Řídící jednotka vířivého dynamometru

VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCH TECHNOLOGIÍ

Ústav radioelektroniky

Řídící jednotka vířivého dynamometru diplomová práce

Obor: Elektronika a sdělovací technika Jméno diplomanta: Tomáš SUTORÝ Vedoucí diplomové práce: Dr. Ing. Zdeněk Kolka

Řídící jednotka vířivého dynamometru

3

Brno University of Technology Faculty of Electrical Engineering and Communication Department of Radio Electronics

Control unit for eddy-current dynamometer Diploma Thesis

Specialization of study:

Electronics & Communication

Author:

Tomáš Sutorý

Supervisor:

Dr. Ing. Zdeněk Kolka

ABSTRACT This diploma thesis describes a control unit for an eddy-current dynamometer brake which supersedes the original analog system. The equipment serves for measuring of parameters of combustion engines such as the torque and load distribution in dependence on the engine speed. The control unit includes a 16-bit microcontroller which realizes the regulating loop with the other peripheral devices. The operator communicates with the system by means of a PC through an optically-isolated USB interface. On a PC there is running a special operating program. Alternatively, it is possible to operate the dynamometer manually by means of the operating panel on the case of the control unit. The firmware provides measuring in the constant speed and torque mode. The constants of the PID regulators and other parameters and settings are saved in EEPROM memory and it is possible to change them. The switching power supply drives the magnetizing coil and realizes the actuator of the speed regulator. It is the two-transistor bridge forward converter working in the current mode. The size of the current is set up by the microcontroller. For the regulation of the constant torque, the control unit is equipped with output to the servomotor throttle-valve of the measured engine. This document contains a description of the equipment, its design and realization, technical documentation and photo-documentation. On the enclosed CD-ROM there are source files for the microcontroller and the operating program for a PC.


4

OBSAH 1

ÚVOD............................................................................................................................................................ 5

2

CELKOVÁ KONCEPCE NÁVRHU ............................................................................................................ 6 2.1 Analýza zadání ..................................................................................................................................... 6 2.2 Zvolené řešení ...................................................................................................................................... 7 2.2.1 Princip regulace dynamometru ........................................................................................................ 8 2.2.2 Blokové schéma regulačního obvodu .............................................................................................. 9 2.2.3 Návrh regulátoru............................................................................................................................ 11

3

HARDWARE ŘÍDÍCÍ JEDNOTKY ........................................................................................................... 14 3.1 Spínaný zdroj...................................................................................................................................... 14 3.1.1 Rozbor bloku spínaného zdroje ..................................................................................................... 14 3.1.1.1 Volba druhu buzení cívky dynamometru(typ měniče)......................................................... 14 3.1.1.2 Princip činnosti měniče ........................................................................................................ 14 3.1.1.3 Popis funkce zapojení .......................................................................................................... 16 3.1.2 Návrh bloku spínaného zdroje ....................................................................................................... 17 3.1.2.1 Vstupní odrušovací obvod.................................................................................................... 17 3.1.2.2 Návrh síťového usměrňovače a filtračního kondenzátoru.................................................... 17 3.1.2.3 Návrh výstupního LC-filtru.................................................................................................. 20 3.1.2.4 Návrh výkonového impulzního transformátoru ................................................................... 24 3.1.2.5 Návrh budícího transformátoru ............................................................................................ 26 3.1.2.6 Návrh snímače proudu ......................................................................................................... 27 3.1.2.7 Dimenzování polovodičů ..................................................................................................... 27 3.1.2.8 Dimenzování chladičů.......................................................................................................... 28 3.1.2.9 Návrh časovacího obvodu .................................................................................................... 28 3.1.2.10 Návrh tlumících členů .......................................................................................................... 28 3.1.2.11 Návrh regulační smyčky zdroje ........................................................................................... 30 3.1.3 Oživení zdroje ............................................................................................................................... 32 3.2 Mikroprocesorová část ....................................................................................................................... 33 3.2.1 Obecný popis zapojení................................................................................................................... 33 3.2.2 Výpočet stabilizátoru pro PWM .................................................................................................... 36 3.2.3 Měření provozních veličin............................................................................................................. 37 3.2.3.1 Měření točivého momentu ................................................................................................... 37 3.2.3.2 Měření napětí a proudu budící cívky.................................................................................... 38 3.2.3.3 Měření otáček....................................................................................................................... 39 3.2.4 Komunikační modul ...................................................................................................................... 44 3.2.4.1 Popis schématu..................................................................................................................... 44 3.2.4.2 Instalace softwarových ovladačů obvodu FT8U232AM...................................................... 46 3.2.4.3 Komunikační protokol ......................................................................................................... 46 3.2.5 Komunikace s modulem škrtící klapky ......................................................................................... 48

4

SOFTWAROVÉ VYBAVENÍ ŘÍDÍCÍ JEDNOTKY.................................................................................. 49 4.1 Vývojové prostředí ............................................................................................................................. 49 4.2 Program řídící jednotky...................................................................................................................... 51 4.3 Ovládací program pro PC................................................................................................................... 52 4.3.1 Kalibrace........................................................................................................................................ 52 4.3.1.1 Kalibrace PWM kanálů ........................................................................................................ 52 4.3.1.2 Kalibrace A/D převodníků ................................................................................................... 53 4.3.1.3 Kalibrace servomechanizmu škrtící klapky ......................................................................... 54 4.3.1.4 Kalibrace měření otáček....................................................................................................... 54

5

ZÁVĚR ........................................................................................................................................................ 55

SEZNAM LITERATURY..................................................................................................................................... 56 PŘÍLOHY


5

1 ÚVOD Pro měření momentové a výkonové charakteristiky spalovacích motorů se používají dynamometry. Základní dělení je na dynamometry motorové a válcové. Motorové se připojují přímo k měřenému motoru a je nutná jeho demontáž a instalace pro měření. Válcové pak umožňují měření pouhým najetím hnací nápravou vozidla na soustavu válců. Podle zařízení generujícím brzdný moment jsou dynamometry vodní, vířivé, se stejnosměrnými nebo asynchronními elektromotory. První dva výše zmíněné mohou pracovat pouze v ve dvou brzdných kvadrantech roviny n-M, zbylé pak v celé této rovině. Aby tyto zařízení mohla správně fungovat potřebují ke své činnosti regulátor. Ten pak pomocí ovládání velikosti akční veličiny zajišťuje regulaci na konstantní otáčky nebo konstantní točivý moment. Rekonstruovaný dynamometr byl vyroben v padesátých letech ve Výzkumném a vývojovém ústavu elektrických strojů točivých Brno. Jeho parametry uvedené v [ 1 ] jsou následující: jmenovitý výkon 111kW (150k), maximální otáčky 6000 min-1, jmenovitý proud budící cívky 2A a jmenovitý průtok chladící vody 0,5 l/s. Dynamometr se skládá z několika částí. Siloměru, měřiče otáček, vířivé brzdy a příslušenství. Brzdící účinek zajišťuje brzda dynamometru, která je pomocí mechanické spojky spojena s hřídelí testovaného spalovacího motoru. Sama je však v ose hřídele otočně uložena. Kroutící moment vznikající při brždění motoru je snímán siloměrem. Výše zmíněná brzda je tvořena statorovým vynutím protékaným stejnosměrným budícím proudem a rotorem z litiny, v kterém se v důsledku otáčení v magnetickém poli indukují vířivé proudy. Interakce těchto proudů a magnetického pole cívky vytváří brzdící moment, který zatěžuje testovaný motor a zároveň je měřen pomocí siloměru, zde představovaným mechanickou váhou. Nezbytnou součástí je měřič otáček realizovaný šestipólovým střídavým tachogenerátorem jehož výstupní napětí je pro další použití usměrněno a vyfiltrováno pomocí vyhlazovacího kondenzátoru. K dalším zařízením patří systém chlazení a mazání vířivé brzdy. Analogový regulátor zajišťuje regulaci na konstantní otáčky a konstantní moment. Akčním členem pro řízení velikosti budicího proudu je fázově řízený tyristor v zapojení jednocestného usměrňovače napájeného síťovým napětím. Obsahem mojí práce byl návrh řídící jednoty pro výše zmíněný dynamometr. Řídící jednotka zajišťuje veškeré ovládání a regulaci připojeného soustrojí prostřednictvím pokynů z nadřazeného počítače obsluhy typu PC. Tento dokument popisuje náhradu původního analogového systému systémem digitálním, který obohacuje původní zařízení o zcela jiný rozměr možností ovládání.


6

2 CELKOVÁ KONCEPCE NÁVRHU

2.1 ANALÝZA ZADÁNÍ Navržená jednotka má plnit několik úkolů. Prvořadým úkolem je zajistit regulaci a stabilitu celého dynamometru nezávisle na vnějších poruchových stavech, např. problémy při komunikace s nadřazeným počítačem. Znamená to, že jednotka musí pracovat samostatně na základě parametrů nastavených z počítače obsluhy nebo přímím ručním ovládáním. Druhým úkolem je zajistit měření různých veličin a zprostředkovat jejich hodnoty pro počítač obsluhy. Tam proběhne jejich grafické zpracování a vyhodnocení. Třetím úkolem je detekovat a vyhodnotit poruchové stavy, které se mohou vyskytnout od samotného dynamometru, měřeného motoru, počítače obsluhy, ale i samotné řídící jednotky. Vzhledem k množství činností, které má jednotka vykonávat je použití některého z jednočipových počítačů nutností. Změnou řídícího programu nebo jen údajů v paměti lze jednotku velice univerzálně přizpůsobit konkrétním požadavkům. Požadavek oddělení budící cívky od rozvodné sítě předurčuje použití typu spínaného zdroje s impulsním transformátorem. V případě poruchy též nesmí dojít k přivedení plného proudu do budící cívky. V původním regulátoru je použit jako budič cívky jednocestný tyristorový usměrňovač připojený přímo na rozvodnou síť 230 V. V případě proražení tohoto prvku se na budící cívce objevilo plné napájecí napětí sítě a došlo k vytvoření nadměrného brzdícího momentu, v jeho důsledku pak k mechanickému zničení spojky mezi brzdou a motorem. Tomuto stavu zabrání použití impulsního transformátoru. Při případném proražení budícího tranzistoru impulsního transformátoru se tento přesytí a energie se na sekundární stranu nepřenese. Řídící jednotka pomocí relé ovládá zařízení dynamometru a měřeného motoru. Jde především o elektromagneticky ovládané ventily chlazení a mazání brzdy a spínání zapalovací soustavy spalovacího motoru. Snímání analogových veličin je realizováno pomocí A/D převodníku. Analogové signály ze siloměru a z prvků přímého ručního nastavení jsou vytvořeny z mechanických veličin pomocí potenciometrů. Další analogové signály jsou odvozeny od proudu a napětí na budící cívce pomocí proudového a napěťového snímače. Otáčky soustrojí jsou snímány pomocí měření periody signálu z tachometrického generátoru. Zmíněný generátor je sice navržen na měření otáček pomocí velikosti výstupního napětí na nich závislého, je však vzhledem k přesnosti a jednoduchosti zapojení výhodnější použít měření periody napětí za okrajovačem signálu, který upravuje signál na do podoby zpracovatelné pomocí mikropočítače. Další výhoda je v ušetření analogového vstupu A/D převodníku. Aby bylo možné automatizovat a rozšířit ovládání dynamometru je řídící jednotka propojena s počítačem obsluhy typu PC. Spojení je provedeno pomocí rozhraní USB, které umožňuje komunikovat vyšší přenosovou rychlostí než rozhraní RS-232C v PC. Vzhledem k možnosti rušení a uzavírání se zemních smyček je počítač obsluhy a řídící jednotka galvanicky oddělena pomocí optočlenů. Toto oddělení a převod rozhraní USB na sériový kanál, zpracovatelný pomocí mikropočítače, je provedeno v univerzálně navrženém komunikačním modulu se speciálním integrovaným obvodem.


7

Část regulační smyčky je zpracována pomocí jednočipového počítače číslicově. Jednotka vypočítá jak velkým proudem se musí budit cívka dynamometru, aby otáčky měly požadovanou velikost. Tuto hodnou se pak snaží nastavit do budící cívky. V dalším časovém okamžiku výpočet opakuje s novými hodnotami a výsledek se opět snaží nastavit do budící cívky. Výhodou číslicového zpracování je snadná změna typu regulace a frekvenční charakteristiky regulační smyčky. Změna se realizuje jednoduchou změnou konstant pro výpočet nebo změnou použitých vztahů pro výpočet. Při ladění systému lze této vlastnosti velice dobře využít.

2.2 ZVOLENÉ ŘEŠENÍ Řídící jednotka je navržena do dvou na sebe navazujících bloků. Blok regulovatelného spínaného zdroje a řídící a regulační blok. Její blokové přehledové schéma je uvedeno na Obr. 1. Řídící jednotka je napájena ze síťového rozvodu přes hlavní vypínač a pojistku. Dále do bloku regulovaného spínaného zdroje je energie přivedena po sepnutí relé přes LC filtr. Jeho úkolem je zabránit pronikání vysokofrekvenčního rušení vznikajícímu ve spínaném zdroji do sítě. Pracuje na principu dolní propusti a utlumuje vyšší harmonické složky signálů se strmými hranami potřebných k přenesení energie přes impulsní transformátor. Za ním stojící síťový dvoucestný usměrňovač měnící střídavé napětí sítě 230V na dvoucestně usměrněné napětí o špičkové hodnotě 325V. Pomocí filtru tvořeným elektrolytickým kondenzátorem je toto pulzující stejnosměrné napětí o frekvenci 100Hz vyhlazeno. Toto napětí je tzv. mezilehlé napětí. Jeho hodnota vlivem kolísání napětí sítě a odběru měniče mění svou velikost. Při návrhu měniče je s tímto faktem nutno počítat. Mezilehlé napětí je následně spínáno pomocí výkonového spínače tvořeného transistorem MOS-FET na primární stranu impulsního transformátoru. Tyto impulsy jsou po přenesení na sekundární stranu usměrněny usměrňovačem a vyhlazeny výstupním filtrem na stejnosměrné napětí. Tím je potom napájena budící cívka dynamometru. Příslušná hodnota proudu tímto vinutím je poslána spolu s velikostí napětí na A/D převodník do řídícího a regulačního bloku. Napětí na výstupu zdroje je také po příslušné úpravě napěťovým děličem porovnáváno v zesilovači odchylky s požadovaným napětím nastaveným procesorem. Takto vzniklé chybové napětí je pak přivedeno na řídící obvod spínaného zdroje. Jedná se o obvod UC3845, který pracuje v proudovém režimu. Jeho činnost lze ve stručnosti popsat takto: oscilátor otevře klopný obvod typu R-S a tím vybudí přes budící transformátor a budič výkonový spínač na primární straně impulsního transformátoru. Tím je na primární straně připojeno během sepnutí konstantní napětí a proud tedy začne lineárně narůstat. Snímačem proudu je jeho hodnota přiváděna na komparátor, který jeho velikost porovnává s chybovým napětím zesilovače odchylky. Jakmile napětí, představující spínaný proud, je větší než napětí chybové komparátor překlopí a vynuluje klopný obvod R-S a v konečném důsledku také vypne výkonový spínač s tranzistorem MOS-FET. Velikost chybového napětí tedy určuje jak dlouho bude primární vinutí impulsního transformátoru připojeno na mezilehlé napětí a tím i napětí na sekundární straně. Chybové napětí odpovídá velikosti odchylky skutečného a požadovaného napětí. Jádrem řídícího a regulačního bloku je 16-bitový jednočipový počítač XA-S3 firmy Philips. Na jeho čipu je integrován mimo jiné i 8-kanálový 8-bitový analogově-digitální převodník, který lze alternativně provozovat i 10-bitovém rozlišení. Zde bude snímat hodnoty napětí a proudu na budící cívce, velikost momentu a nastavení regulačních prvků. Další zdroje analogových signálů byly zmíněny výše. Jako analogový výstup je použito pulzně-šířkové modulace, kterou mikropočítač také disponuje. Spínání relé je provedeno pomocí logických


8

signálů zesílenými spínacími tranzistory. Na výstupní kontakty těchto relé je pak možné zapojit nejrůznější zařízení zmiňovaná výše. Pro připojení paměti nastavení je využita implementovaná podpora sběrnice I2C. Napájení slaboproudé části je realizováno klasickým způsobem. Transformací síťového napětí na malé napětí, usměrněním, filtrací a stabilizací monolitickými třívývodovými stabilizátory. Hodnota +5 V pro napájení procesoru a logických obvodů a +12 V pro analogovou část a relé.

Obr. 1:

Blokové schéma řídící jednotky vířivého dynamometru.

2.2.1 Princip regulace dynamometru Rychlostní regulátor pomocí akční veličiny budícího proudu přibrzďuje měřený motor tak, aby byly dosaženy požadované otáčky. Průnikem charakteristiky motoru a regulátoru tak vzniká jeden stabilní průsečík jak je zobrazeno na Obr. 2 a). Tohoto způsobu regulace se používá k měření vnější momentové křivky spalovacího motoru, kdy je škrtící klapka plně otevřena. Pro momentovou regulaci by použití proudu jako akční veličiny bylo možné, ale vznikly by tak dva průsečíky charakteristik, z nichž jeden nestabilní a druhý stabilní. Pro proměření celé charakteristik by bylo nutné regulátor přepínat, a měřit vždy jen jednu polovinu. Situace je znázorněna na Obr. 2 b). Z tohoto důvodu je pro momentovou regulaci


9

použit jako akční veličina úhel natočení škrtící klapky motoru. Dynamometr tak dále pracuje s rychlostním regulátorem, ale pomocí momentového regulátoru je navíc ovládána škrtící klapka. Lze tak motor zatěžovat v širokém pásmu provozních hodnot jak je vidět z Obr. 2 c).

Obr. 2:

Typy regulace při měření spalovacího motoru

Vlastní momentový regulátor je stejně jako rychlostní realizován v řídící jednotce. Samotné ovládání škrtící klapky je řešena samostatným servomechanizmem s vlastním řízením, do kterého se pouze po sériovém rozhraní posílá požadovaná hodnota úhlu natočení. Servomechanizmus se tak stará jen o to, aby vždy byl nastaven požadovaný úhel.

2.2.2 Blokové schéma regulačního obvodu Celkový přehled o topologii signálových toků v řídící jednotce si lze udělat z Obr. 3. Regulace může probíhat na konstantní otáčky nebo na konstantní otáčky a konstantní moment zároveň. Momentový regulátor má nastavenou podstatně delší dobu regulace než rychlostní. Dále lze přímo nastavovat budící proud a úhel otevření škrtící klapky. Nastavované vstupní veličiny vstupují do regulátorů po časové lineární rampě, aby se zabránilo skokovým změnám žádané veličiny a z toho plynoucí velké regulační zásahy.

Obr. 3:

Přehledové schéma celého regulačního obvodu


10

Nastavování požadovaných hodnot jednotlivých veličin lze pomocí ovládacího programu v PC nebo prostřednictvím ovládacích prvků na skříni řídící jednotky. Rozmístnění a použité prvky jsou zobrazeny na Obr. 4.

Obr. 4:

Čelní panel na skříni řídící jednotky

Výstupní číslicový signál rychlostního regulátoru je převeden na analogový pomocí PWM modulátoru a zesílen pomocí spínaného zdroje. Měření otáček je realizováno měřením periody otáčení. Točivý moment je převáděn na napětí z mechanické váhy potenciometrem. Protože je regulátor řešen jako číslicový diskrétní systém je třeba vstupní spojité analogové signály vzorkovat a kvantovat což vyžaduje antialiasingovou filtraci. Realizace těchto filtrů, vzhledem k jejich řádu, je pro použitý vzorkovací kmitočet regulátoru obtížná. Použití 7mi násobného převzorkování a následná číslicová filtrace umožňuje na místě antialiasingového filtru použít analogový filtr 2. řádu. Přínosem tohoto řešení je i odfiltrování všudypřítomného síťového rušení 50Hz a jeho vyšších harmonických filtrem s nulovými body na těchto frekvencích. Následná decimace na vzorkovací kmitočet má za následek potlačení šumu v signálu. Frekvenční charakteristiky použitého číslicového filtru jsou na Obr. 5.

Obr. 5:

Frekvenční charakteristiky číslicového filtru


11

2.2.3 Návrh regulátoru Pro řešení návrhu regulátoru z hlediska stability regulační smyčky je nutné vyjádřit přenos zpětné vazby. Ten se skládá z jednotlivých přenosů dílčích bloků jak je patrné z Obr. 6.

Obr. 6:

Blokové schéma regulační smyčky, regulace na konstantní otáčky

Nejvýznamnější je blok soustrojí představující vlastní měřený motor a s ním spojenou vířivou brzdu. Pro určení jeho přenosu lze použít formální analogie s elektrickým obvodem, náhradní schéma je na Obr. 7. Motor se v určitém pracovním bodě chová jako zdroj momentu M a dá se tedy modelovat jako zdroj proudu. Budícím proudem cívky je ovlivňována vodivost, na které moment vytváří úbytek v podobě úhlové rychlosti Ω. V důsledku změny této úhlové rychlosti je část momentu pohlcena v kondenzátoru J, který modeluje moment setrvačnosti motoru a brzdy. Je možné psát diferenciální rovnici:

M =J

dΩ (t ) + K ⋅ I (t ) ⋅ Ω (t ) dt

kde M J

moment motoru moment setrvačnosti motoru a brdy Ω (t) úhlová rychlost soustrojí K konstanta brzdy I(t) budící proud brzdy

Obr. 7:

Analogické náhradní schéma soustrojí

(1)


12

Z řešení této rovnice lze vyjádřit přenos soustrojí pro malé signály jako: M K ⋅ Ω 02 − K ⋅ I 02 Ω M B= 1 = = J J ⋅ Ω0 I 1 1 + jω 1 + jω K ⋅ I0 M −

kde B

Ω1

I1

Ω0 I0

(2)

přenos soustrojí první harmonická úhlové rychlosti první harmonická budícího proudu stejnosměrná složka úhlové rychlosti stejnosměrná složka budícího proudu

Dosazením konstanty dynamometru K = 1,29 N.m.s.A-1 a momentu setrvačnosti brzdy s motorem Škoda J = 0,39 kg.m2 lze pro různé otáčky a zatížení vypočítat frekvenční průběhy modulu přenosu B. Mezní případy těchto jsou zobrazeny na Obr. 8.

Obr. 8:

Frekvenční závislost přenosu B

Ostatní zpětnovazební bloky mají charakter dolních propusti s mezním kmitočtem nad 20 Hz. Pokud zvolím parametry regulátoru tak, aby tranzitní kmitočet otevřené smyčky byl nižší než 20 Hz, výsledný přenos zpětné vazby pod touto hranicí ovlivní pouze velikostí zesílením jednotlivých bloků na nízkých kmitočtech. Jednotlivé přenosy jsou PWM: -66 dB, spínaný zdroj: 20 dB, budící cívka -26 dB. Výsledný přenos je tedy -72 dB. Ten se sečte s přenosem B soustrojí a je možné pomocí Bodeho kriteria stability určit přenos regulátoru PID. Výsledek je na Obr. 9.


Obr. 9:

13

Frekvenční přenos regulátoru a zpětnovazební větve

PID regulátor je popsán diferenční rovnicí: n

y (n ) = K P ⋅ e(n) + K I ⋅ T ⋅ ∑ e(k ) + k =0

kde y(n) KP KI KD e(n) e(n-1) T S(n) X(n)

KD ⋅ (e(n ) − e(n − 1)) T

(3)

výstupní hodnota regulátoru (akční veličina) konstanta proporcionálního zesílení konstanta integrační složky konstanta derivační složky regulační odchylka e(n) = s(n) - x(n) regulační odchylka v předešlém vzorkovacím intervalu vzorkovací interval žádaná hodnota aktuální měřená hodnota

PID regulátor zajišťuje krátkou dobu regulace a díky integrační složce též vysokou přesnost regulace. Paralelní spojení jednotlivých složek regulátoru regulačního algoritmu umožňuje jejich nezávislé nastavování bez ovlivňování ostatních parametrů. Pro účely nastavení je též možné jednotlivé složky regulátoru vypnout. Pro realizaci rychlostního i momentového regulátoru se použije stejný algoritmus s jinými hodnotami nastavení a s jiným zdrojem měřené veličiny. Hodnoty těchto nastavení jsou uloženy v paměti typu EEPROM v řídící jednotce a lze je tedy měnit podle potřeby.


14

3 HARDWARE ŘÍDÍCÍ JEDNOTKY 3.1 SPÍNANÝ ZDROJ

3.1.1 Rozbor bloku spínaného zdroje 3.1.1.1 Volba druhu buzení cívky dynamometru(typ měniče)

Spínaný zdroj bude představovat akční člen regulační smyčky. Budící cívka má stejnosměrný odpor 20 Ω a z materiálů [ 1 ] byl zjištěn maximální požadovaný proud 2,5 A pro zajištění správné funkce dynamometru. Tyto údaje určují maximální dodávaný výkon měničem na 125 W. Zdroj musí zvládnout regulaci na požadovanou hodnotu výstupního proudu a napěťové omezení výstupního napětí. Ze zadání vyplývá použití měniče s transformátorem, aby bylo zajištěno galvanické oddělení budící cívky od sítě. Jako první jsem vyloučil použití blokujícího měniče vzhledem k jeho výkonovým schopnostem, možnostem regulace a také pro dodatečný požadavek, aby měnič nebyl ohrožen případným odpojením zátěže. Dvojčinný propustný měnič je zbytečně předimenzovaný a navíc je u něj problematické udržení nulové střední hodnoty magnetického toku. Poslední možností je použití jednočinného propustného měniče. Na výběr jsou tři varianty: s demagnetizací pomocí Zenerovy diody, s demagnetizačním vinutím a můstkový propustný měnič. Mezi dvěma posledně jmenovanými jsem rozhodoval. Měnič s demagnetizačním vinutím má proti můstkovému tyto výhody: je použit pouze jeden spínací prvek a jedna dioda pro rekuperaci, lépe jde realizovat buzení a snímání proudu tranzistorem přímo řídícím obvodem. Nevýhody jsou v použití transformátoru s dalším vinutím, které musí mít dosti těsnou vazbu s primárním vinutím, a použití tranzistoru s větším dovoleným pracovním napětím. Můstkový má dva spínací tranzistory a ještě k tomu nemají stejný potenciál, výhoda je naopak v použití tranzistorů na menší napětí a jednoduší transformátor. Vzhledem k tomu, že zdroj je regulovaný, nemůže být řídící integrovaný obvod měniče napájen přímo z tohoto měniče a je napájen z mikroprocesorové části, která obsahuje nezávislý napájecí zdroj. Toto částečně maže nevýhodu můstkového zapojení s odděleným buzením tranzistorů. Pro můstkovou variantu jsem se nakonec rozhodl pro jednoduší silový transformátor a pro použití tranzistorů na menší napětí. 3.1.1.2 Princip činnosti měniče

Jedná se o jednočinný můstkový propustný měnič s oddělovacím transformátorem. Jeho základní funkční zapojení je zobrazeno na Obr. 10.


Obr. 10:

15

Principielní schéma zapojení měniče

Je tvořen horním a dolním spínačem, mezi jejich vstupy je zapojeno primární vinutí impulsního transformátoru. Napětí ze sekundárního vinutí je usměrněno jednocestným usměrňovačem s nulovou diodou a vyhlazeno LC filtrem. Časové průběhy v obvodu jsou zobrazeny na Obr. 11. Oba tranzistory pracují současně a připojují na primární vinutí napájecí napětí U, které bylo získáno usměrněním a filtrací síťového napětí. V důsledku toho začne přes otevřené tranzistory T1 a T2 a procházet proud i1. Ten se skládá ze dvou složek: magnetizační proud i1mag a pracovní užitečný proud jehož velikost je dána velikostí sekundárního proudu i2 a transformačním poměrem transformátoru. Po rozepnutí tranzistorů se magnetizační proud uzavírá přes diody DD. Tím primární vinutí připojí samo sebe na napětí -U opačné polarity než bylo v době t1 při sepnutých tranzistorech. Pracovní proud neteče transformátorem, neboť sekundární napětí transformátoru má také opačnou polaritu a dioda D je v nevodivém stavu. Proud tlumivkou L převezme nulová dioda D0. Napětí v bodě X má tvar obdélníkového napětí. Regulací střídy tohoto napětí se mění stejnosměrná složka UZ , která se z obdélníkového napětí získá dolní propustí LC 2.řádu. Tento typ měniče může pracovat s maximální střídou smax = 0,5 , aby magnetizační proud stačil klesnout na nulu. V praxi se však střída používá ještě poněkud menší z důvodu bezpečnosti provozu. Kdyby proud neklesl na nulu(s > 0,5), během několika period spínání by se střední hodnota zvýšila natolik, že by došlo k přesycení jádra, prudce by klesla indukčnost primárního vinutí a nárůst magnetizačního proudu by měl tendenci se dále zvětšovat. Důsledkem by bylo překročení povoleného hodnoty kolektorového proudu tranzistorů a jejich destrukce. Obr. 11:

Časové průběhy veličin v měniči


16

3.1.1.3 Popis funkce zapojení

Celkové schéma zapojení spínaného zdroje pro buzení cívky dynamometru je na Obr. 13. Přívod energie na desku zdroje je přes konektor K1, kam je přivedeno střídavé síťové napětí 230V/50Hz. Odrušovací filtr složený ze součástek C1 až C4 a tlumivky TL1 potlačuje rušení šířící se ze spínaného zdroje do rozvodné sítě. Vybití kondenzátorů filtru po vypnutí napájení zajišťuje rezistor R1. Varistor VAR1 zamezí průniku napěťových špiček větších přibližně jak 400 V do zdroje. Za usměrňovacím můstkem D3, zabezpečujícím dvoucestné usměrnění síťového napětí, jsou filtrační kondenzátory C5 a C6, které usměrněné napětí vyhladí. Odporový dělič R2, R3 vyrovnává rozdílné svodové proudu elektrolytických kondenzátorů C5, C6. Toto mezilehlé napětí je přivedeno na horní spínač tvořený T1 a D1, a na dolní spínač tvořený T2 a D2. Protože tyto tranzistory i bod TP7 mají vůči zemi proměnný potenciál a řídící část je uzemněna, musí být k buzení tranzistorů použito impulsního transformátoru TR2. Ten má jedno primární vinutí a dvě sekundární, pro každý tranzistor jedno, s dvojnásobným počtem závitů. Pokud je primární napětí se započítáním úbytků napětí rovno 10 Všš pak napětí mezi mřížkou a substrátem bude 20 Všš. Protože dovolené napětí na řídící elektrodě tranzistoru je ±20 V a napětí z budícího transformátoru může měnit svou špičkovou hodnotu v závislosti na střídě, je použit okrajovač R14, D8, D9 a R15, D10, D11 k zajištění povoleného napětí. Mezi horní a dolní spínač je zapojeno primární vinutí výkonového transformátoru TR1. V sérii s ním je proudovým transformátorem TR3, který odděluje a transformuje do řídící části primární proud, kde na R25 vzniká odpovídající úbytek napětí. Po filtraci RC článkem R24, C20 je tento signál přiváděn do IO1. Na sekundárním vinutí TR1 je připojen jednocestný usměrňovač s nulovou diodou. RC členy R4, R5, C9 a R6, R7, C10 chrání diody D4 a D5 před překmity napětí způsobenými rozptylovou indukčností transformátoru TR1 a zotavovací dobou diod. Tlumivka TL2 a kondenzátory C14 a C15 filtrují výstupní napětí. C14 je elektrolytický kondenzátor a C15 polypropylénový. Rezistory R8, R9 tvoří předzátěž pro měnič. Dioda D6 je použita pro případ výskytu vnuceného napětí na výstupních svorkách. Pomocí R10 je snímán výstupní proud v rozsahu 0 až 2,5 A. Vzniklý úbytek je zesílen invertujícím zesilovačem IO2D obvodu LM2902A na hodnotu 0 až 5 V. Toto napětí je spolu s dalšími signály vedeno přes konektor K3 do mikroprocesorové části řídící jednotky. Kondenzátor C23 vytváří dolní propust s lomové frekvenci přibližně 5 kHz, která slouží k filtraci rušení. Velikost výstupního napětí je převedena odporovým děličem R33, R34 s dělícím poměrem 1:10 z napětí 0 až 50 V na hodnotu 0 až 5 V. To je pak pro použití v mikroprocesorové části proudově posíleno operačním zesilovačem IO2C. Zároveň je použito pro napěťový regulátor s operačním zesilovačem IO2B jako měřená veličina. C21, R40 a R39 zajišťují požadovanou frekvenční charakteristiku. Je použit proporcionálně integrační regulátor. Přes R39 se přivádí napětí 0 až 5V odpovídající výstupnímu požadovanému napětí. Podobně IO2A je regulátor pro regulaci výstupního proudu. Výstupní signály z regulátorů jsou přes D14 a D15 vedeny na R23 a odtud přes R22, R21 na zesilovač uvnitř IO1, který má nastaveno zesílení na -1. Díky D14 a D15 se v regulaci neuplatní ta složka, která má skutečnou veličinu menší něž nastavenou. Například pokud je nastaveno určité napětí na zátěži a požadovaný proud je větší než skutečný pracuje napěťová regulace, při zmenšení odporu zátěže naroste proud a začne fungovat proudová regulace v důsledku toho poklesne výstupní napětí a přestane regulovat napěťový regulátor. Důsledkem toho je pravoúhlá zatěžovací charakteristika. Kondenzátor C18 blokuje výstup napěťové reference +5 V, z které je napojen časovací člen R18, C19 zajišťující kmitání vnitřního oscilátoru UC3845A na frekvenci 100 kHz. Pro přepnutí měniče do neaktivního stavu je použit tranzistor T3 spínaný přes odporový


17

dělič R19, R20 vnějším signálem logické úrovně L. Po jeho sepnutí je vnitřní komparátor IO1 zablokován, vnitřní oscilátor sice kmitá, ale výstupní impulsy na vývodu 6 ustanou. Při normálním provozu je tímto vývodem buzen budící transformátor TR2. C16 zajišťuje nulovou stejnosměrnou složku na primárním vinutí a D7 umožňuje uzavření proudu při neaktivní části periody. O blokování napájecího napětí 12 V, přivedeného z mikroprocesorové desky přes konektor K3 pro regulační část, se starají C17, C24, C25 a C26.

3.1.2 Návrh bloku spínaného zdroje 3.1.2.1 Vstupní odrušovací obvod

Plní funkci zamezení šíření rušivých signálů ze spínaného zdroje a je převzat z profesionálního výrobku. Tvoří jej dvojitá kompenzovaná tlumivka o hodnotě indukčnosti 2 x 10 mH a sada kondenzátorů C1 až C4 třídy X a třídy Y. Rezistor R1 zajišťuje vybití těchto kondenzátorů při odpojení od sítě. Varistor VAR1 zamezuje pronikání napěťových špiček větších než 400 V do zdroje. Termistor s negativní závislostí odporu na teplotě RN1 zajišťuje při připojení síťového napětí omezení nabíjecího proudu. Po zahřátí jmenovitým proudem se jeho odpor zmenší a nedochází tak ke ztrátám energie. 3.1.2.2 Návrh síťového usměrňovače a filtračního kondenzátoru

Ze síťového napětí 230 V ~ 50 Hz je k získání mezilehlého stejnosměrného napětí pro pulzní měnič je použito dvojcestného můstkového usměrňovače s nabíjecím kondenzátorem. Průběhy napětí na filtračním kondenzátoru v obvodu usměrňovače jsou uvedeny na Obr. 12.

Obr. 12:

Časové průběhy napětí na síťovém filtračním kondenzátoru

Pro výpočet je použit postup uvedený v literatuře [ 3 ] . Ten předpokládá určité zjednodušující podmínky užitečné pro návrh : • Kondenzátor je vybíjen konstantním proudem Id. • Vf. Složky proudu id(t) je schopen do měniče dodat pouze kondenzátor, ss. složku je schopna dodat síť. • Pokles napětí DU budeme předpokládat malý, takže klesající přímka se začíná odvalovat vždy z vrcholu sinusoidy, nikoliv jako tečna z jejího úbočí.


Obr. 13:

Zapojení spínaného napájecího zdroje

18


19

Vstupní údaje jsou odebíraný výkon, nejmenší vstupní síťové napětí a povolené zvlnění usměrněného napětí. Odevzdávaný výkon do zátěže je maximálně 125 W, díky ztrátám v měniči je činný výkon odebíraný z usměrňovače přibližně 150 W. Nejmenší síťové napětí při kterém bude zaručena správná činnost měniče je 80 % jmenovitého napětí 230 V. Zvlnění jsem zvolil DU = 25 V. Amplituda síťového napětí při poklesu efektivní hodnoty o 20 % U m = U ⋅ 0,8 ⋅ 2 = 230 ⋅ 0,8 ⋅ 2 = 260,2 =& 260V Při relativně malém poklesu napětí DU přibližně U d =& U m −

.

(4)

bude střední hodnota napětí na kondenzátoru

∆U 25 = 260 − = 247,5 =& 248V 2 2

.

(5)

Střední proud odebíraný měničem je pak Id =

Pd 150 = = 0,6 A U d 248

.

(6)

Z následující rovnice lze odvodit dobu tn  2π  U m − ∆U = U m ⋅ cos ⋅ t n  T  tn =

 ∆U T arccos1 − 2π  Um

,

(7)

 0,02 25    = arccos1 −  = 1,4ms  260   2π

.

(8)

Doba vybíjení tv =

T − t n = 10 − 1,4 = 8,6ms 2

.

(9)

Při vybíjení je makroskopická strmost klesající přímky úměrná střednímu proudu Id : ∆U I d du (t ) i (t ) = ⇒ = ∆t dt C C

.

( 10 )

Odtud vychází vztah pro určení kapacity filtračního kondenzátoru C = Id ⋅

tv 0,0086 = 0,6 ⋅ = 206µ F ∆U 25

.

( 11 )


20

Vhodná hodnota elektrolytického kondenzátoru je 220 µF na 400 V. Vzhledem k jeho vysoké pořizovací ceně jsem se rozhodl, za cenu jistých komplikací, použít kondenzátory z vyřazeného PC zdroje. Dva kondenzátory 470µF na 200 V zapojené v sérii dají dohromady kapacitu 235 µF. Je však nutné použít kondenzátory stejného typu a zapojit paralelně k nim vyrovnávací odporovou síť R2, R3. Další nevýhodou je také o něco větší požadovaný prostor na desce plošného spoje. Hodnota těchto rezistorů je volena tak, aby příčný proud této dvojice byl srovnatelný se svodovým proudem elektrolytických kondenzátorů. Svodový proud činí přibližně 2 mA při napětí 150 V. Abych mohl použít běžné rezistory, a aby nedocházelo k zbytečným tepelným ztrátám volím proud sítí 1 mA. Hodnota rezistoru je potom R=

U 150 = = 150kΩ I 0,001

.

( 12 )

Pro dimenzování síťového usměrňovače je nutno znát špičkovou, efektivní a střední hodnou proudu diodami. Tyto hodnoty jsem zjistil v literatuře [ 3 ] na str.74 , kde jsou uvedeny závislosti těchto veličin na relativním poklesu napětí d.

δ=

25 ∆U = = 0,096 U m 260

⇒ z grafu

I max = 7,5 A ,

I fef = 1,8 A .

( 13 )

Pro jednotlivé páry současně otevřených diod se vždy uplatní každý druhý nabíjecí impuls. I Dss =

I I D 0,6 1,8 = = 0,3 A , I Def = fef = = 1,3 A , 2 2 2 2

I Dmax = I max = 7,5 A .

( 14 )

3.1.2.3 Návrh výstupního LC-filtru

Vzhledem k použitému typu měniče, u něhož může být použita střída v rozsahu 0 < s ≤ 0,5 , volím s jistou bezpečnostní rezervou maximální střídu měniče na hodnotu s max = 0,45

.

( 15 )

Velikost zvlnění proudu ve výstupní tlumivce jsem si zvolil jako 20 % maximálního trvalého výstupního proudu ∆I L = 0,2 ⋅ I OUT = 0,2 ⋅ 2,5 = 0,5 A

.

( 16 )

Maximální špičkový proud v tlumivce je potom dán součtem maximálního středního proudu v tlumivce a poloviny zvlnění. Na tuto hodnotu se pak musí tlumivka navrhnout z hlediska přesycení jádra I Lmax = I L + 0,5 ⋅ ∆I L = 2,5 + 0,5 ⋅ 0,5 = 2,75 A

.

( 17 )

Inspiraci pro další postup návrhu výstupního LC-filtru jsem našel v literatuře [ 7 ] str. 8 . Pro další výpočet je potřebné zjistit minimální střídu. Při změně síťového napětí se


21

mění také velikost pulsů na vstupu LC-filtru. Při konstantní střídě se tedy mění velikost užitečné stejnosměrné složky napětí, která je před tlumivkou a za ní stejná. To by znamenalo změnu výstupního napětí a proto měnič upraví střídu, aby střední hodnota napětí a tedy výstupní napětí bylo konstantní. Tyto změny se dají popsat rovnicí U  U  s min ⋅  d max  = s max ⋅  d min   n   n 

.

( 18 )

kde n … je převod transformátoru měniče Podle [ 5 ] je jmenovité napětí distribuční sítě nízkého napětí 230 V ± 10 % , já jsem počítal s určitou rezervou a použil jsem větší toleranci. Při uvažování kolísání síťového napětí ± 20 % je dolní mez určena vztahem ( 5 ) na hodnotu Udmin = 248 V. Horní mez je dána stejným vztahem ale s jinými vstupními hodnotami U d max =& U m max −

25 ∆U = 230 ⋅1,2 ⋅ 2 − = 377,8 =& 378V 2 2

.

( 19 )

Po úpravě rovnice ( 18 ) a vykrácení převodu transformátoru n dostávám minimální střídu s min =

U d min 248 ⋅ s max = ⋅ 0,45 = 0,295 =& 0,3 U d max 378

.

( 20 )

Během neaktivní části periody, ta bude největší při minimální střídě, nesmí proud v tlumivce klesnout o více jak ∆IL . Aby toto bylo dodrženo musí mít tlumivka tak velkou indukčnost aby platilo U L = U OUT + U d0 = L ⋅

∆I L t OFF

.

Celá situace je zobrazena na Obr. 14.

Obr. 14:

Výstupní tlumivka a časové průběhy veličin

( 21 )


22

Vyjádřením indukčnosti předchozí rovnice lze pak spočítat indukčnost tlumivky 1 1 ⋅ (1 − s min ) ⋅ (1 − 0,3) t OFFmax f = (50 + 1) ⋅ 50000 = 1,43mH =& 1,5mH = (U OUT + U d0 ) ⋅ L =UL ⋅ ∆I L 0,5 ∆I L

( 22 )

Protože dostupnost jader větších rozměrů je problematická, snažil jsem se použít jádra která jsem měl k dispozici. Šlo o jádro E42/15 z hmoty H21 výrobce FENOX. Jádro obsahuje vzduchovou mezeru o délce 1 mm. Nejdůležitější parametry jsou uvedeny v Tab. I. Tab. I:

Parametry jádra FENOX E42/15 se vzduchovou mezerou 1 mm

Veličina Označení Hodnota Jednotka Součinitel indukčnosti AL 283 nH Efektivní permeabilita jádra 124 µe Efektivní průřez jádra Se 172 mm2 Minimální průřez jádra Smin 169 mm2 Stř. délka mag. Siločáry le 96,6 mm Průřez vinutí SN 177 mm2 Střední délka závitu lN 87 mm Max. indukce (z grafu) Bmax 280 mT Jmax 2,6 Amm-2 Max. proudová hustota (DJ Cu=15K) Tepelný odpor součástky Rth 19 K/W

Následující výpočet zkoumá možnosti použití tohoto jádra pro výrobu tlumivky daných parametrů. S pomocí konstanty AL a vztahu převzatého z [ 15 ] lze vypočítat potřebný počet závitů N = 1000 ⋅

L 1,5 = 1000 ⋅ = 78 z AL 245

,

( 23 )

kde L … indukčnost tlumivky [mH], AL … součinitel indukčnosti [nH], Pozn.: použil jsem změřenou hodnotu AL místo katalogového údaje. V prvé řadě je nutné, aby ani při špičkovém proudu nebylo jádro přesyceno. Pro zjednodušení výpočtu zanedbám magnetický odpor jádra. Tím bude celé magnetomotorické napětí, vytvořené proudem procházejícím daným počtem závitů, celé na vzduchové mezeře (nejhorší případ, ve skutečnosti bude toto napětí o něco menší). Intenzita magnetického pole v mezeře tedy bude Hg =

I max ⋅ N 2,75 ⋅ 78 = = 214,5 ⋅10 3 A / m . lg 0,001

( 24 )


23

Pomocí permeability vzduchu lze pak zjistit magnetickou indukci ve vzduchu

Bg = µ 0 ⋅ H = 4π ⋅10 −7 ⋅ 214,5 ⋅10 3 = 0,27T

.

( 25 )

Protože magnetický tok ve vzduchové mezeře a v jádře je stejný a průřez vzduchové mezery a jádra je přibližně stejný lze říci, že magnetická indukce ve vzduchu a v jádře je přibližně stejný. Potom hodnota magnetické indukce 0,27 T je přijatelná pro použití jádra. Proudová hustota je omezena oteplením vinutí ∆ϑCu , způsobeným ztrátami v mědi ∆ϑCu N ⋅ lN 2 l = RCu ⋅ I 2 = ρ Cu ⋅ ⋅ I 2 = ρ Cu ⋅ . ⋅I I ( 26 ) Rth S Cu J Vyjádřením z ( 26 ) dostanu vztah pro proudovou hustotu při dovoleném oteplení 20K PCu =

J=

∆ϑCu 20 2 = = 3,5 A / mm Rth ⋅ ρ Cu ⋅ N ⋅ l N ⋅ I 19 ⋅ 0,0178 ⋅ 78 ⋅ 0,087 ⋅ 2,5

.

( 27 )

Minimální průřez vodiče je pak S Cu =

I 2,5 = = 0,714mm 2 J 3,5

.

( 28 )

Z tabulek odpovídá danému průřezu vodič o jmenovitém ∅ 1mm, výhodnější je však použít dva paralelní vodiče o jmenovitém ∅ 0,67mm. Pro zlepšení chlazení je poslední vrstva tlumivky pouze přelakována a není opatřena další izolací. Kapacita kondenzátoru filtru lze spočítat z přírůstku náboje způsobeného zvlněním proudu tlumivkou a povoleného přírůstku napětí na kondenzátoru a tedy velikostí zvlnění výstupního napětí. 1  ∆I T  1 ∆Q = ⋅  ⋅  = ⋅ ∆I ⋅ T 2  2 2 8 C=

( 29 )

dQ ∆Q ∆I ⋅ T ∆I = = = dU ∆U 8 ⋅ ∆U 8 ⋅ f ⋅ ∆U

( 30 )

Pro zvolené zvlnění ∆U = 50 mV je pak kapacita ze vztahu ( 30 ) rovna C=

∆I 0,5 = = 25µF 8 ⋅ f ⋅ ∆U 8 ⋅ 50000 ⋅ 0,05

.

( 31 )

Podle Thomsonova vztahu ještě musíme překontrolovat zda vlastní rezonanční kmitočet filtru leží dostatečně níže než je pracovní kmitočet měniče. Musí platit

Řídící jednotka vířivého dynamometru 1 1 = 2 = 6,8nF << 25µF 2 4π f L 4π ⋅ 50000 2 ⋅ 0.0015

C >>

2

24

.

( 32 )

3.1.2.4 Návrh výkonového impulzního transformátoru

Pro tento transformátor jsem zvolil stejné jádro FENOX E42/15 jako pro výstupní tlumivku tentokrát však bez vzduchové mezery. Podle literatury [ 15 ] , z které jsem při návrhu zjišťoval potřebné údaje, lze s tímto jádrem při kmitočtu 50 kHz a pomocí jednočinného propustného měniče přenést výkon až 220 W. Tato hodnota se jeví jako dostatečná. Jádro je vyrobeno z materiálu H21 a pro daný typ provozu má maximální zdvih indukce ∆B = 196 mT. Všechny důležité informace jsou shrnuty do Tab. II.

Tab. II: Parametry jádra FENOX E42/15 Veličina Označení Hodnota Jednotka Součinitel indukčnosti AL 2450 nH Efektivní průřez jádra Se 172 mm2 Minimální průřez jádra Smin 169 mm2 Průřez vinutí SN 177 mm2 Střední délka závitu lN 87 mm Max. zdvih indukce 196 mT DBmax Max. proudová hustota Jmax 2,6 Amm-2 Max. přenášený výkon Pmax 220 W Podle indukčního zákona platí pro primární a sekundární napětí dφ µ (t )

u1 = N1

,

( 33 )

,

( 34 )

dt

u2 = N 2

dφ µ (t ) dt

kde φµ (t) … je magnetický tok v jádře Z ( 33 ) plyne, že magnetický tok je jednoznačně určen časovým integrálem z přiloženého primárního napětí

φµ =

∫ u (t )dt 1

( 35 )

.

N1

Pro pole v magnetickém obvodu lze pomocí ( 35 ) určit magnetickou indukci B(t ) =

φ µ (t ) S

=

∫ u (t )dt 1

N1 S

.

( 36 )


25

Z předchozího vztahu se již dá vyjádřit požadovaný počet závitů primárního vinutí

N1 =

max ∫ u1 (t )dt Bm S

1 1 248 ⋅ U ⋅ ∆t 2f 2 ⋅ 50000 = 76 z = = = ∆Bmax ⋅ S ∆Bmax ⋅ S min 0,196 ⋅169 ⋅10 −6 U dmin ⋅

.

( 37 )

Pro výpočet sekundárního počtu závitů potřebuji znát převod transformátoru, který zjistím z požadovaného výstupního napětí a napětí vstupního US =

U OUT + U Lss + U diode 50 + 0,5 + 1 = = 115V s max 0,45

U P = U dmin − 2 ⋅ U DS = 248 − 2 ⋅ 2 = 244V

n=

Up Us

N2 =

=

244 = 2,122 115

N1 76 = = 36 z n 2,122

,

,

( 38 ) ( 39 )

⇒

( 40 )

.

( 41 )

Velikost indukčnosti primárního vinutí vypočítaná pomocí konstanty AL LP =

N12 76 2 ⋅ A = ⋅ 2450 = 14,2mH L 1000 2 1000 2

( 42 )

.

Nyní lze určit velikost magnetizačního proudu I mag =

U dmin ⋅ s max 248 ⋅ 0,45 = = 160mA LP ⋅ f 0,0142 ⋅ 50000

.

( 43 )

Maximální primární proud je pak součet pracovního proudu a proudu magnetizačního I Pmax =

I Lmax 2,75 + I mag = + 0,16 = 1,5 A n 2,122

.

( 44 )

Pro dimenzování průřezů vodičů primárního a sekundárního vinutí se uplatní efektivní hodnoty proudů. Pokud zanedbám nárůst proudu během aktivní doby lze efektivní hodnoty vypočítat takto

I Pef = I Pmax ⋅ s max = 1,5 ⋅ 0,45 = 1A

,

I Sef = I Smax ⋅ s max = 2,75 ⋅ 0,45 = 1,9 A

( 45 ) .

( 46 )


26

Z maximální proudové hustoty lze spočítat průřezy vodičů vinutí SP =

I Pef 1 = = 0,385mm 2 J 2,6

,

( 47 )

SS =

I Sef 1,9 = = 0,731mm 2 J 2,6

.

( 48 )

Výběrem z tabulek jmenovitých rozměrů lakovaných vodičů jsem vybral pro primární vinutí drát o jmenovitém ∅ 0,71 mm. Pro sekundární vinutí by šel použít vodič o jmenovitém ∅ 1,0 mm , výhodnější však je použít paralelně dva vodiče o jmenovitém ∅ 0,71 mm , které dohromady dají stejný průřez, nemusí se objednávat dva druhy drátu, lépe se navíjí a potlačují skinefekt. Hloubka vniku vychází podle následujícího vztahu na velikost 0,3 mm , jako neúčelné se uvádí použití vodičů o průměru větším než třínásobek hloubky vniku, vodič ∅ 0,71 mm proto vyhoví

δ=

2

ω ⋅ µ 0 ⋅ σ Cu

=

2 = 0,3mm 2 π ⋅ 50000 ⋅ 4 π ⋅10 −7 ⋅ 56 ⋅10 6

.

( 49 )

Jako kontrolu zda se uvedené vinutí vejde do okna jádra jsem použil výpočet činitele plnění, který porovnám s obecně udávanou hodnotou. Činitel plnění se vypočítá z následujícího vzorce k PL =

S Cu ⋅ N S Cu ⋅ ( N1 + 2 ⋅ N 2 ) 0,3962 ⋅ (76 + 2 ⋅ 36) = = = 0,33 S Okna SN 177

.

( 50 )

Pro transformátory má být hodnota činitele plnění maximálně kolem hodnoty 0,3. Vypočtená hodnota 0,33 je již na hranici zhotovitelnosti. Praktická realizace však ukázala, že při pečlivém navinutí se cívka vejde do jádra i včetně minimální rezervy. 3.1.2.5 Návrh budícího transformátoru

Tento transformátor slouží ke galvanicky oddělenému buzení výkonových spínačů v silové části měniče. Díky použití tranzistorů typu MOSFET je přenášený výkon tímto transformátorem minimální. Vyhoví tedy téměř jakékoliv jádro. Já jsem zvolil jádro E20. Pro počet primárních závitů platí U ⋅ ∆t 12 ⋅ 9 ⋅10 −6 N= = = 25 z ∆Bmax ⋅ S min 0,2 ⋅ 21,2 ⋅10 −6

.

( 51 )

Pro oboje sekundární vinutí k jednotlivým tranzistorům jsem zvolil dvojnásobný počet závitů než u primárního. Výstupní napětí tak má rozkmit, s uvažováním úbytku napětí v budícím integrovaném obvodu, asi 20 V.


27

3.1.2.6 Návrh snímače proudu

Maximální proud primárním vinutím proudového transformátoru je roven maximálnímu proudu primárního vinutí výkonového impulzního transformátoru a je vypočten ve vztahu ( 44 ). Jeho velikost je IPmax = 1,5 A. Sekundární vinutí transformátoru proudu se chová jako zdroj proudu o hodnotě I Tr3smax = I Pmax ⋅ nTr3 = 1,5 ⋅

1 = 30mA 50

.

( 52 )

Díky tomuto zdroji proudu se neuplatní úbytek napětí na diodě Dd. Maximální napětí, které je schopný proudový komparátor zpracovat je 1 V. Vzhledem k této hodnotě musí být navržen snímací rezistor R25 tak, aby maximální proud převedl na maximální napětí komparátoru. Jeho hodnota se spočítá použitím výsledků z ( 52 ) R25 =

U I Tr3smax

=

1 = 33Ω 0,03

.

( 53 )

Dolní propust R24 a C20 slouží k potlačení překmitu při sepnutí výkonových tranzistorů T1 a T2. Velikost rezistoru jsem zvolil podle údajů výrobce integrovaného obvodu IO1 z [ 8 ] na hodnotu R24 = 1 kΩ. Velikost kondenzátoru pak experimentálním nastavením na hodnou C20 = 1 nF.

3.1.2.7 Dimenzování polovodičů

Vzhledem k povolené toleranci jmenovitého napětí sítě může napětí na filtračních kondenzátorech dosáhnout hodnoty až 390 V. Při rozpínání výkonových tranzistorů na nich může v důsledku parazitních indukčností obvodu vzniknout překmit napětí i několik desítek voltů. Tyto okolnosti určují minimální použitelné závěrné napětí tranzistorů T1 a T2 na hodnotu 500 V. Maximální proud primárním vinutím je podle ( 44 ) 1,5 A. Navrhl jsem k použití tranzistor MOS-FET IRF830. Jeho povolený proud je 4,5 A. Bylo by možné použít i tranzistor IRF820 na 2,5 A. Má však dvakrát větší odpor v sepnutém stavu a tak by také měl dvakrát větší ztráty vedením. Rekuperační proud má maximální hodnotu 160 mA, proto použití jednoampérové diody bude bezproblémové. Důležitější je rychlost diody. Dioda BYV26 má zotavovací dobu 30 ns. Závěrné napětí stačí 600 V, z důvodů nemožnosti sehnat tuto diodu na uvedené napětí jsem nakonec použil diodu BYV26-1000, která bohužel má zotavovací dobu 75 ns. Výstupní usměrňovací diody jsem zvolil BYV29-400 s ohledem na problémy s překmity na sekundární straně transformátoru. Zotavovací doba je 60 ns. Závěrné napětí je 400 V a povolený maximální proud 9 A. Potřebný proud je podle ( 46 ) 2,75 A, přesto to budou tyto diody, které se budou nejvíce zahřívat.


28

3.1.2.8 Dimenzování chladičů

Výkonové ztráty na výstupním usměrňovači se spočítají pomocí parametrů diod zjištěných v katalogovém listu výrobce PD 4 = U P ⋅ I stř + Rd ⋅ I ef2 = 0,89 ⋅1,25 + 0,019 ⋅1,9 2 = 1,2W PD5 = U P ⋅ I stř + Rd ⋅ I ef2 = 0,89 ⋅1,8 + 0,019 ⋅ 2,12 = 1,7W

, .

( 54 ) ( 55 )

Celková ztráta, kterou musí chladič diod odvést je tedy přibližně 3 W. Pro mnou použité chladiče jsem v [ 16 ] našel pro dané rozměry jejich tepelný odpor Rt = 10 K/W. Aby se tedy vyzářil ztrátový výkon 3 W je zapotřebí tepelný spád 30 K. Tuto hodnotu lze akceptovat a není potřebné dále zvětšovat chladící plochu. Ztráty na tranzistorech jsou následující: Ztráty vedením závisí na efektivním proudu a vnitřním odporu tranzistoru PT = RDSon ⋅ I ef2 = 1,35 ⋅12 = 1,35W

.

( 56 )

Pokud zanedbám přepínací ztráty ztrátový výkon obou tranzistorů nepřekročí 2,7 W. Dostanu tak oteplení ještě menší než pro chlazení diod. Z uvedeného vyplývá, že pokud by zdroj byl umístěn ve volném prostoru není potřebné nucené ventilace. Jelikož se však předpokládá jeho umístění v další skříni byl ventilátor do konstrukce přidán a zajišťuje tak proudění vzduchu uvnitř rozvaděče. Tím se chladí i ostatní zařízení a to mikroprocesorová část a její napáječ.

3.1.2.9 Návrh časovacího obvodu

Spínací frekvenci jsem zvolil 50 kHz. Protože integrovaný obvod UC3845 začíná novou periodu vždy s každým druhým impulzem z oscilátoru, musí být hodnoty součástek R18 a C19 navrženy tak aby kmital na frekvenci 100 kHz. Návrh jsem provedl s použitím grafů uvedených v [ 8 ] , kde se nejprve najde v sítí grafů pro danou frekvenci a maximální střídu ( 26 ) hodnota kondenzátoru. V dalším grafu se pak, pro již daný kondenzátor a frekvenci, dohledá hodnota příslušného rezistoru. Hodnoty, které jsem takto zjistil jsou následující : C19 = 470 pF, R18 = 33 kΩ.

3.1.2.10 Návrh tlumících členů

Výstupní usměrňovací diody jsou napěťově namáhány překmity napětí způsobenými rozptylovou indukčností transformátoru a nenulovou zotavovací dobou usměrňovacích diod během změny polarity sekundárního napětí. K zmenšení těchto překmitů slouží tlumící RC členy. Jejich zapojení je znázorněno na Obr. 15.


Obr. 15:

29

Zapojení tlumících členů ve výstupním usměrňovači

Během neaktivní doby periody je na sekundární straně výkonového transformátoru záporné napětí, dioda D je zavřena, diodou D0 prochází výstupní proud IL , který je stabilizován výstupní tlumivkou a podobu přechodných dějů se dá považovat za konstantní. Při změně sekundárního napětí na kladné začne růst proud IS v rozptylové indukčnosti transformátoru Lvýst . Strmost tohoto nárůstu je dána velikostí rozptylové indukčnosti a sekundárního napětí

di (t ) U S = = dt Lvýst

U d max ⋅ Lvýst

1  378 ⋅ 1 V 2,122  n = = 8,9 A / µs 20 µH

.

( 57 )

V důsledku toho současně se stejnou strmostí klesá proud diodou D0 . Jakmile dosáhne nulové hodnoty zůstane dioda D0 ještě po časový interval zotavovací doby otevřená a nárůst proudu IS v indukčnosti Lvýst pokračuje až na hodnotu I S = I L + t rr ⋅

di (t ) = 2,5 + 0,1 ⋅ 8,9 = 3,39 A dt

.

( 58 )

Jakmile se dioda D0 zavře snaží se indukčnost Lvýst pomocí zvýšeného napětí protlačit proud IS obvodem. Proud nad hodnotu proudu IL mají za úkol svést tlumící členy. Maximální hodnota odpor rezistorů je

Rmax

1 378 ⋅ 1 U 2,122 n= = S = = 200Ω 3,4 − 2,5 I IS − I L U dmax ⋅

.

( 59 )

Pomocí simulace jsem pak našel vhodnou kombinaci RC článku s ohledem na minimální překmit napětí a nejmenší výkonovou ztrátu na rezistorech. Nakonec jsem zvolil C = 2,2 nF a R = 110 Ω (paralelně 2 rezistory 220 Ω / 2 W). Při opačné změně napětí se děj opakuje pro diodu D a uplatní se RC článek k ní paralelně připojený. Má tedy stejné hodnoty prvků.


30

3.1.2.11 Návrh regulační smyčky zdroje

Zdroj je v prvé fázi navržen pro odporovou zátěž jako standardní napájecí zdroj. Pro připojení k budící cívce je nutné znát závislost její impedance frekvenci. Po jejím zjištění, měřením na stanovišti, bude regulátor upraven pro tuto zátěž. Integrovaný obvod UC3845 pracuje v proudovém režimu. Díky tomu je střední hodnota proudu primárním vinutím a tím i sekundárním vinutím a tlumivkou TL2, úměrná vstupnímu řídícímu napětí na vstupu 1 obvodu UC3845. Zátěž tohoto zdroje proudu je pak tvořena paralelní kombinací odporu zátěže a filtračního kondenzátoru. Přenosová funkce ze vstupu IO1 na výstup se skládá z několika lomů. Poloha 1. pólu přenosové funkce je závislá na velikosti zátěže. Pro jmenovitou zátěž 20 Ω je kmitočet pólu f P1 =

1 1 = = 346 Hz 2 π ⋅ RZ ⋅ C 2 π ⋅ 20 ⋅ 23 ⋅10 −6

.

( 60 )

Nulu způsobuje vnitřní odpor filtračního kondenzátoru. Pro daný kondenzátor je v katalogu udávána hodnota 1 Ω. Pak je frekvence nuly f N1 =

1 1 = = 7,2kHz 2π ⋅ RESR ⋅ C 2π ⋅1 ⋅ 22 ⋅10 −6

.

( 61 )

Další pól se nachází na polovině spínací frekvence tedy na 25 kHz. Napěťový přenos, ze vstupu do IO1 na výstupní svorky, na nízkých frekvencích je definován takto n ⋅ U C ⋅ RZ U Z I Z ⋅ RZ n ⋅ RZ 2,122 ⋅ 20 = = = = = 21,43 UC UC U C ⋅ nTr3 ⋅ 3 ⋅ R25 nTr3 ⋅ 3 ⋅ R25 1 / 50 ⋅ 3 ⋅ 33 IZ = n ⋅ IP

( 62 ) ( 63 )

,

1 U 1 3 C IP = ⋅ nTr3 R25

,

,

( 64 )

UC ….. napětí vstupující do IO1, UZ ….. napětí na zátěži, IZ …… proud zátěží, IP …… primární proud výkonového transformátoru, n ……. převod výkonového transformátoru, nTr3 …. převod transformátoru proudu, R25 …...hodnota snímacího rezistoru.

V decibelech tomu odpovídá zisk 26,6 dB. Výsledná hodnota přenosu zpětné vazby je ještě zeslabena napěťovým děličem R33, R34 s útlumem 20 dB a je tedy 6,6 dB.


31

Pro proudovou regulaci je proud měřen pomocí rezistoru R10 a operačního zesilovače IO2D. Ten vnáší do frekvenční charakteristiky, kromě zlomů stejných jako pro napěťovou regulaci, další lom na f = 5,3 kHz. Zesílení pro nízké kmitočty celé zpětné vazby pro proudovou regulaci se vypočte takto

βI =

UM = UC

I Z ⋅ R10 ⋅ − UC

R39 R35

n ⋅ U C ⋅ R10 ⋅ − =

R39 R35

U C ⋅ nTr3 ⋅ 3 ⋅ R25

n ⋅ R10 ⋅ − =

R39 R35

nTr 3 ⋅ 3 ⋅ R25

=

2,122 ⋅ 2 = 2,14 1 / 50 ⋅ 3 ⋅ 33

( 65 )

To je v decibelech 6,6 dB. Tímto jsem zjistil průběhy modulových kmitočtových charakteristik zpětných vazeb. Jsou zobrazeny na Obr. 16 a Obr. 17. K nim jsem navrhnul regulační charakteristiky podle Bodeho kriteria stability. Použil jsem proporcionálně integrační typ regulátoru. Lomovou frekvenci jsem stanovil na 100 Hz a proporcionální složku na -10 dB. R39 jsem zvolil 22 kΩ. Odpovídající hodnoty ostatních součástek jsou

R40 = R39 ⋅ A = 22000 ⋅ 0,316 = 6,96kΩ =& 6,8kΩ

C 21 =

Obr. 16:

,

1 1 = = 234nF =& 220nF 2π ⋅ f ⋅ R40 2 π ⋅100 ⋅ 6800

( 66 ) .

( 67 )

Průběhy modulových frekvenčních charakteristik pro napěťovou regulaci


Obr. 17:

32

Průběhy modulových frekvenčních charakteristik pro proudovou regulaci

Z Obr. 17 vyplývá, že tento regulátor vyhoví i pro smyčku proudové regulace a proto hodnoty R41, R42 a C22 odpovídají výše vypočteným.

3.1.3 Oživení zdroje Složitost zapojení si vyžádala osazení a zprovoznění zdroje po částech. První byla ovládací část s IO1 a IO2. Kontrola funkce oscilátoru UC3845A, velikost odběru z pomocného zdroje, funkce operačních zesilovačů v LM2902N. Následovalo připojení laboratorního zdroje na konektor K1 a postupné zvyšování napětí. Zároveň jsem pomocí osciloskopu sledoval průběhy napětí v silovém obvodu s důrazem na zjištění velikosti překmitů napětí. Po několika pokusech s volbou hodnot součástek jsem se odhodlal k prověření funkce obvodu při napájení síťovým napětím. Vzhledem k pohyblivému potenciálu v primárním obvodu bylo k napájení silové části použito oddělovacího transformátoru a autotransformátoru. Tak mohly být snímány i průběhy napětí za síťovým usměrňovačem. Zdroj jsem dále testoval na funkčnost regulace velikosti výstupního napětí a proudu, stabilizace při změně síťového napětí a velikosti zátěže. S odporovou zátěží jsem tedy ověřil funkčnost celého zdroje. Pro buzení budící cívky jsem opětně rozpojil smyčky zpětných vazeb a provedl měření přenosu měniče při zatížení budící cívkou dynamometru. Příloha 15 a Příloha 16 ukazují naměřené průběhy. Přenos byl měřen z výstupu regulátoru po výstup z napěťového děliče a po výstup z převodníku proudu na napětí. Získal jsem tak hodnoty přenosu a fázové posuny pro zpětnou vazbu regulační smyčky. Z průběhu vyplývá, že s původními hodnotami součástek by byla regulační smyčka stabilní. Pro zvýšení fázové bezpečnosti jsem, ale posunul zlomovou frekvenci frekvenční charakteristiky PI regulátoru ze 100 Hz na 50 Hz. Hodnota kondenzátorů C21 a C22 je nově C 21, 22 =

1 1 = = 468nF =& 470nF 2π ⋅ f ⋅ R40 2π ⋅ 50 ⋅ 6800

( 68 )


33

3.2 MIKROPROCESOROVÁ ČÁST 3.2.1 Obecný popis zapojení Jako řídící mikroprocesor jsem navrhl do zapojení výrobek firmy Philips XA-S3. Jedná se o 16bitový procesor vycházející z architektury procesoru 8051. Obsahuje 1kB vnitřní RAM, 8kanálový 8bitový A/D převodník, umožňující alternativně pracovat s 10bitovým rozlišením. Dále pak 2 UART obvody pro sériovou komunikaci, implementované rozhraní I2C, watchdog časovač a 5 programovatelných čítačových polí. Ty používám ke generování výstupního PWM signálu a k zachytávání časových okamžiků změn vstupních signálů. Ústřední část zapojení s procesorem, pamětí a několika dalšími obvody je na Obr. 18. Zapojení je navrženo pro použití externí paměti programu IO6 o velikosti 32 kB. Expanzi adresové sběrnice zajišťuje záchytný registr IO5. Rezistor R3 připojuje vstup procesoru BUSW na zem a určuje tak použití 8mi bitové datové sběrnice. Velikost taktovací frekvence procesoru určuje krystal 14,7456MHz. Bezproblémový start a vypnutí zajišťuje při zapnutí a vypnutí napájení napěťový dohlížeč IO2. Aktivuje signál /RST procesoru po určitou časovou dobu po zapnutí a tím umožní korektní resetování procesoru. Při poklesu napětí zajistí reset dříve než by mohlo dojít k nekorektní činnosti vlivem nízkého napájecího napětí. Prostřednictví dvouvodičové sběrnice I2C je připojena vnější paměť dat IO4. Jedná se o sériovou paměť 24C16 typu EEPROM o velikosti 2 kB. Napájení analogové části procesoru, určené pro A/D převodníky, je realizováno z IO3 reprezentovaného stabilizátorem TL431. Referenční napětí 2,5 V je získáno odporovým děličem z referenčního napětí 5 V. Prostřednictvím konektoru K1 je připojen výše popisovaný regulovatelný spínaný zdroj řízený a ovládaný pomocí napětí na jednotlivých vodičích tohoto spojení. Z tohoto zdroje jsou také přiváděny měřené veličiny.

Obr. 18:

Ústřední část zapojení mikroprocesorové řídící části


34

Napájecí zdroj mikroprocesorové části zobrazuje Příloha 13 . Je umístěn na samostatné desce. Malé střídavé napětí 15 V je ze síťového získáno transformací síťovým transformátorem je usměrněno a částečně vyfiltrováno. Na vlastní desce mikroprocesorové řídící části je pak napětí znovu filtrováno a dále stabilizováno. Toto je zobrazeno na Obr. 19. Před filtrací je pulzující napětí přivedeno na člen C11, R14, R15, z kterého se pomocí Schmittova klopného obvodu IO18A odvodí signál pro procesor o přítomnosti síťového napětí. Pokud dojde k výpadku sítě delší než 3 periody usměrněného napětí dostane mikroprocesor žádost o přerušení. Na něm poté je, aby zvážil jedná-li se jen o krátkodobý výpadek sítě, který neovlivní funkci zařízení nebo jde-li o trvalé odpojení napětí. Vyfiltrované napětí je pomocí tlumivky L1 rozděleno pro digitální část (před tlumivkou) a analogovou.

Obr. 19:

Napájení mikroprocesorové řídící části

V digitální části jsou dva jednoampérové stabilizátory +5 V a +12 V. Nižší napětí napájí veškeré číslicové obvody, z napětí +12 V jsou napájena relé, komparátory pro snímače otáček a řídící část regulovatelného spínaného zdroje. V analogové části je +12 V určeno pro OZ antialiasingových filtrů A/D převodníků, a ostatní analogové obvody. Tento stabilizátor je v nízko-výkonovém provedení s maximálním výstupním proudem 0,1 A. Referenční napětí +5 V je realizováno stabilizátorem IO11. Je použito nastavitelného stabilizátoru LM317T. Z něj je dále odvozeno referenční napětí pro A/D převodníky. Výkonově je dimenzován i pro napájení drátových potenciometrů ke snímání mechanických veličin. Blok logických vstupů ze spínačů je na Obr. 20. Spínače spínají na zem a rezistorová síť RN1 udržuje při rozepnutí úroveň H. RC články filtrují případné rušení. O aktuální logické úrovni rozhodují Schmittovy klopné obvody IO18DE a IO19.


Obr. 20:

35

Blok logických vstupů mikroprocesorové řídící části

Blok výstupů je znázorněn na Obr. 21. Protože po resetu mikroprocesoru jsou na jeho výstupech logické jedničky, jsou logické signály invertovány invertory v IO7D. Výstupy OUT0 až OUT2 spínají pomocí Darlingtonových tranzistorů cívky příslušných relé. Antiparalelně zapojené diody D12, D14 D16 omezují překmity napětí při rozepínání proudu těmito cívkami. Výstupní kontakty dimenzované na 230V/10A jsou přivedeny na šroubovací svorkovnice. Spínaná zařízení jsou elektromagnetický ventil přívodu chladící vody, zapalování testovaného motoru a napájení regulovatelného napájecího zdroje. Výstupy PWM0 až PWM2 pracují s obdélníkovým signálem stálého kmitočtu 900 Hz a proměnnou střídou. Výstup PWM0 přímo budí ručkový měřící přístroj. Zbylé dva výstupní signály jsou filtrovány dolní propustí a takto získaná střední hodnota signálu PWM je pro další použití oddělena operačními zesilovači se zesílením 1.


Obr. 21:

36

Blok výstupů mikroprocesorové řídící části

3.2.2 Výpočet stabilizátoru pro PWM Aby bylo možné dosáhnout na výstupu PWM napětí +5 V, jsou spínací hradla napájena ze zdroje s napětím větším než +5 V, který kryje úbytky napětí na spínačích. V katalogovém listu výrobce použitých hradel [ 9 ] jsem zjistil úbytek napětí, o který musí mít zdroj větší napětí. Výsledné napětí je pak 5,1 V. Toto je minimální hodnota stabilizovaného napětí, při kterém bude ještě možné na výstupu nastavit požadovaný rozsah napětí. Větší napětí stabilizátoru není na závadu neboť ho lze kompenzovat softwarovou korekcí. Hodnoty rezistorů proto budou vybírány z řady E24 tak, aby výstupní napětí bylo větší než určené. Tento postup je z hlediska realizace výhodnější, než trimování rezistorů děliče R41, R42 pomocí paralelních kombinací rezistorů. Výpočet stabilizátoru je inspirován katalogovým listem výrobce [ 10 ]. Výstupní proudové zatížení stabilizátoru je ID = 1 mA proud odporovým děličem, IM = 1 mA panelovým měřidlem, 1 µA hradla IO12, celkem tedy přibližně 2 mA. K tomu volím příčný proud stabilizátoru IK = 10 mA. Hodnota odporu předřadného rezistoru R40 má potom hodnotu R40 =

U CC − U OUT 12 − 5,1 = = 575Ω =& 560Ω I K + I M + I D (10 + 1 + 1) ⋅10 −3

.

( 69 )

Aby byl dodržen navržený příčný proud ID = 1 mA děliče R41, R42 musí být součet jeho odporů roven

Řídící jednotka vířivého dynamometru RD = R41 + R42 =

37

U OUT 5,1 = = 5100Ω ID 0,001

.

( 70 )

Výstupní napětí stabilizátoru je dáno následujícím vztahem  R  U OUT = 1 + 41  ⋅ U REF  R42 

,

( 71 )

jeho úpravou a dosazením ( 70 ) jsem dostal vztah pro výpočet odporu rezistoru R41 R41 = RD ⋅

U OUT − U REF 5,1 − 2,495 = 5100 ⋅ = 2605Ω =& 2,7 kΩ U OUT 5,1

.

( 72 )

Dosazením hodnoty odporu tohoto rezistoru do ( 70 ) je hodnota odporu rezistoru R42 rovna R42 = RD − R41 = 5100 − 2700 = 2400Ω

.

( 73 )

Blok snímání otáček Obr. 23 je navržen jako zdvojený. Otáčky se jednak měří pomocí tachometrického generátoru umístěného v dynamometru a také pro jistotu v zapalovací soustavě testovaného motoru. Je to z důvodu případného přerušení mechanické vazby mezi motorem a dynamometrem. Rozdíl ve velikosti otáček musí procesor zaznamenat a vypnout zapalování motoru, aby zabránil nekontrolovatelnému zvýšení otáček. Tachometrický generátor má v závislosti na otáčkách napětí zhruba od 2 do 200 V. Ořezání na velikost +5 V provádí 2 W rezistory R43, R44 a Zenerova dioda D19. Za nimi následuje Schmittuv klopný obvod s rozhodovacími úrovněmi kolem 1,3 a 0V. Výstup je oddělen invertorem IO18F. Snímání ze zapalování je zapojeno podobně, Schmittuv klopný obvod má rozhodovací úrovně kolem 1 a 5 V. Pro odstranění zákmitů vzniklých v zapalování je za ním použit monostabilní klopný obvod s časovačem NE555, který má délku kyvu přibližně 3,5ms. Kondenzátor C31 filtruje případné rušení ve vstupním signálu.

3.2.3 Měření provozních veličin 3.2.3.1 Měření točivého momentu Točivý moment je měřen pomocí potenciometru, který snímá úhel natočení ukazatele mechanické váhy. Potenciometr realizuje napěťový dělič napájený z referenčního zdroje napětí +5 V. Toto napětí je přivedeno na analogový filtr 2. řádu s mezní frekvencí 10 Hz. Na jeho výstupu je odporovým děličem s útlumem 6 dB analogový signál zeslaben na velikost vhodnou pro A/D převodník. Zapojení je zobrazeno na Obr. 22. Vzorkovací kmitočet je 175 Hz. Po A/D převodu je digitální signál filtrován číslicovým filtrem a je u něj provedena decimace na frekvenci 25 Hz. Aby se vyloučila chyba způsobená offsetem a chybou zesílení celého měřícího řetězce je provedena matematická korekce. Správná hodnota momentu se získá výpočtem ze vztahu:

M=

(m − mOFFSET ) mMAX − mOFFSET

⋅MR

,

( 74 )


kde

M m mOFFSET mMAX MR

38

hodnota kroutícího momentu po korekci, údaj A/D převodníku, údaj A/D převodníku při nulovém kroutícím momentu, údaj A/D převodníku při maximálním kroutícím momentu, maximální kroutící moment.

3.2.3.2 Měření napětí a proudu budící cívky

Analogová vstupní část upravující signál pro A/D převodníky je na Obr. 22. Měření napětí a proudu budící cívky je realizováno podobně jako měření momentu zmíněné výše. Pro odstranění rušení na zemním vodiči ke spínanému zdroji, je ale použito na vstupu do mikroprocesorové části rozdílových zesilovačů IO20B a IO21B se zesílením 1. Signálová zem GNDM je vedena do spínaného zdroje k jeho výstupním zesilovačům pro napětí a proud. Dále jsou použity Butterworthovy dolní propusti 2.řádu vytvořené pomocí IO20A a IO21A. Napájení těchto operačních zesilovačů je blokováno tantalovým kondenzátorem 1 µF a keramickým 100 nF. Dvojité diody D23, D24 a D25 omezují vstupní rozsah na 0 až 5 V. Protože A/D převodník má rozsah 0 až 2,5 V je na výstupu zařazen odporový dělič, který zajistí dodržení tohoto rozsahu. Dva další vstupy ADC1 a ADC2 jsou určeny pro připojení nastavovacích potenciometrů. U nich není tak důkladná filtrace požadována a je zajištěna kondenzátorem na výstupu děliče.

Obr. 22:

Analogová vstupní část mikroprocesorové řídící části


39

Návrh zmiňovaných dolních propusti 2.řádu vychází z literatury [ 17 ]. Použité rezistory volím 68 kΩ. Mezní frekvenci jsem stanovil na f0 = 10 Hz. Potom kondenzátory C49, C53 a C57 jsou

C 49,53,57 =

2 2 = = 330nF 2π ⋅ f 0 ⋅ R 2π ⋅10 ⋅ 68000

.

( 75 )

Kondenzátory dolní větve jsou

C=

1 1 = = 165nF 2 ⋅ 2π ⋅ f 0 ⋅ R 2 ⋅ 2 π ⋅10 ⋅ 68000

.

( 76 )

Tato hodnota se dá téměř přesně sestavit z dvou paralelních kondenzátorů 82nF. Zapojení jsem ověřil měřením jehož výsledky ukazuje příloha Příloha 14. Odporové děliče napětí R87, R88 a R89, R90 upravující napětí z drátových potenciometrů na polovinu, jsou navrženy tak, aby je nezatěžovaly příčným proudem. Mezní frekvence dolních propustí zajištěných kondenzátory C61 a C62 je f0 =

1 = 2π ⋅τ

2π ⋅

1 R87 ,89 ⋅ R88,90 R87 ,89 + R88,90

= ⋅ C61, 62

1 =& 1Hz 100k ⋅100k −6 2π ⋅ ⋅ 3,3 ⋅10 100k + 100k

( 77 )

3.2.3.3 Měření otáček

Měření otáček je realizováno dvěmi nezávislými systémy. První hlavní systém měří otáčky pomocí tachometrického generátoru přímo v dynamometru. Druhý přídavný je realizován snímáním napětí na zapalování na měřeném motoru. Tato koncepce je zvolena vzhledem k bezpečnosti provozu. Pokud by totiž z nějakého důvodu došlo k přerušení mechanického spojení mezi motorem a dynamometrem, motor by nekontrolovatelně zvyšoval otáčky. Řídící jednotka měří otáčky obou hřídelí a v případě odchylky větší než je nastavená hodnota, zastaví motor odpojením zapalování. Zpracování signálů pro měření otáček zajišťují obvody na Obr. 23. Tachometrický generátor má hodnotu výstupního efektivního napětí v závislosti na otáčkách v rozsahu přibližně 2 až 200 V. Toto střídavé napětí sinusového průběhu je přivedeno na kontakty 3 a 4 konektoru K7. Pro zpracování dalšími obvody je maximální velikost napětí kladné půlperiody omezena na velikost přibližně +5 V ořezávačem tvořeným 2 W rezistory R43, R44 a Zenerovou diodou D19. Záporná půlperioda je omezena na velikost -0,6 V. Kondenzátor C31 omezuje působení rušivých napětí. Takto upravené napětí zpracovává následující Schmittuv klopný obvod s rozhodovacími úrovněmi napětí 1,3 V a 0,3 V. Protože IO16 má výstupy s otevřeným kolektorem je použit R48 jako zátěž, na které se vytváří úbytek napětí vyhodnocovaný invertorem IO18F, z jehož výstupu jsou impulsy vedeny na záchytný vstup čítačového pole mikroprocesoru. Ten pak zpracovává obdélníkový signál, u kterého je měřena perioda. Pro měření jsou rozhodující okamžiky v okolí kdy vstupní signál prochází nulou do záporné půlperiody.


Obr. 23:

40

Blok snímání otáček v mikroprocesorové řídící části

Měření periody se odvozuje od okamžiků průchodu vstupního signálu nulou, signál zde má nejvyšší strmost a je tedy přesněji časově definován. Rozhodovací úroveň Schmittova klopného obvodu blízká této hodnotě je zajištěna zapojením Schottkyho diody D20 do zpětné vazby IO16A. Druhá rozhodovací úroveň je určena odporovým děličem R46, R47 a vzhledem k použitému nejmenšímu efektivnímu napětí 2 V jsem ji navrhl na velikost 1,3 V. Odpor rezistoru jsem zvolil R46 = 47 kΩ a odpor rezistoru R47 je pak R47 = R46 ⋅

U 1,3 = 47 k ⋅ = 16,5kΩ =& 16kΩ U CC − U 5 − 1,3

.

( 78 )

Maximální proud Zenerovou diodou D19 jsem zvolil 25 mA. Potom musí mít předřadný rezistor odpor R=

U m 200 ⋅ 2 = = 11,3kΩ Im 0,025

.

( 79 )

Vzhledem k napěťovému namáhání jsem použil sériovou kombinaci 2 rezistorů s polovičním odporem R43 = R44 = 5,6 kΩ. Výkonové zatížení těchto prvků je U ef2 200 2 P= = = 3,6W R 11200

.

( 80 )

Najeden rezistor tedy připadá 1,8 W a volím tedy dvouwattové provedení rezistorů. Snímání otáček motoru z jeho zapalování je provedeno poněkud odlišně. Napětí na přerušovači po jeho otevření silně zakmitává s amplitudou několika set voltů a během 1 až 2 ms se ustálí napětí na přerušovači na hodnotě napájecího napětí zapalování. Po určité době,


41

dané aktuálními provozními otáčkami, je přerušovač opětovně sepnut a napětí na jeho kontaktech se blíží nulové hodnotě. Při dalším rozpojení se celý děj opakuje. Zapojení pro měření otáček motoru reaguje na rozpojení přerušovače, kdy nárůst napětí způsobí překlopení Schmittova klopného obvodu IO16B a tím odstartuje generování impulzu s konstantní délkou pomocí monostabilního obvodu IO17. Doba tohoto impulzu je delší než trvání kmitavého přechodného děje na přerušovači, vstup je tehdy neaktivní a během této doby odezní výše zmíněný přechodný děj. Neboť IO17 vyžaduje spouštění impulzem je použit derivační článek C34, R52, který zajišťuje skončení spouštěcího impulzu pro IO17 i v případě, že doba rozepnutí přerušovače je delší než doba kyvu monostabilního klopného obvodu. Vstupní napětí je omezeno Zenerovou diodou D21 a rezistory R50 a R51 na maximální hodnotu bezpečně zpracovatelnou následujícími obvody. Dvojice diod D22 pak chrání vstup IO16B před poškozením při případném selhání Zenerovy diody. Přes dolní diodu se také vybíjí C34 při sepnutém přerušovači. R57 podobně jako v předchozím obvodu pro měření otáček vytváří zátěž pro výstup IO16. Dolní rozhodovací úroveň Schmittova klopného obvodu je stanovena na 1 V, horní je na své maximální úrovni 5V. Pokud by byla vyšší vývod 2 IO17 by měl kladnější napětí než je jeho napájecí a to není přípustné. Hodnotu rezistoru R56, který zajišťuje měnění vstupní rozhodovací úrovně, volím R56 = 2,2 kΩ. Při úrovni 5 V je dělič R54, R55 nezatížen a poměr jeho odporů je R55 U horni 5 5 = = = R54 U DD − U horni 12 − 5 7

.

( 81 )

Při zatížení pomocí R56 jeho výstupní napětí klesne na hodnotu 1 V. Takto zatížený dělič lze popsat rovnicí U DD − U dolní U dolní U dolní = + . ( 82 ) R54 R55 R56 Řešením soustavy rovnic ( 81 ) a ( 82 ) lze vypočítat hodnoty odporů děliče následovně U  5 ⋅ (12 − 1)  ⋅ (U DD − U dolni )  R55 =  horni − 1 ⋅ R56 =  − 1 ⋅ 2200 = 15kΩ ,  1 ⋅ (12 − 5)   U dolní ⋅ (U DD − U horni ) 

R54 =

U DD − U dolni  U dolni U dolni    + R56   R55

=

12 − 1 1   1 +    15000 2200 

= 21kΩ =& 22kΩ .

( 83 )

( 84 )

Aby se Schmittuv klopný obvod IO16B při vstupním napětí 12 V spolehlivě překlopil musí na vývodu 6 být napětí větší než je horní rozhodovací úroveň a ta je 5 V. Volím jmenovitou hodnotu napětí 7 V, kterou musí odporový dělič tvořený R50, R51 a R52 mít na svém výstupu při začátku nabíjení kondenzátoru C34, které nastane při změně vstupního napětí z 0 V na 12 V. Přenos děliče je pak K=

R52 U2 7 = = U 1 R50 + R51 + R52 12

.

( 85 )


42

Zvolil jsem celkový odpor děliče 10kΩ, který výrazně nezatěžuje obvody zapalování. Po dosazení a úpravě ( 85 ) je R52 roven R52 =

U2 7 ⋅ (R50 + R51 + R52 ) = ⋅10000 = 5833Ω =& 5,6kΩ U1 12

.

( 86 )

Zbytek do 10 kΩ je pak rozdělen rovnoměrně na R50 = R51 = 2,2 kΩ. Důvod použití dvou rezistorů v sérii je stejný jako v předešlém případě a to napěťové namáhání. Velikost Zenerova napětí diody D21 je zvoleno tak, aby Zenerova dioda nezatěžovala odporový dělič R50, R51, R52 při změně vstupního napětí z 0 V na 12 V. Větší nárůst vstupního napětí nebo pokud je C34 nabit, omezí na hodnotu Zenerova napětí. Toto napětí jsem zvolil 9,1 V. Kapacita C34 je určena požadavkem vybití tohoto kondenzátoru za dobu 0,5 ms na úroveň odpovídající alespoň 3τ. Je to potřebné v okamžiku, kdy přerušovač sepne a derivační článek musí být připraven přenést v plné velikosti následné zvýšení napětí na 12 V. Kondenzátor se vybíjí přes rezistory R50, R51 a dolní diodu D22. Vypočítaná kapacita je pak

C34 =

tV 0,5 ⋅10 −3 = = 38nF =& 33nF 3 ⋅ (R50 + R51 ) 3 ⋅ (2200 + 2200)

( 87 )

.

Monostabilní klopný obvod má za úkol odstranit kmity při rozpojení přerušovače, jeho návrh popisuje následující pasáž inspirována postupem uvedeným v literatuře [ 18 ]. Pro návrh jsem uvažoval rozsah provozních otáček motoru 600 až 8000 min-1. Pro čtyřtaktní spalovací motor se čtyřmi válci těmto otáčkám odpovídají frekvence impulzů 20 až 266,6 Hz. Z těchto hodnot vychází maximální perioda 50 ms a minimální 3,75 ms. Pro další výpočty je důležitá hodnota minimální doby periody, protože doba kyvu MKO musí být vždy kratší. Dobu kyvu, která odpovídá času nabíjení časovacího kondenzátoru C37, jsem zvolil tn = 3 ms a vybíjecí dobu tv = 0,5 ms. Kapacitu tohoto kondenzátoru volím C37 = 22 nF. Zbytkové napětí, pod které se musí kondenzátor vybít za dobu 3τ jsem zvolil 5 % UCC. Vybíjecí doba je pak rovna  3 ⋅ 0,05   3 ⋅ 0,05  tV = −τ V ⋅ ln  = − R59 ⋅ C37 ⋅ ln   2   2 

.

( 88 )

Ze vztahu ( 88 ) lze pak odpor rezistoru R59 vypočítat následovně R59 =

− tV − 0,0005 = = 8774Ω  3 ⋅ 0,05   3 ⋅ 0,05  −9 C37 ⋅ ln  22 ⋅10 ⋅ ln   2   2 

,

( 89 )

volím nejbližší hodnotu R59 = 8,2 kΩ. Nabíjecí doba se dá vyjádřit vztahem     1 1  = −C37 ⋅ (R58 + R59 ) ⋅ ln  t N = −τ N ⋅ ln  3(1 − 0,05)   3(1 − 0,05) 

.

( 90 )


43

Velikost součtu odporů rezistorů R58 a R59 je pak dána vztahem

RR 58+ R 59 =

− tN   1  C37 ⋅ ln  3(1 − 0,05) 

=

− 0,003 = 130203Ω ,   1 −9  22 ⋅10 ⋅ ln  3(1 − 0,05) 

( 91 )

a velikost odporu rezistoru R58 je R58 = R58+59 − R59 = 130203 − 8200 = 122003Ω =& 120kΩ

.

( 92 )

Ze získaných periodických logických signálů se údaj o otáčkách získá výpočtem ze změřené doby periody podle následujících vztahů: nD =

60 p ⋅ TD

[ot / min;−, s ] ,

( 93 )

[ot / min;−,−, s ] ,

( 94 )

otáčky dynamometru, počet pólových dvojic generátoru, perioda napětí generátoru,

kde nD p TD

k 1 nM = 30 ⋅ ⋅ j TM

kde nM k j TM

otáčky motoru k = 4 pro čtyřtaktní motor, k = 2 pro dvoutaktní motor počet válců perioda napětí na přerušovači.

Konstanta pro výpočet z otáček tachogenerátoru je v řídící jednotce uložena napevno v paměti programu, konstanta pro výpočet ze zapalování měřeného motoru je nastavitelná a je uložena v sériové paměti typu EEPROM v řídící jednotce. Měřením byla ověřena schopnost měřit otáčky pro sinusové napětí od 1,3 V v rozsahu od 320 min-1 do více jak 10000 min-1 pro vstup určený pro tachogenerátor. Vstup ze zapalování pak fungoval při velikosti amplitudy obdélníkového signálu 10 V od 480 min-1 do 10200 min-1. Měření výkonu je realizováno nepřímo na základě již změřených hodnot momentu a otáček. Výpočetní vztah je následující: P=

2π ⋅n⋅M 60

[W ; ot / min, Nm] .

( 95 )


44

3.2.4 Komunikační modul Použitý mikroprocesor má implementováno sériové rozhraní. Pro komunikaci pomocí USB se musí použít převodník USB-RS232. V mém případě jsem aplikoval integrovaný obvod FT8U232AM firmy FTDI. Tento obvod spolu s dodávaným driverem umožňuje realizaci virtuálního sériového portu prostřednictvím USB s přenosovou rychlostí až 920kBd. Obvod komunikuje s PC rychlostí full-speed specifikace USB 1.1, to představuje přenosovou rychlost 12Mb/s. Propustnost je však omezena rychlostí sériového rozhraní viz výše. Samotný konvertor je realizován jako rozšiřující destička, která se zasunuje do patice na plošném spoji mikroprocesorové části řídící jednotky. Příloha 18 ukazuje řídící jednotku osazenou tímto modulem. Je navržen univerzálně s možností použití v několika módech. Optické oddělení je realizováno pomocí rychlých optočlenů 6N137. Část na straně PC je napájena z USB, část galvanicky spojená s mikropočítačem je napájena z jeho +5 V. 3.2.4.1 Popis schématu Schéma popisovaného komunikačního modulu je na Obr. 24. Jádrem celého zapojení je integrovaný obvod IO1, již zmiňovaný FT8U232AM. Popis jeho parametrů je uveden ve [ 19 ]. Zapojení je inspirováno doporučeným zapojením uvedeným ve [ 20 ].

Obr. 24:

Schéma zapojení komunikačního modulu

Na vývody 7 a 8 obvodu IO1 jsou přivedeny signálové vodiče rozhraní USB přes vývody modulu. Konektor USB typu B je tak umístněn mimo modul přímo na desce mikroprocesorové části. To umožňuje větší variabilitu, lepší využití prostoru a modul je také menší. Na vývodech 18 až 25 je pak kompletní sériové rozhraní s úrovněmi v TTL logice. Napájení USB části modulu je realizováno z napájecích vodičů USB přes tlumivku L1.


45

Taktování obvodu zajišťuje krystal 6 MHz. Korektní start obvodu IO1 po připojení na USB port je realizováno součástkami C10, R6 až R8 a T1. Nastavení konfiguračních hodnot je uloženo v IO2. Jedná se o sériovou paměť EEPROM 93C46 o velikosti 128 Byte. Popis obsazení jednotlivých paměťových pozic a příklad jejich naplnění je rovněž v [ 19 ], Příloha 12 pak ukazuje zdrojový text konkrétního použitého obsahu. LED diody D1 a D2 slouží k indikaci vysílání a příjmu. Galvanické oddělení mezi řídící jednotkou a USB zajišťují 4 optočleny IO5 až IO8 typu 6N137. Jedná se o rychlé oddělovače, přenosová rychlost až 10 MBd, s TTL výstupem. Jsou osazeny v precizních paticích a je tak možné volit počet osazených optočlenů pro konkrétní použití. Tato univerzálnost je popsaná v dalším textu. Ze strany USB jsou buzeny obvodem IO1 a napájeny z USB, ze strany řídící jednotky pak mikroprocesorem přes příslušné vývody z komunikačního modulu. Napájení optočlenů s výstupy z modulu je realizováno z řídící jednotky. Protože komunikační modul je navržen univerzálně, jsou na jeho desce umístněny dále pozice pro dva obvody ICL232SMD a to IO3 a IO4, dále pak diskrétní součástky R30 až R32, C13 až C18, D3 a D4. Zapojení je inspirováno zapojením uvedeném v katalogovém listu výrobce integrovaného obvodu [ 21 ]. Osazení těchto součástek umožňuje realizaci plnohodnotného sériového portu bez galvanického oddělení prostřednictvím USB. Tak lze realizovat např. další sériový port na počítači typu PC kde již jsou všechny sériové porty obsazeny, případně nejsou vůbec realizovány. Dále je na desce sada nulových rezistorů R14 až R21, které umožňují při svém osazení vyvedení kompletního sériového rozhraní v TTL logice na vývody modulu 19 až 28. Předpokládá se že nejsou osazeny výše zmiňované součástky IO3, IO4 a další diskrétní prvky. To je užitečné pro aplikace, kde jsou signály přímo zpracovány např. mikropočítačem a pokud není potřeba galvanické oddělení. Podrobný přehled možností využití komunikačního modulu a seznamy neosazených součástek pro jednotlivé varianty je uveden v Tab. III. Pro řídící jednotku je využita varianta č.2. Kompletní seznam součástek je pak uveden v Příloha 11. Tab. III: Varianta 1

2

3

4

5

Popis

Hardwarově řízená galva- ANO nicky oddělená komunikace s úrovněmi TTL Pouze datové linky galANO vanicky oddělené s úrovněmi TTL Simulace kompletního séNE riového kanálu s úrovněmi RS232 bez galvanického oddělení Hardwarově řízená komu- NE nikace s úrovněmi RS232 bez galvan. oddělení

Kompletní sériový port s úrovněmi TTL bez galvanického oddělení

Možnosti zapojení a využití komunikačního modulu

Galvanic- Max. ké přenosová oddělení rychlost

Počet signálù

Signály

920 kBd 4 + zem + 5V TXD_MP, CTS_MP

RXD_MP,

Neosazuje se RTS_MP, R14 až R21, C11 až C18, IO3, IO4, R30 až R32, D3, D4

920 kBd 2 + zem + 5V TXD_MP, RXD_MP

115 kBd 8 + zem

115 kBd 4 + zem

R14 až R21, C11 až C18, IO3, IO4, R26 až R29, C22, C23, IO7, IO8, R30 až R32, D3, D4 TXDATA, RXDATA, RTS, CTS, R14 až R21, DTR, DSR, DCD, RI R22 až R25, C19 až C21, IO5, IO6,

TXDATA, RXDATA, RTS, CTS

R26 až R29, C22, C23, IO7, IO8 R14 až R21, C15, C16, IO4,

R22 až R25, C19 až C21, IO5, IO6, R26 až R29, C22, C23, IO7, IO8, R30 až R32, D3, D4 NE 920 kBd 8 + zem TXDATA, RXDATA, RTS, CTS, C11 až C18, IO3, IO4, DTR, DSR, DCD, RI R22 až R25, C19 až C21, IO5, IO6, R26 až R29, C22, C23, IO7, IO8, R30 až R32, D3, D4 Pozn. : pro všechny varianty jsou nepovinné součástky R9, R10, D1, D2, JP1


46

3.2.4.2 Instalace softwarových ovladačů obvodu FT8U232AM

Aby bylo možné komunikovat prostřednictvím USB s komunikačním modulem a jeho prostřednictvím s koncovým zařízením tedy v našem případě s řídící jednotkou, je nutné nainstalovat potřebné ovladače na straně počítače typu PC. Existují dva druhy ovladačů: • •

Přímé ovladače - Aplikace na straně PC využívající přímé ovladače používá knihovní funkce knihovny FTD2XX.DLL, pomocí kterých přistupuje přímo k obvodu FT8U232AM Ovladače VCP - Při instalaci ovladačů VCP (Virtual COM Port) se přidá do systému nový COM port, na který se potom přistupuje stejně jako ke všem ostatním COM portům přes Windows API. Existují verze s podporou Plug & Play (PNP) a bez ní.

Jsou podporovány následující operační systémy:

Windows 98SE, Windows 2000, Windows ME, Windows XP, Apple OS8/OS9, Linux. Jelikož jsem se rozhodl používat ovladač VPC s podporou Plug & Play zaměřím se v dalším popisu na postup instalace tohoto ovladače na systému Windows 98SE. Nejprve jsem stáhnul soubor s ovladačem z adresy http://www.asix.cz/download/ftdi/drivers/ftvcp98p.zip uložil na disk a dekomprimoval jej. Poté jsem připojil prostřednictvím USB kabelu PC s modulem. Zobrazilo se klasické dialogové okno pro instalaci ovladačů zařízení. Po zadání cesty k souborům ovladačů a potvrzení se nainstalovaly ovladače a ve Správci zařízení systému Windows se objevil nový sériový port: USB Seriál Port (COM4) a také nový řadič sběrnice USB: USB High Speed Seriál Converter. Tímto je instalace ovladače ukončena a je možné pracovat s tímto novým virtuálním sériovým portem stejně jako s klasickým. V aplikaci je pak použit stejný postup práce aplikovaný pouze na jiné číslo sériového portu. Při odpojení se z seznamu nainstalovaných zařízení automaticky výše zmíněné položky odstraní a příslušný port potom nelze v aplikaci otevřít. Při opětovném připojení pomocí USB kabelu se seznam automaticky aktualizuje a port je přístupný jako po instalaci. Definitivní odinstalace ovladače je možná po spuštění programu Ftdiunin.exe dodávaným v zmiňovaném komprimovaném souboru.

3.2.4.3 Komunikační protokol

Struktura komunikačního protokolu je zobrazen na Obr. 25. Jedná se o transparentní protokol, kde jednotlivé pakety začínají znakem STX a končí znakem ETX. Mezi nimi se nachází vlastní datové pole, v kterém se zmíněné znaky nemohou vyskytovat. Při tvorbě paketu jsou totiž překódovány podle Tab. IV. Je tak jednoznačně určen začátek a konec paketu. Hodnoty zmíněných znaků jsou v Tab. V.


Obr. 25:

47

Struktura komunikačního protokolu

Datové pole se dále skládá ze dvou částí a to hlavičky a vlastní datové části. Hlavička má fixní velikost 3 byte a obsahuje kód povelu, kontrolní součet a velikost hlavičky a datové části. Datová část má variabilní délku od. Obsahuje vlastní datovou informaci potřebnou ke komunikaci s PC. Protože jednotlivé zprávy mají různou velikost je použití hlavičky se stejným formátem pro všechny zprávy výhodné z hlediska vyhodnocování příjmu. Jednotlivé položky pro řízení činnosti jsou totiž stále na stejném místě. Tab. IV: Tabulka pro překódování Původní znak Překódováno na 2 znaky STX ENQ, DC2 ETX ENQ, DC3 ENQ ENQ, NAK Tab. V: Definice používaných znaků Znak Dekadicky Hexadecimálně STX 2 02h ETX 3 03h ENQ 5 05h DC2 18 12h DC3 19 13h NAK 21 15h Kontrolní součet se získá tak, že se sečtou modulo 256 všechny byte zprávy, kromě byte kontrolního součtu, a z takto získaného součtu se vytvoří doplněk do 255. Ten se uloží do


48

hlavičky na místo pro kontrolní součet. Při příjmu se sečte modulo 256 celá zpráva a přičte se modulo 256 jednička. Pokud je výsledek 0, proběhl přenos bez chyby, pokud je výsledek rozdílný od nuly nastala při přenosu chyba. Při příjmu se dále kontroluje jestli délka udávaná v hlavičce souhlasí s se skutečnou délkou zprávy, zda kód povelu je registrován. Na nižší úrovni se pak kontroluje výskyt znaku STX v datovém poli, který se vyhodnotí jako chyba paketu. Mino paket se znaky jiné než STX ignorují, korektní přenos vždy začíná znakem STX. Pro komunikaci je použita přenosová rychlost 19200 Bd.

3.2.5 Komunikace s modulem škrtící klapky Je použita obousměrná sériová komunikace po sériové lince RS-232 s galvanickým oddělením pomocí optočlenů IO23 a IO24. Zapojení je inspirováno literaturou [ 20 ] a je na Obr. 26. Na straně řídící jednotky jsou tyto optočleny napájeny ze zdroje +5 V určeného pro mikroprocesorovou část. Na straně vedení od modulu škrtící klapky je napájení řešeno nastavením vývodu 4 konektoru (DTR) na +12 V a vývodu 7 (RTS) na -12 V. Z tohoto důvodu je nutné k propojení řídící jednotky a modulu škrtící klapky použít kabel s příslušným počtem vodičů. Toto uspořádání umožňuje galvanicky oddělit obě zařízení bez nutnosti použití galvanicky odděleného zdroje ať už v podobě odděleného vinutí transformátoru nebo oddělovacího měniče.

Obr. 26:

Blok sériové komunikace mikroprocesorové řídící části se škrtící klapkou

Komunikační protokol používá pokyny z tabulky Tab. VI. Posílají se jednotlivé byte bez dalšího sestavování do větších datových celků. Řídící jednotka je nadřízené a servomechanizmus podřízené zařízení. Pro detekci chyby přenosu i chyby servomechanizmu je použito zpětné hlášení, které v případě bezproblémového provedení obsahuje stejný kód, jaký byl poslán do servomechanizmu. Pokud odpověď nepřijde do stanovené doby nebo se neshoduje s obsahem odeslané zprávy řídící jednotka vyhodnocuje chybu. Komunikační rychlost je nastavena na 9600 Bd a zprávy jsou posílány v závislosti na vzorkovacím kmitočtu s periodou 40 ms.

Řídící jednotka vířivého dynamometru Tab. VI:

49

Povely komunikačního protokolu se servomechanizmem škrtící klapky

Název pokynu ANGLE

Hexa kód Binární kód 00h - 7Fh

RESET

FFh

UP

A0h

DOWN

B0h

ZERO

80h

MAX

90h

Význam pokynu

0aaaaaaa Na klapku se posílá požadavek nastavit škrtící klapku na úhel ve stupních vyjádřený sedmi nejnižšími bity v binárním kódu 11111111 Slouží k inicializaci při zapnutí, škrtící klapka se uvede do výchozí polohy a načte si kalibrační hodnoty z paměti 1010uuuu Slouží k manuálnímu nastavování při ruční kalibraci, klapka se otevře o čtyřmi nejnižšími bity zadaný počet mikrokroků (1-16) 1011dddd Slouží k manuálnímu nastavování při ruční kalibraci, klapka se přivře o čtyřmi nejnižšími bity zadaný počet mikrokroků (1-16) 10000000 Kalibrace, informace do klapky o tom, že se nachází v poloze nula stupňů, klapka si uloží aktuální údaj polohy v mikrokrocích 10010000 Informace do klapky o nastavení max. úhlu, klapka si uloží aktuální údaj polohy v mikrokrocích

4 SOFTWAROVÉ VYBAVENÍ ŘÍDÍCÍ JEDNOTKY

4.1 VÝVOJOVÉ PROSTŘEDÍ Vývoj software mikroprocesor řídící jednotky jsem realizoval v integrovaném vývojovém prostředí RIDE, které obsahuje textový editor, kompilátor, linker i debugger. Umí pracovat s programem napsaném v jazyku symbolických adres i se zdrojovým textem programu napsaném v jazyce C. Simulace v tomto prostředí umožňuje základní odladění psaného programu. Pro dokonalejší práci a hlavně pro vyzkoušení jak nový program spolupracuje s hardwarem řídící jednotky je potřeba spouštět program přímo v vyvíjeném zařízení. Protože nebyl k dispozici vhodný emulátor procesoru a programování EPROM a zkoušení zda program funguje se mi jevilo jako nepřijatelné, jsem se rozhodl použít hardwarový simulátor EPROM. Toto řešení sice neposkytuje takový komfort jako použití emulátoru, ale pro můj účel je dostačující a cenově výhodné. Protože tovární výrobky se mi zdály poněkud předražené rozhodl jsem se pro stavbu podle některého ze veřejně publikovaných zapojení. Nakonec jsem se rozhodl pro stavbu simulátoru EPROM podle článku [ 22 ] v Amatérském rádiu. Sestavený a oživený simulátor je zobrazen na Obr. 27. Do vyvíjeného zařízení se připojuje pomocí nástavce tvořeného z do sebe zasunutých precizních patic, jenž se zasunou do patice DIL28 určenou pro EPROM aplikace. Hlavní přednosti tohoto zařízení jsou: • propojení s hostitelským počítačem je sériovým rozhraním pomocí jen dvou vodičů • vyvíjené zařízení a hostitelský počítač je galvanicky oddělen • není třeba žádného obslužného programu pro přenos programu do simulátoru • nízký odběr z vyvíjeného zařízení, 150 mA • možnost vyvíjet programy až do velikosti 32 kB


Obr. 27:

50

Simulátor EPROM 32kB sestavený podle článku v Amatérském rádiu

Nahrání programu se uskutečňuje pouze zadáním příkazu COPY s příslušnými parametry v příkazovém řádku. Jsou použity soubory formátu IntelHEX s příponou *.hex, které generuje většina překladačů a výše zmíněné prostředí není vyjímkou. Pro ulehčení práce jsem si vytvořil speciální dávkový soubor s názvem control.bat, který stačí ve vývojovém prostředí zavolat pomocí uživatelsky definovatelných nástrojů. Její obsah je následující: @echo off echo Simulátor EPROM 32kB echo Voláno ze souboru: %1 mode com2:96,n,8,1 copy Control.hex com2: echo Zajímavé jsou 3 poslední řádky, první z nich nastavuje komunikační rychlost a parametry použitého sériového portu, následující řádek provádí vlastní komunikaci a poslední řádek zajišťuje upozornění obsluhy na konec přenosu pípnutím pomocí vypsání znaku 07h. Aby během nahrávání programu do simulátoru EPROM nedocházelo ke kolizím na adresní a datové sběrnici je nutné aplikaci přepnout do neaktivního režimu signálem /RESET. Toto jsem zajistil na dobu vývoje vyřazením napěťového dohlížeče IO2 a jeho nahrazením spouštěcím RC článkem podle doporučení v [ 13 ] se spínačem spojující signál /RESET se zemí. Postup vývoje software pro řídící jednotku je pak následující: • program se odladí ve vývojovém prostředí a přeloží se na soubor s příponou *.hex • připojí se napájení vyvíjeného zařízení a aktivuje se signál /RESET pomocí přepínače • ve vývojovém prostředí se spustí výše zmíněný nástroj pro nahrání programu • po skončení se deaktivací signálu /RESET spustí program ve vyvíjeném zařízení • pro další iteraci vývojové práce se celý cyklus opakuje s tím, že není třeba vypínat napájení, ale stačí simulátor EPROM před nahráním nové verze programu pouze resetovat příslušným tlačítkem


51

Pro ladění a pro základní použití řídící jednotky byl rovněž vyvinut ovládací program pro PC napsaný v prostředí Delphi 5. Přiladění byla úloha tohoto programu nezastupitelná. Vlastní vývoj programového vybavení pro řídící jednotku začal programováním souboru startup.axa. Je to soubor psaný v assembleru, který obsahuje základní nastavení potřebná k spuštění programu na procesoru XA-S3. Je zde nastavení vnějších sběrnic a jejich časování, uživatelského a systémového zásobníku, datového a kódového segmentu, pracovní stránky paměti, nastavení watchdogu, předděliče z oscilátoru a inicializace pro překladač. Zdrojový text hlavního programu je v souboru Control.c a byl dalším vytvořeným souborem. Ten obsahuje jádro celého systému a periférie a ostatní programové části jsou vytvářeny jako samostatné moduly, na které je odkázáno v hlavním programu. Po prvotním odzkoušení funkčnosti procesoru, jsem začal programovat modul komunikace s nadřazeným systémem. Souběžně jsem vytvářel zmíněný program v Delphi pomocí něhož jsem komunikoval s vyvíjenou řídící jednotkou. Po odladění komunikace přišly na řadu další moduly jako např. komunikace se sériovou EEPROM, ovládání A/D převodníků, PCA modulů a dalších zařízení. Příloha 20 zobrazuje přípravek použitý při ladění programu. Sestavil jsem jej abych získal potřebnou vazbu na okolí a mohl simulovat nejrůznější pracovní režimy a stavy, ve kterých se může jednotka nacházet.

4.2 PROGRAM ŘÍDÍCÍ JEDNOTKY Program pro procesor XA-S3 řídící jednoty je napsán v jazyku C. Skládá se z hlavního programu control.c, souboru základního nastavení startup.axa a modulů ovládajících jednotlivé periferní zařízení. Každý modul má své zdrojové soubory umístěny ve vlastním adresáři se shodným názvem jako modul. Modul tvoří vlastní zdrojový kód v souboru *.c a hlavičkový soubor *.h , který zajišťuje propojení s hlavním programem. Veškeré zdrojové texty jsou umístěny na přiloženém CD-ROM. Funkce jednotlivých modulů je následující: uart.c

zajišťuje sériovou komunikaci s ovládacím programem na PC a se servomechanizmem škrtící klapky

io.c

zjišťuje stavy vstupů a výstupů, obsahuje funkce k dekódování polohy přepínačů

i2c.c

je použit originální driver dodávaný jako podpora pro procesory Philips XA-S3 usnadňující vývoj zařízení se součástkami s I2C rozhraním. Slouží ke komunikaci se sériovou pamětí EEPROM 24C16.

pca.c

nastavuje hodnoty na PWM kanály, přepočítává tyto hodnoty podle kalibračních konstant, měří otáčky dynamometru a motoru

adc.c

obsluhuje A/D převodníky a zjištěné hodnoty přepočítává pomocí kalibračních konstant

pid.c

realizuje PID regulátory, rampu zadané hodnoty a číslicovou filtraci, má také funkce k nastavení konstant regulátorů

Většina modulů má také svou funkci *_Init(), která se volá z hlavního programu při inicializaci po spuštění a nastavuje si hardware, s kterým daný modul bude pracovat. Dále provádí inicializaci proměnných. Hlavní program nejprve inicializuje zmiňované moduly a poté spustí globální programovou inicializaci, kde nastavuje počáteční stavy proměnných, načítá nastavení a


52

pokouší se navázat spojení s PC a servomechanizmem škrtící klapky. Pokud nedojde k chybě, například nejdou po několika pokusech načíst data z EEPROM, běh programu se dostane do hlavní programové smyčky. Tato se pak opakuje až do vypnutí řídící jednotky nebo restartu. V jejím těle se vykonávají tyto činnosti: •

komunikace s ovládacím programem na PC

•

příjem a vyhodnocení přišlých dat z servomechanizmu škrtící klapky (je-li připojena)

•

v okamžicích vzorkování je spuštěno vzorkování, filtrace, kontroly otáček a spojení motoru s brzdou, kontrola přítomnosti chladící vody a tlak vzduchu pro mazání, výpočet výkonu a podle aktuálního módu se pak vypočítávají hodnoty, které jsou v zápětí nastavovány na příslušné výstupy

•

podle polohy přepínače se zobrazuje zvolená veličina na ručkovém měřidle

•

testuje stav časovače pro blikání LED diodami

•

občerstvuje se watchdog

Následující události jsou obsluhovány pomocí přerušení: hlavní časovač, příchod a odchod znaku po sériových kanálech, stisknutí tlačítka STOP, výpadek napájení, měření otáček.

4.3 OVLÁDACÍ PROGRAM PRO PC Jeho podoba se po dobu vývoje radikálně měnila, protože sloužil také jako ladící a testovací nástroj a během vývoje, jak byly odlaďovány jednotlivé moduly programu pro procesor, některé funkce pozbyly potřebnosti. Příloha 17 zobrazuje jeho výslednou podobu. Umožňuje ovládat řídící jednotku prostřednictvím PC. Lze nastavovat požadované hodnoty veličin, přepínat režimy regulace, nastavovat provozní parametry a parametry regulátorů, kalibrační hodnoty. Dále zobrazuje měřené hodnoty veličin a stavy vstupů a výstupů. Komunikaci mezi programem a řídící jednotkou lze sledovat v přijímacím a vysílacím poli.

4.3.1 Kalibrace Z důvodů rozptylu parametrů součástek a mechanických nepřesností, jako je třeba mechanické vychýlení nulové polohy potenciometru pro snímání kroutícího momentu, obsahuje řídící program nástroje pro korekci těchto nepřesností. Princip spočívá v uložení kalibračních hodnot do osazené sériové paměti typu EEPROM a následné přepočítávání naměřených a nastavovaných hodnot tak, aby byly chyby eliminovány. Tímto způsobem jsem se vyhnul zdlouhavému a náročnému trimování hodnot klíčových součástek nebo problematickému dostavování parametrů pomocí odporových trimrů. V následujících odstavcích jsou popsány okna a postupy sloužící k nastavování jednotlivých periferních zařízení. 4.3.1.1 Kalibrace PWM kanálů Kalibrační okno pro kalibraci PWM kanálů, které se otevře při zmáčknutí tlačítka Kalibrace PWM na hlavním panelu ovládacího programu je zobrazeno na Obr. 28. Jednotka, jako i v dalších případech kalibrace, přejde do nastavovacího módu. V rámečku Kanál PWM si lze vybrat, který konkrétní kanál chci nastavit a v rámečku Kalibrační hodnoty se pak objevují konstanty uložené v řídící jednotce. Tyto hodnoty mohu rovněž měnit a pomocí tlačítka Nastav na PWM je nastavovat na výstupy PWM. Rozlišení je


53

8bitové a jsou nastavovány, kromě Testovací hodnoty, přímo bez korekce o čemž se lze přesvědčit v rámečku Aktuální hodnota jenž udává hodnotu na daném výstupu PWM.

Obr. 28:

Okno pro kalibraci kanálů PWM

Nastavování probíhá takto: •

vyberu kanál, který chci kalibrovat

•

vyberu parametr Offset a v jeho editačním poli nastavuji hodnoty tak, aby např. připojené měřidlo pro zobrazování provozních veličin ukazovalo nulovou výchylku, aby se změna projevila musím buď zmáčknout ENTER nebo tlačítko Nastav na PWM

•

vyberu parametr Zesílení a snažím se nastavit plnou výchylku stejným způsobem

•

zapsání do řídící jednotky provedu stiskem tlačítka Ulož do DCU

•

zkontrolovat nastavení mohu pomocí parametru Testovací hodnota, kterým mohu otestovat provedenou kalibraci, např. 50 % nastaví měřidlo do poloviny stupnice

4.3.1.2 Kalibrace A/D převodníků

Kalibrační okno pro kalibraci A/D převodníků, které se otevře při zmáčknutí tlačítka Kalibrace ADC na hlavním panelu ovládacího programu je zobrazeno na Obr. 29. Kalibrovaný kanál se volí v rámečku Kanál A/D, naměřená hodnota je rámečku Aktuální hodnota a přepínač Odměř ji přepisuje do rámečku Kalibrační hodnoty.

Obr. 29:

Okno pro kalibraci AD převodníků

Postup kalibrace je následující: •

nastavím např. potenciometr tak aby se jeho ryska kryla s nulovou hodnotou

•

změřenou hodnotu odměřím do editačního panelu Offset pomocí přepínače Odměř

•

nastavím např. potenciometr tak aby se jeho ryska kryla s maximální hodnotou

•

změřenou hodnotu odměřím do editačního panelu Zesílení pomocí přepínače Odměř

•

uložím kalibrační hodnoty do řídící jednotky pomocí tlačítka Ulož do DCU

Řídící jednotka vířivého dynamometru •

mohu zkontrolovat provedení kalibrace v editačním panelu natočení potenciometru odpovídá udávanému údaji v %

54 Změřená hodnota zda

4.3.1.3 Kalibrace servomechanizmu škrtící klapky Kalibrační okno pro kalibraci servomechanizmu škrtící klapky, které se otevře při zmáčknutí tlačítka Kalibrace THR na hlavním panelu ovládacího programu je zobrazeno na Obr. 30. Po každé montáži ovládacího mechanizmu je třeba provést nastavení servomechanizmu aby poloha škrtící klapky odpovídala zadaným hodnotám úhlů natočení. Nejprve se stiskem tlačítka RESET uvede servomechanizmus do výchozího stavu. Tlačítky + a - se pohybuje se škrtící klapkou o zadaný počet mikrokroků, tak až se nastaví do polohy nulového úhlu odpovídající volnoběhu. Stiskem tlačítka Nulový úhel je oznámena servomechanizmu informace o tom, že škrtící klapka je v nulové poloze a ten si uloží do své paměti údaj polohy v mikrokrocích, který odpovídá nulovému úhlu. Nyní se opět tlačítky + a - pohybuje se škrtící klapkou, nyní se však nastaví maximální úhel otevření a potvrdí se tlačítkem Maximální úhel. Tím je nastavení hotové a nastavováním úhlu z hlavního panelu se lze přesvědčit o úspěchu kalibrace.

Obr. 30:

Okno kalibrace škrtící klapky

4.3.1.4 Kalibrace měření otáček Jedná se spíše než o kalibraci o nastavení přepočetní konstanty, která je použita pro výpočet otáček z průběhu napětí na přerušovači. Příslušné nastavovací okno se otevře při zmáčknutí tlačítka Kalibrace n na hlavním panelu a je zobrazeno na Obr. 31. Možnost nastavení umožňuje na dynamometru testovat různé typy spalovacích motorů s různými počty válců a to jak čtyřtaktní tak i dvoutaktní.

Obr. 31:

Okno pro nastavení konstanty pro výpočet měřených otáček motoru

Po otevření je v editovacím poli zobrazena hodnota konstanty uložené v EEPROM řídící jednotky. Podle v okně uvedených vzorců se vypočítá nová hodnota konstanty, která se zapíše do editovacího pole a tlačítkem Ulož do DCU se daná konstanta zapíše do paměti EEPROM řídící jednotky.


55

5 ZÁVĚR Mým úkolem, v rámci Diplomové práce, bylo navrhnout, sestavit a oživit řídící jednotku pro vířivý dynamometr VD110/6 k testování spalovacích motorů. Její silové části, regulovanému spínanému zdroji, jsem věnoval převážnou část svého úsilí při řešení Ročníkového projektu 2. Po výběru typu měniče a pochopení jeho funkce, se mi podařilo ho navrhnout, zkonstruovat a zprovoznit. Zdroj byl navržen univerzálně a dokáže pracovat v režimu konstantního proudu nebo konstantního napětí. Obě tyto veličiny je možné nastavovat od nuly po maximální hodnotu. Jeho využití je pro buzení indukční cívky dynamometru, kde realizuje akční člen. Zdroj splňuje požadavky na galvanické oddělení a na omezení budícího proudu v případě poruchy výkonových spínacích prvků. Mechanická konstrukce byla vyřešena zabudováním desky plošného spoje do ocelové krabice používané pro spínané zdroje v počítačích PC. Mikroprocesorová řídící část je 16-bitový mikropočítač zajišťující řízení celé jednotky. Ovládá výše zmiňovaný spínaný zdroj, pomocí relé spíná zátěže, měří analogové veličiny a realizuje regulační smyčku. Nastavení regulační smyčky a ostatní nastavení jsou uloženy v paměti typu EEPROM v řídící jednotce a lze je kdykoliv změnit. Ovládat lze jednotku v základním režimu pomocí prvků na ovládacím panelu, poněkud bohatší spektrum možností však poskytuje ovládací program spouštěný na PC. S počítačem obsluhy komunikuje jednotka prostřednictvím moderní sběrnice USB s galvanickým oddělením. Tuto komunikaci zajišťuje univerzální mnou navržený komunikační modul pracující se speciálním integrovaným obvodem realizujícím prostřednictvím sběrnice USB virtuální sériový port. Aplikace na straně PC i straně řídící jednotky přistupuje k této komunikaci jako k standardnímu sériovému rozhraní s možností vyšší rychlosti komunikace. K zprovoznění tohoto virtuálního sériového rozhraní, po stránce software, je použito příslušného driveru výrobce integrovaného obvodu, který je zdarma k dispozici na síti Internet. Není tedy potřeba zabývat se složitým programováním na úrovni USB sběrnice. Pro plnohodnotnou regulaci dynamometru na konstantní moment je ještě zapotřebí vyrobit servomechanizmus škrtící klapky, který by komunikoval s nadřazeným systémem po galvanicky odděleném sériovém rozhraní. V řídící jednotce je na to připraven komunikační protokol i ostatní systémové vybavení. Uvedená řídící jednotka spolu s dynamometrem je určena k testování spalovacích motorů v statickém režimu. Vyplývá to už z typu použité brzdy, která může pracovat jen v brzdných kvadrantech roviny n-M. Poněkud pomalejší rychlost regulace zde není problémem, neboť pro měření v ustáleném stavu je potřebné, aby se poměry v motoru po přechodném ději ustálily. Celkem jsem navrhl, osadil a oživil čtyři různé desky plošného spoje. Naprogramoval dva programy jeden v jazyce C a druhý v Borland Delphi. Zprovoznění komunikačního modulu si také vyžádalo naprogramování sériové paměti EEPROM uchovávající údaje pro integrovaný obvod pro USB komunikaci. Pro ladění programu mikroprocesoru jsem si postavil podle návodu v Amatérském rádiu simulátor paměti EPROM. Pro usnadnění oživování jsem také vytvořil dva přípravky pro nastavování a měření, které mi velmi pomohly.


56

SEZNAM LITERATURY [1]

kolektiv, Dynamometr na vířivé proudy VD110/6 (tech.dokumentace). Výzkumný a vývojový ústav elektrických strojů točivých Brno.

[2]

NOVOTNÝ, V., VOREL, P., PATOČKA, M. Napájení elektronických zařízení. Skripta VUT FEI v Brně, 2000, 129 s.

[3] [4]

PATOČKA, M. Vybrané stati z výkonové elektroniky, Svazek II . Skripta VUT FEI v Brně, 1998, 175 s. KREJČIŘÍK, A. Napájecí zdroje I.-III.. Praha, BEN, 2000, 351 s.

[5]

ČSN 33 0121: Jmenovitá napětí veřejných distribučních sítí nízkého napětí.

[6]

GAUEN, K. Design Considerations for a Two Transistor, Current Mode Forward Converter (Aplikační poznámka). Motorola INC.,1991. 11 s.

[7]

kolektiv, Single CS3842A Provides Control for 500W/200kHz Current-Mode Power Supply (Aplikační poznámka). ON Semiconductor, 2000, 11 s.

[8]

kolektiv, UC3845, High Performance Current Mode Controllers (Katalogový list). ON Semiconductor, 2001, 19 s.

[9]

kolektiv, M74HC04 HEX INVERTER Microelectronics, 1994, strana 3.

(Katalogový

list).

[ 10 ] kolektiv, Programmable Precision References TL431 ON Semiconductor Components Industries. 2001, 16 s.

SGS-THOMSON (Katalogový

list).

[ 11 ] SKALICKÝ, P. Mikroprocesory řady 8051. Praha, BEN, 1998, 159 s. [ 12 ] kolektiv, XA-S3 16-bit microcontroller (Katalogový list). Philips, 2000, 52 s. [ 13 ] kolektiv, XA User Guide. Philips Electronics Corporation, 1998, strana 4-11. [ 14 ] KAČMÁŘ, D. Jazyk C. Praha, Computer Press, 2000, 185 s. [ 15 ] PETREK, J.Feritová jádra. Článek v Amatérském Rádiu 4/94 pro konstruktéry, 21 s. [ 16 ] kolektiv. Teplo a chlazení v elektronice. Praha, BEN, 1997, 30 s. [ 17 ] PUNČOCHÁŘ, J. strany 355-356.

Operační zesilovače v elektronice. Praha, BEN, 1996,

[ 18 ] KAVÁLEK, J. 555C Příručka pro konstruktéry. Praha, Epsilon, 1994, strany 29-32. [ 19 ] FUTURE TECHNOLOGY DEVICES INTL. U-UART - USB UltraBaud Data Transfer IC with RS232 / RS422 and CPU I/F Options. 12 stran. Dokument dostupný na URL http://www.ftdichip.com/Documents/ft232r08.pdf (duben 2003). [ 20 ] FUTURE TECHNOLOGY DEVICES INTL. FT8U232AM Rev 2 APPLICATION SCHEMATIC Microcontroller Interface to FT8U232AM, 22nd March 2001, 1 strana. Dokument dostupný na URL http://www.asix.cz/download/ftdi/232-mcu.zip (duben 2003). [ 21 ] INTERSIL. +5V Powered, Dual RS-232 Transmitter/Receiver, June 2001, 6 stran. Dokument dostupný na URL http://www.intersil.com/data/fn/fn3020.pdf (duben 2003). [ 22 ] STRÁNSKÝ, M. Simulátor EPROM 32kB. Amatérské rádio, A/12, 1994, str. 31-33.


57

PROHLÁŠENÍ Prohlašuji, že diplomovou práci na téma Řídící jednotka vířivého dynamometru jsem vypracoval samostatně pod vedením svého vedoucího diplomové práce s použitím odborné literatury, kterou jsem všechnu citoval v seznamu literatury. V Brně dne ……………

……………………….. (podpis autora)


58

PODĚKOVÁNÍ Děkuji vedoucímu diplomové práce Dr. Ing. Zdeňku KOLKOVI, za velmi užitečnou metodickou pomoc a cenné rady při zpracování diplomové práce na toto zajímavé téma. V Brně dne ……………

……………………….. (podpis autora)

Příloha 1:

Deska plošného spoje spínaného zdroje

Příloha 2:

Označení R1 R2, R3 R4 - R7 R8, R9 R10 R14, R15 R16, R17, R24, R35, R36 R18 R19 R20 R21, R22 R23 R25 R33 R34 R37 R38, R39, R42 R40, R41 RN1 VAR1 C1 C2, C3 C4 C5, C6 C7, C8 C9, C10 C14 C15 C16 C17, C18, C25, C26 C19 C20 C21, C22 C23 C24 D1, D2 D3 D4, D5 D6 D7 D8, D10 D9, D11 D12, D14, D15 T1, T2 T3 IO1 IO2 PO1 K1 K2 K3 TL1 TL2 TR1 TR2 TR3 X1 TPx CH1, CH2

Soupiska součástek pro spínaný zdroj

Hodnota 470kΩ 150kΩ 220Ω 330Ω 0,22Ω 68Ω 1kΩ 33kΩ 1,6kΩ 5,6kΩ 10kΩ 2,2kΩ 33Ω 8,2kΩ 910Ω 9,1kΩ 22kΩ 6,8kΩ

330nF/250VAC 4,7nF/250VAC 100nF/250VAC 470µF/200V 4,7nF/500V 2,2nF/1,6kV 22µF/400V 1µF/200V 47µF/25V 100nF 470pF 1nF 220nF 3n3 100µF/16V BYV26-E RS605 BYV29-400 BY399 BAT48 BZX85V013 BZX85V010 1N4148 IRF830 BC557B UC3845A LM2902N F 3A

2x10mH 1,5mH

60x60x2,5mm

Popis

2W 2W 2W

Termistor s negativní závislostí R(J) varistor 275 Vef Odrušovací, třída X Odrušovací, třída Y Odrušovací, třída X Elektrolyt Keramický Polypropylénový Elektrolyt Polypropylénový Elektrolyt Keramický Keramický Keramický Keramický Elektrolyt 1A/1000V/75ns Můstek 6A/600V 9A/400V/60ns 3A/800V Schottky ZD 13V ZD 10V 0,2A/100V 4,5A/500V

násuvný konektor 230V násuvný konektor pro ventilátor počítačový konektor 10 pinů viz. příloha 3 viz. příloha 3 viz. příloha 3 viz. příloha 3 viz. příloha 3 Šroubovací svorkovnice Pájecí špička Černěná hliníková deska

Počet 1 2 4 2 1 2 5 1 1 1 2 1 1 1 1 1 3 2 1 1 1 2 1 2 2 2 1 1 1 4 1 1 2 1 1 2 1 2 1 1 2 2 3 2 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 17 2

Příloha 3:

Indukčnosti použité ve spínaném zdroji

TL1 - Kompenzovaná odrušovací tlumivka

Jádro: EL25(atypické) L=2x10mH 2x40 závitů ∅0,85mm

TL2 - Výstupní filtrační tlumivka

Jádro: FENOX E42/15 , hmota H21, se vzduchovou mezerou 1mm L=1,5mH 2x78 závitů ∅0,67mm

Příloha 4:

Transformátory použité ve spínaném zdroji

TR1 - Výkonový impulsní transformátor

Jádro: FENOX E42/15 , hmota H21, bez vzduchové mezery LP=26mH LS=5,3mH NP1 : 38 závitů ∅0,71mm NP2 : 38 závitů ∅0,71mm NS : 2x36 závitů ∅0,71mm

TR2 - Budící impulsní transformátor

Jádro: E20 , bez vzduchové mezery LP=0,4mH LS=1,8mH NP : 25 závitů ∅0,2mm NSL : 50 závitů ∅0,2mm NSH : 50 závitů ∅0,2mm

TR3 - Proudový transformátor

Jádro: T20 L1=5µH L2=11,8mH N1 : 1 závit ∅1mm N2 : 50 závitů ∅0,4mm

Příloha 5:

Naměřené průběhy na spínaném zdroji

Průběh napětí na emitoru horního spínače (TP1)

Průběh napětí za výstupním usměrňovačem (TP5) Budící signál z IO1 (TP10)

Průběh napětí na sekundárním vinutí výkonového transformátoru (TP4)

Příloha 6:

Deska plošného spoje mikroprocesorové části (strana součástek)

Příloha 7:

Deska plošného spoje mikroprocesorové části (strana spojů)

Příloha 8:

Osazovací schéma mikroprocesorové části (str. součástek/spojů)

Příloha 9:

Seznam součástek pro mikroprocesorovou část ( 2 listy )

Označení R1, R21 až R26, R45, R53, R93, R95 R2, R11 až R13, R16, R17, R49 R3, R42, R50, R51, R56 R4 R5 R6 R7, R8, R92 R9, R10 R14, R15, R46 R18 R30 R31 R32 až R39, R60 až R74, R87 až R90 R40, R91, R94 R41 R48, R52, R57 R47 R54 R55, R59 R58 R75 až R86 R43, R44 R27 až R29 RN1 C1 až C7, C15 až C20, C27, C28, C30, C33, C36, C40, C41, C64 až C66 C10, C11 C14, C24, C25, C42 až C48 C31, C34 C35 C37 C49 až C51, C53 až C55, C57 až C59 C52, C56, C60 C8, C23, C29 C9, C21, C26, C32, C38, C39, C63 C22 C61, C62 C12, C13 L1 D1 D2, D8, D11, D13, D15 D3 D4, D5 D6, D7, D9, D10, D26, D27 D12, D14, D16, D18 D17 D19 D20 D21 D22 až D25 T1 až T3 T4

Hodnota 10k 330 2k2 270 1k2 6k8 1k 4k7 47k 910 82k 5k1 100k 560 2k4 5k6 16k 24k 8k2 120k 68k 5k6 330 7 x 2k2 100n

Popis SMD 1206 SMD 1206 SMD 1206 SMD 1206 SMD 1206 SMD 1206 SMD 1206 SMD 1206 SMD 1206 SMD 1206 SMD 1206 SMD 1206 SMD 1206 SMD 1206 SMD 1206 SMD 1206 SMD 1206 SMD 1206 SMD 1206 SMD 1206 SMD 1206 2W klasický klasický rezistorová síť varianta A keramika SMD 1206

Počet 11 7 5 1 1 1 3 2 3 1 1 1 27 3 1 3 1 1 2 1 12 2 3 1 23

33p 220n 1n 15n 22n 82n 470n 10M/6,3V 1M/16V 10M/35V 3M3/6,3V 470M/35V 100uH LED ŽLUTÁ LED ZELENÁ LED ČERVENÁ P6KE27A 1N4148 SMD BAS21 SMD BAS40 SMD BZX84C4.7 SMD BAT46 SMD BZV55C4.7 SMD BAV99 SMD BCV27 SMD BC850C SMD

keramika SMD 1206 keramika SMD 1206 keramika SMD 1206 keramika SMD 1206 keramika SMD 1206 keramika SMD 1206 keramika SMD 1206 tantal SMD B (3528) tantal SMD A (3216) tantal SMD D (7343) tantal SMD A (3216) elektrolyt klasický radiální tlumivka Fastron axiální SMD 1206 SMD 1206 SMD 1206 transil

2 10 2 1 1 9 3 3 7 1 2 2 1 1 5 1 2 6 4 1 1 1 1 4 3 1

Q1 F1 IO1 IO2 IO3, IO15 IO4 IO5 IO6 IO7 IO8 IO9 IO10 IO11 IO12 IO13, IO14, IO20, IO21, IO22 IO16 IO17 IO18, IO19 IO23, IO24 HIO1 RE1 až RE3 JP1 JP2 K1 K2 K3 až K5 K6 K7 K8 K9 K10 K11

14,7456MHz T400mA PXAS30KFA MCP120-485GI/TO TL431 24C16 SMD 74HC573 SMD 27C256 74HC02 SMD 7812 7805 78L12 LM317T 74HC04 SMD LM358N SMD LM393N SMD NE555 SMD 74HC14 SMD PC817 USBmodul relé FINDER4341 Jumper 2piny Jumper 3piny PSH02-10W PSH02-05W ARK130-2 PSH02-03W PSH02-04W PSH02-08W PSH02-09W CANNON 9 USB1X90B PCB PFH02-05P PFF02-01F SIL20PZ ARK130/24STL

krystal - miniaturní trubičková pojistka mikroprocesor XA S3 TO92 TO92

vlastní výroba

konektor se zámkem, vidlice zahnutá do desky konektor se zámkem, vidlice zahnutá do desky konektor se zámkem, vidlice zahnutá do desky konektor se zámkem, vidlice zahnutá do desky konektor se zámkem, vidlice zahnutá do desky konektor se zámkem, vidlice zahnutá do desky do desky, female konektor USB B do desky (pro periferie) zásuvka se zámkem (na kabel) piny k zásuvce PFH02-05P patice precizní jednořadá 20 pinů kontaktní kolíky k ARK130-2

1 1 1 1 2 1 1 1 1 1 1 1 1 1 5 1 1 2 2 1 3 1 1 1 1 3 1 1 1 1 1 1 2 10 2 1

Příloha 10:

Deska plošného spoje komunikačního modulu (USBmodul)

Strana součástek

Strana spojů

Osazovací schéma - strana součástek

Osazovací schéma - strana spojů

Příloha 11:

Soupiska součástek pro komunikační modul

Označení

Hodnota

Popis

R1 R2 R3, R4 R5, R6, R8, R11 R7 R9, R10 R12 R13 R14 až R21 R22 až R29 R30, R32 R31 C1, C2, C6, C9, C12, C19, C20, C22, C23 C3 C4, C10 C5, C7, C8 C11, C21 C17, C18 C13 až C16 L1 Q1 D1 D2 D3, D4 T1 IO1 IO2 IO3, IO4 IO5 až IO8 JP1

470Ω 1,5kΩ 10Ω 100kΩ 470kΩ 220Ω 10kΩ 2,2kΩ 0Ω 390Ω 4,7kΩ 47kΩ 100nF 10uF/6,3V 10nF 33pF 2,2uF/6,3V 2,2uF/20V 1uF/20V 1uH/0,8A 6,000MHz LED 0805 ZELENA LED 0805 CERVENA BZV55C4.7SMD BC857A FT8U232AM 93C46 ICL232SMD 6N137

SMD 0805 SMD 0805 SMD 0805 SMD 0805 SMD 0806 SMD 0805 SMD 0805 SMD 0805 SMD 0805 SMD 0805 SMD 0805 SMD 0805 keramika SMD 0805 Tantalový kondenzátor SMD keramika SMD 0805 keramika SMD 0805 Tantalový kondenzátor SMD Tantalový kondenzátor SMD Tantalový kondenzátor SMD SMD tlumivka krystal miniaturní HSMXC670 (LED dioda HP vel. 0805) HSMXC670 (LED dioda HP vel. 0805) Zenerova dioda 4,7V SMD SOT23 SMD

PRSL20 DIL 8

SMD Optočlen 10MB/s Jumper 2 vývody Lámací vidlice oboustranná Precizní patice Oboustranná deska plošného spoje

Počet 1 1 2 4 1 2 1 1 8 8 2 1 9 1 2 3 2 2 4 1 1 1 1 2 1 1 1 2 4 1 2 1 1

Příloha 12:

0000 0000 0002 0004 0006 0008 0009 000A 000C 000E 000F 0010 0011 0012 0013 0014 0014 0014 0014 0015 0016 0018 001A 001C 001E 0020 0020 0020 0020 0021 0022 0024 0026 0028 002A 002C 002E 0030 0032 0034 0036 0038 003A 003C 003E 0040 0042 0044 0046 0048 004A 004C 004E 0050 0052 0054 0054 0054 0054 0055 0056 0058 005A 005C 005E 0060 0062 0064 0066 0066 0066 0068

Zdrojový text obsahu paměti EEPROM komunikačního modulu

org DW DW DW DW DB DB DW DW DB DB DB DB DB DB

0000 0304 0160 0002 A0 2D 0000 0000 94 0C A0 34 D4 12

00h 0000h 0304h 0160h 0002h 10100000b 45 0000h 0000h 94h Prod-Man 0A0h Ser-Prod 0D4h Konec-Ser

0C 03 4100 6E00 6400 7900 7300

;LABEL : ManStringDes; Man: DB Prod-Man DB 03h DB 'A',00h DB 'n',00h DB 'd',00h DB 'y',00h DB 's',00h ;LABEL : ManStringDes_End;

34 03 5700 6F00 6E00 6400 6500 7200 6600 7500 6C00 6C00 2000 5500 5300 4200 2000 3C00 2D00 3E00 2000 5300 6500 7200 6900 6100 6C00

;LABEL : ProdStringDes; Prod: DB Ser-Prod DB 03h DB 'W',00h DB 'o',00h DB 'n',00h DB 'd',00h DB 'e',00h DB 'r',00h DB 'f',00h DB 'u',00h DB 'l',00h DB 'l',00h DB ' ',00h DB 'U',00h DB 'S',00h DB 'B',00h DB ' ',00h DB '<',00h DB '-',00h DB '>',00h DB ' ',00h DB 'S',00h DB 'e',00h DB 'r',00h DB 'i',00h DB 'a',00h DB 'l',00h ;LABEL : ProdStringDes_End;

12 03 3200 3200 3300 3400 3500 3600 3700 3800

;LABEL : SerStringDes; Ser: DB Konec-Ser DB 03h DB '2',00h DB '2',00h DB '3',00h DB '4',00h DB '5',00h DB '6',00h DB '7',00h DB '8',00h ;LABEL : SerStringDes_End;

0000

Konec:

DW END

0000h

;{Configuration value} ;{Vendor ID FTDI} ;{product number 6001} ;{device release number} ;{config descriptor value bus powered and remote wakeup} ;{max power = value * 2 mA} ;{reserved} ;{reserved} ; PTR_ManStringDes ;ManStringDes_Len {length of string descriptor} ; PTR_ProdStringDes ;ProdStringDes_Len {length of string descriptor} ; PTR_SerStringDes ;SerStringDes_Len

;ManStringDes_Len {length of string descriptor} ; {type string}

;ProdStringDes_Len; {length of string descriptor} ; {type string}

;SerStringDes_Len; ; {type string}

; {reserved for Checksum}

Příloha 13:

Napáječ mikroprocesorové části řídící jednotky

Schéma:

Obrazec plošného spoje:

Osazovací schéma: Soupiska součástek: Označení C1, C2 D1 D2 D3 F1 K1, K2 K3 R1 TR1

Hodnota 470M/35V B250C1500F 1N4007 LED zelená T63mA ARK130-2 PSH02-05W 1k2 230V/15V/10VA

Popis elektrolyt radiální

3mm

konektor se zámkem, vidlice zahnutá do desky EI48-1B

Počet 2 1 1 1 1 2 1 1 1

Příloha 14:

Naměřené charakteristiky vstupního filtru A/D převodníku

Příloha 15:

Naměřené charakteristiky na měniči - napěťová větev

Příloha 16:

Naměřené charakteristiky na měniči - proudová větev

Příloha 17:

Hlavní okno ovládacího programu

Příloha 18:

Sestavená řídící jednotka a její napájecí zdroj

Příloha 19:

Sestavený spínaný zdroj určený k napájení budící cívky brzdy

Příloha 20:

Přípravky pro oživování spínaného zdroje a řídící jednotky

Panel použitý pro oživování spínaného zdroje

Panel použitý pro oživování řídící jednotky

Řídící jednotka vířivého dynamometru

Recommend Documents