Výkonová elektronika. Martin Černík

Výkonová elektronika

Martin Černík

Liberec 2014

text a ilustrace: Ing. Martin Černík, Ph.D. recenze: Ing. Jan Václavík

© Martin Černík Technická univerzita v Liberci 2014 ISBN 978-80-7494-160-3

Tento materiál vznikl v rámci projektu ESF CZ.1.07/2.2.00/28.0050 Modernizace didaktických metod a inovace výuky technických předmětů, který je spoluﬁnancován Evropským sociálním fondem a státním rozpočtem ČR.

Výkonová elektronika Obsah

Obsah Obsah...............................................................................................................................................................................3 1

Úvod .....................................................................................................................................................................9

2

Úvodní přehled ............................................................................................................................................. 10 2.1

Základní pojmy ........................................................................................................................................ 10

2.1.1

Definice oboru ................................................................................................................................ 10

2.1.2

Popis měniče ................................................................................................................................... 10

2.1.3

Základní funkce měniče .............................................................................................................. 11

2.1.4

Měnič v elektrickém obvodu..................................................................................................... 12

2.1.5

Kvadranty funkce měniče .......................................................................................................... 13

2.1.6

Otázky a úkoly ................................................................................................................................ 14

2.2

Řízení výkonu v měniči......................................................................................................................... 15

2.2.1

Tok energie v měniči .................................................................................................................... 15

2.2.2

Spojité řízení příkonu zátěže .................................................................................................... 15

2.2.3

Spínané řízení příkonu zátěže.................................................................................................. 16

2.2.4

Pulzně-šířková modulace ........................................................................................................... 17

2.2.5

Otázky a úkoly ................................................................................................................................ 17

3

Spínací prvky v měničích .......................................................................................................................... 18 3.1

Obecné vlastnosti spínacího prvku v obvodu výkonové elektroniky ................................ 18

3.1.1

Základní typy spínačů.................................................................................................................. 18

3.1.2

Vlastnosti ideálního spínače ..................................................................................................... 18

3.1.3

Vlastnosti reálného spínače (polovodičový, mechanický) ........................................... 19

3.1.4

Graf funkce spínače ...................................................................................................................... 20

3.1.5

Charakter spínání .......................................................................................................................... 21

3.1.6

Další typy spínání .......................................................................................................................... 22

3.2

Tepelné ztráty a chlazení polovodičových spínačů .................................................................. 24

3.2.1

Popis veličin a intervalů při spínacím procesu ................................................................. 24

3.2.2

Vznik Jouleho tepla v polovodičových prvcích během spínacího procesu ............ 25

3.2.3

Souhrn ztrát na polovodičovém prvku během periody................................................. 25

3.2.4

Reálné ztráty výkonových prvků ............................................................................................ 26 3


3.3

Odvádění ztrátového tepla z prvků - chlazení ............................................................................ 28

3.3.1

Úvod .................................................................................................................................................... 28

3.3.2

Vedení tepla ..................................................................................................................................... 28

3.3.3

Tepelná kapacita............................................................................................................................ 29

3.3.4

Přestup tepla z tělesa do tekutiny .......................................................................................... 29

3.3.5

Přenos tepla prouděním (kondukcí) v tekutině ............................................................... 30

3.3.6

Přenos tepla radiací...................................................................................................................... 31

3.4

Elektrický ekvivalent tepelné bilance obvodu ............................................................................ 32

3.4.2

Hlavní zásady výpočtu parametrů chlazení ....................................................................... 36

3.4.3

Základní prostředky chlazení elektroniky .......................................................................... 37

3.4.4

Elektrická odolnost chladicích systémů .............................................................................. 39

3.4.5

Otázky a úkoly ............................................................................................................................... 40

4

Prvky výkonové elektroniky ................................................................................................................... 41 4.1

Fyzikální rozbor elektrické vodivosti ............................................................................................. 41

4.1.1

Rozdělení látek z hlediska vedení proudu .......................................................................... 41

4.1.2

Vodiče – základní přehled.......................................................................................................... 41

4.1.3

Izolanty – základní přehled ....................................................................................................... 42

4.1.4

Polovodiče ........................................................................................................................................ 42

4.1.5

Polovodiče typu N a P – příměsová vodivost ..................................................................... 44

4.2

Základní struktury polovodičových prvků ................................................................................... 48

4.2.1

Přechod PN ...................................................................................................................................... 48

4.2.2

Přechod kov-polovodič ............................................................................................................... 49

4.2.3

Tranzistorová struktura se dvěma přechody .................................................................... 50

4.2.4

Modulace vodivosti elektrickým polem přes izolační vrstvu ..................................... 51

4.2.5

Struktura typu JFET...................................................................................................................... 51

4.2.6

Zakončení závěrného PN přechodu na povrchu............................................................... 52

4.3

Neřízené polovodičové spínače ........................................................................................................ 54

4.3.1

Výkonová bipolární usměrňovací polovodičová dioda ................................................. 54

4.3.2

Výkonová Shottkyho dioda ....................................................................................................... 59

4.3.3

Střídavé diody ................................................................................................................................. 60

4.3.4

Varistor .............................................................................................................................................. 62

4.4

Řízené polovodičové součástky ........................................................................................................ 63

4.4.1

Bipolární tranzistor (BJT Bipolar Junction Transistor) ................................................. 63

4.4.2

Darlingtonův tranzistor .............................................................................................................. 66 4


4.4.3

Použití bipolárního tranzistoru jako spínacího prvku vy výkonové elektronice 66

4.4.4

Tyristor .............................................................................................................................................. 67

4.4.5

Tyristory s vypínáním řízeným přes řídicí elektrodu .................................................... 73

4.4.6

Tyristor GTO .................................................................................................................................... 74

4.4.7

Tyristor IGCT................................................................................................................................... 76

4.4.8

Triak.................................................................................................................................................... 78

4.4.9

Výkonový tranzistor JFET .......................................................................................................... 80

4.4.10

Výkonový tranzistor MOSFET ............................................................................................. 81

4.4.11

Tranzistor IGBT (Insular Gate Bipolar Tranzistor) .................................................... 87

4.5

Prvky s galvanicky oddělenou řídicí elektrodou........................................................................ 92

4.5.1

Optočlen ............................................................................................................................................ 92

4.5.2

Polovodičový stykač ..................................................................................................................... 93

4.6

Pouzdra výkonových polovodičových prvků .............................................................................. 94

4.7

Pasivní prvky ve výkonové elektronice ......................................................................................... 96

4.7.1

Úvod .................................................................................................................................................... 96

4.7.2

Rezistory ........................................................................................................................................... 96

4.7.3

Kondenzátory.................................................................................................................................. 99

4.7.4

Induktory ....................................................................................................................................... 101

4.7.5

Transformátory........................................................................................................................... 106

4.8

Ochranné polovodičové prvky a obvody .................................................................................... 108

4.8.1

Elektrické přetížení prvku ...................................................................................................... 108

4.8.2

Ochrana proti nadproudu ....................................................................................................... 108

4.8.3

Poznámky ke konstrukci tavných pojistek a jističů ..................................................... 110

4.8.4

Ochrana proti přepětí ............................................................................................................... 111

4.8.5

Přepěťové prvky ......................................................................................................................... 111

4.9

Řazení prvků v obvodech ................................................................................................................. 114

4.9.1

Statické sériové nebo paralelní řazení prvků ................................................................. 114

4.9.2

Dynamické řazení prvků ......................................................................................................... 115

4.9.3

Obvody pro snižování spínacích ztrát ............................................................................... 116

4.9.4

Vypínání tyristoru komutačním obvodem....................................................................... 118

5

Obvody výkonové elektroniky ............................................................................................................ 119 5.1

Výpočty veličin ve výkonové elektronice................................................................................... 119

5.1.1

Periodický průběh napětí a proudu.................................................................................... 119

5.1.2

Elektrický výkon v periodicky napájeném obvodu ...................................................... 120 5


5.1.3 5.2

Náhradní VA charakteristiky spínacích prvků v obvodech....................................... 123

Usměrňovače ......................................................................................................................................... 124

5.2.1

Parametry usměrňovače ......................................................................................................... 125

5.2.2

Jednofázový, jednopulzní usměrňovač.............................................................................. 127

5.2.3

Jednofázový dvoupulzní usměrňovač ................................................................................ 133

5.2.4

Řízené usměrňovače - 1fázový, jednopulzní ................................................................... 135

5.2.5

Řízené jednofázové dvoupulzní usměrňovače ............................................................... 136

5.2.6

Trojfázové usměrňovače – základní zapojení ................................................................ 139

5.2.7

Třífázové šestipulzní můstkové zapojení ......................................................................... 140

5.2.8

Třífázové uzlové šestipulzní zapojení................................................................................ 141

5.2.9

Třífázový šestipulzní usměrňovač s nulovou tlumivkou ........................................... 141

5.2.10 5.3

Násobiče................................................................................................................................................... 143

5.3.1 5.4

Usměrňovače komutované ze sítě s obvodem PFC ................................................. 142

Villardův zdvojovač ................................................................................................................... 143

Střídače .................................................................................................................................................... 145

5.4.1

Střídače – základní přehled .................................................................................................... 145

5.4.2

Jednofázové střídače, základní zapojení ........................................................................... 145

5.4.3

Základní obdélníkové řízení střídače ................................................................................. 149

5.4.4

Řízení střídače pomocí PWM................................................................................................. 150

5.4.5

řízení 1f. střídače šířkou obdélníka .................................................................................... 154

5.4.6

Push-pull střídače s transformátorem .............................................................................. 155

5.4.7

Třífázové střídače....................................................................................................................... 156

5.4.8

3f střídač – zapojení zátěže do hvězdy .............................................................................. 160

5.4.9

Proudové střídače ...................................................................................................................... 163

5.5

Stejnosměrné měniče ......................................................................................................................... 164

5.5.1

Stejnosměrné měniče - charakteristika ............................................................................ 164

5.5.2

Základní nábojové pumpy ...................................................................................................... 164

5.5.3

Stejnosměrné měniče s induktorem................................................................................... 166

5.5.4

Dvojčinný měnič ......................................................................................................................... 175

5.5.5

Regulace výstupního napětí ss. měniče............................................................................. 176

5.5.6

Quasirezonanční DC měniče .................................................................................................. 177

5.6

Střídavé měniče .................................................................................................................................... 178

5.6.1

Rozdělení střídavých měničů ................................................................................................ 178

5.6.2

Fázový regulátor ......................................................................................................................... 178 6


5.6.3

Třífázový fázový regulátor ..................................................................................................... 184

5.6.4

Jednofázové cyklokonvertory ............................................................................................... 185

5.6.5

Cyklokonvertory - třífázové ................................................................................................... 186

5.6.6

Maticový měnič ........................................................................................................................... 187

5.7

Nepřímé měniče kmitočtu ................................................................................................................ 188

5.7.1

Třífázové nepřímé střídavé měniče – řízení asynchronního motoru ................... 188

5.7.2

Napájení výbojek v úsporných žárovkách ....................................................................... 190

6

Napájení měničů........................................................................................................................................ 191 6.1

Napájení ze závislé sítě ...................................................................................................................... 191

6.1.1 6.2

Nezávislé zdroje .......................................................................................................................... 192

Elektromagnetická kompatibilita.................................................................................................. 193

6.2.1

Definice pojmů podle normy ČSN IEC 1000-2-1 ........................................................... 193

6.2.2

Přehled pojmů EMC ................................................................................................................... 194

6.3

Účinky měničů na elektrickou síť.................................................................................................. 194

6.3.1

Způsoby potlačení negativního vlivu měničů na okolí. .............................................. 195

6.3.2

Kompenzace účiníku ................................................................................................................. 195

6.3.3

Metody snížení deformace harmonického průběhu .................................................... 197

7

Výkonová elektronika Úvodní /Základní pojmy

8


1 Úvod Výkonová elektronika je v současnosti velmi rozvíjejícím se oborem. Efektivní řízení toku elektrického výkonu, který se používá k napájení širokého spektra spotřebičů, je velmi důležitý technický směr, který zavádí progresivní metody snižování energetické náročnosti, snižuje nežádoucí fyzikální emise výkonových technických zařízení, rozšiřuje svoji působnost do širokého spektra aplikací. Alespoň orientační znalosti tohoto oboru jsou proto nezbytné pro každého, kdo se zabývá řízením elektrické nebo mechanické energie, může jít o pohonáře, energetiky, elektroniky atd. Tento učební text obsahuje základní přehled výkonové elektroniky, která je vyučována jako jeden z předmětů navazujícího inženýrského oboru Mechatronika na Technické univerzitě v Liberci. Kromě definice základních pojmů popisuje témata týkající se vzniku a chlazení ztrátového tepla, uvádí přehled nejdůležitějších aktivních i pasivních elektronických prvků, zabývá se problémem ochrany proti napěťovému nebo proudovému přetížení. Dále uvádí přehled základních obvodů výkonové elektroniky, včetně vlastností vstupních a výstupních veličin. Nakonec zmiňuje základní pojmy, které se týkají vlivu obvodů výkonové elektroniky na své okolí, včetně příkladů několika obvodů, které nežádoucí vliv měničů redukují. Text vznikl jako doplnění k promítaným prezentacím, které se používají během přednášek, aby učivo tohoto předmětu bylo dostupné a uvedené ve všech souvislostech.

Poděkování: Tento materiál vznikl v rámci projektu ESF CZ.1.07/2.2.00/28.0050 Modernizace didaktických metod a inovace výuky technických předmětů

9


2

Úvodní přehled

2.1 Základní pojmy 2.1.1 Definice oboru Výkonová elektronika je technický obor, který se zabývá přeměnou, řízením a úpravou elektrického výkonu prostřednictvím elektronického zařízení. Přitom přeměna znamená změnu jedné nebo více charakteristických veličin výkonového systému prostřednictvím elektronických spínacích součástek bez značnějšího výkonu.

Zařízení výkonové elektroniky – je provozní jednotkou elektronické výkonové přeměny. Zpracovává elektrický příkon ze vstupu (zdroj elektrického výkon, elektrická síť, akumulátor, ultrakapacitor) na výstup (zátěž), kde má elektrický výkon požadované elektrické parametry. Obsahuje jednu nebo více elektronických spínacích součástek, transformátorů nebo filtrů, zkrácený název měnič.

2.1.2 Popis měniče Základní rozdělení měničů - podle druhu proudu, který se přivádí na vstup a který se přivádí na výstup. výstup

Stejnosměrný proud (DC)

Střídavý proud (AC)

Stejnosměrný proud (DC)

Stejnosměrný měnič

střídač (inverter)

Střídavý proud (AC)

usměrňovač (rectifier)

vstup

(DC converter)

střídavý měnič (AC converter)

Tabulka č. 1. Rozdělení měničů

10


2.1.3 Základní funkce měniče 1.

Přeměna – výkonová část a. usměrňování AC/DC b. inverze (střídání) DC/AC c. přeměna DC/DC, AC/AC

2.

Řídicí funkce a. Na různá místa měniče jsou připojena čidla, řídicí obvod nebo počítač signál zpracovává a upravuje výstupní veličinu - řízení výstupní veličiny metodou zpětné vazby. b. Změna parametrů na základě požadavku obsluhy c. Nouzové řídicí funkce v případě že dojde k vybočení některých parametrů mimo stanovené meze

3.

Úprava a.

zajištění elektromagnetické kompatibility

b.

jištění proti přepětí nebo nadproudu

Řízené – neřízené měniče 



neřízené o Parametry výstupu jsou určeny parametry zdroje (napětí, proud, frekvence, tvar, výstupní impedance…), dále topologií měniče o Jednoduchá topologie řízené o Obsahují řízené prvky, které řídí parametry na výstupu, regulují se zpětnou vazbou nebo podle předem připraveného programu. o složitější topologie, řídicí elektronické obvody,

11


2.1.4 Měnič v elektrickém obvodu

Obrázek č. 1. Blokové schéma řízeného měniče Zdroj napájení - elektrická síť (rozvodná, místní), nezávislý zdroj (alternátor, fotovoltaický zdroj, chemický zdroj) Výkonový obvod (elektronický výkonový měnič) obsahuje výkonové a budící prvky, obvod upravuje velikost a průběh napájecího napětí a proudu na požadovanou hodnotu na výstupu. Zátěž - spotřebič, příp. další elektrická síť. Odebírá elektrický výkon z měniče a mění jej v jiné druhy energie. Obecně se může také stát i zdrojem energie, a to v případě, že je ze zdroje střídavého napětí schopna odebírat jalový výkon, nebo pracuje reciprocitně – mění elektrický výkon na mechanický a zároveň obráceně. Řídicí obvod - podle požadované výstupní veličiny a podle aktuálního stavu vstupní veličiny a veličiny na zátěži generuje řídicí signál pro výkonový obvod. Komutace je přechod proudu v měniči z jedné na jinou větev spojenou v jeden společný uzel, aniž by byl na výstupu z uzlu přerušen tok proudu. Po omezený čas mohou být vodivé obě větve, na kterých komutace probíhá. U jednopulzního jednofázového usměrňovače, pokud je použit jediný elektronický prvek (dioda) ke komutaci (k přechodu na jinou větev) nedochází a dioda proud jen přeruší. V tomto případě se tento jev nazývá přerušování. Vnější vedení komutace - komutace způsobená změnou napětí mimo větve, kde ke komutaci dochází. Příkladem vnější vedení komutace je síťová komutace u usměrňovačů, na diodě se změní polarita napětí a dioda přejde z propustného do závěrného stavu a jiná dioda přejde do vodivého stavu - vodivou se stane jiná větev. Vlastní vedení komutace - komutace je způsobená vlastním zapínáním a rozpínáním řídicích prvků měniče. Proud ve větvi je přerušen polovodičovým prvkem, např. tranzistorem. Rekuperace je schopnost měniče řídit tok energie ze zátěže zpět do zdroje. Přitom zdroj musí být schopen energii přijmout. Rekuperace se provádí s cílem uspořit energii, která vzniká na výkonových zátěžích při některých režimech provozu. Pokud není možné rekuperaci provést, musí se měnit přebytečná energie (elektricky poháněných dopravních prostředků při zpomalování nebo jízdě z kopce elektrický motor přechází do generátorového režimu) na teplo v připojeném rezistoru.

12


2.1.5 Kvadranty funkce měniče Kvadranty funkce měniče vychází z definice směru proudu a napětí na výstupu z měniče

Obrázek 2 Orientace napětí a proudu na výstupu z měniče Rozlišují se následující typy měničů, poloha pracovního bodu je vyznačena šedou oblastí na přiložené výstupní voltampérové charakteristice. jednokvadrantový - lineární měniče, základní stejnosměrné měniče, neřízené usměrňovače

a)

b)

Obrázek 3: a) Poloha pracovního bodu u jednokvadrantových měničů, b) příklad jednokvadrantového měniče dvoukvadrantový - zátěžový bez změny polarity výstupního napětí – ss pohon, který při brzdění může vracet energii zpět do zátěže.

a)

b)

Obrázek 4: Dvoukvadrantový měnič, který je pro zátěž stejnosměrným zdrojem napětí, s možností obousměrného toku proudu. a) funkční kvadranty výstupní VA charakteristiky, b) příklad topologie spínačů pro napěťový dvoukvadrantový měnič

13


a)

b)

Obrázek 5: Dvoukvadrantový měnič, který je pro zátěž stejnosměrným zdrojem proudu, s možností obousměrného směru napětí, umožňuje odvod jalového výkonu ze zátěže do zdroje. a) funkční kvadranty výstupní VA charakteristiky b) příklad topologie spínačů pro napěťový dvoukvadrantový měnič čtyřkvadrantový - na zátěž napětí v obou směrech, oběma směry teče i proud., universální měnič (nejsložitější) . Příklad – H- můstek

a)

b)

Obrázek 6: Čtyřkvadrantový měnič, a) možná poloha pracovního bodu ve všech čtyřech kvadranech výstupní voltampérové charakteristiky. b) Příklad elektrického schématu čtyřkvadrantového měniče.

2.1.6 Otázky a úkoly 1) 2) 3) 4) 5) 6)

Co je výkonová elektronika? Co je zařízení výkonové elektroniky? Uveďte rozdělení měničů podle charakteru vstupních a výstupních veličin? Co je to komutace? Vlastní a vnější vedení komutace? Uveďte rozdíly mezi jedno – dvou – čtyř kvadrantovým měničem

14

Výkonová elektronika Úvodní /Řízení výkonu v měniči Řízení výkonu v měniči

2.2 Řízení výkonu v měniči 2.2.1 Tok energie v měniči Energetická účinnost měniče – měnič přenáší energii ze vstupu na výstup, nelze dosáhnout 100% účinnosti přenosu, dochází ke ztrátám, které opouštějí měnič ve formě tepla.

a)

b)

Obrázek 7:, a) vyznačení vstupního napětí a proudu, a výstupního napětí a proudu, b) tok výkonu v měniči Přenesená energie se popisuje pomocí základních elektrických veličin, tedy napětí a proudu. Pro příkon měniče platí: 𝑃𝑖𝑛 = 𝑈𝑠 𝐼𝑠 , pro výstupní výkon: 𝑃𝑜𝑢𝑡 = 𝑈𝐿 𝐼𝐿 . Energetická účinnost měniče je potom: 𝜂 =

𝑃𝑜𝑢𝑡 , 𝑃𝑖𝑛

uvolněný ztrátový výkon je potom

𝑃𝑍 = 𝑃𝑖𝑛 − 𝑃𝑜𝑢𝑡

2.2.2 Spojité řízení příkonu zátěže Výstupní napětí se snižuje předřazení sériové impedance, napájecí napětí se rozdělí na zařazenou impedanci a zátěž. Tato regulace je tedy možná, pokud výstupní napětí na měniči má být nižší, než napětí napájecí. Závislost na odporu nebo indukovaném napětí zátěže. Pro stejnosměrný obvod: 𝑈𝐿 = 𝑈𝑆 − 𝑈𝑅 𝑃𝑅 = 𝐼𝐿 𝑈𝑅 Jako předřadný prvek se používá pevný rezistor, v případě požadavku na řízení reostat (přepínatelné odpory) nebo tranzistor. V tomto případě vzniká na měniči ztrátový tepelný výkon odpovídající procházejícímu proudu a úbytku napětí. Jeho velikost je ve stejném řádu s příkonem zátěže, proto u větších výkonů konstrukce obtížná a provoz neekonomický. Pro střídavý obvod (pro zjednodušení harmonický průběh proudu a napětí) je nutný popis pomocí fázorů: ̂𝑆 = 𝐔 ̂𝑅 + 𝐔 ̂𝑍 𝐔 U střídavých obvodů je možné vedle rezistoru předřadit tlumivku nebo kondenzátor. U střídavých obvodů se může výkon měnit spojitě změnou indukčnosti tlumivky nebo v případě předřazených kondenzátorů skokově přepínáním. V případě regulace tak dochází k odběru jalového výkonu. Další možností řízení výstupního napětí je použití autotransformátoru nebo indukčního 15

Výkonová elektronika Úvodní /Řízení výkonu v měniči Řízení výkonu v měniči regulátoru. Nevýhodou je nákladnost a rozměry zařízení, a pomalé řízení. Je obtížné řídit ve zpětné vazbě.

a)

b)

Obrázek 8: Bilance energie v lineárním měniči řízeném změnou odporu 𝑅𝑅 předřazeného sériového rezistoru: a) schéma, b) závislost výstupních veličin na velikosti regulačního rezistoru 𝑅𝑅 : 𝑈𝑍 – výstupní napětí, 𝐼𝑍 – výstupní proud, 𝑃𝑍 – poměrný průběh výstupní

2.2.3 Spínané řízení příkonu zátěže Principem nejjednoduššího řízení příkonu zátěže je periodické připínání zátěže spínacím prvkem. Na zátěž je podle aktuálního stavu spínače přivedeno plné napětí zdroje nebo, nebo je napětí odpojeno. Na ideálním spínači nevzniká při průchodu proudu úbytek napětí, proto na něm nevzniká žádné ztrátové teplo. Pro řadu řízených aplikací je tento způsob řízení příkonu zátěže vhodný, pro jeho řízení se používá dvoustavová regulace. Strmé skoky přiváděného výkonu mohou mít nepříznivý vliv na zátěž nebo na zdroj. Hlavním problémem je rušení a v případě sériové indukčnosti dochází k napěťovým pulzům na spínači. Proto samotný spínač nelze vesměs realizovat polovodičovým prvkem, na mechanických spínačích vzniká elektrický oblouk a zkracuje se tak jejich živostnost.

a)

b)

Obrázek 9: a) Základní schéma spínané zátěže, b)časový průběh veličin na zátěži. 16

Výkonová elektronika Úvodní /Řízení výkonu v měniči Řízení výkonu v měniči Jednou z možností potlačení tohoto jevu je doplnění zátěže o nulovou diodu a tlumivku.

a)

b)

Obrázek 10: a) Základní schéma spínané zátěže s filtrací a nulovou diodou. b) časový průběh veličin na zátěži.

2.2.4 Pulzně-šířková modulace Pulzně-šířková modulace (Pulse-Width Modulation, PWM) je nejdůležitějším režimem spínání ve spínaných měničích. Spínání probíhá v řadě obdélníkových pulzů konstantní frekvence 𝑓 s periodou 𝑇, výsledné střední napětí se mění podle šířky pulzu 𝑡1 . Pro popis PWM se dále zavádí střída 𝐷., 𝐷 = 𝑡1 /𝑇

Obrázek 11:

Časový průběh signálů modulovaného pulsně-šířkovou modulací.

Velikost střední hodnoty napětí 𝑈𝑎𝑣 (odpovídá stejnosměrné složce 𝑈0 ), na výstupu je střední napětí 𝑈𝑎𝑣 = 𝑈0 = 𝐷 ⋅ 𝑈𝑚 , roste tedy lineárně se střídou. Pokud je zátěž lineární, příkon se se střídou mění kvadraticky.

2.2.5 Otázky a úkoly 1) Uveďte vzorec pro účinnost měniče. 2) Uveďte rozdíl mezi spojitým a spínaným řízením příkonu zátěže. 3) Co je pulzně-šířková modulace?

17

Výkonová elektronika Spínací prvky v měničích/Obecné vlastnosti spínacího prvku v obvodu výkonové elektroniky

3 Spínací prvky v měničích 3.1 Obecné vlastnosti spínacího prvku v obvodu výkonové elektroniky 3.1.1 Základní typy spínačů Mechanický spínač - ruční spínač, relé, stykač. Výhodou je proudová a napěťová přetížitelnost, případná opravitelnost, nízký úbytek napětí při proudu (nízké propustné ztráty), optická kontrola sepnutí. Nevýhody – pomalý (10-1…10-3 s), nízké množství spínacích cyklů během životnosti (104obtížné elektronické ovládání, vyšší riziko poruch

107),

Polovodičový spínač - tranzistor, tyristor, dioda výhodou je jeho rychlost (10-3…10-7 s), vysoké množství cyklů během živostnosti >109 cyklů, nebo prakticky neomezené, výhradně elektronické ovládání, nižší cena (obdobné parametry – proud, napětí) Nevýhodou je malá odolnost vůči přetížení, snadno se při něm zničí a nejde opravit, úbytek napětí v propustném směru (tepelné ztráty), není symetrický (nespíná napětí a proud symetricky)

3.1.2 Vlastnosti ideálního spínače stav vypnuto (závěrný stav,stav vysoké impedance) 

neomezená napěťová odolnost (velikost, polarita)



nulový svodový proud (bez závěrných ztrát) stav zapnuto (propustný stav, stav nízké impedance)



proud bez omezení (velikost polarita)



nulový sériový odpor (úbytek napětí, ztráty proces spínání, vypínání



bez doby zpoždění

 okamžitě po sepnutí má všechny parametry (neomezený proud, neomezené napětí, nulový svod, nulový úbytek napětí)

18


3.1.3 Vlastnosti reálného spínače (polovodičový, mechanický) stav vypnuto (závěrný nebo blokovací stav)  omezené blokovací nebo závěrné napětí, mění se s vnějšími podmínkami (teplota), časová degradace (stárnutí), mez maximálního povoleného napětí se snižuje  svodový proud – protéká zbytkový proud. Jeho velikost je závislá na teplotě, různá kus od kusu 

polarita – samotný polovodičový spínač běžně blokuje jen v jednom směru. stav zapnuto (propustný stav)

 omezený proud při sepnutí (v souvislosti s úbytkem, výkonovými ztrátami a omezenou teplotou, v souvislosti s konstrukcí – omezení shora i zdola)  úbytek napětí (vznik výkonových ztrát, omezení při konstrukci nízkovoltových výkonových obvodů) 

polarita – polovodičový spínač obvykle vede jen v jednom směru proces spínání vypínání



časové zpoždění zahájení procesu zapnutí a vypnutí vůči řídicímu signálu.

 mechanický spínač spíná řádově v desítkách ms až sekundách po přivedení řídicího signálu, stejně je to i s odpínáním 

polovodičový spínač spíná řádově v stovkách µs (GTO tyristory s řídicí jednotkou



přechod do zapnutého nebo vypnutého stavu trvá určitý čas

 po dokončení sepnutí nebo vypnutí trvá jistou dobu, než spínač dosáhne optimálních parametrů (nízký úbytek napětí, plné blokovací napětí, odolnost vůči opětovnému sepnutí nebo vypnutí)

19


3.1.4 Graf funkce spínače Záznam průběhu napětí a proudu na spínači je možné provést dvěma způsoby: časový průběh - funkce napětí a proudu v časové oblasti

a)

b)

Obrázek 12: a) Časový průběh napětí a proudu během vypínacího procesu na polovodičovém spínači. b) Trajektorie napětí a proudu na voltampérové charakteristice spínače Zobrazení průběhu zapnutí a vypnutí do výstupní voltampérové charakteristiky spínače. výstupní voltampérová charakteristika - vodorovná osa – napětí, svislá osa – proud, zobrazení pracovního bodu, SOA, mezní výkon, trajektorie spínání Během spínání se předpokládá při závěrném stavu přiložené napětí 𝑈𝐷 a při propustném stavu protékající proud 𝐼𝐷 . Při spínání předpokládáme nárůst propustného od nuly (nebo velikosti proudu při vypnutém stavu) dokud se nedosáhne ustálené hodnoty. Nekonečně rychlý nárůst proudu se nepoužívá z důvodu přítomnosti parazitních indukčností sériově se spínačem v příslušné větvi obvodu. Ze stejného důvodu je vyloučen nekonečně strmý pokles proudu. Dále při vypínání je z důvodu parazitní kapacity vyloučen absolutně strmý nárůst nebo pokles napětí. Podle vzájemné polohy vzestupné a sestupné hrany napětí a proudu se definuje charakter spínání.

20


3.1.5 Charakter spínání 3.1.5.1 Měkké spínání (soft switching) Při sepnutí – proud se zvyšuje až po poklesu blokovacího napětí na minimální hodnotu. Při vypnutí – napětí roste až po poklesu proudu na minimum. Výhody – malé spínací ztráty, malé rušení. Nevýhody – složitá topologie, omezené možnosti řízení.

Obrázek 13: pínání (vpravo)

Časový průběh napětí a proudu při měkkém zapínání (vlevo) a měkkém vy-

3.1.5.2 Tvrdé spínání (hard switching) Při sepnutí – napětí se začne klesat až tehdy, kdy sepnutý proud stoupne na maximum. Při vypnutí - proud začně klesat až tehdy, kdy napětí stoupne na napětí zdroje. Výhody – jednoduchý obvod, obvykle odpovídá základnímu zapojení měničů. Nevýhody – velké spínací ztráty, nároky na spínací prvek, velké rušení

Obrázek 14: Časový průběh napětí a proudu při tvrdém zapínání (vlevo) a měkkém vypínání (vpravo)

21


Obrázek 15: Trajektorie napětí a proudu na výstupní voltampérové charakteristice při tvrdém spínání na výstupní voltampérové charakteristice spínače.

3.1.6 Další typy spínání Vedle základních časových průběhů napětí a proudu na polovodičových spínačích objevují další časové průběhy, které vycházejí z dalších typů topologií měničů, nebo jsou charakteristické pro neřízené nebo částečně řízené spínače.

3.1.6.1 Rezonanční vnější rezonanční obvod zajistí měkký charakter spínání

Obrázek 16: Trajektorie napětí a proudu na výstupní voltampérové charakteristice při rezonančním zapínání (vlevo) a rezonančním vypínání (vpravo).

22


3.1.6.2 S komutačním obvodem Vnější obvod zpozdí růst napětí po vypnutí - tyristorové stejnosměrné měniče. Vzhledem k ovládané zátěži může celý systém s komutačním obvodem mít průběh veličin s tvrdým charakterem spínání.

Obrázek 17: Trajektorie napětí a proudu na výstupní voltampérové charakteristice při zapínání (vlevo, nepoužívá se) a vypínání (vpravo) pomocí komutačního obvodu.

3.1.6.3 S vnější (nebo s přirozenou) komutací Sepnutí nebo vypnutí spínače způsobí změna polarity napětí nebo směr proudu, přivedený z vnějšího zdroje napájení nebo z okolního obvodu – dioda, tyristor, triak…

Obrázek 18: Typické časové průběhy na spínacích prvcích při komutaci řízené z vnější sítě. Vlevo je zapínání, vpravo vypínání. Příkladem jsou neřízené usměrňovače.

3.1.7 Otázky a úkoly 1) Jaký je rozdíl parametrů spínání mezi ideálním, mechanickým a polovodičovým spínačem 2) Uveďte základní typy spínání prvků a čím se vyznačují 3) Nakreslete průběh měkkého a tvrdého spínání v časovém průběhu a jako trajektorii na voltampérové charakteristice.

23

Výkonová elektronika Spínací prvky v měničích/Odvádění ztrátového tepla z prvků - chlazeníTepelné ztráty a chlazení polovodičových spínačů

3.2 Tepelné ztráty a chlazení polovodičových spínačů 3.2.1 Popis veličin a intervalů při spínacím procesu

Obrázek 19: Perioda spínání řízeného spínače, časový průběh řídicího signálu a průběhu napětí a proudu na spínači Parametr

název

popis

𝑈𝐷 , 𝑈𝑅

blokovací napětí

napětí na prvku v závěrném stavu

𝐼𝐷 , 𝐼𝑅

svodový proud

proud prvkem v závěrném stavu (při 𝑈𝐷 , 𝑈𝑅 )

𝐼𝐹 , 𝐼𝑇

propustný proud

proud prvkem v propustném stavu

𝑈𝐹 , 𝑈𝑇 , 𝑈𝐷 𝑂𝑁 úbytek prop. napětí 𝑡1 , 𝑡2

doba zapnutí, vypnutí

𝑇, 𝑓

perioda, frekvence

𝑡𝑑 ,

doba zpoždění

𝑡𝑟

doba nárůstu

𝑡𝑜𝑛

doba zapnutí

𝑡𝑠

doba přesahu

𝑡𝑓

doba poklesu

𝑡𝑜𝑓𝑓

doba vypnutí

napětí na prvku při sepnutí (při 𝐼𝐹 , 𝐼𝑇 )

perioda a frekvence spínání, 𝑡1 + 𝑡2 = 𝑇

𝑡𝑑 + 𝑡𝑟 = 𝑡𝑜𝑛

𝑡𝑠 + 𝑡𝑓 = 𝑡𝑜𝑓𝑓

Tabulka č. 2. Přehled parametrů na polovodičovém prvku

24


3.2.2 Vznik Jouleho tepla v polovodičových prvcích během spínacího procesu Ztrátové (Jouleho) teplo v prvku vzniká průchodem elektrického proudu 𝑖𝐷 prvkem za současného vzniku úbytku napětí 𝑢𝐷 na hlavních proudových svorkách prvku (mezi anodou a katodou u diod a tyristorů, kolektorem a emitorem u bipolárních tranzistorů nebo drainem a sourcem u unipolárních tranzistorů) a tokem proudu 𝑖𝐺 do řídicí elektrody a napětí mezi řídicí a společnou svorkou 𝑢𝐺 (mezi řídicí elektrodou a katodou u tyristorů, bází a emitorem u bipolárních tranzistorů, gate a sourcem u unipolárních tranzistorů atd.)

Obrázek 20: Označení řídicích a hlavních veličin při výpočtech ztrátového výkonu Okamžitý ztrátový tepelný výkon - 𝑝𝑍 = 𝑢𝐷 ⋅ 𝑖𝐷 + 𝑢𝐺 ⋅ 𝑖𝐺 Prvek nejčastěji pracuje v periodickém režimu, střední ztrátový tepelný výkon: 𝑃𝑍𝑎𝑣 =

1 𝑇 ∫ (𝑢 ⋅ 𝑖 + 𝑢𝐺 ⋅ 𝑖𝐺 )d𝑡 𝑇 0 𝐷 𝐷

kde 𝑇 je perioda spínání (čas mezi dvěma zapnutími, nebo vypnutími)

3.2.3 Souhrn ztrát na polovodičovém prvku během periody Ztráty na hlavním obvodu jsou dominantní v rámci celkových ztrát, proto následující rozbor se bude týkat ztrát na hlavním obvodu: Pro periodické spínání s frekvencí 𝑓: 𝑡

Propustné ztráty (v celkových ztrátách obvykle dominantní) : 𝑊1 = ∫0 1 𝑢𝐹 𝑖𝐹 d𝑡 = 𝑈𝐹 𝐼𝐹 𝑡1 Závěrné ztráty:

𝑡

𝑊1 = ∫0 2 𝑢𝐷 𝑖𝐷 d𝑡 = 𝑈𝐷 𝐼𝐷 𝑡2

Ztráty spínací, pro induktivní zátěž s připojenou nulovou diodou. (Tvrdé spínání, pokles napětí až po dosažení plného proudu při sepnutí, nebo pokles proudu až po dosažení plného napětí při vypnutí) 𝑡

zapínací ztráty 𝑊𝑜𝑛 = ∫0 𝑟 𝑢𝑑 𝑖𝑑 d𝑡 = 𝑡

vypínací ztráty 𝑊𝑜𝑓𝑓 = ∫0 𝑓 𝑢𝑑 𝑖𝐷 d𝑡 =

𝑈𝐷 𝐼𝐹 𝑡𝑟 2 𝑈𝐷 𝐼𝐹 𝑡𝑓 2

Ztráty spínací, pro čistě odporovou zátěž (současný pokles napětí při růstu proudu při zapnutí, atd.) zapínací ztráty 𝑊𝑜𝑛 =

𝑈𝑑 ⋅𝐼𝐹 ⋅𝑡𝑟 6 𝑈𝑑 ⋅𝐼𝐹 ⋅𝑡𝑓

vypínací ztráty 𝑊𝑜𝑓𝑓 =

6

25

Výkonová elektronika Spínací prvky v měničích/Odvádění ztrátového tepla z prvků - chlazeníTepelné ztráty a chlazení polovodičových spínačů Lavinové ztráty (pro prvky, které mohou v tomto režimu pracovat) 𝑡𝑎𝑣

𝑊𝑎𝑣𝑎𝑙 = 𝑈𝐷𝑏𝑟 ∫

𝑖𝑎𝑣𝑎𝑙 𝑑𝑡

0

Střední ztrátový výkon na polovodičovém spínači je potom: 𝑃𝑍𝑎𝑣 = (𝑊1 + 𝑊2 + 𝑊𝑜𝑛 + 𝑊𝑜𝑓𝑓 + 𝑊𝑎𝑣𝑎𝑙 ) ⋅ 𝑓

Obrázek 21: Časový průběh ztrátového výkonu na spínacím prvku

3.2.4 Reálné ztráty výkonových prvků V reálném zařízení jsou nejvýznamnější ztráty v propustném stavu, spínací a lavinové ztráty by neměli při plném výkonu dosáhnout 10%, na základě toho se volí součástky a nejvyšší spínací frekvenceUrčení propustných ztrát u reálných prvků Propustné ztráty tvoří kolem 90% ztrát, proto se ostatní ztráty většinou zanedbávají. Pro běžné prvky se ztrátový výkon pro periodický průběh určuje z katalogových náhradních parametrů pro výstupní voltampérovou daného prvku v sepnutém stavu. Výpočet ztrát pro sepnutý stav tranzistoru MOSFET: má- lineární voltampérovou charakteristiku, do vzorce se dosazuje odpor kanálu 𝑅𝐷𝑜𝑛 pro maximální povolenou teplotu: 2 𝑊𝑜𝑛 = 𝑅𝐷𝑜𝑛 (𝑇𝐽𝑚𝑎𝑥 ) ⋅ 𝐼𝐷𝑚 ⋅ 𝑡1

Ostatní prvky jsou nelineární, používá se proto linearizovaná náhrada prahovým napětí 𝑈𝑡0 a diferenciálním odporem 𝑟𝑇 , které se odvozují z výstupní voltampérové charakteristiky při nej26

Výkonová elektronika Spínací prvky v měničích/Odvádění ztrátového tepla z prvků - chlazeníTepelné ztráty a chlazení polovodičových spínačů vyšší povolené teplotě přechodu. Tyto parametry bývají uvedeny v katalogových listech nebo je možné je určit z mezní výstupní voltampérové charakteristiky z katalogového listu, nebo je možné ji změřit. Jde především o - diody, BJT tyristory, IGBT 2 𝑊𝑜𝑛 = (𝑟𝑇 ⋅ 𝐼𝐷𝑚 + 𝑈𝑡0 ⋅ 𝐼𝐷𝑚 ) ⋅ 𝑡1

grafy v technických specifikacích diod a tyristorů, pro konkrétní střední proud (ss složka)

Obrázek 22: Závislost ztrátového výkonu na středním proudu prvkem pro různý průběh periodického proudu uváděný v katalogových listech výkonových polovodičových prvků.

Obrázek 23: Závislost maximální povolené teploty pouzdra na středním proudu prvkem pro různý průběh periodického proudu uváděný v kalalogových listech výkonových polovodičových prvků.

3.2.5 Otázky a úkoly 1) Jak se rozdělují ztráty na polovodičovém spínači 2) Uveďte způsob výpočtu propustných ztrát na tranzistoru MOSFET a na diodě

27


3.3 Odvádění ztrátového tepla z prvků - chlazení 3.3.1 Úvod Nejvyšší povolená teplota čipu (přechodu) polovodičového spínače při provozu se uvádí jako parametr 𝑇𝐽𝑚𝑎𝑥 . max. teplota křemíkového polovodičového čipu omezená – tyristory (125-140°C), diody (160°C – 190 °C), tranzistory (140 – 200 °C), při překročení, růst závěrného proudu – zničení prvku (napěťový průraz), zkrácení životnosti (degradace materiálu). Proto se věnuje pozornost odvádění tepla z prvku. Pokud nestačí běžná montáž prvku, aby bylo generované teplo odvedeno, provádějí se další opatření. Jde o to zajistit teplotu součástky pod 𝑇𝐽𝑚𝑎𝑥 chlazením. chlazení – podle fyzikálních možností, odvod tepla do chladnějšího prostředí metody odvodu tepla – fyzikální principy: vedení (kondukce), proudění (konvekce), záření (radiace)

3.3.2 Vedení tepla Použití jednorozměrného případu: tyč konstantního průřezu S, délky l, tepelný tok P0, tepelná vodivost materiálu λ

Obrázek 24: Jednorozměrný příklad vedení tepla s vyznačenými fyzikálními parametry a tokem výkonu Na plátku o tloušťce 𝑑𝑥 vzniká teplotní spád: 𝑃0 = −𝜆 ⋅ 𝑆

𝑑𝜗 𝑑𝑥

𝑃0 𝑑𝑥 𝜆⋅𝑆 Pro celou tyč platí (po integraci), zavedení pojmu tepelný odpor Rth (K/W) 𝑙 Δ𝜗 = 𝜗1 − 𝜗2 = 𝑃 = 𝑅𝑡ℎ ⋅ 𝑃0 𝜆⋅𝑆 0 𝜗1 = 𝑅𝑡ℎ1 ⋅ 𝑃0 + 𝜗2 𝑙 𝑅𝑡ℎ1 = 𝜆⋅𝑆 𝑑𝜗 = −

28


3.3.3 Tepelná kapacita Prvek (čip, základna polovodičového prvku, část chladiče, kompaktní část konstrukce obvodu o objemu V a tepelné kapacitě cV)

Obrázek 25: Tepelná kapacita části tepelného systémus vyznačenými parametry a přivedenou, odvedenou a vzniklou tepelnou energií Za čas T do prvku přiteče celková tepelná energie (vznik Jouleovým teplem WJ a přívedením tepla z teplejšího prostředí W1 ) a odteče energie W2 (chlazení). 𝑇

𝑊𝐽 = ∫ 𝑝𝑍 𝑑𝑡 0

Změna teploty z počáteční 1 na 2 - v ýpočet oteplení 𝑊1 + 𝑊𝐽 − 𝑊2 𝜗2 = + 𝜗1 𝑐𝑉 ⋅ 𝑉 celková energie: 𝑊 = 𝑐𝑉 ⋅ 𝑉 ⋅ Δ𝜗 při Δ𝜗 = 𝜗2 − 𝜗1

3.3.4 Přestup tepla z tělesa do tekutiny Jde o tok tepla z pevné části (chladič) do chladnější tekutiny. Tekutina v tomto případě může být okolní vzduch pro převážnou většinu aplikací, případně se u speciálních aplikací chladí vhodným plynem (dusík, vodík nebo helium) nebo se teplo předává do chladicí kapaliny (voda, nemrznoucí směs, atd.). Tento přestup je nelineární (tok tepla není přímo úměrný rozdílu teplot mezi chladičem a tekutinou) a závisí také na způsobu proudění kapaliny (turbulentní – laminární)

29


Obrázek 26: Schéma přestupu tepla z tuhého předmětu (chladiče) do okolního plynu (vzuchu) Přestup tepla z chladiče do tekutiny je možné obecně popsat vzorcem (vzduch, plyn, chladící kapalina) 𝑃0 = ℎ(𝜗) ⋅ 𝑆 ⋅ (𝜗1 − 𝜗2 ) kde ℎ(𝑡) je funkce plochy, rychlosti, 𝑆 – plocha, rozdíl teplot 𝜗1 − 𝜗2 . Pro odhad se dále uvádí empirický vzorec pro přenos tepla laminární proudění: 𝑣 𝑃0 = 3,9√ 𝑆(𝜗2 − 𝜗1 ) 𝑙 turbulentní proudění: 5 𝑣4 𝑃0 = 6,0 √ 𝑆(𝜗1 − 𝜗2 ) 𝑙

3.3.5 Přenos tepla prouděním (kondukcí) v tekutině Základní princip je následující: Teplo se z chladiče předává do tekutiny (kapalina, plyn), zvýší se její teplota, tekutina proudí a odvádí teplo, účinnost chlazení závisí na objemu průtoku tekutiny, tepelná kapacita tekutiny, objemová rychlost proudění média (nutné dimenzovat). Tok tekutiny může být přirozený (ohřívání způsobí pohyb vzduchu nebo kapaliny, teplejší je lehčí, stoupá, uvolňuje místo chladnějšímu vzduchu) nebo nucený pohyb řízený u kapalin čerpadlem, nebo u vzduchu ventilátorem. Nucený pohyb umožňuje větší odvod tepla. praktické problémy rozsah teplot v případě kapaliny (nesmí zamrznout ani se rozkládat při vyšší teplotě, viskozita) – jako kapalina se používá demineralizovaná voda, ethylen-glykol (nemrznoucí směs). Elektrická vodivost kapaliny je nežádoucí, kromě případného zkratu hrozí elektrolytická koroze chladiče při chlazením obou napájecích pólů jedním chladícím okruhem. Kromě použití demineralizovné vody se okruh doplňuje o ionex, který z vody odebírá ionty a snižuje vodivost chladicí kapaliny.

30


3.3.6 Přenos tepla radiací Radiace je třetí možností, jak odvést teplo z chladiče do okolí. Každé těleso s teplotou vyšší, než je teplota absolutní nuly vyzařuje elektromagnetické záření (Planckův vyzařovací zákon). Velikost tepelného toku závisí na absolutní teplotě tělesa, a jeho velikost popisuje rovnice: 𝑃𝑟𝑎𝑑 = 𝜎 ⋅ 𝜀 ⋅ 𝑆 ⋅ (𝑇14 − 𝑇24 ) kde 𝜀 = 0 … 1 je emisivita, teplota se udává v kelvinech 𝑇1 = 𝜗1 + 273,16, 𝑆 je plocha povrchu zářícího tělesa a 𝜎 = 5,67 ⋅ 10−8 W/m2 K 4 je Stefan-Boltzmannova konstanta. Tělesa s největší emisivitou mají povrch černý, proto je výhodné načernit povrchy chladičů i skříní zařízení s výkonovou elektronikou (černá plocha má emisivitu blízkou 1).

a)

b)

Obrázek 27: a) zářivý tepelný tok 𝑃𝑅 při absolutní teplotě tělesa 𝑇1 a teplotě okolí 𝑇2 b) Závislost vyzářeného tepla z plochy o velikosti 100x100 mm na její teplotě (aplikace Planckova zákona). Emisivita 0,2 odpovídá leštěnému hliníku, emisivita 0,95 odpovídá černěnému povrchu.

3.3.7 Otázky a úkoly 1) Jakým způsobem se šíří teplo v prostředí

31

Výkonová elektronika Spínací prvky v měničích/Základní struktury polovodičových prvků

3.4 Elektrický ekvivalent tepelné bilance obvodu Veličiny související s tokem tepla se mohou nahradit veličinami, které se používají v elektrických obvodech. Pro popis tepelného schématu obvodu se může vytvořit schéma náhradního elektrického obvodu. Tento obvod je pak možné řešit pomocí obvodových rovnic, v jednodušších případech ručně, ve složitějších případech se používají obvodové simulátory. Výsledkem j napětí, které ekvivalentně odpovídá rozdílu teplot v určitém místě obvodu nebo elektrický proud, který je ekvivalentem tepelného toku. Elektrická ekvivalence umožňuje zahrnout i nelinearity. Hlavním problémem této náhrady je, že jde vždy o zjednodušení komplikovaného trojrozměrného systému, horší jistota při určování parametrů obvodu (tepelný odpor tělesa nejde určit s takovou přesnosti, jako elektrický odpor vodiče. Při uvažování těchto omezení je elektrická náhrada dostatečným prostředkem k nalezení požadovaných tepelných vlastností.

3.4.1.1 Příklady použití ekvivalentních veličin Vzorec pro tepelný odpor, tepelný tok a teplotu se nahrazuje Ohmovým zákonem: 𝜑2 − 𝜑1 = 𝑅 ⋅ 𝐼 ⟹ 𝜑2 = 𝑅 ⋅ 𝐼 + 𝜑1 𝜗2 = 𝑅𝑡ℎ12 ⋅ 𝑃0 + 𝜗1 Rovnice 1 𝑇 1 1 𝑇 𝜗2 = ∫ 𝑝 d𝑡 + 𝜗1 ⟹ 𝑈2 = ∫ 𝑖 d𝑡 + 𝑈1 𝑐𝑉 ⋅ 𝑉 0 0 𝐶 0

Vzorec pro oteplení prvku s tepelnou objemovou kapacitou 𝑐𝑉 , objemem 𝑉, generovaným teplem a teplotou se nahrazuje vzorcem pro dynamickou definici kapacity. Přehled ekvivalentních veličin je uveden v tabulce: Elektrická veličina

Tepelná veličina

elektrický proud 𝐼

A

tok výkonu 𝑃𝑍

W

elektrický potenciál 𝜑, problém vztažného bodu

V

teplota 𝑇

°C, K

elektrické napětí 𝑈

V

rozdíl teplot mezi místy 𝜗1 − 𝜗2

°C, K

elektrický odpor 𝑅

Ω

tepelný odpor 𝑅𝑡ℎ

W/K

kapacita 𝐶

F

tepelná objemová kapacita 𝐶𝑉 = 𝑐𝑉 ⋅ 𝑉

J/K

měrná el. vodivost 𝜎

S/m

měrná tepelná vodivost 𝜆

J/Kms

elektrický náboj 𝑄

C

energie 𝑊

J

Tabulka č. 3. Ekvivalentní veličiny elektrický – tepelný obvod

32


3.4.1.2 Stacionární případ chlazení prvku Převod na jednorozměrný případ, ustálený stav, použití elektrického ekvivalentu :

a)

b)

Obrázek 28: Ekvivalentní elektrické schéma, a) nákres sestavy výkonového polovodičového prvku s chladičem a vyznačenými teplotami a tepelnými odpory. b) Náhradní ekvivalentní elektrické schéma 𝑅𝑡ℎ𝐽𝐶 : tepelný odpor přechod čipu – pouzdro (základna) 𝑅𝑡ℎ𝐶𝐻 : pouzdro - chladič 𝑅𝑡ℎ𝐻𝐴: chladič – vzduch (prostředí) 𝜗𝐽 : teplota čipu, 𝜗𝐶 : teplota základny, 𝜗𝐻 : teplota chladiče, 𝜗𝐴 : teplota okolí, 𝑃𝑍𝑎𝑣 : střední ztrátový výkon Teploty přechodu 𝜗𝐽 při zadaných tepelných odporech 𝑅𝑡ℎ𝐽𝐶 , 𝑅𝑡ℎ𝐶𝐻 a 𝑅𝑡ℎ𝐻𝐴 , a středním ztrátovém výkonu prvku 𝑃𝑍𝑎𝑣 a známé teplotě okolí 𝜗𝐴 : Teplota přechodu: 𝜗𝐽 = (𝑅𝑡ℎ𝐽𝐶 + 𝑅𝑡ℎ𝐶𝐻 + 𝑅𝑡ℎ𝐻𝐴 ) ⋅ 𝑃𝑍𝑎𝑣 + 𝜗𝐴 Teplota pouzdra (základny): 𝜗𝐶 = (𝑅𝑡ℎ𝐶𝐻 + 𝑅𝑡ℎ𝐻𝐴 ) ⋅ 𝑃𝑍𝑎𝑣 + 𝜗𝐴 Teplota chladiče: 𝜗ℎ = 𝑅𝑡ℎ𝐻𝐴 ⋅ 𝑃𝑍𝑎𝑣 + 𝜗𝑎

33


3.4.1.3 Nestacionární případ chlazení prvků Ztrátový výkon výkonového prvku se při provozu v čase mění.

a)

b)

Obrázek 29: Ekvivalentní elektrické schéma pro dynamický průběh ztrátového výkonu, a) nákres sestavy výkonového polovodičového prvku s chladičem a vyznačenými teplotami, tepelnými odpory a tepelnými kapacitami jednotlivých částí sestavy. b) Ekvivalentní elektrický obvod pZ – okamžitý ztrátový výkon , cJ – tepelná objemová kapacita čipu, cC – základny, cH – chladiče

3.4.1.4 Přechodová tepelná charakteristika chlazení prvku Odpovídá průběhu změny teploty přechodu při skokovém přiložení ztrátového výkonu 𝑃0 v čase 𝑡 = 0, pro charakterizaci se zavádí přechodová (tranzientní) tepelná impedance přechod – chladič-okolí, 𝑍𝑡ℎ𝐽𝐴 (𝑡) , která je popsána součtem řady rostoucích exponenciálních funkcí: 𝑛

𝑍𝑡ℎ𝐽𝐴 (𝑡) = ∑ 𝑅𝑡ℎ𝑖 (1 − e

−

t τi )

= 𝑅𝑡ℎ1 (1 − e

−

t τ1 ) +

𝑅𝑡ℎ2 (1 − e

−

t τ2 ) +

⋯ + 𝑅𝑡ℎ𝑛 (1 − e

−

t τn )

𝑖=1

Určuje průběh změny teploty polovodičového čipu (přechodu) v závislosti na velikosti jednotkového skoku výkonu 𝑃0 při teplotě okolí 𝜗𝐴 𝜗𝐽 (𝑡) = 𝑃0 ⋅ 𝑍𝑡ℎ𝐽𝐴 + 𝜗𝐴 kde systém je popsán konstantními parametry 𝑅𝑡ℎ𝑖 a 𝜏𝑖 . Tyto parametry se určují měřením průběhu teploty polovodičového čipu při skokovém poklesu napětí, naměřený průběh se potom hledá příslušná matematická náhrada. Při skokovém přerušení výkonu 𝑃0 na nulu klesá teplota polovodičového čipu podle řady klesajících exponenciálních funkcí, které popisuje vzorec: 𝑛

𝜗𝐽 (𝑡) = 𝑃0 ⋅ ∑ 𝑅𝑡ℎ𝑖 𝑒

−

𝑡 𝜏𝑖

+ 𝜗𝐴

𝑖=1

Při složitějším časovém průběhu ztrátového výkonu prvků je možné teplotu určit součtem rostoucích a klesajících funkcí. 34


Obrázek 30: Skokový nárůst a pokles ztrátového výkonu na elektronickém prvku a odpovídající vzrůst a pokles teploty. Pro tuto tranzientní tepelnou impedanci existuje ekvivalentní náhrada elektrickým obvodem. Nejčastěji se používá obvod uvedený na obrázku, kde odpor 𝑅𝑡ℎ𝑖 odpovídá ekvivalentnímu elektrickému odporu a 𝜏𝑖 = 𝑅𝑡ℎ𝑖 𝐶𝑖 . empiricky (měřením) nebo modelování je možné určit časový průběh transientní tepelné impedance (odezva na jednotkový skok výkonu) 𝑛

𝑍𝑡ℎ𝐽𝐴 = ∑ 𝑅𝑡ℎ𝑖 (1 − 𝑒 𝑖=1

−

𝑡 𝜏𝑖 )

𝑛

= ∑ 𝑅𝑡ℎ𝑖 (1 − 𝑒

−

𝑡 𝑅𝑡ℎ𝑖 𝐶𝑖 )

𝑖=1

Obrázek 31: Náhradní schéma obvodu, parametry jeho prvků odpovídají parametrům ve vzorci pro náhradní transientní tepelnou impedanci. Výsledný teplotní průběh je pak možné určit pomocí obvodového simulátoru.

35


Obrázek 32: Závislost transientní tepelné impedance tranzistoru MOSFET na parametrech obdélníkového proudu uváděný v katalogových listech.

3.4.2 Hlavní zásady výpočtu parametrů chlazení Tepelný obvod se počítá pro nejhorší možný případ 

největší střední proud spínačem,



nejvyšší teplota okolí, je stanovena normou



mezní parametry součástek uvedené v katalogových listech

 mezní tepelné odpory přechodu mezi čipem a základnou prvku (v katalogovém listu prvku), mezi základnou a chladičem (při přímé montáži je specifikována také v katalogových listech, při použití izolační podložky se zvyšuje podle použité izolační podložky.

36


3.4.3 Základní prostředky chlazení elektroniky 3.4.3.1 Masivní chladiče Jsou vyrobeny z tepelně dobře vodivého kovu, používá se měď (vyšší cena) nebo hliník (nižší cena). Odvádějí teplo ze základny výkonového polovodičového prvku do okolí, mají o jeden až tři řády větší plochu povrchu, než chlazený prvek, proto snižují o jeden až dva řády tepelný odpor samotného prvku. Masivní chladiče se dělí na pasivní: bez ventilátoru nebo aktivní – s ventilátorem, který dále několikanásobně sníží tepelný odpor, vyžaduje však napájení a doplňuje se teplenou pojistkou v případě, že ventilátor nepracuje.

1.1.1.1.

profilované chladiče - příklady

hliník nebo měď, volba délky podle požadovaného tepelného odporu, součást konstrukce zařízení

Obrázek 33: Profilové chladiče, příklad uvedený v katalogovém listu, obsahuje výkres profilu se základním kótováním a závislost tepelného odporu pro standardní umístění a pasivní chlazení. (Fischer elektronik, GMbH)u

3.4.3.2 Chladiče pro konkrétní typ pouzdra prvku Příklad pouzdra s otvorem pro šroub, např. pro TO220, část profilu nebo zvláštní výlisek, odlitek (Al, Cu)

37


Obrázek 34: Příklady profilových chladičů vyrobených vylisováním z plechu, výrobek příklad (Fischer elektronik, GMbH)

3.4.3.3 Kapalinové chlazení chladící plocha chlazena kapalinou, odvádí teplo proudící kapalinou určené na největší výkony (>10 kW)

3.4.3.4 Peltierovy články proud v polovodiči řídí tok tepla

Obrázek 35: Schéma Peltierova článku

3.4.3.5 Tepelné trubice Tepelné trubice využívají tu vlastnosti, že změna fáze (z kapalné na plynnou u těkavých kapalin) umožňuje z chlazené plochy odebrat velké množství tepla. Jejich princip je popsán na obrázku – v místě chlazení se kapalina vaří, na opačný konec trubice postupuje ve formě par, kde kondenzuje. Ochlazená kapalina vzlínáním nebo gravitačně se vrací do místa varu. Důležité je vybrat vhodnou kapalinu, která musí mít pro polovodičové prvky výhodný bod varu mezi 60 až 120 °C, vhodné jsou různé alkoholy nebo voda. Při dané konfiguraci umožňuje řádově zvýšit odvod tepla z chlazeného místa ve srovnání např. s měděným chladičem a zvýšit kompaktnost a snížit hmotnost celého zařízení.

38


a)

b)

Obrázek 36: a) Nákres chladiče s tepelnou trubicí, b) fotografie chladiče s tepelnou trubicí a ventilátorem.

Obrázek 37: Princip funkce tepelné trubice

3.4.4 Elektrická odolnost chladicích systémů Polovodičové čipy výkonových spínacích prvků bývají elektricky spojeny s chladící základnou – u tranzistorů jde o kolektor (BJT, IGBT) nebo drain (MOSFET), základna spínacího je tedy často spojena s kladným potenciálem napájení měniče nebo se její potenciál vůči základnímu potenciálu měniče (kostra) mění podle toho, jak probíhá spínání měniče. Napájecí elektrody pastilkových prvků jsou zároveň chladícími plochami. Chladiče připojené k výkonovým prvkům mohou proto být živou částí, ke kostře zařízení se potom montují izolačními úchyty s předepsanou elektrickou pevností. Pro jeden potenciál musí být jeden jediný chladič. Toto řešení se užívá u měničů největších výkonů a pro vysoká napětí; dále u malých měničů, kde jsou polovodičové spínače osazené do desek plošných spojů, a chladič je velmi malý, takže ho montáž prvku unese. 39

Výkonová elektronika Spínací prvky v měničích/Základní struktury polovodičových prvků U nízkonapěťových měničů ztrátových výkonů od stovek do několika kW se spínače často integrují do bezpotenciálových modulů. Základna je napěťově izolovaná, pro chlazení stačí jeden velký chladič, který může být galvanicky propojen s kostrou. U měničů menších ztrátových výkonů (do několika desítek, maximálně stovek W), pokud by malé chladiče na jednotlivé prvky nestačily, vkládají se mezi základny prvků spojené s obvodem a chladiče izolační podložky (slída, korundová nebo AlN keramika, silikonová pryž). Ty sice zhoršují odvod tepla z prvků, umožňují však použít větší chladič s menším tepelným odporem.

3.4.5 Otázky a úkoly 1) Uveďte příklady ekvivalentních náhrad mezi elektrickými a tepelnými veličinami 2) Nakreslete náhradní elektrický obvod, který popisuje stacionární a nestacionární případ chlazení polovodičového prvku 3) Uveďte příklady chladičů polovodičových prvků

40


4 Prvky výkonové elektroniky 4.1 Fyzikální rozbor elektrické vodivosti 4.1.1 Rozdělení látek z hlediska vedení proudu Vedení elektrického proudu v pevné látce, kapalině nebo plynu je podmíněno přítomností nosičů elektrického náboje, které se při působení elektrického pole mohou ve hmotě volně pohybovat. Z hlediska vedení elektrického proudu se látky dělí. Vodiče mají vysokou hustota volných nosičů náboje. Patří sem z pevných látek především kovy, z kapalin elektrolyty a ionizované plyny. Nevodiče (izolanty) mají naopak velmi malou hustota volných nosičů náboje, elektrický proud vedou velmi špatně, měrný odpor řádově 1012-16 Ωm. Vliv teploty na vodivost je velký. Polovodiče mají hustotu volných nosičů náboje závislou na mnoha činitelích, měrný odpor se pohybuje v širokých mezích 10-5~+8 Ωm a zásadně závislý na teplotě. Vodivost pevných materiálů vysvětluje kvantové teorie. Za elektrickou vodivost jsou odpovědny volné nosiče náboje, které se mohou po přiložení elektrického pole pohybovat. Jejich koncentrace je dána velikostí vlastní energie, kterou elektrony v atomu mají. Nižš energii mají elektrody ve valenčním pásmu, vyšší mají elektrony ve vodivostním pásu. Pokud je nutná energie pro elektrony pro vodivostní pás nižší, než je energie elektronů ve valenčním pásu, vyskytují se v krystalové mříži materiálu volné elektrony, které vedou elektrický proud (vodiče). Pokud je energie elektronů ve valenčním pásu nižší, než je energie elektronů ve vodivostním pásu, nejsou v krystalové mříži nosiče náboje přítomné, a materiál proud nevede.

Obrázek 38: Rozdíly pásové struktury energie elektronů ve valenčním pásmu mezi vodiči, polovodiči a izolanty.

4.1.2 Vodiče – základní přehled Z pevných látek jsou nejvýznamnější kovy, mají měrný odpor velmi nízký - řádově 10-8 Ωm, vliv teploty na vodivost je velmi nízký. Z kovů z hlediska vodivosti má největší význam měď, která má vedle vysoké elektrické vodivosti také vysokou vodivost tepelnou. Dalším významným kovem z hlediska vysoké elektrické a tepelné vodivosti je hliník, který je lehčí a rozšířenější, má však horší kontaktní vlastnosti. Obtížně se pájí, tenká vrstvička oxidu hliníku na povrchu způso41

Výkonová elektronika Spínací prvky v měničích/Základní struktury polovodičových prvků buje přechodový odpor. Slitiny hliníku pro nízkou váhu a dobrou obrobitelnost a dostatečnou pevnost jsou výhodným konstrukčním materiálem. Dalšími kovovými materiály užívanými ve výkonové elektronice jsou odporové slitiny. Odporové slitiny mají dva řády větší měrný odpor než měď, velmi malou závislost měrného odporu na teplotě, mechanickou odolnost při vysoké teplotě. Patří sem kanthal, manganin a konstantan. Zvláštní význam mají feromagnetika. Především jde o magnetický měkké materiály s vyšším měrným elektrickým odporem (křemíková ocel) do magnetických jader nízkofrekvenčních materiálů a tlumivek, nebo magneticky tvrdé slitiny pro trvalé magnety. Některé kovy (zinek, mangan, olovo, lithium) se používají jako součásti elektrody pro primární i sekundární chemické zdroje elektrické energie. Tekuté i pevné elektrolyty jsou roztoky nebo taveniny určené k vedení elektrického proudu, obsahují disociované molekuly, tedy rozložené na kladný a záporný iont, které se přiložením vnějšího elektrického pole na elektrolyt pohybují. Elektrolyty jsou například v chemických zdrojích elektrické energie. Plyny mohou vést elektrický proud, pokud obsahují nosiče náboje (jsou ionizovány),

4.1.3 Izolanty – základní přehled Struktura izolantu neumožňuje za běžných podmínek vznik volných nosičů náboje, proto je měrný odpor vysoký. Izolanty mohou být pevné, kapalné nebo plynné. Příkladem pevných izolantů je sklo, keramika, plasty. U izolantů mají zvláštní význam dielektrika pro výrobu kondenzátorů, kde se hodnotí vysoká relativní permitivita 𝜀𝑟 při vysokém rozsahu frekvencí a vysoká elektrická pevnost. Kapalné izolanty (většinou dielektrické oleje) se používají pro zajištění elektrické izolace a chlazení vysokonapěťových zařízení. Při používání izolantů v elektrotechnice se sleduje elektrická pevnost 𝐸𝑘𝑟𝑖𝑡 (kritická intenzita elektrického pole Ekrit, při které dochází k průrazu), vlastní konduktivita 𝜎 (závislá na teplotě, roste exponenciálně) a pomocné vlastnosti podle aplikace - konstrukční, chemické, fyzikální vlastnosti (vedení tepla, nasákavost atd.) Mezi nejdůležitější izolanty v elektrotechnice se řadí:    

anorganické izolanty – sklo, slída, keramika organické izolanty – polystyren, polypropylen, polyvinilchlorid, další moderní látky kapalné – oleje, demineralizovaná voda – při znečištění stoupá vodivost plynné izolanty - plyny, které vyplňují prostředí kolem neizolovaných částí elektrického zařízení. Mají 𝐸𝑘𝑟𝑖𝑡 řádově menší než u pevných nebo kapalných izolantů, při překročení dochází k ionizaci, rozpadu atomů na volné elektrony a ionty, plyny se tak stávají vodivými. Ionizovaný plyn, kterým teče proud, se nazývá plazma, je agresivní vůči okolí. Důležité plyny pro izolaci - vzduch (𝐸𝑘𝑟𝑖𝑡 = 10 − 25 kV/cm), dusík, argon (chemicky málo aktivní), Fluorid sírový SF6 (vysoká elektrická pevnost).

4.1.4 Polovodiče Polovodičové chování vykazuje řada prvků a sloučenin. Polovodičové materiály pro prvky výkonové elektroniky se používají v krystalové formě (monokrystal s minimálním množstvím 42

Výkonová elektronika Spínací prvky v měničích/Základní struktury polovodičových prvků strukturálních poruch). Používají se velmi chemicky čisté látky (99,999999 %) zastoupení polovodiče. Mezi první výkonové polovodičové prvky se řadí především selénové usměrňovače, od 50 let se objevují výkonové polovodičové diody vyrobené z monokrystalického germania. Zároveň se začala prosazovat technologicky náročnější výroba monokrystalického křemíku. Křemíkové prvky mají díky širšímu zakázanému pásmu v pásové struktuře podstatně lepší parametry (vyšší závěrné napětí, vyšší maximální pracovní povolená teplota). Krystalová struktura je kubická plošně centrovaná (stejná jako má diamant). Současný rozvoj výkonové elektroniky byl umožněn díky dostupnosti křemíkových výkonových prvků. Jejich parametry jsou omezeny fyzikálními vlastnostmi křemíku, a proto u křemíkových polovodičových spínačů nelze očekávat výrazné zlepšení parametrů, jako je maximální blokovací napětí, propustné a spínací vlastnosti. Nyní se vedle křemíku začínají prosazovat další materiály s širším zakázaným pásem: galiumnitrid GaN a karbid křemíku SiC. Tyto materiály mají odlišné fyzikální parametry (větší tvrdost, vyšší teplota tání), proto jejich nasazení provázejí značné technologické obtíže. Je značně nevýhodné z těchto materiálů realizovat monokrystal, který by se potom, stejně jako křemík, rozřezával na plátky, a na nich se pomocí zavedených technologií vytvářely různé struktury. Důvodem je vysoká teplota tání, tvrdost materiálu nebo nevýhodné difuzní parametry pro vytváření přechodů PN. Prvky z těchto materiálů proto nejčastěji využívají technologii epitaxe (růstu monokrystalické struktury na podložkách z jiného materiálu). Prvky z těchto materiálů jsou dále proti křemíkovým řádově dražší, a jejich použití má tedy smysl tam, kde přinesou významné zlepšení parametrů měničů. Výroba monokrystalického křemíku je také nákladná, proto se u některých aplikací, kde není vyžadováno závěrné napětí (fotovoltaika), může použít podstatně levnější polykrystalická forma. Polovodič

𝑬𝒈

𝜺𝒓

(eV)

Teplota tání

Tepelná

𝑬𝒌𝒓𝒊𝒕

vodivost

(MV/cm)

(°C)

𝜆 (K/m.W)

Pohyblivost 2

𝜇𝑒 (cm /V s)

Ge

0,67

16

936

580

0,1

3900

Si

1,11

11,7

1420

150

0,3

1450

SiC

3,26

9,7

2730

370

3,5

900

GaN

3,44

9,5

>2500

130

3,3

2000

Tabulka č. 4. Vybrané parametry polovodičových materiálů vhodných pro prvky výkonové

elektroniky

4.1.4.1 Vlastnosti a technologie křemíku Křemík krystaluje v ploště-centrované kubické struktuře, která má vysokou objemovou hustotu atomů, proto je charakteristický vysokou tvrdostí. Vzdálenost mezi atomy popisuje mřížková konstanta, pro křemík je 0,54 nm, tomu odpovídá počet atomů v 1 cm3 – 5×1022. Teplota tání křemíku – 1420 °C, relativní permitivita εr = 12. Kritická intenzita el. pole Ekrit = 20 kV/mm. Při překročení – pole generuje nosiče náboje, dochází k lavinovému průrazu. Pokud není lokálně přehřátá struktura křemíku, nedochází k poškození (jev je vratný). 43

Výkonová elektronika Spínací prvky v měničích/Základní struktury polovodičových prvků Elektrická vodivost křemíku závisí na množství volných nosičů náboje a jejich pohyblivosti. Počet volných nosičů náboje v čistém křemíku v závislosti na teplotě vychází z Fermi-Dirackova rozdělení. Počet volných nosičů se zvyšuje s rostoucí teplotou Intrizická koncentrace nosičů: 𝐸𝐺

𝑛𝑖 = √𝑛𝑝 = √𝑁𝐶 𝑁𝑉 𝑒 −2𝑘𝑇 Křemík: 3

103 𝑇

𝑛𝑖 = 3,87 ⋅ 1016 𝑇 2 𝑒 −7,02⋅ Vliv teploty na vodivost:

Poruchy v krystalové mříži (chybějící atom – vakance, přebývající atom mimo mřížku, cizí atom) generují nosiče náboje. Vlasní rezistivita v závislosti na – viz graf

4.1.5 Polovodiče typu N a P – příměsová vodivost Vodivost čistého polovodiče je poměrně nízká, doplněním vhodného materiálů o přesné koncentraci je možné vodivost polovodičového materiálu poměrně přesně nastavit. Největší význam mají ty prvky, které uvolní do krystalové mříže polovodiče určitou koncentraci nosičů náboje. Křemík má kovalentní vazbu, kde každý atom sdílí 4 elektrony z valenční slupky se sousedními atomy. Cizí atom může mít ve valenční slupce jiný počet elektronů, pravidelná vazba je tak v tomto místě narušená. Neumístěné elektrony z této vazby se mohou stát volnými nosiči náboje. U křemíku mají největší význam prvky s pěti valenčními elektrony (jsou v 5A skupině periodické tabulky prvků, a působí vodivost typu N) a prvky se třemi valenčními elektrony (jsou v 3A skupině periodické tabulky prvků a působí vodivost typu P).

4.1.5.1

Elektronová vodivost N

Atomy prvku s pěti valenčními elektrony mohou do sdílených elektronových párů v křemíku vložit pouze 4 elektrony. Jeden elektron se neumístí, a při běžné termodynamické teplotě (300 K) se může volně pohybovat po krystalové mříži. Na základě koncentrace příměsi typu N je pak v polovodiči koncentrace 𝑛 volných elektronů na jednotku objemu. Pokud se tento polovodič dostane do elektrického pole intenzity 𝐸, elektrony se pohybují proti směru elektrického pole. Proudová hustota je 𝐽 = 𝑞𝑛𝜇𝑛 𝐸, kde 𝑞 je elementární náboj a 𝜇𝑛 je pohyblivost elektronu v krystalové mřížce křemíku. Jako příměs typu N u křemíku se používají fosfor nebo arzen. Při výrobě monokrystalu se tato příměs může přidávat do křemíku ještě v tavenině, získá se tak výchozí materiál typu N. Příměs typu N se v křemíku získává také neutronovým ozařováním v jaderných reaktorech. Neutrony se při nárazu do atomového jádra křemíku rozpadnou na elektron a proton, atom křemíku se změní na atom fosforu a původně čistý křemík získá základní vodivost typu N. Tyto mono44

Výkonová elektronika Spínací prvky v měničích/Základní struktury polovodičových prvků krystaly mají vyšší homogenitu rozložení příměsí a prvky z tohoto materiálu vyrobené mají lepší parametry (především vyšší kritickou intenzitu elektrického pole 𝐸𝑘𝑟𝑖𝑡 ) ve srovnání s původní technologií.

a)

b)

Obrázek 39: a) Schematicky znázorněný vznik volného elektronu u donoru v polovodičovém materiálu typu N, b) pohyb elektronu v materiálu typu N v elektrickém poli

4.1.5.2 Děrová vodivost P Atomy s třemi elektrony ve valenční slupce se nacházejí ve 3A skupině periodické tabulky prvků. Do vazby se 4 sousedními atomy křemíku mohou sdílet pouze tři elektrony. díra se pohybuje tak, že elektrony postupně obsazují volné díry, kladný náboj se tak přesouvá ve směru elektrického pole, příměs pro Si – B, Al, Ga

a)

b)

Obrázek 40: Schematicky znázorněný vznik volného elektronu u akceptoru v polovodičovém materiálu typu P, b) pohyb díry v materiálu typu P v elektrickém poli Tyto vodivosti nejsou rovnocenné. Při stejné koncentraci donorů je vodivost způ Střední rychlost nosičů náboje v elektrickém poli v polovodičovém krystalu popisuje pohyblivost, pro 𝑣 = 𝜇 ⋅ 𝐸

45


Obrázek 41: Rezistivita křemíku v závislosti na koncentraci příměsí , pro srovnání - kovy 106÷10-5 Ohmcm

4.1.5.3 Vodivost v polovodiči nerovnovážnými nosiči náboje Nerovnovážné nosiče náboje mohou mít lokálně vyšší koncentraci, než vyplývá z koncentrace příměsí. Nerovnovážné nosiče se do části krystalu s menší příměsí dostávají vstřikem z části s vyšší koncentrací příměsí při vedení proudu, nebo jiným způsobem (generování fotonem, teplem, elektrickým polem apod.). Při vzniku každého nerovnovážného elektronu se generuje jedna nerovnovážná díra. Pokud se nacházejí v elektrickém poli, oba typy nosičů se pohybují, díry směřují k zápornému pólu, elektrony ke kladnému. Je zřejmé, že při setkání se nerovnovážná díra spojí s nerovnovážným elektronem, oba nosiče se tak navzájem vyruší (rekombinují). Prvky, kterými teče elektrický proud pomocí takto vzniklých párů elektron – díra se nazývají bipolární. Dobu života nerovnovážného páru elektron-díra charakterizuje doba života nerovnovážných nosičů náboje 𝜏, kterou je možné technologicky zkracovat. Obecně při vysoké kvalitě krystalové mříže, kde jedinými poruchami jsou příměsi pro vytváření donorů a akceptorů, je doba života nerovnovážného páru elektron – díra relativně dlouhá (jednoty až desítky µs). Aby se doba života zkrátila a zvýšila se tak rychlost vypínání bipolárních polovodičových prvků, narušuje se krystalová mříž elektronovým nebo protonovým ozařováním. Rychlé protony i elektrony narušují krystalovou mříž křemíku, narušená krystalová mříž zkracuje dobu života nerovnovážných nosičů tím, že jednotlivé nosiče zachytává, a vytváří jim tak místo rekombinace. Tyto poruchy se projevují jako energetické hladiny hluboko v zakázaném pásmu pásové struktury a na těchto hladinách se zachycují volné nosiče náboje. Protony narušují podle své energie krystalovou mříž v určité hloubce od povrchu krystalu, a proto jsou schopny zajistit lokální místa s kratší dobou života tak hluboko, jak je to vhodné. Elek46

Výkonová elektronika Spínací prvky v měničích/Základní struktury polovodičových prvků tronové záření zkracuje dobu života v celém čipu homogenně), nebo se přidávají tzv. hluboké příměsi (platina, zlato), které v pásové struktuře také způsobují vznik hlubokých energetických hladin a tedy i míst v krystalové mříži, které slouží k zachycování obou nosičů náboje.

4.1.6 Otázky a úkoly 1) 2) 3) 4)

Rozdělte pevné látky z hlediska elektrické vodivosti Jakým způsobem je veden elektrický proud v polovodiči Jaké znáte polovodičové materiály Uveďte rozdíly ve vodivosti polovodiče typu N a P

47


4.2 Základní struktury polovodičových prvků 4.2.1 Přechod PN Přechod PN je rozhraní uvnitř polovodiče mezi polovodičem typu P a polovodičem typu N. Přitom elektrony z polovodiče typu N rozhraní přecházejí a obsazují volné díry. Je tak lokálně porušena elektrická neutralita, v oblasti P v blízkosti přechodu převažují elektrony nad protony v jádrech, a oblast vykazuje záporný elektrický náboj, stejně jako kladný elektrický náboj vykazuje oblast N na druhé straně přechodu, kde elektrony chybí. Přítomnost náboje pak vytváří vnitřní elektrické pole, které brání dalšímu přechodu elektronů do oblasti typu P. 𝑈𝑑𝑖𝑓 =

𝑘𝑇 𝑁𝐴− 𝑁𝐷+ ln ( 2 ) 𝑞 𝑛𝑖

je více elektronů, než je protonů. V oblasti se proto nachází prostorový náboj q-, stejně jako v oblasti N přilehlé k přechodu. Zde naopak přebývá kladný elektrický náboj. Vzniká vnitřní elektrické pole, které brání dalšímu přecházení (velikost pole závisí na druhu polovodiče, Si – vně se projevuje jako difúzní napětí 0,65 V)

a)

b)

Obrázek 42: a) Vytvoření tenké oblasti prostorového náboje na přechodu NP, která se navenek projevuje jako difúzní napětí. b) rozšíření oblasti prostorového náboje při přivedení závěrného napětí na přechod NP Při závěrné polarizaci přechodu NP přecházejí ze strany N na stranu P další elektrony, které obsazují další díry. Vnitřní elektrické pole se tak zvyšuje, aby vyrovnalo přivedené vnější napětí. Přitom se obsazená (vyprázdněná) oblast na obou stranách přechodu dále rozšiřuje. 𝜌𝑞 𝑞𝑁𝐴 𝑞𝑁𝐷 𝑑𝐸⃗ = 𝑑𝑥 = 𝑑𝑥 = − 𝑑𝑥 𝜀0 𝜀𝑟 𝜀0 𝜀𝑟 𝜀0 𝜀𝑟 Pokud je přechod strmý, zabírá oblast prostorového náboje tloušťku 𝑑1 do strany P a 𝑑2 do strany N, kdy platí podmínka 𝑁𝐴 𝑑1 = 𝑁𝐷 𝑑2 . Celkově je tak tloušťka oblasti prostorového náboje 2𝜀0 𝜀𝑟 1 1 𝑑 = 𝑑1 + 𝑑2 = √ ( + ) (𝑈𝑑𝑖𝑓 + 𝑈𝑅 ) 𝑞 𝑁𝐴 𝑁𝐷 Průraz přechodu – překročení kritická hodnota intenzity. Pokud ztrátové teplo lokálně dlouhodobě nepřekročí teplotu 200 – 250°C. Pokud překročí, začnou převažovat termické nosiče náboje, odpor značně klesne a proud se lokálně ještě více zvýší. Dojde tak k většímu zahušťování proudu, dalšímu růstu teploty až dojde k roztavení přetíženého místa a ke zničení prvku. 48

Výkonová elektronika Spínací prvky v měničích/Základní struktury polovodičových prvků Průrazné napětí přechodu NP při známé koncentraci příměsí 𝑁𝐴 a 𝑁𝐷 : 𝑈𝑅𝑏𝑟 =

2 𝜀0 𝜀𝑟 𝐸𝑘𝑟𝑖𝑡 1 1 ( + ) 𝑞 2 𝑁𝐴 𝑁𝐷

Propustná polarizace přechodu: Z vnějšího obvodu se doplňují chybějící nosiče na stranách přechodu. Ty potom difundují přes přechod a prvkem teče proud v propustném směru. Přitom z oblasti P difundují díry a z oblasti N difundují elektrony. Ty se po čase navzájem rekombinují. Protože v prvku vedou proud oba typy nosičů, jde o bipolární prvek.

Obrázek 43: Schéma propustné polarizace NP přechodu, nosiče náboje difundují přes přechod a doplňují tak

4.2.2 Přechod kov-polovodič Kov jako vodič má ve své krystalové mříži přebytek volných nosičů náboje. Při existenci rozhraní kov – polovodič dochází k přechodu nosičů náboje z polovodiče do kovu. Při přechodu kov - polovodič N přejdou do kovu elektrony v blízkosti přechodu a vytvoří se tak tenká, kladně nabitá vrstva bez nosičů náboje. Krystalová mříž kovu má vysokou koncentraci volných nosičů náboje. Pokud na kov navazuje polovodič s příměsí P nebo N, přechází část volných nosičů do polovodiče, a obsazují volné pozice donorů nebo akceptorů. Přitom vzniká prostorový náboj, jeho tloušťka odpovídá koncentraci příměsí v polovodiči. Při vysoké koncentraci příměsi – tloušťka oblasti prostorového náboje je tenká – nosiče náboje procházejí bariérou bez ztráty energie – vznik tzv. ohmického přechodu. Ten se používá pro kontakt polovodiče s elektrodou přivádějící proud do polovodičového prvku. Při závěrné polarizaci má tento přechod vysokou impedanci, oblast prostorového náboje brání toku nosičů náboje., která se rozšiřuje. Při propustné polarizaci je impedance nízká podobně jako u přechodu NP.

Obrázek 44: Závislost tloušťky vyprázdněné oblasti na koncentraci akceptorů na přechodu kov – polovodič.

49


4.2.3 Tranzistorová struktura se dvěma přechody Tranzistorová struktura je třívrstvá struktura polovodiče typu NPN nebo PNP. Příklad funkce bude vysvětlen na třívrstvé struktuře typu NPN, u tranzistoru PNP je princip ekvivalentní. Při přivedení napětí na krajní vrstvy je jeden z přechodů v závěrném směru, proud neprotéká. Vytvoří se v jeho okolí oblast prostorového náboje, přitom ve střední vrstvě P akceptory obsadí elektrony, které přešly z opačné strany přechodu v závěrném stavu. U běžné tranzistorové struktury je navíc střední vrstva (báze, označuje se B) velmi tenká a obsahuje vyšší koncentraci příměsí, než krajní vrstva (kolektor, označuje se C), která tvoří na hranici se střední vrstvou závěrně polarizovaný přechod. Druhá krajní vrstva (emitor, označuje se E) má u běžného tranzistoru koncentraci příměsí nejvyšší. Pokud se obvod kolem tranzistoru uzavře tak, že teče proud 𝐼𝐵 do báze (připojení dalšího zdroje 𝑈𝐵𝐸 ), část elektronů, které jsou přivedeny do emitoru, je vnitřním napětím na přechodu unášena přes uzavřený přechod ke kolektoru, který tyto elektrony sbírá. Přes kolektor tak teče proud 𝐼𝐶 . Vztah mezi proudem 𝐼𝐶 a 𝐼𝐵 je přímo úměrný, podíl 𝐼𝐶 /𝐼𝐵 je proudový zesilovací činitel 𝛽: 𝐼𝐶 𝛽= 𝐼𝐵 Efekt, kdy proud 𝐼𝐵 do báze tranzistoru způsobí tok proudu 𝐼𝐶 do kolektoru, se nazývá tranzistorový jev. Vhodná tloušťka kolektoru a báze, a optimální množství příměsí v kolektoru, bázi a emitoru umožní dosáhnout jednak vysokého závěrného napětí přechodu báze-emitor, a dále vysoký zesilovací činitel, který se může pohybovat od několika desítek (výkonové vysokonapěťové tranzistory) až po několik desítek tisíc.

Obrázek 45: Tranzistorová struktura s vyznačeným tranzistorovým jevem. (Pozn. proud elektronů má opačný směr, než je tok elektrického proudu) Třívrstvá struktura je nejen základem bipolárního tranzistoru, ale objevuje se jako součást dalších prvků.

50


4.2.4 Modulace vodivosti elektrickým polem přes izolační vrstvu Další možností jako řídit proud mezi krajními vrstvami třívrstvé NPN struktury je vytvoření vodivého kanálu inverzí vlastní vodivosti střední vrstvy. To je možno udělat pomocí struktury, kde je na povrchu mezi krajními vrstvami vytvořena tenká dielektrická vrstva, na níž je z opačné strany nanesena řídicí elektroda označovaná jako G. a), b). Pokud se přivede mezi střední vrstvu a elektrodu G napětí, pod dielektrickou vrstvou se vytvoří plošný náboj 𝑞, který odpovídá přivedenému napětí 𝑈 a kapacitě takto vytvořeného kondenzátoru 𝐶. U struktury NPN jde o kladné napětí na elektrodu G, náboj na druhé straně vrstvy bude záporný, je tedy tvořen elektrony, které jsou nosiči náboje v polovodiči typu N. Mezi krajními vrstvami takto vzniká vodivý kanál, a při přivedení napětí mezi krajní vrstvy N teče kanálem proud.

a)

b)

c)

Obrázek 46: a) Schéma struktury MOSFET, b) rozložení elektronů a děr při stavu bez napětí, c) rozložení elektronů a děr při indukci vodivého kanálu.

4.2.5 Struktura typu JFET V blízkosti přechodu PN nebo přechodu kov polovodič při jejich polarizaci v závěrném směru dochází ke vzniku oblasti bez přítomnosti nosičů náboje (vyprázdněná oblast). Při vhodně nastaveném tvaru může tato vyprázdněná oblast zasahovat do části (nebo kanálu) určené pro tok elektrického proudu a tento kanál zúžit (vzrůst odporu kanálu), nebo tento kanál úplně uzavřít.

Obrázek 47: Schéma struktury JFET , řízení jejího vodivého kanálu rozšiřováním vyprázdněné oblasti, vpravo výstupní voltampérová charakteristika v závislosti na přivedené napětí na řídicí elektrodu. Na tomto principu jsou založeny tranzistory typu JFET (Junction gate Field Effect Tranzistor), případně se může modulace pomocí vyprázdněné oblasti na přechodu NP chovat jako para51

Výkonová elektronika Spínací prvky v měničích/Základní struktury polovodičových prvků zitní struktura, která zvyšuje odpor kanálu u výkonových tranzistorů MOSFET nebo IGBT. Při vysoké hustotě proudu vzniká vlivem úbytek napětí na proudovém kanálu, který deformuje tvar oblasti prostorového náboje, a vztah mezi proudem a napětí přestává být lineární.

4.2.6 Zakončení závěrného PN přechodu na povrchu

Obrázek 48: Zbroušení polovodičového čipu s přechodem pod úhlem (tzv. fazeta) a ochranná silikonová vrstva

Obrázek 49: Ochranný prstenec (typu P)

Přechod NP polarizovaný v závěrném směru má ve svém okolí oblast prostorového náboje. Důsledkem je vysoká intenzita elektrického pole. Pokud se napětí na přechodu blíží k průraznému, je také v oblasti přechodu intenzita elektrického pole 𝐸 blízká kritické intenzitě 𝐸𝑘𝑟𝑖𝑡 , kdy nastává lavinová ionizace (vznik nosičů náboje vlivem elektrického pole) a přes přechod v závěrném směru teče elektrický proud. Kritická intenzita v křemíku se pohybuje kolem 20 kV/mm. Přechod PN je plocha ohraničená místy, kde přechod končí na povrchu polovodičového čipu. Pokud by přechod vystupoval kolmo na povrch, vzhledem ke spojitosti intenzity 𝐸 uvnitř a na povrchu krystalu by byla stejná hodnota intenzity 𝐸. Pokud by povrch zůstal holý na vzduchu (nebo i internějším dusíku), i při intenzitě o řád menší (kolem 2,5 kV/mm) se vzduch ionizuje a prochází jím proud. Na povrchu vznikne výboj, který poškozuje povrch polovodiče. A navíc by průrazné závěrné napětí přechodu NP dosahovalo o dva řády nižší hodnoty (při stejné struktuře je závěrné napětí přímo úměrné kvadrátu kritické intenzity elektrického pole. Snížení povrchové intenzity elektrického pole se může provést jen tak, že se prodlouží vzdálenost krajních bodů prostorového náboje tam, kde vystupuje na povrch, a na povrch se nanese materiál s vyšší hodnotou kritické intenzity elektrického pole. Prodloužení vzdálenosti je možné provést několika způsoby. První je zbroušení povrchu čipu tak, aby přechod vystupoval pod úhlem. Na povrchu se dále vytvoří tenká vrstvička oxidu křemičitého oxidací vlastního křemíku. Na přechod se potom nanese ochranná vrstva dalšího materiálu, nejčastěji silikonového kaučuku (který má stejnou 𝐸𝑘𝑟𝑖𝑡 , jako má křemík) nebo polyimidu. Toto opatření je možné provést pouze u diskrétních součástek typu dioda a tyristor. 52

Výkonová elektronika Spínací prvky v měničích/Základní struktury polovodičových prvků Pokud součástka obsahuje složitější povrchové struktury (může jít o tranzistory MOSFET nebo IGBT), vytvářejí se na povrchu v okolí přechodu ochranné prstence. Přitom se rozloží povrchové napětí 𝑈𝑝 do několika stupňů na větší vzdálenost, a zabrání se tak povrchovému průrazu.

4.2.7 Otázky a úkoly 1) Vysvětlete usměrňovací jev na přechodu PN 2) Popište tranzistorový jev na třívrstvé struktuře polovodiče 3) Jakým způsobem je modulován proud ve struktuře MOS a JFET?

53

Výkonová elektronika Spínací prvky v měničích/ Prvky s galvanicky oddělenou řídicí elektrodou

4.3 Neřízené polovodičové spínače Neřízené polovodičové spínače neobsahují struktury s připojenou řídicí elektrodou. Pokud jde o diskrétní prvek, připojují se do obvodu dvěma vývody. Mají nelineární charakteristiku, která je prvků s jednoduchou strukturou monotónní, u prvků se složitější strukturou je může nabývat tvaru S nebo N. Neřízené prvky se rozdělují podle funkce. Ta může být spínací (dioda a diak) a ochranná (transil, suppressor, varistor)

4.3.1 Výkonová bipolární usměrňovací polovodičová dioda 4.3.1.1 Dioda PIN Dioda pro usměrňování výkonového proudu s bipolárním typem vodivosti. Základní funkční strukturou je přechod PN. Při použití křemíku jako výchozího materiálu je technologicky možné vyrobit diodu pro závěrná napětí přes 10 kV a proudovou hustotou řádově jednotek A na mm čtverečný plochy diody, takže jsou běžně dostupné jednotlivé diody pro střední proudy větší než 10 kA. Vlivem bipolární vodivosti je doba vypnutí bipolární diody řádově desítky ns (pro diody na nízká napětí) až pro desítky µs (diody pro vysoká napětí).

Obrázek 50: Výkonová usměrňovací dioda, schéma, popis: a) schematická značka diody, 𝐼𝐹 , UF – propustný proud a napětí, 𝐼𝑅 , 𝑈𝑅 – závěrný proud a napětí (komerční parametr 𝑈𝑅𝑅𝑀 ), b) schéma diody PIN, krajní vrstvy s vyšší koncentrací přímě

4.3.1.2 Dioda PIN v závěrném směru Při růstu napětí na diodě se rozšiřuje oblast prostorového náboje, její tloušťka závisí na koncentraci příměsí jak na straně P, tak na straně N. Na přechodu roste intenzita elektrického pole, která závisí na velikosti náboje na obou stranách přechodu. Maximálního napětí diody se dosáhne, pokud se intenzita v nějaké oblasti na přechodu přiblíží 𝐸𝑘𝑟𝑖𝑡 . Základní konstrukce výkonových diod je nesymetrická, vlastní přechod je mezi oblastí typu N s nízkou koncentrací donorových příměsí (s vysokým měrným odporem) a oblasti P, která má koncentraci akceptorů vyšší. Oblast prostorového náboje se tak rozšiřuje nesymetricky. S teplotou roste svodový proud exponenciálně, každých 5°C se přibližně zdvojnásobí. (při překročení mezní teploty se natolik zvýší proud, že jeho výkonová ztráta diodu dále ohřívá a dojde ke zničení struktury). Zároveň s teplotou roste i průrazné závěrné napětí (lineárně), s po54

Výkonová elektronika Spínací prvky v měničích/ Prvky s galvanicky oddělenou řídicí elektrodou klesem teploty průrazné napětí klesá. Pro teplotu -40°C pokles průrazného napětí přibližně o 10% vůči pokojové teplotě, proto musí mít diody vyšší průrazné napětí, než je maximální povolené závěrné napětí.

a)

b)

Obrázek 51: a) Dioda konstruovaná na vyšší napětí b) konstrukce diody na menší napětí.

Obrázek 52: Závěrná voltampérová charakteristika diody PIN, změna průběhu pro různou teplotu

4.3.1.3 Dioda PIN v propustném směru Pokud je dioda v propustném stavu, je střední oblast I zaplavena nerovnovážnými nosiči náboje z krajních vrstev, hustota proudu může být poměrně vysoká, řádově jednotky A na mm2. Přitom dochází k rekombinaci párů díra-elektron, rychlost rekombinace udává střední doba života nerovnovážných nosičů náboje. Nosiče procházejí střední část s vysokým měrným odporem s rychlostí danou pohyblivostí nábojů, pokud je dioda konstruovaná na vysoké napětí, je tato vrstva silná, tak nosiče náboje neprotečou skrz střední vrstvu v takové koncentraci, a úbytek napětí v propustném směru je tak vyšší. Při vyšší teplotě klesá hodnota difúzního napětí, ale zároveň roste pravděpodobnost srážky nosiče s atomem v krystalové mříži, protože má větší amplitudu termických kmitů. Proto s je při vyšší teplotě VA charakteristika méně strmá, při malých proudech s teplotou úbytek napětí klesá, při větších proudech naopak roste. (Obrázek 54) Na úbytku napětí při propustném proudu závisí zatížitelnost diody. Ztrátové teplo při propustném proudu nesmí způsobit překročení teploty diodového polovodičového čipu přes maximální povolenou teplotu. Výrobci proto u diod uvádějí maximální střední propustný proud 𝐼𝑇𝑎𝑣𝑀 , který je orientační hodnotou pro vhodnost konkrétního typu diody pro konkrétní aplikaci. 55

Výkonová elektronika Spínací prvky v měničích/ Prvky s galvanicky oddělenou řídicí elektrodou Přesnou hodnotu maximálního povoleného proudu se určuje podle konkrétní aplikace, kde se vedle propustné charakteristiky a mezního průběhu proudu zahrnují tepelné vlastnosti obvodu.

Obrázek 53: Rozložení nerovnovážných nosičů náboje v diodě PIN při průtoku proudu v propustném směru

Obrázek 54: Propustná voltampérová charakteristika diody PIN, která se uvádí v technických specifikacích diody. Uvádí se charakteristika za běžné teploty a při maximální teplotě. Charakteristika bipolárních diod je při nižší teplotě strmější, tepelné kmity atomů zvyšují pravděpodobnost srážky nosiče náboje s atomem a klesá tak pohyblivost nosičů náboje. Dalším důležitým parametrem v souvislosti se zatížením diody v propustném směru je její proudová přetížitelnost. Ta je charakterizována přetěžovacím proudem 𝐼𝐹𝑆𝑀 pro jednotlivý pulz stanoveného průběhu a přetěžovací integrál 𝐼 2 𝑡, jehož velikost je nezbytná pro určení parametrů nadproudových pojistek, které prvek chrání proti přetížení.

56


4.3.1.4 Propustné zotavení Přechod diody ze závěrného stavu do propustného stavu, při velkých strmostech proud u diod na vysoká napětí (nad 2 kV) krátké zvýšení úbytku napětí, střední vrstva s vysokým měrným odporem není zaplavena nerovnovážnými nosiči náboje, jen vodivost základního materiálu.

Obrázek 55: Průběh úbytku propustného napětí při přechodu diody z propustného do závěrného stavu Propustné zotavení se objevuje u nulových diod konstruovaných na vysoká napětí, kde je při zavření tranzistoru vnucován proud v propustném směru s velkou strmostí, a přičítá se k rostoucímu napětí na vypínajícím prvku.

4.3.1.5 Závěrné zotavení V propustném stavu, kdy diodou teče proud 𝐼𝐹 je dioda zaplavena nosiči náboje. Předpokládá se, že proud rychlost poklesu proudu je omezená 𝑑𝐼/𝑑𝑡. Průběh závěrného zotavení je popsán těmito parametry: náboj 𝑄𝑟𝑟 – vypočítaná hodnota z plochy proudu pod časovou osou (veškerý náboj, který di𝑡

odou proteče při závěrném zotavení v závěrném směru) 𝑄𝑟𝑟 = ∫0 𝑟𝑟 𝐼𝑅 ⋅ 𝑑𝑡. Náboj závěrného zotavení 𝑄𝑟𝑟 je úměrný celkovému náboji, které mají nerovnovážné nosiče v diodě v okamžiku přechodu proudu z propustného do závěrného směru. Špičkový proud závěrného zotavení 𝐼𝑟𝑟𝑀 , doba závěrného zotavení 𝑡𝑟𝑟 špičkové zotavovací napětí 𝑈𝑟𝑟𝑀 , je způsobeno parazitní sériovou indukčností a může způsobit překročení průrazného napětí diody, ačkoli je napětí, se kterým dioda pracuje podstatně nižší. Velikost špičkového napětí závěrného zotavení určuje derivace poklesu závěrného zotavovacího proudu. Diody, které mají tento pokles technologicky zpomalený, se nazývají diody s měkkou zotavovací charakteristikou.

57


Obrázek 56: Průběh proudu a napětí na diodě při závěrném zotavení

4.3.1.6 Rozdělení a použití výkonových usměrňovacích diod – PIN Síťové diody – usměrňování síťových frekvencí nízké propustné ztráty, možnost vysokého napětí, dlouhá doba závěrného zotavení Lavinové diody - jako předchozí, odolnost proti lavinovému průrazu Svářecí diody - pro svařovací automaty a velký střední proud, nízké propustné ztráty, nízké napětí, kratší doba závěrného zotavení Rychlé diody - pro ss měniče a střídače na frekvenci >1 kHz, nulové diody Rychlé diody s měkkou zotavovací charakteristikou – jako předchozí, snížení špičkového zotavovacího napětí diody FRED - epitaxní PIN diody, velmi rychlé, nulové diody k vysokonapěťovým MOSFET a IGBT

58


4.3.2 Výkonová Shottkyho dioda Pro usměrnění se využívá přechod kov polovodič, závěrné napětí <200 V (Si) nebo < 1000 V (SiC), vysoké propustné ztráty, extrémně rychlé (není náboj z nerovnovážných nosičů) Přechod z propustného do závěrného stavu tak zpomaluje jen kapacita přechodu. Využívají se jako nulové diody pro tranzistory MOSFET pro stejnosměrné měniče, možnost vyšší frekvence

4.3.2.1 Shottkyho dioda v propustném směru Využívá pouze příměsovou vodivost základního materiálu - při růstu proudu úbytek napětí roste podstatně rychleji než u diody PIN, bariéra mezi kovem a polovodičem podle koncentrace příměsí v polovodiči, při malých proudových hustotách nižší úbytek napětí, než dioda PIN (𝑈𝐹 = 0,2 ÷ 0,4 𝑉), s teplotou úbytek napětí klesá, zvyšuje se diferenciální odpor.

Obrázek 57: Porovnání propustné charakteristiky diody PIN s Shottkyho diodou. na podobný střední proud

Obrázek 58: Vliv teploty na voltampérovou charakteristiku Shottkyho diody

59


4.3.3 Střídavé diody 4.3.3.1 Diak (Diac) Diak je pětivrstvá neřízená spínací součástka, při překročení průrazného napětí 𝑈𝐵0 přechodu P2-N1 přechází do propustného stavu (propustná charakteristika), při poklesu proudu pod 𝐼𝐻 přejde diak do blokovacího stavu. Diak se vyrábí jako symetrický prvek. Užívá se jako ochranná součástka pro omezení přepětí. Nelineární charakteristika typu S zase zajišťuje dostatečnou strmost nárůstu proudu pro spolehlivé spínání tyristorů a triaků při fázovém řízení

a)

b)

Obrázek 59: a) Schematický značka diaku, b) struktura diaku jako složenina dvou čtyřvrstvých struktur

60


Obrázek 60: Voltampérová charakteristika diaku

4.3.3.2 Transil Jde o třívrstvou součástku, při dosažení napětí 𝑈𝐵𝑟 protéká proud, nedochází k velkému poklesu napětí jako u diaku. Prvek se nejčastěji používá jako ochrana v obvodu proti přepětí. Ostré koleno na hranici průrazu, těsně pod průrazným napětím malé blokovací proudy. Vyšší kapacita přechodu. Je vhodná jako prvek pro svedení nežádoucího náboje u polem řízených tranzistorů (MOSFET, IGBT)

a)

b)

Obrázek 61: a) Schematický značka obousměrného tranzilu, b) voltampérová charakteristika tranzislu

61


4.3.4 Varistor Varistor je polykrystalická součástka (ZnO – metaloxid, SiC – karbid křemíku). Při výrobě spékají se zrnka polovodiče, vzniká tak velké množství přechodů v objemu. Vzhledem k tomu, že se ztrátová energie přepětí absorbuje v celém objemu prvku, mohou varistory Vyšší absorbovaná energie než u střídavé diody, nižší výrobní cena. Nemá tak ostré koleno na hranici průrazu, při použití nutné stanovit větší rezervu. Základní parametry varistoru jsou stejnosměrné 𝑈𝐷𝐶 a střídavé 𝑈𝐴𝐶 pracovní napětí, varistorové napětí 𝑈𝑣 dále maximální spínací napětí 𝑈 pro stanovený proud 𝐼,

Obrázek 62: Varistor – voltampérová charakteristika

Obrázek 63: Ampérvoltová charakteristika varistoru v logaritmické stupnici, rozdělení charakteristiky na jednotlivá pásma

62


4.4 Řízené polovodičové součástky Řízené polovodičové součástky se rozdělují na Polovodičové součástky s řízeným zapnutím - řídicí signál přivede spínač s blokovacího do propustného stavu, do blokovacího stavu – jen vnějším přerušením sepnutého proudu tyristor, triak Polovodičové součástky s řízeným vypnutím - signálem na řídicí elektrodě je možné součástku přivést do sepnutého i vypnutého stavu. Tyto součástky se dále rozdělují na tranzistory – bipolární (BJT), unipolární (JFET, MOSFET, IGBT), tranzistor zesiluje signál na řídicí elektrodě a na řídicí elektrodou vypínatelné tyristory – IGCT, GTO, MCT kladný puls proudu do řídicí elektrody zapíná, záporný vypíná

4.4.1 Bipolární tranzistor (BJT Bipolar Junction Transistor) 4.4.1.1 Popis výkonového bipolárního tranzistoru Bipolární základní řízený prvek elektroniky, zesiluje proud do báze. V oboru výkonová elektronika se používají tranzistory do výkonu kolem jednoho až deseti kW, a to v měničích, které mají být výrobně co nejméně nákladné. Vyrábí se jako typ NPN a PNP, pro spínací aplikace je vhodnější tranzistoru NPN vlivem rozdílné pohyblivosti elektronů a děr. Zapnutí tranzistoru – přivedení dostatečného proudu do 𝐼𝐵 báze. Velikost kolektorového proudu 𝐼𝐶 dána zesílením tranzistoru, pokud vnější obvod omezí proud 𝐼𝐶 na menší hodnotu (větší proud bází, než by odpovídal proudu kolektoru), dochází k tzv. saturaci (přesycení) tranzistoru. (běžné u spínacích aplikací). Přitom napětí mezi kolektorem a emitorem dosahuje hodnoty, která se označuje jako 𝑈𝐶𝐸𝑠𝑎𝑡 . Přesycení tranzistoru způsobuje zpomalení vypínání.

a)

b)

Obrázek 64: Bipolární tranzistor NPN, a) schématická značka, b) konstrukce tranzistoru

63


a)

b)

Obrázek 65: Bipolární tranzistor PNP, a) schématická značka, b) konstrukce tranzistoru

4.4.1.2 Bipolární tranzistor v blokovacím stavu Rozšíření oblasti prostorového náboje je vyznačeno na obrázku Obrázek 66. Tranzistorem protéká zbytkový proud 𝐼𝐶0, jde o původní svodový proud blokovaného přechodu, který je zesílen zesilovacím koeficientem tranzistoru. Maximální (průrazné) blokovací napětí se zásadně mění podle vnějších podmínek připojení báze a emitoru. Pro každý bipolární tranzistor se tak stanovuje napětí: Při odpojené bázi 𝑈𝐶𝐸0 - nejnižší Mezi bází a emitorem odpor - 𝑈𝐶𝐸𝑅 – větší. Báze spojená s emitorem - 𝑈𝐶𝐸𝑆 Záporně polarizovaná báze 𝑈𝐶𝐸𝑈 – největší blokovací napětí.

Obrázek 66: Bipolární tranzistor NPN v závěrném stavu, rozšíření oblasti prostorového náboje.

64


4.4.1.3 Bezpečná pracovní oblast Někdy označována jako SOA – Save operating area je oblast vyznačená na výstupní VA charakteristice, kde je povolené místo pracovního bodu (UCE/IC). Podle aktuální funkce tranzistoru se dále rozlišuje: FBSOA (Forvard biased SOA) – bezpečná pracovní oblast pro prvek polarizovaný v propustném směru RBSOA (Reverse biased SOA( – bezpečná pracovní oblast pro prvek polarizovaný v závěrném směru

Obrázek 67: Výstupní voltampérová charakteristika s vyznačenou povolenou pracovní oblastí

Obrázek 68: Povolená pracovní oblast bipolárního tranzistoru v logaritmické stupnici

65


4.4.2 Darlingtonův tranzistor Soustava dvou nebo více tranzistorů, řídicí proud je zesílen dalším tranzistorem (na jednom čipu jako součást). Snížení spínacího proudu do báze – celá soustava má podstatně větší zesílení. Pomalejší zapnutí i vypnutí tranzistoru (o řád), zvýšení zapínacích i vypínacích ztrát.

Obrázek 69: Darlinghtonův tranzistor, struktura, schematická značka

4.4.3 Použití bipolárního tranzistoru jako spínacího prvku vy výkonové elektronice BJT je historicky první spínací prvek schopný plné vlastní komutace (přeruší proud) pro nízké napětí v napájecí síti (100 – 1000 V), v současnosti nízká cena výroby. Proti modernějším prvkům (MOSFET, IGBT) má následující nedostatky: Vysoké nároky na zdroj řidícího proudu (řídicí proud IB, u tranzistorů na vysoké napětí (1000 V) a velký proud (>100 A) je β nízké (10 – 15), pro spolehlivé dosažení saturační oblasti nutné vysoké řídicí proudy – částečně řešeno zřetězením - Darlinghtonovo zapojení. Pro zajištění blokovacích vlastností se musí polarizovat v závěrném směru – komplikovaný zdroj bázového proudu. Delší doba sepnutí a vypnutí (ve srovnání s tranzistory MOSFET), napětí UCEsat pro velké proudy relativně vysoké - přes 2 V a více – výkonové ztráty v propustném stavu. Historicky se bipolární tranzistory vyráběly pro řízení měničů až do stovek kW, později byly nahrazeny jednak tyristory GTO s lepšími spínacími a propustnými vlastnostmi, a především tranzistory IGBT. V současnosti užití bipolárního tranzistoru ve spínacích obvodech upadá. Hlavními aplikacemi jsou síťové zdroje se samokmitající neřízenou topologií pro hromadně vyráběné elektronické zboží s krátkým životním cyklem, jako jsou elektronické předřadníky k tzv. úsporným žárovkám se zářivkovými trubicemi nebo síťově napájených žárovek LED, dále různé adaptéry a nabíječky pro mobilní telefony, tablety a jinou spotřební elektroniku. V těchto aplikacích nevadí nižší účinnost měniče, výhodou je velmi nízká cena tranzistoru pro napětí několika set voltů. Další výhodu přináší vyšší odolnost bipolárního tranzistoru proti poškození řídicí elektrody přepětím ve srovnání s polem řízenými tranzistory, používané topologie pak nevyžadují užití dalších ochranných prvků. 66


4.4.4 Tyristor Tyristor je řízená čtyřvrstvá polovodičová součástka s řízeným zapnutím. Tyristor je konstruován, aby sepnul po přivedení dostatečného proudu 𝐼𝐺𝑇 do řídicí elektrody (Gate), a to za podmínky, aby po ukončení řídicího signálu tyristorem tekl dostatečný proud (přídržný proud – latching current 𝐼𝐿 )

Obrázek 70: Schéma struktury tyristoru, schématický značka s vyznačenými veličinami. Tyristor je potom v propustném stavu, do závěrného přejde poklesem proudu pod vratný proud 𝐼𝐻 . Běžný tyristor lze vypnout jen přerušením proudu do anody (poklesem pod 𝐼𝐻 ) Princip funkce vysvětluje dvoutranzistorová náhrada. Po přivedení proudu do řídicí elektrody se otevírá tranzistor 𝑇1 , otevře se tak blokovací přechod. Tyristor se tak stane propustný, protože závěrný přechod je v propustném stavu. Struktura 𝑇2 tvořená závěrným a blokovacím přechodem je tranzistor s velmi širokou bází, má tedy zesílení menší, než 1. Přitom dokáže vést dostatečný proud do oblasti mezi blokovacím a řídicím přechodem, aby mohl nahradit proud vedený do řídicí elektrody. Oba tranzistory jsou tak spojeny kladné zpětné vazby, po sepnutí není nutné přivádět proud do řídicí elektrody. Opatření na straně katody a řídicí elektrody – ochrana proti samovolnému sepnutí zbytkovým proudem a kapacitním proudem při vysoké hodnotě 𝑑𝑈𝐷 /𝑑𝑡 například odporovým propojením řídicí elektrody a katody.

Obrázek 71: Dvoutranzistorová náhrada tyristoru

67


4.4.4.1 Tyristor v sepnutém stavu Přechod do sepnutého stavu se vyvolává přivedením dostatečného řídicího signálu (IG>IGT) , nekorektní je také lavinovým průrazem v propustném směru (UD>UDB0) nebo překročením strmosti nárůstu napětí 𝑑𝑈𝐷 /𝑑𝑡 v propustném směru, tyto dvě varianty mohou tyristor zničit. Tyristor musí mít nenulovaný tzv. nespínací proud 𝐼𝐺𝐷 , znamená odolnost tyristoru proti nežádoucímu sepnutí rušivým signálem ze zdroje řídicího signálu. Po ukončení řídicího pulsu musí přesáhnout přidržovací proud 𝐼𝐿 , aby tyristor zůstal sepnutý. Přerušení kladné zpětné vazby mezi náhradními tranzistory a tím i vypnutí tyristoru – snížení proudu anody pod vratný proud 𝐼𝐻 .

Obrázek 72: Koncentrace nerovnovážných nosičů náboje v tyristoru při zapnutí

Obrázek 73: Výstupní voltampérová charakteristika tyristoru, zobrazení trajektorie sepnutí a vypnutí tyristoru. Podobně jako u diody se stanovuje maximální střední proud 𝐼𝑇𝑎𝑣𝑀 , který vychází ze ztrátového výkonu při standardním chlazení (pro maximální teplotu základny nebo pouzdra) a je orientačním údajem pro použití tyristoru v daném obvodu. U každého typu tyristoru se dále uvádí maximální přetěžovací proud 𝐼𝑇𝑆𝑀 a mezní přetěžovací integrál 𝐼 2 𝑡, který je důležitý z hlediska ochrany prvku naproudovou pojistkou.

68


4.4.4.2 Tyristor ve vypnutém stavu Závěrný stav – závěrný přechod s oblastí prostorového náboje. Některé typy tyristorů (tzv. nesymetrické) mají průrazné napětí závěrného přechodu nízké, navíc změnou profilu koncentrace příměsí se může optimalizovat profil prostorového náboje a tím i vnitřní intenzity elektrického pole – střední část N je tenčí, a tyristor má tak větší povolený propustný proud. K těmto tyristorů se někdy integruje zpětná dioda. (závěrný přechod pak není využíván) Blokovací stav – blokovací přechod s oblastí prostorového náboje Kladná zpětná vazba vede k zesilování svodových proudů, proto je mezní teplota tyristorů pod 125 °C.

Obrázek 74: Rozložení oblasti prostorového náboje v tyristorové struktuře při polarizaci v závěrném směru

Obrázek 75: Rozložení oblasti prostorového náboje v tyristorové struktuře při polarizaci v blokovacím směru.

69


4.4.4.3 Vypínání tyristoru Jde o přechod z propustného do blokovacího stavu. Standardní blokovací vlastnosti (blokovací napětí 𝑈𝐷 , se strmým nárůstem blokovacího napětí 𝑑𝑈𝐷 /𝑑𝑡) se projeví po předchozím propustném stavu po uplynutí vypínací doby tyristoru 𝑡𝑞 . Tento parametr se udává jako standartní parametr tyristoru. Závěrné zotavení tyristoru 𝑄𝑟𝑟 , proud závěrného zotavení 𝐼𝑟𝑟𝑀 a doba závěrného zotavení 𝑡𝑟𝑟 je jako u bipolární diody (náboj v podobě nerovnovážných nosičů, musí rekombinovat).

Obrázek 76: Standardní vypínací průběh výkonového tyristoru

4.4.4.4 Výkonový tyristor – konstrukce Výkonový tyristor (pro řízení proudu v řádech desítek až stovek A) často obsahuje tyto pomocné struktury: pomocný tyristor - (Obrázek 78: Výkonový tyristor s distribuovanou řídicí elektrodou. a) šedou je vyznačeno rozložení kontaktů (elektrod), b) šedou jsou vyznačená místa, kde vrstva typu P vystupuje na povrch.) zapojen kvůli zmenšení spínacího proudu, pomocný tyristor dodá dostatečný proud pro sepnutí hlavního tyristoru, zmenšuje teplotní závislosti spínacího proudu 𝐼𝐺𝑇 mikrosvody - tyristor odolnější proti samovolnému sepnutí (stejně pomáhá zkrácení doby života nosičů elektronovým nebo protonovým ozářením tyristoru) distribuovaná řídicí elektroda - dosažení co největší sepnuté plochy co nejdříve po sepnutí (dovoluje vysokou strmost nárůstu propustného proudu 𝑑𝐼𝑇 /𝑑𝑡). Při jeho překročení teče hned zkraje vysoký proud jen malou plochou tyristoru (vysoká proudová hustota), způsobuje místní přehřátí a zničení struktury tyristoru.

70


Obrázek 77: Výkonový tyristor, vlevo schéma, hlavní tyristor je doplněn pomocným tyristorem, b) schematický průžez strukturou výkonového tyristoru

Obrázek 78: Výkonový tyristor s distribuovanou řídicí elektrodou. a) šedou je vyznačeno rozložení kontaktů (elektrod), b) šedou jsou vyznačená místa, kde vrstva typu P vystupuje na povrch.

71


4.4.4.5 Základní typy tyristorů s neřízeným vypnutím síťové tyristory – určené pro práci ve fázově řízených obvodech (řízené usměrňovače) na síťové frekvenci, delší doba tq, nízký úbytek napětí, symetrické, v současnosti rozšířené rychlé tyristory technologicky zkrácená doba tq (na úkor zvýšení propustných ztrát) pro stejnosměrné měniče a střídače s komutačním obvodem, v současnosti ztrácejí na významu tyristory GATT jako předchozí, opačný směr proudu z řídicí elektrody během vypínacího procesu způsobuje ještě větší zkrácení vypínacího proudu 𝑡𝑞 Obousměrné tyristory řídicí struktura na obou stranách tyristoru, jen pro velké střední proudy (>4000 A), používají se pro řízení přenosových soustav elektrické energie

4.4.4.6 Optotyristory Optotyristor je spínán světlem přivedeným do struktury tyristoru, určené pro sériové řazení (galvanické oddělení řídicích obvodů tyristory), vysoké napětí na větvi s tyristory. Vyrábějí se s vícenásobnou strukturou (řetězené pomocné tyristory), aby se zajistila vysoká strmost spínaného proudu. Optotyristory mají vysokou hodnotu vypínací doby 𝑡𝑞 . Optotyristory se používají pro měniče, které přímo řídí dálkové přenosové soustavy elektrické energie na velmi vysokém napětí, stejnosměrné přenosy, kompenzační stanice, atd.

a)

b)

Obrázek 79: Struktura optotyristoru.a) schématická značka, poloha fotodiody ve dvoutranzistorové náhradě, b) schematický nákres konstrukce optotyristoru

72


4.4.5 Tyristory s vypínáním řízeným přes řídicí elektrodu Přímé vypínání tyristoru znamená přerušit kladnou zpětnou vazbu, která je patrná ve dvoutranzistorové náhradě. Do řídicí elektrody se přivedou ve velkém množství elektrony (řídicí elektroda se připojí na záporný potenciál), které způsobí rekombinaci nerovnovážných děr, které přicházejí z anody, přestane téct proud do báze tranzistoru 𝑇1 , a na blokovacím přechodu se začne vytvářet oblast prostorového náboje.

Obrázek 80: Dvou tranzistorová náhrada tyristoru GTO Od šedesátých do osmdesátých let byla vyvinuta řada typů tyristorů, které zastavení proudu 𝐼𝐵1 umožňují. Šlo jednak o vypínatelné tyristory, kde se využívá elektrické pole (např. MCT a ETO, které mají komplikovanější strukturu) se v současnosti nevyužívají. Vedle nich se existuje konstrukce tyristoru GTO (Gate turn off) s běžnou čtyřvrstvou strukturou, které umožňují přivést elektrony na celou plochu tyristoru v podstatě naráz, aby nedošlo k nerovnoměrnému vypnutí struktury a část tyristoru s nejpomalejším vypínacím procesem by byla přetížena. Na této struktuře jsou založeny tyristory GTO a IGCT. Jsou určeny pro řízení měničů větších výkonů, než mohou poskytovat měniče s tranzistory. Proto se tyristory GTO a IGCT vyrábějí pro spínání proudů větších než 1000 A a blokovací napětí větší než 2000 V. Jsou dostupné dnes už výhradně v pastilkových pouzdrech, polovodičový čip má kruhový tvar pro spolehlivější zajištění odolnosti při provozu na vysokém napětí.

Obrázek 81: Obrazec na vrchní straně tyristorů GTO 73


Obrázek 82: Struktura povrchu tyristoru GTO

4.4.6 Tyristor GTO Jde o původní aplikaci tyristoru vypínatelného záporným proudem přes řídicí elektrodu. Proud do řídicí elektrody je přiveden na prvek nízkoindukčním (souosým) kabelem. Při vypínání tyristoru se přivádí záporný proud do řídicí elektrody tak, že se mezi ní a katodu přiloží velmi tvrdé závěrné napětí (cca 15 V). Řídicí přechod tyristoru musí být konstruován na závěrné napětí alespoň 20 V, což snižuje zesílení tranzistoru 𝑇1 a hodnoty přídržného proudu 𝐼𝐿 jsou pak poměrně vysoké. Aby byla zachována možnost řízení proudu i při malých hodnotách, přivádí se do tyristoru proud i v době, kdy je tyristor GTO sepnutý, aby zůstal tranzistor v náhradě 𝑇1 sepnutý a přiváděl elektrony na blokovací přechod.

Obrázek 83: Tyristor GTO s řídicí jednotkou – průřez prvku, přívod řídicího signálu. Při vypínání se přiloží tvrdé závěrné napětí na řídicí elektrodu. Velikost proudu z řídicí elektrody je omezována především impedancí řídicí proudové smyčky, hlavně její induktivní složky. Ta dosahuje hodnot kolem stovek nH, při vypínání se tak dosahuje nárůst proudu řádově v desítkách ampér za mikrosekundu. Při dosažení přibližně jedné třetiny proudu do anody se proudy do jednotlivých katodových kontaktů zaškrtí a začne se na blokovacím přechodu vytvářet oblast prostorového náboje. Aby byla funkce vypínání tyristoru dostatečně zajištěná, doplňuje tyristor o RCD ochranný dvojpól (RCD snubber). Spínače ve snižujících měničích pracují v režimu tvrdého vypínání, tyristor GTO však při vypínání vyžaduje, aby při nárůstu blokovacího napětí byl proud dostatečně nízký. Proto při nárůstu napětí na tyristoru přebírá snubber jeho proud a napětí na tyristoru roste tak, jak roste napětí na kondenzátoru 𝐶𝑆 .: 𝑑𝑢𝐷 /𝑑𝑡 = 𝐼𝑇𝐺𝑄 /𝐶 74


Obrázek 84: Časový průběh napětí a proudu na anodě a na řídicí elektrodě tyristoru GTO

a)

b)

Obrázek 85: Použití RCD odlehčovacího obvodu s tyristorem GTO a jeho vliv na vypínací průběh Tyristor GTO je dostupný ve dvou variantách – symetrické se závěrným přechodem a nesymetrické, kde maximální závěrné napětí dosahuje několika desítek voltů nebo je k němu doplněna nulová dioda (zpětně propustné). Asymetrické mají lepší dvojnásobně až trojnásobně vyšší střední propustný proud 𝐼𝑇𝑎𝑣 . Maximální vypínatelný proud 𝐼𝑇𝐺𝑄𝑚 bývá dvojnásobný až trojnásobný vůči střednímu propustnému proudu 𝐼𝑇𝑎𝑣

75


4.4.7 Tyristor IGCT IGCT – řídicí jednotka integrovaná do těsné blízkosti součástky – indukčnost řídicího obvodu přibližně 20 nH . IGCT proto vypíná podstatně rychleji, schopen pracovat v režimu tvrdého spínání. Vzhledem k tomu, že tyristory IGCT jsou určeny pro měniče pro řízení výkonů řádově jednotek až stovek MW, je použití odlehčovacího obvodu problematické, při rozměrech obvodových prvků je parazitní indukčnost vzhledem ke strmosti proudu natolik velká, že nestihne převzít proud dříve, než napětí na prvku dosáhne napětí zdroje. Přepěťové špičky jsou omezeny zachycovacím (clamping) obvodem.

Obrázek 86: Tyristor IGCT, průřez prvkem, spojení s řídicí jednotkou

Obrázek 87: Srovnání vypínacího průběhu u tyristoru GTO a tyristoru IGCT: Přechod PN mezi katodou a řídicí elektrodou má závěrné napětí u tyristoru GTO kolem 20 V, u IGCT je zvýšené na 25 V. U obou typů vypínacích tyristorů je na řídicí elektrodu při vypnutí přivedeno tvrdé záporné napětí, u GTO 𝑈𝐺𝑅 =16 V, u IGCT 𝑈𝐺𝑅 =20 V. V závislosti na indukčnosti řídicí smyčky roste proud 𝐼𝐺 vytékající z řídicí elektrody, běžná strmost je vyznačena na časovém průběhu pro oba typy vypínacích tyristorů. Malá indukčnost vypínacího obvodu IGCT dovoluje odvést přes řídicí elektrodu celý proud 𝐼𝑇 , a náhradní tranzistor 𝑇1 se dostane do ihned do blokovacího stavu. Rychlost vypnutí větve je podstatně rychlejší s nižšími vypínacími ztrátami. IGCT umožňuje také provoz s tvrdým charakterem vypínání, není nutné použít RCD ochranný obvod.

76


Obrázek 88: vypínací tyristor IGCT, maximální blokovací napětí 3000V, maximální vypínatelný proud 1000 A, zpětně závěrný, výrobce Polovodiče, a.s. (2005)

4.4.7.1 Použití GTO a IGCT Tyto prvky jsou schopny ovládat v současnosti největší výkon (UDRM = 6 kV, ITGQM = 6 kA) – pro pohony s výkonem řádu MW a vyšší. Vzhledem k IGBT mají nižší propustné ztráty a vyšší proudovou přetížitelnost. Použití je u pulzně řízených měničů pro pohony největších výkonů a v energetice obvody pro pulzní řízení přenosových soustav. nižší výkony (do 1 MW) – dopravní pohony – IGBT, ve srovnání s IGBT mají tyristory GTO a IGCT relativně nižší propustné ztráty, nutná komplikovaná řídicí jednotka

77


4.4.8 Triak Triac (triode ac switch) – polovodičový spínač s řízeným zapnutím pro práci ve střídavém proudu. Funkce podobná jako u tyristoru tyristoru: po připojení blokuje napětí, po přivedení řídicího signálu sepne, vypnutí poklesem hlavního proudu pod hodnotu vratného proudu 𝐼𝐻 .

a)

b)

Obrázek 89: a) schematická značka triaku, b) výstupní voltampérová charakteristika triaku

78


4.4.8.1 Řízení triaku ve 4 kvadrantech. Triak umožňuje řízení mezi hlavními elektrodami v obou polaritách při současném obousměrném toku řídicího proudu.

a)

c)

b)

d)

Obrázek 90: Čtyřkvadrantové řízení spínání triaku. a) funkce podobná jako u tyristoru, funkci je možné popsat dvoutranzistorovou náhradou 𝑇1 a 𝑇3 . b) Pomocná oblast N u řídicí elektrody jako emitor dalšího pomocného tranzistoru 𝑇5 , proud do jeho báze teče přes hlavní elektrodu 𝐸2 do oblasti P. Proud 𝐼𝑇 teče opět přes strukturu s dvoutranzistorovou náhradou 𝑇1 a 𝑇3 . c) Opačná orientace hlavního proudu, dvoutranzistorová náhrada 𝑇2 a 𝑇4 v pravé části triaku. Náhradní tranzistor 𝑇5 , který má za emitor opět pomocnou oblast N u řídicí elektrody, přivádí elektrony do oblasti prostorového náboje u přechodu 𝐽2 kde se rekombinuje s dírami v oblasti prostorového náboje, a zajišťuje tak sepnutí tranzistotoru 𝑇2 a sepnutí celého triaku. d) Náhradní tranzistor 𝑇3 při pomocné oblasti N u hlavní elektrody 𝐸2 spíná náhradní tranzistor 𝑇2 a triak se tak opět dostane do propustného stavu. Tato poslední varianta vyžaduje pro sepnutí největší proud 𝐼𝐺𝑇 . Použití triaku: fázové řízení ve střídavé síti, horší parametry (propustné, spínací) ve srovnání s tyristorem, vyrábí se pouze pro malé proudy (do 50 A) a nízké napětí (do 1000V). Velmi levný prvek pro jednoduché fázové regulátory pro řízení střídavého napětí pro zátěže do několika kW.

79


4.4.9 Výkonový tranzistor JFET Výkonový tranzistor JFET moduluje proud tak, že pomocí vyprázdněné oblasti uzavírá nebo otevírá vodivý kanál. Z hlediska výroby jde o nejjednodušší tranzistor. Jeho základní nevýhoda je, že není přirozeně bezpečný; při odpojení řídicí elektrody je jeho kanál otevřený, uzavře ho jej záporné napětí na řídicí elektrodě. Základní výhoda je, že jde o nejrychlejší typ tranzistoru. Příklad struktury je na obrázku Obrázek 91: a) Výkonový tranzistor JFET, b) Schéma struktury výkonového tranzistoru JFET.

a)

b)

Obrázek 91: a) Výkonový tranzistor JFET, b) Schéma struktury výkonového tranzistoru JFET. Výkonové tranzistory JFET byly mohou být vyrobeny z křemíku, jejich blokovací napětí však dostahuje jen do 50 V a nemají pro výkonovou elektroniku zásadní význam. V posledních letech jsou dostupné výkonové tranzistory JFET vyrobené z SiC (Infineon) pro blokovací napětí 1200 V.

80


4.4.10 Výkonový tranzistor MOSFET Měniče malého a středního výkonu pro napětí maximálně do několika set voltů využívají téměř výhradně pro spínání výkonové křemíkové tranzistory typu MOSFET. Jde o unipolární tranzistor, který řídí hlavní proud vytvořením vodivého kanálu pomocí inverzní vrstvy pod tenkou vrstvou oxidu křemíku. schématická značka: označení elektrod - Drain, Source, Gate

Obrázek 92: Základní struktura tranzistoru MOSFET, vpravo - schematická značka s ochuzeným kanálem 𝑈𝐺𝑆 = 0 < 𝑈𝐺𝑆𝑡ℎ – vodivý kanál není indukován, tranzistor j v uzavřeném stavu 𝑈𝐺𝑆 > 𝑈𝐺𝑆𝑡ℎ – vytvořen vodivý kanál, vhodné je přiložit napětí několikanásobně větší substrát SB spojen se sourcem Při elektrickém proražení izolační oxidové vrstvy se vlivem svodu již nedosáhne maximálního napětí 𝑈𝐺𝑆 , pod elektrodou G se nevytvoří inverzní vrstva a tranzistor se do propustného stavu nedostane.

4.4.10.1 Konstrukce výkonových tranzistorů MOSFET horizontální – do integrovaných obvodů – vývody na jedné straně LD-MOS

a)

b)

Obrázek 93: Základní struktura výkonového tranzistoru MOSFET, s tzv. dvojitou difúzí. První difúze vytvoří oblast P, druhá difůze oblast N+. a) Laterální dvojitě difundovaný tranzistor MOSFET - LD-MOS, všechny kontakty na jedné straně, nejčastěji součást integrovaných obvodů, b) Vertikální dvojitě difundovaný tranzistor MOSFET, drainová strana na opačné straně, než je source a gate, pro diskrétní tranzistory, umožňuje větší hustotu řízeného výkonu.

81

Výkonová elektronika Spínací prvky v měničích/ Prvky s galvanicky oddělenou řídicí elektrodou Další vertikální konstrukce diskrétního výkonového tranzistoru MOSFET - V-MOS, U-MOS – vertikální struktura, vliv na náhradní parametry.

a)

b)

Obrázek 94: Pokročilejší kostrukce výkonových tranzistorů MOSFET, verikální struktury (příkopy) se získají plazmatickým leptáním a)V-MOS, potlačené některé parazitní vlastnosti, určené pro lineární obvody; b) Trench-MOS, rozvod potenciálu řídicí elektrody pomocí polykrystalického křemíku

4.4.10.2 Elektrické vlastnosti tranzistoru MOSFET Proud přes sepnutý tranzistor teče vodivým kanálem, který vznikl v inverzní vrstvě pod řídicí elektrodou (gate). Uplatňuje se pouze vlastní vodivost křemíku, nejsou zde žádné minoritní nosiče. Proud roste při růstu propustného napětí lineárně, poměr mezi napětím 𝑈𝐷𝑆 a proudem 𝐼𝐷 je podle Ohmova zákona odpor 𝑅𝐷𝑜𝑛 . Velikost proudu 𝐼𝐷 je dána transkonduktancí tranzistoru a rozdílem mezi napětím mezi řídicí elektrodou a drainem a prahovým napětím: 𝐼𝐷 = 𝑔𝑓𝑟 (𝑈𝐺𝑆 − 𝑈𝐺𝑆(𝑡ℎ) ) Při růstu teploty odpor roste, při maximální povolené teplotě přechodu 𝑇𝐽𝑚𝑎𝑥 je zhruba dvojnásobný proti odporu při pokojové teplotě. Tranzistory MOSFET je tedy možné bez problému řadit paralelně a zvyšovat tak hodnotu spínaného proudu. odpor řídicí elektrody 𝑅𝐺 zpomaluje nárůst napětí na řídicí elektrodě a zpomaluje tak sepnutí tranzistoru. odpor RW – při velkých proudových hustotách – riziko sepnutí parazitního tranzistoru, lokální snížení úbytku, lokální přehřátí a zničení tranzistoru parazitní kapacity: 𝐶𝐺𝑆 : kapacita gate – source 𝐶𝐷𝑆 : kapacita drain – source 𝐶𝐺𝐷 : kapacita gate – drain 𝐷𝑅 : zpětná dioda mezi sourcem a drainem, vznikla propojením source a substrátu. Pokud touto diodou při závěrné polarizaci tekl proud, při změně polarizace dochází k závěrnému zotavení, kdy dioda potřebuje dobu závěrného zotavení 𝑡𝑟𝑟 , aby se uvedla do závěrného stavu. Během doby 𝑡𝑟𝑟 je tak celý tranzistor pro polarizaci ve směru drain-source v otevřeném stavu a teče jím proud. Tranzistor se proto doplňuje diodou typu FRED, která má nižší úbytek napětí v propustném směru, než má vnitřní dioda 𝐷𝑅 , má rychlejší dobu zotavení, aby se vypínací proces v tranzistoru MOSFET zrychlil. 82


Obrázek 95: Náhradní schéma se znázorněnými parazitními vlastnostmi tranzistoru MOSFET

Obrázek 96: Závislost minimálního odporu RDon na maximálním blokovacím napětí tyristoru pro různé typy umístěné v pouzdře TO220 Časový průběh napětí a proudu na tranzistoru MOSFET při spínání ve standardním obvodu (snižující měnič), vyznačené náhradní parazitní prvky způsobují zpoždění a prodloužení procesu spínání tranzistoru MOSFET. Nejvýznamnější struktury s tohoto ohledu jsou: vstupní integrační článek na řídicí elektrodě 𝐶

⋅𝐶

vypínání tranzistoru je omezeno časovou konstantou 𝜏 = 𝑅𝐺 (𝐶𝐺𝑆 + 𝐶 𝐷𝐺+𝐶𝐷𝑆 ) nebo 𝐷𝐺

𝐷𝑆

𝜏 = 𝑅𝐺 𝐶𝑖𝑠𝑠0 zapínání tyristoru je omezeno časovou konstantou - 𝜏 = 𝑅𝐺 · (𝐶𝐺𝑆 + 𝐶𝐷𝐺 ) nebo 𝜏 = 𝑅𝐺 · 𝐶𝑖𝑠𝑠 Přenosová (Millerova) kapacita Zpomalení zapnutí a a vypnutí tranzistoru způsobuje přenosová kapacita 𝐶𝐷𝐺 , nebo 𝐶𝑟𝑠𝑠 ., růst a pokles napětí na tranzistoru 83


Obrázek 97: Náhradní schéma tranzistoru MOSFET pro popis zapínacího a vypínacího procesu v jednoduchém obvodu s induktorem

4.4.10.3 Proces zapnutí tranzistoru MOSFET I.

Přiloží se napětí na řídicí elektrodu, růst napětí 𝑈𝐺𝑆 mezi G a S je omezen středním odporem řídicí elektrody 𝑅𝐺 spolu se vstupní kapacitou 𝐶𝑖𝑠𝑠0 . Dojde tak ke zpoždění 𝑡𝑑 než napětí dosáhne 𝑈𝐺𝑆𝑡ℎ .

II. Růst napětí nad 𝑈𝐺𝑆𝑡ℎ , tranzistor se otevírá, roste proud 𝐼𝐷 podle vzorce 𝐼𝐷 = 𝑔𝑓𝑠 ⋅ (𝑈𝐺𝑆 − 𝑈𝐺𝑆(𝑡ℎ) ) dosažení plného proudu, UDS – stále plné napětí (tvrdý způsob spínání), dioda DZ přechází do závěrného stavu III. pokles napětí UDG, napětí UGS neroste - zpoždění způsobuje Milerova kapacita mezi D a G, závisí na velikosti proudu ID IV.

napětí přestalo klesat, zvýšení napětí UGS

 t  U GD 0 dU DS  uGS  U GD 0 1  exp  I G  Crss RG Ciss  RG dt 

84


a)

b)

Obrázek 98: Průběh veličin na zapínaném tranzistoru MOSFET, a) časový průběh důležitých veličin při zapínání tyristoru, b) trajektorie zapínání na výstupní voltampérové charakteristice

85


4.4.10.4 Proces vypínání tranzistoru MOSFET I.

pokles napětí UGS na takovou hodnotu, kdy ID = gfs*(UGS- UGS(th))

II.

růst napětí UDS, dokud DZ se nepřepóluje do propustného stavu, vliv kapacity CDS = Crrs

III. pokles proudu, přebírá ho postupně nulová dioda, rychlost poklesu dán poklesem napětí UGS až na hodnotu UGSth, vliv zesílení IDM = gfs*(UGS- UGS(th)) IV. tranzistor je uzavřen, UGS klesá na hodnotu při uzavření (často se dává záporná hodnota, aby se vypínání zrychlilo

U GD 0 dU DS t  I G  Crss uGS  U GD 0 exp RG dt RG Ciss

a)

b)

Obrázek 99: Časový průběh veličin na vypínaném tranzistoru MOSFET

4.4.10.5 Použití tranzistoru MOSFET Výkonový tranzistor MOSFET je univerzální tranzistor pro stejnosměrné a střídavé měniče do napětí 300 V (výstupní výkony do jednotek kW), Stejnosměrné měniče do 50 V, tranzistory do 100 V, nízký rDON umožňuje spínat proudy 10 – 100 A snadné paralelní řazení pro větší proudy (kladná teplotní charakteristika, zahřeje se -> zvětší se odpor rDon, snížení proudu ve větvi) frekvence do 100 kHz

86


4.4.11 Tranzistor IGBT (Insular Gate Bipolar Tranzistor) Základním problémem výkonového tranzistoru MOSFET je nízká hodnota řízeného výkonu v ploše tranzistoru. Pokud je tranzistor konstruován na blokovací napětí několika set voltů a výše, musí se prodloužit oblast, kde vzniká vodivý kanál, značně tak roste odpor kanálu 𝑟𝑑𝑂𝑁 , a klesá tak maximální propustný proud. Bipolární tranzistory (a bipolární prvky vůbec) mohou dosáhnout řádově vyšší proudové hustoty, protože oblast určená pro rozšiřování prostorového náboje, která je pro dosažení vyššího blokovacího napětí nezbytná, je při propustném stavu naplněna vyšší koncentrací nosičů náboje. Proto bipolární tranzistory mohou dosáhnout řádově vyšší hodnoty řízeného výkonu vzhledem k ploše tranzistoru. Bipolární tranzistory však vyžadují pro zajištění spolehlivého sepnutí ve výkonových měničích vysoký trvalý řídicí proud a tím i značné nároky na výkon řídicí jednotky při porovnání s řízením tranzistorů MOSFET. Dalším problémem je malá rychlost spínání, která omezuje použití Darlinghtonových tranzistorů. Z různých konstrukcí, které se snažily propojit nízké výkonové nároky na řízení tranzistorů MOSFET a jejich rychlost spínání a vysokou hodnotou řízeného výkonu vzhledem k ploše tranzistoru, se nejlépe osvědčila struktura, která se nazývá IGBT (Insular Gate Bipolar Tranzistor – bipolární tranzistor s izolovanou řídicí elektrodou). Tranzistor IGBT vychází z vertikální struktury VD MOS, výchozí substrát však není typu N, ale P. Struktura je tak doplněna o další přechod, která spolu s tzv. driftovou oblastí určenou k rozšiřování prostorového náboje vytvoří PNP tranzistorovou strukturu, která je např. u tyristoru. Tento nový tranzistor spíná, pokud jsou do něj přes inverzní vrstvu pro MOS řídicí elektrodou přivedeny nosiče náboje. Ve struktuře na rozdíl od tyristoru za běžných provozních podmínek nevzniká kladná zpětná vazba, přerušením proudu pod izolovaným hradlem se zavře i tranzistor PNP.

a)

b)

c)

Obrázek 100: a) Schématická struktura tranzistoru IGBT, b) a c) Schematické značky tranzistoru IGBT používané různými výrobci.

87


4.4.11.1 Tranzistor IGBT – funkce Při sepnutém stavu teče proud dvěma kanály: a) struktura MOSFET – proudový kanál iB b) přivede díry do vrstvy P+ - otevření druhého kanálu iC parazitní odpor Rsh a druhý tranzistor – 4 vrstvá struktura, při překročení povoleného napětí nebo propustného proudu riziko lokálního sepnutí 2. tranzistoru – místní přehřátí, zničení tranzistoru. Na tento jev byl nejdůležitějším cílem inovací.

a)

b)

Obrázek 101: Náhradní schéma (pro stacionární stav) tranzistoru IGBT, b) Tok proudu v tranzistoru IGBT Proud je 𝐼𝐶(𝑠𝑎𝑡) = 𝑔𝑚 (𝛽 + 1)(𝑈𝐺𝐸 − 𝑈𝑡ℎ )2 kde 𝑈𝐺𝐸 je napětí mezi řídicí elektrodou a emitorem, 𝑔𝑚 transkonduktance struktury MOSFET, 𝑈𝑡ℎ je prahové řídicí napětí, 𝛽 je zesilovací činitel bipolárního tranzistoru,

4.4.11.2 Tranzistor IGBT – propustné vlastnosti Pro malé proudy se nahrazuje tranzistorem MOSFET s diodou v sérii. Při malých napětích (do 100 V) mají tranzistory MOSFET lepší vlastnosti (rychlost, nižší úbytek napětí), proto se tranzistory IGBT používají až pro napětí několik set voltů a výše.

88


a)

b)

Obrázek 102: a) porovnání výstupní charakteristiky tranzistoru IGBT a MOSFET v sepnutém stavu, b) nánradní schéma

4.4.11.3 Tranzistor IGBT – parazitní vlastnosti IGBT má podobně jako tranzistor MOSFET tyto parazitní vlastnosti: vstupní, výstupní a přenosová kapacita CGE, CCG, CCE, zpomalení zapínání a vypínání proudového kanálu iB Vstřik nosičů při otevírání a uzavírání kanálu iC způsobuje pomalejší pokles proudu než u MOSFET, proto mají IGBT nižší spínací frekvenci, vyšší zapínací i vypínací ztráty, než MOSFET.

a)

b)

Obrázek 103 a) Náhradní schéma s vyznačenými parazitními prvky tranzistoru IGBT b) poloha parazitních prvků ve struktuře tranzistoru 89


Obrázek 104: Porovnání vypínacího průběhu tranzistoru MOSFET a IGBT

4.4.11.4 Tranzistor IGBT – vlastnosti a použití Používají se nejčastěji v měničích na nízké napětí, velmi rozšířená součástka pro stejnosměrné i střídavé měniče. V současnosti jsou k dispozici až na napětí – 6.5 kV – trakční měniče, nižší proud, výkon pohonů do 1 MW, - pohon a měnič pro každou nápravu zvlášť . U velkých měničů nad (1 MW) – IGBT horší propustné vlastnosti, než GTO/IGCT., srovnatelná rychlost jako IGCT, které má složitější a náročnější řídicí jednotka. Často však vítězí právě jednodušší a spolehlivější způsob řízení. IGBT mají zhoršenou schopnost paralelního a sériového řazení (teplotní charakteristika záporná), proto se obtížně řadí paralelně. Velmi často se používají v integrovaných součástkách, kdy je více diskrétních součástek (diody, tyristory, MOSFET, IGBT) v jednom pouzdře.

4.4.11.5 Výkonové moduly s tranzistory IGBT IGBT se používá v mnoha standardních typech obvodů, kde navíc většinou spolupracuje větší množství výkonových spínačů. U aplikací nízkého napětí (do 1000 V) se z důvodu snížení nákladů na montáž se tranzistory IGBT dodávají v konstrukčních celcích nazvané výkonové moduly.

90


Obrázek 105: Schémata výkonových modulů s tranzistory IGBT firmy Semikron. Masivní základna (měděná, ocelová nebo hliníková) galvanicky oddělená od obvodů destičkou z izolační tepelně vodivé korundové nebo AlN keramiky. Keramika je plátována měděnou vrstvou podobně jako deska plošného spoje a jsou zde vytvořeny vodivé cesty. Na plošný spoj jsou měkkým pájením připevněny jedním pólem polovodičové čipy. Druhý pól je přibondován soustavou vodičů.

91


4.5 Prvky s galvanicky oddělenou řídicí elektrodou 4.5.1 Optočlen Prvek určený k přenosu spínacího signálu mezi dvěma galvanicky oddělenými obvody. Signál se přenáší optickou cestou tak, že světlo z infračervené diody LED v jedné části obvodu sepne opticky řízený spínací prvek (fototranzistor nebo fototriak) v druhé, galvanicky oddělená části obvodu. Základní parametry jsou kromě mezních parametrů řídicí LED diody (maximální propustný proud a závěrné napětí) a řízeného spínacího prvku (maximální závěrné napětí a maximální propustný proud) také izolační napětí 𝑈𝐼𝑆𝑂 , kapacita mezi řídicí a řízenou částí 𝐶0 (zpomalení spínání), doba zpoždění 𝑡𝑑 , doba nárůstu 𝑡𝑟 , doba přesahu 𝑡𝑠 a doba poklesu 𝑡𝑓 . Izolační napětí optočlenů je běžně několik kV. Celkové spínací doby se pohybují řádově stovky ns až jednotky µs. U optočlenů s bipolárním tranzistorem na výstupu je běžné závěrné napětí na výstupním prvku do 50 V, pro speciální účely jsou dostupné optočleny do několika set voltů. Výstupní fototranzistor bývá rozšířen na Darlinghtonův stupeň. Optočleny s výstupním fototriakem jsou určeny pro spínání střídavé soustavy, blokovací napětí triaků je tak několik set voltů, aby mohly spínat běžné síťové napětí.

a)

b)

Obrázek 106: a) Optočlen s bipolárním tranzistorem , b) Optročlen s bipolárním Darlinghtonovým stupněm

a)

b)

Obrázek 107: a) Optočlen s triakem, který je spouštěný obvodem pro průchod nulou (ZCC – Zero crossing circuit). b) Optočlen jako budič tranzistoru IGBT.

92


4.5.2 Polovodičový stykač Polovodičový stykač (Solid state relay - SSR) je konstrukční spínací prvek, který může nahradit mechanické relé nebo stykač. Většinou má tvar výkonového modulu s masivní chladicí plochou určenou k připevnění na chladič. Stejně jako běžný stykač má zvlášť kontakty pro řídicí a pro výkonový obvod. Řídicí a výkonový okruh je galvanicky oddělený. Bývá doplněn dalšími funkcemi, jako je signalizace zapnutí diodou LED a u stykače pro střídavý proud obvodem pro spínání v nule.

a)

b)

Obrázek 108: Polovodičový stykač pro střídavou síť – a) jednofázové SSR, b)třífázové SSR Polovodičový stykač obsahuje místo magnetického obvodu s kotvou s kontakty polovodičový spínač. Podle typu spínaného proudu se rozlišuje: AC SSR – Střídavý polovodičový stykač. Spínacím prvkem je triak (řízený proud maximálně do 25 A) nebo dva antiparalelně zapojené tyristory (více než 20 A) antiparalelně. Vypnutí stykače je při průchodu proudu nulou. DC SSR – Stejnosměrný polovodičový stykač, pro stejnosměrný proud, aktivní součástka – MOSFET nebo IGBT, jednosměrné nebo obousměrné. Pokud se polovodičová relé srovnají s mechanickými, lze nalézt tyto výhody:     

rychlejší reakce na řídicí signál životnost – větší počet spínacích cyklů 108 oproti 106 potlačení rušivých signálů (spínání v nule) vhodné do výbušného prostředí (při spínání nevzniká elektrická jiskra) galvanické oddělení řídicí a výkonové větve (opticky, transformátor) Nevýhody SSR

   

úbytek napětí v sepnutém stavu, svodový proud ve vypnutém stavu méně odolné proti falešnému sepnutí vypnutý obvod není galvanicky oddělen (hledisko bezpečnosti, není mechanický kontakt, jen polovod. prvek ve vysoké impedanci) vyšší cena 93

Výkonová elektronika Spínací prvky v měničích/Pouzdra výkonových polovodičových prvků

4.6 Pouzdra výkonových polovodičových prvků Pouzdra výkonových polovodičových prvků jsou konstruovaná podle ztrátového výkonu, který mají z polovodičového systému odvést. Pro konstrukci elektronických obvodů je v současnosti zavedená technologie plošných spojů, která umožňuje efektivně realizovat obvody v počtu jednotek kusů, až po mnohamilionové série. Umožňuje přehledně umístit prvek do jedné nebo dvou vrstev na jednu plochu, přesné vzájemné umístění prvků a vodivých cest zase zajišťuje časovou stálost vzájemných elektromagnetických vazeb. Nosná deska je vyrobená z kompozitního izolantu pro zajištění patřičné mechanické a elektrické pevnosti, a nese na sobě prvky připevněné technologií THT nebo SMT, soustavu vodivých cest a konektorů k propojení s ostatními součástmi měniče. Deska plošného spoje se jako jeden kompaktní stavební díl umístí do přístrojové skříně, které ji chrání před okolními vlivy. Deska plošného spoje dále umožňuje chlazení prvků do výše několika wattů. Pro větší ztrátové výkony je nutné zajistit dalšími prostředky odvod tepla tak, aby měnič pracoval v povolených teplotních mezích, a byla tak zajištěna dlouhodobá spolehlivost provozu. Deska s plošnými spoji ve funkčním elektronickém zařízení je živá část, na které se u zařízení výkonové elektroniky běžně vyskytuje vyšší napětí než bezpečné. Proto se montáž zařízení musí provádět podle příslušných bezpečnostních norem a předpisů. do 5 W - Pouzdra pro montáž na desky plošných spojů bez možnosti přídavného chlazení. do 25 W - Pouzdra pro montáž na desky plošných spojů s možností přídavného chlazení do 500 W - Pouzdra pro montáž na chladič s drátovými vývody a svorníková pouzdra do 10 kW i více - Přítlačné moduly a pastilková pouzdra

94

Výkonová elektronika Spínací prvky v měničích/Pouzdra výkonových polovodičových prvků

a)

e)

b)

c)

f)

d)

g)

h) Obrázek 109: Příklady různých pouzder výkonových polovodičových prvků: a), b) – určeno do plošného spoje, nejsou přímo uzpůsobeny pro vnější chlazení, teplo odchází vývody do plošného spoje nebo je vyzářeno pouzdrem. c) a d) do plošného spoje s chladicí plochou, c) umožňuje přišroubovat chladič, d) chlazení do plošného spoje. e)a f), bezpotenciálové moduly (potenciál obvodu je oddělen izolační keramickou destičkou se zkušebním napětí kolem 5-10 kV), přívody kabely na šroub nebo fastony. g) a h)pastilková pouzdra pro diskrétní prvky největších ztrátových výkonů, g) – ztrátový výkon cca 3 kW, h) ztrátový výkon cca 10 kW, při kapalinovém chlazení.

95

Výkonová elektronika Obvody výkonové elektroniky/Násobiče

4.7 Pasivní prvky ve výkonové elektronice 4.7.1 Úvod Pasivní prvky - rezistory, kapacitory, induktory a transformátory - nezbytně doplňují obvody výkonové elektroniky. Upravují velikosti napětí a proudu, akumulují nebo transformují elektrický výkon. Vedle konkrétních pasivních prvků se mnohé parazitní vlastnosti reálných prvků a obvodů chovají jako pasivní prvky: vlastní odpor vedení a vinutí, indukčnost vedení, kapacitní vazba mezi vinutími, vedeními a celky. Pasivní prvky jsou dostupné jako jednotlivé diskrétní součástky, nebo mohou být integrovány uvnitř výkonových integrovaných obvodů. Pokud se srovnají vyrobené pasivní součástky pro výkonovou elektroniku s běžnou produkcí pro spotřební elektroniku, mívají vyšší nároky na tepelné vlastnosti, nižší hodnoty parazitních prvků v náhradních obvodech, široký rozsah parametrů.

4.7.2 Rezistory 4.7.2.1 Základní popis z hlediska elektrických obvodů. Rezistor je základní pasivní prvek elektrotechniky, mění elektrickou energii na teplo, nebo jinou formu energie. Vzhledem k elektrickému obvodu vykazuje elektrický odpor 𝑅, který je podle Ohmova zákona definován jako poměr napětí a proudu. 𝑅 = 𝑈/𝐼 Vůči elektrickému obvodu může vykazovat odpor nebo alespoň částečně odporový charakter nejen rezistor, ale i jakákoli zátěž ve formě dvojpólu nebo vícepólu, která spotřebovává elektrickou energii. Vzhledem k elektrické síti se jako lineární rezistor chovají měniče s aktivní kompenzací, nebo usměrňovač s obvodem PFC. Následující výklad se bude týkat především rezistorů vyrobených jako prvek, jehož hlavním parametrem je elektrický odpor. Jejich použití v měničích se řídí požadavkem maximální účinnosti měniče, proto se vzhledem k disipativnímu charakteru rezistor využívá střídmě. Pokud přivedené napětí nebo proud nepřekročí povolenou mez, jsou vyrobené rezistory lineární, platí tedy: 𝑅=

𝑢 𝑑𝑢 = 𝑅𝑑 = 𝑖 𝑑𝑖

Okamžitý ztrátový příkon rezistoru: 𝑢2 𝑝= = 𝑅𝑖 2 𝑅 Při střídavém napájení nezávisí odpor ideálního rezistoru na frekvenci.

96


4.7.2.2 Přehled parametrů reálných rezistorů (náhradní obvod) Rezistor využívá elektrický odpor vhodných vodivých materiálů, které mají vlastní měrný odpor 𝜌𝑚 , může jít o odporový drát navinutý na izolačním keramickém tělísku, nebo o tenkou vrstvu odporového kovu nebo uhlíku nebo silnější vrstvu odporového materiálu nanesenou opět na izolačním odporovém tělísku nebo může jít o samonosné hmotové rezistory. Při délce vodivé vrstvy 𝑙 a jejím průřezu 𝑆 je výsledný elektrický odpor: 𝑅 = 𝜌𝑚

𝑙 𝑆

Základní parametry reálného rezistoru je jeho jmenovitý odpor 𝑅𝑛 . Hromadně vyráběné rezistory mají běžně hodnotu odporu z řady vyvolených čísel např. E6, E12, E24, E48 atd., která je geometrickou řadou pokrývající celou dekádu. Například řada E12 obsahuje jmenovité hodnoty: 1,0; 1,2; 1,5; 1,8; 2,2; 2,7; 3,3; 3,9; 4,7; 5,6; 6,8; a 8,2, a hodnoty jmenovitých odporů, pokud jsou stanovené z této řady, jsou např.: 100 kΩ, 68 Ω, 330 Ω, atd. Reálný odpor je potom v okolí jmenovité hodnoty, poměrná odchylka od jmenovité hodnoty nesmí překročit toleranci, která se udává v procentech. U rezistorů se používají například odchylky: 20 %, 10 %, 5 %, 2 %, 1 % a 0,5 %. Odchylka od jmenovité hodnoty může být také způsobena teplotní závislostí odporu. Základní vztah závislosti odporu na teplotě se udává po linearizaci v oblasti pracovních teplot jako: 𝑅(𝜗) = 𝑅0 [1 + 𝛼(𝜗 − 𝜗0 )] kde 𝑅0 je odpor při základní teplotě 𝜗0 a 𝛼 je lineární teplotní koeficient. Ten se také udává jako další parametr charakterizující odpor rezistorů. Při střídavém napájení s rostoucí frekvencí se u rezistorů zvyšují frekvenčně závislé parazitní vlastnosti. Z tohoto důvodu se udává náhradní schéma pro provoz při střídavém napětí.

Obrázek 110: Linearizované náhradní schéma reálného rezistoru Vlastní odpor rezistoru je 𝑅𝑅 , náhradní indukčnost vlastního tělesa induktoru je 𝐿𝑅 , náhradní kapacita 𝐶𝑅 a není možné zanedbávat i indukčnost přívodů 𝐿𝑊 . Jestli je pro impedanci rezistoru významnější indukčnosti 𝐿𝑅 nebo kapacita 𝐶𝑅 obvykle závisí na jmenovité hodnotě rezistoru. Dá se předpokládat, že při vysokých frekvencích (a pro periodický průběh se může jednat i od vysoké harmonické složky) parazitní kapacita 𝐶𝑅 bude snižovat impedanci rezistorů s vysokými jmenovitými hodnotami, a parazitní indukčnosti 𝐿𝑅 i 𝐿𝑊 budou zvyšovat impedanci u rezistorů s relativně malými jmenovitými hodnotami. Dále se udávají mezní parametry rezistorů. Především jde o maximální ztrátový výkon 𝑃𝑍 , jeho překročení způsobuje přehřátí a degradaci rezistoru, dalším důsledkem může být i tepelné působení rezistoru na okolí (přehřátí okolních prvků, vznik požáru). Při specifických způsobech chlazení se může reálný maximální ztrátový výkon prvku od deklarovaného lišit, například nucené chlazení ventilátorem umožňuje ztrátový výkon větší. 97


S maximálním ztrátovým výkonem souvisí také maximální napětí, které je omezeno při trvalém provozu právě maximálním ztrátovým výkonem: 𝑈𝑚𝑎𝑥 = √𝑅𝑁 ⋅ 𝑃𝑍 nebo je omezeno konstrukcí, tehdy je napětí uvedeno v dokumentaci k danému rezistoru.

4.7.2.3 Typy rezistorů drátové Drátové rezistory jsou nejdůležitější pro výkonové aplikace, protože mohou mít při malém objemu největší ztrátový výkonu, a to vlivem odolnosti drátu. Konstrukce spočívá v navinutí odporového drátu na keramické těleso. Mají nejlepší vlastnosti (nejvyšší ztrátový výkon, malý šum, závislost odporu na teplotě, trvanlivost) nevýhodou je kromě vysoké indukce LR také cena. Způsobem vinutí (bezindukční provedení) je možné indukčnost asi o řád snížit. hmotové aktivní zóna - směs materiálů (směs vodiče a izolantu, sintrováno,) polovodičové materiály (vysoká závislost na teplotě), nelinearita, nízká cena vysoká přetížitelnost - schopnost uložit vysoké hodnoty energie vrstvové tenká vrstva – tloušťka srovnatelná se střední volnou dráhou elektronu (<5 µm)- na keramickém nosiči vrstva uhlík, NiCr, tlustá vrstva – směs oxitů Pd, Ru aj, na keramickém nosiči, vypálit při 1200 °C, 20µm a výše. špatná přetížitelnost, nížší ztrátový výkon, ostatní parametry dobré (nelinearita, parazitní indukčnosti, kapacity)

4.7.2.4 Příklady použití V obvodech výkonové elektroniky je použití omezené, protože snižují účinnost měniče. Používají se především pro tyto účely:  

zmenšení jakosti rezonančních obvodů,omezení vybíjecích proudů u kondenzátorů měřící převodníky – proud/napětí - bočník – měření proudu a dělič napětí.

Rezistorem je v podstatě i tavná pojistka.

98


4.7.3 Kondenzátory 4.7.3.1 Kondenzátor v obvodu Kondenzátor je základním prvkem, kterým se v elektrickém obvodu realizuje kapacitor. Hlavním parametrem kondenzátoru je kapacita, která je definována jako podíl uloženého náboje na kondenzátoru k napětí na kondenzátoru. 𝐶=

𝑄 𝑈

Energie kondenzátoru kapacity 𝐶 nabitého na napětí 𝑈 je: 1 𝑤𝐶 = 𝐶𝑈 2 2 Proud kondenzátorem je přímo úměrný derivaci napětí: 𝐼=𝐶

𝑑𝑢 𝑑𝑡

Ve střídavých obvodech jednak proud předbíhá napětí ideálně o jednu čtvrtinu periody a jeho admitance s frekvencí roste: 𝑌 = 𝜔𝐶 = 2𝜋𝑓𝐶, zatímco impedance s frekvencí klesá: 𝑍 = 1/𝜔𝐶. Významné jsou parazitní kapacitory v konstrukcích měničů, jednak jako součásti jednotlivých prvků, nebo mezi jednotlivými díly. Parazitními kapacitory je přenášen kapacitní proud způsobený strmostí hran napětí, parazitní Milerova kapacita zpomaluje spínání tranzistorů apod.

4.7.3.2 Vlastnosti reálných kondenzátorů Kondenzátor je běžný hromadně vyráběný prvek. Realizuje se jako dvě dostatečně veliké vodivé plochy (elektrody) oddělené tenkou vrstvou dielektrika. Základní vztah kapacity 𝐶 na geometrii kondenzátoru je: 𝑆 𝐶 = 𝜀0 𝜀𝑟 𝑙 −12 kde 𝜀0 = 8,8541878176 ⋅ 10 F/m (permitivita vakua], 𝜀𝑟 - relativní permitivita dielektrika mezi elektrodami, 𝑆 – plocha a 𝑙 – vzdálenost ploch. Vedle kapacity se na elektrických vlastnostech podílejí i další parazitní parametry, které se často popisují náhradním schématem:

Obrázek 111: Linearizované náhradní schéma reálného kapacitoru. U vysokých frekvencí se projeví vliv sériové indukčnosti 𝐿𝑠 , která se někdy označuje jako ESL (ekvivalentní sériová indukčnost). Její vliv se zá snižit paralelním zapojením kondenzátoru s velmi malým ESL (přes nízkou kapacitu). Pokud se kondenzátor nahradí přímo sériovým RLC náhradním dvojpólem, odpor R se potom označuje jako ESR (ekvivalentní sériový odpor). Ten se například u elektrolytických kondenzátorů mění s teplotou. 99


Vedle parametrů náhradního schématu kondenzátoru se u reálných parametrů uvádějí další jmenovité parametry. Především jde o maximální jmenovité napětí 𝑈𝑛 , které není radno překročit, je omezeno kritickou intenzitou elektrického pole dielektrika. Poměr mezi činným a jalovým kondenzátoru při stanovené frekvenci se udává jako ztrátový činitel 𝐷 nebo tg 𝛿 (tan 𝛿). U kondenzátorů používaných v obvodech výkonové elektroniky se často uvádí ještě maximální (jmenovitý) proud, rozsah provozních teplot, izolační odpor pro ss napětí (někdy se místo toho udává svodový proud při stanoveném napětí). Kondenzátory patří mezi prvky nejvíce postižené stárnutím, které se projevuje například změnou kapacity, růstem ESR, poklesem maximálního jmenovitého napětí. Zásadní vliv na rychlost stárnutí má práce při horní povolené teplotě, kdy se značně zkracuje životnost kondenzátoru (až na několik měsíců).

4.7.3.3 Typy kondenzátorů, jejich vlastnosti a použití keramické - nižší hodnoty (do 1 µF), charakteristika podle typu keramiky (nelineární), nízké ESL, vysoké napětí keramiky s vysokou permitivitou – malý objem, vícevrstvé (MLCC) rozlišení (dle EN 60384) třída 1 – vysoká stabilita, nízké ztráty (zaměření na jakost), příklad označení: NP0, P100,.. třída 2 – vysoká objemová účinnost (zaměření na kapacitu), příklad označení: X7R, Z5U,…. dielektrické materiály : třída 1: MgNb2O6, ZnTa2O6, … spolu s dalšími materiály (𝜀𝑟 = 20 … 40) třída 2 : Feroelektrické materiály, př. BaTi03 (𝜀𝑟 = 200 … 14 000) slídové - vysoké napětí, vysoké teploty, drahé, jako keramické, do 100 nF svitkové - metalizovaná fólie (do 100 µF) - MP (papír v oleji)-zastaralé, polyester, polypropylen, polystyren. Při malých průrazech vysokým napětím samoopravitelné, mají vysoké ESL, proto se doplňují keramickým kondenzátorem, aby nerostla impedance pro vyšší frekvence. elektrolytické - obvykle možné polarizovat jen v jednom směru (jinak likvidace), na hliníkové fólii tenká vrstva oxidu hlinitého (naneseno elektrolyticky), druhá elektroda – elektrolyt, vysoké hodnoty C (do 1 F), nižší napětí (do 500 V), vysoké ESL, relativně (vzhledem k impedanci) vysoké ESR, teplotní omezení (do 80 nebo 105 °C) ultrakapacitory - bariéra na aktivním uhlíku, velký povrch, nízké napětí, obrovská kapacita (100 F), vysoká hustota uložené energie.

100


4.7.4 Induktory 4.7.4.1 Induktor v obvodu výkonové elektroniky Induktor se v elektrickém obvodu realizuje pomocí tlumivky. Jde o návin vodiče (měděný, případně hliníkový drát nebo svazek drátů) na kostře nebo je samonosně. Tlumivka mívá magnetický obvod z feromagnetického materiálu, nebo může být vzduchová. Hlavním parametrem je indukčnost, která dává poměr mezi velikostí magnetického toku a elektrického proudu, který tento magnetický tok způsobil: 𝐿 = Φ/𝐼, pro 𝑁 závitové induktory platí zjednodušeně (zanedbal se magnetický tok mezi závity vinutí): 𝐿 = 𝑁Φ/𝐼. Při změně magnetického toku uvnitř smyčky se na ní indukuje napětí: 𝑢 = dϕ/dt, nebo pokud je na smyčce 𝑁 závitů: 𝑢 = 𝑁𝑑𝜙/𝑑𝑡. Pokud se mění proud, který protéká induktorem s indukčností 𝐿, indukuje se na induktoru napětí 𝑢 = 𝐿𝑑𝑖/𝑑𝑡. Energie v magnetickém toku u in1 2

duktoru s indukčností 𝐿, kterým protéká proud 𝑖, je 𝑤 = 𝐿𝑖 2 . Ve střídavých obvodech je fáze proudu zpožděná za napětím a s růstem frekvence 𝑓 roste impedance 𝑍 = 𝜔𝐿 = 2𝜋𝑓𝐿 nebo klesá admitance 𝑌 = 1/𝜔𝐿. Jako induktor se v obvodu výkonové elektroniky může chovat jak diskrétní reálný prvek nebo může jít o parazitní induktor, který vzniká především na drátovém přívodu, nebo je parazitní vlastností jiného pasivního nebo aktivního prvku. Hlavním problémem parazitních indukčností ve spínaných obvodech je právě indukované napětí působené strmostí proudu – omezuje strmosti proudu, působí vznik rušivých napěťových pulzů a spolu s kapacitami parazitními nebo reálných kondenzátorů nežádoucích zákmitů.

4.7.4.2 Vlastnosti a použití reálných induktorů Induktory mohou být s feromagnetickým jádrem nebo vzduchové. vzduchové – malé hodnoty L, lineární, velký prostorový rozsah mg. toku, indukce v okolních předmětech ovlivňují parametry induktoru (změna indukčnosti, nelinearita, tepelné ztráty). s feromagnetickým jádrem - feromagnetické jádro je značně nelineární, doplňuje se vzduchová mezera –zvýšení linearity, zvětšení energie v magnetickém toku Magnetický tok ve feromagnetickém jádře je omezen (Bmax), při velkých proudech tak může dojít k přesycení (pokles indukčnosti induktoru, vysoké hysterezní ztráty při střídavém proudu), induktory a transformátory se proto charakterizují maximálním proudem.

4.7.4.3 Základní parametry reálného induktoru Indukčnost (konstrukční záležitost, růst s objemem = cena) proud (výkonové ztráty na vinutí, překročení Bmax) napětí má souvislost s proudem 𝑈𝑚𝑎𝑥 = 𝜔𝐿𝑈𝑚𝑎𝑥 frekvenční rozsah 𝑓𝑚𝑖𝑛 – s klesající frekvencí klesá impedance (pokles jakosti)

101


𝑄=

𝜔𝐿𝑠 𝑅𝑠

𝑓𝑚𝑎𝑥 - parazitní kapacita mezi závity – LC obvod, frekvenční omezení materiálu jádra, skinefekt ve vinutí výkonové ztráty a teplota omezeno maximální povolenou teplotou izolace, vinutí se špatně chladí, ztráty v mědi (ohmický odpor, skinefekt), ztráty v jádře (hysterezní, magnetizační)

4.7.4.4 Návrh induktoru Název reálného induktoru je tlumivka. Tlumivky jako prvky mohou být vzduchové (bez magnetického obvodu) nebo feromagnetickým jádrem. Vzduchové tlumivky mají veškerý příslušný magnetický tok soustředěný v okolí induktoru, kde může negativně působit na další prvky. Bývají navinuty samonosně v jedné vrstvě (solenoid), Pokud je tlumivka vzduchová, samonosná, může jít o jednovrstvou cívku (solenoid), její indukčnost je přibližně: 0,3937 𝑟 2 𝑁 2 9𝑟 + 10𝑙 kde 𝐿0 je indukčnost v µH, 𝑁 je počet závitů, 𝑟 je poloměr vinutí v cm, 𝑙 je délka vinutí v cm, nebo o cívku vícevrstvou s indukčností 𝐿0 =

𝑁2 6𝑎 + 9𝑏 + 10𝑐 kde 𝐿0 je indukčnost v µH, 𝑁 je počet závitů, 𝑎 je poloměr vinutí v cm, 𝑏 je šířka vinutí v cm a 𝑐 je tloušťka vinutí v cm. Samotný vodič má přibližnou indukčnost: 4𝑙 𝐿0 = 2𝑙 (2,303 log − 0,75) 𝑑 kde 𝐿0 je indukčnost v nH, 𝑙 je délka vodiče a 𝑑 je průměr vodiče v cm. 𝐿0 = 0,315 𝑎2

Pokud jde o tlumivku s feromagnetickým jádrem, mají na indukčnost zásadní vliv vlastnosti magnetického obvodu. Feromagnetická jádra skládaná z křemíkových plechů umožňují efektivní práci pouze pro frekvence střídavých proudů do několika set Hz. Při vyšších frekvencích začínají být ztráty vířivými proudy v jádře poměrně významné. Proto se pro induktory pro střídavé proudy nad 1000 Hz používají jádra z elektricky nevodivého materiálu.

102


křemíková železo

Slitiny

Ferity

ocel

práškové

karmonyl

Frekvenční rozsah f Hz

10-1k

400-10k

50k-1M

Teplotní rozsah

-55 až 300

-55 až 125 -55 až 105 -55 až 200 -55 až 105 -55 až 250

500

90

35

160

2700

100

°C

poč. rel. permeabil.

Mn-Zn 40-70k

Ni-Zn

400-250k 200k-10 M

Bmax (25°C)

T

1,75

0,86

0,86

0,63

0,47

0,24

remanence B

T

1,2

0,2

0,001

0,02

0,2

0,12

Měrný odpor

Ωcm 0,1

100

105-106

Curiova teplTC

°C

200

150

300

200

150

500

Tabulka č. 5. Běžné materiály pro jádra induktorů a transformátorů

Feromagnetické jádro je značně nelineární, proto se pro popis používá více parametrů.

Obrázek 112: Magnetizační charakteristika feromagnetického materiálu: Koercitivní intenzita magnetického pole HC, Remanentní magnetická indukce BR, Saturační magnetická indukce BS

4.7.4.5 Magnetické obvody induktorů a transformátorů Pro induktor s magnetickým obvodem se vytváří elektrický ekvivalent. Vinutí o počtu závitů 𝑁 s protékajícím proudem 𝐼 se nahrazuje zdrojem napětí s magnetomotorickým napětím 𝑈𝑀 [A], pro které platí: 𝐻 ⋅ 𝑙 = 𝐼 ⋅ 𝑁 = 𝑈𝑀 kde 𝐻 [A/m] je intenzita magnetického pole a 𝑙 [m] délka střední siločáry. Magnetický tok Φ = 𝐵 ⋅ 𝑆, vektory magnetické indukce 𝐵 procházejí plochou 𝑆 může být zase nahrazen elektrickým proudem, vztah v magneticky homogenním prostředí: 𝐵 = 𝜇0 𝜇𝑟 𝐻, kde 𝜇0 = 1,257 ⋅ 10−6 = 4𝜋10−7 H/m , 𝜇𝑟 – je relativní permeabilita. Pro části i celý magnetický obvod se zavádí podíl mezi magnetomotorickým napětím a magnetickým tokem obdobně jako u Ohmova zákona, který se nazývá reluktance 𝑅𝑀 [A/Wb] (magnetický odpor): 103


𝑅𝑀 = 𝑈𝑀 /Φ Složitější magnetické obvody je pak možné řešit pomocí obvodových rovnic. Indukčnost tlumivky s jádrem s reluktancí 𝑅𝑀 je 𝐿 = 𝑁 2 /𝑅𝑀 . Energie magnetického toku v jádře (nebo části jádra s konstantní permeabilitou) 1 𝑊= ⋅ 𝐵2 𝑉 2𝜇0 𝜇𝑟 kde 𝐵 je magnetická indukce, 𝜇𝑟 je relativní permeabilita jádra, 𝑉 je objem prostředí, kterým protéká magnetický tok, může jít o objem jádra nebo objem vzduchové mezery.

a)

b)

Obrázek 113: a) Feromagnetické jádro s vyznačeným průřezem S a střední siločáro délky l, b) feromagnetické jádro s vinutím N závitů a proudem I. Energie je nepřímo úměrně závislá na relativní permeabilitě (běžná křemíková ocel má hodnotu řádově 104 až 105 ), cílem návrhu induktorů pro výkonovou elektroniku je zajistit co nejvyšší hodnotu energie uložené v magnetickém toku.

4.7.4.6 Používané definice permeabilit feromagnetického materiálu. počáteční permeabilita µi 1 Δ𝐻 ⋅ = 𝜇𝑖 𝐻→0 𝜇0 Δ𝐵 lim

efektivní permeabilita μe 𝜇𝑒 =

1 𝐿 𝑙𝑖 ∑ 2 𝜇0 𝑁 𝑆𝑖 𝑖

zdánlivá permeabilita µapp , (L0 – stejné vinutí bez jádra) 𝐿 𝜇𝑎𝑝𝑝 = 𝐿0 komplexní permeabilita µS 𝒁 = 𝑗𝜔𝜇̂ 𝑠 𝐿0𝑠 𝜇̂ 𝑠 = 𝜇𝑠′ − 𝑗𝜇𝑠′′

104


Obrázek 114: Příklad závislosti reálné a imaginární složky komplexní permeability na frekvenci amplitudová permabilita 𝜇𝑎 =

𝐵𝑚 𝐻𝑚

4.7.4.7 Charakteristika tvaru magnetického obvodu indukčnost 𝑆𝑒 - efektivní průřez jádra 𝑙𝑒 - efektivní délka střední siločáry 𝑉𝑒 = 𝑆𝑒 ⋅ 𝑙𝑒 𝐴𝐿 - indukční faktor – uvádí se u výrobců jader, materiály jader 𝑆𝑒 𝐿 = 𝜇0 𝜇𝑒 𝑁 2 = 𝐴𝐿 𝑁 2 𝑙𝑒 křemíková železo

Slitiny

Ferity

ocel

práškové

karmonyl

Frekvenční rozsah f Hz

10-1k

400-10k

50k-1M

Teplotní rozsah

-55 až 300

-55 až 125 -55 až 105 -55 až 200 -55 až 105 -55 až 250

500

90

35

160

2700

100

°C

poč. rel. permeabil.

Mn-Zn 40-70k

Ni-Zn

400-250k 200k-10 M

Bmax (25°C)

T

1,75

0,86

0,86

0,63

0,47

0,24

remanence B

T

1,2

0,2

0,001

0,02

0,2

0,12

Měrný odpor

Ωcm 0,1

100

105-106

Curiova teplTC

°C

200

150

300

200

150

500

Tabulka č. 6. tabulka běžných materiálů pro jádra induktorů a transformátorů

105


4.7.4.8 Realizace a výpočet induktoru Reálné induktory se pro malé hodnoty proudů a indukčností vyrábějí sériově. Větší hodnoty induktorů se vyrábějí zakázkově, s rostoucí velikostí roste podíl ruční práce, a tedy i cena. Každý induktor nebo transformátor musí z fyzikálních důvodů obsahovat určitý objem feromagnetického materiálu (křemíková ocel, feritové materiály) a dále elektricky dobře vodivého materiálu (především měď, případně hliník) na realizaci vinutí. Velké induktory jsou proto značně materiálově náročné, podíl ceny materiálu v celkových výrobních nákladech tvoří podstatnou část. Vlastní výrobní náklady jsou proto nižší.

4.7.5 Transformátory Transformátor umožňuje přenos elektrického výkonu mezi dvěma galvanicky oddělenými obvody přes magnetický obvod. Magnetický obvod se nazývá jádrem, pro frekvence do 400 Hz se používá křemíková ocel, pro vysoké různé feritové materiály.

Obrázek 115: Základní konstrukce transformátoru – pro nízké frekvence ferit – pro vysoké frekvence

Obrázek 116: Náhradní schéma transformátoru RCu, Llp – ohmický odpor v mědi, rozptylová indukčnost na primárním vinutí (dtto na sekundáru) Rcore, Lm- ztráty v mědi, magnetizace jádra při nezatíženém sekundáru – prostá indukčnost, nejvyšší ztráty v železe

106


4.7.5.1 Příklady použití transformátoru Transformátory – napájecí přístrojové pro síťovou frekvenci, přístrojové jednofázové síťové dostupné jako hotové součástky (montáž do plošných spojů nebo volně montované do krabice), speciální typy – realizace na zakázku. Transformátory pro spínané zdroje - feritové, pracují na vysokých frekvencích (desítky kHz) široký rozsah dostupných jader, vinutí na zakázku Speciální transformátory (oddělovací, proudové do měřících a regulačních obvodů) standardní rozsahy možné koupit, jinak navrhnout, nechat vyrobit na nakázku

4.7.5.2 Bezkontaktní měření stejnosměrného proudu Proud libovolného průběhu, ale omezené velikosti a strmosti je možné bezkontaktně měřit pomocí toroidního prstence s vinutím, do kterého je vložena citlivá Hallova sonda. Měřený proud 𝐼𝑃 teče vodičem vnitřkem toroidu a v toroidu tak vyvolá magnetický tok. V toroidním jádře je Hallova sonda, která převádí velikost magnetického toku na napětí. Regulační smyčka se snaží vykompenzovat tok v toroidu tak, aby klesl až na nulu. Měří se následně proud v kompenzačním vinutí (nebo napětí na bočníku 𝑅𝑏 ), jeho velikost je přímo úměrná měřenému proudu (úměrnost dána počtem závitů navinutých na toroidu) 𝑖𝑃 = 𝑖𝑆 𝑁𝑆 =

𝑣0 𝑁 𝑅𝑏 𝑆

Obrázek 117: Schéma toroidního transformátoru s operačním zesilovač pro měření stejnosměrného proudu

4.7.6 Otázky a úkoly 1) Uveďte základní vlastnosti rezistoru pro výkonovou elektroniku 2) Jaké znáte typy kapacitorů, které se uplatňují ve výkonové elektronice 3) Jaké jsou požadavky na induktory ve výkonové elektronice

107


4.8 Ochranné polovodičové prvky a obvody 4.8.1 Elektrické přetížení prvku Spínací polovodičové prvky (i pasivní) jsou omezeny v propustném stavu maximálním středním proudem a v blokovacím stavu maximálním závěrným napětím. Při překročení těchto stanovených veličin stoupá riziko zničení prvku. Problémem může být i přechod z propustného do závěrného stavu, pokud propustný proud významně překročil povolený střední nebo maximální přetěžovací proud a teplota prvků je vyšší než povolená maximální teplota. Prvek pak není schopen dosáhnout vlivem vysoké teploty polovodičového čipu plných blokovacích schopností, a může být zničen i napětím, které je při běžném stavu nižší, než mezní. Dlouhodobé přetěžování prvku má dále za následek zrychlenou degradaci choulostivějších částí prvku, urychluje rozšiřování strukturálních poruch v krystalové mříži polovodičového čipu a může způsobit vlivem teplotní vazby na další okolní prvky (elektrolytické kondenzátory). Při popisu elektrického přetížení se může jednat o překročení povoleného proudu – nadproud, a překročení povoleného napětí – přepětí. Přetížení se dále dělí na: 



Nadproud o Krátkodobý o Dlouhodobý Přepětí o krátkodobé o dlouhodobé

Zájmem je doplnit obvodu o taková opatření, která zamezuje nadproudu a přepětí. V prvém případě jde o pečlivý návrh obvodu, který postihne všechny pravděpodobné provozní stavy, a vybrané prvky budou vyhovovat z ohledu maximálního blokovacího napětí i maximálního středního propustného i přetěžovacího proudu. Vedle běžného i krajního provozního stavu může nastat překročení mezních parametrů vlivem poruchy vlastního měniče, připojené zátěže nebo převedené z napájecí strany. Prvky se tak mohou dostat do stavu elektrického přetížení a mohou být zničeny. Proto je nutné do obvodu doplnit i další opatření, která umožní zajistit, aby nebyl překročen povolený proud nebo povolené napětí, které může způsobit dlouhodobé vyřazení měniče z provozu.

4.8.2 Ochrana proti nadproudu Ochrana proti nadproudu je soubor opatření, která zamezují poškození prvku nebo přetížení napájecího zdroje nebo napájecí sítě. Pokud některé typy nadproudu vycházejí z provozního stavu, a evidentně se nejedná o poruchu měniče nebo zátěže, mohou se použít proudové omezovače, které pracují automaticky, a po ukončení přetížení je obvod v plném provozním stavu. Příkladem může být připojování kapacitorů s velkou kapacitou na síť, připojování transformátorů, rozběh motorů, rozsvěcení žárovek, atd.

108


Pokud je nadproud pravděpodobně poruchou způsoben, doplňují se do větví proudové pojistky. Proudová pojistka odpojí celou větev při překročení proudu větví. Následné obnovení spojení si vyžaduje zásah obsluhy zařízení. Obsluha musí přitom vyhodnotit, jestli stav obvodu obnovení propojení umožňuje. Proces odpojení větve proudovou pojistkou následně po překročení proudu – vybavení pojistky. Proudové pojistky se dělí na dva základní typy – tavné pojistky, a jističe. V tavné pojistce se při překročení proudu přeruší tavné vlákno, kterým protéká proud. Ohmické teplo vznikající vysokou proudovou hustotou nadproudu se vlákno roztaví a přeruší obvod. Pro následné obnovení vodivého spojení je nutné vložit novou pojistku. Konstrukce jističe naopak umožňuje nedestruktivní vybavení jističe při rozpojení při nadproudu. Po zajištění správné funkce obvodu stačí jistič jen nahodit. Parametry proudových pojistek jsou  

 

jmenovitý proud 𝐼𝑛 , jde o proud, který je pojistka schopna trvale vést. vypínací schopnost nebo zkratový proud 𝐼𝑘 , jde proud, který je pojistka nebo jistič schopen spolehlivě vypnout. Při vyšším proudu hrozí riziko svaření vypínacích kontaktů Jmenovité napětí 𝑈𝑛 – napětí, na který je vypínací prvek konstruován, při vybavení ho bezpečně vydrží. Jouleův integrál - 𝐼 2 𝑡 - je vypočtená hodnota, která se získá integrací kvadrátu proudu v jednotlivém pulzu a je přímo úměrná na uvolněnou Jouleho energii při průchodu proudového pulzu prvkem nebo pojistkou. 𝑡

𝐼 2 𝑡 = ∫ 𝑖 2 (𝑡) 𝑑𝑡 0

Pulzy s Jouleho integrálem stejným nebo menším, než je uvedený, jistič nebo pojistku nevybaví. Pojistky a jističe mají vybavovací časovou charakteristiku, která se liší podle vlastností připojené zátěže. Některé zátěže ze své podstaty při připojení na síť vykazují vysoký odběr proudu (asynchronní motor, velký transformátor u svářeček nebo napájecích zdrojů), proto je nezbytné zajistit, aby tento záběrový proud nezpůsobil zbytečné vybavení jističe charakteristika C, D. Žárovky při připojení mají také několikanásobně vyšší proud, ten proti motorům rychle klesá (dostačuje charakteristika typu B).

109


a)

b)

Obrázek 118: a) Schématická značka pojistky, b) Vypínací časová charakteristika proudového jističe (příklad, jistič OEZ) Pokud se jistí měnič s polovodičovými spínači, důležitým parametrem pojistky je přetěžovací integrál prvku, který musí být několikanásobně větší, než je přetěžovací integrál pojistky. Potom je schopna pojistka měnič ochránit před účinky nadproudu. Ochrana polovodičových spínačů před nadproudem je popsán v normě ČSN EN 60269-4.

4.8.3 Poznámky ke konstrukci tavných pojistek a jističů Tavné pojistky mají svoji normalizovanou velikost. Dělí se na: trubičkové (přístrojové – 25 mA - 6A) IK do 35 A, závitové (do 63 A, nahrazeny jističi), IK do 10 kA, nožové (do 630 A, IK do 50 kA) Nadproudové jističe obsahují elektromagnetickou spoušť - magnetický obvod s kontakty pro rychlé odpojení při zkratu na chráněné větvi (velké přetížení, krátké vypínací časy), a tepelnou spoušť – rezistor, kterým jištěný proud prochází doplněný o bimetalový spínač pro vypínání dlouhých přetížení. Jističe jsou dále doplněny signalizací stavu kontaktů, aby se signalizovalo, když jsou kontakty spečené. K vypínacímu času je nutné přičíst vybavovací čas a dobu, kdy hoří na kontaktech oblouk. Jedná se celkem asi o 10-15 ms.

110


4.8.4 Ochrana proti přepětí Přepětí v obvodu může být běžným provozním nebo napájecím stavem, nebo může být důsledkem poruchy, například izolace. Přepětí může přijít i z vnějšku. Jde o důsledek chybného provozního stavu napojeného zařízení, nebo atmosférické elektřiny, atd.

4.8.5 Přepěťové prvky Přepěťové prvky při překročení průrazného napětí sníží svůj odpor, a umožní svést náboj přepětí přes sebe. Při sepnutí přepěťového prvku často dochází k poklesu napětí. Připojují se mezi dva uzly obvodu, kde musí být napětí omezeno. Jako jeden z uzlů se volí často společný potenciál umístěný na kostře měniče. U přepěťových prvků bývá v jejich katalogových listech uvedeno pracovní stejnosměrné a efektivní hodnoty střídavého napětí, dále průrazné (spínací) napětí, u polovodičů se spínací napětí určuje při stanoveném proudu. Dále to jsou parametry popisující vlastnosti přepěťových prvků při probíhajícím sepnutí: maximální střední (trvalý) ztrátový výkon (𝑃𝑚𝑎𝑥 ), maximální svedený proud pro standardní proudový impulz (nejčastěji 8/20 µs) a absorbovanou energii při sepnutí. Důležitým parametrem je kapacita, která omezuje použití prvků ve střídavých obvodech, zvl. vysokofrekvenčních.

Obrázek 119: Standardní proudový pulz 8/20 µs pro testování přepěťových prvků

4.8.5.1 Plynová bleskojistka Plynové bleskojistky se vyrábějí pro průrazná napětí 75 až 8500 V. Jsou charakterizovány malou kapacitou (1 pF), proti polovodičovým ochranným prvkům vysokým maximálním svedeným proudem (až desítky kA), pomalejší dobou sepnutí (řádově stovky ns). Vzdáleností elektrod a tlakem plynu je možné nastavit hodnotu průrazného napětí. 111


Při překročení průrazného napětí dojde k elektrickému průrazu mezery mezi elektrodami a vzniku elektrického oblouku. Při hoření oblouku se sníží napětí na bleskojistce na napětí kolem 20 V. Po ukončení výboje trvá doběhový proud 𝐼𝑡𝑎𝑖𝑙 .

a)

b)

Obrázek 120: a) Bleskojistka schématická značka, b) příklad konstrukce – průřez. Popis bleskojistky – dvě elektrody v uzavřené komůrce naplněné plynem (dusík, argon, helium nebo vodík), mezi elektrodami je vzdálenost, která nastavuje spínací napětí bleskojistky.

4.8.5.2 Varistor Jako přepěťový prvek má vysokou hodnotu absorbované energie, na rychlost spínání je pomalejší (desítky až stovky ns). Při toku elektrického proudu na něm neklesá napětí. Vysoký svodový proud a kapacita.

4.8.5.3 Transil Jde o monokrystalický prvek, s vysokou strmostí proudu po sepnutí, obvykle nedochází k poklesu napětí nebo jen velmi málo. Střední kapacita prvku, malá ztrátová energie. Obvykle se používají jako ochrana řídicí elektrody u polem řízených prvků.

112


Obrázek 121: Standardní napěťový pulz 1,2/50 µs pro testování přepěťových prvků

4.8.5.4 Příklady ochrany zařízení - přepětí Napětí na vstupních svorkách často nesmí překročit napájecí napětí vstupního obvodu. vstupní obvody – napětí nesmí překročit napětí zdroje svod přepětí do zdroje

a)

b)

Obrázek 122: Příklad ochrany vstupů proti přepětí: a) vstupu do elektronického zesilovače, b) silový vstup (napájení)

4.8.6 Otázky a úkoly 1) Jaké jsou hlavní parametry proudových pojistek

113


4.9 Řazení prvků v obvodech 4.9.1 Statické sériové nebo paralelní řazení prvků Při konstrukci měniče může nastat situace, že nejsou dostupné prvky, které by vyhovovaly z hlediska maximálního napětí nebo maximálního proudu ve větvi. V tomto případě se používá řazení polovodičových prvků sériově nebo paralelně. Vyšší napětí se na sériově řazené prvky rozdělí, stejně jako vyšší proud se rozdělí do více prvků. Paralelní řazení diod se používá například pro zvýšení propustného proudu větví usměrňovače. Řazené diody však nemají naprosto shodnou propustnou charakteristiku, při stejném napětí na diodách UD12 mohou protékat velmi rozdílné proudy ID1 a ID2, riziko přetížení jedné z diod s nejlepšími propustnými vlastnostmi je tak značné. Tento problém se řeší vložení rezistoru ke každé diodě, na zůstává větvích společné napětí U‘D12, nastává však menší rozdíl proudů I‘D1 a I‘D2. Negativním důsledkem je zvýšení úbytku napětí na větvi usměrňovače, větší teplené ztráty.

a)

b)

Obrázek 123: Paralelní řazení diod, změna propustné charakteristiky větve s diodami. a) schéma paralelního řazení - vyrovnání úbytků propustného napětí, b) voltampérové charakteristiky samotných diod a diod v sériovém vyrovnávacím zapojení Sériové řazení diod se používá pro zvýšení závěrného napětí na větvi usměrňovače. Rozdílná závěrná propustná charakteristika sériově řazených diod při stejném proudu ID12 má za následek rozdílné závěrné napětí UD1 a UD2, riziko průrazu jedné z diod (s nejlepšími závěrnými vlastnostmi). Aby se tomu předešlo, řadí se paralelně k diodám rezistory. dosáhne se ta, lepší distribuce napětí – U‘D1 a U‘D2. Negativním důsledkem je zvýšení svodového proudu větve a tím i větší ztráty.

114


a)

b)

Obrázek 124: Sériové řazení diod, změna závěrné charakteristiky větve s diodami. a) schéma vyrovnávacího zapojení, b) závěrné voltampérové charakteristiky samotných diod a diod spolu s paralelními vyrovnávacími rezistory

4.9.2 Dynamické řazení prvků Polovodičové prvky spínají a vypínají různou rychlostí, při přechodu větve se sériové řazenými diodami z propustného do závěrného stavu se jako první uzavře dioda s nejkratším časem závěrného zotavení 𝑡𝑟𝑟 a převezme tak napětí celé větve. Při sériovém řazení pro zajištění vysokého závěrného napětí se paralelní rezistory k diodám doplňují kondenzátory 𝐶𝑠 . Toto zapojení zpomaluje vypínání stupňů a umožní tak zajistit ochranu rychlejších diod.

a)

b)

Obrázek 125: a) Schéma dynamicky a staticky vyváženého sériového řazení diod, b) Schéma vyvažujícího obvodu pro paralelní řazení tyristorů Při paralelním řazení tyristorů (větev řídí větší proud, než je povolený proud jednoho dostupného prvku) využívá k vyrovnání dynamických vlastností transformátor. Vinutí s indukčností L1 u transformátoru s opačně orientovanými vinutími snižuje nárůst proudu jednou větví di1/dt (indukuje napětí proti nárůstu proudu u1), pokud se v druhé větvi proud i2 nemění vlivem pozdějšího sepnutí (vypnutí) tyristoru s delšími spínacími časy. Proud i2 toto indukované napětí snižuje 115


4.9.3 Obvody pro snižování spínacích ztrát 4.9.3.1 RCD ochranný obvod RCD ochranný obvod je základním prostředkem ke snížení tvrdosti vypínání, který vede ke značnému snížení vypínacích ztrát a umožňuje zvýšit vypínatelný proud ve větvi. 1. před sepnutím prvku je napětí na kondenzátoru uC rovno napětí na spínaném prvku (obyčejně jde o napětí sítě 𝑈𝑠 2. po sepnutí prvku se kondenzátor 𝐶𝑆 vybíjí exponenciálně s časovou konstantou 𝜏 = 𝑅𝑆 𝐶𝑆 na hodnotu propustného napětí prvku 3. při vypnutí prvku se proud iQ rychle snižuje, Nárůst napětí na prvku odpovídá nárůstu napětí na kondenzátoru 𝐶𝑆 . Proud 𝑖𝑆 , který teče přes diodu DS, kondenzátor CS nabíjí, napětí roste podle vzorce: (𝑑𝑢𝐷 )/𝑑𝑡 = 𝐼𝐷 /𝐶𝑆 . Proud 𝑖𝐷 je během vypínacího cyklu přibližně konstantní. Parazitní indukčnost 𝐿𝑆𝑝𝑎𝑟 a propustné zotavovací napětí diody 𝑈𝐹𝑅 způsobuje, že proud iS začne téct až po dosažení napětí UDSP 4. Proud iS teče do té doby, než napětí uC přesáhne napětí sítě UCC, kdy nulová dioda přejde do propustného stavu. 5.

Odlehčovací větev způsobuje zpoždění vypínacího děje z 𝑡𝑜𝑓𝑓 na 𝑡𝑜𝑓𝑓𝐵 .

a)

b)

Obrázek 126: Vliv odlehčovacího obvodu (snubberu) na časový průběh vypnutí tranzistoru IGBT. a) Schéma zapojení tranzistoru IGBT s RCD ochranným dvojpólem, vyznačené proudy, b) časový průběh proudů v odlehčovacím dvojpólu

116


Obrázek 127: Příklad schématu ss měniče s tyristorem GTO pro stejnosměrný trakční motor s odlehčujícími obvody. Nominální napětí: 𝑈𝑑 = 450 ⋯ 750 𝑉, proud 𝐼𝑚 < 450 𝐴. (pro trolejbus)

Obrázek 128: Využití RCD ochrany při řazení tranzistorů IGBT do série: pomalejší nárůst blokovacího napětí na prvcích s nejkratší dobou vypnutí, každý prvek musím mít vlastní řídicí obvod, galvanický oddělený (napájení, řízení)

117


4.9.4 Vypínání tyristoru komutačním obvodem. Příklad výkonového obvodu, který umožňuje přerušit proud ve větvi, přestože obsahuje pouze prvky s neřízeným vypínáním. Schéma je uvedeno na obrázku:

Obrázek 129: Schéma tyristoru s tyristorovým komutačním obvodem Funkce je naznačena na soustavě časových průběhů významných veličin, které jsou na schématu také vyznačeny. Proud 𝑖𝐿 je proud do zátěže (a nulové diody). Spíná ho tyristor 𝑄1 . Aby se vypnul a vzápětí zachytil blokovací napětí 𝑈𝐷1 , je nutné tento proud vést mimo tento tyristor (větev s tyristorem 𝑄2 ) přes kondenzátor 𝐶, a zároveň musí tato větev vytvořit na tyristoru 𝑄1 krátkodobé napětí 𝑈, Kondenzátor musí být nabitý na větší napětí, než je napětí zdroje. Umožní to tlumivka 𝐿, která s kondenzátorem 𝐶 dělá rezonanční obvod. Při vypnutém tyristoru je na kondenzátoru napětí stejné, jako je napětí na tyristoru

Obrázek 130: Schéma komutačního obvodu s tyristory: hlavní proud tyristorem Q1, po sepnutí nabije kondenzátor 𝐶,𝐿 snižuje nabíjecí proud a způsobí změnu polarity napětí na kondenzátoru (rezonanční 𝐿𝐶 obvod), tyristor Q2 vybíjí kondenzátor, převezně proud 𝐼𝐿 a na Q1 přiloží napětí 𝑈𝐶 . Tyristor může během doby 𝛥𝑡 vypnout,po vybití kondenzátoru je obvod přerušen

118


5 Obvody výkonové elektroniky 5.1 Výpočty veličin ve výkonové elektronice 5.1.1 Periodický průběh napětí a proudu Spínané obvody výkonové elektroniky pracují v periodickém spínaném režimu. Časový průběh veličin je tak periodický, neharmonický, pro popis se často používají časové průběhy veličin a používají Fourierovu řadu pro rozklad periodického neharmonického průběhu na jednotlivé harmonické složky. Průběh je popsán také náhradními veličinami: maximální hodnota – pro dimenzování prvků střední hodnota nebo stejnosměrná složka - vyplývají z funkce usměrňovačů – výpočet výstupního ss napětí nebo proudu Stejnosměrná složka – střední hodnota 1 𝑇 ∫ 𝑖(𝑡)𝑑𝑡 𝑇 0

𝐼0 =

Střední hodnota jako stejnosměrná složka výstupu z usměrňovače: 𝐼𝑎𝑣 =

1 𝑇 ∫ |𝑖(𝑡)|𝑑𝑡 𝑇 0

efektivní hodnota – výkonová zátěž prvků (výpočet tepelné bilance, chlazení …) 1 𝑇 𝐼 = √ ∫ 𝑖 2 𝑑𝑡 𝑇 0 Periodický průběh proudu je popsán součtem harmonických složek (Fourierova řada): ∞

𝐼0 𝑖(𝑡) = + ∑ 𝐼𝑚𝑛 sin(𝑛𝜔𝑡 + 𝜑𝑛 ) 2 𝑛=1

Efektivní hodnota proudu při znalosti maximální hodnoty jednotlivých harmonických složek: 𝐼 = √𝐼02 +

2 2 2 2 𝐼𝑚1 𝐼𝑚2 𝐼𝑚3 𝐼𝑚𝑛 + + + ⋯+ +⋯ 2 2 2 2

nebo znalosti efektivních hodnot: 𝐼 = √𝐼02 + 𝐼12 + 𝐼22 + 𝐼32 + ⋯ + 𝐼𝑛2 + ⋯ Harmonické zkreslení je poměr mezi efektivními hodnotami vyšších harmonických a první harmonickou složkou: √𝐼22 + 𝐼32 + 𝐼42 + 𝐼52 + ⋯ 𝑇𝐻𝐷 =

𝐼1

119


5.1.2 Elektrický výkon v periodicky napájeném obvodu 5.1.2.1 Celkový účiník usměrňovače (Power Factor, PF) Usměrňovač je napájen střídavým napětím harmonického průběhu, odběr proudu není harmonický a dochází také k fázovému posunu jednotlivých harmonických složek vůči napájecímu napětí. Okamžitý výkon 𝑝(𝑡) – z okamžitých hodnot napětí 𝑢(𝑡) a proudu 𝑖(𝑡): 𝑝(𝑡) = 𝑢(𝑡) ⋅ 𝑖(𝑡) Střední výkon – například pro periodu 𝑇: 𝑃𝑎𝑣 =

1 𝑇 ∫ 𝑝(𝑡) 𝑑𝑡 𝑇 0

Pro sinusový průběh napětí se popisuje funkcí: 𝑢(𝑡) = 𝑈𝑚 sin(𝜔𝑡 + 𝜑𝑢 ), lineárním prvkem pak protéká proud: 𝑖(𝑡) = 𝐼𝑚 sin(𝜔𝑡 + 𝜑𝑖 ) Přitom může dojít k posunu fáze napětí. Potom se počítá s rozdílem fáze napětí 𝜑𝑢 a fáze proudu 𝜑𝑖 : 𝜑𝑝 = 𝜑𝑢 − 𝜑𝑖 Střední výkon je potom: 𝑈𝑚 𝐼𝑚 cos 𝜑𝑝 = 𝑈 ⋅ 𝐼 ⋅ cos 𝜑𝑝 2 Přitom samotný součin dvou efektivních hodnot dává výkon zdánlivý: 𝑃=

𝑆 =𝑈⋅𝐼 Dále se zavádí výkon jalový, který je 𝑄 = √𝑆 2 − 𝑃2 = 𝑈 ⋅ 𝐼 ⋅ sin 𝜑𝑝 a účiník: Λ=

𝑃 = cos 𝜑𝑝 𝑆

U neharmonického periodického napětí Celkový účiník obecného periodického průběhu je definován jako 𝑃𝑎𝑣 Λ = 𝑃𝐹 = 𝑈⋅𝐼 kde 𝑃𝑎𝑣 je střední příkon, 𝑈 a 𝐼 jsou efektivní hodnoty napětí a proudu. Na vstupu do usměrňovače se předpokládá napájení harmonickým průběhem napětí, proud je obecně periodický, se stejnou periodou, jako je perioda harmonického napětí. Určení činného příkonu: harmonické napětí

𝑢𝑠 = 𝑈𝑠𝑚 sin 𝜔𝑡

neharmonický proud ∞

𝐼0 𝑖𝑠 = = ∑ 𝐼𝑠𝑚𝑘 sin(𝑘𝜔𝑡 + 𝜓𝑘 ) 2 𝑘=1

120


na základně ortogonality jsou součiny různých harmonických nulové, harmonicky napájený usměrňovač odebírá činný výkon jen z první harmonické složky proudu. 2𝜋

∞

2𝜋

1 1 𝑃𝑎𝑣 = ∫ 𝑢𝑠 (𝑡) ⋅ 𝑖𝑠 (𝑡)𝑑(𝜔𝑡) = ∑ ∫ 𝑈𝑆𝑀 sin(𝑛𝜔𝑡 + 𝜑𝑛 )𝑑𝜔𝑡 2𝜋 2𝜋 𝑛=0

0

0

činný výkon jen z 1. harm 𝑈𝑚 𝐼𝑚1 cos 𝜑1 = 𝑈𝐼1 cos 𝜑1 2 Celkové harmonické zkreslení proudu THD podle definice 𝑃𝑎𝑣 =

𝑇𝐻𝐷 =

2 √∑∞ 𝐼 2 − 𝐼12 𝐼 2 𝑛=2 𝐼𝑛 = √ 2 = √( ) − 1 𝐼1 𝐼1 𝐼1

proto platí 𝐼1 1 =√ 𝐼 1 + 𝑇𝐻𝐷 2 Celkový účiník usměrňovače Λ=

𝑈𝐼1 cos 𝜑1 𝐼1 1 = cos 𝜑1 = √ cos 𝜑1 𝑈𝐼 𝐼 1 + 𝑇𝐻𝐷 2

podíl vyšších harmonických účiník dále snižuje.

5.1.2.2 Přehled harmonických v PWM PWM jako neharmonický periodický průběh – obsahuje stejnosměrnou složku a vyšší harmonické složky 𝑡1 𝐷= 𝑇

Obrázek 131: Průběh PWM Střídavý obdélníkový průběh kromě stejnosměrné složky obsahuje složky harmonické o frekvencích, které jsou celistvým násobkem frekvence pulsní modulace. Jejich velikost závisí na střídě a je zobrazena následujícím grafu.

121


Obrázek 132: Harmonické v pulzně-šířkové modulaci v závislosti na střídě Harmonický rozklad průběhu pulzně-šířkové modulace PWM pro střídu 𝐷: Stejnosměrná složka pro střídu 𝐷: 𝑈0 = 𝐷 ⋅ 𝑈𝑚 Amplituda napětí ℎ-té harmonická složka pro střídu 𝐷: 2𝑈𝑚 𝑈𝑚ℎ = | sin(ℎ𝜋𝐷) | ℎ𝜋 měniče se doplňují filtry, aby se vyšší harmonické potlačily Příklad Je dáno napětí pulzně-šířkově modulované o 𝑈𝑚 = 32 V, 𝑈𝑚𝑖𝑛 = 0 V, frekvenci 𝑓𝑚 = 30 kHz, a střídě 𝐷 = 0,47. Určete hodnotu stejnosměrné složky a frekvenci a amplitudy harmonických složek do desáté. Řešení Postupné dosazení do vzorců a výpočet: Stejnosměrná složka 𝑈0 = 16,45 V, 𝑓1 = 30 kHz, 𝑈𝑚1 = 22,183 V, 𝑓2 = 60 kHz, 𝑈𝑚2 = 2,0876 V, 𝑓3 = 90 kHz,𝑈𝑚3 = 7,1323 V, 𝑓4 = 120 kHz, 𝑈𝑚4 = 2,0506 V, 𝑓5 = 150 kHz, 𝑈𝑚5 = 3,9706 V, 𝑓6 = 180 kHz,𝑈𝑚6 = 1,9899 V, 𝑓7 = 210 kHz, 𝑈𝑚7 = 2,5151 V, 𝑓8 = 240 kHz, 𝑈𝑚8 = 1,9066 V, 𝑓9 = 270 kHz, 𝑈𝑚9 = 1,6372 V, 𝑓10 = 300 𝑘𝐻𝑧, 𝑈𝑚10 = 1,8026 V.

122


5.1.3 Náhradní VA charakteristiky spínacích prvků v obvodech Polovodičové spínací prvky v obvodech výkonové elektroniky přecházejí mezi dvěma stavy: stav vysoké impedance (vypnuto) a stav nízké impedance (zapnuto). Reálné prvky nejsou ekvivalentem ideálního spínače

a)

b)

Obrázek 133: Výstupní voltampérová charakteristika diody a) ideální. b) Náhrada pro tepelné výpočty.

a)

b)

Obrázek 134: Výstupní voltampérová charaktaristika zpětně závěrného prvku. (tyristor, tranzistor s pomocnou diodou v sérii, vhodné pro řízení proudových měničů. a) požadovaná, ideální b) náhrada pro zahrnutí propustných ztrát u tranzistoru IGBT, pro omezený proud zdola

a)

b)

Obrázek 135: Výstupní voltampérová charaktaristika zpětně propustného prvku. (tyristor, tranzistor se zpětnou diodou, vhodné pro řízení napěťových měničů a) požadovaná, ideální b) náhrada pro zahrnutí propustných ztrát u tranzistoru MOSFET, pro omezený proud zdola

123


5.2 Usměrňovače Usměrňovače převádějí střídavý proud na stejnosměrný. Ideální usměrňovač poskytuje na svém výstupu čistě stejnosměrné napětí, bez zvlnění při odběru jakéhokoli proudu. Reálné usměrňovače mají určitou míru zvlnění, problémem je také neharmonický odběr proudu z napáječe. Pro analýzu usměrňovačů se bude předpokládat, že vstupní napětí je čistě harmonické. Odebíraný vstupní proud je na základě charakteru usměrňovače obecně periodický. Výstupní proud a napětí reálně obsahuje zvlnění o stejné frekvenci jako vstupní střídané napětí nebo její celistvý násobek. Vztah mezi výstupním napětím a proudem je dán impedancí zátěže

124


5.2.1 Parametry usměrňovače 5.2.1.1 Vstupní a výstupní veličiny Samotný usměrňovač je napájený zdroje střídavého napětí s časovým průběhem napájecího napětí 𝑢𝑠 a odebíraného proudu 𝑖𝑠 , výstupní napětí je označeno jako 𝑢𝑑 a odebíraný proud 𝑖𝑑 .

Obrázek 136: Blokové schéma usměrňovače s vyznačenými veličinami

5.2.1.2 Pojmy v popisu usměrňovače Pulznost usměrňovače je dána podílem frekvence základní harmonické zvlnění na výstupním napětí proti základní harmonické frekvence napájecího napětí. Pulznost závisí na dostupnosti počtu fází v napájecím napětí. Pulznost u usměrňovačů může být jedno nebo dvojnásobek počtu přivedených fází do usměrňovače. Pro jednofázové usměrňovače mohou být jedno nebo dvoupulzní, pro třífázové tří nebo šestipulzní. V případě skládání proudu z výstupních vinutí dvou transformátorů jednoho zapojeného do hvězdy a druhého do trojúhelníka: dvanáctipulzní usměrňovače. Vícefázové usměrňovače lze získat z třífázových transformátorů vinutých do lomené hvězdy. Typy zátěží usměrňovače:   

čistě odporová zátěž induktivní zátěž – vyhlazovací tlumivka, budící vinutí synchronních a stejnosměrných strojů (zátěž má charakter zdroje proudu) kapacitní zátěž – vyhlazovací kondenzátor, zdroje ss napětí ve sdělovacích přístrojích, pro ss meziobvod u menších měničů (zátěž má charakter zdroje napětí)

Každý typ zátěže způsobuje jiný průběh odebíraného proudu ze střídavého zdroje.

5.2.1.3 Amplitudový zákon Uvádí přehled harmonických ve střídavém proudu napájející vícepulzní usměrňovač. V napájecím proudu 𝑖‘𝑠 jsou přítomny harmonické řádu h : ℎ = 𝑘𝑝 ± 1 kde 𝑘 je celé číslo, 𝑝 je pulznost usměrňovače.

125


5.2.1.4 Rozdělení usměrňovačů 



komutované ze sítě o neřízené – obsahují jen diody o fázově řízené – tyristory, diody, popř. triaky, o násobiče – poskytují vyšší napětí, než je UsM o s PFC obvodem – obvod snižuje harmonické zkreslení napájecího proudu pulzní (spínané, aktivní) – s tranzistory nebo vypínatelnými tyristory, komutace je řízená tranzistory. Spínání určuje řídicí obvod podle stavu veličiny sítě a požadovaných parametrů

5.2.1.5 Definice zvlnění usměrňovače Výstupní napětí 𝑢𝑑 a proud 𝑖𝑑 je opět obecně periodický. Výstupní proud je opět obecně periodický, s ohledem na rozklad na harmonické složky a stejnosměrnou složku 𝐼0 je právě stejnosměrná složka největší, a cílem návrhu usměrňovače je dostupnost především stejnosměrné složky harmonického rozkladu. Harmonické složky (jde harmonické složky odvozené z frekvence napájecího napětí) se považují obecně za nežádoucí součást proudu z usměrňovače. ∞

𝑖𝑑 = 𝐼𝑑0 + ∑ 𝐼𝑚𝑛 sin(𝑛𝜔𝑡 + 𝜑𝑛 ) 𝑛=1

Zvlnění výstupního proudu z usměrňovače se rozděluje: efektivní zvlnění je podíl efektivních hodnot střídavých a stejnosměrné složky výstupního proudu. ∞

𝜎𝐼𝑒𝑓 =

𝐼𝜎 = 𝐼𝑑0

√ ∑ 𝐼𝑛2 𝑛=1

𝐼𝑑0

relativní zvlnění se určuje jako podíl rozdílu maximální a minimální hodnoty veličiny v periodě ku součtu maximální a minimální hodnoty veličiny (viz obrázek) 𝐼𝑑𝑚𝑎𝑥 − 𝐼𝑑𝑚𝑖𝑛 𝜎𝐼𝑟𝑒𝑙 = 𝐼𝑑𝑚𝑎𝑥 + 𝐼𝑑𝑚𝑖𝑛

Obrázek 137: Relativní zvlnění stejnosměrného proudu

126


5.2.2 Jednofázový, jednopulzní usměrňovač Je nejjednodušším typem usměrňovače. Pro jeho realizaci stačí pouze jedna dioda. Do výstupu převádí pouze jednu půlperiodu, střídavý zdroj je tak zatěžován stejnosměrnou složkou proudu.

5.2.2.1 Odporová zátěž

a)

b)

Obrázek 138: Jednofázový jednopulzní usměrňovač s odporovou zátěží, a) schéma, b) časový průběh napájecího proudu a napětí Rozbor nejjednoduššího usměrňovače s odporovou zátěží se provede s ideální diodou (bez úbytku napětí v propustném směru):  Pro 𝑢𝑠 = 𝑈𝑠𝑚 sin(𝜔𝑡) > 0: dioda sepnutá, na zátěži napětí odpovídající kladné půlvlně: 𝑢𝑑 = 𝑈𝑠𝑚 sin(𝜔𝑡) = 𝑢𝑠 

Pro 𝑢𝑠 = 𝑈𝑠𝑚 sin(𝜔𝑡) < 0: dioda vypnutá, 𝑢𝑑 = 0 Střední napětí na výstupu (odpovídá stejnosměrné složce) je potom: 𝑈𝑑𝑎𝑣 = 𝑈𝑑0 =

𝑈𝑠𝑚 2𝜋 𝑈𝑠𝑚 ∫ sin(𝜔𝑡)𝑑(𝜔𝑡) = 2𝜋 0 𝜋

zvlnění – vysoké, odběr ss. složky proudu ze střídavého napájení

127


5.2.2.2 Induktivní zátěž, bez nulové diody

a)

b)

Obrázek 139: a) Schéma jednofázového jednopulzního usměrňovače s LR zátěží, b) simulace časového průběhu proudu a některých vyznačených napětí. Namodelovaný časový průběh pro následující parametry: f = 50 Hz, 𝑈𝑠𝑚 = 20 V, R = 10 Ω, L = 0,1 H. Základní schéma jednofázového jednopulzního usměrňovače se zátěží s induktivním charakterem. Popis vychází z 2. Kirchhoffova zákona. Součet napětí na smyčce při zanedbání úbyktu napětí na diodě v propustném směru: 𝑈𝑠𝑚 sin(𝜔𝑡) − 𝑢𝑑𝐿 − 𝑢𝑑𝑅 = 0 kde

𝑢𝑑𝐿 = 𝐿

𝑑𝑖𝑠 𝑑𝑡

je napětí na induktoru, 𝑢𝑑𝑅 = 𝑅𝑖𝑠 napětí na rezistoru.

Zde je vidět, že dioda se přepolarizuje do závěrného stavu teprve po poklesu proudu 𝑖𝑑 . Protože proud tlumivkou se jednou za periodu přeruší, samotná tlumivka nezajistí snížení zvlnění, navíc přidává fázové zpoždění proudu proti napětí.

5.2.2.3 Jednofázový, jednopulzní, zátěž LR, nulová dioda Snížení zvlnění zajistí zapojení nulové diody přes induktor. Pokud se napětí zdroje dostane do záporných hodnot, dioda 𝐷1 přejde do závěrného stavu, a proud induktorem pokračuje přes diodu 𝐷𝑍 .

a)

b)

Obrázek 140: Jednopulzní jednofázový usměrňovač s nulovou diodou s vyznačenými veličinami, b) náhradní obvod pro popis usměrňovače s induktivní zátěží. 128


Obrázek 141: Časový průběh napětí a proudu na jednofázovém jednopulzním usměrňovači Při použití nulové diody dochází k podstatnému snížení zvlnění, na zvlnění má vliv velikost indukčnosti (větší indukčnost – menší zvlnění) Napětí stejnosměrné složky na výstupu výstupní napětí 𝑈𝑑 = 𝑈𝑠𝑀 /𝜋 a proud 𝐼𝑑 = 𝑈𝑠𝑀 /(𝜋𝑅) Pokud platí 𝐿/𝑅 ≫ 2𝜋/𝜔 náhr. schéma, potom se pro analýzu usměrňovače s induktivní zátěží zavádí náhradní obvod se zdrojem proudu.

5.2.2.4 Vliv indukčnosti sítě na časový průběh veličin v usměrňovači: Pokud je usměrňovač připojen na síť, projevuje se na jeho průběhu parazitní indukčnost sítě. Elektrická síť se nechá do určité míry nahradit lineárním harmonickým zdrojem s vnitřní indukčností. Parazitní sériová indukčnost způsobuje pomalejší náběh proudu po komutaci diody, po fázový úhel µ vedou obě diody zároveň. Při odběru proudu vlivem parazitní indukčnosti dochází k poklesu napětí. Pro úhel 𝜇 platí: cos 𝜇 = 1 −

𝜇𝐿𝐶 𝐼𝑑 𝑈𝑠𝑀

a střední výstupní napětí: 𝑈𝑑 =

𝑈𝑠𝑀 𝜋

⋅ (1 −

𝜔𝐿𝐶 𝐼𝑑 ) 𝑈𝑠𝑀

Obrázek 142: Schéma jednofázového jednopulzního usměrňovače s parazitní síťovou indukčností.

129


Obrázek 143: Průběh veličin v jednofázovém jednopulzním usměrňovači s LR zátěží s uplatněným vlivem parazitní sériové indukčnosti v síti. (simulace)

5.2.2.5 Jednofázový jednopulzní usměrňovač s RC zátěží Jde od nejjednodušší a nejlevnější typ usměrňovače, je vhodný pouze pro malé zátěže do jednotek W. Pro malé usměrňovače s požadovaným konstantním výstupním napětím je užívá následující levné, běžně používané zapojení. Kondenzátor na výstupu – tvrdý zdroj napětí, pokrývá odběrové špičky, způsobuje odběr velkých hodnot proudu při dobíjení kondenzátoru. průběh napětí a proudu: dioda otevřena, čas 𝑡1 : 𝑈𝑠𝑀 sin(𝜔𝑡) > 𝑢𝐶 + 𝑢𝑄 𝑖𝑠 =

𝑈𝑠𝑀 sin(𝜔𝑡) − 𝑢𝐶 − 𝑢𝐷 𝑈𝑠𝑀 sin(𝜔𝑡) + 𝑅𝐷 + 𝐸𝑆𝑅 𝑅𝐿

Napětí na zátěži kopíruje napětí na zdroji, proud je uveden ve vzorci. dioda uzavřena, čas 𝑡2 : 𝑈𝑠𝑀 sin(𝜔𝑡) < 𝑢𝐶 + 𝑢𝑄 𝑈𝑠𝑀 − 𝑡 𝑒 𝑅𝐶 𝑅 střední hodnota napětí závisí na velikosti 𝑅 𝑖𝑠 =

bez zátěže dosahuje 𝑈𝑎𝑣 ≦ 𝑈𝑠𝑀 se zátěží pokles až na 𝑈𝑎𝑣 , snížení vlivu kapacity kondenzátoru

130


Obrázek 144: Jednofázový, jednopulzní usměrňovač s kapacitní zátěží - schéma jednofázový jednopulzní usměrňovač s RC zátěží - časový průběh analyticky nelze určit náboj 𝑄, který se vybil během t2 se musí do kondenzátoru během 𝑡1 nabít. 𝑡1

𝑄 = ∫ 𝑖𝐶 𝑑𝑡 = 0

𝑈𝐿 𝑡 𝑅𝐿 2

Obrázek 145: Jednofázový, jednopulzní usměrňovač s kapacitní zátěží - časový průběh veličin (simulace)

131


Obrázek 146: Vliv velikosti odporové zátěže na časový průběh proudu do zdroje a napětí na zátěži: Velký vliv na zvlnění výstupního proudu, menší vliv na maximální hodnotu odebíraného proudu.

Obrázek 147: Změna kapacity má velký vliv na maximální hodnotu odebíraného proudu. Snaha dosáhnout minimálního zvlnění za každou cenu od určité hodnoty kapacity vede k neúměrnému zvyšování proudových špiček v napájecím proudu

132


5.2.3 Jednofázový dvoupulzní usměrňovač 5.2.3.1 Odporová zátěž Využívá se záporná půlvlna střídavého napájení, u jednopulzního nevyužitá, eliminace ss. složky a sudých harmonických napájecího proudu. Užívají se dvě zapojení:  můstkové zapojení, při usměrňování jedné polarity jsou otevřeny vždy dvě diody s sérii. Proto výstupní napětí je sníženo o úbytek napětí na 2 diodách v sérii. Stejnosměrný obvod nemá se střídavým obvodem společný referenční uzel, pokud není použit transformátor. Pro funkci usměrňovače není použití transformátoru nezbytné.  uzlové zapojení (př.), nutné použít zvláštní transformátor, úbytek napětí na jedné diodě (uzlové zapojení vhodná pro menší napětí a větší proud). Střídavý obvod může mít se stejnosměrným obvodem společný uzel. Pro funkci usměrňovače je užití transformátoru nezbytné.

a)

b)

Obrázek 148: Dvoupulzní jednofázový neřízený usměrňovač a) můstkové zapojení, b) uzlové zapojení Střední hodnota výstupního stejnosměrného napětí bez zahrnutí úbytku napětí 𝑈𝑑0 =

2√2 𝑈 = 0,900𝑈𝑠 𝜋 𝑠

133


5.2.3.2 Jednofázové dvoupulzní usměrňovače s L a C vyhlazením zvlnění Jde o nejrozšířenější jednofázové usměrňovače s přenášeným výkonem od několika W až do desítek kW.

a)

b)

Obrázek 149: Jednofázový dvoupulzní usměrňovač s induktivní zátěží: a) schéma, b) časový průběh napájecího proudu a napětí na zátěži. (simulace) Časový průběh vstupního napětí a proudu jednofázového dvoupulzního usměrňovače se zátěží s induktivním charakterem. Tvar odebíraného proudu je přibližně obdélníkový, amplitudy jednotlivých harmonických proudu tak tvoří harmonickou řadu s lichými prvky.

a)

b)

Obrázek 150: Jednofázový dvoupulzní usměrňovač s kapacitní zátěží: a) schéma, b) časový průběh napájecího proudu a napětí na zátěži. (simulace) Časový průběh výstupního napětí a proudu jednofázového dvoupulzního usměrňovače se zátěží RC. Podle velikosti kondenzátoru jsou pro přivedení proudu z kladné i záporné půlvlny diody otevřeny jen krátkou část půlvlny, proud má výrazně trojúhelníkový charakter, je výraznější odběr vyšších harmonických, které řádem harmonické klesají rychleji, než u induktivní zátěže.

134


5.2.4 Řízené usměrňovače - 1fázový, jednopulzní Řízené usměrňovače komutované ze sítě mají nahrazený neřízený usměrňovací prvek (diodu) řízeným usměrňovacím prvkem (tyristor). Tyto tyristory musí mít symetrickou konstrukci, aby blokovaly závěrného napětí 𝑈𝑅 . Při konstrukci vícepulzních můstkových usměrňovačů je možné, aby v sepnuté dvojici prvků tyristor nahradil jen jednu z diod.

a)

b)

Obrázek 151: Jednofázový jednopulzní řízený usměrňovač s odporovou zátěží: a) schéma, b) časový průběh napájecího proudu a napětí na zátěži. (simulace) Stejnosměrné napětí na výstupu: 𝑈𝑠𝑀 (cos 𝛼 + 1) 𝜋 řídicí prvek – tyristory komutované ze sítě. Závěrný přechod tyristoru nepropouští opačnou půlvlnu 𝑈𝑑 = 𝑈𝑎𝑣 =

řídicí úhel 𝛼 je vyznačen na průběhu a ukazuje fázové zpoždění spínání tyristoru od počátku periody. Někdy se zavádí také úhel otevření 𝜓 = 𝜋 − 𝛼

135


5.2.5 Řízené jednofázové dvoupulzní usměrňovače Pokud se nahradí v jednofázovém dvoupulzním usměrňovači diody tyristory, je možné řídit jak kladnou, tak zápornou půlvlnu. Při induktivní zátěži způsobuje induktor trvání proudu sepnutou dvojicí tyristorů až do okamžiku, kdy jsou zapnuty tyristory pro řízení opačné půlvlny. Pro velké řídicí úhly 𝛼 tak dojde k tomu, že jsou tyristory otevřeny delší dobu při opačné polaritě napětí než při vlastní polaritě. Toho se využívá k přenosu energie od zátěže ke zdroji, pokud je třeba například brzdit stejnosměrný motor. Důležitá je funkce nulové diody, pokud přešlo napětí do opačné půlvlny, přebírá proud z induktorů, a ke změně polarity napětí na induktivní zátěži tak nenastává.

a)

b)

Obrázek 152: Jednofázový dvoupulzní řízený usměrňovač s induktivní zátěží. a) schéma zapojení, b) závislost výstupního napětí na řídicím úhlu Výstupní napětí v závislosti na řídicím úhlu tyristor v řízeném usměrňovači s nulovou diodou: 𝑈𝑠𝑀 𝑈𝑑 = (1 + cos 𝛼) 𝜋 Výstupní napětí v závislosti na řídicím úhlu tyristor v řízeném usměrňovači bez nulové diody 2𝑈𝑠𝑀 𝑈𝑑 = cos 𝛼 𝜋

136


Obrázek 153: Časový průběh veličin v jednofázovém dvoupulzním usměrňovači bez nulové diody

Obrázek 154: Časový průběh veličin v jednofázovém dvoupulzním usměrňovači s nulovou diodou

137


5.2.5.1 Vliv indukčnosti sítě Indukčnost napájecí sítě způsobuje zpoždění napětí na výstupu, které zvyšuje se s odebíraným proudem. Výstupní napětí usměrňovače je nižší a závisí na indukčnosti. 2𝑈𝑠𝑀 𝜔𝐿𝐶 𝐼𝑑 𝑈𝑑 = (cos 𝛼 − ) 𝜋 𝑈𝑠𝑀

Obrázek 155: Schéma jednofázového dvoupulzního řízeného usměrňovače s indukčností sítě 𝐿𝐶

Obrázek 156: Časový průběh veličin v řízeném jednofázovém jednopulzním usměrňovači s induktivní zátěží a nulovou diodou, kde je zobrazen vliv indukčnosti sítě

138


5.2.6 Trojfázové usměrňovače – základní zapojení 5.2.6.1 Třífázové třípulzní zapojení U třífázové sítě se usměrňuje proud z každé fáze zvlášť. Nejjednodušší zapojení je uzlové třípulzní. Z třífázových zapojení má největší zvlnění. Stejně jako u jednofázového jednopulzního zapojení je napájecí transformátor zatěžován stejnosměrnou složkou. Každá dioda otevřena fázový uhel 𝜋/3. Napětí stejnosměrné složky na výstupu: 𝑈𝑑 =

a)

3√2 √3 𝑈𝑠 = 1,170𝑈𝑠 2𝜋

b)

Obrázek 157: a) Schéma zapojení třífázového třípulzního usměrňovače, b) fázorový diagram komutace

Obrázek 158: Časový průběh napájecího napětí a výstupního proudu do odporové zátěže třípulzního třífázového usměrňovače

139


5.2.7 Třífázové šestipulzní můstkové zapojení V každé fázi prochází proud dvěma diodami, úbytek napětí, teplotní ztráty na diodách (proud prochází zároveň dvěma diodami), vhodné pro vyšší napětí a menší proudy. Usměrňovač může pracovat bez transformátoru, ale dolní potenciál se od středního uzlu třífázové soustavy liší.

a)

b)

Obrázek 159: : a) Schéma zapojení třífázového šestipulzního usměrňovače, b) fázorový diagram komutace Fázový úhel sepnutí jednotlivých diod je v následující tabulce. Každá dioda je sepnutá po dobu třetiny periody. fázový úhel

otevřená dioda č.

fázový úhel

otevřená dioda č.

0 − 𝜋/6

1, 6

𝜋/2 − 2𝜋/3

3, 4

𝜋/6 − 𝜋/3

1, 2

2𝜋/3 − 5𝜋/6

5, 4

𝜋/3 − 𝜋/2

3, 2

5𝜋/6 − 2𝜋

5, 6

Napětí na výstupu je 𝑈𝑑 =

3√2 √3 𝜋

𝑈𝑠 = 2,34𝑈𝑠

Obrázek 160: Časový průběh napětí a proudu u třífázového šestipulzního můstkového usměrňovače 140


5.2.8 Třífázové uzlové šestipulzní zapojení Jiný název pro toto zapojení je hvězdicové. Je určeno pro větší proudy a menší napětí, stejnosměrný proud protéká jen jednou diodou. Má horší využití diod a vinutí transformátoru, diody jsou otevřeny jen jednu šestinu periody (úhel 𝜋/3 – 60°)

a)

b)

Obrázek 161: Třífázový šestipulzní uzlový usměrňovač. a) schéma zapojení, b) fázorový diagram komutace 𝑈𝑑 =

3√2 𝑈𝑠 = 1,35𝑈𝑠 𝜋

5.2.9 Třífázový šestipulzní usměrňovač s nulovou tlumivkou Uzlové zapojení s nulovou tlumivkou pro menší napětí a větší proudy. Umožňuje lepší využití diod a transformátoru (120°) proti hvězdicovému zapojení. Naprázdno má napětí 𝑈𝑑 = 1,35𝑈𝑠 , diody jsou otevřeny jen 𝜋/3 (60°) periody, stejně jako u uzlového (hvězdicovitého) zapojení. Při zátěži se projeví impedance tlumivky na zbytkovém zvlnění a proud přechází ještě na další diodu. Výstupní napětí klesne: pro 𝑅/6𝜔𝐿 < 1 : 𝑈𝑑 =

3√2 √3 2𝜋

𝑈𝑠 = 1,170𝑈𝑠

Obrázek 162: Šestipulzní třífázový usměrňovač s nulovou tlumivkou. 141


5.2.10 Usměrňovače komutované ze sítě s obvodem PFC Toto zapojení se užívá u dvoupulzních jednofázových usměrňovačů, které napájení zařízení s větším odběrem stejnosměrného proudu, jako je nepřímý střídavý měnič. K běžnému jednofázovému dvoupulznímu usměrňovači je doplněn zvyšující stejnosměrný měnič řízený tak, aby odebíral z usměrňovače proud, aby odpovídal průběhu napájecího napětí. U odebíraného proudu ze sítě se tak značně eliminují vyšší harmonické složky. Aby do sítě neprocházeli vyšší harmonické složky, doplňuje se vstup odrušovací filtr. Tento usměrňovač se používá jako jednofázový zdroj stejnosměrného napětí pro střídavé měniče.

Obrázek 163: Jednofázový dvoupulzní usměrňovač s obvodem PFC

142


5.3 Násobiče Násobiče jsou jednofázové usměrňovací obvody komutované síťovou frekvencí, které poskytují vyšší stejnosměrné napětí, než je 2Usm. poskytují vyšší ss napětí, než je USM upravený 1 fázový 2 pulzní usměrňovač příklad použití násobiče ve zdroji pro PC, dvě napěťové úrovně napájení

a)

b)

Obrázek 164: Jednofázové zvyšující usměrňovače. a) Jednofázový jednopulzní - kladnou půlvlnu do horní větve zápornou do spodní větvě, b)jednofázový dvoupulzní zvyšující usměrňovač.

kaskádní násobič, řazení pro zvýšení napětí

5.3.1 Villardův zdvojovač

výstupní napětí (bez úbytku napětí na diodách) 𝑈𝑑𝑀 = 2𝑈𝑠𝑀 = 𝑈𝑠𝑝𝑝 𝐼

𝑑 zatížený: 𝑈𝑑 = 2𝑈𝑠𝑀 − Δ𝑈 Δ𝑈 = 𝑓⋅𝐶

143


úprava do kaskády

Obrázek 165: Kaskádní zapojení násobiče

optimalizacev:ětší hodnoty kapacitu na straně zdroje výstupní napětí bez zátěže 𝑈𝑑 = 2𝑛𝑈𝑠𝑀 − Δ𝑈 𝐼𝑑 2 3 1 2 1 ∆𝑈 = ( 𝑛 + 𝑛 − 𝑛) 𝑓⋅𝐶 3 2 6 Villardův zdvojovač – napětí na uzlech násobiče na sudých uzlech minimální zvlnění, na lichých vysoké průběhy napětí při: USM = 20 V (US (ef) = 14,14 V) Uout >38 V (podle zátěže, napětí snižuje také úbytek UF na diodách)

Obrázek 166: Funkce Villardova násobiče.

144

Výkonová elektronika Obvody výkonové elektroniky/Střídače

5.4 Střídače 5.4.1 Střídače – základní přehled Střídače – obvody s vstupní stranou stejnosměrnou a výstupní střídavou. Obecně jsou 4 kvadrantové, podle úhlu řízení mohou přenášet energii ze stejnosměrné strany na střídavou nebo ze střídavé na stejnosměrnou. Mohou tedy pracovat jako střídače i jako usměrňovače. U střídačů se používají prvky s vlastní komutací, musí mít spínače, které jsou schopny samy přerušit proud ve větvi. Používají se tranzistory, tyristory vypínatelné řídicí elektrodou (GTO a IGCT), tyristory s komutačním obvodem. Existují zapojení, které mají obvod na přerušení proudu na střídavé straně na rezonančním principu, potom se jako řídicí prvky používají tyristory. typ spínačů - tranzistory (IGBT, MOSFET, BJT), tyristory GTO (IGCT), na nebo rychlé tyristory s komutačním obvodem. Pro určitý úhel a podmínky ve střídavé části přenášejí výkon ze stejnosměrné do střídavé části také řízené usměrňovače. Podle počtu fází zátěže střídače rozdělují na –

jednofázový střídač (UPS)

–

třífázový střídač (asynchronní nebo synchronní motory, fotovoltaické elektrárny)

–

vícefázový střídač (vícefázové krokové motory) Podle typu napájení

–

napěťové střídače (významnější), napěťový meziobvod, do induktivní zátěže

–

proudové střídače, proudový meziobvod, do kapacitní zátěže.

Na výstupu je střídavý průběh, běžně neharmonický (podle způsobu řízení). Při použití PWM – možné odfiltrování vyšších harmonických, výstup je potom přibližně harmonický.

a)

b)

Obrázek 167: Funkce střídače s při zátěži s induktivním charakterem

5.4.2 Jednofázové střídače, základní zapojení 145


Půlmost – malé zátěže, výstup střídavý bez stejnosměrné složky.

Obrázek 168: Schéma střídače typu půlmost

Sepnuto

napětí na výstupu

S1

𝑢𝑜 = +𝑈𝑑 /2

S2

𝑢𝑜 = −𝑈𝑑 /2

S1, S2

zakázáno – zkrat

Tabulka č. 7. Řízení střídače typu půlmost

5.4.2.1 Celý H most Střídač typu plný most může na horní nebo spodní potenciál zdroje připojit obě svorky zátěže. Na zátěži je podle sepnutých spínačů napětí 𝑈𝑑 nebo −𝑈𝑑 , případně 𝑈𝐿 = 0.

Obrázek 169: Schéma střídače typu celý H-most (H-bridge)

146


Sepnuto

napětí na výstupu

S1, S4

𝑢𝑜 = +𝑈𝑑

S2, S3

𝑢𝑜 = −𝑈𝑑

S1, S3

𝑢𝑜 = 0

S2, S4

𝑢𝑜 = 0

S1, S2


S3, S4


Tabulka č. 8. Řízení střídače typu H-most

a)

b)

Obrázek 170: Obdélníkové řízení induktivní zátěže, strmost proudu 𝑑𝑖𝑜 /𝑑𝑡 = 𝑈𝑑 /𝐿, tok energie: růžová – do zátěže, oranžová – do zdroje a) symetrický obdélník - střední hodnota proudu zátěží je rovná nule, b) Nesymetrický obdélník, proud zátěží stoupá

147


Obrázek 171: Tok proudu ve střídači typu plný H-most s induktivní zátěží v jednotlivých časových úsecích mezi komutacemi.

5.4.2.2 Ochranná doba větve V H můstku nesmí dojít k současnému sepnutí obou tranzistorů v jedné větvi nad sebou, došlo by přitom ke zkratu napájecího zdroje přes tranzistory. Tato situace se může objevit i krátkodobě, pokud řídicí signály horního a dolního tranzistoru běží přesně synchronně a vypínací čas je delší než čas zapínací. Z tohoto důvodu se sepnutí vrchního i spodního tranzistoru uměle o krátkou dobu zpozdí (ochranná nebo prázdná (blanking time) doba t0). Zpoždění zajistí, aby vždy alespoň jeden z tranzistorů byl spolehlivě vypnutý, pokud je zapnutý ten druhý. Trvání ochranné doby se volí podle použitých spínačů a jejich časových parametrů: MOSFET – 100 ns až 1 µs, IGBT 2 - 5 µs, IGCT 50 µs, GTO 200 µs.

148


Obrázek 172: Znázornění ochranné doby větve, zajištění odolnosti proti zkratu. 𝑈𝐺1 : řídicí napětí horního tranzistoru, 𝑈𝐺2 řídicí napětí dolního tranzistoru

5.4.3 Základní obdélníkové řízení střídače poloviční H-most, přepnutí při průchodu řídicího napětí nulou úhel otevření – 180° ve výstupním signálu řada harmonických složek - harmonické zkreslení nelze řídit velikost Uo velikost 1. harmonické: 𝑈𝑜1 = vyšší harmonické 𝑈𝑜ℎ =

a)

4 𝑈𝑑 𝑈𝑑 = 1,237 ( ) 𝜋 2 2

𝑈𝑜1 ℎ

b)

Obrázek 173: Obdélníkové řízení měniče, a) časový průběh, b) harnomické složky

149


5.4.4 Řízení střídače pomocí PWM Tvar výstupního střídavého signálu při použití dolnopropustné filtrace n je možné řídit velikost a do jisté míry průběh výstupního signálu vstup – blokovaný kondenzátorem pro pokrytí odběru proudových špiček výstup – filtr pro odstranění vyšších harmonických (vznik jalového výkonu) generování PWM analogově nosný pilovitý průběh – modulovaný průběh - komparátor digitálně čítač s generátorem, podle aktuální hodnoty nastavuje 1 nebo 0, řídí kombinační logický obvod jiné principy (napodobování analogového principu v DSP)

Obrázek 174: Schéma měniče PWM, s obecným střídavým průběhem napětí na výstupu

Obrázek 175: Matematický princip vzniku bipolárního řízení PWM 𝑈𝑑 2 𝑈𝑑 < 𝑢𝑡𝑟𝑖 : 𝑢𝑜 = − 2

𝑢𝑐𝑜𝑛𝑡𝑟 > 𝑢𝑡𝑟𝑖 : 𝑢𝑜 = + 𝑢𝑐𝑜𝑛𝑡𝑟

150


5.4.4.1 Parametry PWM u střídače – půlmost frekvenční poměr modulace 𝑚𝑓 𝑚𝑓 =

𝑓𝑡𝑟𝑖 𝑓1𝑐𝑜𝑛𝑡𝑟

amplitudový poměr modulace 𝑚𝑎 𝑚𝑎 =

𝑈𝑀𝑐𝑜𝑛𝑡𝑟 𝑈𝑀𝑡𝑟𝑖

vlastnosti 𝑚𝑎 – amplitudový poměr modulace 𝑚𝑎 < 1 - lineární oblast, 𝑈𝑑 2 𝑚𝑎 > 1 a maximální derivace řídicího napětí je menší, než derivace trojúhelníkového průběhu: přechodná oblast 𝑈𝑑 4 𝑈𝑑 < 𝑢𝑜 < 2 𝜋 2 𝑚𝑎 > 1 - obdélníková oblast (řídicí signál protíná trojúhelníkový signál 2krát za periodu, výsledkem je obdélníkovitý průběh), velikost výstupního napětí nelze řídit 4 𝑈𝑑 𝑢𝑜 = 𝜋 2 poměr 𝑚𝑓 – modulační frekvence co nejvyšší 𝑢𝑜 = 𝑚𝑎

𝑚𝑓 < 20: požadavek na soudělnost frekvence, 𝑚𝑓 musí být celé číslo. Pokud není, vznik subharmonických složek, které mohou být nežádoucí pro zátěž nebo síť 𝑚𝑓 > 20: přítomnost subharmonických zanedbatelná Harmonické složky u PWM pro 1 fázi širší spektrum harmonických složek, uvedeny v tabulce amplituda harmonických se mění podle velikosti modulovaného signálu velikost složek na výstupu modulátoru – podle přenosové funkce filtru a vstupní impedance zátěže

151


ma

0,2

0,4

0,6

0,8

1

zákl. harm

0,2

0,4

0,6

0,8

1

mf

1,242

1,15

1,006

0,818

0,601

0,016

0,061

0,131

0,220

0,318

mf ± 2 mf ± 4 2mf ± 1

0,018 0,190

2mf ± 3

0,326

0,370

0,314

0,181

0,024

0,071

0,139

0,212

0,013

0,033

2mf ± 5 3mf

0,335

0,123

0,083

0,171

0,113

3mf ± 2

0,044

0,139

0,203

0,176

0,062

0,12

0,047

0,104

0,157

0,016

0,044

3mf ± 4 3mf ± 6

Tabulka č. 9. Harmonické složky u PWM pro 1 fázi – tabulka

Obrázek 176: Harmonické složky u PWM pro 1 fázi – GRAF, bipolární řízení

Příklad:. Pro následující parametry modulovaného signálu určete frekvence a velikosti jednotlivých harmonických složek: fc = 50 Hz, fm = 1700 Hz, Ud = 300 V, ma = 0,8, mf = 34, půlmost: Řešení - harmonické složky podle tabulky frekvence harmonické 𝑓1 = 50 Hz 𝑓𝑚(𝑓−2) = 1600 Hz 𝑓𝑚⋅𝑓 = 1700 Hz 𝑓𝑚(𝑓+2) = 1800 Hz 𝑓2𝑚𝑓−3 = 3250 Hz

amplituda harmonikcé 0,8 = 120 V 2 0,22 𝑢𝑜𝑚𝑓−2 = 300 ⋅ = 33 V 2 0,818 𝑢𝑜𝑚𝑓 = 300 ⋅ = 122,7 V 2 0,22 𝑢𝑜𝑚(𝑓+2) = 300 ⋅ = 33 V 2 0,139 𝑢𝑜2𝑚𝑓−3 = 300 ⋅ = 20,85 V 2 𝑢𝑜1 = 300 ⋅

152


5.4.4.2 Unipolární řízení Unipolární řízení může být provedeno jen na celém H-mostu, protože ve spektru schází liché násobky vyšších harmonických

Obrázek 177: Princip generování jednofázového unipolárního řízení

Obrázek 178: Harmonické složky u PWM pro 1 fázi – GRAF, bipolární řízení

153


5.4.5 řízení 1f. střídače šířkou obdélníka Realizovatelné jen celým h-mostem, řízení amplitudy, vliv na harmonické (při konkrétním úhlu řízení se některé harmonické zruší) Nejmenší harmonické zkreslení výstupního napětí při δ = 26 °

Obrázek 179: Řízení měniče šířkou obdélníku, časový průběh výstupního napětí

Obrázek 180: Průběh harmonických složek podle šířky otevření

𝑈𝑜 (ℎ) =

𝜋−𝛿 2 4𝑈𝑑 𝑈𝑑 ∫ sin(ℎ𝜑) 𝑑𝜑 = cos(ℎ𝛿) 𝜋 𝜋ℎ 𝛿 2 √∑𝑛𝑗=2 𝑈𝑜𝑗

𝑇𝐻𝐷 =

𝑈𝑜1

154


5.4.6 Push-pull střídače s transformátorem Pro menší zátěže (transformátor přenáší výkon první harmonické) , obvykle není určeno pro PWM (vysoké ztráty vyšších harmonických, budiče pro tranzistory mají stejný potenciál referenčního uzlu řídicí elektrody. Použití: předřadníky do výbojek, ss měniče (počítačové zdroje). Pro řízení je možné využít opačné fázové napětí z transformátoru – samokmitající měniče (neřízené !)

Obrázek 181: Střídač typu Push-Pull - schéma 𝑈𝑜𝑚𝑎𝑥 = 𝑚𝑎 𝑛=

𝑈𝑎 𝑛

𝑁𝑃 𝑁𝑆

5.4.6.1 Dimenzování tranzistorů a napájecího napětí ve střídači účinnost měniče – teoreticky 100%, snížená ztrátami na spínacích prvcích Maximální napětí na tranzistoru

Maximální proud tranzistorem

Výstupní napětí mezi uzly 4 𝑈𝑑𝑀𝐴𝑋 𝑈𝑜 = 𝜋√2 2

Poloviční most

𝑈𝐶𝐸 = 𝑈𝑑𝑀𝐴𝑋

𝐼𝐶 = √2 𝐼𝑜𝑀𝐴𝑋

Celý most

𝑈𝐶𝐸 = 𝑈𝑑𝑀𝐴𝑋

𝐼𝐶 = √2 𝐼𝑜𝑀𝐴𝑋

𝑈𝑜 =

4 𝑈𝑑𝑀𝐴𝑋 𝜋√2 2

Push-Pull střídač

𝑈𝐶𝐸 = 2𝑈𝑑𝑀𝐴𝑋

𝐼𝐶 =

√2𝐼𝑜𝑚𝑎𝑥 𝑛

𝑈𝑜 =

4 𝑈𝑑𝑀𝐴𝑋 𝜋√2 𝑛

155


5.4.7 Třífázové střídače Třífázová soustava má zásadní význam pro napájení asynchronních motorů stejně jako pro převod stejnosměrného napětí na střídavé u fotovoltaiky. Třífázový střídač je možné realizovat jako 3 jednotlivé jednofázové můstky s fázovým posunutím 2𝜋/3 spolu s třífázovým transformátorem. Toto řešení může přinést určité výhody, přesto je nákladné (12 spínačů s příslušnými řídicími a budícími obvody + transformátor). Nejčastěji se používá 3 fázový můstek se šesti spínači. Zátěž je potom zapojena do hvězdy (Y) nebo do trojúhelníka (D) Základní zapojení střídače je na obrázku. Obsahuje 3 větve se spínači

základní uzly střídače: A, B, C s přidruženými tranzistory, připojení na napětí Ud nebo 0 pro každou větev střídače (3 větve) v provozu 2 stavy 1) horní tranzistor sepnutý, dolní vypnutý 2) horní tranzistor vypnutý, dolní sepnutý možno 23 = 8 kombinací, 2 kombinace typu všechny horní tranzistory zapnuté nebo vypnuté dávaní na všech 3 uzlech stejný potenciál

5.4.7.1 střídač – zapojení zátěže do trojúhelníku

Obrázek 182: Schéma třífázového střídače zapojeného do trojúhelníku

156


Obrázek 183: Příklad řízení třífázového střídače zapojeného do trojúhelníku, průběh napětí na jedné fázi. 𝑢𝐵𝐶 = 𝑢𝐵 − 𝑢𝐶

𝑢𝐴𝐵 = 𝑢𝐴 − 𝑢𝐵

𝑢𝐶𝐴 = 𝑢𝐶 − 𝑢𝐴

5.4.7.2 3f můstek – řízení PWM – zapojení do trojúhelníku,

Obrázek 184: Časový průběh PWM vtřífázovém střídači, se zátěží zapojenou do trojúhelníku 157


5.4.7.3 Základní parametry 3f můstku: maximální sdružené napětí 𝑈𝐿 (mezi uzly střídače) 𝑈𝐿𝑚𝑎𝑥 = 𝑈𝑑 , obdélníkové řízení – spínače jsou otevřeny po dobu půl periody, sdružené napětí pro první harmonickou (efektivní hodnota): 𝑈𝐿1 = přehled harmonických složek: 𝑈𝐿ℎ =

√3 4 𝑈𝑑 √6 = 𝑈 𝜋 𝑑 √2 𝜋 2

𝑈𝐿1 ℎ

pro ℎ = 6𝑛 ± 1, a pro 𝑛 = (1,2,3, … )

Obrázek 185: Spektrální graf s vyznačenými harmonickými složkami třífázového měniče s obdélníkovým řízením

158


5.4.7.4 řízení PWM základní parametry modulace – frekvenční a amplitudový poměr modulace 𝑚𝑓 a 𝑚𝑎 (pro 𝑚𝑎 > 1 dochází ke generování stejných harmonických jako u obdélníku) sdružené napětí 𝑈𝐿1 pro 𝑚𝑎 < 1, ostatní harmonické složky v tabulce (grafu) 𝑈𝐿1 =

√3 2√2

𝑚𝑎 𝑈𝑑

ma

0,2

0,4

0,6

0,8

1

zákl. harm

0,122

0,245

0,367

0,490

0,612

mf ± 2 mf ± 4

0,010

0,037

0,080

0,135 0,005

0,195 0,011

2mf ± 1 2mf ± 5

0,116

0,200

0,227

0,192 0,008

0,111 0,020

3mf ± 2 3mf ± 4

0,027

0,085 0,007

0,124 0,029

0,108 0,064

0,038 0,096

Obrázek 186: Spektrální rozložení vyšších harmonických u střídače s bipolárním řízením

159


5.4.8 3f střídač – zapojení zátěže do hvězdy pro symetrickou zátěž, střední uzel N není nikam připojen

2 1 1 𝑢𝐴𝑁 = 𝑢𝐴 − 𝑢𝐵 − 𝑢𝐶 3 3 3 2 1 1 𝑢𝐵𝑁 = 𝑢𝐵 − 𝑢𝐴 − 𝑢𝐶 3 3 3 2 1 1 𝑢𝐶𝑁 = 𝑢𝐶 − 𝑢𝐵 − 𝑢𝐴 3 3 3

5.4.8.1 Trojfázové řízení - obdélník Obdélník - průběh 3 f napětí 𝑢𝐴 , 𝑢𝐵 , 𝑢𝐶 :

160


5.4.8.2 Trojfázové řízení PWM zapojení symetrické zátěže do hvězdy s odpojeným středem

161


5.4.8.3 Víceúrovňové střídače - tříúrovňový třífázový střídač snížení napětí na tranzistorech, zmenšení harmonického zkreslení

Obrázek 187: Schéma víceúrovňového střídače Spínač

Podmínka sepnutí

Sepnuté spínače

S1A

𝒖𝒄𝒐𝒏𝒕𝒓𝑨 > 𝒖𝒕𝒓𝒊𝟏

1

0

0

S1B

𝒖𝒄𝒐𝒏𝒕𝒓𝑨 > 𝒖𝒕𝒓𝒊𝟐

1

1

0

S4A

𝒖𝒄𝒐𝒏𝒕𝒓𝑨 < 𝒖𝒕𝒓𝒊𝟏

0

1

1

S4B

𝒖𝒄𝒐𝒏𝒕𝒓𝑨 < 𝒖𝒕𝒓𝒊𝟐

0

0

1

Napětí 𝑈𝐴𝑁 : Tabulka č. 10.

𝑈𝑑 /2

0

−𝑈𝑑 /2

výstupní napětí podle sepnutých spínačů

Obrázek 188: Řízení víceúrovňového střídače

162


5.4.9 Proudové střídače Napájení – zdroj proudu, stejnosměrný meziobvod – tlumivka. Jsou vhodné pro velké výkony. Zátěž musí mít kapacitní charakter, požadována co nejnižší impedance pro frekvenci PWM a příslušné vyšší harmonické. při rekuperaci se mění směr napětí na vstupu třífázové, jen velké výkony PWM nebo obdélníkové řízení (úhel otevření 120°)

Obrázek 189: Schéma trojfázového proudového střídače.

163

Výkonová elektronika Obvody výkonové elektroniky/Stejnosměrné měniče

5.5 Stejnosměrné měniče 5.5.1 Stejnosměrné měniče - charakteristika vstupní proud – stejnosměrný, výstupní proud – stejnosměrný vlastní komutace spínaní, spínací prvek – tranzistory MOSFET, IGBT, tyristory IGCT Rozdělení: nábojové pumpy, vhodné pro malé odběry proudu měniče s induktorem nebo transformátorem - pracují s proudem v induktorech, transformátor s primární a sekundární částí

5.5.2 Základní nábojové pumpy Nábojové pumpy jsou obvody, které mění velikost napětí tak, že vhodně přepínají nabité kondenzátory k dosažení vyššího nebo záporného napětí. Tyto měniče mají obvykle nižší účinnost, protože špičkové proudy pro nabíjení kondenzátorů jsou relativně vysoké, a vznikají tak ztráty na sériových odporech v cestách nabíjených nebo vybíjených kondenzátorů. (ztráty rostou s druhou mocninou proudu). Při praktických aplikacích jsou spínače nábojových pump integrovány do jednoho obvodu spolu s řídicím obvodem, ke kterému se připojuje sada kondenzátorů. Konstrukce reálného obvodu je potom jednoduchá.

5.5.2.1 Dvoufázový napěťový zdvojovač 1 fáze – nabití kondenzátoru C 2 fáze – kondenzátor se přepne tak, aby výsledné napětí bylo Uin + UC a nabíjí se výstupní kondenzátor (volit vhodné velikosti, realizace – dva spínače (MOSFET) a diody, dá se řetězit Invertující nábojová pumpa - realizace – dva spínače (MOSFET), integrovaný obvod 𝑈𝑜𝑢𝑡 𝐶 =2 𝑈𝑖𝑛 𝐶 + 𝐶𝑜𝑢𝑡

a)

b)

Obrázek 190: a) Schéma dvojfázového napěťového zdrojovače, b) Invertor napětí

164


5.5.2.2 Dicsonova nábojová pumpa Obsahuje méně spínačů, více stupňů - 𝑁 počet stupňů, 𝑈𝐷 – úbytek napětí na diodách

Obrázek 191: Schéma zapojení Dicsonovy nábojové pumpy při zátěži a odebíraném proudu 𝐼𝑜𝑢𝑡 .

𝑈𝑜𝑢𝑡

𝑈𝑜𝑢𝑡 = 𝑈𝑖𝑛 + 𝑛(𝑈𝑖𝑛 − 𝑈𝑑 ) − 𝑈𝑑 𝐶 𝐼𝑜𝑢𝑡 = 𝑈𝑖𝑛 + 𝑛 ( 𝑈𝑖𝑛 − 𝑈𝑑 − ) − 𝑈𝑑 (𝐶 + 𝐶𝑆 )𝑓𝑜𝑠𝑐 𝐶 + 𝐶𝑆

165


5.5.3 Stejnosměrné měniče s induktorem 5.5.3.1 Základní pojmy propustné (přímé) na výstup teče proud ve stejném okamžiku, kdy teče proud do měniče blokovací v první fázi se akumuluje energie v magnetickém obvodu, v druhé fázi se z magnetického obvodu uvolňuje do zátěže módy měniče - podle odebíraného proudu, spínací frekvence a indukčnosti induktoru spojitý mód – proud induktorem teče po celou dobu periody (neklesne na nulu), výstupní napětí závisí jen na střídě a vstupním napětí spínače v režimu tvrdého spínání nespojitý mód – po určitou část periody induktorem proud neteče, výstupní napětí závisí také na frekvenci a indukčnosti

5.5.3.2 Rozdělení měničů s induktorem a transformátorem 



jednočinné – induktorem prochází proud pouze jedné polarity (induktor a transformátor) o přímé – snižující (buck), přímý transformátorový o blokující (nepřímé) – zvyšující (boost), invertující (buck/boost), nepřímý transformátorový (flyback) dvojčinné s transformátorem – induktorem prochází proud obou polarit (jen transformátor) o před transformátorem je střídač o pro větší výkony

166


5.5.3.3 Snižující měnič (buck converter) funkce – spínač na vstupu snižuje střední hodnotu napětí, dioda, tlumivka a kondenzátor jako filtrace

Obrázek 192: Základní schéma snižujícího stejnosměrného měniče Funkce :

a)

b)

Obrázek 193: Základní obvodové funkce snižujícího měniče: a)Spínač je sepnut, proud teče ze vstupu na výstup, zvyšuje se proud v induktor a napětí na výstupním kondenzátoru, dioda je uzavřená. b) Spínač uzavřen, proud se teče diodou, přes induktor se vybíjí výstupní kondenzátor, napětí na něm klesá

a)

b)

Obrázek 194: a) Časový průběh proudu ve snižujícím měniči při spojitém módu b) Časový průběh proudu ve snižujícím měniči při nespojitém módu nespojitý U out  U in

1 2 LI 0 1 U in D 2T

spojitý mód 𝑈𝑜𝑢𝑡 = 𝐷 ⋅ 𝑈𝑖𝑛 167


5.5.3.4 Celospínaný (synchronní) snižující měnič (buck) Nulová dioda vykazuje úbytek napětí v propustném směru. Pnulová dioda nahrazena spínačem (tranzistor MOSFET při sepnutí sníží úbytek na diodě, sepnutý kanál pracuje obousměrně), je určený pro měniče na nízká napětí (úbytek na diodě snižuje účinnost měniče) Nutný řídicí obvod pro spínání obou tranzistorů (spínají proti sobě).

Obrázek 195: Schéma celospínaného (synchronního) snižujícího měniče.

5.5.3.5 Řízení tranzistoru ve snižujícím měniči. Snižující měnič (a také můstkové měniče) mají tranzistor, který má společnou elektrodu pro uzavření hlavního a řídicího obvodu na jiném potenciálu, než je hlavní referenční uzel měniče. U stejnosměrného měniče je to katoda nulové diody, která mění skokově napětí – při sepnutí tranzistoru je na ní závěrné napětí rovné napětí vstupnímu, při vypnutí je na uzlu napětí referenčního uzlu měniče snížené o úbytek napětí na diodě. Při sepnutí je na řídicí elektrodě napětí zdroje zvýšené o řídicí napětí tranzistoru, při vypnutí je na řídicí elektrodě napětí ještě menší, než je napětí referenčního uzlu. Řídicí obvod využívá principu nábojové pumpy, řídicí obvod oddělen běžně optočlenem, tranzistor S vypnut, proud protéká nulovou diodou. Pravá elektroda kondenzátoru 𝐶𝑏𝑜𝑜𝑡𝑠𝑡𝑟 na potenciálu nižším, než je záporný pól napájecího napětí, kondenzátor se nabíjí na napětí 𝑈𝑐𝑜𝑛𝑡𝑟 přes diodu, tranzistor S zapnut, na horním konci nulové diody napětí Uin Pravá elektroda kondenzátoru Cbootstr na potenciálu na potenciálu stejném, jako je Uin, na kondenzátoru dostatečné napětí pro sepnutí a udržení sepnutí tranzistoru

Obrázek 196: Schéma řídicího obvodu pro tranzistor ve snižujícím měniči Snižující měnič se používá pro řízení trakčních stejnosměrných motorů. Hlavním řídicím prvkem byl nejprve tyristor s komutačním obvodem, později se začali uplatňovat tyristory GTO, IGCT, a v současnosti převažují tranzistory IGBT. Řízený výkon těchto měničů se pohybuje mezi 105 – 106 W . 168


Obrázek 197: Výstupní VA charakteristika snižujícího měniče - normovaná

5.5.3.6 Zvyšující měnič (boost)

Obrázek 198: Schéma zvyšujícího měniče

a)

b)

Obrázek 199: Základní obvodové funkce zvyšujícího měniče: a)Spínač je sepnut, proud teče ze vstupu do spodního společného neutrálního uzlu, zvyšuje se proud v induktoru. Výstupní kapacitor se vybíjí přes zátěž a napětí na něm klesá, dioda je uzavřená, b) Spínač uzavřen, proud z induktoru teče diodou, nabíjí výstupní kondenzátor, napětí na něm roste.

169


a)

b)

Obrázek 200: a) Časový průběh proudu ve zvyšujícím měniči při spojitém módu b) Časový průběh proudu při nespojitém módu spojitý mód 𝑈𝑜𝑢𝑡 = 𝑈𝑖𝑛

1 1−𝐷

Nespojitý mód 𝑈𝑜𝑢𝑡 = 𝑈𝑖𝑛 (1 +

𝑈𝑖𝑛 𝐷 2 𝑇 ) 2𝐿𝐼𝑜𝑢𝑡

Obrázek 201: Výstupní voltampérová charakteristika zvyšujícího měniče – normovaná

170


5.5.3.7 Invertující měnič (buck/boost)

Obrázek 202: Základní schéma invertujícího měniče

a)

b)

Obrázek 203: Základní obvodové funkce invertujícího měniče: a)Spínač je sepnut, proud teče ze vstupu do spodního společného neutrálního uzlu, zvyšuje se proud v induktoru. Dioda je polarizována v závěrném směru a je uzavřena. Výstupní kapacitor se vybíjí přes zátěž a napětí na něm klesá, dioda je uzavřená, b) Spínač uzavřen, proud z induktoru teče diodou, nabíjí výstupní kondenzátor, napětí na něm roste.

a)

b)

Obrázek 204: a) Časový průběh proudu ve invertujícím měniči při spojitém módu b) Časový průběh proudu při nespojitém módu spojitý mód 𝑈𝑜𝑢𝑡 = −𝑈𝑖𝑛

𝐷 1−𝐷

171


Obrázek 205: Výstupní voltampérová charakteristika invertujícího měniče – normalizovaná

172


5.5.3.8 Blokující měnič s transformátorem (fly-back) Blokující měnič s transformátorem vychází z principu invertujícího měniče, opačně vinutá sekundární strana demagnetuje jádro.

Obrázek 206: Schéma invertujícího měniče s transformátorem oddělení primární a sekundární strany transformátorem používá se rozhraní mezi spojitým a nespojitým módem výstupní napětí pro spojitý mód

U out 

U in D n 1 D

a)

b)

Obrázek 207: Základní obvodové funkce blokujícího měniče s transformátorem: a)Spínač je sepnut, proud teče ze vstupu do spodního společného neutrálního uzlu, zvyšuje se magnetický tok v transformátoru. Dioda je polarizována v závěrném směru a je uzavřena. Výstupní kapacitor se vybíjí přes zátěž a napětí na něm klesá, dioda je uzavřená, b) Spínač uzavřen, proud z induktoru teče diodou, nabíjí výstupní kondenzátor, napětí na něm roste

173


5.5.3.9 Přímý jednočinný měnič s transformátorem V transformátoru je zvláštní vinutí pro demagnetizaci. Na filtraci střídavé složky není možné použít jen kapacitor – velký proud, přesycení

Obrázek 208: Schéma přímého jednočinného měniče s transformátorem přenos měniče pro spojitý mód: 𝑈𝑜𝑢𝑡 = 𝑈𝑖𝑛

a)

𝑁𝑠 𝑡1 𝑁𝑃 𝑇

b)

Obrázek 209: Průtok proudu přímým měničem s transformátorem. a) tranzistor je sepnut b) tranzistor je vypnut, demagnetizačním vinutím teče proud zpět do zdroje.

174


5.5.4 Dvojčinný měnič Dvojčinný měnič magnetuje jádro na obě polarity, je lepší z hlediska využití z hlediska výkonu. Jsou minimálně dva spínače, každý pro sepnutí proudu pro zajištění magnetického toku jedním směrem. Principy – s transformátorem se středním uzlem a se dvěma vinutími,každé pro svoji půlvlnu magnetizace – Push/pull a pro napájení magnetického jádra můstkem. Napětí se řídí délkou sepnutí 𝑡1 , tranzistory nevedou celou dobu půlvlny.

5.5.4.1 Dvojčinný Push/pull Prvky jsou na jednom potenciálu, jednoduché buzení.

Obrázek 210: Schéma Push/pull měniče

U out N t  S 1 U in 2N P T

175


5.5.4.2 Dvojčinný můstkový měnič Složitější zapojení má dvojčinný můstkový měnič.

a)

b)

Obrázek 211: Dvojčinný můstkový stejnosměrný měnič a) schéma, b) časový průběh veličin

U out N S t1  U in NP T Řízení pro horní a spodní větev. průběh proudu a napětí v měniči

5.5.5 Regulace výstupního napětí ss. měniče dvoustavová regulace - měnič je nastaven na maximální napětí, regulátor ho pouští, pokud je výstupní napětí klesne pod nastavenou mez spojitá regulace – změna šíře PWM Měnič má náhradní frekvenční přenosovou charakteristiku definovanou - kondenzátory, induktor, zátěž a střída měniče (u některých typů). Regulační obvod se zpětnovazební smyčkou musí fungovat tak, aby pro celou použitelnou frekvenční charakteristiku (< fs) zůstal stabilní. Měnič dále obsahuje ochranné obvody (chrání tranzistor proti nadproudu). Dále bývá vložen bočníkový rezistor do větve s tranzistorem nebo do napájecího přívodu. Malé měniče (do 1 kW) – vhodný integrovaný obvod, návrh měniče podle návodu v technických specifikacích. Aktuální technický rozvoj ss měničů - snížení vypínacích ztrát na tranzistorech, použití odlehčovacích obvodů, rezonanční topologie, tranzistory a diody SiC a GaN

176


5.5.6 Quasirezonanční DC měniče Běžně pracují tranzistory v DC měniči s tvrdým vypínáním. Rezonanční obvod zajišťuje snížení napětí v době rozepnutí spínače - snížení vypínacích ztrát, možnost vyšší frekvence. Konstantní doba sepnutí tranzistoru, mění se doba vypnutí

Obrázek 212: Schéma snižujícího měniče s quasirezonančními prvky

177

Výkonová elektronika Obvody výkonové elektroniky/Nepřímé měniče kmitočtu

5.6 Střídavé měniče 5.6.1 Rozdělení střídavých měničů   

fvst=fvýst – mění se střední napětí, komutace z napájení - fázové regulátory fvst> fvýst, - změna napětí, násobně nižší frekvence, komutace z napájecí strany - cyklokonvertory fvst ≠ fvýst, komutace nezávislá na napájecí frekvenci, frekvence a velikost napětí výstupu nezávislá na vstupních parametrech - střídavé měniče. Ty se dále dělí na meniče:

přímé – maticové měniče , nepřímé – usměrňovač, ss-mezibvod, střídač

5.6.2 Fázový regulátor Fázový regulátor je střídavý měnič, který snižuje střední hodnotu napětí střídavého proudu. Základní zapojení je uvedeno na obrázku

Obrázek 213: Základní zapojení fázového regulátoru s triakem

178


Obrázek 214: Časový průběh napětí a proudu ve fázovém regulátoru Výstupní napětí fázového regulátoru při zapalovacím úhlu 𝛼 a efektivním napětí zdroje 𝑈𝑠 je 2

𝑈𝑜𝑢𝑡

1 𝜋 2(𝜋 − 𝛼) + sin(2𝛼) = √( ∫ (√2 𝑈𝑠 sin 𝜔𝑡 ) 𝑑 𝜔𝑡 = 𝑈𝑠 √ 𝜋 𝛼 2𝜋

a výkon zátěže s odporovým charakterem 𝑃𝑜𝑢𝑡 =

𝑈𝑠2 2(𝜋 − 𝛼) + sin(2𝛼) 𝑅 2𝜋

Fázový regulátor odebírá z harmonicky napájené sítě periodický proud, který se deformuje podle velikosti řídicího úhlu. Čím větší řídicí úhel – tedy menší úhel otevření roste jednak podíl vyšších harmonických (viz graf…) a zároveň se zvyšuje fázové zpoždění první harmonické proudu vůči fázi napětí. Tento jev je o to důležitější, když velké úhly řízení s vysokým podílem harmonických se často používají při nízké impedanci zátěže (rozběh), velikost vyšších harmonických je pak relativně vysoká.

179


Obrázek 215: Absolutní velikost harmonických v odebíraném proudu se sítě na úhlu řízení

Obrázek 216: Fázové posunutí 1 harmonické vůči napájecímu napětí při fázovémřízení

180


Obrázek 217: Poměrná velikost harmonických v odebíraném proudu ze sítě na úhlu řízení růst vlivu harmonických s rostoucím úhlem řízení velké hodnoty proudu při rozběhu

5.6.2.1 Fázové regulátory s induktivní zátěží Při induktivní zátěži dochází ke zpoždění fáze proudu vůči fázi napětí. Proud prochází nulou později, než dojde k průchodu napětí nulou. Aby řízení bylo účinné, je nezbytné sepnout triak až po průchodu proudu nulou. induktivní zátěž - indukčnost prodlužuje dobu vypnutí triaku αmin – minimální úhel, od kterého lze řídit, pokud bude úhel nižší, bude záviset na délce řídicího pulzu. Pokud bude příliš krátký, v následující půlvlně bude triak zavřený (nebude mít po průchodu proudu nulou nepoteče proud do řídicí elektrody) (pro R -> 0 je αmin = 90°) 𝛼𝑚𝑖𝑛 = arctg

𝜔𝐿 𝑅

181


Obrázek 218: Schéma fázového regulátoru s induktivní zátěží

Obrázek 219: Průběh vstupního a výstupního napětí (horní průběh) a výstupního proudu (dolní průběh) u fázového regulátoru se zátěží s induktivním charakterem.

182


a)

b) Obrázek 220: Vypočtená závislost absolutní velikosti vyšších harmonických na úhlu řízení u fázového regulátoru s induktivní zátěží.

183


5.6.3 Třífázový fázový regulátor Třífázový fázový regulátor - zapojení ve hvězdě nebo trojúhelníku. Při symetrické zátěži se eliminuje 3 harmonická složka. Proudy do 20 A - použití triaku , větší proudy – antiparalelní zapojení tyristoru.

a)

b)

Obrázek 221: a) třífázové zapojení fázového regulátoru do hvězdy, b) třífázový fázový regulátor, zapojení do trojúhelníku

184


5.6.4 Jednofázové cyklokonvertory Prvky, které komutují ze sítě, neumožňují realizaci měničů, které mají na výstupu vyšší frekvenci, než je frekvence sítě. Naopak, pokud je požadovaná frekvence nižší, lze skládáním jednotlivých fázově řízených půlvln realizovat měnič s frekvencí v případě 50 Hz sítě od 0 do 25 Hz.. Tyto měniče se nazývají cyklokonvertory. Na obrázku je zjednodušená topologie vytvořená antiparalelně zapojenými tyristory, které umožňují řídit směr toku energie. Nevýhodou těchto měničů je přítomnost subharmonických složek.

Obrázek 222: Schéma zapojení jednofázového cyklokonvertoru

Obrázek 223: Časový průběh výstupního napětí u jednofázového cyklokonvertoru

185


5.6.5 Cyklokonvertory - třífázové Klasické třífázové cyklokonvertory jsou komutovány ze sítě a vytváření třífázovou soustavu velmi nízké frekvence pro rozběh a řízení velkých asynchronních a synchronních motorů. Skládá se ze skupiny tyristorů pro přenos energie se sítě do stroje a ze stroje do sítě (rekuperace). Problém (vzhledem k výkonu stroje) – přidává subharmonické složky do sítě, komplikuje zachování stability sítě.

Obrázek 224: ¨Schéma zapojení třífázového cyklokonvertoru

186


Obrázek 225: Časový průběh napětí na třífázovém cyklokonvertoru.

5.6.6

Maticový měnič

Třífázový maticový měnič je nejuniverzálnějším měničem. Na vstup je přiváděno střídavé třífázové napětí, které je podle potřeby spínáno tak, aby se na výstupu dosáhlo také třífázového střídavého napětí odlišné frekvence, nezávislé, na frekvenci vstupní. Základní topologie obsahuje spínače S11 až S33, které umožňují celkem 29 stavů, z nichž povolených je jen 33 = 27. V ostatních případech jsou některé z výstupů odpojeny (problém přerušení proudu na induktivní zátěži – přepětí) nebo jsou zkratována vstupní napětí.

a)

b)

Obrázek 226: a) Základní zapojení maticového měniče, b) příklad schématu spínače v maticovém měniči.

187


5.7 Nepřímé měniče kmitočtu Jsou složeny z několika částí, obsahují usměrňovač, stejnosměrný meziobvod a střídač. Obecně se dělí do dvou skupin: –

napěťové – ss meziobvod napěťový – velký kapacitor (DC link)

–

proudové – ss meziobvod proudový – tlumivka Schéma nepřímého měniče kmitočtu s asynchronním motorem

Obrázek 227: Schéma nepřímého měniče kmitočtu s asynchronním motorem

5.7.1 Třífázové nepřímé střídavé měniče – řízení asynchronního motoru Skalární řízení (U/f) – změna synchronních otáček, výstupní napětí podle režimu (konstantní moment/konstantní výstupní výkon), jednoúčelové řídicí obvody (generátory PWM pro 3f. soustavu) Vektorové řízení - řízení momentu motoru v čase, nezbytné použití mikropočítače (nejčastěji signálového procesoru), snímání nebo odhad otáček, použití do výpočtu. Tyto střídavé měniče se řídí podle vlastnosti připojeného asynchronního nebo synchronního motoru. Jde především o zajištění nepřekročení maximálního povoleného proudu pro frekvence menší než nominální (často se to nazývá řízení na konstantní moment) a při vyšších frekvencích než nominálních nelze překročit nominální napětí – izolace motoru a napětí stejnosměrného meziobvodu. V této části charakteristiky se motor řídí na konstantní výkon (moment klesá)

Obrázek 228: Napěťová a momentová charakteristika střídavého (frekvenčního) měniče pro asynchronní motor. 188


5.7.1.1 Základní bloková schémata měničů pro řízení 3f. asynchronních strojů Jednodušší nemají na vstupu řízený usměrňovač, napětí meziobvodu je tak dáno napětím sítě. Při brždění by rostlo napětí v meziobvodu, proto se přidává pasivní odběr brzdného výkonu pomocí brzdného odporu Rr – maří se energie přepětí.

Obrázek 229: Blokové schéma střídavého měniče bez rekuperace přebytečné energie zpět do napájecí sítě Složitější měniče umožňují brzdnou energii vracet zpátky do sítě. Na vstupu musí být 4. kvadrantový usměrňovač – řízený usměrňovač, tyristorový nebo spínaný.

Obrázek 230: Blokové schéma střídavého měniče s rekuperací přebytečné energie zpět do napájecí sítě Mezi střídavými měniči jsou různé další varianty, např. usměrňovač s PFC apod.

189


5.7.2 Napájení výbojek v úsporných žárovkách Tzv. úsporné žárovky nahrazují běžné vláknové a halogenové žárovky z důvodu úspory elektrické energie. Jsou konstruovány tak, aby je bylo možné použít v původních svítidlech, která mají objímky pro přívod elektrického proudu s tradičním závitem typu E14 a E27. Světelným zdrojem je nízkotlaká trubicová výbojka, plněná argonem a rtutí s povrchem pokrytým luminoforem. Doutnavý výboj ve rtuťových parách má emisní čáry umístěné v ultrafialové oblasti, ultrafialové světlo budí luminofor, který září ve viditelném světle. Doutnavý výboj se zapaluje přiložením vysokého napětí na konce trubice, které jsou pro zajištění emise elektronů z elektrody osazeny žhavicími vlákny, pokrytými látkami, u kterých dochází k emisi elektronů při relativně nízké teplotě. Doutnavý výboj v trubici vykazuje v okolí jmenovitého pracovního bodu záporný diferenciální odpor, proto se u klasických trubicových svítidel před trubici předřazuje tlumivka, která potom se startérem zajistí krátkodobé zvýšení napětí více než o jeden řád pro zapálení výboje. U úsporných žárovek s objímkou se závitem není možné z rozměrových důvodů použít tlumivku, proto se používá elektronický předřadník, který musí jednak zajistit vysoké napětí při startu výboje, a dále nastavuje stabilní pracovní bod na VA charakteristice trubice s doutnavým výbojem.

Obrázek 231:Schéma zapojení střídavého měniče pro úspornou žárovku. Střídavé napětí ze sítě je usměrněno a přivedeno na střídač. LC dolní propust na vstupu má zlomovou frekvenci o několik řádu vyšší, než je síťová frekvence, proto má výstupní ss průběh vysoké zvlnění, na druhou stranu potlačuje harmonické zkreslení odebíraného proudu. Frekvence střídače je přibližně 30 kHz a kolísá podle okamžité hodnoty usměrněného napětí. Na výstupu z usměrňovače je sériový rezonanční obvod 𝐿2 𝐶2 s rezonanční frekvencí v blízké frekvence střídače. Trubice je připojena svými konci paralelně ke kondenzátoru. Diak na vstupu k tranzistoru 𝑉2 strmou hranou zajišťuje počáteční rozkmitání střídače. Při zapnutí dojde k napěťové rezonanci na 𝐿2 𝐶2, vysoké napětí na kondenzátoru 𝐶2 zapálí výboj v trubici. Značný pokles impedance, který doprovází zapálení výboje v trubici, sníží jakost rezonančního obvodu, napětí na kondenzátoru 𝐶2 se sníží a úsporná zářivka se dostane do stabilního provozního stavu.

190

Výkonová elektronika Napájení /Nepřímé měniče kmitočtu

6 Napájení měničů 6.1 Napájení ze závislé sítě 



Elektrická distribuční síť - tvrdý zdroj střídavého harmonického napětí 50 Hz, 230/400 V, případně jiné napětí i frekvence (podle lokality), jsou na ni připojeny další zátěže, nutné zajistit EMC. Elektrická síť může sloužit jako zátěž – rekuperace, fotovoltaika místní sítě (městská, železniční, důlní…) o stejnosměrná (500, 600, 750, 1500, 3000 V) nebo střídavá (25 kV) nebo další hodnoty napětí a frekvence pro napájení drážních vozidel, trolejbusů atd. (trakční napájení) o nízkonapěťová síť v rámci objektu,

Obvody výkonové elektroniky se přizpůsobují místnímu charakteru sítě (napětí, možnost rekuperace), místní síť bývá často napájená z distribuční elektrické sítě . vlastnosti elektrické sítě pro napájení nízké náklady na odběr elektrického výkonu a připojení zařízení (pokud je elektrická síť v místě spotřeby), je dostupná v místě spotřeby, pokud je vybudovaná, vysoké náklady na vybudování elektrické sítě.

191

Výkonová elektronika Napájení /Nepřímé měniče kmitočtu

6.1.1 Nezávislé zdroje 6.1.1.1 Rozdělení nezávislých zdrojů  

  

Elektrické stroje s nezávislým pohonem - synchronní generátor a dynamo - alternátory v automobilech, centrály … chemické o primární články o sekudární články o palivové články fotovoltaické zdroje ultrakapacitory powerharvesting – různé způsoby získávání především mechanické energie z okolí zařízení

6.1.1.2 Vlastnosti Nezávislé zdroje mají vyšší náklady na provoz (vyšší cena elektrické energie čerpaná z nezávislých zdrojů proti energii získávané z rozvodné sítě) Energie dostupná téměř kdekoli (mimo rozvodnou síť), nebo omezená podle místních podmínek (sluneční svit, palivo do článků…), rozměry, hmotnost (důležitý ekonomický ukazatel). Některé zdroje jsou regenerativní – režimy ukládání/uvolnění energie podle potřeby.

Obrázek 232: Dostupnost energie a výkonu z různých nezávislých zdrojů, přepočet na hmotnost (Ragonův graf), hustota energie a výkonu. Zdroj Wikipedie

192

Výkonová elektronika Literatura

6.2 Elektromagnetická kompatibilita 6.2.1 Definice pojmů podle normy ČSN IEC 1000-2-1 Elektromagnetická kompatibilita (EMC – Electromagnetic compatibility) Schopnost zařízení nebo systému fungovat vyhovujícím způsobem ve svém elektromagnetickém prostředí bez vytváření nepřípustného elektromagnetického rušení pro cokoli v tomto prostředí Elektromagnetická interference (EMI-Electromagnetic interference) zhoršení provozu přístroje, zařízení nebo systému způsobené elektromagnetickým rušením Elektromagnetické rušení je jakýkoli elektromagnetický jev, který může nežádoucím způsobem zasáhnout do výsledných parametrů (zhoršit činnost) přístroje, zařízení nebo systému, nepříznivě působit na živou nebo neživou hmotu. Příklady rušení v souvislosti s provozem zařízení výkonové elektroniky mohou být tyto: signál v silovém obvodu, přívodu, elektromagnetický šum, změna v přenosovém prostředí, elektrostatické ovlivňování, výboj, indukované proudy v zemních smyčkách. Rušení se dále rozděluje podle frekvenčního pásma, jde o nízkofrekvenční rušení, vysokofrekvenční rušení a rušení impulsní. Nízkofrekvenční rušení se šíří se vodičem, nebo na krátkou vzdálenost elektrickým polem. Může jít o vyšší harmonické od základní harmonické sítě, mimo a subharmonické, signalizace po síti (HDO), dále je produktem magnetického pole transformátoru. Jde o souvislý tok nízkofrekvenčního signálu. Vysokofrekvenční rušení se šíří především polem a to na velkou vzdálenost, částečně vodičem. Může jít o vysílače v rádiovém pásmu, mobily, televize, přístroje se spínanými zdroji, přístroje a zařízení pro digitální přenos a zpracování dat, zdroje pro výbojky, komutátorové motory, zapalování spalovacích motorů, experimentální zařízení typu Teslova generátoru. Jde o souvislý tok vf. signálu. Impulsní rušení je způsobeno především elektrostatickými výboji, jako je blesk apod., šíří se polem i vodičem na velkou vzdálenost. Jde o jednorázové, často neopakující se pulzy.

Obrázek 233: Otimální funkce zařízení v poli rušení 193


6.2.2 Přehled pojmů EMC  

   

 

Odolnost (proti rušení) – schopnost přístroje, zařízení nebo systému být v provozu bez zhoršení charakteristik za přítomnosti elektromagnetického rušení. Úroveň – velikost veličiny vyhodnocené předepsaným způsobem. (Úroveň veličiny může být vyjádřena v logaritmických jednotkách, například v decibelech vůči vztažné hodnotě.) Úroveň rušení – úroveň daného elektromagnetického rušení měřeného předepsaným způsobem. Úroveň vyzařování - úroveň elektromagnetického rušení vyzařovaného konkrétním přístrojem, zařízením nebo systémem, měřená určeným způsobem. Mez vyzařování – maximální dovolená úroveň vyzařování. Úroveň odolnosti – maximální úroveň elektromagnetického rušení působícího na konkrétní přístroj, zařízení nebo systém, při kterém se nevyskytuje zhoršení provozu. Mez odolnosti – nejnižší požadovaná úroveň odolnosti. Kompatibilní úroveň – předepsaná úroveň rušení, při které by měla být přijatelně vysoká pravděpodobnost elektromagnetické kompatibility.

6.3 Účinky měničů na elektrickou síť Zpětné účinky měničů na elektrickou síť – časový průběh napájecího proudu zařízení napájeného elektrickou sítí není harmonický. Přitom se projevuje vnitřní impedance sítě, na které protékající neharmonický proud způsobuje úbytek napětí neharmonického tvaru, který po přičtení k původnímu sinusovému tvaru napětí způsobí harmonické zkreslení napájecího. Příkladem je napájení neřízených a řízených usměrňovačů bez PFC funkce. Výši harmonického zkreslení posiluje induktivní charakter impedance sítě. Přímé účinky mohou mít zařízení, která dodávají proud do sítě. Jde např. o měniče pro fotovoltaiku, kompenzátory, DC/AC převody u HVDC vedení. Konkrétní účinky měničů je možné popsat u usměrňovačů a přímých střídavých měničů. Konkrétní časové průběhy proudu byly popsány v kapitolách, které popisují jednotlivé měniče. Proto jen základní komentář: Usměrňovače jsou součástí nepřímých měničů, spínaných zdrojů, a jde tedy o nejrozšířenější zařízení výkonové elektroniky. Podle typu odebírají ze sítě proud s mnoha vyššími harmonickými, jejich míru popisuje amplitudový zákon. Dále jde o fázový posun první harmonické složky (zvláště u řízených usměrňovačů). U střídavých měničů mají na kvalitu sítě zásadní vliv fázové regulátory, které jsou při velkých řídicích úhlech zdroji vysokého množství vyšších harmonických a fázového posunu první harmonické. Cyklokonvertory dále produkují subharmonické složky. Měniče při svém provozu mají nepříznivý vliv na napájecí elektrickou síť a své okolí, proto se provádějí různá opatření, která negativní vliv potlačují.

194


6.3.1 Způsoby potlačení negativního vlivu měničů na okolí. 6.3.1.1 Zařízení pro redukci vlivu měničů na síť Rozdělují se na pasivní a aktivní. Mezi pasivní zařízení se řadí   

filtry na vstupu (především pro vysoké frekvence) – dolní propusti. kompenzace jalové složky první harmonické – klasické kompenzátory (rotační – synchronní stroj), kompenzátory s kondenzátorem – klasické a hrazené pásmové filtry pro eliminaci jednotlivých harmonických (sací filtry)

Aktivní zařízení určené pro řízení EMC jsou   

měniče pro skokovou kompenzaci účiníku měniče pro plynulou kompenzaci účiníku aktivní filtry s třífázovým H – mostem

6.3.2 Kompenzace účiníku Jedním z častých rysů zátěží připojených na střídavou síť je odchylka fáze proudu od fáze napětí. Nejčastěji je fáze proudu zpožděná, je to důsledek induktivního charakteru motorů a tlumivek, fázi proudu zpožďuje fázové řízení usměrňovačů a fázových regulátorů. Důsledkem zpoždění fáze je vyšší proud, než který by odpovídal čistě reálné zátěži. Při čistě reálné zátěži je průběh napětí a proudu v poměru daném odporem zátěže. Součinem efektivního napětí a efektivního proudu se dostane hodnota výkonu, která u čistě reálné zátěže je rovna výkonu střednímu (který se u střídavé soustavy nazývá výkonem činným, a odpovídá skutečnému příkonu zátěže). Podíl činného výkonu a součinu efektivního napětí a proudu se nazývá účiníkem, a u čistě odporové zátěže je roven jedné. Při fázovém zpoždění proudu se účiník snižuje.

6.3.2.1 Statická kompenzace Klasická paralelní kompenzace, připojení samostatných kondenzátorů mezi fázi a střední vodič, nebo mezi fázové vodiče vede ke snížení impedance pro vysoké frekvence, které se v elektrické síti nacházejí buď jako parazitní (důsledek připojených nelineárních a spínacích obvodů) nebo funkční (například signály HDO). Tato kompenzace jednak snižuje možnost používání signálů HDO apod. v síti a vyšší harmonické proudy neúměrně zatěžují kompenzační kondenzátory. hrazená kompenzace – připojení ochranných tlumivek, které omezují proudy vyšších harmonických přicházejících ze sítě. Snaží se tak omezit nevýhody klasické kompenzace.

195


a)

b)

Obrázek 234: Hrazená impedance: a) frekvenční závislost modulu impedance při klasické a hrazené kompenzaci, b) příklad hrazeného třífázového kompenzačního obvodu

6.3.2.2 Popis hrazené kompenzace Míra kompenzace se určuje mírou odebraného jalového výkonu 𝑄𝐶 z kompenzované zátěže. Při jmenovité frekvenci sítě 𝑓𝑛 a jmenovitém napětí sítě 𝑈𝑛 je reaktance kompenzačního dvojpólu 𝑋𝐶 = 𝑈𝑛2 /𝑄𝐶 . Sériové spojení induktoru a kapacitoru způsobuje napěťovou sériovou rezonanci při frekvenci 𝑓𝑟 , která se obvykle nachází mezi třetí a pátou harmonickou síťové frekvence. Sériová tlumivka zmenšuje odebíraný jalový výkon proti čistému kondenzátoru, proto se zavádí činitel zatlumení: p = 1/n2r pro 𝑛𝑟 = 𝑓𝑟 /𝑓𝑛 Reaktance kompenzačního článku je potom: 𝑋𝐿𝐶 = (1 − 𝑝)𝑋𝐶 , vlivem napěťové rezonance se zvyšuje napětí na kondenzátoru: 𝑈𝐶 =

𝑈𝑛 1−𝑝

a dále zvyšuje reaktanci kondenzátoru (kapacita kondenzátoru se sníží): 𝑋𝐶𝐶 = 𝑈𝐶2 /𝑄𝐶

6.3.2.3 Řízená plynulá kompenzace pomocí fázového regulátoru Fázový regulátor zatížený induktorem umožňuje plynulou změnu fáze proudu. Na obrázku Obrázek 235 je spojen do jednoho uzlu kompenzovaný řízený měnič a řízený kompenzátor, který se skládá z kondenzátoru 𝐶 a fázové regulátoru s induktorem 𝑅𝐿. Pro první harmonickou musí platit podle prvního Kirchhoffova zákona: 𝐈̂ = 𝐈̂𝑈 + 𝐈̂𝐶 + 𝐈̂𝐿 Při kompenzaci první harmonické složky musí být fáze proudu ve fázi s napětím, fáze proudu ̂𝐈𝐿 je proti fázi proudu 𝐈̂𝐶 neustále otočená o úhel 𝜋, a její velikost závisí na řídicím úhlu 𝛼 fázového regulátoru. Velikost kondenzátoru 𝐶 se musí zvolit dostatečně podle maximální velikosti jalového výkonu zátěže.

196


a)

b)

Obrázek 235: a) Schéma řízenémo měniče s řízeným kompenzátorem. b) Fázorový diagram funkce řízeného měniče s řízeným kompenzátorem

6.3.3 Metody snížení deformace harmonického průběhu 6.3.3.1 Filtrace vyšších harmonických Pokud měnič odebírá neharmonický proud, stává se sám zdrojem proud vyšších harmonických složek, které z měniče pronikají do sítě. Úroveň těchto harmonických se dá snížit pomocí pasivního filtru, který má laděné sériové rezonanční obvody. Pokud je impedance sítě 𝐙𝐶 a impedance jedné sériové větve naladěné na 𝑛-tou harmonickou 𝐙𝑛 , sníží se velikost harmonického proudu této harmonické pronikajícího do sítě poměrem 𝑘𝑓𝑛 (činitel filtrace) daným vzorcem (dělič proudu): 𝑘𝑓𝑛 = |

a)

𝐙𝑛 | 𝐙𝑛 + 𝐙𝐶

b)

Obrázek 236: a) Základní schéma filtru vyšších harmonických, b) frekvenční amplitudová charakteristika laděné části filtru Toto zapojení se někdy označuje jako tzv. „sací filtr“ a v současnosti se stává součástí kompenzačních stanic.

197


6.3.3.2 Aktivní filtry Aktivní filtry odčerpávají proudy tak, aby se jednak kompenzoval účiník první harmonické a aby se odebíraly proudy vyšších harmonických složek, které zátěž při provozu vygeneruje.

Obrázek 237: Zapojení aktivního filtru do trojfázového obvodu

Obrázek 238: Schéma zapojení aktivního filtru pro trojfázovou soustavu, funkce - spínaný usměrňovač Blokové schéma je na obrázku Obrázek 237: Zapojení aktivního filtru do trojfázového obvodu, obvodové schéma vlastního aktivního filtru je na obrázku Obrázek 238: Schéma zapojení aktivního filtru pro trojfázovou soustavu, funkce - spínaný usměrňovač. Při jednotlivých síťových proudech, které odebírá zátěž (𝑖𝑢𝑙 𝑖𝑣𝑙 a 𝑖𝑤𝑙 ) se filtr řídí tak, aby proudy odebírané aktivním filtrem (𝑖𝑢𝑐 , 𝑖𝑣𝑐 a 𝑖𝑤𝑐 ) zajistili u proudů přiváděných ze sítě (𝑖𝑢𝑟 𝑖𝑣𝑟 a 𝑖𝑤𝑟 ) požadovaný průběh.

198


Použitá a doporučená literatura [1] BALIGA, B. Jayant. Fundamentals of power semiconductor devices. Springer, 2010. ISBN 978-0-387-47314-7 [2] CHLEBIŠ , Petr: Výkonová elektronika I. Vysoká škola báňská - Technická univerzita Ostrava, 2007, ISBN 978-80-248-1485-8

[3] BENDA, V., PAPEŽ, V.: Komponenty výkonové elektroniky. ČVUT Praha 2006, ISBN 80-

01-03518-2

[4] ONSemi: IGBT Applications Handbook. SCILLC 2014 online [www.onsemi.com/pub/Collateral/HBD871-D.PDF]

[5] HART, D.: Power Electronics. McGraw-Hill Education 2010, ISBN -9780073380674. [online: http://sarviechousite.files.wordpress.com/2014/03/power-electronics-bydaniel-hart.pdf]

[6] PAVELKA, J., ČEŘOVSKÝ, Z.: Výkonová elektronika I. ČVUT Praha 2000, ISBN 80-0100723-5

[7] BERGNER, Wolfgang, et al. Infineon’s 1200V SiC JFET–The New Way of Efficient and Reliable High Voltages Switching. Infineon Publication, Available Online: http://www. infineon. com/dgdl/Infineon+-+ Article+-+ CoolSiC_SiCJFET. pdf, 2011.

[8] EMCOS: Tahák hrazené kompenzace EMCOS, online[http://www.emcos.cz/pdf/tahak_TE-71-501-2002.pdf]

[9] ČSN IEC 1000-2-1: ELEKTROMAGNETICKÁ KOMPATIBILITA (EMC). Český normalizační institut

199

Název

Výkonová elektronika

Autor

Martin Černík

Určeno

pro studenty oboru Mechatronika Technické univerzity v Liberci

Vydavatel

Technická univerzita v Liberci

Schváleno

Rektorátem TUL dne 2. 12. 2014, čj. RE 131/14

Vyšlo

v prosinci 2014

Počet stran

200

Vydání

první

Tiskárna

distribuováno elektronicky

Číslo publikace

55-131-14

Tato publikace neprošla redakční ani jazykovou úpravou

Výkonová elektronika. Martin Černík

Recommend Documents