHEPJCING Bij de overgangen tussen 2-4PSK en FH treden fasesprongen op van ± 90: Deze sprongen kunnen dus gezien worden als twee extra bits in de datastroom. Het is duidelijk dat deze bits geëlimineerd moeten worden in de decoder. De fase-overgangen treden als volgt op:

T BIT no:

1 2

200

-'---'-------'-~---'---i---1'-----'------'"v overgang Fr:!

2-4PSK

1e faseovergang

I

203

t ~~vergang

2-4PSK

FM

203e faseovergang

Fig. 21: Bitnummering en fase-overgangen Een mooi schakelmoment voor de overgangen lijkt precies tussen de twee door ons gerserveerde bits in te zitten. Door de decoder worden dan twee extra bits gedetecteerd die erg gemakkelijk verwijderd kunnen worden. Ook schakeltechnisch is dit moment misschien van voordeel.

25

4 DE C-MAC/packet DATA-DEMODULATOR

Het belangrijkste wat nodig is om een coherente demodulator voor het 2-4PSK signaal te maken, is het draaggolfterugwinnings-circuit. In dit hoofdstuk zal nagegaan worden onder welke condities zo'n circuit te verwezenlijken is. Het zal blijken dat de optredende frequentie-onzekerheid van het binnenkomende signaal, ten gevolge van de oscillatordrift op het satellietpad, een zware belasting vormt bij het ontwerp van het circuit. Naast het circuit voor de draaggolfterugwinning is ook een circuit nodig dat het kloksignaal terugwint. De opbouw van de eigenlijke 2-4PSK demodulator is een standaard karwei, en wordt om deze reden besproken in Appendix G.

4.1 Het satellietpad

Een satellietpad bij een omroepsatelliet bestaat uit een feeder-link, ook wel up-link genoemd, en een down-link. De toegewezen frequentieband voor de down-link ligt zoals al eerder gezegd in de 12 GHz band, exact: 11.7 - 12.5 GHz. Voor de feeder-link zijn voor Europa (CCIR regio 1) twee banden toegewezen; de eerste van 10.7 - 11.7 GHz en de tweede van 17.3 - 18.1 GHz.

.~·'~'"'" feeder- / link/

"

: ' '

'

V

',

-

- -•

'

'' dow~'\

11of11GHz

link

10 MHZ

10 MHZ upconverter

downcon'Yerter

Fig. 22: Configuratie voor satelliettelevisie Straks zal blijken dat de keuze van de

feeder-link

band

niet

DE C-HAC/packet DATA-DEMODULATOR

willekeurig gedaan mag draaggolf terugwinning.

26

worden

in verband met de methode van

Naast de gekozen frequentiebanden is ook het uit te zenden satellietvermogen van belang. Dit moet zo groot zijn dat het lange tijd de lancering van omroepsatellieten in de weg heeft gestaan: om een CNR van 14 dB te halen is een zendvermogen nodig van 24 dBW (= 250 W) [10]. De zendvermogens van deze grootte werden tot voor kort alleen gerealiseerd in grondstations. Straks worden ze uitgezonden vanaf satellieten! 4.1.1 Frequentieverschuiving

Om het signaal van modulator naar demodulator te krijgen moet het diverse malen omhoog of omlaag gemengd worden. Door variaties van de diverse oscillatoren die dit bewerkstelligen ontstaat een verschuiving van het spectrum. Een andere bron van verschuiving is de beweging van de satelliet: deze introduceert de zogenaamde Doppler-verschuiving. Hieronder wordt nu een tabel gegeven die ons leert hoe dat de diverse oscillatoren op het pad de frequentieafwijking beïnvloeden. We zullen beide feeder-linkbanden beschouwen, zie fig. 22.

Stabiliteit

Band 1

Band 2

Feeder-freq

1E-9

10.7 GHz

18 .1 GHz

:!:10. 7 Hz

:!: 18. 1 Hz

transponder

1E-6

1.8

6.4

GHz

:!: I .8 kHz

:!:6 .4 kHz

Down-freq

1E-9

12.5 GHz

11.7 GHz

:!:12.5 Hz

:!:11.7 Hz

:!:1823.2 Hz

:!:6429.8 Hz

GHz

t.f1

t.f2

Bron

+ Totaal

Tabel 2: Frequentieafwijking door oscillatorinstabiliteiten Uit tabel 2 blijkt allereerst dat voor de oscillator in het grondstation een goed en dus duur type gekozen is. Eigenlijk is deze keuze niet correct als we bedenken dat elk Nederlands gezin een grondstation zou willen bezitten. Straks zal blijken dat de gekozen draaggolfterugwinnings-methode eist dat de totale frequentie-afwijking kleiner is dat + 1953 Hz. Rekenend met dezelfde feeder-oscillator en transponder vinden we voor de minimale stabiliteit van de down-converter (voor Band 1): stabiliteit beter dan: 4.8E-8 Met deze waarde kan het grondstation iets in pr1JS opzichte van het station met de betere oscillator.

dalen

ten

DE C-MAC/packet DATA-DEHODULATOR

27

We zien verder in tabel 2 dat de satelliettransponder de gehele afwijking beinvloedt. De gegeven totale afwijking treedt alleen op als alle oscillatoren dezelfde kant op Z1Jn gedrift. Practisch is dit niet zo. Beter is het te doen alsof de afwijking per oscillator normaal verdeeld is. De gegeven afwijkingen moeten nu beschouwd worden als de standaarddeviatie. We vinden dan: Ll f 1

±1800. l Hz

in band

Llf2

+6400 .3 Hz

in band 2

Opgemerkt moet nog worden dat we zijn uitgegaan van de onrealistische veronderstelling dat er gemengd moet werden van de laagste frequentie in de feeder band 1 naar de hoogste downfrequentie, en vice versa voor band 2. Deze aanname geeft dus de maximale frequentieafwijkingen. Laten we doen alsof we in Eindhoven een programma bekijken dat via de Nederlandse satelliet in het cluster op 19.WL vanuit Hilversum wordt uitgezonden. De optredende Doppler-verschuiving kan dan als volgt berekend worden:

t..!

.f

Doppler

9:

met

= -9-c

( 13)

verandering van de afstand tussen satelliet en grondstation

f

frequentie van de draaggpl!

c

lichtsnelheid

De verandering van de afstand tussen satelliet en is te vinden met:

9::!!

iW KR

e

9

2 0

sin b. cos w ( t J e

t

0

(14)

)

inclinatiehoek

met i

hoeksnelheid van de satelliet

we KR R

grondstation

0

= 2rr/(24· 3600)

afstand satelliet - centru~ aarde 0

aardstraal

=

6378.4 k.m

afstand satelliet-grondstation

9

b. J

breedtegraad grondstation

= 42164.04

rad/sec km

DE C-MAC/packet DATA-DEMODULATOR

28

Voor de afstand tussen satelliet en grondstation geldt:

9

d

= R0

-v

K.

2

( 15)

+ 1 - 2K cos d

afstand over het aardoppervlak, in radialen, tussen het grondstation en het subsatellietpunt

Waarbij cos d voldoet aan: ( 16)

breedte- en lengtegraad grondstation breedte- en lengtegraad satelliet

Onder invulling van de plaatsecordinaten van Hilversum, de satelliet en Eindhoven, en met het gegeven dat de maximale inclinatiehoek ± 0.1°iS (CCIR eis [11]) vinden we voor de maximale Doppler-verschuiving optredende bij de draaggolffrequenties uit tabel 2: plaatsecordinaten

Hilversum

b·

Satelliet

bl s ls b•

1~

Eindhoven

J

1·

J

0

52 12' -so 10'

o·

19

0

si" 27' -s· 30'

Band 1

Band 2

Feeder-link

+ 25

± 42

Down-link

.± 29

+ 27

Doppiershift (Hz)

Tabel 3: Doppler-verschuiving op het satellietpad Zoals uit formule (14) blijkt is de Doppler-verschuiving systematisch en harmonisch. Verder is ZlJ op feeder- en downlink gekoppeld. De verkregen afwijkingen moeten dus zonder meer opgeteld worden bij de al berekende afwijkingen: ófl = ±1854.1 Hz

in band 1

óf2

in band 2

=

±6469 .3 Hz

Overduidelijk blijkt hoezeer de oscillatordrift in de satelliet de de totale afwijking bepaalt!

DE C-MAC/packet DATA-DE:HODULATOR

29

4.2 Klokterugwinning Het terugwinnen van de klokfrequentie (Symbol Timing Recovery, STR) gebeurd normaal door het genereren van de klokcomponent uitgaande van het gedemoduleerde signaal. Deze generatie geschiedt door middel van een niet-lineaire operatie. Een kwadrator is een veel gebruikte niet-lineariteit. De klokcomponent wordt nu uitgefilterd met behulp van een PLL. Om de amplitude van de klokcomponent te maximaliseren wordt vaak niet zomaar gekwadrateerd maar wordt het signaal vermenigvuldigd met een vertraagde versie. De vertraging is afhankelijk van de pulsvorm. Het geheel wordt voorafgegaan door een filter dat de SNR aan de uitgang maximaliseert [12J.

basisband

in

Fig. 23: Een conventioneel STR-circuit 4.2.1 Parallele klokterugwinning De conventionele STR werkt goed voor continue QPSK of 24PSK. In het geval van het C-MAC/packet signaal stoten we op problemen: het gedemoduleerde signaal bestaat namelijk gedurende een gedeelte van de tijd uit beeldinformatie. Na de kwadrator staat dus slechts een gedeelte van de tijd de klokcomponent ter beschikking. Het is bovendien niet uitgesloten dat tijdens de TI~periode spectrale componenten in de buurt van 20.25 MHz zullen optreden. Deze zullen de STR storen kunnen door de PLL te laten locken op een toevallige component dicht bij de 20.25 MHz. 20.25

H(f)

--+-,---~~------~------~--------~·

20.25

14.0

t

(MHzl

Fig. 24: Spectrum na de kwadrator (fig. 23) met continue 2-4PSK


30

Een oplossing voor dit alles verkrijgen we door de klokcomponent te ereeren op IF-basis, dus uitgaande van het cMAC/packet signaal op 70 MHz. Het ereeren geschiedt nu door het circuit van fig. 23 te voeden met het IF-signaal i.p.v met het basisbandsignaal [13]. Het spectrum dat na de kwadrator ontstaat ziet er globaal uit zoals gegeven in fig. 24. Terwille van de eenvoud, maar ook omdat deze oplossing bijna optimaal is, kiezen we de vertragingstijd in het circuit van fig. 23 nul. Imbeaux [9] geeft curves waaruit blijkt dat het plaatsen van een vertrager niet opweegt tegen het meer-vermogen in de klokcomponent. Zowel Imbeaux [9] als Feher [13] verkrijgen dezelfde uitkomsten wat de optimale vertragingstijd betreft. Het gekwadrateerde FM-signaal ziet er in als volgt uit:

I.F. na x

cos(w c t

2

1

~(.>..)

+ 2TTf!:J.}x

1 2 + 2 cos(2wct +

zijn

algemeenheid

dÀ)

4rrr6

ft

x(>..) d>..)

Er ontstaat dus een gelijksspannings-component en een FM spectrum rond 140 MHz. Rond 20.25 MHz verwachten we geen stoorcomponenten. De gevoeligheid voor storing door het FMsignaal neemt dus af als we de klok terugwinnen uitgaande van het IF-signaal. Verder is het belangrijk dat de klok onafhankelijk van de draaggolf teruggewonnen wordt. Het falen van het draaggolfterugwinningscircuit heeft dan geen invloed op de klokterugwinning. Omdat de klok ook gebruikt zal worden om het C-MAC/packet frame terug te winnen is dit zeker erg belangrijk. Het laatste voordeel van het toepassen van STR op IF-basis is dat er een circuit, de kwadrator, gedeelt word door draaggolfen klokterugwinningscircuit. Dit houdt kostenbesparing in.

4.2.2 Gated Phase Locked Loop Uit de vorige paragraaf blijkt dat de 20.25 MHz klokcomponent tijdens de FM-periode niet aanwezig zal zijn in het uitgangssignaal van de kwadrator. Na een banddoorlaatfilter zouden we op een oscilloscoop het volgende plaatje kunnen waarnemen:


31

u ( t)

/20.25 MHz

'"' Fig. 25: Geïdealiseerd uitgangssignaal van de kwadrator Vanwege het C-MAC/packet signaal geldt: T1

= 64

J..lSec,

i ::::::110 J.lsec

Laat x(t) de harmonische op 20.25 MHz zijn en s(t) de schakelfunctie dan wordt de mathematische uitdrukking voor het signaal uit fig. 25: u(t) Na bepaling van de schrijven als:

= x(t).s(t)

Fourrierreeks

(17)

van

s(t)

is

u(t)

ook

te

co

u(t)

=

x(t) [ 2

r . r 2rr L'T s1.nc(nT) cos(nTt)+ T] n=1 l l l l i

(18)

Hetgeen in eerste orde benadering wordt: u (t )

= -r · x(t) Tl

r . r 2rr + 2-T · s1.nc (-T ) cos(-T t)x(t) l

l

l

(19)

We zien dus dat het signaal x(t) in u(t) bevat is. Laten we het signaal u(t) volgen door een PLL wiens loopbandbreedte zo klein is dat de tweede term in (19) niet doorgelaten wordt dan staat aan de uitgang van de PLL het signaal x(t) continue ter beschikking. De klok kan nu gebruikt worden om het frame terug te winnen (aftellen van bits) en dus als hulp voor een FM demodulator. Voor de loopbandbreedte moet dus gelden:

B

1

<

1

-

Tt

(20)

Voor het C-MAC/packet signaal betekent dit


32

De zo ontstane PLL wordt ook wel aangeduid met Gated PLL dit vanwege de vorm van het ingangsignaal, zie fig. 25.

[14],

Om de SNR aan de PLL ingang zo hoog mogelijk te maken, en om stoorsignalen te onderdrukken voegen we tussen de kwadrator en de PLL een bandfilter in. De EBU stelt dat een C-MAC/packet demodulator nog moet kunnen werken bij CNR = 8 dB. Omdat we in de kwadrator 6 dB verliezen,_ [15, formule (12-172)], vinden we aan de uitgang hiervan: ~

N

b

-

6 = CNR

+ 10

10

(22)

log(BNT) - 6

0

~

CNR :;: 3.25 dB

De door een banddoorlaatfilter met bandbreedte verbetering van de SNR is te noteren als 1ü

log

27 10 W

W bereikte

6 (W in Hs)

(23)

Bij realisatie van een filter met Q = 100, dus W 202.5 vinden we aan de ingang van de PLL een SNR = 24.5 dB.

kHz

De belangrijkste parameter voor de dimensionering van de PLL is de loopbandbreedte. Voor het snel in loek komen van de PLL is het nodig een grote loopbandbreedte te hebben, voor het volgen van het signaal is een kleine loopbandbreedte wenselijk. De minimale loopbandbreedte is afhankelijk van de faseruis, en als we voor een vaste loopbandbreedte kiezen, van de klokinstabiliteit. De invloed van de faseruis wordt verder verwaarloosd. De oscillatorinstabiliteiten op het satellietpad hebben geen invloed op de klokfrequentie. Het Dopplereffect heeft wel enige invloed, omdat dit effect zorgt voor het uittrekken of inkrimpen van het spectrum. Dit laatste is te wijten aan het feit dat de hoogste en laagste frequentiecomponenten in het spectrum een andere frequentieverschuiving ondergaan. Het spectrum wordt dus vervormd. Omdat het spectrum smal is vergeleken met de draaggolffrequentie, 11 tot 17 GHz t.o.v. ~40.5 MHz, is de door het Doppler-effect geïntroduceerde klokafwijking verwaarloosbaar ten opzichte van de klokinstabiliteit in de modulator. Deze is gespecificeerd door de EBU [6] als 2.5 E-7 oftewel± 5.0625 Hz. Laten we verder uitgaan van een VCXO in de PLL met een stabiliteit van SE-6; dit is een slechte VCXO. Het maximale frequentieverschil tussen VCXO en binnenkomend signaal is dan ± 105 Hz. Bij een loopbandbreedte van 5.0625 Hz vinden we voor de tijd die de PLL nodig heeft om in loek te komen, de Pull-in tijd [ 16]:


Tp

33

=

= 39s

(24)

met € : demping (~0.107) f::.w :

w1 :

initieel frequentieverschil loopbandbreedte

Deze waarde is te groot. Om een aanvaardbare pull-in tijd te verkrijgen van b.v. 5 sec. moet gelden voor de loopbandbreedte B

L

= .'._ 2rr

V

(6 w) 2 2 É T p

"'

1 O Hs

(25)

Blijkt het straks dat deze waarde te klein of te groot is, de PLL zal dan steeds uit loek vallen, dan kan deze nog altijd bijgesteld worden. Het is wenselijk de faseruis te meten en aan de hand hiervan (met behulp van paragraaf 4.3.2.2) de optimale loopbandbreedte te bepalen. De ruisbandbreedte wordt nu bij gebruik van een tweede orde, actief loopfilter: BN

=~ WL

me t w L

=

(

€ +

h )~

3 3 Hz

(26)

2rrB , É = ~ -v2 1

De SNR aan de uitgang wordt hiermee: SNR = 62 dB Hetgeen overeenkomt met een rms fasefout van [16]: erms

=V 2 ~NR = o.56

1o-3 rad

(27)

0

4.3 Draaggolfterugwinning Omdat 2-4PSK een modulatievorm is met onderdrukte draaggolf, is het voor coherente demodulatie noodzakelijk een draaggolfcomponent op te wekken. We kunnen kiezen uit twee typen coherente demodulatoren, fig. 17 en fig. 18. De benodigde referentie voor fig. 18 is te verkrijgen door toepassing van


34

een kwadrator. Zoals straks blijkt in 4.3.2.1 heeft toepassing van dit type demodulator een groot voordeel boven de demodulator van fig. 17: de eisen die gesteld worden aan de down-converter zijn minder zwaar. Vooruitlopend kunnen we al zeggen dat de benodigde stabiliteit van de down-converter nu nog slechts 2.7 E-7 hoeft te zijn! Vergelijk dit met de uitkomsten in 4.1.1. Ondanks dit grote voordeel kiezen we voor de demodulator volgens fig. 17. Dit doen we ten eerste omdat het bij fig. 17 behorende draaggolfterugwinningscircuit ook bruikbaar is voor alle, door de vakgroep EC, gerealiseerde QPSK modems, ten tweede omdat er nog geen 2-4PSK modulator als testbron was gedurende het grootste gedeelte van de afstudeerperiode, en ten derde omdat het realiseren van een draaggolfterugwinningscircuit voor de demodulator volgens fig. 17 aantoont dat de realisatie van het benodigde circuit voor de demodulator uit fig. 18 zeer goed mogelijk is. De benodigde draaggolfcomponent is op te wekken bekende niet-lineaire technieken [12]:

met

volgende,

1. 4x vermenigvuldiger 2. Costas-lus 3. Demodulator-remodulator

De niet-lineariteit is er de oorzaak van dat de draaggolfcomponent ontstaat. Omdat we hier niet met pure 2-4PSK te maken hebben, maar met het C-MAC/packet signaal krijgen we moeilijkheden als we gebruik maken van de Costas-lus of de demodulator-remodulator voor de draaggolfterugwinning. voor juiste werking moeten deze lussen in een "hold-mode" gezet worden tijdens de PH-periode (vergelijkbaar met de werking van de Gated PLL). Hiervoor zou het frame terugggewonnen moeten worden, maar dit kan pas teruggewonnen worden uit de data. De synchronisatiewoorden die in de data opgenomen zijn, zie 2..2.2, moeten hiervoor herkend worden. We moeten dus zoeken naar een frame-onafhankelijke draaggolfterugwinning. Een frequentie-vermenigvuldiger gebruiken is een methode, maar ook een gewone lineaire PLL zou een oplossing kunnen bieden.

4.3.1 Een TI/2-ongevoelige fasedetector

Een gewone PLL met een houdgebied van 13.5 ~lz, zie 3.2.1, zou het C-MAC/packet tijdens de PH-periode kunnen volgen. Tijdens de 2-4PSK periode zal hij ook de draaggolf trachten te volgen maar door de voortdurende fasesprongen nooit in rust komen. De uitgang van het loopfilter levert dan trouwens wel

35


meteen de data af! De optredende fasesprongen van 90 geven aanleiding tot "hang-up" [17]: De PLL zal door de optredende fasesprongen lang nodig hebben aleer hij weer in een stabiele toestand zal geraken. Voor sprongen van 180" (die bij 2-4PSK overigens niet optreden) zouden de hersteltijden excessieve waarden aannemen:

4

5

t/T

Fig. 26: Transient fasefout in een eerste orde PLL met sinusvormige fasedetector. Initiele fasefout~ T: tijdconstante van de gesloten PLL [17] In fig. 26 zien we dat de lus weer in rust is na een fasesprong van 90 voor t > 3T. Omdat de bittijd 50 nsec is moet geldenT < 16.7 nsec, hetgeen betekent dat de loopbandbreedte ongeveer 60 MHz zou moeten zijn! De effecten van thermische ruis zullen bij deze loopbandbreedte zo groot zijn dat voorspeld mag worden dat deze lus niet zal werken. De oplossing moet gezocht worden in de fasekarakteristiek. Een karakteristiek die voldoet is de "Tanlock" [ 17], deze is echter moeilijk te realiseren. Een andere manier is de karakteristiek zo te maken dat deze niet reageert op de sprongen van 90•. Het hele "hang-up" verschijnsel treedt dan niet op. Zo'n karakteristiek is erg gemakkelijk te maken met een digitale fasedetector. Door een gewone SRflipflop, op een speciale manier aan te sturen wordt de gewenste karakteristiek verkregen. We moeten dan aan b.v. de Ringang een signaal aanbieden met dezelfde frequentie als het ingangssignaal en dat tevens de afgeleide is van het ingangssignaal. Ook aan de S-ingang bieden we zo'n signaal aan alleen de frequentie moet hier tweemaal zo hoog zijn. Een blokschema maakt het een en ander duidelijk


36

2f

Fig. 27: Een 90oongevoelige fasedetector De werking is te illustreren met het volgende tijddiagram:

L r-------- ----:

[ 2f l

r-----------,

I

'

I

L - - - - - - ____

_l

2f

Q

Fig. 28: Timingdiagram van de fasedetector Uit dit plaatje is door het ingangssignaal in tijd verschuiven de fasekarakteristiek onmiddellijk te tekenen:

te


37

ideaal

~

n

4

0

n

n

4

2

. t 1 'd eaa l n12.

3n 4

n

Fig. 29: De fasekarakteristiek We zien dus dat dit inderdaad de gewenste fasekarakteristiek is. De goede werking berust op het feit dat voor de signalen moet gelden (zie fig. 28) dat: 1. de breedte van de stuurpulsjes veel kleiner is dan 1/4 periode van het ingangssignaal 2. de stijg- en daaltijden van signalen veel korter zijn dan de periodetijd van de signalen. Elke afwijking van deze eisen heeft een andere fasekarakteristiek tot gevolg (zie fig. 29) en zo blijkt een vermindering van het regelbereik. De hoogste momentane frequentie ingang is tijdens de FM-periode, 70 + 6.75

die

kan

optreden

aan

de

= 76.75 MHz

De periodeduur van dit signaal is 13.03 nsec. De uitgangspulsbreedte van het Q-signaal (fig. 27 en 28) is, met ideale electronica, bij een faseverschil van 10• en bovenstaande frequentie dan 13.03/36

361.92 psec.

Een faseverschil van 30.geeft een pulsbreedte van 13.03/12

= 1.09 nsec.

Realisering van deze fasedetector met behulp

van

de

snelste,


38

commercie! verkijgbare I.C. 's, namelijk ECL-logica (Fairchild lOOK-serie) leidt tot een detector met een fasekarakteristiek die niet lijkt op die uit figuur 29. Voor deze I.C. 's geldt namelijk dat de minimale stijg- en daaltijd aan de uitgang gelijk is aan 0.85 nsec. Uit de uitgang zal dus nooit een puls kunnen komen die smaller is dan ongeveer 1.7 nsec. Vergelijking van deze tijd met de benodigde pulsbreedtes rechtvaardigt de eerder geponeerde conclusie. We zouden voor dat we het C-MAC/packet signaal gaan verwerken nog eenmaal omlaag kunnen mengen (Superheterodyne PLL). Afgezien van specifieke ontwerpeisen van de SPLL is de minimale frequentie die we kunnen bereiken begrensd door de breedte van het signaalspectrum, zijnde groter dan 40.5 ~mz. De minimale frequentie wordt dan ongeveer 25 MHz. De hoogste frequentie die dan op zou kunnen treden is 31.75 MHz. De uitgangspulsbreedte van de fasedetector is dan bij een faseverschil van 10• 874 psec en bij een faseverschil van 30. 2.62 nsec We zien dat ook nu de electronica nog niet snel genoeg is om een fasedetector te maken met een redelijke fasekarakteristiek. De conclusie is dus dat er geen fasedetector met een 90~ ongevoelige fasekarakteristiek is te realiseren wanneer we een C-MAC/packet signaal als ingangssignaal hebben. Tegelijk met de fasedetector moeten we het idee om een PLL te gebruiken laten vallen.

4.3.2 Een frequentie-vermenigvuldiger

4.3.2.1 Spectra De enige overgebleven manier om een draaggolfcomponent op te wekken is de 4x vermenigvuldiger. Extra voordelig is dat deze ook gebruikt kan worden voor alle QPSK modems die in de vakgroep EC gerealiseerd zijn. Laten we het C-MAC/packet signaal symbolisch schrijven als 'C-MAC/packet' = '2-4PSK' u(t) met u(t) en v(t) als in fig. 30

+

'FM' v(t)

(28)


39

u(t)

1 0

--

-

v(t)

10. -

J

-- -----

.____"..

______ s

t

->

t

Fig. 30: Hulpfuncties u(t) en v(t) Na de 4x vermenigvuldiger vinden we [C-MAC/packet] 4

= [2-4PSK] 4 u(t) + [FM] 4 v(t)

(29)

omdat u(t) en v(t) orthogonaal ZlJn. Het spectrum van het FMsignaal wordt na de vermenigvuldiging vier maal zo breed omdat de f~ vier maal zo groot wordt. Ook de draaggolffrequentie neemt toe met een factor vier. Tijdens de 2-4PSK periode vinden we een discrete component op vier maal de draaggolffrequentie binnen een data-afhankelijk spectrum: de zogenaamde "patternnoise" [12]. Deze moet op dezelfde manier worden bestreden als thermische ruis. We vinden aldus:

M(f)

-

15.625 kHz

280 MHz

Fig. 31: Spectrum t.g.v. het 2-4PSK signaal na 4x vermenigvuldiging

DE C-HAC/packet DATA-DEHODULATOR

40

-

N(fl

15.625 kHz

280 MHz

Fig. 32: Spectrum t.g.v. het FH signaal na 4x vermenigvuldiging M(fl+N(f)

15.625 kHz +-+

280 MHz

Fig. 33: Totale spectrum na 4x vermenigvuldiging In de figuren 31 t/m 33 treedt op afstanden van 15.625 kHz herhaling van het "basis"-spectrum op, dit komt door de aanwezigheid van de schakelfuncties u(t) en v(t), zie ook 4.2.2. Wat blijkt is wel dat er een draaggolfcomponent opgewekt is, die na deling door vier als referentiedraaggolf kan dienen. Deze component wordt weer uitgefilterd met een PLL. Om foutloek te voorkomen moet ook hier het houdgebied kleiner zijn dan 15.625 kHz. De draaggolfonzekerheid zoals die in 4.1.1 berekend was, is L:lf1

± 1854.1 Hz

in band 1

L:lf2

± 6469.3 Hz

in band 2

Na de 4x vermenigvuldiger wordt dit dan: 4 L:lf 1

± 7416.4 Hz

in band 1

4 L:lf2

± 25.9

in band 2

kHz

Wat nu blijkt is dat de transmissie niet in band 2 kan plaatsvinden. De op deze manier gerealiseerde draaggolfterugwinning zou dan niet functioneren. Door verbetering van de oscillator in de satelliet is het mogelijk de onzekerheid te verminderen. De optredende onzekerheid in band 1 valt net binnen het houdgebied van de PLL, zodat gegarandeerd steeds op de echte draaggolf geloekt wordt. Om interferentie te


onderdrukken en de tussengeschakeld.

41

pre-PLL SNR te verhogen is een bandfilter

kl o k recovery

-

x2

~ r-.rv

x2

~

~

P LL

!---

Fig. 34: Het draaggolfterugwinnings-circuit 4.3.2.2 Filtering, CNR en loopbandbreedte

Het eerste bandfilter is weer een optimaal filter, zodat er een gedeeltelijke overlappping optreedt in het gebruik van circuits door draaggolfen klokterugwinning. Het bandfilter, appendix B, heeft een karakteristiek die als volgt gestyleerd is weer te geven: H (f)

f

0

280 MHz, I

Bn = 2 MHz

Fig. 35: Frequentiekarakteristiek post-filter

De hieruit te bepalen ruisbandbreedte is 2 MHz. We gaan nu weer uit van de EBU specificatie: CNR 8 dB. Laat het ingangsbandfilter een ruisbandbreedte hebben van W = 2/T = 40.5 }ffiz dan volgt met formule (12-187) van Spilker [15] voor de CNR aan de uitgang van het postfilter: CNR

= 8.9 dB

Ondanks het verlies in de 4x vermenigvuldiger (voor hoge CNR is dit 12 dB) hebben we nauwelijks verloren hebben aan CNR. Het faseruisspectrum van de teruggewonnen draaggolf heeft nu de volgende globale vorm:


42

S(M) faseruis

r--

f,

Fig. 36: Faseruisspectrum aan de uitgang van het post-filter Aan de uitgang van de PLL moet de ruis geminimaliseerd worden, hetgeen voor de faseruis een zo groot mogelijke, maar voor de thermische en de "pattern-noise" een zo klein mogelijke loopbandbreedte betekent. De eerste eis hangt samen met het feit dat de PLL alle faseveranderingen volgt die binnen de loopbandbreedte liggen. Faseveranderingen buiten de loopbandbreedte kan een PLL niet volgen, en deze geven zo aanleiding tot ruis. Laat S(w) het faseruisspectrum zijn dan geldt voor de rms fasejitter optredend na de PLL:

!1~-

H(jw)

12

S(w) dw

(3 0)

0 Waarbij H(j~ de gesloten lusoverdracht van de PLL is. De integraal hangt impliciet af van de loopbandbreedte. Voeren we de integratie uit voor verschillende loopbandbreedtes dan verkrijgen we een verloop als curve 1 heeft in onderstaande figuur.


43

0

Fig. 37: Fase-jitter als functie van de loopbandbreedte De rechte in fig. 37 is afkomstig van de thermische ruis en van de "pattern-noise", hoe groter de loopbandbreedte hoe meer ruis wordt doorgelaten. Dit gebeurt volgens:

(31)

met N

0

ruisdichtheid aan de PLL ingang

P : signaalvermogen 6

De helling van de rechte is dus afhankelijk van de CNR. Optellen van curve 1 en rechte 2 levert curve 3 op. In het minimum van curve 3 treedt minimale fasejitter op, de bijbehorende loopbandbreedte is voor die betreffende CNR optimaal. Duidelijk blijkt dat voor hogere CNR de loopbandbreedte groter moet zijn: eigenlijk is een adaptieve regeling noodzakelijk. Hoe een ontvangen faseruisspectrum op 70 MHz eruit zou kunnen zien, is te zien in fig. 38 [18]. De vreemde vorm van het gemeten spectrum is te wijten aan de benutte up-converter. Het faseruisspectrum is benaderd met de kromme getiteld: "approximation". Na 4x vermenigvuldiging verslechtert het spectrum met 12 dB. Dit resulteert in de kromme op 12 dB afstand van de "approximation"-kromme. De gemeten CNR voor de "pattern-noise" is 67 dB, zie 4.4, zodat we in fig. 38 zien dat voor een frequentie-offset van 6 kHz de faseruis

DE C-MAC/packet DATA-DENODULATOR

44

USB NOISE MEASUREMENT

Fig. 38: Faseruisspectrum van een binnenkomend 70 MHz signaal gemaskeerd wordt door de "pattern-noise". Bij de geeiste CNR t.g.v. de thermische ruis, 14 dB, ligt de maskeringsgrens bij 30 Hz. De werkelijke CNR zal in de praktijk dus schommelen tussen de grenzen 14 en 67 dB. De maskeringsgrens volgt tussen 30 Hz en 6 kHz. Laten we nu de loopbandbreedte vastleggen op 500 Hz. Bij deze waarde mag de faseruis niet meer te verwaarlozen zijn, fig. 37, hetgeen eist dat de actuele CNR groter is dan 50 dB. Voordat metingen aanleiding geven om een andere loopbandbreedte te nemen, houden we vast aan de waarde van 500 Hz. Met (24) en (26) vinden we nu weer: BN

1666 Hz

0.2 sec

met Llf É

=

15.6 25 0. 707

kHz

De SNR aan de uitgang van de PLL wordt nu:

SNR o

= 8 •9

+

,0 ,0 ,01 og 2,666

6

= 39. 7

dB

Dit komt overeen met een rms fasefout van

e rms = 7.3

,0 -3 rad

Bij deze waarde mag nauwelijks degradatie van de 2-4PSK modem verwacht worden. Dit blijkt direct uit fig 39, waaarjn de

DE

C-~~C/packet

DATA-DEMODULATOR

45

benodigde SNR (=A) van de draaggolf is uitgezet tegen de bitfoutenkans voor verschillende modulatievormen. De 2-4PSK curve zou ergens tussen die van FFSK (= MSK) en QPSK moeten liggen, gelet op de overeenkomsten met beide methoden.

Fig. 39: Benodigde draaggolf-referentie SNR t.o.v BER, voor 0.05 dB degradatie t.o.v de ideale curve [12] 4.4 Metingen • Om aan te tonen dat het voorgestelde principe van draaggolfterugwinning werkt zijn enkele metingen uitgevoerd. Wegens het ontbreken van een 2-4PSK modulator is gebruik gemaakt van een 2x2 Mbit/sec QPSK modulator. We verwachten echter dezelfde resultaten met een 2-4PSK modulator als bron. De eenvoudigste controle is te kijken of de PLL loekt op de opgewekte 280 MHz component en te kijken of de PLL ook volgt als de draaggolffrequentie verandert. De PLL is gedimensioneert zoals in Appendix F is aangegeven. De draaggolffrequentie is verandert door de oscillator in de modulator (70 MHz) te versternrnen. Omdat de verstemming slechts enkele honderden hertz is heeft dit geen invloed op het QPSK signaal. We vinden voor het houdgebied, het frequentiegebied de PLL de aangeboden frequentie kan volgen:

*) zie Appendix H

waarbinnen


fHh

46

70.003370 MHz

~

)-- Mhoud

fHl

8.29 kHz

69.998900 MHz.

=

Voor het vanggebied, het frequentiegebied loekt op het aangeboden signaal vinden we:

fy 1

4.14 kHz

= 69.994431 HHz

Het houdgebied is gecentreerd rond f

fvh

~±

= 70.001310 MHz

= 69.997167 MHz

r

~

Mvang

waarbinnen

3.84 kHz

~+

de

PLL

1.92 kHz

Het vanggebied is gecentreerd rond f = 69.999239 MHz. De teller waarmee gemeten is (HP 5283A), is voor de meting geijkt, de relatieve fout na de ijking was 5 E-6. Grafisch ziet het een en ander er als volgt uit: 10 MHz

-5I

-6 I

I I

.....

-~ I

-3t! IE

-2I

-1 I

I

vanggebied houdgebied

1 I

.

I

2

3

I

I

4I

..

M (kHz)

I

"..

=--·

Fig. 40: Vang- en houdgebied van het draaggolfterugwinnings-circuit Het niet gecentreerd zijn rond 70 MHz van vangen houdgebied is vermoedelijk te wijten aan ten eerste: het niet door de oorsprong gaan van de VCXO karakteristiek (fig 63) en ten tweede: een DC-offset in het loopfilter, opgewekt door de mixer en de op-amps (zie Appendix F). Belangrijk is te constateren dat het vanggebied precies groot genoeg is. De PLL zal nooit op een verkeerde draaggolfcomponent loeken, als het binnenkomende signaal gecentreerd is op f = 69.999239 MHz. De tijd die de PLL nodig heeft om in loek te komen is globaal bepaald. In het midden van het vanggebied geschiedt het locken meteen (in een fractie van een seconde). Naar de grenzen toelopend neemt de loektijd zeer snel toe. Bij de opgegeven grenzen is de loektijd ongeveer 2 sec. Als tweede test is de totale demodulator geprobeerd. Dit is gebeurd door de oogpatronen zichtbaar te maken, van het gedemoduleerde QPSK-signaal. De oogpatronen zijn "afgetapt"


47

achter de basisbandfilters in de demodulator (Appendix G). Vanwege de breedte van deze filters (10.125 MHz) hebben ze nauwelijks invloed op de signalen (klokfrequentie = 2 MHz). Het oogpatroon wordt dus bepaald door de filtering in de modulator.

I-kanaal > "0 .....

>

E

0 0 N

0.-kanaal

200 nsec /div

Fig. 41: Oogpatronen van het gedemoduleerde QPSK signaal Wat opvalt in fig. 41 is dat het oogpatroon van het Q-kanaal niet zo scherp is, dit in tegenstelling tot het oogpatroon van het I-kanaal. Het hoe en waarom van dit verschijnsel is nog niet verklaard. De mogelijkheid dat dit verschijnsel al opgewekt wordt in de modulator is niet ondenkbaar, daar er met behulp van een differentiele QPSK demodulator ook een verschil in beide oogpatronen is geconstateerd. Bij variatie van de draaggolffrequentie verslechteren beide oogpatronen. Dit komt doordat de referentiedraaggolven dan niet meer de goede faserelatie hebben met het binnenkomende signaal i.p.v. de gewenste o·en go· relatie krijgen we ten gevolge van de frequentie-offset b.v. 0.1· en 90.1~ De frequentie-afhankelijke fasedraaiing van de filters/versterkers in de deler naar 70 MHz (Appendix C) is hiervoor verantwoordelijk. Aanpassing van deze circuits is dus noodzakelijk omdat anders de BER een onnodige degradatie ondergaat. Als derde test test Z1Jn de faseruisspectra van diverse signalen gemeten. Om hun onderlinge verband te benadrukken zijn verschillende spectra in een figuur getekend.

DE C-MAC/packet DATA-DEMODULATOR In de 4x vermenigvuldiger zouden we 12 dB aan CNR moeten verliezen [15]. Om dit te controleren bieden we een 70 MHz draaggolf aan aan het 4x circuit. l~t faseruisspectrum van deze draaggolf en de opgewekte 280 MHz component zijn getekend in fig. 42.

USB NOISE MEASUREMENT

Fig. 42: Faseruisspectra van de draaggolf op 70 MHz, en de opgewekte 280 l'1Hz component, met en zonder modulatie. Het blijkt dat de theorie slechts gedeeltelijk bevestigd wordt door de metingen. De verslechtering door het 4x circuit varieert tussen 5 dB voor lage offset-frequenties tot 10 dB voor hogere offset-frequeties (rond 40 kHz). Er blijken bovendien stoorcomponenten aanwezig te zijn in het spectrum. Bieden we de gemoduleerde draaggolf aan (2 x 2 Mbit/sec QPSK), dan maskeert de optredende "pattern-noise" de faseruis. De CNR is af te lezen uit fig. 42 en bedraagt ongeveer 67 dB. Opgemerkt moet nog worden dat de getrokken lijnen best-fit benaderingen, van een curve als die van het 280 MHz signaal met modulatie, zijn. Ook in figuur 43 is dit gebeurd. Hierin zien we weer het spectrum van de 280 MHz component (hetzelfde als in fig. 42), en als nieuw spectrum dat van de teruggewonnen draaggolf op 70 MHz. De theorie wordt nu veel beter bevestigd. Voor kleine offset-frequenties is de winst ten gevolge de deling inderdaad 12 dB. Voor hogere offset-frequenties is de winst groter omdat nu ook de "pattern-noise" invloed heeft. De fasevariantie hiervan wordt ook door vier gedeeld. De invloed van het loopfilter (een ander dan het in Appendix F

48

DE C-MAC/packet DATA-DEMODULATOR beschrevene) 4 kHz.

49

is zichtbaar door het aflopen van het spectrum na .-. MEASURHMEN'f ~

-I"

-50

-&ll

•

-71l

- · - - ·--l

'm

-80

_,

J:

0

t

11

-10

-I

i

-100 -1t0 --·-

·-l·

~ I --1--+

-1213

i i

- -~-l

-H0

-1
-

-'!~IJ

10

l.

..

e

e.r

"

'

..,"

Fig. 43: Faseruisspectrum van de opgewekte 280 MHz component en, van de draaggolf-referentie Voor hogere offset-frequenties hierbij op dat de faseruis draaggolfvermogen zit.

overheerst een storing. Merk bij 100 kHz al 115 dB onder het

Tot slot is bekeken hoe de PLL reageert op de invloed van ruis. Hiertoe wordt ruis opgeteld bij het signaal. Het resulterende signaal wordt via een meetfilter aangeboden aan de C-MAC/packet demodulator. De ruisbandbreedte van het meetfilter is voor de meting bepaalt en bedraagt 17 MHz. De doorlaatband is ongeveer 10 MHz breed zodat het QPSK-signaal niet wordt vervormd door het filter. Het toegevoerde ruisvermogen wordt net zolang verhoogd totdat de PLL uit loek valt. Hierna wordt die waarde weer ingesteld waarvoor de PLL nog net in loek bleef. Het totale vermogen wordt nu gemeten. Na het verminderen van het toegevoegde ruisvermogen met 120 dB wordt het signaalvermogen gemeten. Dit werd tweemaal gedaan; de eerste maal voor een gemoduleerde draaggolf (SNR) en de tweede maal voor een ongemoduleerde draaggolf (CNR). De resultaten van de metingen zijn:


C+ N

c CNR

50

mW

S+ N

2.92 mW

3.07 mW

s

2.65 mW

3.5

8.6 dB

Str.R

9.9

dB

Om terug te rekenen naar de door de EBU gespecificeerde ruisbandbreedte van 27 MHz, moeten de gevonden waarden met 2 dB (= 10 log 27/17) vermeerderd worden. Voor de waarden waarbij de PLL nog net in loek is, (in een ruisbandbreedte van 27 MHz) vinden we nu: CNR

= 10.6 dB

en

SNR

= 11.9 dB

De nominaal te behalen CNR in de demodulator is 14 dB, hierbij is de PLL dus zonder meer in loek. Bij de door de EBU gespecificeerde grens van 8 dB is de PLL niet meer in loek. Men kan denken dat dit komt omdat de berekende CNR (4.3.2.2) in de loopbandbreedte, 39.7 dB, niet gehaald wordt. Bekend is echter [16] dat de PLL pas bij 0 dB uit loek valt. Het verschil in beide waarden is dermate groot dat het uit loek vallen ten gevolge van het niet halen van de CNR zeer onwaarschijnlijk is. Een aannemelijke verklaring voor het feit dat de PLL al vrlJ snel uit loek valt is dat de 4x vermenigvuldiger niet genoeg vermogen aflevert aan de PLL. Het gewenste vermogen (bij 280 MHz) is +2 tot +7 dBm, zakt dit onder de 2 dBm dan leveren de mixers een amplitude-afhankelijk signaal af. Hun werking als limiter is dan verloren gegaan. Het stuursignaal voor de VCXO wordt nu AM gemoduleerd, waardoor de PLL werking zeker aangetast wordt.

51

5. CONCLUSIE EN AANBEVELINGEN De in dit verslag aangegeven manieren van klok- en draaggolfterugwinning blijken succesvol te zijn. Het gedrag van de PLL voor de draaggolfterugwinning voldoet aan de gestelde eisen met als uitzondering het in loek blijven bij slechte CNR. Ook de klokterugwinning is getest [19] en voldoet aan de gestelde eisen. Het gedrag van dit circuit bij aanwezigheid van sterke thermische ruis is nog niet bekeken. Een 2-4PSK modulator is tijdens de afstudeerperiode niet beschikbaar gekomen~ Wel een 2-4PSK coder. Met behulp van deze coder is de 2-4PSK decoder (Appendix G) getest. De zo gevormde codec werkte naar behoren. Aangezien het omlaaag mengen naar basisband ook functioneert, getuige Fig. 41, mogen we aannemen dat de totale C-MAC/packet data-demodulator goed zal functioneren, waarmee aan de gestelde opdracht is voldaan. Enige onvolkomenheden die zijn geconstateerd resulteren in de volgende aanbevelingen:

- Aanpassing van de 4x vermenigvuldiger, opdat de PLL ten alle tijde voldoende vermogen (+2 tot +7 dBm) aangeboden krijgt. Uitbreiding met een ALC kan noodzakelijk zijn om amplitudevariaties op te vangen.

- Omdat de 4x vermenigvuldiger ook wat amplitudegedrag betreft een niet-lineair element is, is nader onderzoek gewenst om de regelkarakteristieken voor een eventuele ALC te bepalen.

- De looptijd door het draaggolfterugwinningscircuit is frequentie-afhankelijk. Dit zal resulteren in een verslechtering van de BER. Er zijn twee mogelijke oplossingen: een adaptieve looptijd regeling of de looptijd binnen het van belang zijnde, zeer beperkte, frequentiegebied zo constant mogelijk te maken. Vanwege de kosten is de laatste oplossing te preferen.

*) zie Appendix H

CONCLUSIE EN AANBEVELINGEN

- Indien er ooit een commercieel verantwoorde C-MAC/packet data-demodulator gemaakt zou moeten worden, dan moeten we om een zo goedkoop mogelijk model te maken de demodulator volgens fig. 18 bouwen. Dit vanwege de benodigde down-converter. De in dit verslag gehanteerde principes blijven gelden, echter ombouw naar een andere frequentie (150.125 MHz of 129.875 MHz i.p.v. 280 MHz) van de diverse circuits is noodzakelijk.

- Om de optimale ruisbandbreedte van de PLL's te kunnen bepalen moet de integraal volgens formule (30) worden berekend. Omdat het faseruisspectrum met behulp van een spectrumanalyser en een computer wordt gemeten is het mogelijk de integratie meteen uit te voeren. Afhankelijk van het faseruisspectrum zou een gebied van mogelijke loopbandbreedtes gekozen moeten worden. Door voor enkele waarden in dit gebied (30) te berekenen is een curve als in fig. 37 te tekenen. Bij een gegeven CNR is nu de optimale loopbandbreedte te bepalen.

52

53 LITERATUURLIJST

[1]

"MAC - An improved television signal format for satellite broadcasting", Independent Braadcasting Authority, England,sept 1982

[2]

L. Foreman, "Satellieten voor omroepdoeleinden", Radiobulletin, no. 2, 1984, pp 57-60.

[3]

H. Mertens, D. Wood, "The C-MAC/packet system for direct satellite television", EBU review - Technical, no 200 (aug 1983).

[4]

A.B. Carlson, Communication systems, second edition. Tokyo, MC Graw-Hill Kogakuska, 1975.

[5]

M.D. Windram, G. Tonge, R. Morcom, "MAC - A Television System for High-Quality Satellite Broadcasting", Independent Braadcasting Authority, Winchester, August 1982

[6]

European Braadcasting Union, "Television Standards for the braadcasting Satellite Service. Specification of the C-MAC/packet system", Bruxelles, march 1984

[7]

D. Duponteil, "Binary modulations for digital satellite communications link with differential demodulation", 5th International Conference on digital satellite communications, Genoa, March 1981, pp 90-98 [LSP 69 DIG].

[8]

J.C. Bic, D. Duponteil, "4-bit OQASK: A new 16-ary APK system", 1980 Int. Zurich Seminar in digital Communications, pp A4.1-A4.6 [LRH 74 DIG].

[9]

J.C. Imbeaux, "Performance of the delay-line multiplier circuit for clock and carrier recovery in digital satelitte transmissions", 5th International Conference on digital satellite communications, Genoa, March 1981, pp 311-318 [LSP 69 DIG].

LITERATUURLIJST

[10] CCIR, "Recommendations and reports of the CCIR, Braadcasting - Satellite service, (Sound and television)", Vol X and XI, Part 2, Geneva, 1982 [ 11] CCIR, "Radio Regulations, Appendices to the radio regulations. Resolutions and Recommendations", Geneva, 1982, Appendix 30, pp 134 [12] V.K. Bhargava et al, Digital communications by satellite, Modulation, multiple access and coding, John Wiley & Sons, New York, 1981 [13] K. Feher, G.S. Takhar, "A new symbol timing recovery technique for burst modem applications", IEEE Trans. on com, vol 26, no 1, jan 1978. [14] B.R. Eisenberg, "Gated Phase-Locked Loop study", IEEE Trans. on aerospace and electronic systems, vol 7, no 3, may 1971, pp 469-77, [15] J.J. Spilker, Digital communications by satellite, Prentice hall, New Jersey, 1977 [16] F.M. Gardner, Phase-lock techniques, second edition, John Wiley & Sons, New York, 1979 [17] F.M. Gardner, Carier and clock synchronisation for TDMA digital communications, ESA TM-169(ESTEC), dec 1976 [ARM 10 ESR] [18] P.J.M. Kerstens, "Digital Satellite communications with the B-transponder of the Orbital Test Satellite", Afstudeerverslag, T.H. Eindhoven, maart 1983 [19] J. Swijghuisen-Reigersberg, Prive aantekeningen (T.H. Eindhoven, vakgroep EC), Eindhoven, april 1984 [20] G.E. Hansell, Filter design and evaluation. Van Nastrand Reinhold Company, New York, 1969

54

LITERATUURLIJST

[21] D.S. Evans, G.R. Jessop, VHF-UHF Manual. Radio Society of Great Britain, third edition, 1982 pp 3.7 - 3.8 [22] European Braadcasting Union, "Television Standards for the 625-line 12 GHz satellite broadcasting", EBU document SPB, june 1983

55

56

APPENDIX A: BLOKSCHEMA C-MAC/packet DATA-DEMODULATOR Het blokschema van een coherente C-MAC/packet data-demodulator is al gedeeltelijk ter sprake gekomen. Het bestaat uit de hieronder volgend hoofd- en deelblokken. Tussen haakjes is de appendix gegeven waarin het betreffende blok beschreven wordt.

4x vermenigvuldiger (B)

draaggolfterugwinningscircuit

fasedetectoren (E) loopfilter (F) loekdetector (F) 8x vermenigvuldiger (C) VCXO (D)

PLL voor klokterugwinning

Delay

2-4PSK demodulator (G) De samenhang tussen de blokken blijkt uit het blokschema. Het blok "Delay" is nog nergens ter sprake gekomen, het zorgt voor de compensatie van de looptijd door het draaggolfterugwinnings-circuit ( = 4x vermenigvuldiger + PLL). Een stukje kabel vertraagt al genoeg om de looptijd te compenseren. Fijnregeling geschiedt met de instelling van de versterkers/filters in de deler naar 70 MHz (Appendix C). De PLL voor de klokterugwinning is gerealiseerd door de Swijghuisen-Reigersberg [19] en wordt hier daarom beschreven.

heer niet

57

BLOKSCHEMA C-MAC/packet DATA-DEMODULATOR

~

"'

I!

"0

f1--

- --

--

--'

N

0

x

I

u

> I

x

u

0

-'

-~

I

0

a. 0 0

u

QJ

--'

QJ

"0

~

QJ

-

-~

--- ------

:!:::

'"' (Tl

--

'

' ' I

0

"' "' "'

I I

I-

I

'3 u

' L

I

0:

:.:::

~

V1

"0

0::

-·- _,

~

u

-

- -

---,

0

-X

I I

"'

I I

I

I

I

I

I

Yf

I

I I I I

l

:!:::

-X

I

C>

I

0

D

-

I

.

I

I

I

u.J

~

I

:::>

D

co

,-- --- - - - -

<{

--'

a_ ..:t N

x

0 I-

--

-

- - -- ----

-

I

><(

I I

-' u.J

D

I I

_ _ _j

1-

.......

::::> LJ

-' -'

0::

"-

....... LJ

"0

~

"'"'

x ..:t

N

I

:!:::

'"'

"' 0 N

u_

a_

ro

""

Vl

"-

1

N

I

:!:::

Fig. 44: Blokschema C-MAC/packet data-demodulator

58

APPENDIX B: 4x VERMENIGVULDIGER

B.1 Inleiding De 4x vermenigvuldiger heeft twee taken: 1. Opwekking draaggolfcomponent 2. Opwekking klokcomponent De klokcomponent ontstaat na het kwadrateren van het 2-4PSK signaal. De draaggolfcomponent ontstaat na twee maal kwadrateren. Het 2-4PSK signaal is te zien als een gespreide draaggolf. De modulatie spreidt dus het vermogen dat oorspronkelijk slechts in de draaggolf aanwezig is. Om dus zoveel mogelijk vermogen terug in de draaggolf te krijgen moet zoveel mogelijk signaal worden meegenomen: de bandbreedte moet groot zijn. Nu wordt echter ook veel ruis toegelaten, er is dus een compromis nodig. Er blijkt dat het filteren met een matebed filter goede resultaten geeft [16]. Dit filter gaat vooraf aan de 4x vermenigvuldiger, zodat de 4x vermenigvuldiger een zo groot mogelijke bandbreedte mag hebben. Practisch betekent dit hier B > 27 MHz. B.2 De

4x vermenigvuldiger

Het basiscircuit van de vermenigvuldiger is de gebalanceerde vermenigvuldiger. Deze bestaat uit twee transistoren die in klasse C staan ingesteld. Elke spanningspuls op de basis doet een pulsvormige collectorstroom lopen; deze stroom bevat theoretisch oneindig veel harmonischen van de ingangsfrequentie. Vanwege de gebalanceerde configuratie worden de oneven harmonischen sterk onderdrukt. Zonder speciale maatregelen is voor de eerste harmonische (het ingangssignaal!) 40 dB of meer onderdrukking te halen. Voor vermenigvuldigingsdoeleinden wordt normaal de gewenste harmonische uitgefilterd. Vanwege de gewenste breedhandigheid wordt hier niet gefilterd. In de collectoren is daarom gewoon een weerstand opgenomen.

59

4x VERMENIGVULDIGER

Het totale schema is hieronder gegeven:

L4

660

470

T1

50 S1 2x

BFT 66

BFY90 2x

x2

-

r- BUFFER

-

BFT66

x2

~

BFY90 f---

BUFFER

-

~ ,...----

Fig. 45: De 4x vermenigvuldiger De spoelgegevens zijn: Tl

T2 Ll 12, 13

3 3 4 3

x 3 wdg 0.15 Cul x 3 wdg 0.15 Cul wdg, dia = 10 mm, 1 wdg, dia = 5 mm, 1

= 40

mm

= 20 mm

Met de potentiometer tussen de emitters van de transistoren is de balans in te stellen. Ongewenste harmonischen worden hierbij onderdrukt. Het laagdoorlaatfilter tussen de trappen onderdrukt harmonischen in het GHz-gebied. Deze ontstaan vanwege de breedhandigheid van de gebruikte transistoren. Na dit filter is de klokcomponent beschikbaar (afnemen met hoogohmig circuit). De tweede vermenigvuldiger wordt gevolgd door een bandfilter op de gewenste frequentie, dus op 280 MHz.

4x VERMENIGVULDIGER

60

Met een 70 MHz signaal, afkomstig van een oscillator aan de ingang, van voldoende vermogen (4.5 dBm) vinden we aan de uitgang:

A (dB)

0

-40

-60 ~~--,---r-~------r-~------r-~---+1

0

250

500

(MHz)

Fig. 46: Uitgangsspectrum bij 70 MHz input We zien dat alle harmonischen van 70 MHz, ten opzichte 280 MHz component meer dan 40 dB onderdrukt zijn!

van

de

A.3 Het post-filter Om de SNR te verhogen wordt de 4x vermenigvuldiger gevolgd door een filter met zeer hoge Q. Dit is gemaakt door twee LCkringen op te nemen in trilholtes. Deze trilholtes zijn gekoppeld via een opening. De mechanische eisen zijn te vinden met behulp van een tabel in [21]. Het filter dempt enkele dB's in het doorlaatgebied. Om dit op te vangen en vanwege de impedantieaanpassing wordt het filter voorafgegaan door een versterker en gevolgd door een emittervolger.

61

4x VERMENIGVULDIGER

.---------------------~~----.

12V

r--1~H 22n

L1

ln 5

f--7 50 SI

50 SI f-i

.l

l

• = chip C'tje 1nf

3 N211

I

H

------iVERSTfRKER _

"helical"

. filter

H .

BFT 66

. BUFFER

Fig. 47: Het post-filter De spoelgegevens zijn: 11, 12 : 3 wdg, dia

5 mm, 1

20 mm

Met de spanning op gate 2 van de FET is de versterking in te stellen. Deze is zo groot te maken dat parasitaire oscillaties makkelijk kunnen ontstaan. De filtergegevens zoals die volgen uit [21] zijn:

Fig. 48: Mechanische layout trilholte

L = 5.7 cm, D

3.81 cm, d

= 2.0

cm, p

= 0.76

cm/winding

62

4x VERMENIGVULDIGER Voor de electrische eigenschappen vinden we: f

= 280 MHz,

Z

= 210 Ohm,

Q

= 1300

De Q is de onbelaste Q. Door de belasting zakt deze. Uit metingen blijkt echter dat de Q nog steeds zeer groot is, voor de -3 dB bandbreedte wordt ongeveer 400 kHz gevonden. Deze waarde brengt de Q op 700! Doormeten van het geheel, d.i. 4x vermenigvuldiger en postfilter met een 70 MHz QPSK-signaal voor 2x 2Mbit/sec. datatransmissie levert het volgende op: A !dB)

0

-4 0

-60 0

5

Fig. 49: Spectrum na het LPF (zie Fig. 45) (Bandbreedte spectrum-analyser = 1 kHz)

f (MHz)

63

4x VERMENIGVULDIGER

A

(dB) 0

-40

-80 215

280

f (MHz)

285

Fig. 50: Spectrum ·~ 4x vermenigvuldiger (Bandbreedte spectrum-analyser = 1 kHz) A !dBJ

0

-40

215

280

285

Fig. 51: Spectrum na het post-filter (Bandbreedte spectrum-analyser

=1

f

(MHzl

kHz)

64

4x VERMENIGVULDIGER Uit de figuren en 50 en 51 , met dezelfde schalen volgt onmiddellijk de filterkarakteristiek. Reeds de componenten op 278 en 282 MHz worden door het filter met 30 dB verzwakt! B.4 Buffers Omdat het 2-4PSK signaal zowel aan de 4x vermenigvuldiger als aan de 2-4PSK demodulator aangeboden moet worden is een buffer noodzakelijk. De 4x vermenigvuldiger heeft een tamelijk groot signaal nodig, ongeveer IV top-top, zodat het handig is enige versterking achter de hand te hebben. We sturen de 4x vermenigvuldiger dan ook aan vanuit een versterker. Het verbinden van. de versterker van de versterker met de ingang geschiedt d.m.v. een weerstand (zie fig. 52). Deze weerstand verhoogt de ingangsimpedantie van de versterker. De geintroduceerde verzwakking wordt ruimschoots gecompenseerd door de versterking. .....---,--- • 12 V

2-4PSK

10 MHz

--......-~----1~--i

1.1

BFT66

3k3

410 BFT66

Fig. 52: Stuurtrap voor 4x vermenigvuldiger 2-4PSK demodulator De 2-4PSK modulator wordt gestuurd vanuit een emittervolger. Omdat in de demodulator een versterker zit mag het ingangssignaal rustig verzwakt worden. Dit gebeurd door de weerstandsdeler aan de ingang.

Om het opgewekte kloksignaal aan de PLL aan te bieden is een schakeling gemaakt die de functies van bufferen en filteren verzorgt. Het filter bestaat uit een LC-kring opgenomen in de collector van een Darlington-trap, zodat er ook nog versterking

4x VERMENIGVULDIGER

65

optreedt. De versterking is ongeveer 20 dB bij 20 MHz. Met de trimmer is de ligging van de top in het frequentie-spectrum en hiermee ook de fasedraaiing in te stellen. r---~--~----------~---+12V

6SO 47

~naar

PLL

560 3 x BF 494

Fig. 53: Buffer tussen 4x vermenigvuldiger en de PLL voor de klokterugwinning Dit laatste is belangrijk om het juiste sample-moment demodulator in te kunnen stellen (zie Appendix G).

voor

de

66

APPENDIX G: 8x VERMENIGVULDIGER EN DELER

G.l De schakelingen Om de VGXO frequentie van 35 MHz op 280 MHz te brengen moet met acht vermenigvuldigd worden. Ook willen we de draaggolf op 70 MHz terug krijgen. We hebben zelfs twee orthogonale versies hiervan nodig. De 8x vermenigvuldiger is hetzelfde opgebouwd als de 4x vermenigvuldiger. Omdat de bandbreedte slechts enkele kHz moet zijn, zijn filters opgenomen. Uit de eerste trap wordt de 4e harmonische (140 MHz) gefilterd. De tweede trap zorgt voor de opwekking van de 280 MHz component.

son

2• BSY 39

Fig. 54: De 8x vermenigvuldiger De spoelgegevens zijn: Tl T2 Ll, L2, L3 L4, L5, L6

3 3 4 3

x 5 wdg 0.20 Gul x 3 wdg 0.20 Gul wdg, dia = 10 mm, 1 wdg, dia = 5 mm, 1

20 mm 20 mm

67

8x VERMENIGVULDIGER EN DELER Een elegante methode om uitgaande van 280 MHz twee 70 MHz signalen met 90 graden faserelatie te maken is met behulp van digitale circuits. Het 280 MHz signaal wordt een factor twee in frequentie gedeeld. De ontstane 140 MHz en 70 MHz signalen worden in een Exclusive-Or poort gestopt. Het resultaat is een 90 graden gedraaid 70 MHz signaal.

280 MHz

140 MHz

70 MHz

J 0

t.p=-90

t

Fig. 55: Terugwinning van twee 70 MHz blokgolven met onderlinge faserelatie van 90" Het schema van de delers is hieronder gegeven. De digitale circuits (ECL-I.C.'s) worden omgeven door analoge circuits. Om de 8x vermenigvuldiger niet teveel te belasten is een emittervolger voorgeschakeld. De achtergeschakelde versterkers/filters maken van de blokvormige signalen weer sinusvormige signalen. De faserelatie kan met behulp van de filterinstelling afgeregeld worden. De uitgangsspanning is ongeveer lV top-top.

8x VERMENIGVULDIGER EN DELER

68

!f:

39

f-1

::;- 50011

BF 113

100114

100136

100107

2x BF113

Fig. 56: Deler naar 70 MHz De spoelgegevens zijn: L1 t/m L4

: 9 wdg, dia

10 mm, 1 = 20 mm

De twee in cascade geschakelde line-receivers (100114) zorgen voor de sinus/blok conversie en versterken tevens het signaal. Een Exclusive-Or is gebruikt als vertragingslijn om de vertraging van de andere Exclusive-Or te ondervangen. C.2 Test Als test zijn de spectra gemeten aan de uitgangen van de schakelingen. Allereerst is het spectrum gemeten van de 8x vermenigvuldiger waarbij de ingang is gestuurd met een signaal van 35 MHz. Aan de uitgang verkrijgen we nu:

69


A (dB)

0

-40

-8 0

f

0

500

1000

(MHzl

Fig. S7: Spectrum aan uitgang 8x vermenigvuldiger Opgemerkt zij dat hierbij de deler naar 70 MHz al aangesloten is. We zien verder dat de onderdrukking van het 3S MHz ingangssignaal volledig is. De component op 210 MHz is ongeveer SS dB onderdrukt. De uitgangstrap vertoont harmonische vervorming zoals blijkt uit de componenten op S60 en 840 MHz. Aan de uitgang(en) van de deler vinden we de draaggolf op 70MHz terug, zie Fig. S8. Met de uitgangsfilters is zoals al gezegd de faserelatie precies in te stellen, uiteraard wordt de filtering en dus ook het uitgangsspectrum hier ook door beïnvloed.


70

A (dB)

0

-40

-80

f

0

250

500

!MHzl

Fig. 58: Spectrum aan de uitgang van de deler We zien. hier dat er alleen sprake is van harmonische vervorming. Deze is echter gering daar de component op 140 MHz al ongeveer 40 dB 011derdrukt is.

71

APPENDIX D: DE VCXO

D.1 Inleiding Omdat het binnenkomende signaal in frequentie verschoven kan zijn, met een afwijking van gemiddeld 1.8 kHz, moet de PLL deze afwijking kunnen volgen. De afwijking die de VCXO moet kunnen leveren is dus minstens 900Hz, dit omdat deze op 35 MHz werkt. Deze frequentie is gekozen omdat zij een deelfrequentie is van 70 MHz (en 280 MHz) en omdat een 35 MHz kristal het kristal was met de hoogste frequentie voor een grondtoon. Vanwege het CMAC/packet signaal is de maximaal toegestane frequentie afwijking + 7.8125 kHz op 280 MHz. Bij 35 MHz komt deze afwijking neer op ~ 976 Hz. Om deze maximale afwijking te realiseren kunnen we de stuurspanning van de VCXO begrenzen. Dit kan rechtstreeks met zenerdiodes of indirect met behulp van de loopversterking in de PLL. In beide gevallen is het nodig dat de VCXO een stabiele karakteristiek vertoont, d.w.z. over een zo groot mogelijk temperatuurgebied moet de karakteristiek dezelfde blijven. Deze eis is te verwezenlijken met een temperatuurgestabiliseerde VCXO. Een blokschema zou nu kunnen zijn:

vcxo ovenschakeling

~~---------' l -

-

-

-

-

- -

- -

_J

Fig. 59: Blokschema VCXO Een bijkomende voordeel van zo'n VCXO is dat de faseruis ook zeer klein zal Z1Jn. De loopbandbreedte kunnen we dan geheel afhankelijk van het ingangssignaal kiezen. D.2 De oven

als

Voor de ovenschakeling is gebruik gemaakt van een transistor verwarmingselement, een NTC als opnemer en een op-amp als

72

DE VCXO vergelijker tussen de gewenste en de momentane temperatuur. De regeling is tegengekoppeld zodat het circuit een rustig regelgedrag vertoont. De regelspanning zal continu verlopen.

10k

10k

10k

Fig. 60: De ovenschakeling De gehele oscillator wordt op een temperatuur van 75 C gehouden. Variaties in de omgevingstemperatuur kul1llen zo goed opgevangen worden. Om het thermische contact tussen oven en oscillator te bevorderen is gekozen voor de volgende mechanische opbouw (doorsnede): osrillator

print

~iiiiiiiiiiiiiiii~~--pasta oven koper 1.!--_ _s_c_h_ak_e_l_in_g_ _ _-.:~:-::::., b ik 1

Fig. 61: Mechanische opbouw VCXO Het geheel is omgeven met isolatieschuim. In schakeling ongeveer 200 mA. Tijdens het ongeveer 800 mA.

"rust" trekt de opwarmen. is dit

C.3 De oscillator De oscillator bestaat uit een type waarbij het oscilleren gebeurt door meekoppeling van emitter naar basis middels een capacitieve spanningsdeler. Uitkoppelen van het gewenste vermogen gebeurt bij de emitter. Het kristal moet belast worden met 30 pF. De totale capaciteit waarmee het belast wordt bestaat uit een vast en een variabel deel. Het variabel deel bestaat uit een trimmer en uit een varicap diode. Door de spanning over deze diode te varieren varieert de capaciteit en hiermee de frequentie. Met de trimmer stellen we het

73

DE VCXO frequentiegebied in. Om de regelspanning symmetrisch rond 0 V te krijgen, is de varicap met Z1Jn anode op een negatieve spanning gelegd. Instelling in het midden van het regelgebied geschiedt nu door de anode in te stellen op -5 v. Het resterende gedeelte van de oscillator bestaat uit filtering en buffering. Door wijziging van de belasting mag de frequentie namelijk niet veranderen. De oscillator levert een mooie sinus af. De harmonische componenten zijn meer dan 45 dB onderdrukt.

1k I

680

2N4124

2x2N4124

L

220

390

2 x BC 113 _j

Fig. 62: De VCXO Door aansturing vanuit een bron met een inwendige weerstand van 100 kO ontstaat een laagdoorlaatfilter. De kantelfrequentie is bij deze waarde 23.4 kHz. Omdat het maximale door de PLL te volgen frequentieverschil 15.625 kHz bedraagt is deze grens goed gekozen. Hoogfrequentjitter wordt zo tot een minimum beperkt.

74

DE VCXO

De regelkarakteristiek is opgemeten. het instelpunt (35 MHz) bedraagd: 275 Hz/V

De

gevoeligheid

rond

= 863.9 rad/V

Na de Bx vermenigvuldiger bedraagt de gevoeligheid dus 2.2 kHz/V = 6.91 krad/V

Vr

Fig. 63: De regelkarakteristiek van de VCXO Opgemerkt moet worden dan de karakteristiek verschoven kan worden door de spanning op de anode van de varicap te verandereit. Deze spanning moet dus ook zeer stabiel zijn.

I V)

75

APPENDIX E: FASEDETECTOREN Er zijn op 280 MHz twee fasedetectoren nodig, n.l. een voor in de PLL en een tweede voor de lockdetector. Er is gekozen voor dubbel- gebalanceerde mixers als fasedetectoren. Deze zijn tevens ook frequentiedetector daar de verschilfrequentie van beide ingangssignalen op de uitgang verschijnt. De fasekarakteristiek is sinusvormig.

cp (graden)

Fig. 64: Fasekarakteristiek van een DBM Bij het in loek zijn van de PLL zal het faseverschil tussen ingangssignaal en VCXO-signaal daarom 90"zijn. De uitgangsspanning van de fasedetector is dan 0 V. De andere fasedetector, die een 90" gedraaid 280 MHz signaal krijgt aangeboden, levert nu een maximale spanning af. Het teken van deze spanning hangt af van het teken van het faseverschil, zie Fig. 64. naar loekdetector

[>

90

0

BUFFER

van

van

Sx circuit

4x circuit

280 MHz

280 MHz

naar PLL

[>

BUFFER

Fig. 65: Blokschema van de fasedetectoren en buffers

FASEDETECTOREN

76

De mixers leveren een amplitude onafhankelijk uitgangssignaal wanneer ze overstuurd worden. Dit gebeurt als op de ingangen een signaal van + 2 dBm of meer staat. Om deze conditie waar te maken en tevens de 4x en de 8x vermenigvuldiger niet te veel te belasten zijn de mixers omgeven door versterkers en buffers. De 90" fasedraaiing wordt gerealiseerd met een stukje kabel. Bij 280 MHz is een kort stukje hiervoor genoeg. 90• draaiing komt bij deze frequentie overeen met een tijdsvertraging van:

At

1 4

1

280 10

6

=

892.8 psec

De gebruikte kabel (RG 58) vertraagd 5 nsec/m. We hebben dus 892.8 10-

12

;s

10-

9

=

0.178 m

nodig. Het schema van het geheel is hieronder getekend •

.-1-----~--------------------------~---,-----+12V 3k3

leekdetector

18

410

680 BF T 66

BFT 66

BFT 66

16

18 1k

r------, l

f--1 18

r I I

l

I

r---c:r-l 41 :

680 l

I L- -

680

-

----, l

'-l

l 680 18

I 6

....J

Fig. 66: Fasedetectoren en buffers De 8x vermenigvuldiger levert niet voldoende vermogen af, zodat versterkers noodzakelijk zijn. De versterking is ongeveer 15 dB. Een emittervolger stuurt de mixer aan. De aansturing van het geheel geschiedt vanuit een power-splitter. Deze bestaat

FASEDETECTOREN uit een sterschakeling van drie weerstanden. Met de gekozen waarden en een belasting van 50 Ohm is op elk punt van de splitter het impedantieniveau ook 50 Ohm. De vertragingslijn wordt aangestuurd vanuit een laagdoorlaatfilter. Met de gegeven R en C waarden is de kantelfrequentie 291 MHz. Deze valt vawege de van nul verschillende uitgangsimpedantie van de buffer iets lager uit. De pool van de overdrachtsfunctie van dit filter ligt dus dicht bij 280 MHz. Rond deze frequentie is de fasedraaiing veroorzaakt door dit filter, sterk afhankelijk van de frequentie en dus van de capaciteit. Bekijken we de basisbandsignalen (mixeruitgangen) op de oscilloscoop dan is met bovengenoemde capaciteit de faserelatie tussen de twee takken uit figuur E.2 af te regelen op precies 90. Tevens is de invloed van de mixers dan gecompenseerd. Het netwerkje aan de uitgangen van de mixer zorgt voor een eerste filtering (f = 284 kHz) en zorgt er tevens voor dat de gelijkspanning aanwezig op de uitgang 20x verzwakt wordt aleer zij de mixer bereikt. Deze veroorzaakt namelijk een onbalans in de mixer. Zo'n gelijkspanning ontstaat al door achter het filter een versterker te plaatsen die opgebouwd; is rond een operationele versterker. De offset-spanning van de op-amp is dan de verantwoordelijke.

77

78

APPENDIX F: LOOPFILTER EN LOCKDETECTOR

F.1 Het loopfilter In hoofdstuk 4 is aangegeven dat een loopbandbreedte van 500 Hz tot goede resultaten zou kunnen leiden. Met deze waarde wordt hieronder dan ook verder gerekend. Naast het vastleggen van de loopbandbreedte moet het loopfilter er ook voor zorgen dat het vanggebied van de PLL begrensd is. Kiezen we voor een passief loopfilter [16] dan is met behulp van de grootte van de loopversterking het vangen houdgebied in te stellen. Voor het houdgebied geldt:

R1

10k

van --c:::r---1

f asedetector

100 k 390 10k

~I

1k5

114 HA4141

-

G>

141

loop

-

%

I--

filter

8>

Fig. 67: Het loopfilter (32)

met K0

naar

vcxo

VCXO gevoeligheid (rad/V) fasedetectorgevoeligheid (V/rad) versterkingsfactor

We moeten nu eisen volgens paragraaf 4.3.2.1:

Samen met deze eis en de gemeten waarden:

LOOPFILTER EN LOCKDETECTOR K0

=

Kd

79

6,91

10 3 rad/V

62

10- 3 V/rad

vinden we De versterking is gerealiseerd met de tweede op-amp in fig. 67. De versterking van de eerste op-amp is verdisconteerd in de gevoeligheid van de fasedetector. Het eigenlijke loopfilter is opgenomen tussen de twee versterkers, deze dienen tevens als buffer. De element-waarden van het filter kunnen worden berekend na vaststelling van de tijdconstanten van het filter: 2g

.i\. K A

R C 1

R C 2

Met

c

=

= T'1 =

T'

= 2 =

d

0

w

2É w n

2 n

wn

1 (33)

+ Koi\.dA

1

(34) l\./'dA

1 pF vinden we R1 = 2kÇ'1 en R2

409Ç(.

F.2 De loekdetector

------------

Het is de taak van de loekdetector een optische indicatie (LED) te geven over het feit of de PLL al dan niet in loek is. De loekdetector kan ook gebruikt worden om het loopfilter te schakelen dus als hulp bij de acquisitie van de PLL. Hiertoe moet hij uitgebreidt worden met een analoge schakelaar, werkend op het filter en bediend vanuit de lockdetector. De werking van de detector berust op het feit dat als de PLL in loek is, er een gelijkspanning op de uitgang van de fasedetector aanwezig zal zijn. Is de PLL uit loek dan levert de fasedetector een wisselspanning af met als frequentie, het frequentie-verschil tussen het binnenkomende- en het vcxosignaal. Het circuit bestaat nu uit niets anders dan een converter van wissel- naar gelijkspanning. De spanning uit de fasedetector wordt 22x versterkt, na gefiltert te zijn door een RC-filter (zie Appendix E) met kantelfrequentie 284 kHz. Om het circuit onafhankelijk te maken van de fase van beide ingangssignalen wordt het versterkte signaal dubbelfasiggelijkgericht. Een ORpoort zorgt voor het omzetten naar een blokspanning.

LOOPFILTER EN LOCKDETECTOR

van

fasedetector

3x

1/4

HA47~1

Fig. 68: De loekdetector De eigenlijke omzetting naar gelijkspanning gebeurt met behulp van een "retriggerable one-shot". De one-shot tijd is ingesteld op 2 sec (0.5 Hz). Is de frequentie van het signaal uit de fasedetector hoger dan 0.5 Hz dan zal de one-shot steeds getriggerd worden. De uitgang blijft continu laag. Wordt de frequentie lager dan 0.5 Hz (gelijkspanning) dan wordt de uitgang van de one-shot hoog; de LED gaat branden. Bij het aanbieden van een frequentie, binnen het vanggebied, aan de PLL licht de LED na ongeveer 2 sec op. Als er geen ingangssignaal aangeboden wordt licht de LED ook op. Dit is te wijten aan het feit dat het laagdoorlaatfilter na de fasedetector de wisselspanning verzwakt (het fictieve frequentieverschil is ongeveer 280 MHz!). De aanwijzing van de loekdetector is betrouwbaar voor frequentieverschillen kleiner of gelijk aan 284 kHz.

80

81

APPENDIX G: DE 2-4PSK DEMODULATOR Het blokschema van de gegeven, zie 3.3.5 Voor detail weergegeven.

2-4PSK demodulator is al eerder de volledigheid is het hieronder in

DRAAGGOLF 'P =0~ 90.

[>

camparateren en

2-4PSK

dec ader

[> Fig. 69: Blokschema 2-4PSK demodulator G.1 Het ingangscircuit Om een reserve ten aanzien van het benodigde ingangsvermogen te kweken, versterken we eerst het binnenkomende 2-4PSK signaal. Dit gebeurt met een teruggekoppelde versterker. De frequentiekarakteristiek is vlak van zeer lage frequenties tot ongeveer 150 MHz. De versterking is ongeveer 20 dB. Het uitgangssignaal gaat rechtstreeks naar de mixers toe. De mixers zijn van het dubbel-gebalanceerde type. De andere kant van de mixers ontvangen hun signalen rechtstreeks van de 8x vermenigvuldiger. Dit zijn namelijk de teruggewonnen draaggolf referenties. Het uitgangssignaal van de mixers wordt gefilterd met een laagdoorlaatfilter. Als filter is een 7e orde Butterworth filter genomen. De kantelfrequentie ligt bij 10.125 MHz. Dit filter is gekozen na beschouwing van de aanbevolen TX en RX filters door de EBU [22].

DATA

82

DE 2-4PSK DEMODULATOR

Met behulp van [20] zijn de L en de C waarden van het filter te berekenen. De exacte en practische waarden zijn hieronder gegeven voor een karakteristieke impedantie van 50 Ohm. L2

L4

L6

Fig. 70: 7e orde Butterworth filter Cl = 140 L2 980 567 C3 L4 1.57 es 567 980 L6 140 C7

pF nH pF IJ.H pF nH pF

138 1 560 1.47 560 1 138

pF (120 + 18) IJ.H pF IJ.H (1 + 0.47) pF IJ.H pF (120 + 18)

Tabel 4: L en C waarden voor het filter uit fig. 70 Het schema van de ingangstrap wordt getekend):

zo

(slechts

een

tak

is

.---~----------------------------------------~----+12V

naar

70 MHz 2- 4PSK

.>-<'""""'"-....--- comparatorPn

2xBFR91

10 MHz carrier

-12V

Fig. 71: Ingangstrap 2-4PSK demodulator Het signaal na het filter wordt nog extra versterkt (3x) om de niveau's van de camparator goed te kunnen instellen. Vanwege het feit dat deze versterker gelijksspanningsgekoppeld moet zijn is voor een op-amp gekozen.


83

G.2 Beslissingscircuit en decoder

G.2.1 Circuitbeschrijving Als beslissingsdetector is gekozen voor een camparator I.C. van het type HA 567. Dit I.C. heeft een TTL uitgang, en een vertraging van in- naar uitgang van slechts 12 nsec. Real-time dataverwerking wordt zo mogelijk. Omdat het 2-4PSK signaal drie spanningsniveau's kent en er twee kanalen zijn, zijn er 4 camparatoren nodig. De TTL uitgangssignalen van twee camparatoren worden gecombineerd tot twee andere die direct informatie geven over het feit of er '0', '+V' of '-V' aan de ingang staat, zie Fig. 76. De comparatorniveau's zijn halverwege de spanningsniveau's de ingang gelegd. +V

van

+

------ · ···-------------· Vref 0

- · -- ·- ·• ·- ---- · ·- Vref

-V Fig. 72: Ingangs- en comparatorniveau's 180

180

Fig. 73: Spanningsreferentiebron In het spanningsreferentiecircuit Z1Jn 5V6 zenerdiodes gebruikt. De temperatuurcoefficient van deze diodes is practisch nul zodat optimale temperatuurstabiliteit wordt gegarandeerd.


84

Tabel 5: Ingangsspaningen en uitgangssignalen, Fig. 76 I

Q1

Q2

+V

1

1

1

0

0

0

1

0

1

-V

0

0

0

0

In tabel 5 is te zien dat elke ingangsspanning een bepaalde code aan de uitgangen van de AND en de Exclusive-Or poorten teweeg brengt. Alle zo bepaalde codes worden opgeslagen in vier D-flipflop's. Dit is nodig voor de differentiele decodering. De eigenlijke differentiele decodering gebeurt met twee ExclusiveOr's. Deze berekenen:

Afhankelijk van welk ingangsniveau tijdens de vorige klokslag nul was wordt een van de twee berekende waarden naar buiten geschoven door middel van twee buffers, gestuurd door de signalen F en G, en een D-flipflop. G.2.2 Werking van het circuit De werking van de decoder is gebaseerd op een klokslag. Elke klokslag is opgedeeld in twee functies, te weten klok

= 1 : nieuwe niveau's bepalen en coderen nieuw bit bepalen, samen met de oude waarden

klok

0

nieuw bit naar buiten klokken tussenwaarden opslaan in flipflop's

------

49.38 ns I

I

k

~

33ns

,.I

Fig. 74: Kloksignaal voor de decoder


85

Bij het bepalen van het nieuwe achtereenvolgens, zie Fig. 76:

bit

doorloopt

het

signaal

doorlooptijd (nsec)

12

Gomparator AND Exclusive-Or Buffer

7 7 7 +

33 Omdat een klokslag 49.38 nsec duurt moet de duty-cycle van het kloksignaal dus groter dan 50% zijn. Het kloksignaal moet er dan uitzien als in fig. 74. Na gemiddeld 33 nsec is het nieuwe bit bepaald. Met behulp van het geinverteerde kloksignaal wordt het nieuwe bit en de bepaalde tussenwaarden opgeslagen in de D-flipflop's. De stuurspanningen voor de buffers worden hierbij bepaald. Dit gebeurt aan de hand van de oude waarden van de signalen A en B. Onder normale condities Z1Jn de A en B signalen blokvormig, hebben duty-cycle 50% en zijn 18~ t.o.v. elkaar verschoven. Met sterke ruis aan de ingang kan het voorkomen dat signalen A en B geen blokvormige signalen met duty-cycle 50% meer zijn. Om toch steeds maar een buffer te kiezen voldoen F en G aan de eis dat steeds maar een van hen logisch 0 is. Bij een foutief ingangssignaal wordt signaal G logisch 0. Dit is een willekeurige eis. Het circuit dat F en G bepaalt uit A en B is dan als volgt te bepalen:

A~

Bk~

0

0

F

G 0

0

0 0

0 0

Fig. 75: Eisen voor F en G


86

Uit deze figuur volgen de Karnaugh diagrammen voor F (en G) de logische functies:

en

8 k-1

F

Ak-1

1

0

1

1

Tot slot volgt nu hieronder het totale schema van de decoder

camparators

08

115

datauit

Q

02 B

Fig. 76: De 2-4PSK decoder


87

Het kloksignaal wordt opgewekt met behulp van een lijn opgebouwd uit inverters:

vertragings-

4x 1/4 14S02

klok-.------~'~

L.___ klok

A

B

lL.____

B

_J

L

J

u

Llt f

= 7 nse c = 20,25 MHZ

lJ

Fig. 77: Opwekking kloksignaal OPMERKING: Het referentieniveau van de camparators zou aangepast moeten worden aan de binnenkomende signaalsterkte. Een adaptieve regeling is noodzakelijk om optimale detectie te garanderen. Een voorbeeld van een circuit zou kunnen zijn: R3

>-.___.,..

Fig. 78: Comparatorniveau regeling

Vre f

DE 2-4PSK DEMODULATOR Het circuit bestaat uit een enkelfasige gelijkrichter gevolgt door een top-detector bestaande uit een RC-kring. Als comparatorniveau nemen we nu de halve topspanning. De op-amp moet zeer snel zijn, om het signaal goed te kunnen gelijkrichten. Weglaten van de op-amp gelijkrichter is mogelijk, we kunnen ook een gewone diode gebruiken. Compensatie van de spanningsval over de diode is dan echter noodzakelijk.

88

89

APPENDIX H: METINGEN MET DE 2-4PSK MODULATOR Net voor het einde van de afstudeerperiode is een 2-4PSK modulator beschikbaar gekomen. Om de werking van deze modulator te illustreren is een foto genomen van de over te zenden bitstromen aan de uitgang van de serie/parallel omzetter (Fig. 14 en Fig. 15, blz. 19). De verschuiving over de bittijd T tussen beide stromen is goed te zien.

I -tak

a-tak

20 nsec /div

Fig. 79: Bitstromen aan de uitgang van de S/P omzetter in een 2-4PSK modulator Om aan te tonen dat 2-4PSK inderdaad een bijna constante omhullende heeft is het IF-signaal, op 70 MHz, bekeken. In figuur 80 is dit afgebeeld.

""

... ....

'

20 nsec/div

Fig. 80: Het 2-4PSK signaal op 70 MHz

METINGEN MET DE 2-4PSK MODULATOR

90

Duidelijk blijkt dat bij elke fasesprong van 90o die optreedt de omhullende in elkaar gedrukt wordt. Ook is te zien dat er altijd, d.w.z. om de bittijd van ongeveer 50 nsec, een fasesprong optreedt. Een bewijs dat de totale C-MAC/packet data-demodulator werkt wordt verkregen met behulp van de 2-4PSK oogpatronen. Met behulp van de oscilloscoop bekijken we de signalen achter de filters in de demodulator (Appendix G).

50 nsec/div

Fig. 81: 2-4PSK oogpatronen in de demodulator Duidelijk zien we dat de verpHchte nullen, fig. 79, door de filtering vervormen tot een verplichte nuldoorgangen. Dit impliceert dat het sample-moment voor de decoder nauwkeurig moet worden ingesteld. Vergelijken van de figuren 79 en 81 geeft een aardig inzicht over de invloed van de filtering op de signalen.

I- tak

Q- tak

20

pse c ldiv

Fig. 82: Signalen in I- en Q-tak van de 2-4PSK dembdulator met de modulator in de C-MAC/packet toestand

METINGEN MET DE 2-4PSK MODULATOR Zeer belangrijk is nog te vermelden dat bij het uitzenden van bursts door de modulator (203 bits aan en 1093 bits uit) de juiste draaggolf wordt uitgefilterd door het draaggolfterugwinningscircuit. Aannemelijk wordt dit alles gemaakt door figuur 82. Hier zijn de bitstromen in de I- en de Q-tak van de demodulator te zien. Het verschil met figuur 81 is de manier waarop de modulator uitzendt en de instelling van de oscilloscoop. Opmerkingswaardig is nog dat al het beschrevene in dit verslag nodig is geweest om deze laatste figuur te kunnen opnemen.

91

packet DATA-DEMODULATOR

Recommend Documents