Ontwerp van een wearable GPS-antenne uit textielmaterialen

Faculteit Ingenieurswetenschappen Vakgroep Informatietechnologie Voorzitter: Prof. Dr. Ir. P. LAGASSE

Ontwerp van een wearable GPS-antenne uit textielmaterialen door Waldo VANDENDRIESSCHE

Promotor: Prof. Dr. Ir. H. Rogier Scriptiebegeleiders: Prof. Dr. Ir. H. Rogier, Ir. C. Hertleer

Scriptie ingediend tot het behalen van de academische graad van Burgerlijk Elektrotechnisch Ingenieur Academiejaar 2006–2007

Dankwoord Het is ondertussen vijf jaar geleden dat ik mijn eerste stappen in onze universiteit zette. Een sprong in het onbekende. . . Het is als op reis vertrekken zonder te weten waar je heen gaat: het heeft iets spannends, iets onrustigs, maar het is vooral een unieke ervaring. Een doelstelling van de universiteit is het begeleiden van de jonge vogels die net het ouderlijke nest verlaten, en hen helpen hun vleugels te ontwikkelen zodat ze op eigen kracht hun vlucht kunnen verderzetten. Dit doel kan slechts bereikt worden wanneer gemotiveerde lesgevers zich ten volle inzetten voor hun vak, en met gedrevenheid over hun vakgebied kunnen vertellen. Ik ben dan ook tevreden dat ik een scriptie binnen mijn interessegebied heb kunnen uitvoeren bij professor Rogier. Ik wil hem niet enkel bedanken voor de uitstekende begeleiding en zijn bereidheid tot hulp en uitleg, zowel bij mijn scriptie als bij het Vakoverschrijdend Project en het Hardwareontwerpproject. Ik wil eveneens mijn waardering uitspreken voor de zorg waarmee zijn lessen, presentaties en cursussen zijn opgesteld. Bij het werken aan deze scriptie werd ik belegeid door ir. Carla Hertleer. Ik kon steeds een beroep doen op haar intussen ruime ervaring met textielmaterialen en textielantennes. Bedankt! I would like to thank ir. Luigi Vallozzi for his help with the gain and axial ratio calculations in Matlab. Grazie! Ook op persoonlijk vlak wens ik een aantal mensen in de bloemetjes te zetten, voor hun onrechtstreekse hulp die ik mocht ervaren bij deze scriptie, tijdens mijn studies of mijn hele leven. Ik wil mijn ouders, Frans en Martine, bedanken voor de 23 jaren die ze zich reeds om mij bekommeren. Hun steuntjes in de rug betekenen veel voor mij. Een dankjewel voor mijn zusje Mara omdat ze mij als grote zus geleerd heeft me te verweren. De persoon die de laatste jaren de meeste invloed op mij heeft gehad, is mijn vriendin Sofie. Onze liefde voor elkaar betekent een enorme steun. Mijn dank voor haar kan ik niet in woorden vatten. Haar ouders, Roger en Nelly, verdienen een woord van dank voor de manier waarop ze hun dochter gemaakt hebben tot wie ze is. Met de hulp van al deze mensen leer(de) ik stilaan op eigen vleugels vliegen. Een vogel vliegt altijd voorwaarts. . . Waldo i

Toelating tot bruikleen “De auteur geeft de toelating deze scriptie voor consultatie beschikbaar te stellen en delen van de scriptie te kopiëren voor persoonlijk gebruik. Elk ander gebruik ervan valt onder de beperkingen van het auteursrecht, in het bijzonder met betrekking tot de verplichting de bron uitdrukkelijk te vermelden bij het aanhalen van resultaten uit deze scriptie.”

Gent, 4 juni 2007

ii

Ontwerp van een wearable GPS-antenne uit textielmaterialen door Waldo Vandendriessche Scriptie ingediend tot het behalen van de academische graad van Burgerlijk Elektrotechnisch Ingenieur Academiejaar 2006–2007 Promotor: Prof. dr. ir. Hendrik Rogier Scriptiebegeleiders: Prof. dr. ir. Hendrik Rogier, Ir. Carla Hertleer Faculteit Ingenieurswetenschappen Universiteit Gent Vakgroep Informatietechnologie Voorzitter: Prof. dr. ir. P. Lagasse

Samenvatting De trend om steeds meer functionaliteit in kledij aan te brengen, brengt heel wat nieuwe toepassingen met zich mee, onder de naam Wearable Textile Systems. Dit zijn systemen, volledig ge¨ıntegreerd in kledij, die levensfuncties zoals de ademhaling controleren, de positie van de persoon bepalen en omgevingsparameters zoals temperatuur en toxische gassen opmeten. Er bestaat een nood aan antennes om de bepaalde parameters draadloos door te sturen, of om de locatie van de persoon via GPS te bepalen. Textielantennes verhogen het comfort van de gebruiker in vergelijking met standaard rigide antennes, doordat ze flexibel zijn en een laag gewicht kennen. De doelstelling van deze thesis is het ontwerp van een robuuste, circulair gepolariseerde microstrip patch GPS-antenne. Er wordt ook onderzocht wat de mogelijkheden zijn voor het ontwerpen van een dualband circulair gepolariseerde GPS-antenne. In Hoofdstuk 1 wordt een algemene inleiding gegeven. In Hoofdstuk 2 wordt het kader geschetst waarin de thesis zich situeert. Intelligent textiel, textielantennes en het GPS-systeem komen aan bod. In Hoofdstuk 3 wordt de achtergrondinformatie rond antennetheorie verschaft die verder in het werk gebruikt wordt. Ook de simulatieprogramma’s en de meetprocedures worden behandeld. De methodes voor het bepalen van de eigenschappen van textielmaterialen worden overlopen. Hoofdstuk 4 beschrijft het ontwerpsproces van de monoband GPS-antenne. De gepaste keuze van textielmaterialen en hun verlijmingstechniek wordt besproken. Hoofdstuk 5 is een neerslag van het onderzoek naar een dualband GPS-antenne. Het hoofdstuk start met een literatuurstudie omtrent dualband circulair gepolariseerde antennes. Uit deze mogelijke topologieën wordt een ontwerp gekozen dat in textielmaterialen realiseerbaar is. Er wordt dieper ingegaan op de gestapelde microstrip patch antenne. Tenslotte wordt in Hoofdstuk 6 het besluit voor deze thesis geformuleerd.

Trefwoorden microstrip patch antennes, textielantennes, GPS, circulaire polarisatie, dualband iii

Design of a wearable GPS textile antenna Waldo Vandendriessche Supervisor(s): Prof. dr. ir. Hendrik Rogier, ir. Carla Hertleer Abstract—The design and manufacturing of a protective garment patch antenna for Global Positioning System (GPS) applications is described. The proposed antenna operates in the GPS L1 band centered around the frequency 1575.42 MHz and exhibits a right-hand circular polarization, as required by the standard. The antenna is realized in textile materials, permitting the integration into garments for wearable computing and textile systems applications. The antenna provides sufficient antenna gain for use in practical wireless links. Keywords—microstrip patch antenna, GPS, Right-Hand Circular Polarization, electrotextiles, Wearable Textile Systems

I. I NTRODUCTION The trend of integrating more and more functionality into garments has led to a new range of applications known as ‘Wearable Textile Systems’. They consist of systems integrated into clothes offering functions such as monitoring of life signs, position and activity monitoring, and detection of parameters of the environment, e.g. temperature or toxic gases. In this context, the GPS system plays an important role in real time determination of position and speed of a mobile user at any time. GPS antennas are usually realized with rigid materials and integrated in mobile equipment. It can be very useful to manufacture these antennas in textile materials, permitting easy integration into garments, such as suits for rescue workers. For such reason we have designed and realized the antenna with textile materials, using a combination of two widely used topologies: the patch with truncated corners and the nearly square patch [1], [2]. In this way, circular polarization is achieved. II. A NTENNA GEOMETRY AND DESIGN

Fig. 1. Geometry of the GPS textile antenna (top view)

Fig. 2. Geometry of the GPS textile antenna (side view)

a relative phase shift of ± 90◦ , where the sign determines the sense of the polarization [2]. This is achieved by truncating two diagonally-opposite corners of the patch and optimising the different parameters. The design has been carried out by imposing, in the frequency band of interest, being 1575.42 MHz ± 1.023 MHz, two design criteria for the return loss |S11 | and the axial ratio AR:

A. Material selection and characterisation The first step in the design of a textile antenna consists of choosing appropriate materials for the antenna substrate and the conducting parts. As antenna substrate, we rely on a foam with a thickness of 3.94 mm. For the conducting parts we choose Flectronr , a thin copper plated high quality ripstop fabric, because of its low surface resistivity (less then 0.1 Ω/sq) and its large temperature range (-40◦ C to 180◦ C), which enables us to solder the connector without burning holes in the electrotextile. The permittivity and the loss tangent of the foam have been derived by comparing the measured and simulated resonance frequencies of a rectangular patch antenna and have been found to be 1.56 and 0.0012.

(1)

AR < 3 dB

(2)

The axial ratio is defined as the ratio between the amplitudes of the orthogonal components of the circularly polarized field. The optimization has been carried out by means of the 2.5D field simulator Advanced Design System (ADS)-Momentum from Agilent Technologies.

Optimized Parameters

B. Antenna design The realized antenna geometry consists of a nearly square patch with two truncated corners, as shown in Figure 1. The patch is fed by a coaxial feed. This configuration permits to excite two diagonal linearly polarized modes which are orthogonal in space. Circular polarization is obtained when the two mentioned space-orthogonal modes have the same amplitude and

|S11 | < −10 dB

Fixed Parameters

Patch Length L = 73.5 mm Patch Width W = 69.5 mm Inset Side Length c = 5 mm Feed Point (f eedx, f eedy) = (8.5,14.5) Substrate Height h = 3.94 mm Substrate Permittivity r = 1.56 Substrate Loss Tangent tan δ = 0.0012

TABLE I D IMENSIONS OF THE REALIZED ANTENNA

III. A NTENNA MEASUREMENTS A. Construction and S-parameter measurement After the optimization, a prototype has been constructed. To connect the electrotextile to the substrate, the prototype uses an adhesive sheet, which melts when ironing the layers that have to be attached. A measurement of the reflection coefficent was performed by means of an HP8510C Network Analyzer. The comparison between the simulated and measured curves of S11 is shown in Figure 3, where one notices a good agreement between simulation and measurement curves. The bandwidth is about 125 MHz, which is slightly better than the simulated result. 0 −5

S11 (dB)

−10

Antenna Gain (dB)

10 8 6 4 2 0 1.4

1.45

1.5 1.55 1.6 Frequency (GHz)

1.65

1.7

Fig. 5. Measured gain

The radiation pattern of the antenna was obtained in the XZ and XY plane. The antenna provides good shielding from the human body with a front-to-back ratio of about 20 dB. In Figure 6 the antenna pattern in the XZ plane is shown.

−15 −20 −25 −30 Simulated S11 Measured S11

−40 1.4

1.45

1.5

1.55 1.6 1.65 Frequency (GHz)

1.7

1.75

1.8

Fig. 3. Simulated and measured return loss (S11 )

dB

−35

5 0 -5 -10 -15 -20 -25 -30 -30-25-20-15-10 -5 0 5

B. Axial Ratio Measurement The axial ratio as a function of the frequency has been obtained by means of a transmission measurement in the anechoic chamber. The resulting curve, for the broadside direction, is shown in Figure 4. One observes that the AR has a minimum less than 1 dB close to the center frequency 1575.42 MHz. The 3 dB axial ratio bandwidth is about 34 MHz. This shows that both design criteria (1,2) are well satisfied.

Eφ in XZ plane Eθ in XZ plane Azimuth

Fig. 6. Measured antenna pattern

D. Influence of finite ground plane and body 4.5 4

S11 (dB)

3.5 3 2.5 2 1.5 1 0.5 1.55

1.56

1.57 1.58 Frequency (GHz)

1.59

1.6

Fig. 4. Measured Axial Ratio

C. Antenna Gain and Radiation Pattern The antenna gain is obtained by measuring the transmission between two antennas in an anechoic chamber. The first measurement yields the received power when both antennas have the same orientation, whereas the second measurement determines the received power when both antennas are rotated by 90◦ with respect to each other. The measured gain is shown in Figure 5 and shows a good agreement with the simulations. The antenna provides sufficient antenna gain for use in practical wireless links.

Finally, the influence of a finite ground plane with dimensions (110 mm × 105 mm) on the antenna characteristics was simulated by means of the 3-D field simulator CST Microwave Studio. We also studied the effect of the human body, represented by a substrate with r =53.85 and σ=1.38 S/m, located below the antenna ground plane. Both the finite ground plane and the presence of the human body only have a marginal influence on the antenna characteristics [3]. IV. C ONCLUSIONS The proposed textile GPS antenna is capable of covering the entire GPS L1 band. Moreover, a large 3 dB axial ratio bandwidth is obtained around the center frequency. The antenna provides sufficient antenna gain for use in practical wireless links. It allows direct integration into garments. R EFERENCES [1] P. C. Sharma and K. C. Gupta, Analysis and optimised design of single point feed circularly polarized microstrip antennas, IEEE Trans. on Ant. and Prop., AP-31, pp.949–955, 1983. [2] C. A. Balanis, Antenna Theory: Analysis and Design Harper and Row, New York, 1982 [3] W. Vandendriessche, Ontwerp van een wearable GPS-antenne in textielmaterialen, Master’s Thesis, Ghent University, 2007.

Inhoudsopgave 1 Inleiding

2

2 Situering en probleemstelling 2.1 Wearable antennes in textielmaterialen . . . . . . . 2.1.1 De nood aan Wearable Textile Systems . . . 2.1.2 Textielantennes . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2 Global Positioning System (GPS) . . . . . . . . . . 2.2.1 Korte historiek . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.2 Het GPS-systeem . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.3 Werkingsprincipe . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.4 Recente ontwikkelingen en toekomstplannen 2.3 Doelstelling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . .

. . . . . . . . .

3 Microstrip patch antennes in textielmaterialen 3.1 Inleiding . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.2 Microstrip patch antennes . . . . . . . . . . . . . . . . 3.3 Polarisatie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.3.1 Lineaire polarisatie . . . . . . . . . . . . . . . . 3.3.2 Circulaire polarisatie . . . . . . . . . . . . . . 3.4 Circulair gepolariseerde antennes . . . . . . . . . . . . 3.4.1 Orthogonale patches . . . . . . . . . . . . . . . 3.4.2 Orthogonale voedingen . . . . . . . . . . . . . . 3.4.3 Verschillende voedingspunten, multipoint feeds 3.4.4 Gedegenereerde modi . . . . . . . . . . . . . . 3.5 Simulatieprogramma’s en numerieke methodes . . . . 3.5.1 ADS Momentum en de momentenmethode . . 3.5.2 CST Microwave Studio en de Finite Integration 3.6 Metingen in de anecho¨ısche kamer . . . . . . . . . . . 3.6.1 De anecho¨ısche kamer . . . . . . . . . . . . . . 3.6.2 Het positioneersysteem . . . . . . . . . . . . . . 3.6.3 MiDAS-software . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.6.4 Vector Network Analyzer (VNA) . . . . . . . . 3.7 Bepalen van de eigenschappen van textielmaterialen . 3.7.1 Dikte . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . vi

. . . . . . . . .

. . . . . . . . .

. . . . . . . . .

. . . . . . . . .

. . . . . . . . .

. . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Technique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . .

5 5 5 8 10 10 11 12 16 17

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

19 19 19 23 25 25 27 29 29 29 29 32 32 33 38 38 38 39 39 40 40

Inhoudsopgave 3.7.2 3.7.3

Permittiviteit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Verliestangens . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

4 L1 circulair gepolariseerde GPS patch antenne in 4.1 Inleiding . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.2 Eigenschappen van de gebruikte materialen . . . . 4.2.1 Flexibel polyurethaanschuim . . . . . . . . 4.2.2 FlecTron . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.2.3 ShieldIt . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.2.4 Verlijming . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.3 Antenneontwerp . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.3.1 ADS-simulatie . . . . . . . . . . . . . . . . 4.3.2 Fabricatie en reflectiemeting . . . . . . . . . 4.3.3 Meting anecho¨ısche kamer . . . . . . . . . . 4.3.4 Vergelijking met resultaten CST . . . . . . 4.3.5 Drie-antennemeting . . . . . . . . . . . . . 4.3.6 Stabiliteit van de antennekarakteristieken in 4.4 Besluit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

textielmaterialen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . de tijd . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

5 L1 & L2 GPS patch antenne in textielmaterialen 5.1 Inleiding . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.2 Circulair gepolariseerde dualband antennes . . . . . . . . . . . . . . . 5.2.1 Vierkante patches met voeding via één probe . . . . . . . . . . 5.2.2 Tweelaagse elektromagnetische bandgap antenne met fractalen 5.2.3 Gestapelde microstrip antenne met diagonale verschuiving . . 5.2.4 Andere ontwerpen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.2.5 Ontwerpskeuze . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.3 Gestapelde microstrip antenne . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.4 Antenneontwerp . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.4.1 Vertrekkend van L1 circulair gepolariseerde antenne . . . . . . 5.4.2 Rechthoekige patches met offset . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.4.3 Circulaire patches met offset . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.5 Besluit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . .

40 41

. . . . . . . . . . . . . .

42 42 42 42 42 43 43 44 44 52 54 58 61 64 66

. . . . . . . . . . . . .

67 67 67 68 69 70 71 73 73 75 75 80 82 86

6 Besluit

87

Bibliografie

89

Lijst van figuren

94

vii

Lijst met afkortingen ADS AR AmI BAN BPSK CDMA CP CST DS-SS EMCP FIT GPS LHCP MWS NAVSTAR PPS PRNC RHCP SGH SoL SPS VNA

Advanced Design System Axial Ratio Ambient Intelligence Body Area Networks Binary Phase Shift Keying Code Division Multiple Access Circularly Polarised Computer Simulation Technology Direct Sequence Spread Spectrum Electromagnetically Coupled Patch Finite Integration Technique Global Positioning System Left-Handed Circularly Polarised Microwave Studio Navigation by Satellite Timing and Ranging Precise Positioning Service Pseudo-Random Noise Code Right-Handed Circularly Polarised Standard Gain Horn Safety-of-Life Standard Positioning Service Vector Network Analyzer

1

Hoofdstuk 1

Inleiding De laatste jaren neemt het onderzoek naar intelligent textiel een hoge vlucht. Dit intelligent textiel vormt een uitbreiding van de functionaliteit van kledij zoals we die momenteel kennen. Het is de bedoeling om elektronicatoepassingen te integreren in textiel. De systemen die aldus ontstaan, worden Wearable Textile Systems genoemd. De mogelijkheden zijn quasi onbeperkt: het waken over vitale levensfuncties, het opmeten van omgevingsvariabelen als luchtvochtigheid en temperatuur, het bepalen van de locatie, het doorsturen van al deze data via de ISM-band. . . De voordelen van een dergelijk systeem liggen voor de hand: de ge¨ıntegreerde elektronica is licht en comfortabel omwille van het gebruik van flexibele textielmaterialen. De toepassingen van elektronisch textiel zijn enkel beperkt door de creativiteit van de ontwerper. Beeldt u zich een intelligent pak in voor een reddingswerker, dat over volgende functionaliteiten beschikt: Hartslag en ademhaling worden continu gecontroleerd. De locatie van de reddingswerker wordt bepaald via GPS. Via sensoren wordt informatie verzameld omtrent de omgeving: temperatuur, vochtigheidsgraad, aanwezigheid van CO of andere toxische gassen, aanwezigheid van toxische stoffen via sensoren in schoenzolen of handschoenen. . . Dit alles wordt uiteraard draadloos gecommuniceerd naar een centrale unit, die de reddingswerker een update omtrent zijn huidige situatie kan geven. Ook communicatie tussen reddingswerkers onderling is mogelijk.

Dit systeem zou voor reddingswerkers die, gedreven door adrenaline, de signalen van hun eigen lichaam en van hun omgeving dreigen te negeren, een enorme hulp kunnen betekenen. Het ontwerp van een dergelijk pak is de doelstelling van het ProeTEX -project. Dit project wordt gedragen door diverse Europese bedrijven, onderzoeksinstellingen en universiteiten en wordt 2

Hoofdstuk 1. Inleiding gefinancierd door de Europese Unie. De vakgroepen Informatietechnologie en Textielkunde van de Universiteit Gent hebben zich geëngageerd voor het ontwerp van een gepaste antenne om de draadloze communicatie tussen het elektronisch textiel en een externe unit te verzorgen. Aan het ontwerp van een textielantenne worden dezelfde voorwaarden gesteld als aan het intelligent textiel. Klassieke antennes (zoals een monopool- of dipoolantenne) worden opgebouwd uit rigide onderdelen of worden gerealiseerd op een rigide grondvlak. Een dergelijke opbouw kan tot verwondingen leiden en wordt uitgesloten. Indien de antenne geen extra gewicht en geen ongemak mag betekenen voor de drager, dienen ook hier zoveel mogelijk textielmaterialen gebruikt te worden. Een flexibele textielantenne wordt ook een wearable antenne genoemd. Binnen de vakgroepen Informatietechnologie en Textielkunde werd in de loop der jaren een sterke kennis omtrent dit nieuwe domein uitgebouwd. Een aantal prototype textielantennes werden ontworpen voor WBANs (Wireless Body Area Networks) die opereren in de 2.45 GHz ISM-band via de Bluetooth-, IEEE 802.11b- of ZigBee-protocols. Het onderzoek werd reeds toegelicht op verschillende conferenties [1, 2, 3] en resulteerde in diverse artikels in internationale vaktijdschriften. In dit eindwerk is het de bedoeling onderzoek een GPS-antenne in textielmaterialen te realiseren (1575.42 MHz). Een GPS-antenne dient circulair gepolariseerd te zijn, wat extra vereisten introduceert. Er werd dan ook beslist om te starten met het ontwerp van een monoband GPS-antenne. Vervolgens wordt onderzocht of dit ontwerp uitgebreid kan worden naar een dualband GPS-antenne. Het gebruik van twee GPS-frequenties levert immers aanzienlijke voordelen op. Opbouw van de thesis In Hoofdstuk 2 wordt het kader geschetst waarin deze thesis zich situeert. Er wordt een inleiding rond Wearable Textile Systems en textielantennes gegeven. De historiek, de opbouw, het werkingsprincipe en de toekomstplannen rond GPS worden beschreven. Tot slot wordt de doelstelling van deze thesis geformuleerd. In Hoofdstuk 3 wordt de achtergrondinformatie verschaft die verder in het werk gebruikt wordt. Eerst komt een korte samenvatting van enkele belangrijke principes uit de antennetheorie aan bod. Er wordt dieper ingegaan op het aspect circulaire polarisatie. De diverse methodes om circulaire polarisatie op te wekken, worden beschreven. De gebruikte simulatieprogramma’s, ADS Momentum en CST Microwave Studio, worden besproken. In een stukje omtrent de anecho¨ısche kamer komen ook het positioneersysteem, de MiDAS-software en de gebruikte apparatuur aan bod. Het hoofdstuk wordt besloten met een korte uitleg omtrent de bepaling van de eigenschappen van textielmaterialen. 3

Hoofdstuk 1. Inleiding Hoofdstuk 4 beschrijft het ontwerp van de monoband GPS-antenne. De gebruikte materialen en hun verlijmingstechniek worden besproken. Er wordt aandacht geschonken aan de manier waarop de meetresultaten tot stand komen en verwerkt worden. Hoofdstuk 5 is een neerslag van het onderzoek naar een dualband GPS-antenne. Het hoofdstuk start met een literatuurstudie omtrent dualband circulair gepolariseerde antennes. Uit deze mogelijke topologieën wordt een ontwerp gekozen dat in textielmaterialen realiseerbaar is. Er wordt dieper ingegaan op de gestapelde microstrip patch antenne. Het antenneontwerp wordt beschreven. Tenslotte wordt in Hoofdstuk 6 het besluit voor deze thesis geformuleerd.

4

Hoofdstuk 2

Situering en probleemstelling In dit hoofdtuk wordt het kader geschetst waarin deze thesis tot stand gekomen is. Er wordt enige achtergrond verstrekt omtrent de stand van zaken in Wearable Textile Systems en textielantennes. In een tweede onderdeel komt de historiek, opbouw, werking en toekomst van GPS aan bod. Tenslotte wordt de doelstelling van deze thesis geformuleerd.

2.1 2.1.1

Wearable antennes in textielmaterialen De nood aan Wearable Textile Systems

De Wearable Textile Systems zijn ontstaan vanuit de problemen die de Ambient Intelligence (AmI) systemen met zich meebrachten. Ambient Intelligence is een concept dat werd bedacht door de Information Society Technologies Advisory Group (ISTAG), die het DirectoraatGeneraal Information Society and Media van de Europese Commissie adviseert. AmI is een toekomstvisie waarin de mens omgeven wordt door computer- en netwerktechnologie, die ongemerkt in de alledaagse omgeving ingebed wordt. Het is vanuit deze visie dat de smart rooms ontstonden. Dit zijn kamers die hun configuratie automatisch aanpassen aan de hand van het profiel van de persoon die zich in de kamer bevindt. Enkele voorbeelden hiervan zijn het doven van de lichten wanneer niemand aanwezig is, selectie van radiozenders, instelling voor airconditioning of verwarming. . . Wanneer deze toepassingen binnen een woning worden ge¨ıntegreerd, spreekt men van domotica, een samentrekking van domus (huis) en telematica (telecommunicatie en informatica). Telkens wanneer een gebruiker een ruimte betreedt, dient het juiste profiel geladen te worden. Hiervoor zou een gebruiker iedere kamer naar wens moeten instellen. Met de opkomst van intelligent textiel verdwijnen deze problemen. Alle informatie kan nu in de kledij van de persoon worden opgeslagen. Via een netwerk van sensoren kan men allerhande data verzamelen en doorsturen. Het doorsturen van deze data dient uiteraard draadloos te gebeuren, waaruit

5

Hoofdstuk 2. Situering en probleemstelling de nood aan wearable antennas ontstond. Stand van zaken Sinds men het belang van draagbare textielsystemen heeft ingezien, is reeds heel wat onderzoek verricht naar hoe men deze systemen kan bouwen en wat de mogelijke toepassingen kunnen zijn. Een aantal Europese projecten werden opgestart om het onderzoek naar elektronisch textiel een structuur aan te bieden: Wealthy, MyHeart en BioTex. Het Europees project Healthy AIMS bestudeert Body Area Networks (BANs). In februari 2006 startte het ProeTEX -project [4], dat in paragraaf 2.1.1 besproken wordt. We overlopen nu kort enkele mijlpalen in de ontwikkeling van intelligent textiel. Een uitgebreidere bespreking vindt u in [5]. Het eerste kledingstuk ter wereld met intelligent textiel werd eind jaren ’90 ontwikkeld in Georgia Tech’s School for Textile and Fiber Engingeering. Onder de naam SmartShirt werd het Wearable Motherboard gecommercialiseerd door Sensatex [6], een bedrijf dat zich voornamelijk bezighoudt met het ontwikkelen van intelligente systemen in textiel. De SmartShirt gebruikt een ingeweven matrix van optische vezels om schotwonden te detecteren, en speciale sensoren om de meest vitale lichaamsfuncties te controleren. De oorspronkelijke naam, Motherboard, verwijst naar het feit dat het textiel het interconnectiegrid is waarin de (conventionele) sensoren ingeplugd worden. Om het comfort van de drager nog verder te verhogen, zou het interessant zijn dat ook de sensoren volledig uit textielmaterialen opgebouwd worden. Een dergelijk shirt (Fig. 2.1) werd ontwikkeld in het kader van het Europese Wealthy-project.

Figuur 2.1: Shirt ontwikkeld in het kader van het Wealthy-project

6

Hoofdstuk 2. Situering en probleemstelling In een samenwerkingsverband tussen de vakgroepen Textielkunde en Pediatrie en Genetica van de Universiteit Gent en de afdeling ESAT-MICAS van de Katholieke Universiteit Leuven werd het Intellitex Suit ontwikkeld. Het pakje is bedoeld voor medische toepassingen waarbij kinderen voor langere tijd opgevolgd dienen te worden. Het doel van het project was zoveel mogelijk componenten in textielmateriaal te vervaardigen. Twee soorten textielsensoren werden ontwikkeld: Textrodes voor de hartbewaking; ze worden rechtstreeks op de huid geplaatst met zweet als natuurlijk elektrolyt Respibelt voor het controleren van de ademhaling; wordt rond de onderbuik vastgehecht

Beide sensoren werden gebreid in roestvrij staalgaren. De voeding en de communicatie met een basisstation gebeurt via gekoppelde spoelen. Eén spoel bevindt zich in het pakje, de andere kan bijvoorbeeld in de matras geplaatst worden. Een laatste interessant project is de Mamagoose-pyjama, ontwikkeld door Verhaert [7]. Dit pakje is bedoeld om wiegedood te voorkomen. De pyjama bestaat uit wasbare textielmaterialen. Momenteel gebeurt de communicatie met een externe unit via een kabel. Hier zou het gebruik van een textielantenne zeker het comfort verhogen.

Figuur 2.2: Mamagoose pyjama

ProeTEX -project Het doel van het ProeTEX -project [4] is de veiligheid en efficiëntie van reddingswerkers te verhogen door hen met draagbare sensoren en transmissiesystemen uit te rusten. Met deze systemen kan hun gezondheid, activiteit, positie en omgeving gecontroleerd worden. Deze doelstelling zal bereikt worden via de ontwikkeling van een draagbaar systeem dat de gezondheidstoestand van de reddingswerker en de potentieel risicovolle omgevingsvariabelen continu in de gaten houdt. Op deze wijze kan de reddingswerker real time informatie 7

Hoofdstuk 2. Situering en probleemstelling of alarmsignalen verkrijgen van een centrale verwerkingseenheid of commandopost die met het draagbaar systeem communiceert. Men wenst een volledig systeem voor brandweerlui en civiele bescherming te ontwerpen. Men wenst ook de mogelijkheden te onderzoeken om gewonde burgers met een dergelijke toepassing te helpen. In Fig. 2.3 wordt een roadmap getoond die de af te leggen weg naar kledij met biosensoren (glucoseniveau, CO-gehalte. . . ) en fysiologische sensoren (vitale levensfuncties) schetst. Het onderzoeksgebied van het ProeTEX -project is aangegeven.

Figuur 2.3: Roadmap voor de ontwikkeling van kledij met bio- en physiologische sensoren

2.1.2

Textielantennes

Wereldwijd wordt heel wat onderzoek verricht naar het ontwerp van efficiënte textielantennes in de meest uiteenlopende toepassingen en frequentiebanden. We geven een beknopt overzicht van enkele belangrijke stappen in de evolutie van textielantennes. In [8] wordt één van de eerste microstrip patch antennes in textielmaterialen beschreven. Meer uitleg over de microstrip patch antenne vindt u in Sectie 3.2. Het ontwerp in [8] is een rechthoekige patch die coaxiaal gevoed wordt. De antenne straalt uit bij 2.5 GHz. Als patch-

8

Hoofdstuk 2. Situering en probleemstelling en grondvlakmateriaal gebruikt men een geleidend textiel, dat voornamelijk voor elektromagnetische afschermtoepassingen gebruikt wordt. De invloed van buiging op de antenne werd nagegaan. De resonantiefrequentie wijzigt nauwelijks. Er is wel een invloed op de antennewinst (zie Sectie 3.2). Bij een specifieke manier van buigen vermindert deze van 6.5 dBi naar 4.1 dBi. Naarmate de diverse ontwerpparameters beter beheerst werden, ging men op zoek naar breedband textielantennes. In [9] wordt een ontwerp voorgesteld dat de volledige Wireless Local Area Networks (WLAN) band, 2.2 tot 2.8 GHz, beslaat. In het artikel komt het effect van het eindig grondvlak aan bod. Er wordt ook aandacht besteed aan het effect dat het menselijk lichaam heeft wanneer het zich in de nabijheid van de antenne bevindt. In [10] wordt de eerste textielantenne met circulaire polarisatie beschreven. Het nut en de werking van circulaire polarisatie staat beschreven in Sectie 3.3. Er wordt een extra perturbatieslot gebruikt voor het bekomen van circulaire polarisatie. De antenne wordt gevoed met een microstrip voeding i.p.v. een coaxiale voeding, om het comfort van de gebruiker te verhogen. Door het gebruik van een vrij dik substraat is het mogelijk een breed frequentiebereik (2–3 GHz) te overspannen. De ontworpen geometrie wordt voorgesteld in Fig. 2.4.

Figuur 2.4: Antennegeometrie voorgesteld in [10]

Ook antennes die meerdere modes exciteren, kunnen ontworpen worden in textielmaterialen. In [11] wordt een U-vormige slotantenne besproken (Fig. 2.5). Dit betekent dat zich in de rechthoekige patch een U-vormige opening bevindt. Deze apertuur zorgt voor het opwekken van twee frequenties en dus dualband werking. Een andere mogelijkheid is de E-vormige antenne [12], getoond in Fig. 2.6. De laagste resonantiefrequentie hangt af van de lengte van de buitenste antennearmen. De afmetingen van de binnenste arm en de openingen bepalen de hoogste resonantiefrequentie. Ook binnen de vakgroepen die deze thesis ondersteunen werd reeds heel wat onderzoek naar textielantennes verricht [13].

9

Hoofdstuk 2. Situering en probleemstelling



2.2 2.2.1

Global Positioning System (GPS) Korte historiek

Het Global Positioning System (GPS) is een wereldwijd plaatsbepalingssysteem. Begin de jaren zestig waren verschillende overheidsorganisaties van de Verenigde Staten ge¨ınteresseerd in de ontwikkeling van een satellietsysteem voor driedimensionale positiebepaling. Onder andere het Department of Defense (DoD) en de National Aeronautics and Space Administration (NASA) waren de drijvende krachten achter het plan om het tweedimensionale Transit te vervangen door een nieuw en beter systeem. Aan het positiebepalingssysteem werden strenge eisen opgelegd: wereldwijde dekking, continue werking in alle weersomstandigheden en een hoge nauwkeurigheidsgraad. Uit deze operatie ontstond gedurende de jaren zeventig en tachtig het NAVSTAR GPS concept (NAVigation by Satellite Timing and Ranging). De allereerste GPS-satelliet werd gelanceerd in 1978. GPS is dus ontstaan als een militair systeem maar wordt de laatste tijd ook steeds meer voor civiele toepassingen ingeschakeld. De Russische tegenhanger heet GLONASS en wordt momenteel nieuw leven ingeblazen. Het doel voor het jaar 2007 is 18 werkende satellieten; tegen 2010–2011 moet GLONASS opnieuw volledig operationeel zijn met 24 satellieten in een baan rond de aarde. Europa is sinds 1998 begonnen met de opstart van Galileo. Dit nieuwe systeem zou operationeel moeten zijn tegen 2010 en verzekert de onafhankelijkheid van Europa t.o.v. Rusland en de Verenigde Staten. In China 10

Hoofdstuk 2. Situering en probleemstelling gebruikt men het BeiDou Navigation Test System (BNTS), dat zich momenteel nog in een semi-operationele fase bevindt.

2.2.2

Het GPS-systeem

Het GPS-systeem kunnen we opdelen in drie segmenten: het ruimtesegment, het controlesegment en het gebruikerssegment. Deze delen worden hieronder in grote lijnen behandeld. De informatie voor de volgende paragrafen werd uit talrijke referenties verzameld [14, 15, 16]. Ruimtesegment De GPS-satellietconstellatie bestaat sinds februari 2007 uit 30 operationele satellieten in zes verschillende baanschillen op een hoogte van 20184 km en met een omlooptijd van 12 uur. De baanstraal bedraagt 26561,7 km en de baaninclinatie bedraagt 55◦ ten opzichte van het equitoriaalvlak. De banen zijn zodanig verdeeld dat er vanop elk punt op aarde steeds vier satellieten zichtbaar zijn.

Figuur 2.7: GPS IIF Satelliet (NASA)

Besturingssegment De exacte routes van de satellieten worden continu geobserveerd door vijf waarnemingsstations: Hawaii, Kwajalein, Ascension Island, Diego Garcia en Colorado. Daarnaast zijn er nog stations die beheerd worden door het National Geospatial-Intelligence Agency (NGA). Deze informatie wordt doorgestuurd naar het besturingsstation (Master Control Station) op 11

Hoofdstuk 2. Situering en probleemstelling Schriever Air Force Base (voorheen Falcon Air Force Base) te Colorado Springs, Colorado. Het besturingsstation wordt beheerd door het 2d Space Operations Squadron (2 SOPS) van de United States Air Force (USAF). Vanuit het besturingsstations worden continu de efemeriden of baanvoorspellingen bepaald voor de komende 16 uren. Deze en andere gegevens, zoals klok- en positiefouten van elke satelliet, bepaald uit de observaties van de waarnemingsstations, worden door dit station doorgezonden naar de geheugens van de satellieten, die dan hun navigatieboodschappen kunnen aanpassen.

Figuur 2.8: 2d Space Operations Squadron

Gebruikerssegment Het gebruikerssegment omvat een GPS-ontvanger. Deze bestaat uit een of meerdere antennes bij de werkingsfrequentie(s) van GPS (zie verder), processoren voor signaalverwerking, een zeer stabiele klok (dikwijls een kristaloscillator) en eventueel een display. Een belangrijke karakteristiek van een ontvanger is het aantal kanalen: dit is het aantal satellieten dat simultaan geobserveerd kan worden. Vroeger bedroeg dit aantal typisch vier of vijf, tegenwoordig twaalf tot twintig.

2.2.3

Werkingsprincipe

Alle frequenties worden afgeleid van een atoomklok aan boord van elke satelliet. Deze heeft een nominale frequentie van 10.23 MHz, met een nauwkeurigheid van 10−10 . Dit betekent dat deze klok een fout maakt van maximum 10−10 seconde per seconde. Deze nauwkeurigheid is echter onvoldoende: in het Master Control Station op Schriever Air Force Base bevindt zich daarom een cesiumklok met een nauwkeurigheid van 10−12 . Regelmatig worden correcties naar de satellieten gestuurd, die deze correcties doorsturen naar de gebruikers. De GPS-radiogolven zijn rechtshandig circulair gepolariseerd (RHCP). In Sectie 3.3 wordt dieper ingegaan op het polarisatie in het algemeen en circulaire polarisatie in het bijzonder. Circulaire polarisatie zorgt ervoor dat de alignatie van zenden ontvangstantenne niet kritisch 12

Hoofdstuk 2. Situering en probleemstelling is: er zal steeds een signaal ontvangen worden. Bij radartoepassingen wordt van circulaire polarisatie gebruik gemaakt omdat dit aanzienlijke voordelen oplevert bij regenachtig weer [17]. Een radar zendt golven uit en maakt gebruik van de reflectie van deze golven om een schatting te maken van de positie van een object in de ruimte. Bij regenweer zullen de regendruppels echter eveneens een reflectie veroorzaken. Wanneer een object, bijvoorbeeld een vliegtuig, zich achter een gordijn van regendruppels bevindt, zal bij gebruik van lineaire polarisatie enkel een muur van regendruppels door de radar opgemerkt worden. Het voordeel van circulaire polarisatie is dat de zin van de polarisatie (links- of rechtshandig) omklapt per reflectie (Fig. 2.9). Bij enkelvoudige reflecties, zoals bij een (sferische) regendruppel, verandert de zin van de polarisatie inderdaad en zal door de ontvangstantenne geen signaal opgevangen worden. Bij reflectie op een complex object zal het veld echter dermate gedepolariseerd worden, dat er zowel links- als rechtshandige signalen teruggekaatst zullen worden. De antenne zal dus zeker een signaal opvangen. Het wegnemen van de noodzaak tot alignatie van zenden ontvangstantenne en het feit dat regen transparant is voor radartoepassingen maakt circulair gepolariseerde golven zeer geschikt voor satelliettoepassingen.

Figuur 2.9: Effect van even en oneven aantal reflecties op CP

De doorgestuurde signalen zijn van het type Direct Sequence-Spread Spectrum (DS-SS). Ze worden digitaal gemoduleerd via Binary Phase Shift Keying (BPSK) met een Pseudo Random Noise Code (PRNC). Elke satelliet genereert een navigatieboodschap, gebaseerd op de data die periodiek wordt verzonden vanuit het besturingssegment. Deze boodschap wordt overgebracht met een 1.023 MHz PRNC via Code Division Multiple Access (CDMA). Dit betekent dat alle satellieten gebruik maken van dezelfde twee frequenties: 1575.42 MHz (L1) en 1227.60 MHz (L2). Iedere satelliet beschikt echter over unieke PRNC’s die zwak gecorreleerd zijn met de codes van andere satellieten. Er worden twee spread spectrum modulaties toegepast: een korte code, coarse/acquision (C/A), aan 1.023 Mbps voor burgerlijk gebruik, en een lange code, precision (P(Y)), aan 10.23 Mbps voor militaire toepassingen. Deze laatste wordt door Amerikaanse overheid geëncrypteerd zodat deze onbruikbaar wordt voor niet-gemachtigde gebruikers. Men kan de functionaliteit van het GPS-systeem dus opdelen in twee serviceniveaus. Enerzijds is er SPS (Standard Positioning Service), overal ter wereld vrij beschikbaar, en anderzijds bestaat ook PPS (Precise Positioning Service), voor militaire toepassingen. In de vorige eeuw werd ge13

Hoofdstuk 2. Situering en probleemstelling bruik gemaakt van Selective Availability (SA) om de nauwkeurigheid van het SPS signaal bewust te degraderen met een fout van 30 meter. SA werd officieel buiten werking gezet op 1 mei 2000. Het belangrijkste verschil tussen SPS en PPS is dus niet langer nauwkeurigheid. Door middel van antispoofing (AS) voor PPS kan men verhinderen dat derden d.m.v. jamming (het repliceren van satellietcodes met navigatiedata en Dopplereffecten) de gebruiker kunnen misleiden. Aangezien PPS, zoals hierboven gesteld, gebruik maakt van een lange code, is deze veel robuuster en dus veiliger. Binary phase shift keying Binary phase shift keying (BPSK) is de eenvoudigste vorm van phase shift keying. Phase shift keying is een digitaal modulatieschema waarbij data verstuurd wordt door het aanpassen of moduleren van de fase van de draaggolf. Bij BPSK zal men deze fase in twee mogelijke standen kunnen aantreffen. Deze kunnen we, zonder de algemeenheid te schaden, 0 en π kiezen. Onderstel een continue draaggolf a0 (t) = A cos(ω0 t).

(2.1)

Als we deze draaggolf als voorstelling voor een digitale 0 kiezen, dan wordt de voorstelling van het 1-bit: a1 (t) = A cos(ω0 t + π) = −A cos(ω0 t). (2.2) Op deze manier kunnen we binaire dataoverdrachten uitvoeren. In Fig. 2.10 vindt u een voorbeeld van de transmissie van de bits 100101.

Figuur 2.10: Een voorbeeld van BPSK

Direct-sequence spread spectrum De spectrale vermogendichtheid van het GPS-signaal moet bij ontvangst op aarde voldoende laag zijn om interferenties met draadloze communicatiesystemen in de microgolfband te vermijden. In de 1,5 – 2,5 GHz-band werd de fluxdichtheidslimiet voor satellieten op lage elevatie 14

Hoofdstuk 2. Situering en probleemstelling door de International Telecommunication Union (ITU) vastgelegd op 154 dBW/m2 per 4 kHz kanaal. Wanneer men dus een groter vermogen dan deze grenswaarde wenst uit te zenden, moet men het vermogen over een groter frequentiebereik spreiden. Dit noemt men spread spectrum. Dit betekent dat het uitgezonden signaal meer bandbreedte in beslag neemt dan het informatiesignaal dat gemoduleerd wordt; er wordt met andere woorden bewust geopteerd voor een inefficiënt gebruik van de bandbreedte. GPS maakt gebruikt van direct-sequence spread spectrum (DS-SS). DS-SS is een courante modulatietechniek. Onder andere Wi-Fi, ZigBee, de satellietnavigatiesystemen, en bepaalde draadloze telefoon- en GSM-toestellen maken gebruik van DS-SS. Enkele belangrijke voordelen van DS-SS zijn: DS-SS is robuust t.o.v. bedoelde of onbedoelde verstoring of jamming. Meerdere gebruikers kunnen hetzelfde kanaal delen. Relatief tijdsverschil tussen zender en ontvanger kan bepaald worden.

Pseudo-random noise codes Een pseudo-random noise code (PRNC) is een code die voor een niet-geauthorizeerde ontvanger op willekeurige ruis lijkt. Het gaat om een sequentie van bits die schijnbaar willekeurig is, maar zich na lange tijd toch herhaalt. In de ontvanger moet de PRNC gekend zijn. Eigenschappen van een PRNC zijn een hoge graad van autocorrelatie en een lage graad van kruiscorrelatie. Overzicht van alle gebruikte frequenties Alle GPS-frequenties bevinden zich in de IEEE L-band. Deze loopt ruwweg van 0.39 tot 1.55 GHz. Bemerk het onderscheid met de NATO L-band van 40 tot 60 GHz. L1 (1575.42 MHz) – coarse-acquisition (C/A) code en geëncrypteerde precisie P(Y) code L2 (1227.60 MHz) – P(Y) code, en de nieuwe L2C code op de Block IIR-M en nieuwere satellieten L3 (1381.05 MHz) – gebruikt door het Defense Support Program om detectie te melden van raketlanceringen, nucleaire ontploffingen, e.d. L4 (1379.913 MHz) – wordt bestudeerd voor extra ionosferische correctie L5 (1176.45 MHz) – voorgesteld voor burgerlijk safety-of-life-signaal (SoL)

15


2.2.4

Recente ontwikkelingen en toekomstplannen

L2C: L2 voor civiele toepassingen Eén van de eerste vernieuwingen aan het GPS-systeem was de toevoeging van een nieuw signaal voor civiele toepassing, op de L2-frequentie, waar voorheen enkel de P(Y)-code bestond. De bedoeling van dit extra civiele signaal is het verhogen van de nauwkeurigheid. Het gevolg van de beschikbaarheid van twee civiele frequenties, uitgezonden vanop dezelfde satelliet, is de mogelijkheid om de ionosferische vertraging te meten en te verwijderen voor deze satelliet. Met een ontvanger die op beide frequenties kan opereren, kunnen we dus de grootste oorzaak van fouten buitenspel plaatsen. M-code: Militaire code Ook voor militaire toepassingen werden verbeteringen gezocht. De M-code werd ontwikkeld. Deze wordt uitgezonden via de reeds in gebruik zijnde L1- en L2-frequenties. De M-code is ontworpen met als doel betere anti-jamming-eigenschappen en een sterker beveiligde toegang tot de militaire signalen. Het spectrum van het nieuwe signaal is zodanig dat de energie zich hoofdzakelijk aan de randen bevindt, weg van de C/A- en de P(Y)-draaggolven. In tegenstelling tot de P(Y)-code is de M-code een autonome code. Dit betekent dat het niet langer nodig is ook de C/A-code te gebruiken. Ook aan de satellieten zelf dienen aanpassingen te gebeuren. Men wenst immers de Mcode niet enkel met een full-earth-antenne te verzenden, maar ook met een sterk directionele antenne. Het signaal van deze antenne wordt spot beam genoemd, en bestrijkt een cirkel met een diameter van enkele honderden kilometers. In deze cirkel zal de signaalsterkte zo’n 20 dB (100 maal) sterker zijn. Men zal dus over vier verschillende kanalen beschikken per satelliet, uitgestuurd via twee frequenties per antenne. L5: Safety of Life Het Safety of Life-signaal (SoL) verzorgt een nog grotere nauwkeurigheid voor levenskritische toepassingen. De L5-frequentie bedraagt 1176.4 MHz en bevindt zich daarmee in een internationaal beschermd bereik voor lucht- en scheepvaartnavigatie, zodat er zich weinig of geen interferentie zal voordoen. Het vermogen van het L5-signaal is ongeveer 3 dB (2 maal) sterker dan het L1- of L2-signaal. L1C: vernieuwde L1 voor civiele toepassingen Op langere termijn wil men het huidige C/A-signaal vervangen door het nieuwe L1C-signaal. De compatibiliteit met oudere ontvangers is verzekerd. Het vermogen zal 1.5 dB stijgen voor de C/A-code.

16

Hoofdstuk 2. Situering en probleemstelling Satellieten Ook de satellieten zelf ondergaan uiteraard diverse vernieuwingen. Hier gaan we echter slechts kort op in. De satellieten worden voor de eenvoud in blokken opgedeeld, al naar gelang hun functionaliteit. Verschillende generaties passeerden reeds de revue: Block I (testen van het GPS-principe), Block IA, Block II, Block IIA, Block IIR, Block IIR-M (2003), Block IIF (2007 of 2008). . . De nieuwe M-code was beschikbaar vanaf Block IIR-M. Het SoL-signaal werd beschikbaar vanaf Block IIF. Een overzicht van de recente satellieten met hun verschillende mogelijkheden vindt u in Tabel 2.1. Signaal L1 C/A L1 P(Y) L1 M L2C L2 P(Y) L2 M L5C

IIR x x

x

IIR-M (2003) x x x x x x

IIF (2007) x x x x x x x

Tabel 2.1: Overzicht gebruikte codes en satellieten (2007)

Met de lancering van Block III-satellieten (2013) zullen ook de spot beam-antennes beschikbaar worden voor de M-code. Op dat moment wordt ook de C/A-code vervangen door de L1Ccode.

2.3

Doelstelling

De doelstelling van deze thesis is het ontwerp van een GPS-antenne in textielmaterialen. Het ontwerp verloopt via het klassieke stramien voor antenneontwerp. D.m.v. een beperkte literatuurstudie wordt een geschikte topologie gezocht. Vervolgens wordt het ontwerp geoptimaliseerd via veldsimulaties. Eens het ontwerp voldoet aan de specificaties wordt een prototype gebouwd en doorgemeten. Er wordt gestart met een monoband ontwerp bij de GPS L1-werkingsfrequentie, 1575.42 MHz. Vervolgens wordt onderzocht wat de mogelijkheden zijn om een dualband antenne te ontwerpen. Natuurlijk brengt het gebruik van textielmaterialen voor de definitie van het diëlektrisch substraat en van het geleidend antennevlak enkele specifieke uitdagingen met zich mee. Er dient 17


Figuur 2.11: GPS IIR-M Satelliet (NASA)

een goede materiaalkeuze gemaakt te worden. Bijzondere aandacht gaat uit naar de antennewinst, vermits het ongewenst is dat de communicatielink in noodsituaties wegvalt. Daarnaast moet, via een goede keuze van het grondvlak, de antenne voldoende goed afgeschermd worden van het lichaam waarop ze wordt geplaatst. Het effect van de aanwezigheid van het menselijk lichaam moet worden ingeschat.

18

Hoofdstuk 3

Microstrip patch antennes in textielmaterialen 3.1

Inleiding

Zoals in de algemene inleiding werd gesteld, wordt in dit hoofdstuk de noodzakelijke theorie aangebracht waarvan dit werk gebruik maakt. De kwaliteit van een communicatielink komt in al haar aspecten aan bod. Bijzondere aandacht gaat naar circulaire polarisatie en circulair gepolariseerde antennes, wegens het grote belang voor GPS-toepassingen. De beperkingen en methodes van de gebruikte simulatieprogramma’s worden besproken. Er wordt dieper ingegaan op de manier waarop een meting tot stand komt en de hiervoor gebruikte apparatuur en software. Tot slot wordt wat uitleg gegeven bij de bepaling van de eigenschappen van textielmaterialen.

3.2

Microstrip patch antennes

Over microstrip patch antennes is reeds heel wat uitstekend materiaal beschikbaar [5, 18]. We beperken ons hier dan ook tot een korte samenvatting, waarin enkele belangrijke aspecten aan bod komen die noodzakelijk zijn voor een goed begrip van deze thesis. Een microstrip patch antenne (MPA) is een meerlagenstructuur bestaande uit een geleidend antennevlak (de patch), een diëlektrisch substraat en een geleidend grondvlak. Deze opbouw wordt getoond in Fig. 3.1. MPA’s bieden diverse voordelen t.o.v. rigide monopolen of dipolen of draadantennes: zij hebben een laag gewicht, beperkte afmetingen en een dun profiel zonder uitstekende delen. Nadeel is dat zij van nature uit smalbandig zijn, zodat specifieke technieken nodig zijn om de bandbreedte te verhogen. De verhouding van het vermogen dat ontvangen wordt door een ontvangstantenne tot het 19

Hoofdstuk 3. Microstrip patch antennes in textielmaterialen

Figuur 3.1: Microstrip patch antenne: (a) opbouw, (b) dwarsdoorsnede

vermogen dat uitgezonden wordt door een zendantenne is onderhevig aan diverse factoren, die zowel van de afzonderlijke antennes afhangen als van de (relatieve) opstelling van zenden ontvangstantenne. De effecten die hierbij meespelen worden samengevat in één formule, de Friis-formule (3.1). Pr i i = Mr Gr (−ui )L−1 0,rt (R)Qrt (u )Gt (u )Mt Pt,max

(3.1)

Hierbij zijn Mr en Gr de misaanpassingsfactor en de antennewinst van de ontvangstantenne, Mt en Gt de misaanpassingsfactor en de antennewinst van de zendantenne, L0,rt het padverlies en Qrt de polarisatiefactor. We bespreken kort de afzonderlijke factoren. Misaanpassingsfactor De misaanpassingsfactor M van een antenne hangt af van zijn ingangsimpedantie Zin = Rin + jXin . Deze ingangsimpedantie bestaat uit een verliesweerstand Rcd en de stralingsimpedantie Za = Ra + jXa . De stralingsweerstand Ra is gerelateerd aan de antenne-energie in het verre veld. De stralingsreactantie Xa is gerelateerd aan de antenne-energie in het nabije veld. In [19] wordt een circuitequivalent afgeleid voor een zendantenne. Dit equivalent schema wordt weergegeven in Fig. 3.2.

Figuur 3.2: Equivalent circuit voor een antenne in zendmodus

20

Hoofdstuk 3. Microstrip patch antennes in textielmaterialen Het vermogen dat door de bron Vt met inwendige impedantie Zt = Rt + jXt wordt geleverd aan de antenne wordt gedeeltelijk gereflecteerd. Het vermogen dat aan de antenne wordt geleverd, bedraagt Pt =

Rin |Vt |2 |Vt |2 4Rt Rin = = Mt Pt,max . 2 |Zt + Zin |2 8Rt |Zt + Zin |2

(3.2)

Hierbij is Pt,max de maximale hoeveelheid vermogen die de bron aan de zendantenne kan leveren. Dit gebeurt wanneer de antenne en de bron wederzijds aangepast zijn: Rt = Rin en Xt = −Xin . In het geval de inwendige bronimpedantie reëel verondersteld wordt, kan de misaanpassingsfactor ook uitgedrukt worden als M=

4Rt Rin = 1 − |Γ|2 , |Zt + Zin |2

(3.3)

Zin −Rt de reflectiecoëfficiënt aan de ingangsklemmen van de antenne. Wanneer met Γ = Z in +Rt |Γ| <-10 dB, wordt 90% van het vermogen afgeleverd aan de ingangsklemmen. In wat volgt, zal dit criterium gehanteerd worden om te beslissen of er al dan niet voldoende uitstraling optreedt bij de gewenste frequenties.

De reciprociteitsstelling voor antennes stelt dat de ingangsimpedantie voor een zenden een ontvangstantenne identiek is. Dit betekent dat een aangepaste ingangsimpedantie zowel in zend- als in ontvangstmodus optimale performantie van de antenne garandeert. Antennewinst 2

Op een afstand R > 2dλ van een zendantenne, met d de grootste dimensie van de antenne en λ de golflengte in de vrije ruimte, wordt het opgemeten elektrische veld het verre veld e(R) genoemd. Er kan worden aangetoond dat in het verre veld geldt dat e−jkr , (3.4) r √ waarbij k = ω µ en F (θ, φ) de stralingsvector. De stralingsintensiteit U (θ, φ) van de zendantenne in het verre veld wordt gegeven door e(r) = F (θ, φ)

U (θ, φ) =

R2 |e(r)|2 |F (θ, φ)|2 = , 2Zc 2Zc

(3.5)

q

µ waarbij Zc = de karakteristieke impedantie van het propagatiemedium is. In de vrije ruimte kunnen we Zc benaderen door 120π Ω ≈ 377 Ω.

De antennewinst relateert de stralingsintensiteit U (θ, φ) aan het bronvermogen dat aan de antenne wordt geleverd: G(θ, φ) = 4π

U (θ, φ) U (θ, φ) Prad = 4π = D(θ, φ)ecd . Pt Prad Pt 21

(3.6)

Hoofdstuk 3. Microstrip patch antennes in textielmaterialen De antennewinst is dus te beschouwen als het product van de directiviteit D(θ, φ) en de stralingsefficiëntie ecd die de verliezen in rekening brengt. In afwezigheid van verliezen (ecd = 1) is de antennewinst dus gelijk aan de directiviteit, die gedefinieerd wordt als de verhouding van het vermogen uitgestraald in een ruimtehoek dΩ tot de stralingsintensiteit uitgezonden door een hypothetische, volledig omnidirectionele straler.

G(θ, φ) = D(θ, φ)ecd = D(θ, φ) =

|F (θ,φ)|2 2Zc Pt 4π

= 4π R

|F (θ, φ)|2 2 dΩ |F (θ, φ)| dΩ

(3.7)

Hierbij wordt gebruik gemaakt van het feit dat Prad = Pt ecd

1 = Pt = 2Zc

2π

Z

Z

0

2π

|F (θ, φ)|2 sin(θ)dθdφ.

(3.8)

0

De tweedimensionale voorstelling van de directiviteit in functie van de azimuthhoek φ en de elevatiehoek θ wordt het stralingspatroon van de antenne genoemd. Het stralingspatroon geeft dus weer hoeveel vermogen er in een bepaalde richting wordt uitgezonden. Het stralingspatroon is een belangrijke parameter bij toepassingen waarbij het de bedoeling is het vermogen in een bepaalde ruimtehoek uit te sturen. Via een dynamische aanpassing van het stralingspatroon kan men de richting waarin een antenne uitstraalt, wijzigen. Dit gebeurt in zgn. smart antennas. Wegens reciprociteit geeft het stralingspatroon ook weer hoe gevoelig de antenne zal zijn aan invallende velden uit een bepaalde richting. De antennewinst wordt meestal gespecifieerd voor die richting waarin de antenne maximale uitstraling heeft. Vermits de antennewinst dimensieloos is, wordt die meestal in dB uitgedrukt. Ook dBi wordt gebruikt: dit drukt de relatieve vermogenwinst uit t.o.v. een isotrope straler. Dit is een fictieve omnidirectionele antenne die in alle richtingen even sterk uitstraalt. Padverlies Het padverlies L0,rt (R) hangt af van het transmissiemedium en de relatieve afstand tussen de antennes. Wanneer we veronderstellen dat de propagatie gebeurt in de vrije ruimte en in afwezigheid van obstakels, wordt het padverlies gegeven door L0,rt (R) =

4πR λ

2 .

(3.9)

In omgevingen waar het uitgezonden signaal gereflecteerd wordt door gebouwen, bomen, (bewegende) voertuigen. . . is de exponent meestal groter dan twee. Dit betekent dat het ontvangen vermogen sneller zal afnemen met toenemende relatieve afstand. Als vuistregel kunnen we een exponent van drie tot vijf vooropstellen voor een stedelijke omgeving, en van vier tot zes voor indoor -toepassingen.

22

Hoofdstuk 3. Microstrip patch antennes in textielmaterialen Polarisatiefactor Vanwege het grote belang van de polarisatiefactor in GPS-toepassingen, wordt Sectie 3.3 aan polarisatie en de polarisatiefactor gewijd.

3.3

Polarisatie

Elektromagnetische straling gedraagt zich in het verre veld als een transversale vlakke golf. Dit betekent dat zowel de elektrische als de magnetische veldcomponent loodrecht op de voortplantingsrichting staan. De polarisatie van een elektromagnetische golf wordt gedefinieerd als de oriëntatie van de elektrische veldvector. Men kan zich de polarisatie het best voorstellen als de geometrische figuur die beschreven wordt door de elektrische veldvector in een stationair vlak loodrecht op de voortplantingsrichting. Een golf kan gekarakteriseerd worden aan de hand van de axiale ratio (zie verder), de kantelhoek van de assen van de ellips t.o.v. een referentiestelsel en de zin van de rotatie. Een elektromagnetische golf kan men in het algemeen schrijven als de superpositie van twee orthogonale componenten. Beschouwen we een vector a(t) die sinuso¨ıdaal varieert in de tijd: [19] a(t) = |ax | cos(ωt + ∠ax )ux + |ay | cos(ωt + ∠ay )uy + |az | cos(ωt + ∠az )uz = <[(ax ux + ay uy + az uz )ejωt ]

(3.10)

Dit kan compact herschreven worden als a(t) = <[aejωt ],

(3.11)

met a de fasorrepresentatie van a(t). Deze fasor kan geschreven worden als de som van een reëel en een imaginair deel a = ar + jai . (3.12) De tijdsvector a(t) kunnen we dus herschrijven als a(t) = <[aejωt ] = ar cos ωt − ai sin ωt

(3.13)

(3.13) toont aan dat a(t) in het vlak bepaald door ar en ai zal bewegen. Dit vlak noemt men het polarisatievlak. De geometrische figuur die door de golf als geheel beschreven wordt, is in het algemeen ellipsvormig. Vanuit de algemene elliptische polarisatie kunnen we enkele bijzondere gevallen beschrijven. Zo kan het gebeuren dat een van de orthogonale componenten tot nul herleid wordt. In dat geval spreekt men van lineaire polarisatie. Men kan hierin nog onderscheid maken tussen horizontale, verticale en schuine polarisatie. U vindt een afbeelding van de polarisatie-ellipsen van zenden ontvangstantenne in Fig. 3.3.

23


Figuur 3.3: Polarisatie-ellipsen van zenden ontvangstantenne

Zoals besproken in Sectie 3.2 geeft de Friis-formule (3.14) aan dat de verhouding van het vermogen aan de ontvangstantenne tot het vermogen uitgezonden door de zendantenne onderhevig is aan diverse factoren. Pr Pt,max

i i = Mr Gr (−ui )L−1 0,rt (R)Qrt (u )Gt (u )Mt

(3.14)

Wij zijn nu ge¨ınteresseerd in de polarisatiefactor Qrt . Deze is afhankelijk van de relatieve posities en oriëntaties van beide antennes. De vector ui geeft de richting weer waarin de signalen propageren, vanuit de zendantenne naar de ontvangstantenne. Qrt =

|Ft (ui ).Fr (−ui )|2 |Ft (ui )|2 |Fr (−ui )|2

(3.15)

(3.15) toont aan dat Qrt afhangt van de hoek tussen de stralingsvector Ft (ui ) van de zendantenne en de stralingsvector Fr (−ui ) van de ontvangstantenne. Deze beide vectoren kunnen echter als volgt herschreven worden: Fr (−ui ) = A(ux − jτ uy ) Ft (ui ) = A(u0x − jτ 0 u0y )

(3.16)

We kunnen dit substitueren in (3.15). Dit levert ons volgende uitdrukking: Qrt =

02 2 (τ 0 − τ )2 2 (1 − τ )(1 − τ ) + cos α (1 + τ 02 )(1 + τ 2 ) (1 + τ 02 )(1 + τ 2 )

24

(3.17)


3.3.1

Lineaire polarisatie

Een performantiemaat voor het lineaire karakter van de polarisatie van een antenne wordt als volgt bepaald. Het stralingspatroon voor de antenne wordt opgemeten met twee antennes. Enerzijds wordt een antenne met identieke polarisatie gebruikt. Dit noemt men copolarisatie. Anderzijds herhaalt men deze meting met een antenne waarvan de oriëntatie loodrecht staat op deze van de te meten antenne. Dit wordt kruispolarisatie genoemd. Indien de verhouding tussen beide metingen groot is (typisch meer dan 30 dB), kan men spreken van een lineair gepolariseerde antenne. Bij lineaire polarisatie is het juist aligneren van zenden ontvangstantenne van cruciaal belang. Immers, indien de zendantenne horizontaal gepolariseerd is, en de ontvangstantenne is verticaal gepolariseerd, zal er in de vrije ruimte geen transmissie tussen beide kunnen plaatsvinden. Dit volgt uit de Friis-formule. Wanneer we immers in (3.17) α = 90◦ en τ = τ 0 substitueren, zal Qrt =0.

3.3.2

Circulaire polarisatie

Het ander extreem geval wordt circulaire polarisatie genoemd. Dit treedt op wanneer beide orthogonale componenten even groot zijn en een faseverschil van 90◦ vertonen. De golfvector beschrijft dan een perfecte cirkel. Ook binnen circulaire polarisatie is een verder onderscheid mogelijk, op basis van de rotatie van de elektromagnetische veldvector. De IEEEstandaarddefinitie van de richting stelt dat voor een naderende golf, een in tegenwijzerzin draaiende vector rechtshandig circulair gepolariseerd is [20]. Wanneer men zich dan bij de zendantenne bevindt, en de circulair gepolariseerde golf verlaat de zendantenne in wijzerzin (naar rechts), spreekt men van rechtshandig circulaire polarisatie (RHCP). Wanneer men immers de duim van de rechterhand volgens de voortplantingsrichting legt, geven de gekromde vingers de zin van de polarisatie aan. Uiteraard geldt het duale voor de linkerhand en linkshandig circulaire polarisatie (LHCP) (Fig. 3.4). Merk op dat wij steeds gebruik zullen maken van de IEEE-definitie voor links- en rechtshandige polarisatie. In de fysica en de astronomie is het echter gebruikelijk de polarisatie te beschrijven vanuit het standpunt van de ontvanger. Men spreekt van dus linkse circulaire polarisatie daar waar elektronici van rechtshandig circulaire polarisatie zullen spreken. Ook de U.S. Federal Standard 1037C hanteert de fysische definitie. Zoals verder zal blijken, kan het verschil tussen beide historische conventies tot vreemde problemen leiden.

Axiale ratio De mate waarin een golf circulair gepolariseerd is, wordt uitgedrukt d.m.v. de axiale ratio. Voor het meten van deze verhouding gebruikt men een lineair gepolariseerde antenne, die

25


Figuur 3.4: Ezelsbruggetje voor LHCP

roteert terwijl het stralingspatroon van de geteste antenne wordt opgemeten. Bij een ideale circulair gepolariseerde antenne meet men constant een zelfde sterkte op. Dit is een logisch gevolg van de circulaire symmetrie van de uitgestraalde golf. De axiale ratio is de verhouding tussen de sterkste en de zwakste meting. Voor een perfect circulair gepolariseerde antenne bedraagt deze verhouding 1, of 0 dB. Als conventie wordt meestal gesteld dat een golf circulair gepolariseerd is wanneer deze verhouding kleiner is dan 3 dB. Dit betekent dat het maximale opgemeten veld ten hoogste dubbel zo sterk mag zijn als het minimale. Bij het gebruik van circulair gepolariseerde antennes speelt de alignatie van zenden ontvangstantenne geen rol. Het is echter wel van belang twee antennes met een zelfde circulaire polarisatie te gebruiken. Men kan zich het geheel immers voorstellen als een bout en een moer: een rechtshandig circulair signaal dat invalt op een rechtshandig circulair gepolariseerde antenne is als een bout die zonder problemen in een moer draait, omdat de schroefdraad van de ene op de schroefdraad van de andere is afgestemd. Een bout met rechtshandige schroefdraad zal men nooit in een moer met linkshandige schroefdraad kunnen draaien; op dezelfde manier zal een RHCP antenne geen LHCP signaal kunnen ontvangen. In de praktijk moet dit alles echter wat genuanceerd worden. Wanneer een RHCP golf invalt op een medium en gereflecteerd wordt, is de gereflecteerde golf LHCP. Op deze manier zal men met een LHCP antenne dus alle oneven reflecties van een RHCP signaal ontvangen. In het algemeen geldt trouwens dat iedere polarisatie onder invloed van reflecties en transmissies doorheen verschillende media een verandering kan ondergaan. Zo kan een verticaal gepolariseerd signaal bij aankomst aan de ontvangstantenne horizontaal gepolariseerd blijken. Dit zorgt voor een moeilijk alignatieprobleem: de opstelling van iedere antenne is afhankelijk van zijn omgeving. Het is om deze reden dat circulaire polarisatie populair is: de alignatie van zenden ontvangstantennes moet enkel volgens de juiste richting gebeuren, de precieze tilt die aan de antenne gegeven moet worden speelt geen enkele rol. 26


Figuur 3.5: (a) Twee vlakke golven met gelijke amplitude en 90◦ faseverschil; (b) Hun rechtshandig circulair gepolariseerde superpositie

3.4

Circulair gepolariseerde antennes

Historisch gezien werd eerst de lineair gepolariseerde microstrip patch antenne ontwikkeld. Niet lang daarna werden ook methodes voor het opwekken van circulaire polarisatie onderzocht [21]. Veel inzicht kan verkregen worden via een model gebaseerd op de geëxciteerde modes op de patch. Circulaire polarisatie wordt verkregen door het opwekken van twee orthogonale modes in kwadratuur, waarbij het teken van de relatieve fase de richting van de polarisatie bepaalt. De kwaliteit van deze polarisatie is gelinkt aan de manier waarop deze modes worden opgewekt en hoe goed deze gecontroleerd kunnen worden, wat gerelateerd is aan de isolatie tussen beide modes. Dit betekent dat de polarisatie en bij uitbreiding de axiale ratio reeds vroeg in het ontwerpproces in grove mate bepaald worden. Soms worden door de specifieke topologie van de antenne reeds heel wat kenmerken vastgelegd. Zo zal een rechthoekige patch met een grote lengte/breedte-verhouding een sterk lineair gepolariseerd signaal opwekken. Een microstrip spiraal of patch op een gemagnetiseerd ferrietsubstraat zal circulair gepolariseerde golven uitstralen [22]. In het algemeen echter, wordt de

27


Figuur 3.6: Overzicht van alle polarisaties

gewenste polarisatie samengesteld uit een paar orthogonale lineaire polarisaties. Dit kan gebeuren door de antenne te voeden met twee verschillende voedingen, of via andere technieken die slechts één voeding vereisen. We beschrijven kort enkele belangrijke mogelijkheden.

Figuur 3.7: Circulair gepolariseerde antennes: (a) orthogonale patches, (b) orthogonale voedingen, (c) verschillende voedingspunten, (d) gedegenereerde modes

28


3.4.1

Orthogonale patches

De eenvoudigste manier om twee orthogonale modes te exciteren, is het gebruik van orthogonale patches (Fig. 3.7a). Hierbij worden twee verschillende patches door hetzelfde signaal gevoed, maar er wordt voor gezorgd dat de geëxciteerde golven in kwadratuur zijn. Aan deze techniek zijn echter enkele nadelen verbonden. Uiteraard zal de benodigde oppervlakte groter zijn. Aangezien de fasecentra van de patches niet op dezelfde plaats liggen en de E- en H-stralingspatronen verschillend zijn, zal het signaal met dominante circulaire polarisatie zich niet meer langs broadside bevinden. Broadside is de richting loodrecht op het patchoppervlak, naar analogie met de zijkant van een (oorlogs-)schip. De richting evenwijdig aan de patch noemt men endfire.

3.4.2

Orthogonale voedingen

Een compactere manier om circulaire polarisatie te bekomen is het gebruik van orthogonale voedingen. Hierbij worden twee striplijnen als voeding gebruikt, die aan twee naast elkaar liggende zijden van de patch toegevoerd worden. Fig. 3.7b toont een voorbeeld van een dergelijke configuratie. Het faseverschil tussen beide excitaties wordt bekomen door een verschil in lengte tussen de voedingslijnen. Uiteraard zijn ook andere vermogensplitsers (90◦ hybride, rat race, Wilkinson splitter. . . ) mogelijk. Deze splitters kunnen al dan niet beschikken over isolatie tussen beide voedingspunten en/of over een vierde poort waaraan een aangepaste last wordt bevestigd. Deze aangepaste last zorgt ervoor dat reflecties van een slecht aangepaste antenne naar de last getransfereerd worden, en niet terug naar de ingangspoorten.

3.4.3

Verschillende voedingspunten, multipoint feeds

Een variatie op het vorige thema is het gebruik van verschillende voedingspunten, waarbij de voeding via een pin doorheen het substraat tot bij de patch wordt gebracht (Fig. 3.7c). Deze methode werd voor het eerst beschreven in [23]. Deze techniek is in principe een speciaal geval van een meer algemene methode gebaseerd op sequentiële rotatie [24]. Hier gaan we niet dieper op in.

3.4.4

Gedegenereerde modi

Wanneer men slechts met één voedingspunt wenst te werken, moeten vanuit dit ene punt twee modi opgewekt worden. Men spreekt hierbij van gedegenereerde modi (Fig. 3.7d). Circulaire polarisatie wordt hierbij opgewekt door het toevoegen van een perturbatie aan het design. Deze perturbatie kan op diverse wijzen worden toegevoegd [21]. Enerzijds kan men voor de patch een vorm gebruiken die afwijkt van de standaard vierkante patch: rechthoekig, elliptisch, vijfhoekig, driehoekig. . . Anderzijds kan men ook perturbaties toevoegen aan de vierkante patch: inkepingen (slots), een gecentreerde opening, afgeplatte hoeken. . . Een

29

Hoofdstuk 3. Microstrip patch antennes in textielmaterialen combinatie van beide technieken is ook mogelijk. Zo bestaat de ringvormige patch met inkepingen. In Fig. 3.8 ziet u een ontwerp dat gebaseerd is op de vierkante patch met afgeplatte hoeken, maar compacter is omwille van de semi-circulaire uitsnijdingen [25].

Figuur 3.8: Geometrie van een CP vierkante microstrip patch antenne met afgeplatte hoeken en semi-circulaire uitsnijdingen

Uit de wijze waarop de circulaire polarisatie verkregen wordt, kan men reeds enkele belangrijke conclusies trekken. Nemen we als voorbeeld de vierkante patch met afgeplatte hoeken. De twee opgewekte modi liggen hier volgens de diagonalen (Fig. 3.9).

Figuur 3.9: De modi van de vierkante patch met afgeplatte hoeken

Ze hebben ongeveer dezelfde amplitudes, maar de fases zijn in kwadratuur bij de werkingsfrequentie f0 . Van zodra de antenne bij een licht afwijkende frequentie geëxciteerd wordt, zullen fase- en amplitudefouten een negatief effect hebben op de axiale ratio. De axiale ratiobandbreedte wordt bepaald door de kwaliteitsfactor Q van de individuele modes. Hoe lager Q, hoe groter de axiale ratio bandbreedte. Q-factor De Q-factor wordt voor een antenne gedefinieerd als

30


opgeslagen energie . (3.18) uigestraald en gedissipeerd vermogen Het grote nadeel van microstrip patch antennes is hun kleine bandbreedte en lage stralingsefficiëntie. De caviteit gevormd door de patch en het grondvlak heeft immers een erg hoge Q-factor. De dikte van het substraat is klein t.o.v. de grootte van de caviteit. Hierdoor blijven de meeste veldlijnen geconcentreerd binnen de caviteit. De straling van een microstrip patch antenne wordt echter veroorzaakt door de strooivelden aan de randen van de patch (Fig. 3.10). Q=

Figuur 3.10: Strooivelden aan de randen van de patch

De verliezen in een antenne zijn evenredig met de energie die opgeslagen wordt in de caviteit. Een grote Q-factor leidt dus tot grote velden in de caviteit en grote dissipatieverliezen. Dit betekent dat de stralingsefficiëntie verlaagt als de Q-factor verhoogt. De Q-factor is ook gelinkt aan de impedantiebandbreedte van de antenne: 1 (3.19) Q Dit betekent dat een lagere Q-factor de impedantiebandbreedte van de patch antenne verhoogt. Vermits wij de antenne met de hand uit textielmaterialen wensen te vervaardigen, zullen we de meerderheid van de antennes met gedegenereerde modi reeds a priori uitsluiten. Ontwerpen waarbij complexe voedingsnetwerken een cruciale rol spelen, kunnen onmogelijk met de hand gefabriceerd worden omwille van de inherente onnauwkeurigheid die met het knippen en plakken gepaard gaat. We concentreren ons op twee gevallen: de vierkante patch met afgeplatte hoeken en de bijna-vierkante patch met voeding op de diagonaal. Beide mogelijkheden zullen ons een gelijkaardige axiale ratio bandbreedte leveren [26]. BW =

Vierkante patch met afgeplatte hoeken De vierkante patch met afgeplatte hoeken (truncated corners) wordt gevoed op de x- of de y-as. U vindt een voorstelling van deze antenne in Fig. 3.11(a). De twee opgewekte modi 31


Figuur 3.11: Circulair gepolariseerde antennes met gedegenereerde modi: (a) vierkante patch met afgeplatte hoeken, (b) bijna-vierkante patch met voeding op de diagonaal

liggen volgens de kruisende diagonalen. Hierbij zal de frequentie van de ene mode lichtjes verschillen van de andere, waardoor twee modi worden opgewekt met een 90◦ faseverschil. Voor het bepalen van de ideale grootte van de hoekjes zijn er verschillende mogelijkheden. In de literatuur bestaan analytische benaderingen op basis van eigenfuncties en eigenwaarden (zie [21], p.178-182). Een tweede methode bestaat erin te vertrekken van een zekere grootte, en deze via simulatie en optimalisatie naar een ideale waarde te laten evolueren. Hierbij is de grootte van de hoekjes een moeilijk in te schatten parameter. Wanneer de hoekjes te groot gekozen worden, zal de uitstraling van de antenne verminderen. Bij te kleine hoekjes zal de circulaire polarisatie niet voldoende zijn. Bijna-vierkante patch met voeding op de diagonaal In tegenstelling tot de vierkante patch met afgeplatte hoeken, zijn de diverse invloeden bij de bijna-vierkante patch eenvoudiger in te schatten. Men heeft immers slechts drie parameters: de lengte, de breedte en de afstand van het voedingspunt tot het middelpunt. Door gebruik te maken van een bijna-vierkante patch zullen in de lengte en de breedte twee frequenties opgewekt worden. Hetzelfde mechanisme als bij de vierkante patch met afgeplatte hoeken treedt hier op. De optimale locatie van het voedingspunt op de diagonaal wordt hierbij bepaald als die plaats waar de impedantieaanpassing van de antenne best is. Dit punt kan via simulatie en optimalisatie gevonden worden.

3.5 3.5.1

Simulatieprogramma’s en numerieke methodes ADS Momentum en de momentenmethode

Binnen de simulatietool Agilent Advanced Design System (ADS) is de veldsimulator Momentum ingebed. Deze is ontstaan uit het Microwave Planar Structure Simulator (MiPPS) project van de vakgroep Informatietechnologie aan de Universiteit Gent. Het gaat om een 2.5D-simulator, wat betekent dat enkel planaire structuren doorgerekend kunnen worden. Bij deze berekening worden een aantal randvoorwaarden gesteld en een aantal benaderingen doorgevoerd. De belangrijkste zijn: 32

Hoofdstuk 3. Microstrip patch antennes in textielmaterialen Enkel planaire structuren kunnen worden gesimuleerd. De derde dimensie wordt bekomen door aan te geven hoe het substraat opgebouwd is, en waar de verschillende lagen van het design zich op of tussen de substraatlagen bevinden. De substraatlagen kunnen eventueel met via’s verbonden worden. Het grondvlak en het substraat zijn steeds oneindig uitgestrekt. Wanneer men het effect van een eindig grondvlak wenst te kennen, moet men zich dus noodgedwongen op andere tools baseren. Alle materialen zijn homogeen en isotroop. Op het scheidingsvlak tussen twee substraatlagen kunnen metallisaties aangebracht worden. Deze zijn oneindig dun. Ze worden ofwel perfect geleidend verondersteld, ofwel kunnen verliezen in rekening gebracht worden d.m.v. een oppervlakte-impedantie. Op de via’s worden enkel verticale stromen in rekening gebracht; tangentiële stromen worden verwaarloosd.

We gaan niet dieper in op de momentenmethode (Method of Moments, MoM). Deze werd reeds uitvoerig beschreven in [5].

3.5.2

CST Microwave Studio en de Finite Integration Technique

Om de beperkingen van ADS Momentum te kunnen inschatten, zullen we gebruik maken van een pakket van Computer Simulation Technology (CST), nl. CST Studio Suite. Dit pakket bestaat uit volgende modules: CST Design Environment, CST Microwave Studio, CST Design Studio, CST EM Studio en CST Particle Studio. Wij zullen gebruik maken van CST Microwave Studio (CST MWS). Deze tool stelt ons in staat snelle en accurate 3D-simulaties uit te voeren van hoogfrequente schakelingen en antennes. Daar waar Momentum gebruik maakt van de momentenmethode, zijn de simulaties van CST gebaseerd op de Finite Integration Technique (FIT). We bespreken hieronder kort deze methode [27, 28]. De eindige integraalmethode is gebaseerd op de eindige integraaltheorie en is een consistente formulering van de discrete representatie van de vergelijkingen van Maxwell. De methode werd ontwikkeld door Weiland in 1976 en is een variatie op de Finite Difference Time Domain method (FDTD), ontwikkeld door Yee. In wat volgt, bekijken we de gemaakte redeneringen en volgen we stap per stap de discretisatie van de wetten van Maxwell. Zoals reeds gesteld, is de FIT gebaseerd op het discretiseren van het totale probleem. In een eerste stap beperken we daarom de totale driedimensionale ruimte tot een eenvoudig geconnecteerd en begrensd interessegebied Ω. In de volgende stap delen we dit domein op in 33

Hoofdstuk 3. Microstrip patch antennes in textielmaterialen een eindig aantal eenvoudige cellen Vn . De verzameling van deze cellen, het cellencomplex G, vormt een aansluitend geheel en definieert een rooster. We veronderstellen voor de eenvoud dat het domein Ω kubusvormig is, en dat G gedefinieerd wordt als G = {Vi,j,k ∈ R3 | Vi,j,k = [xi , xi+1 ] × [yj , yj+1 ] × [zk , zk+1 ], i = 1, ...I − 1, j = 1, ..., J − 1, k = 1, ..., K − 1}. (3.20) Hierbij zijn de punten (xi , yj , zk ) de I × J × K hoekpunten van de cellen. Deze hoekpunten vormen de roosterpunten. Het aantal cellen bedraagt dan N = (I − 1) × (J − 1) × (K − 1). Voor het vervolg kunnen we ons dus concentreren op één volumecel Vn . Een dergelijke cel wordt ook een Yee cell genoemd. De wet van Faraday voor elektromagnetische inductie De wet van Faraday ∇×E =−

∂B ∂t

kunnen we in integraalvorm schrijven: I Z Z ∂ E(r, t).ds = − B(r, t).dA ∂t

(3.21)

∀A ∈ R3

(3.22)

∂A

(3.22) kunnen we als een gewone differentiaalvergelijking herschrijven voor een oppervlak Az (i, j, k) van Vn : d bz (i, j, k). (3.23) dt Hierbij stelt de scalair ex (i, j, k) het resultaat van de lijnintegraal van het elektrisch veld over de rand van het oppervlak Az (i, j, k) voor. De scalaire waarde bz (i, j, k) is de oppervlakteintegraal van het magnetisch veld over het oppervlak Az (i, j, k). Wanneer we aan deze scalairen een richting en zin toekennen volgens respectievelijk de x-, y- en z-as, bekomen we inderdaad de representatie zoals in (3.23). Deze wordt weergegeven in Fig. 3.12. In woorden kunnen we stellen dat de som van de elektrische spanningen langs de rand van het oppervlak gelijk is aan minus de afgeleide van de magnetische fluxdichtheid doorheen het oppervlak Az (i, j, k). Wanneer we het hierboven geschetste principe uitbreiden naar en uitvoeren voor elke cel van het cellencomplex G, dan verkrijgen we twee 3 × N -matrices e en b. De vergelijkingen van de vorm 3.23 kunnen dan in matrixvorm herschreven worden. ex (i, j, k) + ey (i + 1, j, k) − ex (i, j + 1, k) − ey (i, j, k) = −

db (3.24) dt De elementen van de matrix C kunnen enkel waarden uit de verzameling {−1, 0, 1} aannemen. Het gaat dus om zuiver topologische informatie, omtrent of het al dan niet opnemen van Ce = −

34


Figuur 3.12: Een cel uit het cellencomplex G

bepaalde elektrische spanningen (en hun zin) in de berekeningen. Deze matrix is het discrete equivalent van de analytische rotor-operator. Wet van Gauss voor magnetische flux De tweede wet van Maxwell die we wensen om te zetten naar een gediscretiseerde vorm, is de wet van Gauss voor magnetische flux. We herhalen dus de afleiding uit de vorige paragraaf, maar bepalen dit keer de discrete versie van de divergentie. De wet van Gauss ∇.B = 0

(3.25)

kunnen we eveneens in integraalvorm schrijven: I

∀V ∈ R3

B(r, t).dA = 0

(3.26)

∂V

De evaluatie van deze oppervlakintegraal over iedere cel van het cellencomplex levert volgens Fig. 3.13:

− bx (i, j, k) + bx (i + 1, j, k) − by (i, j, k) − by (i, j + 1, k) − bz (i, j, k) + bz (i, j, k + 1) = 0. (3.27) Deze vergelijking is opnieuw eenvoudig in matrixvorm te schrijven. Sb = 0

(3.28)

We vonden dus een matrixrepresentatie voor een discrete divergentieoperator. De wet van Amp` ere De differentiële vorm van wet van Ampère ∇×H =J + 35

∂D ∂t

(3.29)


Figuur 3.13: Een cel uit het cellencomplex G

kunnen we uiteraard ook naar de integraalvorm omzetten: I Z Z ∂ H(r, t).ds = D(r, t) + J (r, t) .dA ∂t

∀A ∈ R3

(3.30)

∂A

Wanneer we deze wet wensen toe te passen op een rooster, merken we dat we dienen te ˜ Hierbij worden de middelpunten van de beschikken over een tweede, duaal cellencomplex G. ˜ de hoekpunten uit G worden dan de middelpunten uit G. ˜ cellen uit G de hoekpunten uit G; Dit wordt ge¨ıllustreerd in Fig. 3.14.

Figuur 3.14: Een cel en een van haar duale buren.

Het vervolg van de discretisatie verloopt analoog aan de procedure bij de wet van Faraday.

36

Hoofdstuk 3. Microstrip patch antennes in textielmaterialen De wet van Gauss De laatste om te zetten vergelijking is de wet van Gauss. In differentiaalvorm: ∇.D = ρ

(3.31)

We voeren de omzetting uit naar de integraalvorm om deze te kunnen discretiseren: I

∀V ∈ R3

D(r, t).dA = Q

(3.32)

∂V

˜ en verloopt analoog aan de methode bij de De discretisatie gebeurt in het cellencomplex G wet van Gauss voor magnetische flux. De roostervergelijkingen van Maxwell Alle hierboven afgeleide discretisaties zijn in matrixvorm te schrijven. Deze matrixuitdrukkingen worden de roostervergelijkingen van Maxwell genoemd (Maxwell Grid Equations (MGE)). We vatten ze samen:

Ce = −

d b dt

Sb = 0 d ˜ Ch = d+j dt ˜ Sd = q

(3.33a) (3.33b) (3.33c) (3.33d)

De roostervergelijkingen zijn hiermee echter nog niet compleet. We moeten ook nog de constituerende vergelijkingen toevoegen die de materiaalrelaties beschrijven. De materiaalparameters worden door volgende matrices beschreven:

d = M e

(3.34a)

b = Mµ h

(3.34b)

j = Mσ e + jS

(3.34c)

waarbij M de permittiviteitstensor, Mµ de permeabiliteitstensor en Mσ de geleidbaarheidstensor voorstelt. We pasten de FIT-methode hierboven toe voor een rooster bestaande uit orthogonale zesvlakkige cellen. De methode is echter algemeen geldig, en kan dus ook voor tetrahedrale of onregelmatige roosters en cellen gebruikt worden [29].

37


3.6

Metingen in de anecho¨ısche kamer

In deze sectie beschrijven we de anecho¨ısche kamer, het positioneersysteem en de gebruikte software, zodat de lezer zich een beeld kan vormen van de wijze waarop een meting tot stand komt.

3.6.1

De anecho¨ısche kamer

De anecho¨ısche kamer is een antennetestkamer van Emerson & Cuming. Deze is aan de vier zijwanden en aan vloer en plafond voorzien van stralingsabsorberend materiaal (Radiation Absorbent Material (RAM)), absorbers genaamd. Een voorbeeld van dergelijke absorbers staat afgebeeld in Fig. 3.15. Er bestaan een aantal verschillende absorbers, al naar gelang het frequentiebereik, de toepassing (antennetest, elektromagnetische compatibiliteitstest) en de vorm. In dit geval wordt gebruik gemaakt van piramidale absorbers van het type Eccosorb VHP-NRL [30]. Ze zijn opgebouwd uit carbon loaded urethane foam. De afkorting VHP staat voor Very High Performance, terwijl NRL betekent dat de absorbers voldoen aan brandveiligheidseisen van het U.S. Naval Research Laboratory.

Figuur 3.15: Piramidale absorbers

3.6.2

Het positioneersysteem

Het recent aangekochte volautomatische positioneersysteem bestaat uit twee delen: enerzijds is er de sturing van het systeem, wat gebeurt vanop een externe aanstuureenheid die ook met de verwerkingssoftware communiceert, en anderzijds zijn er de positioneringselementen zelf. Voor de positionering beschikt de kamer over een vaste toren waarop meestal een standaard hoornantenne geplaatst wordt; aan deze standaard hoornantenne kan een tilt gegeven worden 38

Hoofdstuk 3. Microstrip patch antennes in textielmaterialen zodat de polarisatie gewijzigd kan worden (bijvoorbeeld van horizontaal naar verticaal gepolariseerd). De te meten antenne wordt bevestigd aan de andere toren. Dit is een geavanceerd model zonder metalen delen (Dielectric Belt Driven (DBDR) Model Tower ) dat zowel in het horizontale als in het verticale vlak kan roteren.

Figuur 3.16: Dielectric Belt Driven (DBDR) Model Tower

3.6.3

MiDAS-software

MiDAS is een softwarepakket van Orbit/FR [31] voor antennemetingen. Conceptueel bestaat het uit een dataverwervings- (MiDAS Data Acquisition) en een analyse-eenheid (MiDAS Analysis). Zowel metingen in het verre veld, als planaire, cilindrische en sferische metingen in het nabije veld worden ondersteund, allen met dezelfde bestandsformaten en dezelfde gebruikersinterface. Voor het uitvoeren van de metingen wordt gebruik gemaakt van een VNA (zie paragraaf 3.6.4). De data uit de VNA worden naar het softwarepakket doorgestuurd. Een belangrijke functionaliteit is batch scripting. Dit stelt de gebruiker in staat vooraf een set van metingen te definiëren, die daarna sequentieel en volautomatisch door het programma uitgevoerd zullen worden.

3.6.4

Vector Network Analyzer (VNA)

Het uitmeten van antennes gebeurt met een Vector Network Analyzer (VNA). Deze meet per definitie de verhouding van de amplitude en fase van de reflecteerde golven tot deze van 39


Figuur 3.17: Logo MiDAS-software

de invallende golven. In het INTEC-labo wordt de HP8510C VNA gebruikt. Deze heeft een frequentiebereik van 45 MHz tot 50 GHz. Het is m.b.v. deze VNA dat de metingen voor het positioneersysteem gebeuren. Daarnaast zijn ook twee 8714ET VNA’s van Agilent beschikbaar. Deze hebben een bereik van 300 kHz tot 3 GHz.

3.7

Bepalen van de eigenschappen van textielmaterialen

Bij antenneontwerp is het uiteraard van cruciaal belang te beschikken over de correcte materiaalparameters. Vermits deze bij aankoop van textielmaterialen meestal niet voorhanden zijn, is het belangrijk te beschikken over nauwkeurige methoden voor de bepaling van deze parameters [5, 32].

3.7.1

Dikte

De dikte van een textielsubstraat wordt nauwkeurig gemeten m.b.v. een professioneel meettoestel dat werkt volgens de ISO 1765-norm. Deze standaard definieert de dikte van een stuk textiel als de afstand tussen een referentievlak waarop het textiel zich bevindt en een parallelle drukplaat die een vastgelegde druk uitoefent op een het stuk textiel. Een aantal metingen dienen te gebeuren om een betrouwbaar resultaat te verkrijgen. De nauwkeurigheid van het toestel dat gebruikt werd voor de karakterisatie van de materialen die in deze thesis aan bod komen, bedraagt 0.01 mm.

3.7.2

Permittiviteit

De relatieve permittiviteit r bevindt zich voor de meest courante textielmaterialen tussen 1 en 2. De technieken voor het bepalen van de correcte permittiviteit kunnen opgedeeld worden in twee categorieën: de resonante en de niet-resonante methodes. Niet-resonante methodes, zoals de Through-line methode, zijn gebaseerd op het meten van transmissie- en reflectiecoëfficiënten. Deze methodes zijn over algemeen minder nauwkeurig dan de resonante

40

Hoofdstuk 3. Microstrip patch antennes in textielmaterialen methodes. Voor een beschrijving van de Through line methode, de caviteitsperturbatiemethode en een algoritme op basis van de resonantiefrequentie van prototype antennes verwijzen we naar [5, 32]. Een belangrijk onderscheid dient gemaakt te worden tussen de relatieve permittiviteit r en de effectieve relatieve permittiviteit, r,ef f . De eerste is een zuivere materiaalparameter. De tweede is een aangepaste waarde, die rekening houdt met het feit dat de strooivelden van een antenne die voor uitstraling zorgen, zich slechts gedeeltelijk in het substraat bevinden. Dit is zichtbaar in Fig. 3.10. De omzetting tussen beide waarden kan gebeuren via empirische formules.

3.7.3

Verliestangens

Verliezen in een microstrip antenne doen zich voor onder drie mogelijke vormen: geleidingsverliezen, diëlektrische verliezen, en excitatie van oppervlaktegolven. De verliestangens tanδ is een maat voor deze verliezen, en wordt uitgedrukt als tanδ = −

I . R

(3.35)

Het bepalen van deze verliestangens gebeurt via een aantal iteraties, waarbij een antenne gesimuleerd wordt met een bepaalde waarde voor de verliestangens. Nadien wordt de antenne gerealiseerd en uitgemeten. De aanwezigheid van verliezen uit zich bij niet al te hoge waarden van de verliestangens in een bredere en minder diepe resonantiepiek. Op basis van de meting wordt een nieuwe waarde voor de verliestangens vooropgesteld, waarna de cyclus zich herhaalt tot simulatie en meting goed overeenstemmen.

41

Hoofdstuk 4

L1 circulair gepolariseerde GPS patch antenne in textielmaterialen 4.1

Inleiding

In dit hoofdstuk wordt een monoband GPS-antenne ontworpen. De gebruikte materialen en hun verlijmingstechniek worden besproken. Na het ontwerpsproces wordt de antenne gerealiseerd en uitgemeten. Deze meetresultaten worden verwerkt en besproken.

4.2

Eigenschappen van de gebruikte materialen

Voor deze thesis wensen we gebruik te maken van textielmaterialen. De materialen dienen ook flexibel te zijn. Op basis van deze vereisten werd de materiaalkeuze gemaakt.

4.2.1

Flexibel polyurethaanschuim

Als substraatmateriaal werd een zwart, flexibel polyurethaanschuim gebruikt. De dikte van dit materiaal bedraagt 3.94 mm. De materiaalparameters werden binnen de vakgroep experimenteel bepaald bij 2.45 GHz [32]. De permittiviteit r bedraagt 1.49. De verliestangens bedraagt 0.0012. De methodes waarmee dikte, permittiviteit en verliestangens bepaald kunnen worden, werden beschreven in Sectie 3.7. Zoals verder verklaard wordt, blijkt dat de materiaalparameters bij de GPS L1-frequentie nauwelijks afwijken van deze bij 2.45 GHz.

4.2.2

FlecTron

Voor het grondvlak en de patch wordt gebruik gemaakt van het elektrotextiel FlecTron. Dit is een hoogwaardig ripstop nylon dat geleidend wordt door het elektroless te platen met een koper-elektrolytoplossing. Ripstop betekent dat het textiel op een zodanige wijze geweven is, dat een scheur zich niet snel zal doorzetten. Dit elektrotextiel wordt voornamelijk gebruikt als 42

Hoofdstuk 4. L1 circulair gepolariseerde GPS patch antenne in textielmaterialen afscherming in elektromagnetische compatibiliteitstoepassingen. De oppervlakteresistiviteit bedraagt minder dan 1 Ω/sq. Resistiviteit of soortelijke weerstand (4.1) is de eigenschap van een materiaal om aan een elektrische stroom weerstand te bieden. Zij is de verhouding van het elektrische veld dat over het materiaal staat tot de stroom die door het materiaal vloeit. De resistiviteit ρ is de reciproke van de conductiviteit σ. 1 E = (4.1) σ J De totale weerstand die door een elektrische stroom ondervonden wordt wanneer deze door een balkvormig materiaal stroomt, is ρ=

L , (4.2) Wt met L, W en t respectievelijk de lengte, breedte en hoogte van de balk. De oppervlakteresistiviteit wordt dan gedefinieerd als de resistiviteit gedeeld door de hoogte van de balk. R=ρ

FlecTron kan gebruikt worden bij temperaturen van -40 tot 210◦ C. De afschermingsfactor bij 1 GHz bedraagt 70 dB. FlecTron is een handelsmerk van Laird Technologies [33].

4.2.3

ShieldIt

De eerste prototypes (zie verder) werden m.b.v. ShieldIt gefabriceerd. ShieldIt is een geweven nylon dat geplated wordt met nikkel en koper. Daarna wordt één zijde met een geleidende acryllaag gecoat (oppervlakteresistiviteit minder dan 0.1 Ω/sq). Op de andere zijde komt een adhesieve lijmlaag met een beschermlaag uit polyethyleen voor vochtbestendigheid. Bij 1 GHz bedraagt de afschermfactor 100 dB. Het voordeel van ShieldIt is de vaste structuur. Bij FlecTron is dit niet het geval: mits wat onoplettendheid bij het verlijmen, wordt een vierkant al gauw een parallellogram, wat nefast is voor de antennekarakteristieken. Het belangrijkste nadeel van ShieldIt is echter de moeilijke soldeerbaarheid. Om deze reden werd dan ook besloten enkel met FlecTron verder te werken.

4.2.4

Verlijming

In de thesis van Anneleen Tronquo [5] werd heel wat werk verricht omtrent een betrouwbare en eenvoudige productiemethode. Daarbij werden ook verschillende methoden voor verlijming van het grondvlak, het substraat en de patch besproken. We zetten deze even op een rijtje: Verlijmen met lijmstift: Door een te grote variatie op de werkelijke dikte van het substraat treedt een verschuiving op van de bandbreedte van de antenne. Deze methode leverde dus verkeerde resultaten, die bovendien sterk onderhevig waren aan invloeden van buitenaf, zoals het aandrukken van de patch met een plexi staafje.

43

Hoofdstuk 4. L1 circulair gepolariseerde GPS patch antenne in textielmaterialen Verlijmen met lijmstift en naaien: Wanneer de antenne, naast verlijmd, ook voldoende vastgenaaid werd, bleek het resultaat correct en veel stabieler dan voorheen. Enkele belangrijke nadelen bleven echter: invloed van de strakheid van het naaien, invloed van de dikte van de lijmlaag, invloed van het uitrafelen van de stof bij het verlijmen met de lijmstift... Strijken met adhesieve lijmlaag: Door gebruik te maken van een adhesieve lijmlaag, die door middel van een strijkijzer wordt opgewarmd, verkrijgt men lagen die op zeer uniforme wijze verlijmd zijn. Er zijn geen luchtopeningen tussen patch, substraat en grondvlak. Het is tevens niet nodig het geheel te naaien, een eenvoudige opwarming met het strijkijzer volstaat.

Het blijkt ook dat het strijken met de adhesieve lijmlaag een goede stabiliteit van de antennekarakteristieken waarborgt [5]. Het is duidelijk dat de laatste verlijmingstechniek de voorkeur geniet. Wij hebben dan ook enkel van deze techniek gebruik gemaakt.

4.3 4.3.1

Antenneontwerp ADS-simulatie

Voor het ontwerp van een microstrip patch antenne voor GPS kunnen we starten van een bestaand ontwerp, gedesigned voor gebruik in de ISM-band. Binnen de vakgroep Elektromagnetisme is immers reeds heel wat onderzoek verricht inzake microstrip patch antennes (o.a. [34, 5]), al dan niet in textielmaterialen. Dit levert ons een sterke tijdswinst: vermits het ontwerp in ADS reeds getekend en geparametriseerd is, kunnen we via aanpassingen van de parameterwaarden de antenne herschalen naar de gewenste werkingsfrequenties. We zullen voor onze antenne gebruik maken van gedegenereerde modes, zoals besproken in sectie 3.4.4. We werken met een combinatie van twee techieken, teneinde een robuuste antenne te bekomen: de vierkante patch met afgeplatte hoeken en de bijna-vierkante patch met voeding op de diagonaal. We maken dus gebruik van een bijna-vierkante patch met afgeplatte hoeken. Op deze manier hopen we ook een antenne te verkrijgen die redelijk robuust is t.o.v. buiging. Substraat Tussen de verschillende oneindig dunne metaallagen moeten één of meerdere substraatlagen komen. Dit wordt ingegeven via het substraat. Voor de ontworpen antenne wordt ervoor gezorgd dat tussen het grondvlak en de patch een substraat komt te liggen met de parameters van het zwarte schuim. Om een correcte simulatie te verkrijgen, moet echter ook het effect van de gebruikte connector in rekening gebracht worden. In het ontwerp zal de patch gevoed worden d.m.v. de coaxiale 44

Hoofdstuk 4. L1 circulair gepolariseerde GPS patch antenne in textielmaterialen voedingstechiek (Fig. 4.1). Hiervoor wordt een rechte vrouwelijke SMA-connector gebruikt (Fig. 4.2), waarvan de vier grondpinnen verwijderd worden. De middelste pin, die het signaal aanvoert, wordt behouden en wordt doorheen het grondvlak en het substraat met de patch verbonden.

Figuur 4.1: De coaxiale voedingstechniek bij een microstrip patch antenne

Figuur 4.2: Vrouwelijke, rechte SMA-connector

Tot slot een belangrijke opmerking omtrent de substraatdikte in ADS Momentum. Deze dikte mag niet te groot worden opgegeven. Momentum is immers een 2.5D-simulator. Bij een simulatie worden de basisfuncties in de derde dimensie over de volledige hoogte van een substraatlaag gekozen. Bij een te grote dikte zal de berekening op basis van deze basisfuncties dus onvoldoende nauwkeurig zijn. Men dient het substraat dan op te delen in meerdere lagen met dezelfde materiaalparameters die op elkaar komen te liggen, om zo Momentum te dwingen om de simulaties door te voeren met voldoende nauwkeurigheid. Bepalen parameterwaarden De uitgevoerde herschaling is gebaseerd op het verband tussen de golflengte van de resonantiefrequentie en de afmetingen van de patch. We zullen de lengte van de patch dus vermenigvuldigen met de verhouding van de nieuwe frequentie op de oude frequentie. In Tabel 4.1 vindt u het resultaat van deze omzetting.

45

Hoofdstuk 4. L1 circulair gepolariseerde GPS patch antenne in textielmaterialen

Tabel 4.1: Herschaling en afronding parameterwaarden

frequentie (GHz) lengte L (mm) breedte W (mm) feedx (mm) feedy (mm) inset (mm)

2.411 44.6447 47.6937 7.98152 6.04731 2

1.57542 68.3236 72.9898 12.21480 9.25472 3.06

1.57542 68 73 12 9 3

Figuur 4.3: Geometrie van het ontwerp

0

S11, dB

−5 −10 −15 −20 ADS−simulatie

−25 1.4

1.45

1.5

1.55 1.6 1.65 frequentie, GHz

1.7

1.75

Figuur 4.4: Impedantieaanpassing antenne 0

46

1.8

Hoofdstuk 4. L1 circulair gepolariseerde GPS patch antenne in textielmaterialen Zoals duidelijk blijkt uit Fig. 4.4 zullen we de parameters nog licht moeten aanpassen om circulair gepolariseerde uitstraling te verkrijgen bij de GPS L1-frequentie 1575.42 MHz, met een bandbreedte van 2.046 MHz. We zullen dus trachten om het lokale maximum, momenteel bij 1625 MHz gelegen, te verplaatsen naar 1575.42 MHz door de afmetingen van de patch aan te passen. Daarnaast moeten we ook zorgen dat dit punt onder -10 dB ligt, zodat een goede uitstraling verzekerd is. Het is onnodig en zelfs contraproductief bij de herschaalde afmetingen een te grote nauwkeurigheid aan te houden. Veeleer moeten de gewenste parameterwaarden afgerond worden tot op een halve millimeter, en dient gecontroleerd te worden of de antenne nog steeds aan alle vereisten voldoet wanneer van deze afmetingen licht wordt afgeweken. Bij handmatig knippen en plakken van de antenne is een grotere nauwkeurigheid dan een halve millimeter immers quasi onhaalbaar. We maken dus een afronding van de antenneafmetingen en controleren via simulaties of deze afrondingen geen afbreuk doen aan de correcte werking. Op deze manier kan de robuustheid van de antenne t.o.v. kleine productiefouten gecontroleerd worden. Om ervoor te zorgen dat de antenne circulair gepolariseerd is bij 1575.42 MHz zullen we de parameterwaarden nog licht moeten aanpassen. Vooral de keuze van de grootte van de hoekjes is moeilijk te maken. Het blijkt namelijk dat de grootte van deze hoekjes ook de mate van uitstraling van de antenne bepaalt. In de literatuur bestaan benaderende formules voor de grootte van deze hoekjes [35]. Wij trachten echter eerst handmatig tot een goede schatting te komen. Hiervoor bekijken we het resultaat van de simulaties voor verschillende groottes van de hoekjes. We bekijken hierbij zowel het verloop van de |S11 |-parameter als het verloop van de axiale ratio bij de werkingsfrequentie. Het rechtstreeks optimaliseren naar de axiale ratio is niet mogelijk. Het moeilijke aan deze operatie is dat de axiale ratio enkel kan uitgezet worden bij één frequentie, in functie van de azimuth. Men dient dus handmatig te itereren. Een goede manier om snel enig inzicht te verkrijgen in het effect van de diverse parameters, is het uitvoeren van een parameter sweep. Hierbij laat men één parameter variëren, zodat het effect van deze parameter op de simulatie zichtbaar wordt. Om de optimale waarden voor de lengte L en de breedte W te bepalen, bekijken we eerst het effect van deze parameters. In Fig. 4.5 wordt het effect van parameter L bepaald. Vermits de lengte L in het ontwerp langer is dan de breedte W =69.5 mm, verwachten we dat de keuze voor L de ligging van de laagste resonantiepiek zal bepalen.

47


0 −5 −10 S11, dB

−15 −20 −25

lengte 70 mm lengte 71 mm lengte 72 mm lengte 73 mm lengte 74 mm lengte 75 mm

−30 −35 −40 −45 1.4

1.45

1.5


1.7

1.75

1.8

Figuur 4.5: Effect van de lengte L

Dit blijkt inderdaad het geval. Voor oplopende L verschuift de laagste resonantiepiek verder op naar de lagere frequenties. Wanneer de lengte kort genoeg gekozen wordt, zijn de twee resonantiepieken niet langer van elkaar te onderscheiden. Bemerk dat de geringe diepte bij L=70 mm veroorzaakt kan worden door een slechte aanpassing voor deze locatie van het voedingspunt. De parameters die de ligging van het voedingspunt bepalen, worden immers gedurende de parameter sweep vast gehouden. 0 −5 −10 S11, dB

−15 −20 −25

breedte 67 mm breedte 68 mm breedte 69 mm breedte 70 mm breedte 71 mm breedte 72 mm

−30 −35 −40 −45 1.4

1.45

1.5


1.7

1.75

1.8

Figuur 4.6: Effect van de breedte W

Voor de breedte W zien we dat een zelfde conclusie getrokken kan worden, al wordt hier uiteraard de hoogste resonantiefrequentie be¨ınvloed. Hierbij blijft L=73.5 mm. 48

Hoofdstuk 4. L1 circulair gepolariseerde GPS patch antenne in textielmaterialen Zoals gesteld in Sectie 3.4, wensen wij twee orthogonale modi op te wekken die in kwadratuur zijn, om zo circulaire polarisatie te verkrijgen. Wanneer twee resonantiefrequenties geëxciteerd worden, zoals hierboven steeds het geval is, zullen de frequenties waarbij circulaire polarisatie optreedt zich tussen beide resonantiefrequenties bevinden. Het is dus van belang dat het verschil tussen lengte en breedte niet te groot wordt, vermits we dan eerder twee afzonderlijke resonantiefrequenties zullen krijgen. Tussen beide frequenties zal dan misschien wel een frequentiebereik zijn waar circulaire polarisatie optreedt, doch uitstraling (|S11 | < -10 dB) is helemaal niet verzekerd! Ook de afgeplatte hoeken spelen een cruciale rol in het ontwerp. De invloed van deze parameter is heel wat moeilijker in te schatten. Voor de eenvoud eisen we dat beide hoekjes steeds even groot dienen te zijn. We houden nu L en W vast en bekijken de invloed van de grootte van de hoekjes in Fig. 4.7. De aangegeven grootte is de lengte van de benen van de rechthoekige en gelijkbenige driehoekjes. 0 −5 −10 S11, dB

−15 −20 −25

hoekjes 0 mm hoekjes 4 mm hoekjes 8 mm hoekjes 12 mm hoekjes 16 mm hoekjes 20 mm

−30 −35 −40 −45 1.4

1.45

1.5


1.7

1.75

1.8

Figuur 4.7: Effect van de hoekjes

De invloed van de afgeplatte hoeken is inderdaad heel wat moeilijker vast te leggen. Er blijkt een geringe invloed op de ligging van de linkse resonantiepiek. De diepte van deze piek blijkt in sterke mate door de hoekjes bepaald; er lijkt zich een optimum rond 4 mm te bevinden. Hoe groter de hoekjes, hoe hoger de hoogste resonantiefrequentie wordt. Ook hier blijkt de antenne rond 4 mm een sterk uit te stralen. We zien dat het te sterk afplatten van de hoeken tot gevolg heeft dat er quasi geen uitstraling zal zijn in de 1.4 - 1.8 GHz band. Met de kennis die we opgedaan hebben, bepalen we, deels handmatig en deels via optimalisatie, een set parameters die garanderen dat het ontwerp aan de vooropgestelde eisen zal voldoen. Hierbij moeten ook steeds bekeken worden of we een oplossing niet uitgesloten 49

Hoofdstuk 4. L1 circulair gepolariseerde GPS patch antenne in textielmaterialen wordt omdat het voedingspunt zich op een slechte positie bevindt. Na het aanpassen van L, W en de grootte van de hoekjes zullen we dus steeds de exacte plaats van het voedingspunt optimaliseren. Hierbij wordt wel vereist dat het voedingspunt niet sterk afwijkt van de diagonaal, vermits dat deels de circulaire polarisatie veroorzaakt. Na de optimalisatie dient de axiale ratio dus zeker gecontroleerd te worden. In Fig. 4.8 ziet u de |S11 |-curve vóór en na optimalisatie. In Tabel 4.2 wordt de set parameterwaarden na optimalisatie weergegeven. 0 −5

S11, dB

−10 −15 −20 −25 −30 ADS−simulatie ADS−simulatie na optimalisatie voeding

−35 −40 1.4

1.45

1.5


1.7

1.75

1.8

Figuur 4.8: Antenne 1 vóór en na optimalisatie

Tabel 4.2: Gekozen parameterwaarden

lengte L (mm) breedte W (mm) feedx (mm) feedy (mm) inset (mm)

71.5 74.5 -13.5 8 5

De axiale ratio in broadside bedraagt 2.68 dB bij de werkingsfrequentie. De antenne is dus circulair gepolariseerd. In Fig. 4.9 staat de axiale ratio afgebeeld i.f.v. de frequentie. De 3 dB AR-bandbreedte bedraagt ongeveer 13 MHz.

50


axiale ratio, dB

3.4 3.2 3 2.8 2.6 1.566 1.568 1.57 1.572 1.574 1.576 1.578 1.58 1.582 frequentie, GHz Figuur 4.9: Axiale ratio i.f.v. frequentie

Bij Fig. 4.9 werd steeds de AR in broadside, bij θ=0◦ bekeken. Mits het toelaten van een afwijking t.o.v. deze loodrechte uitstraling, verkrijgen we een veel bredere AR-bandbreedte. Ter illustratie werd de AR i.f.v. θ weergegeven in Fig. 4.10, voor 1.555 GHz. Deze frequentie ligt sterk buiten de 3 dB AR-bandbreedte. Toch zien we de AR bij θ=64◦ slechts 0.252 dB bedraagt.

axiale ratio, dB

20

15

10

5

0 −150 −100

−50 0 50 theta, graden

100

150

Figuur 4.10: Axiale ratio i.f.v. θ buiten de 3 dB AR-bandbreedte, bij 1.555 GHz

51


4.3.2

Fabricatie en reflectiemeting

Eerste prototype Er wordt een eerste prototype gefabriceerd, zodat een vergelijking gemaakt kan worden tussen simulatie en realiteit. In Fig. 4.11 ziet u het resultaat van de reflectiemeting met de vector network analyzer (VNA) (zie paragraaf 3.6.4). De overeenkomst tussen simulatie en realiteit 0 −5

S11, dB

−10 −15 −20 −25 −30 ADS−simulatie na optimalisatie voeding meting netwerkanalyzer

−35 −40 1.4

1.45

1.5


1.7

1.75

1.8

Figuur 4.11: Vergelijking simulatie en meting antenne 1

is niet echt goed te noemen. Bij het nameten van de antenne bleek er inderdaad een minimale afwijking te zitten op de één van de patchafmetingen. De meting toont duidelijk het belang aan van het heel precies meten en controleren van de afmetingen van de patch. We fabriceren dan ook een tweede antenneprototype, ditmaal strikt de afmetingen uit ADS opvolgend. Tweede prototype De fabricatie wordt hernomen. Bij deze antenne was het solderen niet vlekkeloos verlopen. Een meting was mogelijk, maar daarna was de antenne niet langer bruikbaar en herstelling bleek niet mogelijk. Van dit prototype hebben we echter de |S11 |-karakteristiek kunnen opmeten. Dit biedt ons opnieuw de mogelijkheid de echte karakteristiek tegenover de gesimuleerde te plaatsen. De vergelijking wordt gemaakt in Fig. 4.12. Wanneer we ervan uitgaan dat dit prototype qua afmetingen volledig aan de vereisten voldoet, dienen we de parameters van het zwarte schuim lichtjes aan te passen. De parameterwaarde voor r die tot nu toe gebruikt werd, bedraagt 1.49. We beslissen deze aan te passen tot 1.56 bij de GPS-frequentie. Met deze nieuwe waarde ondergaat de ADS-simulatie een verschuiving. Er bestaat nu een goede

52

Hoofdstuk 4. L1 circulair gepolariseerde GPS patch antenne in textielmaterialen overeenkomst tussen de simulatie en de realiteit (Fig. 4.13). 0 −5

S11, dB

−10 −15 −20 −25 −30 ADS−simulatie meting netwerkanalyzer

−35 −40 1.4

1.45

1.5


1.7

1.75

1.8


0 −5

S11, dB

−10 −15 −20 −25 −30 ADS−simulatie na fitten parameters meting netwerkanalyzer

−35 −40 1.4

1.45

1.5


1.7

1.75

1.8

Figuur 4.13: Fitten parameters antenne 2

Derde prototype Met de nieuwe waarde voor r worden de afmetingen van de antenne aangepast tot er circulaire polarisatie optreedt bij de werkingsfrequentie. De nieuwe afmetingen vindt u in Tabel 4.3. Daarna werd de antenne gefabriceerd. Ditmaal werd echter gebruik gemaakt van een soldeerbout met een fijnere tip. Dit levert ons een prototype dat robuust is en verschillende 53


Tabel 4.3: Aanpassen parameterwaarden met nieuwe r

r lengte L (mm) breedte W (mm) feedx (mm) feedy (mm) inset (mm)

1.49 71.5 74.5 -13.5 8 5

1.56 69.5 73.5 -14.5 8.5 5

reproduceerbare metingen kan ondergaan. Een foto van het prototype vindt u in Fig. 4.14.

Figuur 4.14: Prototype van de antenne

De meting met de VNA levert een goed resultaat, zichtbaar in Fig. 4.15. We zullen de transmissiekarakteristieken van deze antenne dan ook uitmeten in de anecho¨ısche kamer.

4.3.3

Meting anecho¨ısche kamer

Wanneer een antenne bij meting met de VNA blijkt te voldoen aan de vooropgestelde eisen, kan het stralingspatroon worden opgemeten in de anecho¨ısche kamer. Het voordeel van deze meting is dat het volledige 3D-stralingspatroon kan worden bepaald. Men krijgt dus een preciezer zicht op de antennekarakteristieken. In dit geval is de meting zelfs van zeer groot belang. Het is immers de enige manier om de axiale ratio van de antenne te controleren. Via een eenvoudige reflectiemeting op een VNA kan men onmogelijk de circulaire polarisatie van een antenne bewijzen. Door gebruik te maken van de apparatuur en mogelijkheden van het positioneersysteem in de anecho¨ısche kamer is dit op snelle wijze mogelijk. Het resultaat van deze meting wordt tussen 1.55 en 1.60 GHz weergegeven in Fig. 4.16. De antenne blijkt 54


0 −5

S11, dB

−10 −15 −20 −25 −30 ADS−simulatie meting netwerkanalyzer

−35 −40 1.4

1.45

1.5


1.7

1.75

1.8


circulair gepolariseerd in een band van ongeveer 34 MHz rond de werkingsfrequentie. Dit resultaat is beter dan wat uit de simulatie verwacht werd. 4.5

axiale ratio, dB

4 3.5 3 2.5 2 1.5 1 0.5 1.55

1.56

1.57 1.58 frequentie, GHz

1.59

1.6

Figuur 4.16: Meting van de axiale ratio

In Fig. 4.18 en Fig. 4.19 bevinden zich de stralingspatronen in het XZ- en het YZ-vlak. Hierbij werden de assen gekozen zoals aangegeven in Fig. 4.17. De Front-to-Back ratio is de verhouding van de antennewinst in een bepaalde richting (meestal bij maximale winst) tot de antennewinst in de tegenovergestelde richting. Deze F/B-ratio is dus een goede maat voor de afscherming die door het grondvlak geboden wordt. Uit de stralingspatronen blijkt dat deze verhouding steeds rond de 20 dB ligt. Wanneer de antenne 55


dB

Figuur 4.17: Referentieassenstelsel

5 0 -5 -10 -15 -20 -25 -30 -30-25-20-15-10 -5 0 5

Eφ in het XZ-vlak Eθ in het XZ-vlak Azimuth Figuur 4.18: Stralingspatroon in het XZ-vlak

dicht bij het menselijk lichaam wordt geplaatst met het grondvlak, zal er dus veel meer vermogen uitgestraald worden van de huid weg dan naar de huid toe. RHCP versus LHCP Bovenstaande resultaten bleken erg goed met de simulatie overeen te stemmen. De antenne voldoet ook aan alle vereisten. Bij het uitvoeren van de meting kwam echter een probleem aan de oppervlakte: de antenne bleek linkshandig circulair gepolariseerd, terwijl het design was uitgevoerd om rechtshandig circulair te zijn, wat door de simulatie bevestigd werd. Er bleek dus een tegenspraak tussen simulatie en realiteit. Op dat moment is er slechts één zekerheid: één van beiden is fout.

56

dB


5 0 -5 -10 -15 -20 -25 -30 -35 -40 -40-35-30-25-20-15-10-5 0 5

Eφ in het YZ-vlak Eθ in het YZ-vlak Azimuth Figuur 4.19: Stralingspatroon in het YZ-vlak

Wanneer simulatie en realiteit niet overeenstemmen, zal meestal de realiteit de bovenhand halen: ze is immers onweerlegbaar vaststelbaar. In dit geval is deze conclusie niet zo eenvoudig te trekken. Wat als realiteit bestempeld wordt, is immers een berekening uit de verwerkingssoftware van het positioneersysteem en kan dus steeds aan fouten onderhevig zijn. Aan het positioneersysteem kan men, omtrent circulaire polarisatie, echter slechts één parameter opgeven: de polarisatie van de starndard gain hoornantenne. Deze instelling was correct. Een tweede stap is de validatie van de resultaten uit ADS Momentum. Vermits deze antenne de eerste is binnen de vakgroep waar het al dan niet links- of rechtshandig zijn een rol speelt, en het positioneersysteem slechts één jaar oud is, waren er geen oudere antennes ter vergelijking. Er werd steeds op het resultaat van de simulatie betrouwd. Ter validatie werd dan ook een RHCP-antenne uit de literatuur nagebouwd in Momentum [36]. Hoewel de nodige parameters bekend waren, kwamen de resultaten van deze simulatie maar matig overeen met deze uit de literatuur. Er was inderdaad een lichte rechtshandige circulaire polarisatie, maar niet voldoende om besluiten uit te trekken. Er werd dan geopteerd om de antenne in CST Microwave Studio te tekenen. Op deze manier kon een tweede softwarepakket het resultaat van het eerste bevestigen. De resultaten van deze simulaties vindt u in paragraaf 4.3.4. Beide pakketen gaven hetzelfde verdict: RHCP. Rond hetzelfde tijdstip was op de vakgroep een tweede circulair gepolariseerde antenne ontwikkeld, waarvan zekerheid bestond omtrent de zin van de polarisatie. Ook hier gaf de verwerkings57

Hoofdstuk 4. L1 circulair gepolariseerde GPS patch antenne in textielmaterialen software van het positioneersysteem een tegengestelde zin weer. Zoals reeds eerder werd vermeld, worden twee verschillende conventies gehanteerd inzake de zin van een polarisatie. Het positioneersysteem maakt gebruikt van de fysische conventie, die ook als U.S. Federal Standard (1037C) gebruikt wordt. De simulatiepaketten kennen echter hun oorsprong in de elektrotechniek en gebruiken dan ook de andere conventie. Berekening axiale ratio Vanuit het positioneersysteem worden waarden verkregen voor de axiale ratio (AR) bij elke gemeten frequentie. Deze waarden verkrijgen is echter niet eenvoudig en vereist een conversie van het stralingspatroon naar een zgn. CP file. Om volledige zekerheid te hebben over de verkregen data, en om inzicht te krijgen in de gemaakte berekeningen, wensen we de berekening van de AR handmatig na te gaan. Zoals beschreven werd in paragraaf 3.3.2, is de axiale ratio de verhouding van de sterkste op de zwakste meting tussen de circulair gepolariseerde antenne en om een haar as draaiende lineair gepolariseerde antenne. We hernemen (3.17) voor de polarisatiefactor: 02 2 (τ 0 − τ )2 2 (1 − τ )(1 − τ ) + cos α (4.3) (1 + τ 02 )(1 + τ 2 ) (1 + τ 02 )(1 + τ 2 ) Vermits de hoorn die fungeert als zendantenne lineair gepolariseerd is, is τ 0 = 0. Wanneer we deze subsitutie doorvoeren in de polarisatiefactor, verkrijgen we:

Qrt =

2 τ2 2 1−τ + cos α (4.4) (1 + τ 2 ) 1 + τ2 We meten het ontvangen vermogen terwijl we de hoornantenne die als zender fungeert (Fig. 4.20) laten spinnen. Uit deze meting halen we nu de sterkste en de zwakste meting bij de werkingsfrequentie 1575.42 MHz, en we bekijken het verschil in dB. Hieruit volgt dat Qrt voor een variatie van 1.20 dB zorgt. Deze variatie wordt veroorzaakt door de tweede term in (4.4). Hieruit volgt dat τ = 0.933. De waarde τ is de verhouding tussen de lange en de korte as van de polarisatie-ellips. De AR is dus gelijk aan deze waarde. Wanneer we de de AR in dB wensen te kennen, berekenen we 20 log10 (0.933). Dit is gelijk aan 0.602 dB, wat goed overeenstemt met de waarde die uit het positioneersysteem bekomen werd. Deze waarde ligt sterk onder 3 dB; de antenne is dus goed circulair gepolariseerd.

Qrt =

4.3.4

Vergelijking met resultaten CST

De ontwikkelde antenne wordt eveneens in CST MWS doorgerekend. Hiermee kunnen we het effect van het eindig grondvlak inschatten. Tevens is het mogelijk het effect van de menselijke huid in de nabijheid van de antenne in te schatten, wat voor een textielantenne uiteraard een belangrijke factor is. Tenslotte biedt de simulatie in CST de mogelijkheid om de simulaties uit ADS Momentum te controleren, zodat toevallige fouten in het ontwerp uitgesloten zijn. 58


Figuur 4.20: Standard Gain Horn

Resultaten CST We vergelijken de simulaties van ADS Momentum en CST MWS. In ADS Momentum wordt een oneindig grondvlak verondersteld. In CST MWS bedragen de afmetingen van het grondvlak en substraat anderhalve keer de patchafmetingen. In Fig. 4.21 zien we dat de |S11 |-curve in CST wat naar links is opgeschoven. De diepte van de resonantiepieken is geringer, wat op zich niet zo’n groot verschil uitmaakt. Ook de invloed van de frequentieverschuiving zal beperkt blijven, vermits het lokale maximum van |S11 | nog steeds dicht tegen de werkingsfrequentie ligt. De invloed op de axiale ratio is eveneens gering.

0 −5

S11, dB

−10 −15 −20 −25 −30 ADS−simulatie CST−simulatie

−35 −40 1.4

1.45

1.5


1.7

1.75

1.8

Figuur 4.21: Vergelijking berekende |S11 | ADS versus CST

De antennewinst in functie van de azimuth is voor ADS en CST erg gelijkaardig (Fig. 4.22). Ter illustratie ziet u in Fig. 4.23 het 3D-stralingspatroon van het ontwerp.

59


20 antennewinst, dBi

15 10 5 0 −5 −10 −15 antennewinst ADS antennewinst CST

−20 −25 −150 −100

−50

0 50 theta, deg

100

150

Figuur 4.22: Vergelijking antennewinst ADS versus CST

Figuur 4.23: 3D-stralingspatroon uit CST

Effect van het menselijk lichaam Om het effect van de menselijke huid op de werking van de antenne in te begroten, plaatsen we onder het antennesubstraat een extra substraat. We trachten dit extra substraat para60

Hoofdstuk 4. L1 circulair gepolariseerde GPS patch antenne in textielmaterialen meters mee te geven zodat het zo goed mogelijk het menselijk weefsel benadert. We moeten dus op zoek naar r en σ bij de centrale frequentie, 1575.42 MHz. Deze waarden kunnen gevonden worden via het Europees Comité voor Elektrotechnische Standaardisatie (CENELEC). Wanneer men metingen wenst uit te voeren om het effect van het menselijk lichaam te bekijken, maakt men gebruik van fantomen met dezelfde karakteristieken als het menselijk weefsel. Hier beperken we ons echter tot een simulatie van de effecten. Via interpolatie verkrijgen we de waarden bij de L1-frequentie. In Fig. 4.24 ziet u het verloop van de permittiviteit in functie van de frequentie; in Fig. 4.25 het verloop van de geleidbaarheid. 62 60 epsilonr

58 56 54 52 Permittiviteit in functie van frequentie

50 0

500

1000 1500 2000 frequentie, MHz

2500

3000

Figuur 4.24: Verloop van de permittiviteit r

Bij 1575.42 MHz gebruiken we r =53.85 en σ=1.38 S/m. Het menselijk lichaam zorgt voor een verschuiving van de impedantiebandbreedte naar de hogere frequenties. De resonantiepieken komen ook minder diep te liggen. Het effect van het menselijk lichaam op |S11 | wordt voorgesteld in Fig. 4.26. De antenne voldoet nog steeds aan de specificaties. Ook de AR ondergaat weinig invloed: de antenne blijft goed circulair gepolariseerd bij de werkingsfrequentie.

4.3.5

Drie-antennemeting

We wensen de antennewinst van het prototype te meten. Hiervoor gebruiken we uiteraard het positioneersysteem. We fabriceren een tweede prototype en voeren een transmissiemeting uit tussen beide antennes. Hierbij treden echter wat complicaties op. De antennewinst is immers niet zomaar af te lezen uit het positioneersysteem, maar dient berekend te worden d.m.v. de Friis-formule (3.14). Ten eerste moeten we beschikken over de verhouding van het ontvangen tot het uitgezonden vermogen. Om dit op een correcte wijze te kunnen bepalen, 61


3

sigma (S/m)

2.5 2 1.5 1 0.5 Geleidbaarheid in functie van frequentie

0 0

500

1000 1500 2000 frequentie, MHz

2500

3000

Figuur 4.25: Verloop van de geleidbaarheid σ

0 −5

S11, dB

−10 −15 −20 −25 −30 Simulatie in de vrije ruimte Simulatie bij de menselijke huid

−35 −40 1.4

1.45

1.5


1.7

1.75

1.8

Figuur 4.26: Effect van het menselijk lichaam op |S11 |

dient rekening gehouden te worden met kabelverliezen. Immers, het uitgezonden vermogen is gekend. Het ontvangen vermogen wordt gemeten. Deze meting gebeurt echter via kabels die extra verliezen zullen introduceren. We bekomen dus een onderschatting van de antennewinst. Uitcalibreren van het kabelverlies We kunnen deze kabelverliezen echter d.m.v twee korte metingen karakteriseren. Eerst meten we het kringverlies. De connectoren waaraan normaal de zenden ontvangstantenne gehangen worden, worden nu doorverbonden met een kabel. Het totale verlies tussen de klemmen van 62

Hoofdstuk 4. L1 circulair gepolariseerde GPS patch antenne in textielmaterialen de VNA is dan het kringverlies. Het is dus de som van de verliezen in de rode en de groene kabel in Fig. 4.27. Tenslotte wordt de korte verbindingskabel (rood) rechtstreeks aan de VNA uitgemeten. Beide metingen gebeuren over het bereik van 1 tot 2 GHz. Het verschil tussen beide metingen zijn dan de verliezen die door de kabels (groen) ge¨ıntroduceerd worden.

Figuur 4.27: Uitcalibreren van de kabelverliezen

Berekening antennewinst met identieke zenden ontvangstantenne Wanneer we ervan uitgaan dat zenden ontvangstantenne identiek zijn (Gt =Gr ), kunnen we, mits een aantal verwaarlozingen, al snel tot een schatting van de antennewinst komen. We hernemen nogmaals de Friis-formule: Pr i i = Mr Gr (−ui )L−1 0,rt (R)Qrt (u )Gt (u )Mt Pt,max

(4.5)

We veronderstellen nu dat beide antennes perfect circulair gepolariseerd zijn. Dit herleidt de polarisatiemismatch, Qrt (ui ), tot 1. We kunnen ook veronderstellen dat beide antennes in de nabijheid van de werkingsfrequentie goed aangepast zullen zijn. We kunnen dan Mr en Mt eveneens 1 stellen. Deze vereenvoudigingen brengen ons bij volgend resultaat: Pr Pt,max

i = G(−ui )L−1 0,rt (R)G(u )

(4.6)

Pr Wanneer we nu Pt,max corrigeren voor de kabelverliezen, bekomen we onmiddellijk de antennewinst van de gebruikte antennes.

Bemerk dat de veronderstelling Mr en Mt = 1 in principe niet noodzakelijk is. Indien we i.p.v. de antennewinsten Gt en Gr telkens het product van de antennewinst met de mismatchfactor

63

Hoofdstuk 4. L1 circulair gepolariseerde GPS patch antenne in textielmaterialen bepalen, kunnen we uit Mr Gr en Mt Gt de antennewinsten halen door deze resultaten te corrigeren voor de misaanpassing. De mismatchfactoren kunnen immers uit een reflectiemeting bepaald worden (zie Sectie 3.2). Berekening antennewinst met verschillende zenden ontvangstantenne Wanneer we een nauwkeurigere meting wensen, kunnen we niet veronderstellen dat beide antennewinsten gelijk zijn. Om twee onbekenden te kunnen bepalen, hebben we twee vergelijkingen nodig; dit kan met een enkele transmissiemeting uiteraard niet bekomen worden. We hebben een tweede vergelijking nodig. Deze kunnen we invoeren in de vorm van een tweede meting, met een standaard hoornantenne (standard gain horn, SGH). We beschikken dan immers over een stelsel van twee vergelijkingen met twee onbekenden, op eenvoudige wijze oplosbaar. Wanneer de data van de standaard hoornantenne onnauwkeurig of niet gekend zijn, of men volledige zekerheid wil over de resultaten, is het beter ook de antennewinst van de hoorn als onbekende op te nemen. Door het uitvoeren van drie metingen is dit stelsel oplosbaar: een transmissiemeting tussen de te meten antennes een transmissiemeting tussen SGH en te meten antenne 1 een transmissiemeting tussen SGH en te meten antenne 2

De antennewinsten worden hiermee op ondubbelzinnige wijze bepaald. Hun nauwkeurigheid is enkel gelimiteerd door de correctheid van de aannames inzake misaanpassing en circulaire polarisatie van de antennes. De antennewinsten van de twee prototypes zijn, zoals verwacht mocht worden, zeer gelijkaardig (Fig. 4.28). Telkens wordt slechts het bereik 1.4 tot 1.7 GHz uitgezet, vermits buiten dit bereik onze veronderstellingen inzake misaanpassingen zeker niet langer opgaan. Immers, Mr en Mt = 1 stellen, kan enkel indien |S11 | voldoende klein is, wat in een nauw frequentiebereik rond de werkingsfrequentie 1.575 GHz een redelijke veronderstelling is, maar daarbuiten zeker niet! De antennes zijn ook niet langer circulair gepolariseerd, waardoor Qrt (ui ) eveneens van 1 zal afwijken. Aan de berekende antennewinsten kunnen we dus enkel belang hechten in een nauw interval rond de werkingsfrequentie. De gemeten antennewinsten liggen 1 tot 2 dB lager dan de gesimuleerde antennewinst.

4.3.6

Stabiliteit van de antennekarakteristieken in de tijd

Allerlei factoren kunnen op de karakteristieken van een textielantenne in de tijd een invloed uitoefenen. Bij het fabriceren wordt d.m.v. het strijkijzer een druk uitgeoefend op het substraat. Deze druk kan een invloed hebben op de substraatdikte. Door het smelten van de lijm kan ook de vochtigheidsgraad in de antenne wijzigen. Ook kan de kwaliteit van de connectie degraderen. Het is daarom belangrijk na te gaan of de antennekarakteristieken stabiel zijn in de tijd. 64


Antennewinst (dB)

10 8 6 4 2 antennewinst antenne 3 antennewinst antenne 5

0 1.4

1.45


1.65

1.7

Figuur 4.28: Vergelijking antennewinst eerste en tweede prototype

0 −5

S11, dB

−10 −15 −20 −25 −30

ADS−simulatie eerste meting netwerkanalyzer tweede meting netwerkanalyzer

−35 −40 1.4

1.45

1.5


1.7

1.75

1.8

Figuur 4.29: Stabiliteit van het prototype in de tijd

We zien in Fig. 4.29 dat de karakteristieken in de tijd zeer stabiel blijven. De tweede meting gebeurde vier maanden na de eerste. Dit is overeenstemming met de verwachtingen. De stabiliteit van de karakteristieken is immers ook een belangrijke factor geweest bij de keuze van de verlijmingstechniek (zie paragraaf 4.2.4). Immers, bij verlijming met een lijmstift zal de patch na verloop van tijd lichtjes losraken van het substraat, waardoor er luchtgaten ontstaan onder de patch, wat de effectieve permittiviteit van het substraat doet dalen. Volgend verband geldt: [18]

65


c L= √ 2 r,ef f fr

(4.7)

Om de invloed van een verandering in r,ef f te schatten, lossen we vergelijking 4.7 op naar r,ef f : r,ef f =

c2 4L2 fr2

(4.8)

De invloed kan bepaald worden door de afgeleide te benaderen voor een kleine verandering ∆r,ef f : ∆r,ef f =

−c2 ∆f 2L2 fr3

(4.9)

Wanneer de effectieve permittiviteit van het substraat daalt, zullen de resonantiefrequenties dus opschuiven naar hogere frequenties. Deze metingen bevestigen dat de gebruikte verlijmingstechniek een goede stabiliteit in de tijd verzekert.

4.4

Besluit

In dit hoofdstuk werd een circulair gepolariseerde GPS-antenne ontworpen en gefabriceerd. De antenne voldoet aan alle vereisten. De antenne straalt uit in een zeer brede band rond de werkingsfrequentie. De gemeten 3 dB AR-bandbreedte bedraagt 34 MHz. De antennewinst is voldoende hoog voor gebruik in praktische situaties. De antenne ondervindt weinig hinder van de aanwezigheid van het menselijk lichaam en heeft een F/B-ratio van 20 dB. Verder blijken de antennekarakteristieken heel stabiel in de tijd, wat een gevolg is van de keuze voor verlijming m.b.v. een adhesieve lijmlaag.

66

Hoofdstuk 5

L1 & L2 GPS patch antenne in textielmaterialen 5.1

Inleiding

In dit hoofdstuk onderzoeken we de mogelijkheden voor het realiseren van een geavanceerdere GPS-antenne: de L1 & L2 GPS antenne. De werkingsfrequenties voor deze antenne zijn 1575.42 MHz (L1) en 1227.60 MHz (L2). Op beide frequenties dient de antenne circulair gepolariseerde golven uit te stralen. We wensen deze antenne uiteraard opnieuw in textielmaterialen te realiseren. Hierbij zullen we beperkingen moeten opleggen aan het ontwerp. Vooraleer we het antenneontwerp aanvatten of deze beperkingen bekijken, wordt onderzocht wat momenteel in de literatuur aan resultaten beschikbaar is.

5.2

Circulair gepolariseerde dualband antennes

In de literatuur zijn diverse ontwerpen te vinden die zowel dualband als circulair gepolariseerd zijn. Deze combinatie is niet voor de hand liggend. Met een eenvoudige vierkante of bijna-vierkante patch (zie paragraaf 3.4.4) zal dit bijvoorbeeld niet mogelijk zijn. Bij het ontwerp van de bijna-vierkante patch werd immers reeds van lengte, breedte en locatie van het voedingspunt gebruik gemaakt om tot een circulair gepolariseerde antenne met één werkingsfrequentie te komen. Er zijn dus geen vrijheidsgraden meer waarover we kunnen beschikken om een tweede frequentie op te wekken. Indien we het verschil tussen lengte en breedte voldoende groot laten worden, zal de antenne een dualband antenne worden. Hiermee wordt echter de circulaire polarisatie teniet gedaan. In deze paragraaf wordt de toevlucht gezocht tot complexere ontwerpen, met eventueel ingewikkelde voedingsnetwerken. We zullen deze ontwerpen evalueren op hun praktische bruikbaarheid met textielmaterialen, om zo tot een geschikt ontwerp te komen.

67

Hoofdstuk 5. L1 & L2 GPS patch antenne in textielmaterialen

5.2.1

Vierkante patches met voeding via ´ e´ en probe

Vierkante patch met slots We starten met een recent ontwerp: een vierkante patch die met een 50 Ω SMA coaxiale probe gevoed wordt [37]. Deze antenne opereert als dualband CP door een combinatie van één schuine, twee verticale en twee horizontale openingen (Fig. 5.1), welke stroompaden van verschillende lengte veroorzaken. De precieze verklaring voor de dualband CP werking wordt niet beschreven.

Figuur 5.1: Vierkante patch met slots

Vierkante patch met slots en afgeplatte hoeken Ook in [38] wordt uitgaande van een microstrip patch antenne een dualband CP antenne ontworpen. Hier wordt echter gebruik gemaakt van afgeplatte hoeken. De slots volgen de structuur van de antenne (zie Fig. 5.2). Vierkante patch met T- en Y-slots In [39] worden twee designs voorgesteld met dualband CP straling, vertrekkende van de vierkante patch met enkelvoudige voeding. Dualband CP operatie wordt bereikt door het aanbrengen van vier T-vormige insnijdingen aan de randen van de patch, of vier Y-vormige insnijdingen aan de hoeken. Deze slits zorgen voor een reductie met 36% t.o.v. een conventioneel ontwerp. Deze ontwerpen worden voorgesteld in Fig. 5.3. De twee resonante modi zijn T M10 en T M30 . Door de T- en Y-vormige slits wordt het pad van de oppervlaktestroom van de T M10 -mode sterk vergroot, wat de resonantiefrequentie verlaagt en dus het design verkleint. Voor de T M30 -mode speelt hetzelfde effect. Daarnaast wordt hierdoor ook het stralingspatroon van de T M30 -mode aangepast, zodat het sterker lijkt op dat van de T M10 -mode. Door het toevoegen van het smalle slot in het midden van de antenne, en 68


Figuur 5.2: Vierkante patch met slots en afgeplatte hoeken

Figuur 5.3: Vierkante patch met T- en Y-slots

het voeden op de diagonaal, worden beide modi gesplitst in twee bijna-gedegenereerde modi, wat uiteindelijk leidt tot dualband CP uitstraling. De verhouding van beide frequenties of frequentiebanden wordt bepaald door de groottes van diverse inkepingen.

5.2.2

Tweelaagse elektromagnetische bandgap antenne met fractalen

De laatste jaren bestaat er interesse voor periodieke structuren omwille van veelbelovende toepassingen in microgolfcircuits en antenneontwerp [40, 41]. In [42] wordt een tweelaagse

69

Hoofdstuk 5. L1 & L2 GPS patch antenne in textielmaterialen elektromagnetische bandgap antenne voorgesteld met fractalen. Op de complexe materie van de elektromagnetische bandgapmaterialen gaan we hier niet dieper in.

Figuur 5.4: Tweelaagse elektromagnetische bandgap antenne met fractalen

De antenne werd gerealiseerd op het rigide FR4-substraat. Het is duidelijk dat dergelijke ontwerpen, zelfs bij geautomatiseerde fabricatie, in textielmaterialen niet mogelijk zijn. Bij het fabriceren van de antenne kan al snel een afwijking op de fractaalvorm ontstaan, zowel bij het uitsnijden als het verlijmen van de verschillende lagen. Er kan eveneens verwacht worden dat de antennekarakteristieken zeer onstabiel zullen zijn bij buiging.

5.2.3

Gestapelde microstrip antenne met diagonale verschuiving

De gestapelde, elektromagnetisch gekoppelde microstrip antenne (Elektromagnetically Coupled Microstrip Patch Antenna (EMCP), getoond in Fig. 5.5, heeft bovenop de standaard patch een tweede substraat waarop zich opnieuw een patch bevindt. Deze bovenste patch wordt niet gevoed. De excitatie van deze patch dient door elektromagnetische koppeling met de onderste, gevoede patch te geschieden. Eventueel kan bovenop de antenne nog een extra diëlektrische laag, een superstraat, geplaatst worden. Er bestaan heel wat EMCP antennes die een circulair gepolariseerde uitstraling vertonen.

Figuur 5.5: Gestapelde microstrip antenne

Wij zijn echter enkel ge¨ınteresseerd in dualband circulair gepolariseerde antennes. In [43] 70

Hoofdstuk 5. L1 & L2 GPS patch antenne in textielmaterialen wordt een interessante methode beschreven. Uitgaande van twee circulaire patches wordt circulaire polarisatie verkregen. Als substraatlagen wordt een glas-epoxy substraat gebruikt (r =4.3, dikte=0.16 cm). De straal van de onderste patch bedraagt 1.75 cm. Deze wordt gevoed op 1.65 cm van het middelpunt. De bovenste patch wordt gevoed via elektromagnetische koppeling met de onderste patch. Het ontwerp wordt weergegeven in Fig. 5.6.

Figuur 5.6: Ontwerp van de gestapelde microstrip antenne met diagonale verschuiving

Wanneer beide patches perfect gealigneerd worden, levert dit dualband CP werking bij 2.054 en 2.475 GHz. Wanneer de bovenste patch een kleine laterale verschuiving ondergaat volgens de as die het middelen het voedingspunt verbindt, schuiven beide frequenties uit elkaar. Wanneer de laterale verschuiving echter groter wordt dan 1.25 cm, naderen beide frequenties elkaar opnieuw. Voor een zeer grote laterale verschuiving is slechts één resonantiefrequentie aanwezig, corresponderend met de gevoede patch. Wanneer de bovenste patch verschoven wordt volgens een hoek van 45◦ t.o.v. de as die middelen voedingspunt verbindt, levert dit een een breedbandigere antenne op bij beide frequenties. Beide frequenties komen, zoals voorheen, dichter bij elkaar te liggen wanneer de verschuiving groter wordt dan 1.25 cm. Voor een verschuiving groter dan 3.1 cm liggen de beide frequenties dusdanig dicht bij elkaar dat de dualband uitstraling vervangen wordt door een breedbandige uitstraling. Het is bekend dat een circulair gepolariseerde elliptische microstrip antenne met enkelvoudige voeding een kink vertoont in het verloop van de impedantieaanpassing [44]. Om de mutuele koppeling tussen beide patches te beperken, wordt tussen de patches van het besproken ontwerp een luchtlaag van 1 mm voorzien. De axiale ratio kan verbeterd worden door het optimaliseren van de ruimte tussen beide patches en de laterale verschuiving.

5.2.4

Andere ontwerpen

Er bestaan ook nog tal van andere ontwerpen, waarvan het ontwerp door zijn precisie of vorm niet binnen ons interessegebied ligt. In [45] wordt een circulair ontwerp voorgesteld waaruit cirkelvormige slots werden verwijderd (Fig. 5.7). 71


Figuur 5.7: Circulaire resonator met circulaire slots

Ook in [46] wordt een gelijkaardig ontwerp voorgesteld. Hier wordt een circulaire resonator gebruikt met vier smalle slots langs de omtrek van de cirkel. In diverse ontwerpen ontwerpen wordt ook gebruik gemaakt van een complex voedingsnetwerk. Zo wordt in [47] een dualband CP antenne beschreven bestaande uit een kruisvormige patch met vier patches van een kwartgolflengte (Fig. 5.8a). Deze vier patches worden aan de randen met de grond verbonden om mutuele koppeling te beperken. Via een voedingsnetwerk worden de vijf patches gevoed (Fig. 5.8b). Vermits bij een voedingsnetwerk de afmetingen van cruciaal belang zijn voor een goede aanpassing, zou een dergelijk voedingsnetwerk niet met de hand geconstrueerd kunnen worden.

Figuur 5.8: Antenne met vijf patches (a) en voedingsnetwerk (b)

In [48] wordt een dualband circulair gepolariseerde antenne voorgesteld waarbij gebruik gemaakt wordt van een grote patch waarin een kleine ingevoegd werd. Het geheel wordt gevoed met 90◦ microstrip branch line couplers. We bespreken deze antenne kort. 72

Hoofdstuk 5. L1 & L2 GPS patch antenne in textielmaterialen Uitstraling op twee frequenties wordt verkregen door het gebruik van twee afzonderlijke patches op hetzelfde substraat. De kleinste patch wordt hierbij in een uitsparing van de grootste patch geplaatst. Dit zorgt voor een zeer compact ontwerp. In het grondvlak van beide antennes bevinden zich twee maal twee slots, loodrecht op elkaar. Via deze slots worden de antennes gevoed. Hiervoor wordt gebruik gemaakt van twee verschillende 90◦ microstrip branch line couplers, die op een tweede substraat komen te liggen, onder het grondvlak van de antennes. De voedingsnetwerken zorgen voor een 90◦ faseverschil tussen de twee opgewekte modi per antenne, wat de circulaire polarisatie veroorzaakt.

5.2.5

Ontwerpskeuze

Uit voorgaand beknopt overzicht is al snel duidelijk dat de meerderheid van de in de literatuur voorhanden zijnde dualband circulair gepolariseerde antennes buiten beschouwing gelaten dienen te worden wanneer het om een realisatie in textielmaterialen gaat. Een ontwerp waarbij fijne afmetingen cruciaal zijn, dient bij voorbaat uitgesloten te worden wanneer een handmatige productie een vereiste is. Daarnaast zijn ook zeer fijne en langwerpige slots onmogelijk bruikbaar in textielantennes, vermits de afmetingen van dit slot bij buiging sterk gewijzigd kunnen worden, wat de antenne onstabiel zou maken. Zaken als een complex voedingsnetwerk of een ontwerp met fractalen zijn uiteraard ook bij voorbaat uitgesloten. Door middel van eliminatie valt de keuze dus op de EMCP antenne. In Sectie 5.3 wordt de gestapelde microstrip antenne onderzocht. Bemerk dat ook hier heel wat beperkingen worden opgelegd. Zo zal het niet mogelijk zijn een luchtlaag (spacer ) tussen beide substraatlagen te plaatsen omwille van de flexibiliteit van de substraatlagen. Ook de dikte van de gebruikte substraatlagen ligt reeds vast door de keuze van het substraatmateriaal. Het is uiteraard steeds mogelijk met andere substraten te werken, doch elk substraatmateriaal heeft een specifieke dikte die niet vrij vergroot of verkleind kan worden. We zijn hier gebonden door de (beperkte) beschikbare substraten. Daarnaast is het zo dat de meeste textielmaterialen een permittiviteit r tussen 1 en 2 hebben. Ook hier is dus weinig variatie mogelijk.

5.3

Gestapelde microstrip antenne

De gestapelde, elektromagnetisch gekoppelde microstrip antenne (Elektromagnetically Coupled Microstrip Patch Antenna (EMCP), getoond in Fig. 5.5, heeft bovenop de standaard patch een tweede substraat waarop zich opnieuw een patch bevindt. Deze bovenste patch wordt niet gevoed. De excitatie van deze patch dient door elektromagnetische koppeling met de onderste, gevoede patch te geschieden. Eventueel kan bovenop de antenne nog een extra diëlektrische laag, een superstraat, geplaatst worden. Via experimenten werd aangetoond dat de EMCP antenne een significant bredere impedantiebandbreedte heeft dan de enkelvoudige patch [49]. Er zijn ook diverse artikels die de EMCP 73

Hoofdstuk 5. L1 & L2 GPS patch antenne in textielmaterialen antenne vanuit een theoretische benadering bekijken [50, 51, 52]. Een dergelijke theoretische analyse is zeer interessant om inzicht te verkrijgen in de opwekking en koppeling van de modi op de twee patches. Het ontwerp van de gestapelde patch antenne is immers gecompliceerd, gelet op het groot aantal parameters. De inschatting van het effect van deze parameters is niet voor de hand liggend vermits het effect van de ene parameter bepaald wordt door de waarden van vele andere parameters. Er bestaat daarom een nood aan een ontwerpgids (design guide), die toelaat parameters te bepalen waarbij gegarandeerd aan bepaalde opgelegde vereisten zal voldaan worden. Een mogelijke ontwerpstrategie voor tweelaagse antennes (met enkelvoudig voedingspunt) wordt gepresenteerd in [53]. Een 10 dB impedantiebandbreedte van 25% kan bereikt worden. Gezien de inherente smalle bandbreedte van een via probe gevoede patch antenne (8% in [54]) vormt dit een sterke vooruitgang. In de ontwerpstrategie geformuleerd in [53] wordt het belang van de substraatkeuze onderlijnd. In [54] werd immers aangetoond dat het gebruik van dikke substraten met een lage diëlektrische constante resulteert in de grootste bandbreedte. Een combinatie van materialen met hoge en lage diëlektrische constanten levert ook goede resultaten [55]. Hierbij is het belangrijk het materiaal met de hoogste constante te gebruiken voor het onderste substraat. Dit is te wijten aan de koppeling van de modes op elke patch. De resulterende bandbreedte wordt hoofdzakelijk bepaald door de stroomdistributie op de onderste patch. De grootste bandbreedte wordt behaald wanneer de eerste orde mode op de onderste patch een grotere magnitude heeft dan de corresponderende mode op de bovenste patch. Beide modi zijn dan niet al te sterk gekoppeld. Wanneer beide modi te sterk gekoppeld zijn, resulteert dit in zeer smalle resonantielussen op de Smithkaart, wat lagere bandbreedtes tot gevolg heeft. Ook de dikte van beide substraten speelt een belangrijke rol. Hoe dikker het onderste substraat is, hoe groter de haalbare bandbreedte zal zijn. Hier moet echter een afweging gemaakt worden. Het blijkt immers dat het onderste substraat sterk capacitief dient te zijn binnen de gewenste frequentieband. Het bovenste substraat heeft een inductief effect, zodat het geheel een grote impedantiebandbreedte zal hebben. Hoe dikker het substraat, hoe minder capacitief de impedantie van de patch zal zijn [54]. Wanneer men dus het onderste substraat te dik kiest, zal de |S11 |-curve van de gestapelde patch antenne op de Smithkaart in het bovenste, inductieve deel komen te liggen. Het ideaal en het inductief gedrag worden weergegeven in Fig. 5.9. Het is duidelijk dat het ontwerp zonder variatie op de substraatdiktes of permittiviteiten zeer uitdagend zal worden.

74


Figuur 5.9: Effect van dikte onderste substraat op de |S11 |-curve

5.4 5.4.1

Antenneontwerp Vertrekkend van L1 circulair gepolariseerde antenne

Vooraleer we een ontwerp uit de literatuur implementeren, trachten we een dualband CP antenne te verkrijgen vertrekkende vanuit het reeds ontwikkelde monoband ontwerp. Bovenop het bestaande ontwerp wordt opnieuw een substraatlaag geplaatst. Hierop wordt een tweede patch aangebracht. Mocht er tussen beide patches geen mutuele be¨ınvloeding bestaan, dan zou het volstaan de nieuwe patch te herschalen naar de tweede werkingsfrequentie. Daarna dient gecontroleerd te worden of er geen betere uitstraling kan verkregen worden door beide patches om te wisselen. Als laatste stap kan dan de locatie van het voedingspunt geoptimaliseerd worden, zodat de impedantieaanpassing optimaal gebeurt. Door het totaal ontwerp symmetrisch te houden, zou verwacht kunnen worden dat de circulaire polarisatie behouden zal blijven. Er zal echter steeds mutuele be¨ınvloeding bestaan tussen beide patches. Om dit te illustreren, werd het bestaand ontwerp voorzien van een tweede substraatlaag en een tweede, identieke patch. Dit ontwerp werd gesimuleerd via ADS en CST. In Fig. 5.10 staat het ontwerp in CST weergegeven. Ter verduidelijking werd de onderste patch wat vergroot. Deze wordt weergegeven door de rode lijn. De simulatie van de reflectiecoëfficiënt |S11 | in ADS en CST (Fig. 5.11) toont onmiddellijk aan dat beide patches een sterke invloed op elkaar uitoefenen. Bij de L1 werkingsfrequentie, 1575.42 MHz, treedt niet langer uitstraling op! De circulaire

75


Figuur 5.10: Stacked patch antenne in CST

0

S11, dB

−5 −10 −15 −20 CST−simulatie ADS−simulatie

−25 1

1.2


1.8

2

Figuur 5.11: Impedantieaanpassing stacked patch antenne

polarisatie blijkt ook drastisch te verslechten en te verschuiven naar andere frequentiebanden. We zullen dus moeten trachten de antenne in de juiste frequentiebanden te exciteren door een gepaste herschaling. Daarna zal de circulaire polarisatie gecontroleerd dienen te worden. Vermits de circulaire polarisatie door het aanbrengen van de extra patch teniet gedaan wordt, zullen we die zaken die normaal voor deze circulaire polarisatie verantwoordelijk waren, weglaten. Dit betekent dat de parameters omtrent de afgeplatte hoeken uit het ontwerp verdwijnen.

76

Hoofdstuk 5. L1 & L2 GPS patch antenne in textielmaterialen De locatie van het voedingspunt wordt gekozen i.f.v. de best mogelijke impedantiematching. Als eerste stap in het ontwerp wordt gestart met twee vierkante patches van 92 bij 92 mm. In Fig. 5.12 ziet u dat er uitstraling optreedt rond 1.2 en 1.75 GHz. Deze tweede excitatiefrequentie wensen we drastisch te verlagen. Hiervoor zullen we één van beide patches herschalen. We opteren voor een herschaling naar 100 op 100 mm. Het is van belang een juiste keuze te maken omtrent welke patch herschaald zal worden. Daarvoor dient vergeleken te worden wat het effect is van welke patch zich waar bevindt. In Fig. 5.13 wordt de grootste patch onderaan geplaatst; in Fig. 5.14 de kleinste. 0

S11, dB


−25 1

1.1

1.2


1.6

1.7

1.8

Figuur 5.12: Impedantieaanpassing stacked patch antenne

Uit deze figuren kunnen we concluderen dat de kleinste patch onderaan het meeste uitstraling oplevert. De geëxciteerde frequenties zijn dezelfde. In het vervolg zullen we dus steeds de grootste patch bovenaan plaatsen. Via verdere herschalingen wordt getracht de L1- en de L2-frequentie te exciteren. Om een inzicht te verkrijgen in de invloed van de verschillende parameters, wordt opnieuw een parameter sweep uitgevoerd voor de afmetingen van beide patches. Deze patches worden hierbij nog steeds vierkant verondersteld. De afmetingen van de onderste patch blijken enkel een invloed te hebben op de diepte van de resonantiepieken (Fig. 5.15). Hoe kleiner de onderste patch, hoe meer uitstraling er optreedt. Dit effect dient evenwel in zijn context gezien te worden: het is van belang te beseffen dat de locatie van het voedingspunt hier steeds vast blijft liggen t.o.v. het middelpunt van de antenne. Het effect van een schijnbaar betere impedantiematching wanneer de afmetingen van de onderste patch kleiner worden, kan dus ook te maken hebben van een betere relatieve ligging van het voedingspunt, en minder met de afmetingen van de onderste patch op zich. Het resultaat van Fig. 5.15 is op zijn minst opmerkelijk te noemen. Men kon a priori ver77


0

S11, dB


−25 1

1.2


1.8

2

Figuur 5.13: Impedantieaanpassing stacked patch antenne met grootste patch onderaan

0

S11, dB


−25 1

1.2


1.8

2

Figuur 5.14: Impedantieaanpassing stacked patch antenne met kleinste patch onderaan

wachten dat elk van beide patches verantwoordelijk zou zijn voor het opwekken van één van beide werkingsfrequenties. Het eenvoudig herschalen van de patches zou dan het verschuiven van de respectievelijke frequenties tot gevolg hebben. Dit blijkt allerminst het geval. Het verkleinen van de afmetingen van de bovenste patch blijkt de werkingsfrequenties naar hogere frequentiegebieden te laten opschuiven (Fig. 5.16). Belangrijk hierbij op te merken is dat de verhouding van beide werkingsfrequenties relatief constant blijft. We hebben dus geen invloed op de afstand tussen beide resonantiepieken. Via een herschaling kunnen we dus onmogelijk een antenne ontwerpen die bij de GPS L1- en L2-frequentie zal uitstralen.

78


0 −5 −10 S11, dB

−15 −20 −25 −30

lengte 80 mm lengte 83 mm lengte 86 mm lengte 89 mm

−35 −40 −45 1

1.2


1.8

2

Figuur 5.15: Parameter sweep afmetingen onderste patch

0 −5 −10 S11, dB

−15 −20 −25 −30

lengte 80 mm lengte 84 mm lengte 88 mm lengte 92 mm

−35 −40 −45 1

1.2


1.8

2

Figuur 5.16: Parameter sweep afmetingen bovenste patch

Aangezien blijkt dat de patchafmetingen weinig invloed uitoefenen op de frequentiespatiëring, zal deze verhouding bepaald worden door de gebruikte substraten. Zowel de dikte als de materiaaleigenschappen kunnen hierin een rol spelen. Daarom wordt gebruik gemaakt van een nieuw substraat. Het gaat om een schuim van Recticel [56], NC213. De elektrische karakterisatie van dit schuim bij microgolffrequenties gebeurde binnen de vakgroep [57]. De verliestangens tan δ bedraagt 0.03, de permittiviteit r 1.45. Het blijkt dat schuimen van het type NC213 lage verliezen en een lage diëlektrische constante vertonen t.o.v. andere types. Diverse combinaties van dit nieuwe substraat (NC) met het zwarte schuim (BF) werden uitge79

Hoofdstuk 5. L1 & L2 GPS patch antenne in textielmaterialen test: BF/NC-NC, BF/NC-NC-NC, NC/BF. . . waarbij ‘/’ de geleidende patch voorstelt tussen beide substraatlagen. Het blijkt echter dat de invloed van deze combinaties beperkt is. Dit nieuwe substraat zal ons zeker niet in staat stellen een antenne te ontwerpen die bij de beide GPS-frequenties geëxciteerd wordt. Om een correcte frequentiespatiëring te verkrijgen, kunnen we enerzijds gebruik maken een substraat met sterk verschillende materiaalparameters. Vermits we momenteel niet over een dergelijk substraat in textielmaterialen beschikken, wordt deze piste niet verder onderzocht. Anderzijds stelt de methode beschreven in paragraaf 5.2.3 ons in staat een (beperkte) frequentieverschuiving te realiseren door het niet langer perfect aligneren van beide patches. Dit wordt onderzocht in de volgende paragrafen. Ter conclusie herhalen we nog eens welke beperkingen aan het ontwerp worden opgelegd: Een luchtlaag tussen beide substraatlagen wordt niet toegestaan vermits de dikte van deze laag nooit stabiel zou kunnen zijn. We werken immers niet met rigide substraten. Enkel door het sterk opspannen van relatief kleine flexibele substraten kan men een constante dikte verkrijgen. Gezien de golflengte van de GPS L1-frequentie is een GPSantenne te groot om voor een dergelijk klein substraat in aanmerking te komen. Ontwerpen die een te fijne productie vereisen, worden uitgesloten. Hierbij doelen we op ontwerpen met fijne rechthoekige slots, fractalen, T- of Y-vormige slots, e.d. Enkel de coaxiale voedingstechniek wordt beschouwd. Complexe voedingsnetwerken of apertuurgekoppelde antennes worden dus eveneens uitgesloten.

Rekening houdende met al deze beperkingen, blijkt dat het niet mogelijk is een werkende GPS-antenne te ontwerpen vertrekkend vanuit de reeds ontworpen antenne. In de volgende paragraaf trachten we een antenne te ontwerpen die uitstraalt bij de L1- en de L2-frequentie. We gebruiken hierbij onze kennis uit voorgaande literatuurstudie.

5.4.2

Rechthoekige patches met offset

Vermits het ontwerpen van een dualband circulair gepolariseerde GPS-antenne vertrekkend vanuit het reeds gerealiseerde monoband ontwerp niet mogelijk bleek, trachten we in deze paragraaf het in paragraaf 5.2.3 geschetste principe toe te passen op het huidige ontwerp. Hierbij zullen we opnieuw de vereiste omtrent de circulaire polarisatie weglaten. De parameters van de afgeplatte hoeken verdwijnen hiermee uit het ontwerp. We kunnen ons toeleggen op de effecten van de diverse andere parameters. In eerste instantie worden beide patches even groot gekozen. Via een geschikte keuze van de offset wordt getracht de antenne op de GPS L1- en L2-frequentie te laten uitstralen (respectievelijk 1575.42 MHz en 1227.60 MHz). Indien dit niet lukt, kunnen de afmetingen van beide patches verschillend gekozen worden. Het ontwerp in ADS Momentum wordt afgebeeld in Fig. 5.17.

80


Figuur 5.17: Ontwerp van de tweelaagse antenne met rechthoekige patches

Het effect van de locatie van het voedingspunt wordt bekeken in Fig. 5.18. Het voedingspunt ligt steeds op de diagonaal van beide patches. De aangegeven waarde is de verschuiving volgens de y-as. De verschuiving volgens de x-as volgt hier onmiddellijk uit. 0 −5 −10 S11, dB

−15 −20 −25 −30 −35

voeding 10 mm shift 20 mm shift 30 mm

−40 −45 1.1

1.2


1.6

1.7

Figuur 5.18: Impedantieaanpassing stacked patch antenne met offset

Het is duidelijk dat de ligging van het voedingspunt enkel de diepte van de laagste resonantiepiek bepaalt, en in mindere mate de ligging van deze piek. Er is quasi geen invloed op de hoogste resonantiefrequentie. Via een reeks iteraties en parameter sweeps wordt een combinatie van parameters bepaald waarvoor de antenne dualband werking vertoont in beide GPS-frequenties. Het blijkt mogelijk een dergelijke antenne te ontwerpen waarbij beide patches even groot zijn. Hiervoor dient de bovenste patch over 20 mm verschoven worden t.o.v. de onderste, en dit zowel in horizontale 81

Hoofdstuk 5. L1 & L2 GPS patch antenne in textielmaterialen als verticale richting. De patches zijn 74 op 81 mm. 0

S11, dB


−25 1.1

1.2


1.6

1.7

Figuur 5.19: Impedantieaanpassing stacked patch antenne met offset

In Fig. 5.19 wordt getoond dat de antenne uitstraling vertoont bij beide werkingsfrequenties. Bemerk dat de uitstraling bij de L1-frequentie minimaal is. Ook de bandbreedte is relatief smal. Een kleine frequentieverschuiving kan ervoor zorgen dat er geen uitstraling meer optreedt bij de L1-frequentie. Een belangrijk minpunt aan dit ontwerp is de gevoeligheid van het ontwerp aan de verschillende parameters. Bij het ontwerp van rigide antennes met sterk geautomatiseerde fabricageprocessen vormt dit geen probleem, maar bij het fabriceren van een textielantenne is dit uiteraard zeer kritisch. Concreet betekent dit dat het ontwerp met een zeer grote nauwkeurigheid gerealiseerd zou moeten worden. Vooral de precieze offset die gehanteerd wordt, is moeilijk perfect uit te voeren. Ter illustratie wordt de impedantieaanpassing van het ontwerp weergegeven in Fig. 5.20, wanneer de offset verkeerdelijk 2 mm verkeerd uitgevoerd wordt. Een tweede concreet probleem is de vasthechting van de bovenste substraatlaag aan de onderste substraatlaag waarop reeds de metallische patch ligt. Dit zou via de lijmstift dienen te gebeuren, vermits strijken met adhesieve lijmlaag niet mogelijk zal zijn doorheen het dikke zwarte schuim. Bij het gebruik van de lijmstift kunnen, zeker bij buiging, luchtgaten ontstaan die de karakteristieken van de antenne drastisch veranderen. Om deze redenen zullen we het ontwerp niet realiseren.

5.4.3

Circulaire patches met offset

We ontwerpen nu een antenne gebaseerd op [43], zoals beschreven in paragraaf 5.2.3. We zullen deze antenne invoeren en parametriseren in ADS Momentum. De antenne wordt herschaald, 82


0 −5 −10 S11, dB

−15 −20 −25 −30 −35 offset 22 mm offset 20 mm

−40 −45 1.1

1.2


1.6

1.7

Figuur 5.20: Effect van offsetfout bij de realisatie

rekening houdend met de gewijzigde frequenties, substraatdiktes en substraatparameters. In Fig. 5.21 ziet u het ontwerp zoals het in Momentum werd ingegeven en geparametriseerd.

Figuur 5.21: Ontwerp van de tweelaagse antenne met circulaire patches

Als start van de ontwerpsiteraties beginnen we met twee patches met een zelfde straal, 46 mm. Deze patches worden perfect gealigneerd. Het voedingspunt dient gekozen te worden zodat de impedantieaanpassing bij de werkingsfrequenties goed is. Om inzicht te verkrijgen in het effect van de locatie van het voedingspunt, laten we de afstand van de oorsprong van de patches tot het voedingspunt variëren van 45 tot 25 mm. Dit wordt in Fig. 5.22 getoond. Zoals verwacht, bestaat er een invloed op de diepte van de resonantiepieken. Het is ook zo dat parameterwaarde die een diepere resonantiepiek oplevert bij L1 soms een minder diepe piek oplevert bij L2. Hier dient dus een afweging gemaakt te worden. 83


0 −5 −10 S11, dB

−15 −20 −25 voeding 45 mm voeding 40 mm voeding 35 mm voeding 30 mm voeding 25 mm

−30 −35 −40 −45 1.1

1.2


1.6

1.7

Figuur 5.22: Parametersweep van het voedingspunt

In paragraaf 5.2.3 werd vermeld dat een zijdelingse verschuiving van de bovenste patch t.o.v. de onderste belangrijke effecten heeft op de verhouding van de geëxciteerde frequenties. We bekijken wat deze shift precies tot gevolg heeft in Fig. 5.23 en Fig. 5.24. 0 −5 −10 S11, dB

−15 −20 −25 −30

shift 0 mm shift 5 mm shift 10 mm shift 15 mm

−35 −40 −45 1.1

1.2


1.6

1.7

Figuur 5.23: Parametersweep van de zijdelingse verschuiving – deel 1

Het is duidelijk dat het effect van de verschuiving een complex fenomeen is. Een algemene trend die we observeren, is dat de laagste resonantiefrequentie verder naar de lagere frequenties opschuift. Het lijkt alsof deze linkse resonantiefrequentie zich in twee opsplitst. Bij 10 mm gaat het nog duidelijk om één resonantiepiek, rond 1.32 GHz.

84


0 −5 −10 S11, dB

−15 −20 −25 −30 −35

shift 20 mm shift 25 mm shift 30 mm

−40 −45 1.1

1.2


1.6

1.7

Figuur 5.24: Parametersweep van de zijdelingse verschuiving – deel 2

Bij 15 mm tekenen er zich duidelijk twee resonantiefrequenties af, en is er een brede band van meer dan 100 MHz rond 1.25 GHz waar uitstraling optreedt. Bij een verschuiving van 20 mm zijn de twee resonantiepieken dermate uit elkaar geschoven dat de breedbandigheid teniet gedaan wordt, en vervangen wordt door twee afzonderlijke frequentiebanden. Uiteindelijk, bij een shift van 30 mm, wordt enkel de laagste van deze twee frequenties nog geëxciteerd.

Ook voor de hoogste resonantiefrequentie zijn gelijkaardige effecten vast te stellen. Na het toepassen van een verschuiving van 5 mm verschijnt er een heel smalle piek bij 1.5 GHz. Bij het vergroten van de verschuiving wordt deze piek verplaatst naar de hogere frequenties, maar wordt in eerste instantie de uitstraling teniet gedaan. Het is pas vanaf een verschuiving van 20 mm dat er opnieuw uitstraling optreedt. De resonantiepiek is ondertussen opgeschoven van 1.5 GHz naar 1.675 GHz. Bij een verschuiving van 30 mm blijkt de piek weer wat naar links op te schuiven. Het is duidelijk dat de complexe effecten die hier aan het werk zijn niet in eenvoudige regels samen te vatten zijn. De effecten die in voorgaande figuren getoond werden, hangen ook af van de andere parameters, die vast gekozen werden. We kunnen dus zelf redelijke startwaarden kiezen voor het ontwerp, maar zullen voor de optimalisatie grotendeels op ADS Momentum moeten vertrouwen. Een goede keuze voor het bereik waarbinnen de parameters mogen variëren gedurende deze optimalisatie, is van cruciaal belang wanneer men niet in een lokaal optimum wil blijven steken. Wanneer men het bereik van de parameters te groot kiest, wordt 85

Hoofdstuk 5. L1 & L2 GPS patch antenne in textielmaterialen de simulatie niet praktisch uitvoerbaar vermits de rekentijd zeer sterk zal toenemen. We zoeken hier dus naar een compromis tussen beide eisen. Er worden diverse optimalisaties uitgevoerd, waarbij zowel de startwaarden als het bereik van de parameterwaarden gevarieerd worden. Het blijkt echter dat uitstraling bij zowel de L1als de L2-frequentie niet mogelijk is. Hiervoor zouden we moeten beschikken over textielmaterialen waarvan de permittiviteit sterk afwijkt. De permittiviteit van textielmaterialen ligt meestal tussen 1 en 2. Dit biedt weinig kans tot variatie om de frequentiespatiëring te be¨ınvloeden. De textielsubstraten zouden ook in verschillende diktes voorhanden moeten zijn. Zonder deze parameters aan te passen blijkt het niet mogelijk te voldoen aan de gewenste vereisten.

5.5

Besluit

In dit hoofdstuk werd een overzicht gegeven van de in de literatuur beschreven dualband circulair gepolariseerde antennes. Een aantal verschillende topologieën werd voorgesteld. De overgrote meerderheid van deze ontwerpen zijn echter niet praktisch realiseerbaar in textielmaterialen. Enerzijds zijn complexe vormen zoals fractalen onmogelijk met de hand te fabriceren. Anderzijds zullen ontwerpen met zeer grote nauwkeurigheidseisen veel hinder ondervinden van buiging. Uit de literatuur werd het ontwerp met gestapelde circulaire patches die verschoven worden t.o.v. elkaar, weerhouden. Er werd dieper ingegaan op de gestapelde microstrip antenne. Het blijkt dat er een grote nood is aan ontwerpgidsen voor de EMCP antenne. Voor het ontwerp werden drie pistes bewandeld. Er werd getracht het in Hoofdstuk 5 ontwikkelde ontwerp aan te passen naar een dualband-ontwerp door een extra substraatlaag met een identieke patch bovenop de bestaande antenne te plaatsen. Een ontwerp met rechthoekige patches die tegenover elkaar verschoven worden, werd eveneens geoptimaliseerd. Tenslotte werd een gestapelde microstrip patch antenne met circulaire patches ontworpen. Hoewel het ontwerp met de rechthoekige, verschoven patches uitstraling vertoont bij de GPS L1- en L2-frequentie, werd de antenne niet gerealiseerd. De belangrijkste reden hiervoor is de gevoeligheid van het ontwerp aan de parameters. Bij het handmatig knippen en plakken kan onvoldoende nauwkeurigheid gehaald worden, zeker niet wanneer het om twee gestapelde substraten gaat. Daarnaast is de bandbreedte van de antenne redelijk nauw, waardoor er bij buiging al snel geen uitstraling meer zou optreden. Immers, zeker bij de gestapelde microstrip antenne waar de bovenste substraatlaag goed aan de onderste gehecht dient te zijn, verwachten we dat de effecten van buiging aanzienlijk zullen zijn. Tenslotte is ook de circulaire polarisatie onvoldoende goed om de antennes te realiseren.

86

Hoofdstuk 6

Besluit In deze thesis werd een circulair gepolariseerde GPS-antenne ontworpen en gefabriceerd. Na een literatuurstudie omtrent GPS en circulaire polarisatie, werd een gepaste keuze voor de textielmaterialen gemaakt. Vanuit een combinatie van twee in de literatuur gekende technieken, de vierkante patch met afgeplatte hoeken en de bijna-vierkante patch met voeding op de diagonaal, werd tot een ontwerp gekomen dat uitstraling verzekert binnen de GPS L1 band. De opgemeten 3 dB axiale ratio-bandbreedte bedraagt 34 MHz. De antennewinst is voldoende hoog voor gebruik in praktische situaties. De antenne ondervindt weinig hinder van de aanwezigheid van het menselijk lichaam en heeft een F/B-ratio van 20 dB. Verder blijken de antennekarakteristieken heel stabiel in de tijd, wat een gevolg is van de keuze voor verlijming m.b.v. een adhesieve lijmlaag. Na de realisatie van de monoband GPS-antenne, werd onderzocht wat de mogelijkheden zijn voor het ontwerp van een dualband circulair gepolariseerde GPS-antenne. Er werd een overzicht gegeven van de in de literatuur beschreven dualband circulair gepolariseerde antennes. Verschillende topologieën werden voorgesteld. Er werd een selectie uit deze ontwerpen gemaakt op basis van de praktische realiseerbaarheid in textielmaterialen. Een groot aantal topologieën blijkt niet realiseerbaar. Enerzijds zijn complexe vormen zoals fractalen onmogelijk met de hand te fabriceren. Anderzijds zullen ontwerpen met zeer grote nauwkeurigheidseisen veel hinder ondervinden van buiging. Uit de literatuur werd het ontwerp met gestapelde circulaire patches die verschoven worden t.o.v. elkaar weerhouden. Er werd dieper ingegaan op de gestapelde microstrip antenne. Voor het ontwerp werden drie pistes bewandeld. Er werd getracht het monoband-ontwerp aan te passen naar een dualband-ontwerp door een extra substraatlaag met een identieke patch bovenop de bestaande antenne te plaatsen. Een ontwerp met rechthoekige patches die tegenover elkaar verschoven worden, werd eveneens geoptimaliseerd. Tenslotte werd een gestapelde microstrip patch antenne met circulaire patches ontworpen.

87

Hoofdstuk 6. Besluit Hoewel de rechthoekige, verschoven patches uitstraling vertonen bij de GPS L1- en L2frequentie, werd deze antenne niet gerealiseerd. De belangrijkste reden hiervoor is de gevoeligheid van het ontwerp aan de parameters. Bij het handmatig knippen en plakken kan onvoldoende nauwkeurigheid gehaald worden, zeker niet wanneer het om twee gestapelde substraten gaat. Daarnaast is de bandbreedte van de antenne redelijk beperkt, waardoor er bij buiging al snel geen uitstraling meer zou optreden. Immers, zeker bij de gestapelde microstrip antenne waar de bovenste substraatlaag goed aan de onderste gehecht dient te zijn, verwachten we dat de effecten van buiging aanzienlijk zullen zijn. Tenslotte is ook de circulaire polarisatie onvoldoende goed om de antennes te realiseren. Verder onderzoek rond een dualband circulair gepolariseerde GPS-antenne zou zich in de eerste plaats moeten situeren in de richting van nieuwe textielsubstraten met een hogere permittiviteit. Elk substraat zou ook in verschillende diktes beschikbaar moeten zijn, vermits deze dikte een cruciale parameter blijkt bij het ontwerp. Verder zou een methode om het productieproces te automatiseren een heel nieuw gamma aan textielantennes kunnen introduceren. Een heel aantal ontwerpen die momenteel moeilijk realiseerbaar zijn (complex voedingsnetwerk, apertuurgekoppelde voeding. . . ) komt dan binnen handbereik. Met een nauwkeurige en geautomatiseerde fabricage wordt heel wat onzekerheid op het meetresultaat weggenomen, vermits het ontwerp in simulatie en realiteit dan zeker overeenkomt. Mits een grote beschikbaarheid aan materialen en een robuust productieproces kan er voor textielantennes een grote toekomst weggelegd zijn.

88

Bibliografie [1] C. Hertleer, F. De Clercq, A. Tronquo, H. Rogier, and L. Van Langenhove. Design of textile antennas for smart clothing. Proc. of the AUTEX Conference, Raleigh, NC, USA, June 2006. [2] C. Hertleer, H. Rogier, and L. Van Langenhove. Antennas for wireless body area networks, made out of textile materials. International Conference Futurotextiles, Lille, France, pages 8–14, November 2006. [3] A. Tronquo, H. Rogier, C. Hertleer, and L. Van Langenhove. Applying textile materials for the design of antennas for wireless body area networks. Proceedings of the European Conference on Antennas and Propagation, EUCAP 2006, Nice, France, page 159, November 2006. [4] Website ProeTEX project: http://www.proetex.org. [5] A. Tronquo. Ontwerp van wearable antennes uit textielmaterialen. Master’s thesis, Universiteit Gent, 2006. [6] Website Sensatex: http://www.sensatex.com. [7] PDF omtrent Mamagoose Verhaertmamagoose.pdf.

(Verhaert):

http://www.verhaert.com/pdfs/

[8] Masato Tanaka and Jae-Hyeuk Jang. Wearable Microstrip Antenna. Antennas and Propagation Society International Symposium, IEEE, pages 704–707, June 2003. [9] Pekka Salonen and Heli Hurme. A Novel Fabric WLAN Antenna for Wearable Applications. Antennas and Propagation Society International Symposium, IEEE, pages 700–703, June 2003. [10] Maciej Klemm, Ivo Locher, and Gerhard Tröster. A Novel Circularly Polarized Textile Antenna for Wearable Applications. European Conference on Wireless Technology, Amsterdam, 2004.

89

Bibliografie [11] Pekka Salonen, Yahya Rahmat-Samii, Heli Hurme, and Markku Kivikoski. Dual-Band Wearable Textile Antenna. Antennas and Propagation Society International Symposium, IEEE, pages 463–466, June 2004. [12] Pekka Salonen, Jaehoon Kim, and Yahya Rahmat-Samii. Dual-Band E-Shaped Patch Wearable Textile Antenna. Antennas and Propagation Society International Symposium, IEEE, pages 466–469, July 2005. [13] A. Tronquo, H. Rogier, C. Hertleer, and L. Van Langenhove. A Robust Planar Textile Antenna for Wireless Body LANs Operating in the 2.45 GHz ISM band. Electronics Letters, pages 142–143, February 2006. [14] prof. dr. ir. A. Franchois. Avionica. Universiteit Gent, 2007. [15] Bradford W. Parkinson and James J. Spilker Jr. Global Positioning System: Theory and applications. American Institute of Aeronautics and Astronautics, Inc., Volume I, 1996. [16] Elliot D. Kaplan and Christopher Hegarty. Understanding GPS: Principles and Applications, Second Edition. Artech House, 2005. [17] Vittal P. Pyati. The role of circular polarization in bistatic radar for mitigation of interference due to rain. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, AP-32(3):295–296, March 1984. [18] prof. dr. ir. H. Rogier. Antennes en propagatie. Universiteit Gent, 2006. [19] prof. dr. ir. D. De Zutter. Applied Electromagnetics. Universiteit Gent, 2006. [20] Ieee standard definitions of terms for antennas. IEEE Trans. Antennas Propagat., Vol AP-17, pp. 262-269, 1969. [21] Kai Fong Lee and Wei Chen. Advances in Microstrip and Printed Antennas. Wiley Interscience, 1997. [22] K. K. Tsang and R. J. Langley. Design of circular patch antennas on ferrite substrates. IEE Proc. Microw. Antennas Propagation, 145(1):49–55, 1998. [23] J. Q. Howell. IEEE Trans. Antennas Propagation, volume AP-23, chapter Microstrip Antennas, pages 90–93. 1975. [24] P. S. Hall, J. S. Dahele, and J. R. James. Design principles of sequentially fed, wide bandwidth, circularly polarised microstrip antennas. IEE Proc., 136, Part H(5):381–389, 1989. [25] V. R. Gupta and N. Gupta. Characteristics of a compact circularly polarized microstrip antenna. Elektronika Ir Elektrotechnika, 3(52):10–12, 2004. 90

Bibliografie [26] M. Haneishi and S. Yoshida. Design method of circularly polarised antenna by one point feed. Electronics and Communications, 64-B(4):45–54, 1981. [27] T. Weiland. A discretization method for the solution of maxwell’s equations for sixcomponent fields. Electronics and Communications, 31(3):116–120, 1977. [28] S. Werbrouck. Ontwerp en bouw van uniform circulair antennerooster voor schatting van invalsrichtingen. Master’s thesis, Universiteit Gent, 2006. [29] T. Weiland. From component to system design. Proceedings of the European Microwave Week (EUMW 2003), 2:591–596, 2003. [30] Website Eccosorb VHP-NRL: http://www.eccosorb.com/catalog/anechoic/vhp. pdf. [31] Website MiDAS op ORBIT/FR: http://www.orbitfr.com/index.asp?ItemID=256. [32] Frederick Declercq. Optimale voorspelling van het gedrag van planaire antennes in het microgolfbereik door voorafgaande karakterisatie van de substraatparameters en van de voedingsstructuur. Master’s thesis, UGent, 2004-2005. [33] Laird Technologies: http://www.lairdtech.com/pages/products/ EMI-FlectronConductiveFabric.asp. [34] G. Vermeeren. Ontwerp van een planaire antenne voor indoorcommunicatie. Master’s thesis, Universiteit Gent, 2001. [35] M. Niroojazi and M. N. Azarmanesh. Practical design of single feed truncated corner microstrip antenna. Proceedings of the Second Annual Conference on Communication Networks and Services Research (CNSR’04), 2004. [36] Chih Yu Huang, Chia Ming Chang, and Kin Lu Wong. Design of gps microstrip antenna using nearly square patch. Asia Pacific Microwave Conference, pages 237–240, 1997. [37] Hyuck Jin Kim, Sung Min Kim, Ji Myoung Son, and Woon Geun Yang. Design and implementation of dual band circular polarization square patch antenna. APMC2005 Proceedings, 2005. [38] Sung Min Kim, Yong Hee Kim, and Woon Geun Yang. Design and implementation of dual band circular polarization square patch antenna for gps and dmb. APMC2005 Proceedings, 2005. [39] Kai-Ping Yang and Kin-Lu Wong. Dual-band circularly-polarized square microstrip antenna. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 49(3), March 2001.

91

Bibliografie [40] J. S. Row. Dual-frequency circularly polarized annular-ring microstrip antenna. Electronics Letters, 40(3):153–154, 2004. [41] F. Yang, Y. Qian, and T. Itoh. Low-profile cavity-backed slot antenna using uc-pbg substrate. IEEE AP-S, 1:1796–1799, 2000. [42] X. L. Bao and M. J. Ammann. Dual-band gps patch antenna based on dual-band fractal ebg technique. LAPC, pages 53–56, April 2006. [43] Biju Balakrishnan and Girish Kumar. Dual band circularly polarized off-centered emcp antennas. IEEE, 1998. [44] J. R. James and P. S. Hall. Handbook of microstrip antenna. Peter Peregrinus Ltd., London, 1989. [45] Y. J. Sung and Y.-S. Kim. Circular polarised microstrip patch antennas for broadband and dual-band operation. Electronics Letters, 40(9), April 2004. [46] Gui-Bin Hsieh, Ming-Huang Chen, and Kin-Lu Wong. Single-feed dual-band circularly polarised microstrip antenna. Electronics Letters, 34(12):1170–1171, June 1998. [47] Z. D. Liu, P. S. Hall, and D. Wake. Dual frequency planar circularly polarized antenna at s and l bands. 10th International Conference on Antennas and Propagation, (436):1378– 1380, April 1997. [48] F. Ferrero, C. Luxey, G. Jacquemod, and R. Staraj. A circularly polarized dual-band microstrip antenna. IEEE, 2005. [49] R. Q. Lee, K. F. Lee, and J. Bobinchak. Characteristics of a two-layer electromagnetically coupled rectangular patch antenna. Electronics Letters, 23:1070–1072, 1987. [50] L. J. Barlately, J. R. Mosig, and T. Sphicopoulos. Analysis of stacked microstrip patches wit a mixed potential integral equation. IEEE Trans. Antennas Propagation, AP-38:608– 615, 1990. [51] Z. Fan and K. F. Lee. Analysis of electromagnetically coupled patch antennas. Microwave Opt. Technol. Letters, 6:436–441, 1994. [52] K. F. Lee, W. Chen, and R. Q. Lee. Studies of stacked electromagnetically coupled patch antennas. Microwave Opt. Technol. Letters, 8(4):212–215, 1995. [53] Rod B. Waterhouse. Design of probe-fed stacked patches. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 47(12):1780–1784, December 1999. [54] D. M. Pozar and D. H. Schaubert. Microstrip Antenna Design. Piscataway, NJ: IEEE Press, 1995. 92

Bibliografie [55] W. Rowe, R. B. Waterhouse, A. Nirmalathas, and D. Novak. Integrated antenna base station for hybrid fiber radio networks. IEEE Int. Topical Meet. Microwave Phonotonics, Melbourne, Australia, pages 47–50, November 1999. [56] Website Recticel: http://www.recticel.be. [57] Frederick Declercq and Hendrik Rogier. Electrical characterisation of recticel foams at microwave frequencies, 2007.

93

Lijst van figuren 2.1 2.2 2.3 2.4 2.5 2.6 2.7 2.8 2.9 2.10 2.11

Shirt ontwikkeld in het kader van het Wealthy-project . . . . . . . . . . . . . Mamagoose pyjama . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Roadmap voor de ontwikkeling van kledij met bio- en physiologische sensoren Antennegeometrie voorgesteld in [10] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Antennegeometrie voorgesteld in [11] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Antennegeometrie voorgesteld in [12] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . GPS IIF Satelliet (NASA) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2d Space Operations Squadron . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Effect van even en oneven aantal reflecties op CP . . . . . . . . . . . . . . . . Een voorbeeld van BPSK . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . GPS IIR-M Satelliet (NASA) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

6 7 8 9 10 10 11 12 13 14 18

3.1 3.2 3.3 3.4 3.5

Microstrip patch antenne: (a) opbouw, (b) dwarsdoorsnede . . . . . . . . . . Equivalent circuit voor een antenne in zendmodus . . . . . . . . . . . . . . . Polarisatie-ellipsen van zenden ontvangstantenne . . . . . . . . . . . . . . . Ezelsbruggetje voor LHCP . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . (a) Twee vlakke golven met gelijke amplitude en 90◦ faseverschil; (b) Hun rechtshandig circulair gepolariseerde superpositie . . . . . . . . . . . . . . . . Overzicht van alle polarisaties . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Circulair gepolariseerde antennes: (a) orthogonale patches, (b) orthogonale voedingen, (c) verschillende voedingspunten, (d) gedegenereerde modes . . . Geometrie van een CP vierkante microstrip patch antenne met afgeplatte hoeken en semi-circulaire uitsnijdingen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . De modi van de vierkante patch met afgeplatte hoeken . . . . . . . . . . . . . Strooivelden aan de randen van de patch . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Circulair gepolariseerde antennes met gedegenereerde modi: (a) vierkante patch met afgeplatte hoeken, (b) bijna-vierkante patch met voeding op de diagonaal Een cel uit het cellencomplex G . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Een cel uit het cellencomplex G . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Een cel en een van haar duale buren. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

20 20 24 26

3.6 3.7 3.8 3.9 3.10 3.11 3.12 3.13 3.14

94

27 28 28 30 30 31 32 35 36 36

Lijst van figuren 3.15 Piramidale absorbers . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.16 Dielectric Belt Driven (DBDR) Model Tower . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.17 Logo MiDAS-software . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

38 39 40

4.1 4.2 4.3 4.4 4.5 4.6 4.7 4.8 4.9 4.10 4.11 4.12 4.13 4.14 4.15 4.16 4.17 4.18 4.19 4.20 4.21 4.22 4.23 4.24 4.25 4.26 4.27 4.28 4.29

De coaxiale voedingstechniek bij een microstrip patch antenne . . . Vrouwelijke, rechte SMA-connector . . . . . . . . . . . . . . . . . . Geometrie van het ontwerp . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Impedantieaanpassing antenne 0 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Effect van de lengte L . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Effect van de breedte W . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Effect van de hoekjes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Antenne 1 vóór en na optimalisatie . . . . . . . . . . . . . . . . . . Axiale ratio i.f.v. frequentie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Axiale ratio i.f.v. θ buiten de 3 dB AR-bandbreedte, bij 1.555 GHz Vergelijking simulatie en meting antenne 1 . . . . . . . . . . . . . . Vergelijking simulatie en meting antenne 2 . . . . . . . . . . . . . . Fitten parameters antenne 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Prototype van de antenne . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Vergelijking simulatie en meting antenne 3 . . . . . . . . . . . . . . Meting van de axiale ratio . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Referentieassenstelsel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Stralingspatroon in het XZ-vlak . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Stralingspatroon in het YZ-vlak . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Standard Gain Horn . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Vergelijking berekende |S11 | ADS versus CST . . . . . . . . . . . . Vergelijking antennewinst ADS versus CST . . . . . . . . . . . . . 3D-stralingspatroon uit CST . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Verloop van de permittiviteit r . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Verloop van de geleidbaarheid σ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Effect van het menselijk lichaam op |S11 | . . . . . . . . . . . . . . . Uitcalibreren van de kabelverliezen . . . . . . . . . . . . . . . . . . Vergelijking antennewinst eerste en tweede prototype . . . . . . . . Stabiliteit van het prototype in de tijd . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

45 45 46 46 48 48 49 50 51 51 52 53 53 54 55 55 56 56 57 59 59 60 60 61 62 62 63 65 65

5.1 5.2 5.3 5.4 5.5 5.6

Vierkante patch met slots . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Vierkante patch met slots en afgeplatte hoeken . . . . . . . . . . . . . . . Vierkante patch met T- en Y-slots . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Tweelaagse elektromagnetische bandgap antenne met fractalen . . . . . . Gestapelde microstrip antenne . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Ontwerp van de gestapelde microstrip antenne met diagonale verschuiving

. . . . . .

. . . . . .

68 69 69 70 70 71

95

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

Lijst van figuren 5.7 5.8 5.9 5.10 5.11 5.12 5.13 5.14 5.15 5.16 5.17 5.18 5.19 5.20 5.21 5.22 5.23 5.24

Circulaire resonator met circulaire slots . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Antenne met vijf patches (a) en voedingsnetwerk (b) . . . . . . . . . . . . Effect van dikte onderste substraat op de |S11 |-curve . . . . . . . . . . . . Stacked patch antenne in CST . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Impedantieaanpassing stacked patch antenne . . . . . . . . . . . . . . . . Impedantieaanpassing stacked patch antenne . . . . . . . . . . . . . . . . Impedantieaanpassing stacked patch antenne met grootste patch onderaan Impedantieaanpassing stacked patch antenne met kleinste patch onderaan Parameter sweep afmetingen onderste patch . . . . . . . . . . . . . . . . . Parameter sweep afmetingen bovenste patch . . . . . . . . . . . . . . . . . Ontwerp van de tweelaagse antenne met rechthoekige patches . . . . . . . Impedantieaanpassing stacked patch antenne met offset . . . . . . . . . . Impedantieaanpassing stacked patch antenne met offset . . . . . . . . . . Effect van offsetfout bij de realisatie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Ontwerp van de tweelaagse antenne met circulaire patches . . . . . . . . . Parametersweep van het voedingspunt . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Parametersweep van de zijdelingse verschuiving – deel 1 . . . . . . . . . . Parametersweep van de zijdelingse verschuiving – deel 2 . . . . . . . . . .

96

. . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . .

72 72 75 76 76 77 78 78 79 79 81 81 82 83 83 84 84 85

Ontwerp van een wearable GPS-antenne uit textielmaterialen

Recommend Documents