Mesterpróba Tudományos konferencia végzős MSc és elsőéves PhD hallgatóknak. Távközlés és infokommunikáció témakörében KONFERENCIA KIADVÁNY

Mesterpróba 2012 Tudományos konferencia végzős MSc és elsőéves PhD hallgatóknak Távközlés és infokommunikáció témakörében

KONFERENCIA KIADVÁNY

Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem Villamosmérnöki és Informatikai Kar

BUDAPEST

2012. május 23.

Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem Intézményi azonosító: FI 23344 A program az „Új tehetséggondozó programok és kutatások a Műegyetem tudományos műhelyeiben” TÁMOP - 4.2.2.B-10/1-2010-0009 című projekt támogatásával valósul meg. www.bme.hu • www.kutatas.bme.hu

Mesterpróba 2012 Tudományos konferencia végzős MSc és elsőéves PhD hallgatóknak Távközlés és infokommunikáció témakörében

A Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem Villamosmérnöki és Informatikai Kara által rendezett hallgatói konferencia, a Hírközlési és Informatikai Tudományos Egyesület tudományos bizottsága, az MTA Távközlési Tudományos Bizottsága, az IEEE Hungarian AP/ED/MTT/ComSoc chapter és a TÁMOP - 4.2.2.B-10/1-2010-0009

című projekt

támogatásával.

A konferencia célja kettős. Egyrészt a legjobb végzős hallgatók számára fórumot biztosít, ahol a diplomamunkájuk készítése során elért kiemelkedő eredményeiket be tudják mutatni a szélesebb szakmai közönségnek. Másrészt támogatja a tudományos indíttatású hallgatók első konferencia részvételét. A konferencia tutorial előadásai és a bírálat menete hozzásegíti a hallgatókat a tudományos konferenciák sok esetben formai, technikai - de ezzel együtt tartalmi, minőségi kérdéseket is meghatározó – elvárásainak megfelelő szintű teljesítéséhez.

A benyújtott cikkek többfordulós bírálati folyamat minősíti, ennek eredménye dönt az elfogadásról (peer to peer review). A folyamat során a szerzők írásos visszajelzést kapnak a bírálóktól, a cikk elfogadását és a konferencián való részvételt hivatalos nyilatkozat igazolja.


Mesterpróba 2012

A KONFERENCIA TUDOMÁNYOS ÉS SZERVEZŐ BIZOTTSÁGA

Társelnökök Gerhátné Dr. Udvary Eszter (HTE TB, IEEE MTT/AP/ED/ComSoc Chapter, BME-HVT) Prof. Pap László (MTA TTB, HTE, BME-HIT) Tagok Dr. Cinkler Tibor (BME-TMIT) Győry Erzsébet (BME-TMIT) Dr. Heszberger Zalán (HTE, BME-TMIT) Jakab Tivadar (BME-HIT) Prof. Pávó József (Periodica Polytechnica, BME-HVT) Seller Rudolf (BME-HVT)

TÁMOGATÓK

Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem Villamosmérnöki és Informatikai Kar „Új tehetséggondozó programok és kutatások a Műegyetem tudományos műhelyeiben” (TÁMOP - 4.2.2.B-10/1-2010-0009) Hírközlési és Informatikai Tudományos Egyesület MTA Távközlési Tudományos Bizottsága IEEE Hungarian AP/ED/MTT/ComSoc chapter


Program TUTORIAL 1. Recski András: Néhány jó tanács cikkíráshoz IDŐPONT: 2012.március.28. 16:15 HELYSZÍN: BME V2 épület, 6. emelet, 627-es terem Budapest, 1111, Goldmann tér 3

TUTORIAL 2. Jeney Gábor: Hogyan adjunk elő? IDŐPONT: 2012.május.16. 16:00 HELYSZÍN: BME V2 épület, 6. emelet, 627-es terem Budapest, 1111, Goldmann tér 3


Program A konferencia időpontja: 2012. május 23. szerda, 12:30 – 18:00 A konferencia helye: BME Informatikai épület Budapest XI. Magyar Tudósok krt. 2. I.B. 110 és I.B 210 termek

12:30 Dr. Pap László 1. MSc szekció 13:00 Dávid István 13:20 Csoma Attila 13:40 Nagy Péter 14:00 Hosszu Éva

Megnyitó (I.B.110) helye: I.B. 210 elnök: Dr. Cinkler Tibor Modellalapú fejlesztési módszer komplex események feldolgozásához Cellás mobil rendszerek terheltségének összefüggése a referencia szimbólumok mérési eredményeivel Kommunikációsegítő alkalmazás beszédsérültek számára Monitorozó utak vizsgálata kombinatorikus csoportteszteléssel

2. MSc szekció helye: I.B. 110 elnök: Gerhátné Dr. Udvary Eszter 12:40 Fekete Gábor Tisztán optikai jelregenerálás, jelalakformálás vizsgálata Optikai nemlinearitások: a négyhullám-keverés matematikai 13:00 Lengyel Tamás implementációja és átgondolt alkalmazása DWDM rendszerekben Szalay Zoltán 13:20 ISM sávú rádiós modulok méréstechnikai alkalmazása Attila 13:40 Czett Andor Szilícium-karbid elektromos minősítése 14:00 Futó András Ultra kis feszültségű rezonáns inverter mobil eszközökhöz

PhD szekció helye: I.B. 110 elnök: Dr. Pap László 14:40 Jakó Zoltán Femtocellák alkalmazása LTE rendszerekben 15:00 Megyesi Péter Forgalomemulátor keretrendszer tervezése és fejlesztése 15:20 Nagy Máté IP hálózatok védelmének optimalizálása többszörös hibák esetére Jelterjedési utak topológiára gyakorolt hatásának vizsgálata 15:40 Szabó Dávid játékelméleti módszerekkel Cseh Tamás Modulációs módszerek diszperzió kompenzáló hatása Radio over 16:00 ea: Fekete Gábor Fiber rendszerekben Szüllő Ádám 16:20 GPS szinkronizált időalap biztosítása elosztott radarrendszer számára ea: Tóth Emil 17:15

Gerhátné Dr. Udvary Eszter

Eredményhirdetés és zárszó (I.B.110)


Mesterpróba 2012

DÍJAZOTTAK

Legjobb cikk, PhD hallgató kategória Szabó Dávid Jelterjedési utak topológiára gyakorolt hatásának vizsgálata játékelméleti módszerekkel Konzulens: Dr. Gulyás András

Legjobb cikk, MsC hallgató kategória Czett Andor Szilícium -karbid elektromos minősítése Konzulens: Dr. Mizsei János Szalay Zoltán Attila ISM sávú rádiós modulok méréstechnikai alkalmazása Konzulens: Dr. Nagy Lajos


Modellalapú fejlesztési módszer komplex események feldolgozásához DÁVID István

GÖNCZY László

Méréstechnika és Információs Rendszerek Tanszék Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem Budapest [email protected]

Méréstechnika és Információs Rendszerek Tanszék Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem Budapest [email protected] Jelen cikkben ismert komplexesemény-feldolgozó megoldásokkal (eszközökkel és alkalmazott formalizmusokkal) vetjük össze az általunk kialakított keretrendszert és modellezőnyelvet. A IV. Fejezetben gyakorlati aspektusonként tárgyaljuk, miképp old meg más eszközök által nem kezelt, vagy felvetett problémákat.

Kivonat — Az informatikai infrastruktúrák eseményeinek feldolgozásával olyan információkat állíthatunk elő, amelyeket vezérlési és döntési helyzetekben jól hasznosíthatunk. Az információk kinyerésének alapja az eseményfolyamon értelmezett mintafelismerés. A minták a legtöbb esetben nem atomi jelenségeket írnak le, hanem ezek logikai összekapcsolását: komplex eseményeket. A gyakorlatban jellemző probléma, hogy az eseménymintákat nagyszámú elosztott forrást és időzítési kérdéseket érintve kell megfogalmazni, ami az eseményfeldolgozás kézi konfigurációját nehézkessé és nehezen karbantarthatóvá teszi. A probléma feloldására korábbi munkáinkban egy új, modellvezérelt megközelítést mutattunk be, amely a komplex események modellezésén túl közvetlenül végrehajtható feldolgozási konfiguráció automatikus generálását is lehetővé teszi. Cikkünkben összehasonlítjuk eredményeinket egyéb ismert komplexesemény-feldolgozásra alkalmazott eszközökkel és rámutatunk, miképp oldja meg a keretrendszer a más alkalmazások és formalizmusok által felvetett, vagy nem kezelt problémákat.

II.

A KERETRENDSZER

A. Felépítés Az 1. ábra az általunk kidolgozott koncepciót mutatja be.

Kulcsszavak — komplex események feldolgozása; domainspecifikus modellezés; modell-vezérelt szoftverfejlesztés; ontológiák.

I.

BEVEZETÉS

A. Motiváció, problémafelvetés Az informatikai rendszerek fejlődésével párhuzamosan azok komplexitása is nőtt. Napjainkban a homogén rendszereket szinte teljesen kiváltották az elosztott megoldások, olyan elvekre épülve, mint a szolgáltatásorientált architektúra és az azzal szorosan összefüggő esemény alapú architektúra. Ezek a rendszerek sikeresen használhatják a komplexesemény-feldolgozás (CEP) elvét, például a szolgáltatásminőségi mutatók szinten tartása érdekében. [1] Korábbi munkáinkban [2][3] bemutattunk egy szakterületspecifikus modellezőnyelvet (domain-specific language, DSL), a CEDL-t (Complex Event Description Language) a komplex események modellezéséhez, valamint azt a keretrendszert, amiben a modellezőnyelv segítségével leírt eseménymintákat feldolgozhatjuk. A fontos eseményminták egyértelmű megfogalmazása nagy pontosságú körülírást követel, azonban az üzleti követelmények jellemzően magas szintű koncepciókkal írjuk le. A jelenlegi ipari eszközök nem támogatják a leképezést e két logikai szint között. A gyakorlatban jellemző, hogy a minták leírásához több eseményforrást is fel kell használni a mögöttes rendszer több száz forrása közül. Ez a kiválasztás megfelelő automatizálás nélkül komplex feladat lehet. Az általunk vázolt módszer ezekre a problémákra ad megoldást a rendszer strukturális modelljének ismeretében.

1. ábra: A bemutatott megoldés vázlatos koncepciója.

A komplex események modellezésére a CEDL (Complex Event Modeling Language) nevű, szöveges modellezőnyelv szolgál, ami az általános nyelvi metamodellre épül. Ezen a helyen kerülnek definiálásra olyan alapfogalmak, mint a forrás (Source), vagy a komplex esemény (ComplexEvent). Ezek a fogalmak szakterület-függetlenek, azaz ugyanazzal a jelentéssel bírnak különböző szakterülteken használva őket. Mielőtt egy tulajdonképpeni eseménymintát definiálnánk, az általános nyelvi metamodellt szükségszerűen ki kell terjeszteni a megcélzott szakterületet leíró szemantikus információkkal, valamint a megfigyelt infrastruktúra strukturális adataival (pl.: erőforrások és azok kapcsolatai). A domain (szakterületi) paraméterek historikus, vagy mért adatokból származó értékeket jelentenek, amelyek a kialakított üzleti logikára vannak hatással, például a kiértékelő metrikák elfogadási

1

nem ritka, hogy a tervezőnek több száz metrika alapján kell az üzleti céloknak megfelelő eseménymintát definiálni. A szemantikus tudásbázis (Semantic Knowledgebase – SKB) logikailag egy ontológia, így következtető logikai lejárások alkalmazásával lehetőség nyílik a kapcsolódó üzleti célok alapján a megfelelő metrikák és értékek automatizált származtatására. [2]

tartományait jelölhetik ki. (Például: IP csomagok tolerálható késleltetése.) A modellezés után a megcélzott végrehajtó platform által értelmezhető forráskód áll elő. Ezt a lépést az általunk kifejlesztett Eclipse alapú eszköz automatikusan elvégzi. B. CEDL – a modellezőnyelv A modellezőnyelv a tehát a konkrét szakterülettől független és attól függő részekből áll össze. Ennek gyakorlati értelmezéséhez vizsgáljuk meg a következő példát. 1. Példa. A következő egyszerű atomi eseményminta azt az esetet írja le, amikor az AppServer nevű erőforrás processzor terhelése legalább 90%. Event CPULoadCritical { source AppServer PercentageMeasurement CPULoad Minimum 90 } □

2. ábra: Szakterületi ontológiák fúziója a generikus ontológiával.

A kiemelt kulcsszavak (Event, source, PercentageMeasurement, Minimum) az általános metamodell részei, tehát szakterület-függetlenek. Az AppServer forrás, a CPULoad metrika és annak 90%-os elfogadási értéke viszont a szakterületről (IT infrastruktúra felügyelet) származó információ. A II. C. fejezetben bemutatjuk, honnan származnak ezek az információk és hogyan képezhetők le a nyelvre. Az atomi eseményekből komplex eseményeket képezhetünk a komplexesemény-operátorok felhasználásával. Ezeket a következő táblázat foglalja össze. 1. TÁBLÁZAT: Operátor EXISTS(params) EXISTS(params). timewin(τ) FOLLOWS(params)

CEDL KOMPLEXESEMÉNY-OPRÁTOROK Eseménytípus pont, intervallum pont, intervallum

FOLLOWS_T (params; τ)

pont, intervallum pont, intervallum

CONCURRENT (params)

pont, intervallum

CONCURRENT_T (params; τ)

A 2. ábra bemutatja az SKB vázlatos felépítését. Az egyes szakterületek leíró ontológiáira a gyakorlatban nem tehetünk formai megkötéseket. Ezért, hogy az információkat egyértelműen a CEDL nyelvi szintjére képezhessük le, egy Generikus ontológia rögzíti az eseményfeldolgozáshoz szükséges fogalmakat – erre képződnek le az ún. Domain ontológiák fogalmai a leképező ontológiák segítségével. [4] A generikus ontológia tehát egy rögzített fogalmi halmazt definiál (míg a többi ontológia szakterületenként változik), ami így lehetővé teszi, hogy a nyelvi szintre történő leképezések szakterülettől függetlenül állandóak és rögzítettek maradjanak.

intervallum

Jelentés A paramétereknek létezniük kell. A paramétereknek létezniük kell egy τ hosszú időablakon belül. A paraméterek egymás után következnek. A paraméterek egymás után következnek egy τ hosszú időablakon belül. A pontszerű események egy időben történnek. Az intervallum események párhuzamosan történnek. Az intervallum események párhuzamosan történnek, legalább/legfeljebb τ ideig.

A 2. táblázat a szemantikus tudásbázis adatainak egy példáját mutatja be az informatikai infrastruktúrák monitorozásának területéről. A generikus ontológia alapján ezután már megvalósítható a leképezés a CEDL nyelvi szintjére [2]. A generikus fogalmakból eseménycsonk generálódik, amit a tervező tetszőleges módon felhasználhat mintáinak definiálásakor. 2. TÁBLÁZAT:

A GENERIKUS ONTOLÓGIA FOGALMAI ÉS AZ AZOKRA LEKÉPEZHETŐ ELEMEK EGY PÉLDA DOMAIN ONTOLÓGIÁBÓL.

Generikus ontológiabeli fogalom SourceType Quantifier Metrics Range Qualifier ComplexRelationship ComplexGroup Constraint

C. A szemantikus tudásbázis Az 1. Példában láthattuk, hogyan egészítik ki az általános nyelvi metamodellt a szakterületi információk. Fontos kérdés azonban, hogy ezek az információk milyen módon érhetők el, gyűjthetők össze és tárolhatók. A Strukturális adatok (1. ábra) jellemzően a konfigurációmenedzsment adatbázisokban (Configuration Management DataBase) találhatók meg, vagy könnyen összegyűjthetők a rendszeren lefuttatott felderítő algoritmusokkal (discovery). Ezek az adatok szolgáltatják az eseményforrásokat, amelyekre eseménymintát fogalmazhat meg a modellező. Összetettebb kérdést vet fel a metrikák és elfogadási tartományaik meghatározása, hiszen a gyakorlatban

III.

Példa (az “IT” szakterületéről) Webserver, DatabaseServer load, reliability m1(w1: Webserver, load) r1(0.9, 1) critical(m1, r1) backup(w1:Webserver, w2:Webserver) cluster(w1:Webserver, d1:DatabaseServer) c1(cluster, at_least_one_Webserver)

ESETTANULMÁNY: WEB-KONFERENCIA SZOFTVER MINŐSÉGI MUTATÓINAK BIZTOSÍTÁSA

Az esettanulmány során a BigBlueButton [5] nevű webkonferencia szoftver minőségi mutatóinak adatait dolgoztuk fel. A mérési adatok és az eseményfeldolgozás alapját képező elsődleges következtetés a [6] munkából származnak. A méréseket automatikus ágensek végzik egy távoli szerveren, metrikánkénti bontásban. Olyan rendszerparaméterek figyelhetők meg, mint például a szabad

2

memória mennyisége, a processzorterheltség, a rendszerben lévő felhasználók száma, stb. Rendelkezésre áll továbbá a partnerek közötti átlagos hang és kép késleltetés milliszekundumokban mért értéke. Az ágensek által mért adatok nem közvetlenül az eseményfeldolgozó platformra érkeznek, hanem egy központi adatbázisba – az esettanulmány során az adatok időbélyeg alapján történő visszajátszását alkalmaztuk. A mérés során keletkező késletetés a metrika definíciójából adódóan túlterhelés esetén 0 lesz, a mérés pedig fail-silent módon folytatódik. Eközben a szabad memória hirtelen megugrása egy karakterisztikus jele a hibás rendszerállapotnak. Célunk az ilyen események detektálása. A megoldáshoz a change tracking tervezési minta használható. [2]

A. Kapcsolódó munkák A Carlson-féle Event Detection Algebra (EDA) egy események közti kapcsolatok leírására alkalmas matematikai formalizmus. [7] Nagy leíróereje az alkalmazott magas absztrakciós szintnek köszönhető: az események közti kapcsolatokat alapvetően halmazalgebrai műveletek segítségével írja le. Az 1984-ben publikált Allen-féle intervallum-algebra 13 temporális operátort definiál intervallumok közti kapcsolatok leírására. [8] Tekintve, hogy az események és komplex események alapvetően intervallumként kezelhetőek, ez a formalizmus is alkalmas leírásukra. A BEMN (Business Event Modeling Notation) folyamatalapon közelíti meg az eseményfeldolgozás problémakörét. [9] Alapvetően az események dinamikájára fókuszál, ehhez a BPEL és a BPMN formalizmusát veszi alapul. Deklarált célja utóbbit megfelelően kiterjeszteni. A Snoop [10] aktív adatbázisokhoz definiál eseményspecifikációs nyelvet.

EventStub FastChangingMemoryStub{ sourceType BBBServer ScalarMeasurement freeMem ScalarMeasurement delay actions { Action of Type restartBenchmarking } } Event Peak_Precondition implements FastChangingMemoryStub{ source BBBServer1 @ImplementMeasurement{ ScalarMeasurement freeMem LessThan 40000 ScalarMeasurement delay MoreThan 1 } } Event Peak_Postcondition implements FastChangingMemoryStub{ source BBBServer1 @ImplementMeasurement{ ScalarMeasurement freeMem MoreThan 100000 ScalarMeasurement delay LessThan 1 } }

B. Bővíthető szerkezet A CEDL legfontosabb előnye az említett megoldásokkal szemben a bővíthetősége. Bár alapvetően egy szakterületspecifikus nyelvről beszélünk, amely komplex események modellezésére használható, lehetőséget biztosít a modellező számára, hogy a nyelvet saját elemekkel egészítse ki. Így a nyelv alkalmas például informatikai infrastruktúrák eseményeinek leírására, de leírhatók vele például tőzsdei automatikus kereskedő algoritmusok üzleti logikájához használható események is. Érdemes megjegyezni, hogy a JBoss jBPM5 [11] munkafolyamat-motor is hasonló elveket követ. Az alapvető taxonómiai halmazt a modellezőnek saját problémájára kell szabnia a munkafolyamatokba illeszthető munkaelemek és az azokhoz kapcsolódó munkaelem-kezelő osztályok segítségével. A jBPM5 példája jól mutatja, hogy a kisméretű alapszemantikával rendelkező, de könnyű bővíthetőséget biztosító nyelvek jól alkalmazhatóak „éles” ipari problémákra megoldására. Az előzőleg említett BEMN és Snoop nem rendelkezik a dinamikus bővíthetőség tulajdonságával. Elemkészletük véges, így ennek segítségével kell leírni különböző területek problémáit. Ennek hátránya nyilvánvaló egy olyan eszközzel szemben, amit könnyen, ráadásul bizonyos mértékig automatizáltan testre lehet szabni.

Az elő-, illetve utófeltétel leírja, milyen változást szeretnénk megfigyelni. Végül ezt a két eseményt egy komplex esemény mintában definiáljuk: ha két másodpercen belül követi egymást a két állapot, a mérést újraindítjuk (restartBenchmark akció az eseménycsonkban). ComplexEvent MemoryPeak{ EXISTS(Peak_Precondition Peak_Postcondition).TIMEWIN(2) } □

A mérést sikeresen elvégeztük, a definiált eseménymintát a mérési adatok visszajátszására alapuló végrehajtás során észlelni tudtuk. IV.

ÖSSZEHASONLÍTÁS MÁS ESZKÖZÖKKEL

A követezőkben két-két absztrakt formalizmust és eszközt ismertetünk, amelyek a komplex események modellezésének, illetve feldolgozásának támogatását célozzák meg. A fejezet során ezekkel a koncepciókkal hasonlítjuk össze munkánkat.

3. ábra: Az EDA, az Allen-algebra és a CEDL kapcsolata.

3

Ha az algebrai formalizmusokat vizsgáljuk meg (3. ábra), elmondható, hogy a CEDL teljesen kompatibilis az EDA-val, tehát minden CEDL operátor és struktúra megfogalmazható az EDA segítségével. Előnye ebben az esetben is szakterületspecifikus kiterjeszthetőségében rejlik, amit egy absztrakt algebrával szemben – természetesen – nem elvárás. Az Allenalgebra párhuzamossági operátorai több párhuzamos esetet különböztetnek meg, amelyek azonban gyakorlati szempontból nem relevánsak, ezért a CEDL formalizmusából kimaradtak. (Ezeket természetesen a CEDL segítségével is leírhatjuk: a CONCURRENT operátort, negatív mintákat, illetve időablakokat alkalmazva.)

V.

ÖSSZEGZÉS, KONKLÚZIÓK

Kutatásunk elsődleges célja egy olyan modellalapú módszer kifejlesztése volt, amelynek segítségével a komplex események modellezése hatékonnyá tehető, részben automatizálható. A cikk során összehasonlítottunk eredményeinket egyéb ismert eszközökkel és nyelvi formalizmusokkal a komplexesemény-feldolgozás területéről. Ennek nyomán azt a tanulságot vonhatjuk le, hogy a CEDL nyelv és a hozzá kapcsolódó keretrendszer, kezdeti hiányosságai ellenére számos előnnyel rendelkezik a jelenlegi megoldásokkal szemben. A további munkák közül a legfontosabb a nyelv különböző szakterületeken történő tesztelése és a tapasztalatok alapján a nyelvi elemkészlet javítása. Ehhez szorosan kapcsolódik a szemantikus tudásbázis implementálása több szakterületen. A visszacsatolt adatok esetében fontos, hogy azok frissek és automatizált intelligens adatelemzési módszerek által feldolgozottak legyenek. Az intelligens elemzési módszerek, amelyek az eseményminták tervezéséhez adnak segítséget, jelenleg kutatási stádiumban vannak. A szakterület-specifikus grafikus felület tervei elkészültek, további fontos cél ennek implementálása.

C. Integrált modellezőkörnyezet és végrehajtható szemantika Egy modellezési, vagy programozási nyelv használatához nagy segítség lehet egy megfelelően kialakított fejlesztőkörnyezet. A CEDL-ben való modellezés támogatásához egy Eclipse alapú eszközt hoztunk létre a platform korszerű technológiáinak felhasználásával. Az Xtext keretrendszer [12] szöveges modellezőnyelvek létrehozásra használható. A nyelvi struktúrához az Eclipse platform szolgáltatásait felhasználva és testreszabva hatékonyan állíthatjuk elő a kívánt fejlesztőkörnyezetet. A modellekből különböző eseményfeldolgozó platformokra állítható elő teljes eseménykonfiguráció, azaz: eseményleíró állományok (XML, JSON, vagy POJO formájában); az eseményfolyamot elemző utasítások, „lekérdezések”; akciókezelő szekvenciák, amelyek az eseményminta felismerése hatására hajtódnak végre; valamint általános konfigurációs állományok (ld. Végrehajtó platform által értelmezett fogalmak az 1. ábrán). Ezt a leképezést az Xtend [13] keretrendszerrel valósítjuk meg, amely egy JVM-ben végrehajtható template-nyelv. A BEMN és a Snoop eszközökkel összevetve: ezek nagy hátránya, hogy csupán a modellezés elemkészletét definiálják. Nincs valódi végrehajtható szemantikájuk és a kapcsolódó publikációk sem térnek ki ilyen irányú továbbfejlesztési irányokra. Ez alapjaiban kérdőjelezi meg használhatóságukat a modellalapú kontextusban, hiszen nincs valódi átjárhatóság a modell és a végrehajtható kód között. Nyilvánvaló továbbá, hogy egy szakterület-specifikus modellezőnyelv képességeiről és használhatóságáról csak akkor bizonyosodhatunk meg, ha „éles” ipari környezetben is kipróbáltuk azt. Végrehajtható szemantika nélkül nincs lehetőség validálni egy modellezőnyelvet, így nem meglepő, hogy a BEMN és Snoop sem volt képes nagy áttörést hozni a gyakorlatban.

FELHASZNÁLT IRODALOM [1] B. Pickering, S. Robert, S. Ménoret, E. Mengusoglu, “Modeldriven Management of Complex Systems”, LNCS vol. 5421/ 2009. 3rd International Workshop on [email protected], Toulouse, France, 2008 [2] I. Dávid, “Modellalapú fejlesztési módszer komplex események feldolgozásához”, BME VIK Tudományos Diákköri Konferencia, 2011. [3] I. Dávid, “A model-driven approach for processing complex events”, Student paper at European Dependable Computing Conference, Sibiu, 2012. [4] A. Pataricza, L. Gönczy, A. Kövi, Z. Szatmári, “A methodology for standards-driven metamodel fusion”, MEDI'11 Proceedings of the First international conference on Model and data engineering, 2011. [5] http://www.bigbluebutton.org/ [Online] [6] I. Kocsis, A. Pataricza, Z. Micskei, I. Szombath, A. Kövi, Zs. Kocsis, “Cloud Based Analytics for Cloud Based Applications”, Proc. of 1st Int’l IBM Cloud Academy Conf., Research Triangle Park, NC, US, 2012. [7] J. Carlson, “An Intuitive and Resource-Efficient Event Detection Algebra”, Mälardalen University Licentiate Thesis No.29, 2004. [8] J. F. Allen, “Maintaining knowledge about temporal intervals”, Communications of the ACM , vol. 26, Issue no. 11, pp. 832843, November 1983. [9] G. Decker, A. Grosskopf, A. Barros, “A Graphical Notation for Modeling Complex Events in Business Processes”, Business Information Systems, Springer, vol. 4439, pp. 29-40, 2007. [10] S. Chakravarthy, D. Mishra, “Snoop: an expressive event specification language for active databases”, Data & Knowledge Engineering, vol. 14, Issue no. 1, November 1994. [11] http://www.jboss.org/jbpm [Online] [12] Eclipse Foundation, “Xtext Reference Documentation”, 2011. [13] S. Efftinge, S. Zarnekow, “Extending Java”, PragPub, Issue no. 30, pp. 5-11, December 2011.

D. Karbantartható modell A modellvezérelt fejlesztés egyik legnagyobb gyakorlati kihívása a modell és a végrehajtható szemantika (kód) szinkronban tartása. A CEDL és a hozzá kapcsolódó keretrendszer tervezésénél nagy súlyt kapott a futás közbeni mérési adatoknak a modellbe történő visszacsatolhatóságának támogatása, akár on-line módon is. Ennek eredményeképp az eseménymodell automatikusan frissíthető és új konfiguráció állítható elő a megcélzott eseményplatformra. Ez a fajta megközelítés nem csak a nyílt forráskódú és az eddig említett eszközökhöz képest újszerű, de a nagy gyártók eszközei sincsenek rá felkészítve.

4

Adóteljesítmény hangolása felhasználói mérések alapján interferencia-limitált cellás rendszerekben Csoma Attila

Vidács Attila

HSN Lab Távközlési és Médiainformatikai Tanszék Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem Budapest [email protected]

HSN Lab Távközlési és Médiainformatikai Tanszék Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem Budapest [email protected] módosítása. Érdemes a vizsgálódást az LTE1 hálózatra szűkíteni, mint a legkorszerűbb megoldásra.

Abstract—Napjainkra szinte teljes lefedettséget értek el a cellás mobilhálózatok. Ez sűrűn elhelyezett és nagy energiafogyasztású bázisállomások folyamatos üzemeltetését igényli a szolgáltatóktól, s így a szektor energiafogyasztása és környezetre gyakorolt hatása globális mértékben is számottevő. Utóbbiakat mérsékelheti azonban a mobilok számára rádiós összeköttetést biztosító bázisállomások fogyasztásának csökkentése, adaptív módon. Ehhez egy olyan paraméter meghatározása szükséges, melynek segítségével megállapítható, hogy adott cella adóteljesítménye csökkenthető-e a felhasználói elégedettség megtartása mellett. Jelen cikkben bemutatom, hogy a mobilok által folyamatosan szolgáltatott referencia jel mérések alkalmasak ennek megállapítására, valamint ezen megállapítást alátámasztó vizsgálatok elvégzéséhez milyen szimulációs környezetet és beállításokat használtam. Ezen kívül ismertetem a különböző teljesítmény profilokkal végzett mérések összehasonlításából kapott eredményeket.

Egy ilyen mérőszám megtalálásának érdekében megvizsgáltam, hogy az RSRP (Reference Signal Received Power, referencia szimbólum vett teljesítménye, amelynek számítása az LTE hálózatokban került bevezetésre2) méréseket felhasználva megállapítható-e, hogy milyen mértékben csökkenthető egy cella teljesítménye, az újgenerációs hálózatok magas minőségi követelményeinek megtartása mellett. Ezen felül kerestem ezekhez a mérőszámokhoz egy megfelelő határértéket, amelyet minimális követelményként meghatározva elérhető, hogy a rendszer áteresztőképessége a felhasználók többségének ne essen az alá a szint alá, amelyet maximális adóteljesítménynél volna képes elérni. A cikk felépítése a következő: a II. fejezet hasonló témával foglalkozó cikkeket ismertet, a III. fejezet leírja a referencia szimbólumokkal kapcsolatos mérések folyamatát, a IV. fejezet bemutatja a szimulációs környezetet és a mérések során használt fontosabb szimulációs beállításokat. Az V. fejezet felsorakoztatja és értékeli a kapott eredményeket. A VI. fejezet összefoglaló, amely kitér az elkövetkező feladatokra is.

Kulcsszavak; eNodeB, LTE, energiahatékonyság, RSRP

I. BEVEZETŐ A mobilkommunikáció széles körű elterjedésének köszönhetően és a növekvő felhasználói igények kielégítése érdekében az egyes szolgáltatók folyamatosan bővítik hálózataikat. Ezzel természetesen együtt jár azok áramfogyasztásának emelkedése is. Emiatt a mobil kommunikációs hálózatok fenntartási költségeinek jelentős részét teszi ki azok üzemeltetése (1. ábra [1]), továbbá növelik a globális energiafogyasztást és ezzel együtt a CO2 kibocsájtást is. A cellás rendszerek esetén az áramfogyasztás jelentős részéért a bázisállomások felelősek. Köszönhető ez nagy számuknak és állandó üzemidejüknek, amelyek a folyamatos elérhetőséget szolgálják olyan paraméterekkel, amelyek a legterheltebb időszakokhoz lettek beállítva. Ígéretes megoldás lehet tehát a szektor energiafogyasztásának jelentős csökkentésére a bázisállomások teljesítményének adaptív módon történő beállítása, az aktuális felhasználói igényekhez igazodva. Ennek megvalósításához azonban olyan mérőszámok szükségesek, amelyekkel megállapítható, hogy hogyan változtatható az adóteljesítmény a felhasználói élmény megtartása mellett. Ezeknek lehetőleg már a jelenlegi megvalósításokban is rendelkezésre kell állnia, hogy így elkerülhető legyen a már üzemelő rendszerek jelentős

II. ELŐZMÉNYEK A bázisállomások energiahatékonyságának kérdésével az utóbbi 3GPP kiadások már konkrétan foglalkoznak (Release-9, Release-10, Release-11), remélve, hogy csökkenthetik az egyre növekvő infrastruktúrával rendelkező mobil operátorok környezeti hatásait. A megoldások lényege, hogy ha az adótornyok megfelelően alacsony forgalmat érzékelnek, akkor ''alvó'' állapotba kapcsolnak. Ekkor a fogyasztást csak a csatorna és a felhasználók monitorozása okozza. Egy másik alternatíva, hogy az egyes területek lefedéséért több réteg felelős. Pl. egy nagy sebességű hozzáférést biztosító cella (A) és egy, csak az alap GSM szolgáltatásokat nyújtó, akár nagyobb területi lefedettséget biztosító (B). Amennyiben nincs igény a szélessávú kapcsolatra, úgy az A cella kikapcsol, és a terminálokat átveszi a B állomás. 1

2

5

Long Term Evolution, a legújabb, 4. generációs mobil hálózatok magas átviteli sebességgel. Hasonló funkciójó mérés más néven a korábbi rendszerekbe is található.

1. ábra Energiafelhasználás eloszlása mobilszolgáltatón belül A bázisállomások okozta összfogyasztás csökkentése népszerű kutatási téma, mellyel számos publikációban foglalkoznak. Ezek között vannak, amelyek a fizikai eszközök hatásfokának a növelésével, az infrastruktúra módosításával vagy pedig szoftveres átalakításokkal próbálnak meg jobb mutatókat elérni. A nem hardveres megoldások közös vonása, hogy az eddig fix teljesítménnyel sugárzó állomásokat igyekeznek a környezet változásaihoz igazítani. Felismerték ugyanis, hogy a várható csúcsidő maximumához kiszámított adóteljesítménnyel sugárzó cellák pazarlást jelentenek a kevésbé forgalmas időszakokban, interferencia limitált esetet feltételezve.

2. ábra Rádiós erőforrás kiosztás LTE hálózatban III.

Az LTE hálózatok fizikai rétege OFDM-t (ortogonális, frekvenciaosztásos multiplexelés) használnak a letöltési irányban. Időtartományban a rádiós keretek hossza 10ms, amelyben 1ms-os alkeretek (subframe) találhatóak. Az alkeretek tovább vannak osztva két egyforma időrésre (slot) amelyek hossza 0,5ms és minden slot 6 vagy 7 szimbólumidőnyi szeletből áll. Frekvenciatartományban az LTE 15 kHz-es tartományokkal, úgynevezett al-vivőkkel (subcarrier) dolgozik. Az egy segédvivőn megjelenő, egy szimbólumidőnyi elemet nevezik egy erőforrás elemnek (resource element, RE). A könnyebb kezelhetőség érdekében a legkisebb, ütemező által kiosztható elem két darab erőforrás blokk (resource block, RB), amik egyenként egy darab időrést (slot) és 12 al-vivőt (sub-carrier) foglalnak magukba (2. ábra [8]).

Kézenfekvő megoldás pl. hogy az alacsony kihasználtságú periódusok során a megfelelő bázisállomások ''kikapcsolásával3'' is fenntartható a szükséges szolgáltatási minőség. Kulcskérdés, hogy mely állomásokat lehet alvó állapotba helyezni és mikor. Erre mutat lehetőséget [2] és [3]. Szintén e problémára keres megoldást [4], de itt már konkrétan UMTS hálózatoknál ajánl egy algoritmust a bázisállomások fogyasztásának csökkentésére. Figyelembe veszi azt is, hogy a különböző forgalmi igények csoportosíthatóak (adat, hang, videó) és más hálózati követelményekkel rendelkeznek. További lehetőségként különböző fogyasztási profilok bevezetésével és ezek közötti váltásokkal próbál alacsonyabb áramfogyasztást elérni [5]. A bázisállomások ki- és bekapcsolásához hasonló lehetőséget mutat be [6], de itt figyelembe veszik, hogy hogyan csökkenthetnék a szolgáltatók kiadásaikat, ha hajlandóak lennének az együttműködésre, és szükség esetén felajánlanák saját infrastruktúrájuk használatát egymásnak. További megoldás lehet a nagy területeket lefedő és nagy fogyasztással rendelkező bázisállomások kiváltása alacsonyabb fogyasztású mikro vagy piko cellákkal. Ennek lehetséges hatásaival foglalkozik [7]. A módszer hátránya azonban hogy új bázisállomások üzembe helyezését igényli, vagyis az infrastruktúra módosítását. A nagyobb számú adótorony ráadásul extra adminisztrációs és üzemeltetési feladatokat ró a hálózati operátorra. Ezen azonban segíthet az LTE specifikációkban már bevezetett önszerveződő hálózatok (SON, Self-organizing networks) elterjedése, amelyek képesek automatikusan optimális beállítások választásával konfigurálni önmagukat.

Ahhoz, hogy meg tudjuk határozni az adatok átviteléhez használható legjobb modulációt, ismernünk kell a csatorna minőségét. Erre LTE esetében referenciaszimbólumok beszúrása szolgál (3. ábra). A felhasználói terminálok a használt sávszélesség középső hat erőforrás blokkjában 40 ms-os mintákat véve mérik ezek teljesítményét. A mintavételezés és különböző szűrések elvégzése után átlagolással számolják az RSRP értéket. Vagyis meghatározzák, átlagosan milyen jelerősséggel érzékeli a terminál az adott cella által sugárzott referenciaszimbólumot. Minél magasabb egy RSRP, annál jobb vételi minőségűnek tartja az azt sugárzó cellát az eszköz. IV.

SZIMULÁCIÓS KÖRNYEZET ÉS BEÁLLÍTÁSOK

A bázisállomások (base station, BS) fogyasztásának csökkentése azért lehet nagy hatással az operátor üzemeltetési költségeire, mert minden változtatás azok számával arányos mértékű hatást fejt ki. Sűrűségük azonban változó. Egy ritkán lakott, sík területen természetesen kevesebb bázisállomás is elég egységnyi terület lefedésére, míg egy forgalmas, városi környezetben a tornyok kisebb területet szolgálnak ki. Így a nagyobb felhasználószám mellett azonos minőséget nyújtanak, viszont azonos minőségi követelmények biztosításához kisebb teljesítmény is elegendő lehet. Az adóteljesítmények módosítása tehát az utóbbi környezetben érezteti leginkább hatását, így szimulációk futtatásánál is ilyen területet érdemes vizsgálni.

Ezek a megoldások azonban vagy nem alkalmasak a bázisállomások fokozatos adóteljesítményének csökkentésére (csak kikapcsolt vagy bekapcsolt állapot különböztetnek meg), vagy nem térnek ki arra, hogyan állapítható meg a felhasználók által érzékelt hálózati minőség. Az általam keresett módszer a fentiek alkalmas kiegészítése lehet, megfelelő környezetben.

A mérések során az volt a célom, hogy megállapítsam, ha adott infrastruktúra mellett csökkent az adóteljesítmény, változik-e a hálózat áteresztő képessége, és ez a változás észlelhető-e és ha igen, hogyan, az RSRP mérések értékein keresztül. Ennek érdekében öt, különböző szimuláció eredményeit hasonlítottam össze, amelyekben a bázisállomások fix adóteljesítménnyel sugároztak, rendre 20, 15, 10, 5 és 1 watton.

Jelen cikkben adottnak veszem az infrastruktúrát. Úgy tekintettem, hogy azon jelentős módosítás nem végezhető, csupán adóteljesítmény állításával lehet befolyásolni annak összfogyasztását. 3

REFERENCIA SZIMBÓLUMOK MÉRÉSE

A cella olyan állapota, amelyben csak monitorozási műveleteket végez.

6 3. ábra Referencia szimbólumok elhelyezkedése

4. ábra Szimulációs környezet celláinak elhelyezkedése A. Felhasznált szimulátor A mérések elvégzéséhez egy belső használatra szánt szimulátort használtam. Ez egy modulárisan bővíthető, dinamikus környezetet modellező eszköz. A rádiós csatornát részletesen (alcsatornákig, erőforrásblokkokig elmenően) modellezi, Képes felsőbb szintű protokollok működését (FTP, VoIP) is szimulálni, valamint a cellák közötti váltást és a cellaspecifikus referencia szimbólumok módosulását is képes részletesen kezelni. A megvalósítások a 3GPP modellnek felelnek meg. A részletes megvalósítás hátránya, hogy a szimulációk futtatása lassú.

5. ábra Letöltési sebesség felhasználónként, csökkenő sorrendben A tesztek futtatása során terjedési modellként az OkumuraHata modellt alkalmaztam [9]. Ezt városi, kisvárosi környezetre fejlesztették ki, így illeszkedett a szimulációs környezethez. Empirikus modell, nagyszámú valós mérés alapján számolt görbékkel dolgozik. Bár az empirikus modellek általában nem a legpontosabbak, gyorsan lehet velük számolni. Az Okumura-Hata modell paraméterekkel megadott egyenlettel működik, amelyben az egyes értékeket több különböző környezetre is kiszámították, így egyszerűbb a városi és a kevésbé sűrűn lakott területek közötti váltás.

B. Szimulációs terület A mérések elvégzéséhez használt szimulátor konfigurációjában egy városi környezetben működő LTE hálózatot állítottam be. A vizsgált bázisállomások 25 m magasra kerültek, az antennák 10○ dőlésszögével. A vizsgált terület méhsejt elrendezésben a 19 bázisállomás (4. ábra) mindegyike közel 500 méteres távolságra állt egymástól, 3-3 szektorsugárzóval. Ez megfelel egy átlagos városi területnek. A bázisállomások a tetőszintek magasságában vannak. Az egy tornyon található cellákat 120○ elforgatásokkal helyeztem el. A háromszektoros felbontás előnyeként a cellák külön állíthatóak, ha szükséges, más-más dőlésszöget is felvehetnek. A modellezett rendszerrel interferencia limitált hálózatot vizsgáltam, amelyben az adóteljesítmény csökkentése egy terhelt hálózatban egyben az interferencia csökkenésével is együtt jár.

D. Felhasználói modellek A felhasználókat véletlenszerűen helyeztem el a szimulációs területen. Létrejöttük után 3 m/s sebességű egyenletes mozogással indultak el egy véletlenszerűen sorsolt irányba. A sebesség megválasztásánál az volt a fő szempont, hogy minél több mintavételezés történhessen a vizsgált területen, a felhasználó nagyszámú bázisállomást érintsen, de a sétáló sebességtől csak kissé távolodjon el. A termináloknak FTP kapcsolat szimulálásával generáltak adatforgalmat. A felhasználókat két csoportra osztottam aszerint, hogy fel- vagy letöltöttek (uplink és downlink). A szimuláció során minden csoportban folyamatosan jelen volt 60 felhasználó, de amint egy terminál befejezte a feladatát, kikapcsolt, és helyette egy frissen generált egyed jelent meg véletlenszerű helyen. A feltöltést végzők feladata 1 MB-os forgalom lebonyolítása volt, a letöltést végzőknél pedig 5 MBos. A fájlméretek megválasztásakor az volt a szempont, hogy a háttérben működő TCP protokoll küldési ablaka felvegye a csatorna minőségének megfelelő méretét, valamint kielégítsen egy viszonylag reális felhasználói igényt (tipikusan: séta közben egy online videoklip megtekintése). A szimuláció hosszát, technikai nehézségek és a lassú futási idő miatt, 50 másodpercre állítottam be.

C. Árnyékolás A rádiós rendszerek működésének szimulálása során fontos, hogy megfelelően legyenek modellezve a tereptárgyak, interferencia vagy más okok miatt bekövetkező jelveszteségek. Ezek számítására szolgálnak az árnyékolási modellek. Az egyik fontos tényező az úgynevezett több utas terjedés következménye. A küldött jel a tereptárgyakon visszaverődhet több úton, különböző veszteséggel jutva el a vevőig. Ha a vevő mozog, akkor a Doppler-csúszást (frekvencia eltolódás) is figyelembe kell venni. A szimulátor, amelyet a mérésekhez használtam, modellezi az ebből fakadó jelminőség romlást, és figyelembe veszi a felhasználók mozgási sebességet is.

V. SZIMULÁCIÓS EREDMÉNYEK Mivel a bázisállomások fix és azonos adóteljesítménnyel sugároztak az egyes szimulációk során, a bázisállomások összfogyasztása a különböző adóteljesítmények esetén egyértelműen becsülhető. Éppen ezért az eredmények kiértékelésekor az elsődleges szempont, hogy kiderüljön, hogyan módosul a felhasználók számára a rendszer áteresztőképessége, valamint ez az adóteljesítmény csökkentéséből fakadó minőségromlás milyen RSRP szintekhez köthető. Ezzel ugyanis eldönthető volna, milyen mértékben változtatható az adott cella teljesítménye, hogy

Városi környezetben az épületek közötti mozgás okozta árnyékolást nevezik shadow fadingnek. A szimulációs környezet kontrolljának megtartásáért és az eredmények ellenőrizhetőbbé tételének érdekében a mérések során ezt kikapcsoltam. Valós környezetben a cellák peremén szemcsézetté válik a lefedettség. Ilyen helyzetben ezt a problémát nagyszámú méréssel lehet elkerülni. A megfelelő értékek megtalálása után, nagyobb szimulációk során azonban visszakapcsolom a shadow fadinget és a valóságnak megfelelő értékre állítom be.

7

magasan tartott kiszolgálási minőség mellett is csökkenthető legyen annak fogyasztása. A. Átviteli teljesítmény Első lépésben megvizsgáltam az adóteljesítmény és a rendszer átviteli képessége közti összefüggést. A mérések során az derült ki, hogy a végberendezéseknél mért átviteli sebesség változása nem jelentős, ha az adóteljesítményt 20Wról 10W-ig csökkentjük (a mérési eredmények normalizált értékét mutatja az 5. ábra. Az ábra értelmezése: x tengely – a sikeres/megkezdett letöltési folyamat sorszáma, y tengely: az adott folyamban elért bitsebesség normalizált értéke. A folyamatok sebesség alapján lettek rendezve). Vagyis az elért letöltési sebesség és átviteli kapacitás értékek alapján arra lehet következtetni, hogy egy bázisállomás adóteljesítménye, a felhasználói élmény rontása nélkül, fokozatosan csökkenthető akár a felére is. A 10W alatti eseteknél azonban már látványosan romlik a minőség. Itt kezd el ugyanis észlelhetővé válni a zaj az interferenciához képest az egyes felhasználóknál. Ez csökkenti az elérhető modulációs módokat, amitől csökken az elérhető bitsebesség is.

6. ábra RSRP mérések tapasztalati eloszlása VI. KÖVETKEZTETÉSEK ÉS ELKÖVETKEZŐ MUNKÁK A szimulációs eredményekből látszik, hogy sűrűn telepített városi környezetben az adótornyok teljesítménye a felhasználói élmény romlása nélkül csökkenthető a forgalomtól függetlenül is. Leolvasható, hogy az egyes cellákon elérhető áteresztőképesség adott adóteljesítmény mellett következtetethető az RSRP mérésekből. Ezen mérések hosszútavú statisztikái segíthetnek megállapítani, hogyan csökkenthető egy adott cella adóteljesítménye és energiaigénye anélkül, hogy a szolgáltatás minősége romlana. Azonban további szimulációk szükségesek a határértékek pontosabb megállapítására, valamint egy olyan algoritmus kifejlesztésére, amely adaptív és iteratív módon, több cellára kiterjedően optimálisra hangolja a cellák adóteljesítményét.

B. RSRP mérések A szimulációkban mért RSPR értékek tapasztalati eloszlását mutatja a 6. ábrán. Megfigyelhető, hogy a 20W, 15W, 10W profillal készült méréséknél közel együtt mozognak az értékek, az eltolás megegyezik az adóteljesítmények közötti különbséggel, vagyis ez alapján a mobilok csekély minőségi különbséget érzékeltek a modellek között. Ez egybeesik az elért átviteli teljesítmény vizsgálatakor kapott eredményekkel is. Az 5 és 1 W-os esetekben, ahol már jelentősen rosszabb az áteresztőképesség, az RSRP értékek eloszlása is romlott. Vagyis az RSRP mérési értékek alapján következtethető, hogy a cella által nyújtott átviteli minőség hogyan változott a felhasználók számára. Ahhoz, hogy a csatorna kapacitása maximálisan kihasználható legyen, a 64 QAM moduláció alkalmazása szükséges. Minden modulációhoz tartozik azonban egy csatorna minőség, melyet a jelnek minimálisan el kell érnie. Ez alatt az átvitt jel olyan mértékben változik, amire az adott kódolás már érzékeny és nem képes helyreállítani az eredeti szimbólumokat. Ekkor a bázisállomás kénytelen egy jobb hibatűréssel bíró kódolásra váltani, amivel viszont csökken az átküldhető hasznos adat mennyisége. A rendszer áteresztőképességének magasan tartása érdekében tehát az a fontos, hogy a rádiós csatorna minősége elegendő legyen a legjobb kódolási módok használatához. A mérések alapján látható volt, hogy a legjobb esethez (20W) viszonyítva a 15W és 10W profilú szimulációk is közel azonosan teljesítettek terhelt hálózatnál. Ezek vizsgálatával a célom egy olyan algoritmus megalapozása volt, amely képes RSRP mérések alapján beállítani egy cella adóteljesítményét a minimálisan szükségesre, a felhasználói élmény megtartásával. Ezért elengedhetetlen egy RSRP határérték, ami alá csökkenve romlik az áteresztőképesség. Minimálisan úgy határoztuk meg, hogy a felhasználók 95%-a kell, kapjon megfelelő szolgáltatást. Az ehhez tartozó határértéket az RSRP eloszlását mutató 7. ábráról olvashattuk le, amely -80 - -85 dB körüli.

REFERENCES [1]

[2]

[3]

[4] [5]

[6]

[7]

[8]

[9]

8

Tao Chen, Honggang Zhang, Zhifeng Zhao, and Xianfu Chen. „Towards Green Wireless Access Networks”. In Proceedings of 5th International ICST Conference on Communica-tions and Networking in China (CHINACOM), pages 1–6, 2010. Sheng Zhou, Jie Gong, Z Yang, Zhisheng Niu, Peng Yang, and Development Corporation. „Green mobile access network with dynamic base station energy saving”. Proc of ACM MobiCom, 9(262):10-12, 2009. Marco Ajmone Marsan, Luca Chiaraviglio, Delia Ciullo, and Michela Meo. „Optimal energy savings in cellular access networks”. 2009 IEEE International Conference on Communications Workshops, i(1):1-5, 2009. Luca Chiaraviglio and D Ciullo. „Energy-aware umts access networks”. Scenario, pages 1-5, 2008. Eunsung Oh and Bhaskar Krishnamachari. „Energy savings through dynamic basestation switching in cellular wireless access networks”. Communications Society, pages 1-5, 2010. Marco Ajmone Marsan and Michela Meo. „Energy efficient management of two cellular access networks”. ACM SIGMETRICS Performance Evaluation Review, 37(4):69, 2010. Fred Richter, Albrecht J Fehske, and Gerhard P Fettweis. „Energy efficiency aspects of base station deployment strategies for cellular networks”. 2009 IEEE 70th Vehicular Technology Conference Fall, D(4):1-5, 2009. Liang Zhang. „Network capacity, coverage estimation and frequency planning of 3GPP Long Term Evolution”, Linköping University, Institutionen för systemteknik, Department of Electrical Engineering, 2010. Y. Okumura, E. Ohmori, T. Kawano, and K. Fukuda, "Field Strength and Its Variability in VHF and UHF Land-Mobile Radio Service," Review of the Electrical Communication Laboratory, 16, pp. 825-873, 1968.

Kommunikációs segédeszköz beszédsérültek számára Nagy Péter, Tóth Bálint, Németh Géza Távközlési és Médiainformatikai Tanszék Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem {nagyp, toth.b, nemeth}@tmit.bme.hu

A. Felhasználó réteg és alkalmazási terület Az Európai Unió területén jelenleg 3 millió mérsékelten, valamint 2 millió súlyosan 1 beszédsérült ember él. Magyarországon a beszédsérüléssel élő emberek számra körülbelül 9000 főre 2 tehető. A beszédkészségét elvesztheti valaki születési rendellenesség következtében, külső behatások, traumák hatására, közvetve idegrendszeri vagy egyéb megbetegedések miatt. Ez jelentős hátrány a beszédfogyatékkal élő emberek életében, és akár mentális problémák (pl.: depresszió, folyamatos szorongás) forrása is lehet [1]. Így egy rendszer, mely képes helyettesíteni elvesztett beszédkészségüket nem csak a kommunikáció problémája esetén adhat megoldást, hanem mentális problémák esetén is.

Kivonat—Beszédsérült emberek számára gondot okoz a mindennapi kommunikáció. Számukra egy olyan megoldás, mely akár részben pótolja elvesztett beszédkészségüket, nagy fontossággal bír. A technológia fejlődésével a mobil eszközök jelenlegi erőforrásai alkalmasak arra, hogy új típusú kommunikációt hozzanak létre a felhasználóval a beszéd interfész használatával, szövegfelolvasó segítségével. Egy olyan alkalmazás, mely gépi szövegfelolvasást használ, nem csak a mindennapi kommunikációban használható, hanem terápiás céllal is alkalmazható beszédsérültek gyógykezelésében. Cikkünk egyrészt ismerteti a területen eddig elért eredményeket, hasonló céllal készített szoftvereket. Továbbá bemutatja saját alkalmazásainkat, melyek a legelterjedtebb mobil platformokon, valamint asztali számítógépeken futnak. Végül áttekintjük az egyes alkalmazások felhasználói tesztjeinek eredményeit is. Beszédsérültek; szövegfelolvasás Android; kommunikáció, terápia

I.

(text-to-speech);

Egy megfelelően megalkotott, beszédképességgel ellátott alkalmazás akár terápiás céllal is használható szakemberek segítségével. Egy beszédsérült ember speciális kezelésre szorulhat, és bizonyos esetekben (pl. afázia), a beszéd és nyelv terápia alkalmas megoldás lehet a beszédkészség fejlesztésére [2]. Bár ez a terápia nem mindig vezet maradéktalan eredményhez, a folyamatos gyakorlás egy jól képzett logopédus segítségével javítani képes a beszédkészségen. Ha az alkalmazás képes megfelelő hang visszajelzés szolgáltatására, egy idő után akár szakember jelenléte nélkül, önállóan is folytatható a terápia.

szoftver;

BEVEZETÉS

A mai mobil eszközök segítségével már nem csak telefonálhatunk és szöveges üzeneteket küldhetünk, hanem hozzáférhetünk az internethez, multimédiás célokra használhatjuk ezeket a készülékeket, vagy akár összetett, erőforrás igényes alkalmazásokat futtathatunk rajtuk. Több mobil operációs rendszer alatt is elérhetőek olyan alkalmazások melyek beszédfogyatékkal élők számára készültek, azonban ezek egyike sem támogatja a magyar nyelvet.

B. Céleszközök és korábbi megoldások Az alkalmazások számára választott céleszköz esetében különbséget kell tenni a mindennapos felhasználásra szánt szoftver valamint a terápiás céllal használandó alkalmazás között. Mindennapos használat esetén egy könnyű, hordozható eszköz a megfelelő, mely nagyméretű kijelzővel rendelkezik a gyors szövegbevitel és olvashatóság érdekében. A mai okostelefonok kielégítő megoldást nyújtanakerre, nagy számítási kapacitásuk, hordozhatóságuk, valamint egyre növekvő kijelző méreteik következtében. Terápiás célú alkalmazás esetében viszont a személyi számítógépek szolgálhatnak elsődleges eszközül, hiszen ebben az esetben nem a hordozhatóság a legfontosabb követelmény. Ebben az esetben nagy előnyt jelent a szövegbevitel gyorsítása és megkönnyítése a billentyűzet segítségével, az okostelefonokhoz képest jelentősen nagyobb kijelző méret, valamint az, hogy külső, nagyobb teljesítményű hangszórók is könnyen csatlakoztathatóak.

Beszédsérült emberek számára verbális kommunikáció a mobilhálózaton keresztül – speciális eszközök segítsége nélkül – elképzelhetetlen. A mobil eszközök azonban a beszédfogyatékkal élő emberek számára is fontosak, hiszen jelentősen javítják ezen emberek életszínvonalát, valamint bármikor, bármilyen helyzetben segítséget kérhetnek a készülék segítségével. Cikkünk célja, hogy bemutassa a beszédsérültek szükségleteit és a terület korábbi megoldásait. Valamint hogy ismertesse az általunk elkészített kommunikációsegítő megoldásokat, melyek kifejezetten beszédsérült felhasználók számára készültek. II.

PROBLÉMAFELVETÉS

A következő fejezetben bemutatásra kerül a lehetséges felhasználói réteg, valamint alkalmazási terület, majd ezt követi a rendelkezésre álló megoldások ismertetése.

1 2

9

http://www.tiresias.org/phoneability/telephones/user_numbers.htm http://www.nepszamlalas.hu/hun/kotetek/12/tables/load2_1_4_2.html

A korábban készült megoldások két kategóriába sorolhatóak: megoldások dedikált, saját hardverrel (pl. TextSpeak3, Allora4); valamint szoftveres megoldások, melyek palmtopokon [1], Windows Mobile operációs rendszert használó PDA (Personal Digital Assistant) készülékeken [4, 7], illetve Android operációs rendszerű okostelefonokon (pl.: TalkNow 5 ) használhatóak. A szoftveres megoldások nagy előnye a dedikált hardverrel rendelkező megoldásokkal szemben kedvező áruk, valamint hogy a felhasználónak nem kell újabb eszközt magával hordoznia. 1. TÁBLÁZAT

tervezésekor és megvalósításkor már közel 20 éves tapasztalat állt rendelkezésre a beszédsérültek számára készített alkalmazások területén. A VoxAid rendszer új generációja személyi számítógépeken, Android operációs rendszerű valamint Windows Mobile 6 operációs rendszerű okostelefonokon használható. Minden egyes alkalmazás esetében egy megfelelően tervezett, intuitív és közös felhasználói felület megvalósítása szükséges, ugyanis fontos követelmény az alkalmazásokkal szemben, hogy azok gyorsan üzemeltethetőek legyenek, valamint hogy ne igényeljenek hosszadalmas tanulási procedúrát. Az alkalmazásoknak szöveg-beszéd átalakítást (Text-To-Speech, TTS) kell használniuk, a szükséges funkcionalitás biztosítása érdekében. A beszédsérült felhasználói célcsoport összetétele heterogén. Az eltérő beszédsérülés (afázia, orrhangzósság, dysarthria, dysphonia, stb.) különböző igényeket támaszt egy kommunikáció segítő alkalmazással szemben. Az általánosan használható felhasználói felület, valamint a különböző beszédsérülések eltérő igényei egymásnak ellentmondó követelményeket fogalmaznak meg. Ezért olyan megoldásokat alkottunk, melyek támogatók (logopédusok, családtagok) segítségével a felhasználó speciális igényeihez alakíthatóak az egyénileg összeállított szöveg állományok, valamint a többféle szövegbeviteli mód segítségével.

MEGOLDÁSOK ÖSSZEHASONLÍTÁSA

Allora

TouchSpeak

Talk Now

VoxAid rendszer*

Szoftver megoldás

-

+

+

+

Platform

saját

palmtop

Android

Windows, Windows Mobile, Android

Egy kézzel üzemeltethető

-

+

+

+

Magyar nyelv elérhető

-

-

-

+

Többféle szövegbeviteli mód

-

+

-

+

Kötetlen szövegbevitel

+

+

-

+

Előre eltárolt szövegek mennyisége

100 üzenet

Eszköz memória alapján



Tárolt elemek szerkesztése eszközről

+

-

+

+

Három új alkalmazás került megvalósításra a VoxAid rendszer új változatában: a MonddKi (Windows Mobile 6 vagy annál újabb operációs rendszerű okostelefonokra), a MonddKiAndroid (Android 2.2 vagy annál újabb operációs rendszerű okostelefonokra), illetve a MonddKiDesktop (terápiás céllal készült Windows operációs rendszerű személyi számítógépekre). Az egyes alkalmazások alapkoncepciója, hogy a felhasználó által bevitt szöveget az alkalmazás beszéddé alakítja és ezt a hordozó eszköz hangkimenetén lejátssza. A megvalósításhoz szükséges komponensek rendelkezésre állnak (magyar nyelvű szöveg-beszéd átalakító, felhasználói interfész összetevői). Eddig nem volt olyan magyar nyelvet támogató alkalmazás, mely lehetőséget nyújt többféle szövegbevitelre és megfelelően képes alkalmazkodni a felhasználó igényeihez.

*A VoxAid rendszer jelen cikkben ismertetett új változata.

Négy megoldást hasonlít össze az 1. táblázat. Dedikált hardverrel rendelkezik ezek közül az Allora, a többi szoftveres megoldás. A szoftveres megoldásoknak is lehetnek hardveres hátrányai. Például a TouchSpeak alkalmazás megfelelő megoldás lehet afáziás betegek kezelésekor, azonban a hordozó palmtop meghibásodása esetén cserealkatrész nem feltétlenül biztosítható az eszközhöz.

Mindhárom alkalmazás három lehetőséget kínál a szövegbevitelre: szabad szöveg, kötött szöveg és félig kötött szöveg. A szabad szövegbevitel egy szövegszerkesztő ablak, ahol a felhasználó a billentyűzet segítségével vihet be tartalmat, majd ezt a beépített szöveg-beszéd átalakító segítségével felolvastathatja. A felhasználó felolvastathatja a teljes bevitt tartalmat, vagy annak egy részét (például egy mondatot), vagy a felolvasás történhet az aktuálisan kijelölt szövegrészlet alapján.

A fenti szempontok indokolttá teszik egy új kommunikációs megoldás létrehozását beszédsérültek számára. A cél olyan szoftverek létrehozása volt, melyek képesek alkalmazkodni a felhasználó igényeihez, a beszédsérülés típusához, magyar nyelven üzemeltethetőek, és többféle szövegbevitelt tesznek lehetővé. Ilyen alkalmazásokat valósít meg a VoxAid rendszer új változata. III.

Kötött szöveg módban a felhasználó nem kap lehetőséget tényleges szövegbevitelre a billentyűzet segítségével, hanem előre eltárolt mondatokat használhat fel. Az egyes mondatok kategóriák szerint csoportosíthatóak és jeleníthetőek meg a gyors és hatékony keresés és választás érdekében. A felhasználó először lehetőséget kap a kategória kiválasztására, majd annak mondatai közül választva olvastathatja fel a kívánt tartalmat. Az alkalmazások nem rendelkeznek megkötésekkel a kategóriák vagy az általuk tárolt mondatok számára.

RENDSZER FELÉPÍTÉSE

A következőekben ismertetett eszközök a VoxAid rendszer [4-6] továbbfejlesztett, és megújított változatai. A VoxAid első változata 1993-ban készült, így a jelenlegi alkalmazások 3

http://www.digac.com/talktype.htm http://www.zygo-usa.com 5 http://newburygraphics.com/talknow/talknow.html 4

10

Félig kötött szövegbevitel esetén is előre eltárolt mondatok használhatóak, kategóriák szerint rendszerezve. Itt az egyes mondatok tartalmaznak azonban szerkeszthető részeket, melyeket a felhasználó választáskor módosíthat a kívánt tartalomra. Például egy mondat lehet: „Kérlek, gyere értem ”. Ebben a mondatban a „HOVA” szövegrészlet szerkeszthető, azonban a mondat többi része nem. A mód nem tartalmaz megkötéseket itt sem a mondatok és a kategóriák számára vonatkozóan, továbbá egy mondat tetszőleges számú szerkeszthető részt tartalmazhat, azzal a megkötéssel, hogy a szerkeszthető részek nem fedhetik át egymást. Az előre eltárolt kategóriák valamint mondatok egy egyéni XML (eXtensible Markup Language) séma szerint tárolhatóak. Az egyes sémák mindhárom alkalmazás esetében megegyeznek, így az egyik alkalmazás segítségével elkészített állomány használható a másik két alkalmazással is. Ezzel a megoldással is biztosítható a platformok közötti átjárhatóság. IV.

1. ábra A MonddKiAndroid felhasználói felülete. Balra: Kötött szöveg kategórialistája, jobbra: félig kötött szöveg egy mondatának szerkesztése.

ELKÉSZÜLT MINTARENDSZEREK

Ebben a fejezetben az elkészült megoldások közül kettő: a MonddKiAndroid, valamint a MonddKiDesktop kerül bemutatásra. A MonddKi alkalmazás [4], valamint annak újabb változata [7] korábban részletesen bemutatásra került.

A szövegbevitel mellett az alkalmazás rendelkezik beállítási lehetőségekkel is: a szöveg mérete, a háttér és előtérszín állítható, valamint lehetőség van a szövegfelolvasó hangerejének, hangmagasságának és sebességének állítására. Az alkalmazás segítségével külön elérhető felületen módot kap a felhasználó a kötött és félig kötött szövegállományok szerkesztésére is. A felhasználó új kategóriákat vehet fel, új mondatokat készíthet, valamint szerkesztheti a korábban létrehozottakat.

A. MonddKiAndroid Jelenleg az Android a legnépszerűbb6 operációs rendszer az okostelefon piacon, nagyon sok különböző készülék kerül forgalomba nap, mint nap. Ezek a készülékek nagyon eltérőek mind hardver, mind szoftver tekintetében. Sok különböző Android disztribúcióval érkeznek, különböző teljesítménnyel, kijelző mérettel és felbontással rendelkeznek. Ezért fontos, hogy az alkalmazás megfelelően optimalizált legyen, ne használjon feleslegesen sok erőforrást, valamint egységes megjelenést biztosítson különböző méretű kijelzőkön is.

B. MonddKiDesktop A MonddKiDesktop a terápiás felhasználásra szánt alkalmazás, mely Microsoft Windows alapú számítógépeken futtatható. A szoftver teljesen új felhasználói felülettel rendelkezik, ugyanis ebben az esetben nem jelent korlátozó tényezőt a kijelző mérete. A felület ebben az esetben is lapokra osztott nézettel rendelkezik a főbb funkciók számára. A nagyobb kijelző méret, valamint az egyszerűbb szövegbevitel, illetve a pontosabb mutatóeszköz egy gyorsabban és egyszerűbben vezérelhető alkalmazás megalkotását teszi lehetővé.

A MonddKiAndroid a mindennapi használatra szánt korábbi MonddKi alkalmazás [4][7] Android operációs rendszert használó okostelefonokon futtatható változata. Az alkalmazás mindhárom korábban ismertetett szövegbeviteli módot támogatja. A korábbi rendszerhez képest szükséges volt a grafikus felhasználói felület újratervezése, valamint további funkciók is megvalósításra kerültek.

Az alkalmazásban a kötött és félig kötött szöveg állományok szerkesztése nem külön felületen került megvalósításra. A felhasználó lehetőséget kap használat közben a módosítások elvégzésére, vagy akár új állomány létrehozására. A szoftver lehetőséget nyújt különböző és korlátlan számú állomány használatára, valamint azok váltására futási időben, továbbá ezen állományok exportálására is tetszőleges helyre és név alatt. Ez a funkció szükséges ahhoz, hogy a logopédusok állományokat állíthassanak össze kezelt pácienseik számára, a különböző személyes mondatlisták szétválasztásával. Így a MonddKiDesktop adminisztratív felületként is használható a többi alkalmazás számára, mivel az egyes megoldások közös formátumban tárolják a kötött és félig kötött szöveg mondatait. Az asztali változat segítségével a változtatások elvégzése gyorsabban történhet [8], és az állomány exportálása után az használható bármely más platformon. Az alkalmazás lehetőséget nyújt továbbá

A felhasználói felület újratervezése nem csak az optimalizáció miatt fontos, hanem azért is, mert ezek a készülékek már nem rezisztív kijelzővel rendelkeznek, hanem kapacitívval. Ezáltal speciális toll (stylo) helyett a felhasználó ujjai segítségével tudja vezérelni az alkalmazást. Ezzel a megoldással a rendszer használata kényelmesebb, azonban az ujjak mérete miatt más méretű és típusú vezérlőket szükséges használni a felhasználói felületen. A felhasználói felület lapokra bontott nézetet biztosít, ez látható az 1. ábrán.

6

http://www.canalys.com/newsroom/smart-phones-overtake-client-pcs-2011

11

tetszőleges számú és hosszúságú, a szabad szöveg beviteli módban elkészített tartalom mentésére, és későbbi betöltésére.

vélemények és értékelések lehetőséget adnak a felület fejlesztésére, valamint további funkciók beépítésére. Továbbá tervezzük egy újabb elemzés során annak értékelését, hogy a terápiás célra szánt MonddKiDesktop alkalmazás milyen mértékben képes javítani a terápiás kezelések hatékonyságán. Ez hasonló páciensek esetén kiértékelhető lesz, abban az esetben, ha a páciensek eltérő fejlődést érnek el a terápia során.

A MonddKiDesktop alkalmazásban is lehetőség van a szövegméret állítására, és a szövegfelolvasó hangerejének, hangmagasságának, és sebességének beállítására. A terápiás felhasználhatóság érdekében az alkalmazás biztosítja továbbá a szavankénti felolvasás lehetőségét. Ha a beállítás aktív, a felolvasó minden egyes szó között a felhasználó által specifikált hosszúságú szünetet tart. Ekkor lehetőség van a hangsúlyozás megőrzésére, vagy annak elvetésére. A hangsúlyozás megőrzésekor egy mondaton belül a hangsúlyok nem mozdulnak el, csak a szavak közti szünet nő, míg elvetéskor minden szó külön mondatként kerül felolvasásra. V.

Az alkalmazások jelenleg a magyar nyelvet támogatják, de a bennük használt szabványosított beszéd interfészek Android és Windows operációs rendszereken lehetőséget adnak a felolvasó nyelvének egyszerű váltására. Fejlesztés alatt áll egy felhő alapú tárolást nyújtó szolgáltatás, melynek segítségével a felhasználók tárolhatják elkészített állományaikat, és egyszerűen, gyorsan szinkronizálhatják azokat a különböző platformok között.

FELHASZNÁLÓI TESZTEK

Az alkalmazások jelenleg a korábban ismertetett platformokon készen állnak. A beszédsérültek száma nem elhanyagolható, és szükségük van egy olyan megoldásra, mellyel helyettesíteni képesek beszédkészségüket. Reményeink szerint az általunk készített megoldások használható alternatívaként szolgálhatnak, és folyamatos fejlesztéssel és támogatással segítséget nyújthatnak a mindennapokban, valamint a terápiás kezelések során.

A használhatóság megállapításához és a hiányzó, de szükséges funkcionalitások meghatározása érdekében a MonddKiAndroid esetében beszédsérült felhasználók segítségével, a MonddKiDesktop esetében logopédus szakemberek közreműködésével végeztünk felhasználói teszteket. A tesztelés több mint fél éve zajlik. A beszédsérült felhasználóktól, valamint logopédusoktól kapott visszajelzések alapján új funkciók kerültek be az alkalmazásokba. Ilyen funkció az asztali változatban megjelent szavankénti felolvasás lehetősége, vagy a korlátlan számú szabad szöveg tárolásának lehetősége. Valamint immáron az okostelefon változatban is elérhető az állományok szerkesztésének lehetősége, illetve a szövegfelolvasó testreszabhatósága.

KÖSZÖNETNYÍLVÁNÍTÁS A kutatást a BelAmi: ALAP2-00004/2005, a TÁMOP4.2.2-08/1/KMR-2008-0007 és a TÁMOP-4.2.1/B-09/1/KMR2010-0002 projektek támogatták.

Az alkalmazás használhatóságát egy összehasonlító elemzés során is értékeltük. 13 felhasználó sajátította el az alkalmazások használatát és értékelte azokat több szempont (használhatóság, felépítés logikussága, sebesség, stb.) szerint. Az értékelésben résztvevők mindegyikének sikerült elsajátítania az alkalmazások kezelését, és használnia azokat. Az alkalmazások használhatósága és hasznossága nem értékelhető objektív mérőszámok segítségével, ugyanis ennek értékelésére nincs kidolgozott eljárás, így a felhasználók szubjektív véleményskálán értékeltek. A felhasználhatóságra egy ötös skálán 4,85 átlagos pontszámot adtak az okostelefon változat, valamint 4,5 átlagos pontszámot az asztali változat esetén. Az elemzés során a résztvevőknek különböző feladatokat is meg kellett oldaniuk (kijelölt mondat felolvastatása, beállítás elvégzése, szövegállomány szerkesztése), melynek során az elvégzéshez szükséges időt mértük. Az asztali alkalmazás segítségével átlagosan közel 34%-kal gyorsabban végezték el a kitűzött feladatokat a felhasználók, mint a MonddKiAndroid segítségével. Az elemzést részletesen ismerteti és kiértékeli [8]. VI.

IRODALOMJEGYZÉK [1]

[2]

[3]

[4]

[5]

[6]

ÖSSZEFOGLALÁS

[7]

A kutatás közel 20 éve tart, azonban a megfelelő erőforrások (logopédusok, ápolók, szociális munkások együttműködése) hiánya nagyban hátráltatja azt. Ezért a korábban említetteken felül együttműködés céljából további beszédsérült partnereket keresünk. Az összegyűjtött

[8]

12

Fogyatékos Személyek Esélyegyenlőségéért Közalapítvány: Összefoglaló tanulmány az "SZ25/12 Beszédfogyatékos felnőttek logopédiai ellátása" című modellkísérleti programról, Budapest, 2005., pp. 20-36. Peter Kitzing, Elisabeth Ahlsén, Bodil Jönsson – Communication aids for people with aphasia, Logopedics Phoniatrics Vocology. 2005; 30: pp. 41-46. Mieke Van De Sandt-Koenderman, Jiska Wiegers, Philippa Hardy – A computerized communication aid for people with aphasia, Disability and Rehabilitation, 2005;27(9):pp. 529-533. Tóth, B., G. Németh, G. Kiss, Mobile Devices Converted into a Speaking Communication Aid, 9th International Conference on Computer Helping People with Special Needs, Paris, France, July 5-9, 2004, pp. 1016-1023. Olaszy, G. and G. Németh, VOXAID: An Interactive Speaking Communication Aid Software for the Speech Impaired, Proceedings of Eurospeech '93, Sept. 1993, Berlin Germany, pp. 1821-1824. Tóth, B, and Németh, G.: VoxAid 2006: Telephone Communication for Hearing and/or Vocally Impaired People, Proc. of Computers Helping People with Special Needs, 10th ICCHP 2006, July 2006, Linz, Austria, Springer, ISSN 0302-9743, pp. 651-658. Nagy, P.: Kommunikáció segítő alkalmazás készítése PDA készülékre, BME VIK, 2010., Szakdolgozat, pp. 23-45. Tóth, B, Nagy, P. and Németh, G.: New Features in the VoxAid Communication Aid for Speech Impaired People, Accepted to 13th International Conference on Computers Helping People with Special Needs, July 2012, Linz, Austria

Monitorozó utak vizsgálata kombinatorikus csoporttesztteléssel Hosszu Éva∗ , Dr. Tapolcai János† Távközlési és Médiainformatikai Tanszék Budapesti M˝uszaki és Gazdaságtudományi Egyetem (BME), Magyarország E-mail: ∗ [email protected], [email protected]† Kivonat—Ebben a cikkben a nem-adaptív kombinatorikus csoporttesztelési feladat egy speciális változatával foglalkozunk, amikor a csoporttesztek mérete korlátos. Ekkor a cél, hogy egy n elemu˝ halmazban megtaláljunk a hibás elemet csoporttesztek segítségével. Egy teszt legfeljebb k elem halmazából áll, és a kimenete kétféle lehet: van benne hibás elem, vagy nincs. Katona Gyula 1966-os eredményének felhasználásával kituzünk ˝ egy matematikai programot, ami megadja az optimális megoldást. El˝oször megmutatjuk a binomiális együtthatók összegének néhány tulajdonságát, majd a matematikai program gyors megoldhatóságának részleteire térünk ki, és adunk egy algoritmust, mely gyorsan megoldja a feladatot.

I. B EVEZETÉS Az optikai hálózatokban kulcsfontosságú szerep jut a hibamonitorozásnak és –lokalizálásnak. Széles körben elfogadott módszer, hogy erre olyan eszközöket, ún. monitorokat használnak, amik a hálózat egy adott részét figyelik. A monitorok bármilyen állapotbeli változás észlelésekor hibajelzést bocsátanak ki, amiket azután szétterjesztenek a hálózatban. Ha minden szükséges csomópont a begy˝ujtött hibajelzések alapján egyértelm˝uen azonosítani tudja a hibát UFL megoldásunk van. Ahhoz, hogy a hibakezelés egyszer˝usödjön és kisebb számításigény˝u legyen, fontos, hogy úgy csökkentsük a monitorok számát, hogy ne menjen a hibalokalizálás pontosságának rovására. Tekintsük a legáltalánosabb megközelítést, az out-of-band monitorozást. Ebben az esetben a hálózathoz hozzáadunk néhány külön monitorozásra dedikált fényutat. Minden monitorhoz tartozik egy fényút, ami áthalad néhány linken, így a monitor a hozzá tartozó linkek állapotát azonnal meg tudja határozni. Az UFL legegyszer˝ubb megoldása, ha a linkeket egyesével monitorozzuk. Ehhez nyilvánvalóan O(|E|) monitorra van szükség, ahol |E| a hálózat éleinek száma. Azonban ez az egyszer˝u megközelítés sok teret hagy a fejl˝odésnek a monitorok számának csökkentését illet˝oen. Az el˝oz˝o megoldást javítja, ha több linkb˝ol álló fényutakat használunk a monitorozáshoz. Ezt az ötletet már sokat tanulmányozták, mint monitorozó köröket, utakat és traileket [1], [5], [10], [3], [9], [8]. Ideális esetben bináris kódolással b hosszú trailekkel egyszeres linkhibát egy 2b −1 él˝u hálózatban is lokalizálhatunk, azaz a dlog2 (|E| + 1)e hosszú m-trailek elégségesek. Néhány m-trail allokáló algoritmus, mint például az RCA-RCS ezt a korlátot egyszeres hiba esetén hatékonyan megközelíti [6], azonban az ilyen megoldások nagyon hosszú m-traileket használnak, amik a hosszú detektálási id˝o mellett

rossz jelmin˝oséget is eredményeznek, ami hibát okozhat a monitorban. A fizikai réteg torzításaiból adódó korlátozások [4] sem teszik lehet˝ové tetsz˝olegesen hosszú m-trailek használatát, ezért fontos megvizsgálni az m-trail allokálási feladat azon esetét, amikor korlátozzuk a monitorozó utak hosszát. A cikkben el˝oször áttekintjük a kapcsolódó kombinatorikus csoporttesztelési eredményeket. Katona tételei alapján [2] javasolunk egy új algoritmust, ami egy gráftopológiára vonatkozóan legfeljebb k hosszú m-traileket használva meghatározza a szükséges m-trailek számára vonatkozó b alsó korlátot egyszeres linkhiba esetén. A cikk a következ˝oképpen tagolódik. A II. szakaszban röviden leírjuk a csoporttesztelési megközelítést motiváló monitorozó-út feladatot. A feladat matematikai leírását a III. szakaszban adjuk meg. A IV. szakaszban bemutatjuk a javasolt algoritmust, végül az V. szakaszban összefoglaljuk a cikket. II. M OTIVÁCIÓ Ebben a szakaszban áttekintjük a monitorozó utak általános koncepcióját, amit a csoporttesztelési feladatot motiválta. Tekintsünk egy optikai hálózatot, amiben egyetlen hibás linket szeretnénk lokalizálni a bevezetésben vázolt monitorozó utak segítségével. A cél egy megoldást adni, ami a monitorozó utaknak egy b elem˝u {T1 , T2 , . . . , Tb } halmazából áll. Egy link meghibásodása esetén minden olyan monitor, amihez tartozó m-trail áthalad a hibás linken, generál egy hibajelet, amit továbbít a hálózatvezérl˝onek. Ez generál bel˝ole egy [a1 , . . . , ab ] hibajelet úgy, hogy minden Tj monitorozó út aj állapotát rögzíti, ahol aj = 1 jelenti azt, hogy a Tj m-trail kiadott egy hibajelzést, és aj = 0 azt, hogy nem. Az egyes linkek meghibásodásához tartozó hibajelekb˝ol egy hibakódtábla állítható össze, amire az 1. ábrán látható egy példa. A hosszkorlátos feladat egy adott G = (E, V ) gráf éleihez olyan bináris hibakódok hozzárendelését jelenti, amik teljesítik a következ˝o három feltételt. UFL feltétel: minden e ∈ E élhez egy c(e) = Ae = [ae1 , ae2 , . . . . . . aeb ] egyedi bináris nem csupa nulla hibakódot kell rendelni, amiben b a hibakód hossza, és ael egy bináris számjegy, ami 1 értéket vesz föl, ha a Tl -lel jelölt l-dik monitorozó út átmegy ezen a linken, és 0-át különben. Út–feltétel: az ael = 1 linkeknek utat kell alkotniuk minden l = 1, . . . , b esetén. Erre azért van szükség, hogy a

13

k ha i = 1, . . . , b, akkor létezik olyan T 0 1 , . . . T 0 b elválasztó rendszer is, ahol |T 0 i | = k for i = 1, . . . , b.

1. ábra. M-trailek egy hálózatban és a hibakód-tábla.

megfelel˝o m-trail ténylegesen végig tudjon haladni a megfelel˝o pozícióban 1-est tartalmazó linkeken. Hossz–feltétel: minden monitorozó út legfeljebb k linkb˝ol állhat. A kombinatorikus csoporttesztelési feladat ennek egy relaxált változata, amiben az út–feltételt nem vesszük figyelembe. III. A KOMBINATORIKUS CSOPORTTESZTELÉSI FELADAT III-A. A feladat formalizálása A vizsgált nem-adaptív CGT (kombinatorikus csoporttesztelési) feladat bemenete egy k pozitív egész paraméter és az E = {e1 , . . . , en } halmaz, ahol n = |E| az E elemeinek száma. Egy csoporttesztet a Ti ∈ E részhalmaz alkot, ahol i = 1, . . . , b, és b az tesztek száma. Az i-dik csoporttesztben lev˝o elemek számát |Ti |-vel jelöljük. A teszteket egyszerre indítjuk, anélkül, hogy el˝ore tudnánk bármelyik eredményét. Egy Ti teszt kétféle eredményt adhat: 1-et, ha Ti -ben benne van a hibás elem, és 0-át egyébként. Keressük a legkisebb olyan b-t, amire léteznek olyan T1 , . . . Tb tesztek, hogy |Ti | ≤ k ha i = 1, . . . , b, és lehet velük 1 hibás elemet azonosítani. Egy hasonló konstrukciót, az elválasztó rendszer fogalmát [2]-ben ismertették. Legyen H = {1, 2, . . . , n} egy véges halmaz és legyenek A1 , A2 , . . . , Am a H részhalmazai. Azt mondjuk, hogy az A = {A1 , A2 , . . . , Am } egy elválasztó rendszer, ha bármely két különböz˝o x, y ∈ H elemre létezik olyan Ai , 1 ≤ i ≤ m, ami x és y közül pontosan az egyiket tartalmazza. Ha azt is feltesszük, hogy minden i-re az Ai halmaz számossága legfeljebb k, akkor a hosszkorlátos m-trail problémához hasonló feladatot kapunk azzal a különbséggel, hogy az m-trail problémában a hibamentes állapotot is kell tudnunk kezelni. Jegyezzük meg, hogy ha k = n, akkor a hagyományos nem-adaptív CGT feladatot kapjuk. Jelölje S(n,= k) a szükséges tesztek minimális számát abban az esetben, ha minden teszt pontosan k elemb˝ol áll. Katona megmutatta, hogy S(n,≤ k) = S(n,= k) [2, Theorem 2]. Ennek az állításnak megadjuk egy egyszer˝u bizonyítását. 1. Lemma. Legyen E = {e1 , . . . , en }. Ha k ≤ n2 , és létezik a T1 , . . . Tb tesztekb˝ol álló elválasztó rendszer úgy, hogy |Ti | ≤

Bizonyítás: A bizonyításban megadunk egy transzformációt, ami egy k-nál kisebb méret˝u Ti tesztet egy |T 0 i | = k tesztté konvertál i = 1, . . . , b-re úgy, hogy a T 0 i is elválasztó rendszer marad. A transzformáció néhány elem hozzáadásával kib˝ovíti a teszteket, így miután minden tesztre alkalmaztuk, egy olyan megoldást kapunk, amiben Ti ⊆ T 0 i minden i-re. Legyen x ∈ Ti tetsz˝oleges Ti -beli elem. Ekkor az y ∈ E elemet az x elem-párjának hívjuk, ha Ti kivételével pontosan ugyanazokban a tesztekben szerepel, mint x. Nyilván az y nem illeszthet˝o be a Ti -be úgy, hogy az továbbra is elválasztó rendszer maradjon. Ha egy elem egyik Ti -beli elemnek sem elem-párja, akkor azt szabad elemnek hívjuk. A szabad elemek beillesztése nem rontja el az elválasztó rendszer tulajdonságát {T1 , . . . , Tb }-nek. Az lemma igazolásához még azt kell még megmutatni, hogy mindig létezik szabad elem. Tegyük fel, van olyan Ti , amiben minden elemnek van elem-párja. A Ti -t˝ol diszjunkt elemek száma n − |Ti |. Mivel Ti < k ≤ n2 , ezért n − |Ti | > |Ti |, így mindig van szabad elem, amivel egy teszt b˝ovíthet˝o. Ezt az eljárást addig ismételjük, amíg minden tesztben pontosan k elem lesz. Könny˝u megmutatni, hogy ez a lemma kiterjeszthet˝o arra az esetre is, ha k > n2 . Ekkor ha a n2 -nél nagyobb méret˝u Ti tesztek helyett a komplementer halmazukat tekintjük. Belátható, hogy a következ˝o tétel ekvivalens [2, Theorem 3]-mal. 1. Tétel. S(n,≤ k) megegyezik azzal a minimális b egész számmal, ami teljesíti a következ˝o két egyenl˝otlenséget: " # r r X X b b bk ≥ i + (r + 1) · n − , (1) i i i=0 i=0 ahol r egyértelm˝uen meghatározható egész olyan, hogy r+1 X b i=0

i

≥n>

r X b i=0

i

(2)

A hosszkorlátos monitorozó utak esetén, ahol a hosszúságot élszámmal mérjük, a következ˝o megfeleltetések érvényesek: b a monitorozó utak száma, k a monitorozó utak legnagyobb megengedett hossza, r pedig egy segédváltozó. A következ˝oekben leírunk egy matematikai programot a b kiszámítására. III-B. A matematikai program Ahhoz, hogy b-t meghatározzuk, egy matematikai programot kell megoldani. A következ˝oekben megvizsgáljuk, hogy ez hogyan tehet˝o meg gyorsan. Rögzített b esetén az els˝o r binomiális együttható összegére nem ismert könnyen számítható formula. Ezért bevezetjük a következ˝o jelölést: X r b b = , (3) r i i=0

14

b = 0:

1

b = 1:

1

b = 2:

1

b = 3:

1

b = 4:

1

2 3

4 5

4 7

11

8 15

16

I. táblázat. A módosított Pascal–háromszög

ahol

b és r nemnegatív egész számok úgy, hogy 0 ≤ r ≤ b. A rb jelölést használva (2) így írható föl: b b ≥n> (4) r+1 r

El˝oször belátjuk a rb következ˝o tulajdonságát. 2. Lemma. Ha 1 ≤ r ≥ b akkor b−1 b−1 b + = . r−1 r r

(5)

Tudjuk, hogy i bi = b b−1 i−1 , ha 1 ≤ i ≤ b, így (1) a következ˝o alakba írható: r r r−1 X X X b b−1 b−1 b−1 i =b =b =b· i i−1 i r−1 i=0 i=1 i=0 (10)

b−1 b−1 A r−1 és r -nek az r0 -val súlyozott átlaga a következ˝ovel egyenl˝o: b−1 b−1 (1 − r0 ) + r0 = r−1 r b−1 b−1 b−1 + r0 − = r−1 r r−1 b−1 b−1 + r0 . (11) r−1 r Tehát ahhoz, hogy (9)-et belássuk, azt kell megmutatni, hogy " # r X b b−1 (r + 1) · n − = b · r0 · (12) i r i=0

Bizonyítás: A levezetés során a binomiális együtthatók következ˝o tulajdonságát használjuk ki: b−1 b−1 b + = . (6) i i+1 i+1

teljesül. Ezzel ekvivalens, hogy r X b b = r0 · , n− i r+1 i=0

A (2) teljesül, mert

átrendezve

X X r r−1 b−1 b−1 b−1 b−1 + = + = i i r r−1 i=0 i=0 r−1 r X X b−1 b−1 +1+ = i i i=0 i=1 r r−1 X X b−1 b−1 +1+ = i i+1 i=0 i=0 r−1 X b−1 b−1 1+ + = i i+1 i=0 X r−1 r X b b b 1+ = = (7) i + 1 i r i=0 i=0

n=

A következ˝o lépésben megmutatjuk, hogy (1) a következ˝o alakba írható: b−1 b−1 k ≥ (1 − r0 ) + r0 (9) r−1 r

b b + r0 · , r r+1

(14)

ami pont (8)

definiáló egyenlete. Tehát a rb függvénnyel az 1. Tételben lev˝o matematikai program a következ˝o alakba írható: min b

(15) b−1 b−1 ≥ (1 − r0 ) + r0 (16) r−1 r b b = (1 − r0 ) + r0 (17) r r+1 0 ≤ r0 < 1, b ∈ N + , r ∈ N + , 0 ≤ r < b .(18)

k n

IV. A LGORITMUS A MATEMATIKAI PROGRAM MEGOLDÁSÁRA

b

A r együtthatókból a Pascal–háromszöghöz hasonló konstrukció képezhet˝o, ha a Pascal–háromszögben a jobb oldalon álló 1-eseket a megfelel˝o 2-hatványokkal helyettesítjük, a többi elemet pedig a rekurzív formulával számítjuk ki. Ez látható az I. táblázatban.

b b Legyen 0 ≤ r0 < 1 olyan, hogy n a r+1 és r súlyozott átlaga, azaz b b n = (1 − r0 ) + r0 (8) r r+1

(13)

Katona az alábbi alsó korlátot adta b-re [2], [7]: bk ≥

k n

log2 (n) + n−k n log2

log2 ( nk )

n n−k

.

(19)

Els˝oként vegyük b := bk + 1-et, és keressük meg azt a r oszlopot, ahol rb ≥ n, majd teszteljük az így kapott (b, r) párt. Ezt ismételjük b := b + 1-gyel addig, amíg a teszt 1-es eredményt ad. Ennek a végrehajtásához az kell, hogy ismerjük a módosított Pascal–háromszöget. Ennek az elemei dinamikusan számíthatóak, ezért sok m˝uveletet igényel. A továbbiakban adunk egy olyan algoritmust a matematikai program megoldására, amihez nem szükséges a módosított Pascal–háromszöget ismerni.

15

b 35

Algorithm 1: A tesztek minimális száma Input: n, az elemek száma, és k, a tesztek maximális mérete Result: b begin log2 n 1 b := k log n + n−k log n // by [2] n

2 3 4 5 6

7 8 9 10 11

2 k

n

æ

ò

æ

30 æ

ò

25 20

2 n−k

x1 := 1 , y1 := 0 for r = 1 to dbe do x0 = x1 // rb változója b b+1 x1 := b−r+1 · x0 // r+1 változója

b y0 = y1 // r változója b y1 := y0 + x1 // r+1 változója if y1 ≥ k then break repeat b := b + 1

b+1

b y1 = y0 + y1 // r+1 := rb + r+1 b+1 b x1 = x0 + x1 // r+1 := rb + r+1

y0 = 2y0 − x0 // b+1 := 2 rb − rb r r x0 = x0 (1 + b−r+1 ) b+1 b r // := 1 + b−r+1 r r if x0 ≥ n then b+1 b b−r−1 := 1 + r+1 r+2

r+2

b b+1 b := 2 + r+2 r+1 r+2 r := r + 1 n−hb+1i r0 := b+1 brc hr+1i−hrbi

b until k ≥ (1 − r0 ) r−1 + r0 rb return b − 1

15

æ

ò

æ

ò æ

ò ò

ò

æ æ

ò

æ

òò

10

æ

ææ

òò

æææ

òò

æææ

òòò

æææ

òòòò

ææææ òò æò ææææææææ òòòò òòòòòòòò æò æò ææææææææææ

5 10

20

30

40

k 50

2. ábra. Összehasonlítás: háromszöggel a (19)-beli korlát, körrel az algoritmussal kapott korlát

m˝uveletekkel hatékonyan minimális számát.

kiszámolja

a

csoporttesztek

KÖSZÖNETNYILVÁNÍTÁS Köszönetet mondunk Rónyai Lajosnak az értékes ötleteiért és tanácsaiért. H IVATKOZÁSOK

A következ˝o algoritmussal javítunk a (19)-beli, a csoporttesztek minimális számára vonatkozó b korláton. Az algoritmus el˝oször (19) alapján inicializálja b-t, valamint 1 és 0 kezdeti értékkel látja el az x1 és y1 segédváltozókat. Ezután keresünk egy olyan elemet, amire

a dbe-dik

bsorban teljesül, hogy rb < k ≤ r+1 . Ezután egy másik ciklusban az x0 , x 1, y0 és y1 b segédváltozók segítségével, valamint a függvény r ??. szakaszban belátott tulajdonságainak felhasználásával kiszámítjuk b-t és r-et úgy, hogy a IV. szakaszbeli matematikai program teljesüljön. Ezzel az eljárással kaptunk egy új b alsó korlátot, amit felhasználhatunk m-trail allokációs heurisztikákhoz. A 2. ábrán az a (19)-beli korlát és a tesztek minimális számát meghatározó algoritmussal kapott korlátok láthatóak n = 100 esetén, háromszöggel és körrel jelölve. Látható, hogy az algoritmus valóban jobb alsó becslést ad.

[1] C. Assi, Y. Ye, A. Shami, S. Dixit, and M. Ali. A hybrid distributed fault-management protocol for combating single-fiber failures in mesh based DWDM optical networks. pages 2676–2680, 2002. [2] G. Katona. On separating systems of a finite set. Journal of Combinatorial Theory, 1(2):174–194, 1966. [3] C. Mas, I. Tomkos, and O. Tonguz. Failure location algorithm for transparent optical networks. 23(8):1508–1519, 2005. [4] E. Moghaddam, J. Tapolcai, D. Mazroa, and E. Hosszu. Physical impairment of monitoring trails in all optical transparent networks. In Int. Congress on Ultra Modern Telecommunications and Control Systems and Workshops (ICUMT), 2011. [5] S. Stanic, S. Subramaniam, H. Choi, G. Sahin, and H. Choi. On monitoring transparent optical networks. In Int. Conference on Parallel Processing Workshops (ICPPW ’02), pages 217–223, 2002. [6] J. Tapolcai, P.-H. Ho, B. Wu, and L. Rónyai. A novel approach for failure localization in all-optical mesh networks. 2011. [7] I. Wegener. On separating systems whose elements are sets of at most k elements. Discrete Mathematics, 28:219 – 222, 1979. [8] Y. Wen, V. Chan, and L. Zheng. Efficient fault-diagnosis algorithms for all-optical WDM networks with probabilistic link failures. 23:3358– 3371, 2005. [9] B. Wu, P.-H. Ho, and K. Yeung. Monitoring trail: On fast link failure localization in all-optical WDM mesh networks. 27(18):4175–4185, 2009. [10] H. Zeng and C. Huang. Fault detection and path performance monitoring in meshed all-optical networks. volume 3, pages 2014–2018, 2004.

V. Ö SSZEFOGLALÁS Ebben a cikkben a nem-adaptív kombinatorikus csoporttesztelési feladatnak azzal a speciális változatával foglalkoztunk, amikor a csoporttesztek mérete korlátos. Megmutattuk, hogy ez hogyan kapcsolódik a hosszkorlátos m-trail feladathoz. Mutattunk egy algoritmust, ami elemi

16

Tisztán optikai jelregenerálás, jelalakformálás vizsgálata Fekete Gábor, MSc hallgató

Gerhátné Dr. Udvary Eszter

Szélessávú Hírközlés és Villamosságtan Tanszék Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem Budapest, Magyarország [email protected]


Absztrakt—Ezen cikkben röviden áttekintem a nemlineáris jelenségekre épülő tisztán optikai 2R regenerátorokat. Ezt követően egy XGM regenerátor szimulációs eredményét ismertetem. Vizsgálom a regenerátor optimális felépítését, működési határát, hálózatban történő lehetséges alkalmazását.

A. Önfázis moduláció elvén működő regenerátor Megvalósításához mindössze három eszköz szükséges: egy erősítő (pl. EDFA – Erbium Doped Fiber Amplifier), egy üvegszál, és egy sáváteresztő szűrő, ahogy ezt az 1. ábra mutatja. A regenerátor bemenetére érkező torzult jelet először felerősítik, hogy az önfázis moduláció (SPM – Self-phase Modulation) kialakuljon az erősen nemlineáris üvegszálban, majd az SPM következtében kiszélesedett jelnek csak egy részét engedik ki a kimenetre. A regenerátor kritikus eleme a szűrő. Ennek középfrekvenciáját úgy kell megválasztani, hogy a szűrő a kiszélesedett jel spektrumának egyik részét engedje át, mégpedig azt, ahol nincs jelen a zaj spektruma.

Kulcsszavak -- SOA, 2R, regenerátor, XGM, XGC, SPM, XPM, FWM, nemlineáris jelenség, optikai jelalakformálás

I.

BEVEZETŐ

Nagy mennyiségben, nagy távolságra és lehetőleg minél gyorsabban történő adatátvitelre ma már kizárólag optikai hálózatokat alkalmazunk. Azonban itt is szükség van regenerátorok alkalmazására a nagy távolságok esetén, az üvegszálban fellépő csillapítás, diszperzió és nemlineáris jelenségek jeltorzító hatása miatt. A regenerálást szeretnénk optikai tartományban megvalósítani, mert ekkor mellőzhető a drága optikai-elektromos-optikai jelátalakítás, nem fog minket sebességben korlátozni az elektronika, és átlátszó marad a hálózatunk, azaz az adó oldal megváltoztatásakor (pl. moduláció váltás) nem kell a regenerátorokat is lecserélni. Jelen cikkben röviden bemutatom az optikai regenerátorok működési elveit, majd ezután egy kereszterősítés modulációt alkalmazó regenerátor szimulációs eredményeit ismertetem. A szimulációkat a VPItransmissionMaker (VPI) programmal végeztem el. A cikkben csak a 2R-t megvalósító, azaz erősítést és jelalakformálást végző regenerátorokkal foglalkozom, az időzítést is helyreállítókkal (3R) nem, ez irányban még folynak a kutatások. II.

1. ábra. SPM regenerátor megvalósítás.[2]

B. Keresztfázis moduláció elvén működő regenerátor A keresztfázis moduláció (XPM – Cross-phase Modulation) elvén működő regenerátoroknál Mach-Zender interferométert (MZI) és ennek ágaiban elhelyezett SOA-kat használunk, ahogy az a 2. ábrán látható. Az interferométer két ága között 0° vagy 180°-os fáziskülönbséget a SOA-kal állítjuk be. A két ágba becsatolásra kerül egy folytonos lézerjel (CW – Continuous Wave). Az adatjelet (Data) az interferométer felső ágában elhelyezkedő SOA bemenetére csatoljuk a CW jelel együtt. A két jel között a SOA-ban létrejön az XPM, aminek hatására az interferométer felső ágában a jel 0° vagy 180°-os fázistolást szenved el, így az MZI kimenetén vagy van, vagy nincs kimenő jel. A kimenetre még szükséges egy szűrő elhelyezése, ami az eredeti Data jelet kiszűri. A Data jel hullámhossz konverziót szenved el a regenerálás során.

TISZTÁN OPTIKAI 2R REGENERÁTOR MEGVALÓSÍTÁSI LEHETŐSÉGEK

Az átviteli hálózatokban mindent elkövetnek, hogy kialakuljanak a nemlineáris jelenségek, azonban ezek kihasználásával optikai 2R regenerátorok készíthetők. A regeneráláshoz szükséges nemlineáris jelenségeket általában egy nemlineáris üvegszálban, félvezető alapú optikai erősítőben (SOA – Semiconductor Optical Amplifier), vagy egy szilícium szeleten kialakított hullámvezetőben hozzák létre. A következőkben röviden áttekintem az [1]-[8] irodalmak alapján a lehetséges regenerátor megvalósításokat.

2. ábra. XPM regenerátor megvalósítás.[4]

17

(XGM Signal Inverter) valósítják csak meg. A regenerált jel ekkor a bementi jel logikai inverze lesz egy másik hullámhosszon. A jelalak formálás ez esetben nem lesz a legjobb, az egyes jelszintek nagysága nem lesz azonos. Ezen a problémán egy második SOA elhelyezésével lehet javítani az előbb ismertetett módon.

C. Négyhullám keverés elvén működő regenerátor A négyhullám keverés (FWM – Four Wave Mixing) előidézéséhez egy folytonos (CW) lézer jelet használunk. A keverésnél a felerősített bejövő jel szolgál pumpáló forrásként. Egy lehetséges regenerátor megvalósítási összeállítást mutat a 3. ábra. Az információt hordozó bemeneti jelet és a CW jelünket együtt csatoljuk be a nemlineáris szilícium alapú hullámvezetőbe. A hullámvezetőben az FWM létrehozza a konvertált jelet, ami a regenerált jel. A regenerátor kimenetén csak erre a jelre van szükség, ezért azt egy szűrővel átengedjük, míg a többi jelet kiszűrjük. Az XPM elvű regenerátorhoz hasonlóan itt is hullámhossz konverzió történik. A megvalósítás hátránya, hogy a regenerált jel szintje kisebb, mint a keveréshez felhasznált jeleké.

4. ábra. XGM regenerátor megvalósítás.[8]

III.

XGM REGENERÁTOR SZIMULÁCIÓS EREDMÉNYEI

A VPI szimulációs programban a 4. ábrán bemutatott elrendezést valósítottam meg, kiegészítve a helyes szimulációhoz szükséges elemekkel. A regenerátor bemenetére egy 40Gbps sebességű OOK modulációval előállított zajos NRZ kódolású jel került. Az adó a gerinchálózatokban alkalmazott 1550nm-es optikai ablakban működött, a beállított hullámhossz 1553,6nm volt. A jelre kerülő zaj egy külön blokkal került beállításra, a jel-zaj viszonyon (SNR – Signal Noise Ratio) keresztül. Ezen blokkban megmértük az előállított zajmentes modulált jel teljesítményét, majd az SNR számítására használt ismert összefüggésből kiszámolásra került a beállított SNR értékhez szükséges zajszint. A kapott zajszint beállításra került a blokkban elhelyezett fehérzaj generátorban, majd a két jel összege került a Noise Loading blokk kimenetére. A zajt szimuláló blokk kimeneti pontja a regenerátor bemenete. További eltérés volt a 4. ábrához képest hogy a szétosztást követően az invertálást végző ágban a csatoló elé bekerült egy 20dB erősítésű ideális erősítő és egy sávszűrő.

3. ábra. FWM regenerátor megvalósítás.[5]

D. Kereszterősítés moduláció elvén működő regenerátor A regenerálást a kereszterősítés moduláció (XGM – Cross Gain Modulation) és a kereszterősítés elnyomás (XGC – Cross Gain Compression) nemlineáris jelenségek együtt valósítják meg. Az XGC jelenség megegyezik az XGM-el, csupán annyiban tér el, hogy a SOA erősítésének modulációját a jel és annak logikai inverze okozza. A SOA-ban a „0” és „1” szimbólumok azonos sebességgel haladnak, ha a két jelet szinkronizálva csatoljuk be az erősítőbe, akkor a SOA erősítése megoszlik a két jel között. Az XGC következtében a „0” logikai jelszintje csökken, az „1” szintje pedig egyenletesebbé válik. Végeredményben csökken a zaj a jeleken. Az XGM főleg a le- és felfutó élek meredekségét növeli, míg az XGC további jelformálásként a szintek ingadozását csökkenti. Egy lehetséges regenerátor megvalósítást mutat a 4. ábra. A λ1 hullámhosszúságú adó jeléhez az átvitel során zaj adódik, amit a Noise Loading blokk illusztrál. A jelet két részre osztjuk: míg az egyikből előállítjuk az XGC számára szükséges inverz jelet λ2 hullámhosszon, addig a másik ágon az eredeti jelet késleltetjük (ODL – Optical Delay Line). Az XGC-hez szükséges inverz jel legegyszerűbben a SOA-ban fellépő XGM jelenséget kihasználva hozható létre. Az inverz jel előállításához a SOA1-et használjuk fel. A λ2 hullámhosszú lézer folytonos jeléből az XGM hatására a λ1 inverz jelét kapjuk a lézer hullámhosszán. Ezután a két jelet (λ1 és λ2) szinkronizálva becsatoljuk a SOA2-be, ahol az XGC hatására egy újabb jelformálás történik, és visszakapjuk az „eredeti” torzítás nélküli λ1 hullámhosszú jelet. A SOA2 kimenetén a λ2 inverz jel is megtalálható, ami szintén mentes a torzításoktól. Az erősítőt követő sávszűrővel kiszűrjük az inverz jelet (λ2-t), így a regenerátor kimenetén csak a regenerált, hullámhossz konverzió nélküli jel lesz. Ha a regenerálás után szükségünk van hullámhossz konverzióra, akkor a szűrőnek a λ2 jelet kell átengedni és megkapjuk az eltolt hullámhosszú regenerált jelet, de inverz logikai szintekkel. A regenerátor egyszerűbb változata az, amikor a 4. ábra szürkével bekeretezett részét

5. ábra. A regenerátor kimenetén a szemábra szinkron, -20ps és 20ps késleltetés.

A SOA2 bemenetére az invertált és az eredeti jelet egymással szinkronizálva kell eljuttatni, hogy az XGC megfelelően jöjjön létre a két jel között. Elsőként ezt a jelek közti szinkronitási kritériumot vizsgáltam. Az összeállított

18

szimulációban a SOA1-ben létrehozott invertált jel 20ps-ot késett a bemeneti jelhez képest. Ahhoz, hogy a bemeneti és az invertált jel szinkronban legyenek, ennyivel kell késleltetni a SOA2 bemenetére érkező bemeneti jelet. A szinkronitás vizsgálata során bemeneti jelet, hol többel, hol kevesebbel késleltettem a szükséges 20ps-hoz képest. Eredményül az adódott, hogy 5-7ps eltérés (periódusidő negyede) a szinkron állapottól, még nem okoz számottevő jelromlást a regenerálásban. A késleltetés növelésével a lefutó él kezdett ellaposodni, míg a késleltetés csökkentésénél a felfutó él. A szimulációban a regenerátor sokkal érzékenyebben reagált a késleltetés növelésére, mint amikor a bemeneti jel sietett az invertált jelhez képest. A vizsgálathoz tartozó szemábrák az 5. ábrán láthatóak.

A BER javulása 86µW-os bemeneti jelszintnél következett be, ahogy az a 6.(a) ábrán látható. A második nagyobb ugrásnál játszódik le az XGM jelenség a SOA1-ben, ekkor a SOA1 bemenetén a jel 0,21mW nagyságú. Innentől kezdve működik regenerátorként a regenerátor és nem csak erősítőként. Az XGM jelenség lejátszódása a kioltási tényezőt (ER) ábrázoló grafikonon (6.(b) ábra) is megfigyelhető, ennek bekövetkezésekor egy 5 dB-es ugrás történik az értékében, majd ezt követően konstans 30 dB-es szinten marad, függetlenül a regenerátorra érkező jel nagyságától. Ebből az is látszik, hogy a szimulált regenerátor maximálisan 30 dB-es ER-t tud létrehozni, ha ennél jobb jel kerül a bemenetére azon nem javítani, hanem rontani fog. A (c) ábrán a kimeneti jósági tényező (Q) látható. A Q értékében egy nagyobb ugrás figyelhető meg 86µW környékén, amikor a két SOA a jelen nagyobb mértékű erősítést képes végezni, mint amennyi zajt hozzáad a jelhez. Ettől kezdve egyszerű erősítőként működik a regenerátor, egészen a már említett 0,21mW környékig, ahol egy újabb, de az előzőnél kisebb mértékű ugrás található a Q értékében. Ekkor létrejön az a logikailag invertált jel a SOA1ben és innentől már regenerátorként működik az elrendezés. Az XGM kialakulására, és így a regenerálás kezdete a szemábrákból is megállapítható (7. ábra). A baloldali szemábra a SOA1 kimenetén jelenik meg, ha a SOA1 bemenetén a jelszint 86µW, míg a mellette lévő a 0,21mW-os bemenő jelszinthez tartozik. A baloldali esetben még csak kialakulóban van az inverz jel, míg a jobboldalin már létrejött.

(a)

(b)

7. ábra. SOA1 kimenetén az invertált jel 86µW és 0,21mW bemeneti jelszint esetén.

(c)

6. ábra. A regenerátor kimenetén (a) a BER (b) az ER és (c) a jósági tényező változása a bemenetre érkező jel intenzitásának függvényében.

A kereszterősítés moduláció telített SOA-ban jön létre, ezért érdemes megvizsgálni, mi történik a telítés környékén az XGM jelenséggel kapcsolatban. A regenerátorban alkalmazott SOA a bemenetére kerülő 0,2mW jelteljesítménynél kezd el telítődni. Amíg nem jön létre a SOA1-ben az XGM jelenség, addig a regenerátor kimenetén a SOA2 által felerősített zajos bemeneti jel lesz. A szimuláció során a SOA1 bemenetére érkező adatjel 25µW nagyságú volt, míg az XGM hatást előidéző CW lézer 2,5µW-0,75mW között változott. A szimuláció során a 4. ábrán látott elrendezés került megvalósításra, de elhagyásra került a Noise Loading blokk. A lézer teljesítményének növelésével a SOA-ban a jel egyre jobban a zaj fölé fog kerülni, ami a BER javulásában mutatkozik meg, de nem történik jelalakformálás, csak erősítés.

8. ábra. A regenerátor kimenetén a BER változása a bemeneti SNR függvényében a késleltetett ágban elhelyezett szűrő (piros) és szűrő nélküli (kék) esetben.

A regenerátor működésének szempontjából, számunkra az a legfontosabb, hogy mi az a legkisebb jel-zaj viszony a bementén, ahol még képes a jelalakot visszaállítani. A regenerátor kimenetén a bithibaarány változását a bemeneti jelzaj viszony függvényében a 8. ábra mutatja. Eredményül a BER görbékre jellemző erfc jelegű görbe adódott, és leolvasható, hogy a gerinchálózatban megkövetelt 10-12-es hibaarányt 19 dB-es SNR-től fölfelé képes biztosítani a vizsgált regenerátor. Ha a késleltetett jelútban elhelyezünk egy szűrőt, azzal a regenerátor működési tartománya kiszélesíthető. A

19

szűrő elhelyezésével a SOA2-be kevesebb zaj jut be, ami jobb jelformálást eredményez, így ezen elrendezés esetén a regenerátor még 13 dB-es bemeneti SNR esetén is képes volt a bemenetére érkező jel regenerálására. BER=10-20 felett már nem érdemes hibaarányról beszélni, az átvitel hibamentesnek tekinthető. A 8. ábrán az erfc jelleg bemutatása miatt szerepelnek ennél kisebb BER értékek is. A 9. ábra a regenerátor be- és kimenetén kapott szemábrákat mutatja a működésének határpontjában 19dB-es SNR-nél szűrő nélkül és SNR=13dB-es pontban a szűrő behelyezése után.

van egymástól, valamint az invertált jel hullámhosszban az eredeti fölött (+Δλ) vagy alatta (-Δλ) van. Az invertált jelünk az eddigi szimulációkban az eredeti jel felett helyezkedett el, 1555,6nm-es hullámhosszon. A szimulációs eredmények a 10. ábrán láthatóak. A regenerátor kimenetén egy átlag körüli ingadozás figyelhető meg az ER értékében, függetlenül az invertált jel elhelyezkedésétől. A BER értékében jelentős ingadozások vannak, aminek oka, hogy a program ezt az értéket becsli a szemábrából, de megfigyelhető egy enyhe javulás felfele történő konverzió esetén. Az SNR-t ábrázoló görbén viszont, ennek pont a fordítottja figyelhető meg. Az eltérést a jel jitter tartalma okozza, ami lefelé történő hullámhossz konverziónál kicsivel magasabb, és ez meg is jelenik a BER értékben, azonban a jitter nincs hatással az SNR értékére. ÖSSZEFOGLALÁS

(a)

Az általam vizsgált regenerátor tovább fejleszthető, ha a SOA2-ben szintén egy XGM hatás jön létre, mint ahogy a SOA1-ben. Ez várhatóan jobb jelalakformálást fog eredményezni, hiszen a második fokozatban a jelek kevésbé zajosak, mint az általam vizsgált esetben. Ennek viszont az a hátránya, hogy a regenerátorba két lézert kel elhelyezni. A szimuláció alapján láthattuk, hogy a regenerálás javítható egy szűrő elhelyezésével is a késleltetett jelágban, ez előnyösebb lehet, mint egy újabb lézer elhelyezése a regenerátorban. Megmutattam, hogy a regenerálás szempontjából nem annyira kritikus a két jel közötti szinkronitás az XGC jelenségnél, negyed periódusnyi eltérés még nem okoz számottevő romlást a kimeneti jelalakban. A felépített elrendezéssel célunk további szimulációk elvégzése egy reálisabb 10Gbps sebességű adatfolyamon, és a kapott eredmény összehasonlítása más szakirodalmak eredményeivel.

(b) 9. ábra. A regenerátor be- és kimenetén a szemábra a minimális bemeneti SNR szint esetén, ha a (a) késleltetett jelútban nincs szűrő, valamint (b) amikor elhelyezésre kerül egy.

IRODALOM [1] [2]

[3]

[4] [5]

[6]

[7]

[8] 10. ábra. ER, BER és SNR változása a regenerátor kimenetén, ha az invertált jelet fölfele (+Δλ) vagy lefele (-Δλ) történő hullámhossz konverzióval áll elő. [9]

A regenerátor viselkedését befolyásolhatja, hogy az XGM által megvalósított invertált jel és az eredeti jel milyen távol

20

P.V. Mamyshev: All-optical data regeneration based on self-phase modulation effect, ECOC’98 Masayuki Matsumoto: Performance Analysis and Comparison of Optical 3R Regenerators Utilizing Self-Phase Modulation in Fibers, Journal of Lightwave Technology, VOL. 22, No. 6, 2004 David J. Moss, Benjamin J. Eggleton: 2R Optical Regeneration: An AllOptical Solution for BER Improvement, Martin Rochette, Libin Fu, Vahid Ta’eed, IEEE Journal of Selected topics in Quantum Electronics, VOL. 12, No. 4, 2006 Dr. Alistair Poustie: Semiconductor Optical Amplifiers Light Up AllOptical Signal Processing, Photonics Spectra, 2007 Reza Salem, Mark A. Foster, Amy C. Turner, David F. Geraghty, Michal Lipson, and Alexander L. Gaeta: Signal regeneration using lowpower four-wave mixing on silicon chip, Nature Photonics, VOL. 2, 2008 Giampiero Contestabile, Roberto Proietti, Nicola Calabretta, and Ernesto Ciaramella: Cross-Gain Compression in Semiconductor Optical Amplifiers, Journal of Lightwave Technology, VOL. 25, No. 3 G. Contestabile, R. Proietti, N. Calabretta: Reshaping Capability of Cross-Gain Compression in Semiconductor Amplifiers, IEEE Photonics Technology Letters, VOL. 17, No. 12 Giampiero Contestabile: All-Optical Signal Regeneration using SOAs, IEEE Communications and Photonics Conference and Exhibition (ACP), 2010 Asia VPIphotonics: VPItransmissionMaker program

Optikai nemlinearitások: a négyhullám-keverés matematikai implementációja és javított alkalmazása DWDM rendszerekben Lengyel Tamás, MSc. hallgató, Gerhátné Dr. Udvary Eszter, Member, IEEE Szélessávú Hírközlés és Villamosságtan Tanszék Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem Budapest, Magyarország [email protected], [email protected]

Absztrakt— Mind a mai napig a Dense Wavelength Division Multiplexed (DWDM) rendszerek jelentik a legelterjedtebb nagy kapacitású optikai hálózatokat. Adott sávszélesség és sebesség mellett a kapacitás növeléséhez több csatornára van szükség, ezért a csatornáknak közelebb kell kerülniük egymáshoz a spektrumban. Ennek egyenes következménye, hogy növekszik a szálba táplált optikai teljesítmény is, amelynek hatására felerősödhetnek a szálakban fellépő optikai nemlineáris hatások, jelentősen befolyásolva a jel minőségét. Ez a dolgozat a négyhullám-keverés javított elemzését mutatja be egy ilyen rendszerben, teret adva egy átgondoltabb optikai jel-zaj viszony becslésnek.

II.

A. Cross-Phase Modulation Az XPM jelenség oka az SPM-hez hasonlóan onnan ered, hogy a szálban terjedő elektromágneses teljesítmény a szál teljesítményfüggő törésmutatóját módosítja és ez a változás minden csatornát befolyásol. Ezt zajként lehet modellezni az átvitel leírásakor, aminek szórása [3]: 2  XPM  4 PPXPM ,i 

Be Bo

(1)

2 ahol  XPM az ‘1’ szintek az i-ik csatorna XPM-jének hatására bekövetkező amplitúdószórása, P a bemenő csatornánkénti optikai jelszint, Be a vevő elektromos sávszélessége, Bo a rendszer optikai sávszélessége és PXPM,i az i-ik csatornából származó zajteljesítmény.

Kulcsszavak – optikai nemlinearitások, DWDM rendszerek, Four-Wave Mixing

I.

ELMÉLETI HÁTTÉR

BEVEZETÉS

A nagy hatékonyságú optikai erősítőknek és a tervezhető diszperzió kompenzálásnak köszönhetően a hálózattervezők egyre nagyobb távolságú és sebességű összeköttetést tudnak áthidalni két erősítési pont között [1]. A sebességnövekedést a csatornák számának növelésével is elérhetjük, de ezzel a Kerreffektusból származó nemlineáris jelenségek - az önfázis moduláció (Self-Phase Modulation (SPM)), keresztfázis moduláció (Cross-Phase Modulation (XPM)) és a négyhullámkeverés (Four-Wave Mixing (FWM)) - együttes megjelenése nagy mértékben járul hozzá a jelminőség romlásához az általuk okozott csatornák közötti áthallás miatt. Az optikai szálakban fellépő nemlineáris hatások második csoportját a rugalmatlan szórásból eredő fény-anyag kölcsönhatásból származtathatók: az indukált Raman-szórás (Stimulated Raman Scattering (SRS)), valamint az indukált Brillouin-szórás (Stimulated Brillouin Scattering (SBS)) tartoznak ide [2]. Ez a dolgozat először az XPM és az FWM jelrontó hatásait hasonlítja össze a jósági tényezőn keresztül egy DWDM rendszerben, majd bemutatja a szakirodalomban talált modell továbbgondolását és javított értelmezését.

B. Four-Wave Mixing A négyhullám-keverés létrejötte szintén csatornák közti áthallást eredményezhet, hiszen a WDM rendszerekben a csatornák elosztása egyenletes. Tehát ha kiválasztunk 3 csatornát és ismerjük ezek ω4, ω3, ω2 és ω1 körfrekvenciáit, akkor az FWM ω4 = ω1 ± ω2 ± ω3 összefüggés szerint hozza létre a további termékeket [4]. Az összefüggésből látható, hogy a csatornák közti áthallás nem csupán a szomszédos jelfrekvenciákra kerül, hanem az összes belőlük „kikeverhető” frekvenciakombinációkra is. Tegyük fel, hogy három, fi, fj, fk frekvenciájú jelet bocsátunk a szálba. Az előzőekben leírtakból kiindulva megállapítható, hogy a fijk = fi ± fj ± fk alakban felírható keveredési termékek közül azok a fijk = fi + fj - fk összefüggést kielégítő kombinációk különösen fontosak a vizsgálataink során, hiszen ezek az átviteli sávba esnek. A termékeket feloszthatjuk két alcsoportra: az ún. degenerált termékekre, ahol a frekvenciákra fi = fj lesz igaz, valamint az ún. nemdegenerált termékekre, ahol fi ≠ fj teljesül. Számszerűsítve a hasznos sávba eső FWM termékek száma [5]:

21

M

DG sávbaeső

  (n)    

N 1 , 2

n  [1;N ], N páros

 1n , n  [1;N ], N páratlan N 1  2 2

(2)

2. ábra - Szimulációs elrendezés

M

NDG sávbaeső

(n) 

A 3.ábrán találhatók az elvégzett szimulációk eredményei.

 N  6 N  2 Nn  2n  2n  4 , n  [1;N ],  4   N páros  2 2 n  N  6 N  2 Nn  2n  2n  4  (1) , n  [1;N ],  4  N páratlan  2

2

(3)

ahol n = i + j - k (azaz n = 1…N) az alsó indexekre vonatkozó jelölés, N a csatornák száma a rendszerben. Az 1. ábrán láthatjuk a FWM termékek elosztását n függvényében. A (2) és (3) egyenletek implementálása Mathematica 8.0-ban történt. 3. ábra - Az XPM és FWM hatása a Q-tényezőre egy 11 csatornás DWDM rendszerben 25km SMF-28 szálon keresztül

Amint az FWM-t „bekapcsoljuk” a rendszerben, azonnal látható a hatása: a csatornánkénti teljesítményt növelve (egyben nagyobb OSNR-t remélve) mindkét hatás miatt egyre kisebb értékű lesz a Q értéke. Az FWM jelenléte még nagyobb mértékben csökkenti a Q-t nagyobb teljesítmények esetén. Belátható, hogy az FWM a domináns jelrontó tényező ilyen rendszerben. Hasonló tapasztalatokat szereztünk a csatornák számának növelésével. IV. 1.ábra – FWM termékek eloszlása (63 csatorna) n függvényében. A világosabb területek a sávba eső termékeket jelenítik meg

Az FWM-ből származó áthallást zajként értelmezhetjük. Modulálatlan jelek esetén az FWM-ből származó termékek teljesítményei az alábbiak szerint modellezhetők [6]:

Az ábráról kivehető, hogy a legtöbb FWM termék a sáv közepére esik és ezzel összefüggésben a termékek száma N2 (N-1)/2. III.

AZ FWM MATEMATIKAI IMPLEMENTÁLÁSA

AZ XPM ÉS FWM ÖSSZEHASONLÍTÁSA

DWDM rendszerekben a jelromlást leggyakrabban a XPM és FWM nemlineáris hatások okozzák. Egy egyszerű elrendezés (lásd 2. ábra) segítségével összehasonlíthattuk a két jelenség jelrontó hatását ugyanazon közegen keresztül. Jelen esetben az elrendezést a VPI TransmissionMaker 8.7-ben alkottuk meg: a modell 11 DWDM csatornát tartalmaz, 100 GHz csatornatávolsággal, 10 Gbps sebességű NRZ kódolt adatfolyammal, amit 25 km SMF-28 típusú üvegszálon keresztül továbbítunk. A jelminőséget az ún. Q-tényezővel (más néven jósági tényezővel) jellemeztük, úgy, hogy az összeköttetés végén egy csatornát kiszűrtünk és a Q-t a bemenő csatornánkénti optikai teljesítmény függvényében ábrázoltuk.

(4) ahol |AF(L)|2 az FWM termék amplitúdójának nagyságára vonatkozó összefüggés, Aeff a szál hatásos keresztmetszete, n2 a nemlinearitási együttható, λ a vizsgált hullámhossz (amire keverednek a termékek), d a termék degeneráltságához tartozó együttható (d=1 ha degenerált a termék, d=2, ha a termék nemdegenerált), ha Pi,j,k a források kimenő teljesítménye, α a csillapítási együttható; az állandók és tagok mind SI-ben értendők. A Δβ a termékek egymáshoz viszonyított fázisillesztettségét leíró tag - ez befolyásolja, hogy milyen

22

mértékben erősödhetnek és adhatóak össze az egy csatornára eső FWM zavarjelek. Δβ analitikus alakja a csatornafrekvenciák alapján:

csatornák számának növelésével is láthatóvá tehetjük a hatását a középső csatorna OSNR-ére.

(5) ahol f0 illetve λ0 egy olyan frekvencia (hullámhossz), amely beleesik abba a tartományba, ahol a diszperziós állandó (D) a szálra jellemző diszperziós meredekség (dD/dλ) lineáris tartományába eső értéke. A modell implementálása Mathematica 8.0 környezetben történt. A kész algoritmussal a modellt számos részletében tüzetesebben vizsgálhatjuk. A [6] referencia az FWM vizsgálatát a középső csatornára korlátozta, azzal a feltételezéssel – amit már korábban bemutattunk -, hogy a legtöbb termék a középső csatornára esik, és ezért a rendszert ezen keresztül lehet minősíteni jel-zaj viszony számolásával. Szintén bemutatásra került a fázisillesztettség kérdése – belátható, hogy megfelelő körülmények között egy-egy FWM termékpáros kiolthatja egymást. Ez a tény óvatosabb becslést követel a további vizsgálatok során. A gyakorlatban megvalósított WDM rendszerekben elő követelmény, hogy elegendően nagy legyen az OSNR, amit általában 20dB-ben állapítanak meg, ha a rendelkezésre álló eszközök nem ismertek [7]. A modellünkben egyedüli zajforrásként a FWM-t tekintjük (amint a III. pontban láttuk, ez a domináns folyamat) és a jelcsillapítást kizárólag a szálcsillapítás okozza.

V.

4. ábra – Az OSNR alakulása SMF-28 szálban különböző csatornaszámok esetén 100 GHz-es csatornatávolsággal, 1mW-os csatornánkénti teljesítménnyel. A 0 diszperziós pont 1310 nm-re esik.

Megfigyelhető, hogy ahogy növeljük a csatornák számát, az OSNR ennek megfelelően alacsonyabb értékeket vesz fel. Ez a megnövekedett teljesítményből származó felerősített FWM hatásból ered. Az irodalomban számos publikáció bemutatta, hogy az egyenlő távolságra elhelyezett csatornák nagyban növelik az FWM hatását [8,9]. Ezen felül a csatornatávolság csökkenésével is romlik az átvitel minősége, ahogy azt az 5. ábrán láthatjuk: egy 11 csatornás, 1 mW/ csatornateljesítményű rendszerben a középső csatornán számított OSNR értékek szerepelnek a grafikonon.

VIZSGÁLAT ÉS EREDMÉNYEK

A vizsgálat során egy páratlan csatornaszámú WDM rendszert szimulálunk. A közeget az ITU szabványok által definiált G.652 (Single Mode Fiber (SMF) – monomódusú szál), G-653 (Dispersion Shifted Fiber (DSF) – diszperzióeltolt szál), valamint G.655 (Non-Zero Dispersion Shifted Fiber (NZDSF) – nem nulla diszperzió-eltolt szál) üvegszálak jelentik. A csatornatávolságot szabadon választhatjuk, de a 100 GHz-es és 50 GHz-es ITU gridet tekintjük mérvadónak. A vizsgálat szempontjából a folytonos jel (CW) jelenti a legrosszabb esetet egy ilyen rendszerben (kizárólag CW csatornák jelenlétében egy modulált csatornán közel megduplázódik a bithibaarány a modulált környezetű csatornához képest), ezért a lézerek teljesítményét konstans értékűnek választjuk. A kész algoritmus legelején a modellben állítható paraméterek megadásával tetszőleges üvegszálat definiálhatunk (pl. a 4. ábrán található SMF-28 szál). A

5. ábra - OSNR hullámhosszfüggése DSF szálban különböző csatornatávolságok esetén, 1mW-os csatornánkénti teljesítménnyel

Az 5. ábrán az OSNR alakulását látjuk egy másik, DSF típusú szálban, miközben a csatornatávolságot csökkentettük az ITU által specifikáltak szerint. Világosan látható, hogy ha a szál 0 ps/nm.km diszperziós együtthatóját az 1550 nm-es hullámhosszra helyezzük, akkor jelentősen romlik az átvitel OSNR szempontjából az eddigiekhez képest. Ez a száltípus ezért nem terjedhetett el WDM rendszerekben, hiszen a C sávban az FWM hatása kiemelkedő volt. A gyártók ezért fejlesztették ki az NZDSF szálakat, hogy kompromisszum születhessen a diszperzió alacsonyan tartása és a nemlinearitások hatásos kezelése között.

23

Korábban említésre került, hogy a WDM rendszerekben a középső csatornára esik a legtöbb keveredési termék, tehát a rendszer OSNR-ének vizsgálata itt adja a legkisebb értékeket. Az implementált modellünkkel viszont kézben tarthatjuk a vizsgálat minden lépését, így megvizsgálhatjuk, hogy ez a feltételezés igaz-e. A 6. ábrán láthatjuk a maximális értékű FWM komponensek pozícióját egy NZDSF szál esetén a hullámhossz függvényében. Az y tengelyen a zajkomponenseket tartalmazó vektor elemsorszáma szerepel (pl. 11 csatorna esetén az elfoglalt tartomány, ahova a zajkomponensek esnek [2-N; 2N-1] hosszúságú vektor [5], ennek középső eleme a 16-ik).

VI.

ÉRTÉKELÉS ÉS ÖSSZEFOGLALÁS

Jelen dolgozat megírását a DWDM rendszerekben fellépő FWM hatásának mélyebb megértése és elemzése ösztönözte. Összehasonlításra került az XPM és FWM okozta jelromlás egy DWDM összeköttetésben. Az FWM bevezetésével megállapítható lett, hogy domináns folyamat a fellépő nemlinearitások között, ezért a négyhullám-keverés vizsgálata lett indokolt. A számításokat szabványosított szálakon végeztük és a jellemzőik közti különbségek is bemutatásra kerültek. Az implementált modell segítségével különböző csatornatávolságokra és csatornaszámokra néztük meg a jelminőség alakulását. Egy továbbgondolt és javított elemzés segítségével egy óvatosabb és jobb becslési módszert mutattunk be az OSNR vizsgálat során. A további vizsgálatok célja az XPM és FWM együttes szerepeltetése és elemzése hasonló körülmények között lesz. IRODALOMJEGYZÉK [1]

[2] 6. ábra – A legnagyobb értékű zajkomponensek eloszlása a használt sávban (11 csatorna, 100 GHz csatornatávolság, NZDSF szál) [3]

Az ábra segítségével megállapítható, hogy a maximális értékű zajkomponensek nem esnek szabályszerűen a középső csatornát egyenes vonallal jelölő pozícióra, hanem körülötte szóródnak és számuk jelentősen nagyobb, mint a középső csatornára esőké. A fenti megállapítás után tovább léphetünk és az eddigi ábrázoláshoz hasonlóan összehasonlíthatjuk az OSNR értékeket a középső csatornán mértekkel, a hullámhossz függvényében. A 7. ábra mutatja a két módszer közt megfigyelhető különbséget egy 17 csatornás, 100 GHz csatornatávolságú összeállításban. Mindkét görbe a megírt algoritmussal készült, így pontosabb képet kaphatunk a módszerek összevethetőségéről.

[4]

[5]

[6]

[7]

[8]

[9]

7. ábra – A két OSNR becslés összehasonlítása DSF szálban (17 csatorna, 100 GHz csatornatávolság, 1 mW csatornánkénti kimenő teljesítmény)

24

H.J. Thiele, R.I. Killey and P. Bayvel, “Transmission Limitations In Optical WDM Networks Due To Cross-Phase Modulation”, Multiwavelength Optical Networks: Devices, Systems and Network Implementations (Ref. No. 1998/257), IEE Colloquium on Daniel A. Fishman and Jonathan A. Nagel, “Degradations Due to Stimulated Brillouin Scattering in Multigigabit Intensity-Modulated Fiber-Optic Systems”, J. Lightwave Technol., Vol. 11, No. 11, November 1993. Mário F.S. Ferreira, Nonlinear Effects in Optical Fibers, John Wiley & Sons, 2011 A. Cartaxo, “Impact of modulation frequency on cross-phase modulation effect in intensity modulation-direct detection WDM systems,” IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 10., pp.1268–1270., September 1998. Bernhard Goebel and Norbert Hanik, “Analytical Calculation of the Number of Four-Wave-Mixing Products in Optical Multichannel Communication Systems”, Technische Universitat Munchen, Technical Report, October 2008. Paula B. Harboe, Edilson da Silva, and José R. Souza, “Analysis of FWM Penalties in DWDM Systems Based on G.652, G.653, and G.655 Optical Fibers”, World Academy of Engineering and Technology 48 2008. K. Nakajima, M. Ohashi, Y. Miyajima, and K. Shiraki, “Assessment of dispersion varying fibre in WDM system”, Electronics Letters, vol. 33, no. 12, pp. 1059-1060, June 1997. B. Hwang and O. Tonguz, “A generalized suboptimum unequally spaced channel allocation technique – Part I: In IM/DD WDM systems”, J. Lightwave Technol., vol. 46, no. 8, pp. 1027–1037, Aug. 1998. K.-D. Chang, G.-C. Yang, and W. Kwong, “Determination of FWM products in unequal-spaced-channel WDM lightwave systems,” J. Lightwave Technol., vol. 18, no. 12, pp. 2113–2122, Dec. 2000

ISM sávú rádiós modulok méréstechnikai alkalmazása

Szalay Zoltán Attila

Dr. Nagy Lajos

Szélessávú hírközlés és villamosságtan tanszék BME Budapest, Magyarország

Szélessávú hírközlés és villamosságtan tanszék BME Budapest, Magyarország [email protected]

elektromos kapcsolata, ezért síkfelületű anyagok esetén igazán hatékony a módszer.

Kivonat— Cikkünk egy koaxiális rezonátor alapú olcsó mérőrendszert mutat be, mely roncsolásmentesen méri a dielektromos állandót. A rendszer ISM sávú RF adóvevőkre épül, melyeket egy PC vezérel egy mikrovezérlőn és az UART-USB interfészen keresztül. A cikk bemutatja az egyik végén nyitott koaxiális rezonátort, melynek terhelés nélküli rezonanciafrekvenciája 780MHz. A VNA alapú rendszerekkel szemben a mi berendezésünk ezen mért állandó frekvencia körül méri a skalár szórás paramétert |s21|, és a rezonanciafrekvencia, valamint a jósági tényező alapján becsüli meg a minta komplex permittivitását. Az egyszerű és olcsó mérőberendezés teszi különösen érdekesé ezt a rendszert nedvességtartalom meghatározására ipari területeken, úgy mint a papír, fólia, vagy textil feldolgozásában. Kulcsszavak; anyagparaméter

RFmérés,

I.

rezonátor,

A HopeRF adóvevő modulok magja a Siliconlabs EZRadioPRO chipje, mely a 240 – 960 MHz-es frekvencia tartományban hangolható. II.

TERHELT KOAXIÁLIS REZONÁTOR

A mérendő mintával terhelt koaxiális rezonátor látható az 1. ábrán. εr

roncsolásmentes,

BEVEZETÉS 2b

Sok ipari folyamat igényel egy mérő rendszert, mely az anyagok nedvességtartalmát meghatározza. Ilyen területek a papír, fólia, textil feldolgozás, vagy az építő ipar. Az ilyen gyártók olcsó és lehetőleg nagy pontosságú mérő eszközt keresnek, mely roncsolásmentesen meghatározzák a nedvességtartalmat. A begyűjtött mérési adatok nem csak folyamatszabályozásra, hanem minőségbiztosításra is használhatóak. Ezen követelmények teljesítésére egy RF koaxiális rezonátoron alapuló rendszert mutatunk be.

2a

Árnyékolás

ISM Adó-vevő

Először egy analitikus modellen keresztül határoztuk meg a koaxiális rezonátor rezonanciafrekvenciáját és jósági tényezőjét a terhelő mintaanyag komplex permittivitásának figyelembevételével. A vizsgálandó anyag permittivitása erősen függ a nedvességtartalmától. A koaxiális rezonátort a HFSS szimulációs szoftverrel analizáltuk és terveztük meg. Megközelítésünkben az átviteli szórási paraméter |S21| amplitúdóját mérjük, és a rezonanciacsúcsot egy frekvencia söpréssel határozzuk meg. Az eszköz RF részének felépítéséhez drága VNA vagy diszkrét áramköri elemek helyett két rádiós adóvevő modult használunk. Az egység újdonsága a létező rendszerekhez képest a kis mérete és az ára. A pontos méréshez követelmény a minta mérőfejjel való jó

ISM Adó-vevő

Microvezérlő PC 1. ábra

Koaxiális rezonátor a mérőegységgel (a = 10mm, b = 2mm)

A vákuumtöltött koaxiális tápvonal terhelő admittanciáját a Marcuvitz [1] által - a/λ, b/λ<<1 esetre - felállított egyenlettel fejezzük ki.

25

1400

Jósági tényező

1200 1000

Im{eps}=0,1

800

Im{eps}=0,2 Im{eps}=0,3

600 400 200 0

Ahol E(x) a teljes másodfajú elliptikus integrál, λ a szabadtéri hullámhossz.

1

2

3

4

Re{eps} 3b. ábra

A koaxiális rezonátor első vizsgálatára az fenti közelítésen alapuló elektromos modellt használtuk. (2. ábra)

A rezonátor jósági tényezője

A 3. ábra mutatja a félreérthetetlen kapcsolatot a komplex permittivitás és a rezonanciafrekvencia, jósági tényező paraméterek között.

Minta

A dielektromos paraméter számítása a következők szerint történik: 1. Készítünk egy frekvencia söprést a 600 – 850 MHz-es tartományban. 2. Az S21 görbe maximumhelyének megkeresésével megállapítjuk a rezonátor rezonancia frekvenciáját. 3. Megbecsüljük a Re{eps}-t a rezonancia frekvencia figyelembevételével a 3a. ábrának megfelelően. 4. Meghatározzuk a rezonátor jósági tényezőjét a csúcsértékből és a rezonátor S21 szórási paraméterének 3dB-es sávszélességből. 5. A 3b. ábra alapján tisztán látszik, hogy az Im{eps} meghatározható a Re{eps} ismeretében.

Koaxiális tápvonal

Rövidzár (be- és kicsatoló hurkoknál) 2. ábra

III.

Koaxiális rezonátor elektromos modellje

Az (1) és (2) használatával a rezonátor rezonanciafrekvenciája és jósági tényezője kifejezhető. (3.ábra)

Rezonancia frekvencia

770

Az optimalizálási folyamat során figyelembevettük a belső és külső vezető átmérőjének, a tápvonal hosszának, a tápláló és szondázó hurkuk méretének és helyzetének a hatását a rezonancia csúcsra és a rezonátor sávszélességére.

Im{eps}=0 Im{eps}=0,1

765

Im{eps}=0,2 Im{eps}=0,3

760

MÉRŐRENDSZER

A mérőrendszert a HFSS szoftverrel terveztük meg és elemeztük. A lehetséges minták paramétereinek megfelelően a Real{eps} = 2..10 és Imag{eps} = 0,1..0,7 tartományban optimalizáltuk a rezonátor hosszát, a belső és külső vezetők méretét, valamint a be és kicsatoló hurkok pozícióját a maximális érzékenység eléréséhez. (4. ábra)

755 750 745 1

2

3

4

Re{eps} 3a. ábra

A rezonátor rezonancia frekvenciája 4. ábra

26

Egyik végén nyitott koaxiális rezonátor

Szimulációkat végeztünk arra az esetre, ha légrés keletkezik a minta és a belső vezető között. Az eredmények azt mutatják, hogy ilyenkor a mérési érzékenység drasztikusan csökken. Ezért ennek a hibaforrásnak a kiküszöbölésére rugós belső vezetőt alakítottunk ki.

Az adó és a vevő egység egy-egy RFM22 jelzésű adóvevő modul (magjuk a Silicon Labs EZRadioPRO chip), a vezérlő egy PIC16F960-es, az UART-USB interfész pedig egy MCP2200-ás. Az RFM22 vett jelerősség indikátora (RSSI) szolgáltatja a vett jel erősségét a beállított csatornán. az RSSI értékek egy 8 bites regiszterből olvashatók ki, bitenként 0,5 dB felbontással.

Ráadásul a minta dielektromos állandójának valós és képzetes részének meghatározása ellentmondó követelményeket támaszt a rezonátor optimális méreteivel szemben. A legfontosabb paraméter a belső vezető átmérője, melynek csökkentése Re{ε} pontosabb mérését teszi lehetővé, azonban az Im{ε} meghatározása rosszabb lesz. A koaxiális rezonátor végső kialakításában két különböző struktúrát terveztünk, egyiket a Re{ε}, másikat az Im{ε} mérésére.

Az S21 skalár mérése a vételre állított adóvevő modul digitális RSSI-jének használatán alapul. A vett kimeneti jelerősség és az ismert adási teljesítmény alapján számoljuk az S21 amplitúdóját. Az adó és a vevő oldalnak majdnem teljesen egyforma a kapcsolása, mindösszesen a C nyelvű vezérlő program tesz különbséget, az adó és a vevő egységek között. (7. ábra)

7. ábra

5. ábra

Az adó és a vevő egységek közötti áthallás minimalzálásának érdekében a két modult egymástól szeparáltan helyeztük el. Ezen kívül először szimulációval vizsgáltuk egy árnyékolás hatását (8. és 9. ábra), majd méréssel is ellenőriztuk eredményeink helyességét. Az árnyékolás hatására nagyobb veszteségű anyagok mérése is lehetségessé vált.

A nyitott koaxiális rezonátor HFSS modellje

Az egységek közötti áthallás nagyjából konstans a frekvencia függvényében. A modulok körüli árnyékolás hatására mintegy 40 dB-lel jobb izolációt értünk el.

Két adóvevő modult és egy mikrovezérlőt használunk az RF mérésekhez és a vezérlő funkciókhoz, úgymint frekvencia söprés és vett jelerősség olvasás. (6. ábra)

6. ábra

Adóvevő egység kapcsolási rajza

FSK adóvevő modulok, mikrovezérlő, UART-USB interfész

8. ábra

27

Árnyékolás modellezése az adó és a vevő modulok között

XY Plot 2

Ansoft LLC

Arnyekolas

0

-50.00

Simulation Measurement

Curve Info

-5

dB(S(4,1)) Setup1 : Sw eep1 dB(S(4,1))1 Imported

-60.00

-10 -15

S21 [dB]

Y1

-70.00

-80.00

-20 -25 -30 -35

-90.00

-40 -45

-100.00

-50 650

700

750 Frequency [MHz]

-110.00 550.00

9. ábra

600.00

650.00

700.00

750.00 Freq [MHz]

800.00

850.00

900.00

800

850

Frekvencia [MHz]

950.00

Áthallás az adó és a vevő egységek között (zöld – nem árnyékolt,

11. ábra

A nyitott rezonátor átviteli szórási paramétere

piros – árnyékolt egységek) 0

Az áthallásvizsgálatok eredményire támaszkodva a végső eszközt két rétegű nyomtatott huzalozású áramkörön valósítottuk meg. Az egyszerű kialakítás előnye, hogy egyszerű vezérlő használható, az egyes adóvevők irányítására. (10.ábra)

h=2.25mm h=4.5mm h=6.75mm h=9.0mm h=11.25mm h=13.5mm

-5 -10 S21 [dB]

-15 -20 -25 -30 -35 -40 -45 725

750 Frequency [MHz]

775

Frekvencia [MHz] 12. ábra

10. ábra

Terhelt rezonátor átviteli szórási paramétere

A mérő és vezérlő nyomtatott áramköri rajza

IV.

EREDMÉNYEK

A 11. ábra mutatja a (S21) szórási paraméter és a HFSS szimuláció eredményeit. A két görbe igen jó egyezése és a VNA alapú mérésünk eredménye is megerősíti a rádiós modulok mérési alkalmazhatóságát. Több réteg FR4-es hordozót mérésén keresztül meghatároztuk a rezonancia frekvencia mintavastagságtól való függését. (12.ábra) Azt találtuk, hogy az anyagparaméter értékét korrigálva, a paraméterbecslés vastagságfüggése csökkenthető. A mérési eredményekből a kalibrálatlan analitikus modell segítségével Re(eps) = 4,2 és tan(delta) = 0,05 számoltunk. Ugyanezen paraméterek adatlapi értékei: 4,4 és 0,02. Végül egy 9,3g-os fadarab nedvességtartalmát mértük, mely során 0,1g víztartalom változás is kiválóan kitudtunk mutatni. (13.ábra) Az eszköz igen jó felbontással rendelkezik a Re(eps) mérésre, ezzel szemben a veszteségekre kevésbé érzékeny.

13. ábra

Víztartalom mérés eredménye

REFERENCIÁK [1] [2]

[3]

[4]

[5]

28

Nathan Marcuvitz, ’’Waveguide Handbook’’, IEEE Electromagnetic Wave Series, Peter Peregrinus, 1986.,pp.213-216 L.F. Chen, C.K. Ong, C.P. Neo, V.V Varaden, V.K. Varaden, Microvave Electronics: ’’Measuremenet and Materilas Characterization’’, John Wiley & Sons, 2004. Duncan James Barker, ’’Evaluation of Microwave Microscopy for Dielectric Characterisation’’, PhD Dissertation, University of Birmingham, 2010 Jiuking Liu, ’’Resonator Sensor for Moisture Content Measurement’’, Intelligent Control and Automation, 2006, WCICA 2006, The Sixth World Congress on, vol.1, no.,pp.4982-4985. RFM22 ISM Transceiver module, http://www.hoperf.com/upload/rf/RFM22.PDF

Szilícium-karbid elektromos minősítése Czett Andor

Dr. Mizsei János

Elektronikus Eszközök Tanszéke Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem Budapest

Elektronikus Eszközök Tanszéke Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem Budapest [email protected]

Absztrakt — A félvezetőiparban elterjedt minősítő mérőberendezéseket jellemzően szilíciumhoz fejlesztették és optimalizálták. Ugyanakkor a szilícium-karbid (a továbbiakban: SiC) egyre nagyobb teret hódít a félvezetőiparban, így a mérési módszereket adaptálni kell erre az anyagra is. Munkám a higany kontaktusos C-V és az érintésmentes V-Q (Kelvin) méréstechnikák alkalmazhatóságát vizsgálja. A kidolgozott eljárások használhatóságát mérésekkel demonstráltam. A V-Q mérés esetében a félvezetőfizikai elméletből kiindulva új kiértékelési eljárást dolgoztam ki. A SiC nagyfrekvenciás C-V mérésével kapcsolatban megmutattam, hogy pusztán az anyagi paraméterek megfelelő beállításával MIS és Schottky mérések egyaránt elvégezhetőek. A félvezető-oxid határfelület állapotsűrűségének minősítésére használt szimultán nagy- és kisfrekvenciás C-V mérés esetében elméleti úton megmutattam, hogy a szilíciumra kifejlesztett kiértékelési eljárás szilíciumkarbid esetében is használható, sőt, lényegesen szélesebb sávelhajlás tartományban szolgáltat valós eredményt. Kulcsszavak: felületi potenciál, rezgőkondenzátor, C-V mérés, V-Q mérés.

I.

II.

ALKALMAZOTT MÉRÉSTECHNIKÁK

A. Rezgőkondenzátoros potenciálmérés A rezgőkondenzátoros potenciálmérés, más néven Kelvinmérés egy nagyon hasznos módszer a félvezetők felületi vizsgálatára [6-8, 13]. Amennyiben a vizsgálandó minta felületén dielektrikum réteg is található, akkor a koronakisüléses töltésfelvitellel kombinálva mélységi paraméterek is meghatározhatók [20]. A módszer lényege, hogy a rezgő (referencia) elektróda és a felület között az elektromos térerősség közel 0 legyen. Ehhez a referenciaelektróda potenciálját úgy kell változtatni, hogy a rezgés hatására kialakuló váltakozó áram minél kisebb, lehetőleg 0 legyen. Ekkor a rezgő elektróda potenciálja megegyezik a felület potenciáljával. Dielektrikum réteggel borított minta esetében a felületre felvitt töltések is befolyásolják a felületi potenciált az alábbi módon:

szilícium-karbid,

(1) ahol V a teljes struktúrán eső feszültség a dielektrikumon eső ( ), a félvezetőn eső (Ψ) feszültség és a referenciaelektróda és a félvezető kilépési munkakülönbségének (Φms) összege. A dielektrikum réteg vastagsága (tdiel), permittivitása εdiel, Qss a határfelületi töltések mennyisége. A Kelvin-mérés során erős megvilágítást alkalmazva a félvezetőben eső feszültség kiküszöbölhető, hiszen a mintában nem-egyensúlyi töltéshordozó koncentráció alakul ki. Ennek köszönhetően a flat-band feszültség (VFB) meghatározható.

BEVEZETÉS

A szilícium-karbid nagy tiltott sávú félvezető anyag (4HSiC esetén 3,23 eV), mely egyre nagyobb teret hódít napjaink mikroelektronikában, legfőképp a teljesítmény elektronikai (nagyfeszültségű diódák, tirisztorok, egyéb kapcsolóelemek) és optoelektronikai (UV és kék LED-ek) alkalmazásokban [1]. Szerkezeti felépítése sokkal több mélységet rejteget, mint a szilícium (a továbbiakban: Si), mert több mint 200 féle kristálytípusa létezik, melyek különböző fizikai paraméterekkel bírnak [2-3]. A félvezető felületek különösen érzékenyek a környezeti hatásokra és szennyeződésekre, ezért nagyon fontos a lehető legjobb minőségű felületi passziválás. A passziválás fontossága (elektronikus eszközök és integrált áramkörök készítése, technológiája, valamint a félvezető anyagok felületi és tömbi karakterizációja), ill. a különböző lehetőségei (felületi potenciálgát szabályozása, felületi és határfelületi csapdák mennyiségének csökkentése) már elég részletesen ismertek [4]. A legfontosabb elektromos minősítő méréstechnikák alapjai elég részletesen ismertek: C-V eljárások [5][14], felületi potenciál mérése rezgőkondenzátoros [6-8], felületi potenciál térképezés Si és GaAs felületeken [9-11], koronakisüléses töltésfelvitel és rezgőkondenzátoros mérés együttes alkalmazása [12][20].

(2) A Kelvin-mérést sötétben, majd erős megvilágítás mellett alkalmazva meghatározható a minta felületi potenciálgátja az alábbi képlet szerint: ,

(3)

ahol Vdark a sötétben mért, Vbright pedig a megvilágítás mellett mért felületi potenciál. A felületi potenciálgát tehát a felületi töltés függvényében változik. Ezt a függvény viszont implicit formában ismerjük. Az F(Ψ,Φb) függvény a Poisson-egyenlet jól ismert megoldása a félvezető tértöltésére vonatkozóan: ,

29

(4)

ahol q az elektron töltése, ni az intrinsic töltéshordozó koncentráció, LDi pedig az intrinsic Debye-hossz. A 2-es egyenlet szerint a minta felületén található töltés (Q) és a határfelületi töltés (Qss) egyenlő a félvezető teljes tértöltésével. Ez egy nagyon fontos összefüggés, mely szerint a felületi potenciálgát (Ψ) egyszerűen a rezgőelektródával sötétben mért egyensúlyi és a megvilágítás mellett mért nem-egyensúlyi felületi potenciálok különbségeként számolható. Az irodalomban gyakran SPV (Surface Photo-Voltage) néven is megtalálható ez a méréstechnika. Ψ ismeretében a teljes felületi és határfelületi töltésmennyiség meghatározható. Munkám során rezgőkondenzátoros mérésekhez a Semilab WT-2000 berendezését használtam. A Kelvin-elektróda 5mm x 5mm felületű átlátszó vezető réteggel (TCO – Transparent Conductive Oxide) bevont üveglap. A berendezés képes koronaelektródás töltésfelvitelre. A mérések során megvilágítást nem használtam, mivel a mérőberendezés piros LED-je nem képes SiC számára megfelelően nagy energiájú, azaz kis hullámhosszú fotonok (UV – kb. 350 nm) kibocsátására. A Kelvin-mérés és a koronaelektródás töltésfelvitel együttes alkalmazása (V-Q mérés) egyenértékű egy kisfrekvenciás egyensúlyi C-V méréssel. Az így kapott V-Q görbe közvetlenül megadja a felületi potenciálgát nagyságát és a dielektrikum rétegen eső feszültséget is. A mért és az ideális Ψ-Q görbét összehasonlítva pedig kiszámítható a dielektrikumban található fix töltésmennyiség (Qf), ill. a határfelületi csapdák sűrűsége (Dit – Density of interface traps).

mérésekről kell beszélni. A minta akkumulációból indítva mélykiürülés, ill. inverzió irányába van előfeszítve. A legfontosabb számítható paraméterek ebben az esetben a flatband feszültség és az EOT (Equivalent Oxide Thickness – Ekvivalens (elektromos) oxidvastagság). MIS rendszerek mérésére alkalmazható továbbá az ún. QV opció is, amely szintén megtalálható az általam használt MCV2500 rendszerben. A QV opció (az irodalomban Q-C mérésnek is szokás nevezni) segítségével szimultán kis- és nagyfrekvenciás C-V mérés zajlik [15]. A kisfrekvenciás C-V görbe töltésintegrálás útján mérhető, a nagyfrekvenciás pedig ezzel párhuzamosan a korábban ismertetett módon. A QV opciós mérés segítségével meghatározható a határfelületi állapotok sűrűsége (Dit) is, ill. azok eloszlása a tiltott sávban az alábbi képlet szerint: (6) ahol Cdiel a szeletet fedő dielektrikum réteg kapacitása, q az elektron töltése, A a mérőfelület nagysága, CLF és CHF pedig a rendszer mért kis- és nagyfrekvenciás kapacitása. III.

Vastag szilícium-dioxiddal (SiO2) fedett 4H-SiC mintákon a V-Q (Kelvin) mérés és a koronakisüléses töltésfelvitel együtt jól alkalmazhatónak bizonyult. 66 nm oxiddal fedett 8E15 cm-3 adalékolású 4H-SiC mintákon nagyon stabil teljesítménnyel, viszont az elméleti egyensúlyi V-Q görbétől eltérő görbéket kaptam attól függően, hogy a felületet pozitív vagy negatív irányba töltöttem. SiC esetében az intrinsic töltéshordozó koncentráció nagyon kicsi, szobahőmérsékleten ni = 6.5E-9, ami azt jelenti, hogy egy mintában csak néhány darab kisebbségi töltéshordozó van egyensúlyi állapotban.

B. Higanykontaktusos C-V mérés A C-V mérés a félvezető minősítés egyik legrégebbi és legjobban elfogadott eljárása. A hagyományos C-V mérés gőzölt fémkontaktus segítségével történt, tehát nem mondható roncsolásmentes technikának. A higanykontaktusos C-V mérés azonban kivételt képez, mivel roncsolásmentesnek tekinthető, mindemellett nagyon stabil és jó minőségű fémes kontaktust képez. Higanykontaktusos C-V mérésekhez a Semilab által fejlesztett MCV-2500 platformot használtam, amely nagyon megbízható pneumatikus rendszer segítségével mozgatja a mérőfejet. A kontaktus kialakításához pedig a kapillárisban lévő higanyt túlnyomás alkalmazásával a minta felületéhez nyomja. Ezeknek köszönhetően nagyon jól reprodukálható kontaktust ad, ez teszi a technológiát nagyon megbízhatóvá, ami a félvezető iparban elengedhetetlen. C-V mérés során a kontaktelektróda változó DC potenciáljára egy kis amplitúdójú AC gerjesztést szuperponálva mérhető a rendszer kapacitása. Tiszta szilícium mintákat ún. Schottky módban célszerű mérni. Ehhez a mintát záróirányban kell előfeszíteni, a rendszer pedig a kiürített réteg nagyfrekvenciás kapacitását méri. A mért C-V görbéből az adalékprofil az alábbi jól ismert összefüggés alapján számolható [14]: ,

MÉRÉSI EREDMÉNYEK ÉS TAPASZTALATOK

[Ide írhatja be a dokumentumból idézett szöveget vagy egy érdekes kérdés összefoglalását. A szövegdoboz a dokumentum tetszőleges pontján elhelyezhető, és formázását a Szövegdoboz-eszközök lapon adhatja meg.]

1. ábra - Kelvin mérés eredménye (kék – pozitív irányú töltés; piros – negatív irányú töltés) és a kiürítéses szakaszra illesztett görbe (zöld).

A mért n-típusú szeletek esetében nem alakult ki egyensúlyi inverzió (1. ábra piros görbe), hanem nem-egyensúlyi mélykiürüléses állapotba kerül a minta. Meglehetősen nagy felületi töltésmennyiség esetén viszont a kiürített rétegben kialakuló térerő hatására beindul egy lavinaszerű nagyon gyors töltéshordozó generáció, ami többségi és kisebbségi töltéshordozókat egyaránt generál, így kialakul az inverzió, a felületi potenciál értéke hirtelen megnő, majd a töltés mennyiségével lineárisan változik. Ugyanezen görbén pozitív töltések felvitele során (kék görbe) egy másik görbe mentén eljuttatható a minta a kiindulási akkumulációs állapotba. A

(5)

melyben q az elektron töltése, εs a félvezető anyag permittivitása, Vg a mérőelektróda potenciálja, Cmeas pedig az adott feszültségen mért kapacitás értéke. Dielektrikummal borított minta esetében MIS (MetalInsulator-Semiconductor, azaz fém–szigetelő-félvezető)

30

pozitív irányban felvett görbe alkalmas a felületi és határfelületi paraméterek meghatározására, hasonlóan, mint szilícium esetében.



4. ábra - QV opciós mérés eredményeként kapott (számolt) Dit spektrum oxiddal fedett SiC mintán. Piros határok jelölik a tiltott sáv alsó (0 eV) és felső határát (3.23 eV). Az akkumulációs szakaszban, kb. 2,5 eV fölött már a „kiürítéses közelítés” már nem érvényes, így a mérési eredmények nem a valós felületi állapotsűrűséget tükrözik..

2. ábra - Nagyfrekvenciás MIS C-V mérés eredménye (kék) és az 1/C2 (piros) oxiddal borított SiC mintán. Az 1/C2 görbe egyenessége az adalékolás egyenletességét mutatja. A gyártói adat 8E15, a mérés eredménye 8,2E15.

Ezért a kiürítés irányába felvett QV görbe szélesebb potenciálgát tartományban ad eredményt a mintáról.

Kis- és nagyfrekvenciás C-V mérés kiértékelésekor használhatóak a szilíciumnál jól ismert módszerek mind MIS mind pedig Schottky mérésnél, ehhez mindössze az anyagi paramétereket kell megváltoztatni. Emellett azt tapasztaltam, hogy a SiC termikus és természetes oxidja egyaránt nagyon stabil, így nem szükséges előzetes felületkezelést alkalmazni. A mérések nagyon jó rövid és hosszú időre vetített reprodukálhatóságot mutattak. A termikus oxiddal fedett SiC minták is ugyanolyan jól mérhetőnek bizonyultak (2. ábra).

IV.

KÖVETKEZTETÉSEK

A rezgőkondenzátoros felületi potenciálmérés és a C-V mérés – MIS és Schottky egyaránt – az előzőekben részletezett kiegészítésekkel és változtatásokkal teljes mértékig alkalmas módszernek bizonyultak SiC minták elektromos minősítésére. A felület minősége önmagában, különböző kezelések nélkül is hosszútávú stabilitást mutat (5. ábra) még természetes oxid esetében is. A határfelületek minősítésére a korábban szilíciumra kifejlesztett eljárások alkalmasabbak, sőt ezen módszerek tágabb határok között is képesek információval szolgálni a szeletek minőségét illetően. További lehetőségek is rejlenek a jelenlegi technikák fejlesztésében, pl. a Kelvin-mérés esetében egy megfelelően választott UV fényforrás segítségével töltéshordozókat gerjesztve az inverzió kialakulása könnyebben előidézhető, ezáltal még több információ lenne kinyerhető egy mérésből. Másik fejlesztési lehetőség a különböző hőmérsékleten felvett C-V görbék összehasonlításával a SiC minták viselkedésének még mélyrehatóbb megismerése.

3. ábra - Szimultán kis (CLF)- és nagyfrekvenciás (CHF) C-V mérés eredménye oxiddal fedett SiC mintán. A nagy relaxációs idők miatt jellegi különbség nincs a két görbe között, a módszer ettől még azonban alkalmazható.


A határfelület minősítéséhez a korábban bemutatott QV opciót használtam, mely a kis- és nagyfrekvenciás C-V görbék összehasonlításán alapul (3. ábra). A módszer alkalmazhatóságát igazolja a mért határfelületi csapdasűrűség spektrum (4. ábra) a tiltott sávban, mely a gyártó által közölt szeletparaméterekkel megegyezik. További előnye ennek a mérésnek SiC esetében, hogy a kisebbségi töltéshordozók hiánya miatt a módszer szélesebb tartományban alkalmazható, mivel kiürítéses állapot után az inverzió nem alakul ki olyan gyorsan, mint szilícium esetében.

5. ábra - Hosszú idejű reprodukálhatósági vizsgálat összegzett eredménye Schottky mérés esetén (természetes oxiddal borított, 3.7E15 cm-3 adalékolású mintán). A bal oldali skála a mért töltéshordozó koncentrációt mutatja (kék pontok), a jobb oldali pedig az átlagos koncentrációtól vett eltérést (piros pontok). A grafikon egy héten át mért, napi három 5 pontban futtatott, pontonként 5 mérés eredményét összegzi.

31

[10] J. Mizsei, A. E. Pap, K. Gillemot, G. Battistig, Applied Surface Science 256 (2010) 5765. [11] P. Tomkiewicz, S. Arabasz, B. Adamowicz, M. Miczek, J. Mizsei, D. R. T. Zahn, H. Hasegawa, J. Szuber, Surface Science 603 (2009) 498. [12] Short, Eugene L., "Sequential afterglow processing and non-contact Corona-Kelvin metrology of 4H-SiC" (2009). Theses and Dissertations. Paper 19. http://scholarcommons.usf.edu/etd/19 [13] J. Mizsei, Solid-State Electronics, 44 (2000) 509. [14] E. H. Nicollian, J. R. Brews, MOS (Metal Oxide Semiconductor) Physics and Technology, John Wiley & Sons, Inc. 1982. [15] E.H. Nicollian, J. R. Brews, Solid State Electronics 27. (1984) 963. [16] J. Mizsei, Vacuum 67 (2002) 59. [17] J. Mizsei, O. Korolkov, N. Sleptsuk, J. Toompuu,d and T. Rang, The 2011 International Conference on Silicon Carbide and Related Materials (ICSCRM 2011), September 11 – 16, 2011, Cleveland, Ohio, USA [18] M. Sadeghi, O. Engström, Microelectronic Engineering 36 (1997) 183. [19] M. Sadeghi, A. Jauhiainen, B. Liss, E.O. Sveinbjornsson, O. Engström, Solid-State Electronics 42 (1998) 2233. [20] Wilson, M., Lagowski, J., Savtchouk, A., Jastrzebski, L., and D’Amico, J., COCOS (Corona Oxide Characterization of Semiconductor) Metrology: Physical Principles and Applications, Gate Dielectric Integrity:Material, Process and Tool Qualification, ASTM STP 1382, D.C. Gupta and G.A. Brown, Eds., American Society for Testing and Materials, West Conshohocken, PA, 1999.

KÖSZÖNETNYILVÁNÍTÁS A munkát részben a MAG Zrt, TECH_08-D2-2008-0101 (korábban: PVMET08, OM-00160/2008) projektjei keretében végeztem. Szeretnék köszönetet mondani továbbá a Semilab ZRt.-nek és munkatársainak, hogy lehetővé tették számomra a WT-2000 és MCV-2500 mérőberendezések használatát, ezáltal segítették munkámat. IRODALOMJEGYZÉK [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9]

M. Bhatnagar, B.J. Baliga, IEEE Transactions on Electron Devices 40 (1993) 645. http://www.ioffe.ru/SVA/NSM/Semicond/SiC/ Properties of silicon carbide, ed. Gary Lynn Harris, INSPEC (Information service) – 1995 J. Mizsei, Applied Surface Science, 252 (2006) 7691. D. K. Schroder, Semiconductor material and device characterization, John Wiley & Sons, Inc. 1998. Kronik L, Shapira Y, Surface Science Reports 37 (1999) 1. J. Lagowski, P. Edelman, M. Dexter, W. Henley, Semicond.Sci.Technol. (1992) A185. J. Mizsei, Solid State Electronics, 46 (2002) 235. J. Mizsei, J.A. Shrair, I. Zólomy, Applied Surface Science 235 (2004) 376.

32

Ultra kis feszültségű rezonáns inverter mobil eszközökhöz Futó András Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem Villamosmérnöki és Informatikai Kar Automatizálási és Alkalmazott Informatikai Tanszék

tápegységekben történő alkalmazásra. Ezen LC kör alapú tápegységek továbbá ideálisak szinuszos feszültség- és áram előállítására is.

Összefoglaló — Napjaink hordozható készülékeiben gyakran 1,2V vagy 3,6V cellafeszültségű akkumulátorokat használunk. Az eszközök működtetéséhez szükséges magasabb feszültségeket akkumulátorok sorba kötésével állítjuk elő. A sorba kötött cellákból álló telepben az egyes cellák feszültségét és hőmérsékletét külön figyelni kell, és egyetlen cella lemerülése esetén a telep megóvása érdekében a készüléket ki kell kapcsolni. Cikkemben a folytonos vezetési üzemű rezonáns tápegységek családját, ezen belül a párhuzamosan terhelt rezonáns tápegységek feszültség- és áram viszonyait mutatom be. A cikk tárgyalja a fenti topológiák alacsony bemenő feszültségről történő alkalmazhatóságának és a veszteségek minimalizálásának lehetőségét, optimális elrendezését, valamint a kimenő feszültség és áram lehetséges szabályozási technikáit is. Ezután a fenti elvek alkalmazásával egy 8 W névleges teljesítményű rezonáns fénycső inverter tervezését mutatom be, amely egyetlen nagy kapacitású 1,2V feszültségű NiMH akkumulátor celláról üzemel.

II.

Kulcsszavak - alacsony feszültség; folytonos vezetés; rezonáns; tápegység; LC kör; rezonancia; CCM; inverter; fénycső;

I.

FOLYTONOS VEZETÉSI ÜZEMŰ REZONÁNS TOPOLÓGIÁK

A fél híd kapcsolású CCM konverterek váltakozó áramú modellezését Robert L. Steigerwald dolgozta ki [3]. Cikkében alapvetően a sorosan és párhuzamosan terhelt konvertereknek, valamint ezek kombinációjának frekvenciatartománybeli analízisével foglalkozik. Eredményeinek ismeretében a legkisebb veszteségű, az áram nulla átmeneteinél kapcsoló megoldásokat vizsgáltam meg részletesebben [7]. A tárgyalt tápegységek szabályozatlanok. A kimeneti feszültség- illetve áram szabályozását mikrokontrolleres vezérléssel szeretném megoldani, de jelen cikk elkészültéig ezt, valamint a kapcsolóelemeket és az azokat meghajtó elektronikát nem vizsgáltam. A CCM típusú rezonáns kapcsolások alapja egy LC kör, melyet fél- vagy teljes híd kapcsolás segítségével, négyszög feszültséggel gerjesztünk. A működés leírásához először egy egyszerű LC kör feszültség- és áram viszonyait vizsgáltam, majd a vizsgálat eredményeit a kondenzátorral sorosan- illetve párhuzamosan kapcsolt terhelések hatásának számításakor használtam fel. A vizsgálatok hálózatelméleti levezetéseken alapulnak, melyek eredményeit számítógépes szimulációkkal támasztottam alá.

BEVEZETÉS

Egy mobil eszközökben, alacsony bemenő feszültségről is jó hatásfokkal üzemeltethető tápegység fejlesztése kapcsán kezdtem vizsgálni a rezonáns tápegységek egy különleges családját, a folytonos vezetési üzemű (Continuous Conduction Mode, a továbbiakban CCM) rezonáns tápegységeket. Ezek a rezonáns tápegységek alapjaikban különböznek a hardswitching kapcsolásokon alapuló, LC kört csak az átkapcsolások segítésére használó megoldásoktól (ZVS, ZCS). Közös tulajdonságuk, hogy működésük egy folyamatosan rezonáló LC körön alapszik.

A. Négyszög feszültséggel gerjesztett soros rezgőkör

A CCM rezonáns tápegységek családját szabályozott üzemben leginkább a viszonylag nehéz tervezhetőség, a pontos alkatrészek iránti igény és a nehézkes szabályozhatóság miatt ritkán használják. Az ilyen, rezgőkör alapú kapcsolások jellegzetessége, hogy a bemenő áramnál nagyobb csúcs- illetve effektív áram egyik alkatrészen sem folyhat, a kapcsolóelemeken folyó áram megfelelő vezérlés esetén az átkapcsolások pillanatában közel nulla értékű. Így az átkapcsolási veszteségek a hard – switching kapcsolásokhoz képest csökkenthetők [2], és az elektromágneses zavarkibocsátás mértéke is csökkenthető. Az áramkört ezen tulajdonságai teszik ideálissá kis bemenő feszültségű

1. ábra:

Sajátfrekvencián négyszögjellel gerjesztett LC kör

Egy energiamentes ideális soros LC kört egységugrás jellel gerjesztve az L tekercsre egységnyi feszültség kerül. Szinuszos áram indul meg, és (veszteségmentes rezgőkört feltételezve) a gerjesztés megváltozásáig ez fenn is marad. A feszültség

33

bekapcsolásának pillanatában (t0) a tekercs árama addig növekszik, amíg a C kondenzátor feszültsége el nem éri a generátor feszültségét.

4. ábra 2. ábra

Az 1. ábrán látható LC kör árama

Ahhoz hogy a rezgőkör áramát is számítani tudjuk, már a konkrét L és C értékeket is ismerni kell. A 3. ábrán jól látható hogy a tekercs áramának fázisa megegyezik a gerjesztő jel fázisával; maximum helyei pontosan az egyes fél periódusok közepénél (T/4) vannak. Ezekben a pontokban azért maximális az áram, mert a gerjesztő feszültséget a kondenzátor feszültsége pontosan kiegyenlíti. A 4. ábra metszéspontjai ezeket a helyeket szemléltetik.

A rezgőkör árama szinuszos, ezért a 2. ábra t0 és tUCmax közti része a tImax vonalra szimmetrikus. Ez azt mutatja, hogy a t0 időponttól a feszültség kiegyenlítés (tImax) időpontjáig a C kondenzátorba jutó töltés mennyisége (sötét terület) azonos a tImax időpont és az áram nulla helyének időpontja (tUCmax) között a kondenzátorba jutó töltéssel. A töltések mennyisége:

Q=

t Im ax

tUC max

t0

t Im ax

∫ I (t )dt = ∫ I (t )dt

Az 1. ábrán leírt áramkör gerjesztése és a C kondenzátor feszültsége

A kondenzátor feszültségének csúcsértékről ellenkező polaritással egységnyi feszültségre történő (a 3. ábrán nyilakkal jelölt) ∆UC megváltozása közben a kondenzátoron (és így a tekercsen is) átfolyó töltés mennyiség hatására (a 3. ábrán sötéttel jelölt terület) a tekercs árama nulláról éppen annak csúcsértékére nő fel. A rezgőkör áramát szinuszosnak feltételezve a következőt írhatjuk fel az áram csúcsértékéről:

(1)

(1) következménye, hogy egy ideális energiamentes soros rezgőkört egységugrás feszültséggel gerjesztve egy fél periódus után a kondenzátorba 2Q töltés jut, és a kondenzátor feszültség amplitúdója a generátor feszültségének kétszerese lesz. Ugyanígy belátható, hogy az egyes fél periódusok végére kialakuló kondenzátor csúcsfeszültség egy fél periódus alatt a bemenő feszültség kétszeresével növekszik:

T /4

Q = C ⋅ ∆U C =

∫ Iˆ ⋅ sin(ωt )dt

(3)

0

Az integrálás és az áram csúcsérték kifejezése után: (2)

uˆc k = uˆc k −1 + 2 ⋅ ube

Iˆ = ω ⋅ C ⋅ ∆U C

Így a kondenzátor csúcs feszültségei az egyes fél periódusok kezdetén rendre a 0,2,-4,6,-8,10,... sorozatot adják.

( ∆U C = Uˆ C + U be )

(4)

B. Párhuzamos CCM tápegység feszültség és áram viszonyai A [2] és [3] források több lehetséges tápegység kapcsolást is tárgyalnak. Ezek közül a párhuzamos vagy párhuzamosan terhelt rezonáns tápegységeket (parallel resonant converter, PRC) vetettem alá időtartománybeli vizsgálatnak rezonancia frekvenciás gerjesztések esetére.

T 30.00

I -30.00 20.00 UC -20.00 20.00 UL -20.00 1.00 VG1 -1.00 0.00

10.00u

20.00u

30.00u Time (s)

40.00u

50.00u

5. ábra 3. ábra

Az 1. ábrában leírt áramkör feszültségei és áramai.

34

párhuzamosan terhelt CCM rezonáns tápegység főáramköre

A primerre redukált terhelést az 5. ábrán látható módon a rezgőköri kondenzátorral párhuzamosan kapcsoljuk A kapcsolási rajzon látható, hogy a tápegység primer oldala ûcr < uki esetén a négyszög feszültséggel gerjesztett LC körrel egyezik meg, hiszen ekkor a D1-D2 diódák lezárva maradnak. ûcr = uki elérése esetén a D1-D2 diódák valamelyike kinyit, és az Lr tekercsben maradó energiát a kimenetre juttatja.

természetesen a transzformátor áttételének is függvénye, viszont a kimenő feszültségtől, azaz a terheléstől nem függ. Az effektív érték számításából látható, hogy a transzformátor árama a rezgőkör áramánál jóval kisebb is lehet, így a transzformátor is kis méretű lesz. Ez esetben azonban a Cr kondenzátor feszültségének amplitúdója a bemeneti ube feszültségnél lényegesen nagyobb kell legyen, ami nagyobb méretű (nagyobb áramot elviselő) Lr és Cr elemek beépítését teszi szükségessé.

A Cki kondenzátor kapacitását kellően nagynak feltételezve egy fél periódus alatt az uki feszültség állandónak tekinthető. Ideális diódákat és transzformátort feltételezve valamelyik dióda nyitása után a Cr kondenzátor árama nulla lesz, feszültsége pedig a fél periódus végéig állandó értékű marad. Ebből következik, hogy az áram szinuszos alakja enyhén torzulni fog, vagyis egy dióda nyitása után a tekercs árama már állandó meredekséggel fog nullára csökkenni. A 6. ábrán látható szimuláción ez jól megfigyelhető.

30.00

T

I1

-40.00 30.00 Icr

-40.00 10.00 Iki1

-10.00 800.00 Uki

0.00 2.00 Volt. GEN

-2.00 0.00

100.00u

200.00u

300.00u

Time (s)

7. ábra 6. ábra

A 7. ábra mutatja a kapcsolás jelalakjait. A terhelés a szimuláció gyors futtathatósága érdekében csak egy 5 nF értékű kapacitás volt. Látható, hogy a transzformátor primer áramának jelalakja valóban állandó területű háromszögekből áll. A kapacitív terhelésre a kimenő feszültség lineáris jelleggel változik, azaz a szabályozatlan tápegység is valóban áramgenerátoros jellegű.

Az 5. ábrán látható kapcsolás tekercs áramának szimulációja. A sötét háromszög a transzformátor primerén átfolyó töltés

A (2) egyenlet alapján tudjuk, hogy egy terheletlen rezgőkör kondenzátorának csúcsértéke minden fél periódusban a bemenő feszültség kétszeresével növekszik. Az 5. ábrán azonban a kimeneten egy végtelennek tekinthető Cki kondenzátor van, vagyis a Cr rezonáns kondenzátor feszültsége nem nőhet az előző fél periódusbeli érték fölé. A többlet töltés csak a kimenet irányába folyhat. Így a 6. ábrán sötéttel jelölt háromszög területe (t∆) ismert, és segítségével meghatározható többek között a kimenet felé (a transzformátor primerére) jutó áram átlagos értéke is:

t ∆ = Q ki = 2 ⋅ u be ⋅ C r =

I kiAV =

∆I ⋅ t ki u ki ⋅ t ki = 2 2⋅L

2

Qki 2 ⋅ ube ⋅ C r = = 4 ⋅ ube ⋅ C r ⋅ f T /2 T /2

A kimenő és a bemenő feszültségek aránya, vagyis a rezgőkör erősítése a rezgőkör sajátfrekvenciáján a jósági tényezővel (Q) egyezik meg. Ennek értéke a kimenő feszültségtől függ, így ismert terhelés esetén a transzformátor áttételének megválasztásával a Q érték nagysága tetszőlegesen tervezhető. Nagy Q érték nagy meddő energia lengésekhez vezet a tekercs és a kondenzátor között, ami az áramkör veszteségét növeli. A szabályozás sebességét itt is a (2) alapján lehet tervezni.

(5)

C. Áramgenerátoros karakterisztikájú inverter Az 5. ábrán tárgyalt topológia a szekunder oldali egyenirányító elhagyásával üzemeltethető szinuszos feszültséget adó inverterként is. Ez esetben azonban a számításkor figyelembe kell venni, hogy a kimeneten folyamatosan áram folyik. A kimenő feszültség és áram nagysága a terhelés karakterisztikájától is függeni fog, így tervezéskor a karakterisztika ismerete szükséges. Jelen cikkemben egy fénycsövek alacsony bemenő feszültségről történő üzemelésére alkalmas tápegységet mutatok be, de az elv más terhelésekre is alkalmazható.

(6)

f helyére a Thomson képletet helyettesítve:

I kiAV = 4 ⋅ ube ⋅ Cr

1 2 Cr = ⋅ ube ⋅ Lr 2π Lr Cr π

Az 5. ábrán látható kapcsolás szimulációja kapacitív terheléssel

(7)

A (7) képletből látható, hogy a transzformátor primerén átfolyó áram voltaképpen csak a bemenő feszültségtől és a Cr / Lr aránytól függ. A kimenő áram ezeken felül még

Fénycsövek meghajtása csak inverteres tápálással lehetséges. Egyen feszültségű komponenst is tartalmazó táplálás a fénycső élettartamát rövidíti, illetve a fénycső hossza

35

mentén egyenetlen fényáram eloszlást okoz A fénycső karakterisztikájának jellemzésére [5] alapján egy másodfokú függvényt használtam:

I lamp (t ) =

uˆlamp ⋅ sin(2πft )

ahol

k

k=

uˆlamp 2 Iˆ

IV.

(8)

lamp

Az Lr és Cr elemek számításához itt is az előző bekezdésben tárgyaltaknak megfelelően azt a Cr ⋅ ∆uC töltés mennyiséget vettem alapul, amit egy fél periódus alatt el kell távolítani a rezgőkörből ahhoz, hogy annak árama, és így a Cr kondenzátor csúcs feszültsége ne növekedjen.

8. ábra

Q = Cr ⋅ ∆uC =

∫I

lamp

(9)

(t ) dt

0

(8) behelyettesítése és átrendezés után:

uˆlamp k ⋅ ∆uc

T/2

⋅ ∫ ⋅ sin(2πft ) dt

Rezonáns fénycső inverter deszkamodellje működés közben

A II. részben leírt elmélet ellenőrzésére egy kísérleti fénycső invertert készítettem egy 8W névleges teljesítményű T5 típusú fénycső 1,2 V bemenő feszültségről történő meghajtására. A kísérleti inverter részletes méretezésének illetve a vezérlő áramköröknek a bemutatására jelen cikk terjedelme nem elegendő; az inverter működő deszkamodelljének fényképe a 8. ábrán látható. Ezzel célom egy megfelelő nyomtatott áramköri panel készítése után a hatásfok bemérésének elvégzése illetve az áram szabályozás vizsgálata.

T /2

Cr =

TOVÁBBI VIZSGÁLÓDÁSOK LEHETSÉGES CÉLJAI

(10)

A rezonancia frekvencián gerjesztett LC kör alapú rezonáns tápegységek elméletéből a lehetséges vezérlési és szabályozási módokat valamint a mikrokontroller alapú szabályozások alkalmazhatóságát szeretném további vizsgálatnak alávetni.

0

A szükséges Lr induktivitás az üzemi frekvencia ismeretében a Thomson képlet alapján számítható. A transzformátor áttételét a választott üzemi Q érték valamint a fénycső égési csúcsfeszültsége ismeretében tudjuk meghatározni. Ahhoz, hogy az inverter a fénycső gyújtási feszültségét is elő tudja állítani, a terheletlen rezgőkör saját Q értékének kellően nagy értékűnek kell lennie.

A tekercsek és transzformátorok méretezése tekintetében a kis teljesítményű tápegységek nagy áramú transzformátorainak és induktivitásainak az örvényáramú jelenségek kiküszöbölése általi miniatürizálásával lenne érdemes foglalkozni. KÖSZÖNETNYILVÁNÍTÁS

III.

A téma konzultálásáért, a cikk ellenőrzéséért, és a sok szakmai segítségért köszönetemet fejezem ki a BME Automatizálási és Alkalmazott Informatikai Tanszékén Dr. Balogh Attila adjunktusnak. Továbbá köszönöm Dr. Varjasi István támogatását, valamint Dr. Hermann Imre tanár úr kiváló jegyzetének kéziratát, ami hamarosan könyv formájában is meg fog jelenni.

ALACSONY BEMENŐ FESZÜLTSÉGEK PROBLÉMÁI

A II. részben tárgyalt kapcsolásokkal a bevezetőben említett okok miatt kis veszteségű szabályozatlan tápegységek tervezhetők hordozható méretben akár 1,2 V bemenő feszültségre is, 5 - 10 W közötti teljesítményekre. A nagy rezgőköri áramokat figyelembe kell venni a panel huzalozásának elkészítésekor, a meghajtó MOSFET-ek kiválasztásánál, valamint a Cr kondenzátor megválasztásakor.

HIVATKOZÁSOK

A legnagyobb problémát ekkora áramok mellett azonban a tekercsek örvényáramú veszteségei jelentik [4]. A tervezési frekvenciát úgy kell megválasztani, hogy a bőr (skin) hatás, illetve a megtekercselt rétegek egymásra hatása következtében fellépő közelségi (proximity) hatás eredményeképpen kialakuló váltakozó áramú ellenállás ne haladja meg jelentősen az egyenáramú ellenállást. Az örvényáramú veszteségek tervezése legegyszerűbben Dowel görbék [4] segítségével lehetséges.

[1] [2] [3]

[4]

Alacsony primer menetszámú transzformátoroknál továbbá problémát jelenthet az alacsony főmező induktivitás okozta nagy meddő áram is. A megoldást az ismertetett kapcsolások esetében a rezgőkörök üzemi Q értékének növelése jelenti, ami azonban a II/B részben leírtak miatt a hatásfok csökkenését eredményezheti.

[5]

[6]

36

Hermann Imre Dr., "Kapcsolóüzemű Tápegységek jegyzet", kiadás alatt. Pressman, Abraham I., Switching Power Supply Design, 2nd ed. Switchtronic inc., McGraw-Hill, New York, 1998. Steigerwald, Robert L., A comparison of Half-Bridge Resonant Converter Topologies, IEEE Transaction of power electronics, vol. 3, no. 2, 174-182 (1988). Dixon, Lloyd H., "Eddy Current Losses in Transformer Windings and Circuit Wiring", Texas Instruments / Unitrode Power Supply Seminar, 2001. Ribarich, Thomas J., Ribarich, John J., "A New High-Frequency Fluorescent Lamp Model", International Rectifier Power IC Group, as presented at IEEE Industry Applications Society Annual Meeting, St. Louis, Missouri, October 12-16, 1998 Futó András, „Ultra kis bemenő feszültségű rezonáns tápegység”, BME TDK konferencia 2011.

Femtocellák alkalmazása LTE hálózatokban Jakó Zoltán e´ s Jeney Gábor Budapesti M˝uszaki e´ s Gazdaságtudományi Egyetem, H´ıradástechnikai Tanszék, 1117, Budapest, Magyar tudósok krt. 2., Magyarország Email:{jakoz,jeneyg}@hit.bme.hu

Kivonat—A cikk bemutatja a femtocellák alkalmazási le´ rendszerekben, mint például a 3rd Generation het˝oségeit olyan uj Partnership Project (3GPP) a´ ltal szabványos´ıtott Long Term Evolution (LTE). A femtocella bázisállomások interferencia források a makrocellás rétegnek még az LTE rendszer sajátosságait figyelembe véve is. A cikkben megvizsgáljuk az interferencia t´ıpusokat majd ezt követ˝oen sztochasztikus geometria alkalmazásával egy olyan modellezési eljárást k´ıvánunk bemutatni az ¨ interferencia jellemzésére, azok eloszlásfuggv´ enyeire, valamint a ˝ eg meghatározására. szolgáltatáskiesés valósz´ınus´ Index Terms—Femtocella, LTE, többrétegu˝ hálózatok, interferencia, modellezés.

I. B EVEZET E´ S A nagyobb a´ tviteli sebesség e´ s jobb lefedettség biztos´ıtása e´ rdekében e´ szszer˝u megoldásként k´ınálkozik, hogy a hagyományos, egyszint˝u makrocellás hálózatot többszint˝u, réteges hálózattá b˝ov´ıtik. Az ilyen többréteg˝u hálózat elemei lehetnek például mikro-, piko- e´ s a femtocellák. A femtocella egy olyan kis bázisállomás, amely alkalmas egy lakás vagy iroda lefedettségét biztos´ıtani, u´ gy hogy az itt keletkezett forgalmat vezetékes technológiák seg´ıtségével (DSL – Digital Subscriber Line, optika stb.) száll´ıtja a mobil operátorhoz, ezzel tehermentes´ıtve a makrocellát. A mobil operátornál a femtocella gateway gy˝ujti o¨ ssze a femtocellákból e´ rkez˝o forgalmat [13]. A femto eNB (femtocellás bázisállomás) teljes´ıtmény jellemz˝oen 10...100 mW között mozog, ´ıgy a lefedett terület nagyából 30 m lehet. Az LTE rendszerekben az els˝odleges hozzáférési megoldásként eml´ıtik a femtocellákat. A femtocellák a szolgáltató a´ ltal használt frekvenciasávban u¨ zemelnek. Abban az esetben ha a femtocella ugyanazt a frekvenciasávot használja, mint a makrocella (frekvencia u´ jrahasznos´ıtási faktor e´ rtéke egységnyi), bizonyos körülmények között alkalmazásuk zavarhatja a konvencionális hálózatot. Központi interferenciaszabályozás (például a femtocella gatewayen keresztül) megvalós´ıtása bonyolult tekintettel arra, hogy a femtocellák a publikus Internetet használják az adatforgalom tovább´ıtására, aminek a késleltetése jelent˝os. A rendszer teljes´ıt˝oképességének le´ırásához fontos egy jó modellezési eljárás kidolgozása, ami megfelel˝o módon le tudja ´ırni a femtocellás rendszerben keletkez˝o interferenciákat. Korábbi tanulmányokban [1] e´ s [2] már modellezték a femtocellás hálózatokat, a´ m azok 3G-s hálózatokra lettek kitalálva, amik ezáltal az LTE hálózatokban közvetlenül nem alkalmazhatóak.

1. a´ bra. A kétréteg˝u hálózat rendszermodellje

A cikk célkit˝uzése, hogy a femtocellák LTE hálózatban való alkalmazásainak hatásait feltárja. Megvizsgáljuk milyen interferenciák fordulhatnak el˝o, figyelembe véve az LTE rendszer sajátosságait. Az interferenciák le´ırása után felrajzolhatjuk a szolgáltatáskiesési valósz´ın˝uséghez tartozó határoló görbét (OC, Operating Contour). Az analitikus vizsgálathoz alkalmazzuk a sztochasztikus geometria a´ ltal k´ınált lehet˝oségeket. A sztochasztikus geometria a véletlen geometriai struktúrák vizsgálatával foglalkozik. Kezdetben a biológiai, csillagászati- e´ s anyagtudományokban alkalmazták. Alkalmazásuk kommunikációs hálózatok modellezésre relat´ıve u´ jdonságnak szám´ıtott még pár e´ ve, a´ m népszer˝usége azóta is töretlen. A második fejezetben a rendszermodellt vázoljuk fel, majd a távoloságfügg˝o csillap´ıtás modellt mutatjuk be. Ezután az LTE hálózatban keletkez˝o downlink interferenciákat (a bázisállomás okozta interferencia a mobil készülékeknél) vizsgáljuk meg, majd fel´ırjuk ezen interferenciák eloszláse´ s s˝ur˝uségfüggvényét. Ez követ˝oen pedig a szolgáltatáskiesés valósz´ın˝uségét vizsgáljuk meg, majd végül következtetéseket vonunk le a kapott eredményekb˝ol. II. R ENDSZERMODELL A vizsgálathoz használt modellt az 1. a´ brán láthatjuk. A makrocellát ellátó egyetlen bázisállomás (makro eNB) körsugárzó antennával rendelkezik e´ s a cella sugara Rc .

37

A viv˝ofrekvencia legyen 2190 MHz e´ s a sávszélesség 20 MHz [9]. A makrocellában a felhasználók egyenletesen helyezkednek el a cella területén. A makrocellában lév˝o felhasználók a´ tlagos számát Nc határozza meg. A makro eNB e´ s makro felhasználók testes´ıtik meg a makro réteget. A femto bázisállomások is egyenletesen oszlanak el a makrocella területén e´ s s´ıkbeli Poisson pontfolyamatot (SPPP, Spatial Poisson Process) generálnak. A [10]-es irodalom alapján az SPPP folyamatokat fel lehet használni vezetéknélküli hálózatok anal´ıziséhez. A femtocellák a´ tlagos számát egy makrocellában jelölje Nf . A femtocellás bázisállomások (femto eNB) e´ s azok felhasználói testes´ıtik meg a femto réteget. Így a makro- e´ s femto réteg adja a kétréteg˝u rendszermodellünket. Vezessük be a Φ változót amely megmondja, hogy hány interferenciát okozó femto eNB van a makrocellában. Φ nem egyezik meg minden esetben Nf -fel. Az LTE rendszerben a frekvenciaosztás van ezért van olyan femtocella ami nem okoz interferenciát. Az i. femtocellákban lév˝o felhasználók számát Ui váltózó jelöli. Ui olyan Poisson eloszlást követ melynek paramétere λ. Ui független azonos eloszlású minden i-re. Az akt´ıv felhasználók száma egy femtocellában korlátozott, a´ ltalában 10 alatti. Ezért csonkolni kell a Poisson eloszlást. Feltételezzük, hogy nincs központi teljes´ıtményszabályozás a femtocellákra. Központi teljes´ıtményszabályozás alatt a mobil operátortól származó (például a femtocella gatewayen keresztül történ˝o) teljes´ıtményszabályozást e´ rtjük. Minden femtocella egymástól e´ s a makrocellától is függetlenül u¨ zemel. A frekvencia u´ jrahasznos´ıtási faktor legyen egységnyi, vagyis a femto e´ s makro eNB ugyanazt a frekvenciakészletet használja. A makro eNB a´ ltal kibocsájtott konstans teljes´ıtményt c . A femto eNB a´ ltal kibocsájtott maximális teljelölje Pmax f jelölje. Feltételezzük, hogy az o¨ sszes jes´ıtményt pedig Pmax femtocallának ez a maximális teljes´ıtménye. Továbbá azt is feltételezzük, hogy minden femto eNB ezen a maximális teljes´ıtményen sugároz, ezáltal a legnagyobb interferenciát eredményezik. A femtocellás e´ s makrocellás felhasználók mozgását nem modellezzük. II-A. Szakaszcsillap´ıtás modell A modell megalkotásához fontos figyelembe venni a szakaszcsillap´ıtást is. Feltételezzük, hogy a mobil készülékek, a femto e´ s a makro eNB is körsugárzó, Single-Input and SingleOutput (SISO) antennával van felszerelve. A Gauss zaj e´ s a gyors fading hatást nem vettük figyelembe, mert túlságosan elbonyol´ıtotta volna a modellünket. II-A1. Makrocellás terjedési modell: A cikkben alkalmazott kültéri szakaszcsillap´ıtás szám´ıtásához az ITU-R csatornamodelljét használjuk [5], kiegész´ıtve a lognormal fadinggel e´ s a falak okozta penetrációs veszteséggel. gfc = 49 + 30 · lg(fc ) + 40 · lg(D/1000) + gw + Ψc ,

(1)

ahol gfc jelöli a terjedési csillap´ıtás mértékét (dB-ben kifejezve) egy makrocellás felhasználó e´ s a femto eNB között, D a pedig a távolságot méterben kifejezve. Tekintettel arra, hogy a femtocellákat lakásokba vagy irodákba telep´ıtik a falcsillap´ıtás nem elhagyható a modellb˝ol. A falcsillap´ıtás e´ pületenként

2. a´ bra. Downlink interferenciák az LTE hálózatokban változhat attól függ˝oen, hogy milyen vastag a fal e´ s milyen anyagból készült, ezért egy gw normál eloszlású valósz´ın˝uségi változóval jelöljük: gw ∼ N (10, 6)dB [12]. A frekvenciát amin a bázisállomások u¨ zemelnek fc jelöli MHz-ben kifejezve e´ s Ψc a lognormal fading komponens. Ψc -r˝ol tudjunk, hogy: 10 · log(Ψc ) ∼ N (0, 10)dB [11]. II-A2. Femtocellás küls˝o terjedési modell: Egy femto felhasználó e´ s egy másik femto eNB közti szakaszcsillap´ıtást a következ˝o képlettel lehet meghatározni: gf f = 49 + 30 · lg(fc ) + 40· lg(|X + Y |/1000) + gw + Ψc , (2) ahol az fc frekvenciát már korábban definiáltuk, |X| jelenti a két femto eNB közti távolságot e´ s az |Y | pedig a femtocella felhasználó e´ s a saját bázisállomása közti távolságot. Ahhoz, hogy megkapjuk a szomszédos femto eNB e´ s a femtocella felhasználó közti távolságot a két vektort vektoriálisan o¨ sszegezni kell majd abszolútértéket szám´ıtani: |X + Y |. Ebben az esetben a jel két falon is a´ thalad ezért a falcsillap´ıtás e´ rtéke két függelten normális eloszlású valósz´ın˝uségi változó o¨ sszege. II-A3. Femtocellás bels˝o terjedési modell: Mint azt már korábban eml´ıtettük a femtocellákat beltérben (lakás, iroda) használják ezért a bels˝o szakaszcsillap´ıtás meghatározására használható az ITU bels˝o szakaszcsillap´ıtás modellje [6]: gfin = 20 · lg(fc ) + 29 · lg(|Y |) − 24 + Ψf .

(3)

ahol gfin a szakaszcsillap´ıtás a femtocellás felhasználó e´ s a femto eNB között dB-ben megadva. fc a viv˝ofrekvencia MHz-ben kifejezve. Ψf a lognormal fading komponens, amir˝ol tudjuk, hogy: 10 · log(Ψf ) ∼ N (0, 4)dB [11]. ´ OZATOKBAN ´ III. I NTERFERENCIA TÍ PUSOK AZ LTE H AL A többréteg˝u LTE hálózatokban uplink (mobil eszközök a´ ltal generált) e´ s downlink (bázisállomások a´ ltal generált) interferenciák kialakulása is lehetséges. Mi azonban (els˝osorban

38

a terjedelmi korlátok miatt) csak a downlink irányú interferenciával foglalkozunk. A szomszédos makrocella hatását e´ s a makrocella hatását a femtocellás felhasználókra nem vesszük figyelembe, hogy analitikusan kezelhet˝o maradjon a modellünk. A modellalkotás során figyelembe kell venni a rendszer specifikus jellemz˝oket, amihez felhasználjuk [3] irodalmat. LTE downlink esetben az alviv˝oket o¨ sszefogják e´ s ´ıgy adja ki az eNB a felhasználóknak. Egy fizikai er˝oforrásblokk (PRB, Physical Resource Block) 12 alviv˝ot fog o¨ ssze amiben 7 id˝orés található (normál cyclic prefix esetén). Ha a [9] irodalom alapján 20 MHz sávszélességet feltételezünk akkor 110 db PRB kiosztására van lehet˝osége a rendszernek. A makro eNB e´ s a femtocellák is egymástól függetlenül gazdálkodnak a PRB-kel. Ezért ha a makro eNB a´ ltal már kiosztott PRB-t oszt ki a femtocella is saját felhasználójának, akkor a femto eNB jele a makro felhasználónál (aki ezt a PRB-t használja) interferenciaként jelentkezik. Nemcsak a makrocella felhasználó szenvedhet a femto eNB okozta interferenciától, hanem egy másik femtocella felhasználója is, hiszen a femtocellák egymástól függetlenül, központi er˝oforrás kiosztás nélkül utalják ki a PRB-ket felhasználóiknak. Az interferenciavizsgálat során csak a femtocellás interferenciákkal foglalkozunk. III-A. Femtocellás interferencia a makrocellában A femtocellák a´ ltal generált interferenciát (a j. PRB-n) egy makrocellás felhasználónál a következ˝o képlettel lehet megkapni: X δi,j · P f max , (4) If c (j) = (gfc (i) /10) 10 i∈Φ ahol gfc -t már definiáltuk (1)-ben e´ s az e´ rtéke függ az i. femto eNB helyét˝ol, az ott lév˝o falcsillap´ıtástól e´ s a lognormal fading e´ rtékt˝ol is. δi,j egy indikátor aminek az e´ rtéke egy, ha a femto e´ s a makro eNB ugyanazt a j index˝u PRB-t osztotta ki saját felhasználójának (van interferencia) e´ s nulla egyébként (nincs interferencia). A Φ halmazban a PPP pontfolyamatot létrehozó femtocellák találhatók. Ha (4)-be be´ırjuk (1)-t a konstans tagok kiemelhet˝oek az o¨ sszegzésb˝ol létrehozva egy Kc konstanst. Azt feltételezzük, hogy minden femto eNB ugyanazon maximális teljes´ıtménnyel ad, ezért ez a tag is kiemelhet˝o az o¨ sszegzésb˝ol. A 40 lg(D) tag helyett D−4 tagot ´ırjuk be If c (j) =

X δi,j · P f X max f = Pmax · Kc Ωci · D−α , (5) (gfc (i) /10) 10 Φ iΦ

j. PRB-t adták ki saját felhasználójuknak fel´ırható a két független valósz´ın˝uségi változó szorzataként. A makrocellában az a´ tlagos forgalmat jelölje vm e´ s a femtocellák a´ tlagos forgalmát vf e´ s mindkét e´ rték legyen most 0.5. Ez a szám azt mutatja, hogy a k´ısérletek során hányszor került felhasználásra a j. PRB a makro e´ s femto eNB-nél. A nevez˝oben lév˝o falcsillap´ıtás megtestes´ıt˝o valósz´ın˝uségi változó (gw ) normális, m´ıg a Ψc lognormális eloszlást követ. Az √ interferencia eloszlásfüggvényének meghatározásához a Ωc várható e´ rtékére lesz szüksé√ günk. A várható e´ rtékre a szám´ıtógépes szám´ıtás alapján E Ωc = 0.0655 adódik feltéve, hogy vm = vf = 0.5. III-B. Femtocellás interferencia hatása más femtocellákra A femto eNB nem csak a makrocellás felhasználóknak okozhat interferenciát, hanem más femtocellákban lév˝o felhasználóknak is. A femto felhasználóknál jelentkez˝o ilyen t´ıpusú interferenciát az alábbi képlettel határozhatjuk meg: X δi,j · P f (i) max , (8) If f (j, k) = (gf f (i)/10) 10 i∈Φ,i6=k ahol If f (j, k) a k. vizsgált femtocella j. PRB-re nézett interferencia. gf f -t már meghatároztuk (2)-ben. A δi,j indikátor e´ rtéke pedig egy, ha a két femtocella ugyanazt a j. PRB-t adta ki a felhasználójának (interferencia van), egyébként nulla (nincs interferencia). Elvégezve a behelyettes´ıtéseket e´ s az egyszer˝us´ıtéseket: X f If f (j, k) = Pmax · Kf Ωfi · |X + Y |−α , (9) i∈Φ

ahol az |X +Y | vektorok o¨ sszegének az abszolút e´ rtéke jelen´ıti meg a távolságot a femtocellás felhasználó e´ s a femto eNB között. Ωf pedig független valósz´ın˝uségi változók hányadosa: Ωf =

δi,j . gw (k, i) · Ψfi

(10)

Fontos megjegyezni, hogy a femtocellákat e´ pületekben helyezzük el, ezért az interferenciát okozó jel két falon is a´ tjut, ami két független normális eloszlású valósz´ın˝p uségi változó szorzata lesz (gw (k, i)). Szint´ e n kisz´ a moljuk a Ωf várható p e´ rtékét, amib˝ol E Ωf = 0.0195 adódik feltéve, hogy vm = vf = 0.5. ´ ´ ´ S VAL OSZ ´ Í N US ˝ E´ G IV. S ZOLG ALTAT ASKIES E ´ ´ MEGHAT AROZ ASA

(7)

Egy PRB-n a szolgáltatáskiesés valósz´ın˝usége (Prout ) az alábbi képletekkel adható meg: c Pmax /10(gfc /10) Prcout = Pr ≤ γ Nc ≥ 1 , (11) If c f Pmax /10(gfin /10) f Prout = Pr ≤ γ Ui ≥ 1 , (12) If f

A makro e´ s femto eNB egymástól függetlenül adja ki a PRB-ket. Ezért annak a valósz´ın˝usége, hogy mindketten a

ahol γ a minimálisan szükséges jel-interferencia viszony (SIR) e´ rtéke. [8] szerint ahhoz, hogy a spektrális hatékonyság maximális legyen egy PRB-n legalább γ = 17 dB SIR e´ rték

ahol Ωci független valósz´ın˝uségi változók hányadosa: Ωc i = δi,j indikátor e´ rtéke: 1 δi,j = 0

δi,j . gw · Ψc

vm vf valósz´ın˝uséggel, egyébként.

(6)

39

szükséges. Ahhoz, hogy a spektrális hatékonyság nagyobb legyen nullánál γ = −6, 5 dB SIR e´ rték szükséges legalább. A (12)-es egyenletben nem vesszük figyelembe a makro eNB interferencia hatását. Rendezzük a´ t (11)-es egyenlet Pr arguf e´ s gfc konstans mentumát, u´ gy, hogy a konstansokat (Pmax tagjai) a baloldalra rendezzük, m´ıg a változókat a jobb oldalra. A továbbiakban elhagyjuk a Nc ≥ 1 jelölést, de ez továbbra is e´ letben marad. Feltételezzük, hogy a makrocellás felhasználó a cella határán tartozkodik szabadban ezért a makrocellás felhasználó e´ s az o˝ t kiszolgáló makro eNB között gw = 0 dB. A makrocella sugara belvárosban legyen most 500 m ezért a szakaszcsillap´ıtásban ez a paraméter is konstans lesz: c Pmax /Kc c ≤ If c Ψc . (13) Prout = Pr γ A (13)-as egyenlet tulajdonképpen annak a valósz´ın˝usége, hogy két valósz´ın˝uségi változó szorzata kisebb e mint egy konstans. A valósz´ın˝uségi változókról tudjuk, hogy az egyik Lévy eloszlást követ (lásd Függelék), m´ıg a másik lognormális eloszlást. Két független valósz´ın˝uségi változó szorzatára pedig az alábbi formula fel´ırható: Z ∞ c Pmax /Kc c Pr Prout = ≤ If c fθc (t)dt, (14) γ t 0

3. a´ bra. Makrocellás szolgáltatáskiesés valósz´ın˝uség Nf függvényében

ahol a lognormal fading 0 várható e´ rték˝u e´ s 10 dB szórású, ezért s˝ur˝uségfüggvénye: ! 2 1 (ln(t)) fθc (t) = √ ln(10)σ exp − ln(10)σ . (15) 2π 10 t 2( 10 )2 Azaz egy PRB-re a makrocellás felhasználó szolgáltatáskiesés valósz´ın˝usége fel´ırható a következ˝o formula seg´ıtségével:    Z ∞ np os t fθc (t)dt. Prcout = 1− erfc Nf KL E Ωc P c /K 0

max

4. a´ bra. femtocellás szolgáltatáskiesés valósz´ın˝uség Nf függvényében

c

γ

(16) Egy PRB-re a femtocellás felhasználó szolgáltatáskiesés valósz´ın˝usége fel´ırható a következ˝o formula seg´ıtségével:    v Z ∞ np ou t u    Prfout = 1− erfc Nf KL E Ωf t f fθf (t)dt. 0

Pmax /Kf γ

(17) A (16) e´ s (17)-s egyenleteket numerikusan ki lehet integrálni melynek eredményét a 3. e´ s 4. a´ brán láthatjuk. Az a´ brákon a femtocellák számát e´ s a cellákban lév˝o forgalom függvényében adjuk meg a szolgáltatáskiesés valósz´ın˝uségeket. Majd a´ brázoljuk a 10%-os szolgáltatáskiesési valósz´ın˝uséghez tartozó görbét (az u´ n. Operating Contourt, OC), amely egy ilyen rendszer méretezéséhez nyújthat seg´ıtséget. Az eredmények azt mutatják, hogy LTE femtocellák esetén, hogy alacsony forgalom esetén 106 femtocella esetén is kicsi annak a valósz´ın˝usége, hogy a makrocellás felhasználó nem ¨ tudja használni az adott PRB-t. Osszehasonl´ ıtásul [2] alapján UMTS rendszerben a downlink interferencia miatt ha a femtocellák száma 100 körüli az már 100%-os valósz´ın˝uséggel

5. a´ bra. makrocellás e´ s femtocellás felhasználó 10%-os szolgáltatáskiesési valósz´ın˝uséghez tartozó határoló körbe

okoz szolgáltatáskiesést. Ugyanakkor ha er˝os forgalom van a makro- e´ s femtocellákban akkor már kb. 50 femtocella estén 10%-os lehet a makro felhasználó szolgáltatáskiesés valósz´ın˝usége az adott PRB-n. Továbbá LTE hálózatokban ha egy PRB kiesik, a többin tovább lehet kommunikálni. A femtocellás felhasználóra nem jelentenek nagy interferencia

40

forrást a femtocellák, hiszen nagy forgalom esetén is 107 femtocella sem okoz 100%-os szolgáltatáskiesést. Ha a 10%os szolgáltatáskiesési valósz´ın˝uséghez tartozó határoló körbét nézzük akkor látható, hogy nagy forgalom esetén kb. 1000 db femtocella esetén lesz a femtocellás felhasználónál 10%-os valósz´ın˝uséggel szolgáltatáskiesés az adott PRB-n. A femtocellás felhasználókra szigorúbb határokat kapunk. Ennek a nagyobb falcsillap´ıtás lehet az oka, ami megvédi a femtocellás felhasználót. ¨ ´ SEK V. K OVETKEZTET E A cikkben bemutattunk egy modellt amivel képesek vagyunk LTE femtocellás rendszerben el˝oforduló interferenciákat vizsgálni. A femto eNB-k downlink interferenciája zárt alakban fel´ırható s˝ur˝uség- e´ s eloszlásfüggvénnyel rendelkezik. Az eloszlásfüggvény seg´ıtségével pedig meghatározható egy PRB-n a szolgáltatáskiesés valósz´ın˝usége. Az anal´ızis eredményének ismeretében kijelenthetjük, hogy az LTE rendszerek védettebbek a femtocellák káros hatásaival szemben, mint az UMTS femtocellák. ˝ ´S VI. E L ORETEKINT E

´ ad, Vulkán Csaba, K˝orössy László, ”Integrált othoni internet [13] Drozdy Arp´ e´ s mobiltelefon szolgáltatás femtocellákkal”, H´ıradástechnika, 65:(5-6), pp. 2-8, 2010

¨ ´K F UGGEL E A (5) e´ s (8) interferenciák (bizonyos feltételek teljes´ıtése esetén) eloszlásfüggvényük fel´ırható zárt alakban. Alapul véve az [4] e´ s [7]-ben le´ırtakat belátható, hogy a j. PRB-n a femtocellák a´ ltal generált interferencia eloszlása zárt alakban fel´ırható, ha α e´ rtékét 4-re választjuk. Az If c (j) e´ s If f (j, k) interferenciák u´ n. Lévy eloszlást követnek, e´ s zárt alakban fel´ırható a s˝ur˝uségfüggvényük e´ s eloszlásfüggvényük: π 3 · λ2 π·λ −3/2 ·x · exp − , (18) fI (x) = 2 4x ! np o r 1 Ωc FI (x) = erfc Nf KL E . (19) x KL konstans e´ rtéke az alábbi képlettel szám´ıtható: p √ f Ki π 3/2 Pmax √ . KL = Rc2 3 3

A jöv˝obeli kutatási célok közt szerepel az anal´ızis elvégzése uplink esetre is. A modell tovább pontos´ıtható a Gauss zaj e´ s a gyors fading hatásainak figyelembevételével. További cél az LTE rendszerekben alkalmazott MIMO (Multiple Input Multiple Output) antennák alkalmazásának hatását is figyelembe vev˝o modell megalkotása. ´ H IVATKOZ ASOK [1] Vikram Chandrasekhar and Jeffrey G. Andrews,”Uplink Capacity and Interference Avoidance for Two-Tier Femtocell Networks”, IEEE Transactions on Wireless Communications, vol. 8, no. 7 pp. 3498–3509, 2009 [2] Jeney G.,”Practical Limits of Femtocells in a Realistic Environment”, IEEE 73rd Vehicular Technology Conference (VTC Spring), pp. 1–5, 2011 [3] 3GPP TS 36.211 V8.9.0, ”3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network; Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical Channels and Modulation (Release 8)”, 2009 [4] Martin Haenggi and Radha Krishna Ganti, ”Interference in Large Wireless Networks”,Foundations and Trends in Networking Vol. 3, No. 2 (2008). [5] ITU-R Recommendations, Propagation data and prediction methods required for the design of terrestrial line-of-sight systems, ITU-R P.530-9, Geneva, 2001. [6] ITU-R M.12251 recommendation Guidelines for evaluation of radio transmission technologies for IMT-2000, 1997 [7] E. Sousa and J. Silvester, ”Optimum Transmission Ranges in a DirectSequence Spread-Spectrum Multihop Packet Radio Network”,IEEE Journal on selected areas in communications vol. 8 no. 5 pp. 762-771, 1990 [8] 3GPP TR 36.942 V8.3.0, ”3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network; Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Radio Frequency (RF) system scenarios (Release 8)”, 2010 [9] 3GPP TS 36.101, ”3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network; Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); User Equipment (UE) radio transmission and reception (Release 11)”, 2012 [10] Francois Baccelli and Bartłomiej Błaszczyszyn, Stochastic Geometry and Wireless Networks Volume I., Now Publishers Inc. ISBN-13: 9781601982643, 2009 [11] Matthias Pätzold, Mobile Radio Channels Second Edition, John Wiley and Sons Ltd. ISBN-13: 978-0470-51747-5, 2012 [12] Robert Wilson, Propagation Losses Through Common Building Materials 2.4 GHz vs 5 GHz Reflection and Transmission Losses Through Common Building Materials, Magis Networks, Inc., 2002

41

(20)

Forgalomemuláló keretrendszer tervezése és fejlesztése Megyesi Péter

Dr. Molnár Sándor

Távközlési és Médiainformatikai Tanszék Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem Budapest, Magyarország [email protected]

Távközlési és Médiainformatikai Tanszék Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem Budapest, Magyarország [email protected] a mesterségesen generált forgalomnak hasonló statisztikai jellemzőkkel kell rendelkeznie, mint a valós forgalomnak, mind csomag (például a csomagok közötti időkülönbségek eloszlása és korrelációs struktúrája), mind folyam (például protokoll és folyam méret eloszlás) szinten.

Absztrakt— Az Internet egyre nagyobb térhódításával egyre gyorsabb és gyorsabb hálózati eszközöket kell tervezni. Az ilyen nagysebességű eszközök – mint routerek, tűzfalak, mobil átjárók, stb. - tesztelése nehéz feladat. Az internet szolgáltatók ritkán vállalják fel a valós idejű tesztek kockázatát és a rögzített forgalmi adatok terjesztése - elsősorban a felhasználói anonimitás miatt - szintén korlátolt. Ennek a problémának a megoldására egy kutatási és fejlesztési program keretében egy keretrendszert készítettünk az Ericsson Hungary Kft. és a BME TMIT Nagysebességű Hálózatok Laboratóriuma támogatásával. A rendszer képes valós forgalmi méréseket kiértékelni és az eredmények alapján tipikus felhasználói viselkedéseket definiálni. A definiált viselkedéseket a keretrendszer emulálni tudja személyi számítógépek távoli vezérlésével. Ezen emulációk során rögzített hálózati forgalom minták segítségével képesek vagyunk valósághű, nagysebességű forgalmat előállítani.

A ma létező forgalomgenerátorok nem alkalmasak erre a feladatra. A legáltalánosabb ilyen alkalmazások általában szerverek, tűzfalak vagy routerek stressz tesztelésére [6], [7] illetve sávszélesség mérésre [8] alkalmasak. Annak ellenére, hogy ezek az eszközök a maximális linksebességen képesek forgalomgenerálásra, a csomagok ugyanolyan időközönként követik egymást, és nem tartalmaznak valódi hasznos adatot. A kifinomultabb forgalomgenerátorok esetén lehetőségünk van beállítani néhány egyszerűbb valószínűségi eloszlást a csomagkövetési időkre illetve a csomagméretre [9], [10], de nem vagyunk képesek beállítani olyan komplex statisztikai értékeket, amik a valós forgalomra jellemzőek.

Kulcsszavak: Internet, hálózati forgalom, felhasználó emulálás

I.

A másik súlyos hiányossága ezeknek az alkalmazásoknak a generált csomagok hasznos adatmezőjében jelentkezik. Bár néhány szoftver képes egyes protokollok valósághű szimulálására, a keletkezett csomagok hasznos tartalma nem felel meg a valóságnak. A valós csomagtartalom elengedhetetlen feltétele azon forgalomazonosító alkalmazások teszteléséhez, melyek nem csak a csomagok fejlécét, hanem a hasznos tartalmukat is megvizsgálják. Az ilyen eszközöket összefoglaló néven DPI (Deep Packet Inspection) alkalmazásoknak nevezzük. Az Internet Szolgáltatók egyre szélesebb körben alkalmaznak ilyen DPI eszközöket különböző számlázási irányelvek érvényesítésekor, forgalom szabályozáskor valamint, hogy különböző szolgáltatási minőséget biztosítsanak egyes forgalom típusoknak [5]. Így egy alkalmas forgalomemulátornak ki kell elégíteni ezeket a feltételeket is, hogy felhasználható legyen DPI eszközök tesztelésére.

BEVEZETÉS

Az Internet mára az életünk részévé vált. Emberek milliói használják minden pillanatban, miközben az internet szolgáltatók folyamatosan a hálózataik fejlesztésén dolgoznak. Ahogy a forgalom exponenciálisan nő, a hálózati eszközöknek egyre bonyolultabbnak kell lenniük. Az ilyen nagysebességű eszközök tesztelése – például routerek, tűzfalak vagy média átjárók – megoldatlan probléma. Több ezer felhasználó együttes Internet forgalmának struktúrája igen komplex, pedig egy szabványos teszt során a felhasznált adatsornak valósághűnek kell lennie. A valós idejű tesztelés megoldaná ezt a problémát, de a hálózatok üzemeltetői a legritkább esetekben engedélyeznek ilyen méréseket az esetleges meghibásodások kockázatai miatt. A leggyakrabban használt módszer nagysebességű hálózati eszközök tesztelése során, hogy rögzítik a felhasználók aggregált forgalmát, majd a tesztek során ezeket az adatokat játsszák vissza. Azonban ennek a módszernek az a hátránya, hogy a felhasználói jogvédelem miatt az adatoknak egy hosszadalmas anonimitási eljáráson kell végigmenniük, és a mért adatsor még ezek után sem adható ki harmadik félnek.

Egy jobb megoldás érdekébe egy új keretrendszert készítettünk egy kutatási és fejlesztési program keretében az Ericsson Hungary Kft. és a BME TMIT Nagysebességű Hálózatok Laboratóriuma támogatásával. A megvalósított eszköz – melyet a továbbiakban a TET (Traffic Emulation Tool) betűszóval jelölünk – képes emulálni tipikus felhasználói viselkedéseket és rögzíteni az általuk generált hálózati forgalmat. Ezen rögzített minták segítségével a keretrendszer képes összeállítani egy nagysebességű hálózati folyamot, mely

A mesterségesen előállított forgalmi minták használta megoldást jelentene erre a problémakörre. Mindemellett szükségünk van arra, hogy az előállított minta a lehető legjobban hasonlítson a valós mérésekhez. Ez azt jelenti, hogy

42

1. ábra. A forgalomemuláló keretrendszer architektúrája. egyszerre akár több ezer felhasználó forgalmát mimikálja. Úgy terveztük meg az emulátort, hogy képes legyen valós méréseket is feldolgozni, és ennek eredményeit integrálni a keretrendszerbe.

hogy az általuk generált forgalmi mintákat fölhasználjuk DPI eszközök tesztelésére. A Felhasználó Emulátor segítségével képesek vagyunk különböző felhasználói viselkedések definiálni egy webes felületen keresztül. Egy felhasználói viselkedés alatt azt értjük, hogy egy eseménysorozatot adunk meg, mely leírja, hogy az adott felhasználó milyen típusú alkalmazásokat futtat, milyen sorrendben illetve mennyi ideig. TET képes ezeket a tipikus viselkedéseket lejátszani egy Windowsos kliensgép grafikus interfészét vezérelve. Ennek a folyamatnak a során központi szerver TELNET kapcsolat segítségével bejelentkezik a kliensgépre és megfelelő, előre megírt szkripteket futtatja le a megadott sorrendben. Ezt az eljárást egy Perl nyelven megírt program vezérli, mely a Perl Expect modulját használja a TELNET kapcsolat vezérlésére [11]. Az Expect egy elterjedt eszköz parancssori, interaktív alkalmazások (például telnet, ftp, passwd) automatikus vezérlésére [12].

A következő szakaszban bemutatjuk a forgalomemuláló keretrendszer általános felépítését. Ezek után részletesebben ismertetjük az emulátor egyes részegységeinek működését. Végül az 3. fejezetben összefoglaljuk a munkánkat, ahol a jövőbeli kutatási irányokat is bemutatjuk. II.

A FORGLAOMEMULÁLÓ KERETRENDSZER ARCHITEKTURÁJA

Az 1. ábrán látható az általunk megépített forgalomemulátor felépítése. A keretrendszer egy központi Linux szerverből és hozzá csatlakozó Windows alapú kliensgépekből áll. A kliensgépek a szerveren keresztül érik el az Internetet, így az általuk generált hálózati forgalom áthalad a központi gépen. A Windows alapú kliensgépeken népszerű Internetes alkalmazásokat telepítettünk, melyeket előre megírt szkriptekkel automatikusan tudunk vezérelni.

A Windows alapú grafikus alkalmazások vezérléséért felelős szkriptek AutoIt programozási nyelven lettek megírva és futtatható állománnyá lettek fordítva. Az AutoIt programnyelv segítségével könnyen tudjuk vezérelni a Windows grafikus interfészét, így népszerű Internetes alkalmazásokat tudunk vele futtatatni és szimulálni előre definiált egér és billentyű eseményeket [3]. A futtatható állományokat a vezérlő program a PsExec alkalmazáson keresztül hívja meg, mely azért felelős, hogy az elindított Windows alapú alkalmazások grafikus interfészhez legyenek kötve [13]. E nélkül a grafikus alkalmazások hibásan futnának, a PsExec használatával azonban a kliensgép monitorján (vagy akár egy Távoli Asztali Kapcsolaton keresztül is) végigkövethető az emuláció folyamata.

Ahogy az 1. ábra is mutatja, a központi Linux szervernek három fő szolgáltatása van, melyek az alábbiak: a Felhasználó Emulátor, a valós méréseket feldolgozó egység, illetve az Aggregáló Algoritmus. A továbbiakban bemutatjuk az egyes részegységek különböző tulajdonságait. A. A Felhasználó Emulátor A keretrendszer tervezése során a Felhasználó Emulátor megépítése volt az első lépés. Szükségünk volt egy olyan eszközre, mely képes alkalmazásokat automatikus vezérelni,

43

1223378304 ABZABZABZABZABZABZABZABZABZABZ 1223378304 HIZHIKZHIZHIZHIZHIZHIZHIZHIZHIZ 1223378804 FZFZFZFZFZFZFZFZFZFZFZFZFZ

1223378304.598435|6.pcap|10.1.1.2|10.2.1.9| 1223378305.139341|9.pcap|10.1.1.1|10.2.6.8| 1223378308.882470|3.pcap|10.1.1.2|10.3.3.2|

2. ábra. Forgalmi mérések konvertált formátuma.

3. ábra. Az Aggregációt Leíró Fájl formátuma.

A felhasználói viselkedések lejátszása során generálódott hálózati forgalmat rögzítjük, és a szerveren letároljuk Libpcap formátumban [4]. A központi szerveren lehetőségünk van a bridge interfész sávszélességének korlátozására is, így egy felhasználói viselkedést több féle hozzáférési sebesség mellett is tudunk emulálni. Később az aggregáció során ezekből az egyedileg rögzített mintákból építi fel a keretrendszer a kimeneti nagysebességű folyamot. A távoli vezérlésről és a rögzítés folyamatáról bővebben az [1] alatt található leírás.

keresztült; a második felhasználó egyszerre böngészett és közösségi oldalakat nézegetett; valamint a harmadik egy Internetes játékot használt. A keretrendszer ezek után képes kiszűrni a bemenet alapján tipikus felhasználói viselkedéseket, és ezeket integrálni a Felhasználó Emulátorba. Megvizsgáltuk a lehetőségét, hogy már létező mintakereső algoritmusok segítségével oldjuk meg a gyakori előfordulások keresését, de arra a megállapításra jutottunk, hogy ezek a megoldások nem kezelik kellőképpen rugalmasan az egyes forgalomtípusok közötti esetleges hasonlóságokat vagy éppen nagy eltéréseket. Ezért a keretrendszer egy általunk implementált, speciális pontozó algoritmust használ, melynek teljes leírása megtalálható [1] alatt.

Jelenleg a keretrendszer az alábbi 11 féle forgalomtípus emulálására képes, melyek mindegyikéhez egy-egy karaktert rendeltünk: 

Fájl megosztás (A)



Média lejátszás (B)



Távoli elérés (C)



Szoftverfrissítés (D)



Voice over IP (E)



Játék (F)



Azonnali üzenetküldés (G)



Közösségi oldalak (H)



Web böngészés (I)



Fájl letöltés (J)



E-mail (K)

A tipikus minták keresése során a rendszer időben fix hosszúságú mintákat keres (a minta időbeli hosszúsága megállapítható a benne szereplő „Z” karakterek számából). Gyakorlati méréseink során azt tapasztaltuk, hogy négy percnél rövidebb mintákat nem érdemes tipikusnak tekinteni, mert ennél rövidebb idő alatt a forgalom bizonyos statisztikái nem állnak be (például torrent fájl letöltése során a kapcsolódó kliensek száma). Ezen kívül a minták maximális hosszúságára tíz percet határoztunk meg, mert méréseinkből arra következtettünk, hogy az ennél hosszabb minták már nagyon kevésszer fordulnak elő a bemenetben. Ezen felül a 2. ábrán látható bemeneti mérési eredmények alapján a keretrendszer előállítja az úgy nevezett Aggregációt Leíró Fájlt, mely az Aggregáló Algoritmus bemenete. Az Aggregációt Leíró Fájl formátuma a 3. ábrán látható. Ebben a fájlban minden sornak a következő négy adatot kell tartalmaznia. Az első paraméter egy időbélyeg mikroszekundum pontossággal, míg a második maga a Libpcap formátumú fájl, melynek a tartalmát az algoritmus az aggregációba fűzi. A sorokat úgy kell megadni, hogy az időbélyegek szigorúan monoton növekedjenek. A harmadik paraméterként a Windowsos kliens gép IP címét kell megadni, melyen az adott hálózati forgalmat rögzítettük. A negyedik paraméter az adott felhasználóhoz rendelt egyedi IP cím, mely alapján a megkülönböztethetőek lesznek az aggregátumban.

B. Valós mérések integrálása Az egyes típusokhoz rendelt karakterek a valós mérések integrálása során kerülnek előtérbe, mely a keretrendszer második részegysége. Miután a Felhasználó Emulátor elkészült, szükségünk volt egy olyan algoritmusra, mely a felhasználói viselkedéseket automatikusan generálja valós forgalmi mérési adatok alapján. Ennek a folyamatnak a során az emulátor képes különböző forgalomazonosító eszközök által generált riportok átalakítására egy speciális formátummá, melyet a 2. ábrán adtunk meg. Ennek az átmeneti fájlnak minden sorában a bemeneti mérésben megtalálható egyedi felhasználó forgalma van leképezve a következő módon. Minden sor egy időbélyeggel kezdődik, mely megadja, hogy az adott felhasználó mikor kezdett el forgalmazni. Az ez után következő karakterlánc ad információt arról, hogy a felhasználó milyen típusú alkalmazásokat futatott. Ennek során percenkénti időfelbontást alkalmazunk, úgy, hogy az egymás utáni perceket a „Z” karakter választja el egymástól.

Az Aggregációt Leíró Fájl előállítása során a keretrendszer megpróbálja a bemeneti mérésben szereplő felhasználók hosszú idejű forgalmát helyettesíteni a rögzített, rövidebb idejű, tipikus viselkedések egymásutánjával. Ehhez az algoritmus az alábbi két lépést végzi: először tipikus viselkedések teljes egyezését keresi, és a lefedhető periódusokat a hozzá rögzített forgalmi mintával helyettesíti. Majd a nem lefedhető tartományokhoz megkeresi a legjobban hasonlító tipikus viselkedést, és a hozzá rögzített forgalmat használja föl. Utolsó lépésként az algoritmus időrendbe helyezi a sorokat, hogy a keletkezett fájl megfelelő formátumba kerüljön.

A 2. ábrán megadott példában így az első sorban leírt felhasználó folyamatosan egy fájlmegosztó klienst futtatott, miközben valamilyen médiatartalmat játszott le az Interneten

44

C. Aggregáló Algoritmus Mint már említettük, az Aggregáló Algoritmus a 3. ábrán található fájl alapján végzi el az aggregációt. Az Aggregációt Leíró Fájlt elő tudjuk állítani mesterségesen is, ekkor ugyan a kimenet nem fog a valósághoz közelíteni, de előfordulhat, hogy egy tesztelés során éppen olyan egyedi mintára van szükség, mely a valóságban nem fordul elő. Az algoritmus alapvetően kétféle üzemmódban tud működni. Az első, úgynevezett online mód során a csomagokat rögtön a megadott hálózati interfészen továbbítja a program, míg a második, offline mód alatt az algoritmus létrehoz egy aggregált Libpcap fájlt a háttértáron, és abba ment a csomagokat. A program a bementi fájl alapján kétféle módosítást végez egy adott Libpcap fájl minden csomagján. Első lépésként minden csomag időbélyegét eltolja azzal az időintervallummal, amivel a Libpcap fájlban található első csomag időbélyege az Aggregációt Leíró Fájl első paraméterében megadott időértékhez kerül. Ezen művelet során az egy felhasználóhoz tartozó csomagok között eltelt időintervallumok értékei nem sérülnek az eredetihez képest, mely nagyon fontos tulajdonsága a keretrendszernek, tekintve, hogy a forgalomazonosító algoritmusok egy része ilyen statisztikák alapját működik. Második lépésként az algoritmus kicserélt a csomagok IP fejlécében a forrás vagy a célcímek közül azt, amelyik megegyezik a bemeneti fájl harmadik paraméterével (tehát a mérés során használt Windowsos kliens IP címével) a negyedik paraméterrel (tehát az adott felhasználóhoz rendelt egyedi IP címmel). A program képes még az IP címek cseréjére a hasznos csomagmezőben is, mind bináris, mind szöveg alapon, ez azonban jelentősen lassítja az algoritmus működését, így opcionálisan használható. Az Aggregációs Algoritmus teljes specifikációja, valamint teljesítmény tesztelése valós környezetben megtalálható a [2] alatt. III.

Már folyamatban van a keretrendszer kimenetének statisztikai elemzése, melynek során azt vizsgáljuk, hogy az aggregált folyam mennyire egyezik meg a valóságban mért adatokkal. Előfordulhat, hogy ennek során nem kapjuk vissza a megfelelő eredményeket, így a jövőben célunk, hogy megtaláljuk azt a multiplexálási algoritmust, melynek segítségével egyedi forgalmi mintákat egy nagysebességű és valósághoz közeli statisztikákkal rendelkező aggregátummá lehet összefésülni. Ezen felül szeretnénk megvalósítani az Internet forgalomelemzésének egy új megközelítését, melynek során alulról fölfelé építkezünk. Az eddigi forgalmi elemzések általában egy nagysebességű aggregátumból indultak ki, melyre megpróbáltak valamilyen matematikai modellt illeszteni. Nekünk lehetőségünk van a keretrendszer segítségével arra, hogy tetszőleges méretű aggregátumot állítsunk elő, és így megvizsgáljuk a forgalom statisztikáinak skálázódását többféle szinten. Ebből a megközelítésből akár fény derülhet olyan tulajdonságokra is, melyek eddig rejtve maradtak az Internet forgalmi elemzései során. KÖSZÖNETNYÍLVÁNÍTÁS A cikk írói ezúton szeretnék köszönetüket kifejezni Dr. Szabó Gézának, az Ericsson Hungary, Traffic Lab munkatársának, aki nagyban hozzájárult, hogy ez a projekt megvalósuljon. REFERENCES [1]

[2]

[3] [4]

ÖSSZEFOGLALÁS

[5]

A cikkben bemutatásra került az általunk tervezett forgalomemuláló keretrendszer, ami képes tipikus felhasználói viselkedése definiálására valós mérési adatok alapján. Az emulátor képes lejátszani ezeket a viselkedések, rögzíteni az általuk generált hálózati forgalmat Libpcap formátumban, valamint e minták alapján összeállítani egy valósághű, aggregált hálózati folyamot. A keretrendszer teszt oldala elérhető a [14] alatt megadott linken. Mivel a rendszer folyamatos fejlesztés alatt áll, egyes részei megváltozhatnak a folyamat során. A jövőben a kutatást és fejlesztést több irányban folytatjuk. Elkezdtük a keretrendszert implementálását okostelefon platformra. Ennek során Android felhasználókat szeretnénk emulálni hasonló elven. Ennek megvalósításához egy olyan keretrendszerre van szükségünk, mely képes Android alapú hálózati alkalmazásokat automatikusan vezérelni, és az általuk generált forgalmat rögzíteni. Mivel az okostelefonok manapság kezdenek elterjedni, ilyen típusú forgalomhoz kapcsolódó mérési eredményből kevés fellelhető.

[6] [7] [8] [9] [10]

[11] [12] [13] [14]

45

Megyesi Péter, "Design and develepment of a traffic emulator, MSc Diplomamunka", Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem, Távközlési és Médiainformatikai Tanszék, 2011 Csatári Bálint, "Framework for Comparison of Traffic Classification Algorithms", MSc Diplomamunka, Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem, Távközlési és Médiainformatikai Tanszék, 2011 "AutoIt", http://www.autoitscript.com/site/autoit (2012.04.02. állapot) "TCPDUMP/LIBPCAP public repository", http://www.tcpdump.org/ (2012.04.02. állapot) G. Szabó, Z. Turányi, L. Toka, S. Molnár, A. Santos, "Automatic Protocol Signature Generation Framework for Deep Packet Inspection", VALUETOOLS 2011, ENS, Cachan, France, 2011 "Seagull Traffic Generator", http://gull.sourceforge.net/ (2012.04.02. állapot) "Traffic Emulator, Nsauditor", http://www.nsauditor.com/docs/html/ tools/Traffic%20Emulator.htm (2012.04.02. állapot) "Iperf", http://iperf.sourceforge.net (2012.04.02. állapot) "Traffic Generator tool, University of Southern California", http://www.postel.org/tg/ (2012.04.02. állapot) A. Botta, A. Dainotti, A. Pescape, "Multi-protocol and multi-platform traffic generation and measurement", INFOCOM 2007 DEMO Session, Anchorage (Alaska, USA), 2007 ”Perl Expect modul” , http://search.cpan.org/~rgiersig/Expect1.15/Expect.pod (2012.05.01. állapot) ”Expect programozási nyelv”, http://expect.sourceforge.net/ (2012.05.01. állapot) ”PsExec”, http://technet.microsoft.com/en-us/sysinternals/bb897553 (2012.05.01. állapot) ”Forgalom emuláló keretrendszer demo oldal”, http://megyesi.tmit.bme.hu/ (2012.05.01. állapot)

IP hálózatok védelmének optimalizálása többszörös hibák esetére Nagy Máté, Rétvári Gábor Nagysebesség˝u Hálózatok Laboratóriuma, Távközlési és Médiainformatikai Tanszék Budapesti M˝uszaki és Gazdaságtudományi Egyetem Email: {nagym, retvari}@tmit.bme.hu

Kivonat—A multimédiás adatfolyamok terjedésével a szolgáltatók magasabb elvárásoknak vannak kitéve. Az útválasztó protokollok lassú konvergenciájának kiküszöbölésére ma csak egyetlen használható gyors IP hibajavítási módszer létezik: a hurokmentes elkerül˝outak módszere (Loop Free Alternates, LFA). Az LFA azonban nem nyújt 100%-os védelmet, ezért olyan hálózatoptimalizálási módszerekre van szükség, melyek a topológia minimális módosításával teljes LFA védelmet tesznek lehet˝ové. Bemutatjuk a probléma páros gráfon alapuló modellezését és annak kiterjesztését többszörös hibák esetére, belátjuk, hogy a feladat NP-teljes, és ismertetünk több közelít˝o megoldási módszert is. Numerikus vizsgálataink azt mutatják, hogy bár a többszörös hibák jelent˝osen rontják az LFA hatékonyságát, módszereink már kevés új él bevezetésével is közel 100%-os védelmi lefedettséget képesek elérni. Kulcsszavak—IP Fast ReRoute, Loop-Free Alternates, link és csomópont védelem, heurisztikák

I. B EVEZETÉS Mai világunkban egyre természetesebbé válik a multimédiás tartalmakhoz való folyamatos hozzáférhet˝oség. Ezzel a folyamattal párhuzamosan az olcsó, bár megbízhatatlan összeköttetést biztosító IP protokoll egyeduralkodóvá válik a szolgáltatók hálózataiban. Új kihívások állnak tehát az operátorok el˝ott, ha tartani szeretnék szolgáltatásaik megbízhatóságát. A jelenlegi dinamikus útválasztó protokollok [1] csak bizonyos esetekben tudják 100 milliszekundumos nagyságrend˝u késleltetés árán helyreállítani a forgalmat, más esetekben ez a szám eltér˝o mérték˝u, esetleg nagyságrend˝u. A probléma megoldására az IETF (Internet Engineering Task Force) egy keretrendszerbe foglalta a gyors IP hibajavítás (IP Fast ReRoute, [2]) alapelveit. Eszerint a meghibásodott komponenssel szomszédos útválasztóknak a hibát lokálisan és pro-aktív módon, el˝ore kalkulált elkerül˝o utakkal kell javítaniuk. A hagyományos útválasztó protokollok elárasztáson alapuló hibakezelésével ellentétben a forgalom így azonnal átkapcsolható egy el˝ore kijelölt elterel˝o útra, ami egészen addig vesz részt a csomagtovábbításban, míg minden útválasztó szinkronba nem hozza továbbítási tábláit. Több javaslat létezik gyors IP hibajavítási módszerek megvalósítására. Némelyik alagúton keresztül terelné a forgalmat a hibás elem körül [3], mások interfész alapú csomagtovábbításra támaszkodnak [4]–[6], és vannak, amelyek központosított védelmi mechanizmust képzelnek el [7]. A felsorolt megoldások közös jellemz˝oje, hogy

100%-os javítási képességet céloznak meg, azonban ezt olyan járulékos komplexitásnövekedés árán teszik (protokoll módosítás, hálózat menedzsment megváltoztatása), mely elrettent˝oen hat a szolgáltatók számára. A hurokmentes elkerül˝outak módszere (Loop Free Alternates, LFA [8]) ezzel szemben egy olyan standardizált IPFRR megoldás, mely konkurenseivel ellentétben széleskör˝uen elérhet˝o a vezet˝o gyártók kereskedelemben forgalmazott eszközein [9]–[11]. Az LFA a piaci sikert egyszer˝u implementálhatóságának és könny˝u bevezethet˝oségének köszönheti. Az LFA azonban – koncepciójából adódóan – nem képes önmagában teljes védelmet biztosítani még egyszeres meghibásodások ellen sem. Az LFA hatékonysága még tovább romlik többszörös meghibásodások esetén, melyek többréteg˝u hálózatokban gyakran el˝ofordulnak, hiszen itt a fizikai topológián történ˝o egyszeres hibaesetek a logikai topológián független meghibásodásokként jelentkezhetnek. Az irodalomban az ilyen többszörös hibák modellezésére a közös kockázatú csoportok (Shared Risk Groups, SRG) leírását használják. Az LFA hálózatoptimalizálási módszerek célja a hálózat topológiájának hangolása az LFA-hoz. Az LFA gráfkiegészítési probléma például azt a kérdést vizsgálja, hogy miként lehetséges a hálózat 100%-os LFA védettségét minimális számú új link felvételével biztosítani úgy, hogy a legrövidebb útvonalak halmaza, melyeket az operátorok általában gondosan megválasztanak, nem változhat. Ez utóbbi követelmény könnyen kielégíthet˝o, ha kell˝oen nagy költséget rendelünk az újonnan felvett élekhez. Sokszor nem törekszünk teljes védelem kialakítására, megelégszünk egy bizonyos szint feletti védettséggel. Az ilyen helyzetek leírására használjuk az LFA gráfkiterjesztés megközelítést. Korábbi cikkünkben beláttuk az alábbi állítást [12]. 1. megfigyelés. Egyszeres hibákra az LFA gráfkiegészítési és LFA gráfkiterjesztési problémák NP-teljesek. Emellett egzakt és közelít˝o módszereket adtunk a feladat megoldására, szintén egyszeres hibák esetére, és széleskör˝u numerikus vizsgálatokkal igazoltuk azok hatékonyságát. Jelen munkánkban a fenti kutatási eredményeket általánosítjuk többszörös hibák esetére. A II. fejezetben bemutatjuk az LFA módszert, majd a III. fejezetben ismertetjük a többszörös hibák figyelembevételére használt közös kockázatú csoportok fogalmát, kiterjesztjük az

46

neigh(s) csomópontvéd˝o LFA, ha a korábbi (i) és (ii) feltételek mellett az alábbi feltétel is teljesül: dist(n, d) < dist(n, e) + dist(e, d) .

(a) Élköltségekkel ellátott hálózat

A fenti példában a nem rendelkezik csomópont-véd˝o LFA-val d irányában, viszont c felé igen. Munkánk további részében eltekintünk a csomópont-véd˝o LFA-k vizsgálatától. Megjegyezzük ugyanakkor, hogy az élvéd˝o esetre tett megállapításaink ekvivalens módon kiterjeszthet˝oek csomópontvéd˝o esetre is. Egy G hálózat élvéd˝o LFA védettségét a következ˝o mér˝oszám segítségével jellemezzük [12]:

(b) Élvéd˝o páros gráf modell

1. ábra. Példahálózat és élvéd˝o páros gráf modellje.

ηLP (G) =

LFA hálózatoptimalizálási módszereket erre az esetre, és megmutatjuk, hogy a probléma NP-teljes. A IV. fejezetben ismertetjük a probléma reprezentálásához készített párosgráfmodellt, az V. fejezetben ismertetünk pár numerikus eredményt, végül a VI. fejezetben az eredmények értékelésével és következtetéseink levonásával zárjuk munkánkat. II. A

˝ HUROKMENTES ELKERÜL OUTAK

Cikkünk további részében a hálózatot egy irányítatlan, súlyozott G(V, E) gráfnak tekintjük, ahol V a csúcsok és E az élek halmaza. Jelöljük a komplemens élek halmazát E-vel és legyen neigh(v) a v ∈ V csomópont szomszédainak halmaza. Tekintsük az 1.a ábrán látható példahálózatot és egyel˝ore hagyjuk figyelmen kívül Si halmazokat. Ha a-ból d-be szeretnénk csomagokat továbbítani, akkor az els˝odleges továbbítási pont (next-hop) az e csomópont lesz. Ha megszakad az összeköttetés a és e pontok között, akkor anak keresnie kell egy olyan alternatív szomszédot, amely képes eljuttatni a d-nek címzett csomagokat egy olyan útvonalon keresztül, amely a-t nem tartalmazza. Ellenkez˝o esetben csomagtovábbítási hurok alakulna ki, ami még a csomagveszteségnél is komolyabb problémákat rejt magában. Ha példánkban az a-e link meghibásodása esetén a csomópont b szomszéd felé irányítja a d-be men˝o forgalmat, akkor biztosak lehetünk abban, hogy nem alakul ki hurok. Az ilyen szomszédokat hívjuk LFA-nak. Formálisan, legyen s és d két pont és legyen e az s − d next-hop. Ekkor valamely n ∈ neigh(s) élvéd˝o LFA, ha (i) n 6= e és (ii) az alábbi feltétel teljesül: dist(n, d) < dist(n, s) + dist(s, d) .

(2)

(1)

Itt dist(x, y) az x és y pontok közötti legrövidebb távolságot jelöli. Mivel most dist(b, d) = 6, dist(a, b) = 5, és dist(a, d) = 4, így a-ból d-be b egy élvéd˝o LFA. Figyeljük meg, ha nem az a − e él, hanem maga az e csomópont hibásodik meg, akkor hiába élvéd˝o LFA b, a csomagok mégsem fognak célt érni, mivel a hibás e útválasztón haladnának keresztül. Elkerülhet˝o ez az eset, ha olyan LFA-t keresünk, melynek legrövidebb útja nem megy keresztül a forrás next-hopján. Konkrétan, valamely n ∈

# él-véd˝o LFA-val rendelkez˝o (s, d) párok . # összes (s, d) párok

Hasonlóan definiáljuk ηNP (G) metrikát csomópontvéd˝o LFAk esetére is. Példánkban ηLP (G) = 0.87, míg ηNP (G) = 0.8. III. LFA OPTIMALIZÁLÁS TÖBBSZÖRÖS HIBÁK ESETÉN A hálózati meghibásodások jelent˝os része a gyakorlatban nem egyszeres link- vagy csomópont-kiesésként jelentkezik, hanem több, látszólag egymástól független meghibásodásként. Például egy gerinchálózati trönk meghibásodása az összes azon keresztül felépített IP kapcsolat kiesését okozza. Általánosságban, egy többréteg˝u hálózatban az azonos fizikai linken felépített virtuális IP összeköttetések, bár az IP rétegben függetlenként látszanak, a valóságban gyakran egyszerre hibásodnak meg, konkrétan akkor, ha a fizikai link kiesik. Az ilyen esetek modellezésére vezették be a közös kockázatú csoportok, továbbiakban SRG-k (Shared Risk Groups) fogalmát. Általános esetben a hálózati elemek tetsz˝oleges részhalmaza tartozhat egy SRG-be, azonban az LFA szabvány csak egy sz˝ukített ún. lokális SRG halmazra korlátozza megállapításait. Egy lokális SRG-be csak olyan linkek tartozhatnak, melyek azonos útválasztóhoz kapcsolódnak. A megszorítás hátterében két megfontolás áll. Egyrészr˝ol az útválasztók egymástól függetlenül konfigurálhatóak, ha nem kell t˝olük távol es˝o kockázatos csoportokat figyelembe venniük, másrészt az elterel˝o szomszédok meghatározása sem sokkal komplexebb az SRG nélküli esetnél. Amennyiben az összes lehetséges független hibakombinációt figyelembe szeretnénk venni, úgy nagyságrendekkel bonyolultabb feladattal szembesülünk. A továbbiakban mi is a lokális SRG halmazok esetére koncentrálunk. Az LFA-k fogalma könnyen kiterjeszthet˝o lokális SRGk esetére. Valamely s és d pontokra és e next-hopra n ∈ neigh(s) SRG-független élvéd˝o LFA, ha az egyszeres hibák esetére definiált (i) és (ii) feltételek mellett igaz még, hogy az (s, e) és a (s, n) linkek nem tartoznak közös SRG-be. Többszörös hibák esetén az LFA védettség csökken az SRG-mentes esethez képest. Példánkban az Si SRG halmazok figyelembe vétele mellett a lefedettség ηLP (G) = 0.83, illetve ηNP (G) = 0.73 értékekre csökken. Munkánk hátralev˝o részében az alábbi LFA hálózatoptimalizálási feladat megoldásával foglalkozunk.

47

1. definíció. LFA gráfkiegészítés többszörös hibákra: adott G(V, E) súlyozott, SRG-kkel ellátott gráf és adott k egész szám esetén létezik-e F ⊆ E komplemens élhalmaz és megfelel˝o élköltségek úgy, hogy |F | ≤ k, ηLP (G(V, E ∪ F )) = 1, és a legrövidebb utak G(V, E) és a G(V, E ∪ F ) gráfokban egybeesnek. Mivel a fenti probléma az egyszeres hibák esetére definiált probléma általánosítása, az 1. megfigyelés alapján adódik: 1. tétel. Az „LFA gráfkiegészítés többszörös hibák esetén” probléma NP-teljes. IV. PÁROSGRÁF - MODELL A következ˝okben mutatunk egy modellt, mely az LFA gráfkiegészítési feladatot egy minimális lefed˝o halmaz problémává transzformálja, ha a meglév˝o és komplemens élekre bizonyos korlátozó SRG-feltételek teljesülnek. Legyen a G′ (A, B, F ) egy irányítatlan élekkel ellátott páros gráf, ahol A ∪ B a csomópontok, F pedig az élek halmaza. Az eredeti G(V, E) topológia összes olyan forrás-cél párjához, amely nem rendelkezik élvéd˝o LFAval, tartozik egy csomópont A halmazban. Hasonló módon reprezentálják B halmaz elemei a G(V, E) gráf komplemens éleit. Az így kialakult A és B halmaz két pontja között húzzunk be élt, ha valamely komplemens él G-ben élvéd˝o LFA-t biztosítana az A-beli ponthoz tartozó forrás-cél párnak. Ugyanilyen elgondolással felépíthet˝o a csomópontvéd˝o LFA-kra vonatkoztatott párosgráf-modell, valamint az SRG független él- és pontvéd˝o LFA védettséget reprezentáló gráfok is. Az 1.a ábra példagráfjához tartozó páros gráf látható az 1.b ábrán. Könnyen észrevehet˝o, hogy az eredeti probléma megoldása G-n pontosan megfelel a minimális lefed˝o halmaz probléma megoldásának G′ -n. A példánkon a teljes LFA lefedettséghez szükséges minimális komplemens élhalmaz (b, e), (c, e) és (a, f ) vagy (c, f ) éleket tartalmazza. A párosgráf-modell másik el˝onye: könnyen leolvasható róla, hogy az LFA gráfkiegészítési probléma egyáltalán megoldható-e. 2. tétel. Az LFA gráf kiterjesztés probléma akkor és csak akkor oldható meg, ha nincsenek izolált pontok A halmazban. A továbbiakban feltesszük, hogy a probléma mindig megoldható. Ez a feltevés a gyakorlatban általában teljesül [12]. V. N UMERIKUS EREDMÉNYEK Vizsgálataink arra a kérdésre irányultak, hogy általánosságban mennyi új linket kell egy valós hálózatban létrehozni a teljes LFA védettség eléréséhez abban az esetben, ha a hálózat lokális SRG-ket tartalmaz. A kiértékeléseket olyan topológiákon végeztük, melyek igazi szolgáltatók hálózatait reprezentálják. A Germany, NSF, AT&T és kiterjesztett Germany topológiák [13]-ból, az AS1239, AS1755, és AS3967 hálózatok pedig a Rocketfuel adatsorból származnak [14]. Sajnos az el˝obbi hálózatok

élköltségei nem álltak rendelkezésre, így esetükben egységes súlyozást feltételeztünk. A párosgráf-modellt a LEMON könyvtárral kiegészített C++ környezetben implementáltuk, míg a minimális lefed˝o halmaz megtalálásához a LovászJohnson Chvatal (LJC), SBT, RSBT és MSBT heurisztikákat használtuk fel [15]. A lokális SRG-k meghatározása a δ ∈ [0, 1] SRGs˝ur˝uség paraméter függvényében történt a következ˝oképpen: generáltuk az összes lehetséges kétszeres lokális meghibásodás halmazát és ezek mindegyikét δ független valószín˝uséggel felvettük új SRG-ként. Eszerint, ha δ = 0 akkor a hálózatban nincsenek SRG-k és csak egyszeres link hibával kell számolnunk, míg ha például δ = 0.5, akkor minden szomszédos élpár 50%-os valószín˝uséggel kerül SRG halmazba. Három s˝ur˝uségérték mellett vizsgáltuk az algoritmusok hatékonyságát: δ = 0.1, δ = 0.5 és δ = 0.9. Minden hálózatra az adott s˝ur˝uségérték mellett 10 különböz˝o SRG elrendezést generáltunk, a gráfokon a hálózatoptimalizálási feladatot megoldottuk, majd a kapott eredmények átlagát vettük. Méréseinket egy Xeon 2,53 Ghz CPU-val és 3G RAM-mal ellátott Linux-alapú PC-n végeztük. Az eredmények az I. táblázatban láthatók. Megfigyeléseink szerint az SRG s˝ur˝uség növekedésével hozzávet˝olegesen 20%-kal csökken a kezdeti élvéd˝o LFA lefedettség. A szükséges kiegészít˝o élek száma azonban nem lineárisan változik az SRG s˝ur˝uség növekedésével, hiszen a δ paraméter 0.5-r˝ol 0.9-re emelkedése közben csak átlagosan 1-2 éllel kell többet hozzáadnunk, míg δ 0.1-r˝ol 0.5-re emelkedése közben ez átlagosan 4-5 extra él. Eredményeink szerint 50%-os SRG s˝ur˝uség esetén is, azaz mikor a szomszédos linkpárok fele közös veszélynek van kitéve, átlagosan 18-20 új él hozzávételével teljes lefedettséget tudunk biztosítani. A táblázatban az is látható, hogy az MSBT a leghatékonyabb heurisztika. Az algoritmusok hatékonyságának összehasonlítása érdekében azt is megvizsgáltuk, hogy az egyes új élek felvétele hogyan növeli az LFA védettséget. Így szemléletesebb formában látjuk, hogy bár az MSBT algoritmus találja meg átlagosan a legkevesebb élet tartalmazó élhalmazt, a mohó LJC módszer már néhány új él (jellemz˝oen 5-7) felvételével is több mint 90%-os védettséget ér el. Összegzésként elmondhatjuk, hogy (a) az LFA hálózatoptimalizálás igen hatékony módszer, hiszen már alig néhány új él felvétele is jelent˝osen javítja az LFA védettséget, illetve (b) különböz˝o optimalizálási célkit˝uzések különböz˝o algoritmikus stratégiákat igényelnek. Ha cél a teljes védettség, akkor az MSBT a legjobb választás, míg ha minél kevesebb él felvételével törekszünk a lehet˝o legnagyobb LFA védelem elérésére, akkor az LJC algoritmus alkalmazása javasolt. VI. KONKLÚZIÓK A jelenleg legvonzóbb gyors IP hibajavító módszer a hurokmentes elkerül˝outak módszere. Az LFA bekapcsolásával a szolgáltatók olyan alapvédettséget érhetnek el, melyhez nem szükséges változtatás a menedzsment- és az adatrétegben, és amely tovább fejleszthet˝o a jelen cikkben vázolt

48

I. táblázat. Élvéd˝o LFA gráfkiterjesztési eredmények SRG-vel kiegészített topológiák esetén: topológia neve; csomópontok száma; élek száma; maximum elérhet˝o LFA lefedettség (ηmax ) és zárójelben a védhetetlen forrás-cél párok legkedvez˝otlenebb értéke; kezdeti LFA lefedettség (η0 ); és az egyes algoritmusok által hozzáadott élek átlaga kis (δ = 0.1), közepes (δ = 0.5), és nagy (δ = 0.9) SRG s˝ur˝uségnél Topológia n AS1239 30 AS1755 18 AS3967 21 AT&T 22 Digex 31 Germ_50 50 Germany 17 Italy 33 NSF 26 Átlag: 27.6

δ = 0.1 δ = 0.5 m ηmax η0 LJC SBT RSBT MSBT ηmax η0 LJC SBT 69 1(0) 0.849 8.3 8.4 13.4 7.8 0.999(1) 0.662 15.3 15.8 33 1(0) 0.844 7.9 9.2 12.1 7.8 1.000(0) 0.599 12.1 12.9 36 1(0) 0.748 11.1 10.9 17.0 9.6 1.000(0) 0.510 12.9 13.3 38 1(0) 0.769 13.1 12.8 13.9 12.5 1.000(0) 0.506 17.2 15.0 35 1(0) 0.274 26.9 27.4 45.9 25.9 1.000(0) 0.171 28.4 28.2 88 1(0) 0.850 25.4 35.7 49.5 27.6 1.000(0) 0.594 33.0 40.4 25 1(0) 0.631 13.5 12.0 14.2 11.5 1.000(0) 0.409 14.4 13.2 56 1(0) 0.738 22.4 27.9 39.2 20.9 0.998(2) 0.489 27.4 28.7 43 1(0) 0.811 13.5 16.1 29.0 13.0 1.000(0) 0.503 18.1 20.7 47 1 0.723 15.8 17.8 26.0 15.2 0.999 0.493 19.9 20.9

1

1

0.95

0.9

0.9

0.8

0.85

0.7

0.8

0.6

0.75

0.5

0.7

0.4

0.65

δ = 0.9 RSBT

MSBT

24.5 15.0 21.0 19.8 44.8 64.1 14.7 42.6 32.5 31.0

14.6 11.5 12.0 14.6 26.1 35.9 12.6 24.9 16.9 18.8

ηmax 0.999(1) 1.000(0) 1.000(0) 0.996(2) 1.000(0) 1.000(0) 1.000(0) 0.998(0) 1.000(0) 0.999

η0 0.216 0.151 0.159 0.105 0.036 0.139 0.085 0.112 0.116 0.124

LJC

SBT

RSBT

MSBT

21.2 15.1 15.2 20.1 28.3 38.6 16.1 31.6 21.3 23.1

20.6 12.9 13.7 17.3 26.3 35.2 13.9 29.1 20.0 21.0

32.5 17.7 24.2 23.3 42.9 69.0 16.1 43.8 34.5 33.8

18.4 12.1 13.5 16.5 25.4 34.8 13.0 27.4 19.3 20.0

0.3 LJC SBT RSBT MSBT

0.6 0.55 0.5 0

5

10

15

LJC SBT RSBT MSBT

0.2 0.1 0 20

0

(a) AT&T

5

10

15

20

25

(b) Germany

2. ábra. Lépésenkénti LFA lefedettség a különböz˝o heurisztikákra, élvéd˝o esetben az AT&T hálózatára δ = 0.5 SRG s˝ur˝uséggel, és csomópont-véd˝o esetben a Germany topológiára δ = 0.9 értékkel. Vízszíntes tengelyen a hozzáadott élek száma, a függ˝oleges tengelyen pedig az elért lefedettség.

megoldások alapján. Kiterjesztettük a már korábban bemutatott párosgráf-modellt [12] a gyakorlatban el˝oforduló többszörös meghibásodások esetére, és az irodalomból megismert heurisztikus algoritmusok segítségével közelítettük az optimális megoldást. Legfontosabb megfigyelésünk, hogy bár az LFA gráfkiegészítési probléma NP-teljes, a gyakorlatban hatékonyan közelíthet˝o. Megállapítottuk, hogy a védelmi stratégia függvénye a helyes algoritmus kiválasztása: amennyiben 100%-os védettségre törekszünk, úgy az MSBT heurisztikát kell választanunk, viszont ha az a célunk, hogy néhány él hozzávételével a lehet˝o legnagyobb javítást érjük el, akkor az LJC algoritmus eredményeire kell támaszkodnunk. A jöv˝obeli kutatások középpontja lehet egy olyan közelít˝o keretrendszer kidolgozása, mely a cikkünkben vázolt algoritmusok el˝onyös tulajdonságait ötvözi. H IVATKOZÁSOK [1] J. Moy, „OSPF Version 2.” RFC 2328, April 1998. [2] M. Shand and S. Bryant, „IP Fast Reroute framework.” RFC 5714, Jan 2010. [3] S. Bryant, M. Shand, and S. Previdi, „IP fast reroute using Not-via addresses.” Internet Draft, March 2010. [4] S. Lee, Y. Yu, S. Nelakuditi, Z.-L. Zhang, and C.-N. Chuah, „Proactive vs reactive approaches to failure resilient routing,” in INFOCOM, 2004.

[5] Z. Zhong, S. Nelakuditi, Y. Yu, S. Lee, J. Wang, and C.-N. Chuah, „Failure inferencing based fast rerouting for handling transient link and node failures,” in INFOCOM, 2005. [6] G. Enyedi, G. Rétvári, and T. Cinkler, „A novel loop-free IP fast reroute algorithm,” in EUNICE, 2007. [7] K.-W. Kwong, L. Gao, R. Guerin, and Z.-L. Zhang, „On the feasibility and efficacy of protection routing in IP networks,” in INFOCOM 2010, long version appears as Tech. Rep. 2009, University of Pennsylvania, 2010. [8] A. Atlas and A. Zinin, „Basic specification for IP fast reroute: Loop-Free Alternates.” RFC 5286, 2008. [9] Cisco Systems, „Cisco IOS XR Routing Configuration Guide, Release 3.7,” 2008. [10] Juniper Networks, „JUNOS 9.6 Routing protocols configuration guide,” 2009. [11] Hewlett-Packard, „HP 6600 Router Series: QuickSpecs,” 2008. available online: http://h18000.www1.hp.com/products/quickspecs/ 13811_na/13811_na.PDF. [12] G. Rétvári, J. Tapolcai, G. Enyedi, and A. Császár, „IP Fast ReRoute: Loop Free Alternates revisited,” in INFOCOM 2011, pp. 2948–2956, 2011. [13] SNDlib, „Survivable fixed telecommunication network design library.” http://sndlib.zib.de. [14] R. Mahajan, N. Spring, D. Wetherall, and T. Anderson, „Inferring link weights using end-to-end measurements,” in ACM IMC, pp. 231–236, 2002. [15] B. Mazbic-Kulma and K. Sep, „Some approximation algorithms for minimum vertex cover in a hypergraph,” in Computer Recognition Systems 2 (M. Kurzynski, E. Puchala, M. Wozniak, and A. Zolnierek, eds.), vol. 45 of Advances in Soft Computing, pp. 250–257, Springer Berlin / Heidelberg, 2007.

49

Jelterjedési utak topológiára gyakorolt hatásának vizsgálata játékelméleti módszerekkel Szabó Dávid, Gulyás András Távközlés és Médiainformatikai Tanszék Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem Budapest, Magyarország {szabod,gulyas}@tmit.bme.hu

Abstract— A komplex hálózatok elméletében központi szerepet játszik a mohó (greedy) navigáció, mivel megfelelő topológia esetén hatékony kommunikáció valósítható meg a használatával. Habár számos algoritmikus modell alapját képezi, a mohó kommunikációt használó hálózatok kialakulásának folyamatáról a mai napig keveset tudunk. Ennek ismerete nagyban segíthetné a hatékonyabb algoritmusok tervezését. A hálózatformációs játékok (Network Formation Games) épp az ilyen jellegű kérdésekre keresik a választ, vagyis, hogy milyen hálózati formák, egyensúlyi állapotok jönnek létre önző (racionális) résztvevők interakciójából. Az eddigi vizsgálódások során számos modellt alkottak, de a greedy routing egyelőre nem kapott különösebb hangsúlyt, holott természetes módon van jelen a valós hálózatokban, s figyelembevétele éppen ezért sokkal pontosabb, valóságosabb modellt eredményezhet az eddigieknél. Célunk tehát a két szempont (kialakulás és navigáció) egyesítése és együttes vizsgálata, melyhez módosítjuk a hagyományos hálózatformációs játékokat és definiáljuk a Mohó Hálózatformációs Játékot (Greedy Network Formation Game). A játék során feltételezzük egy rejtett metrikus tér jelenlétét (a valós hálózatoknak megfelelően) és a hagyományosan alkalmazott legrövidebb út alapú távolságmetrikát mohó alapú távolságmetrikára cseréljük. Ezek után elemezzük az egyensúlyi állapotokat Euklideszi tér esetén.

A mohó navigáció az Internet szempontjából is ígéretes, mivel a topológiát vizsgálva ugyancsak kisvilág-tulajdonságot találunk. Vagyis a hatékony kommunikációhoz szükséges, fentebb említett két feltétel közül az egyik eleve adott. Kleinberg [2] 1999-ben megalkotott egy analitikus modellt a Milgram kísérlet jelenségeinek igazolására, mely teret nyitott a mohó navigációval kapcsolatos vizsgálódásoknak, s azóta számos kutatás alapját képezte (CAN[3], Chord[4], Microsoft BCube[5] routing algoritmusok). Ezzel együtt a mohó kommunikációt használó hálózatok kialakulásának folyamatáról a mai napig keveset tudunk. A hálózatformációs játékok épp az ilyen jellegű kérdésekre keresik a választ, vagyis, hogy milyen hálózati formák, egyensúlyi állapotok jönnek létre önző (racionális) résztvevők interakciójából. A keretrendszer segítségével betekintést nyerhetünk a topológia kialakulásának mechanizmusaiba. Lehetővé teszi, hogy játékelméleti megközelítésből vizsgáljuk a kommunikációs távolság és a kapcsolódási költség egymásra hatásának szerepét a hálózat létrejöttekor. Az eddigi kutatások során jellemzően a legrövidebb út (shortest path) alapú távolságmetrikát használták[10], s habár előfordultak kivételek (bilaterális NFG[6], MDNFG[7], SDNFG[7]), a mohó navigációval kapcsolatos felfedezések egyelőre nem kaptak kiemelt hangsúlyt. A mohó navigáció viszont természetes módon van jelen a valós hálózatokban, s figyelembevétele éppen ezért sokkal pontosabb, valóságosabb modellt eredményezhet az eddigieknél. Az 1. ábra a mohó és a legrövidebb út alapú keresés közti alapvető különbséget szemlélteti.

Kulcsszavak: hálózatformációs játékok, mohó navigáció

I.

BEVEZETÉS

Milgram 1969-ben végzett kísérlete óta tudjuk, hogy komplex hálózatokban a hatékony kommunikáció két alappillére a kisvilág tulajdonság (small-world property) és a mohó navigáció.[1,8] A kisvilág-tulajdonság azt jelenti, hogy az úthosszak logaritmikusan skálázódnak a hálózat méretéhez képest, vagyis tetszőleges két csomópont elviekben nagyon gyorsan elérheti egymást. A kérdés, hogy a csomópontok megtalálják-e ezeket a hatékony, rövid útvonalakat. Milgram és az azóta elvégzett kísérletetek - szerint igen, méghozzá mohó navigációval. Ezzel a módszerrel az útkeresés során mindig az adott szempontból legjobbnak tűnő csomópont felé haladunk. Egy tetszőleges hálózatban előfordulhat, hogy a mohó keresés lokális optimumban reked, de [9]-ben megmutatják, hogy a komplex hálózatok számos tulajdonsága magyarázható egyfajta metrikus tér jelenlétével, mely a mohó keresés szempontjából heurisztikaként segíti az rövid utak megtalálását, s meglepően jó hatékonyságot eredményez.

1. Ábra

50

Mohó és legrövidebb út közötti különbség kétdimenziós Euklidészi rács esetén a (2,2) és (0,0) pont között

További érvek is a mohó routing mellett: általában rövid utakat talál (a fentebb részletezett komplex hálózatokra jellemző topológia esetén). Nem igényel globális rálátást a hálózat felépítésére, képes elosztottan, egyszerűen működni. Használata nem memóriaigényes folyamat, hiszen egy csomópontnak csak közvetlen környezetének ismeretére (vagyis lokális információkra) van szüksége. Jelen munkához legközelebb Even-Dar és Kearns [11] eredményei hozhatók. Ők egy Kleinberg rácson vizsgálták a topológia formálódást, ahol a kapcsolatok behúzásának valószínűsége a távolságnak megfelelően hatványfüggvény szerint történt. Meghatározták az egyensúlyi állapotokat a legrövidebb út távolságmetrika alapján, s igazolták a létrejövő hálózaton a mohó navigáció hatékonyságát. Felvetődik viszont a kérdés: miért számoljuk legrövidebb út alapon az egyensúlyi állapotokat, ha tudjuk, hogy a csomópontok nem eszerint próbálnak kommunikálni egymással?

A social optimum a játék során - akár központi irányítással elérhető legjobb állapotot jelöli. Ennek mentén a hatékonyság két lehetséges mérőszáma a Price of Anarchy és a Price of Stability. (Price of Anarchy, PoA) A legrosszabb Nash egyensúly és a social optimum aránya:

ahol az egyensúlyi állapotok halmaza és lehetséges stratégia halmaza.

(Price of Stability, PoS) A legjobb Nash egyensúly és a social optimum aránya

Ebben a cikkben definiáljuk a Mohó Hálózatformációs Játékot (Greedy Network Formation Game), amellyel egyszerre vizsgálható a hálózat kialakulása és navigálása. A játékot Euklideszi tér felett vizsgáljuk, a Kleinberg modellből kiindulva (a kutatások többségének megfelelően), és megmutatjuk, hogy a konstans dimenziós Euklideszi térből kiindulva a mohó hálózatformációs játék nem eredményez kisvilág-tulajdonságot. Vagyis az eddigi vizsgálatok alapját képező modellek kialakulása nem magyarázható egyszerű formában játékelméleti módszerekkel. II.

Mivel a cikk több pontján is hivatkozunk rá érdemes itt felidéznünk Kleingberg úttörőnek számító felfedezését a mohó navigációról Euklideszi tér esetén. Kleinberg tétele Legyenek egy hálózat pontjai a kétdimenziós Euklideszi rács csúcspontjai. Minden csomópont egy extra élet (útrövidítést) ad a topológiához szerint, ahol a rácstávolság u és v között. Ekkor a hálózaton a mohó navigáció átlagos úthossza:

ALAPVETŐ JÁTÉKELMÉLETI FOGALMAK ÉS KLEINBERG TÉTELE

Az alábbiakban röviden bemutatjuk a klasszikus, nem kooperatív játékokra jellemző fogalmakat, melyek a későbbiekben előkerülnek. (Játék) Egy játék alapvetően egy hármassal definiálható: - Legyen a játékosok halmaza, melynek számossága N. - A stratégiák halmaza, ahol minden az játékos egy lehetséges stratégiája. Egy vegyes stratégia egy valószínűségi eloszlás -re vonatkozóan. - A költségfüggvény, mely az játékos hasznosságát jelöli egy stratégia mentén. A cikkben teljes információs, "one-shot" (minden játékos egyszerre cselekszik) játékot feltételezünk, racionális résztvevőkkel. Az egyes játékoknál arra vagyunk kíváncsiak, hogy milyen egyensúlyi állapotok jönnek létre.

III.

A MOHÓ HÁLÓZATFORMÁCIÓS JÁTÉK EUKLIDÉSZI TÉRBEN

Ebben a részben definiáljuk a Mohó Hálózatformációs Játékot, melyet az Euklideszi térben, a Kleinberg modellből kiindulva vizsgálunk (a kutatások többségének megfelelően). A kezdeti eredmények egy általános negatív következtetésre vezetnek: a Kleinberg modellre alapuló, mohó navigációval hatékonyan működő hálózatok kialakulása nem magyarázható egyszerű formában játékelméleti módszerekkel.

(Nash egyensúly, NE) Egy vegyes stratégiahalmaz Nash egyensúlyt alkot, ha minden játékosra igaz, hogy

Játékosok, rács és mohó keresés. Legyen a játékosok halmaza (melyeket a hálózat csomópontjai jelölnek) számossággal. A játékosok egy dimenziós rács csomópontjain helyezkednek el, amely tórusz formába van hajtva.

Vagyis a NE olyan állapotot jelöl, amikor egyetlen játékosnak sem érdemes eltérnie az aktuális stratégiájától, amennyiben a többi játékos sem tér el a sajátjától. A NE nem feltétlenül optimális állapot, ezt a social optimum jelöli. (Social Optimum, SO) Egy optimum, ha

az összes

Az játékos helyét a rácson az vektor jelöli. Az és játékos távolsága (melyet felhasznál a mohó navigáció a döntések során) megfelel a rácson vett, egymástól való távolságuknak:

stratégiahalmaz közösségi

51

következik, hogy bármely egyensúlyi vektora tartalmazni fogja az -hoz tartozó irányított éleket. Emiatt minden egyensúlyt eredményező vegyes stratégia 1 valószínűséggel tartalmaz irányított éleket. Az -hoz tartozó vegyes stratégiák valószínűségi eloszlása egy véletlen szám, amely meghatározza az -tól induló irányított élek végpontjait. A eloszlásra igaz, hogy , továbbá feltételezzük, hogy monoton csökkenő, formálisan: , ha és . Ezen feltételezések a rövid utak felépítéséről elengedhetetlenek ahhoz, hogy a hálózat élei hűen tükrözzék a metrikus tér tulajdonságait. Kezdetben az egydimenziós esetre korlátozzuk a megállapításokat, illetve feltételezzük, hogy minden játékos egy extra irányított élet húzhat a már meglévő éleken kívül. Ezeket a későbbiekben általánosítjuk. Az egyensúlyi állapotok meghatározásához szükségünk van az alábbi két lemmára:

min Egy mohó iteráció során játékos mindig a célcsomóponthoz legközelebbi szomszéd felé halad. Ha -nak nincs olyan szomszédja, melyre , akkor a keresés lokális minimumban reked. Stratégia. A stratégiatér adott u játékosra irányított élek húzása a többi hálózatban lévő csomóponthoz: . Legyen a stratégiavektor és a stratégiavektorok által definiált gráf: . Haszon. A játékosok célja a költségeik minimalizálása, mely a következőképpen számolható:

1. Lemma: Minél nagyobb két játékos egymástól való távolsága, átlagosan annál több mohó lépésre vannak egymástól. Formálisan: Ha , akkor és .

ahol a a kommunikációs költséget jelöli (mohó navigációval hány csomóponton keresztül érhető el az célcsomópont), a pedig a hálózatépítési költséget (csomópont által húzott élek konstans élköltséggel súlyozva). Ha a mohó keresés elakad, akkor .

2. Lemma: Ha egy sokkal távolabbi játékoshoz csatlakoztatja az extra élét, akkor költségfüggvénye csökken. Formálisan:

A. Speciális esetek különböző -re Az alábbi megállapítások speciális eseteire jellemzik a NE-t. A cikkben szereplő állítások bizonyítása hely hiányában [12]-ben találhatók meg.

ahol az -ból -be vezető mohó út átlagos hossza, ha az extra élét -hez csatlakoztatja. Az 1. és 2. Lemmából intuitívan adódhat az általános következtetés, hogy egy távoli csomópont választása csökkenti a költséget. Emiatt vegyes stratégiák esetén különösen érdekesek a hosszú farkú (heavy-tailed) eloszlások monotonitása szerint. A következőkben megmutatjuk, hogy a játékosok által használt legjobb stratégia, ha egyenletesen választanak a többi játékos közül. Az u játékos költsége:

1. Tétel: bármely NE-ként vagy social optimumként előálló gráf a GNFG-ben tartalmazza a dimenziós rácsot részgráfként. 2. Tétel: Ha egyedi NE a GNFG-ben.

, akkor a

dimenziós rács

3. Tétel: Ha , akkor a teljes gráf egyedi NE a GNFGben. Ezekben a speciális esetekben könnyen megmutatható, hogy az egyedi NE-ok egyben social optimumok is. B. Social Optimum 4. Tétel: Az optimális megoldás költsége GNFG-ben

mely átírható a formába, ahol a 2. Lemma értelmében egy monoton csökkenő függvény szerint.

Bizonyítás: Kleinberg tétele esetén garantálja, hogy a csomópontok közötti mohó utak átlagos hossza ). Ebből adódóan játékos költsége:

ahol

5. Tétel: Ha egy monoton csökkenő függvény szerint GNFG bármelyik állapotában akkor legjobb válasza a többi játékos stratégiájára, ha élének végpontját egyenletes módon választja. Formálisan: argmin pf s eg enletes. Fentiekből adódik, hogy vegyes stratégiák esetén GNFGben az egyetlen NE, amikor minden játékos egyenletes random eloszlás szerint csatlakoztatja extra élét valamelyik másik játékoshoz. Ez alapján kiszámolhatjuk az egyensúly költségét Kleinberg eredményeire alapozva:

az -ból -be vezető mohó út átlagos hossza.

C. Price of Stability A price of stability meghatározásához a GNFG-ben először meg kell találni a legjobb lehetséges NE-t. A 2. tételből

52

6. Tétel: A legjobb NE költsége GNFG-ben ezért a price of stability

IV.

,

ÖSSZEGZÉS

A cikkben arra kerestük a választ, hogyan jönnek létre a valós világbeli, mohó navigálható hálózatok. Kiindulásnak a klasszikus Euklideszi rácson (ezen belül a Kleinberg-féle struktúrán) alapuló modelleket vizsgáltuk, melyeken elsőként definiálták a hatékony mohó navigálhatósághoz vezető jellemzőket. Ezt a struktúrát használva definiáltuk a saját játékunkat, melyben a játékosok költségének számításához a mohó távolságot vettük alapul. Az elemzés során rámutattunk, hogy a rács modellek, melyekkel a jelenlegi mohó navigálható topológiákat jellemzik, nem állnak elő racionális résztvevők interakciója során. Másképpen fogalmazva: habár képesek vagyunk olyan algoritmikus modellek létrehozására, melyeken hatékonyan működik a mohó navigáció, konstans dimenziós Euklideszi térből kiindulva az ilyen topológiák természetes létrejötte játékelméleti módszerekkel nem magyarázható. Érdemes azonban megemlíteni, hogy ha az Euklideszi teret hiperbolikus térre cseréljük, akkor a hiperbolikus tér sajátosságai által talán magyarázatot adhatunk a valós hálózatokban a kis világ tulajdonság és a greedy routing együttes jelenlétére, ezért ez az irány jövőbeni kutatás tárgyát képezi.

.

Ezen a ponton érdemes elővenni Kleinberg tételét, melyből látható, hogy a eloszlások között r=D paraméterezés eredményez egyedül kisvilág topológiát. Az 5. tételből viszont következik, hogy kizárólag eredményez NE-t. Tehát a hagyományos Kleinberg modell az optimális beállításokkal (melyek hatékony mohó navigációt tesznek lehetővé) nem jön létre NE-ként, ezért a kisvilág topológia sem jön létre egyensúlyi állapotként GNFG-ben. A következőkben általánosítjuk különböző esetekre a megállapításokat. D-dimenziós eset: Először is hangsúlyozzuk, hogy az egydimenziós esetnél kizárólag az 1. lemma állítását használtuk ki. Most megmutatjuk, hogy az 1. lemma könnyen általánosítható. 2. Ábra A mohó út átlagos hossza az referencia játékos és a többi játékos között kétdimenzós rácson, ha (balra), (középen), (jobbra).

Köszönetnyilvánítás Szeretnénk köszönetet mondani Kőrösi Attilának és Biczók Gergelynek a cikk írása közben nyújtott értékes segítségükért.

Az 2. ábrán a referencia játékostól (középen) a többi játékoshoz vezető mohó út átlagos hossza látható egy kétdimenziós rácson. Ha jelöli -nak a -hez legközelebbi szomszédját, akkor a következő rekurzióval számolható:

V. [1]

IRODALOM

J. Travers and S. Milgram. An experimental study of the small world problem. Sociometry, 32:425–443, 1969. [2] J. Kleinberg. The small-world phenomenon: an algorithm perspective. In Proc. of STOC’00, pages 163–170, 2000. [3] S. Ratnasamy et. al. A scalable content-addressable network. In Proc. of SIGCOMM ’01, pages 161–172, 2001. [4] I. Stoica et. al. Chord: A scalable peer-to-peer lookup service for internet applications. In Proc. of SIGCOMM’01, San Diego, California, August 2001. [5] C. Guo et. al. Bcube: a high performance, server-centric network architecture for modular data centers. ACM SIGCOMM CCR, 39(4):63– 74, 2009. [6] J. Corbo and D. Parkes. The price of selfish behavior in bilateral network formation. In PODC ’05, pages 99–107, 2005. [7] Erik D. Demaine et. al. The price of anarchy in network creation games. In Proc. of PODC ’07, pages 292–298, 2007. [8] D.J. Watts, P.S. Dodds, and M.E.J. Newman. Identity and search in social networks. Science, 296(5571):1302, 2002. [9] M. Boguna, D. Krioukov, and K. C. Claffy. Navigability of complex networks. Nat Phys, 5(1):74–80, 2009. [10] A. Fabrikant et. al. On a network creation game. In Proc. of PODC’03, pages 347–351, 2003. [11] E. Even-Dar and M. Kearns. A small world threshold for economic network formation. In Advances in Neural Information Processing Systems, page 385, 2007. [12] Technical report: http://qosip.tmit.bme.hu/~gulyas/GNFG/Proofs

Az 1. ábra alátámasztja a sejtést, hogy a rácstávolsággal növekszik, amennyiben több dimenzióra játsszuk a játékot. Tehát a kisvilág topológia nem jön létre egyensúlyi állapotként GNFG-ben, akkor sem, ha növeljük az egyes játékok során a dimenziószámot egy tetszőleges konstans szerint. Ez egyben azt is jelenti, hogy a kisvilágok létrejötte nem igazolható a Kleinberg-féle, konstans dimenziós rács alapú modellek esetén. Viszont érdemes megemlíteni, hogy alapvetően más a szituáció, ha a dimenziószám függ a játékosok számától. Például, ha a dimenziószám log , akkor a játékosok egymáshoz log lépésben képesek eljutni. Távolságfüggő linkek esete: Általános esetben egy link költsége függhet a végpontjai közti távolságtól, mellyel egy sokkal összetettebb költségfüggvényhez jutunk:

53

Modulációs módszerek diszperzió kompenzáló hatása Radio over Fiber rendszerekben Cseh Tamás, Berceli Tibor Szélessávú Hírközlés és Villamosságtan Tanszék Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem 1111 Budapest Goldmann Gy. tér 3, Magyarország [email protected], [email protected]

A RoF rendszerekben természetesen nem csak a rádió csatorna torzításait kell figyelembe venni, hanem az optikai átviteli közeg torzításait is. A legfontosabb lineáris torzítási jelenség, ami az optikai szálban az átvitelt korlátozhatja, az a diszperzió jelensége. Ezen dolgozat témája a diszperzió csökkentésére irányuló modulációs eljárások szimulációs vizsgálata, amelyek különösen fontosak az ár érzékeny RoF hálózatokban.

Abstract—A Radio over Fiber (RoF) rendszerekben kihasználva az optikai és a rádiós közeg előnyeit, a rádiófrekvenciás jeleket optikai hálózaton osztják szét. Az átvitelre szánt mobil kommunikációs jelek nem csak a rádiócsatornában ismert torzításokat szenvedik el, hanem az optikai szálban fellépő hatások is korlátozhatják az átvitelt. Az egyik legfontosabb hatás az optikai összeköttetésben a diszperzió jelensége. Ennek a dolgozatnak a célja az, hogy összevesse egyes optikai és elektromos modulációs eljárások diszperzió kompenzáló hatását, figyelembe véve a RoF rendszerekkel támasztott legfontosabb követelményeket. Az elsődleges cél megmutatni, hogy a mobil kommunikációs rendszerekben használt OFDM moduláció a diszperzió hatása ellen is képes védelmet nyújtani, valamint cél ennek a képességének összehasonlítása más, optikai kommunikációban használt diszperzió kompenzáló eljárással, elsősorban az optikai egyoldalsávos modulációval.

II.

A különféle modulációs eljárásoknak fontos szerepe lehet a költséghatékony RoF rendszerekben, mivel drága és komplikált diszperzió kompenzáló eszközök vizsgálatakor meg kell említeni, hogy RoF esetében segédvivős optikai modulációt alkalmaznak [5]. Ez azt jelenti, hogy a fény intenzitását már egy segédvivőre modulált elektromos jellel moduláljuk. Tehát a vizsgálat szempontjából egyfelől a fény intenzitás modulációját, valamint azt az elektromos modulációt, amivel a segédvivőt moduláljuk (továbbiakban elektromos modulációt) kell megkülönböztetni. Diszperziós szempontból mind az optikai, mind pedig az elektromos moduláció megválasztása fontos.

Kulcsszavak; Radio over Fiber, OFDM, kromatikus diszperzió, módusdiszperzió, csatornakiegyenlítés, egyoldalsávos moduláció

I.

MODULÁCIÓS ELJÁRÁSOK

BEVEZETÉS

A mobil és optikai kommunikáció párhuzamos fejlődésével megjelent az igény a mobil hálózatok rádió jeleinek optikai hálózaton történő szétosztására. Az úgynevezett Radio over Fiber (RoF) rendszerekben a vezetéknélküli jeleket kis csillapítás mellett, az elektromágneses interferenciákra érzéketlenül [1] lehet egy központi egységtől az antennás egységek felé továbbítani, megtartva a rádiós kommunikáció nyújtotta mobilitást a hálózatban.

Az optikai intenzitás moduláció esetében két modulációs típust vizsgáltam, a két- és az egyoldalsávos modulációt. Hagyományos esetben az intenzitás moduláció során optikai tartományban kialakul két oldalsáv az optikai vivő két oldalán, a vivőtől fmod távolságban, ahol fmod a segédvivő frekvenciája. Egyoldalsávos moduláció esetében az egyik oldalsávot kiszűrjük, így csak az optikai vivő és az egyik oldalsáv kerül kibocsátásra.

A RoF rendszerek előnyeit számos távközlési alkalmazásban kihasználják. Egy RoF hálózat központi egysége például összeköthető valamely cellás rádió hálózattal, mint például egy városi hozzáférési hálózat (Metropolitan Area Network, MAN) vagy helyi hálózat (Local Area Network, LAN), azonban legfontosabb alkalmazási lehetősége az épületen belüli LAN, a RoF rendszer korlátozott dinamika tartománya miatt [1].

Az elektromos modulációk közül is alapvetően két eljárást vizsgáltam meg. Az egyik az NQAM (N állapotszámú kvadratúra-amplitúdó moduláció), a másik az OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing). Ez a két modulációs forma igen elterjedt a hagyományos rádiós kommunikációban, így feltételezhető, hogy RoF rendszerben is átvitelre kerülnek. NQAM esetben az IQ modulált rádiójelet egy elektromos vivőre ültetjük át, míg OFDM esetben az információ több alvivőn helyezkedik el. A többvivős modulációs eljárások előnye, hogy lehetőség nyílik a csatornában fellépő lineáris torzítások kompenzálására oly módon, hogy modulálatlan alvivők segítségével becsült

A cellás hálózatokban előforduló trend szerint egyre kisebb cellaméretet alkalmaznak, így egyre több antennás egységgel lehet elérni a felhasználókat. Emiatt elsődleges szemponttá vált a RoF hálózatokban lévő antennás egységek árának valamint a telepítés költségeinek csökkentése [2]. A cellaméret csökkentése érdekében magasabb frekvenciasávokat használnak[2].

54

csatorna karakterisztika valósítanak meg.

inverzével

csatornakiegyenlítést

lineáris torzítási jelenségek, így a diszperzió kompenzálható, addig az egyvivős NQAM esetben erre nincs lehetőség.

III.

Ábra 1.

Ábra 2.

Az egyes modulációs eljárásokat a VPI Photonics 8.7 szimulációs szoftverrel végeztem [4]. Ez a szoftver lehetőséget biztosított arra, hogy a különböző rádiós modulációkat megfelelő paraméterezés mellett előállíthassam. Továbbá ez a szimulációs szoftver rendelkezett a megfelelő optikai szál modellekkel, amiket a vizsgálat folyamán használtam.

Egyoldalsávos moduláció szimulációs blokkvázlata

A szimulációs vizsgálatot alapvetően két részre lehet bontani. A vizsgálati eredményeket egymódusú szálon, valamint többmódusú szálon is elvégeztem. Mindkét esetben megvizsgáltam a kétoldalsávos és az egyoldalsávos optikai modulációt, mind NQAM mind OFDM elektromos moduláció mellett. A rádiós blokkok kimeneti teljesítményét miden esetben úgy állítottam be, hogy az optikai modulációs mélység 10% legyen. A modulációs mélység az OFDM csúcsértékére vonatkozva lett megállapítva. Összességében így az átvitelnél a moduláció nemlinearitása nem befolyásolta a vizsgálatokat.

Kétoldalsávos moduláció szimulációs blokkvázlata

Az egyoldalsávos moduláció blokkvázlata az Ábra1.-en látható, a kétoldalsávos moduláció blokkvázlata pedig a Ábrán2.-n. Mindkét esetben NQAM és OFDM adó jelével moduláltam az optikai jelet. A bitsebesség mindkét rádiós moduláció esetében 1Gb/s volt. Az OFDM moduláció esetében 16 alvivőt használtam. A csatornakiegyenlítés alkalmazásakor az alvivőket modulálatlanul adtam. A vevő regisztrálja a modulálatlan vivők amplitúdóját és fázisát, ezek inverzével a csatorna kiegyenlíthető. Mivel a csatornakiegyenlítéshez használt karakterisztika felvételénél első lépésben az összes vivő modulálatlan volt, a csatornát 16 frekvenciapontban becsültem, ami elegendő volt és magyarázza az alvivők viszonylagos alacsony számát. OFDM esetben a szimbólumközti áthallás elleni védelmet is alkalmaztam, ciklikus előtagot a szimbólum idő 0.25-szeresére állítottam.

12 4QAM_ODSB

EVM[%]

10

4QAM_OSSB

8 6 4 2 0 1

3

5

7

Frekvencia[GHz]

Ábra 3.

SZIMULÁCIÓS EREDMÉNYEK

A lézer majdnem ideális volt, csak fehér zaj terhelte, vonalszélessége ideálisnak tekinthető volt. A fotovevő ideális volt, a modulátor pedig lineáris. Így az átvitelt csak az optikai szál torzításai befolyásolták.

60km egymódusú szál 4QAM

A fent említett modulációs módszerek segítségével eltérő módon lehet a diszperzió hatása ellen védekezni. A kétoldalsávos moduláció esetében a kromatikus diszperzió miatt a két oldalsáv eltérő sebességgel terjed a szálban [3], így adott szálhosszúság és frekvencia mellett a két oldalsáv között felléphet destruktív interferencia, ami adott szálszakaszok mellett korlátozza a segédvivő maximális frekvenciáját, így ez kritikus veszteséget okozhat a kis cellás RoF rendszerekben. Értelemszerűen az egyoldalsávos esetben nem lép fel destruktív interferencia az oldalsávok között, így a fent említett segédvivős frekvenciakorlát nem áll fenn az átvitelre.

Az egyoldalsávos modulációt az egyik oldalsáv kiszűrésével állítottam elő. Az optikai sávszűrő egy ideális sávzáró szűrő volt, amelynek az elnyomása akkora volt, hogy az elnyomott sáv a zaj határ alá kerüljön. Tulajdonképpen az egyoldalsávos moduláció is ideálisnak volt tekinthető. A. RoF egymódusú szálon A RoF hálózat kialakításában kézenfekvő megoldás az egymódusú szálak alkalmazása. A RoF hálózatokban a kis cellamérethez tartozó nagyfrekvenciás vivő csak hosszabb szálakon okoz problémát, tehát az épületen belüli

Az elektromos modulációkról megállapítható, hogy míg a többvivős OFDM modulációval a csatornakiegyenlítéssel a

Identify applicable sponsor/s here. If no sponsors, delete this text box. (sponsors)

55

5

16QAM-ODSB

4

16QAM-OSSB

12

3

10

2

8

EVM[%]

EVM[%]

6

1 0 1

3

5

7

OFDM-4QAM-OSSB OFDM-4QAM-ODSB-Kompenzált

6 4 2

Frekvencia[GHz]

Ábra 4.

OFDM-4QAM-ODSB

0 1

3 5 Frekvencia[GHz]

Ábra 5.

60km egymódusú szál OFDM-4QAM

7

60km egymódusú szál 16QAM

összeköttetések kialakításakor a kromatikus diszperzió hatása kevésbé kritikus. Azonban, ha városi hozzáférési hálózat elosztó rendszereként alkalmazzuk a RoF rendszert, a cellaméret nagyobb, így hosszabb összeköttetéseket kell megvalósítani. Az ilyen rendszerekben a kromatikus diszperzió hatása már számottevő lehet.

6 16QAM-OFDM-ODSB

5 EVM[%]

A vizsgálat során egy 60km-es egymódusú szálon vizsgáltam a vivőfrekvencia függvényében az átvitelt először 4QAM (Ábra 3.) aztán 16QAM (Ábra 4.) modulációval, összevetve a kétoldalsávos optikai modulációt (Optical Double Side Band, ODSB) az egyoldalsávossal (Optical Single Side Band, OSSB). Jól megfigyelhető, hogy mind 4QAM mind pedig 16QAM esetben a kétoldalsávos esetben a vivőfrekvencia növelésével, illetve a diszperziós null hely(8GHz) megközelítésével növekszik az EVM értéke. Ezzel szemben egyoldalsávú esetben az EVM végig 0% közelében marad, azaz a kromatikus diszperzió hatását egyoldalsávos modulációval teljesen el lehet kerülni ilyen szálhosszok esetében. Az egyoldalsávos moduláció hatékonyságát természetesen a bitsebesség befolyásolja. Szélesebb sávú jelek esetében romolhatna az átvitel, de nem annyira mint kétoldalsávos esetben.

16QAM-OFDM-OSSB

4

16QAM-OFDM-ODSB-Kiegyenlített

3 2 1 0 1

3

5

7

Frekvencia[GHz]

Ábra 6.

60km egymódusú szál OFDM-16QAM

B. RoF többmódusú szálon Az épületen belüli kisebb cellaméretű RoF rendszer esetében a többmódusú szálak alkalmazása jól illeszkedik a költséghatékony szemléletmódhoz [5]. Az általam vizsgált többmódusú szál az 50µm magátmérőjű gradiens indexű üvegszál volt. Ez egy tipikus többmódusú optikai szál, amit a 850nm-es optikai ablakban használnak.

Ezt követően megvizsgáltam az OFDM jelek átvitelét is a 60km-es egymódusú szálon, mind kétoldalsávos, mind egyoldalsávos moduláció mellett, kétoldalsávos esetben a csatornakiegyenlítés hatását is figyelembe véve. Az OFDM jel alvivőin lévő moduláció 4QAM (Ábra 5.) és 16QAM (Ábra 6.) voltak. A tapasztalat OFDM jelek esetében a következő volt: akárcsak az egyvivős NQAM jelek esetében az egyoldalsávos modulációval OFDM esetben is szinte teljesen lecsökkenthető a kromatikus diszperzió hatása. Kétoldalsávos esetben csatornakiegyenlítést alkalmazva azt a következtetést lehet levonni, hogy habár javítja az átvitel minőségét, nem olyan hatékony, mint az egyoldalsávos moduláció. Továbbá megfigyelhető, hogy alacsonyabb frekvenciákon a csatornakiegyenlítés hatása erősebb, mint magasabb frekvenciákon. Tehát a leszíváshoz közeledve egyre kevésbé képes védelmet nyújtani a kromatikus diszperzióval szemben.

A vizsgálat menete azonban némileg eltért az egymódusú szálak esetében ismertetettől. Mivel többmódusú szálak esetében a módusdiszperzió a domináns torzítási jelenség, a vivőfrekvencia változtatása nincs hatással az átvitel minőségére. Tehát itt többféle szálhosszúság mellett vizsgáltam meg az átvitel minőségét, minden esetben összevetve a kétoldalsávos modulációt kiegyenlítéssel és kiegyenlítés nélkül, valamint az egyoldalsávos modulációt.

56

IV.

Megállapítható, hogy ebben a dolgozatban szimulációk segítségével összehasonlítottam a kétoldalsávos modulációt és az egyoldalsávos modulációt. Megvizsgáltam az OFDM kommunikáció biztosította csatornakiegyenlítés hatását is. Összességében elmondható, hogy egymódusú szálak alkalmazása esetén, ahol a kromatikus diszperzió a domináns torzítás, az egyoldalsávos optikai moduláció eredményesebb módszer a diszperzió kompenzálására. Ezzel szemben megállapítható, hogy a többmódusú szálak alkalmazásakor, mikor a módusdiszperzió az elsőleges korlátozó tényező, a csatornakiegyenlítés segítségével jobb eredményeket lehet elérni.

TÁBLÁZAT I. TÖBBMÓDUSÚ SZÁL OFDM-4QAM OFDM4QAM

EVM (ODSB)[%]

EVM(ODSB, Kompenzált) [%]

EVM(OSSB) [%]

2km

7.58

3.86

7.55

1km

4.11

2.22

4.1

0.5km

2.28

1.22

2.26

TÁBLÁZAT II. TÖBBMÓDUSÚ SZÁL OFDM-16QAM OFDM16QAM

EVM (ODSB)[%]

EVM(ODSB, Kompenzált) [%]

2km

3.89

2.6

3.8

1km

2.13

1.32

2.1

0.5km

1.22

0.58

1.17

EVM(OSSB) [%]

KONKLÚZIÓ

Amennyiben egy egymódusú RoF összeköttetésben nincs lehetőség költséghatékonysági megfontolások miatt egyoldalsávos modulációt alkalmazni, az OFDM segítségével megvalósított csatornakiegyenlítéssel javítható az átviteli minőség. Azonban ennek mértéke függ attól, hogy a segédvivő frekvenciája milyen távol helyezkedik el a frekvenciamenetben jelentkező leszívási ponttól. Végezetül kijelenthető, hogy az ár érzékeny RoF alkalmazások esetében az OFDM diszperzió kompenzáló hatása miatt is kedvező modulációs eljárás lehet.

Az eredményeket „Táblázat I.” és „Táblázat II.” foglalja össze. Az első tapasztalat az, hogy valóban a hosszabb többmódusú szál rosszabb minőségű átvitelt eredményez. Ami viszont fontosabb észrevétel, hogy az OFDM nyújtotta csatornakiegyenlítés alkalmazásával jelentős javulást lehet elérni az összeköttetésben. OFDM-4QAM esetben például a 2km-en kompenzált átvitel jobb EVM értékeket ad, mint a kompenzálatlan 1km-es összeköttetés. Tehát például egy , az összeköttetésre rögzített EVM esetén kétszer olyan hosszú szakasz engedhető meg csatornakiegyenlítéssel, mint nélküle.

KÖSZÖNETNYÍLVÁNÍTÁS A szerzők köszönetet nyilvánítanak az Országos Tudományos Kutatási Alapprogramoknak (OTKA) Projektszám: CK 77997, és az Ericsson Hungary-nak a támogatásért. HIVATKOZÁSOK

Ezzel szemben megállapítható az is, hogy az egyoldalsávos moduláció többmódusú esetben nem mutat domináns hatást, ugyanis nem eredményezett javulást az összeköttetés minőségében. Ez az észrevétel is megfelel az előzetes várakozásoknak, mivel az egyoldalsávos moduláció a kromatikus diszperzió hatását képes csökkenteni, így többmódusú esetben, ahol a módusdiszperzió hatása érvényesül erősebben, kevésbé hatékony.

[1]

[2] [3]

Fontos megemlíteni azt, hogy a módusdiszperzió hatása, függ az alkalmazott adatsebességtől. Az 1Gb/s-os bitsebességet magasabbra állítva az átvitel azonos hosszúságú szálon gyengébb minőségű lesz. Például kétszeres bitsebesség növekedés kétszeres EVM növekedést okoz.

[4] [5]

57

Ng’oma, „Radio-Over-Fibre Technology for Broadband Wireless Communication System”,PhD Thesis Eindhoven University of Technology, 2005, ch. 1, pp. 6-14. Hong Bong Kim, „Radio over Fiber based Network Architecture”,PhD Thesis Technischen Universitat Berlin, 2005, ch. 1, pp. 1-2. Lim, Christina; Nirmalathas, Ampalavanapillai; Yizhuo Yang; Novak, Dalma; Waterhouse, Rod, „Radio-over-Fiber systems”, Communications and Photonics Conference and Exhibition (ACP), 2009, Asia. VPI Transmission maker/VPI component maker, user’s manual, May 2010 Tamas Cseh; Eszter Udvary „Cost effective RoF with VCSELs andMultimode Fiber” , Networks and Optical Communications (NOC),2011 16th European Conference, 20-22 July 2011

GPS szinkronizált időalap biztosítása elosztott radarrendszer számára Szüllő Ádám

dr. Seller Rudolf, konzulens



Kivonat—A dolgozat célja egy elosztott mérőrendszer lokális óráinak egymáshoz történő szinkronizálásának GPS alapon történő megvalósításának vizsgálata, egy kifejlesztett kísérleti eszköz bemutatása, valamint az eszköz performancia analízise. A bemutatott pozíció mérési elv időmérésre vezethető vissza, mely feltételezi az egyes mérő állomások helyi óráinak együttfutását, legfeljebb tíz nanoszekundumos nagyságrendű eltérést megengedve. A konkrét elrendezés a nagy földrajzi távolságok miatt nem teszi lehetővé órajel szétosztó hálózat kiépítését, ennek következtében került a vizsgálódás középpontjába egy GPS alapú megoldás. (Kivonat)

I.

BEVEZETÉS

A BME Szélessávú Hírközlés és Villamosságtan Tanszék Mikrohullámú Távérzékelés laboratóriuma egy multilaterációs radarrendszer kifejlesztésére vállalkozott. A projekt újszerűsége következtében több részterületen intenzív kutatási és fejlesztési tevékenységet igényel. A multilaterációs radarrendszer egy elosztott, a rendszerre vonatkoztatott abszolút idő mérésén alapuló mérőrendszer. Az egyes, földrajzilag szétszórt mérési pontokon szükséges egy nagy pontosságú, egymáshoz szinkronizált órajel források biztosítása. A kiépítendő rendszer nagy terület lefedését célozza meg (WAMLAT – Wide Area Multilateration), ezért nem célszerű vezetékes órajel szétosztó hálózat kiépítése. A dolgozatban bemutatott megoldás a GPS műholdak vétele alapján állítja elő a nagypontosságú, szinkronizált órajelet. A nagy stabilitású oszcillátor a WAMLAT rendszereken kívül is használható bármely olyan elosztott mérőrendszerben, ahol a mérés vagy annak egy része abszolút idő mérését igényli. II.

1. ábra

Elosztott passzív radarrendszer

Az egyik, tetszőlegesen megválasztott állomás által mért abszolút időt tekintve referenciának, a többi állomás által szolgáltatott értékekből képezhetőek a különbségi TDOA értékek. A TDOA értékek és a keresett pozíció közti kapcsolatot egy nemlineáris egyenletrendszer adja meg (1), ahol az rn helyvektorok az egyes vételi állomások térbeli pozícióját, míg t helyvektor a jelforrás pozícióját adják meg.

 0   t − r0 T    diff ,1   t − r1 c ⋅  Tdiff , 2  =  t − r2     ...   Tdiff , N   t − rN   

MULTILATERÁCIÓ

A multilaterációs technika alkalmazása lehetővé teszi passzív radarrendszer kiépítését, tehát a rendszer minden egyes eleme csupán vételi módban üzemel. Jelforrás pozíciójának meghatározásához ebben az esetben csak az egyes vételi állomásokon a beérkező jelhez hozzárendelhető abszolút idő (időbélyeg) áll rendelkezésre, mint mérési adat. Mivel nem ismert a jel indításának ideje (a mérőrendszer szempontjából aszinkron módon) a multilaterációs algoritmus csupán a mért abszolút idő értékek közötti különbséget (TDOA – Time Difference Of Arrival) használhatja fel a mérőrendszerhez viszonyított pozíció becslésére. – 1. ábra

− t − r0   − t − r0  − t − r0   ...  − t − r0 

(1)

Geometriailag az egyenletrendszer az egyes időkülönbségek és hozzá tartozó helyvektor párok által meghatározott forgás-hiperboloidok metszéspontjára vezet.

58

III.

alakúak, a pályasugár (26560 km) kisebb a geostacionárius pályákénál, így a keringési idő (11,967 óra) rövidebb azokénál. Mindegyik pályán négy műhold található. A rendszer ilyen felépítése biztosítja, hogy a Föld felszínének bármely pontján, a nap 24 órájában legalább 4 műhold látható, amennyi a minimálisan szükséges a pozíció meghatározáshoz.

ÓRAJELEK STABILITÁS VIZSGÁLATÁNAK MÓDSZEREI

Órajelek releváns paramétereinek méréséhez mindenféleképpen szükség van egy referencia órajel forrásra is. Általános esetet feltételezve a referenciának több nagyságrenddel nagyobb stabilitással kell rendelkeznie, mint a vizsgált eszköznek. Jelen esetben, ez nem járható út, mivel a cél egy eleve nagy stabilitású órajel forrás létrehozása. Ebben az esetben megengedhető, hogy maga a referencia a vizsgált eszközzel egyenrangú berendezés, ha feltételezhető az egyes eszközök zajfolyamatainak függetlensége.

A műholdak fedélzetén tartalékolt cézium és rubídium atomórák találhatóak, a helymeghatározás ugyanis időmérésre vezethető vissza. A pontos helymeghatározáshoz nagypontosságú időalapra van szükség. A műholdak óráit rendszeres időközönként szinkronizálják az UTC (Universal Time, Coordinated) egyezményes világidőhöz. Mindegyik műhold két, szórt spektrumú L-sávú csatornán végez BPSK modulált jelszórást. Az L1 (1575,42 MHz) csatornán az ún. C/A és P kódok vehetők, míg az L2 (1227,6 MHz) csak a P kód. Ezek mindegyike álvéletlen-generátoros kódmoduláción (PRN – Pseudorandom Noise) alapul. A C/A kód szabadon hozzáférhető, ez kisebb pontosságú navigációt tesz lehetővé, a civil GPS vevők általában csak ezt a kódot használják. A P kód csak katonai GPS vevőkkel érhető el, legalább 10-szeres pontosságot garantál a C/A kódhoz képest, mivel 10-szeres sávszélességű az utóbbihoz képest. [2]

Statisztikai vizsgálatok alapját a mérendő eszköz és a referencia órajele közötti időhiba mintasorozat adja. A hagyományos statisztikai becslők (szórás, átlag) nem konvergensek a mérési eredményekre, azok speciális jellemzői (pl. frekvenciakülönbség miatti folyamatos időeltolódás) miatt. Órajelek stabilitásának vizsgálatát lehető tevő statisztikai módszert David W. Allen dolgozta ki [1]. A fázishiba adatsorból számolt Allan varianciából (AVAR) (2) a normál szóráshoz hasonlóan gyökvonással kapható meg az Allan szórás (ADEV) (3).

σ y2 (τ ) =

1 2τ 2

(∆ x )

2

2

n

=

1 2τ 2

(xn + 2 − 2 xn +1 + x n )2

σ y (τ ) = σ y2 (τ )

Egy GPS vevő modul esetén a nagy pontosságú időalap a vevő által generált ún. PPS (Pulse Per Second) jel segítségével érhető el. Ez egy 1 Hz ismétlési frekvenciájú impulzus sorozat, melynek felfutó élei hosszútávon átlagosan a világidő (UTC – Coordinated Universal Time) másodperceihez van szinkronizálva. Legnagyobb hátránya, hogy jelentős zajjal terhelt, az ideális időhöz képest jelentős szórással (jitter) bír. Ennek következtében szinkronizációs alapként történő felhasználása során megfelelő szűrési módszereket kell alkalmazni.

(2)

(3)

Az algoritmus a stabilitást két eszköz között relatíve fejezi ki, tehát ha két azonos típusú eszköz összehasonlítása történik meg, akkor az Allan szórást a két eszköz órajeleit terhelő zajok varianciájának összege növeli, feltéve a zajfolyamatok függetlenségét.

V.

A GPS által szinkronizált oszcillátorokat angol terminológia szerint GPSDO-nak (GPS Disciplined Oscillator) nevezik. Általános felépítésükre jellemző a zárt szabályozási hurok. A szabályzás a referencia jel és a szabályozott eszköz kimenő jelének közti fázishiba alapján történik, így egyfajta PLL-nek (Phase Locked Loop) tekinthető – 2. ábra

Valós esetben a véges mintahossz miatt (2) helyett (4) becslőt kell alkalmazni.

σ y2 (nτ 0 , N ) =

GPSDO

N − 2 n −1 1 (xi+ 2n − 2 xi + n + x i )2 (4) ∑ 2 2 2n τ 0 ( N − 2n ) i = 0

Az idő szórás (TDEV) az órajel időbeni (fázis) stabilitását adja meg (5).

σ x (τ ) =

IV.

τ 3

σ y (τ )

(5)

GPS MINT SZINKRONIZÁCIÓS FORRÁS 2. ábra

A GPS (Global Positioning System) egy műhold alapú navigációs rendszer, melyet az Amerikai Egyesült Államok Védelmi Minisztériuma fejlesztetett ki, tart üzemben.

Szabályzási kör általános blokkvázlata

Analóg PLL alapú megoldás realizációs problémák miatt kerülendő, a hurokszűrő a fázisdetektorban alkalmazott alacsony frekvenciájú jelek miatt az ésszerű paraméterek határát jelentősen túllépő alkatrészeket igényel.

A rendszer legalább 24, aktív műhold esetén tekinthető teljes rendszerként. A műhold pályák 55° szöget zárnak be az egyenlítőhöz képest, és a 6 pálya az egyenlítő mentén egyenletesen vannak elosztva 60°-oknént. A pályák közel kör

59

frekvencia stabilitású” hőmérséklet kompenzált kristály oszcillátor (TCXO) mérése alapján a szimulációban a lokális oszcillátor frekvencia vándorlása egy 3600 másodperces periódus idejű, 50 ppb amplitúdójú szinuszos jellel, míg a PPS jel zaja statisztikai és spektrális vizsgálata alapján egy 20 ns szórású kékzajjal lett modellezve. A kékzaj felüláteresztő szűrővel színesített fehérzajból áll elő, a kisebb frekvenciájú zajkomponensek elnyomása által.

A realizálhatóságot figyelembe véve, a szabályzó egységet célszerű digitálisan megvalósítani, processzor vagy logika formájában. Ebben az esetben a numerikusan előállt beavatkozó jelet digitális – analóg átalakító (DAC – Digital Analog Converter) konvertálja az oszcillátort vezérlő feszültség értékké. A módszer hátrányaként meg kell említeni, hogy az oszcillátor analóg beavatkozó jele additív és multiplikatív zavarokkal terhelt, emiatt ezen hatások rontják a pontosságot, és a szabályzás hatékonyságát. Az előbbi (additív) zavarforrásra példa a DAC kvantálási zaja, míg utóbbit okozhatja a DAC referencia feszültségének változás is.

A szimulációk egy PI típusú szabályzó P és I paramétertől függő hatékonyságát mutatják be, a fázishiba nullértéktől való átlagos négyzetes eltérés mérőszám alapján. A sötétebb színek kisebb átlagos eltérést mutatnak, míg a fehér szín 10 ns-ra szaturált átlagos négyzetes eltérést jelent. A két független változójú grafikon origója felé haladva növekszik a szabályzó kör „szorossága”. A lokális oszcillátor stabilitásának hatása egy 200 ppb és egy 50 ppb amplitúdójú, periodikus frekvencia eltolódás esetére elvégzett szimulációk alapján figyelhető meg. – 4. ábra , 5. ábra

A dolgozat további része egy teljesen digitális megoldás vizsgálatára korlátozódik. Ebben az esetben a fázisdetektor, a szabályzó, valamint a vezérelt oszcillátor is digitális módon kerül megvalósításra. A digitális oszcillátor az NCO (Numerically Controlled Oscillator) technika segítségével – kellő bitfelbontás esetén – rendkívül nagy frekvencia és fázis felbontást képes biztosítani. Lévén a teljes szabályzási kör numerikusan van megvalósítva, a PPS jel véletlenszerűségét leszámítva teljesen determinisztikus működést biztosít. Az elérhető stabilitásnak, és pontosságnak csak a lokális oszcillátor stabilitása szab gátat. A szinkronizált órajelet az NCO numerikus értékeiből DDS (Direct Digital Synthesizer) technika segítségével lehet előállítani. – 3. ábra

A numerikus kompenzáció létjogosultságát két, 50 ppb periodikus frekvencia eltolódás esetére elvégzett szimuláció bizonyítja. – 5. ábra , 6. ábra

4. ábra Lokális oszcillátor 200 ppb amplitúdójú szinuszos frekvenciahibájának hatása numerikus kompenzációval ellátott szabályzási kör hatékonyságára 3. ábra

VI.

Teljesen digitális GPSDO blokkvázlata

LOKÁLIS OSZCILLÁTOR STABILITÁSÁNAK HATÁSA

A digitális, NCO alapú szabályzó kör által generált órajel stabilitásának és elérhető pontosságának a lokális oszcillátor stabilitása szab gátat. Kevésbé stabil oszcillátor esetén szorosabb szabályzó kör szükséges a szinkronizáltság fenntartásához, ennek következtében viszont a GPS vevő által szolgáltatott PPS jelet terhelő zaj kevésbé csillapítottan jelenik meg a generált órajelben. A PPS jel alapján lehetőség nyílik a lokális oszcillátor frekvenciájának becslésére, amely numerikus kompenzációt tesz lehetővé, így a szabályzó kör tovább lazítható – a stabilitás fenntartása mellett – a jobb zavarelnyomás érdekében. A lokális oszcillátor instabilitása frekvencia csúszás (drift) formájában jelenik meg. Jellemzően a frekvencia időfüggvénye nem tartalmaz meredek változást. Egy konkrét, „2 ppm

5. ábra Lokális oszcillátor 50 ppb amplitúdójú szinuszos frekvenciahibájának hatása numerikus kompenzációval ellátott szabályzási kör hatékonyságára

60

Az eszköz rendelkezik időbélyegzést lehetővé tevő részegységgel is, amely a másodpercen belül lehetővé teszi közel 2 ns felbontással külső esemény bekövetkezésének idejét rögzíteni és az időbélyeget egy nagysebességű soros adatátvitel segítségével a felhasználási helyre továbbítani. VIII. EREDMÉNYEK A minősítő mérés a két GPSDO eszköz PPS jelei közti fázishiba (időhiba) mérése alapján lett elvégezve. – 8. ábra , 9. ábra

6. ábra Lokális oszcillátor 50 ppb amplitúdójú szinuszos frekvenciahibájának hatása numerikus kompenzáció nélküli szabályzási kör hatékonyságára

VII. KÍSÉRLETI ESZKÖZ Az elérhető pontosság és stabilitás valós körülmények közti mérése érdekében egy GPSDO eszköz került kifejlesztésre, két példányban. A két példányra az egymással történő összehasonlítás miatt van szükség. A GPS vevő egy általános célú modul. A szabályzó kör FPGA-ban lett megvalósítva. Az NCO numerikus értékét 1 bites DAC alakítja órajellé, az ezt terhelő determinisztikus (lokális órajel periódusidejéből következő) jitter szűrése fáziszárt hurokban üzemelő hangolható kristály oszcillátor végzi, ennek alkalmazása alacsony fáziszajt eredményez.

8. ábra

Fázishiba (ns skálázás) másodpercenkénti mintavételezéssel, 12000 másodperc

9. ábra

Fázishiba diagram egy részlete, 180 másodperc

A differenciált fázishiba adatsor alapján megállapítható, hogy a legnagyobb frekvencia eltérés a két eszköz között 8,33 ppb nagyságú, míg a frekvencia különbség szórása 2,2 ppb volt.

10. ábra 7. ábra

Allan szórás a fázishiba adatsor alapján

GPSDO

Az eszköz egy 10 MHz frekvenciájú referencia órajelet, valamint egy ezzel szinkron 1 Hz ismétlési frekvenciájú PPS jelet állít elő. Ez utóbbi a GPS PPS jelének jelentősen zavarszűrt változatának tekinthető. – 7. ábra Az abszolút idő meghatározását a soros portokon elérhető szabványos GPS NMEA üzenetek, a PPS jel, valamint a 10 MHz frekvenciájú referencia órajel együttesen teszi lehetővé.

11. ábra

61

Idő szórás a fázishiba adatsor alapján

modul költségével, így jó alternatíva lehet azon alkalmazásokban is, ahol csupán nagy frekvencia stabilitású órajel szükségeltetik.

Az elemzés szerint a frekvencia stabilitás a vizsgálati időablakot növelve javul, az idő szórás közel állandó értékre áll be. A diagramok worst case eredményt adnak, mivel mindkét eszköz zajfolyamatai megjelennek bennük. – 10. ábra , 11. ábra

A vizsgált módszer alapján kifejlesztett eszköz lehetővé teszi a különféle elosztott mérőrendszerek egyes lokális események idejének nagy pontosságú mérését.

Hosszú távon a két eszköz között 14 ns szórással jellemezhető fázishiba figyelhető meg, amely szórás azonban rövidtávon jelentősen kisebb. Feltételezve a két eszköz fázishibáinak függetlenségét, egy eszközre vonatkoztatva az egyes előállított órajelek fázishibája 10 ns szórású.

FELHASZNÁLT IRODALOM IX.

ÖSSZEGZÉS

[1]

A kifejlesztett demonstrációs eszköz alapján kapott mérési eredmények bizonyítják a szimulációs modell jóságát. A lokális oszcillátor stabilitásának ismerete alapján a szimulációs modell segítségével meghatározható a szabályzó optimális paraméterei.

[2]

[3]

Gazdaságossági szempontokat figyelembe véve megállapítható, hogy egy elkészített GPSDO eszköz költsége összemérhető egy OCXO (Oven Controlled Crystal Oscillator)

62

D.W. Allan, N. Ashby and C.C.Hodge, “The Science of Timekeeping” Hewlett Packard Application Note 1289, June 1997 M.S. Grewal, L.R. Weill and A.P. Andrews “Global Positioning Systems, Inertial Navigation, and Integration” Wiley, 2007 (second edition); ISBN 978-0-470-04190-1 E. Potier, TSG, “Draft Manual on Multilateration Surveillance” ICAO, AERONAUTICAL SURVEILLANCE PANEL (ASP), Working Group Meeting, Montreal, 15 to 19 October 2007

Mesterpróba Tudományos konferencia végzős MSc és elsőéves PhD hallgatóknak. Távközlés és infokommunikáció témakörében KONFERENCIA KIADVÁNY

Recommend Documents