De bipolaire tranistor als versterker

De bipolaire tranistor als versterker De bipolaire transistor is een actieve elektronische halfgeleidercomponent. Meestal noemt men de bipolaire transistor kortweg transistor. Er bestaan ook andere soorten transistoren zoals JFet, Mosfet enz. De transistor werd ontdekt in 1947 door Bardeen, Brattain en Shockley, die hiervoor in 1956 de Nobelprijs ontvingen. Een transistor bekomt men door de aaneenschakeling van drie halfgeleiderzones. Er ontstaan bijgevolg twee mogelijke combinaties: PNP-transistoren en NPN-transistoren.

Fig 1:symbool, diode model en halfgeleideropbouw van PNP en NPN transistor

In fig 1 ziet u het symbool, diodemodel en halfgeleider opbouw van de transistor. Let wel, het diodemodel is enkel een model dat vooral praktisch is bij het doormeten van transistoren met een ohmmeter. Men kan geen transistor bouwen door twee dioden met elkaar te verbinden. De werking van de transistor berust immers op het transistor effect, dit is het wegvallen van de tussenlaag (basis) bij het in geleiding brengen van de be junctie. Hiervoor moet de basislaag zeer dun zijn, en geïntegreerd zijn tussen de c-e lagen. Dit is absoluut het geval niet bij aaneenschakeling van dioden.

Transistorschakelingen

1/13

LM

Voor de werking van het transistoreffect verwijs ik naar uw cursus van elektronica en naar volgende links: http://www.tesd.de/Produkte/Halbleiter/ http://www.mtmi.vu.lt/pfk/funkc_dariniai/transistor/bipolar_transistor.htm#top

In wat volgt bekijken we enkele praktische schakelingen en toepassingen, de werking van de transistor dient hiervoor gekend te zijn. We maken enkele vereenvoudigingen waardoor het zonder al te veel rekenwerk mogelijk is de instelling van de transistor te achterhalen.

Uitmeten van een transistor Om de transistor uit te meten met de ohmmeter moeten we in totaal zes metingen doen.. •

Twee metingen met een klem van het meettoestel aan de basis (bvb rode klem aan de basis) en vervolgens zwarte klem aan collector en emitter.

•

Vervolgens twee metingen met de andere klem aan de basis (bvb de zwarte).

•

Als laatste twee metingen tussen collector en emitter.

Let er op dat sommige meettoestellen werken met omgekeerde polariteit!

Opdrachten: 1. Som twee methodes op om na te gaan of uw meettoestel omgekeerde polariteit heeft. 2. Ga na wat het verschil is tussen de meetspanning in de stand diode en de overige weerstandstanden. Verklaar het verschil. 3. Stel een tabel op met de metingen op een PNP transistor (meettoestel met omgekeerde polariteit.


2/13

LM

De bipolaire tranistor als signaalversterker Willen we met een transistor een signaal versterken dan zullen we steeds een klem van de transistor gemeenschappelijk moeten nemen voor in – en uitgang. Een versterker is immers een vierpool, een transistor een driepool. Naargelang de aansluitklem van de transistor die gemeenschappelijk genomen wordt voor in- en uitgang onderscheiden we drie schakelingen: • • •

GES of gemeenschappelijke emitterschakeling GCS of gemeenschappelijke collectorschakeling ook wel emittervolger genoemd GBS of gemeenschappelijke basisschakeling

fig.1: drie basisschakelingen van de transistor

GES GBS GCS

Au ja ja 1X

Ai ja 1x ja

Ap Groot Au.Ai gemiddeld gemiddeld

Zin gemiddeld laag hoog

Zuit gemiddeld gemiddeld laag

De GES is de meest voorkomende schakeling. De GCS wordt omwille van zijn grote ingangsweerstand en lage uitgangsweerstand als buffer gebruikt. De GBS vindt men vooral in HF schakelingen alsook in schakelingen die een lage ingangsimpedantie vereisen (bvb voorversterker voor een moving coil pickup element) terug.

Opdracht: Zoek zelf naar meer info over de twee verschillende elementen gebruikt bij platendraaiers, moving coil en moving magnet. Zoek naar voorbeeldschema’s met de drie configuraties


3/13

LM

Transistor als versterker in GES Veronderstel: volgende schakeling:

Fig. 2: GES zonder DC instelling op de basis

Bekijken we de werking, dan stellen we vast dat enkel ingangsignalen vanaf ongeveer 0,6V kunnen versterkt worden. Dit betekent dat, indien we een sinusvormig signaal willen versterken enkel de positieve toppen zouden versterkt worden. Bovendien is de karakteristiek bij het net in geleiding komen van de transistor niet lineair, wat voor bijkomende vervorming zou zorgen. Ga bovenstaande redenering na op de simulatie. http://www.mtmi.vu.lt/pfk/funkc_dariniai/transistor/bipolar_transistor.htm#top Ga dit eveneens na op onderstaande 4 kwadrantengrafiek.

fig. 3: 4-kwadranten karakteristiek van een transistor


4/13

LM

Om de tranistor goed te laten functioneren, zodat ook kleinere signalen dan 0,6V en negatieve signalen kunnen versterkt worden moeten we aan de basis een zekere voorspanning aanleggen zodat er een ruststroom (instelstroom) IB vloeit De transistor komt nu in het lineaire gedeelte van zijn IB/UBE karakteristiek. Hierdoor ontstaat in rust eveneens een stroom IC = IB.HFE en zal over de weerstand RC een spanning URC ontstaan URC= IC.RC. De spanning UCE = UV-URC De spanning URC nemen bij voorkeur gelijk aan de halve voedingsspanning. Hierdoor is UCE eveneens gelijk aan de halve voedingsspanning, waardoor, als we een wisselend signaal willen versterken de uitgangsspanning evenveel kan toenemen als afnemen. Om de transistor in te stellen hebben we dus een zekere voorspanning nodig op de basis, we kunnen deze betrekken uit een aparte bron en komen dan tot onderstaand schema.

fig. 4: GES met DC bron voor instellen basisruststroom

Opdracht: Ga in de 4-kwadrantengrafiek na hoe groot Uinstel moet zijn als we UV= 8V. We wensen UCE = 1/2UV. We nemen RC = 10KΩ. Tip: teken hiervoor de belastingslijn. Uiteraard zit men bij bovenstaand ontwerp verveeld met een tweede bron voor de instelling van de basisstroom, iets wat we liever vermijden. Praktisch kunnen we dit oplossen door volgend schema:


5/13

LM

fig. 5: GES met basisinstelweerstand naar de voeding

De condensator C1 is een koppelcondensator die de signaalspanning van de wisselspanningsbron superponeert op de DC instelspanning opgebouwd door RB. Zonder de koppelcondensator zou de DC spanning op de basis kortgesloten worden door de signaalbron (een ideale wisselspanningsbron is immers een kortsluiting voor gelijkspanning en omgekeerd). De koppelcondensator C2 zorgt ervoor dat de DC instelspanning (=1/2 UV) op de collector niet doorgegeven wordt naar de uitgang. uuit is dus enkel het versterkte wisselspanningsignaal uin zonder DC-component. Berekeningen: Geg: Bvb BC547: We stellen IC in op een stroom van 1mA en nemen we aan HFE = 200 De voeding = 10V, we wensen UCE = 5V (halve voedingsspanning) dus zal URC= 5V Gevr: RB Opl:

RC =

URC 5V = = 5K , we nemen E12 =4 K 7 IC 1mA

IB =

IC 1mA = = 5 µA H FE 200

U RB = U V − U = BE = 10V − 0,6V = 9,4V RB =

U RB 9,4V = = 1,88MΩ IB 5 µA

E12 1,8MΩ

Nadeel: De DC instelling van de transistor is sterk afhankelijk van de HFE , dus van de gekozen transistor. Deze kan zelfs bij éénzelfde type sterk schommelen. Men kan een kleinere speling hebben op HFE door voor een geselecteerd type transistor te kiezen, bvb


6/13

LM

BC547b ipv een gewone BC547 Bovendien is de temperatuurstabiliteit van de schakeling niet goed. Immers, we weten dat de doorlaatspanning van een diode afneemt met 2mV per °C. Als de t° ↑ -> UBE ↓ -> IB↑ -> IC↑ ->t° transistor ↑ met toenemende IC -> UBE ↓ We hebben dus een vicieuze cirkel. In de praktijk wordt deze schakeling niet of weinig toegepast.

Een betere oplossing is onderstaande schakeling:

fig. 6: GES met basisinstelweerstand naar de collector

Rekenen we even na met dezelfde gegevens als hierboven: Geg:

I C = 1mA U V = 10V H FE = 200 Gevr: RB Opl: Omwille van de maximale uitgangsspanningszwaai nemen we terug UCE= ½ U V


7/13

LM

U RC = U CE =

RC =

UV 10V = = 5V 2 2

U RC 5V = = 5 K = 4 K 7 E12 IC 1mA

U RB = U CE − U BE = 5V − 0,6V = 4,4V IB =

IC 1mA = = 5µA HFE 200

RB =

U RB 4,4V = = 0,88MΩ = 820 KΩ E12 IB 5µA

Deze schakeling heeft wel een betere t° stabiliteit . Als de t° ↑ -> UBE ↓ -> IB↑ -> IC↑ -> URC↑ -> UCE↓ -> de transistor krijgt minder basisspanning teruggekoppeld dus zal IB↓ Er is dus een stabiliserend effect voor wat betreft de temperatuursinstelling. De DC instelling is nog steeds sterk afhankelijk van HFE Om het probleem van de afhankelijkheid van de DC instelling door HFE weg te werken komen we tot de laatste schakeling:

fig. 7: GES met 2 basisinstelweerstanden en emitterweerstand

Berekenen we bovenstaande schakeling met enkele vereenvoudigingen. We kiezen R1en R2 zo dat de stroom IP door deze weerstanden minstens 10 a 20 keer groter is dan de verwachte basisstroom. Hierdoor kunnen we de basisstroom verwaarlozen waardoor we de spanningsdeler rond R1 en R2 kunnen berekenen als een onbelaste spanningsdeler. De spanning over de weerstand R2 is dan:


8/13

LM

U R 2 = UV ⋅

R2 R1 + R2

De spanning over de emitterweerstand RE is dan

U RE = U R 2 − U BE De emitterstroom is dan:

I RE =

U RE RE

Aangezien we de basisstroom verwaarlozen kunnen we bij deze benaderende berekening komen tot:

I C = I E = I RE en dus is URC

U RC = I E .RC De spanning UC is dan:

U C = U V − U Rc voor wisselspanning is uuit= uC= -uRc (gelijkspanningsbron UV is immers voor AC een kortsluiting)

Bekijken we de spanningsversterking. Doordat de basis-emitter junctie in doorlaat staat is de wisselstroomweerstand (dynamische weerstand) van deze diode zeer klein. Bijgevolg is het wisselspanningsignaal op de emitter gelijk aan het wisselspanningsignaal op de basis (let wel: er staat een DC spanning van ongeveer 0,6V over deze junctie). De wisselstroom door de weerstand RE is bij een goede keuze C1 te schrijven als:

iE =

U in RE

Stellen we de collectorstroom terug gelijk aan de emitterstroom dan wordt de wisselspanning over RC

u RC = ie .RC en uuit = −u RC De spanningsversterking Au is dan

uuit − u RC − ie.RC R = = = − C (het “- teken” geeft de fase draaiing aan) uin u RE ie.RE RE


9/13

LM

Ontkoppelen we RE met een ontkoppelcondensator CE dan word de wisselstroom ie uiteraard groter (RE wordt immers kortgesloten voor wisselspanning) waardoor de versterking toeneemt. Bovenstaande formule is dan uiteraard niet meer geldig. De versterking stijgt, de ingangsimpedantie daalt.

fig. 8: GES met 2 basisinstelweerstanden ,emitterweerstand en ontkoppelcondensator

De versterking is dan bij benadering:

ib =

U in met hie de ingangsimpedantie van de transistor (h parameter) hie

de emitterstroom is dan

ie = ib .h fe de uitgangsspanning is:

uuit = uC = −u RC = −ie .RC = −ib .h fe .RC = −

uin .h fe .RC hie

uit de bovenstaande formule leiden dan we de versterking af

Au =

uuit R = −h fe C uin hie

Stellen we het wisselstroom schema op dan zien we dat:

Z in = R1 // R2 // hie zonder ontkoppelcondensator is dit

Z in = R1 // R2 // hie + hfe.RE De laatste factor hfe.RE zal in het algemeen veel groter zijn dan R1//R2 waardoor we hfe.RE kunnen verwaarlozen en stellen dat bij benadering Zin = R1//R2.


10/13

LM

Keuze van koppel en ontkoppelcondensatoren. De koppelcondensator C1 staat in serie met de ingangsweerstand van de schakeling waardoor een hoog-doorlaat filter gevormd wordt met een kantelfrequentie fg =

1 2πRC1

R is nu echter de ingangsimpedantie dus: fg =

1 2πZ in C1

Willen we niet te veel terugval bij de lage frequenties dan zullen we ervoor zorgen dat de reactantie van de condensator maximum 1/10 van de ingangsweerstand bedraagt. We berekenen XC XC ≤

1 1 Z in en X C = ⇒C ≥ Z 10 2πfc 2πf in 10

Dezelfde redenering kunnen we volgen voor de koppelcondensator aan de uitgang. Deze staat immers in serie met de belastingsweerstand RB(ingangsweerstand van de volgende trap) Uiteraard moet ook Xce aan deze regel voldoen. We kieze dus XCE =1/10 à 1/20 RE


11/13

LM

Opgave gegeven: onderstaande schakeling. BC547 uit ebipolar

R1 82K

RC 10k uit

C1 10u

C2 10u

Q1

in

V

V1 12Vdc

BC547C RB VOFF = 0V

V2

47K

VAMPL = 0.1V FREQ = 1000

R2 10K

RE 1k

0

Reken alle DC spanningen en de spanningsversterking uit met de methode van hierboven Teken en simuleer onderstaande schakeling. Controleer alle DC spanningen en de versterking in de simulatie en vergelijk met de berekende waarden. Bepaal Zin door simulatie (plaats hiervoor een weerstand in serie met de bron) en bereken Zin met behulp van de spanning van de bron, de spanning over de serieweerstand en de spanning over de ingang Ga na of C1 en C2 groot genoeg zijn voor de laagste hoorbare frequentie. Controleer dit ook in de simulatie. Bereken een ontkoppelcondensator over RE. En plaats deze bij in de simulatie. Wat gebeurt er met de versterking? Wat gebeurt er met Zin?


12/13

LM

Voorbeeld van een GCS of emittervolger

R1 100K Q1 Q2N2222 VOFF = 0V

emk

Ruit_bron 1k

C1 1u

C2

12V Uit

VAMPL = 1V FREQ = 1000

V3

R2 100K

V4

R3 470

100u Rbel 10K

0

fig. 8: GCS of emittervolger

De ingangsweerstand van bovenstaande schakeling is ongeveer 50K (R1//R2). De uitgangsweerstand zal ongeveer 470Ω (R3) bedragen. De emittervolger is bij uitstek geschikt als impedantieomvormer. Er is een hoge ingangsweerstand (dus geen belasting voor de voorgaande trap) en lage uitgangsweerstand (kan dus voldoende stroom leveren aan de volgende trap). Meer info: http://en.wikipedia.org/wiki/Emitter_follower

Voorbeeld van een GBS De GBS zal door zijn lage ingangsweerstand voornamelijk gebruikt worden voor het versterken van laagohmige bronnen (bvb moving coil) element. Doordat deze schakeling een lagere ingangscapaciteit heeft dan een GES wordt deze ook gebruikt bij HF toepassingen.

fig. 8: voorbeeld van een praktische GBS

meer info: http://en.wikipedia.org/wiki/Common_base


13/13

LM

De bipolaire tranistor als versterker

Recommend Documents