Többfunkciós félvezetı optikai erısítı alkalmazása és vizsgálata segédvivıs optikai rendszerekben

BUDAPESTI MŐSZAKI

ÉS

GAZDASÁGTUDOMÁNYI EGYETEM

SZÉLESSÁVÚ HÍRKÖZLÉS

ÉS

VILLAMOSSÁGTAN TANSZÉK

Többfunkciós félvezetı optikai erısítı alkalmazása és vizsgálata segédvivıs optikai rendszerekben Ph.D. értekezés

Készítette:

Gerhátné Udvary Eszter

Konzulens:

Prof. Berceli Tibor

BUDAPEST 2009.

Nyilatkozat önálló munkáról, hivatkozások átvételérıl

Alulírott Gerhátné Udvary Eszter kijelentem, hogy ezt a doktori értekezést magam készítettem és abban csak a megadott forrásokat használtam fel. Minden olyan részt, amelyet szó szerint, vagy azonos tartalomban, de átfogalmazva más forrásból átvettem, egyértelmően, a forrás megadásával megjelöltem.

Budapest, 2009 június 20.

................................................ Gerhátné Udvary Eszter

Maminak

Köszönetnyilvánítás A doktori értekezés kidolgozása során munkámat a Budapesti Mőszaki és Gazdaságtudományi Egyetem,

Szélessávú

Hírközlés

és

Elméleti

Villamosságtan

(volt

Mikrohullámú

Híradástechnika) tanszék, Optikai- Mikrohullámú Távközlés Laboratóriumában végeztem. Ezúton szeretnék köszönetet mondani mindazoknak, akik segítségemre voltak abban, hogy ez a doktori értekezés megszületett. Elsısorban Prof. Berceli Tibornak, témavezetımnek, aki sok éven át biztosította a lehetıséget fejlıdésemnek, mind szakmai, mind anyagi téren. Konzulensemen kívül, személyes konzultációk, közös munkák során, szintén sok segítséget kaptam Dr. Bánky Tamástól, Dr. Csörnyei Márktól, Dr. Marozsák Tamástól, Dr. Zólomy Attilától és Kovács Gábortól. Köszönöm a 602-es, Optikai Mikrohullámú Labor minden jelenlegi és egykori tagjának az együttmőködését, valamint a tanszék kollégáinak és adminisztratív munkatársainak a támogatását. Külön köszönet illeti férjemet, gyermekeimet és tágabb családomat, akik türelmükkel, támogatásukkal, ösztönzésükkel, a munka feltételeinek biztosításával járultak hozzá a doktori értekezés létrejöttéhez.

TARTALOMJEGYZÉK IRODALMI ÁTTEKINTÉS ............................................................................................................1

1. 1.1.

FÉLVEZETİ OPTIKAI ERİSÍTİ (SOA-SEMICONDUCTOR OPTICAL AMPLIFIER) ........1

1.1.1

Optikai erısítı .........................................................................................................................1

1.1.2

Félvezetı optikai erısítı ..........................................................................................................3

1.1.3

SOA Modellezése .....................................................................................................................6

1.2. 2.

SEGÉDVIVİS OPTIKAI RENDSZEREK (SCM- SUBCARRIER MULTIPLEXED) ................11 ALKALMAZÁSI LEHETİSÉGEK VIZSGÁLATA .................................................................13

2.1.

A DISZPERZIÓ HATÁSÁNAK CSÖKKENTÉSE.....................................................................13

2.1.1

Kromatikus diszperzió ...........................................................................................................14

2.1.2

A fényvezetı szál nemlineáris hatásai ...................................................................................15

2.1.3

Harmonikus viselkedés ..........................................................................................................16

2.1.4

Diszperzió kompenzáció SOA segítségével ............................................................................17

2.1.5

SOA hatása a harmonikusokra ..............................................................................................20

2.2.

SOA DETEKTOR ÉS SOA MODULÁTOR ...............................................................................21

2.2.1

Optikai összekötetés monitorozása (detektor) .......................................................................22

2.2.2

Információs csatorna vétele (detektor) ..................................................................................22

2.2.3

Optoelektronikai visszacsatolás (detektor) ............................................................................22

2.2.4

Optoelektronikai visszacsatolás (modulátor) ........................................................................23

2.3.

CÍMKE ÚJRAÍRÁS (MODULÁTOR) ........................................................................................23

2.4.

RADIO-OVER-FIBER (MODULÁTOR-DETEKTOR) ...............................................................26

2.5.

ADD/DROP MULTIPLEXER (MODULÁTOR-DETEKTOR) ..................................................28

2.6.

PASSZÍV OPTIKAI HÁLÓZATOK (PON - PASSIVE OPTICAL NETWORK) .........................29

2.6.1

Idıtartománybeli multiplexálás (modulátor-detektor) ..........................................................31

2.6.2

frekvenciatartománybeli multiplexálás -WDM/SCM PON (modulátor-detektor) .................31

2.6.3

Adat újraírás - telitett SOA (kapcsoló) ..................................................................................32

ÖSSZEFOGLALÁS ................................................................................................................................34 3.

INTENZITÁSMODULÁCIÓ FÉLVEZETİ OPTIKAI ERİSÍTİVEL.................................38 3.1.

A

MŐKÖDÉS

LEÍRÁSA

GYAKORLATBAN

MÉRHETİ

PARAMÉTEREK

SEGÍTSÉGÉVEL, “FEKETE DOBOZ” MODELL................................................................................38 3.1.1

Kisjelő mőködés elméleti leírása ...........................................................................................39

3.1.2

Intenzitásmodulált jel vételének mérése ................................................................................41

3.2.

RATE EGYENLETEN ALAPULÓ MODELL ..............................................................................44

3.2.1 3.3.

Az elektródaelrendezés hatása...............................................................................................47

ZAJVIZSGÁLAT .........................................................................................................................54

3.3.1

Optikai detektálás során fellépı zajtípusok ...........................................................................57

3.3.2 3.4.

SOA modulátor zajvizsgálat.................................................................................................. 59

LINEARITÁSI VIZSGÁLATOK................................................................................................ 63

3.4.1

Szimulációs vizsgálat ............................................................................................................ 64

3.4.2

Kétjeles mérések ................................................................................................................... 68

3.4.3

Kaszkádba kapcsolt SOA-modulátorok vizsgálata ............................................................... 70

3.5.

SÁVSZÉLESSÉG VIZSGÁLATA.............................................................................................. 72

3.6.

CHIRP VIZSGÁLATA................................................................................................................ 73

3.6.1

LEF értéke a mőködési paraméterek függvényében ............................................................. 74

3.6.2

Amplitúdó- és fázismoduláció ............................................................................................... 75

ÖSSZEFOGLALÁS ............................................................................................................................... 76 4.

OPTIKAI VÉTEL FÉLVEZETİ OPTIKAI ERİSÍTİVEL .................................................. 79 4.1.

A

MŐKÖDÉS

LEÍRÁSA

GYAKORLATBAN

MÉRHETİ

PARAMÉTEREK

SEGÍTSÉGÉVEL, “FEKETE DOBOZ” MODELL ............................................................................... 81 4.1.1

Egyenáramú karakterisztika ................................................................................................. 82

4.1.2

Kisjelő mőködés elméleti leírása .......................................................................................... 83

4.1.3

Intenzitásmodulált jel vételének mérése................................................................................ 84

4.2.

RATE EGYENLETEKEN ALAPULÓ MODELL ........................................................................ 87

4.2.1

Modell ismertetése ................................................................................................................ 88

4.3.

ZAJVIZSGÁLAT ........................................................................................................................ 92

4.4.

LINEARITÁSI VIZSGÁLATOK................................................................................................ 95

ÖSSZEFOGLALÁS ............................................................................................................................... 97 5.

ÖSSZEGZÉS ................................................................................................................................ 100

IRODALOMJEGYZÉK ........................................................................................................................... 101 TÉZISEK .................................................................................................................................................. 107 6.

MELLÉKLETEK ........................................................................................................................ 109 6.1.

AZ ÉRTEKEZÉSBEN HASZNÁLT RÖVIDÍTÉSEK ÉS JELÖLÉSEK ................................. 109

6.2.

A GYAKORLATI MUNKA SORÁN HASZNÁLT ESZKÖZÖK LEÍRÁSA ......................... 112

6.3.

MÉRÉSI ELRENDEZÉSEK ISMERTETÉSE .......................................................................... 117

6.4.

KÉPLETEK LEVEZETÉSE ...................................................................................................... 128

6.5.

PUBLIKÁCIÓS LISTA ............................................................................................................. 132

6.6.

HIVATKOZÁSOK .................................................................................................................... 135

6.7.

FONTOSABB PUBLIKÁCIÓK MÁSOLATA......................................................................... 137

Tartalmi összefoglaló Napjainkban a fénytávközlés gyors mértékben fejlıdik és terjed. A 70-es évek óta, amikor elıször

sikerült

távközlési

célokra

használható

fényvezetı

szálakat

elıállítani,

a

fénytávközlésben megvalósított maximális bitsebesség évrıl évre kb. 50%-kal növekszik. Ezzel párhuzamosan az átvinni kívánt információ jellegétıl függıen (hang, videó, számítástechnika) szélesedik a szükséges elektromos frekvenciatartomány és dinamikatartomány is. Ugyanakkor az optikai átviteli közeg hatalmas sávszélességét (≈200THz) még nem aknázzuk ki teljesen. Számos korlátja van mindennek, egyik ilyen probléma az optikai átvitel elıtti és utáni elektromos áramkörök adatfeldolgozó sebessége. Erre jelent megoldást a tisztán optikai jelfeldolgozó rendszer alkalmazása. Az alap feladatokat, mint az optikai erısítés, demultiplexálás, kapcsolás, útvonalválasztás, nagyobb sebességgel valósíthatjuk meg közvetlenül az optikai, mint az elektronikus tartományban. A mai legújabb rendszerekben is csak kevés feladatot (erısítés, hullámhossz szétválasztás) valósítanak meg optikai sávban, a jelfeldolgozás jelentıs része még elektronikus tartományban történik. Amikor az adatsebesség túllépi az elektronikus áramkörök korlátait, akkor optikai eszközök alkalmazásával lehet korszerően és gazdaságosan megvalósítani újabb és újabb hálózati feladatokat. Azokat a hálózatokat nevezzük tisztán optikai hálózatoknak, ahol csak teljesen optikai jelfeldolgozás történik. Ehhez gyors, egyszerő, olcsó, flexibilis és megbízható optikai eszközökre van/lesz szükség. Az ilyen rendszerek egyik alapvetı építıköve lehet a dolgozatomban vizsgált félvezetı optikai erısítı. A doktori értekezés szerkezetileg három fı téziscsoportra tagolódik, melyeket a téziscsoportokon kívül álló irodalmi áttekintés (1.fejezet) vezet be. A bevezetı fejezet röviden ismerteti a dolgozat címében szereplı eszközt (SOA) és rendszert (SCM). Az elsı fı téziscsoport rendszerelméleti problémákkal és újszerő, többfunkciós SOA-t alkalmazó rendszer-elképzelésekkel foglalkozik. A második rész a modulátor mőködési mód részletes vizsgálatát tartalmazza. A harmadik rész pedig a detektor funkcióval foglalkozik. A téziscsoportokat bemutató fejezetek után összefoglaló, a tézisek ismertetése, a hivatkozott irodalmi források listája következik. Az értekezés tárgyi részét követıen mellékletként megjelenik az alkalmazott jelölések és rövidítések listája és értelmezése. A szövegben használt rövidítések és jelölések magyarázatát megadtam az elsı elıfordulásnál is. Ezt a gyakorlati munka során használt eszközök adatlapjai és az eszközök általam

mért

fontosabb

karakterisztikái

követik.

A disszertációban

szereplı

mérési

eredményeknél feltüntettem melyik, a függelékben megtalálható eszköz használatával értem el az ismertetett eredményeket. A következı melléklet a gyakorlati munka során összeállított mérési elrendezések részletes ismertetését tartalmazza. Ezt követi több saját képlet részletes

levezetése. A függelék saját publikációim listájával, az ezekre érkezett, általam ismert hivatkozások jegyzékével és három legfontosabb publikációm másolatával zárul. A disszertáció a SOA, mint egyszerre több feladatot ellátó eszköz alkalmazhatóságának vizsgálatát tőzte ki célul. A vizsgált SOA-k kereskedelmi forgalomban kapható, nem saját tervezéső és gyártású eszközök. Az eszközök felépítésének vizsgálatához nem állt rendelkezésemre megfelelı információ és eszközfizikai háttér. Ennek ellenére a dolgozat egyes részfejezetei elkerülhetetlenül érintik a SOA belsejében lejátszódó folyamatokat, de minden esetben a fénytávközlı hálózatok szemszögébıl tárgyalom a jelenségeket. A szövegben találhatók dılt betős kifejezések, melyeket jobbnak láttam eredeti angol formájában használni. Ezt azért tettem, mert meghonosodásuk nem egyértelmő, és az esetleges félreértéseket így láttam elkerülhetınek. A disszertációban szereplı ábrák saját munkám számított, szimulált vagy mért eredményeit ábrázolják. Az összes szakirodalomból átvett ábránál a képaláírásban megjelöltem az irodalmi forrást.

1. Irodalmi áttekintés

1.1. Félvezetı optikai erısítı (SOA-Semiconductor Optical Amplifier)

1.1.1

Optikai erısítı

Az optikai erısítık optikai tartományban mőködnek, tehát fényjelet erısítenek anélkül, hogy a fotonokat elektronokká konvertálnák. A disszertációban tárgyalt félvezetı optikai erısítın kívül további típusai is ismertek. A fényvezetı szál alapú fényerısítık két fı csoportba sorolhatók, egyrészt a nemlineáris szóródáson alapuló (Raman és Brillouin hatás), másrészt a közel földfémmel adalékolt (legismertebb az erbium adalékolású szál, EDFA). A fényerısítıket jellemzı fıbb paraméterek: •

Fényerısítés (G - Gain), a bemeneti és kimeneti fényteljesítmény aránya Ideális esetben az optikai erısítı erısítésének olyan nagynak kellene lennie, amilyen nagy

lehetséges.

A

gyakorlatban

természetesen

lehetetlen

végtelen

erısítést

megvalósítani, hiszen a végtelen erısítéshez végtelen pumpálási arány, azaz végtelen populáció inverzió kellene, ilyen energiaforrás azonban nem létezik. Ha figyelembe vesszük az eszközben fellépı reflexiókat, akkor az optikai erısítı visszacsatolásos modellel írható le. Tehát az erısítés maximális értéke nem lehet nagyobb az önfenntartó oszcillációhoz szükséges erısítésnél. Vagy a visszacsatolást (az optikai reflexiót) vagy az egyutas erısítést le kell csökkenteni, hogy az eszköz ne érje el az oszcillációs küszöböt. •

Kimeneti telítési teljesítmény (Psat - output saturation power) A kimeneti teljesítmény nem növekszik minden teljesítményszint esetén a G paraméternek megfelelıen, a bemeneti fényteljesítmény függvényében az erısítés értéke lecsökken. A –3dB-es pontnak megfelelı kimeneti teljesítményt hívjuk telítıdési kimeneti teljesítménynek, ebbıl számítjuk a telítési kimeneti intenzitást (Isat). A jelenség oka, hogy a külsı forrás állandó mennyiségő populáció inverziót hoz létre, ugyanakkor az erısítés folyamata az indukált emisszió következtében folyamatosan kiüríti a gerjesztett szintet. Ha növeljük a bemeneti teljesítményt, elérünk egy pontot, ahol a kiürítési arány nagyobb, mint a pumpálási arány. Ekkor a populációs inverzió szintje képtelen tovább konstans szinten maradni és csökkenni kezd, ennek következtében az erısítés is csökken.

•

1

Frekvenciafüggı mőködés (Sávszélesség és maximális erısítéshez tartozó hullámhossz)

A jelerısítés mértéke nem azonos minden hullámhosszon, tehát az eszköz frekvenciafüggı

erısítéssel

rendelkezik.

Ezt

a

fényerısítési

spektrumot

B0

sávszélességgel jellemezük, amit a -3dB-es pontok adnak meg. A pontos mechanizmus ugyan más-más az egyes erısítı típusoknál, azonban a véges sávszélesség két fı okra vezethetı vissza. • Az erısítı hullámvezetı hatása: Az erısített fényjelet fizikailag a fényerısítési tartományon belülre kell koncentrálni, ezt hullámvezetı biztosíthatja. Azonban az optikai hullámvezetı levágási frekvenciája korlátozza a sávszélességet. • Az anyag erısítése véges sávszélességő. •

Zaj Az optikai erısítık nem zajmentesek. A zajforrás a spontán emisszió, amely véletlen esemény. Ha a spontán emittált foton iránya elegendıen közel van a jelet tartalmazó fotonok terjedési irányához, akkor kölcsönhatásba kerülnek egymással, ami amplitúdó- és fázisingadozáshoz vezet. Ez a spontán sugárzás is erısödik az optikai erısítıben, ezért az erısítı kimenetén az erısített jelteljesítmény mellett megjelenik az erısített spontán emisszió (ASE– Amplified Spontaneous Emission) teljesítménye is. Az erısítı zaját a zajtényezıvel (F – Noise Figure) jellemezhetjük, ami megadja a fényerısítés miatti jel/zaj viszony romlást. A zaj káros hatásai a következık: • Korlátozza a jel-zaj viszonyt • Több erısítı egymás után kapcsolása esetén az ASE zajteljesítménye növeli a lánc egyes erısítıinek kimeneti teljesítményét, ami egyben a következı erısítı bemeneti jele. A megnövekedett ASE korábban telítésbe viszi az eszközt. • Ha az erısítı bemeneti és kimeneti reflexiója alacsony (a lehetı legkisebb visszacsatolási arány elérése érdekében célszerő kis reflexióra törekedni), akkor a késıbbi fokozatok bemenetén megjelenı ASE a korábbi fokozatok erısítıire kerül és erısíti az ASE miatti telítıdést. A hatás csökkentéséhez optikai izolátort kell alkalmazni, de ez gátolja a kétirányú átvitelt.

Az optikai erısítıket csillapítás limitált rendszerekben alkalmazhatjuk, tehát ha nem a diszperzió korlátozza a maximális átviteli távolságot, hanem az optikai veszteségek. Az erısítınek az összeköttetésen belüli pozíciója szerint több alkalmazást is megkülönböztetünk. •

optikai repeater/ismétlı, vonali erısítı információ jelforrás

LD fényforrás

Modulátor

optikai erı sítı

optikai erı sítı

1.1.ábra vonali erısítı alkalmazásának blokkvázlata

2

PD demodulátor

elektromos erı sítı

A csillapodott fényjelet az összeköttetés közepén erısítjük. Az eszköz nem igényel modulációtól függı elektronikát, tehát nem jelent problémát a különbözı modulációkhoz való illesztés, átlátszó az eszköz. Jól használható hullámhossz osztásos rendszerekben, mert nincs szükség minden hullámhosszra külön fotodetektor - elektromos erısítı – optikai adó alkalmazására, több csatorna egyszerre erısíthetı. Az erısítési folyamat független a terjedés irányától, ezért kétirányú átvitel is megvalósítható. Nemlineáris optikai jelenségek miatt az eszköz kimenetén áthallás léphet fel a csatornák között, illetve hamis jelek is megjelennek. Ezek a hatások korlátozzák a maximálisan használható csatornaszámot. •

elıerısítı optikai vevıkben Az optikai összeköttetés vételi oldalán, a detektor elıtt alkalmazott optikai elıerısítıt felerısíti a vevıbe érkezı gyenge fényjelet, így a fotodiódára nagyobb fényteljesítményő jel jut. Ezzel a megoldással javítani lehet a vevı érzékenységét. Fontos az elıerısítı alacsony zaja, amelyet optikai szőréssel lehet csökkenteni. optikai elı erı sítı

PD demodulátor

elektromos erı sítı

1.2.ábra Optikai elıerısítı alkalmazásának blokkvázlata

•

végerısítı optikai adóban Az optikai adó kimeneti teljesítménye növelhetı a forrás után alkalmazott optikai végerısítıvel. Ebben az alkalmazásban az alacsony zajteljesítmény nem kritikus, hiszen optikailag csillapodik, azonban fontos a nagy telítési teljesítmény. információ jelforrás

LD fényforrás

Modulátor

optikai végerı sítı

1.3.ábra Optikai végerısítı alkalmazásának blokkvázlata

1.1.2

Félvezetı optikai erısítı

Az irodalomban számos elnevezést találunk ugyanarra az eszközre: Semiconductor Optical Amplifier (SOA), Laser Diode Amplifier (LDA), Semiconductor Laser Amplifier (SLA), Travelling Wave Amplifier (TWA), Fabry-Perot Amplifier (FPA). Mindezek közül azonban a SOA elnevezés a leggyakoribb és legelterjedtebben használt. A SOA nagyon hasonlít egy félvezetı lézerre, azzal a különbséggel, hogy nincs optikai üreg, azaz nincs, vagy elhanyagolható az optikai reflexió értéke. Az eszköz egyszerősített felépítése az 1.4 ábrán látható. A mőködés alapja, hogy az eszközbe belépı fénysugár a SOA aktív hullámvezetıjében terjed. Ebben a tartományban a külsı elektromos táplálás a töltéshordozók inverz populációját biztosítja. A fény-anyag kölcsönhatása során az indukált emisszió lesz a 3

domináns folyamat, fényerısítés jön létre. Így a fénysugár erısödik az aktív rétegben való terjedés során és az ellentétes oldalon kilép az eszközbıl.

1.4.ábra Félvezetı optikai erısítı egyszerősített felépítése

A SOA-k kis méretőek (<mm hosszúságú chip), kis szintő elektromos táplálást (nx100mA) igényelnek és nagy optikai sávszélességgel (kb.50nm) rendelkeznek. Ugyanakkor a félvezetı technika széles választási lehetıséget biztosít a maximális erısítés hullámhossza szempontjából. Az aktív réteg anyagösszetételének megfelelı megválasztásával a teljes távközlésre használt tartományban elıállítható (1250-1650 nm) megfelelı SOA. Könnyen integrálhatóak egyéb aktívvagy passzív félvezetı-alapú optikai eszközökkel, ezáltal még összetettebb feladatok ellátását biztosíthatjuk. A többi fényerısítıvel összehasonlítva alacsony árú eszköz. A SOA-k fejlıdése szorosan kötıdik a félvezetı lézerekéhez. Eleinte a SOA nem volt más, mint egy félvezetı lézer, amit küszöb alatt feszítettek elı. Az elsı SOA demonstrációra 1964-ben került sor [1-1], két évvel késıbb antireflexiós réteg használatát javasolták a határfelületeken. A lézerekhez hasonlóan a kettıs heterostruktúra 1969-es megjelenése sokat lendített az eszköz fejlıdésén [1-2]. A 80-as évek második felében találkozhatunk a SOA elsı átviteli alkalmazásával [1-3]. Ugyanakkor 1987-ben megjelent az erbium adalékolású fényvezetı szál alapú optikai erısítı (EDFA - Erbium Doped Fibre Amplifier) is [1-4] és felmerült az optikai erısítık (SOA és EDFA) vonali erısítıként való alkalmazásának lehetısége. 1989-ben sikerült elıször polarizációra érzéketlen SOA-t létrehozni [1-5]. 1996-ra a Csendes Óceánt és az Atlanti Óceánt átszelı optikai összeköttetés része lett a fényvezetı szál alapú optikai erısítı [1-6]. A 90es évek közepéig kellett várni a kis polarizációs érzékenységő, nagy erısítéső, nagy kimeneti telítési teljesítményő SOA megjelenésére [1-7]. A 90-es évek második felében már nem csak egyes kutató intézetek tudtak ilyen eszközöket elıállítani, hanem kezdett megjelenni az optikai eszközökkel foglalkozó cégek kínálatában is. Hogy eddig eljuthattunk, technológiailag meg kellett oldani a polarizáció független fényerısítés és az optikai visszacsatolás (reflexió) csökkentésének problémáját.

4

A fénytávközlésben használt félvezetı lézerekhez hasonlóan a legelterjedtebben használt SOA anyagok direkt sávszerkezető III-V vegyületek. AlGaAs és InGaAsP esetén a mőködési hullámhossz tartomány 0.7 és 1.6 µm közé esik [1-8][1-9]. Ugyanakkor AlInGaAs/InP hordozón is megvalósítottak már 1.5µm-es mőködési hullámhosszú SOA-t [1-10]. Természetesen az eszköz paraméterek függnek az alkalmazott szerkezettıl. Ennek ellenére nem lehet azt állítani, hogy bármelyik szerkezet minden szempontból jobb lenne a másiknál. A multikvantum völgy (MQW - Multiple Quantum Well) szerkezet elınye, hogy nagyobb az anyagi erısítés, nagyobb az erısítési sávszélesség, nagyobb a telítıdési teljesítmény és alacsonyabb a zajtényezı, mint tömb eszközök esetén. Másrészt a tömb eszközök nagyobb fénykoncentrációs/fénybeszorítási tényezıt érnek el (Γ - optical confinement factor), ami elınyös abban az esetben, ha a SOA nemlineáris tulajdonságaival dolgozunk. A tömb eszközöknek nagy a fázis-amplitúdó csatolási tényezıje, ami elınyös ön- vagy kereszt-fázismoduláció esetén. Ráadásul 1.55µm környékén az irodalomban nagyobb telítési teljesítmény értékeket találhatunk tömb eszköz esetén [1-11]. Jelenleg megkezdıdtek a kutatások a quantum dots szerkezetekkel megvalósított SOA-k témakörében. Amennyiben az anyagokat sikerül javítani, az erısítést növelni, akkor nıni fog a jelentısége, mert a hagyományos eszközöknél gyorsabb mőködésre képesek [1-12]. Lineáris alkalmazási területeken (elıerısítı, vonali erısítı, végerısítı) a SOA gyengébb paramétereket mutat, mint a fényvezetı szál alapú (elsısorban EDFA) erısítık [1-13]. Olyan rendszerekben, amelyek nagyon jó erısítı paramétereket igényelnek (pl. nagytávolságú adatátvitel) szinte mindig fényvezetı szál alapú erısítıket használnak. Ugyanakkor gazdasági megfontolásokból helyi és városi hálózatokban alkalmazhatunk kevésbé szigorú elıírások mellett olcsóbb lineáris félvezetı erısítıket is. [1-14]. A jövı tisztán optikai hálózataiban erıs nemlinearitása és gyors válaszideje miatt fontos szerep juthat a félvezetı optikai erısítınek. A SOA-ban lejátszódó fontosabb jelenségek, melyek felhasználhatók a különbözı tisztán optikai feladatok ellátására: •

Fényerısítés => az optikai csillapítás kompenzálása

•

Erısített spontán emisszió: spontán emittált fotonok, amelyeket az aktív hullámvezetı erısít => Szélessávú fehér fényforrást lehet megvalósítani vele, amely jól használható hullámhosszfüggı eszközök mőködésének tesztelésére

•

Ön-fázismoduláció (SPM - Self Phase Modulation): a kimenı jel fázisa modulálódik, mert a bejövı jel teljesítményének változása a hullámvezetı törésmutatójának változását okozza => hullámformálás, chirp kompenzálás, regenerálás, órajel visszaállítás

•

Ön-erısítésmoduláció (SGM - Self Gain Modulation): az eszköz erısítése változik a bemeneti jel teljesítményének függvényében => Hullámforma torzítás kompenzálása

5

•

Kereszt-erısítésmoduláció (XGM - Cross-Gain Modulation): két optikai bemenı jel közül az egyik teljesítményének függvényében változik az erısítés, amit a másik jel tapasztal => hullámhossz átalakítás, jelregenerálás, alapsávi fejléc cseréje, optikai logikai kapuk megvalósítása, stb.

•

Kereszt-fázismoduláció (XPM - Cross-Phase Modulation): két optikai bemenı jel közül az egyik teljesítményének függvényében változik az a törésmutató, amit a másik jel tapasztal terjedése során => hullámhossz átalakítás, optikai logikai kapuk megvalósítása, jelregenerálás, multiplexálás, optikai mintavételezés, stb.

•

Négyjelő keverés (FWM - Four-Wave mixing): két vagy több optikai jel nemlineáris elemen, jelen esetben SOA-n való áthaladáskor keveredik és új optikai frekvenciák jönnek létre. => hullámhossz átalakítás, optikai logikai kapuk megvalósítása, jelregenerálás, multiplexálás, spektrális tükrözés, stb.

Ezeket a funkciókat felhasználva további összetett feladatokat lehet megvalósítani. 1.1.3

SOA Modellezése

Ez a fejezet a numerikus modellezés lehetıségeit mutatja be. Kezdve azon, hogy miért is fontos a SOA modell elkészítése, folytatva azzal, hogy az irodalomban hogyan modellezik a fıbb karakterisztikákat, fizikai hatásokat és ezek összefüggéseit. Az eszköz viselkedését meghatározó eszköz- és anyagtulajdonságok száma igen nagy, így elsısorban a fénytávközlés szempontjából fontos jelenségekkel foglalkoztam. A modellezési módszereket nem mutatom be részletesen, csak áttekintettem a használatos modelleket. Az általam ténylegesen felhasznált elveket a saját munka ismertetésénél részletesebben leírom. Általában az összetett eszközök vagy rendszerek mőködését lehetetlen zárt formulában leírni, tehát numerikus analízisre van szükség. Ugyanakkor az eszköz modellezése nagyon hasznos, segít a mőködést meghatározó belsı jelenségek megértésében és lehetıséget biztosít az új eszközök

tulajdonságainak

megbecsülésére.

Mindez

idıt

és

pénzt

takarít

meg

az

eszközfejlesztések során, lehetıvé teszi az eszközök tulajdonságainak optimalizálását és rendszerszinten is leírja az eszköz viselkedését. Az ideális szimulátornak tökéletesen reprodukálnia kellene az eszköz viselkedését minden lehetséges mőködési feltétel és eszköz paraméter esetén, a lehetı legrövidebb idın belül. Sajnos ilyen szimulátor nem létezik. Gyakorlatban a szimulátorok csak limitált körülmények között képesek leírni az eszközt. SOA esetén nagyon nehéz (jelenleg gyakorlatilag lehetetlen) az összes fizikai hatást figyelembe venni. Kompromisszumos megoldást kell találni az összetettség, pontosság, modell egyszerőség, számítási sebesség között. Az irodalomban számos SOA modellt lehet találni [1-15]-[1-30], amelyek a következı alapokra építenek. 6

•

Optikai mezı hullámterjedésének leírása. Amplitúdó és fázis változását kell figyelembe venni az aktív hullámvezetı mentén.

•

Anyagparaméterek (erısítés, törésmutató, stb.) leírása, illetve hogyan hat ezekre az elektromos táplálás

•

Optikai mezı és félvezetı anyag kölcsönhatása. Megfelelıen használható a SOA nemlineáris mőködésének modellezésére, ez az alapja az erısítés és fázismoduláció leírásának.

Attól függıen, hogy milyen paramétert akarunk szimulálni és milyen feltételek között, eltérı lehet a “legjobb” szimulátor. Nem áll szándékomba részletesen elemezni és összehasonlítani ezeket a modelleket, azonban egy rövid összefoglalást nyújtok a leggyakrabban használt megközelítésekrıl, a vizsgált jelenségekrıl. 1.1.3.1 Szabad töltéshordozó-sőrőség és hullámhossz A SOA-ban nincs optikai üreg, így a töltéshordozó-sőrőség (N) nem állandó értékő (ami a félvezetı lézerek esetén igaz feltétel), hanem idıben és térben változik a SOA belsejében. Éppen ezért nagyon fontos, hogy figyelembe vegyük a töltéshordozó-sőrőség különbözı félvezetı paraméterektıl való függését. Hasonló elvek érvényesek a hullámhosszfüggésre is, hiszen a bejövı jel hullámhossza változhat. 1.1.3.2 Hullámterjedés Az idıben és térben változó hullámegyenletet nem lehet SOA (erısítéssel és törésmutatóval rendelkezı) anyag esetén analitikusan megoldani. Numerikus módszerekkel lehet megoldásra jutni, amely során az idıt és a teret diszkretizáljuk [1-15]. Majdnem az összes modell az optikai mezıt lassan változó burkolóval írja le, míg a transzverzális mezı függésre fénykoncentrációs tényezıt (Γ) használ. Ez egyszerősíti az idıdiszkretizálást és csökkenti a helyi mezı longitudinális változóktól való függését. Elterjedt megoldás, hogy a SOA aktív rétegét számos részre osztják, amely szekciókban térben állandó erısítést és törésmutatót feltételeznek [1-16]-[1-20]. Ilyen feltételek mellett a hullámegyenletet meg lehet analitikusan oldani és az egyes szekciókra egymás után ki lehet számítani a bemeneti és kimeneti optikai mezıket. Több modell mátrixosan adja meg a szekciókat (pl.[1-20]) és a hullámterjedést is mátrix szorzásokkal írja le. Azért, hogy megfelelıen modellezzük a jelenségeket számos esetben figyelembe kell venni a SOA-ban fellépı kétirányú hullámterjedést is.

7

1.1.3.3 Anyag dinamikai egyenletek A félvezetı anyag idıbeli változását írják le a SOA-n belül, amely kölcsönhatásba lép a SOAban terjedı optikai mezıvel. A kölcsönhatást két módszerrel lehet modellezni: •

A leggyakrabban használt módszer során több egyszerősítést alkalmazunk [1-21]. Az optikai mezı és a félvezetı anyag közti kölcsönhatást a rate egyenletek írják le. A rateegyenletek levezethetık a Maxwell egyenletekbıl, de heurisztikus úton is megkaphatók, ha az anyag aktív térfogatában a fotonok és elektronok kölcsönhatását vizsgáljuk. Az eszköz mőködése egy kéttárolós rendszerrel modellezhetı, melyben az elektromos és optikai részecskék számát bizonyos kölcsönhatások tartják dinamikus egyensúlyban. A rendszert leíró differenciálegyenletek tartalmazzák a fıbb fizikai jelenségeket (abszorpció, spontán és indukált emisszió, töltéshordozó injektálás, rekombináció).

•

Mikroszkopikus modell, ami a Bloch függvényeken alapszik. A modell összetettsége miatt csak nagyon rövid SOA-k esetén használható [1-22], ráadásul nem alkalmas gyakorlati alkalmazási kérdések modellezésére.

1.1.3.4 Erısítési együttható A félvezetı anyag erısítése analitikusan számítható a töltéshordozók Fermi-Dirac eloszlása alapján [1-2]. Ennek a modellnek az alkalmazásához részletes ismeretekkel kell rendelkezni az anyag fizikai paramétereirıl, amely általában nem áll rendelkezésre. Az erısítési együttható gyakran csak polinomiális parametrizációval határozható meg. Tipikus az a feltételezés, hogy az erısítés csúcsértéke lineárisan változik N függvényében. Idınként logaritmikus összefüggést alkalmaznak [1-23]. A hullámhossztól való függést négyzetes vagy köbös polinommal modellezik [1-16]. A maximális erısítés hullámhosszának töltéshordozó-sőrőségtıl való függését és a tiltott sáv csökkenését növekvı töltéshordozó-sőrőség esetén általában lineáris kapcsolatnak feltételezik. 1.1.3.5 Erısítéscsökkenés Az erısítési együttható változása két különbözı szabad töltéshordozó mozgásából adódik: sávon belüli és sávközi átmenetekbıl. Az elsı a töltéshordozó-sőrőség (N) változását okozza, míg a második a vezetési és vegyérték sáv töltéshordozó-eloszlásában okoz változást. Amennyiben folytonos fényjelet, vagy széles fényimpulzust használunk, akkor a sávon belüli átmenetek miatti erısítéscsökkenés a fontosabb mechanizmus. Ezt tipikusan két módon lehet modellezni. Az N idıbeli változását vizsgáló modell esetén az erısítés csökkenése meghatározható az anyagi erısítés és N összefüggésébıl. Ha N csökken, akkor az anyag erısítési együttható is csökken. 8

Gyakrabban használják a sávon belüli hatások vizsgálatára az erısítési együttható rate egyenletekkel történı leírását. Ebben az esetben az erısítés csökkenést a telítési foton sőrőség vagy telítési teljesítmény segítségével számítják [1-21]. A sávközi átmenetek miatti erısítéscsökkenést nemlineáris erısítéscsökkenésnek szokták hívni. Három különbözı megközelítést lehet találni az irodalomban ennek a jelenségnek a modellezésére. Egyszerően elhanyagolják a jelenséget [1-18], pillanatnyinak tekintik [1-24] vagy idıben állandó megközelítést alkalmaznak [1-21]. Ebben az utóbbi esetben a rate egyenletek adják az összes erısítést csökkentı összetevıt [1-25]. Az erısítéscsökkenés jelenségét mindenképpen figyelembe kell venni, ha fontos a vizsgálat szempontjából az ön-erısítésmoduláció vagy a kereszt-erısítésmoduláció jelenségek hatása. 1.1.3.6 Törésmutató Az erısítési együtthatóhoz hasonlóan a törésmutató is számos paramétertıl függ [1-26]. Az irodalomban három különbözı modellt lehet találni a törésmutató jellemzésére. A leggyakoribb az alfa faktor megközelítés, ahol a törésmutatót úgy számítjuk, hogy az erısítési együtthatót megszorozzuk egy alfa tényezıvel. Ugyanakkor használhatunk polinomiális megközelítést is [118]. A törésmutató tipikusan lineárisan változik a töltéshordozó-sőrőség függvényében. Néha a Kramers-Krönig egyenlet-összefüggés alapján

az erısítési együtthatóból számítják a

törésmutatót [1-27]. Ez megfelelı törésmutató modell minden ön-fázismoduláció vagy keresztfázismoduláció alapú SOA alkalmazásra. 1.1.3.7 Töltéshordozó élettartam és rekombinációs ráta A töltéshordozó élettartam nem más, mint a töltéshordozó-sőrőség (N) osztva a töltéshordozó rekombinációs rátával. A töltéshordozó élettartamot tipikusan állandónak modellezik vagy N-tıl harmadrendő polinomiális függést vesznek figyelembe. Az N függés fontos lehet, ha például a feléledési idıt akarjuk kiszámítani különbözı elıfeszítı áramok esetén, különösen rövid SOA esetén, ahol az erısített spontán emisszió által létrehozott telítés nem túl nagy értékő. Azokban az alkalmazásokban, ahol a töltéshordozó-sőrőség nem változik jelentısen, vagy ahol az indukált emissziós arány sokkal fontosabb, mint a töltéshordozó rekombinációs ráta számolhatunk állandó töltéshordozó élettartammal is. 1.1.3.8 Erısített spontán emisszió (ASE – Amplified Spontaneous Emission) Az ASE hatását általában elhanyagolják a szakirodalomban megtalálható modellekben, de elsısorban hosszú SOA esetén fontos lehet. Az ASE jelenlétének két fı hatása van. Egyrészt zajt ad a jelhez, másrészt csökkenti a töltéshordozók sőrőségét az eszközben. Az ASE következtében 9

a töltéshordozó-sőrőség csökken, ami az erısítés csökkenéséhez vezet és növeli az indukált rekombinációs rátát, amelynek hatására csökken az erısítés- és fázis feléledési idı [1-25]. Az ASE a spontán emittált fotonok következtében jön létre, amelyek a hullámvezetı alapmodusába csatolódnak és amelyeket az eszköz tovább erısít. A spontán emissziós folyamat sztochasztikus, azaz az egységnyi idı alatt kibocsátott fotonok száma egy átlagérték körül ingadozik [1-28]. Az ASE hatása számos esetben elhanyagolható, pl. nagyon rövid SOA esetén, vagy ha az erıs folytonos fényjel telítésbe viszi az eszközt. 1.1.3.9 Töltéshordozó injektálás A SOA elektromos táplálású eszköz, ahol két hatást kell figyelembe venni. Az elsı a töltési hatásfok, vagyis a ténylegesen az aktív rétegbe jutó injektált töltéshordozók aránya. A második hatást gyakran elhanyagolják a szakirodalomban, ez az aktív rétegben az N inhomogén kiszélesedése következtében az injekció helytıl függı eloszlása [1-15]). 1.1.3.10 Optikai jelek közti koherens egymásra hatás Ha több azonos polarizációjú, de különbözı optikai frekvenciájú jel jut a SOA-ba, akkor a jelek keveredni fognak (pl. négyhullám keverés). A jelek közti koherens kölcsönhatás elhanyagolható, ha a jelek keresztpolarizáltak vagy ha a két jel közti frekvenciatávolság túl nagy. 1.1.3.11 Belsı reflexió A bemeneti és kimeneti határfelületek reflexióját gyakran elhanyagolják a szakirodalomban. Ugyanakkor annak ellenére, hogy a reflexió csak 10-4 nagyságrendő, a nagy erısítés miatt befolyásolhatja az eszköz mőködését. A reflexió az erısítés spektrum ingadozását, az ASE teljesítmény és a zajtényezı növekedését okozza. Több elektromos kivezetéssel rendelkezı SOA esetén, ahol az egyes régiókat külön lehet elıfeszíteni és így a különbözı törésmutatójú részek kaszkádban követik egymást, további reflexiók lépnek fel az egymás utáni területek határán. 1.1.3.12 Belsı veszteségek A belsı veszteségek hatását gyakran elhanyagolják a szakirodalomban. A gyakorlati alkalmazások során a SOA erısítési együtthatója valóban nagyobb, mint a hullámvezetı vesztesége, de a jelenség elhanyagolása azzal jár, hogy a modell túlbecsüli az egyutas erısítést és az ASE kimeneti teljesítményt, illetve alulbecsüli a zajtényezıt [1-29].

10

1.1.3.13 Hımérsékletfüggés Nagyon kevés cikk veszi figyelembe az eszköz mőködési körülményei következtében fellépı hımérsékletváltozást [1-30]. Laboratóriumi körülmények között a SOA hımérsékletét általában szabályozzák és a kívánt értéken tartják. Ugyanakkor a hordozó hıellenállása következtében az aktív réteg hımérséklete magasabb, mint a felületi hımérséklet. Így szükség lehet olyan modellre, amely magában foglalja a hımérsékletváltozást különbözı elıfeszítı áramok esetén.

1.2. Segédvivıs optikai rendszerek (SCM- SubCarrier Multiplexed) A disszertáció a többféle feladatot ellátó SOA segédvivıs optikai rendszerekben történı alkalmazhatóságát vizsgálja. Ezért fontosnak éreztem a segédvivıs átvitel elvének részletes bemutatását, alkalmazási lehetıségeinek ismertetését. A segédvivıs optikai moduláció az fényátviteli csatornán frekvenciaosztást valósít meg. Tehát olyan elektromos jelet viszünk át a nagy sávszélességő optikai csatornán, amely egy vagy több modulált vivıt tartalmaz. Ezek a vivık általában a mikrohullámú tartományba esnek, mert a legtöbb frekvenciaosztásos rendszer valamilyen rádiós kommunikációt valósít meg, azaz rádiócsatornák jelével közvetlenül modulálják az optikai vivıt. A vivık vagy kisugárzásra kerülnek az optikai vételi oldalon, vagy a rádiócsatornán vett jel optikai csatornán való továbbítása a feladat. Természetesen olyan összetett rendszer is létezik, amely egyszerre alkalmaz segédvivıket és alapsávi jelátvitelt. Az irodalom számos rendszerben javasolja optikai átvitel használatát mikrohullámú vagy milliméter hullámú rádiójelek szétosztására, illetve továbbítására. Ilyen elven mőködik a legelterjedtebb, és talán legrégebbi alkalmazás, a kábeltévé rendszerek elosztó hálózata, ahol optikai és koaxiális összeköttetés kombinációjával (HFC: hybrid fiber coax) próbálják a legkifizetıdıbben eljuttatni a TV csatornák jeleit a fogyasztókhoz. Tipikus alkalmazás a távoli antennák táplálása, mikor a jelforrás nem helyezhetı el az antenna közelében és a nagyfrekvenciájú jelet kis veszteséggel kell az antennához juttatni. A vezeték nélküli, többszörös hozzáféréső adatátviteli rendszerek is segédvivıs optikai átvitelt használhatnak a rádiócsatornák jeleinek szétosztására. A cellás rendszerek a rohamosan növekvı felhasználói igényeket egyre kisebb cellamérettel, egyre nagyobb, több tíz GHz-es mőködési frekvencián tudják csak kiszolgálni. Ennek megfelelıen SCM-et használnak a kismérető cellákkal dolgozó, esetleg mobil rádiós rendszerek, ahol az egyes cellákba több rádiócsatorna jelét kell eljuttatni. A szakirodalom gyakran Radio over Fiber rendszerekként emlegeti az ilyen rádiótávközlı rendszert, amely a rádiójelek átviteli közegeként a rendszer egy részében, vagy egészében 11

fényvezetı szálat használ. A fibre-radio rendszerekben a fényvezetı szálon keresztül továbbítva a jelet szélessávú szolgáltatást nyújthatunk a milliméter sávú piko (vagy femto) cellákban. Az optikai út nagy sávszélessége lehetıvé teszi a rádiócsatornák változtatás nélküli átvitelét, azaz a rádiócsatornák vivıfrekvenciái segédvivıként szerepelnek az optikai átviteli rendszerben, így nincs szükség frekvenciakonverzióra vagy multiplexálásra/demultiplexálásra. A jelfeldolgozási feladatokat központosítani lehet, amely egyszerősíti a cellák telepítését és fizikailag kisebb, kevesebb karbantartást igénylı állomásokat eredményez. Ugyanakkor a flexibilitás is biztosított, hiszen az adatforgalomnak megfelelıen a segédvivık száma és frekvenciája könnyedén módosítható. A rádiójelek tipikus frekvenciatartománya 1 és 10GHz között van, csatornánkénti sávszélessége tipikusan 1 MHz alatt. A jelenlegi felhasználási igényeknek megfelelıen az ilyen hálózatok tipikus mérete az 5-50 km nagyságrendjébe esik. A jövı optikai csomagkapcsolt rendszereiben a fejléc a csomaggal sorosan vagy egy segédvivın található. A segédvivıs fejléc használatának nagy elınye, hogy könnyebb detektálni és kevésbé kritikus az alapsávi információval való szinkronizáció. Ebben az esetben segédvivıs és alapsávi jelet is használ a rendszer. Tehát a különféle távközlı rendszerek egyre gyorsabban zajló integrációja várhatóan olyan megoldásokat igényel, melyekben fontos szerepe lesz (van) a segédvivıs optikai átvitelnek, akár egészen a felhasználó házáig (FTTH: fiber-to-the-home). Az optikai átvitel az alkalmazás szempontjából frekvenciafüggetlennek tekinthetı, kis (<0.5 dB/km) csillapítása és nagy határfrekvenciája (>50GHz) rendkívül vonzó mikrohullámú és milliméter hullámhosszúságú jelek átvitele számára. A rádiójelek optikai átvitele (Radio over Fiber) intenzíven kutatott szakterületté vált. A vegyes optikai-rádió távközlı és kommunikációs rendszerek vizsgálata egyszerre igényel átfogó mikrohullámú és optikai ismereteket (MicroWave Photonics).

12

2. Alkalmazási lehetıségek vizsgálata Az összetett optikai áramkörök tervezése bonyolult, sok problémát tartalmazó feladat, amelyet egyszerősíthet a sokfunkciós struktúrák alkalmazása, hiszen nagyszámú speciális komponenst lehet egyetlen többcélú eszközzel kiváltani. Tehát csökken a diszkrét komponensek száma, kisebb a helyigény, kevésbé lesz komplikált a rendszer, csökken az ár és nı a megbízhatóság. Ugyanakkor gyakran kell kompromisszumot kötni a különbözı feladatok szempontjából, így a többfunkciós eszköz paraméterei rosszabbak lesznek, mint az erısen specifikus komponensek által nyújtott értékek. A paraméterromlást minimalizálni kell, ehhez pedig fontos a lehetséges többfunkciós eszközök vizsgálata. A félvezetı optikai erısítı a közvetlen optikai erısítésen kívül számos további feladat ellátására képes, többfunkciós eszközként tud üzemelni. Segédvivıs optikai rendszerben a SOA-t egyszerre lehet használni erısítıként, diszperzió kompenzálóként, modulátorként és detektorként. Természetesen ebben az esetben fokozott körültekintéssel kell megválasztani a mőködési paramétereket, mert más-más értékő paraméter lesz optimális az egyes mőködési módok szempontjából. A következıkben megvizsgálom a SOA alapú diszperziócsökkentés jelenségét, illetve ismertetek néhány rendszertopológiát, amely többfunkciós SOA-t alkalmaz.

2.1. A diszperzió hatásának csökkentése A jövı optikai hálózatainak építése során kritikus a diszperzió hatásának csökkentése, mert modern fényvezetı szál esetében a minimális csillapítást biztosító 1550 nm hullámhosszú fényjel alkalmazásakor a maximális távolságot gyakran nem a csillapítás határozza meg, hanem a diszperzió. A szakirodalomban részletes leírást találhatunk a diszperzió alapmódusra gyakorolt hatásáról. Ugyanakkor kevés cikk foglalkozik a harmonikusok viselkedésének vizsgálatával, illetve a SOA diszperzióra gyakorolt hatásával. Diszperziónak nevezzük azt a jelenséget, hogy az optikai úton továbbított jel különbözı komponensei eltérı sebességgel terjednek. Egymódusú szál alkalmazása esetén a fény közegbeli terjedési sebessége függ az optikai jel hullámhosszától. A közegben haladó fény nem egyetlen szigorúan meghatározott hullámhosszt tartalmaz, a különbözı frekvenciájú komponensek pedig eltérı sebességgel terjednek, ezt hívjuk kromatikus diszperziónak. Az eltérı sebesség egyrészt az anyag tulajdonságából adódik (anyagi diszperzió), másrészt a hullámvezetı felépítése okozza (hullámvezetı diszperzió).

13

A fénytávközlés során fontos tényezı a maximális bitsebesség. Nagy adatsebesség eléréséhez az szükséges, hogy a biteket reprezentáló fényimpulzusok minél sőrőbben követhessék egymást. Ez csak akkor lehetséges, ha maguk az impulzusok rövidek. Diszperzió hatására a fényimpulzus a terjedés során kiszélesedik. Tehát a maximális sebességet az határozza meg, hogy milyen hosszú az a legrövidebb impulzus, amely a szálban történı terjedés után még nem szélesedik annyira ki, hogy átlapolódjon a következı impulzussal. A diszperzió hatása megfigyelhetı a rádiófrekvenciás (RF) jelek üvegszálon történı továbbításakor is. Adott fényvezetı szálhossz és modulációs frekvencia esetén a diszperzió miatt a két oldalsáv eltérı fázissal kerül a detektorra, ami a detektált elektromos jel szintjének csökkenéséhez vagy akár teljes kioltásához vezet. Ismereteim szerint a probléma elméleti leírását elsıként az [2-1] könyvben közölték. A kísérleti igazolás eredménye elsıként a [2-2] cikkben került bemutatásra. A diszperzió hatásának csökkentésére számos módszert találhatunk a szakirodalomban: •

speciális

diszperziójú

szálak

alkalmazása

(az

ellentétes

diszperziójú

szálak

ellensúlyozzák egymás hatását) •

a diszperzió várható értékének megfelelı elektromos elı- vagy utótorzítás

•

optikai egyoldalsávos (SSB - Optical Single Side Band) moduláció alkalmazása

•

chirped fiber gratings (FBG)

•

fényvezetı szál ön-fázis modulációja

•

optikai spektrum tükrözése az összeköttetés közepén

•

stb.

2.1.1

Kromatikus diszperzió

Az optikai átvitel során használt intenzitás moduláció (IM – Intensity Modulation) az optikai spektrumban két oldalsávot hoz létre az optikai vivı körül (DSB - Double Side Band). Ahogy a jel terjed az optikai átviteli közegben a kromatikus diszperzió miatt a két oldalsáv eltérı sebességgel halad, azaz fáziseltérés figyelhetı meg a két oldalsáv között. A szakirodalomban számos helyen megtalálható az optikai összeköttetés frekvenciaátviteli függvénye, ha a lineáris veszteséget és az állandó késleltetést elhanyagoljuk [2-1], [2-2]: 2  λ2 ⋅ D ⋅ π ⋅ f mod ⋅L  H link (f ) = cos c  

(2.1)

ahol D: a diszperziós együttható, L: a fényvezetı szál hossza, fmod: a moduláló jel frekvenciája, c: a fénysebesség vákuumban, λ: a fény hullámhossza. A (2.1) képletbıl látható, hogy az átvitelben ismétlıdı minimumok figyelhetık meg, ahogy azt a 2.1. a) ábrán is ábrázoltam. 14

A chirp az optikai jel pillanatnyi frekvenciájának nemkívánatos változása, tehát a modulációból származó nem kívánt fázis-elcsúszás. A félvezetı lézerek esetén jól ismert jelenség, hogy a töltéshordozó-sőrőség

változása

megváltoztatja

az

üreg

adottságait,

az

aktív

réteg

törésmutatójának értékét, így módosítja a létrejövı modusok frekvenciáját [2-3]. Közvetlen modulációt alkalmazva az optikai adó pozitív chirp-je miatt a maximális szálhossz vagy a rádiófrekvenciás sávszélesség kisebb, mint a chirpmentes esetben, ahogy a 2.1. b) ábrán bemutatott számítási eredményem is mutatja. 5

5

0

0 -5 Átvitel [dB]

Átvitel [dB]

-5 -10 -15

-10 -15 -20

-20

Pozitív Chirp

-25

-25

Chirpmentes

-30

-30 0

2

4

6

8

-35

10

0

1

Moduláló jel frekvenciája [GHz]

2 3 Moduláló jel frekvenciája [GHz]

4

5

2.1.ábra Diszperzió hatása 400 km fényvezetı szál esetén, szimulációval nyert eredmény, Pozitív adó chirp csökkenti a maximális modulációs sávszélességet

2.1.2

A fényvezetı szál nemlineáris hatásai

Fénytávközlési hálózatok vizsgálatakor a fényvezetı szálak nemlineáris tulajdonságait el szoktuk hanyagolni. A bemeneti fényteljesítmény jelentıs növelésekor azonban már a nemlineáris optikai jelenségeket is figyelembe kell vennünk. Az fényteljesítményt növelve elıször az önfázimoduláció

(SPM)

hatása

jelentkezik.

Ekkor

a

szálba

belépı

fényjelen

lévı

intenzitásmoduláció következtében változik, modulálódik a szálban a fény terjedési sebessége. Tehát a kilépı optikai jel nem csak intenzitás, hanem fázismodulált is lesz. A jelenség úgy írható le, hogy az üvegszálnak módosítjuk az átviteli függvényét és a módosított átviteli függvényben figyelembe vesszük ezt a torzítási hatást is [2-4]. Az SPM hatására a rádiófrekvenciás átvitelben tapasztalható minimumok magasabb frekvenciákra tolódnak (2.2. ábra). 10 0

Átvitel [dB]

Detektált elektromos teljesítmény [dBm]

20

-10 Bemeneti optikai teljesítmény

-20

16 dBm 11 dBm 6 dBm 0 dBm

-30 -40

Szálhossz=30 km Hullámhossz=1550nm

-50 -60

10 5 0 -5 -10 -15 -20 -25 -30 -35 -40

Bem. optikai teljesítmény

Pld=50mW Pld=10mW Pld=1mW

0 5

7

9 11 Moduláló jel frekvenciája [GHz]

13

15

1

2

3

4

Moduláló jel frekvenciája [GHz]

2.2.ábra a) Mérési eredmény : L=30 km különbözı bemeneti optikai intenzitásértékek b) Szimulációs eredmény : L=400 km, különbözı bemeneti optikai intenzitásértékek

15

5

A mérési és szimulációs eredményeim is azt támasztják alá, hogy a fényvezetı szálban fellépı SPM alacsony fényteljesítmények (<10mW) esetén nem befolyásolja a diszperzió hatását. Ennek az elızetes vizsgálatnak az eredményét figyelembe vettem a SOA-t tartalmazó mérés összeállításánál. A fényteljesítményt 10mW alatt tartva a mérési eredmények a SOA hatását tükrözték, nem a fényvezetı szál SPM hatását. 2.1.3

Harmonikus viselkedés

Az intenzitásmodulációt és közvetlen detektálást (IM-DD: Intensity Modulation – Direct Detection) alkalmazó fénytávközlı rendszerek legegyszerőbb leírása teljesítmény alapú. Ekkor elegendı az optikai adó teljesítményével, a moduláció hatásfokával, a fényvezetı szál fajlagos csillapításával és a vevı (fotodióda) érzékenységével számolni. A modell frekvenciafüggı, hiszen mind az optikai adó hatásfoka, mind pedig a fotodióda érzékenysége függ a moduláló mikrohullámú jel frekvenciájától. Jóllehet a legkorszerőbb eszközök sávszélessége igen nagy (már 100 GHz fölötti) az átviteli sávszélesség értelemszerően nem végtelen. A teljesítményelvő leírásban az üvegszál csak egy egyszerő csillapító, ami a mikrohullámú átvitel sávszélességét nem befolyásolja. A szakirodalom az IM-DD üvegszálas rendszerek teljesítményelvő leírását igen bıven tárgyalja, diszperzió esetén ez a legegyszerőbb modell csak nagyon rövid összeköttetések, alacsony moduláló frekvenciák illetve kis bitsebességek esetén alkalmazható. Koherens modell alkalmazásakor a jelenségek leírása nem a fény teljesítményének, hanem a jel térerısségének a vizsgálatán alapszik. Általános esetben a szál bemenetén megjelenı optikai teret (Eopt(ω)) számos spektrális vonallal kell leírni. Monomódusú lézert feltételezve, az optikai vivı körüli spektrális vonalak egymástól mért távolsága a moduláló mikrohullámú jel frekvenciájával egyezik meg. Az optikai átvitel analízise során a bemeneti spektrumot általában három spektrális vonallal közelítik (optikai vivı valamint alsó és felsı oldalsáv), mert ez az egyszerősítés jelentısen leegyszerősíti a számítást. A vételi oldalra érkezı optikai jel spektrális komponenseinek amplitúdóját és fázisát az optikai adó (LD vagy külsı modulátor) és a fényvezetı szál terjedési paraméterei határozzák meg. A koherens modell segítségével a mikrohullámú moduláló jel különbözı harmonikusainak szintje is számolható [2-5]. A szakirodalomban található elméleti összefüggések igazolására laboratóriumi méréseket végeztem. Erre az elızetes vizsgálatra azért volt szükség, hogy a SOA-t tartalmazó összeköttetés vizsgálata során az eredmények a SOA hatását tükrözzék, nem egyéb jelenségeket. A kimeneti jel alap-, másod- és harmadrendő felharmonikusának teljesítményét vizsgáltam különbözı hosszúságú üvegszál esetén. A 2.3.ábra 50 km hosszú összeköttetés esetén mutatja a számított és mért jelszinteket. A számítás során figyelembe vettem, hogy a mérésekben használt elektromos jelforrás nem ideális, azaz a generátor jele kis mértékben felharmonikusokat is tartalmazott. 16

Ennek megfelelıen a bemeneti elektromos jelet három spektrális összetevıvel írtam le (az alap-, a második- és harmadik felharmonikussal). Fontos kihangsúlyozni, hogy a mikrohullámú jel IMDD átvitele során - a diszperzió miatt – még akkor is keletkeznek felharmonikusok, ha a mikrohullámmal modulált optikai jelforrás ideális. -10

-10 50km optikai szál

-20

-40

-30 Átvitel [dB]

Átvitel [dB]

-20

1st 2nd 3rd

-30

-50 -60 -70

-40 -50 -60 -70

-80

-80

-90 2

3

4 5 6 7 moduláló frekvencia, f RF [GHz]

8

9

-90 2

3

4

5 6 Moduláló frekvencia

7

8

x109

9

2.3.ábra Alapmódus, második- és harmadik felharmonikus mért és számított szintje a moduláló frekvencia függvényében, L=50 km (push-pull MZM, γ=0.5, α=0.4, Af2/Af1=0.07, Af3/Af1=0.05, D=17ps/km/nm)

2.1.4

Diszperzió kompenzáció SOA segítségével

SOA esetében a chirp hatására bekövetkezı törésmutató változás az erısítıben terjedı optikai jel sebességének változását okozza. A jelenség leírására a chirp paramétert (Linewidth Enhancement Factor, LEF, Henry faktor, α faktor) használjuk, amely azt mutatja meg, hogy egy adott amplitúdómoduláció mekkora fázismodulációt eredményez (3.6. fejezet). Az összeköttetés elején SOA-t alkalmazva optikailag elıtorzítjuk a fényvezetı szálba jutó jelet. A SOA kimenetén a chirp paraméternek megfelelı mértékben nem csak intenzitásban, hanem fázisban is modulált fényjel jelenik meg. Ezt a fázismodulációt a fényvezetı szál intenzitásmodulációvá alakítja. A frekvencia átviteli függvény a szakirodalom alapján a következıképpen módosul [2-7]: H (f mod ) = C IM −IM (f mod ) +

H PM (f mod ) ⋅ C PM −IM (f mod ) 2

(2.2)

ahol CIM-IM: intenzitásmoduláció átviteli függvény, CPM-IM: fázis-intenzitásmoduláció konverziós függvénye, HPM: az optikai adó intenzitás-fázismoduláció konverziós függvénye Lineáris esetben (optikai teljesítmény<10mW) [2-7]: 2  λ2 ⋅ D ⋅ π ⋅ f mod ⋅L  C IM −IM (f mod ) = cos c  

2  λ2 ⋅ D ⋅ π ⋅ f mod ⋅L  C PM −IM (f mod ) = 2 ⋅ sin  c  

(2.3)

A fényvezetı szál bemenetén az információt az intenzitás moduláció hordozza, míg az adó chirp fázismodulációt okoz. Az intenzitás- és fázismoduláció közötti kapcsolat [2-7]: H PM (f mod ) =

2 ⋅ Pbe ⋅ ∆Φ be ∆Pbe

(2.4)

ahol Pbe a fényvezetı szál bemenetén az átlagos fényteljesítmény, ∆Pbe: intenzitásmoduláció Fourier transzformáció után, ∆Φbe: fázismoduláció Fourier transzformáció után. 17

Chirpmentes adó esetén HPM(f)=0. Az adó és a fényvezetı szál között elhelyezkedı SOA átviteli függvénye a közvetlenül modulált lézerhez hasonlóan frekvenciafüggı [2-33]:  f H PM _ SOA (f mod ) = LEF ⋅ 1 − j ⋅ c f mod 

  

(2.5)

Ahol fc: az a frekvencia, ahol a tranziens és adiabatikus chirp azonos értékő. Mindezek figyelembevételével felírtam a teljes összeköttetés átviteli függvényét: 2 2 2  λ2 ⋅ D ⋅ π ⋅ f mod  λ2 ⋅ D ⋅ π ⋅ f mod  λ2 ⋅ D ⋅ π ⋅ f mod ⋅L  ⋅L  ⋅ L  (2.6) f  − LEF ⋅ sin   + j ⋅ LEF ⋅ c ⋅ sin   H SOA +link (f mod ) = cos c c f mod c      

A 2.4.ábra a megadott képlet alapján számított átviteli függvényt mutatja a SOA különbözı chirp értékei esetén 400 km optikai összeköttetésre. A számítások során 0dBm bemeneti fényteljesítményt vettem figyelembe, hogy a szál nemlinearitása ne befolyásolja az átvitelt. Látható, hogy az átviteli minimum magasabb frekvenciára tolódik, mélysége kisebb lesz. Mindez azért következik be, mert az átvitel több tagból áll, melyek eltérı módon függnek a frekvenciától. Az intenzitásmoduláció átviteli függvény koszinuszos, a fázismodulációból konvertált tag szinuszos jellegő. Az eredı átvitel ennek a két tagnak az összege. Az eredı átvitel 0 dB fölé is emelkedhet, mert az intenzitásmoduláció átviteli függvényhez van normálva.

2.4.ábra A mikrohullámú optikai összeköttetés átvitelének számítása különbözı SOA chirp paraméterek esetén

2.5.ábra Átviteli függvény tagjainak frekvenciafüggése

Az elméleti összefüggések igazolására laboratóriumi méréseket végeztem. A 2.6. ábrán látható a számítógéppel vezérelt mérési összeállítás egyszerősített blokkvázlata, a mérési elrendezés részletes ismertetése a 6.3.1. mellékletben található. 18

Hımérséklet szabályzó

LD

Pol. kontr.

MZ

SOA DC

RF vivı

Áram forrás

Mikrohullámú jelgenerátor

O/E

SSMF

Spektrum analizátor

Számítógép

2.6. ábra A mérési elrendezés blokkvázlata

A rendszer átvitelét különbözı paraméterek esetén mértem (2.7.ábra). A bal oldali grafikonon megfigyelhetı, hogy a SOA bemeneti fényteljesítményének függvényében változik az átviteli függvény jellege. A jelenség magyarázata, hogy a bemeneti fényteljesítmény értékének növekedésével telítıdik az eszköz, ennek következtében változik a SOA chirp paraméterének értéke. A számítási eredményekkel összhangban az abszolút értékben egyre nagyobb chirp paraméter hatására a minimum magasabb frekvenciára tolódik, mértéke pedig kisebb lesz. A jobb oldali grafikonon látható, hogy az átviteli völgyek mélysége csökken és magasabb frekvenciák irányába tolódik akkor is, ha a SOA elıfeszítı áramát növeljük. Ez bonyolultabb hatást takar, hiszen az elıfeszítés változásával számos paraméter (optikai erısítés, telítıdés, hullámhossz függés) változik, de ugyanúgy a chirp paraméter változására vezethetı vissza. 30

-50

SOA munkaponti áram

20

Pin

10

-55

0

-60

-10

Átvitel [dB]

Detektált teljesítmény [dBm]

-45

-65 -70 -75

SOA

-30 -40 -50

RSOA 80km SSMF RSOA Munkaponti áram=50mA

-80

-20

-60

Szálhossz=50km Hullámhossz=1550nm Referencia szálhossz=4m

-70

-85

SOA áram=400mA, 200mA, 125mA, 100mA Fényerısítés=15dB, 13.5dB, 4.5dB, -9.5dB

-80

5

5.5

6

6.5

7

7.5

Modulációs Frekvencia [GHz]

8

8.5

9

2

3

4 5 6 7 Moduláló jel frekvenciája [GHz]

8

9

2.7.ábra Mért rádiófrekvenciás átvitel (a back-to-back optikai átvitelre normalizálva) a) különbözı bemeneti fényteljesítményekre b) különbözı SOA munkapontoknál, SOA1

Az optikai hálózatokban a rádiófrekvenciás vivın digitális modulációs tartalom is található. A bemutatott technika javítja a továbbított digitális információ paramétereit is. Amennyiben a segédvivı frekvenciája egy átviteli minimum közelében van, akkor a szemábra becsukódik, az összeköttetés szétesik. Optimalizált SOA kompenzátor esetén a szemábra kinyílik és javul az átvitel bithibaaránya is. Ennek ellenırzése céljából a VPItransmissionMakerTM v7.1 optikai szimulációs környezetében a mérésnek megfelelı paraméterekkel szimulációt építettem fel (2.8. ábra). A 2.9. ábra a szimulált szemábrákat mutatja. A szimuláció során a mikrohullámú segédvivı az átviteli völgybe esett, tehát SOA alkalmazása nélkül lehetetlen volt az összeköttetés. SOA kompenzátor alkalmazásával a vártaknak megfelelıen a szemábra kinyílt.

19

2.8.ábra VPItransmissionMakerTM v7.1 optikai szimulációs környezetében felépített szimuláció

2.9.ábra Szimulált szemábra, 400km fényvezetı szál, segédvivı frekvenciája=3.2GHz, modulációs sávszélesség=512MHz, SOA kompenzátor nélkül és SOA kompenzátorral

2.1.5

SOA hatása a harmonikusokra

a VPItransmissionMakerTM v7.1 optikai szimulációs környezetében felépített szimuláció alkalmas volt a felharmonikusok vizsgálatára is. Az egyetlen eltérés az, hogy modulálatlan segédvivı került az átviteli rendszerre, a vételi oldalon pedig a segédvivı és felharmonikusainak szintjét vizsgáltam. A moduláló frekvenciát, mint paramétert léptetve megkaptam a detektált jelek frekvenciamenetét. A 2.10. ábra mutatja a felépített szimuláció blokkdiagramját. A szimuláció paraméterei: SOA: IDC=150mA L=0.5mm w=3µm d=80nm Γ=0.15 α=4000 1/m g=2.78·10-20 m2 N0=1.4·1024 1/m3 LEF=0…-20 Rendszer: fmod=1…5GHz PLD=1mW m=25% 2.10.ábra VPItransmissionMakerTM v7.1 optikai szimulációs környezetében felépített szimuláció

A szimulációs eredmények azt mutatták, hogy a SOA alkalmazása befolyásolja a harmonikusok viselkedését is (2.11.ábra). A másodrendő felharmonikusok átvitelében megmaradnak a minimum pontok, de frekvenciában eltolódnak. Ugyanakkor a harmadrendő felharmonikus frekvenciamenete egyenletesebb lesz. 20

2.11.ábra Szimulált eredmény, L=50 km fényvezetı szálhossz, különbözı SOA LEF esetén

A 2.6.ábrán bemutatott mérési elrendezéssel lehetıség van a felharmonikusok vizsgálatára is. Ehhez a mérésvezérlı szoftvert kellett kibıvítenem. Az egyes beállított frekvencia pontok esetén nem csak az alapharmonikus jelszintjét, hanem a másod- és harmadrendő felharmonikus szintjét is leolvastattam a programmal. Mivel a felharmonikusok szintje sokkal alacsonyabb az alapharmonikusnál, ez három mérési pontot jelentett, az alapharmónikus mérésénél alkalmazott spektrum analizátor beállításoktól eltérı beállításokkal. Ezeket a paramétereket természetesen a kimeneti file is tartalmazta, illetve a mérési eredmények száma is bıvült a másod- és harmadrendő felharmonikus szintjével és a mérésekhez tartozó zajszintekkel. A 2.12.ábra a felharmonikusok szintjét mutatja különbözı SOA munkapontok esetén. Ahogy az elıfeszítı

áram

(tehát

a

fényerısítés)

növekszik,

a

másodrendő

felharmonikus

frekvenciamenetének jellege nem változik, csak a fényerısítés hatására nı a jelszint. Ugyanakkor a harmadrendő termék szintje is növekszik a fényerısítés növekedésének megfelelıen, és a minimumhelyek is magasabb frekvenciákra tolódnak. 60

30

50

20

40

10 Átvitel [dB]

Átvitel [dB]

30 20

0

-10

10 0

-20

-10

400mA_f2 200mA_f2 150mA_f2 SOA nélkül

-20 -30 -40 4

6 8 10 12 14 16 másodrendő felharmonikus frekvenciája, 2*fRF [GHz]

300mA_f3 200mA_f3 150mA_f3 SOA nélkül

-30 -40 -50 18

6

9 12 15 18 21 24 Harmadrendő felharmonikus frekvenciája, 3*fRF [GHz]

27

2.12.ábra Mért eredmény, másod és harmadrendő felharmonikusok szintje, L=50 km fényvezetı szálhossz, különbözı SOA munkapontok esetén

2.2. SOA detektor és SOA modulátor A szakirodalomban számos példát található a SOA modulátorként és detektorként való alkalmazására. Ezek a példák nem támasztanak komoly követelményeket a SOA, mint többfunkciós eszközzel szemben, ezért nem igényelnek részletes vizsgálatot. Alapvetıen 21

erısítıként használják az eszközt, amennyiben a másodlagos funkció megfelelıen mőködik, akkor kihasználják ezt a lehetıséget. Ha probléma merül fel a másodlagos feladat ellátásával, akkor csak erısítıként használják az eszközt. 2.2.1

Optikai összekötetés monitorozása (detektor)

Az SOA in-line detektorként használható, de nem olyan jó hatásfokkal, mint egy fotodióda. Ebben az elrendezésben az optikai erısítést biztosító SOA detektálja az átviteli sáv közepes fényteljesítményét is, ezáltal monitorozza az optikai kommunikációs rendszer átviteli sávját, az optikai jel teljesítményét. Ha ez a teljesítmény túl alacsony szintre esik vissza, akkor ebbıl az átviteli útban bekövetkezett törésre lehet következtetni és megfelelı karbantartási intézkedéseket lehet végezni [2-8]. Az alkalmazás nem támaszt különösebb igényeket a SOA detektálási tulajdonságaival szemben sávszélesség vagy vételi hatásfok szempontjából. Ebben az alfejezetben röviden bemutatok néhány alkalmazási lehetıségeket, amelyek nem igényelnek megfontolt tervezést, de amelyekben a SOA több feladatot is ellát. 2.2.2

Információs csatorna vétele (detektor)

Ebben az alkalmazásban az optikai SCM hálózatokban az alapsávi vezérlıjelet detektálja az optikai vesztségek hatását ellensúlyozó SOA. Az információs csatorna hálózat karbantartási, útvonal választási, stb. információkat tartalmazhat. A SOA-detektor korlátos sávszélessége nem okoz gondot, sıt az aluláteresztı jelleg javítja a szőrést. Az egyetlen probléma az elıfeszítést biztosító egyenkomponens és az információs tartalom szétválasztása. Lézer Popt forrás

MOD

m

SOA

PD Ibias

csatornák LP szőrı

Adat csatornák

Információs csatorna feldolgozása

2.13.ábra Alapsávi információs csatorna detektálása

2.2.3

Optoelektronikai visszacsatolás (detektor)

Ebben az elrendezésben az optikai vivın lévı elektromos jel kicsatolását az optikai jel csillapítása nélkül oldjuk meg; ha szükséges, növelhetjük is az optikai jelszintet. Az így nyert jelet visszacsatoljuk a rendszerbe és valamely eszköz vezérlésére, paramétereinek hangolására használjuk. A vezérlı jellel stabilizálhatjuk, optimalizálhatjuk, linearizálhatjuk a rendszer mőködését, optoelektronikai oszcillátort hozhatunk létre vagy csökkenthetjük a zaj szintjét.

22

Ezekben az alkalmazásokban tipikusan nincs szükség nagy szintő vezérlı jelre, így nem okoz gondot az alacsony vételi hatásfok. 2.2.3.1 Optoelektronikai visszacsatolás: zajcsökkentés A 2.14.ábra mutatja a rendszer egyszerősített blokkvázlatát. A detektált elektromos jelet a zajspektrum relaxációs oszcillációs csúcsának csökkentésére, elnyomására lehet használni, amely például microchip lézer esetén alacsony frekvenciájú, de magas értékő [2-9]. Pumpáló LD

DC táp

Kimenet

microchip laser

SOA

LP szőrı

Elektromos erısítı

2.14.ábra Zajcsökkentı hurok sematikus blokkvázlata

Az alacsony vételi hatásfok nem okoz gondot, mert kisszintő vezérlı jelre van szükség. Nincs sávszélesség probléma, mert kisfrekvenciás jelet kel visszacsatolni, sıt a SOA-detektor korlátos sávszélessége javítja a szőrést. 2.2.4

Optoelektronikai visszacsatolás (modulátor)

Az optikai vivın lévı elektromos jel kis részét visszacsatoljuk a rendszerbe és elektromos jelfeldolgozás után a SOA vezérlésére, paramétereinek hangolására használjuk. A vezérlı jellel stabilizálhatjuk, optimalizálhatjuk, linearizálhatjuk a SOA mőködését, optoelektronikai oszcillátort hozhatunk létre vagy csökkenthetjük a zaj szintjét. SOA modulátor Ibias Elektromos s áramkör

Detektor

2.15.ábra Optoelektronikai visszacsatolás

2.3. Címke újraírás (modulátor) Optikai csomagkapcsolt hálózatokban két eltérı módszert javasoltak és vizsgálnak jelenleg is az optikai fejléc megvalósítására. Soros fejlécet (SL-serial label) [2-10] vagy segédvivıs fejlécet (SCML-subcarrier multiplexed label) alkalmazhatunk [2-11]-[2-14]. A soros fejléc az alapsávban található, a csomaggal azonos hullámhosszú optikai vivın, az adatcsomag elıtt helyezkedik el, a megfelelı detektálás érdekében védıidı választja szét a két komponenst. SCML megközelítés esetén az alapsávi digitális fejlécet egy RF vivıre modulálják és ezután 23

elektromosan vagy optikailag multiplexálják az azonos hullámhosszú optikai vivın lévı csomaggal. Tulajdonképpen a fejléc a csomaggal párhuzamosan kerül átvitelre, így nincs szükség olyan fokú szinkronitásra, de a fejlécnek természetesen a csomag határain belül kell megérkezni. A segédvivıs technika nagy elınye, hogy a segédvivın található fejlécet egyszerőbb szétválasztani az adatcsomagtól, mint az idıtartománybeli szétválasztásnál. Ez egyszerőbb fejléc detektálást és feldolgozást tesz lehetıvé. Ráadásul a segédvivıs címkét optikai tartományban végzett szőréssel közvetlenül kinyerhetjük az adatcsomag zavarása nélkül [2-13]. Ugyanakkor a 2.1. alfejezetben bemutatott diszperziós hatás korlátozza az alkalmazandó segédvivı frekvenciáját, illetve az összeköttetés hosszát. A jövı átkonfigurálható, teljesen optikai hálózatainak fontos feladata a hullámhossz átalakítás és a teljesen optikai tartományban végzett regenerálás lesz. Ezeket a feladatokat meg lehet valósítani a SOA-ban fellépı nemlineáris optikai hatások közül a kereszt fázis moduláció alkalmazásával. Ehhez azonban egy Mach-Zehnder interferométer ágaiba SOA-kat kell integrálni,

hogy

a

fázismodulációt

az

interferometrikus

elrendezés

segítségével

intenzitásmodulációvá konvertáljuk. Az így kapott, All-active Mach-Zehnder hullámhosszátalakító nagysebességő mőködésre képes, nagy bemeneti érzékenységgel és alacsony átalakítási veszteséggel rendelkezik [2-15],[2-16]. Számos különbözı technika létezik a SCML frissítésére All-active Mach-Zehnder hullámhossz konverter blokk esetén (2.16 ábra) [2-11]-[2-14]. Egyrészt alkalmazhatunk egy elektro-optikai, elektro-abszorpciós vagy bármilyen típusú külsı optikai modulátort. Ezt az eszközt elhelyezhetjük a hullámhossz átalakító elé (2.16. ábra, a) megoldás) vagy mögé (2.16. ábra, b) megoldás). A leggyakrabban használt elektro-optikai modulátor alkalmazásának három jelentıs hátránya van. Nagyszintő elıfeszítı és modulációs feszültséget igényel a mőködése, nagy beiktatási csillapítása van és a koszinuszos átviteli függvénye jelentısen rontja a rendszer linearitását. Ráadásul minden csatornához egy új, drága optikai eszközre van szükség. Az új fejlécet a hullámhossz konverter blokkban található lézerdióda közvetlen modulációjával is hozzáadhatjuk az optikai jelhez (2.16. ábra, c) megoldás). Ebben az esetben nincs szükség új optikai eszközre, de a lézer közvetlen modulációja nem alkalmazható hullámhossz osztásos (WDM - Wavelength Division Multiplexed) rendszerben, mert jelentıs a chirp-je. Az általam kidolgozott megoldás esetén a SOA áramának modulációját használjuk az új fejléc hozzáadásához (2.16. ábra, d) és e) megoldás). Ezzel a módszerrel a nagysebességő kompakt SOA-modulátor képes megoldani az optikai segédvivıs címke újraírásának problémáját. A hullámhossz átalakítást és a teljesen optikai tartományban történı regenerálást végzı keresztfázis moduláción alapuló, SOA-t tartalmazó aktív Mach-Zehnder interferométer egyik (vagy mindkét) ágában található SOA áramát moduláljuk az új SCM fejléccel 24

SCM fejléc

SCM fejléc

c)

a)

LD

λúj

SCM fejléc d)

SCM fejléc

SOA

b)

Mod.

szőrı

Mod.

SOA

Payload elnyomott λ SCM fejléccel régi

λúj

Payload új SCM fejléccel

e)

Hullámhossz konverter SCM fejléc

2.16.ábra SCM címke hozzáadás hullámhossz konverterben

Az mőködés ellenırzésére VPItransmissionMakerTM v7.1 optikai szimulációs környezetben felépítettem a javasolt elrendezést. A szimulációs eredmények azt mutatták, hogy a fejléc azonos minıségben adható az optikai jelhez, függetlenül attól, hogy a hullámhossz-konverter melyik ágában lévı SOA-t moduláljuk. Tehát a két esetben a hozzáadott segédvivı azonos teljesítményő, illetve a fejléc detektálása után azonos szemábrát és bithibaarányt lehet elérni. Az interferométer mőködése miatt nem célszerő azonos modulációt alkalmazni mindkét ágban, de a Mach-Zehnder modulátoroknál használt push-pull elektróda elrendezés elınyösen alkalmazható. A 2.17 ábra a tipikus szimulált optikai kimeneti spektrumot mutatja. A bal oldali spektrumkép megmutatja a hullámhossz konverterbe belépı eredeti hullámhosszú csatornát az alapsávi modulációval, illetve az új, konvertált optikai vivıt az alapsávi csatornával és a SOA-modulátor által hozzáadott segédvivın található új fejléccel. A jobb oldali spektrumkép az új optikai vivı környékére koncentrál, itt jobban elkülöníthetı az alapsávi csomag és a segédvivın lévı digitális fejléc. A hullámhossz átalakító kimenetén található optikai sáváteresztı szőrı elnyomja a régi optikai vivıt, tehát a következı optikai csomópontra az új optikai vivı (alapsávban a csomaggal, segédvivın a fejléccel) érkezik. Új optikai New optical hullámhossz optikai wavelength

Régi Old optical hullámhossz signal

10GHz 400GHz

ÚjNew SCM címke SCM label 2.17.ábra Szimuláció az egyidejő optikai hullámhossz konverzió és segédvivıs fejléc hozzáadásról

25

2.4. Radio-over-Fiber (modulátor-detektor) A vezeték nélküli távközlés új fázisba lépett, hiszen a jelen (és jövı) felhasználóinak olyan rendszerre van szüksége, amelyen keresztül bármikor, bárhol, bármilyen szolgáltatást el tudnak érni, természetesen mindezt alacsony áron. Tehát jelentısen megnı a vezeték nélküli szolgáltatások kapacitásigénye, miközben a rendelkezésre álló frekvenciaspektrum véges. Ez a szélessávú rádióösszeköttetés iránti igény magasabb frekvenciatartományok használatához és kisebb cellaméret alkalmazásához vezet, ami jól használható beltéri alkalmazások esetén, ahol a nagyfrekvenciás jelek nagy csillapodást szenvednek az épület falain. Az ilyen rendszerekben egy (vagy pár közeli) szobát fed le egy cella. A rendszer telepítési és karbantartási költségeinek minimalizálása érdekében a rádiós egységnek a lehetı legegyszerőbbnek kell lennie. Ennek következtében a jelfeldolgozást és vezérlést egy központi egység végzi, az antennát tartalmazó egységet pedig Radio over Fibre (RoF) rendszeren keresztül látjuk el [2-17]. A RoF egy olyan technológia, ahol a mikrohullámú (vagy milliméterhullámú) jelet optikai rendszeren keresztül osztjuk el. A rendszer ötvözi az optikai összeköttetés nagy kapacitását a cellás rendszerek által biztosított flexibilitással. Alacsony, a moduláló jel frekvenciájától független csillapítás, nagy sávszélesség, rádiófrekvenciás zavarokra való érzéketlenség, könnyő telepítés és karbantartás, kis teljesítményfelvétel, flexibilis mőködés jellemzi. Alkalmazhatjuk cellás mobil rendszerekben, mőholdas kommunikációban, videó elosztó hálózatokban, mobil szélessávú szolgáltatásokhoz, stb. Optikai úton továbbíthatjuk a rádiófrekvenciás, a középfrekvenciás vagy az alapsávi jelet. Az elektromos elemek rádiófrekvenciás jel átvitelénél a legegyszerőbbek, hiszen ekkor nincs szükség a fel- és lekeveréshez keverıkre, illetve mikrohullámú helyi oszcillátorra. Azonban a fényvezetı szál kromatikus diszperziója (2.1 fejezet) korlátozza az átvitelt [2-19]. Optikai szál Központi egység

BS BS O/E

Vevı

E/O

Adó

2.18.ábra Radio over Fiber rendszer általános felépítése

A rendszerben nagy számú bázisállomás (BS - Base Station) található, ezért a költségek jelentıs hányadát teszi ki a BS-ek ára. Ennek megfelelıen igyekeznek olyan architektúrákat kialakítani, ahol a BS a lehetı legegyszerőbb és legolcsóbb. Ehhez erısen centralizált rendszerre van szükség, ahol minden drága optikai eszköz a központi egységben található. Tehát a lehetı legtöbb feladatot a központi egységben hajtjuk végre, a BS felépítését a lehetı legegyszerőbbre választjuk. A BS jelentıs egyszerősítését teszi lehetıvé a többfunkciós eszközök használata. 26

Több szerzıtıl is találhatunk javaslatot a szakirodalomban elektroabszorpciós modulátor transceiver-ként (egyidejőleg vevıként és adóként) való alkalmazására [2-18], [2-19]. Hasonló módon használhatjuk az általam megvizsgált többfunkciós SOA-t. Ahogy az 2.19 ábráról is látható a SOA többfunkciós eszközként, alacsony árú adó-vevıként mőködik. Lefelé irányban a SOA detektálja a λ1 hullámhosszú optikai jelen lévı információt. Felfelé irányban pedig a központi állomás által biztosított λ2 hullámhosszú optikai vivı jelét modulálja. mm hullámú oszcillátor

Downlink

Lézer Forrás2

λ2 CW

Lézer Forrás1

downlink λ2 CW

Downlink optikai szál

CW Adat bemenet

Modulátor

Adat kimenet

λ1 mod

λ1 mod

LPF

Detektor

mm hullámú oszcillátor

mod

Uplink optikai szál

λ2 mod

Uplink

Central Station

uplink SOA Transceiver

Base Station

2.19.ábra SOA-Transceiver fiber radio rendszerben

A RoF rendszert ötvözhetjük a WDM technikával, ekkor minden BS külön optikai vivıt használ. Egyszerőbb a hálózat topológiája, könnyebb hálózat- és szolgáltatásfrissítést és egyszerőbb hálózatmenedzselést tesz lehetıvé, de hullámhossz szelektív, drága optikai elemeket igényel. mm hullámú oszcillátor

downlink uplink SOA Transceiver

Lézer Forrás1 CW λ1 Modulátor mod λ2 mod

Adat bemenet

λ1 mod λ2 DEMUX mod

MUX

downlink uplink SOA Transceiver

λn mod

λn mod

downlink uplink SOA Transceiver

2.20.ábra WDM-RoF rendszer sematikus blokk diagramja mm hullámú oszcillátor Lézer Forrás1 CW λ1 Modulátor mod λ2 mod

Adat bemenet

downlink

uplink uplink

λn mod Lézer λn+1 Forrás1 CW

SOA Transceiver

OADM

OADM

MUX

λn+1 mod DEMUX LPF

Detektor mm hullámú oszcillátor

OADM

λn+1 mod SOA Transceiver

downlink

uplink

2.21.ábra WDM-RoF győrő topológia

27

downlink

SOA Transceiver

λn+1 CW

Adat kimenet

uplink

downlink

2.5. Add/drop multiplexer (modulátor-detektor) Tisztán SCM rendszerekben, győrő vagy busz topológia esetén a csatorna branching fontos feladat, különösen ha sok egység van a hálózatban és azok nem túl nagy távolságra helyezkednek el egymástól (pl. fiber radio rendszerek). Ennek megfelelıen számos komplikált módszerrel próbálkoznak a feladat megoldásával [2-20]. Az általam vizsgált esetben a többfunkciós SOA jól használható add/drop feladatok ellátására SCM rendszerekben. Ebben az esetben az eszköz vonali erısítıként erısíti a beérkezı, legyengült csatornák jelét (kompenzálja az optikai összeköttetés veszteségét), ugyanakkor modulátorként új csatornát ad a rendszerhez és detektorként veszi a kiválasztott csatornát. Ezzel a módszerrel a jel elosztását kis mérető, kompakt, olcsó rádiós ismétlı állomással valósíthatunk meg [2-21]. Lézer Popt Forrás

SOA

SOA

SOA m

1. csatorna

Ibias

Ibias

2. csatorna Szőrıváltó 1. csatorna

3. csatorna

Kiszajú erısítı

Kiszajú erısítı

Teljesítmény erısítı

Detektor 1. & 2. & 3. csatorna

2. csatorna

Teljesítmény erısítı

2.22.ábra Add/drop multiplexer

A hozzáadandó és kicsatolandó csatornák szétválasztása elektronikus eszközökkel (szőrıváltóval vagy cirkulátorral) oldható meg. Az elsı esetben nehéz flexibilis, könnyen átkonfigurálható add/drop multiplexert megvalósítani, míg a második esetben egy hangolható elektromos szőrıre is szükség van. A kicsatolt csatorna jelét egy rádiófrekvenciás teljesítményerısítıvel erısítjük és az antennán keresztül kisugározzuk a mobil állomás felé. A felfelé irány új csatornájának jelét az antenna veszi és kiszajú elıerısítı után kerül a többfunkciós SOA-ra. Ebben a többcsatornás analóg optikai összeköttetésben nagy jel-zaj viszonyra és alacsony nemlineáris torzítási, intermodulációs termékekre van szükség a többfokozatú mőködés biztosításához. Tehát nagy vételi és modulációs hatásfok, nagy sávszélesség és lineáris mőködés szükséges. A hálózat felépítése az adott alkalmazástól függıen lehet győrő, nyitott hurok, stb. A kaszkádba kapcsolt SOA láncon alapuló rendszerekre mutat példát a következı két ábra. Győrő topológia esetén (2.23 ábra) egyetlen fényvezetı szálat használunk az információ vételére és adására. Minden egység képes bármely másik egységgel kommunikálni. Az ábra a többfunkciós SOA mellett bemutatja a külsı modulátoros megoldást is. Nyílthurkú topológia (2.24 ábra) esetén a fényvezetı szálon keresztül győjtjük az információt az összes egységtıl. Az összes információ begyőjtése után a jelet visszaküldjük az összes egységet érintve a hurok elejére, miközben minden egység kiválasztja a neki szóló információt. Ebben az esetben is minden egység képes 28

bármely másik egység jelét venni, de az egységek közti maximális távolságot meghatározza a fényvezetı szál vesztesége és a fényteljesítmény. A rendszer felépítése miatt nyílthurkú esetben a SOA csak modulátorként és erısítıként mőködik, külön optikai elemre van szükség a vételi oldalon. Amennyiben erısítési feladatot is el kell látni, akkor itt szerepelhet SOA-detektor, ami ideális in-line detektorként, tehát nincs szükség optikai csatolóra a vételi oldalon. A hálózatban alkalmazott segédvivıs csatornák frekvenciái kötöttek. Az egységek adási frekvenciáit célszerő elıre kiosztani, de a vételi csatorna frekvenciája függ attól, hogy melyik másik egység jelét akarjuk venni. Tehát szükség van egy vezérlı egységre, amely centralizálja a hálózatot, a controll csatornán keresztül tájékoztatja az egységeket a megfelelı frekvenciáról. SOA

csatoló

Rádiós egység

vevı

modulátor

Vezérlı egység

Rádiós egység

SOA

SOA

SOA

Rádiós egység

Rádiós egység

Rádiós egység

2.23.ábra győrő hálózat egyszerősített blokk diagramja lézer

SOA

SOA

modulátor

Rádiós egység

Rádiós egység

Rádiós egység

Vezérlı egység

vevı

vevı

SOA

csatoló

2.24.ábra nyílthurkú hálózat egyszerősített blokk diagramja

2.6. Passzív optikai hálózatok (PON - Passive Optical Network) A passzív optikai rendszerek (PON – Passive Optical Network) olyan optikai összeköttetések, melyeknél a fényútban csak passzív elemek találhatók. A rendszerben a hálózat központi helyén található a gerinchálózattal kapcsolatot teremtı optikai vonalvégzıdés (OLT – Optical Line terminator), míg a felhasználónál közvetlenül, vagy annak közelében helyezkedik el az optikai vonallezárás (ONU-Optical Network Unit). A két elem között található az optikai szétosztó hálózat (ODN – Optical Distribution Network). Az OLT-bıl az ONU-k irányába tartó jelfolyam adatszórás jellegő, minden végpont felé elküldésre kerül. Felfelé irányban az adatátvitel osztott közegen,

idıosztásos

többszörös

hozzáféréssel

történik.

A

két

irányt

hullámhossz

multiplexálással választják el egymástól. Az ITU javaslata alapján a felfelé irányra az 1310nm-es optikai ablakot, míg a lefelé irányra az 1480-1500nm-es tartományt használják [2-22]. 29

A hálózat kapacitásának növelése érdekében a jövı nagy sebességő városi (metro) és hozzáférési (access) hálózatai (pl. FTTH - Fiber-To-The-Home, FTTO - Fiber-To-The-Office, stb.) valószínőleg hullámhossz osztásos passzív optikai rendszert (WDM-PON – Wavelength Division Multiplexing-Passive Optical Network) fognak használni. WDM-PON esetén minden felhasználó eltérı hullámhosszú optikai vivıt használ, egyet a felfelé, egyet a lefelé irányban. Ennek következtében megszőnik az adatszórás jelleg, ami növeli a biztonságot. A passzív optikai osztók helyett hullámhossz-szelektív osztást hajtunk végre, tehát minden ONU csak a saját optikai vivıjét kapja meg [2-23]. A WDM eszközök (elsısorban az ONU-ban szükséges optikai adó) magas ára miatt jelenleg a WDM-PON rendszerek még nem terjedtek el. Az ONU ára teljes mértékben a felhasználót terheli, ezért egyszerő és olcsó egységre van szükség. A szakirodalomban két módszer található a rendszer árának csökkentésére. Egyrészt egy fényvezetı szál használatát javasolják a kétirányú átvitelre, ez csökkenti a hálózat méretét és egyszerősíti az összeköttetést. Másrészt az ONU egyszerősítésére törekednek fényforrás nélküli, hullámhossz-független mőködéső végpont alkalmazásával. Ekkor minden lézerforrás a központi állomáson található. Nincs szükség stabilizálásra és tartalékra, illetve kedvezıbb karbantartás és hálózatszervezés szempontjából. A központi állomás egy folytonos hullámú és egy modulált optikai vivıt bocsát ki. A felhasználó oldalán a modulált fényjelet detektáljuk, a folytonos jelet pedig egy külsı modulátor segítségével intenzitásmoduláljuk a felfelé irány információjával, majd ezt az új modulált jelet továbbítjuk a központi állomás felé. A felhasználók egysége nem tartalmaz lézert, vagy bármely hullámhossz szelektív eszközt, tehát a rendszer robosztus, minden felhasználó a felhasznált hullámhossztól függetlenül azonos egységgel rendelkezik. A központosított fényforrások elvét WDM győrők esetén is alkalmazhatjuk. A már ismertetett Radio-over-Fiber rendszerekhez hasonlóan többfunkciós SOA-t is használhatunk adó-vevıként az ONU-ban. A SOA detektálja az intenzitásmodulált optikai vivıbıl a lefelé irány tartalmát, ugyanakkor modulátorként mőködve hozzáadja a felfelé irány információját. A felfelé irány adatai mindkét optikai vivıre rákerülnek, de a központi állomáson található szőrıvel a haszontalan vivıket eltávolítjuk, tehát nem okoz gondot az eredetileg lefelé irányú adatot tartalmazó optikai vivın lévı keveredett fel- és lefelé irányú adat. Ugyanakkor egy fényvezetı szál esetén pont-pont összeköttetésnél egyszerőbb felépítéső rendszert kaphatunk reflektív eszközök (reflektív EAT, reflektív SOA) használatával. A reflektív SOA (RSOA - Reflective Semiconductor Optical Amplifier) egy olyan SOA, amely egyik határfelületén jelentıs reflexió lép fel. A fény belép az eszközbe, erısödik, eljut a határfelületig, ahol reflektálódik, újra keresztül halad az eszközön, majd kilép. A hagyományos és reflektív SOA hasonló zaj és erısítés paraméterekkel rendelkezik, a fı eltérés az optikai bemenetek számában van. Amíg hagyományos SOA esetén a fény az egyik oldalon belép és a másik oldalon 30

kilép, addig reflektív SOA esetén csak egy optikai csatlakozás van, a két irányt optikai cirkulátor segítségével lehet szétválasztani. TX

RN

A W G

Hullámhossz router

RN downstream λ2

λ1 CW

RX

A W G

downstream detektor

λ1 upstream

Optikai sávszőrı upstream

modulátor

RN

2.25.ábra WDM/PON központosított fényforrás egyszerősített blokkvázlata

Tovább lehetne egyszerősíteni a rendszert, ha minden felhasználóhoz csak egy hullámhosszt rendelnénk. Az elképzelés egyetlen jelentıs problémája a két jel (felfelé és lefelé irány) összegzése

és

szétválasztása.

Erre

idıtartománybeli

vagy

frekvenciatartománybeli

multiplexálást, vagy eltérı modulációt alkalmazhatunk. 2.6.1

Idıtartománybeli multiplexálás (modulátor-detektor)

Idıtartománybeli multiplexálás esetén a két irány eltérı idıpontban van jelen, eltérı idırést használnak. Ekkor azonban speciális keretre van szükség a szinkronizáláshoz és limitált a rendszer kapacitása [2-24]. Hagyományos SOA alkalmazásakor iránycsatolóra és izolátorra is szükség van, tehát ilyen rendszerekben a már említett RSOA hatékonyabb. ONU

TRX TRX downstream

lézer

mod

det

BPF

M U X

A W G

down up

down up

ONU

T

T

RSOA

TRX

Ibias

Ibias

up stream

down stream

up stream

T

T

T

ONU

SOA ONU

t

upstream

2.26.ábra A rendszer egyszerősített blokkvázlata. RSOA, SOA összehasonlítás, idıtartománybeli multiplexálás

2.6.2

frekvenciatartománybeli multiplexálás -WDM/SCM PON (modulátor-detektor)

Frekvenciatartománybeli multiplexálás esetén a két irány két eltérı segédvivıt használ. Ez teljes duplex átvitelt tesz lehetıvé, de minden felhasználó egységben szükség van egy mikrohullámú (vagy milliméterhullámú) oszcillátorra és az átvitelt a 2.1 fejezetben bemutatott kromatikus diszperzió is korlátozza, tehát nehéz mindkét irány számára megfelelı kapacitást biztosítani. Ez az eset tulajdonképpen a már bemutatott RoF rendszerekhez (2.4 fejezet) hasonló felépítéső, csak a segédvivıt nem sugározzuk ki a rádiócsatornába, hanem a felhasználó oldalon visszakeverjük alapsávba. További elınye az alapsávi átvitellel szemben, hogy a Rayleigh szórás miatt fellépı interferencia kisebb mértékő nagyobb sávszélességő jel esetén [2-25]. 31

down

LPF

down

LPF

up

up Ibias

Ibias

RSOA

SOA ONU ONU

2.27.ábra RSOA, SOA összehasonlítás, frekvenciatartománybeli multiplexálás

A frekvenciatartománybeli szétválasztás másik lehetséges megoldása, ha az egyik irány alapsávban marad, csak a másik irányú adatot keverjük segédvivıre [2-26]. Az ilyen hibrid WDM/SCM PON rendszerek egyesítik a különbözı technikák elınyeit. ONU

TRX TRX downstream alapsáv

A W G

A W G

ONU

upstream alapsáv

BPF Ibias

RSOA LPF

PD TRX

teljesítmény

lézer

Alapsáv downstream

Segédvivı upstream

downstream alapsáv

PD ONU

frekvencia

upstream alapsáv

2.28.ábra hibrid WDM/SCM PON egyszerősített blokkvázlata

A 2.28 ábrán látható blokkvázlat szerint a lefelé irány egy alapsávban direkt modulált DFB (Distributed-FeedBack) lézert használ, míg a felfelé irányú jelet segédvivıs átvitellel egy többfunkciós RSOA adja a rendszerhez [2-27]. Természetesen pont-pont közti átvitel helyett győrő vagy busz topológiát használva hagyományos SOA-val lenne egyszerőbb a rendszer felépítése. Látható, hogy nincs szükség drága optikai eszközök (külsı modulátor, EDFA, stb.) alkalmazására, a RSOA modulátorként és erısítıként is mőködik. 2.6.3

Adat újraírás - telitett SOA (kapcsoló)

Reichmann kutatócsoportja tett elıször javaslatot arra, hogy a lefelé irány optikai jelét a felfelé irányban optikai újrahasznosítsuk, tehát a két irány azonos hullámhosszú optikai jelet használjon [2-28]. Ehhez két optikai modulátort használtak, az elsı törölte az eredeti adatot, a másodikkal pedig hozzáadták a felfelé irányú adatfolyamot. A módszerrel teljes duplex összeköttetést lehet megvalósítani egyetlen hullámhosszon. Ugyanakkor a felhasználó egységében két külsı modulátorra van szükség, amely jelentısen növeli az árat és nagy optikai csillapítással rendelkezik, ráadásul az adat megfelelı törlésének biztosítása sem egyszerő feladat. Ha a SOA telítési tartományban mőködik, akkor a kimeneti optikai jelszint kis mértékben függ csak a bemeneti optikai jeltıl (2.29 ábra), tehát elvész a bemeneti optikai jel információ tartalma [2-29]. Ezt a jelenséget ki lehet használni az alapsávi adat törlésére [2-30]. 32

Lineáris tartomány

Telítési tartomány

Bemenet

SOA kimeneti optikai teljesítmény

Kimenet

SOA bemeneti optikai teljesítmény

2.29.ábra Telített SOA az alapsávi információ törlésére

Ekkor a telített optikai erısítı kimenetén folytonos optikai jel jelenik meg. Ezek után egy modulátor segítségével hozzáadhatjuk az új információt az optikai vivıhöz. A módszer elınye, hogy nincs szükség új fényforrásra, a beérkezı optikai vivın cseréljük le a modulációt [2-31]. Ugyanakkor szükség van egy optikai elıerısítıre (OA), amely biztosítja a telítéshez szükséges fényteljesítményt és egy külsı modulátorra, amely az új adatot a vivıre modulálja (2.30 ábra).

downstream

törlı

OA

mod.

upstream

telített SOA

PD

Elektromos moduláló jel

downstream

2.30.ábra Reichmann által javasolt [2-30] elrendezés egyszerősített blokkvázlata

Megvizsgáltam, hogy a SOA-t ebben a rendszerben hogyan használhatjuk többfunkciós eszközként. Amennyiben nem csak a SOA bemeneti fényteljesítménye modulált, hanem az elıfeszítı árama is, akkor egyidejőleg nem csak az eredeti adatot törölhetjük, hanem új adat hozzáadását is lehetıvé tesszük. A telített SOA modulátorként is mőködik, de a modulációs hatásfok telitett esetben alacsony. Segédvivıs információ hozzáadására nem használható, de alapsávi ki-be kapcsolás (OOK-On/Off Keying) modulációt meg lehet valósítani vele. Ez azt jelenti, hogy inkább kapcsolóként és nem modulátorként mőködik (2.31 ábra). Nincs szükség a drága külsı modulátor alkalmazására, a telítést biztosító elıerısítı SOA-t, a fotodetektort és a több feladatot ellátó SOA-t integrálva egyszerő és olcsó egységet kapunk. Tovább egyszerősíti az egységet, ha az elıerısítı feladatot ellátó SOA egyben detektorként is mőködik, ekkor az iránycsatolóra és a fotodetektorra sincs szükség (2.31 b, és 2.32 ábra).

downstream

SOA

OA PD downstream

Elektromos moduláló jel

a, szakirodalomban található rendszer

upstream telített SOA: törlı modulátor

downstream SOA1: erısítı detektor

SOA1

SOA2

elektromos downstream

Elektromos moduláló jel (upstream)

b, általam kidolgozott rendszer

2.31.ábra Többfunkciós SOA-t alkalmazó törlı és modulátor

33

upstream telített SOA2: törlı modulátor

TX

RN

A W G

Hullámhossz router

RN downstream λ1

RX

A W G

λ1

CN

downstream

SOA1 upstream

upstream

SOA2

RN 2.32.ábra Az általam kidolgozott két többfunkciós SOA-t alkalmazó WDM PON rendszer

Összefoglalás A fejezet rendszerelméleti problémákkal és újszerő, többfunkciós SOA-t alkalmazó rendszerelképzelésekkel, illetve a rendszerek számára szükséges mőködési paraméterek áttekintésével foglalkozik. 1. Elméleti és kísérleti vizsgálatokat végeztem a SOA diszperzióra gyakorolt hatásáról. Ennek alapján kidolgoztam a SOA alapú diszperzió kompenzátor alkalmazásának módszerét. •

Az irodalomban található mérési eredmények azt mutatják, hogy a SOA chirp-jét leíró LEF nem állandó, hanem az elıfeszítı áram, a hullámhossz és a bemeneti fényteljesítmény függvényében változik. Telített SOA esetén a negatív LEF ellensúlyozni tudja az optikai adó pozitív chirp-jének hatását. A negatív LEF befolyásolja a két oldalsáv szintjét is, ezzel aszimmetrikussá teszi az optikai spektrumot [2-6]. Az erısítı optikai erısítése az elektromos jel erısítését is biztosítja [2-7]. Ugyanakkor a SOA természetesen zajt is ad a rendszerhez.

•

Felírtam a SOA-t tartalmazó rendszer frekvenciaátviteli függvényét. A képlet alapján ábrázoltam a függvényt különbözı LEF értékre. A számításaim azt mutatták, hogy megfelelı paraméterek esetén az átvitelben a diszperzió miatt fellépı minimumok eltüntethetıek. Ezzel a módszerrel növelni lehet az optikai összeköttetés hosszát, illetve az alkalmazható sávszélességét.

•

Mérési eredményeim igazolták az elméleti számítás helyességét, illetve arra is rávilágítottak, hogy nem csak a belépı optikai teljesítménnyel lehet optimalizálni az átviteli függvényt, hanem a munkapont megfelelı megválasztásával is.

•

A szimulációs vizsgálataim azt mutatták, hogy a SOA alkalmazása befolyásolja a harmonikusok viselkedését is. A másodrendő felharmonikusok átvitelében megmaradnak a minimum pontok, de frekvenciában eltolódnak. Ugyanakkor a harmadrendő felharmonikus frekvenciamenete egyenletesebb lesz.

34

•

Mérési eredményeim alapján megállapítottam, hogy ha az elıfeszítı áram (tehát az optikai erısítés) növekszik, akkor a másodrendő felharmonikus frekvenciamenetének jellege nem változik, csak az optikai erısítés hatására nı a jelszint. Ugyanakkor a harmadrendő harmónikus termék szintje is növekszik az optikai erısítés növekedésének megfelelıen, és a minimumhelyek is magasabb frekvenciákra tolódnak.

2. Az optikai összekötetés monitorozása, az információs csatorna vétele (detektor) és az optoelektronikai visszacsatolás (detektor vagy modulátor) vizsgálata során megállapítottam, hogy ezek az alkalmazások nem támasztanak szigorú követelményeket a többfunkciós SOAval szemben, sem elektromos sávszélesség, sem detektálási vagy modulációs hatásfok szempontjából. 3. Az általam vizsgált kompakt SOA-modulátor képes megoldani az optikai segédvivıs címke újraírásának problémáját csomagkapcsolt optikai rendszerekben. Ekkor a hullámhossz átalakítást és a teljesen optikai tartományban történı regenerálást végzı keresztfázismoduláción alapuló SOA-t tartalmazó aktív Mach-Zehnder interferométer egyik (vagy mindkét) ágában található SOA áram modulációját használjuk az új címke hozzáadására. •

A szimulációs eredményeim azt mutatták, hogy a fejléc azonos minıségben adható az optikai jelhez, függetlenül attól, hogy a hullámhossz konverter melyik ágában lévı SOA-t moduláljuk. A két esetben a szimuláció eredményeként kapott, hozzáadott segédvivı azonos minıségő, illetve a fejléc detektálása után azonos szemábrát és bithibaarányt lehet elérni. Az interferométer mőködése miatt nem célszerő azonos modulációt alkalmazni mindkét ágban. Ugyanakkor a Mach-Zehnder modulátoroknál használt push-pull elektróda elrendezés a MZ modulátorokéval azonos elınyökkel jár.

4. Radio-over-Fiber (RoF) rendszerekben a mikrohullámú (vagy milliméterhullámú) jelet optikai rendszeren keresztül osztjuk el. A rendszer ötvözi az optikai összeköttetés nagy kapacitását a cellás rendszerek által biztosított flexibilitással. Alacsony, a moduláló jel frekvenciájától független csillapítás, nagy sávszélesség, rádiófrekvenciás zavarokra való érzéketlenség, könnyő telepítés és karbantartás, kis teljesítményfelvétel, flexibilis mőködés jellemzi. Alkalmazhatjuk cellás, mobil rendszerekben, mőholdas kommunikációban, videó elosztó hálózatokban, mobil szélessávú szolgáltatásokhoz, stb. •

A BS jelentıs egyszerősítését teszi lehetıvé a többfunkciós eszközök használata. A szakirodalomban megtalálható EAT-hez (elektroabszorpciós transceiver) hasonlóan a többfunkciós SOA-t is használhatjuk fiber-radio rendszerekben kompakt, alacsony árú adó-vevıként. Lefelé irányban a SOA detektálja az egyik optikai jelen lévı információt, felfelé irányban pedig a központi állomás által biztosított, eltérı hullámhosszú, folytonos hullámú optikai vivı jelét modulálja a felfelé irányú információval.

35

•

A RoF rendszert ötvözhetjük a WDM technikával. Ebben az esetben minden BS külön optikai vivıt használ. Egyszerőbb a hálózat topológiája, könnyebb hálózat- és szolgáltatásfrissítést és egyszerőbb hálózatmenedzselést tesz lehetıvé. Megállapítottam, hogy a SOA adó-vevı hatékonyan alkalmazható WDM-RoF pont-pont és győrő topológiában.

•

Tisztán SCM rendszerekben, győrő vagy busz topológia esetén a csatorna branching fontos feladat, különösen ha sok egység van a hálózatban, és azok nem túl nagy távolságra helyezkednek el egymástól. Megállapítottam, hogy a többfunkciós SOA jól használható add/drop feladatok ellátására SCM rendszerekben. Ebben az esetben az eszköz vonali erısítıként erısíti a beérkezı, legyengült csatornák jelét (kompenzálja az optikai összeköttetés veszteségét), ugyanakkor modulátorként új csatornát ad a rendszerhez és detektorként veszi a kiválasztott csatornát. Ezzel a módszerrel kis mérető, kompakt, olcsó rádiós ismétlı állomást valósíthatunk meg a jel elosztásra. Az alkalmazás komoly követelményeket támaszt a felhasznált többfunkciós eszközzel szemben jel-zaj viszony, elektronikus sávszélesség és nemlinearitás szempontjából is.

5. A passzív optikai rendszerek olyan optikai összeköttetések, melyeknél a fényútban csak passzív elemek találhatók. A hálózat kapacitásának növelése érdekében a jövı nagy sebességő városi és hozzáférési hálózatai valószínőleg hullámhossz osztásos passzív optikai rendszert fognak használni, ahol minden felhasználó eltérı hullámhosszú optikai vivıt használ, egyet a felfelé, egyet a lefelé irányban. Ennek következtében megszőnik az adatszórás jelleg, ami növeli a biztonságot. Az egyszerő PON-ban használt passzív optikai osztók helyett hullámhossz-szelektív osztást hajtunk végre, tehát minden ONU csak a saját optikai vivıjét kapja meg. •

A már ismertetett RoF rendszerekhez hasonlóan többfunkciós SOA-t is használhatunk adó-vevıként az ONU-ban. A belépı két optikai vivı közül csak az egyik modulált, tehát a SOA képes detektálni az intenzitásmodulált lefelé irány információs tartalmát, ugyanakkor modulátorként mőködve hozzáadhatjuk a felfelé irány információját. A felfelé irány adatai mindkét optikai vivıre rákerülnek, de a központi állomáson kiszőrjük a haszontalan vivıket, tehát nem okoz gondot az eredetileg lefelé irányú információt tartalmazó optikai vivın lévı keveredett felfelé- és lefelé irányú információ.

•

Tovább lehetne egyszerősíteni a rendszert, ha minden felhasználóhoz csak egy hullámhosszt rendelnénk. Az elképzelés egyetlen jelentıs problémája a két jel (felfelé és lefelé irány) összegzése és szétválasztása.

36

• A szétválasztás történhet idıtartománybeli multiplexálás alapján. Ekkor a két irány eltérı idıpontban van jelen, eltérı idırést használnak, speciális keretre van szükség a szinkronizáláshoz és limitált a rendszer kapacitása. • frekvenciatartománybeli multiplexálás esetén a két irány két eltérı segédvivıt használ vagy az egyik irány az alapsávban a másik a segédvivın található. Ez teljes duplex átvitelt tesz lehetıvé, de minden felhasználó egységben szükség van egy mikrohullámú (vagy milliméterhullámú) oszcillátorra és az átvitelt a kromatikus diszperzió is korlátozza, így nehéz mindkét irány számára megfelelı kapacitást biztosítani. A rendszer mőködése a már bemutatott RoF rendszerekhez hasonló, csak a segédvivıt nem sugározzuk ki a rádiócsatornába, hanem a felhasználó oldalon visszakeverjük alapsávba. Többfunkciós SOA-modulátor alkalmazása esetén nincs szükség drága optikai eszközökre (külsı modulátor, EDFA, stb.). • Ha a SOA bemenetére jutó optikai jel teljesítménye elegendıen nagy, azaz a SOA telítési tartományban mőködik, akkor a kimeneti optikai jelszint kis mértékben függ csak a bemeneti optikai jeltıl, tehát elvész a bemeneti optikai jel információ tartalma, törölni tudjuk az alapsávi adatot. Ezt a hatást kihasználva nincs szükség a két irány szétválasztására, ugyanazt az optikai vivıt használjuk, alapsávi modulációt alkalmazva, teljes duplex összeköttetést megvalósítva. Rámutattam, hogy az ilyen rendszerek felépítése egyszerősíthetı többfunkciós SOA alkalmazásával. • Amennyiben nem csak a SOA bemeneti fényteljesítménye modulált, hanem az elıfeszítı árama is, akkor egyidejőleg nem csak az eredeti adatot törölhetjük, hanem új adat hozzáadását is lehetıvé tesszük. Tehát a telített SOA modulátorként is mőködik. Azonban a modulációs hatásfok telitett esetben alacsony, tehát segédvivıs információ hozzáadására nem használható, de alapsávi ki-be kapcsolás (OOK-On/Off Keying) modulációt meg lehet valósítani vele. Ez azt jelenti, hogy inkább kapcsolóként és nem modulátorként mőködik. Nincs szükség a drága külsı modulátor alkalmazására, a telítést biztosító elıerısítıként mőködı SOA-t, az iránycsatolót, a fotodetektort és a több feladatot ellátó SOA-t egyetlen egységgé integrálhatjuk. • Tovább egyszerősíti az egységet, ha az elıerısítı feladatot ellátó SOA egyben detektorként is mőködik, ekkor az iránycsatolóra és a fotodetektorra sincs szükség, két többfunkciós SOA integrálásával egyszerő és olcsó egységet kapunk. Az elsı SOA detektálja a lefelé irányú jelfolyamot és felerısíti az optikai jelet olyan szintőre, hogy telítésbe vigye a második SOA-t. A második SOA a telítési mőködési tartományban törli az eredeti lefelé irányú adatfolyamot és áramának változtatásával alapsávi intenzitásmodulációval hozzáadja az felfelé irányú adatokat. 37

3. Intenzitásmoduláció félvezetı optikai erısítıvel A segédvivıs átvitel általában nagyon szigorú követelményeket támaszt az optikai adóval szemben. A megfelelı jel-zaj viszony biztosításához kis zajra és jó linearitásra, a jó alkalmazhatósághoz pedig nagysebességő mőködésre, nagy sávszélességre (10 GHz-es nagyságrend) van szükség. Külsı optikai modulátor alkalmazásánál a cél a kis meghajtó jel, a nagy sávszélesség és a kis beiktatási csillapítás elérése. Ezeken kívül szükséges a környezeti paraméterekkel szembeni kis érzékenység is. SCM rendszerekben a jel hozzáadása elektromos-optikai átalakítást, modulációs mőködési módot jelent, a SOA-t az erısítési feladaton kívül külsı modulátorként használjuk. Az elıfeszítı áramot modulálva, az áram változásával arányosan változik az aktív réteg töltéshordozósőrősége, az anyag optikai erısítési együtthatója, az eszköz erısítése. Folytonos beérkezı optikai jel esetén a kilépı optikai jel intenzitása az állandó rész mellett tartalmaz a moduláló áramkomponenssel arányos összetevıt is [3-1]-[3-4]. Az eszköz az egyenáramú komponensnek megfelelıen erısíti a belépı optikai jelet és hozzáad egy modulációs tagot, amelybıl késıbb egy fotodetektorral

visszanyerjük

az

információt.

Kisjelő

árammodulációt

feltételezve

a

töltéshordozó- és fotonsőrőség rate egyenletekbıl látszik, hogy a töltéshordozók és a fotonok száma szintén idıfüggı és követi az áram változását, tehát tartalmazza a modulációs jelet [3-1]. A modulációs sávszélességet a töltéshordozó-sőrőség töltési sebessége limitálja, ezt általában a SOA-ban a töltéshordozók élettartama határozza meg. A SOA-ban rövid a töltéshordozó élettartam (nanomásodperces nagyságrend), ez azt jelenti, hogy az erısítés gyorsan követi az elıfeszítı áram változását. Az élettartam nagy bemeneti jel esetén (telítés) a stimulált rekombináció miatt lecsökken. A gyakorlatban a tényleges modulációs sebesség függ az eszköz felépítésétıl is, de általában nagyobb, mint 10GHz [3-1] - [3-4].

3.1. A mőködés leírása gyakorlatban mérhetı paraméterek segítségével, “fekete doboz” modell Gyakorlati szempontból hasznos mérhetı paraméterekkel leírni az eszköz mőködését. Az átlagos optikai erısítés és az optikai erısítés-elıfeszítı áram karakterisztika meredeksége határozza meg a modulátorként mőködı SOA optimális munkapontját. Kompromisszumos megoldást kell találni a modulációs mélység, az átlagos kimeneti fényteljesítmény és a nemlinearitás szempontjából. Ez egy összetett probléma, hiszen nincs olyan paraméter, amely optimalizálása garantálná a legjobb megoldást erre a három ellentmondó feltételre. Ráadásul egyes 38

alkalmazásokban további funkciókat is figyelembe kell venni, mint például a hullámhossz konverzió szempontjából optimális mőködés (2.3. fejezet). Ebben a megközelítésben az eszközt az elıfeszítı áram és optikai erısítés kapcsolatával írtam le, és figyelmen kívül hagytam a SOA belsejében lejátszódó jelenségeket. A modell alkalmas számos fontos összefüggés felderítésére, de nem nyújt információt az eszköz mőködési sebességének korlátairól. Elıfeszítı áram, I Fényteljesítmény az eszköz bemenetén, Pbe(I) Fényteljesítmény az eszköz kimenetén, Pki(I) Ezek alapján meghatározott jellemzı:

Pki

Pbe SOA

 Pki    Pbe 

I

Optikai erısítés, G(I)=Pki(I)/Pbe(I), G = 10 lg

3.1. ábra “fekete doboz” modell

Az optikai erısítés – elıfeszítı áram karakterisztika 3 fı részre osztható (3.2.ábra). Az elsı szakaszban az áram értéke még nem elegendı a megfelelı optikai erısítés biztosítására. Tehát a félvezetı lézerekre jellemzı görbéhez hasonlóan el kell érni az optikai erısítéshez szükséges populáció inverzió megfelelı szintjét produkáló küszöbáramot. A második szakasz az általunk használható közel lineáris tartomány. Végül a görbe meredeksége csökkenni kezd. Munkapontnak a lineáris tartomány középsı szakasza alkalmas, mert itt alacsony a nemlinearitás és elegendıen nagy a görbe meredeksége. 14 Bemeneti optikai teljesítmény=0dBm Hullámhossz=1550nm QW 1500

Optikai erosítés

12

G

10 8 6 4 2

IB

0 0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

Munkaponti áram

0.4

Munkaponti áram [A]

3.2. ábra elıfeszítı áram és optikai erısítés kapcsolata, SOA1

3.1.1

Kisjelő mőködés elméleti leírása

A munka során a 3.3 ábrán látható összeköttetés tulajdonságait vizsgáltam. A SOA-modulátor bemeneti jelét egy lézerforrás biztosítja, az intenzitásmodulált kimeneti jelét egy hagyományos PIN fotodiódával detektáltam. G=G0⋅(1+m⋅cos(ω⋅t)) LD

Pbe CW

SOA

Imod0+∆Imod⋅cos(ω⋅t) DC

a⋅G⋅Pbe

Pki=G⋅Pbe

modulátor

a

detektor

Idet0+∆Idet⋅cos(ω⋅t)

Információ

3.3. ábra A vizsgált optikai összeköttetés egyszerősített blokkvázlata

39

A következıkben az általam kidolgozott „fekete doboz” modell leírása található. Szinuszos modulációt feltételezve az elıfeszítı áram és az eszköz optikai erısítése: I(t ) = I0 + ∆I mod ⋅ cos(ωt )

G (t ) = G 0 + ∆G ⋅ cos(ωt )

(3.1)

∆G = s d ⋅ ∆I mod = s d ⋅ I0 ⋅ m = G 0 ⋅ m

ahol sd a mért optikai erısítési görbe meredeksége, I0 az állandó (dc) áram, ∆I az áram modulációs amplitúdója, G0 a SOA állandó optikai erısítése, ∆G az erısítés modulációs része. Így a SOA modulátor kimeneti optikai jele és a modulációs mélység (m) :

Pki = G 0 ⋅ Pbe ⋅ (1 + m ⋅ cos(ω ⋅ t ))

(3.2)

∆G s d ⋅ ∆I mod s d 2 ⋅ Pmod = = ⋅ G0 G0 G0 ZSOA

m=

(3.3)

ahol Pmod a moduláló elektromos teljesítmény, ZSOA a SOA mikrohullámú impedanciája. A SOA intenzitás modulált kimeneti optikai jelét fényvezetı szálon való átvitel után egy optikaielektromos átalakítóval detektáljuk. A detektált elektromos teljesítmény (Pdet) :  R ⋅ G 0 ⋅ m ⋅ Pin   R ⋅ ∆G ⋅ Pin      a a  ⋅Z =   ⋅Z = det det 2 2 2

(R ⋅ ∆P ) ⋅ Z ∆I 2 ⋅ Zdet = det 2 2 2

Pdet =

2

(3.4)

Zdet: detektor mikrohullámú impedanciája, R: a detektálás érzékenysége, a: optikai veszteség a SOA modulátor és a detektor között. A modulációs mélységet behelyettesítve: Pdet = R 2 ⋅

Pbe2 2 Z ⋅ s d ⋅ Pmod ⋅ det 2 a ZSOA

(3.5)

A detektor és a SOA-modulátor mikrohullámú impedanciáját 50 Ω-ra illesztettnek feltételezve: ZSOA = Zdet = Z = 50Ω

⇒

Pdet = R 2 ⋅

Pbe2 2 ⋅ s d ⋅ Pmod a2

(3.6)

Tehát a modulációs mélység arányos az erısítési görbe meredekségével és a modulációs teljesítmény négyzetgyökével, de fordítottan arányos az átlagos optikai erısítéssel. Ugyanakkor a detektált elektromos teljesítmény növekszik a modulációs teljesítménnyel (egyenes kapcsolat), az erısítési görbe meredekségével, a bemeneti optikai teljesítménnyel és az érzékenységgel (négyzetes kapcsolat). A detektált elektromos teljesítmény ugyancsak négyzetesen függ a SOAmodulátor és a detektor közti optikai csillapítás reciprokától. A megvalósított modulációs mélység számítható a mért detektált elektromos teljesítménybıl, ha ismerjük a detektor érzékenységét és a detektor átlagos bemeneti fényteljesítményét ( Pdetopt ). m= 40

∆Popt opt Pdet

=

2 ⋅ Pdet 2 ⋅ Pdet ⋅ a 2 ∆I / R = = opt opt Pdet Pdet ⋅ R ⋅ Z Pbe ⋅ G 0 ⋅ R ⋅ Z

(3.7)

3.1.2

Intenzitásmodulált jel vételének mérése

Az elméleti összefüggések igazolására laboratóriumi méréseket végeztem. A 3.4. ábrán látható a mérési elrendezés egyszerősített blokkvázlata. A mérési összeállítás részletes ismertetése a 6.3.2 mellékletben található. Hımérséklet szabályzó

Pol. kontr.

LD

SSMF

O/E

SOA Ibias

Spektrum analizátor

Áram forrás

RF Mikrohullámú jelgenerátor

Számítógép

3.4. ábra A mérési elrendezés blokkvázlata

A detektált elektromos jelet vizsgáltam különbözı mőködési paraméterek esetén. A mérések során két jelenséget kellett elkülöníteni (3.5.ábra). A felsı görbe a SOA-modulátor erısített, intenzitásmodulált, kimeneti optikai jelébıl detektált elektromos jelet mutatja. Az alsó görbe mérésekor a SOA bemenetére nem került optikai jel. Ekkor a SOA által kibocsátott széles spektrumú zaj teljesítmény ingadozott a moduláció következtében, amit a szélessávú optikai/elektromos átalakító detektált. Normál mőködési- és rendszerparaméterek esetén a zajspektrum modulációs tartalma elhanyagolható, de a kísérletek során egyes esetekben

Detektált elektromos teljesítmény [dBm]

figyelembe kellett venni. -40 -50

Pin=850uW Pin=0

-60 -70

Modulációs frekvencia=400MHz Modulációs teljesítmény=-30dBm Optikai sávszélesség=400nm Homérséklet=25C

-80 -90 -100 0

100

200

300

400

500

600

SOA-Modulátor munkaponti árama [mA]

3.5. ábra A SOA modulátor kimenetén detektált jel – elıfeszítı áram függése, SOA5

A következı alfejezetekben összehasonlítom a 3.1.1. fejezetben bemutatott „fekete doboz” modellem elméleti összefüggéseit a mérési eredményekkel. 3.1.2.1 Bemeneti fényteljesítménytıl való függés A számítások során az elızıekben ismertetett képletekhez képest figyelembe vettem a spontán emisszió modulációjának hatását is. Az elıfeszítı áram modulációja ugyanis befolyásolja az eszköz kimenetén megjelenı ASE értékét is, hiszen azonos töltéshordozó-sőrőségbıl táplálkozik, mint az optikai erısítés. Ez a hatás normál mőködés esetén elhanyagolható, ahogy az a 3.5.ábrán 41

látható. Ugyanakkor, ha kicsi az eszköz bemeneti fényteljesítménye és nagy az alkalmazott optikai sávszélesség (nagy a detektor sávszélessége, nincs optikai szőrı, vagy egyéb sávszélességet korlátozó eszköz), akkor az ASE ingadozásából adódó elektromos jel összemérhetı nagyságúvá válik az intenzitásmodulált optikai jelbıl detektált elektromos jellel.

Pdet = R 2 ⋅

Pbe2 2 ⋅ s d (Pbe ) ⋅ Pmod + Pdet_ ASE (Pbe ) a2

(3.8)

Az ASE ingadozás következtében detektált elektromos jel (Pdet_ASE) értékét bemeneti fényteljesítmény nélküli esetben mérhetjük. Azonban a tényleges hatás mértéke függ a bemeneti fényteljesítmény szintjétıl is, hiszen annak növekedése is csökkenti a populáció inverzió szintjét, tehát az ASE modulációs tartalma is csökkenni fog. Az ASE hatása megszüntethetı, illetve drasztikusan csökkenthetı keskeny sávú optikai szőrı alkalmazásával. A pontos összefüggést nem könnyő felírni. Állandó meredekség és Pdet_ASE esetén a detektált jel szintje négyzetes kapcsolatban van a bemeneti optikai jelszinttel. A valóságban a moduláció hatásfoka, azaz a meredekség és az ASE ingadozás mértéke is függ a bemeneti teljesítménytıl. Ennek következtében a detektált teljesítmény-bemeneti fényteljesítmény görbe a modulációs

Detektált elektromos teljesítmény [W]

hatásfok csökkenése miatt közel lineáris görbével írható le. 0.00000009

A számítások során figyelembe vett értékek:

1.5mm QW Hullámhossz=1550nm Munkaponti áram=160mA Optikai izolátorokkal

0.000000085 0.00000008 0.000000075 0.00000007

R= 7.58 A/W a= -3.21 dB = 0.4775 Pmod= -25 dBm = 3.16 µW Pdet_ASE= -43.2 dBm = 47.8n W

0.000000065 0.00000006 0.000000055 0.00000005

Mérés

0.000000045

Erosítés meredekségén alapuló számítás

0.00000004 0

0.00002 0.00004 0.00006 0.00008 0.0001 0.00012 0.00014 Bemeneti optikai teljesítmény [W]

3.6. ábra Bemeneti fényteljesítménytıl való függés, SOA1

Detektált elektromos teljesítmény [dBm]

3.1.2.2 Modulációs elektromos teljesítmény hatása -20 y = 1.017x - 15.012 R2 = 0.9998

A számítások során figyelembe vett értékek: R=7.58 A/W a=2.39 dB=0.5768 Pbe=-7.2 dBm=0.19 mW sd(100 mA)= 20 1/A sd(150 mA)= 202 1/A

-30 1.5mm QW λ=1550nm Izolátorokkal

-40

-50 150mA 100mA

y = 1.0264x - 34.052 R2 = 0.998

-60 -40

-30 -20 -10 Modulációs teljesítmény [dBm]

A görbék elméleti képletei: Pdet[dBm](100 mA)=Pmod[dBm]-15.504 dB Pdet[dBm](150 mA)=Pmod[dBm]-35.59 dB

0

3.7. ábra Modulációs elektromos teljesítmény hatása, SOA1

42

A 3.7 ábrán a detektált elektromos teljesítmény modulációs elektromos teljesítménytıl való függését láthatjuk két különbözı elıfeszítı áram esetén. Az ábra bal oldalán láthatóak a mérési eredmények, illetve a mérési pontok alapján húzott közelítı görbék egyenletei. Az ábra jobb oldala a mérési elrendezés adatait, illetve ezen adatok alapján az ismertetett képlettel meghatározott elméleti görbe függvényét mutatja.

(

[ dBm ] [ dBm ] Pdet = R 2 ⋅ a 2 ⋅ Pbe2 ⋅ s d2 ⋅ Pmod ⇒ Pdet = Pmod + 10 ⋅ log R 2 ⋅ a 2 ⋅ Pbe2 ⋅ s d2

)

(3.9)

3.1.2.3 Hımérséklettıl való függés Mint minden félvezetı eszköznek, a SOA-nak a mőködése is hımérsékletfüggı. A modulációt meghatározó mőködési paraméterek (az optikai erısítés, illetve az optikai erısítés meredeksége, azaz a modulációs érzékenység) is erısen hıfokfüggıek. A bemutatott mérési eredménybıl látható, hogy ez a hıfokfüggés igen jelentıs (a detektált jel szintje körülbelül felére csökken

Detektált elektromos teljesítmény [W]

20°C hımérsékletnövekedés hatására), tehát a hımérséklet megfelelı stabilizálása fontos feladat. 0.00008 0.00007 0.00006 0.00005

0.8mm MQW Munkaponti áram=140mA Modulációs frekvencia=400MHz Modulációs teljesítmény=-30dBm Bemeneti optikai teljesítmény=0.85mW

0.00004 0.00003 10

15

20

25

30

35

Homérséklet [C]

3.8. ábra Hımérséklettıl való függés, SOA1

3.1.2.4 Az eszköz munkapontjától való függés A munkaponttól való függést elsısorban a modulációs érzékenység (azaz az átlagos optikai erısítés és az optikai erısítés-elıfeszítı áram karakterisztika meredeksége) határozza meg. Itt is jól látható a 3.2. ábrán megfigyelhetı három szakasz. Eleinte az elıfeszítı áram értéke nem elegendı a megfelelı mőködéshez, tehát a detektált jel nagyon alacsony. A második, közel

Detektált elektromos teljesítmény [W]

lineáris szakaszban közel állandó a teljesítmény, majd az erısítés telítése miatt elkezd csökkenni. 1.2E-07

A számítások során figyelembe vett értékek:

1.0E-07 8.0E-08 1.5mm QW Hullámhossz=1550nm Optikai izolátorokkal

6.0E-08

R= 7.58 A/W a= -3.21 dB = 0.4775 Pbe= -7.97 dBm = 0.16 mW Pmod= -25 dBm = 3.16 µW

4.0E-08 Erosítés meredekségén alapuló számítás Mérés

2.0E-08 0.0E+00 0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

SOA modulátor munkaponti árama[A]

3.9. ábra Az eszköz munkapontjától való függés, SOA1

43

3.2. Rate egyenleten alapuló modell Az anyag dinamikai egyenletek a félvezetı anyag idıbeli változását írják le a SOA-n belül, amely kölcsönhatásba lép a SOA-ban terjedı optikai mezıvel. Az optikai mezı és a félvezetı anyag közti kölcsönhatást a rate egyenletek írják le. A SOA korrekt analíziséhez multimódusú rate egyenleteket kell használni, amely leírás tartalmazza a teljes spontán emissziós teljesítmény miatti erısítéstelítıdést. Ugyanakkor az egymódusú rate egyenletek használata egyszerőbb és az esetek nagy részében megfelelıen írják le az eszköz mőködését, mert tartalmazzák az erısített jelteljesítmény miatti erısítéstelítıdést [3-5]. Számításaim során a jól ismert fotonsőrőségre (S(z,t)) és a töltéshordozó-sőrőségre (N(z,t)) vonatkozó helyfüggı, egymódusú rate egyenletekbıl indultam ki. z a térbeli koordináta az erısítı mentén, z=0 az eszköz bemenete, z=L az eszköz kimenete, t pedig a helyi idı, amelyet vg csoportsebességgel mozgó koordinátarendszerben mérünk. [3-1][3-13] ∂S(z, t ) = Γ ⋅ a ⋅ ( N − N 0 ) ⋅ S(z, t ) − α ⋅ S(z, t ) ∂z ∂N(z, t ) I(z, t ) N = − − v g ⋅ a ⋅ ( N − N 0 ) ⋅ S(z, t ) dt e ⋅ V τS

(3.10)

Ahol a: differenciális erısítés, Γ: fénykoncentrációs tényezı, N0: az átlátszósághoz tartozó töltéshordozó-sőrőség, V: aktív térfogat, τs: töltéshordozó élettartam, α: belsı veszteség (elsısorban a hullámvezetı szórása és abszorpció), I: áram, e: elektron töltése Az aktív rétegben lévı fotonok száma megadja a pillanatnyi optikai intenzitást, tehát a pillanatnyi fényteljesítményt [3-13].

I opt = h ⋅ f opt ⋅ v g ⋅ S,

Popt = h ⋅ ωopt ⋅ v g ⋅ A mod ⋅ S,

A mod =

A Γ

(3.11)

Ahol Amod: módus terület, A: geometriai terület, fopt: optikai frekvencia, ωopt: optikai körfrekvencia, h: Plank állandó. Az erısítés [3-12], [3-13]: g ( z, t ) = Γ ⋅ a ⋅ ( N − N 0 )

(3.12)

Az eddig bemutatott, szakirodalomban megtalálható egyenletekbıl indultam ki számításaim során. Az egyenletekbıl látható, hogy a modellben elhanyagoltam a nagyon gyors nemlinearitások hatását, mint például a spektrális lyukégetést. Ez jó közelítés, ha az eszköz nincs erıs telítésben, illetve ha a modulációs frekvencia 20GHz alatt marad. Elhanyagoltam a sokkal bonyolultabb multimódusú rate egyenletekkel leírható spontán emisszió telítési hatását is. Nagy erısítéssel rendelkezı hosszú erısítı esetén a spontán emisszió szintje telítésbe viheti az eszközt. Azonban azzal a feltételezéssel éltem, hogy a bejövı optikai jel elegendıen nagy értékő ahhoz, hogy domináljon a telítésben.

44

A SOA mőködését leíró modell definiálása után a lézerdiódák közvetlen modulációjának leírásához hasonlóan az áramot állandó és modulációs tagra bontottam. I=IDC+Imod·f(t)

(3.13)

Ahol IDC: az állandó áramösszetevı, amelyrıl feltételeztem, hogy állandó az erısítı mentén, tehát nem helyfüggı; f(t): moduláció jellegét leíró függvény. A továbbiakban szinuszos áram modulációt tételeztem fel: I = I DC + ∆I ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t )

(3.14)

∆I: modulációs áramösszetevı amplitúdója, Feltételeztem, hogy kisjelő moduláció esetén a töltéshordozó-sőrőség és a fotonsőrőség változása is követi az áram változását. S( t , z) = SDC (z) + ∆S(z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) N( t , z) = N DC + ∆N(z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t )

(3.15)

A (3.15) képleteket behelyettesítettem a rate egyenletekbe (3.10). A számítások során az átlagos fotonsőrőség (SDC), a telített erısítés (gsat), a telítési fotonsőrőség (Ssat) és a kisjelő anyagerısítés (g0) kapcsolatát leíró, a szakirodalomból jól ismert összefüggéseket használtam fel [3-12][3-13]: dSDC = (g sat − α ) ⋅ SDC , dz Ssat =

g sat =

Γ ⋅ g0 , SDC 1+ Ssat

I  g 0 = a ⋅  DC ⋅ τs − N 0   e⋅V 

(3.16)

1 Γ = ⋅ Psat a ⋅ v g ⋅ τS h ⋅ ωopt ⋅ A ⋅ v g

A számítások eredményeképpen a kisjelő amplitúdóra (∆S) a következı képletet kaptam: d∆S = (g sat (z) − α ) ⋅ ∆S(z) + Γ ⋅ a ⋅ ∆N(z) ⋅ SDC (z) = dz v ⋅ τ ⋅ g (z) τs ⋅ ∆I(z) − g s sat ⋅ ∆S(z) Γ = (g sat (z) − α ) ⋅ ∆S(z) + Γ ⋅ a ⋅ e ⋅ V ⋅ SDC (z) SDC (z) 1 + j ⋅ ω ⋅ τs + Ssat

(3.17)

A bemeneti jelet folytonosnak (modulálatlannak) feltételeztem, így a kezdeti feltételek az eszköz bemenetén (z=0): S(0, t ) = SDC (0 ) = Sbe , ∆S(0 ) = ∆N(0 ) = 0

(3.18)

A szakirodalomból ismert (3.16) képletek alapján az átlagos fotonsőrőség helyfüggı, az erısítı hossza mentén bekövetkezı változása numerikusan számítható. A számítások során a paraméterek helytıl való függését úgy vettem figyelembe, hogy az eszközt részekre osztottam, amelyeken belül állandónak feltételeztem a helyfüggı paramétereket (erısítés és törésmutató). Az egyes szekciókra egymás után kiszámoltam a bemeneti és kimeneti átlagos fotonsőrőséget. 45

Az átlagos fotonsőrőség kiszámítása után az általam levezetett (3.17) képlet alapján kiszámítottam a kisjelő amplitúdó értékét a kezdeti feltételek ismeretében az egyes szekciókra. A szekciók számát növelve nı a modell pontossága, de a szimuláció futási ideje is. A vizsgálatok során azt tapasztaltam, hogy ha a szekciók száma nagyobb 20-nál, akkor a modell pontossága már nem nı jelentısen (kisebb, mint 1% eltérés). A bemutatott modellt Matlab 5.0 környezetben megírt programmal valósítottam meg. Az algoritmus folyamatábrája látható a 3.10 ábrán. A program grafikusan megjeleníti a vizsgált paramétereket (töltéshordozó-sőrőség, fotonsőrőség, erısítési együttható) és kimeneti file-ba menti az eredményeket a késıbbi feldolgozhatóság érdekében. START paraméterek beállítása egyensúlyi állapot számítása

i=1 j=0

i: szekció száma j: iteráció száma

Modulációs tag számítása

Sbe(i) => N(i,0) Sbe(i) & N(i,0) => Ski(i,0)

∆S(i) kiszámítása

S(i,j)=(Sbe(i)+Ski(i,j))/2 S(i,j) => N(i,j)

i
Sbe(i) & N(i,j) => Ski(i,j)

nem ∆Ski=∆S(imax) STOP

nem igen

i=i+1

igen

|Ski(i,j)-Ski(i,j-1)|<Ski(i,j)/100

j=j+1

igen

i
j<jmax

igen i=i+1 j=0

nem

i=1

nem STOP

3.10. ábra Az algoritmus folyamatábrája

A következı alfejezetek az általam írt program eredményeit mutatják be. Egyensúlyi helyzetben az eszköz hossza mentén a töltéshordozó-sőrőség, fényteljesítmény és az erısítés a

8E+20

1.54E+24

7E+20

1.53E+24

6E+20

τs=100ps -20

1.52E+24

2

5E+20

a=3·10 m 24 2 N0=1.1·10 1/m Γ=0.3 -12 2 A=0.2·10 m

1.51E+24 1.5E+24

4E+20 3E+20 g0=138/cm α=20/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW

1.49E+24 1.48E+24

2E+20

1.47E+24 0

0.2

0.4

0.6

z [mm]

0.8

1

4000 g0=138/cm Γ=0.3 α=20/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW

3900 gsat [1/m]

1.55E+24

Fotonsőrőség [1/m3]

Töltéshordozó sőrőség [1/m3]

következıképpen változik.

3800

τs=100ps a=3·10-20m2 N0=1.1·1024 1/m2

3700

A=0.2·10-12m2

3600

1E+20

3500

0

3400 0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

z [mm]

3.11. ábra Az erısítési együttható, a töltéshordozó-sőrőség és a fotonsőrőség változása az eszköz hossza mentén

A modell visszaadja az erısítési görbét és a telítés hatását is figyelembe veszi.

46

350

30

τs=100ps -20

2

a=3·10 m 24 2 N0=1.1·10 1/m Γ=0.3 -12 2 A=0.2·10 m g0=138/cm alfa=20/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW L=0.5mm

250 200 150 100

Optikai erısítés [dB]

Optikai erısítés

300

20

τs=100ps a=3·10-20m2 N0=1.1·1024 1/m2 Γ=0.3 A=0.2·10-12m2 g0=138/cm α=20/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW L=0.5mm

10 0 -10 -20

50 0

-30

0

200

400

600

800

1000

0

200

Munkaponti áram [mA]

400

600

800

1000

Munkaponti áram [mA]

3.12. ábra Számított optikai erısítés – elıfeszítı áram összefüggés 10

Optikai erısítés [dB]

9

8 3dB 7

6

5 0.0001

0.001

0.01

0.1

1

Psat

10

Bemeneti optikai teljesítmény [mW]

3.13. ábra Számított optikai erısítés – bemeneti fényteljesítmény összefüggés

3.2.1

Az elektródaelrendezés hatása

A szakirodalomban megtalálható, hogy a tipikusan használt elektródaelrendezés a mikrohullámú frekvenciatartományban (3-30GHz) nagy terjedési veszteséget okoz [3-6]. Ennek alapján úgy gondoltam, hogy fontos a moduláló jel által az eszközig megtett út hatásának vizsgálata. Az elızı alfejezetben bemutatott modell lehetıvé tette a különbözı elektródaelrendezések vizsgálatát a ∆I(z) paraméter megfelelı megválasztásával. A következı alfejezetekben a moduláló áram helyfüggését figyelembe véve végeztem vizsgálatokat. START

START

START

paraméterek beállítása

paraméterek beállítása

paraméterek beállítása

egyensúlyi állapot számítása

egyensúlyi állapot számítása

egyensúlyi állapot számítása

fmod=fmod(START)

fmod=fmod(START)

X=X(START)

modulációs tag számítása

modulációs tag számítása

fmod=fmod(START)

fmod
nem

STOP

∆S(fmod)<∆S(fmodSTART)/2 nem fmod=fmod+∆f

modulációs tag számítása

igen BW=fmod

∆S(fmod)<∆S(fmodSTART)/2

STOP

nem fmod=fmod+∆f X=X+∆X

igen

igen

BW=fmod X<X(STOP) nem STOP

3.14. ábra Az algoritmus folyamatábrája a) frekvenciamenet

47

b) sávszélesség

c) sávszélesség X paramétertıl való függése

A vizsgálatok során a 3.10 ábrán bemutatott algoritmust kiegészítettem a modulációs frekvencia léptetésével, sávszélesség vizsgálattal, illetve egyes paraméterek léptetésével (3.14 ábra). 3.2.1.1 Helyfüggetlen modulációs áram Ebben az esetben azzal a feltételezéssel éltem, hogy a modulációs amplitúdó követi a terjedı optikai mezıt. Az általam levezetett (3.17) képletben szereplı modulációs áram amplitúdója (∆I) helyfüggetlen, tehát nem függ z-tıl. A következıkben különbözı eszközparaméterek esetén ábrázoltam az általam számított modulációs mélységet illetve az erısítı kimenetén megjelenı modulációs tag nagyságát. Az eredmények kisjelő vizsgálat esetén lineárisan függnek az alkalmazott moduláló áram nagyságától. 100000 L=1mm, alfa=20/cm L=2mm, alfa=20/cm L=5mm, alfa=20/cm

Modulációs amplitudó [µW]

Modulációs mélység

1

L=1mm, alfa=0 L=2mm, alfa=0 L=5mm, alfa=0

0.1

0.01

10000

1000 L=1mm, alfa=20/cm L=2mm, alfa=20/cm L=5mm, alfa=20/cm L=1mm, alfa=0 L=2mm, alfa=0 L=5mm, alfa=0

100

10

0.001 0.1

1

10

0.1

100

1

Modulációs frekvencia [GHz]

10

100

Modulációs frekvencia [GHz]

3.15. ábra Számított modulációs mélység és amplitúdó a moduláló frekvencia függvényében (Psat=28.5mW, Pbe=28.5mW, g0=138 1/cm, τs=100ps, a=3·10-20m2, N0=1.1·1024m-2, Γ=0.3, A=0.2·10-12m2)

A szimuláció eredménye jól mutatja, hogy a modulációs sávszélesség növekszik az eszköz hosszának függvényében, amit a 3.16.ábra is megerısít. Tipikus paraméterek alkalmazásakor kiemelést nagy eszközhossz esetén tapasztaltam. Rövidebb eszközök esetén is fellép ez a kiemelés, ha nagy a kisjelő erısítés. A rezonáns viselkedés hasonló a félvezetı lézerek relaxációs frekvenciájához, de más a jelenség fizikai alapja. 45 2

a=3·10 m N0=1.1·1024 1/m2 Γ=0.3 A=0.2·10-12m2

35 30 25

g0=138/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW

20 15

Modulációs index

Sávszélesség [GHz]

-20

0.01

alfa=0/cm alfa=20/cm alfa=30/cm alfa=40/cm alfa=50/cm

τs=100ps

40

10 5 0

a=3·10-20m2 N0=1.1·1024 1/m2 Γ=0.3 A=0.2·10-12m2

0.001

1

2

3 Eszköz hossza [mm]

.

τs=100ps

L=1mm α=20/cm g0=1380/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW

4

5

1

10

100

Modulációs frekvencia [GHz]

3.16. ábra a) Számított sávszélesség az eszköz hosszának függvényében b) Számított kiemelés rövidebb eszközhossz esetén (L=1mm, g0=1380/cm)

Alacsony modulációs frekvencia esetén az eszköz belsı vesztesége (α) növeli a megvalósított modulációs mélységet (3.17.ábra), míg nagy modulációs frekvencia esetén nincs hatással rá. Ugyanis kis frekvencia esetén a belsı veszteség nagyobb mértékben csökkenti a dc komponens értékét, mint a modulációs amplitúdót. Ugyanakkor a belsı veszteség növekedése csökkenti a modulációs sávszélesség értékét és hatással van a kiemelés mértékére is (3.18.ábra). 48

modulációs amplitudó

10000 teljesítmény [µ W]

0.18

egyenteljesítmény

0.16

modulációs index

1000

0.14

100

0.12

átlátszóság: alfa=40/cm τs=100ps

10

a=3·10-20m2 N0=1.1·1024 1/m2 Γ=0.3 A=0.2·10-12m2

1

0.1

L=1mm g0=138/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW

modulációs index

100000

0.08

0

0.06 0

10

20

30

40

50

60

belsı veszteség, α [1/cm]

3.17. ábra A belsı veszteség hatásának számítása alacsony modulációs frekvencián

τs=100ps

5

a=3·10-20m2 24 2 N0=1.1·10 1/m Γ=0.3 -12 2 A=0.2·10 m

4.5 4

L=1mm g0=138/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW

3.5 3

9.5

16000 fmax kiemelés

8.5 7.5 6.5

τs=100ps

14000

a=3·10-20m2 N0=1.1·1024 1/m2 Γ=0.3 A=0.2·10-12m2

12000 10000

L=5mm g0=138/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW

5.5 4.5

8000 6000 4000

3.5

2000

2.5

2.5 0

10

20

30

40

50

0 0

60

Maximális modulációs amplitudó [mikroW]

Maximum frekvenciája [GHz] .

Sávszélesség [GHz] .

5.5

10

20

30

40

belsı veszteség, alfa [1/cm]

belsı veszteség, alfa [1/cm]

3.18. ábra A belsı veszteség hatásának számítása a modulációs sávszélességre és a kiemelésre

A munkaponttól való függést elsısorban az átlagos optikai erısítés és az optikai erısítéselıfeszítı áram karakterisztika meredeksége határozza meg. Kis elıfeszítı áramnál az erısítımőködés még nem indul be, ekkor kicsi az egyenteljesítmény és a modulációs amplitúdó szintje is. A munkaponti áramot növelve az állandó fényteljesítmény folyamatosan növekszik, míg a modulációs tag telítıdést mutat, egy ponton túl csökken a növekedés üteme. Tehát a modulációs mélység jelentısen csökken. Ugyanakkor a modulációs sávszélesség növekszik az elıfeszítés függvényében, a növekedés ütemét az eszköz belsı vesztesége is befolyásolja. 0.16

alfa=10

350

0.14

3000

alfa=20

300

2500

Pdc, alfa=10

Pdc, alfa=0

250

Pdc, alfa=20

200

1500

150

1000

100

500

50

0 300

400

500

600

700

800

900

Modulációs index

Modulációs amplitudó [mikroW]

2000

alfa=0

Egyenteljesítmény [mW]

400

3500

4000

τs=100ps -20

0.1 0.08 0.06

alfa=0 alfa=10 alfa=20

0.04 0.02 0 300

0 1000

2

a=3·10 m 24 2 N0=1.1·10 1/m Γ=0.3 -12 2 A=0.2·10 m Pbe=1mW Psat=28.5mW L=0.5mm

0.12

400

500

600

700

800

900

1000

Munkaponti áram [mA]

Munkaponti áram [mA]

Modulációs sávszélesség [GHz]

3.19. ábra A munkapont hatásának számítása az egyen fényteljesítményre, a modulációs amplitúdóra és a modulációs indexre 40 35 30 25 20 15 10

τs=100ps a=3·10-20m2 N0=1.1·1024 1/m2 Γ=0.3 A=0.2·10-12m2 g0=138/cm alfa=20/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW L=0.5mm

alfa=20 alfa=10 alfa=0

5 0 300

400

500

600

700

800

900

1000

Munkaponti áram [mA]

3.20. ábra A munkapont számított hatása a modulációs sávszélességre, különbözı belsı veszteségek esetén

49

3.2.1.2 Pontszerő moduláció Ha a moduláló jel frekvenciája 20GHz fölé esik, akkor a mikrohullámú jel csillapodása eléri a 300dB/cm-t [3-6], tehát a terjedési veszteség jelentı mértékő, hatása nem elhanyagolható. Ezért az elızı modellnél közelebb áll a valósághoz az a megközelítés, amikor a mikrohullámú és az optikai jel közti tökéletes illesztés helyett a modulációt pontszerő forrásnak tekintettem, amely a bondoló vezeték csatlakozási pontján jelentkezett. Tehát ebben az alfejezetben a moduláló forrás z=z1 pontban egy impulzus. A (3.17.) képletben szereplı moduláló áram amplitúdója:  ∆I, ha z = z1  ∆I(z) =    0, egyébként 

(3.19)

A SOA elsı fele (zz1 szakaszon a két komponens egyformán erısödik. A pontszerő moduláció miatt azonos mőködési paraméterek esetén a modulációs tag, tehát a modulációs mélység nagysága sokkal kisebb, mint tökéletes illesztés esetén. Kiemelésmentes esetben a frekvenciamenet hasonló, de a sávszélességben kis eltérés tapasztalható. Az illesztett és a pontszerő modell közti eltérés jobban követhetı volt akkor, ha a pontszerő moduláció szintjét megemeltem, illetve ha az elért modulációs sávszélességet

Modulációs amplitudó [mikroW] .

Modulációs amplitudó [mikroW] .

vizsgáltam a különbözı paraméterek függvényében. 1000 100 τs=100ps

10

a=3·10-20m2 N0=1.1·1024 1/m2 Γ=0.3 A=0.2·10-12m2

illesztett pontszerő

1

L=1mm g0=138/cm alfa=20/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW

0.1 0.01 0.001 0.1

1

10

1000 L=1mm g0=138/cm alfa=20/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW τs=100ps -20

2

a=3·10 m 24 2 N0=1.1·10 1/m Γ=0.3 -12 2 A=0.2·10 m illesztett pontszerő, nagyobb szintő moduláció

100 0.1

100

1

10

100

Moduláló frekvencia [GHz]

Moduláló frekvencia [GHz]

3.21. ábra Számított modulációs amplitúdó a moduláló frekvencia függvényében illesztett és pontszerő, illetve emelt szintő pontszerő moduláció esetén

A kiemelés mértékét jelentısen befolyásolja az alkalmazott modell. A pontszerő moduláció

Modulációs amplitudó [mikroW] .

Modulációs amplitudó [mikroW] .

esetén a kiugróan magas sávszélesség növekedést az egyre nagyobb szintő kiemelés okozta. 1

0.1

0.01 alfa=0/cm alfa=5/cm alfa=10/cm alfa=20/cm alfa=30/cm alfa=40/cm

0.001

τs=100ps -20

2

a=3·10 m 24 2 N0=1.1·10 1/m Γ=0.3 -12 2 A=0.2·10 m

L=5mm g0=138/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW

0.0001 0.1

1

10

Moduláló frekvencia [GHz]

100

3000 illesztett pontszerő

2500 2000 1500 1000

τs=100ps a=3·10-20m2 N0=1.1·1024 1/m2 Γ=0.3 A=0.2·10-12m2

L=5mm g0=138/cm alfa=20/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW

500 0 0.1

1

10

100

Moduláló frekvencia [GHz]

3.22. ábra Számított modulációs amplitúdó a moduláló frekvencia függvényében, kiemeléses esetben, különbözı belsı veszteségekkel, illetve a két modell összehasonlítása

50

maximális frekvencia [GHz] .

Sávszélesség [GHz]

pontszerő illesztett

200 150

L=5mm g0=138/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW

100

τs=100ps -20

2

a=3·10 m N0=1.1·1024 1/m2 Γ=0.3 A=0.2·10-12m2

50

a=3·10-20m2 24 2 N0=1.1·10 1/m Γ=0.3 -12 2 A=0.2·10 m

12 10

700 600 500

L=5mm g0=138/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW

8 6

400 300

fmax_pont fmax_illesztett kiemelés_pont kiemelés_illesztett

4 2

0

800

τs=100ps

14

200 100

0

0

10

20

30

kiemelés [%]

16

250

0

40

0

10

belsı veszteség, alfa [1/cm]

20

30

40

belsı veszteség, alfa [1/cm]

3.23. ábra A belsı veszteség hatásának számítása a) a sávszélességre, kiemeléses esetben b) a kiemelés mértékére

Sávszélesség [GHz]

Max. mod. frekvenciája [GHz]

τs=100ps

80

-20

2

a=3·10 m 24 2 N0=1.1·10 1/m Γ=0.3 -12 2 A=0.2·10 m g0=138/cm alfa=20/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW

70 60 50 40 30

pontszerő illesztett

20 10

5

-20

2

a=3·10 m 24 2 N0=1.1·10 1/m Γ=0.3 -12 2 A=0.2·10 m g0=138/cm alfa=20/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW

4 3 2

300

f_max_pont fmax_illesztett kiemelés_pont kiemelés_illesztett

τs=100ps

250 200 150 100

1

50

0

0 1

2

3

4

0 1

5

Kiemelés [%]

6

90

1.5

2

2.5

3

3.5

4

Eszköz hossza [mm]

Eszköz hossza [mm]

50 45 40 35 30 25 20 15 10 5 0

L=1mm, pont L=1mm, illesztett L=5mm, pont L=5mm, illesztett

0

500

Modulációs sávszélesség [GHz]

Modulációs sávszélesség [GHz]

3.24. ábra A számított sávszélesség és kiemelés az eszközhossz függvényében

τs=100ps a=3·10-20m2 N0=1.1·1024 1/m2 Γ=0.3 A=0.2·10-12m2 g0=138/cm alfa=20/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW

1000

1500

2000

2500

3000

200 180 160 140 120 100 80 60 40 20 0

τs=100ps -20

2

a=3·10 m 24 2 N0=1.1·10 1/m Γ=0.3 -12 2 A=0.2·10 m g0=138/cm alfa=20/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW

0

10000

L=5mm, pont L=5mm, illesztett L=1mm, pont L=1mm, illesztett

20000

30000

40000

telitettlen erısítési együttható, g0 [1/cm]

Munkaponti áram [mA]

3.25. ábra A munkaponti áram, illetve az erısítési együttható számított hatása a sávszélességre

3.2.1.3 Terjedı, haladóhullámú moduláló jel A következı megközelítésben azt is figyelembe vettem, hogy a moduláló mikrohullámú jel eltérı sebességgel halad az eszközben, mint az optikai jel. Ezt a sebességek közti illesztetlenséget félvezetı lézerek modulációjának vizsgálatakor el szokták hanyagolni, de a SOA modulátor hossza összehasonlítható a mikrohullámú jel hullámhosszával. Az eszközt nem tekinthetjük “koncentrált” elemnek, figyelembe kell venni a terjedési hatást, azaz a jelterjedés veszteségét és az eltérı sebességeket. A moduláló elektromos jel amplitúdója és fázisa [3-7]: ∆I(z) = ∆I 0 ⋅ exp( j ⋅ φ),

51

φ = z ⋅ (n µ − n opt )⋅

 1 ω 1  = z ⋅ − ⋅ω v  c  µ vg 

(3.20)

Ahol vµ: mikrohullámú jel terjedési sebessége, nµ: mikrohullámú jel által érzékelt törésmutató az elektródán, nopt: optikai jel csoport törésmutatója a hullámvezetıben. Illesztett esetben nµ=nopt, tehát a két jel azonos sebességgel terjed (vµ=vg). A szakirodalom [3-6] alapján azt mondhatjuk, hogy az 5-40GHz-es tartományban a mikrohullámú jel terjedési sebessége és ennek alapján a mikrohullámú jel törésmutatója a következı tartományba esik: v µ ≅ (0.07...0.12 ) ⋅ c

c ≅ 14.3...8.3 vµ

nµ =

(3.21)

A mikrohullámú jel különbözı terjedési sebességei esetén ábrázoltam a modulációs amplitúdót a frekvencia függvényében 1 és 5 mm-es eszközhosszak esetén (3.26. ábra). 10000

100

g0=138/cm alfa=20/cm Imod=5mA Pbe=1mW Psat=28.5mW noptikai=3.5

illesztett, n_mikro=3.5 n_mikro=8

τs=100ps

n_mikro=10

-20

2

a=3·10 m N0=1.1·1024 1/m2 Γ=0.3 L=1mm A=0.2·10-12m2

10

Modulációs amplitudó [µW]

Modulációs amplitudó [µW]

1000

n_mikro=12 n_mikro=14

g0=138/cm alfa=20/cm Imod=5mA Pbe=1mW Psat=28.5mW noptikai=3.5

1000

illesztett, n_mikro=3.5 n_mikro=8

0.1

1

10

a=3·10-20m2 N0=1.1·1024 1/m2 Γ=0.3 L=5mm A=0.2·10 -12m2

n_mikro=10 n_mikro=12 n_mikro=14

100

1

τs=100ps

0.1

100

1

10

100

Modulációs frekvencia [GHz]

Modulációs frekvencia [GHz]

3.26. ábra Az illesztetlenség számított hatása a frekvenciamenetre (L=1mm, L=5mm)

a=3·10-20m2 N0=1.1·1024 1/m2 Γ=0.3 A=0.2·10-12m2

9 8

3.725 3.7 3.675

7

3.65 BWL=1mm, illesztett=3.733 GHz BWL=5mm, illesztett=30.48 GHz

6

3.625

5

3.6 8

9

10

11

12

13

14

15

nmikro

maximális modulációs amplitudó [mikroW]

10

g0=138/cm alfa=20/cm Imod=5mA Pbe=1mW Psat=28.5mW noptikai=3.5

5 deltaPmax fmax

3100

4.5

3000 4

2900 g0=138/cm alfa=20/cm Imod=5mA Pbe=1mW Psat=28.5mW noptikai=3.5 L=5mm

2800 2700 2600 2500 8

9

3.5

τs=100ps a=3·10-20m2 N0=1.1·1024 1/m2 Γ=0.3 A=0.2·10-12m2

10

3 deltaPkisfrekvenciás=2.1 mW

maximális frekvencia[GHz]

3200

3.75 τs=100ps

L=5mm L=1mm

Sávszélesség [GHz], L=1mm

sávszélesség [GHz], L=5mm

11

2.5

11

12

13

14

15

nmikro

3.27. ábra az illesztetlenség számított hatása a modulációs sávszélességre a) kiemeléssel (L=5mm) b) kiemelés nélkül (L=1mm)

A 3.27 ábrán jól látható, hogy a két jel közti illesztetlenség rontja a modulációs választ, csökkenti a sávszélességet. Ugyanakkor, ha van kiemelés a frekvenciamenetben, akkor a kiemelés körül nagyobb lesz a modulációs válasz, mint illesztett esetben. 3.2.1.4 Terjedı és csillapodó moduláló jel A valóságban az két hatás együtt jelentkezik. A terjedés vesztesége erısen frekvenciafüggı, 40GHz-en 500 dB/cm-es nagyságrendbe esik, pár GHz-es tartományban is jelentıs (100-150 dB/cm) [3-6]. Az illesztett modell (3.2.1.1. fejezet) nem megfelelı, de nem tekinthetı pontszerőnek sem a moduláció (3.2.1.2. fejezet), figyelembe kell venni, hogy a moduláló jel szekcióról szekcióra nem csak fázistolást szenved (3.2.1.3.fejezet), de a nagysága is csökken. 52

φ = z ⋅ (n µ − n opt )⋅

∆I(z) = ∆I 0 ⋅ exp(−α µ ⋅ z) ⋅ exp( j ⋅ φ),

 1 ω 1  = z ⋅ −  ⋅ω v  c  µ vg 

(3.22)

ahol αµ: a mikrohullámú jel csillapítási együtthatója A 3.28. ábrán összehasonlítottam a különbözı elektródaelrendezések hatását. Az illesztett (fekete görbe) és pontszerő (kék görbe) modell mellett ábrázoltam a terjedési sebességek illesztetlenségét és a csillapodást is figyelembe vevı modell eredményét. Ahogy növekszik a

Modulációs amplitudó [mikroW] .

csillapítás értéke, csökken a modulációs amplitúdó szintje és a sebesség illesztetlenség hatása is. 1000 100 10

τs=100ps -20

1 0.1 0.01

illesztett csill=0dB/mm csill=10dB/mm csill=50dB/mm pontszerő

2

a=3·10 m 24 2 N0=1.1·10 1/m Γ=0.3 -12 2 A=0.2·10 m L=5mm g0=138/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW

0.001 0.1

1

10

100

Moduláló frekvencia [GHz]

3.28. ábra a csillapítás hatásának számítása

3.2.1.5 Ellentétes irányú terjedés Az eddig bemutatott modellekben azt feltételeztem, hogy az optikai és mikrohullámú jel azonos irányban terjed. Azonban ha a bondoló huzal az elektróda (tehát az eszköz) végén csatlakozik, akkor a két jel ellentétes irányba terjed. ∆I(z) = ∆I L ⋅ exp(− α µ ⋅ (L − z ))⋅ exp( j ⋅ φ),

φ = z ⋅ (n µ + n opt )⋅

 1 1  ω = z ⋅ + ⋅ω v  c  µ vg 

(3.23)

ahol ∆IL: moduláló áram amplitúdója a betáplálásnál, az eszköz végén A hatás olyan, mintha a mikrohullámú jel gyorsabban terjedne, mint az optikai jel (3.29. ábra). 10000 Modulációs amplitudó [µW]

Modulációs amplitudó [µW]

1000 g0=138/cm alfa=20/cm Imod=5mA Pbe=1mW Psat=28.5mW noptikai=3.5

100 10 1 0.1

τs=100ps -20

illesztett modell nmikro=3.5 nmikro=8 nmikro=10 nmikro=12 nmikro=14 nmikro=16

2

a=3·10 m 24 2 N0=1.1·10 1/m Γ=0.3 L=1mm -12 2 A=0.2·10 m

0.01 0.001

τs=100ps -20

100

2

a=3·10 m 24 2 N0=1.1·10 1/m Γ=0.3 L=5mm -12 2 A=0.2·10 m

g0=138/cm alfa=20/cm Imod=5mA Pbe=1mW Psat=28.5mW noptikai=3.5

illesztett modell nmikro=3.5 nmikro=8 nmikro=10 nmikro=12 nmikro=14 nmikro=16

10

0.0001 0.1

1000

1

10

Modulációs frekvencia [GHz]

a) kiemelés nélkül

100

0.1

1 Modulációs frekvencia [GHz]

b) kiemeléssel

3.29. ábra Számított frekvenciaátvitel, csillapítás mentes, ellentétes irányú terjedés esetén

53

10

3.2.1.6 Terjedı és csillapodó moduláló jel, táplálás az eszköz közepén Ha a bondoló huzal az elektróda közepén csatlakozik, akkor a mikrohullámú jel mindkét irányba terjed, tehát a kétféle terjedési irány hatása összegzıdik.

  1  1  z ⋅  +  ⋅ ω, ha z < L / 2 vµ vg    L   ∆I(z) = ∆I L / 2 ⋅ exp − α µ ⋅ − z  ⋅ exp( j ⋅ φ), φ =    2   z ⋅  1 − 1  ⋅ ω, ha z > L / 2   vµ v g      

(3.24)

Modulációs amplitudó [mikroW] .

ahol ∆IL/2: moduláló áram amplitúdója a betáplálásnál, az eszköz közepén 10000 L=5mm L=4mm L=3mm L=2mm L=1mm

1000 100 τs=100ps -20

10

2

a=3·10 m 24 2 N0=1.1·10 1/m Γ=0.3 A=0.2·10-12m2

nmikro=10 noptikai=3.5 g0=138/cm alfa=20/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW

1 0.1

1

10

100

Moduláló frekvencia [GHz]

1000 n_mikro=8 n_mikro=10 n_mikro=12 n_mikro=14 n_mikro=16

τs=100ps -20

2

a=3·10 m 24 2 N0=1.1·10 1/m Γ=0.3 -12 2 A=0.2·10 m

100

g0=138/cm alfa=20/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW L=1mm

10

1 0.1

1

10

Moduláló frekvencia [GHz]

a) kiemelés nélkül

100

Modulációs amplitudó [mikroW] .

Modulációs amplitudó [mikroW] .

3.30. ábra Számított frekvenciaátvitel, moduláló jel betáplálása középen,eszközhossztól való függés 10000 τs=100ps

1000

-20

2

a=3·10 m 24 2 N0=1.1·10 1/m Γ=0.3 A=0.2·10-12m2

100

n_mikro=8 n_mikro=10 n_mikro=12 n_mikro=14 n_mikro=16

g0=138/cm alfa=20/cm Pbe=1mW Psat=28.5mW L=5mm

10 1 0.1

1

10

100

Moduláló frekvencia [GHz]

b) kiemeléssel

3.31. ábra Számított frekvenciaátvitel, moduláló jel betáplálása az eszköz közepén

3.3. Zajvizsgálat Az eddig bemutatott vizsgálatok során csak a továbbítandó jel nagyságával foglalkoztam. Ugyanakkor az optikai átviteli rendszer minıségét az optikai-elektromos átalakítás után a detektor kimenetén megjelenı elektromos jel-zaj viszony határozza meg. Az optikai erısítık nem zajmentesek, a zajforrás nem más, mint a spontán emisszió. Ez a jelenség véletlen esemény és a kibocsátott foton fázisa is véletlen. Ha a spontán emittált foton iránya elég közel van a jelet tartalmazó fotonok terjedési irányához, akkor kölcsönhatásba kerülnek egymással. Ennek az eredménye amplitúdó- és fázisingadozás lesz. Ráadásul ez a spontán sugárzás is erısödik az 54

optikai erısítıben, tehát az erısítı kimenetén megjelenik az erısített jelteljesítmény és az erısített spontán emisszió teljesítménye [3-8]. Pout = G ⋅ Pin + PN

(3.25)

Ahol G·Pin: az erısített jelteljesítmény, PN: az erısített spontán emisszió teljesítménye, Pout: az optikai erısítı kimenetén megjelenı teljesítmény A spontán kibocsátott fotonok száma függ az eszközben létrejövı populáció inverzió mértékétıl, tehát az elektromos forrástól, az eszköz elıfeszítésének mértékétıl. A 3.32. ábra az általam vizsgált SOA típusok közül négy eszköz esetén mutatja a kibocsátott spontán emittált jel teljesítményét az eszközök elıfeszítı árama függvényében. Az ábrán azért ennek a négy eszköznek az eredményét tüntettem fel, mert ezek egy gyártótól származtak és lehetıséget adtak a különbözı hosszúságú eszközök (0.5mm és 1.5mm), illetve a különbözı felépítéső eszközök (tömb és multikvantumvölgyes) összehasonlítására. A mérést átlag fényteljesítmény mérésére alkalmas fényteljesítmény mérıvel végeztem a mérési összeállításnak megfelelıen. Az ábra tartalmazza a mért eszközök mindkét optikai csatlakozóján (Left és Right) megjelenı zajteljesítményt. A két optikai kapun megjelenı eltérı zajteljesítmény a nem tökéletesen szimmetrikus szerkezet és az eltérı csillapítású csatlakozók eredménye.

Optikai Teljesítmény mérı

Optikai Teljesítmény mérı

SOA DC Áram forrás

Hımérsékletszabályzó + áramforrás: ILX LDC3724B Optikai teljesítmény mérı: HP81532A HP81536A Optikai izolátorok: OISM-FCFC-255320

3.32. ábra a) Mérési elrendezés blokkvázlata

Optikai teljesítmény [uW]

2500 Hımérséklet szabályzó

MQW 1.5mm Left MQW 1.5mm Right Bulk 1.5mm Left Bulk 1.5mm Right MQW 0.5mm Left MQW 0.5mm Right Bulk 0.5mm Left Bulk 0.5mm Right

2000 1500 1000 500 0 0

50

100

200

250

Optikai zajteljesítmény mérése b) A mért optikai zajteljesítmény az elıfeszítés függvényében különbözı erısítı típusok esetén

3.33. ábra Fénykép a mérési elrendezésrıl

55

150

Munkaponti áram [mA]

Jól látható, hogy az elıfeszítés növelésével az erısítéshez hasonlóan növekszik a zajteljesítmény értéke is. Hosszabb eszközök esetén a zaj mindkét típus esetén gyorsabb ütemben növekszik. Azonos eszközhossz és azonos elıfeszítés esetén a tömb eszközök alacsonyabb zajt produkáltak. Az ASE spektrumnak véges sávszélessége van, amely változik az elıfeszítés következtében, ezért az optikai zajspektrum megadásával jobban lehet jellemezni az eszközt. A zajspektrum mérését optikai spektrumanalizátorral végeztem a 3.34. a) ábrán látható mérési blokkvázlatnak megfelelıen. Tipikus zajspektrum látható a 3.34. b) ábrán, amely az optikai hullámhossz függvényében mutatja a zajteljesítményt, az eszköz elıfeszítı áramával paraméterezve. Az ASE növekszik, ha az elıfeszítı áram nı, hiszen magasabb lesz a populációinverzió mértéke, azaz nı a magasabb energiaszintek betöltöttsége és ez növeli a spontán fotonkibocsátás valószínőségét [3-9]. Ugyanakkor megfigyelhetı, hogy a zajspektrum sávszélessége is változik és ezzel egy idıben a maximális zajteljesítményhez tartozó hullámhossz alacsonyabb lesz.

SOA DC

Optikai spektrum analizátor

Áram forrás Hımérsékletszabályzó + Áramforrás: ILX LDC3724B Optikai spektrum analizátor: Anritsu MS9710B Optikai izolátorok: OISM-FCFC-255320

a) Mérési elrendezés blokkvázlata

Optikai teljesítmény [dBm]

-10.00

Hımérséklet szabályzó

-20.00

500mA 300mA 200mA 150mA 100mA 50mA 25mA 10mA Noise level

Bulk 1.5mm

-30.00 -40.00 -50.00 -60.00 -70.00 -80.00 -90.00 1450

1500

1550 1600 Hullámhossz [nm]

1650

3.34. ábra ASE spektrum mérése b) Mért ASE spektrum különbözı elıfeszítések esetén, SOA2

A zajspektrumban megfigyelhetı az eszköz erısítés telítıdésének a hatása is, hiszen a két jelenség (az optikai erısítés és az optikai zaj) azonos forrásból, a populáció inverzióból táplálkozik. A mérési elrendezés blokkvázlata a 3.35. ábrán látható. Kis bemeneti fényteljesítmény esetén, azaz kisjelő erısítéskor az ASE spektrumot nem befolyásolja a bemeneti jel jelenléte. Ekkor nem lehet lényeges különbséget megfigyelni az ASE spektrumban bemeneti jellel rendelkezı és attól mentes esetben (3.36. ábra bal oldala). Ugyanakkor a bemeneti jel jelentısen befolyásolja az ASE spektrumot a telítési tartományban. A zajspektrum láthatóan csökken, ahogy a bemeneti optikai jel értékét növeljük, azaz ahogy egyre inkább telítıdik az erısítı (3.36. ábra jobb oldala). Tehát ahogy növeljük a bemeneti fényteljesítményt, elérkezik egy pont, ahol a gerjesztett energiaszintek betöltöttségének optikai erısítés miatti kiürítése nagyobb mértékő, mint az elektromos táplálás szintje. Ekkor a populációs inverzió szintje csökkenni fog, az optikai erısítés és az optikai zaj szintje is csökken, de a nemlinearitás értéke növekedni fog. 56

Hımérséklet szabályzó

Fényforrás

Optikai Spektrum Analizátor

SOA DC Áram forrás

Hımérséklet szabályzó + áram forrás: ILX LDC3724B Optikai spektrum analizátor: Anritsu MS9710B Optikai izolátorok: OISM-FCFC-255320 Optikai csillapító: Anritsu MN924A

0.00 -10.00

Pin=-20dBm

Telítés mentes eset (Pin=-20dBm)

ASE spektrum Pin nélkül

-20.00 -30.00 -40.00 -50.00 -60.00 -70.00 1450

1500

1550

1600

Kimeneti opt. teljesítmény [dBm]

Kimeneti opt. teljesítmény [dBm]

3.35. ábra A mérési elrendezés

1650

0.00 ASE spektrum Pin nélkül

-10.00 -20.00 -30.00

Pin=0dBm

-40.00 -50.00 -60.00 -70.00 1450

Hullámhossz [nm]

1500

1550

1600

1650

Hullámhossz [nm]

a) telítetlen eset

b) telített eset

3.36. ábra Mért optikai spektrum változása, SOA1

3.3.1

Optikai detektálás során fellépı zajtípusok

A szakirodalomból ismert, hogy az optikai vétel során interferencia lép fel az erısített optikai jel és a széles optikai sávot lefedı erısített spontán emittált komponens között. Ezért az elektromos tartományban számos zajösszetevı keletkezik az optikai – elektromos átalakítás során [3-10]. •

Sörétzaj • Jelkomponens sörétzaja • Spontán emittált fény sörétzaja

•

Keverési zaj • Jel és spontán emittált összetevı között • Spontán emittált komponensek között

•

A lézer zajának következtében a belépı jel nem tökéletes koherenciája

•

Elektromos erısítı, elektromos áramkörök termikus zaja

Az optikai erısítı kimenetén megjelenı jel detektálásakor fellépı zajkomponenseket különbözı módszerekkel írja le a szakirodalom. A két legelterjedtebb megközelítés a fotonstatisztika alapján történı leírás [3-11], illetve a fényt, mint elektromágneses hullámot leíró módszer [3-12]. Az elektromos hullámként való közelítés során maga a spontán emisszió nem magyarázható meg a kvantummechanika 57

nélkül,

annak

eredményeire támaszkodunk,

tehát

félklasszikus

lézerelméletet használunk. Az elektromágneses teret Maxwell egyenletekkel írjuk le, az aktív közeget kvantumelmélettel tárgyaljuk, az elektromos tér és az atomok kölcsönhatását elektromos dipólkölcsönhatással írjuk le. A leggyakrabban használt fotonstatisztikus zajvizsgálat az atomi rendszer kvantumelméleti tárgyalásán alapszik. A fényt fotonoknak tekinti és a fotonszám eloszlási valószínőségét írja le. A jelútban lévı fotodetektor fotoáramának jel és a zaj szintje határozza meg az optikai összeköttetés kimenetén detektált jel-zaj viszonyt. Az elektromos jelteljesítmény arányos a jel fotoáram átlagos értékének négyzetével, a zajteljesítmény pedig arányos az áram fluktuáció négyzetes átlagértékével, tehát a szórásnégyzettel. Ideális fotodetektort feltételezve (egységnyi kvantumhatásfok) minden beérkezı foton egy elektront hoz létre, illetve ha eltekintünk a vevı áramköreinek zajától, akkor a beérkezı fotonok számának fluktuációja azonos az áram négyzetes középértékének fluktuációjával. A korrelálatlan zajforrások spektrális sőrőségfüggvényét összegezve számítható az eredı zaj értéke. Az elmélet alapján megkapjuk a szakirodalomban számos helyen (például: [3-11]) megtalálható eredményt az optikai erısítı kimenetén megjelenı átlagos fotonszámra, illetve a varianciára.

n ki = G ⋅ n be + (G − 1) ⋅ n sp ⋅ ∆f

(3.26)

σ 2ki = G ⋅ n be + (G − 1) ⋅ n sp ⋅ ∆f + 2 ⋅ G ⋅ (G − 1) ⋅ n sp ⋅ n be + (G − 1) 2 ⋅ n sp2 ⋅ ∆f + G 2 ⋅ RIN ⋅ n be (3.27) 2

ahol n ki : a másodpercenkénti kimeneti fotonszám átlagos értéke, n be : a másodpercenkénti bemeneti fotonszám átlagos értéke, G: optikai erısítés, nsp: populáció inverziós paraméter,∆f: elektromos sávszélesség, RIN: lézer relatív intenzitászaj A szakirodalom [3-13] alapján felírhatjuk a zajáram négyzetét, tehát a zaj spektrális teljesítménysőrőségét egységnyi terhelı ellenállásra és egységnyi frekvenciára vonatkoztatva (N(f)). Ebbıl kiszámoltam a zajteljesítményt (Pn) is:

Pn = N(f ) ⋅ R L ⋅ B

N(f ) = 2 ⋅ e 2 ⋅ σ 2ki

(3.28)

A szinuszos jelteljesítmény az erısített optikai jelbıl számítható [3-12]. PS = i jel _ effektiv ahol

2

 m ⋅ i jel ⋅ RL =   2 

i jel _ effektiv : az áram effektív értéke,

2

2   ⋅ R = m ⋅ (e ⋅ G ⋅ n L be  2 

)

2

⋅ RL

(3.29)

i jel : áram modulációs amplitúdója, RL: terhelı

ellenállás, m: modulációs mélység, e: elektron töltése. Tehát a jel-zaj viszony (SNR): 2

 m ⋅ e ⋅ G ⋅ n be     m 2 ⋅ G 2 ⋅ n be 2 PS   SNR = = = Pn 2 ⋅ e 2 ⋅ σ 2ki ⋅ B 4 ⋅ σ 2ki ⋅ B

58

2

(3.30)

3.3.2

SOA modulátor zajvizsgálat

SOA modulátor vizsgálata során figyelembe vettem, hogy a szakirodalomban vizsgált elıerısítıs esethez képest nem közvetlenül az erısítı kimenetére kapcsolódik a detektor, hanem az optikai összeköttetés másik végpontján helyezkedik el. Az erısítı utáni veszteségek (a nem ideális detektor kvantumhatásfoka is) egyformán hatnak a jelre és az erısített spontán emisszióra, tehát mindkét

tagot

szorozni

kell

a

szálon

keletkezı

veszteséggel

(a)

és

a

detektor

kvantumhatásfokával (η). A vizsgálat azért fontos, mert az elektromos esettel ellentétben, ahol a jel-zaj viszony nem függne a csillapítás szintjétıl, optikai összeköttetés esetében az SNR függ a fotonszámtól, ami függ a csillapítás értékétıl. Ennek megfelelıen a (3.26) és (3.27) képletekbıl kiindulva felírtam az átlagos elektronszám és variancia kifejezését a detektor kimenetén:

n e = η ⋅ a ⋅ G ⋅ n be + η ⋅ a ⋅ (G − 1) ⋅ n sp ⋅ ∆f

(3.31)

σe2 = η ⋅ a ⋅ G ⋅ n be + η ⋅ a ⋅ (G − 1) ⋅ n sp ⋅ ∆f + η2 ⋅ a 2 ⋅ 2 ⋅ G ⋅ (G − 1) ⋅ n sp ⋅ n be + 2 + η2 ⋅ a 2 ⋅ (G − 1) 2 ⋅ n sp ⋅ ∆f + η2 ⋅ a 2 ⋅ G 2 ⋅ RIN ⋅ n be

2

(3.32)

ahol ahol n e : a másodpercenkénti elektronszám átlagos értéke, σe2 : elektronszám varianciája A fentiek alapján felírtam a terhelı ellenálláson jutó jelteljesítmény és zajteljesítmény, illetve fotonszám és a kvantumhatásfok helyett a villamosmérnöki szemlélethez közelebb álló érzékenységet (R) és bemeneti optikai teljesítményt (Pbe) vezettem be:

PS =

m2 ⋅ (e ⋅ η ⋅ a ⋅ G ⋅ n be 2

) ⋅R 2

L

=

1 2 ⋅ (m ⋅ R ⋅ a ⋅ G ⋅ Pbe ) ⋅ R L 2

 η ⋅ a ⋅ G ⋅ n be + η ⋅ a ⋅ (G − 1) ⋅ n sp ⋅ ∆f +  2 2 Pn = 2 ⋅ e ⋅ R L ⋅  + η2 ⋅ a 2 ⋅ 2 ⋅ G ⋅ (G − 1) ⋅ n sp ⋅ n be + η2 ⋅ a 2 ⋅ (G − 1) 2 ⋅ n sp ⋅ ∆f   + η2 ⋅ a 2 ⋅ G 2 ⋅ RIN ⋅ n 2 + σ 2 be termikus 

(3.33)   + =   

= 2 ⋅ e ⋅ R ⋅ a ⋅ G ⋅ Pbe ⋅ R L + 2 ⋅ e ⋅ R ⋅ h ⋅ ν ⋅ a ⋅ (G − 1) ⋅ n sp ⋅ ∆f ⋅ R L + + 4 ⋅ R 2 ⋅ a 2 ⋅ G ⋅ (G − 1) ⋅ n sp ⋅ Pbe ⋅ h ⋅ ν ⋅ R L +

(3.34)

2 + 2 ⋅ R 2 ⋅ (h ⋅ ν) 2 ⋅ a 2 ⋅ (G − 1) 2 ⋅ n sp ⋅ ∆f ⋅ R L +

+ 2 ⋅ R 2 ⋅ a 2 ⋅ G 2 ⋅ RIN ⋅ Pbe2 ⋅ R L + 2 ⋅ e 2 ⋅ σ 2termikus ⋅ R L Ahol R: a detektor érzékenysége, Pbe: bemeneti optikai teljesítmény A felírt képletekbıl arra a következtetésre jutottam, hogy amikor az optikai erısítés teljesül, azaz

G nagy értékő, akkor a kvantumhatásfok tipikus értéke (G·η>>1) nem befolyásolja a jel-zaj viszonyt. Az optikai összeköttetés csillapítása (a) azonban jelentıs hatással van a domináns zaj kilétére és értékére. A következı alfejezetek az ismertetett (3.34) képleten alapuló Mathcad7 Professional környezetben végzett vizsgálataimat mutatják be.

59

3.3.2.1 Zajkomponensek SOA nélküli összeköttetés esetén Erısítı nélküli esetben (G=1) az ASE-vel összefüggı zajok eltőnnek, ekkor az általam felírt (3.34) képlet visszaadja a szakirodalomból ismert összefüggést. A sörétzaj és a lézer zaja a csillapítás növekedésével, tehát az összeköttetés hossza mentén különbözı sebességgel csökken, míg a termikus zaj állandó értékő. Tipikus zajértékek láthatók a 3.37. ábrán. 10

19 1 10

1 10

Njelsoret( a )

1 10

A számítás során figyelembe vett értékek: λ=1550nm PLD=1mW RL=1Ω T=300K B=1Hz Z=50 Ω η=1 RIN=-140 dBc/Hz

19

20

Teljes zaj Totál zaj

21

termikus

Ntermikus Nrin( a ) N( a ) 1 10

1 10

1 .10

24 1 10

22

jel sörét

laser

23

24 1

0.1

0.01 0.01

a csillapítás

1

3.37. ábra Zajszintek az optikai összeköttetés csillapításának függvényében, SOA nélküli esetben (G=1)

3.3.2.2 Optikai erısítıbıl származó zajok A 3.38 ábrán láthatók a SOA-ból származó zajok közvetlenül az erısítı kimenetén (a=1) ideális detektor (η=1) használatával az erısítés függvényében. Ekkor az általam felírt képlet visszaadja a szakirodalomból ismert, (3.26) és (3.27) képletnek megfelelı összefüggéseket. A sörétzajok értéke kisebb ütemben növekszik, mint a keveredési zajok értéke, tehát nagy erısítés esetén a sörétzajok elhanyagolhatóak és a rendszer paramétereitıl függıen a jel-ASE vagy az ASE komponensek keveredési zaja dominál. A 3.38 a) ábrán a jel-ASE keveredési zaj szintje a legnagyobb, de kisebb belépı fényteljesítmény vagy nagyobb ASE sávszélesség esetén az ASEASE keveredési zaj szintje magasabb lesz (3.38. b) ábra). Az elızı számításhoz (3.37. ábra) képest eltérı adatokat feltüntettem a grafikonokon. Az ábrán használt rövidítések: jel-sp => keverési zaj a jel és a spontán emittált összetevı között, jel sörét => jelkomponens sörétzaja, spsp => spontán emittált komponensek közötti keveredési zaj, ASE sörét => spontán emittált fény sörétzaja. 10

12 1 10 12 1 10 1 10 1 10 1 10

Nasease( Gain ) Njelase( Gain )

Nasesoret( Gain ) Njelsoret( Gain )

1 10 1 10 1 10 1 10 1 10

N( Gain )

1 10 1 10 1 10 1 10 1 10 1 .10

27 1 10 10

PbeSOA=1mW nsp=1.5 ∆f=10GHz

13 14 15

10

16 1 10 16

Jel-sp

1 10 1 10

16 17

1 10

Teljes Totál zaj zaj

jel sörét

18

Sp-sp Jel-sp

19

Nasease( Gain ) 1 10

18 Njelase( Gain )

Sp-sp

19

PbeSOA=1nW nsp=1.5 ∆f=1THz

17

1 10

20

21

Nasesoret( Gain )

20 Njelsoret( Gain ) 1 10

ASE sörét

Teljes zaj Totál zaj

22

21 N( Gain )

1 10

22

ASE sörét

23

1 10

24 1 10

23

jel sörét

24

25

25 1 10

26 1 .10

27 10

100

erısítés Gain

1 10

3

4 1 10 10000

27 1 10 10

26

27 10

100

Gain erısítés

1 10

3

4 1 10 10000

3.38. ábra Optikai erısítıbıl származó zajok szintje az erısítés függvényében a) Jel-ASE keveredési zaj dominál b) Spontán komponensek közti keveredési zaj dominál

60

3.3.2.3 Az erısítı-modulátor utáni szakasz csillapításának hatása Az erısítı-modulátor utáni szakasz csillapításának növelésével a helyzet változni fog. a·G >>1 esetén továbbra is a keverési zajok dominálnak (ezek a·G-vel négyzetesen arányosak), a sörétzaj elhanyagolható. A jelszint a domináns zajokhoz hasonlóan az erısítés és a csillapítás szorzatával négyzetesen arányos, tehát ebben az esetben a jel-zaj viszony nem függ az optikai összeköttetés csillapításától. A csillapítás növekedésével az erısítıbıl származó zajok csökkenek. A csökkenés mértéke azonban eltérı a különbözı zajkomponensek esetén. Az eddig domináns keveredési zajok gyorsabb ütemben csökkenek, mint a sörétzaj. A veszteség növekedésével egyre inkább meghatározó tag lesz a sörétzaj. Meg kell vizsgálni a rendszer egyéb zajforrásait is, a SOA-ba belépı fény nem tökéletes koherenciájából származó zajt (tipikusan a lézer által elıállított fény nem ideális voltából adódik), illetve az elektronikus vevıáramkörök termikus zaját. A vevıáramkörök termikus zaja független a SOA erısítésétıl és az összeköttetés csillapításától. A lézerbıl származó zaj láthatóan négyzetes összefüggésben van az erısítés-csillapítás szorzattal, tehát a SOA-ból származó keveredési zajokhoz hasonlóan viselkedik, a csillapítás növekedésével gyors ütemben csökken az értéke, jellemzı eszközparaméterek esetén hatása elhanyagolható. A számítások során az eddigiektıl eltérı paraméterek: G=10, PLD=1mW, aLD-SOA=0.01, m=0.07. N( a ) 10

17 1 10

1 10

17

18

10

Teljeszaj zaj Totál

10 1 10 1 10 1 10 1 10

1 10

19 1 10 N( a )

1 10

20

ASE sörét

1 10 Signal ( a )

Nasease( a ) Njelase( a ) Nasesoret( a )

1 10

1 10

Nasease( a ) Njelase( a )

22

1 10

1 10

1 10 27 1 10 1

1 10 1 10 1 10

Nasesoret( a )

1 10

1 .10

1 10

21

Njelsoret( a ) N1( a )

1 10

Sp-sp

23

24

jel sörét

25

1 10

1 10

Jel-sp

1 10 1 .10

27 1

0.1

a

csillapítás

0.01

3 1 10 0.001

11 12 13 14

Jel

15 16 17 18 19 20

30

1 10 1 10 1

zaj

21

termikus

Njelsoret( a ) 1 10 22 23 1 10 Ntermikus 24 1 10 Nrin( a ) 25 1 10 1 10

26

10

laser

ASE sörét

26 27

jel sörét

28

Jel-sp

29 30 1

0.1

0.01

1 10 a

3

1 10

4

Sp-sp 1 10

5

csillapítás

6 1 10 0.000001

3.39. ábra Zajszintek az optikai összeköttetés csillapításának függvényében a) Csak a SOA-ból származó zajok b) Lézer és vevı zajának figyelembevétele

Az ábrán jól elkülöníthetı a három zajtartomány. A jel értéke a csillapítás négyzetével arányos, tehát egyenletesen csökken. Ha a SOA-modulátor és az optikai vevı közti optikai csillapítás kicsi (kis távolságú összeköttetés), akkor a zajok közül a keveredési zajok egyike fog dominálni, amelyek értéke szintén négyzetes arányban van a csillapítás szintjével, tehát a jel-zaj viszony állandó. A csillapítás növelésével eljutunk egy olyan tartományba, ahol a csillapítás értékkel egyenesen arányos, tehát lassabban csökkenı sörétzajok egyike fog dominálni. Ettıl kezdve a zaj szintje lassabban csökken, tehát a jel-zaj viszony is csökkenni fog. Végül elegendıen nagy optikai csillapítás esetén az állandó (optikai csillapítástól független) termikus zajlimit fogja meghatározni a zajszintet, a jel-zaj viszony drasztikusan lecsökken. 61

Tehát az összes zajkomponenst figyelembe véve, a veszteség növelésével egy állandó SNR-t biztosító keveredési zaj vagy lézer zaj tartománytól eljutunk a romló SNR-rel rendelkezı sörétzaj tartományon keresztül az állandó termikus zajszintő, tehát gyorsabb ütemben romló SNR-rel jellemezhetı tartományig. A következı ábrán a könnyebb átláthatóság kedvéért csak az

Jel & Zaj teljesítmény [W/Hz/Ohm]

egyes tartományokban dominánsan jelentkezı zajkomponenseket tüntettem fel. 1

1E-11

2

3

1E-13 1E-15 1E-17

SNR

Zaj

Jel

1E-19 1E-21 1E-23

Termikus

1E-25

ASE sörét

sp-sp

1E-27 1

0.1

0.01

0.001

0.0001

0.00001

Optikai összeköttetés vesztesége

Számítások során figyelembe vett értékek: λ=1550nm R=1.25 A/W RL=1Ω nsp=1.5 ∆f=5 THz aLD-SOA=0.01 PLD=1mW T=300K B=1Hz Z=500Ω RIN=-140dBc m=0.07 G=10dB

3.40. ábra Jel- és zajszintek az optikai összeköttetés csillapításának függvényében

3.3.2.4 Munkapont (elıfeszítı áram) hatása Hasonló módon három tartomány különítettem el, ha a zajszinteket az eszköz elıfeszítésének függvényében vizsgáltam (A 3.41. ábra). Ekkor a zajszintek optikai erısítéstıl való függése adja a három eltérı domináns zajjal rendelkezı tartományt. Az optikai erısítés viszont függ a SOAmodulátor munkapontjától, azaz az elıfeszítı áramtól. A termikus zaj független a SOAmodulátor mőködésétıl, a keveredési és sörétzajok pedig eltérı ütemben növekednek az

Zaj teljesítmény spektrum [W/Hz/Ohm]

elıfeszítı áram növelésével. 1.

2.

1E-19

3. Összes zaj

1E-20 ASE sörét zaj

1E-21 ASE-ASE keverési zaj

1E-22 Termikus zaj Lézer zaja

1E-23 0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

SOA Modulátor munkaponti árama [A]

0.35

0.4

Számítások során figyelembe vett értékek: SOA1 erısítési görbéje λ=1550nm R=1.25 A/W RL=1Ω nsp=1.5 ∆f=5 THz PLD=1mW aLD-SOA=0.01 aSOA-PD=0.09 T=300K B=1Hz RIN=-140dBc/Hz m=0.25

3.41. ábra Zajszintek a SOA-modulátor munkapontjának függvényében

62

Az elsı tartományban a vevı állandó termikus zaja a legnagyobb. Az erısítés beindulásával, az optikai jelek növekedésével az optikai erısítéssel arányos sörétzaj meghaladja ezt a termikus zajküszöböt. Végül a harmadik tartományban az optikai erısítéssel négyzetesen arányos, ezért gyorsabban növekvı keveredési zajok dominálnak. A zajszintek és az eszköz paramétereinek ismeretében a detektor kimenetén megjelenı jel-zaj viszonyt is kiszámítottam (3.42. ábra). 95

Jel-zaj viszony [dB]

90 85 80 75 70 65 60 55 50 0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

0.4

SOA Modulátor munkaponti árama[A]

3.42. ábra Jel-zaj viszony a SOA-modulátor munkapontjának függvényében, SOA1

3.4. Linearitási vizsgálatok SCM hálózatokban több elektromos segédvivı található az optikai vivın, ilyen esetekben a segédvivık közti áthallás (nemlinearitás) és a zaj növekedés (ASE) határozza meg az átviteli rendszer romlását. Tehát a segédvivıs optikai átvitel egyik legkényesebb pontja a linearitás. Minden elem okozhat valamilyen szintő nemlineáris torzítást, azonban a modulátor linearitása sokkal rosszabb, mint a fotodiódáé, az azt követı erısítıé, vagy az üvegszálé. A gyakorlatban azt lehet mondani, hogy az átvitel dinamikatartományának felsı határát az optikai adó fogja meghatározni. Külsı moduláció esetén, ha interferometrikus modulátort használunk, akkor a torzítások és az intermodulációs termékek szintje könnyen meghatározható [3-13], mivel annak átviteli karakterisztikája matematikailag is jól leírható. Sokkal nehezebb a direkt modulált, vagy félvezetıt alkalmazó külsı modulátoros adó (optikai erısítı, vagy elektroabszorpciós modulátor) nemlineáris torzítását meghatározni. Ezek modulációs viselkedését matematikailag a rate egyenletekkel lehet modellezni, mely a valóságos mőködést számos anyagi paraméter pontos ismeretében tudja csak jól közelíteni, és a differenciálegyenlet rendszer nemlineáris, több harmonikusra vonatkozó megoldása sem könnyő. Ezért a vizsgálatokat gyakran elsısorban mérésekre alapozzák. Általános esetben a nemlineáris karakterisztika ismerete szükséges a teljes kivezérlési tartományban és a frekvenciának függvényében. A gyakorlatban azonban feltételezhetjük, hogy a nemlineáris karakterisztikát felbonthatjuk egy lineáris frekvenciafüggı, és egy nemlineáris, frekvenciafüggetlen összetevıre. Azt is feltételezhetjük, hogy a kivezérlés a nemlineáris elem 63

valamely munkapontba állítása után egy kisebb jellel történik. Analóg optikai átvitel esetében az optikai adó valamilyen stabil munkapontba kerül elıfeszítésre, és ehhez adódik a moduláló jel. Ebben az esetben a nemlineáris karakterisztikát a munkapont körüli Taylor sorával közelítjük, ha az átviteli karakterisztikát frekvenciafüggetlennek tételezzük fel. Ha az átviteli karakterisztika frekvenciafüggése mégsem elhanyagolható, akkor Volterra sorok alkalmazása szükséges A gyakorlat számára a másod és harmadrendő tagok által keltett torzítási termékek fontosak, mert ezek a tagok a legnagyobbak. A másodrendő torzítás következtében a segédvivıs rendszerekben az alapsáv felkeveredik minden segédvivıre, illetve bármely két segédvivı jele lekeveredik középfrekvenciára. Ha az alapsávban is viszünk át jelet, akkor minden vivıfrekvencia körül megjelenik az alapsávi jel. Kisebb mértékő zavart okoz a lézerdiódák kisfrekvenciás zajának (például módusversengés, vagy reflexiós instabilitás) felkeverése. A harmadrendő torzítás sávon belüli intermodulációs termékeket állít elı, mivel egyenletes csatornakiosztás esetén a 2·f1-f2 és a 2·f2-f1 frekvenciájú harmadrendő intermodulációs termékek pont a szomszédos csatornák frekvenciájára esnek. 3.4.1

Szimulációs vizsgálat

Az SOA, mint minden eszköz, nem viselkedik tökéletesen lineáris elemként. A nemlinearitási vizsgálatok

során

továbbra

is

a

már

bemutatott

(3.2.fejezet)

csatolt

parciális

differenciálegyenleteket (a rate és a hullám egyenletet) vizsgáltam, azonban az eddigi lineáris helyett nemlineáris töltéshordozó rekombinációs rátát vettem figyelembe. R(N)=A·N+B·N2+C·N3

(3.35)

Ahol A: Nem sugárzásos rekombinációs ráta, B: Sugárzásos rekombinációs együttható, C: Auger rekombinációs együttható, N: töltéshordozó-sőrőség Ez jobban leírja az elektromosan modulált SOA viselkedését, mint az általában használt lineáris rekombinációs ráta (R(N)=N/τs) [3-14], ugyanakkor jelentısen növeli a számítás bonyolultságát. A helyfüggı rate egyenlet megoldása adja a hely és idıfüggı töltéshordozó-sőrőség értékét (N(z,t)), míg az eszköz belsejében terjedı fényhullám növekedését a hullámegyenlet numerikus megoldásával kaptam. A lineáris modellhez hasonlóan a SOA aktív rétegét számos részre osztottam, amely szekciókban térben állandó erısítéssel és törésmutatóval számoltam. Ebben a vizsgálatban is kisjelő szinuszos modulációt feltételeztem, számításaim során a töltéshordozó-sőrőség és a fotonsőrőség a modulációs tartalom felharmonikusait is tartalmazta: S( t , z) = SDC (z) + ∆S1 (z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) + ∆S2 (z) ⋅ exp( j ⋅ 2 ⋅ ω ⋅ t ) + ∆S3 (z) ⋅ exp( j ⋅ 3 ⋅ ω ⋅ t )

N( t , z) = N DC + + ∆N1 (z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) + ∆N 2 (z) ⋅ exp( j ⋅ 2 ⋅ ω ⋅ t ) + ∆N 3 (z) ⋅ exp( j ⋅ 3 ⋅ ω ⋅ t )

64

(3.36)

A bemeneti jelet folytonosnak (modulálatlannak) feltételeztem, így a kezdeti feltételek az eszköz bemenetén (z=0): S(0, t ) = SDC (0 ) = Sbe

∆S1 (0 ) = ∆S2 (0 ) = ∆S3 (0 ) = ∆N1 (0 ) = ∆N 2 (0 ) = ∆N 3 (0 ) = 0

(3.37)

Az egyes szekciókban egyensúlyi állapotban a rate egyenletek alapján felírtam a töltéshordozósőrőség N0-ra normalizált értékét: 3

2

 N dc  B  N dc  A + vg ⋅ a ⋅ Sdc   +  + ⋅  C ⋅ N 02  N0  C ⋅ N0  N0 

 I dc   N dc   e ⋅ V + v g ⋅ a ⋅ Sdc   −  ⋅  =0 C ⋅ N 30  N0     

(3.38)

A harmadrendő megoldóképlet segítségével ebbıl az összefüggésbıl kiszámoltam Ndc értékét. A lineáris modellhez hasonló módon mindezek alapján az átlagos fotonsőrőség helyfüggı, az erısítı hossza mentén bekövetkezı változását numerikusan kiszámoltam. dSDC = (Γ ⋅ a ⋅ (N dc − N 0 ) − α ) ⋅ SDC dz

(3.39)

Kifejeztem a töltéshordozó-sőrőség modulációs amplitúdóját az egyes szekciókban: ∆I − v g ⋅ a ⋅ (N dc − N 0 ) ⋅ ∆S1 e⋅V ∆N 1 = j ⋅ ω + A + v g ⋅ a ⋅ Sdc + 2 ⋅ B ⋅ N dc + 3 ⋅ C ⋅ N 2dc ∆N 2 = − ∆N 3 = −

(B + 3 ⋅ C ⋅ N dc ) ⋅ ∆N12 + v g ⋅ a ⋅ ∆N1 ⋅ ∆S1 + v g ⋅ a ⋅ (N dc − N 0 ) ⋅ ∆S2

(3.40)

2 ⋅ j ⋅ ω + A + v g ⋅ a ⋅ Sdc + 2 ⋅ B ⋅ N dc + 3 ⋅ C ⋅ N 2dc

(2 ⋅ B + 6 ⋅ C ⋅ N dc ) ⋅ ∆N1 ⋅ ∆N 2 + C ⋅ ∆N12 + v g ⋅ a ⋅ ∆N 2 ⋅ ∆S1 + v g ⋅ a ⋅ ∆N1 ⋅ ∆S2 + v g ⋅ a ⋅ (N dc − N 0 ) ⋅ ∆S3 2 3 ⋅ j ⋅ ω + A + v g ⋅ a ⋅ Sdc + 2 ⋅ B ⋅ N dc + 3 ⋅ C ⋅ N dc

Miután ezeket az adatokat kiszámoltam, minden szekcióra megállapítottam a kisjelő modulációs amplitúdó és a felharmonikusok amplitúdójának értékét is:

d∆S1 = (Γ ⋅ a ⋅ (N dc − N 0 ) − α ) ⋅ ∆S1 + Γ ⋅ a ⋅ ∆N1 ⋅ Sdc dz d∆S2 = (Γ ⋅ a ⋅ (N dc − N 0 ) − α ) ⋅ ∆S2 + Γ ⋅ a ⋅ ∆N 2 ⋅ Sdc + Γ ⋅ a ⋅ ∆N1 ⋅ ∆S1 (3.41) dz d∆S3 = (Γ ⋅ a ⋅ (N dc − N 0 ) − α ) ⋅ ∆S3 + Γ ⋅ a ⋅ ∆N 3 ⋅ Sdc + Γ ⋅ a ⋅ ∆N 2 ⋅ ∆S1 + Γ ⋅ a ⋅ ∆N1 ⋅ ∆S2 dz ahol ∆S1: alapharmonikus amplitúdója, ∆S2: másodrendő felharmonikus amplitúdója, ∆S3: harmadrendő felharmonikus amplitúdója A bemutatott modellt Matlab 5.0 környezetben megírt programmal valósítottam meg. A program kerete nem változott a már korábban ismertetett algoritmushoz képest. Azonban eltérı a töltéshordozó- és a fotonsőrőség modulációs amplitúdójának számításánál alkalmazott képlet, illetve ezzel a modellel a felharmonikusok nagyságát is kiszámoltam.

65

A következı alfejezetek az általam írt program eredményeit mutatják be. A modell természetesen visszaadja az erısítési görbét és a telítés hatását is figyelembe veszi. Számítás során figyelembe vett értékek: λ=1550nm L=1mm Γ=0.3 vg=8.57·107m/s a=3·10-20m2 N0=1.1·1024 α=20 1/cm A=9·109, B=1·10-16, C=5·10-41 Pbe=1mW

Kimeneti optikai teljesitmény [mW]

180 160 140 120 100 80 60 40 20 0 0

200

400

600

800

1000

Elıfeszitı áram [mA]

3.43. ábra Számított erısítés – munkaponti áram grafikon

Kimeneti optikai teljesitmény [mW]

1.E+04

16 14 Optikai erısités [dB]

1.E+02

1.E+00

1.E-02

1.E-04

12 10 8 6 4

1.E-06

2

1.E-08 1.E-09 1.E-07 1.E-05 1.E-03 1.E-01 1.E+01 1.E+03

0 1.E-09

1.E-07

Bemeneti optikai teljesitmény [mW]

1.E-05 1.E-03 1.E-01 Bemeneti optikai teljesitmény [mW]

1.E+01

1.E+03

λ=1550nm L=1mm Γ=0.3 A=2·10-13m2 vg=8.57·107m/s a=3·10-20m2 N0=1.1·1024 α=20 1/cm Idc=500mA A=9·109 B=1·10-16 C=5·10-41

3.44. ábra Telítés hatása az erısítésre a számított diagramokon

A következı ábra a modell alapján számított egyen fényteljesítményt (Pdc, szaggatott vonal), modulációs tagot (P1), másodrendő felharmonikust (P2) és harmadrendő felharmonikust (P3) mutatja az eszköz elıfeszítı áramának függvényében. A számított ábrából látható, hogy a küszöbáram közelében, az erısítési tartomány kezdetén a modulátor viselkedése erısen nemlineáris. Az elıfeszítés értékének növelésével a modulációs tartalom egy idı után nem növekszik, míg a harmonikusok szintje jelentısen csökken. 1.E+04

350 300

P1 Pdc

250

1.E+02

P2

200

1.E+01 150 1.E+00

P3

100

1.E-01

50

1.E-02 0

250

500

750

1000

1250

0 1500

Optikai egyenteljesítmény [mW]

Modulációs termékek [microW]

1.E+03

Számítás során figyelembe vett értékek: λ=1550nm L=1mm Γ=0.3 vg=8.57·107m/s a=3·10-20m2 N0=1.1·1024 α=20 1/cm Idc=500mA, ∆I=5mA A=9·109, B=1·10-16, C=5·10-41 fmod=0.1GHz Psat=26mW, Pbe=1mW

Munkaponti áram [mA]

3.45. ábra P-I görbe, illetve a modulációs felharmonikusok kapcsolata

A harmonikusok frekvenciamenete látható a következı ábrán. Kis bemeneti fényteljesítmények nem befolyásolják a torzítás szintjét. Amennyiben azonban a bemeneti optikai jel szintje elegendıen nagy ahhoz, hogy a telítési hatás jelentkezzen, a torzítás is erısen függ a bemeneti 66

fényteljesítmény értékétıl. Nagyobb bemeneti fényteljesítmény esetén a torzítási termékek szintje alacsonyabb lesz. Telített esetben természetesen a modulációs tartalom is csökken, de a felharmonikusok szintjének csökkenése nagyobb mértékő. A jelenség oka, hogy a bemeneti teljesítmény szintje hatással van a munkaponti áram – optikai erısítés karakterisztikára (3.46 a, ábra). Telítés hatására a görbe meredeksége csökken, de a karakterisztika lineárisabbá válik.

a, munkaponti áram – optikai erısítés karakterisztika

b, Számított másod és harmadrendő harmonikus termékek szintje a frekvencia és a fényteljesítmény függvényében

3.46. ábra Telítés hatása a linearitásra

A telítés hatása jobban megfigyelhetı a következı ábrán, ahol a kimeneti egyenteljesítmény, illetve a harmonikus termékek szintje látható a bemeneti fényteljesítmény függvényében. Telitetten esetben a harmonikusok szintje állandó, a telítés hatására a modulációs tartalomhoz viszonyítva csökken a szintjük.

-15

1000000

P2 P3 Pdc

Kimeneti teljesítmény [mW]

Harmonikus termékek [dBc]

-10

10000

-20 100 -25

-30 1 1.E-07 1.E-06 1.E-05 1.E-04 1.E-03 1.E-02 1.E-01 1.E+00 Bemeneti optikai teljesítmény [mW]

Számítás során figyelembe vett értékek: λ=1550nm L=0.25mm Γ=0.3 vg=8.57·107m/s a=3·10-20m2 N0=1.1·1024 α=20 1/cm Idc=500mA, ∆I=5mA A=9·109 B=1·10-16 C=5·10-41 fmod=0.1GHz

3.47. ábra Telítés hatása a harmonikus termékek szintjére, számított eredmény

A linearitás vizsgálatok során is figyelembe lehet venni a különbözı elektródaelrendezések hatását. A lineáris modellnél már ismertetett módon számoltam azzal, hogy az optikai és a moduláló mikrohullámú jel terjedési sebessége eltérı. Tipikus sebességkülönbség (nµ=10) esetén vizsgáltam az eltérést az illesztett esethez képest. A számítás eredményét a 3.48 ábra mutatja. A szürke görbe reprezentálja az illesztett, a fekete görbe az illesztetlen esetet. A számítás alapján megállapítottam, hogy az illesztetlenség csökkenti a modulációs sávszélességet, de a felharmonikusok szintje is jelentısen lecsökken a maximális modulációs frekvencia környékén. 67

-20 P1

Harmonikus termékek [dBc]

Modulációs termékek [mW]

1.E+05 1.E+03

P2

1.E+01 P3

1.E-01 1.E-03

P2

-30 -40 P3

-50 -60

1.E-05 1

10

100

1

10

100

Modulációs frekvencia [GHz]

Modulációs frekvencia [GHz]

3.48. ábra Illesztetlenség hatása, számított eredmény

3.4.2

Kétjeles mérések

Az intermodulációs termékek vizsgálatát kétjeles méréssel végeztem. Ekkor a SOA-modulátorra két mikrohullámú moduláló jel összege került. A kimeneti jel az alapharmonikusának (P1), a másodrendő (P2) és a harmadrendő (P3) keverési termékeknek teljesítményét és a zajszintet vizsgáltam. A 3.49. ábrán látható a mérési összeállítás egyszerősített blokkvázlata. A mérési elrendezés részletes leírása a 6.3.3. mellékletben található. Hımérséklet szabályzó

LD

Pol. kontr.

SSMF

O/E

SOA Ibias

Áram forrás

RF Mikrohullámú jelgenerátor

Spektrum analizátor

Számítógép Mikrohullámú jelgenerátor

3.49. ábra A mérési elrendezés blokkvázlata

A linearitás mértéke függ az elıfeszítés, a hımérséklet értékétıl, a lézer és a SOA felépítésétıl, az optikai reflexiótól, stb. [3-17] A 3.50. ábra alapján a mért eredményekbıl megállapítható a zavarmentes dinamika tartomány (SFDR: Spurious Free Dynamic Range), a másodrendő (IP2) és a harmadrendő metszéspont (IP3) értéke. A lineáris mőködési tartományban a SOA-modulátor kimeneti keveredési termékei mérhetetlenül kis értékőek, a zajszint alattiak voltak, a SOA modulátor által létrehozott zaj dominált a rendszerben. Az intermodulációs termékek akkor emelkedtek ki a zajból, ha rendkívül magas volt a modulációs index, illetve ha a telítési tartományban mőködött az eszköz. A következı alfejezetek a méréseim eredményeinek értékelését tartalmazzák. A mérések alapján a SOAmodulátor az általános optikai hálózatok elıírásának megfelelı SFDR-t biztosít (>90dB) a nemlineáris mőködési tartományában is. 68

Kimeneti elektromos teljesitmény [dBm]

25

IP 2[dBm] = 2 ⋅ P1[dBm] − P2 [dBm]

0 IP3

-25

1 ⋅ (3 ⋅ P1[dBm] − P3[dBm]) 2 P (P = noise) P1 (P3 = noise) SFDR = in 3 = Pin (P1 = noise) Pnoise IP3[dBm] =

IP2

-50 SFDR

-75

-100

P3 P1 P2

-125 -150 -125 -100

SFDR[dB] = -75

-50

-25

0

25

50

2 ⋅ (IP3[dBm] − Pnoise [dBm]) 3

Modulációs teljesitmény [dBm]

3.50. ábra SFDR, IP2, IP3 meghatározása a mért eredményekbıl

3.4.2.1 A munkapont hatása A 3.51. ábra a zajszint, az IP2, IP3 és SFDR mért értékének változását mutatja a SOA elıfeszítésének függvényében telítéses esetben. Az eredményekbıl jól látszik, hogy az elsı tartományban indul meg az erısítı mőködése, növekszik az erısítés, így javul az IP3 és az SFDR értéke is. A második szakaszban a torzítási termékek értéke nem változik jelentısen, viszont a zajszint növekszik, így a SFDR is romlik. A harmadik szakaszban már nem csak a zaj, hanem a nemlinearitás szintje is nı, ekkor a SFDR romlása is gyorsul. 110

0

80

Modulációs frekvenciák=199&200MHz Modulációs teljesítmény=4dBm Bemeneti optikai teljesítmény=1mW Izolátorok nélkül Homérséklet=20C

70 60

-40 -60 -80

IP3, zaj [dBm]

-20 SFDR IP3 noise

90

2/3

SFDR [dB Hz ]

100

-100

50

-120

40

-140 0

50

100

150

200

250

300

350

SOA modulátor munkaponti árama [mA]

3.51. ábra SOA modulátor nemlineáris tulajdonságai, mért eredmény, SOA5

3.4.2.2 Hımérsékletfüggés A SOA-modulátor nemlinearitásának szintje is függ a hımérséklettıl, hiszen mint minden

80

-25

79

-26

78

-27

77

-28

76

-29

75

-30

74

-31 Modulációs frekvenciák=199&200MHz Bemeneti optikai teljesítmény=1mW Munkaponti áram=50mA Optikai izolátorok nélkül

73 72 71

IP3 [dBm]

2/

SFDR [dB Hz ]

félvezetı eszköz, a SOA mőködése is erısen hımérsékletfüggı.

-32 -33 -34

70

-35 15

20

25

30

35

40

Homérséklet [C]

3.52. ábra Nemlinearitás hımérsékletfüggése, mért eredmény, SOA5

69

3.4.2.3 Az optikai reflexiótól való függés A zaj és a nemlinearitás hatása erısebben jelentkezik erıs optikai reflexió esetén, azaz optikai izolátorok alkalmazása nélkül. Nagyobb értékő munkaponti áram esetén, tehát a gyakorlat számára hasznos mőködési tartományban, a rendszer instabilabbá válik nagy optikai reflexiók esetén, ekkor az SFDR romlása sokkal markánsabb. Az SFDR változása két hatásra vezethetı vissza. Egyrészt az eszköz zaja jelentısen megnövekszik optikai reflexió hatására (3.54. a, ábra), másrészt a nemlineáris termékek szintje is nagyobb mértékben ingadozik (3.54. b, ábra). 90 88 2/3

SFDR [[dB Hz ]

86 84 82

Hullámhossz=1550nm Frekvenciák=199&200MHz Bemeneti optikai teljesítmény=1mW Hımérséklet=20C

80 78 76 74

Izolátorokkal Izolátorok nélkül

72 70 50

100

150

200

250

300

SOA modulátor elıfeszítı árama [mA]

3.53. ábra Nemlinearitás reflexiótól való függése, mért eredmény, SOA5 -10

Hullámhossz=1550nm Frekvenciák=199&200MHz Bemeneti opt. telj.=1mW Hımérséklet=20C

Hullámhossz=1550nm Frekvenciák=199&200MHz Bemeneti optikai teljesítmény=1mW Hımérséklet=20C

-12

Izolátorok nélkül Izolátorokkal

1E-17

IP3 [dB]

Zajteljesítmény [W/Hz]

1E-16

Izolátorok nélkül

-14 -16 Izolátorokkal -18

1E-18 50

100

150

200

250

SOA modulátor elıfeszítı árama [mA]

300

-20 50

100

150 200 Munkaponti áram [mA]

250

300

3.54. ábra A zajszint és a nemlinearitás reflexiótól való függése, mért eredmény, SOA5

3.4.3

Kaszkádba kapcsolt SOA-modulátorok vizsgálata

Eddigi vizsgálataim során a SOA modulátor bemenetére folytonos optikai jel került, a valóságban azonban gyakran az eszköz bemenetén lévı jel is intenzitásmodulált. Az optikai hálózatokban számos kaszkádba kapcsolt SOA-modulátorra lehet szükség, azaz az eszközök kaszkádba kapcsolt külsı modulátorként mőködnek, amelyek az egyes pontokon optikai erısítést is biztosítanak. Ekkor a rendszerben található elsı SOA modulálatlan bemeneti optikai jellel rendelkezik, de a többi SOA bemenetére már intenzitásmodulált optikai jel jut. Tehát a második SOA bemenetére jutó optikai jel már tartalmaz egy segédvivıt, a harmadikra jutó jel két segédvivıt, stb. A SOA-modulátorban bekövetkezı szorzás (változó optikai erısítés szorzódik a változó optikai jellel) hatására új modulációs termékek jelennek meg. 70

Ha a SOA-modulátor a modulációs karakterisztika lineáris tartományában mőködik, akkor az állandó optikai bemeneti jellel rendelkezı eszköz mőködése leírható a 3.1 fejezetben ismertetett módon. Ezek alapján vizsgáltam a láncban található további, lineárisnak feltételezett SOAmodulátorok viselkedését is. LD

P0

SOA P1(t) modulátor CW

SOA P2(t) modulátor a1⋅P1(t)

I1(t)

SOA modulátor a2⋅P2(t)

I3(t)

I2(t)

3.55. ábra kaszkádba kapcsolt SOA-modulátorok

A második eszköz bemeneti és kimeneti optikai jele:

a1·P1(t) = a1·P0·G1(t) = a1·P0·sd1·I1·(1+m1·cos(ω1·t))

(3.42)

P2 ( t ) = a1 ⋅ P0 ⋅ sd1 ⋅ I1 ⋅ (1 + m1 ⋅ cos(ω1 ⋅ t )) ⋅ s d 2 ⋅ I 2 ⋅ (1 + m 2 ⋅ cos(ω2 ⋅ t )) = = a1 ⋅ P0 ⋅ m d1 ⋅ sd 2 ⋅ I1 ⋅ I 2 ⋅ (1 + m1 ⋅ cos(ω1 ⋅ t ) + m 2 ⋅ cos(ω2 ⋅ t ) +

(3.43)

+0.5 ⋅ m1 ⋅ m 2 cos((ω1 − ω2 ) ⋅ t ) + 0.5 ⋅ m1 ⋅ m 2 cos((ω1 + ω2 ) ⋅ t )) Az elsı két modulációs termék a két modulációs csatornát jelenti (ω1 és ω2), de ezeken kívül két további termék is megjelenik a különbségi és az összegfrekvenciákon (ω1–ω2 és ω1+ω2). Ezek a nem kívánt termékek kiszőrhetıek, ha a csatornák frekvenciáit megfelelıen választjuk. Hasonló elvek alapján a harmadik eszköz kimeneti jelét is kiszámítottam m1=m2=m3=m esetén. termék

együttható Megjegyzés

Frekvencia

alapharmonikus ω1, ω2, ω3

m

hasznos modulációs tagok

0.5⋅m2

különbségi és összegfrekvenciák

másodrendő

ω1-ω2, ω1-ω3, ω2-ω3

intermoduláció

ω1+ω2, ω1+ω3, ω2+ω3

szőréssel eltávolíthatóak

harmadrendő

ω1+ω2-ω3,

torzítási termékek az átviteli sávban

intermoduláció

ω2+ω3-ω1, ω2 +ω3+ω1

ω1+ω3-ω2, 0.25⋅m3

kis amplitúdó

A vizsgálatok eredményeként arra a következtetésre jutottam, hogy a hasznos modulációs csatornák mellett megjelennek szőréssel eltávolítható sávon kívüli másodrendő termékek és sávon belüli harmadrendő termékek is. Ezek a sávon belüli termékek azonban kis szintőek, mert amplitúdójuk mindhárom modulációs indexszel szorzódik. A modulációs mélység ezekben a rendszerekben általában 0.1 alatti, így a zavaró torzítási termékek szintje minimum két nagyságrenddel alacsonyabb, mint a hasznos csatornák jele. A további SOA-modulátorok kimenetén is megjelennek sávon belüli torzítási termékek, de azok nagysága egyre kisebb és kisebb, hiszen mindig újabb modulációs mélységgel szorzódnak.

71

3.5. Sávszélesség vizsgálata Az eddigi vizsgálatok (3.2 fejezet) során bemutattam, hogy a SOA-modulátorral elméletileg néhány 100GHz-es modulációs sávszélesség is elérhetı. A sávszélességet elsısorban a töltéshordozó élettartam határozza meg (100 piko másodperc nagyságrend), hosszú SOA esetén a nagy erısítés csökkenti a töltéshordozó élettartamot (10 piko másodperces nagyságrend) és a terjedési hatás is növeli a sávszélességet. A többi külsı optikai modulátorhoz hasonlóan az optikai és moduláló mikrohullámú jelek terjedési sebessége eltérı az eszközben. Ezért a nagy sebességő haladóhullámú modulátorokban a fényhullám és a moduláló mikrohullám csoportsebességét illeszteni kell egymáshoz. Ha ezt az illesztést nem biztosítjuk, akkor a moduláció határfrekvenciáját a már ismertetett fázisillesztetlenség határozza meg (3.2.1.3 fejezet). Általános célú SOA esetén természetesen nincs meg ez az illesztés. Megfelelı mőködési sebességgel rendelkezı többfunkciós SOA-t abban az esetben kaphatunk, ha már az eszköz tervezése során figyelembe veszik a másodlagos feladatok igényeit. Érdemes megjegyezni, hogy a SOA alapú optikai kapcsoló mőködése is hasonló elven alapul. Ebben az alkalmazásban ugyan kisebb sebességekkel kapcsolunk, de fontos paraméter a ki-, bekapcsolási idı. A gyakorlatban a SOA-hoz való külsı csatlakozás parazita hatásokat tartalmaz [3-19], amelyek tovább korlátozzák az eszköz sebességét. A SOA aktív rétege egy nyitó irányban elıfeszített p-n átmenet. A félvezetı rétegek ellenállását Rs, soros ellenállás, a p-n átmenet ellenállását és kapacitását egy párhuzamos ellenállás (Rj) és kapacitás (Cj) írja le [3-19]: Rj =

dU j dI j

,

C j = −e ⋅ V ⋅

dN j

(3.44)

dU j

Ahol Uj: p-n átmenet feszültsége, tehát a kvázi Fermi szintek különbsége, Ij: átlagos áram a p-n átmeneten, Nj: átlagos töltéshordozó-sőrőség a p-n átmeneten, V: aktív térfogat. A parazita hatások párhuzamos kapacitással és soros induktivitással modellezhetık. A Cp, párhuzamos kapacitás írja le a bondoló pad, míg az Ls, soros induktivitás a bondoló huzal hatását, Rm pedig a cladding terület ellenállása. A következı ábra a SOA ekvivalens áramköri modelljét mutatja, figyelembe véve a chip és a tokozás parazita hatásait is. Ibe

ISOA Ls

Rm

Rs

Cp

Rj Tokozás

Cj

Aktív réteg

3.56. ábra Helyettesítı áramkör, tokozás figyelembevételével

A helyettesítı áramkör alapján felírtam a bemeneti áramnak a SOA-ra jutó részét:

72

(1 + j ⋅ ω ⋅ R j ⋅ C j ) ISOA ( j ⋅ ω) (3.45) = 2 2 I be ( j ⋅ ω) 1 − ω ⋅ C p ⋅ (R m + R s ) ⋅ R j ⋅ C j − ω ⋅ Ls ⋅ C p + j ⋅ ω ⋅ (R m + R s + R j )⋅ C p + R j ⋅ C j − ω2 ⋅ Ls ⋅ C j ⋅ R j

[

]

[

]

Rs általában kis értékő és elhanyagolható hatású, Cj értéke 0.2nF, Rj értéke 0.5Ω nagyságrendbe esik, Rm körülbelül 2.5Ω [3-19]. Tehát a bemeneti áram SOA-ra jutó része, ha Rs=0 és ω·Cj·Rj<<1:

ISOA ( j ⋅ ω) =

I be ( j ⋅ ω) 1 − Ls ⋅ C p ⋅ ω + j ⋅ ω ⋅ (R m + R j ) ⋅ C p

(

2

)

(3.46)

A gyakorlati vizsgálatok során a SOA-modulátor sávszélessége független volt a különbözı rendszer és eszközparaméterektıl. A mérési eredményekbıl és a (3.46) képletbıl azt a következtetést vontam le, hogy az eszköz belsejében lejátszódó folyamatok csak a tokozatlan chip esetén befolyásolják az eszköz mőködésének sebességét. Tokozott eszköz esetén a külsı csatlakozás parazita hatásai korlátozzák a sávszélességet.

3.6. Chirp vizsgálata Vizsgálataim során a SOA-modulátorral intenzitásmodulációt valósítottam meg. A fénytávközlı rendszerekben használt modulátorok fontos paramétere lehet egyes alkalmazások szempontjából, hogy az intenzitáson kívül a fényjel mely további paramétereit és milyen mértékben változtatja az eszköz. A modulátorok intenzitásmoduláción kívül tipikusan a fényjel fázisát változtatják meg. Tehát a kimeneten megjelenı jelnek nem csak az intenzitása, hanem a fázisa is modulált. Az optikai jel pillanatnyi frekvenciájának nemkívánatos, a félvezetı eszközök áramának modulációja miatt bekövetkezı változását chirpnek nevezzük. A félvezetı lézerek esetén jól ismert jelenség, hogy a töltéshordozó-sőrőség változása megváltoztatja az üreg adottságait, az aktív réteg törésmutatójának értékét, így a létrejövı modusok frekvenciáját módosítja. A külsı modulátorról visszafelé reflektálódó jel is hasonló hatást érhet el, azaz a lézerbe visszajutó intenzitásmodulált fény módosíthatja a lézer mőködési hullámhosszát. Ez a hatás azonban jelentısen csökkenthetı optikai izolátor vagy antireflexiós technikák alkalmazásával [3-20]. SOA modulátor esetében az elıfeszítı áram fluktuációja a töltéshordozó-sőrőség (azaz a törésmutató) értékét változtatja, ami az erısítıben terjedı optikai jel sebességének változását okozza. A jelenség leírására a chirp paramétert (Linewidth Enhancement Factor, LEF, Henry faktor, α faktor) [3-26] használjuk, amely azt mutatja meg, hogy egy adott amplitúdómoduláció (AM) mekkora fázismodulációt (PM) eredményez. Az eredeti definíció szerint ez nem más, mint a törésmutató valós és képzetes részének hányadosa [3-21]. A chirp tehát az eszköz mőködésébıl adódó elkerülhetetlen jelenség, de megfelelı mőködési paraméterek esetén elınyös alkalmazási lehetıséget biztosít (például a 2.1 alfejezetben bemutatott diszperzió kompenzálás). 73

3.6.1

LEF értéke a mőködési paraméterek függvényében

A LEF értéke függ a töltéshordozó-sőrőség értékétıl, tehát függ az eszköz mőködési paramétereitıl (elıfeszítı áram, a hullámhossz, a bemeneti fényteljesítmény, stb.) [3-22]. Az optikai jel intenzitástól több leírást is találhatunk a szakirodalomban [3-24],[3-25]: LEF = 2 ⋅ Iopt ⋅

dΦ dI opt

dIopt dz

= Γ ⋅ a ⋅ (N − N 0 )

(3.47)

Ahol Iopt: optikai intenzitás, Φ: kimeneti jel fázisa, a: differenciális erısítés. Ha feltételezzük, hogy a töltéshordozó-sőrőség változása állandó a SOA egy szakaszán, akkor az adott l hosszúságú szakaszra az erısítésváltozás és a jel fázisváltozása:

∆G i = e ⋅ Γ ⋅ a ⋅ ∆N ⋅ l

2⋅π LEFunsat ⋅ ∆n ⋅ l = ⋅ Γ ⋅ a ⋅ ∆N ⋅ l λ 2 ∂n 4 ⋅ π ∂N =− ⋅ λ Γ⋅a

∆Φi = −

LEFunsat

(3.48)

Mindezek alapján telítéses esetben a tényleges LEF értéke a telítésmentes LEF (LEFunsat) segítségével az egyes szekciókra kiszámítható [3-27]: ] dG[i dB ] / dPin[ dBm dG[i dB ] _i LEFi = LEFunsat ⋅ [ dBm ] = LEFunsat ⋅ ] dPout _ i 1 + (dG[i dB ] / dPin[ dBm _i )

(3.49)

Telítetlen esetben LEF értéke GaAs és GaInAsP hagyományosan használt félvezetı anyagoknál 2 és 7 között van [3-24]. Mindez kvantumvölgyes struktúráknál 1.5 és 2 közötti értékő [3-24]. Ha a bemeneti fényteljesítmény növekszik és elér egy megfelelı szintet, akkor csökken az aktív rétegben található töltéshordozók száma, töltéshordozó kiürülés lép fel az eszközben (∆N<0), ami telítéshez vezet (dG/dPin<0). Ennek következtében a LEF, amely pozitív értékő fényforrások és telítetlen SOA esetén (LEFunsat>0), a telítési tartományban negatív lesz. [3-25]. A 3.57.ábra az optikai erısítés és a LEF értékének változását ábrázolja. Telítés hatására a LEF gyors ütemben negatív értékőre változik. A szakirodalomban [3-28] [3-29] megtalálható mérési

30

10

25

5

20

0

15

-5 3dB

10

-10

5

-15

0

-20 -10

-5

0

5

10

15

Psat

20

25

LEF (chirp paraméter)

Optikai erısítés [dB]

eredmények (3.58 ábra) igazolják a számítást.

30

Bemeneti optikai teljesítmény [dBm]

3.57. ábra Az optikai erısítés és a LEF számított értéke a fényteljesítmény függvényében

74

3.58. ábra Szakirodalomban található mérési eredmények [3-28] [3-29]

A LEF értéke függ az eszköz munkapontjától és a moduláló frekvencia értékétıl is. Amennyiben feltételezzük, hogy az eszközbe injektált áram miatti törésmutató változás lineáris, illetve tudjuk, hogy az erısítés-áram görbe meredeksége csökken a munkaponti áram függvényében, a LEF paraméter nagyobb értékő magasabb munkaponti áram esetén. A LEF értéke csökken a moduláló frekvencia függvényében. A telítés hatása is erısebben jelentkezik alacsonyabb moduláló frekvenciák esetén. [3-21] 3.6.2

Amplitúdó- és fázismoduláció

Kisjelő szinuszos moduláció esetén, állandó átlagos töltéshordozó- és fotonsőrőséget feltételezve, ideális haladó hullámú erısítıvel (a határfelületek reflexióját elhanyagoljuk) a normalizált amplitúdó és fázismoduláció értéke [3-30]: ∆G dg = ⋅ L ⋅ ∆N G dN dk PM = ∆Φ = − ⋅ L ⋅ ∆N = dN 2 ⋅ π  dn  LEF = −2 ⋅ ⋅  λ in  dN 

AM =

LEF dg ⋅ ⋅ L ⋅ ∆N 2 dN  dg     dN 

(3.50)

Ahol G: optikai erısítés, ∆G: optikai erısítés változásának amplitúdója, ∆Φ: kimeneti jel fázisának változása, L: eszköz hossza, g: erısítési tényezı, k: hullámszám, N: töltéshordozósőrőség, ∆N: töltéshordozó-sőrőség változása, n: törésmutató, λin: belépı optikai jel hullámhossza, dn/dN: törésmutató töltéshordozó-sőrőség szerinti deriváltja, amelyet állandónak feltételezünk és tipikus értéke -2.8·10-26 m3. Látható, hogy a relatív amplitúdómoduláció értéke független lesz LEF-tıl, míg a fázismoduláció arányos LEF értékével. Az fázis- és amplitudómoduláció aránya pedig LEF/2 [3-30]. Ez a szakirodalomban megtalálható leírás állandónak feltételezi a SOA hossza mentén a töltéshordozó-sőrőséget és a fotonsőrőséget. Számításaim során a már ismertetett módon az eszköz hosszát számos rövid szekcióra osztottam, amelyeken belül teljesül az állandó mőködési paraméterek feltétele. A teljes amplitúdó és fázismoduláció értékét pedig a szekciókban fellépı 75

hatások összegzésével kaptam. Ezzel a módszerrel figyelembe tudtam venni a SOA hossza mentén a LEF változását. A 3.59. ábra szemlélteti az amplitúdó és fázismoduláció változásának számított értékét a fényteljesítmény függvényében. A számítási eredmény alapján megállapítottam, hogy a SOA paramétereinek megválasztásával találhatunk olyan mőködési pontot, ahol a nemkívánatos fázismoduláció

eltőnik,

illetve

értéke

egy

elıírt

küszöb

alatt

marad.

Ekkor

az

amplitudómoduláció értéke is csökken, tehát a gyakorlatban az adott alkalmazásban elıírt szint

8

5

6

4

4

3

2

2

0

1

-2

int. modulációs mélység [%]

PM [rad]

alá kell csökkenteni a PM értékét és közel tiszta AM valósítható meg.

0 -60

-40

Psat -20

0

20

Bemeneti optikai teljesítmény [dBm]

3.59. ábra Számított fázismoduláció és intenzitásmoduláció a bemeneti optikai teljesítmény függvényében

Összefoglalás Összefoglalva a SOA-modulátor a többi külsı modulátorral összehasonlítva alacsony modulációs teljesítményt igényel, a detektált elektromos jel teljesítménye magas a SOA erısítése miatt. Gyors válaszidıvel rendelkezı eszköz, így az elektromos áramkörök limitálják a modulációs sebességet. A lineáris mőködési tartományban alacsony torzítási termékeket produkál. Ugyanakkor jelentıs zajtöbbletet ad a rendszerhez és összetett, az alkalmazástól függı, alapos körültekintést igénylı a mőködési paraméterek megválasztása. 6. Eljárást dolgoztam ki a modulátor mőködés gyakorlati paraméterekkel történı leírására („fekete doboz modell”). A modell használhatóságát mérési eredményekkel igazoltam. • A modell megmutatta, hogy az átlagos optikai erısítés és az optikai erısítés-elıfeszítı áram karakterisztika meredeksége határozza meg a modulátorként mőködı SOA optimális munkapontját, amely a lineáris tartomány középsı szakasza, mert itt alacsony a nemlinearitás és elegendıen nagy a görbe meredeksége. • Kisjelő szinuszos modulációt feltételezve felírtam a megvalósított modulációs mélység és az intenzitásmodulált optikai jel vétele után keletkezı elektromos jel kifejezését. A modulációs mélység arányos az erısítési görbe meredekségével és a modulációs teljesítménnyel, de fordítottan arányos az átlagos optikai erısítéssel. Az elektromos teljesítmény növekszik a modulációs teljesítménnyel (egyenes arányosság), az erısítési 76

görbe meredekségével, a bemeneti optikai teljesítménnyel, négyzetesen függ a SOAmodulátor és a detektor közti optikai csillapítás reciprokától. • A mérési eredmények igazolták a modell helyességét (fényteljesítmény, telítés, moduláló elektromos jel teljesítménye, munkapont) és megmutatták az eszköz mőködésének hımérsékletfüggését. 7. A modulátor mőködési mód leírására kidolgoztam egy, az eszközt szekciókra bontó, a rate egyenleteket használó modellt. • Az átlagos foton sőrőség helyfüggı. A töltéshordozó-sőrőség, a fényteljesítmény és az erısítés az erısítı hossza mentén bekövetkezı változása kiszámítható. • A modulációs sávszélesség értékét befolyásolja az eszköz hosszának, a moduláló jel és az optikai jel eltérı sebességébıl adódó illesztetlenségnek és a különbözı elektródatípusoknak a modulációra gyakorolt hatása. 8. Megvizsgáltam a SOA kimenetén megjelenı szélessávú erısített spontán emissziós hatását az elektromos tartományban és összehasonlítottam a Mach-Zehnder modulátor esetén fellépı zajkomponensekkel. Megmutattam, hogy különbözı mőködési- (pl. munkapont) és rendszer(pl. optikai összeköttetés hossza) paraméterek esetén mely zajkomponens dominál. • A jel értéke a SOA-modulátor utáni szakasz optikai csillapításának négyzetével fordítottan arányos, tehát egyenletesen csökken. Ha a csillapítás kicsi (kis távolságú összeköttetés), akkor a keveredési zajok egyike fog dominálni, amelyek értéke szintén négyzetesen csökken a csillapítás szintjével, tehát a jel-zaj viszony állandó. A csillapítás növelésével eljutunk egy olyan tartományba, ahol a csillapítás értékkel fordítottan arányos, tehát lassabban csökkenı sörétzajok egyike dominál. Innen kezdve a zaj szintje lassabban csökken, tehát a jel-zaj viszony is csökkenni fog. Végül elegendıen nagy optikai csillapítás esetén az állandó (optikai csillapítástól független) termikus zajlimit fogja meghatározni a zajszintet, a jel-zaj viszony drasztikusan lecsökken. • Hasonló módon három tartomány különíthetı el, ha a zajszinteket az eszköz elıfeszítésének függvényében vizsgáljuk. Ekkor a zajszintek optikai erısítéstıl való függése adja a három eltérı domináns zajjal rendelkezı tartományt. Az optikai erısítés viszont függ a SOA-modulátor munkapontjától, azaz az elıfeszítı áramtól. A termikus zaj független a SOA-modulátor mőködésétıl, a keveredési és sörétzajok pedig eltérı ütemben növekednek az elıfeszítı áram növelésével. Az elsı tartományban a vevı állandó termikus zaja lesz a legnagyobb. Az erısítés beindulásával, az optikai jelek növekedésével a sörétzaj meghaladja ezt a termikus zajküszöböt. Végül a harmadik tartományban a gyorsabban növekvı keveredési zajok dominálnak. 9. Megvizsgáltam az eszköz nemlineáris viselkedését. 77

• Elméleti számításokkal bemutattam a kaszkádba kapcsolt SOA modulátorok viselkedését. A hasznos modulációs csatornák mellett megjelennek a szőréssel eltávolítható sávon kívüli másodrendő termékek és a sávon belüli harmadrendő termékek is. Ezek a sávon belüli termékek azonban alacsony szintőek, mert amplitúdójuk mindhárom modulációs indexszel szorzódik. A modulációs mélység ezekben a rendszerekben általában 0.1 alatti, így a zavaró torzítási termékek szintje minimum két nagyságrenddel alacsonyabb, mint a hasznos csatornák jele. A további SOA-modulátorok kimenetén is megjelennek sávon belüli torzítási termékek, de azok nagysága egyre kisebb és kisebb, hiszen mindig újabb modulációs mélységgel szorzódnak. • A rate egyenleteken alapuló modellben nemlineáris töltéshordozó rekombinációs rátát figyelembe véve, meghatározható a harmonikusok amplitúdója, az optimális munkapont, a harmonikusok frekvenciamenete és a telítés hatása. Kis bemeneti fényteljesítmények nem befolyásolják a torzítás szintjét. Ha jelentkezik a telítési hatás, akkor nagyobb bemeneti fényteljesítmény esetén a torzítási termékek szintje alacsonyabb lesz. Telített esetben természetesen a modulációs tartalom is csökken, de a felharmonikusok szintjének csökkenése nagyobb mértékő. Az optikai és mikrohullámú jel sebességének illesztetlensége a felharmonikusok sávszélességét is csökkenti. • Kísérleti módszerekkel vizsgáltam a munkapontnak, az optikai reflexiónak és a hımérsékletnek a linearitásra gyakorolt hatását. A munkaponti áramot növelve, ahogy megindul az erısítı mőködése, növekszik az erısítés, így javul az IP3 és az SFDR értéke is. A második szakaszban az torzítási termékek értéke nem változik jelentısen, viszont a zajszint növekszik, így az SFDR is romlik. A harmadik szakaszban már nem csak a zaj, hanem a nemlinearitás szintje is nı, ekkor a SFDR romlása is gyorsul. A zaj és a nemlinearitás hatása erısebben jelentkezik erıs optikai reflexió esetén. A rendszer instabilabb nagy optikai reflexiók esetén, ekkor az elıfeszítés függvényében megfigyelhetı SFDR romlás sokkal markánsabb. Az SFDR változása két hatásra vezethetı vissza. Egyrészt az eszköz zaja jelentısen megnı az optikai reflexió hatására, másrészt a nemlineáris termékek szintje is ingadozik . • A SOA-modulátor megfelelıen használható a vizsgált SCM optikai rendszerekben, mert teljesíti az elıírt 72-83 dB×Hz2/3 [3-31] SFDR szintet. 10.

Telítéses esetben a SOA chirp paramétere negatív értéket vesz fel. A számítás

eredményét alátámasztják a szakirodalomban található mérési eredmények. A modell alapján a SOA mőködési paramétereinek megfelelı megválasztásával elérhetı, hogy a nemkívánatos fázismoduláció eltőnjön, illetve értéke egy elıírt küszöb alatt maradjon. 78

4. Optikai vétel félvezetı optikai erısítıvel Számos szerzı foglalkozott már a SOA detektálási tulajdonságával [4-1], de nem vizsgálták a jelenséget részletesen abból a szempontból, hogy meghatározzák az erısítı mőködési paraméterei hogyan hatnak az elektromos jel változására és hogyan lehet egy erısítı munkapontját optimalizálni a különbözı mőködési feladatok szemszögébıl. Van Lu’c és társai az inverziós és lézer küszöbökkel foglalkoztak [4-2] Kobayasi és Kimura a beérkezı fény miatti feszültségváltozást egy félvezetı lézer automatikus frekvenciavezérlésére használták [4-3]. Alpingék helyi hálózatban végeztek átviteli mérést 100Mbit/s sebességgel [4-4]. Koraiék az alapsávi vezérlı jelet detektálták a SOA-val SCM rendszerben [4-5][4-6]. Ellisék a vételi tulajdonságot az erısítés stabilizálására használták, szabályzó visszacsatoló kör segítségével ellensúlyozták a bejövı jel polarizációs állapotának, hullámhosszának és az erısítı hımérsékletének hatását [4-7]. Ezekben az alkalmazásokban a SOA vételi tulajdonságával szemben nem támasztottak komoly feltételeket, kis sávszélességre és alacsony vételi hatásfokra volt szükség, szemben az általam kidolgozott (2.3.-2.6. fejezet) elrendezésekkel. Az optikai vevı feladata a vett fény-jel visszaalakítása a további feldolgozásra alkalmas szintő elektromos jellé, tehát a fényenergiának elektromos energiává, a fényjelnek elektromos jellé történı alakítása. A fotodetektorok legfontosabb jellemzıi a külsı és belsı kvantumhatásfok, az érzékenység (az angolszász irodalomban: responsivity és sensitivity), az érzékenység hullámhosszfüggése, a frekvenciafüggés (tehát a sávszélesség), a zaj szintje, a linearitás mértéke, a környezeti hatásokra való érzékenység, a méret, az elıfeszítés típusa és mértéke, a megbízhatóság, az élettartam és az ár. Azt a számot, amely megmondja, hogy átlagosan 1 beesı fotonra hány töltéshordozó pár keletkezik, a fotódióda kvantumhatásfokának nevezzük [4-24]. Fénytávközlésben a külsı kvantumhatásfokot használjuk, amely a fényteljesítménybıl és a mért fotoáramból számítható. Ip

η=

nc h ⋅ c Ip = e = ⋅ E np e⋅λ E h ⋅ν

(4.1)

ahol η: külsı kvantumhatásfok, np: beesı fotonok száma, nc: a fotoáramot létrehozó töltéshordozók száma, Ip: fotoáram, e: elektron töltése, E: fényenergia, h: Plank állandó, ν: fény frekvenciája, λ: fény hullámhossza, c: fénysebesség A sensitivity azt a minimális fényteljesítményt adja, amelyet még képes detektálni a vevı. Általában úgy definiálják, hogy az a legkisebb átlagos beesı fényteljesítmény, amely 10-9-es bithibaarányt biztosít [4-13].

79

A responsivity a vevı elektromos paraméterének változása a bemeneti fényteljesítmény változásának

hatására,

azaz

a

fényteljesítmény-detektált

elektromos

áram/feszültség

karakterisztika meredeksége. A két paraméter magyar megfelelıje egyformán érzékenység. Fénytávközlı rendszerekben elsısorban a responsivity használatos, ennek megfelelıen a disszertáció további részében érzékenységen minden esetben responsivity-t értek. A gyakorlatban a kvantumhatásfok helyett általában a könnyen mérhetı érzékenységet használjuk a detektor jellemzésére, hiszen a vevıre érkezı fényteljesítmény (Popt) - fotoáram (Ip) karakterisztikájából könnyen megállapítható. Az érzékenység természetesen szoros összefüggésben van a kvantumhatásfokkal. Popt Ip  A  e ⋅ n c e ⋅ η ⋅ n p e ⋅ η ⋅ h ⋅ ν η ⋅ e η ⋅ e ⋅ λ λ[µm]  1  R= = = = = = = η⋅   Popt  W  Popt Popt Popt h ⋅ν h⋅c 1.24  V 

(4.2)

Ahol R: érzékenység, Popt: fényteljesítmény A vevı frekvenciaválaszát egy kisjelő szinuszos moduláló jellel vizsgálhatjuk, amelyet egy hálózatanalizátor állít elı és ez az eszköz méri a rendszer által detektált jelet is. A detektálás sávszélességét a töltéshordozó élettartam határozza meg és függ a spontán és stimulált rekombinációs folyamatok arányától. A detektor zaját bemeneti jel nélkül a kimenetén észlelt jellel mérjük. Azt a minimális fényteljesítmény, amely a detektorral még érzékelhetı, az egyenértékő zajteljesítménnyel (NEP:

Noise Equivalent Power) jellemzik. A SOA az erısítés során képes az erısített optikai jel információtartalmának detektálására is, többfunkciós eszközként használható, ez azt jelenti, hogy egyszerre több feladatot (erısítés, detektálás) is képes ellátni a rendszerben [4-8][4-9]. Ez a vételi tulajdonság a beérkezı jel fényteljesítménye és az erısítı anyag közti kölcsönhatásból származik. Két különbözı jelenség játszódik le az eszközben, amelyek együttes hatása a detektálási mőködés.

•

A félvezetı optikai erısítı elektromos táplálás nélkül és alacsony elıfeszítı feszültség esetén (amíg az áram, azaz a töltéshordozó-sőrőség el nem éri az átlátszósághoz szükséges értéket) egy pin fotodiódához hasonlóan mőködik. A detektálás az abszorpciós jelenségen alapszik. Az anyag elnyeli a beérkezı fotonok jelentıs részét, ennek következtében elektron-lyuk párok keletkeznek az aktív rétegben, fotoáram indul az eszközben.

•

Ha az elektromos áram nagyobb az átlátszósághoz szükséges értéknél, tehát az eszköz erısít, az eszközön áthaladó optikai jel kölcsönhatásba kerül az erısítı anyaggal, amely során stimulált folyamatok lépnek fel. Az indukált emisszió következtében új fotonok generálodnak és csökken a töltéshordozó-sőrőség az aktív rétegben, azaz az emisszió

80

töltéshordozókat távolít el a populáció inverzióból. Az indukált emisszió miatti töltéshordozó-sőrőség csökkenést ellensúlyozni kell, ezt a külsı elektromos energiaforrás végzi, amely plusz töltéshordozókat injektál az anyagba, megnı az eszköz tápárama. Tehát a töltéshordozó-sőrőség megváltozása hat a kvázi Fermi szintekre, így a dióda nyitó irányú feszültsége változik [4-2],[4-10]. Ha az eszközbe belépı optikai jel intenzitásmodulált, akkor a moduláció miatti optikai intenzitás változása az injektáló áram változását okozza, amely áram fluktuációt detektálhatjuk. A két folyamat ellentétes irányú, emiatt a detektált elektromos jel polaritása megváltozik, a teljesítménynek minimuma van az elıfeszítés függvényében. A jelenség jól látható a 4.1. ábrán, amelyet a mérések ismertetésénél bemutatott 4.10. ábrán látható mérési elrendezéssel mértem. Detektált elektromos jel [dBm]

-80 -85 -90 -95 JDS SOA Hullámhossz=1550nm

-100

Bemeneti optikai teljesítmény=40µW

-105

Modulációs mélység=20% Hımérséklet=20°C

-110

Átlátszóság

-115 -120 0 1. 2.

50

100

150

200

Elıfeszítı áram [mA]

4.1. ábra A két ellentétes irányú vételi folyamat hatása, SOA5

4.1. A mőködés leírása gyakorlatban mérhetı paraméterek segítségével, “fekete doboz” modell Gyakorlati szempontból hasznos mérhetı paraméterekkel leírni az eszköz mőködését. A detektorként mőködı SOA optimális munkapontját az optikai erısítés és az elıfeszítı áram bemeneti fényteljesítmény karakterisztika meredeksége határozza meg. Kompromisszumos megoldást kell találni a detektálás hatásfoka, a kimeneti fényteljesítmény és a zaj szempontjából. Ebben a megközelítésben figyelmen kívül hagytam a SOA belsejében lejátszódó jelenségeket. A modell alkalmas számos fontos összefüggés felderítésére, de nem nyújt információt az eszköz mőködési sebességének korlátairól. Az eszköz paraméterei: Elıfeszítı áram, IDC Fényteljesítmény az eszköz bemenetén, Pbe(IDC) Fényteljesítmény az eszköz kimenetén, Pki(IDC) Ezek alapján meghatározott jellemzı: fényerısítés G(IDC)=Pki(IDC)/Pbe(IDC), G=10·lg(Pki/Pbe) 4.2. ábra “fekete doboz” modell

81

Pki

Pbe SOA IDC

Idet

4.1.1

Egyenáramú karakterisztika

A vételi hatásfok megállapítása során elsı lépésként a tápáram változását vizsgáltam adott munkapont és hımérséklet esetén a beérkezı folytonos üzemő optikai jel függvényében. A 4.3. ábrán látható a mérési összeállítás egyszerősített blokkvázlata. A mérési elrendezés részletes ismertetése a 6.3.4. mellékletben található. Hımérséklet szabályzó

LD Feszültség forrás

SOA

A

4.3. ábra A mérési elrendezés egyszerősített blokkvázlata

A SOA áramfelvételét a töltéshordozó-sőrőség határozza meg. A töltéshordozó-sőrőség pedig az erısítéssel és a belépı optikai teljesítménnyel van összefüggésben. Belépı fényteljesítmény nélkül, egy adott munkaponti feszültségnél az erısítést a rekombinációs folyamatok arányai határozzák meg (spontán és az ASE miatti indukált folyamatok). Az erısítés csökken, ha a belépı fényteljesítmény nı, így az áramfelvétel függ a belépı fényteljesítménytıl.

4.4. ábra bemeneti fényteljesítmény és elıfeszítı áram kapcsolata, mért eredmény, SOA5

Az áramváltozás mértéke azonban számos további környezeti és mőködési paramétertıl függ. A következı ábrák a hımérséklet és a munkapont hatását mutatják. 0.36

JDS SOA Hullámhossz=1550nm Bemeneti teljesítmény=953µW

Áramváltozás [mA]

0.34 0.32 0.3 0.28 0.26 0.24 0.22 0.2 15

20

25 Hımérséklet [C]

4.5. ábra Hımérséklet hatása az áramfelvétel változására, mért eredmény, SOA5

82

30

35

Áramváltozás [mA]

6 5 4 3 JDS SOA Hımérséklet=20C Hullámhossz=1550nm Bemeneti teljesítmény=1632mW

2 1 0 0

100

200 300 Munkaponti áram [mA]

400

500

4.6. ábra munkapont megválasztásának hatása az áramfelvétel változására, mért eredmény, SOA5

Ez a karakterisztika nem áll rendelkezésre az eszközrıl, de mérhetı. Megbecsültem a várható vételi érzékenységét egy adott munkapontban és mőködési hımérsékleten a katalógusadatként adott telítetlen optikai erısítés és az átlagos bemeneti fényteljesítmény ismeretében. Telítetlen esetben az áramváltozás arányos a fényteljesítménnyel és a (G-1) értékkel. ∆I DC =

(G − 1) ⋅ Pbe ⋅ η ⋅ e

(4.3)

h ⋅ν

ahol ∆IDC: áramváltozás mértéke, G: optikai erısítés, Pbe: bementi optikai teljesítmény, η: az egyenáramú táplálás hatásfoka, e: elektron töltése, h: Plank állandó, ν: optikai frekvencia A következı ábrából látszik, hogy az áramváltozás görbéje követi az optikai erısítés változásának jellegét az elıfeszítés függvényében.

SOA5 λ=1550nm T=20ºC Izolátorok Pbe=3.5µW G=0.5…6 (IDC függvényében)

4.7. ábra Mért és optikai erısítésbıl számított áramváltozás, SOA5

4.1.2

Kisjelő mőködés elméleti leírása

A munka során a következı ábrán látható összeköttetés tulajdonságait vizsgáltam. A Mach-

Zehnder modulátor bemeneti jelét egy hangolható lézerforrás biztosítja. A modulátor kimenetén megjelenı intenzitásmodulált optikai jelet a fényvezetı szál csillapítja, a SOA-detektor veszi. LD

Pbe

modulátor

Pbe⋅amod⋅(1+m⋅cos(ω⋅t))

CW

a⋅Pbe⋅ amod⋅ (1+m⋅cos(ω⋅t)) a

Imod0+∆Imod⋅cos(ω⋅t) DC

SOA detektor

Idet0+∆Idet⋅cos(ω⋅t)

Információ

4.8. ábra A vizsgált optikai összeköttetés egyszerősített blokkvázlata

83

A vizsgálatok során kisjelő szinuszos modulációt feltételeztem. I mod (t ) = I mod 0 + ∆I mod ⋅ cos(ωt )

opt Pmod ki (t ) = a mod ⋅ Pbe ⋅ (1 + m ⋅ cos ωt )

opt opt Pdet be (t ) = a ⋅ a mod ⋅ Pbe ⋅ (1 + m ⋅ cos ωt ) = a ⋅ a mod ⋅ Pbe + a ⋅ a mod ⋅ Pbe ⋅ m ⋅ cos ωt = PDC + ∆PSOA _ be

(4.4)

Pbe: a modulátor bemenetére jutó folytonos optikai jel teljesítménye, amod: a modulátor beiktatási csillapítása, m: modulációs mélység, a: optikai veszteség a modulátor és a SOA-detektor között. Tehát a detektor kimenetén megjelenı elektromos jelnek is van szinuszos komponense: I det SOA = I DC + ∆I det SOA ⋅ cos(ωt )

(4.5)

Meghatároztam az érzékenységet a vett elektromos jel szintjébıl (PdetSOA) a modulációs mélység opt és az átlagos bemeneti fényteljesítmény ( Pdet be ) ismeretében, illesztett terhelés esetén. 2

Pdet SOA

⇒

 ∆I  =  det SOA  ⋅ Z , 2  

Pdet SOA

∆I det SOA = R ⋅ m ⋅

P   R ⋅ m ⋅ DC ain =  2  

PDC ain

2

   ⋅Z   

2 ⋅ ain2 ⋅ Pdet SOA 2 m 2 ⋅ PDC ⋅Z

R=

⇒

(4.6)

PDC az állandó fényteljesítmény, ain a SOA-detektor elıtt fellépı optikai veszteség, IDC az áram állandó része, ∆IdetSOA a detektált modulációs tartalom, Z a SOA mikrohullámú impedanciája. Az általam felírt összefüggésbıl látszik, hogy a detektált elektromos jel teljesítménye lineárisan függ a SOA mikrohullámú impedanciájától, négyzetesen arányos a modulációs mélységgel és a SOA-ba belépı optikai teljesítménnyel, illetve az eszköz átalakítási hatásfokával. Az érzékenység ugyanakkor függ a SOA hımérsékletétıl, a munkaponti áramtól, az optikai erısítés

0.05

-80

0.04

-90

0.03

-100

0.02 Átlátszóság

0.01

Hullámhossz=1550nm Bemeneti optikai teljesítmény=40µW Modulációs mélység=20% Hımérséklet=20°C

0 0

50

100

150

-110 -120

Detektált teljesítmény [dBm]

Responsivity [A/W]

nagyságától, a bemeneti fényteljesítménytıl, a rendszer maradék reflexióinak mértékétıl, stb.

-130 200

Munkaponti áram [mA]

4.9. ábra Mért detektált elektromos jel és érzékenység az eszköz munkapontjának függvényében, SOA5

4.1.3

Intenzitásmodulált jel vételének mérése

A gyakorlati munka során a hıfokstabilizált SOA-detektor mőködésének tesztelésére egy bias

tee segítségével választottam szét az elıfeszítı (DC) és a szinuszos modulációs elektromos jelet. 84

A 4.10. ábrán látható a mérési összeállítás egyszerősített blokkvázlata. A mérési elrendezés részletes ismertetése a 6.3.5. mellékletben található. Hımérséklet szabályzó

LD

MZ

Pol. kontr.

SOA Ibias

Mikrohullámú jelgenerátor

RF

Áram forrás Számítógép

Spektrum analizátor

4.10. ábra A mérési elrendezés blokkvázlata

A SOA detektor kimenetén megjelenı detektált elektromos jelet vizsgáltam különbözı mőködési paraméterek (modulációs frekvencia, munkapont, hımérséklet, bemeneti fényteljesítmény) esetén. A mért eredményekbıl a vétel hatásfoka számítható és a munkapont optimalizálása is elvégezhetı. A következı alfejezetek a mérési eredményeim értékelését tartalmazzák. 4.1.3.1 Bemeneti fényteljesítménytıl való függés Telítetlen esetben a detektált elektromos jel szintje monoton nı az átlagos bemeneti fényteljesítmény függvényében, ahogy az a 4.11. ábrán is jól látszik. A jelenség oka, hogy ha kisebb a beérkezı jel szintje, akkor azonos optikai erısítés esetén kisebb lesz az indukált emisszió miatt rekombinálódó töltéshordozók száma, tehát kisebb lesz az áram ingadozása, következésképpen kisebb szintő lesz a detektált jel teljesítménye is.

4.11. ábra Bemeneti fényteljesítménytıl való függés, SOA3

A pontos összefüggést nem könnyő felírni. Állandó érzékenység esetén a detektált jel szintje négyzetes kapcsolatban van a bemeneti optikai jelszinttel. A valóságban az érzékenység maga is függ a bemeneti teljesítménytıl. Ennek következtében a detektált teljesítmény-bemeneti fényteljesítmény görbe két szakaszra osztható. Az elsı szakaszban teljesül az állandó érzékenység feltétele (telítetlen szakasz), tehát négyzetes az összefüggés. A fényteljesítményt növelve a SOA telítıdni kezd, ekkor az érzékenység csökken, ebben a második szakaszban az elektromos teljesítmény változása lineáris görbével írható le. 85

4.1.3.2 Modulációs mélység hatása A mérések során két eltérı modulációs mélységő jel (m=23% és m=7%) detektálását végeztem el. A detektált elektromos jelteljesítmény négyzetesen arányos a modulációs mélységgel, tehát az elméleti különbség a két esetben detektált jel között 10.33dB.

4.12. ábra Modulációs mélység hatása a frekvenciaválaszra, SOA3

4.1.3.3 Hımérsékletfüggés Mint minden félvezetı eszköz, a SOA mőködése is hımérsékletfüggı. A detektálást meghatározó mőködési paraméterek is erısen hıfokfüggıek, így a detektált elektromos teljesítmény függ a detektáló eszköz hımérsékletétıl.

4.13. ábra Hımérséklettıl való függés, SOA3

Az ábráról leolvasható a detektált jel teljesítménye különbözı mőködési hımérsékletek esetén. A bemutatott mérési eredménybıl látható, hogy hımérséklet növelésével csökken a detektálás hatásfoka, ez a hıfokfüggés igen jelentıs (ha a hımérsékletet 15°C-ról 30°C-ra növeljük a detektált jel szintje kb. 7.5 dB-lel csökken), tehát hıfok-stabilizálásra van szükség. 4.1.3.4 Az eszköz munkapontjától való függés Átlátszóság felett az elıfeszítı áram növelésével növeljük a populáció inverzió szintjét (a magasabb energiaszint betöltöttségét), ekkor növekszik az optikai erısítés és ennek következtében a detektált jel szintje is. A 4.16. ábra a mért detektált elektromos 86

teljesítményszinteket mutatja a munkaponti áram függvényében. A mérés során változtattam a SOA detektor hımérsékletét (15, 20 és 25°C), illetve az eszköz bemenetére érkezı optikai jel modulációs mélységét (MAX=23%, MIN=7%).

4.14. ábra Az eszköz munkapontjától való függés, SOA3

Az elıfeszítés függvényében a detektált elektromos jel monoton növekedését várjuk, amit a 4.16.ábra mérési eredménye is igazol. Azonban magasabb elıfeszítı áram esetén csökkenni kezd az érzékenység, elsısorban a szivárgási hatások miatt. Nagy elıfeszítı áram esetén csökken a szivárgási jelenséget leíró párhuzamos dióda differenciális impedanciája. Ennek következtében csökken az aktív terület és a kimeneti elektróda közti átviteli függvény értéke. [4-11]. A jelenséget már a DC karakterisztika mérése során megfigyelhettük (4.1.1. fejezet, 4.6.ábra). Detektált teljesítmény [dBm]

-85 -90 -95 Optikai hullámhossz=1550nm Bemeneti optikai teljesítmény=4uW Modulációs mélység=20% Hımérséklet=20C

-100 -105 -110 0

50

100

150

200

250

Munkaponti áram [mA]

4.15. ábra Nagy elıfeszítı áram hatása az érzékenységre, mért eredmény, SOA5

4.2. Rate egyenleteken alapuló modell Az elızı alfejezetben ismertetett „fekete doboz” modell nem ad információt az eszköz belsejében lejátszódó folyamatokról. Az eszköz mőködési sebességének vagy az eszközhossz hatásának megállapításához a SOA-modulátorhoz hasonlóan rate egyenleteken alapuló modellre van szükség. Ebben az alfejezetben az Adams [4-12] által bevezetett, Gillnerék által továbbfejlesztett egyensúlyi állapot vizsgálatán alapuló modellbıl indultam ki. Az alkalmazott összefüggéseket úgy módosítottam, hogy a SOA-modulátornál már ismertetett képletekhez 87

illeszkedjenek. Kisjelő megközelítést használtam, egy elektromos ekvivalens áramkör alkalmazásával, ahogy Harderék [4-13] javasolták. Ez a megközelítés lehetıvé teszi a különbözı mőködési paraméterek hatásának vizsgálatát, megmutatja a SOA-detektor várt kisjelő viselkedését egy áramköri elrendezésben és a zajtulajdonságok vizsgálatára is alkalmas. A modellt továbbfejlesztettem úgy, hogy a paraméterek helyfüggését is figyelembe tudjam venni. 4.2.1

Modell ismertetése

A SOA mőködését leíró a fotonsőrőségre (S(z,t)) és a töltéshordozó-sőrőségre (N(z,t)) vonatkozó helyfüggı, egymódusú rate egyenleteket már ismertettem a 3.2. fejezetben. ∂S ( z , t ) = Γ ⋅ a ⋅ ( N − N 0 ) ⋅ S ( z, t ) − α ⋅ S ( z , t ) ∂z ∂N ( z, t ) I ( z, t ) N = − − v g ⋅ a ⋅ ( N − N 0 ) ⋅ S ( z, t ) dt e ⋅V τ S

(4.7)

Kisjelő szinuszos modulációt feltételezve a töltéshordozó-sőrőség és az áram változása követi a fotonsőrőség változását, tehát egy idıtıl független és egy idıtıl függı tagot tartalmaznak. S (t , z ) = S dc ( z ) + ∆S ( z ) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) N (t , z ) = N dc + ∆N ( z ) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t )

(4.8)

I = I dc + ∆I ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) Elsı lépésként a SOA-modulátornál ismertetett módon helyfüggetlen erısítést és az erısítıben átlagos fotonsőrőséget feltételezve kiszámítottam a munkapontot az egyensúlyi állapotban. A dióda feszültségváltozásának és a töltéshordozó-sőrőség változásának kapcsolatára a szakirodalomban található modell [4-15] eredményeit alkalmaztam. A modell az eszközbe belépı optikai jel következtében létrejövı áram értékére a következı képletet adja [4-15]: i sig = Γ ⋅ g m 0 ⋅ e ⋅ V ⋅ Ssig =

Γ ⋅ g m0 e⋅λ ⋅ ⋅ (G − 1) ⋅ Pin Γ ⋅ g m0 − α h ⋅ c

(4.9)

ahol Γ: fénykoncentrációs tényezı, gm0: erısítési együttható, e: az elektron töltése, V: aktív térfogat, Ssig: fotonsőrőség, α: abszorpciós együttható, λ: optikai hullámhossz, h: Planck állandó,

c: fénysebesség vákuumban, G: optikai erısítés, Pin : bemeneti fényteljesítmény. A paraméterek hossz menti változását úgy vettem figyelembe, hogy az eszköz aktív rétegét számos rövid szakaszra osztottam. Az egyes szekciókra a töltéshordozó-sőrőséget állandónak tekintettem és a mőködést az eddig leírt helyfüggetlen paraméterekkel számítottam. Végül az egyes szekciók hatását összegeztem. A vizsgálatok során a SOA-modulátoros modellhez (3.2 fejezet) hasonlóan a szakaszok számát úgy választottam meg, hogy az eredmény ne változzon jelentısen a szekciók számának növelésével (kisebb, mint 1% eltérés).

88

A SOA-detektor vételi hatásfoka függ az optikai jel hullámhosszától, a detektor hosszától, a SOA erısítésétıl, a polarizációs állapottól, stb. Különleges eset, amikor az optikai erısítı telítéses üzemmódban mőködik. A nagy belépı optikai jel telítésbe viszi az eszközt és az indukált rekombináció miatt csökken a töltéshordozó élettartam. Ekkor a töltéshordozó-sőrőség arányos a belépı optikai teljesítménnyel és a p-n átmeneten esı feszültség is ennek megfelelıen fog változni [4-19]. Ebben az esetben nagyobb a vételi hatásfok, de lassabb az eszköz és a nemlinearitásból adódó torzítások is jelentısebbek. A gyakorlati alkalmazásokban (2.fejezet) általában a SOA-detektor bemenetére legyengült optikai jel jut, tehát a telítést csak speciális vizsgálatoknál kell figyelembe venni. A következı alfejezetek a bemutatott modellen alapuló számításaim eredményeit mutatják be. 4.2.1.1 Eszközhossz hatásának vizsgálata Telítetlen esetben az erısítı teljes hosszában azonos az erısítési együttható mértéke, azaz az erısítés szintje. Ekkor az erısítıben haladó optikai jel szintje lineárisan növekszik (4.16. ábra), a detektált elektromos jel egyre fokozódó tempóban nı az eszköz hossza mentén. Telített esetben az eszköz hossza mentén csökken az erısítési együttható, tehát az fényteljesítmény növekedésének üteme is csökken. Ennek következtében csökken a detektált elektromos jel

0.005

5000

-81

0.0045

4500

4000

-82

0.004

4000

3500

-83

3000

-84

2500

-85

2000

-86

1500

-87

500 0 0

200

400 600 L [mikrométer]

800

3500 Bemeneti optikai teljesítmény=1nW Telítési teljesítmény=28mW Telítésmentes mőködés

0.003 0.0025

3000 2500

0.002

2000

0.0015

1500

0.001

1000

-89

0.0005

500

-90 1000

0

Bemeneti optikai teljesítmény=1nW Telítési teljesítmény=28mW Telítésmentes mőködés

1000

0.0035

-88

0

200

400 600 L [mikrométer]

800

Erısítési együttható [1/m]

-80

4500

Detektált áram [mikroA]

5000

Optikai teljesítmény [dBm]

Erısítési együttható [1/m]

növekedésének üteme is (4.17.ábra).

0 1000

14000

3500

3000

-17.5

12000

3000

10000

2500

8000

2000

6000

1500

2500

-18

2000 -18.5 1500 -19

1000 Bemeneti optikai teljesítmény=10mW Telítési teljesítmény=28mW Telítéses mőködés

500

-19.5

0

-20 0

0.2

0.4

0.6 L [mm]

0.8

1

4000

1000 Bemeneti optikai teljesítmény=10mW Telítési teljesítmény=28mW Telítéses mőködés

2000

Erısítési együttható [1/m]

-17

Detektált áram [mikroA]

3500

Optikai teljesítmény [dBm]

Erısítési együttható [1/m]

4.16. ábra Telítésmentes esetben az eszközhossz mentén az erısítési együtthatónak, a fényteljesítmény változásának és a detektált áram szintjének számított értéke

500

0

0 0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

L [mm]

4.17. ábra Telített esetben az eszközhossz mentén az erısítési együtthatónak, a fényteljesítmény változásának és a detektált áram szintjének számított szintje

89

4.2.1.2 Optikai teljesítmény hatásának vizsgálata A telítés hatása jól látható a detektált áram - bemeneti fényteljesítmény karakterisztikán (4.18.ábra) is. Telítetlen esetben az optikai erısítés szintje független a bemeneti átlagos fényteljesítmény értékétıl, a detektált áram értéke pedig lineárisan növekszik a bemeneti teljesítmény függvényében. Ezzel szemben telített esetben az optikai erısítés szintje csökken és a detektált áram értéke is telítıdni kezd. A munkapont függvényében a detektált jelszint közelítıleg az fényteljesítmény görbe jellegét követi telítetlen és telítéses esetben is. A számítási eredmények visszaadták az elızetes mérések (4.1.3.1. fejezet) alapján várt összefüggéseket. 0.005

10

25

10

8

0.003

6

0.002

4

0.001

8

15

6

10

4

2

5

2

0 0.001

0

Detektált áram [mA]

20

Optikai erısítés [dB]

0.004

Optikai erısítés [dB]

Detektált áram [mA]

Telítéses mőködés

Telítettlen mőködés 0 0

0.0002 0.0004 0.0006 0.0008 Bemeneti átlagos optikai teljesítmény [mW]

0 0

5 10 15 20 25 Bemeneti átlagos optikai teljesítmény [mW]

30

4.18. ábra Telítésmentes és telített mőködési mód esetén a bementi fényteljesítmény hatása az optikai erısítés és a detektált jel szintjének számított értékére

1.2

1000000

Detektált áram [mA]

1

500000

0.8

0

0.6

-500000

0.4

-1000000

0.2

-1500000

0 700

750

800 850 900 Munkaponti áram [mA]

950

-2000000 1000

.

1500000

200

20 Telítéses mőködés Bemeneti átlag optikai teljesítmény=10mW

15 10 5

150 Detektált áram [mA]

1.4

250

Optikai erısítés

2000000 Telítettlen mőködés Bemeneti átlag optikai teljesítmény=1nW

Optikai erısítés

.

1.6

0 100

-5 -10

50

-15 0 400

500

600 700 800 Munkaponti áram [mA]

900

-20 1000

4.19. ábra Telítésmentes és telített mőködési mód esetén a munkapont megválasztásának hatása az optikai erısítés és a detektált jel szintjének számított értékére

4.2.1.3 Frekvenciafüggés vizsgálata A modellel meghatározható az eszköz mőködésének frekvenciafüggése, illetve a sávszélessége. A vizsgálatok során a következı, egyes esetekben a szakirodalomban is megtalálható eredményekre jutottam: •

A vételi sávszélesség és érzékenység eltérı módon függ a munkaponti áramtól. A sávszélességet a differenciális töltéshordozó élettartam (azaz a spontán és stimulált rekombinációs ráta) határozza meg, tehát nı a munkaponti áram függvényében. Nagy

90

áramok esetén a növekedés mértéke változik a megnövekedett spontán fotonsőrőség hatására. Az érzékenység ugyanakkor kis áramoknál növekszik, elér egy maximális értéket, majd magasabb áramértékeknék csökken (lásd: 4.1.3.4 fejezet). Ennek következtében a rendszer sávszélesség igénye megszabja az optimális munkapont megválasztásának módját. • Kis sávszélesség igény esetén a maximális érzékenységet adó munkapont az optimális. • Nagy sávszélesség igény esetén (ha a maximális érzékenységhez tartozó munkapontban nem elegendıen nagy a sávszélesség) kompromisszumos megoldást igényel a sávszélesség és az érzékenység szempontjából a munkapont megválasztása. Ekkor az optimális munkapont nagyobb elıfeszítı áramot jelent, mint kis sávszélességő alkalmazásoknál [4-11]. •

Az elérhetı sávszélesség függ az alkalmazott eszköz hosszától. Rövidebb eszközhossz esetén nagyobb lesz a töltéshordozó-sőrőség (kisebb a töltéshordozó élettartam). Ennek megfelelıen a rövid SOA-val nagyobb sávszélességet lehet elérni. Az érzékenység azonban növekszik hosszabb eszköz használata esetén. Tehát a sávszélesség és az érzékenység között kompromisszumos megoldást kell találni. 1.75

Detektált áram [uA]

500 400

1.5

300 Bemeneti optikai teljesítmény=1mW Telítési teljesítmény=25mW Modulációs mélység=10% Optikai erısítés=16dB Hullámhossz=1550nm

200 100 0 0

100

200

300

400

500

600

700

1.25

Detekciós sávszélesség [GHz]

600

1 800

SOA hossz [um]

4.20. ábra A detektált áramnak és a vétel sávszélességének számított értéke az eszközhossz függvényében

A SOA aktív rétegét a SOA-modulátor modellezése során ismertetett párhuzamos kapacitás és ellenállás írja le (3.5 fejezet). A 4.21. ábra mutatja az elektromos ekvivalens áramkört, abban az esetben, ha elhanyagoljuk a spontán emisszió hatását. A külsı elektromos áramköröket egy terhelı ellenállás (RL=50Ohm) reprezentálja. Amennyiben a spontán emisszió hatását is figyelembe vesszük, akkor további párhuzamos ágakat kell adni az áramkör aktív rétegét jelképezı részéhez. Azonban a szakirodalomban található ilyen modellek [4-16] [4-17] alapján azt a következtetést vontam le, hogy a spontán emissziós ágakban szereplı párhuzamos ellenállás értéke tipikusan két nagyságrenddel nagyobb Rj-nél, tehát elhanyagolásuk indokolt. RS RL

Cj

Rj

ISIG

4.21. ábra SOA-detektor elektromos helyettesítı áramköre

91

Tipikus eszközparaméterek esetén (Cj=0.2nF, Rs=0, RL=50Ohm, Rj=0.5Ohm) a detektálás sávszélessége GHz nagyságrendbe esik. τ=

R j ⋅ (R s + R L ) Rs + RL + R j

⋅ C j => f 3dB =

Rs + RL + R j R j ⋅ (R s + R L ) ⋅ C j ⋅ 2 ⋅ π

= 1.6GHz

(4.10)

Ez a sávszélesség a PIN diódás vevıhöz hasonlóan növelhetı kisimpedanciás vagy transzimpedanciás vevıstruktúra alkalmazásával. A SOA-modulátorhoz hasonlóan a tokozás parazita hatásai párhuzamos kapacitással, soros induktivitással és soros ellenállással modellezhetık, amelyek csökkentik az eszköz sávszélességét. A következı ábra a chip és a tokozás parazita hatásait is figyelembe vevı ekvivalens áramköri modellt mutatja. Ls RL

CP

Aktív réteg

Rs+Rm Rj

ISIG

Cj

Tokozás

4.22. ábra Helyettesítı áramkör a tokozás figyelembevételével

A mérések során a 4.10. ábrán látható mérési elrendezéssel az eszköz sávszélességét is vizsgáltam. A következı ábra a vétel frekvenciamenetét mutatja (30kHz-1GHz). Az eszköz 3dBes sávszélessége kb. 500MHz, amelyet az elıfeszítı kör elektromos tulajdonságai szabnak meg. A sávszélesség független volt az eszköz és a rendszer mőködési paramétereitıl. Mérési eredményeimbıl és a helyettesítı áramkörbıl azt a következtetést vontam le, hogy az eszköz belsejében lejátszódó folyamatok csak tokozatlan chip esetén határozzák meg a mőködési sebességet. Tokozott eszköznél a külsı csatlakozás parazita hatásai korlátozzák a sávszélességet. -70 Elektromos detektált teljesítmény[dBm]

Bemeneti optikai teljesítmény=9.6µW Munkaponti áram=200mA Modulációs mélység=25% Hullámhossz=1550nm Hımérséklet=25°C Izolátorok

-75

-80

-85

-90

-95 0

200

400 600 Modulációs frekvencia [MHz]

800

1000

4.23. ábra Vételi sávszélesség, parazita hatások, SOA3

4.3. Zajvizsgálat Az eddigiek során csak a továbbítandó jel nagyságával foglalkoztam. Ugyanakkor optikai átviteli rendszerekben a vevı érzékenységét az optikai-elektromos átalakítás után a detektor kimenetén 92

megjelenı elektromos jel-zaj viszony határozza meg. Az optikai erısítık nem zajmentesek, a zajforrás a spontán emisszió (3.3 fejezet). A SOA elektromos kimenetén megjelenı teljes zaj teljesítménynek számos összetevıje van. A sörétzaj és az elektronikus áramkörök termikus zaja jól ismert zajkomponens a hagyományosan használt pin diódás vevık zajvizsgálataiból [4-20].

 1 F − 1 i 2therm =  +  ⋅ 4 ⋅ k ⋅ T ⋅ B0 RL R N 

2 i shot = 2 ⋅ e ⋅ I ⋅ B0

(4.11)

e: elektron töltése, RL: terhelı ellenállás, RN: 50ohm-os ellenállás, F: az elektromos erısítı zajtényezıje, k: Boltzmann állandó, T: hımérséklet, B0: a detektálás sávszélessége. Számos zajfolyamat származik az optikai erısítésbıl, melyek hasonlóak az 3.3 fejezetben ismertetett zajkomponensekhez (erısített jel sörétzaja, spontán emittált jel sörétzaja, keverési zaj a spontán emittált komponensek között, keverési zaj a jel és az erısített spontán emisszió között). Azonban a detektorként mőködı SOA kimenetén megjelenı zajok alapvetıen különböznek az erısítıként vagy modulátorként mőködı eszköz által generált zajoktól. Az ASE komponensek és a jelsugár közti interferencia ugyanis az eszközön belül jön létre. Az erısítési folyamat miatti zajkomponensek más módon függnek a mőködési paraméterektıl (hullámhossz, bementi fényteljesítmény, elıfeszítı áram, stb.), mint erısítı vagy modulátor esetén. A másodpercenkénti fotonszám átlagos száma és varianciája számítható. A detektált áram fotonzaj miatti varianciája kiszámítható a fotonszám varianciájából, mert a detektált áram arányos az üregben lévı fotonsőrőséggel [4-21]. σe = e 2 ⋅ (Γ ⋅ g m ⋅ L ) ⋅ σ ⋅ B0 2

2

2

(4.12) 2

Γ: fénykoncentrációs tényezı, gm: anyag erısítési együttható, L: eszközhossz, σ foton variancia átlagolva az erısítı hosszában. Ha a határfelületek reflexiója nulla, azaz ideális haladóhullámú erısítıvel számolunk, akkor az ekvivalens zaj sávszélességek (spontán emisszió sörétzajának és a spontán komponensek közötti keverési zajnak) azonosak. A detektált áram varianciája [4-21]:

i 2ph

 λ 2 λ ⋅ Pin + ⋅ ⋅ Pin 2 ⋅ n sp ⋅ h ⋅c G −1 h ⋅ c  2   G − ln G − 1  2 (G − 1) + = e 2 ⋅ (Γ ⋅ g m ⋅ L ) ⋅ ⋅ B0 ⋅ + n sp2 ⋅ ∆f ⋅ 1 − 2 ⋅ ln G (G − 1)2     G − ln G − 1 + 2 ⋅ n sp ⋅ ∆f ⋅ (G − 1)2 

 +       

(4.13)

G: optikai erısítés, nsp: populáció inverziós paraméter, λ: hullámhossz, h: Plank állandó, c: fénysebesség, Pin: bemeneti fényteljesítmény, nin : a másodpercenkénti bemeneti fotonszám átlagos értéke. Az elsı tag írja le a jel-spontán komponensek közti keveredési zajt, a második tag

93

a jel sörétzajt, a harmadik tag a spontán komponensek közti keveredési zajt, az utolsó tag pedig a spontán sörétzajt. A jel-zaj viszony számítható:

SNR =

2 isig

(4.14)

2 2 2 i ph + ishot + itherm

A számítás eredménye lehetıvé tette, hogy megvizsgáljam azt, hogy az egyes összetevık mekkora mértékben befolyásolják a teljes zaj szintjét. Ebbıl meg tudtam állapítani, hogy különbözı rendszer és eszközparaméterek esetén mely zajkomponens dominál. A (4.13) képletbıl látható, hogy a különbözı zajkomponensek eltérı módon függnek az eszközbe belépı optikai jel teljesítményétıl. A termikus zaj, a spontán sörét zaj és a spontán komponensek közti keveredési zaj telítésmentes esetben független az optikai jel szintjétıl. A jel sörét zaj és a jelspontán keveredési zaj lineárisan függ a fényteljesítménytıl. Mindebbıl azt a következtetést vontam le, hogy kis bemeneti fényteljesítmény esetén a konstansnak tekinthetı zajok egyike dominál. Az optikai jel szintjének növekedésével a lineárisan növekvı zajok egyike átlépi ezt a küszöböt. A folyamat jól követhetı a 4.24.ábrán, ahol a különbözı zaj komponensek és a teljes zaj általam számított értékét ábrázoltam a SOA bemeneti fényteljesítményének függvényében. A számítások során egy eszköz (SOA1) mért paramétereit használtam és figyelembe vettem a telítés hatását is (erısítéscsökkenés). A telítés hatására a spontán sörétzaj és a spontán komponensek közti keveredési zaj nem marad állandó, a telítési bemeneti fényteljesítményt elérve csökkenni kezd; a jel sörét zajszint és a jel-spontán keveredési zajszint növekedésének üteme pedig csökken a telítési bemeneti fényteljesítményt elérve. SOA1 λ=1550nm nsp=1.5 ∆λ=40nm T=300K B=1Hz Z=50Ω m=0.1 Γ=0.1 g=120001/m L=1.5 mm α=30001/m RL=1Ω I=200mA 4.24. ábra Zajkomponensek számított értéke a bemeneti fényteljesítmény függvényében

Hasonló eredményeket értem el állandó bemeneti fényteljesítmény esetén a SOA erısítésének függvényében (4.25.ábra). Kis erısítés esetén a termikus zaj vagy a sörétzaj dominál a rendszerben, nagy erısítés esetén a keveredési zajok adják a domináns összetevıt. Ennek következtében a jel/zaj viszony egy bizonyos erısítési értékig növekszik, de csökken a növekedés mértéke, majd eléri a maximumát. 94

SOA1 λ=1550nm nsp=1.5 ∆λ=40nm T=300K B=1Hz Z=50Ω m=0.1 Γ=0.1 g=12000 1/m L=1.5 mm α=3000 1/m Pbe=1µW RL=1Ω 4.25. ábra Számított zajkomponensek az optikai erısítés függvényében

4.4. Linearitási vizsgálatok SCM hálózatokban több elektromos segédvivı található az optikai vivın, ilyen esetekben a segédvivık közti áthallás (nemlinearitás) és a zajnövekedés (ASE) határozza meg az átviteli rendszer romlását. Az SOA, mint minden eszköz nem viselkedik tökéletesen lineáris elemként. A vizsgálatok során a másod és harmadrendő intermodulációs termékekkel foglalkoztam. Ismert, hogy a hagyományosan használt elektro-optikai modulátornak koszinuszos az átviteli karakterisztikája, tehát erısen nemlineáris eszköz. A hagyományosan használt fotódióda ehhez képest lineáris eszköznek tekinthetı. A SOA-detektor akkor használható hatékonyan, ha nem mutat jelentısen magasabb nemlinearitást, mint a PIN dióda. Az optikai jel SOA-val való detektálása alapvetıen nemlineáris folyamat az eszköz nemlineáris erısítése miatt. A detektált elektromos jel a belépı átlagos fényteljesítmény függvényében a telítési tartományban már nem nı lineárisan [4-22]. A gyakorlati munka során az intermodulációs termékek szintje mérhetetlenül kis mértékben változott a SOA-detektor paramétereinek függvényében. A vizsgálatokból azt a következtetést vontam le, hogy az általam vizsgált SOA-detektor sokkal lineárisabb, mint a mérési összeállításban alkalmazott, már említett Mach-Zehnder modulátor. Ennek következtében a rendszerben a modulátor nemlinearitásának hatása dominált, a SOA-detektort lineáris eszköznek tekintettem. Ennek a következtetésnek az ellenırzése céljából a VPItransmissionMakerTM v7.1 optikai szimulációs környezetében szimulációt építettem fel, amelyben azonos optikai jelet detektáltam hagyományos PIN diódával és SOA-detektorral. A szimulációban a SOA és PIN eszközök kivételével a többi elemet ideálisnak, tökéletesen lineárisnak feltételeztem. A szimulációs vizsgálatok azt mutatták, hogy a SOA torzítása jelentısége növekszik nagyobb bemeneti 95

fényteljesítmény estén, tehát telítéses üzemmódban. Ugyanakkor telítetlen tartományban nem befolyásolja a nemlineáris torzítás relatív szintjét jelentısen a belépı fényteljesítmény. Figyelembe véve, hogy a SOA-detektor az alkalmazások (2. fejezet) túlnyomó részében a bemenetére jutó legyengült optikai jelet erısíti, illetve ebbıl detektálja az információt, azzal a feltételezéssel éltem, hogy az eszköz nem kerül erısen telített állapotba. A szimuláció során a detektált jel alapharmonikusának és harmadrendő intermodulációs termékének szintjét vizsgáltam PIN dióda és telítetlen SOA-detektor esetén különbözı rendszerés eszközparaméterek esetén. Az eredmények alapján megállapítottam, hogy az intermodulációs terméknek az alapharmonikushoz viszonyított szintje a két detektor esetén azonos nagyságrendbe esik. Ugyanakkor a plusz zajkomponensek miatt a SOA detektor kimenetén megjelenı zaj szintje magasabb, mint a PIN detektor kimenetén megjelenı zaj. Ennek következtében a SOA-detektor a linearitás és a zaj együttes hatását leíró SFDR (definíció: 3.4.2 fejezet) szempontjából kedvezıtlenebb. A SOA-detektor a kisebb (nagyságrendileg 80dB×Hz2/3) SFDR ellenére megfelelıen használható a vizsgált SCM optikai rendszerekben, mert teljesíti az elıírt 72-83 dB×Hz2/3 [4-23] szintet. Tehát a szimuláció is alátámasztotta a mérések alapján tett következtetésemet, hogy a SOAdetektor a PIN diódához hasonló szintő harmonikusokat generál. Ennek következtében a tényleges alkalmazás szempontjából nem mutatkozik lényeges különbség a két eszköz között. A szimuláció során a rendszerben a SOA kivételével ideális eszközöket feltételezve tudtam vizsgálni a SOA-detektor hatását, de a mérésben használt valódi eszközöknél ez a vizsgálat lehetetlennek bizonyult.

4.26. ábra VPItransmissionMakerTM v7.1 optikai szimulációs környezetben felépített szimuláció

96

A szimuláció során figyelembe vett fontosabb eszközparaméterek: PIN: R=1 Termikus zaj=0 sötétáram=0 sörétzaj

SOA: tömb L=350µm, Γ=0.3 Aktív réteg vastagság=2.5 µm, magasság=200 nm áram injektálás hatásfoka=1 hullámhossz=1550nm belsı veszteség=3000 1/m Határfelületek reflexiója=0.0001 A=0 1/s, B=10-16 m3/s, C=1.3·10-41 m6/s, N0=1·1024 LEF=3 BW=10 THz

Összefoglalás 1. Eljárást dolgoztam ki a detektor mőködési mód gyakorlati paraméterekkel történı leírására („fekete doboz modell”). A modell használhatóságát mérési eredményekkel igazoltam. •

Az eszköz egyenáramú karakterisztikáját és a várható vételi érzékenységet becsülni lehet egy adott munkapontban és mőködési hımérsékleten a katalógusadatként adott telítetlen optikai erısítés és az átlagos bemeneti fényteljesítmény ismeretében. Megvizsgáltam a karakterisztika hımérséklet-, fényteljesítmény- (telítés hatása) és munkapont- függését.

•

A kisjelő, szinuszos modulációt feltételezve felírtam a SOA által detektált elektromos jel teljesítményét a mőködési és rendszerparaméterek függvényében. A detektált elektromos jel teljesítménye függ a SOA mikrohullámú impedanciájától, négyzetesen arányos a modulációs mélységgel, a SOA-ba belépı optikai teljesítménnyel és az eszköz átalakítási hatásfokával. Az érzékenység azonban nem állandó, függ a SOA hımérsékletétıl, a munkaponti áramtól, az optikai erısítés nagyságától, a bemeneti fényteljesítménytıl, a rendszer maradék reflexióinak mértékétıl, stb. A mérési eredmények alátámasztották az elméleti összefüggéseket • Állandó érzékenység esetén a detektált jel szintje négyzetes kapcsolatban van a bemeneti optikai jelszinttel. A valóságban az érzékenység maga is függ a bemeneti teljesítménytıl.

Ennek

következtében

a

detektált

teljesítmény-bemeneti

fényteljesítmény görbe két szakaszra osztható. Az elsı szakaszban teljesül az állandó érzékenység feltétele, tehát négyzetes az összefüggés, a második szakaszra azonban a változás lineáris görbével írható le. • A detektált elektromos jelteljesítmény a számítások alapján négyzetesen arányos a modulációs mélységgel, ezt az elméleti összefüggést igazolták a mérések. • A hımérséklet növelésével csökken a detektálás hatásfoka. A mérési eredménybıl látható, hogy ez a hıfokfüggés igen jelentıs, tehát hıfok-stabilizálásra van szükség. 97

• Átlátszóság felett az elıfeszítı áram növelésével növeljük a populáció inverzió szintjét (a magasabb energiaszint betöltöttségét), ekkor növekszik az optikai erısítés és ennek következtében a detektált jel szintje is. A valóságban az eredetileg várt monoton függvénnyel ellentétben magasabb elıfeszítı áram esetén csökkenni kezd az érzékenység. Ez a jelenség a szivárgási hatásokra vezethetı vissza. Nagy elıfeszítı áram esetén csökken a szivárgási jelenséget modellezı párhuzamos dióda dinamikus impedanciája. Ennek következtében csökken az aktív terület és a kimeneti elektróda közti transzfer függvény értéke 2. A detektor mőködési mód leírására kidolgoztam egy az eszközt szekciókra bontó és a rate egyenleteket használó modellt, amely alapján elektromos ekvivalens áramkörrel lehet leírni az eszköz mőködését. A modell segítségével meghatároztam a SOA alapú optikai vevı érzékenységét és frekvenciaválaszát, megmutattam az eszköz hosszának hatását. •

Telítetlen esetben az erısítıben haladó optikai jel szintje lineárisan növekszik, a detektált elektromos jel egyre fokozódó tempóban nı az eszköz hossza mentén. Az optikai erısítés szintje független a bemeneti átlagos fényteljesítmény értékétıl, a detektált áram értéke pedig lineárisan növekszik a bemeneti teljesítmény függvényében.

•

Telített esetben az eszköz hossza mentén csökken az erısítési együttható, tehát az fényteljesítmény növekedésének üteme is csökken. Ennek következtében csökken a detektált elektromos jel növekedésének üteme is. Az optikai erısítés szintje csökken és a detektált áram értéke is telítıdni kezd.

•

A munkapont függvényében az eszköz hossza mentén a detektált jelszint közelítıleg az fényteljesítmény görbe jellegét követi telítetlen és telítéses esetben is.

•

Rövidebb eszközhossz esetén nagyobb lesz a töltéshordozó-sőrőség (kisebb a töltéshordozó élettartam). Ennek megfelelıen a rövid SOA-val nagyobb sávszélességet lehet elérni. Ugyanakkor az érzékenység, azaz a feszültség változása a belépı fényteljesítmény változásának függvényében növekszik hosszabb eszköz használata esetén. Tehát a sávszélesség és az érzékenység között kompromisszumos megoldást kell találni.

3. Megvizsgáltam az eszköz kimenetén megjelenı zajkomponenseket, összehasonlítottam egyéb optikai vevıkkel. Megadtam, hogy milyen mőködési és rendszerparaméterek esetén mely zajtípus dominál a rendszerben. A detektorként mőködı SOA kimenetén megjelenı zajok alapvetıen különböznek az erısítıként vagy modulátorként szolgáló eszköz által generált zajoktól. Az ASE komponensek és a jelsugár közti interferencia ugyanis az eszközön belül jön létre. Ennek következtében az erısítési folyamat miatti zajkomponensek más módon függnek a

98

mőködési paraméterektıl (hullámhossz, bementi fényteljesítmény, elıfeszítı áram, stb.), mint erısítı vagy modulátor esetén. •

A termikus zaj, a spontán sörétzaj és a spontán komponensek közti keveredési zaj telítés mentes esetben független az optikai jel szintjétıl. A jel sörétzaj és a jel-spontán keveredési zaj lineárisan függ a fényteljesítménytıl. Kis bemeneti fényteljesítmény esetén a konstansnak tekinthetı zajok egyike dominál. Az optikai jel szintjének növekedésével a lineárisan növekvı zajok egyike átlépi ezt a küszöböt. A számítások során egy eszköz ténylegesen mért paramétereit használtam és figyelembe vettem a telítés hatását, tehát az erısítés csökkenést a fényteljesítmény függvényében. Ekkor a spontán sörétzaj és a spontán komponensek közti keveredési zaj nem marad állandó, a telítési bemeneti fényteljesítményt elérve csökkenni kezd. A jel sörétzaj szint és a jelspontán keveredési zajszint növekedésének üteme csökken a telítési bemeneti fényteljesítményt elérve.

•

Állandó bemeneti fényteljesítménynél kis erısítés értékek esetén a termikus zaj vagy a sörétzaj dominál a rendszerben, azonban nagy erısítés esetén a keveredési zajok adják a domináns összetevıt. Ennek következtében a jel/zaj viszony egy bizonyos erısítési értékig növekszik, de csökken a növekedés mértéke, majd eléri a maximumát

4. Megvizsgáltam az eszköz nemlineáris viselkedését. Összehasonlítottam az intermodulációs termékek szintjét a hagyományos PIN dióda által generált komponensekkel. Az intermodulációs terméknek az alapharmonikushoz viszonyított szintje a két detektor esetén azonos nagyságrendbe esik. Ugyanakkor a plusz zajkomponensek miatt a SOA detektor kimenetén megjelenı zaj szintje magasabb, mint a PIN detektor kimenetén megjelenı zaj. Ennek következtében a SOA-detektor alacsonyabb SFDR-t biztosít, az SFDR a 80dB×Hz2/3 tartományba esik. A kisebb SFDR ellenére megfelelıen használható a vizsgált SCM optikai rendszerekben, mert teljesíti az elıírt 72-83 dB×Hz2/3 [4-23] SFDR szintet.

99

5. Összegzés Dolgozatom bevezetésében ismertettem a dolgozat címében szereplı eszközt (SOA) és rendszert (SCM). A disszertáció 3 fı fejezetben tekintette át a fénytávközlés területén általam végzett munkát. Az elsı téziscsoport rendszerelméleti problémákkal és újszerő, többfunkciós SOA-t alkalmazó rendszer-elképzelésekkel, illetve a rendszerek számára szükséges mőködési paraméterek áttekintésével foglalkozik. Az ilyen rendszerekben kritikus elem a többfunkciós eszköz, a vizsgált esetekben a többfunkciós SOA, ezért a továbbiakban a két legfontosabb mőködési módot vizsgáltam meg részletesebben. Ennek megfelelıen a második téziscsoport a modulátor mőködési móddal, a harmadik téziscsoport pedig a detektor funkcióval kapcsolatos vizsgálataimat foglalja össze. A munka során problémaként merül fel, hogy az eszköz alapfunkciójához (erısítés) tartozó paraméterek nem adnak egyértelmő információt a másodlagos funkciókról (moduláció, detektálás). A mőködés pontos leírásához olyan adatokra (eszközfelépítés, rétegstruktúra, stb.) lenne szükség, melyek a kereskedelmi forgalomban kapható eszközök esetén nem állnak rendelkezésre. Ennek megfelelıen kidolgoztam egy olyan, a gyakorlat számára rendkívül hasznos „fekete doboz” modellt, amely az eszközök adatlapján megadott paraméterekbıl számítja a legfontosabb mőködési adatokat. Az elméleti számítások eredményeit mérésekkel támasztottam alá. Ez a modell azonban egyes jellemzık tekintetében nem használható. Ezért olyan, a rate egyenleteken alapuló modellt dolgoztam ki, amelyben a SOA aktív rétegét számos részre osztottam és a szekciókban térben állandó erısítést és törésmutatót feltételeztem. Ilyen feltételek mellett a csatolt parciális differenciálegyenleteket meg lehet analitikusan oldani és az egyes szekciókra egymás után ki lehet számítani az optikai jel állandó és modulációs tagjának értékét. Nemlineáris rekombinációs aránnyal számolva a kiterjesztett modell alkalmas az eszköz nemlineáris tulajdonságainak vizsgálatára is. A nemlineáris viselkedés vizsgálatát mérési eredményekkel egészítettem ki. Tehát rugalmasan bıvíthetı, gyors, és a nemlineáris tartományban való vizsgálatot is lehetıvé tevı modellt dolgoztam ki. A disszertációban ismertetett eredményeket a disszertációban szereplı publikációban tettem közzé.

100

Irodalomjegyzék [1-1] A. Corchia et al: Dispersion compensation using mid-span spectral inversion without frequency shift, ECOC '98, Madrid, Sept. 1998, vol. 1, pp. 511-512. [1-2] G. P. Agrawal, N. K. Dutta: Long Wavelength Semiconductor Lasers, Kluwer Academic Publishers, 1986, 3.fejezet [1-3] H. Ghafouri-Shiraz, Fundamentals of Laser Diode Amplifiers, Wiley, Chichester, 1996. [1-4] R. J. Mears, L. Reekie, I. M. Jauncey, and D. N. Payne: „Low-noise erbium-doped amplifier operating at 1.54 um”, Elect. Letters, vol. 23, no. 19, pp. 1026-1028, Sept. 1987. [1-5] Anton Giorgio Failla, Gian Paolo Bava, Ivo Montrosset: “Structural Design Criteria for Polarization Insensitive Semiconductor Optical Amplifiers” Journal of Lightwave Technology, Vol. 8. No. 3 , March 1990, pp.302-308 [1-6] Govind P. Agrawal: Fiber-Optic Communicaton Systems, John Wiley and Sons Ltd [1-7] L. F. Tiemeijer, P. J. A. Thijs, T. van Dongen, J. J. M. Binsma, E. J. Jansen, S. Walczyk, G. N. van den Hoven, and E. C. M. Pennings: “High-Gain, High-Power 1550-nm Polarization Independent MQW Optical Amplifier” IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 8, No. 9, September 1996, pp.1142-1144 [1-8] Y. Yamamoto and T. Mukai: „Fundamentals of optical amplifiers” Opt. Quantum Electron., vol. 21, pp. S1-S14, 1989. [1-9] Philippe Brosson: „Analytical Model of a Semiconductor Optical Amplifier”, IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol.12, No.1, pp. 49-54, January 1994 [1-10] P. Koonath, S. Kim, W.-J. Cho, and A. Gopinath, “Polarization insensitive SOAs in AlInGaAs at 1550 nm” OFC '02, Anaheim, Mar. 2002, pp. 598-599. [1-11] K. Morito, M. Ekawa, T. Watanabe, T. Fujii, Y. Kotaki: “High saturation output power polarization insensitive semiconductor optical amplifier” CLEO/Pacific Rim 2001. Volume 1, 15-19 July 2001 pp.I - 252-3 vol.1 [1-12] P. Borri, et al: Ultrafast gain dynamics in InAs-InGaAs quantum-dot amplifiers, IEEE Photon. Technol. Lett., vol. 12, no. 6, pp. 594-596, June 2000. [1-13] S. Shimada and H. Ishio, Optical Amplifiers and their Application, John Whiley & Sons, Chichester, 1994. [1-14] Iannone, P.P.; Reichmann, K.C.; Frigo, N.J: „WDM Access Networks”, 2002. ECOC 2002. 28th European Conference on Optical Communication, Volume 4, 2002 Page(s):1 – 2 [1-15] J. L. Pluemeekers, POSEIDON: A simulator for Optoelectronic Semiconductor Devices, Ph.D. thesis, Delf University ofTechnology, June 1997. [1-16] A.J.Lowery: „A Qualitive Comparision Between Two Semiconductor Laser Amplifier Equivalent Circuit Models” IEEE Journal of Quantum Electronics, Vol.26, No.8, pp.13691375, August 1990 [1-17] G. Toptchiyski, S. Kindt, K. Petermann, E. Hilliger, S. Diez, and H. G. Weber, „Timedomain modeling of semiconductor optical amplifiers for OTDM applications” J. Lightwave Technol., vol. 17, no. 12, pp. 2577-2583, Dec.1999. [1-18] T. Durhuus, B. Mikkelsen, and K. E. Stubkjaer: „Detailed dynamic model for semiconductor optical amplifirs and their crosstalk and intermodulation distortion” J. Lightwave Technol., vol. 10, no. 8, pp. 1056-1065, Aug. 1992. [1-19] M. Asghari, I. H. White, and R. V. Penty: „Wavelength conversion using semiconductor optical amplifiers” J. Lightwave Technol., vol. 15, no. 7, pp. 1181-1190, July 1997. [1-20] H. Lee, H. Yoon, Y. Kim, and J. Jeong: „Theoretical study of frequency chirping and extinction ratio of wavelength-converted optical signals by XGM and XPM using SOA's” IEEE J. Quantum Electron., vol. 35, no. 8, pp.1213-1219, Aug. 1999. [1-21] A. Mecozzi and J. Mørk: „Saturation effects in nondegenerate four-wave mixing between short optical pulses in semiconductor laser amplifiers” IEEE J.Select. Topics Quantum Electron., vol. 3, no. 5, pp. 1190-1207, Oct. 1997. 101

[1-22] R. P. Schreieck, Ultrafast Dynamics in InGaAsP/InP Optical Amplifiers and Mode Locked Laser Diodes, Ph.D. thesis, ETHZ No.14337, 2001. [1-23] P. J. Annetts, M. Asghari, and I. H. White: „The effect of carrier transport on the dynamic performance of gain-saturation wavelength conversion in MQW semiconductor optical amplifiers” IEEE J. Select. Topics Quantum Electron., vol. 3, no. 2, pp. 320-329, Apr. 1997. [1-24] R. Gutiérrez-Castrejón, L. Schares, L. Occhi, and G. Guekos: „Modeling and measurement of longitudinal gain dynamics in saturated semiconductor optical amplifiers of different length”, IEEE J. Quantum Electron., vol. 36, no. 12, pp. 1476-1484, Dec. 2000. [1-25] L. Occhi, Y. Ito, H. Kawaguchi, L. Schares, J. Eckner, and G. Guekos: „Intraband gain dynamics in bulk semiconductor optical amplifiers: measurements and simulations”, IEEE J. Quantum Electron., vol. 38, no. 1, pp. 54-60, Jan. 2002. [1-26] L. Occhi, L. Schares, and G. Guekos: „Phase modeling based on the α-factor in bulk semiconductor optical amplifiers”, IEEE Journal of Selected Topics in Quantum Electronics, Vol. 9, No. 3, May/June 2003, pp. 788-797 [1-27] L. Occhi: „Semiconductor Optical Amplifiers made of Ridge Waveguide Bulk InGaAsP/InP”, Dissertation, ETHZ, Zurich 2002 [1-28] M. Cara, S. Balle, and L. Occhi: „Modeling and measurement of the wavelength dependent output properties of quantum-well optical amplifiers: Effects of a CarrierDependent Escape Time”, IEEE J. Select. Topics Quantum Electron., VOL. 9, NO. 3, MAY 2003, pp. 783-787 [1-29] K. Obermann, S. Kindt, D. Breuer, K. Petermann, K: „Performance analysis of wavelength converters based on cross-gain modulation in semiconductor-optical amplifiers” Lightwave Technology, Journal of Volume 16, Issue 1, Jan. 1998 Page(s):78 - 85 [1-30] A. Paradisi, M. Goano, and I. Montrosset: „Multisection travelling wave semiconductor laser amplifiers: analysis and optimisation” in SPIE: Multigigabit Fiber Communications, Boston, 1992, vol. 1787, pp. 164-173. [2-1] W.van Etten, J.van der Plaats, “Fundamentals of Optical Fiber Communications”, Prentice Hall Int., 62-68.old. Egyesült Királyság, 1991. [2-2] H. Schmuck, “Comparison of optical millimetre-wave system concepts with regard to chromatic dispersion”, Electronics Letters, Vol.31, No.21, 1848-1849old., 1995. október. [2-3] F.Koyama, K.Iga, “Frequency Chirping in External Modulators”, IEEE Journal of Lightwave Technology [2-4] Z. Várallyay et al: “Soliton propagation of microwave modulated signal through singlemode optical fiber”, Acta Physica Hungarica B) QE, Akadémiai Kiadó, Vol.23, No.3-4, 175186.old., 2005. november. [2-5] A. Hilt, E. Udvary, T. Berceli, “Harmonic distortion in dispersive fiber–optical transmission of microwave signals”, MWP2003, Budapest, 151-154. old., 2003. szeptember. [2-6] Sang-Yun Lee et al: “Reduction of chrom. dispersion effects and linearization of dualdrive MZ Modulator by using sem. Opt. Amp. in analog optical links” ECOC’2002, Koppenhága, Dánia, 2002. szeptember. [2-7] J. Marti et al: “Experimental reduction of dispersion-induced effects in microwave optical links SOA boosters”, IEEE PTL, Vol.13,No.9,999-1001.old.,2001. szeptember. [2-8] H.Ghafouri-Shiraz: Laser Diode Amplifiers, John and Wiley, Chichester, 1996 [2-9] Márk Csörnyei, Tibor Berceli: “ND:YVO4 solid state lasers for telecommunication applications”, 11th Microcoll, September 10-11, 2003, Budapest, pp 59-62 [2-10] T. Fjelde, et al: “Novel scheme for simple label swapping employing XOR logic in an integrated interferometric wavelength converter,” IEEE Photon. Technol. Lett., vol. 13, pp. 750–752, July 2001. [2-11] A. Carena, M. D. Vaughn, R. Gaudino, M. Shell, and D. J. Blumenthal, “OPERA: An optical packet experimental routing architecture with label swapping capability,” J. Lightwave Technol., vol. 16, pp. 2135–12145, Dec. 1998. 102

[2-12] D. J. Blumenthal, A. Carena, L. Rau, V. Curri, and S. Humphries: „All-Optical Label Swapping with Wavelength Conversion for WDM-IP Networks with Subcarrier Multiplexed Addressing”, IEEE Photon. Techn. Letters, Vol. 11, No. 11, November 1999, pp.1497-1499 [2-13] Hyuek Jae Lee, S. J. B Yoo, Vincent K. Tsui, and S. K. H. Fong: „A Simple All-Optical Label Detection and Swapping Technique Incorporating a Fiber Bragg Grating Filter”, IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 13, No. 6, June 2001, page 635-637 [2-14] Blumenthal, D.J et al: “All-Optical Label Swapping Networks and Technologies” Journal of Lightwave Technology, Volume: 18 Issue: 12, Dec 2000, pp.2058 –2075. [2-15] S.C.Cao, J.C.Cartledge: ”Characterization of the chirp and intensity modulation properties of an SOA-MZI wavelength converter”, J. of Lightwave Technology, Vol.20 Issue.4 , Apr 2002, pp.689 –695 [2-16] K.E.Stubkjaer: ”Semiconductor optical amplifier-based all-optical gates for high-speed optical processing”, IEEE Journal on Selected Topics in Quantum Electronics, Vol.6, Issue 6, pp.1428–1435, Nov/Dec 2000 [2-17] Anthony Ng’oma: “Radio-over-Fibre Technology for Broadband Wireless Communication Systems”, Eindhoven: Technische Universiteit Eindhoven, 2005. Proefschrift. – ISBN 90-386-1723-2 [2-18] Dieter Jäger, Andreas Stöhr: „Microwave Photonics – From Concepts to Applications”, GeMiC 2005, pp.136-139 [2-19] David Wake, Keith Beacham: “Passive Electroabsorption Transceivers for Broadband Wireless Access”, NEFERTITI Workshop on Broadband Optical/Wireless Access, September 9, 2003, Budapest [2-20] A. J. Seeds: “Broadband Fibre-Radio Access Networks”, MWP’98, Princeton, New Jersey, USA, October, 1998, pp.1-4 [2-21] Hiroyo Ogawa, K. Horikawa, H. Kamitsuna. O. Kobayashi, Y. Imaizumi, I. Ogawa: “Application of Semiconductor Optical Amplifiers to Microwave Signal Processing”, IEEE MTT-S Digest, pp1177-1180, 1995 [2-22] Jeszenıi Péter: “Passzív optikai hálózatok mérései”, Híradástechnika folyóirat, 2008/6 pp. 28-34 [2-23] Lena Wosinska: “TUTORIAL: Next Generation Access Networks”, FTTH, Wireless Communications and their interaction, 6th Workshop organized by the Network of Excellence ISIS, June 2-3, 2008, Stockholm, Sweden [2-24] Josep Prat, Cristina Arellano,Victor Polo, Carlos Bock: „Optical Network Unit Based on a Bidirectional Reflective Semiconductor Optical Amplifier for Fiber-to-the-Home Networks”, IEEE Photon. Technology Letters, vol. 17, no. 1, Jan. 2005. [2-25] Cristina Arellano, Josep Prat: „Semiconductor Optical Amplifiers in Access Networks”, ICTON 2005, We.A1.4, Barcelona, Spain [2-26] Jeung-Mo Kang, Sang-Hoon Lee, Yong-Yuk Won, Jeong-Seok Lee, Yun-Kyung Oh, Dong-Hoon Jang and Sang-Kook Han: „A Novel Hybrid WDM/SCM-PON using Reflective Semiconductor Optical Amplifier”, [2-27] Jeung-Mo Kang, Sang-Kook Han: „A Novel Hybrid WDM/SCM-PON Sharing Wavelength for Up- and Down-Link Using Reflective Semiconductor Optical Amplifier”, IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 18, No. 3, February 1, 2006, Pp.502-504 [2-28] M. Mander, K.C.Reichmann, N.J.Frigo, P.P.Iannone: “A feed-forward technique for reconstitution of dropped opticalcarriers in WDM networks”, 12th Annual Meeting of IEEE Lasers and Electro-Optics Society 1999. LEOS '99. vol.2, pp.593-594, 11/08/1999 11/11/1999, San Francisco, CA, USA [2-29] E. Conforti, C.M. Gallep, S.H. Ho, A.C. Bordonalli, and Kang, "Carrier reuse with gain compression and feed-forward semiconductor optical amplifiers", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, v. 50, n. 1, pp. 77-81 (2002)

103

[2-30] Hiroki Takesue, Toshihiko Sugie: “Wavelength Channel Data Rewrite Using Saturated SOA Modulator for WDM Networks With Centralized Light Sources”, Journal of Lightwave Technology, Vol. 21, No. 11, November 2003, pp. 2546-2556 [2-31] Hiroki Takesue, et al: “Wavelength Channel Data Rewriter Using Semiconductor Optical Saturator/Modulator”, Journal of Lightw. Techn., Vol. 24, No. 6, June 2006, pp.2347-2354 [2-32] L.Occhi, L.Schares, G.Guekos: „Phase Modeling Based on the α Factor in Bulk Semiconductor Optical Amplifiers”, IEEE Journal of Selected Topics In Quantum Electronics, 2003, pp.788-797 [2-33] Toshio Watanabe, Norio Sakaida, Hiroshi Yasaka, Masafumi Koga,: „Chirp Control of an Optical Signal Using Phase Modulation in a Semiconductor Optical Amplifier”, IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 10, No. 7, July 1998, pp.1027-1029 [3-1] Jesper Mork, Antonio Mecozzi, Gadi Eisentein: “The modulation response of a Semiconductor Laser Amplifier”, IEEE Journal on Selected Topics in Quantum Electronics, vol.5, No.3, May/June 1999, pp. 851-860 [3-2] G.Giuliani, P.Cinguino, V.Seano: ”Multifunctional Charachteristics of 1.5um TwoSecton Amplifier-Modulator-Detector SOA”, IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 8, No. 3, March 1996, page 635-637 [3-3] J.Yao et al.: ”5 Gbit/s transmission system using a MQW semiconductor optical amplifier as an amplitude modulator” IEE Colloquium Sources for Very High Bit Rate Optical Communication Systems”, 8 Apr 1992 pp.6/1 -6/5 [3-4] Hiroyo Ogawa, K. Horikawa, H. Kamitsuna. O. Kobayashi, Y. Imaizumi, I. Ogawa: “Application of Semiconductor Optical Amplifiers to Microwave Signal Processing”, IEEE MTT-S Digest, pp.1177-1180, 1995 [3-5] Yamamoto: Coherence, Amplification, and Quntum Effects in Semiconductor Lasers, John Wiley & SonsInc., 7.fejezet: Traveling wave Semiconductor Laser Amplifier [3-6] D. Tauber, R. Spickermann, R. Nagarajan, T. E. Reynolds, A. L. Holmes, Jr. and J. E. Bowers: “Distributed Microwave Effects In High Speed Semiconductor Lasers”, IEEE MTTS International Microwave Symposium Digest, 94.1, Vol.1, 1994, pp.49-51 [3-7] Liljeberg, T., Bowers, J.E. : „Velocity mismatch limits in semiconductor lasers and amplifiers”, Lasers and Electro-Optics Society Annual Meeting, 1997. LEOS '97 10th Annual Meeting. Conference Proceedings., IEEE Vol.1, 10-13 Nov. 1997 Pp:341 – 342 [3-8] H.A.Haus: ” The Noise Figure of Optical Amplifiers”, IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 10, No. 11, November 1998, pp1602-1604 [3-9] H.A.Haus: “Noise in Optical Amplifiers and the Noise Figure Definition”, ECOC 2002, 2002 Szeptember 8-12, Koppenhága, Dánia [3-10] Yamamoto, Y.; Inoue, K.; „Noise in amplifiers”, Journal of Lightwave Technology, Vol. 21, Issue 11, Nov. 2003 Page(s):2895 - 2915 [3-11] R.S.Tucker, D.M.Baney: ” Optical noise figure: theory and measurements”, Optical Fiber Communication Conference and Exhibit, 2001. OFC 2001 [3-12] S. Shimada, H. Ishio: Optical Amplifiers and Their Applications, New York: Wiley, 1994, 3. fejezet: „Semiconductor Laser Amplifiers” [3-13] Govind P. Agrawal: Fiber-Optic Communication Systems, John Wiley and Sons, 2001 6.fejezet [3-14] M.A. Ali, A.F. Elrefaie, H. Issa, S.A. Ahmed: “High-speed Optical Time-Division Demultiplexer Using Semiconductor Optical Amplifiers”, IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol. 10, No. 11, November 1992, 1735-1742 [3-15] M.A.Ali. G.Metivier: ”Performance Analysis of Multichannel 16/64-QAM CATV Distribution Network Using Semiconductor Optical Amplifier”, IEEE Photon.Tech. Letters, Vol.9, No.5, May 1997, pp.690-692

104

[3-16] R.Olshansky, V.Lanzisera, P.Hill: “Subcarrier Multiplexed Lightwave Systems for Broadband Distribution”, Journal of Lightwave Technology, Vol7., No.9, Szeptember, 1989, pp 1329-1342 [3-17] Tamás Marozsák, Eszter Udvary, Tibor Berceli: “Transmission Characteristics of All Semiconductor Fiber OpticLinks Carrying Microwave Channels”, 30th European Microwave Conference, Vol.2. pp.52-55, Paris, France, 3rd-5th October 2000 [3-18] Berceli, T., Udvary, E.: „Transmission Challenges of Cascaded Semiconductor Optical Amplifiers”, Technical Digest of MWP2005, International Topical Meeting on Microwave Photonics, pp. 129-132, Seoul, Korea, 12-14 October 2005 [3-19] M.J.Conelly: „Wideband dynamic numerical model of a tapered buried ridge stripe semiconductor optical amplifier gate”, IEE Circuits, Devices and S Journal of ystems, Volume 149, Issue 3, June 2002 Page(s):173 - 178 [3-20] Fumio Koyama, Kenichi Iga: “Frequency chirping in external modulators”, IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol.6, No1, 1988 Január [3-21] Shan Liang Lee, et al: ”Integration of Semiconductor Laser Amplifiers with Sampled Grating Tunable Lasers for WDM Applications”, IEEE Journal of Selected Topics in Quantum Electronics, Vol.3., No2, April 1997 [3-22] Lars Gillner: „Modulation properties of a near travelling-wave semiconductor laser amplifier”, Optoelectrics, Vol.139, Issue 5, 1992 oktober, pp.331-338 [3-23] L. Gillner, E. Goobar, L. Thylbn, and M. Gustavsson, “Semiconductor Laser amplifier optimization: An analytical and experimental study,” IEEE J . Quantum Electron., vol. 25, pp. 1822-1827, Aug.1989. [3-24] F.Koyama, K.Iga: „Frequency chirping in external modulators”, IEEE Journal of Lightwave Technology, January 1988 [3-25] Toshio Watanabe et al.: „Transmission Performance of Chirp-Controlled Signal by Using Semiconductor Optical Amplifier”, IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol. 18, No. 8, August 2000, pp.1069-1077 [3-26] Charles H. Henry: „Theory of the Linewidth of Semiconductor Lasers”, IEEE Journal Of Quantum Electronics, Vol. Qe-18, No. 2 , February 1982, pp.259-264 [3-27] L.Occhi, L.Schares, G.Guekos: „Phase Modeling Based on the α Factor in Bulk Semiconductor Optical Amplifiers”, IEEE Journal of Selected Topics In Quantum Electronics, 2003, pp.788-797 [3-28] Toshio Watanabe, Norio Sakaida, Hiroshi Yasaka, Masafumi Koga,: „Chirp Control of an Optical Signal Using Phase Modulation in a Semiconductor Optical Amplifier”, IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 10, No. 7, July 1998, pp.1027-1029 [3-29] S.-C. Cao and J. C. Cartledge: "Characterization of the Chirp and Intensity Modulation Properties of an SOA-MZI Wavelength Converter", Journal Of Lightwave Technology, Vol. 20, No. 4, April 2002, pp.689-695 [3-30] Lars Gillner: „Small-Signal Modulation of a Two-Section Semiconductor Laser Amplifier: Pure PM Response”, IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 3, No. 5, May 1991, pp. 445-447 [3-31] J. C. Fan et. al.: Dynamic Range Requirements for Microcellular Personal Communication Systems Using Analog Fiber-Optic Links, IEEE-MTT Vol. 45, August 1997, pp 1390 [4-1] Kent Bertilsson: “Optical Amplifiers and their Applications in Nonlinear Fiber-Optic Communication Systems”, Doktori értekezés, Chalmers University of Technology, Sweden [4-2] Vu Van Lu’c, P.G Eliseev, M.A.Manko, G.T.Mikaelian: “Electrical diagnostics of the amplifier operation and feasibility of signal registration on the basic of the voltage saturation effect in junction laser diodes” IEEE J. Quantum Electron. QE-19. 1080-1083, 1983 [4-3] S.Kobayasi, T.Timura: “Automatic frequency controll in a semiconductor laser and an optical amplifier”, J.Lightwave Technol. LT-1, 394-402, 1983 105

[4-4] A.Alping, B.Bentland, S:T.Eng: “100Mbit/sec laser diode terminal with optical gain for fibre-optic local area networks”, Electronic Letters, vol 20, 794-795, 1984 [4-5] K.T.Koai, R. Olshansky, P.M.Hill: “Dual-Function Semiconductor Laser Amplifier in a Broad-Band Subcarrier Multiplexed System”, IEEE Photonics Technology Letters, vol2, No 12, 926-928, December, 1990 [4-6] Koai, K.T.; Olshansky, R. : “Simultaneous optical amplification, detection, and transmission using in-line semiconductor laser amplifiers “, IEEE Photonics Technology Letters , Volume: 4 Issue: 5, pp441 –443, May 1992 [4-7] A.Ellis, D.Malyon, W.A.Stallard: “A novel all electrical Scheme for laser amplifier gain control”, ECOC 1988 487-490 [4-8] S.Shimada-H.Ishio: Optical Amplifiers and their Applications, Ohmsha Ltd. Tokyo, 1992 [4-9] H.Ghafouri-Shiraz: Laser Diode Amplifiers, John and Wiley, Chichester, 1996 [4-10] Mojzes Imre, Kökényesi Sándor: “Fotonikai anyagok és eszközök”, egyetemi tankönyv, Mőegyetemi Kiadó, 1997 [4-11] G.Giuliani, P.Cinguino, V.Seano: “Multifunctional Characteristics of 1.5um Two-Section Amplifier-Modulator-Detector SOA” IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 8. No. 3. March 1996 [4-12] M.J.Adams, J.V.Collins, I.D.Henning: “Analysis of semiconductor laser optical amplifiers”, Proc. IEE, vol.132, pt. J. 58-63, 1985 [4-13] C.Harder, J.Katz, S.Margarit, J.Schacham, A.Yariv: “Noise equivalent circuit of a semiconductor laser diode”, IEEE J. Quantum Electron, vol QE-18, 333-337, 1982 [4-14] D.Marcuse: “Computer modell of an injection laser amplifier”, IEEE J. Quantum Electron. Vol QE-19, 63-73, 1983 [4-15] P G Eliseev and V V Luc: “Semiconductor optical amplifiers: multifunctional possibilities, photoresponse and phase shift properties”, Pure Appl. Opt. 4 (1995) 295-313. Printed in the UK, pp.295-313 [4-16] John O’Carroll, Michael J. Connelly: “Gate Array Signalling Information Detection using a Semiconductor Optical Amplifier” [4-17] L.Gillner, E.Goobar, L.Thylen, M.Gustavsson: “Semiconductor laser amplifier optimization: An analytical and experimental study”, IEEE J Quantum Electron, vol25, 1822-1827, Aug. 1989 [4-18] C.Jorgensen et al.: “Two Section Semiconductor Optical Amplifier used as an efficient channel dropping node”, IEEE PTL, Vol.4., No.4, April, 1992, pp:348-351 [4-19] J.Wang, H.Olesen, E.Stubjaer: “Reconbination, gain and bandwidth charachteristics of 1,3µm semiconductor laser amplifiers”, j. of Lightwave Techn., vol LT-5, pp184-189, 1987 [4-20] Govind P. Agrawal: Fiber-Optic Communication Systems, John Wiley & Sons, 1985. [4-21] M. Gustavson, A.Karlsson, L.Thylen: “Traveling wave semiconductor laser amplifier detectors” J.Lightwave Technol. 8, 4, 610-617, 1990 [4-22] A.Sharaiha: “Harmonic and Intermodulation Distortion Analysis by Perturbation and Harmonic Balance Methods for In-Line Photodetection in a Semiconductor Optical Amplifier”, IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 10, No. 3, March 1998, pp.421-423 [4-23] J.C.Fan et. al.: Dynamic Range Requirements for Microcellular Personal Communication Systems Using Analog Fiber-Optic Links, IEEE-MTT Vol. 45, August 1997, pp 1390 [4-24] Lajtha György, Szép Iván: Fénytávközlı rendszerek és elemeik, Akadémiai Kiadó, Budapest, 1987. [4-25] VPI Transmission maker/VPI component maker, user’s manual, 2007. május. [4-26] HP VEE, Hewlett-Packard’s visual engineering environment

106

Tézisek T I/1 altézis: A SOA-t tartalmazó rendszer frekvencia átviteli függvényén alapuló számításaim alapján megállapítottam, hogy megfelelı paraméterválasztás esetén az átvitelben a diszperzió miatt fellépı minimumok kiküszöbölhetıek. Ezzel a módszerrel növelni lehet az optikai összeköttetés hosszát, illetve az alkalmazható sávszélességét. Elméleti számításom helyességét optikai szimulációs szoftverrel és kísérletekkel igazoltam. A mérésekkel arra is rávilágítottam, hogy nem csak a belépı optikai teljesítménnyel lehet optimalizálni az átviteli függvényt, hanem a munkapont megfelelı megválasztásával is.

[S-7][S-11][S-13]

Szimulációval és méréssel igazoltam, hogy a másodrendő felharmonikus átvitelében lévı minimumok frekvenciája eltolódik, míg a harmadrendő felharmonikus frekvenciamenete egyenletesebb lesz SOAdiszperzió kompenzátor alkalmazása esetén.

[S-8][S-9][S-21][S-41]

T I/2 altézis: Kidolgoztam egy módszert, amely során a hullámhossz átalakítást és a teljesen optikai tartományban történı regenerálást ellátó, keresztfázis moduláción (XPM - cross-phase modulation) alapuló SOA-t tartalmazó aktív Mach-Zehnder interferométer egyik (vagy mindkét) ágában található SOA áram modulációját használjuk az új címke hozzáadására. Szimulációs eredményeim azt mutatták, hogy a fejléc azonos minıségben adható az optikai jelhez, függetlenül attól, hogy a hullámhossz konverter melyik ágában lévı SOA-t moduláljuk. Megállapítottam, hogy az interferométer mőködése miatt nem célszerő azonos modulációt alkalmazni mindkét ágban, de a Mach-Zehnder modulátoroknál használt push-pull elektróda elrendezés jól használható.

[S-3][S-19][S-20]

T I/3 altézis: Igazoltam, hogy a többfunkciós SOA hatékonyan használható add/drop feladatok ellátására SCM rendszerekben. Az eszköz erısítıként erısíti a legyengült csatornák jelét, modulátorként új csatornát ad a rendszerhez, detektorként veszi a kiválasztott csatornát. A módszerrel kis mérető, kompakt, olcsó rádiós ismétlı állomást valósíthatunk meg. Az alkalmazás komoly követelményeket támaszt a SOA-val szemben jel-zaj viszony, elektronikus sávszélesség és nemlinearitás szempontjából is.

[S-

18][S-22][S-30][S-32] T I/4 altézis: Felismertem és igazoltam, hogy a szakirodalomban megtalálható EAT-hez hasonlóan a többfunkciós SOA-t is használhatjuk RoF rendszerekben vagy WDM-PON rendszerekben kompakt, alacsony árú adó-vevıként. Lefelé irányban a SOA detektálja az egyik optikai jelen lévı információt. Felfelé irányban pedig a központi állomás által biztosított, eltérı hullámhosszú, folytonos hullámú optikai vivı jelét modulálja. Egy hullámhossz alkalmazása esetén a két irányhoz eltérı segédvivı tartozik, tehát a SOA egy új, az információval modulált segédvivıt ad az optikai vivıhöz.

[S-18][S-25][S-26][S-44]

T II/1 altézis: Kisjelő szinuszos modulációt feltételezve kidolgoztam a modulátor mőködés „fekete doboz” modelljét. Ennek alapján felírtam a megvalósított modulációs mélység és az intenzitásmodulált optikai jel detekciója után keletkezı elektromos jel kifejezését. Elméleti számításaim helyességét mérési

107

eredményekkel igazoltam és megmutattam az eszköz mőködésének hımérséklettıl való függését. [S-3][S-14][S-20][S-32][S-44][S-45] T II/2 altézis: Megvizsgáltam a SOA kimenetén megjelenı szélessávú erısített spontán emissziós (ASE) zaj hatását az elektromos tartományban és összehasonlítottam más modulátortípus esetén fellépı zajkomponensekkel. Számításokkal igazoltam, hogy a SOA-modulátor utáni szakasz optikai csillapításának függvényében a domináns zaj szempontjából három tartomány különíthetı el. Meghatároztam a zajkomponensek optikai erısítéstıl való függését, amely alapján szintén három eltérı domináns zajjal rendelkezı szakaszt definiáltam. [S-17][S-31][S-34] T II/3 altézis: Szimulációval kimutattam, hogy ha jelentkezik a telítési hatás, akkor nagyobb bemeneti optikai teljesítmény esetén a torzítási termékek szintje alacsonyabb lesz. Telített esetben a modulációs tartalom is csökken, de a felharmonikusok szintjének csökkenése nagyobb mértékő, tehát lineárisabb lesz a mőködés.

[S-15][S-16][S-17]

T II/4 altézis: Felismertem és mérésekkel igazoltam, hogy a rendszer instabilabb nagy optikai reflexiók esetén, ekkor az elıfeszítés függvényében megfigyelhetı SFDR romlás sokkal markánsabb. Az SFDR változását két hatásra vezettem vissza. Egyrészt az eszköz zaja jelentısen megnövekszik optikai reflexió hatására, másrészt a nemlineáris termékek szintje is ingadozik. A két jelenséget méréssel is ellenıriztem. [S-2][S-6][S-15][S-42] T III/1 altézis: Kisjelő szinuszos modulációt feltételezve kidolgoztam a detektor mőködés „fekete doboz” modelljét. Ennek alapján felírtam az intenzitásmodulált optikai jel detekciója után keletkezı elektromos jel kifejezését. Elméleti számításaim helyességét mérési eredményekkel igazoltam és megmutattam az eszköz mőködésének hımérséklet függését, illetve az elıfeszítés növelésének következtében fellépı szivárgási hatásokat. [S-22][S-25][S-32][S-32][S-44] T III/2 altézis: Megvizsgáltam a SOA-detektor elektromos kimenetén megjelenı zajkomponenseket és összehasonlítottam a hagyományosan használt PIN dióda zajával. Számításokkal igazoltam, hogy a SOAdetektor bemeneti átlagos optikai teljesítményének (tehát a modulátor és a SOA-detektor közti szakasz csillapításának) függvényében, a telítés hatását is figyelembe véve, a domináns zaj szempontjából három tartomány különíthetı el. Meghatároztam a zajkomponensek optikai erısítéstıl és munkapont áramtól való függését is, amely során két eltérı domináns zajjal rendelkezı szakaszt definiáltam és meghatároztam a jel-zaj viszony maximális értékét. [S-1][S-4][S-10][S-31][S-34] T III/3 altézis: Szimulációs és mérési eredményeim alapján megállapítottam, hogy az intermodulációs terméknek az alapharmónikushoz viszonyított szintje PIN dióda ás SOA-detektor esetén azonos nagyságrendbe esik, de a plusz zajkomponensek miatt a SOA detektor kimenetén megjelenı zaj szintje magasabb, ennek következtében a SOA-detektor alacsonyabb SFDR-t biztosít, de teljesíti az SCM rendszerekben elıírt szintet.

108

[S-1][S-10]

6. Mellékletek

6.1. Az értekezésben használt rövidítések és jelölések A: nem sugárzásos rekombinációs konstans a: differenciális erısítés α: belsı optikai veszteség aopt: optikai csillapítás AM: amplitúdó moduláció (Amplitude Modulation) ASE: Erısített spontán emisszió (Amplified Spontaneous Emission) B: sugárzásos rekombinációs konstans B0 : sávszélesség BER: bithiba arány (Bit Error Rate) BS: bázisállomás (Base Station) C: Auger rekombinációs konstans c: fénysebesség vákuumban Cj: kapacitás CW: folytonos hullám (Continuous Wave) d: aktív tartomány vastagsága DC: egyenkomponens DD: Közvetlen vétel (Direct Detection) DFB: elosztott visszacsatolás (Distributed FeedBack) DSB: kétoldalsávos moduláció (Double Side Band) ∆E: kvázi Fermi szintek különbsége e: elektron töltése EFc: vezetési sáv potenciálja EFv: vegyértéksáv potenciálja EDFA: Erbium adalékolású fényvezetı szál alapú optikai erısítı (Erbium Doped Fibre Amplifier) F: az elektromos erısítı zajtényezıje FP: Fabry-Perot FTTH: Fiber-To-The-Home FTTO: Fiber-To-The-Office 109

FWM: Négyhullám keverés (Four Wave Mixing) G: optikai erısítés g: optikai erısítési együttható gi: az i. módus optikai erısítési együtthatója Γ: fénybeszorítási/fénykoncentrációs tényezı (confinement factor) h: Planck állandó I: áram Iopt: optikai intenzitás IM: Intenzitás Moduláció (Intensity Modulation) IMD2: másodrendő intermoduláció (2nd order intermodulation distortion) IMD3: harmadrendő intermoduláció (3rd order intermodulation distortion) IP2: másodrendő metszéspont (2nd order intercept point) IP3: harmadrendő metszéspont (3rd order intercept point) η: kvantumhatásfok k: Boltzmann állandó L: eszköz hossz Ls: induktivitás LD: lézerdióda (LaserDiode) LEF: chirp paraméter (Linewidth Enhancement Factor, Henry faktor, α faktor) λ: optikai hullámhossz m: modulációs mélység MQW: multikvantum völgy (Multiple Quantum Well) MWP: MicroWave Photonics N: teljes szabad töltéshordozó-sőrőség (total free carrier density) n törésmutató nµ: mikrohullámú jel által érzékelt törésmutató nsp: populáció inverziós paraméter

n be : a másodpercenkénti bemeneti fotonszám átlagos értéke N0: átlátszósághoz (transzparenciához) tartozó töltéshordozó-sőrőség ODN: optikai szétosztó hálózat (Optical Distribution Network) ONU: optikai vonallezárás OLT: Optical Line Terminator P: teljesítmény PD: fotodióda (PhotoDiode) PM: fázismoduláció (Phase Modulation) 110

PON: passzív optikai rendszerek (Passive Optical Network) R: érzékenység (Responsivity) Rj : ellenállás RF: rádió frekvencia (Radio Frequency) RIN: relatív intenzitás zaj (Relative Intensity Noise) RoF: Radio over Fiber/Fiber Radio RSOA: reflektív SOA (Reflective Semiconductor Optical Amplifier) S: fotonsőrőség SCM: Segédvivı multiplexálás (SubCarrier Multiplexing) SCML: segédvivın található fejléc (SubCarrier Multiplexed Label) sd: optikai erısítési görbe meredeksége SFDR: zavarásmentes dinamika tartomány (Spourious Free Dynamic Range) SGM: Ön erısítés moduláció (Self Gain Modulation) SL: Soros fejléc (Serial Label) SNR: jel-zaj viszony (Signal to Noise Ratio) SOA: Félvezetı optikai erısítı (Semiconductor Optical Amplifier) SSB: egyoldalsávos moduláció (Single Side Band) T: hımérséklet t: helyi idı τp: foton élettartam τe: elektron élettartam Uj: feszültség V: aktív térfogat vg csoportsebesség vµ: mikrohullámú jel terjedési sebessége w: aktív tartomány szélessége WDM: hullámhossz osztásos rendszer (Wavelength Division Multiplexed) XGM: Kereszt erısítés moduláció (Cross Gain Modulation) XPM: Kereszt fázis moduláció (Cross Phase Modulation) Z: a SOA mikrohullámú impedanciája z: térbeli koordináta az erısítı mentén

111

6.2. A gyakorlati munka során használt eszközök leírása

6.2.1

SOA1

Gyártó: Optospeed Hossz: 1.5 mm ± 0.03mm, Szélesség: 2.5µm, MQW Paraméter ASE kimeneti teljesítmény Max. ASE hullámhossza ASE ingadozás Max. erısítés hullámhossza kisjelő erısítés Kimeneti telítési teljesítmény polarizáció függés Csatolási tényezı Csatolási tényezı Pigtail hossz Pigtail hossz

érték 11.3mW 1564nm <2.6 dB 1570nm 34dB 11dBm >14dB ≈3dB ≈3.1dB 249.5cm±2mm 214.6cm±2mm

megjegyzés 500mA, L(eft) kimenet 500mA 500mA 500mA, kisjelő erısítés 500mA, 1570nm 500mA, 1570nm 500mA, 1570nm, kisjelő erısítés L(eft) kimenet R(ight) kimenet L(eft) kimenet R(ight) kimenet

Erısítés: 40

30

35

25 Optikai erısítés [dB]

Optikai erısítés [dB]

30 25 20 15 10

20 15

5

5

Hullámhossz=1550nm 0

0 1500

1520

1540

1560

1580

1600

-15

1620

-10

Optikai erısítés [dB]

15

60 50

10

40

7.5

30

5

20

2.5

10

0 100

200

300

Optikai erısítés [viszonyszám]

70

12.5

0

-20.00 -30.00 -40.00 -50.00

15

36 34

Minimális erısítés=33.1 dB Maximális erısítés=40.42

32 0

45

90

135

180

Polarizáció [°] -27.00

500mA 300mA 200mA 150mA 100mA 50mA 25mA 10mA Zaj szint

10

30

0 500

400

38

MQW 1.5mm -28.00 ASE [dBm]

Optikai teljesítmény [dBm]

-10.00

5

MQW 1.5mm Hullámhossz=1550nm Áram=500mA

40

Elıfeszítı áram[mA]

ASE:

0

42

80

Hullámhossz=1550nm Bemeneti optikai jel=-25dBm

Optikai erısítés [dB]

20 17.5

-5

Kimeneti optikai teljesítmény [dBm]

Hullámhossz [nm]

-60.00 -70.00

Munkaponti áram=500mA R(ight) kimenet

-29.00 -30.00 -31.00 -32.00

-80.00 -90.00 1450

1500

1550

1600

Hullámhossz [nm]

112

500mA 400mA 300mA 200mA 150mA

10

1650

-33.00 1563 1563.5 1564 1564.5 1565 1565.5 1566 1566.5 1567 Hullámhossz [nm]

6.2.2

SOA2

Gyártó: Optospeed Hossz: 1.5 mm ± 0.03mm, Szélesség: 2.5µm, Tömb Paraméter ASE kimeneti teljesítmény max. ASE hullámhossza ASE ingadozás max. erısítés hullámhossza kisjelő erısítés Kimeneti telítési teljesítmény polarizáció függés Csatolási tényezı Csatolási tényezı Pigtail hossz Pigtail hossz

érték 15.04mW 1537.5nm <1.4 dB 1540nm 33.8dB 13.5dBm 11.2dB ≈3dB ≈3.2dB 102.6cm±2mm 101.5cm±2mm

megjegyzés 500mA, L(eft) kimenet 500mA 500mA 500mA, kisjelő erısítés 500mA, 1540nm 500mA, 1540nm 500mA, 1540nm, kisjelő erısítés L(eft) kimenet R(ight) kimenet L(eft) kimenet R(ight) kimenet

300

20

250

10

200

0

150

-10

100

-20 -30 0

50

100

150

200

50 Hullámhossz=1550nm Bemeneti optikai jel=-20dBm 0 250 300 350 400 450 500

40 35

Optikai erısítés [dB]

30

Optikai erısítés [viszonyszám]

Optikai erısítés [dB]

Erısítés:

30 25 20 15 10 Hullámhossz=1550nm Áram=500mA

5 0

-15

-10

-5

0

5

10

15

Kimenet optikai teljesítmény[dBm]

Munkaponti áram [mA]

Optikai erısítés [dB]

40 30 20 10 0 1470

Munkaponti áram=500mA Bemeneti optikai teljesítmény=20dBm

1490

1510

1530

1550

1570

1590

1610

Hullámhossz [nm]

ASE: -20.00 -30.00 -40.00 -50.00 -60.00

-30.00 -30.50 -31.00 -31.50 -32.00 -32.50

-70.00

-33.00

-80.00

-33.50

-90.00 1450

113

500mA 300mA 200mA 150mA 100mA 50mA 25mA 10mA Noise level

Bulk 1.5mm

ASE [dBm]

Optikai teljesítmény [dBm]

-10.00

1500

1550 1600 Hullámhossz [nm]

1650

Munkaponti áram=500mA R(ight) kimenet

-34.00 1529

1530

1531

1532

1533

Hullámhossz [nm]

1534

1535

6.2.3

SOA3

Gyártó: Optospeed Hossz: 0.5 mm ± 0.03mm, Szélesség: 2.5µm, MQW Paraméter ASE kimeneti teljesítmény max. ASE hullámhossza ASE ingadozás max. erısítés hullámhossza kisjelő erısítés Kimeneti telítési teljesítmény polarizáció függés Csatolási tényezı Csatolási tényezı Pigtail hossz Pigtail hossz

Érték 2.2mW 1532nm <0.3 dB 1540nm 27.4dB 11.6dBm >19dB ≈3.3dB ≈3.6dB 101.9cm±2mm 102.6cm±2mm

megjegyzés 250mA, L(eft) kimenet 250mA 250mA 250mA, kisjelő erısítés 250mA, 1540nm 250mA, 1540nm 250mA, 1540nm, kisjelő erısítés L(eft) kimenet R(ight) kimenet L(eft) kimenet R(ight) kimenet

30

300

20

250

10

200

0

150

-10

100

35 30

Optikai erısítés [dB]

Optikai erısítés [dB]

Erısítés:

25 20 15 10 5

-20

Hullámhossz=1550nm Bemeneti optikai teljesítmény=-20dBm

-30

50

Hullámhossz=1550nm Áram=250mA

0 -15

-10

-5

0

5

10

0 0

50

100 150 Munkaponti áram [mA]

200

Kimeneti optikai teljesítmény [dBm]

250

Optikai erısítés [dB]

20

15

10

5 Munkaponti áram=250mA Bemeneti optikai jel=-20dBm

0 1460

1485

1510 1535 1560 Hullámhossz [nm]

1585

1610

ASE: 250mA 100mA 50mA 25mA 10mA 5mA Zajszint

MQW 0.5mm

-20.00 -30.00 -40.00 -50.00 -60.00

-43

Munkaponti áram=250mA R(ight) kimenet

-80.00

114

-42.5

-43.5

-70.00 -90.00 1450

-42

ASE [dBm]

Optikai teljesítmény [dBm]

-10.00

1500

1550 1600 Hullámhossz [nm]

1650

-44 1533 1534 1535 1536 1537 1538 1539 1540 1541 1542 Hullámhossz [nm]

15

6.2.4

SOA4

Gyártó: Optospeed Hossz: 0.5 mm ± 0.03mm, Szélesség: 2.5µm, Tömb Paraméter ASE kimeneti teljesítmény max. ASE hullámhossza ASE ingadozás max. erısítés hullámhossza kisjelő erısítés Kimeneti telítési teljesítmény polarizáció függés Csatolási tényezı Csatolási tényezı Pigtail hossz Pigtail hossz

érték 0.48mW 1491.5nm <0.2 dB 1500nm 20.2dB 9.2dBm 7dB ≈5dB ≈4.16dB 102.4cm±2mm 100.3cm±2mm

megjegyzés 250mA, L(eft) kimenet 250mA 250mA 250mA, kisjelő erısítés 250mA, 1500nm 250mA, 1500nm 250mA, 1500nm, kisjelő erısítés L(eft) kimenet R(ight) kimenet L(eft) kimenet R(ight) kimenet

25

10

20

0

15

-10

10

-20

5 Hullámhossz=1550nm

-30 0

50

100

150

200

35 30 Optikai erısítés [dB]

20

Optikai erısítés [viszonyszám]

Optikai erısítés [dB]

Erısítés:

25 20 15 10 5

0 250

0 -15

-10

Elıfeszítı áram [mA]

-5

0

5

10

15

Kimeneti optikai teljesítmény [dBm]

Optikai erısítés [dB]

20

15

10

5 Munkaponti áram=250mA Bemeneti optikai teljesítmény=250mA

0 1470

1490

1510

1530 1550 1570 Hullámhossz [nm]

1590

1610

ASE: -47.5

-40.00 250mA 200mA 150mA 100mA 50mA 25mA 15mA 5mA

-50.00 -60.00 -70.00

1450

1500

1550

Hullámhossz [nm]

115

-48

-48.25 Munkaponti áram=250mA R(ight) kimenet

-80.00 -90.00 1400

-47.75 ASE [dBm]

Optikai teljesítmény [dBm]

-30.00

1600

1650

-48.5 1490

1491

1492

1493

1494

Hullámhossz [nm]

1495

1496

1497

6.2.5

SOA5

Gyártó: JDS Uniphase Paraméter kisjelő erısítés maximális kisjelő erısítés Max. erısítés hullámhossza Sávszélesség Kimeneti telítési teljesítmény ASE kimeneti teljesítmény ASE kimeneti teljesítmény Erısítés ingadozás

érték 13.3dB 17.5dB 1469nm 115nm 15.2dBm -2.5dBm -2.7dBm 0.06dB

megjegyzés 400mA, 1535nm 400mA, 1469nm 400mA, kisjelő erısítés 400mA 400mA 400mA, R(ight) kimenet 400mA, L(eft) kimenet 400mA

6

20

0

5

10

-10

4

-20

3

-30

2 1

-50

Optikai erısítés [dB]

Hullámhossz=1550nm Bemeneti optikai jel=-25dBm

-40

100

200

300

20

0 -10

15

-20

10

-30

-50 0

400

5

Hullámhossz=1470nm Bemeneti optikai jel=-25dBm

-40

0 0

25

100

200

300

Erısítés [viszonyszám]

10

Erısítés [viszonyszám]

Optikai erısítés [dB]

Erısítés:

0

400

Elıfeszítı áram [mA]

Elıfeszítı áram [mA]

ASE: -20

-43.2

Fényteljesítmény [dBm]

Fényteljesítmény [dBm]

-43

-43.4 -43.6 -43.8 Hımérséklet=20°C Munkaponti áram=400mA

-44 1464

116

1466

1468 1470 Hullámhossz [nm]

1472

1474

ASE-Left Hımérséklet=20°C izolátor

-30 -40 -50 -60

400mA 250mA 150mA 75mA 30mA

-70 -80 1350

1400

1450

1500

1550

Hullámhossz [nm]

350mA 200mA 125mA 50mA 20mA

1600

300mA 175mA 100mA 40mA 10mA

1650

6.3. Mérési elrendezések ismertetése

6.3.1

SOA alapú diszperzió kompenzátor mőködésének mérése Hımérséklet szabályzó

LD

Pol. kontr.

MZ RF vivı Mikrohullámú jelgenerátor

SOA DC Áram forrás

SSMF

O/E

Számítógép

A mérési elrendezés blokkvázlata

Fénykép a mérési elrendezésrıl

A HP-VEE program felhasználói felülete

117

Spektrum analizátor

A mérési elrendezés a következı eszközöket tartalmazta: •

Hımérséklet szabályzó és áramforrás (ILX Lightwave LDC 3724B): Hıfokstabilizálással kiküszöböltem a hımérsékletváltozás hatását. A munkaponti áram beállítása lehetıvé tette a különbözı munkaponti mőködés vizsgálatát.

•

Polarizáció szabályzó (Thorlabs FPC031): A SOA polarizáció függésének megszüntetése érdekében optimalizáltam a bemeneti optikai jel polarizációs állapotát.

•

Optikai izolátorok (OISM-FCFC-255320): Kiküszöböltem az optikai reflexiók hatását a SOA bemenetén és kimenetén.

•

Fényforrás (HP83424A): A szükséges fényteljesítményő jel elıállítása.

•

Külsı modulátor (HP83422A): Az intenzitás modulációt Mach-Zehnder modulátor végezte. A mőszer belsı automatikus erısítésvezérléssel (AGC – Automatic Gain Controll) rendelkezik, amely biztosította, hogy a modulációs mélység MIN állapotban 7%, MAX állapotban 23% legyen.

•

Nagy sebességő fotodetektor (HP11982A): Az intenzitásmodulált optikai jelet elektromos információvá alakította. A mőszer fotodiódát és erısítıt tartalmaz, érzékenysége 7.58 A/W.

•

Mikrohullámú jelgenerátor (HP8350A, 83592A): Biztosította a szükséges frekvenciájú elektromos moduláló jelet, 0.01-20GHz

•

Elektromos spektrumanalizátor (HP8593E): 9kHz-22GHz tartományban megjelenítette a fotodetektor kimenetén megjelenı elektromos spektrumot.

•

Számítógép: HP-VEE 5.0 környezetben mérésvezérlı programot írtam, amely HP-IB interfészen keresztül vezérelte az összeállítást, biztosította a paraméterek pontos beállítását és a mért értékek feldolgozását, grafikus megjelenítését és tárolását. A program felhasználói felületén keresztül beállíthatóak a mérési paraméterek, illetve folyamatos visszajelzést kapunk a program futásáról és a mérési eredményekrıl. • Programból szabályozható a SOA hımérséklete. • Programból szabályozható az áramforrás, ezzel beállítható a SOA munkapontja. • Programból szabályozható a mikrohullámú jelgenerátor frekvenciája. A cél a frekvencia átviteli függvény mérése volt, tehát nem csak egy frekvencián végeztem el a mérést, hanem számos frekvenciapontban. A programnak a kezdeti frekvenciát, a vég frekvenciát és a mérési pontok számát kell megadni. • Programból beállíthatóak a spektrumanalizátor mőködési paraméterei (központi frekvencia, frekvencia átfogás, felbontás, átlagolás).

118

• A mérés során a program beolvassa a tényleges mérési paramétereket (hımérséklet, munkaponti áram), ezzel kiküszöbölhetıek a nem helyesen beállított értékekbıl adódó hibák (például amennyiben a hımérsékletszabályzó kör még nem állította be az adott hımérsékletet, akkor az eltérı hımérséklet hatása is megjelenik a mérési eredményben) • A program beolvassa a spektrumanalizátoron megjelenı jelteljesítményt (maximum kereséssel) és frekvenciasáv negyedének megfelelı frekvenciával a csúcsérték mellett a zajteljesítményt. • A program kimenete egy eredmény file, mely tartalma a következı: • Információs sor, amely tartalmazza a mérési összeállítás nem automatikusan beállított paramétereit (lézer teljesítménye, SOA típusa, modulációs mélység, izolátorok alkalmazása, polarizáció kontroller beállítása) • A vezérlı program által automatikusan beállított paraméterek (hımérséklet, munkaponti áram, kezdeti- és végfrekvencia, mérési pontok száma, spektrum analizátor beállításai) • táblázatos formában a mért értékek (frekvencia, jelteljesítmény, zajteljesítmény, hımérséklet, munkaponti áram) 6.3.2

SOA-modulátor karakterisztikáinak felvétele Hımérséklet szabályzó

LD

Pol. kontr.

SSMF

O/E

SOA Ibias

Áram forrás

RF Mikrohullámú jelgenerátor

A mérési elrendezés blokkvázlata

Fénykép a mérési elrendezésrıl

119

Számítógép

Spektrum analizátor

A HP-VEE program felhasználói felülete

A mérési elrendezés a következı eszközöket tartalmazta: •

Hımérsékletszabályzó és áramforrás (ILX Lightwave LDC 3724B): Hıfokstabilizálással kiküszöböltem a hımérsékletváltozás hatását. A munkaponti áram beállítása lehetıvé tette, hogy különbözı munkapontokban vizsgáljam a mőködést.

•

Fényforrás (HP83424A): A szükséges fényteljesítményő jel elıállítása.

•

Optikai csillapító (Anritsu MN924A): A SOA bemeneti optikai teljesítményének szabályozására.

•

Polarizáció szabályzó (Thorlabs FPC031): A SOA polarizációfüggésének megszüntetése érdekében optimalizáltam a bemeneti optikai jel polarizációs állapotát.

•

Optikai izolátorok (OISM-FCFC-255320): Kiküszöböltem az optikai reflexiók hatását a SOA bemenetén és kimenetén.

•

Nagysebességő fotodetektor (HP11982A): Az intenzitásmodulált optikai jelet elektromos információvá alakította. A mőszer fotodiódát és erısítıt tartalmaz, érzékenysége 7.58 A/W.

•

Mikrohullámú jelgenerátor (Agilent ESG-D, E4433B): Biztosította a szükséges frekvenciájú és teljesítményő elektromos moduláló jelet, 0.01 - 4 GHz tartományban

•

Elektromos spektrumanalizátor (HP8593E): 9kHz-22GHz tartományban megjelenítette a fotodetektor kimenetén megjelenı elektromos spektrumot

•

Bias-tee (HP33150A): az elıfeszítı (dc) és a szinuszos modulációs elektromos jelet összegezte.

•

Számítógép: HP-VEE 5.0 környezetben mérésvezérlı programot írtam, amely HP-IB interfészen keresztül vezérelte az összeállítást, biztosította a paraméterek pontos beállítását és a mért értékek feldolgozását, tárolását. A program felhasználói felületén

120

keresztül beállíthatóak a mérési paraméterek, illetve folyamatos visszajelzést kapunk a program futásáról és a mérési eredményekrıl. • Programból szabályozható a SOA hımérséklete. • Programból szabályozható az áramforrás, ezzel beállítható a SOA munkapontja. • Programból szabályozható a mikrohullámú jelgenerátor frekvenciája és teljesítménye. • Programból beállíthatóak a spektrumanalizátor mőködési paraméterei (központi frekvencia, frekvencia átfogás, felbontás, átlagolás). • A mérés során a program beolvassa a tényleges mérési paramétereket (hımérséklet, munkaponti áram), ezzel kiküszöbölhetıek a nem helyesen beállított értékekbıl adódó hibák. • A program beolvassa a spektrumanalizátoron megjelenı jelteljesítményt (maximum kereséssel) és a frekvencisáv negyedének megfelelı frekvenciával a csúcsérték mellett a zajteljesítményt. • A mérést nem egyetlen pontban végeztem el, hanem az adott mérési feladattól függıen egyes paramétereket léptettem. • A program kimenete egy eredmény file, amely tartalma a következı: • Információs sor, amely tartalmazza a mérési összeállítás nem automatikusan beállított paramétereit (lézer teljesítménye, csillapító állása, SOA típusa, izolátorok alkalmazása, polarizáció kontroller beállítása) • Információs sor, amely tartalmazza, hogy mely paramétert, milyen értékek között, hány pontban változtat a program. • A vezérlı program által automatikusan beállított paraméterek értéke (hımérséklet, munkaponti áram, frekvencia, mérési pontok száma, spektrum analizátor beállításai) • táblázatos formában a léptetett paraméter pillanatnyi beállított értéke és a mért eredmények (frekvencia, jelteljesítmény, zajteljesítmény, hımérséklet, munkaponti áram)

121

6.3.3

SOA-Modulátor linearitás vizsgálat Hımérséklet szabályzó

LD

Pol. kontr.

SSMF

O/E

SOA Ibias

Áram forrás

RF Mikrohullámú jelgenerátor

Spektrum analizátor

Számítógép Mikrohullámú jelgenerátor

A mérési elrendezés blokkvázlata

Fénykép a mérési elrendezésrıl

A HP-VEE program felhasználói felülete

A mérési elrendezés a következı eszközöket tartalmazta: •

Hımérséklet szabályzó és áramforrás (ILX Lightwave LDC 3724B): Hıfokstabilizálással kiküszöböltem a hımérsékletváltozás hatását. A munkaponti áram beállítása lehetıvé tette a különbözı munkaponti mőködés vizsgálatát.

• 122

Fényforrás (HP83424A): A szükséges fényteljesítményő jel elıállítása.

•

Optikai csillapító (Anritsu MN924A): A SOA bemeneti optikai teljesítményének szabályzására.

•

Polarizáció szabályzó (Thorlabs FPC031): A SOA polarizáció függésének megszüntetése érdekében optimalizáltam a bemeneti optikai jel polarizációs állapotát.

•

Optikai izolátorok (OISM-FCFC-255320): Kiküszöböltem az optikai reflexiók hatását a SOA bemenetén és kimenetén.

•

Nagysebességő fotodetektor (HP11982A): Az intenzitásmodulált optikai jelet elektromos információvá alakította. A mőszer fotodiódát és erısítıt tartalmaz, érzékenysége 7.58 A/W.

•

Mikrohullámú jelgenerátorok (Agilent ESG-D E4433B, Agilent ESG-D E4438C): Biztosították a szükséges frekvenciájú és teljesítményő elektromos moduláló jeleket, 250kHz -4GHz, 250kHz-6GHz

•

Elektromos spektrumanalizátor (HP8593E): 9kHz-22GHz tartományban megjelenítette a fotodetektor kimenetén megjelenı elektromos spektrumot.

•

Bias-tee (HP33150A): az elıfeszítı (dc) és a szinuszos modulációs elektromos jelet összegezte.

•

Összegzı (HP11667A): a mikrohullámú jelgenerátorok jelét összegezte

•

Számítógép: HP-VEE 5.0 környezetben mérésvezérlı programot írtam, amely vezérelte az összeállítást, biztosította a paraméterek pontos beállítását és a mért értékek feldolgozását, tárolását. A program felhasználói felületén keresztül beállíthatóak a mérési paraméterek, illetve folyamatos visszajelzést kapunk a program futásáról és a mérési eredményekrıl. • Programból szabályozható a SOA hımérséklete. • Programból szabályozható az áram forrás, ezzel beállítható a SOA munkapontja. • Programból szabályozható a mikrohullámú jelgenerátorok frekvenciája és teljesítménye. • Programból beállíthatóak a spektrumanalizátor mőködési paraméterei (központi frekvencia, frekvencia átfogás, felbontás, átlagolás). • A mérés során a program beolvassa a tényleges mérési paramétereket (hımérséklet, munkaponti áram), ezzel kiküszöbölhetıek a nem helyesen beállított értékekbıl adódó hibák. • A program beolvassa a spektrumanalizátoron megjelenı jelteljesítményt (maximum kereséssel) és a frekvenciasáv negyedének megfelelı frekvenciával a csúcsérték mellett a zajteljesítményt.

123

• A mérést nem egyetlen pontban végeztem el, hanem az adott mérési feladattól függıen egyes paramétereket léptettem. • A program kimenete egy eredmény file, amely tartalmazza a következıket: • Információs sor, amely tartalmazza a mérési összeállítás nem automatikusan beállított paramétereit (lézer teljesítménye, csillapító állása, SOA típusa, izolátorok alkalmazása, polarizáció kontroller beállítása) • Információs sor, amely tartalmazza mely paramétert, milyen értékek között, hány pontban változtat a program. • A vezérlı program által automatikusan beállított paraméterek (hımérséklet, munkaponti áram, a két mikrohullámú jelgenerátor frekvenciája és teljesítménye, mérési pontok száma, spektrumanalizátor beállításai) • táblázatos formában a léptetett paraméter pillanatnyi beállított értéke és a mért eredmények

(frekvencia1,

jelteljesítmény1,

zajteljesítmény1,

frekvencia2,

jelteljesítmény2, zajteljesítmény2, másodrendő intermodulációs termék frekvenciája (f2-f1) és teljesítménye, zajteljesítmény, harmadrendő intermodulációs termékek frekvenciája (2f2-f1, 2f1-f2) és teljesítménye, zajteljesítmények, hımérséklet, munkaponti áram) 6.3.4

SOA detektor egyenáramú karakterisztika felvétele

Hımérséklet szabályzó

LD Feszültség forrás

a) Fénykép a mérési elrendezésrıl

SOA

A

b) A mérési elrendezés blokkvázlata

A mérési elrendezés a következı eszközöket tartalmazta: •

Hımérsékletszabályzó (ILX Lightwave LDT-5412): Hıfok stabilizálással kiküszöböltem a hımérsékletváltozás hatását.

•

Optikai izolátorok (OISM-FCFC-255320): kiküszöböltem az optikai reflexiók hatását a SOA bemenetén és kimenetén.

124

•

Fényforrás (HP83424A): Biztosította a szükséges optikai jelet.

•

Optikai csillapító (Anritsu MN924A): a SOA bemeneti optikai teljesítményének szabályzására.

•

Feszültségforrás (Agilent E3631A): A munkaponti feszültség beállítása lehetıvé tette a különbözı munkaponti mőködés vizsgálatát.

•

6.3.5

Multiméter (HP34401A): A SOA tényleges áramfelvételét mértem.

SOA-detektor vételi karakterisztikájának mérése Hımérséklet szabályzó

LD

MZ

Pol. kontr.

SOA Ibias

Mikrohullámú jelgenerátor

RF

Áram forrás

Spektrum analizátor

A mérési elrendezés blokkvázlata

Fénykép a mérési elrendezésrıl

125

Számítógép

A HP-VEE program felhasználói felülete

A mérési elrendezés a következı eszközöket tartalmazta: •

Hımérséklet szabályzó és áramforrás (ILX Lightwave LDC 3724B): Hıfokstabilizálással kiküszöböltem a hımérsékletváltozás hatását. A munkaponti áram beállítása lehetıvé tette a különbözı munkaponti mőködés vizsgálatát.

•

Fényforrás (HP83424A): A szükséges fényteljesítményő jel elıállítása.

•

Külsı modulátor (HP83422A): Az intenzitás modulációt Mach-Zehnder modulátor végezte. A mőszer belsı automatikus erısítésvezérléssel (AGC – Automatic Gain Controll) rendelkezik, amely biztosította, hogy a modulációs mélység MIN állapotban 7%, MAX állapotban 23% legyen.

•

Optikai csillapító (Anritsu MN924A): A SOA bemeneti optikai teljesítményének szabályzására.

•

Polarizáció szabályzó (Thorlabs FPC031): A SOA polarizációfüggésének megszüntetése érdekében optimalizáltam a bemeneti optikai jel polarizációs állapotát.

•

Optikai izolátorok (OISM-FCFC-255320): Kiküszöböltem az optikai reflexiók hatását a SOA bemenetén és kimenetén.

•

Mikrohullámú jelgenerátor (Agilent ESG-D E4433B): Biztosította a szükséges frekvenciájú és teljesítményő elektromos moduláló jelet, 250kHz - 4GHz

•

Elektromos spektrumanalizátor (HP8593E): 9kHz-22GHz tartományban megjelenítette a fotodetektor kimenetén megjelenı elektromos spektrumot

•

Bias-tee (HP33150A): az elıfeszítı (dc) és a szinuszos modulációs elektromos jelet összegezte.

126

•

Számítógép: HP-VEE 5.0 környezetben mérésvezérlı programot írtam, amely vezérelte az összeállítást, biztosította a paraméterek pontos beállítását és a mért értékek feldolgozását, tárolását. A program felhasználói felületén keresztül beállíthatóak a mérési paraméterek, illetve folyamatos visszajelzést kapunk a program futásáról és a mérési eredményekrıl. • Programból szabályozható a SOA hımérséklete. • Programból szabályozható az áramforrás, ezzel beállítható a SOA munkapontja. • Programból szabályozható a mikrohullámú jelgenerátor frekvenciája. • Programból beállíthatóak a spektrumanalizátor mőködési paraméterei (központi frekvencia, frekvencia átfogás, felbontás, átlagolás). • A mérés során a program beolvassa a tényleges mérési paramétereket (hımérséklet, munkaponti áram), ezzel kiküszöbölhetıek a nem helyesen beállított értékekbıl adódó hibák. • A program beolvassa a spektrumanalizátoron megjelenı jelteljesítményt (maximum kereséssel) és a frekvenciasáv negyedének megfelelı frekvenciával a csúcsérték mellett a zajteljesítményt. • A mérést nem egyetlen pontban végeztem el, hanem az adott mérési feladattól függıen egyes paramétereket léptettem. • A program kimenete egy eredmény file, amely tartalmazza a következı adatokat: • Információs sor, amely tartalmazza a mérési összeállítás nem automatikusan beállított paramétereit (lézer teljesítménye, modulációs mélység, csillapító állása, SOA típusa, izolátorok alkalmazása, polarizációszabályzó beállítása) • Információs sor, amely tartalmazza mely paramétert, milyen értékek között, hány pontban változtat a program. • A vezérlı program által automatikusan beállított paraméterek (hımérséklet, munkaponti áram, frekvencia, mérési pontok száma, spektrum analizátor beállításai) • táblázatos formában a léptetett paraméter pillanatnyi beállított értéke és a mért eredmények (frekvencia, jelteljesítmény, zajteljesítmény, hımérséklet, munkaponti áram)

127

6.4. Képletek levezetése

6.4.1

(3.17) képlet levezetése

A fotonsőrőségre (S(z,t)) és a töltéshordozó-sőrőségre (N(z,t)) vonatkozó helyfüggı, egymódusú rate egyenletekbıl indultam ki: ∂S(z, t ) = Γ ⋅ a ⋅ ( N − N 0 ) ⋅ S(z, t ) − α ⋅ S(z, t ) ∂z ∂N (z, t ) I(z, t ) N = − − v g ⋅ a ⋅ ( N − N 0 ) ⋅ S( z, t ) ∂t e ⋅ V τS

(1)

Ahol a: differenciális erısítés, Γ: fénykoncentrációs tényezı, N0: az átlátszósághoz tartozó töltéshordozó-sőrőség, V: aktív térfogat, τs: töltéshordozó élettartam, α: belsı veszteség, I: áram, e: elektron töltése, z=0 az eszköz bemenete, z=L az eszköz kimenete, t: a helyi idı, amelyet vg csoportsebességgel mozgó koordinátarendszerben mérünk. Elsı lépésként az állandósult állapotot vizsgáltam meg, tehát amikor nincs idıbeli változás. Ekkor (1) képlet alapján a töltéshordozó-sőrőség idıbeli változása: 0=

1  I dc (z) N dc I (z) − − v g ⋅ a ⋅ ( N dc − N 0 ) ⋅ Sdc (z) = dc − N dc ⋅  + v g ⋅ a ⋅ Sdc (z)  + v g ⋅ a ⋅ N 0 ⋅ Sdc (z) e⋅V τS e⋅V  τS 

(2)

Ahol Ndc és Sdc a fotonsőrőség és a töltéshordozó-sőrőség állandósult állapotban. A képletbıl a töltéshordozó-sőrőség állandósult értéke kifejezhetı: I dc ( z) + v g ⋅ a ⋅ N 0 ⋅ Sdc ( z) N dc = e ⋅ V 1 + v g ⋅ a ⋅ Sdc (z) τS

(3)

A vizsgált állandósult állapotban a fotonsőrőség térbeli változása: dSdc (z) = Γ ⋅ a ⋅ ( N dc − N 0 ) ⋅ Sdc (z) − α ⋅ Sdc ( z) dz

(4)

A (4) képletbe (3) kifejezését behelyettesítve: I dc ( z) N 0  I dc (z)    −     + v g ⋅ a ⋅ N 0 ⋅ Sdc ( z) dSdc ( z) e⋅V τS = Γ⋅a ⋅ e⋅V − N 0  ⋅ Sdc (z) − α ⋅ Sdc ( z) =  Γ ⋅ a ⋅ − α  ⋅ Sdc (z) (5)     1 1 dz + v g ⋅ a ⋅ Sdc ( z) + v g ⋅ a ⋅ Sdc (z)     τS τS    

Az irodalomból ismert összefüggések (6) segítségével (5) képletet egyszerőbb alakban írtam fel: g sat =

128

Γ ⋅ g0 , S 1 + DC Ssat

I  g 0 = a ⋅  DC ⋅ τs − N 0 ,  e⋅V 

Ssat =

1 a ⋅ v g ⋅ τS

(6)

dSdc ( z) = (g sat − α ) ⋅ Sdc ( z) dz

(7)

Kisjelő, szinuszos moduláció esetén N(t,z) és S(t,z) változása is követi az áram változását. S( t , z ) = Sdc ( z) + ∆S(z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) N ( t , z) = N dc + ∆N (z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t )

(8)

(8) S(t,z) kifejezését az (1) képletbe behelyettesítve: ∂S(z, t ) = Γ ⋅ a ⋅ ( N − N 0 ) ⋅ S(z, t ) − α ⋅ S( z, t ) ∂z dSdc (z) d∆S( z) + exp( j ⋅ ω ⋅ t ) ⋅ = Γ ⋅ a ⋅ (N dc + ∆N (z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) − N 0 ) ⋅ (Sdc (z) + ∆S( z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t )) − dz dz − α ⋅ (Sdc (z) + ∆S(z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ))

(9)

Mindkét oldalból az egyensúlyi fotonsőrőség deriváltját kivonva: exp( j ⋅ ω ⋅ t ) ⋅

d∆S(z) = Γ ⋅ a ⋅ ∆N( z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) ⋅ Sdc ( z) + Γ ⋅ a ⋅ (N dc − N 0 ) ⋅ ∆S( z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) + dz + Γ ⋅ a ⋅ ∆N (z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) ⋅ ∆S(z ) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) − α ⋅ ∆S( z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t )

(10)

Tehát a már ismert gsat kifejezést (6) az egyszerőbb írásmód miatt bevezetve: d∆S = (g sat (z) − α ) ⋅ ∆S( z) + Γ ⋅ a ⋅ ∆N(z ) ⋅ Sdc (z ) dz

(11)

(8) kifejezést behelyettesítettem N(t,z) idıbeli változásának képletébe (1): dN( t ) I( t ) N = − − v g ⋅ a ⋅ ( N − N 0 ) ⋅ S( t ) dt e ⋅ V τS

d(N dc + ∆N (z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t )) I dc + ∆I(z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) N dc + ∆N(z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) = − − dt e⋅V τs

(12)

− v g ⋅ a ⋅ (N dc + ∆N (z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) − N 0 ) ⋅ (Sdc + ∆S(z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ))

dN dc d(exp( j ⋅ ω ⋅ t )) I dc N ∆I(z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) + ∆N (z) ⋅ = − dc − v g ⋅ a ⋅ ( N dc − N 0 ) ⋅ Sdc (z) + − dt e ⋅ V τS dt e⋅V −

∆N (z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) − v g ⋅ a ⋅ (N dc − N 0 ) ⋅ ∆S(z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) − τs

(13)

− v g ⋅ a ⋅ ∆N (z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t )(Sdc + ∆S(z ) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ))

Ebbıl a töltéshordozó-sőrőség változásának amplitúdója kifejezhetı: ∆I( z) ⋅ − v g ⋅ a ⋅ (N dc − N 0 ) ⋅ ∆S(z) ∆N(z) = e ⋅ V 1 + j ⋅ ω + v g ⋅ a ⋅ Sdc (z ) τs

(14)

Felhasználva gsat és Ssat kifejezését (6), (14) kifejezést visszahelyettesítettem (11) képletbe: v g ⋅ τs ⋅ g sat (z) τs ⋅ ∆I( z) − ⋅ ∆S(z) d∆S Γ = (g sat (z) − α ) ⋅ ∆S(z) + Γ ⋅ a ⋅ e ⋅ V ⋅ Sdc (z) Sdc (z) dz 1 + j ⋅ ω ⋅ τs + Ssat

129

(15)

6.4.2

(3.40) és (3.41) képlet levezetése

A nem lineáris modellezés során az (1) egyenletben a lineáris helyett nemlineáris töltéshordozó rekombinációs rátát vettem figyelembe. R ( N) =

N τs

helyett

R ( N) = A ⋅ N + B ⋅ N 2 + C ⋅ N 3

(16)

Ahol A: Nem sugárzásos rekombinációs ráta, B: Sugárzásos rekombinációs együttható, C: Auger rekombinációs együttható, N: töltéshordozó-sőrőség

Elsı lépésként az állandósult állapotot vizsgáltam meg, tehát amikor nincs idıbeli változás. Ekkor a töltéshordozó-sőrőség idıbeli változása: 0=

I dc (z) 2 − A ⋅ N dc − B ⋅ N dc − C ⋅ N 3dc − v g ⋅ a ⋅ ( N dc − N 0 ) ⋅ Sdc (z) e⋅V

(17)

Ebbıl a töltéshordozó-sőrőségre egy harmadrendő egyenletet kapunk: I dc + v g ⋅ a ⋅ N 0 ⋅ Sdc B 2 A + v g ⋅ a ⋅ Sdc N + ⋅ N dc + ⋅ N dc − e ⋅ V =0 C C C

(18)

3 dc

A képlet N0-ra normalizálva: 3

 N dc  B   +  N0  C ⋅ N0

2

 N  A + v g ⋅ a ⋅ Sdc ⋅  dc  + C ⋅ N 02  N0 

 I dc   N dc   e ⋅ V + v g ⋅ a ⋅ Sdc   −  ⋅  =0 C ⋅ N 30  N0     

(19)

A harmadrendő megoldóképlet segítségével, a valós megoldás kiválasztása után (19) összefüggésbıl kiszámoltam Ndc értékét. A lineáris modellhez hasonló módon mindezek alapján az átlagos fotonsőrőség helyfüggı, az erısítı hossza mentén bekövetkezı változását numerikusan kiszámoltam. dSdc (z) = Γ ⋅ a ⋅ ( N dc − N 0 ) ⋅ Sdc (z) − α ⋅ Sdc ( z) dz

(20)

Kisjelő szinuszos moduláció esetén, számításaim során a töltéshordozó-sőrőség és a fotonsőrőség a modulációs tartalom felharmonikusait is tartalmazta: S( t , z ) = Sdc (z ) + ∆S1 (z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) + ∆S2 ( z) ⋅ exp( j ⋅ 2 ⋅ ω ⋅ t ) + ∆S3 (z) ⋅ exp( j ⋅ 3 ⋅ ω ⋅ t )

N ( t , z) = N dc + ∆N1 (z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) + ∆N 2 (z) ⋅ exp( j ⋅ 2 ⋅ ω ⋅ t ) + ∆N 3 (z) ⋅ exp( j ⋅ 3 ⋅ ω ⋅ t )

(21)

ahol ∆S1, ∆S2, ∆S3: a modulált fotonsőrőség alapharmonikusának, másodrendő- és harmadrendő felharmonikusának

amplitúdója.

∆N1,

∆N2,

∆N3:

a

modulált

töltéshordozó-sőrőség

alapharmonikusának, másodrendő- és harmadrendő felharmonikusának amplitúdója. A (21) kifejezéseket behelyettesítettem a nemlineáris rekombinációs rátát használó rate egyenletbe. 130

dN( t ) I(z, t ) = − A ⋅ N − B ⋅ N 2 − C ⋅ N 3 − v g ⋅ a ⋅ ( N( t ) − N 0 ) ⋅ S(z, t ) dt e⋅V d(N dc + ∆N1 (z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) + ∆N 2 (z) ⋅ exp( j ⋅ 2 ⋅ ω ⋅ t ) + ∆N 3 (z) ⋅ exp( j ⋅ 3 ⋅ ω ⋅ t )) I(z, t ) = − dt e⋅V − A ⋅ (N dc + ∆N1 (z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) + ∆N 2 (z) ⋅ exp( j ⋅ 2 ⋅ ω ⋅ t ) + ∆N 3 (z) ⋅ exp( j ⋅ 3 ⋅ ω ⋅ t )) − − B ⋅ (N dc + ∆N1 (z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) + ∆N 2 (z) ⋅ exp( j ⋅ 2 ⋅ ω ⋅ t ) + ∆N 3 (z) ⋅ exp( j ⋅ 3 ⋅ ω ⋅ t )) − 2

(22)

− C ⋅ (N dc + ∆N1 (z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) + ∆N 2 (z) ⋅ exp( j ⋅ 2 ⋅ ω ⋅ t ) + ∆N 3 (z) ⋅ exp( j ⋅ 3 ⋅ ω ⋅ t )) − 3

− v g ⋅ a ⋅ ( N dc + ∆N1 (z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) + ∆N 2 (z) ⋅ exp( j ⋅ 2 ⋅ ω ⋅ t ) + ∆N 3 (z) ⋅ exp( j ⋅ 3 ⋅ ω ⋅ t ) − N 0 ) ⋅

⋅ (Sdc (z) + ∆S1 (z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) + ∆S2 (z) ⋅ exp( j ⋅ 2 ⋅ ω ⋅ t ) + ∆S3 (z) ⋅ exp( j ⋅ 3 ⋅ ω ⋅ t ))

Az egyensúlyi állapotra jellemzı Ndc idıbeli változása és a (18) képletben szereplı kifejezés nullával egyenlı, tehát ezeket elhagytam a (22) képletbıl, majd a két oldal egyenlısége alapján kifejeztem a töltéshordozó-sőrőség modulációs amplitúdóit: ∆I − v g ⋅ a ⋅ (N dc − N 0 ) ⋅ ∆S1 e ⋅V ∆N1 = 2 j ⋅ ω + A + v g ⋅ a ⋅ Sdc + 2 ⋅ B ⋅ N dc + 3 ⋅ C ⋅ N dc ∆N 2 = − ∆N 3 = −

(B + 3 ⋅ C ⋅ N dc ) ⋅ ∆N12 + v g ⋅ a ⋅ ∆N1 ⋅ ∆S1 + v g ⋅ a ⋅ (N dc − N 0 ) ⋅ ∆S2 2 ⋅ j ⋅ ω + A + v g ⋅ a ⋅ Sdc + 2 ⋅ B ⋅ N dc + 3 ⋅ C ⋅ N

(23)

2 dc

(2 ⋅ B + 6 ⋅ C ⋅ N dc ) ⋅ ∆N1 ⋅ ∆N 2 + C ⋅ ∆N12 + v g ⋅ a ⋅ ∆N 2 ⋅ ∆S1 + v g ⋅ a ⋅ ∆N1 ⋅ ∆S2 + v g ⋅ a ⋅ (N dc − N 0 ) ⋅ ∆S3 2 3 ⋅ j ⋅ ω + A + v g ⋅ a ⋅ Sdc + 2 ⋅ B ⋅ N dc + 3 ⋅ C ⋅ N dc

A töltéshordozó-sőrőség paramétereit behelyettesítettem az S(z,t)-re vonatkozó rate egyenletbe. ∂S( z, t ) = Γ ⋅ a ⋅ ( N − N 0 ) ⋅ S(z, t ) − α ⋅ S(z, t ) ∂z dSdc ( z) d∆S1 (z ) d ∆S 2 ( z ) d ∆S 3 ( z ) + exp( j ⋅ ω ⋅ t ) ⋅ + exp( j ⋅ 2 ⋅ ω ⋅ t ) ⋅ + exp( j ⋅ 3 ⋅ ω ⋅ t ) ⋅ = dz dz dz dz = [Γ ⋅ a ⋅ (N dc + ∆N1 (z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) + ∆N 2 ( z) ⋅ exp( j ⋅ 2 ⋅ ω ⋅ t ) + ∆N 3 (z) ⋅ exp( j ⋅ 3 ⋅ ω ⋅ t ) − N 0 ) − α ] ⋅

(24)

⋅ (Sdc (z) + ∆S1 (z) ⋅ exp( j ⋅ ω ⋅ t ) + ∆S2 (z) ⋅ exp( j ⋅ 2 ⋅ ω ⋅ t ) + ∆S3 (z ) ⋅ exp( j ⋅ 3 ⋅ ω ⋅ t ))

Az exponenciális tagok együtthatóinak egyenlıségébıl felírtam a kisjelő modulációs amplitúdó és a felharmonikusok amplitúdójának értékét is: d∆S1 = (Γ ⋅ a ⋅ (N dc − N 0 ) − α ) ⋅ ∆S1 + Γ ⋅ a ⋅ ∆N1 ⋅ Sdc dz d ∆S 2 = (Γ ⋅ a ⋅ (N dc − N 0 ) − α ) ⋅ ∆S2 + Γ ⋅ a ⋅ ∆N 2 ⋅ Sdc + Γ ⋅ a ⋅ ∆N1 ⋅ ∆S1 dz d∆S3 = (Γ ⋅ a ⋅ (N dc − N 0 ) − α ) ⋅ ∆S3 + Γ ⋅ a ⋅ ∆N 3 ⋅ Sdc + Γ ⋅ a ⋅ ∆N 2 ⋅ ∆S1 + Γ ⋅ a ⋅ ∆N1 ⋅ ∆S2 dz

131

(25)

6.5. Publikációs lista

6.5.1

Külföldön megjelent idegen nyelvő folyóiratcikk

[S-1] Udvary Eszter, Berceli Tibor: Semiconductor Optical Amplifier for Detection Function in Radio over Fiber Systems, IEEE Journal of Lightwave Technology, Special Issue on MWP, Vol. 26, No. 08, Augusztus 2008, pp.2563-2570. L R IF2.824 [S-2] Udvary Eszter, Berceli Tibor: Linearity and chirp investigations on SOA as an external modulator in SCM systems, Proceedings of the European Microwave Association EUMA, Special Issue on Microwave Photonics, vol.3, September 2007, pp.217-222, R L [S-3] Udvary Eszter, Berceli Tibor: Optical Subcarrier Label Swapping by Semiconductor Optical Amplifiers, IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol. 21, No. 12, December 2003, pp. 3221 - 3225. L R IF1.983 H3 G3 S2 [S-4] Udvary Eszter, Marozsák Tamás: Distortion and Noise Problems of Subcarrier Multiplexed Optical Systems, Journal of Telecommunications and Information Technology, pp.60-64, 4/2001, Poland R [S-5] Berceli Tibor, Járó G., Marozsák T., Mihály S., Udvary E., Varga Z., Zólomy A.: An Optical Carrier Generation Approach for Cellular Millimeter Wave Radio Systems, Journal on Fiber and Integrated Optics, Vol. 19, Number 2, 2000, pp.119-137 R L IF0.3 6.5.2

Magyarországon megjelent idegen nyelvő folyóiratcikk

[S-6] Udvary E.: Linearity and Chirp Investigations on Semiconductor Optical Amplifier as an External Optical Modulator, Híradástechnika, Selected Papers, 2007/7, pp.46-51. L R 6.5.3

Nemzetközi konferencia-kiadványban megjelent idegen nyelvő elıadás

[S-7] Udvary Eszter, Berceli Tibor, Marek Chacinski, Richard Schatz, Pierre-Yves Fonjallaz: Reduction of Dispersion Induced Distortions in Radio over Fibre links, EuMC 2008, pp.10861089, Amsterdam 27-31 October, 2008, R [S-8] Udvary E., Hilt A., Berceli T.: Dispersion Elimination and Harmonic Behavior in Optical Networks, Networks2008, pp.1-17, Budapest, Magyarország, 2008. szept. 28.-október 2. R [S-9] Berceli Tibor, Udvary Eszter, Hilt Attila: A New Equalization Method for Dispersion Effects in Optical Links, Meghívott elıadás, ICTON 2008, Volume 4, pp.98-101, Athens, Greece, June 22 - 26, 2008, R L [S-10] Udvary Eszter, Berceli Tibor: Semiconductor Optical Amplifier for Detection Function in SubCarrier Multiplexed Systems, ICTON 2008, Vol.4, pp.170-173, Athens, Greece, June 22 26, 2008 R L [S-11] Udvary Eszter, Berceli Tibor, Marek Chacinski, Richard Schatz, Pierre-Yves Fonjallaz: Improvements in Transmission over Optical Backbones of Mobile Networks, CD-ROM, paper number: P42, ICT Mobile Summit, Stockholm, Sweden, 10-12 June 2008 R [S-12] Udvary Eszter, Berceli Tibor: Linearity investigations on SOA as external modulator in SCM systems, FTTH, Wireless Communications and their interaction, 6th Workshop organized by the Network of Excellence ISIS, CD-ROM, paper number: P1, June 2-3, 2008, Stockholm, Sweden [S-13] Udvary Eszter, Bartoss Viktória, Marek Chacinski, Richard Schatz, Berceli Tibor, PierreYves Fonjallaz: Reduction of Dispersion Induced Distortions by Semiconductor Optical Amplifiers, MIKON-2008, Vol.1, pp.75-78, Wroclaw, Poland, May 19-21, 2008 R L 132

[S-14] Berceli Tibor, Udvary Eszter: Indoor Communications Applying an Optical Backbone, ICTON 2007, IEEE, Volume 3, pp. 277-280, Rome, Italy, 1-5 July, 2007 R L [S-15] Udvary Eszter, Berceli Tibor: Linearity investigations on SOA as external modulator in SCM systems, 12th Microcoll Colloquium on Microwave Communications, pp.65-68, Budapest, Hungary, 14-16 May 2007 R L [S-16] Berceli Tibor, Udvary Eszter: Transmission Challenges of Cascaded Semiconductor Optical Amplifiers, International Topical Meeting on Microwave Photonics (MWP2005), IEEE, pp.129-132, Seoul, Korea, 12-14 October 2005 L R [S-17] Udvary Eszter, Berceli Tibor: Noise and Linearity Investigation on SOA Modulators in SCM Systems, Topical Meeting on Optical Amplifiers and Their Applications CD-ROM (The Optical Society of America, Washington, DC, 2005), presentation number: TuC4, Budapest, Hungary, 7-10 August 2005 R [S-18] Udvary Eszter, Berceli Tibor: Multifunctional SOAs in Fiber Radio Systems, PWCom 2005 12th Nefertiti Workshop “Photonics in Wireless Communication: Cost-Effective Solutions and Future Technologies”, CD-ROM, Session Fr-1, Säröhus, Göteborg, Sweden 1-3 June, 2005. [S-19] Kovács Gábor, Udvary Eszter, Berceli Tibor: Semiconductor optical amplifiers for alloptical wavelength conversion, ICTON, vol.2, pp.37-40, Wroclaw, Poland, 4-8 July 2004 L R H2 W1 S2 G2 [S-20] Udvary Eszter, Berceli Tibor: Optical Subcarrier Label Swapping by Semiconductor Optical Amplifiers In Cross Phase Modulation Wavelength Converter Block, MWP2003, IEEE, pp.85-88, Budapest, Hungary, September 10-12, 2003,. L R [S-21] Hilt Attila, Udvary Eszter, Berceli Tibor: Harmonic Distortion in Dispersive Fiber– Optical Transmission of Microwave Signals, International Topical Meeting on Microwave Photonics MWP2003, IEEE, pp.151-154, Budapest, Hungary, September 10-12, 2003, L R [S-22] Udvary Eszter, Berceli Tibor: Branching Function by Semiconductor Optical Amplifier (SOA) in Subcarrier Multiplexed (SCM) Optical Systems, 11th Microcoll, pp.51-54, Budapest, Hungary, September 10-11, 2003, R L [S-23] Udvary Eszter, Berceli Tibor, Marozsák Tamás, Hilt Attila: Semiconductor Optical Amplifiers in Analog Optical Links, ICTON’2003, IEEE, pp.201–206, Warsaw, Poland, 29 June - 03 July, 2003 R L [S-24] Marozsák Tamás, Kovács Attila, Udvary Eszter, Berceli Tibor: Direct Modulated Lasers in Radio over Fiber Applications, MWP2002, IEEE, pp.129 – 132, 5-8 Nov. 2002, Awaji, Japán L R H6 W2 S6 G3 [S-25] Udvary Eszter, Marozsák Tamás, Berceli Tibor: Application of SOAs in Fibre Radio Systems, EUMC’2002, IEEE, Vol.2, pp.693, 23-26 September 2002, Milan, Italy R [S-26] Udvary Eszter: Semiconductor Optical Amplifiers in Fibre Radio Networks, URSI 2002, CD-ROM, paper number: 1848, Maastricht, Netherlands, August 14-17, 2002, [S-27] Udvary Eszter, Csörnyei Márk, Gislaine Maury, Yannis Le Guennec: SOAs in Subcarrier Multiplexed Optical Networks, MIKON-2002, IEEE, Vol. 3, pp.874-877, Gdansk, Poland, May 20-22, 2002, L R [S-28] Hilt Attila, Berceli Tibor, Frigyes István, Udvary Eszter, Marozsák Tamás: Fiberdispersion Compensation Techniques in Optical/Wireless Systems, MIKON-2002 IEEE, Vol.1. pp.25-36, Gdansk, Poland, May 20-22, 2002, L R H1 G1 [S-29] Marozsák Tamás, Udvary Eszter: Vertical Cavity Surface Emitting Lasers in RoF Applications, MIKON2002, Vol.1. pp.41-44, Gdansk, Poland, May 20-22, 2002, LRH1G1 [S-30] Udvary Eszter: Branching of Subcarrier Multiplexed Optical Networks by SOAs, EUMC’2001, pp.1-4, London UK, 24-28 September 2001 R [S-31] Udvary Eszter: Noise Performance of Semiconductor Optical Amplifiers, EUROCON’2001, Vol.1 pp.161–163, Slovak Rep., Bratislava, 4-7 July, 2001 R [S-32] Udvary Eszter: Add/Drop in Subcarrier Multiplexed Optical Networks, ICTON’2001, IEEE, pp. 342 –345, Cracow, Poland, 18-21 June, 2001 R L 133

[S-33] Marozsák Tamás, Udvary Eszter, Berceli Tibor: A Combined Optical-Wireless Broadband Internet Access: Transmission Challenges, IMS2001, IEEE, Digest, Vol. 2. pp.997-1000, Phoenix, Arizona, 20-25 May 2001 R S1 G1 [S-34] Udvary Eszter, Bánky Tamás, Hilt Attila, Marozsák Tamás: Noise and Gain Properties of Semiconductor Optical Amplifiers, Optical/Wireless Workshop, European MOIKIT project, CD-ROM, Budapest, Hungary, 12 March 2001. [S-35] Marozsák Tamás, Udvary Eszter, Berceli Tibor: Transmission Characteristics of All Semiconductor Fiber OpticLinks Carrying Microwave Channels, EUMC2000, IEEE, Vol. 2. pp.52-55, Paris, France, 3rd-5th October 2000 R H1 [S-36] Udvary Eszter, Marozsák Tamás: Distortion and Noise Problems of Subcarrier Multiplexed Optical Systems, MIKON’2000, IEEE, Vol. 2. pp.431-434, Wroclaw, Poland, May 22-24, 2000 L R [S-37] Berceli Tibor, Járó Gábor, Marozsák Tamás, Mihály Sándor, Udvary Eszter, Varga Zoltán, Zólomy Attila: Optical Millimeter Wave Generation for Cellular Mobile Systems, MIKON’2000, IEEE, Vol.3., pp.110-119, Wroclaw, Poland, 22-24 May 2000. R H1 [S-38] Marozsák Tamás, Berceli Tibor, Járó Gábor, Zólomy Attila, Hilt Attila, Mihály Sándor, Udvary Eszter, Varga Zoltán: A New Optical Distribution Approach for Millimeter Wave Radio, IEEE MWP'98, pp.63-66, Princeton, USA, 12-14 October, 1998. R H1 [S-39] Udvary Eszter, Zólomy Attila, Hilt Attila, Járó Gábor, Mihály Sándor, Berceli Tibor: A Millimeter Wave PLL Oscillator for Optical Receivers, ECS’97, pp.205-208, Bratislava, Slovakia, September 1997. R H1 S1 [S-40] Hilt Attila, Zólomy Attila, Berceli Tibor, Járó Gábor, Udvary Eszter: Millimeter Wave Synthesizer Locked to an Optically Transmitted Reference Using Harmonic Mixing, IEEE MWP’97, pp.91-94, Duisburg, Germany, 3-5 September 1997. R H1 W1 S1 G1 6.5.4

Magyar nyelvő folyóiratcikk

[S-41] Gerhátné Udvary Eszter, Berceli Tibor, Hilt Attila: “Diszperzió hatásának és a harmonikusok viselkedésének vizsgálata optikai hálózatokban”, Híradástechnika folyóirat, 2008/6 Június, vol.LXIII. pp. 20-26, L R [S-42] Gerhátné Udvary Eszter: Félvezetıs optikai erısítı-modulátor linearitás és chirp vizsgálata, Híradástechnika 2007/6 Június, vol.LXII., pp.14-19. L R 6.5.5

Magyar nyelvő konferencia-elıadás

[S-43] Gerhátné Udvary Eszter: Fiber Radio rendszerek, 16. Távközlési és Informatikai Hálózatok Szeminárium, HTE, pp.130-138, 2008. október 15-17, Zalakaros [S-44] Gerhátné Udvary Eszter: Félvezetı Optikai Erısítık alkalmazása Segédvivıs Optikai Hálózatokban, PKI Tudományos Napok, pp.173-184, 2004. November 29-30. Budapest [S-45] Gerhátné Udvary Eszter: Többfunkciós félvezetıs optikai erısítık, Kvantumelektronika 2003, V. Szimpózium, CD-ROM, 2003 október 21., Budapest.

Az összes publikációk száma: 45 Az összes ismert idegen hivatkozások száma: 22 Web of Science szerinti hivatkozások között az idegen hivatkozások száma: 4 A Scopus szerinti hivatkozások között az idegen hivatkozások száma : 14 A google scholar szerinti hivatkozások között az idegen hivatkozások száma: 13 134

6.6. Hivatkozások

6.6.1

hivatkozás elsı szerzıként írt cikkre

Udvary Eszter, Berceli Tibor: Optical Subcarrier Label Swapping by Semiconductor Optical Amplifiers, IEEE J. of Lightwave Technology, Vol.21, No.12, December 2003, pp.3221-3225. • C. Díaz Giménez, I. Tafur Monroy, J.J. Vegas Olmos, S. Sales, A.M.J. Koonen: Performance evaluation of a DPSK/SCM combined modulation scheme for optical label switching, NOC, 5-7 July 2005, London, UK, pp. 415-422. G • Ni Yan, I. Monroy, Ton Koonen: All-Optical Label Swapping Node Architectures and Contention Resolution, ONDM, 7-9 July 2005, Milan, Italy, pp.1-9. GS • Ryo Takahashi: Recent Progress in Optical Packet Processing Technologies for Optical Packet-switched Networks, NTT Technical Review July 2004, Vol2, No7 pp.12-22, GS • B. S. G. Pillai: Novel all-optical signal processing schemes and their applications in packet switching in core networks, PhD thesis, The University of Melbourne, Australia, March, 2007 G Udvary Eszter, Zólomy Attila, Hilt Attila, Járó Gábor, Mihály Sándor, Berceli Tibor: A Millimeter Wave PLL Oscillator for Optical Receivers, Proceedings of the first Electronic Circuits and Systems Conference, ECS’97, pp.205-208, Bratislava, Slovakia, September 1997. • Molchanov, P., Checkotun, V., Mulyar, P., Linnyk, O.: Microwave processing of optical signals with the negative resistance circuits, Proceedings of SPIE - The International Society for Optical Engineering, Vol.4425, 2001, pp.46-52 S 6.6.2

hivatkozás második szerzıként írt cikkre :

Kovács Gábor, Udvary Eszter, Berceli Tibor: Semiconductor optical amplifiers for all-optical wavelength conversion, ICTON 2004, vol. 2 , pp. 37- 40, Wroclaw, Poland , 4-8 July 2004 • Z.G.Lu, P.Bock, J.R.Liu, M.Florjanczyk, T.Hall: Ultrabroad tunable wavelength conversion in a semiconductor optical amplifier, Microwave and Optical Technology Letters Vol.48, No.11, November 2006, pp.2139-2142 WSG • Andrzej Jajszczyk: Optical networks – the electro-optic reality, Optical Switching and Networking, Volume 1, Issue 1 , January 2005, Pages 3-18. G • Lu, Z.G., Lin, P., Sun, F.G., Bock, P., Zhou, S., Zhang, X.P., Hall, T.: Ultrabroad tunable wavelength conversion with uniform efficiency and signal-to-noise ratio, 2005 Proceedings of SPIE - The International Society for Optical Engineering, Photonic Applications in Nonlinear Optics, Nanophotonics, and Microwave Photonics, 5971 GS Marozsák Tamás, Udvary Eszter: Vertical cavity surface emitting lasers in radio over fiber applications, MIKON-2002, Gdansk, Poland, May 20-22, 2002, Vol.1. pp. 41-44. • Lukas Chrostowski: Optical Injection Locking of Vertical Cavity Surface Emitting Lasers, PhD thesis, University of California, Berkeley, 2003 G Marozsák Tamás, Udvary Eszter, Berceli Tibor: A combined optical-wireless broadband Internet access: transmission challenges, IMS2001, pp.997-1000, Phoenix, Arizona, 20-25 May 2001 • Chia, M.Y.W. Luo, B. Yee, M.L. Hao, J.Z.: Hybrid radio over fiber wireless LANs and Ethernet networks, OFC, 23-27 Feb. 2004, Los Angeles, USA, GS Marozsák Tamás, Udvary Eszter, Berceli Tibor: Transmission Characteristics of All Semiconductor Fiber OpticLinks Carrying Microwave Channels, EuMC, Vol. 2. pp.52-55, Paris, France, 3rd-5th October 2000 135

•

6.6.3

Boula-Picard, R.; Bibey, M.; Vodjdani, N.: Semiconductor optical amplifiers for microwave photonics links, MWP'01. pp. 137 -140. 7-9. January, 2002, Renaissance Long Beach. Hotel. Long Beach, California hivatkozás harmadik társszerzıként írt cikkre :

Hilt Attila, Berceli Tibor, Udvary Eszter.: Microwave Network Analysis Extended to Optical Systems, COMITE 2005, pp. 320-323, Prague, Czech Republic, September 2005 • Bódi Tamás, Szekeres Péter: Félvezetı eszközök és áramkörök optikai vezérlése, Híradástechnika folyóirat, LXI évfolyam, 27.-34. old., 2006-2. (in Hungarian) Marozsák Tamás, Kovács Attila, Udvary Eszter, Berceli Tibor: Direct modulated lasers in radio over fiber applications, MWP2002, 5-8 Nov. 2002, pp.129 – 132, Awaji, Japán • Wen-Piao Lin: „A robust fiber-radio architecture for wavelength-division-multiplexing ring-access networks”, IEEE JLT, Vol.23, Issue9, Sept. 2005, pp. 2610- 2620 WGS • Wen-Piao Lin, Wei-Ren Peng, Sien Chi: Dynamic Wavelength Allocation in Wavelength Division Multiplexing Radio-over-Fiber Access Network, Japanese Journal of Applied Physics, Vol. 44, No. 3, 2005, pp. 1282-1286 W • Wen-Piao Lin, Y.Hsu: Dynamic Wavelength Allocation in WDM Fiber-Radio Access Networks, ICTON 2005, 3-7 July 2005, Vol.2, pp.157-160, Barcelona, Spain SG • Wen-Piao Lin, Wei-Ren Peng and Sien Chi: A robust architecture for WDM radio-overfiber access networks, OFC 2004 Volume 2, FG3, 23-27, Feb. 2004 GS • Bo, Z., Yinghua, L., Jinling, Z., Biao, Y: Nonlinear effect of OFDM in radio-over-fiber transmission, 2007 International Conference on Microwave and Millimeter Wave Technology, ICMMT '07, art. no. 4266134, 8-21 April 2007, pp.1–3, Guilin, China S • Zhang, B., Lu, Y., Zhang, J: Effects of a microcavity on harmonic and intermodulation distortions of a vertical cavity surface emitting laser, Pan Tao Ti Hsueh Pao/Chinese Journal of Semiconductors Volume 27, Issue 9, September 2006, pp. 1625-1629 S • C.K.Sim, M.L.Yee, B.Luo, L.C.Ong, M.Y.W Chia: Performance evaluation for wireless LAN, ethernet and UWB Co-existence on hybrid radio-over-fiber picocell, Conference on Optical Fiber Communication, Volume 3, 2005, no.1501388, pp.591-593 S 6.6.4

hivatkozás negyedik, stb. társszerzıként írt cikkre :

Hilt Attila, Berceli Tibor, Frigyes István, Udvary Eszter, Marozsák Tamás: Fiber-dispersion compensation techniques in optical/wireless systems, MIKON-2002, Gdansk, Poland, May 2022, 2002, Vol.1. pp. 25-36. • S.Hashmi, H.T.Mouftah: Integrated optical/wireless networking”, Canadian Conference on Electrical and Computer Engineering, 2-5 May 2004, pp.2095-2098 Vol.4 SG Marozsák Tamás, Berceli Tibor, Járó Gábor, Zólomy Attila, Hilt Attila, Mihály Sándor, Udvary Eszter, Varga Zoltán: A New Optical Distribution Approach for Millimeter Wave Radio, IEEE MWP'98, pp.63-66, Princeton, New Jersey, USA, 12-14 October, 1998. • Masahiro Kiyokawa, J.Claude Bélisle, Pierre Tardif: Millimeter-wave Fiber Radio Using Subharmonic Local-Oscillator Distribution, MWP'2001, pp.57-60, 2001. Hilt Attila, Zólomy Attila, Berceli Tibor, Járó Gábor, Udvary Eszter: Millimeter Wave Synthesizer Locked to an Optically Transmitted Reference Using Harmonic Mixing, IEEE MWP’97, pp.91-94, Duisburg, Germany, 3-5 September 1997. • Ichiro Seto, Hiroki Shoki, Shigeru Ohshima: Optical Subcarrier Multiplexing Transmission for Base Station With Adaptive Array Antenna, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 49, No. 10, Pp.2036-2041, October 2001. WGS 136

6.7. A disszertációhoz kapcsolódó fontosabb publikációk másolata

6.7.1

Udvary Eszter, Berceli Tibor: Optical subcarrier label swapping by semiconductor optical amplifiers, IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol. 21, No. 12, December 2003, pp. 3221 - 3225.

6.7.2

Udvary Eszter, Berceli Tibor: Linearity and chirp investigations on SOA as an external modulator in SCM systems, Proceedings of the European Microwave Association EUMA, Special Issue on Microwave Photonics, vol.3, september 2007, pp.217-222

6.7.3

Udvary Eszter, Berceli Tibor: „Semiconductor Optical Amplifier for Detection Function in Radio over Fiber Systems”, IEEE Journal of Lightwave Technology, Special Issue on MWP, 2008 Augusztus, pp.2563-2570

137