Főszerkesztői HORVÁTH I M R E
BHG ORION TE RTA
Szerkesztő: A N G Y A L LÁSZLÓ
MŰSZAKI KÖZLEMÉNYEK
SZERKESZTŐBIZOTTSÁG BHG
ORION
TERTA
Bcrecz Frigyes Bernhardt Richárd Eisler Péter Dr. Gosztony Géza Honti Ottó Klug Miklós Tölgyesi László
Jakubik Béla Baracs Sándor Csemoch János Froemel Károly Hettesheimer Dezső Sass Károly Szabó Károly
Bánsághi Pál Baján Tibor Benedek Elek Egerszegi Béla Hutter Mihály
Szélessávú keverő a TV I—V. sávokra 1. A keverés elmélete Bevezetőként t e k i n t s ü k á t röviden a keveréssel kap csolatos és a későbbiek szempontjából legfontosabb elméleti t u d n i v a l ó k a t és alapfogalmakat. Keverőelemként tudvalevően nemlineáris karak terisztikával rendelkező elemeket lehet felhasználni (1. ábra). A keverést végző elem meredeksége az oszcillátor jelével periodikusan változik, s így a k i menetén a meredekségváltozás függvényében az ere deti bemenőjelből az oszcillátorfrekvencia által „ m i n t a v e t t " kimenőjel jelenik meg. A meredekség definíciója, mint ismert:
SZALAY
szám
ISTVÁN BHG
A keverőmeredekség a keverőerősítés m e g h a t á r o z á s a szempontjából fontös. A keverőerősítés: (6)
kev"
1
ahol Z
K F
a kimenőkör impedanciája K F frekvencián.
2. Keverés F E T - t e l A FET-ek megjelenése az elektronikában lehetővé tette a jelszint növelését, hiszen vezérlésükhöz is V
(1)
~du t [ V J
1—2.
1980
XXVI. évfolyam
KEVERŐ
b
Az egyszerűség k e d v é é r t tételezzük föl, hogy a keverőelem négyzetes karakterisztikával rendelkezik, ekkor ugyanis S lineáris, így egyszerűbb — de a lé nyeget mégis jól t ü k r ö z ő — képletek a d ó d n a k . Ha a munkaponti meredekséget ,S -lal jelöljük, s a szinuszos oszcillátorjel h a t á s á r a a meredekség S és S k ö z ö t t változik (lásd a 2. ábrát), akkor:
-o KF f
0
min
'OSZC';
max
1. óira.
S=S +-
• cos
0
co J.
B933-1
N e m l i n e á r i s elem mint k e v e r ő
(2)
0S
Szinuszos bemenő modulálójelet feltételezve: i =
S-U -cosa> t--
ki
m
m
C/ .cosco í. m
m
(3)
Ha ezt a szorzatot kifejtjük, s elvégezzük a trigono metrikus á t a l a k í t á s o k a t , akkor l á t h a t j u k , hogy a kimeneten megjelenik a modulálójel, valamint az összeg- és a különbségi jel. A keverés szempontjából az u t ó b b i a k a fontosak (kiválasztásuk megfelelő szű rővel t ö r t é n i k ) : rr
c u
'KF— m
max
u
_ c 4
"min
cos(co
OS2C
±co )í. m
(4)
A ( 4 ) képletből definíciószerűen: "min .
• S: c
Híradástechnika
XXXI.
keverőmeredekség.
évfolyam 1080. 1 — 2. szám
[B933-2I
(5)
2. ábra. A k c v e r ő e l e m m e r e d e k s é g é n e k v á l t o z á s a az oszcillá torjel f ü g g v é n y é b e n
41
I nagyságrendű feszültségekre van szükség a bipoláris tranzisztorok mV-jával szemben. ' FET-ek k e v e r ő k é n t t ö r t é n ő alkalmazásakor ( m i n t e g y é b k é n t a bipoláris tranzisztoroknál is) fontos a helyes S megválasztása. A 3. ábrán egy n-csatornás MOSFET transzfer k a r a k t e r i s z t i k á j á t l á t h a t j u k . A z ábrából l á t h a t ó a n kis pozitív U feszültségnél ( I nagy) az eszköz meredeksége nagy, a karakterisztika Q
o s
D
— keverőként való a l k a l m a z á s b a n a bipoláris tranzisztoroknál nagyobb keverőerősítés és kis keresztmoduláció. A z eszköz használható vezérelt (AGC) erősítőként vagy additív, i l l . multiplikatív keverőként is. A z u t ó b b i esetben a bemenőjelet a G elektródára, az oszcillátorjelet pedig a G elektródára adjuk. 1
2
3.2. Dual-gate MOSFET,
mint keverő
Dual-gate MOSFET-tel felépített keverőkben azt a t é n y t használjuk fel, hogy a TI tranzisztor meredek sége a G2-re adott U feszültség függvényében változik (ez a t é n y nyer alkalmazást a vezérelt erő sítőként való felhasználásban is). T e h á t : Q S 2
^ml=^
(7)
-=/("GS2) GS1
i Í
(Ebben a fejezetben a meredekség jelölésére a tran zisztoroknál használatosabb g jelölést használjuk.) A m i n t az 5. ábrán l á t h á t j u k , a görbe középső sza kasza lineáris, t e h á t felhasználható keverésre. Erre a szakaszra felírható: m
[B333-3I
9mii QSl)
3. ábra. F E T transzfer k a r a k t e r i s z t i k á j a
u
közel lineáris. Ez a t a r t o m á n y erősítőként való alkal m a z á s b a n j ó , viszont nem alkalmas keverésre, hiszen a meredekség közéi állandó. H a az eszközt keverőként kívánjuk m ű k ö d t e t n i , a munkapontot valahol a ne g a t í v U , t e h á t a kisebb á r a m ú t a r t o m á n y b a n kell megválasztani, ahol a nemlinearitás viszonylag nagy, s még a meredekség is elfogadható.*
= 9ml( UQ
)
+
S20
O ( « X
Q
S
2
+
U ), QS2S)
( 8)
vagy ami ezzel ekvivalens: ö m2("GSl) = 9'm2(í GSlo) + « 2 ( " O S l + t O S l o ) ,
/
/
( ) 9
A kimenő d r a i n - á r a m :
o s
'
ÍD = ö'ml-"GSl + ö m2-"GS2,
(10)
(10) képletbe behelyettesítve (8)-at, és (9)-et: *D ~ [9ml( ^GS2o) + l( GS2 + ^OS2o)] * VQS1 + fl
3. Keverés dual-gate MOSFET-tel 3.1.
+ [9mÁ U ) QSW
Felépítés
A dual-gate M O S F É T ( k é t k a p u s szigetelt vezérlőelektródás térvezérelt tranzisztor) vagy F E T - t e t r ó d a k e t t ő s vezérlésű térvezérelt tranzisztor. Felépítését tekintve k é t MOSFET monolitikus kombinációja. A 4. ábrából l á t h a t ó a n a k é t F E T földelt source—földelt gate k a s z k á d kapcsolást alkot. E kapcsolásnak közis merten j ó k a nagyfrekvenciás tulajdonságai. Lényeges jellemzői:
U
+ a (ü + 2
QS1
C/QSIO)]'«Q2S-
(11)
A F E T multiplikatív keverőként t ö r t é n ő alkalmazá s á b a n ebből a képletből csak azok a tagok érdekesek a s z á m u n k r a , amelyekben a k é t gate-feszültség szor zata szerepel; ezekből kapjuk ugyanis á keverési termékeket. A keverési termék t e h á t : (12) ahol du.GS2
(13)
:
— nagy erősítés kis zaj mellett, — szabályozha^óság, — erősítőként való a l k a l m a z á s b a n jó linearitás és nagy kimenőteljesítmény, — kis visszahatás, ' T2
T1 G2_ G1
G1
o-
S
fi
^ o
G2 B933-41 4. ábra. A dual-gate M O S F E T elvi rajza
42
ő. ábra. D u a l - g a t é M O S F E T g i = f ( U a s 2 ) karakterisztikája m
Híradástechnika
XXXI.
évfolyam 1980, 1—2. szám
dg,ml du,0S2
(14)
Az optimális nyugalmi munkaponti feszültségeket egy bizonyos F E T - t í p u s r a k é t m ó ^ o n h a t á r o z t u k meg. Az egyiknél a k a t a l ó g u s adatait és görbéit fel használva megszerkesztettük { 7 - l a l p a r a m é t e rezve a g =f(U ) görbesereget. A görbékből k ö n n y e n k i v á l a s z t h a t ó az a hely, ahol g változása a legnagyobb, s ez a változás még viszonylag lineáris. Eszerint az adott t í p u s r a akkor kapjuk a legnagyobb keverőerősítést, ha a G l e l e k t r ó d á t nem feszítjük elő, [/asao-t pedig^ valahol a + 1 V t a r t o m á n y á b a n vesszük föl (lásd a 6. ábrát). A másik m ó d s z e r n é l - a katalógus által a j á n l o t t mérőkapcsolást felépítve (7. ábra) méréssel h a t á r o z t u k meg az optimális előfeszültségeket. A k é t mód szerrel nem meglepő m ó d o n n é h á n y tized volton belül megegyező e r e d m é n y t kaptunk. Eszerint t e h á t erősítőként való a l k a l m a z á s b a n (lineáris üzemmód) k b . + 4 V-os t / o - t kell válasz tani, k e v e r ő k é n t pedig k b . + 1 V - o t . Ez a munka pont a különböző F E T - t í p u s o k n á l csekély m é r t é k b e n változhat. ; Mivel ezt az £ / munkapontot az oszcillátorjel szimmetrikusan modulálja, a MOSFET az oszcillátorjel pozitív félperiódusaiban teljesen n y i t v a van, míg a negatív félperiódusban z á r v a . Ez a meredekség lineáris modulációját eredményezi. A keverőerősítés oszcillátorjeltől való függését k ö n n y e b b megállapítani mert a katalógusok általá ban megadják, de egyszerűen m e g h a t á r o z h a t ó mérés sel is. A 8. ábrán a B F 900 típusú MOSFET (Texas I . ) relatív (bipoláris tranzisztorhoz viszonyított) keverőerősítéséi l á t h a t j u k az oszcillátorfeszültség függvé nyében Í 7 = 0 , 8 V-nál. Eszerint 0,9 V-os oszcil látorfeszültségnél a keverőerősítés k b . azonos a h i QS10
A dual-gate MOSFET felépítéséből következően (kaszkád kapcsolás) Gl elektródára célszerű adni a moduláló feszültséget és G2-re az oszcillátorjelet. Ezt úgy is fogalmazhatjuk, hogy a keverőmeredekség a Gl-re vonatkoztatva a nagyobb. Felhasználva t e h á t , hogy ' ^QSl"
:
U -sin
(15)
eoj
m
es J
(16)
GS2"
majd ezeket behelyettesítve a (12) képletbe, a trigonotmetrikus átalakítások u t á n a k ö v e t k e z ő k e t kap juk: ... 1 + cos(cü
OS2C
(17)
+ o) )í. m
ml
QS20
mX
OS2
G S 2 0
Mivel általában a felső keverési t e r m é k e t használjuk fel, t e h á t a második tagot:. ' „ _ C 9 k
~
_
d
dl
~duZ~
-
a
l
c
+
C
Í
2
2~"
TT
(18)
01
9t és ezzel Aí keverőerősítés t e h á t valóban széles h a t á r o k k ö z t függvénye az l / - n a k . A képletből m é g az is látszik, hogy g függ dj-től, i l l . a -től, tehát- [ 7 - t ó l és l / - t ó l . í g y a m a x i m á lis keverőerősítés ezen elöfeszültségek helyes meg választásával érhető el. oszc
k
2
QS10
QS20
fi, ábra. E g y dual-gate M O S F E T
Híradástechnika
XXXI,
g « i = f(Uosa)
O S 2 0
karakterisztikája
évfolyam 1980. 1-2.
szám
43
Ö+15V
»0k 7. ábra. R C Á m é r ő k a p c s o l á s
poláris t r a n z i s z t o r o k n á l megszokott értékkel, na gyobb; 2,5...3 V-os oszcillátorjelnél k b . + 8 dB nyereség adódik a MOSFET j a v á r a . Ha a p r o b l é m á t másik oldalról közelítjük meg, és a relatív keverőerősítést az U függvényében vesszük föl, C / - c a l p a r a m é t e r e z v e (9. ábra), az előbbiekkel megegyező e r e d m é n y t k a p u n k : f 7 s a l V és [ 7 3 Í 3 V tartozik a maximális keverőerősítéshez. A dual-gate MOSFET-ekkel felépített keverőknek
ezenkívül jobb a keresztmodulációja, mint a bipoláris tranzisztoroké. A jobb keresztmodulápiós tulajdon ságok elérése érdekében a Gl elektródát is elő lehet feszíteni egy kicsit ( k b . 0,4...0,8 V-ra).
QS20
0S2C
4. Szélessávú keverőkapcsolás B F 905-tel
O S 2 0
0SZC
A fenti elméleti megfontolásokat felhasználva kifej l e s z t e t t ü n k , és m e g é p í t e t t ü n k egy szélessávú keverŐkapcsolástí dual-gate MOSFET-tel.
BF900 [dB]
+ 8
UGS20 = 0,8V +4
-
[Ve«] 1
?
u'oszi B933-8I
8. ábra. A r e l a t í v keverőerősítés az oszcillátorfeszültség f ü g g v é n y é b e n
44
Híradástechnika
XXX
L évfolyam 1980. 1 — 2. szám
0,4
0,8
1,2
GS2 |B933-9j
9. ábra. A r e l a t í v k e v e r ő e r ő s í t é s Uos2 f ü g g v é n y é b e n
A cél olyan viszonylag kis zajú, szélessávú keverőkapcsolás létrehozása volt, amelyet új fejlesztésű alap átjátszóink vevőkever őjeként 40—860 MHz-ig ( I — V . TV-sáv), sávonkénti minimális változtatással alkal mazhatunk. Második követelmény volt, hogy a ke verő rendelkezzen valamennyi keverőerősítéssel is. Az eddigiek során alkalmazott keverőink ugyanis vagy passzívak voltak (balance modulátor, mikro hullámú diódás keverő), vagy a k t í v tranzisztorosak. Az előbbiek, b á r elég kis zajúak (a zaj lényegében csak a veszteségből adódik), tetemes keverési vesz teséggel (6—8 dB) rendelkeztek, s ezt a bemeneten elveszett szintet a későbbiekben nehéz pótolni. Ezenkívül minimálisan k é t v á l t o z a t r a volt szükség a V H F és U H F sávokra. A k t í v keverőink a keverési tulajdonságok ( p l . keresztmoduláció, keverőerősítés) minél jobb kihasználása érdekében k e s k e n y s á v ú a k voltak. Megfelelő dual-gate MOSFET-tel - a t í p u s kiváló nagyfrekvenciás tulajdonságait felhasználva — sike r ü l t „strip-line" technikával olyan keverőkapcsolást kifejleszteni, amely a fentiekben vázolt k ö v e t e l m é nyeknek eleget tesz. A célra legalkalmasabb MOSFET-nek a Texas I . g y á r t m á n y ú n csatornás, kiürítéses B F 905 t í p u s bizonyult; Ez a típus, mint álta lában az újabb MOSFET-ek m á r monolitikusán i n tegrált gate-védődiódákat is tartalmaz. 1000 MHz-ig alkalmazható. Ez n é h á n y a d a t á b ó l is k i d e r ü l : ' , - f pF, 1
bc
-
Q C F
s i F, = 0,02 pF, = 4 dB/1000 M H z .
csatorna) mellett k b . 8—10 dB-es keverőerősítést lehet elérni. Mivel azonban a bemenetnek szélessávúnak kell lenni, nem tartalmazhat hangolt k ö r t vagy illesztő k ö r t . Ezek ugyanis ilyen széles s á v b a n nem realizál h a t ó k . A k o n k r é t keverőkapcsolást a 10. ábrán lát hatjuk. E b b ő l rögtön k i t ű n i k , hogy valójában csak a bemenet ( R F és L 0 ) szélessávú, hiszen a keverőnek mindig ugyanarra a középfrekvenciás sávra ( k é p K F : 38,9 M H z ) kell lekeverni az R F jelet. A keverő 50 ohmos lezárások k ö z ö t t m ű k ö d i k . A bemeneti illesztést a csatlakozóra közvetlenül r á forrasztott 50 ohmos ellenállások valósítják meg. A magasabb frekvenciás sávoknál az R F bemenet jobb illesztésére az 50 Ohmos ellenállással p á r h u z a mosan kompenzáló i n d u k t i v i t á s t kell elhelyezni, amely a bemenő kapacitással sávközépen rezonanciát alkot. í g y s á v o n k é n t r ^ l , 2 állóhullómarány ér h e t ő el. A kiméneti illesztés k é t lépésben van megvalósítva, egyrészt passzív körökkel, másrészt tranzisztoros illesztőkör biztosítja az 50 ohmos kimenetet. A z illesztőkörben alkalmazott i n d u k t i v i t á s o k a kimenő ül, bemenő kapacitással alkotnak rezonáns k ö r t , . Stabilitási okokból az előfeszültségek a következők re a d ó d t a k : C7 = 3,8V; £ / = 4 , 8 V ; C/ = 3 , 5 V ; t e h á t : E7 = 0,3V, C 7 = 1 , 3 V . A keverő erősítése 8 MHz-es KF-sávszélésség mellett 2...5 dB. Á kap csolás 900 MH-íg alkalmas keverésre. 010
QS10
O 2 0
S0
QS20
P
O D
Maximális keverőerősítést természetesen illesztett transzformátoros, szűrős be- és kimenetek esetén k a p n á n k . Ezzel 8—10 M H z sávszélesség (egy t v Híradástechnika
XXXI.
évfolyam 1980. 1 — 2. szám
5. Alkalmazás A keverőkapcsolás ö n m a g á b a n ' F= 12 dB-es zaj',tényezővel rendelkezik, ami a teljes vevőegységben azáltal csökken, hogy a keverőt kiszajú, nagyerősí-
45
LOi
UoszcG-
o+12V
10. ábra. S z é l e s s á v ú k e v e r ő k a p c s o l á s B F 905 RF
t í p u s ú dualgate M O S F E T - t e l
A=30dB
RF
KF
n
X
RF bemen.
H J KF kimen'
F = 6 dB B933-11
11. ábra. Á t j á t s z ó v e v ő e g y s é g t ö m b v á z l a t a
tésű erősítő és szűrő előzi meg. Ezzel a teljes vevő egység zajtényezője az egész s á v b a n kevesebb, mint 7 dB. A k e v e r ő t ezenkívül K F szűrő követi, amely nemcsak a szükséges a m p l i t ú d ó m e n e t e t biztosítja, hanem a kimeneten még bizonyos szinten megjelenő oszcillátorjelet is kiszűri. A kapcsolás így biztosítja a jó zajtényezőt, kellő erősítés és szelektivitás mellett (lásd a 11. ábrát). Ezzel a keverőfelépítéssel lehetővé v á l t , hogy a teljes vevőegységet különálló modulokból építsük fel, különválasztva a szélessávú (erősítő, keverő) és a hangolt, csatoxnafüggő (szűrők) modulokat. Az, hogy ezek a modulok külön mérhetők, a g y á r t á s b a n , be mérésben nagy előnyt jelent az eddigi hangolt, „egy b e é p í t e t t " rendszerrel szemben. Üzembe helyezés u t á n i csatornaváltáskor csak a szűrőket kell á t h a n golni, i l l . cserélni. Előre behangolt szűrőkkel gyors áthangolásra* nyílik lehetőség, s azzal, hogy nem az egész egységet cseréljük, á r b a n jelentős m e g t a k a r í t á s érhető el (lásd hibajavítás is). 6. Mérési tapasztalatok A keverő bemérése rendkívül gyorsan v é g r e h a j t h a t ó . A kimenő passzív illesztőkörrel a megfelelő K F sáv ban egyenes á t v i t e l t állítunk be. Egy tényezőt azonban nem szabad figyelmen kívül hagyni, s ez a szélessávúság. Ha ugyanis szélessávú wobblerrel t ö r t é n i k a bemérés ( p l . Bohde u. Schwarz g y á r t m á n y ú Polyskop I I I műszerrel), akkor — külö nösen az alacsonyabb frekvenciákon — hamis ered m é n y t kaphatunk. ~ \ A keverő — bemenete szélessávú lévén — nemcsak kever, hanem csekély mértékben a K F sávot is erősíti, s ez meghamisítja a mérést, mivel a k é t görbe
46
(a keverési termék és a direkt ú t görbéje) nyilván valóan egybeesik. A másik probléma a kimenetből adódik. Ez ugyanis csak a tv-jel szempontjából hangolt, keskenysávú, mivel a 8 MHz-es sávszélességet 0 dB-es esés mellett biztosítja (ebben a s á v b a n tökéletes az illesztés). U g y a n a k k o r a K F sávon felül a kimenőkör a direkt ú t r a lankásan eső görbét ad. Ez azt jelenti, hogy most a keverőn direkt ú t o n á t j u t ó , s az illető oszcillátor frekvencia által m e g h a t á r o z o t t csatornába eső be menőjel esik egybe a K F jellel, mivel a wobbler szélessávú bemenete a K F görbét ugyanide rajzolja fel (s ez az eső jelleg miatt zavaróbb). > A probléma k é t ú t o n oldható fel: Az egyik megoldás az, hogy a sorozat beméréséhez speciális célszűrőket alkalmazunk: a bemeneten felül áteresztőt, a kimeneten aluláteresztőt, melyek keresztezési frekvenciája közvetlenül a K F sáv fölött van. Ezzel biztosíthatjuk, hogy hamis jel ne juthas-' son á t a keverőn. A másik megoldásnál pedig a bemérésnél egy, m á r kész, behangolt K F szűrőt és egy behangolt bemenő szűrőt h a s z n á l u n k fel. I R O D A L O M [1] Dr. Kovács Ferenc: F é l v e z e t ő k n a g y f r e k v e n c i á s a l k a l m a z á s a Műszaki K ö n y v k i a d ó , Budapest, 1973. [2] Schürmann, J. Sperrschicht- und M O S — F E T - S c h a l t konzepte Funktechnik No. 22. Í 9 7 6 . S. 720—723. [3] Scluvahn, H;: Das F E T - K o c h b u c h . Theorie und Anwen-, dung von Feldeffekt-Transistoren. Texas Instruments Deutschland G m b H , M ü n c h e n , 1977. [4] R C A Solid State Databook Series. Línear Integrated Circuits arrd MOS Devices. R C A Corporation, U S A , 1972. [5] Preliminary D a t a Sheet of the Dual-Gage M O S — F E T B F 905 T e x a s Instruments Deutschland G m b H , M ü n c h e n , 1977.
Híradástechnika
XXXI.
évfolyam 1980. 1-2.
szám
/
