Ontwerp van een GPS actieve antenne voor toepassing in intelligent textiel. Timothy De Keulenaer, Arnaut Dierck
Promotor: prof. dr. ir. Hendrik Rogier Begeleiders: Frederick Declercq, dr. ir. Dries Vande Ginste Masterproef ingediend tot het behalen van de academische graad van Master in de ingenieurswetenschappen: elektrotechniek
Vakgroep Informatietechnologie Voorzitter: prof. dr. ir. Daniël De Zutter Faculteit Ingenieurswetenschappen Academiejaar 2009-2010
INHOUDSOPGAVE
ii
Inhoudsopgave Inhoudsopgave 1 Inleiding 1.1 Situering . . . . . . 1.1.1 GPS . . . . 1.1.2 Substraten . 1.2 Doelstellingen . . . 1.2.1 Het ontwerp antenne . .
ii
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . van een actieve, . . . . . . . . .
2 Theoretische achtergrond 2.1 CPW en microstrip . . . . . . . . . 2.1.1 CPW . . . . . . . . . . . . . 2.1.2 Microstrip . . . . . . . . . . 2.2 Patchantennes . . . . . . . . . . . . 2.2.1 Rechthoekige patchantennes 2.2.2 Voedingstructuren . . . . . 2.3 Polarisatie . . . . . . . . . . . . . . 2.3.1 Axiale ratio . . . . . . . . . 2.4 Lage ruis versterkers (LNA) . . . . 2.4.1 pHEMT . . . . . . . . . . . 2.4.2 Stabiliteit . . . . . . . . . . 2.4.3 Ruis van een 2 poort . . . . 2.4.4 Lineariteit . . . . . . . . . .
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . flexibele, circulair gepolariseerde GPS. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
. . . . . . . . . . . . .
3 Lineair gepolariseerde patchantennes 3.1 Geel schuim: LP-ACPA . . . . . . . 3.1.1 Ontwerp . . . . . . . . . . . . 3.1.2 Meetresultaten . . . . . . . . 3.1.3 Conclusies . . . . . . . . . . . 3.2 Aramide:LP-IFPA . . . . . . . . . . .
. . . . . . . . . . . . .
. . . . .
. . . . . . . . . . . . .
. . . . .
. . . . . . . . . . . . .
. . . . .
. . . . . . . . . . . . .
. . . . .
. . . . . . . . . . . . .
. . . . .
. . . . . . . . . . . . .
. . . . .
. . . . . . . . . . . . .
. . . . .
. . . . . . . . . . . . .
. . . . .
. . . . . . . . . . . . .
. . . . .
. . . . . . . . . . . . .
. . . . .
. . . . . . . . . . . . .
. . . . .
. . . . . . . . . . . . .
. . . . .
. . . . . . . . . . . . .
. . . . .
. . . . . . . . . . . . .
. . . . .
. . . . . . . . . . . . .
. . . . .
. . . . . . . . . . . . .
. . . . .
. . . . . . . . . . . . .
. . . . .
. . . . . . . . . . . . .
. . . . .
. . . . . . . . . . . . .
. . . . .
. . . . . . . . . . . . .
. . . . .
1 1 1 3 4 4
. . . . . . . . . . . . .
5 5 5 7 7 8 8 10 11 11 11 12 12 13
. . . . .
14 14 14 14 15 15
INHOUDSOPGAVE 3.2.1 3.2.2 3.2.3
iii
Ontwerp . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Meetresultaten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Conclusies . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4 Circulair gepolariseerde apertuur gekoppelde 4.1 CPW-ontwerp . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.1.1 voedingstructuren . . . . . . . . . . . . 4.2 Microstrip-ontwerp . . . . . . . . . . . . . . . 4.2.1 voedingstructuren . . . . . . . . . . . . 4.3 Hybride koppelaar . . . . . . . . . . . . . . . 4.4 LNA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
patch . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
antennes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
. . . . . .
. . . . . .
. . . . . .
. . . . . .
. . . . . .
. . . . . .
15 15 15 17 18 18 18 18 18 18
5 Maken van de Antenne en LNA
24
6 Meetresultaten
25
7 Besluit en toekomstperspectieven
26
Bibliografie
27
Lijst van figuren
29
Lijst van tabellen
30
1
Hoofdstuk 1 Inleiding In deze inleiding zullen we de scriptie situeren door een korte toelichting over GPS, gevolgd door een overzicht van de door ons gebruikte materialen. Vervolgens bespreken we de doelstellingen.
1.1 1.1.1
Situering GPS
Niet alleen was ruimtegebaseerde positiebepaling de eerste methode voor langeafstandsnavigatie, het is momenteel ook de meest geavanceerde. Reizigers van weleer vertrouwden terecht op de zon en sterren om hun weg te vinden, maar de nauwkeurigheid, het gebruiksgemak en de beschikbaarheid (dag/nacht, wolken...) van deze methodes zijn niet echt toereikend voor de veeleisende navigatietoepassingen van vandaag. Niet lang nadat Heinrich Hertz de vergelijkingen van Maxwell consolideerde door radiogolven te versturen en ontvangen, werden de eerste landgebaseerde radionavigatiesystemen ontwikkeld. Om de beperkingen van deze technieken te omzeilen, begon in de jaren ‘70 de ontwikkeling van het wereldwijd beschikbare, satellietgebaseerde navigatiesysteem dat nu bekend staat als GPS (Global Positioning System). Het GPS-systeem is onderverdeeld in drie segmenten: een ground segment, een user segment en een space segment. (figuur 1.1). Het space segment telt volgens de specificaties 24 satellieten of space vehicles die in zes banen rond de aarde cirkelen onder een hoek van 55◦ ten opzichte van de evenaar (zie fig), op ongeveer 26600 km hoogte. Wegens redundantie-
1.1. SITUERING
2
redenen circuleren er momenteel echter meer dan 30 satellieten. De banen liggen zo dat er op elk moment minstens 4 satellieten zichtbaar zijn voor de GPS-gebruiker op aarde. Elke satelliet verzendt een navigation message waarin - naast allerhande correctiefactoren - het tijdstip van verzenden zit, zoals bepaald door de atoomklokken aan boord van de satelliet. Een gebruiker op aarde (d.i. het user segment) vergelijkt dan de ontvangen tijdstippen van verschillende satellieten met de lokale tijd, weet aldus zijn afstand tot de verschillende satellieten en zo zijn positie. Het ground of control segment tenslotte bestaat uit monitoren controlestations die de correctiefactoren van de satellieten updaten.
Figuur 1.1: GPS: de verschillende segmenten
De GPS-signalen voor civiele doeleinden worden momenteel verstuurd in een 2 MHz-brede (eigenlijk 2.046 MHz, namelijk tweemaal de chiprate, zie verder) frequentieband op 1.57542 GHz, de zogenaamde L1-band. In de toekomst wordt ook civiel gebruik van de L2 (1.2276 GHz) en L5-band (1.17645 GHz) gepland. De centrale frequenties van deze banden hebben allen een gemene deler, namelijk de hoofdklokfrequentie in de satelliet van 10.23 MHz. De navigation message die over deze banden wordt verstuurd heeft een bitrate van 50 bps. In de L1-band wordt hierop CDMA [8] toegepast met een chiprate van 1.023 MHz, de zogeheten C/A (Coarse/Acquisition) code. Deze wordt gebruikt voor de SPS of Standard Position Service voor civiele toepassingen. Daarnaast wordt voor militair gebruik (PPS, Precision Position Service) zowel in de L1 (in kwadratuur met de C/A-code) als L2-band CDMA met een chiprate van 10.23 MHz toegepast, de zogenaamde P-code (of Y-code
1.1. SITUERING
3
wanneer deze ge¨encrypteerd is). Door de hogere chiprate ligt de nauwkeurigheid van de timing, en dus ook die van de positiebepaling, bij PPS theoretisch 10 keer hoger. Er zijn natuurlijk ook factoren die de nauwkeurigheid van de GPS-positiebepaling aantasten. Zo zijn de ionosferische condities niet overal dezelfde, en zullen signalen van verschillende satellieten zich niet allen even snel voortbewegen (vandaar ook de twee frequenties voor de militairen: aangezien de ionosferische delay afhangt van de frequentie kan deze bepaald worden door de ontvangen P/Y-codes in de twee frequentiebanden te vergelijken). Andere factoren, zoals onvermijdelijke afwijkingen in de baan van de satelliet, worden via de navigation message doorgegeven. Ook multipad-ontvangst kan een probleem vormen. Het multipad-probleem wordt echter grotendeels verholpen door het feit dat de GPS-signalen circulair gepolariseerd zijn. Bij reflectie wordt een rechthandig circulair gepolariseerde golf linkshandig en omgekeerd. De GPS-ontvangstantenne is rechtshandig gepolariseerd, en zal dus veel minder gevoelig zijn voor linkshandig gepolariseerde golven die onstaan na reflectie. Voor de lezer die een uitgebreidere beschrijving wenst, kunnen we o.a. verwijzen naar [3], [6] en [22].
1.1.2
Substraten
Polyimide Het materiaal waaruit de patchantenne, de voedingstructuur met LNA-circuit en het grondvlak met slots (bij het microstripontwerp) worden gemaakt, is Dupont Pyralux® AP. Dit is een laminaat bestaande uit koperfolie en polyimide (PI). Het door ons gebruikte type heeft een enkelzijdige koperlaag van 9 µm op een polyimidefilm van 2 mil. Het ontwerp wordt gemaakt in de ADS circuitsimulator en Momentum, en wordt gefabriceerd bij de vakgroep CMST in Zwijnaarde. In de ontwerpfase wordt het PI niet als aparte laag tussen het koper en de andere substraten getekend. Om het effect van het PI in rekening te brengen worden de andere substraten (aramide, geel schuim) gekarakteriseerd mbv. een patchantenne gemaakt uit Dupont Pyralux® AP op het desbetreffende substraat. Voor meer informatie over Dupont Pyralux® AP verwijzen we naar de datasheet [21]. Aramide Aramide is een klasse van zeer sterke (zo staat para-aramide ook bekend als Kevlar, gebruikt in kogelwerende kledij) en hittebestendige vezels [22]. De door ons gebruikte stof
1.2. DOELSTELLINGEN
4
is 425 µm dik, heeft een di¨elektrische constante van 1.5 (bepaald door karakterisatie mbv. patchantenne op PI) en een tan δ gelijk aan 0.015. Geel schuim Het gele schuim is een schuim van mysterieuze origine dat ergens in een hoekje van het pc-lokaal in de vakgroep Elektromagnetisme woekert. Het is vermoedelijk een polyurethaanschuim van Recticel. Het heeft een dikte van 3.56 mm, een di¨elektrische constante van 1.25 (bepaald door karakterisatie mbv. patchantenne op PI) en een tan δ gelijk aan 0.016.
1.2 1.2.1
Doelstellingen Het ontwerp van een actieve, flexibele, circulair gepolariseerde GPS-antenne
5
Hoofdstuk 2 Theoretische achtergrond In dit hoofdstuk lichten we zeer beknopt de theorie achter de verschillende ontwerpen toe, teneinde de bespreking van de ontwerpen zelf niet te overladen. Liever dan een volledig uitgewerkte theoretische verklaring te geven, houden we het bij een korte beschrijving. De lezer die verdere informatie wil kan terecht bij de referenties.
2.1
CPW en microstrip
In wat volgt lichten we de twee gebruikte technologie¨en toe die we hebben gebruikt voor het ontwerp van de antennes en circuits. Aanvankelijk was een CPW-ontwerp (Coplanar Waveguide) gepland, maar dit is gaandeweg veranderd in een microstripgebaseerd ontwerp.
2.1.1
CPW
Een conventionele CPW-structuur ([12],[19]) bestaat uit een substraat met daarop een geleidend baantje omgeven door een grondvlak (zie figuur 2.1). Grounded CPW is de structuur die ontstaat wanneer onder het substraat nog een grondvlak wordt aangebracht. G
W
G
T H
εr
Figuur 2.1: Structuur conventionele CPW
2.1. CPW EN MICROSTRIP
6
De karakteristieke impedantie van een CPW-baantje is afhankelijk van de verhouding van de baanbreedte W tot de afstand van het baantje tot het omliggende grondvlak (of gap, G). Verder hebben ook de dikte T van het geleidermateriaal en de effectieve di¨elektrische constante een invloed, alsook de hoogte H van het substraat. Vermits de karakteristieke kunnen de afmetingen in CPW zeer klein impedantie afhankelijk is van de verhouding W G gemaakt worden, met natuurlijk wat meer verlies als kost. Een ander voordeel van CPW is de eenvoud van fabricage, zowel op het vlak van etsen (er moet slechts weinig koper wegge¨etst worden) als afmonteren (via’s zijn niet nodig). Ook vermindert CPW de koppeling tussen verschillende baantjes omdat er steeds een grondvlak tussen ligt. Een nadeel tov. microstrip zijn de langere baantjes voor realisatie van bvb. een inductantie, omdat er zich een groter deel van de velden in de lucht bevindt. Een bijkomend nadeel is de nood aan air bridges om aanliggende grondvlakken met elkaar te verbinden. Verklaring omschakeling CPW naar microstrip
(a)
(b)
Figuur 2.2: Schets van de grondstromen bij LP-ACPA (a) en CP-ACPA (b)
In de loop van het ontwerpsproces zijn we omgeschakeld van een CPW- naar een microstripontwerp. Zoals vermeld in (refereer naar hoofdstuk/paragraaf waar ontwerp CPW wordt besproken) zijn we er in geslaagd een CPW-ontwerp te bekomen dat voldeed aan de specificaties, maar werden de goede resultaten teniet gedaan bij de kleinste wijziging aan de voedingsbaantjes. Dit is te wijten aan het feit dat bij CPW het baantje en het grondvlak in dezelfde geleiderlaag gelegen zijn, waardoor de baantjes de grondstromen versperren.
2.2. PATCHANTENNES
7
Dit vormde geen probleem toen we een lineair gepolariseerde ACPA (LP-ACPA) hadden gemaakt om het schuim te karakteriseren, omdat de stromen in dat geval parallel lopen aan het CPW-baantje (figuur 2.2(a)). Een circulair gepolariseerde antenne echter kan worden gezien als een combinatie van twee loodrecht op elkaar geplaatste linair gepolariseerde antennes met 90 graden faseverschil. In dit geval bestaat de stroom dus uit twee componenten die loodrecht op elkaar staan, en zullen de baantjes voor hindering zorgen. Dit is geschetst in figuur 2.2(b).
2.1.2
Microstrip
Een schets van een microstrip transmissielijn is weergegeven op figuur 2.3. De breedte W (en hoogte T) van het baantje en de hoogte H (en de di¨elektrische constante) van het substraat bepalen de karakteristieke impedantie. Onder dit substraat is er een grondlaag aanwezig. W T H
εr Figuur 2.3: Structuur microstrip
2.2
Patchantennes
Een patchantenne bestaat uit een patch van geleidend materiaal, in ons geval koper, dat een fractie van de golflengte boven een grondvlak wordt geplaatst. Tussen beide ligt een substraat. Deze structuur is weergegeven in figuur 2.4. Patchantennes zijn compact, te maken voor een groot frequentiebereik en nauwkeurig te fabriceren door betrouwbare methodes zoals etsen. Dankzij het etsen kunnen patchantennes gemakkelijk actief gemaakt worden door het LNA-circuit en de voedingsstructuur samen te plaatsen. Op een patchantenne kan lineaire, duale of circulaire polarisatie worden opgewekt.
2.2. PATCHANTENNES
8 patch W L
diëlektricum grondvlak
Figuur 2.4: Structuur patchantenne
2.2.1
Rechthoekige patchantennes
De meestgebruikte patchantennes zijn rechthoekige. Antennetheorie [9] leert ons dat de uitstraling van een patch bepaald wordt door de franjevelden tussen het grondvlak en de patch die boven de het substraat uitkomen.(zie figuur 2.5). De dominante stralingsmode wordt bepaald door de lengte L van de patch (zie figuur 2.4), die ongeveer een halve golflengte is.
franjevelden
εr L Figuur 2.5: Patchantenne: uitstraling via franjevelden
2.2.2
Voedingstructuren
Tijdens deze scriptie hebben we gebruik gemaakt van twee voedingsstrucuren, inset-fed en aperture coupled antennas. Deze zijn geschetst in figuur 2.6. Inset-fed patch antenna Een eenvoudige manier om de patchantenne met de microgolfbron te verbinden is door de bron via microstrip-baantje aan de patch te hangen en het aanhechtingspunt te bepalen door middel van een inkeping in de patch. Door de inkeping verder in de patch te brengen kan de aanpassing van de antenne aan de bron worden veranderd. Op deze manier hebben we eenvoudige patchantennes gemaakt om het aramide te karakteriseren.
2.2. PATCHANTENNES
(a)
9
(b)
(c)
Figuur 2.6: Inset-fed patchantenne (a) en aperture-fed patchantenne in het geval van CPW (b) en microstrip (c)
Aperture coupled patch antenna Bij de apertuurgekoppelde patchantenne is er geen fysiek contact tussen het voedingsbaantje en de patch, waardoor deze laatste bvb. perfect vierkant kan blijven. De manier van apertuurkoppelen verschilt als we het hebben over CPW-gevoede, dan wel microstripgevoede antennes. Bij CPW-gevoede antennes zijn het grondvlak en de voedigsbantjes in dezelfde geleiderlaag gemaakt, en daar worden dus ook de slots gemaakt. Voor een microstripontwerp is er nood aan een extra substraat met voedingsstructuur er onder zoals te zien op figuur (c). In het grondvlak tussen de patch en de voedingsstructuur worden dan aperturen of slots gemaakt.
W
Lslot Lstub Wslot
L
Figuur 2.7: Rechthoekige apertuurgevoede patchantenne: belangrijkste structuurkenmerken
2.3. POLARISATIE
10
De manier om aanpassing te verkrijgen is bij het CPW- en het microstrip-ontwerp principieel hetzelfde. Op figuur 2.7 zijn de belangrijkste structuurelementen van de apertuurgevoede antenne weergegeven. L en W zijn respectievelijk de lengte en breedte van de patch en Lslot en Wslot die van de apertuur. Lstub is de lengte van de stub. De lengte van de patch bepaalt - zoals eerder vermeld - de resonantiefrequentie van de antenne. Met de breedte van de patch kan de aanpassing be invloed worden. Bij de aanpassing spelen ook de afmetingen van apertuur en stub een belangrijke rol. De apertuur moet groot genoeg zijn om voldoende van het voedingsbaantje naar de patch door te koppelen, maar niet zo groot dat er teveel van de patch terug naar het baantje wordt gekoppeld. Voor de stublengte is een kwartgolflengte een goed startpunt, maar dit is afhankelijk van de gekozen slotafmetingen.
2.3
Polarisatie
De polarisatie van een elektromagnetische golf wordt gedefinieerd aan de hand van de ori entatie van het elektrische veld [9], [2]. De meest algemene polarisatie is de elliptische. Het elektrische veld kan ontbonden worden in twee lineaire componenten loodrecht op elkaar. Deze componenten hebben elk een eigen amplitude en fase. Kijken we op een vaste locatie in het vlak loodrecht op de voortplantingsrichting van de golf, dan beschrijft het totale elektrische veld hierin een ellips. Dit wordt ge illustreerd in figuur 2.8.
Figuur 2.8: Elliptische polarisatie
Lineaire en circulaire polarisatie zijn dan te zien als speciale gevallen ven elliptische pola-
2.4. LAGE RUIS VERSTERKERS (LNA)
11
risatie. Een lineair gepolariseerde golf heeft een elektrisch veld met slechts ´e´en component. De figuur die wordt beschreven door dit elektrische veld in een vlak loodrecht op de propagatierichting is een rechte. Een circulair gepolariseerde golf kan gezien worden als de combinatie van twee linair gepolariseerde golven waarvan de elektrische velden loodrecht op elkaar staan, dezelfde amplitude hebben en 90◦ in fase verschillen. De figuur die door het totale elektrische veld wordt beschreven in een vlak loodrecht op de propagatierichting is een cirkel.
2.3.1
Axiale ratio
De axiale ratio (AR) is de verhouding tussen de magnitudes van de componenten van het elektrische veld. In het geval van circulaire polarisatie is de AR dus 1 (0 dB).
2.4
Lage ruis versterkers (LNA)
De basis van lage ruis vertrekers (LNA, low noise amplifier) is altijd hetzelfde, je stelt de transistor in voor optimaal ruis gedrag. Aan de gate van de transistor wordt er gematched op de ideale ruis impedantie en aan de uitgang op uitgangs vermogen. Stabiliteit, lineariteit, aanpassing en vermogen verbruik zijn ook belangrijke factoren maar een laag ruisgetal blijft het belangrijkste. Voor de lezer die een uitgebreidere beschrijving wenst van onderstaande begrippen kunnen we o.a. verwijzen naar [4], [5] en [18].
2.4.1
pHEMT
Bij RF toepassingen wordt meestal een HEMT (High Electon Mobility transistor [7]) gebruikt, dit zijn transistoren waarbij het kanaal bestaat uit twee materialen (doorgaans GaAs en AlGaAs). Zodoende kan het geleidende deel uit ongedopeerd materiaal bestaan, waardoor er minder botsingen optreden. Deze botsingen zijn talrijk aanwezig bij MOS transistoren en degraderen de performatie, zowel snelheid als ruis. Een variant van de HEMT is de pHEMT (pseudomorphic HEMT) hierbij is een van de meterialen extreem dun, daardoor kan er een groter verschil in bandgap zijn wat de prestaties ten goede komt. Vandaar de voorkeur voor pHEMTs voor lage ruis versterkers op hoge frequenties.
2.4. LAGE RUIS VERSTERKERS (LNA)
2.4.2
12
Stabiliteit
Er zijn verschillende manieren om de stabiliteit van een 2 poort te controleren, de bekendste zijn ongetwijfeld de stabiliteits circels (terug te vinden in ADS met de functies L StabCircle en S StabCircle) of de K factor, wij kozen voor het gebruik van de K factor (terug te vinden in ADS met de functie stab fact). De oorsprong van de K factor vinden we in een artikel van J. M. Rollett [10] vandaar dat er naar de K factor ook soms verwezen wordt als de ‘Rollett stability factor’. 1 − |S11 |2 − |S22 |2 + |∆|2 K= 2 |S12 S21 |
(2.1)
∆ = S11 S22 − S12 S21
(2.2)
Als de K factor groter is dan 1, heb je onconditionele stabiliteit, is hij echter kleiner dan 1 is de tweepoort mogelijks voor bepaalde combinaties van ingang en uitgangimpedanties onstabiel.
2.4.3
Ruis van een 2 poort
Noise figure is een maatstaf voor de degradatie van de signaal ruis verhouding van het onvangen signaal. Het is gedefinieerd als de verhouding tussen effectieve uitgangs ruis en de ruis aan de uitgang moest het toestel zelf geen ruis toevoegen. F =
SN RIN SN RU IT
N F = 10 log
SN RIN SN RU IT
(2.3)
(2.4)
De noise factor (F) is de verhouding van de signaal ruis verhoudingen van het verzonden en het ontvangen signaal, en het noise figure (NF) is deze verhouding in dB. Als we een cascade van meerdere 2 poorten maken, geeft de forumule van Friis ons de totale noise factor [20]. F = F1 +
Fn − 1 F2 − 1 + ... + + ... G1 G1 G2 . . . Gn−1
(2.5)
Met Fn de noise factor van het nde blok en Gn de available power gain van het nde blok. We zien in de formule dat van zodra er een blok is met voldoende power gain dat de achterliggende blokken minder belangrijk zijn voor de ruis, vandaar dat het belangrijk is
2.4. LAGE RUIS VERSTERKERS (LNA)
13
dat een LNA zich zo dicht mogelijk tegen de antenne bevindt. Ideaal zoals in ons geval is onder de antenne.
Lineariteit
gain (dB)
uitgangsvermogen (dBm) geïdealiseerde gain we
rk el
ijk
e
ga
OIP3 (dBm)
in
IM3 1:3
1dB
ge w 1: ens 1 t
2.4.4
ingestuurd vermogen (dBm) P1dB (dBm)
ingestuurd vermogen (dBm) IIP3 (dBm)
Figuur 2.9: Links 1dB compressiepunt en rechts 3e orde interceptie punt
1dB compressie punt (P 1dB, zie figuur 2.9), als we kijken naar het groot signaal schema van een versterker dan zien we dat de versterking afhankelijk is van het ingangsvermogen, voor lage vermogens blijft de verhouding tussen ingangs en uitgangsvermogen constant, de gain van de versterker. hoe hoger het ingangs vermogen hoe lager deze verhouding, als de verhouding 1 dB onder de gain ligt bekomen we het 1 dB compressie punt. Interceptpunt van de derde orde (IP3 , zie figuur 2.9), dit is een maat voor de lineariteit van een systeem. Het wordt opgemeten door een 2 toon aan te leggen aan de ingang van het systeem en te kijken naar de intermodulatie producten van derde orde. Achteraf extrapoleren we de opgemeten waarden en wordt het fictieve snijpunt van de gewenste uitgangs karakteristiek met de uitgangs karakteristiek van de 3de orde intermodulatie producten bepaalt. Hieruit krijgen we dan het naar de ingang gerefereerde interceptpunt van de derde orde (IIP3 ) en het naar de uitgang gerefereerde interceptpunt van de derde orde (OIP3 ).
14
Hoofdstuk 3 Lineair gepolariseerde patchantennes Zoals reeds vermeld in de inleiding (zie ??) werden de substraten (aramide, geel schuim) gekarakteriseerd door middel van een patchantenne. Hiervoor volstond een lineair gepolariseerde antenne (die bovendien eenvoudiger te ontwerpen is dan een circulair gepolariseerde). In het geval van het gele schuim was dit een apertuurgekoppelde patchantenne, voor het aramide maakten we een inset-fed patchantenne.
3.1 3.1.1
Geel schuim: LP-ACPA Ontwerp
Ter karakterisatie van het geel schuim werd een lineair gepolariseerde apertuurgevoede patchantenne ontworpen (LP-ACPA: linearly polarized aperture coupled patch antenne). De structuur is weergegeven in figuur 3.1. Naast de belangrijkste structurele kenmerken besproken in ??, is de breedte van de gap op het einde (Ge ) van het CPW-baantje ook instelbaar. Dit heeft ook een invloed op de aanpassing.
3.1.2
Meetresultaten
Ontwerp GPSpoging 4 verandering epsr van 1.26 naar 1.25
3.2. ARAMIDE:LP-IFPA
15
Ge
Figuur 3.1: Structuur LP-ACPA in CPW
3.1.3
3.2
Conclusies
Aramide:LP-IFPA
3.2.1
Ontwerp
3.2.2
Meetresultaten
3.2.3
Conclusies
3.2. ARAMIDE:LP-IFPA
16
Simulatie
Metingen
Simulatie
Metingen
0
0
-5
m2 -20
-30
-40
m1 m2 freq=1.584GHz m1 freq=1.589GHz dB(S(1,1))=-35.693 dB(gps..S(1,1))=-16.574 Min Min 1.40
1.44
1.48
1.52
1.56
1.60
1.64
1.68
1.72
1.76
1.80
dB(gps2..S(1,1)) dB(gps..S(1,1)) dB(S(1,1))
dB(gps2..S(1,1)) dB(gps..S(1,1)) dB(S(1,1))
-10
-10
m2
-15 -20 -25 -30 -35
m1 freq=1.588GHz dB(S(1,1))=-33.786 Min 1.40
1.44
1.48
1.52
1.56
freq, GHz
(a)
m2 freq=1.589GHz m1 dB(gps..S(1,1))=-16.574 Min 1.60
1.64
1.68
1.72
1.76
1.80
freq, GHz
(b)
Figuur 3.2: Inset-fed patchantenne (a) en aperture-fed patchantenne in het geval van CPW (b) en microstrip (c)
17
Hoofdstuk 4 Circulair gepolariseerde apertuur gekoppelde patch antennes Het verwezenlijken van LP-ACPAs hebben we op twee manieren geprobeerd. Eerst vertrokken we van een CPW-uitvoering, maar toen dit niet bleek te werken, schakelden we over naar een microstrip design. Op beide pistes hebben zowel een ontwerp zonder als met directionele koppelaar geprobeerd.
4.1. CPW-ONTWERP
4.1 4.1.1
18
CPW-ontwerp voedingstructuren
Zonder directionele koppelaar Met directionele koppelaar
4.2 4.2.1
Microstrip-ontwerp voedingstructuren
Zonder directionele koppelaar Met directionele koppelaar
4.3
Hybride koppelaar
4.4
LNA
Hier ziet u de uiteindelijke layout 4.1 en het overeenkomstig schema ??, de componentwaarde zijn terug te vinden in tabel 4.1. Bij elk onderdeel appart zal er verwezen worden naar welke componenten het meeste inloed hebben op dat onderdeel. Het ontwerp is gebaseerd op application notes die door Avago Technologies ter beschikking worden gesteld onderandere [16] en [14].
4.4. LNA
19
Figuur 4.1: De uiteindelijke layout van onze LNA
4.4. LNA
20
TL1 IN
C1
R5 C2
C5 C6
L1
C3
TL2
T1
UIT + 3V voeding
C7
R1 C4 TL4
TL3 R2
R3
L2
R4
C8
C9
C10
Figuur 4.2: De uiteindelijke schematic van onze LNA
C1=30 pF C2=4.7 pF C3=220 pF C4=6.2 pF C5=6.2 pF C6=5.1 pF C7=24 pF C8=12 pF C9=100 nF C10=12 pF T1
Gebruikte componenten 0603 SMD capaciteit R1=50 Ω 0603 SMD capaciteit R2=1 KΩ 0603 SMD capaciteit R3=330 Ω 0603 SMD capaciteit R4=1.8 KΩ 0603 SMD capaciteit R5=120 Ω 0603 SMD capaciteit L1=10 nH 0603 SMD capaciteit L2=10 nH 0603 SMD capaciteit TL1=9.5 mm 0603 SMD capaciteit TL2=12.75 mm 0603 SMD capaciteit TL3 AVAGO ATF-54143 TL4
0603 SMD weerstand 0603 SMD weerstand 0603 SMD weerstand 0603 SMD weerstand 0603 SMD weerstand 0603 SMD inductantie 0603 SMD inductantie 100 Ω transmissielijn 100 Ω transmissielijn 100 Ω transmissielijn 100 Ω transmissielijn
Tabel 4.1: Gebruikte componenten en hun waarden
Transistor keuze De belangrijkste parameters voor onze transistor zijn een goed ruis getal, voldoende gain en zeker niet te onderschatten goede ADS modellen. Deze modellen laten ons toe een
4.4. LNA
21
naukeurige simulatie te doen, wat uiterst belangrijk is als je met een productie cyclus van enkele weken werkt. We hebben gekeken naar enkele populaire transistoren. Avago ATF-54143 [17] Avago ATF-35143 [13] Infineon BFP183 [1] NXP BFG425W [11]
Uiteindlijk zijn we terecht gekomen bij de Avago ATF-54143, de specificaties in de datasheet opgesomt bij 2 GHz zijn hier onder gegeven. (Vds = 3 V, Ids = 60 mA) [17] NF 0.5 dB Gain 16.6 dB OIP3 36.6 dBm P1dB 20 dBm
We moeten voorzichtig met deze getallen omspringen omdat we in werkelijkheid bij een andere frequentie en andere instelstroom zullen werken. Een lagere ingangsstroom zal zich vooral duidelijk maken door een lager P1dB en OIP3, de lagere frequentie zal er dan weer voor zorgen dat we een hogere gain en een beter NF krijgen. Bijkomend voordeel is ook dat de Avago ATF-54143 een enhancement mode pHEMT is wat maakt dat de gate source spanning positief moet zijn, en we dus geen negatieve spanningsbron nodig hebben. Instel circuit Gezien de antenne met een SMA connector gevoed wordt ligt de voeding van het circuit vast op 3V, deze zit echter samen op de SMA connector naar de ontvanger. Gezien we ook het uigangs signaal langst deze connector sturen zit er een hoog frequente component op de voeding spanning, om die er uit te filteren maken we gebruik van een kwartgolflengte transformator (zie TL4 en C10 in figuur [?]). Nu onze belangrijkste output component er uit is filteren we nog even wat resterende hoogfrequent componenten er uit met L2 en C9. Tussen C9 en C8 krijgen we onze 3 V zonder hoog frequent component. Zoals u kan zien
4.4. LNA
22
in figuur [?] hebben we daar ook een pad voorzien om eventueel een externe voeding op aan te sluiten. Een enhancement mode pHEMT instellen verloopt hetzelfde als een gewone FET instellen gezien er practisch geen stroom in de gate stroomt. We kozen voor een eenvouding instel circuit met een spanningsdeler aan de gate en de volledige voeding spanning over de source drain junctie. Om de instelling koppelen met de transistor maken we aan de gate zijde gebruik van een inductor (L1 in figuur ??fig:schem)) en aan de drain zijde van een kwartgolflengte transformator (TL3 en C8 in figuur 4.2). De waarden van de gebruikte componenten zijn terugtevinden in tabel 4.1 en we bekomen de gesimuleerde instelling gegeven in tabel 4.3 Gesimuleerde transistor instelling Ids 24.4 mA Vds 3V Vgs 459 mV IDC 25.8 mA VDC 3V Verbruik 77.4 mW
Tabel 4.2: Gesimuleerde transistor instelling
Stabiliteit, lineariteit en optimale ruis aanpassing Voor de stabiliteit gebruiken als de K factor onder de 1 komt R5 die tot 6 GHz behoorlijk efficient zijn werk doet, hoe lager die weerstand hoe lager de gain en hoe stabieler het circuit wordt. Boven de 6 GHz moeten we er voor zorgen dat alle mogelijke hoogfrequente feedback geminimaliseerd wordt, hierin speelt de source inductantie de belangrijkste rol[16]. Vandaar dat er naast de footprint voor de transistor een pad voorzien is om direct met een via naar het grond vlak te gaan. Enkele laaste kleine dipjes in de K factor nemen we mee op in de voorwaarden voor het optimaliseren het aanpassings netwerk. Om lineariteit te optimaliseren hebben we aan de hand van application note 1222 van Avago Technologies [15] gekozen om weerstanden R1 en R2 toe te voegen, deze zorgen ook voor een beperking van de gate stroom bij hoge ingangs vermogens. Voor de simulatie
4.4. LNA
23
gebruiken we de HB2TonePswp in ADS en kiezen de spacierening tussen de twee ingangs frequenties op 10 kHz en de centerfrequentie op 1575 MHz Sinds zowel de ingang (directionele koppelaar) als de uitgang (GPS receiver) 50 Omega getermineerd moeten zijn gebruiken we de optimize functie in ADS om met behulp van we mikken naar een aanpassing van 15 dB aan beide kanten een een noise figure van 0.5 dB om de optimizer voldoende snel te laten werken en toch de transmissielijnen TL1 en TL2 aan te passen hebben we deze appart gesimuleerd, hier door verwaarlozen we de invloed van de omliggende layout op de transmissielijnen maar na het terug bij elkaar plaatsen was duidelijk dat deze verwaarlozing geen problemen met zich mee brengt. Gesimuleerde transistor instelling P 1dB ?? dBm OIP 3 ??? dBm IIP 3 ??? dBm N F @1575M Hz 0.506 dB S11 @1575M Hz -15 dB S22 @1575M Hz -15 dB
Tabel 4.3: Gesimuleerde transistor instelling
Gesimuleerde specificaties van de LNA
24
Hoofdstuk 5 Maken van de Antenne en LNA
25
Hoofdstuk 6 Meetresultaten
26
Hoofdstuk 7 Besluit en toekomstperspectieven
BIBLIOGRAFIE
27
Bibliografie [1] Infineon Technologies AG. Bfp183 datasheet. Technical report, April 2004. [2] Cushcraft Corporation. Antenna polarization considerations in wireless communications systems. http://www.eie.fceia.unr.edu.ar/ftp/Antenas%20y% 20Propagacion/Antenna-Polarization-14B32.pdf. [3] Ehsan G. Doust. An aperture-coupled stacked microstrip antenna for GPS frequency bands L1, L2 and L5. Master’s thesis, Carleton University, 2007. [4] Guillermo Gonzales. Microwave Transistor Amplifiers, second edition. Prentice-Hall, 1997. [5] Guillermo Gonzalez. Microwave Transistor Amplifier: Analysis and Design. Prentice Hall, 1984. [6] Albert Helfrick. Principles of Avionics. Avionics Communications Inc., fourth edition edition. [7] Rowan Gilmore en Les Besser. Practical RF Circuit Design for Modern Wireless Systems. Artech House, 2003. [8] M. Moeneclaey. Modulatie en detectie. ongepubliceerde cursus. [9] H. Rogier. Antennas and Propagation. 2009-2010. [10] J. M. Rollett. Stability and power-gain invariants of linear twoports. I.R.E. Transactions on Circuit Theory, pages 29–32, Maart 1962. [11] NXP Semiconductors. Bfg425w datasheet. Technical report, Maart 1998. [12] Rainee N. Simons. Coplanar Waveguide Circuits, Components, and Systems. WileyIEEE Press, April 2001.
BIBLIOGRAFIE
28
[13] Avago Technologies. Atf-35143 datasheet. Technical report, September 2009. [14] Avago Technologies. An 5057 a 100 mhz to 500 mhz noise feedback amplifier atf54143. Technical report, Mei 2006. [15] Avago Technologies. An 1222 high intercept noise amplifier for the 1850 1910 mhz pcs b the atf54143 enhancement mode phemt. Technical report, Mei 2006. [16] Avago Technologies. An 1299: A noise high intercept point amplifier for 900 mhz applications the atf54143 phemt. Technical report, Juni 2006. [17] Avago Technologies. Atf-54143 datasheet. Technical report, Augustus 2006. [18] Jan Vandewege. High-speed Electronics. ongepubliceerde cursus, 2009. [19] Microwaves101. http://www.microwaves101.com. [20] Cascade analysis - microwave encyclopedia. encyclopedia/cascadeanalysis.cfm.
http://www.microwaves101.com/
[21] Dupont pyralux® AP All-Polyimide Flexible Laminate Technical Information. http://www2.dupont.com/Pyralux/en_US/assets/downloads/pdf/APclad_ H-73241.pdf. [22] Wikipedia, the free encyclopedia. http://en.wikipedia.org/.
LIJST VAN FIGUREN
29
Lijst van figuren 1.1
GPS: de verschillende segmenten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2
2.1 2.2 2.3 2.4 2.5 2.6
Structuur conventionele CPW . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Schets van de grondstromen bij LP-ACPA (a) en CP-ACPA (b) . . . . . . Structuur microstrip . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Structuur patchantenne . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Patchantenne: uitstraling via franjevelden . . . . . . . . . . . . . . . . . . Inset-fed patchantenne (a) en aperture-fed patchantenne in het geval van CPW (b) en microstrip (c) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Rechthoekige apertuurgevoede patchantenne: belangrijkste structuurkenmerken . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Elliptische polarisatie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Links 1dB compressiepunt en rechts 3e orde interceptie punt . . . . . . . .
5 6 7 8 8
2.7 2.8 2.9 3.1 3.2
4.1 4.2
9 9 10 13
Structuur LP-ACPA in CPW . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Inset-fed patchantenne (a) en aperture-fed patchantenne in het geval van CPW (b) en microstrip (c) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
15 16
De uiteindelijke layout van onze LNA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . De uiteindelijke schematic van onze LNA . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
19 20
LIJST VAN TABELLEN
30
Lijst van tabellen 4.1 4.2 4.3
Gebruikte componenten en hun waarden . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Gesimuleerde transistor instelling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Gesimuleerde transistor instelling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
20 22 23
