Studium vybraných vlastností obvodů s operačními zesilovači v návrhu frekvenčních korektorů

Rok / Year: 2013

Svazek / Volume: 15

Číslo / Issue: 2

Studium vybraných vlastností obvodů s operačními zesilovači v návrhu frekvenčních korektorů Study of selected features in circuits with opamps for design of frequency equalizers Jiří Čapka, Roman Šotner [email protected], [email protected] Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně

Abstrakt: Tento článek se zabývá vybranými vlastnostmi operačních zesilovačů používaných v nízkofrekvenčních obvodech kmitočtových korekcí. Pomocí simulací jsou zde přiblíženy základní vlastnosti jednoduchých operačních obvodů, které mají přímý vliv na kvalitu produkce. Dále jsou zde zobrazeny výsledky simulací optimalizovaného aktivního frekvenčního korektoru a na závěr je zde uvedeno souhrnné doporučení pro nízkofrekvenční konstrukce s operačními zesilovači.

Abstract: This article deals with selected features of opamps used in low-frequency circuits of frequency equalizers and correctors. Basic features influencing quality of audio reproduction are studied by help of the PSpice simulations. Results of the optimized design of active equalizing circuit are shown and summarization of important recommendations is given.

VOL.15, NO.2, APRIL 2013

Studium vybraných vlastností obvodů s operačními zesilovači v návrhu frekvenčních korektorů Jiří Čapka , Roman Šotner Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně, Ústav radioelektroniky Email: [email protected], [email protected]

Abstrakt – Tento článek se zabývá vybranými vlastnostmi operačních zesilovačů používaných v nízkofrekvenčních obvodech kmitočtových korekcí. Pomocí simulací jsou zde přiblíženy základní vlastnosti jednoduchých operačních obvodů, které mají přímý vliv na kvalitu produkce. Dále jsou zde zobrazeny výsledky simulací optimalizovaného aktivního frekvenčního korektoru a na závěr je zde uvedeno souhrnné doporučení pro nízkofrekvenční konstrukce s operačními zesilovači.

Je nutno zdůraznit, že zde uvedené poznatky jsou podepřeny pouze simulacemi a výsledky měření realizovaného korektoru se mohou při nedodržení konstrukčních zásad velkou měrou lišit od výsledků simulací. Na závěr článku je uvedeno obecné doporučení pro konstrukce s operačními zesilovači, zejména jsou popsány zásady návrhu DPS, napájecích zdrojů a výběr vhodných pasivních součástek.

1 Úvod

2 Šum, zkreslení, offset, stabilita

I přes sílící rozmach digitálních technologií v oblasti zpracování signálu si analogové obvody stále nachází své místo, zejména pak v oblasti audio elektroniky. Analogové obvody jsou při zpracování audio signálu ve špičkové i amatérské audio technice téměř nezastupitelné z důvodu dostupnosti, jednoduchosti návrhu a realizace a také z důvodu dosažení nižší ceny u jednoúčelových zařízení, kde není nezbytně nutná implementace mikrokontroléru nebo digitálního signálového procesoru. Základním prvkem v oblasti zpracování nevýkonných audio signálů je operační zesilovač (OZ), který díky svým kladným vlastnostem téměř úplně nahradil diskrétní řešení obvodů pomocí tranzistorů. Tento trend je důsledkem neustále se zlepšující technologie výroby a konstrukce OZ. Oproti diskrétnímu řešení dosahují moderní OZ např. velmi nízkého zkreslení a šumu, dále odpadá nutnost párovat a tepelně vázat tranzistory v odpovídajících zesilovacích stupních, nároky na návrh DPS (deska plošných spojů) jsou nižší a zejména výsledná finální velikost obvodů s OZ je menší. Na úvod je nutné předem stanovit základní pojmy a zavést omezení pro použití OZ v oblasti audio elektroniky. Jelikož vstupní stupeň OZ zásadním způsobem ovlivňuje jeho vlastnosti, budou zde pro zjednodušení dále operační zesilovače děleny na bipolární a unipolární (nejběžněji s tranzistory technologie JFET). V současnosti se na trhu vyskytují i OZ, které ve své struktuře kloubí obě tyto technologie. Pod pojmem operační obvod je zde míněn samotný zesilovač se zpětnovazební sítí. Základními operačními obvody používanými v audio elektronice jsou invertující, neinvertující zesilovač a jeho speciální případ napěťový sledovač. Tento článek popisuje vlivy, které mohou z velké části degradovat zpracování audio signálu při použití operačních obvodů. Pomocí simulací zachycuje vlastnosti optimalizovaného frekvenčního korektoru a uvádí konstrukční zásady a opatření, které mohou eliminovat negativní vlivy a případné nestability.

Tato kapitola blíže popisuje nejdůležitější vlastnosti a jevy, které nepříznivě ovlivňují kvalitu přenosu operačního obvodu a tedy i konečný výsledek reprodukce. 2.1 Šum operačního obvodu Šum je jednou z nejvíce rušivých složek, kterou do signálové cesty vnáší operační obvod. Hlavními typy šumu u pasivních i aktivních obvodových prvků jsou šumy: tepelný (Johnsonův), výstřelový (Schottkyho), 1/f (blikavý, nadměrný) a praskavý šum, bližší pojednání o těchto šumech je uvedeno v [1] a [2]. Šum operačního obvodu lze zásadním způsobem omezit dvěma způsoby - výběrem kvalitního OZ a volbou vhodných hodnot pasivních prvků a vhodného zapojení. Šumové vlastnosti samotného OZ jsou charakterizovány nejčastěji pomocí dvojice parametrů - ekvivalentní spektrální hustoty vstupního šumového napětí en, jednotkou je [nV/√Hz] a ekvivalentní spektrální hustoty vstupního šumového proudu in [pA/√Hz], tyto parametry jsou odvozeny odmocněním výkonových spektrálních hustot s jednotkami [V2/Hz] a [A2/Hz] [1]. V důsledku odlišnosti mechanismů vzniku šumu v daném frekvenčním rozsahu použití OZ jsou tyto parametry kmitočtově závislé, obvykle jsou uváděny hodnoty pro kmitočty f = 100 Hz a 1 kHz, liší se u operačních zesilovačů s bipolárním a unipolárním vstupním stupněm, přičemž proudová složka šumu in je zpravidla o několik řádů vyšší u zesilovačů bipolárních než u zesilovačů unipolárních, což je zapříčiněno zejména vlastnostmi vstupních tranzistorů. Zde se kladně odráží vlastnosti tranzistorů JFET, které mají téměř neměřitelný stejnosměrný vstupní proud hradla IG a velmi vysoký vstupní odpor RGS, což má přímý vliv na velikost proudové složky šumu. Vstupní stupně bipolárních OZ, jejichž báze jsou protékány podstatně většími proudy než hradla unipolárních vstupních stupňů, vykazují vyšší výstřelový šum. Podrobněji jsou šumové vlastnosti OZ popsány např. v [1 - 3].

120


Pro výpočet efektivního napětí šumu na výstupu operačního obvodu je třeba brát v úvahu šumové příspěvky všech pasivních a aktivních součástek a dále pak také frekvenční vlastnosti operačních obvodů, jelikož v nich dochází k filtraci šumu. V daném frekvenčním pásmu lze pro šumový příspěvek operačního obvodu dle [3] použít vztahu:

Vt = e t ⋅

fh − fd ,

(1)

kde Vt je celkové efektivní šumové napětí vztažené ke vstupu OZ, et je celková spektrální hustota vstupního šumového napětí, fh a fd jsou horní a spodní mezní kmitočty použitého pásma, výraz fh - fd je roven šířce pásma B. Vztah (1) je platný pouze při použití ideální pásmové propusti a u obvodů kde fh >> fd. Kompletní výpočet celkového efektivního výstupního šumového napětí operačního obvodu je však poměrně složitý z důvodu frekvenční závislosti parametrů en a in. Dnešní OZ dosahují takové kvality, že jejich šumový příspěvek je zanedbatelný oproti vlastnímu tepelnému šumu vnitřního odporu signálového zdroje a zpětnovazební sítě. Signálový zdroj lze modelovat pomocí ideálního zdroje napětí a ekvivalentní sériové impedance, kterou lze v oblasti nízkých frekvencí považovat za čistě reálnou, nazývanou též vnitřní odpor RS. Šumový příspěvek tohoto vnitřního odporu zdroje RS lze modelovat pomocí tepelného šumu rezistoru. Šumová napěťová spektrální hustota eS náhradní rezistance RS signálového zdroje je dle [2] pak rovna:

eS = 4kTRS ,

(2)

kde k je Boltzmannova konstanta (k = 1,38·10-23 J·K-1) a T termodynamická teplota, teplota prostředí T ≈ 293 K. Optimální hodnotu vnitřního odporu signálového zdroje RS, při které nastane šumové přizpůsobení lze určit po zjednodušení pomocí vztahu [2]:

RS =

en . in

(3)

Šumové přizpůsobení je stav, kdy jsou příspěvky vstupního šumového proudu a napětí v rovnováze. Je však nutno si uvědomit, že při šumovém přizpůsobení se již velkou měrou projevuje šumové napětí náhradní impedance signálového zdroje. Pro příklad je zde uveden jednoduchý výpočet pro šumové přizpůsobení OZ s unipolárním vstupním stupněm OPA134, který dosahuje těchto hodnot: en = 8 nV/√Hz, in = 3 fA/√Hz (při f = 1 kHz) [4]. Dle vztahu (3) je optimální hodnota vnitřního odporu signálového zdroje rovna:

RS =

en 8 ⋅10−9 = ≈ 2,6 MΩ in 3 ⋅ 10−15

(4)

Šum vnitřního odporu zdroje signálu při uvedeném šumovém přizpůsobení lze modelovat pomocí šumícího rezistoru dle vztahu (2) takto:

eS = 4 ⋅1,38 ⋅10 −23 ⋅ 293 ⋅ 2,6 ⋅ 106 = 205

nV Hz

(5)

Tato hodnota je vysoká v porovnání s hodnotou spektrální hustoty vstupního šumového napětí en samotného OZ. Zdroje šumů v operačním obvodu nejsou korelované, proto výsledné ekvivalentní vstupní šumové napětí je dáno odmocninou ze součtu druhých mocnin všech šumových příspěvků [3]. U invertujícího zesilovače nastává podobná situace u zpětnovazebního rezistoru. Dále vlivem rozptylové kapacity sčítacího uzlu CX (kapacita CCM- invertující svorky proti zemi a parazitní kapacity na DPS) dochází k rezonančnímu posílení šumu [1], což lze kompenzovat malým zpětnovazebním kapacitorem CC (viz obrázek 3), toto rezonanční posílení však nemá vliv na slyšitelnou část frekvenčního spektra. Z uvedeného vyplývá, že pro minimalizaci celkového šumu operačního obvodu je vhodné volit co nejnižší hodnoty rezistorů v zapojení s ohledem na převládající složku šumového napětí OZ. Nízké hodnoty impedancí v operačním obvodu mohou ale také vést k přetížení výstupu OZ. Koncový stupeň OZ obsahuje obvod proudové ochrany, která je nastavena tak, aby nedocházelo k překročení výkonové ztráty výstupních tranzistorů. Při zatížení nízkou impedancí a následné aktivaci proudové ochrany dochází k ostré limitaci signálu. 2.2 Zkreslení operačního obvodu Nízké zkreslení je jedním ze základních požadavků na kvalitní přednes. U audio zařízení se nejčastěji můžeme setkat s intermodulačním zkreslením IMD (intermodulation distortion) a s činitelem celkového harmonického zkreslení THD (total harmonic distortion), někdy místo něj bývá uveden údaj THD + N, kde je zohledněn také příspěvek šumu. Oba dva tyto údaje bývají často uváděny v katalogových listech výrobců. THD lze určit dle [5] pomocí vztahu:

U 2 + U 3 + ... + U n 2

THD =

2

U1

2

,

(4)

kde U1 až Un značí napětí jednotlivých harmonických komponent výstupního signálu. Zkreslení je převážně určeno samotným OZ, vhodný výběr je tedy nejúčinnějším prostředkem pro jeho minimalizaci. Je však velmi důležité dbát na doporučení výrobce a nepřetěžovat výstup OZ impedancemi nižšími než uvádí v katalogových listech a aplikačních poznámkách. Obvyklé povolené zatěžovací impedance RL se pohybují zhruba od stovek Ω u kvalitních obvodů a až několik kΩ u běžných OZ [4]. Přetěžování vede ke zvýšení odběru zesilovače, k růstu zkreslení a v extrémních případech také k aktivaci proudové ochrany výstupního stupně OZ. Na obrázku 1 je zachycena část spektra výstupního napětí napěťového sledovače se zesilovačem OPA134 (případně OPA2134 nebo 4134) se zátěží RL = 1 kΩ, vstupní napětí: VIN = 3 VRMS, fIN = 1 kHz, harmonický průběh; napájecí napětí: VCC = ±17 V. Spektrum je vztaženo k napěťové úrovni VIN = VOUT = 3 V ≈ 9,5 dBV, zkreslení obdržené pomocí postprocessingu v programu Pspice v tomto případě činilo THD ≤ 0,007%. Za povšimnutí stojí, že se tato hodnota ani řádově neshoduje s údaji v obrázku 1. Důvodem je nefunkčnost šumových generátorů OZ při časové analýze.

121


stejnosměrný klidový proud IB+ tekoucí z neinvertujícího vstupu vyvolal v obvodu stejný napěťový úbytek jako klidový proud tekoucí z invertujícího vstupu IB- . Toho je možné dosáhnout vhodným výběrem poměrů rezistorů v obvodu, nebo balančním rezistorem u napěťového sledovače a invertujícího zesilovače. Balanční rezistor zanáší do obvodu šum. Díky střídavé vazbě, která se obvykle mezi jednotlivými stupni používá, postrádá přesné nulování offsetu význam. 2.4 Frekvenční nestability

Na obrázku 2 je zachycena část spektra výstupního napětí téhož zapojení s rozdílnou zátěží RL = 100 Ω, při níž dochází k přetížení výstupu OZ. V tomto případě je harmonické zkreslení THD ≈ 1,5 %. Výsledky simulace byly obdrženy pomocí časové analýzy a následného FFT zobrazení v programu OrCad [6].

Frekvenční nestability lze do jisté míry omezit pomocí volby zpětnovazebních rezistorů o nízkých hodnotách. Pokud se jeví toto řešení jako nedostatečné, je nutno přistoupit k frekvenční kompenzaci. U napěťového invertoru se lze setkat s frekvenční nestabilitou způsobenou rozptylovou kapacitou Cx sčítacího uzlu viz obrázek 3. Tato kapacita může vzniknout např. vlivem nekorektně navržené DPS nebo za přítomnosti rozsáhlejšího počtu rezistorů u sumačního zesilovače. Tuto parazitní kapacitu lze kompenzovat ve zpětnovazební větvi pomocí kapacitoru Cc připojeného paralelně k R2 [8]. Negativním důsledkem této kompenzace je snížení přenosu na vysokých kmitočtech, což ale při použití kvalitních OZ má zanedbatelný dopad v oblasti slyšitelných kmitočtů.

Obrázek 2: Zkreslení napěťového sledovače (RL = 100 Ω)

Obrázek 3: Kompenzace napěťového invertoru

U složitějších aplikačních obvodů, ve kterých není velikost modulu zatěžovací impedance jasně patrná, např. korekční zesilovače s plynulou regulací průběhu, je vhodné provést analýzu pomocí simulačního software pro různá nastavení regulačních prvků.

Dalším faktorem, který může vyvolat nestabilitu napěťového invertoru je kapacitní zátěž na výstupu OZ. Na obrázku 3 je znázorněno dostačující kompenzační řešení, které spočívá v oddělení parazitní kapacity Cz pomocí rezistoru Ro, jehož velikost závisí na velikosti Cz a na amplitudě výstupního signálu, aby při nabíjení Cz nebyla v činnosti proudová ochrana OZ. Obvyklá hodnota se pohybuje v rozmezí zhruba Ro ≈ 50 Ω až 100 Ω [4]. Kapacita zátěže bývá ošetřována na výstupech zařízení zejména tam, kde se počítá s připojením dlouhého koaxiálního kabelu, jehož kapacita není zanedbatelná (C > 100 pF). Jedinou nevýhodou tohoto způsobu kompenzace je pokles horního mezního kmitočtu. U neinvertujícího zapojení se lze také setkat s nestabilitami způsobenými kapacitní zátěží, řešení je obdobné jako u napěťového invertoru - izolace zátěže malým rezistorem. Další problém může nastat u rychlého operačního zesilovače, jenž pracuje jako napěťový sledovač, nejčastěji pak u unipolárních OZ, které mají zpravidla větší souhlasnou vstupní kapacitu CCM než zesilovače bipolární. Vlivem vnitřního odporu signálového zdroje RS a souhlasné vstupní kapacity CCM a diferenční vstupní kapacity CIN může dojít k problémům se stabilitou [1].

Obrázek 1: Zkreslení napěťového sledovače při RL = 1 kΩ

2.3 Offset operačního obvodu Offsetem operačního obvodu zde míníme stejnosměrný posun výstupního napětí operačního obvodu. Tento posun vzniká vlivem průtoku vstupních klidových proudů invertující a neinvertující svorky OZ zpětnovazební a vstupní obvodovou sítí a také díky vstupnímu napěťovému offsetu. OZ s nižšími hodnotami vstupního klidového proudu IB (IB+ = IB- = IB) a vstupního napěťového offsetu VOS mají i nižší výstupní offset, zesilovače s unipolárním vstupním stupněm mají o několik řádů nižší vstupní klidový proud IB [7], tento proud je téměř zanedbatelný, proto není nutné se výstupním offsetem u OZ s nízkým vstupním klidovým proudem IB zabývat. Pokud však tento proud nabývá hodnot v řádu stovek nA, lze výstupní offset minimalizovat impedančním vyvážením vstupů, tak aby

122


Podstata kompenzace napěťového sledovače spočívá v impedančním vyvážení vstupů diferenčního zesilovače, praktické zkušenosti s unipolárními OZ jsou v souladu s tímto tvrzením. Nejjednodušším řešením může být rozpojení zpětné vazby a vložení tzv. balančního rezistoru RB [1] viz obrázek 4. Nevýhodou této kompenzace je zanesení dalšího zdroje šumu do obvodu v podobě balančního rezistoru.

Hodnoty rezistorů R1 = R2 = 10 kΩ. Z obrázku je jasně patrné rezonanční převýšení charakteristiky v oblasti kmitočtů f = 3 a 4 MHz. Na obrázku 6 je znázorněna frekvenční charakteristika totožného zapojení s použitou kompenzací Cc = Cx = 10 pF (modrá křivka), s kompenzací pomocí izolace kapacitní zátěže Ro = 50 Ω (zelená) a s kombinací obou kompenzací Cx = 10 pF, Ro = 50 Ω (červená).

3 Optimalizace dvoupásmového ekvalizéru

Obrázek 4: Kompenzace (vyvážení) napěťového sledovače pomocí RB a Ro Obrázek 5 zachycuje frekvenční závislost zesílení napěťového invertoru bez kompenzace Cc = Cx = Ro = 0 (modrá křivka), dále za působení kapacity sčítacího uzlu Cx = 10 pF (červená) a nekompenzovaný invertor při současném působení kapacity sčítacího uzlu Cx = 10 pF a kapacitní zátěže Cz = 2 nF, což odpovídá přibližně kapacitě 20 m koaxiálního kabelu (zelená).

Jako příklad komplexnější a konkrétní aplikace, kde je třeba výše diskutované problémy uvážit, a jako názorná ukázka dopadů zmíněných jevů je uveden následující dvoupásmový ekvalizér. Frekvenční korektory (EQ) slouží k úpravě kmitočtových nedostatků zdrojů signálu případně poslechových prostor. Nejčastěji se lze setkat s aktivními zpětnovazebními korektory, ale v různých nástrojových aparaturách se stále vyskytují i korektory pasivní. Nejčastějšími chybami v návrhu běžných korektorů je volba nevhodných mezních kmitočtů, kdy regulace pro nízké i vysoké kmitočty zasahuje větší mírou do pásma středních frekvencí. Pro běžné použití je zvolena střední frekvence v blízkosti fc = 1 kHz, což vychází z tvaru FletcherMunsonových křivek [9]. Dalším neduhem korektorů, se kterými se lze běžně v amatérských i profesionálních konstrukcích setkat, je volba nevhodného rozsahu regulace frekvenčního průběhu (regulační rozsah často kolem ± 20 dB je využitelný spíše pro speciální úpravy charakteristik zdrojů zvuku). A v neposlední řadě se lze setkat s volbou nevhodných velikostí pasivních součástek (velké hodnoty rezistorů), které jsou pak silnějšími zdroji šumu. Pro porovnání charakteru zvuku před a po ekvalizaci je vhodné vybavit obvod spínačem umožňujícím úplné vyřazení (přemostění, bypass) korektoru. Na obrázku 7 je znázorněn navržený dvoupásmový korektor optimalizovaný pro součástky z řady E12. Korektor umožňuje plynulou regulaci hlubokých a vysokých kmitočtů v rozsahu ±12 dB na kmitočtech fd = 45 Hz a fh = 14 kHz.

Obrázek 5: Frekvenční charakteristiky invertoru bez kompenzace

Obrázek 7: Navržený dvoupásmový EQ

Obrázek 6: Frekvenční charakteristiky kompenzovaného invertoru

Obdobné korektory jsou obsaženy téměř ve všech audio zařízeních, návrh podobného korektoru je uveden např. v [4].

123


OZ IC1 v invertujícím zapojení je použit k zajištění nízké výstupní impedance a z důvodu nutnosti inverze signálu. Průběhy frekvenčních charakteristik byly optimalizovány pomocí software OrCad. Šumové vlastnosti ekvalizéru zachycuje obrázek 8. Je zde znázorněna frekvenční závislost šumového napětí na výstupu korektoru pro střední polohu potenciometrů (červená křivka), úplné potlačení (modrá) a úplné zesílení (zelená) obou regulačních prvků. Na místě IC1 a IC2 je použit špičkový dvojitý operační zesilovač LME49720 [4].

Mezi frekvenčními průběhy frekvenčních charakteristik těchto korektorů jsou pouze zanedbatelné rozdíly. Z průběhu je patrná přímá úměrnost mezi velikostmi impedancí v obvodu a výstupním šumem. Z obvodového schématu není na první pohled jasná velikost zatěžovací impedance pro oba IC1 a IC2. Pomocí simulace byla zjištěna velikost reálné části zatěžovací impedance pro oba OZ. Charakteristika je znázorněna na obrázku 10. Červená křivka je platná pro IC1 pro plné zesílení hloubek a výšek; modrá křivka zachycuje zátěž IC2 pro úplné potlačení hloubek a výšek. Z obrázku 10 je patrné, že se velikost zátěže pro oba OZ blíží na vysokých kmitočtech k hodnotě RZ = 1 kΩ. Na vysokých kmitočtech prudce roste operačním zesilovačům zkreslení [7], proto je vhodné použít do podobných obvodů kvalitnější OZ, které jsou schopné pracovat do zátěží o nízkých hodnotách.

Obrázek 8: Závislost výstupního šumového napětí na frekvenci Nejnepříznivější situace nastává při úplném zesílení hloubek, kdy na dolní hranici slyšitelnosti dosahuje šumové napětí velikosti přibližně VN = 400 nV, což při jmenovité výstupní úrovni UOUT = 1 VRMS představuje hodnotu odstupu signálu a šumu S/N = 128 dB. Tato hodnota je vynikající, prakticky však nedosažitelná. Z obrázku je jasně patrná oblast převládající složky šumu 1/f na nízkých kmitočtech. Porovnání šumových napětí na výstupu navrženého EQ (modrá křivka) a korektoru s pětinásobnými hodnotami rezistorů a potenciometrů a pětinovými hodnotami kapacit (červená křivka) při nastavení vyrovnaného frekvenčního průběhu znázorňuje obrázek 9. Účelem tohoto obrázku je srovnání šumových parametrů navrženého korektoru a běžně dostupných korektorů, které jsou obvykle navrženy pro hodnoty potenciometrů P1 = P2 = 100 kΩ.

Obrázek 10: Závislost velikosti modulu impedance zátěže IC1 a IC2 na frekvenci Část spektra výstupního napětí navrženého korektoru při nastavení vyrovnané kmitočtové charakteristiky (střední poloha potenciometrů, P1 = P2 = 10 kΩ) zachycuje obrázek 11. Vstupní napětí: VIN = 3 VRMS, fIN = 1 kHz, harmonický průběh; napájecí napětí: VCC = ±17 V. Spektrum je vztaženo k napěťové úrovni VIN = VOUT = 3 V ≈ 9,5 dBV.

Obrázek 11: Spektrum výstupního napětí navrženého ekvalizéru Obrázek 9: Porovnání šumových poměrů dvou korektorů (střední poloha potenciometrů)

Korekční obvod dosahuje dle simulace vynikající hodnoty zkreslení THD < 0,0006%. Tento údaj je v porovnání s hodnotou zkreslení, kterou lze obdržet kontrolním výpočtem

124


pomocí jednotlivých harmonických komponent v obrázku 11 opět řádově odlišný z důvodů uvedených u obrázku 1. Za povšimnutí stojí rozdílný charakter zkreslení oproti obrázku 1, kde je použit OPA134. Při použití obvodu OPA134 jsou dominantními složkami zkreslení 2. a 3. harmonická, zatímco u obvodu LME49720 tvoří hlavní komponenty zkreslení liché harmonické, které jsou však za běžných podmínek díky velmi nízké napěťové úrovni obtížně měřitelné. Obrázek 12 zachycuje frekvenční charakteristiky napěťového přenosu navrženého korektoru pro různá nastavení potenciometrů P1 a P2 (současné krokování hodnot P1 a P2 od 0 do 20 kΩ s krokem 5 kΩ). EQ dosahuje při mezních nastaveních na kmitočtu f = 1 kHz odchylku od ideálního průběhu ±0,75 dB. V případě použití jiného typu OZ je nutné řešit stabilitu obvodu pomocí zpětnovazebního kapacitoru.

Obrázek 12: Frekvenční průběh přenosu EQ s rozmítáním hodnot potenciometrů P1 a P2 Z výsledků simulací jsou patrné pozitivní vlastnosti navrženého korektoru. Díky použití kvalitního OZ bylo dosaženo nízkého zkreslení a nízkého šumu na výstupu korekčního obvodu.

4 Konstrukční doporučení Simulace navrženého obvodu sice může mnoho vypovídat o kvalitě, avšak nedodržení obecných konstrukčních zásad při návrhu DPS může způsobit degradaci přenosových vlastností, pronikání rušení a nestabilitu obvodu. Pro konstrukci je vhodné použít dvoustrannou DPS, horní vrstvu mědi (TOP) s rozlitou zemí použít pro rozvody napájení. Zem by měla mít co největší plochu a měla by být nepřerušená a pokud možno nezúžená v okrajových částech desky. Rozlitá zem na straně součástek působí jako tepelný zkrat, na DPS je pak rovnoměrněji rozložena teplota. Spodní vrstva (BOTTOM) slouží pro signálové spoje. Napájení je vhodné blokovat na vstupu, případně i dále na DPS elektrolytickými kondenzátory s nízkým ESR (ekvivalentním sériovým odporem) o kapacitě 10 uF, napájení blokovat co nejblíže u pouzdra každého OZ keramickými kondenzátory (doporučení výrobců 10nF || 100nF [7], výrobci také doporučují použít v blízkosti OZ elektrolytické kondenzátory jako lokální zásobníky energie), zemnící vývody kondenzátorů připojit přímo k zemní vrstvě. Jako napájecí obvody je vhodné použít monolitických stabilizátorů s dobrou filtrací, na výstupu

stabilizátoru pak použít např. tzv. „kapacitní násobič“ [10]. Výhodou kapacitního násobiče je možnost použití filtračního kondenzátoru s menší kapacitou a větší potlačení vyšších harmonických složek výstupního napětí než je tomu u monolitických stabilizátorů. Znalosti základních vlastností používaných součástek jsou nutným minimem pro úspěšnou konstrukci kvalitního zařízení, přičemž nejvíce limitujícím faktorem je výsledná cena. Je velmi důležité dodržet doporučení výrobců součástek uvedené v katalogových listech a aplikačních poznámkách. Z těchto informačních zdrojů lze také vyčíst optimální rozsahy pro použití dané součástky, kdy např. vykazuje výrazně lepších parametrů. Seriózní výrobci pasivních součástek uvádějí ve svých katalogových listech dostatek kvalitativních údajů, přičemž je nutno přihlédnout k frekvenčním, teplotním a časovým závislostem jednotlivých parametrů součástky. Mezi důležité vlastnosti pasivních prvků řadíme např. toleranci jmenovité hodnoty, teplotní koeficient, časovou nestabilitu a parazitní vlastnosti, kterými jsou parazitní indukčnost, ESR, ztrátový činitel, paralelní kapacita atd. Pro použití v signálové cestě dosahují výborných kvalit svitkové kondenzátory, zejména pak kondenzátory polypropylenové. Své využití najdou zejména ve filtrech a korekčních obvodech. Dalším vhodným typem jsou keramické kondenzátory C0G, též označované jako N0P [1]. Pokud jsou vyžadovány rezistory s jinou než běžnou přesností (≈ 1%), mělo by být upřesněno konstruktérem, na kterých místech je nutné jejich použití. Výběr operačních zesilovačů do konstrukce je nejvíce omezen výslednou cenou. Srovnání několika OZ vhodných pro audio aplikace je uvedeno v [11]. Mezi obvody, které jsou vhodné pro použití v audio elektronice, patří např. NJM4580, LME49720, OP275, OPA2134. Při oživování je nutné zkontrolovat stabilitu obvodu pomocí rychlého osciloskopu při buzení skokem nebo obdélníkovým signálem. Výstupní signál by neměl jevit známky zákmitů, pokud tyto známky jeví, pak nezbývá než najít zdroj nestability a frekvenčně jej kompenzovat, kompenzační kapacitu je třeba určit experimentálně.

5 Závěr Tento článek vznikl na základě řešení studentského projektu Audio mixážní pult a popisuje vybranou část problematiky s ukázkou na konkrétním obvodu navrženým s návazností na další práce, kterými se diplomový projekt zabýval. Rušivé vlivy (zkreslení, šum, offset) a frekvenční stabilita operačních obvodů byly vyšetřovány pomocí simulací v softwaru OrCad. Pomocí výsledků těchto simulací byly ověřeny teoretické poznatky o operačních zesilovačích a byly zjištěny faktory, které nepříznivým způsobem ovlivňují tyto rušivé vlivy. Na základě obdržených poznatků byly popsány kroky vedoucí k úspěšnému potlačení rušivých vlivů a nestabilit operačních obvodů. Následně byla provedena optimalizace frekvenčních a zejména šumových vlastností navrženého aktivního korektoru a bylo pojednáno o rozdílech mezi navrženým korektorem a běžně dostupnými korektory. Navržený korektor dosahoval znatelně lepších parametrů, zejména vyka-

125


zoval velmi nízké zkreslení a nízkou úroveň šumu. Nízkých hodnot šumových napětí a zkreslení na výstupu korekčního obvodu bylo dosaženo díky vhodně zvoleným velikostem pasivních a výběrem kvalitních aktivních součástek. Samotné simulace by neměly být považovány za jediný nástroj potvrzující správnost návrhu. Konečný úsudek lze provést až po měření zkompletovaného zapojení.

Poděkování Tento příspěvek vzniknul za podpory projektu CZ.1.07/2.3.00/20.0007 WICOMT, financovaného z operačního programu Vzdělávání pro konkurenceschopnost.

Literatura [1]

DOSTÁL, J. Operační zesilovače. Praha: BEN technická literatura, 2005.

[2]

Low-Noise JFETs — Superior Performance to Bipolars [online]. Vishay, c2012. Available: http://www.vishay.com/doc?70599/

[3]

Choosing a Low-Noise Amplifier [online]. Maxim Integrated Products, c2012. Available: http://www.maximic.com/app-notes/index.mvp/id/3642/

[4]

Analog, Embedden Processing, Semiconductor Company, Texas Instruments [online]. Texas Instruments, c2012. Available: http://www.ti.com/

[5]

ZUMBAHLEN, H. Basic Linear Design. Analog Devices, 2006, ISBN: 0-915550-28-1

[6]

Cadence OrCAD Solutions [online]. Cadence Design Systems, Inc, c2012. Available: http://cadence.com/products/orcad/Pages/default.aspx

[7]

Analog Devices | Semiconductors and Signal Processing ICs [online]. Analog Devices, c2012. Available: http://www.analog.com/en/index.html

[8]

PEASE, R. A. Troubleshooting Analog Circuits, Boston: Butterworth-Heninemann, 1991.

[9]

TOMAN, K. Reproduktory a reprosoustavy. Dexon s.r.o., Karviná 2001.

[10] DUDEK, P. Vysoce kvalitní předzesilovač pro magnetodynamickou přenosku ACTIDAMP - Mk IV. Amatérské radio, 1994, vol. 33, no. 6, p. 20 - 23. [11] KRAUS, A. Velký srovnávací test dvojitých operačních zesilovačů pro nízkofrekvenční aplikace. Amatérské radio, 2000, vol. 49, no. 6, p. 23 - 32.

126

Studium vybraných vlastností obvodů s operačními zesilovači v návrhu frekvenčních korektorů

Recommend Documents