6. Návrh a konstrukce vf zesilovačů, oscilátorů, detektorů a směšovačů (X17AMO) Vf zesilovače Rozdělení: a) dle výstupního výkonu:
b)
c)
zesilovače malého výkonu:
< 10 mW lze používat malosignálové s-parametry lineární návrh, levný návrhový software
zes. středního výkonu:
<500 mW s-parametry + korekce
výkonové zes.:
např. do 100 W nelineární, velkosignálové s-parametry
dle frekvenčního pásma: úzkopásmové:
B < 10%; návrh na jedné frekvenci existuje vždy řešení
širokopásmové:
špatně se přizpůsobuje Γin je v daném pásmu pouze menší než např. 0,3 složitý návrh, řešení nemusí existovat širokopásmovost dosažena např. odporovým přizpůsobením, zpětnou vazbou, nebo využitím zesilovače s postupnou vlnou
speciální: nízkošumové LNA; logaritmické (velký vstupní rozsah); s řiditelným ziskem
Struktura: BJT (do 3 GHz); HBT (do 20 GHz); MESFET a HEMT ( do 80 GHz) Parametry: Požadavky např. |Γin| < 0,3; |Γout| < 0,2; nutné vstupní a výstupní přizpůsobovací obvody ⎛P ⎞ Zisk obecně: GdB = 10 log⎜⎜ out ⎟⎟ ⎝ Pin ⎠
Stabilita, šumové parametry (F, Te), nelineární parametry při zpracování velkých signálů (bod decibelové komprese, odstupy intermodulačních produktů IM2 a IM3, body zahrazení IP2 a IP3) Přenosový zisk GT – vliv koeficientu odrazu generátoru i zátěže Výkonový zisk GP – tranzistor přizpůsoben na vstupu Dosažitelný zisk Ga – tranzistor přizpůsoben na výstupu Maximální dosažitelný zisk Gamax – jen pro absolutně stabilní zes. (k≥1) tran. přizpůsoben na vstupu i na výstupu Maximální stabilní zisk Gms – pro nestabilní tranzistory u nichž je provedena stabilizace tak, aby k=1 Zisk bez přizpůsobovacích obvodů GTZ0
Zesilovač s absolutně stabilním tranzistorem – úzkopásmový návrh Při k ≥ 1 lze na návrhové frekvenci docílit téměř ideálního přizpůsobení na vstupu i výstupu. Pro návrh nutno vynést ve Smithově diagramu ΓGopt a ΓLopt a dle nich syntetizovat vhodné přizpůsobovací obvody. Frekvenční průběhy ΓGopt a ΓLopt se točí proti směru hodinových ručiček, frekvenční závislost přizpůsobovacích obvodů má směr opačný – proto lze přizpůsobit pouze téměř jen na konkrétní frekvenci. Zesilovač s potenciálně nestabilním tranzistorem – úzkopásmový návrh Provozní zisk se volí o 2 až 3 dB menší než Gms, návrh probíhá v rovině ΓL s vynesenou kružnicí stability. Lze přizpůsobit: dokonale pouze na vstupu dokonale pouze na výstupu nic moc na vstupu a zároveň výstupu (nevhodné) Zvolíme např. ΓLzátěže ve stabilní oblasti tranzistoru dle zvoleného provozního zisku a syntetizujeme výstupní přizpůsobovací obvod na tuto hodnotu. Následně se dle zapojené ΓLzátěže určí ΓG (tu musí tranzistor vidět na vstupu) a syntetizuje se tak vstupní přizpůsobovací obvod. Výsledný zesilovač je podmínečně stabilní (problém např. při odpojení zátěže) a má velký koeficient odrazu na výstupu (popř. vstupu). Řešením je využít stabilizaci (např. odpory na vstupu či výstupu tranzistoru) popř. využít balanční zapojení dvou identických tranzistorů. Nízkošumové zesilovače Pro zpracování slabých signálů. Nutné je počítat i se šumovými parametry obvodu. Je nutné zvolit tranzistor s vyhovující hodnotou šumového čísla Fmin, nízkou hodnotou šumového odporu RN a s vhodným ziskem. Návrh probíhá ve vstupní rovině tranzistoru ΓG, volí se buď kompromis mezi šumovým a impedančním přizpůsobením, často ale zvoleno ΓG poblíž Fmin. Určí se ΓL a navrhnou se vstupní a výstupní přizpůsobovací obvody. Výsledný zesilovač má velký koeficient odrazu na vstupu, má nízké šumové číslo na návrhové frekvenci a na výstupu je optimálně impedančně přizpůsobený. Širokopásmové zesilovače s bezeztrátovým přizpůsobením Přizpůsobovací obvody jsou z prvků L, C a úseků vedení a jsou frekvenčně závislé. Pro dané frekvenční pásmo lze zajistit jen kompromisní přizpůsobení Γin ( jω ) ≤ konst.. a Γout ( jω ) ≤ konst.. . Požadované řešení nemusí existovat, pro návrh využity aproximace a CAD optimalizace, vstupní a výstupní koeficienty odrazu se navíc vzájemně ovlivňují. Vhodné pro LNA a výkonové zesilovače. Širokopásmové zesilovače – balanční zapojení Vstupní signál je rozbočen 3 dB kvadraturním hybridním dělič a do jednoho ze zesilovačů přijde o 90° fázově posunut. Dále je zapojen dělič v opačném smyslu a dojde k sečtení signálů s již vyrovnaným fázovým posuvem. Odrazy od zesilovačů jsou pohlceny v bezodrazových koncovkách připojených ke kvadraturnímu děliči a je tak dosaženo malých koeficientů odrazu na vstupu i výstupu celé struktury. Tyto zesilovače mají větší rozměry a dvojnásobný příkon oproti předchozím návrhům. Výhodou je dvojnásobný výstupní výkon a širokopásmová stabilita . Širokopásmové zesilovače se ztrátovým přizpůsobením Základem je umístění odporů mezi gate a zem tranzistoru a na jeho výstupu mezi drain a zem. Před nimi často bývá zapojen oddělovací obvod (např. indukčnost), která snižuje jejich vliv na vyšších frekvencích, čímž je kompenzován pokles zisku tranzistoru. Potřebné přizpůsobovací obvody mají již jednoduchou strukturu. Jejich nevýhodou je nižší výstupní výkon (část je ztracena na odporových prvcích) a také vyšší šumové číslo.
Zpětnovazební zesilovače Zpětné vazby s odporovým charakterem (přídavné L, C prvky kompenzují pokles zisku tranzistoru s frekvencí) umožní přizpůsobit tranzistor jednoduchými přizpůsobovacími obvody v širokém frekvenčním pásmu, zvyšují stabilitu tranzistoru ale rovněž i jeho šumové číslo. Výsledné zesilovače se často realizují přímo v MMIC provedení. Pro FETy se používá pouze paralelní zpětná vazba (snižuje vstupní odpor) z výstupu na vstup, pro BJT se užívá ještě sériová zpětná vazba (zvyšuje vstupní odpor, ale degraduje parametry zesilovače: zvětšuje šumové číslo, snižuje zisk a zvyšuje náchylnost k parazitním oscilacím) zapojená v emitoru tranzistoru. Zesilovače s postupnou vlnou Vlna šířící se ze vstupního vedení budí postupně aktivní prvky FET. Z jejich výstupů se šíří zesílená vlna do výstupního vedení; jednotlivé příspěvky se sčítají ve fázi, pokud mají obě vedení shodné fázové rychlosti. Širokopásmovost je dosažena tím, že vstupní a výstupní vedení jsou tzv. umělá a zahrnují a vyrovnávají parazitní reaktanční prvky FET (hl. vstupní a výstupní kapacitu). Obě vedení jsou ztrátová a tak je běžně používáno jen 4 až pět sekcí FETů.
Oscilátory Diodové oscilátory
Na obrázku je náhradní obvod oscilátoru s diodou (Gunnova, IMPATT) s negativním diferenciálním odporem. I(t)
-ZD(I0,ω0)
ZZ(ω0)
Uvažované impedance jsou:
− Z D (I 0 , ω 0 ) = − R D (I 0 , ω 0 ) − jX D (I 0 , ω 0 ) ; R D (I 0 , ω 0 ) > 0 Z Z (ω 0 ) = RZ (ω 0 ) + jX Z (ω 0 ) Dle Kirchhoffova zákona pro smyčku se při nenulovém proudu musí obě impedance rovnat. Zjednodušení vychází z předpokladu, že impedance diody závisí jen na amplitudě vf. proudu I0, dále se uvažuje pouze 1. harmonická a to, že RD klesá s rostoucím I0. Zjednodušená podmínka oscilací je tedy Z D (I 0 ) = Z Z (ω ) . Průsečík obou křivek v grafu Im{Z} a Re {Z} určí pracovní bod oscilátoru. Vzhledem k přítomnosti šumu dojde k pohybu křivky ZD v podélném i příčném směru (změna výkonu i frekvence). Kmitočtová stabilita je zaručena, pokud se obě křivky protínají kolmo. Amplitudová stabilita pracovního bodu je nejlépe patrná z grafického znázornění, kdy záleží na směru protnutí křivky ZZ.
stabilní
nestabilní ZZ(ω)
ZZ(ω)
ZD(IM)
ZD(IM)
Amplitudová nestabilita je způsobena smyčkami na charakteristice ZZ(ω), které při přelaďování způsobují frekvenční přeskoky a frekvenční a výkonovou hysterezi. Konstrukční uspořádání musí umožnit, aby dioda viděla vhodnou ZZ(ω) a umožnit splnění rezonanční podmínky v širokém pásmu pouze jednou. Lze realizovat v koaxiální struktuře, ve vlnovodné struktuře, v mikropáskové struktuře (dioda přes λg/4 vedení navázána na zátěž) a s využitím dielektrického rezonátoru. Tranzistorové oscilátory Aktivní rezonanční obvody mají zápornou reálnou složku impedance (admitance). Při návrhu nutno využít rozšířený Smithův diagram. Sériová rezonance – obvod má pod rezonančním kmitočtem kapacitní a nad rez. kmitočtem induktivní charakter. Paralelní rezonance – naopak. a
rezonanční obvod
tranzistor (+ zp. vazba)
výstupní přizp. obvod
zátěž
a‘
ZL = RL + jX S’22~Zvýst = Rvýst + jXvýst | S’22|>1
Obr. Náhradní schéma tranzistorového oscilátoru Při oscilacích platí Z výst + Z L = 0 . Spolehlivý náběh oscilátoru po zapnutí zajišťuje přebytek záporné reálné složky impedance (admitance) . Generovaný výkon je ovlivněn zvolenou velikostí reálné složky impedance zátěže, její vhodnou hodnotu lze ale jen na základě malosignálových S-parametrů odhadnout. Maximální výkon je dosažen pro RL = Rvýst/3. Pro tuto hodnotu bude ale signál obsahovat řadu harmonických, čisté spektrum oscilátoru zajišťuje podmínka 1,2RL<|Rvýst| . Zvolený tranzistor je nutné znestabilnit pomocí zpětné vazby (paralelně indukčnosti v Source).Po připojení rezonančního obvodu se zobrazí S’22 v širokém frekvenčním pásmu a hledá se takové navázání rez. obvodu, aby | S’22| měl vhodnou velikost a také, aby | S’22| bylo větší než 1 pouze na požadovaném kmitočtu. Dále se navrhne výstupní přizpůsobovací obvod, který zajistí 1,2RL<|Rvýst| a XL=-Xvýst.
Odchylka od změřeného kmitočtu je zhruba 10%, pro přesnější určení generovaného výkonu je nutné použít početně experimentální návrh s s tzv. load-pull technikou (měří se dosažený výkon pro různé zatěžovací impedance realizované tunerem). Konstrukční řešení – s mikropáskovým rezonátorem, s odrazným dielektrickým rezonátorem a s diel. rezonátorem ve zpětné vazbě.
Směšovače
fs, Ps
RF
IF
fmf, Pmf
LO fo, Po Obr. Vstupní a výstupní veličiny směšovače
id
Rs
Pvf ud
Pj Rj
Cj
uj
Obr. Náhradní obvod směšovací diody Pro mezifrekvenci platí:
f mf = f o ± f mf = f s ±
Konverzní ztráty: LC = 10 log
f s při f o > f s f o při f o < f s .
Ps (dB). Pmf
Příčinou je vliv nepřizpůsobení na vstupu a mezifrekvenci, směšovací ztráty vlivem parazitních prvků diody Rs a Cj (směšuje se na nelineárním odporu Rj) a vlastní směšovací ztráty diody (např. velikost buzení místním oscilátorem, VA char. diody...). Izolace mezi branami – nutné potlačit pronikání vstupního signálu do místního oscilátoru a také signálu z místního oscilátoru do mezifrekvenčního vstupu. Dynamický rozsah určuje použitelnost směšovače. Dolní úroveň je omezena šumovým prahem a horní úroveň je dána bodem 1 dB komprese konverzních ztrát. Minimální úroveň signálu je určena šumovým číslem směšovače a šířkou frekvenčního pásma. Míru potlačení nežádoucích intermodulačních produktů udává bod zahrazení.
Jednodiodový směšovač V mm frekvenčním pásmu jsou zejména používány diody, které zde pracují v silně nelineárním režimu. Popis směšování je složitý, zjednodušeně lze říci, že v důsledku buzení nelineárního odporu a kapacitoru diody výkonem místního oscilátoru a výkonem vstupního signálu dochází ke vzniku nejen vyšších harmonických těchto signálů, ale i ke vzniku kmitočtů tvořených součty a rozdíly těchto kmitočtů i jejich harmonických. Dioda pak na jednotlivých frekvencích vidí různé impedance, čímž při jejím návrhu ovlivníme, na které frekvenci vznikne příslušný úbytek napětí (tedy požadovaný smíšený signál). K analýze se využívá metoda harmonické balance. Za předpokladu většího napětí místního oscilátoru než napětí vstupního signálu lze řešení obvodu oscilátoru rozdělit na nelineární část (velkosignálové buzení diody) a lineární část (tvorba směšovacích produktů). Nelineární část určí časový průběh diferenciální vodivosti diody g(t). Lineární část s využitím již vybuzené diody a její vodivosti g(t) určí směšovací produkty typu ω mf = ± mω s ± nω o .
Jelikož je požadováno přenést celý výkon vstupního signálu na Pmf, musí být impedance, které dioda vidí na jednotlivých frekvencích nulové, kromě Zmf. Největší problém tvoří zrcadlový kmitočet. Nutné je navrhnout vstupní (na ωs) a výstupní (na ωmf) přizpůsobovací obvod a také filtr pro zrcadlový kmitočet. Balanční směšovače Potlačují některé nežádoucí produkty směšování, amplitudový šum oscilátoru a rušivé signály ve spektru oscilátoru. Základem je přivedení jednoho ze signálů ωs nebo ωo na diody ve fázi a druhého v protifázi. K tomu jsou využity 90° a 180°hybridní členy. Realizace pak může být např. pomocí kruhového hybridního členu nebo kvadraturního hybridu. Izolace mezi jednotlivými branami je pak vlastností hybridních členů. Dvojitě balanční směšovače Mají větší konverzní ztráty a jsou potřeba 4 stejné diody (např. diodové čtyřče). Mají méně intermodulačních produktů, mají větší izolaci mezi branami (nemusí se používat filtry) a jsou širokopásmovější. Popis konkrétního zapojení je složitý, ale jsou to nejpoužívanější směšovače v pásmu 1 – 18 GHz. P.S. Jelikož nemám scanner, je to bez obrázků. Je to spíš obecný souhrn, detaily jsou v těch skriptech na AMO od Hoffmanna, to nemá ani cenu opisovat.
Detektory Jako detektory se využívají Schottkyho diody, které pro vysoké kmitočty mají nízký odpor a kapacitu přechodu. Kvůli větší pohyblivosti jsou typu N. Větší pohyblivost dále poskytuje GaAs než Si (ale u něj je zase dosaženo nízkého zabudovaného potenciálu, lze tedy vytvořit ZBS, LBS). Širokopásmové detektory Vyrábějí se nejčastěji ve vlnovodném nebo koaxiálním provedení, jejich základem je detekční dioda – nejčastěji Zero Bias Schottky, jejíž koleno VA char. prochází nulou.
Malá úroveň signálu: napěťové zpracování - R→∞; usměrněné napětí je úměrné dopadajícímu výkonu, detektor pracuje v kvadratické oblasti VA char. diody. proudové zpracování – R=0; usměrněný proud je úměrný vf. výkonu Velká úroveň signálu: kondenzátor C se nabíjí na špičkové hodnoty napětí, pro R→∞ detektor pracuje v lineární oblasti VA char. diody a platí U ss ≈ Pvf Laděné detektory Používají se při požadavku na maximální citlivost ve velmi úzkém frekvenčním pásmu.
Koaxiální rezonanční obvod je určen pro impedanční přizpůsobení diody.
Parametry detektorů
Přizpůsobení detektoru je vyjadřováno pomocí odrazů RL > 20 dB nebo PSV<1,2. Dioda má pro malý vstupní výkon velkou impedanci (až kΩ), pro vyšší výkony se díky Rj snižuje. Širokopásmové přizpůsobení může být pouze ztrátové. Vhodné je předřadit atenuátor (na obr. např. zhruba 10 dB), který navíc odděluje nelinearity a parazitní kapacity.
Převodní charakteristiky detektoru jsou využívány i v jejich nelineární části, musí být proto řádně změřeny.
P.S. Více je ve skriptech na MST.
