Rok / Year: 2011
Svazek / Volume: 13
Číslo / Number: 1
Dvoupásmová aktivní anténa s kruhovou polarizací Dual-Band Circularly Polarized Antenna Tomáš Mikulášek
[email protected] Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně.
Abstrakt: Tento článek seznámí čtenáře s návrhem a realizací dvoupásmové kruhově polarizované aktivní antény. Navrhovaná anténa je určena pro příjem signálů navigačního satelitního systému GPS v pásmech L1 a L5. Návrh aktivní antény je rozdělen do dvou částí. V první části je popsán návrh samotné antény, druhá část je věnována návrhu předzesilovače. Článek také obsahuje výsledky měření navržené antény a anténního předzesilovače.
Abstract: This paper deals with the design of an dual-band circularly polarized active antenna. The antenna operates at the L1 and L5 frequency bands. The design of the active antenna consists of the antenna design and the preamplifier design. Measured results of the antenna performance and the preamplifier performance are presented.
2011/1 – 4. 1. 2011
VOL.13, NO.1, FEBRUARY 2011
Dvoupásmová aktivní anténa s kruhovou polarizací Tomáš Mikulášek Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Email:
[email protected]
Abstrakt – Tento článek seznámí čtenáře s návrhem a realizací dvoupásmové kruhově polarizované aktivní antény. Navrhovaná anténa je určena pro příjem signálů navigačního satelitního systému GPS v pásmech L1 a L5. Návrh aktivní antény je rozdělen do dvou částí. V první části je popsán návrh samotné antény, druhá část je věnována návrhu předzesilovače. Článek také obsahuje výsledky měření navržené antény a anténního předzesilovače.
1
Úvod
Mikropáskové antény se díky častějšímu využívání různých služeb bezdrátových komunikací pracujících v decimetrovém až milimetrovém pásmu staly velice rozšířeným druhem antén. Z rozsáhlého druhu aplikací je možno zmínit například použití v radarové a letecké technice či mobilní a satelitní komunikaci. Navrhovaná dvoupásmová kruhově polarizovaná aktivní anténa, které se věnuje tento článek, je určena pro příjem signálů navigačního systému GPS (zkr. z angl. Global Positioning System) v pásmech L1 1575,42 MHz a L5 1176,45 MHz. Signál vysílaný družicemi je obecně zpracováván přijímačem, který využívá pro příjem signálů anténu pracující s pravotočivou kruhovou polarizací.
2
Dvoubodové napájení
Jednoduchý a běžný způsob generování kruhové polarizace je napájení flíčku jedním mikropáskem. Ortogonálního buzení se dosáhne využitím výkonového děliče a nestejně dlouhého napájecího vedení k dosažení kvadraturní fáze (obrázek 1). Mezi nejpoužívanější výkonové děliče patří Wilkinsonův 3dB výkonový dělič. Dále může být použit kvadraturní hybridní člen např. čtvercový hybridní člen [1]. Ten už má na výstupních branách fázově posunuté signály a délka napájecího vedení k flíčku pak už musí být stejně dlouhá.
Obrázek 1: Uspořádání dvoubodového ortogonálního napájení s děličem výkonu.
Kruhově polarizované antény
Jednou z výhod technologie mikropáskových antén je relativně snadné generování kruhově polarizované vlny. Je to jeden z důvodů, proč se mikropáskové antény využívají pro satelitní komunikaci, kde má použití kruhově polarizované vlny své výhody. 2.1
2.1.1
Generování kruhově polarizované vlny
Filozofie generování kruhově polarizované vlny je taková, že musí být excitovány současně dva ortogonální mody se stejnou amplitudou a se vzájemným fázovým rozdílem ±90 ◦ . Znaménko určuje smysl orientace. Tohoto předpokladu lze dosáhnout vhodným napájecím uspořádáním flíčku [1]. Pro fázové posunutí se použije zpožďovací vedení a flíček se budí ortogonálně. Dále je možno pro buzení kruhově polarizované vlny použít soustavu lineárně polarizovaných flíčků. Zářič může být napájen i v jednom bodě, ale pak je zapotřebí flíček vhodně konstrukčně (tvarově) upravit.
2.1.2
Napájení v jednom bodě
Tento způsob napájení je vhodné použít v případě, kdy je obtížné aplikovat předchozí napájecí uspořádání. Pro generování kruhové polarizace ve flíčku napájeném v jednom bodě zůstává nutnost zachovat dříve uvedené předpoklady. Ty budou splněny, zavedou-li se do tvaru zářiče poruchové úseky vhodně umístěné vůči napájecímu bodu (obrázek 2).
Obrázek 2: Příklad zavedení poruchových segmentů do tvaru zářiče.
1–1
2011/1 – 4. 1. 2011
VOL.13, NO.1, FEBRUARY 2011
Tento princip rozladí základní rezonanční mod na dva ortogonální mody (obrázek 3). Na pracovním kmitočtu vzniká stejně velká amplituda fázově posunutých modů, a tím je splněna podmínka pro vznik kruhově polarizované vlny [1]. K buzení modů je výhodné použít koaxiální sondu, provedení se tak stává konstrukčně jednoduché a ekonomicky výhodné. Je třeba zmínit, že z hlediska osového poměru je daná realizace poměrně úzkopásmová a dosahuje okolo 1 %.
kde ∆ představuje zkrácení rezonanční délky flíčku a εef r je efektivní relativní permitivita. Zkrácení je zapříčiněno otevřenými konci flíčku, kde se nachází rozptylové pole představující malou rozptylovou kapacitu – kapacitně zkrácená rezonanční délka flíčku. Flíček je zkrácen o hodnotu ∆ = h · 0, 412
εef r + 0, 300 w/h + 0, 262 · , εef r − 0, 258 w/h − 0, 813
(7)
kde h je tloušťka dielektrické podložky, w/h je tvarový poměr flíčku a εef r je efektivní relativní permitivita nesymetrického mikropáskového vedení daná vztahem
osa napájení εef r =
εr + 1 εr − 1 + 2 2
− 21 h 1 + 10 . w
(8)
Nakonec se stanoví poloha koaxiální sondy uvnitř flíčku. Impedance Re na okraji uprostřed flíčku je rovna 1 , 2G kde vodivost G se vypočítá z rovnice # " 2 (kh) πw , 1− G= ηλ0 24 Re =
Obrázek 3: Amplituda a fáze ortogonálních modů u jednobodově napájené kruhově polarizované mikropáskové antény. Ke stanovení rozměrů čtvercového flíčku s poruchovými segmenty (motiv na obrázku 2 vlevo) uvádí [1] následující postup. Označením celkové plochy poruchových segmentů ∆S k získání dvou blízkých rezonančních modů čtvercového flíčku o ploše S se dostane pro činitel jakosti Q vztah ∆S 1 = . S 2Q
P SV − 1 √ . B P SV
(2)
f0 , f1 = p 1 + 1/Q
(3)
p
(4)
1 + 1/Q.
kde k je vlnové číslo, η je charakteristická impedance volného prostředí (120π Ω) a λ0 je délka vlny ve volném prostředí. Z rovnice pro vstupní impedanci Ri se v daném bodu na ose flíčku určí vzdálenost koaxiální sondy x od hrany flíčku směrem ke středu flíčku Ri = Re sin2
3
Jednotlivé kmitočty f1 a f2 se určí vztahy
f2 = f0
c √ , 2f0 εr
(5)
c − 2∆, √ 2f0 εef r
(6)
a pro délku flíčku platí l=
πx , l
kde 0 ≤ x ≤
l . 2
(11)
Návrh a realizace aktivní antény
Výkony signálů vysílaných z družic GPS jsou na povrchu Země velmi nízké a jejich velikost je menší než termální šum na vstupu přijímače. Takové signály se musí po přijetí anténou bezprostředně zesílit nízkošumovým předzesilovačem, který by měl dosahovat dostatečně vysokého zisku a malého šumového čísla (jeho velikost závisí na aplikaci, např. < 1 dB). Přijímací antény koncipované spolu s předzesilovačem nazýváme aktivními anténami. Blokové schéma navrhované aktivní antény je uvedeno na obrázku 4.
Rozměry flíčku se vypočítají následujícím postupem. Pro šířku flíčku platí w=
(10)
(1)
Činitel jakosti Q je možné dále vyjádřit pomocí poměru stojatých vln P SV a dosahované relativní šířky pásma B Q=
(9)
Obrázek 4: Blokové schéma navrhované aktivní antény. Signál přijímaný dvoupásmovou anténou je v předzesilovači zesílen nízkošumovým tranzistorem a dále filtrován pásmovou propustí. Na výstupu aktivní antény (SMA konektor) je k dispozici signál o dostatečné úrovni v požadovaných frekvenčních pásmech. V následujících odstavcích bude návrh dvoupásmové antény a předzesilovače popsán.
1–2
2011/1 – 4. 1. 2011
3.1
VOL.13, NO.1, FEBRUARY 2011
Návrh a realizace dvoupásmové antény
Existuje několik možností jak dvoupásmovou kruhově polarizovanou mikropáskovou anténu realizovat (např. [2] nebo [3]). Flíčkové dvoupásmové antény, které jsou vyrobeny na jednom dielektrickém substrátu a skládají se pouze z jednoho vyleptaného motivu, vyžadují přesný a složitý návrh. Dále je možné vícepásmovost získat spojením funkce více antén do jedné (jedna anténa – jedno pásmo). Anténa je pak složena z více samostatných flíčků, které jsou umístěny nad sebou (dvě vrstvy substrátu). Takové provedení antény vyžaduje o něco méně precizní návrh a zvětšení antény ve třetím rozměru nebývá často tak kritické. Navíc je nad vyrobenou anténou z hlediska ručního doladění větší kontrola (jednoduchý motiv). Takto postavená anténa může být bez problému napájena koaxiální sondou. 3.1.1
Struktura antény
Na nosných dielektrických substrátech tloušťky 0,76 mm a 1,27 mm o relativní permitivitě εr = 4, 5 a tan δ = 0,002 jsou nad sebou umístěny dva čtvercové flíčky. Spodní flíček rezonuje na středním kmitočtu pásma L5 a horní flíček rezonuje na středním kmitočtu pásma L1. Vybuzení pravotočivé kruhové polarizace je provedeno způsobem popsaným v části 2.1. Napájení antény je realizováno koaxiální sondou, jejíž střední vodič o průměru 0,6 mm prochází vazební štěrbinou o průměru d = 1, 2 mm spodním flíčkem a je galvanicky spojen pouze s horním flíčkem. Spodní flíček je buzen kapacitní vazbou. Zemní plocha na spodní straně antény působí jako reflektor. Struktura navrhované antény je naznačena na obrázku 5 (zkr. FP je z angl. Feed Point – napájecí bod).
lektrické podložky pro spodní flíček hS = 1, 27 mm a pro horní flíček hH = 0, 76 mm. Vypočítané rozměry flíčků jsou uvedeny v tabulce 1. Korigovaná rezonanční délka l se téměř shoduje s šířkou flíčku w, proto lze zkrácení ∆ zanedbat a počítat s přesně čtvercovým tvarem flíčku o straně w. Tabulka 1: Vypočítané rozměry flíčků. Rozměr l w w’ x
Spodní flíček 59,98 mm 60,11 mm 4,25 mm -
Horní flíček 44,83 mm 44,88 mm 2,75 mm 6,55 mm
Modelování antény proběhlo ve 2.5D simulátoru EMSight, který je součástí vývojového softwaru AWR Microwave Office. První simulace byla založena na základě vypočtených rozměrů. Vzhledem ke vzájemné vazbě mezi flíčky bylo nutné optimalizovat konečné rozměry antény a polohu napájecího bodu. Rozměry horního flíčku zůstaly zachovány, zato velikost spodního flíčku se zmenšila o 2 mm. Nejlepší impedanční přizpůsobení bylo nalezeno posunutím napájecího bodu více do středu flíčku. Výsledek simulace zpětného útlumu antény je uveden na obrázku 8. Na obrázku 6 se potvrzuje, že čtvercový flíček je z hlediska osového poměru poměrně úzkopásmový. V pásmu L5 je situace obdobná, proto je uveden osový poměr jen pro pásmo L1. Na obrázku 7 je uveden příklad simulované směrové charakteristiky antény pro vyzařování pravotočivé a levotočivé kruhově polarizované vlny na kmitočtu 1575 MHz v rovině kolmé na osu napájení. Směrová charakteristika antény je shodná pro obě pásma a vypovídá o schopnosti antény přijímat signály z družic GPS v poměrně širokém úhlu elevací.
Obrázek 6: Simulovaný osový poměr dvoupásmové antény. Obrázek 5: Struktura navrhované dvoupásmové antény.
3.1.2
Dle postupu uvedeného v části 2.1.2 se stanoví rozměry flíčků. Vstupní informace pro výpočet jsou rezonanční kmitočet f0 , požadované impedanční přizpůsobení s11 = −5 dB pro šířku pásma B = 16 MHz a tloušťka die-
Realizace antény
Desky dielektrického substrátu se v simulaci nachází ideálně nad sebou. Při konstrukci antény pak pouhým přiložením dielektrických desek vznikne nežádoucí vzduchová mezera, která ovlivňuje rezonanční kmitočet horního flíčku
1–3
2011/1 – 4. 1. 2011
VOL.13, NO.1, FEBRUARY 2011
Obrázek 7: Simulovaná směrová charakteristika antény pro vyzařování pravotočivé a levotočivé kruhově polarizované vlny na kmitočtu 1575 MHz v rovině kolmé na osu napájení.
Obrázek 9: Změřená vstupní impedance realizované dvoupásmové antény ve Smithově impedančním diagramu. 3.2
a posouvá ho kmitočtově výš. Vhodným řešením je slepení desek, kterým se zajistí jak eliminace vzduchové vrstvy, tak větší mechanická odolnost antény. Simulované a změřené parametry dvoupásmové antény jsou uvedeny na obrázcích 8 a 9. Jak je vidět, anténa dosahuje v daných pásmech dostatečného přizpůsobení a jsou zde zřejmé i kmitočty degenerovaných modů. Průběh impedance ve Smithově impedančním diagramu tvoří v daných pásmech smyčku, která se protíná právě na kmitočtech těchto modů. Realizovaná anténa dosahuje ve směru kolmém na rovinu antény osového poměru 2 dB na kmitočtu 1176 MHz a osového poměru 1,6 dB na kmitočtu 1575 MHz. Anténa tedy pracuje na středních kmitočtech s kruhově polarizovanou vlnou, avšak ve velice úzkých pásmech, které pro osový poměr lepší než 3 dB dosahují relativní šířky pásma 0,3 % a 0,4 %.
Návrh a realizace předzesilovače
Samotnému návrhu předzesilovače by mohl být věnován samostatný článek. Proto zde bude zmíněno jen několik základních informací. Podrobný popis je uveden v [4]. Při návrhu předzesilovače je nejdůležitější výběr vhodného tranzistoru, se kterým lze na žádaných kmitočtech dosáhnout vysokého zisku (≈ 20 dB) a velice nízkého šumového čísla (<1 dB). K této aplikaci byl vybrán nízkošumový tranzistor ATF54143 v provedení E-pHEMT [5]. Aby bylo docíleno co nejmenšího výsledného šumového čísla, tranzistor je řazen v kaskádě za anténou a je šumově přizpůsoben k impedanci antény. Z hlediska odolnosti předzesilovače proti přebuzení, např. GSM signálem, byl zvolen pracovní bod tranzistoru UDS = 3 V a IDS = 60 mA, při kterém tranzistor současně dosahuje nejvyššího zesílení, nejmenšího šumového čísla a vysokého bodu OIP3 (≈ 36 dBm). Filtrace zesílených signálů je provedena dvěma identickými diplexery řazenými za sebou (obrázek 10). První diplexer filtruje signály v požadovaných pásmech a druhý je použitý jako slučovač signálů do jedné větve. Plošný spoj předzesilovače byl po změření parametrů připájen k zemní ploše antény. Návrh byl opět proveden v programu AWR Microwave Office. Simulované parametry předzesilovače jsou uvedeny na obrázcích 11 a 12. Navrhovaný předzesilovač dosahuje dostatečně velkého zisku a zároveň jsou rozptylové parame-
Obrázek 8: Simulovaný a změřený zpětný útlum realizované dvoupásmové antény. 1–4
Obrázek 10: Zapojení keramických diplexerů.
2011/1 – 4. 1. 2011
VOL.13, NO.1, FEBRUARY 2011
Tabulka 2: Simulované a změřené parametry předzesilovače. Kmitočet 1176 MHz 1575 MHz
Zisk Simulace Měření 17,7 dB 18,7 dB 15,7 dB 16,3 dB
Šumové Simulace 0,33 dB 0,42 dB
číslo Měření 0,70 dB 0,73 dB
Literatura [1] MILLIGAN, Thomas A. Modern Antenna Design. 2nd edition. Hoboken, New Jersey : Willey, 2005. Microstrip Antennas, s. 285-335. ISBN 0-471-45776-0. Obrázek 11: Simulované rozptylové parametry nízkošumového předzesilovače.
[2] HSIEH, G. B.; CHEN, M. H.; WONG, K. L. Single-Feed Dual-Band Circularly Polarised Microstrip Antenna. Electronics Letters, Jun 1998, vol. 34, no. 12, s. 1170-1171. ISSN 0013-5194. [3] AMMANN, M. J.; BAO, X. L. Miniaturized Annular Ring Loaded Patch Antennas. Antennas and Propagation Society International Symposium, 2007 IEEE, June 2007, s. 912-915. ISBN 978-1-4244-0877-1. [4] MIKULÁŠEK, T. Dvoupásmová anténa pro Globální navigační satelitní systém : diplomová práce. Brno : Vysoké učení technické v Brně, Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií, 2009. 64 s. [5] AVAGO TECHNOLOGIES. ATF-54143 – Data Sheets & Technical Specifications [online]. Srpen 2008 [cit. 4. ledna 2011]. Dostupné na WWW: < http:// www.avagotech.com/docs/AV02-0488EN >.
Obrázek 12: Simulovaná kmitočtová závislost šumového čísla zesilovače a porovnání s minimálním dosažitelným šumovým číslem.
try s11 a s22 < 0 dB, čímž je splněno imitanční kritérium stability. Z obrázku 12 je patrné, že navrhovaný zesilovač dosahuje velice nízkého šumového čísla. Pro ověření výsledků simulací byl předzesilovač vyroben a změřen pouze na středních kmitočtech pracovních pásem. Simulované a změřené parametry předzesilovače jsou porovnány v tabulce 2.
4
Závěr
Tento článek představil jeden z možných přístupů k návrhu dvoupásmové antény s kruhovou polarizací. Navrhovanou anténu se podařilo vyrobit po dvou optimalizacích předchozích antén. Anténa je s předzesilovačem vyrobena jako jeden celek a její funkčnost byla ověřena GPS přijímačem LEA-4R (U-Blox). Anténa přijímala všechny dostupné družice, které mohly být následně použity pro výpočet polohy přijímače. 1–5
