UNIVERZITA OBRANY Fakulta vojenských technologií Katedra elektrotechniky
S-3708
Praktikum z výkonové elektroniky
Autor: Ing. Jan Leuchter, Ph.D.
ISBN 978-80-7231-210-8 BRNO 2006
Obsah
Obsah ……………………………………………………………………………………
2
Předmluva ………………………………………………….……………………………
3
1. Úvod do výkonové elektroniky ……………………………………………………..
4
2. Prvky pro výkonovou elektroniku …………………………………………………..
7
3. Obvody výkonové elektroniky ……………………………………………...………
23
4. Laboratorní cvičení: …………………………………………………………………
29
Organizace a pokyny k laboratorním cvičením …………………………..
29
1-LC: Měření základních elektrických vlastností výkonové diody ...…… 2-LC: Měření elektrických vlastností výkonových spínačů (I) ………….. 3-LC: Měření elektrických vlastností výkonových spínačů (II) ………….
30 31 32
4-LC: Vlastnosti neřízených diodových usměrňovačů ………………..... 5-LC: Stejnosměrný pohon napájený z řízeného usměrňovače s tyristory 6-LC: Měření na řízených usměrňovačích s IGBT tranzistory a s PWM
34 35
7-LC: Měření DC/DC měničů s indukčností a transformátorem ………..
38
8-LC: Měření na DC/DC měničích (střídačích) ……………………….…. 9-LC: Asynchronní motor s měničem frekvence ………………………...
40 41
10-LC: Měření na fotovoltaických zdrojích elektrické energie ………….
42
Příloha 1: Obsah a osnova předmětu: „Výkonové polovodičové měniče“ …….…
43
Příloha 2: Popis frekvenčního měniče SIEMENS – SIMOVERT ……………….…
44
Literatura ………………………………………………………………………..………
45
37
2
Předmluva
Skriptum „Praktikum z výkonové elektroniky“ je směřováno posluchačům fakulty Vojenských technologií jak pro elektrotechnické obory, tak pro strojní obory. Je určeno jako pomůcka pro laboratorní praktika a k prohloubení samostatného studia v předmětu magisterské nadstavby „Výkonové polovodičové měniče“ a „Zdroje elektrické energie zbraňových systémů“. Předmětem jsou moderní zapojení polovodičových pulsních měničů, spínané zdroje elektrické energie a dále obvody používané v oblasti elektrických pohonů. Skriptum obsahuje soubor 10-ti laboratorních úloh, které plně pokrývají obsahem i rozsahem požadavky na domácí přípravu posluchačů v souladu s učebním programem. Některé obrázky a částečně i text obrázků je v anglickém jazyce z důvodů pro seznámení se s anglickou terminologií. Z hlediska metodického přístupu ke studiu je třeba zdůraznit specifický rys předmětu, spočívající v encyklopedickém pojetí předmětu se širokým rozsahem fyzikálních teorií a funkčních principů, na nichž jsou současné výkonové polovodičové měniče založeny. S tím souvisí znalost velkého množství druhů součástek, měničů a jejich aplikačních možností, které vzhledem k předchozí průpravě bakalářského studia ne každý student dokáže bez samostatné přípravy v plném rozsahu dostatečně zvládnout. Bezesporu nejlepším motivačním prvkem je zájem průmyslu (českého i zahraničního: Siemens; ABB; Škoda; Aero Vodochody; atd.) o absolventy v oboru Výkonová elektronika.
Závěrem se omlouvám za případné chyby, které při zpracování skript vznikly a současně předem děkuji za případné připomínky, které mohou přispět kvalitě zpracování učebních fondů v budoucnosti.
Jan Leuchter
3
1. Úvod do Výkonové elektroniky
Moderní složité systémy, mezi něž lze samozřejmě zařadit soudobé a postupně nasazované zbraňové systémy, jako jsou např. bojová vozidla, letadla, rakety a systémy jejich
řízení,
systémy
řízení
palby,
systémy
protivzdušné
obrany,
radiolokační
a telekomunikační systémy, vyžadují zcela nový přístup k jejich konstruování a výrobě, ale i nové způsoby organizace celého cyklu užití od nasazení do provozu, obsluhy, oprav až po vyřazení z provozu. S tím ovšem souvisí potřeba nového přístupu k přípravě a zaměření specialistů, kteří budou takovou techniku navrhovat, vyrábět, používat a organizovat její provoz. Klasické, dnes již překonané rozdělení na strojní a elektrotechnické specializace, již nestačí. Mohutný technický rozvoj ve většině technických oborů, zejména v elektrotechnice a informační technice vedl postupně ke vzniku nových studijních oborů a specializací. Vznikají různá mezioborová studia ve snaze využít více elektrotechniky, elektroniky a výpočetní techniky v původně strojařských oborech.
Obr. 1.1. Výkonová elektronika (Power Electronics) Výkonová elektronika se stává součástí výkonové elektrotechniky (dříve silnoproudé elektrotechniky) a elektroenergetiky. Při značném zjednodušení je možné říci, že právě výkonová elektronika spojuje mechaniku s elektronikou a s řídící technikou, viz obr. 1.1. Obvody výkonové elektroniky umožnily přechod od elektromechanických kontaktních způsobů ovládání a přeměny elektrické energie k bezkontaktním polovodičovým zařízením a systémům, rotační měniče elektrické energie proměnily na statické polovodičové měniče.
4
Elektrická energie je nejvýznamnější formou energie, která nalezla již na začátku tohoto století uplatnění v široké oblasti techniky. Užitná hodnota elektrické energie se výrazně zvyšuje s možností měnit její parametry (napětí, proud, kmitočet, fázi, atd). Jeden z prvních měničů byl selenový usměrňovač kolem roku 1880 a sloužil hlavně jako zařízení pro dobíjení telefonních baterií. Kvalitativním pokrokem byl objev rtuťového usměrňovače v roce 1902. Ten byl hromadně použit ve dvacátých letech v měnírnách elektrických drah. V roce 1928 byla zahájena výroba rtuťových usměrňovačů v ČKD. Dalším kvalitativním krokem byl objev PN přechodu v roce 1947 využitého pro slaboproudou elektrotechniku. Pro silnoproudou elektrotechniku byly použity výkonové diody a tyristory v roce 1955 a výkonové tranzistory v roce 1964 [1]. V roce 1970 byl realizován výkonový bipolární tranzistor umožňující stavbu stejnosměrných a střídavých měničů s pulsně šířkovou modulací (PWM). Od roku 1980 jsou používány výkonové unipolární tranzistory MOSFET, vypínatelné tyristory GTO a tranzistory s izolovanou bází IGBT (1990). Současná etapa se vyznačuje dalším zvyšováním parametrů výkonových prvků, jednak nástupem nových prvků jako jsou MCT tyristory (MOS Controlled Thyristor), tranzistory SIT (Static Induction Transistor) a tyristor SITh (Static Induction Thyristor). Souběžně s rozvojem součástek docházelo také k vývoji silových zapojení měničů, komutačních obvodů a ochran součástek. S měnícími se parametry a technickými vlastnostmi součástek výkonové elektroniky a z nich vyráběných měničů, došlo k rozšíření využití této techniky i do dalších oblastí. Měniče výkonové elektroniky byly používány v měnírnách elektrické trakce (např. městské hromadné dopravy) a dále byly např. používány stejnosměrné regulační pohony ve válcovnách a na dolech, střídavé pohony byly nasazeny jako regulační pohony čerpadel, kompresorů atd. Blokové schéma základního uspořádání výkonového elektronického systému je na obr. 1.2. Pro úplnost je obr. popsán anglickou terminologií. Systém je složen z vlastní výkonové části (Power Processor) a dále z řídící jednotky (Controller) a zátěže (Load). Výkonovou část tvoří elektromotor a výkonový měnič. Tuto soustavu je nutno řídit a tedy nedílnou součástí je řídící a regulační systém, na jehož vstupy jsou přiváděny jednak žádané hodnoty, jednak skutečné hodnoty ze zpětnovazebních snímačů. Řídící a regulační podsystém je dnes realizován obvykle mikropočítačem s příslušnými přizpůsobovacími obvody, realizovanými A/D a D/A převodníky, obvody programovatelných logických polí a hardwarovými modulátory pro pulsně šířkovou modulaci. Výkonové mikropočítače umožňují i aplikace moderních metod řízení elektrických pohonů, jakými jsou např. optimální řízení, adaptivní řízení, fuzzy logické řízení a neuronové řízení. Systémový pohled na takový systém vyžaduje znalost kinematického a dynamického popisu poháněcího zařízení, musí znát metodiku dimenzování a musí mít znalosti z měničové techniky (prvky, obvodové
5
struktury a způsoby řízení měničů jak elektronických, tak i elektromechanických). Musí mít znalosti jak z analogové regulační techniky tak i z digitální včetně regulačních struktur a algoritmů řízení. Nezbytná je znalost snímačů jak elektrických, tak neelektrických veličin, technické diagnostiky a teorie spolehlivosti. MĚNIČ- CONVERTER Power output Power input
Power Processor Control Signals
Load
Measurements
Controller Reference
Obr. 1.2. Blokové schéma uspořádání výkonového elektronického systému
6
2. Prvky pro výkonovou elektroniku
Výkonová elektronika má v současné době velké množství aplikací v celém rozsahu výkonů od jednotek wattů pro obvody spotřební elektroniky po megawatty v oblasti distribuce elektrické energie. Na jedné straně je možno ovládat stále větší výkony, na straně druhé jsou realizovány složité výkonové integrované obvody pro náročné a velmi rychlé aplikace pro systémy automatizovaného řízení. Těžiště pokroku je v součástkové základně výkonové elektroniky, která se v současné době rozvíjí rychlým tempem. Kromě neustálého zvyšování parametrů součástek se objevují i nové součástky a především klesá jejich cena. Současný trend výrobců polovodičů pro výkonovou elektroniku je možné shrnou do následujících bodů: nízká cena, snižování cen, vysoká spolehlivost, velké mezní proudy, velká mezní napětí, rychlé spínání (krátká doba sepnutí a vypnutí spínače), nízké ztráty, vysoké kmitočty, integrovatelnost, velikost a objem.
Výše uvedené trendy umožňují nové technologie ve výrobě polovodičů, nové polovodičové prvky s velmi výhodnými statickými a dynamickými parametry, kvalitní a levnější materiály. Nejstaršími prvky výkonové elektroniky, dodnes používanými, jsou výkonové diody a tyristory. Pro použití tyristorů ve střídavých měničích byla nutná vnější komutace (vypnutí) přídavnými komutačními obvody, spínací frekvence nepřevyšuje stovky Hz. Nevýhody tyristorů – nemožnost vypnutí proudu řídícím impulsem – nemá novější typ tyristoru tzv. vypinatelný GTO (Gate Turn Off). Významným přínosem je použití výkonových tranzistorů s pulsní šířkovou modulací a s opakovacím kmitočtem řádově kHz. Napětí
Tyristory
GTO
MCT Proud
IGBT BT
MOSFET
FrekvenceT
Obr. 2.1. Oblasti použití moderních výkonových součástek [1].
7
Prvním typem výkonového tranzistorového spínače byla dvojice bipolárních tranzistorů v tzv. Darlingtonově zapojení s integrovanou diodou. Od počátku osmdesátých let nastává rychlý rozvoj v oblasti výkonových polovodičových součástek řízených elektrickým polem (MOSFET). Dále se prosazují struktury, které jsou založeny na spojení výhod bipolárních součástek a součástek řízených polem, tzv. tranzistory s izolovanou bází (IGBT). Na obr. 2.1 jsou uvedeny oblasti použití moderních výkonových součástek v závislosti na spínaném výkonu, proudu a frekvenci spínání v letech 2000. Nejrychlejšími prvky jsou tranzistory MOSFET, ale právě tranzistory řízené polem mají omezení možností spínání malých výkonů. Nejvyšších výkonů dosahují tyristory, ty však umožňují spínání řádově stovky Hz. Tranzistory IGBT jsou nepatrně pomalejší oproti tranzistorům MOSFET. V současné době jsou vyráběny IGBT v rozsahu napětí 600 V < UCEM < 3000 V a pro proudy 2 A < IC < 1000 A
při
kmitočtech
10 – 80 kHz.
Obr. 2.1
ukazuje
důležitost
IGBT
v stejnosměrných pulsních měničích a střídačích až do výkonů 500 kW. Z výše uvedeného výčtu je zřejmé, že použití pro malé výkony (jednotky, desítky W) jsou používány tranzistory MOSFET, které dosahují nejvyšších rychlostí spínání. Pro výkony v řádech kilowattů jsou používány výhradně prvky IGBT a pro oblasti výkonů megawatů jsou stále používány tyristory nebo nové moderní prvky na stejné bázi jako jsou tyristory. Použití a význam bipolárních tranzistorů ve výkonových aplikacích klesá. Bipolární tranzistory do proudů 10 A jsou plně nahraditelné tranzistory MOSFET. Darlingtonovy dvojice pro proudy nad 15 A jsou nahrazeny tranzistory IGBT. Dále se nevyplatí vyrábět bipolární tranzistory nad závěrné napětí 800 V , neboť významně klesá rychlost ve srovnání s tranzistory IGBT. Požadavky na polovodičové spínací součástky, které na ně kladou aplikace, jsou velmi vysoké a ve své podstatě jsou totožné s vlastnostmi ideálního spínače, který může být charakterizován nulovým odporem v sepnutém stavu, nekonečná proudová zatížitelnost v sepnutém stavu, nekonečný odpor ve vypnutém stavu, nekonečně velká napěťová odolnost proti průrazu ve vypnutém stavu; nulová doba zapnutí a vypnutí. DIODY
Dioda, jako výkonová součástka, se začíná objevovat koncem 50 let minulého století. Na obr. 2.2 je uvedena idealizovaná V-A charakteristika.
IFD A +
a)
IFI
D
UF
K -
UUF F
b)
Obr. 2.2. a) Schématická značka diody b) Idealizovaná V-A charakteristika diody
8
Připojíme-li na diodu napětí tak, že kladný pól je připojen k P (anodě) a záporný pól k N (katodě), pak dioda propouští proud, říkáme že je sepnuta. Při opačné polaritě napětí je dioda zapojena v závěrném směru. Závislost proudu diody v tomto propustném stavu na napětí mezi anodou a katodou udává propustná větev V-A charakteristiky (forward characteristic), viz obr. 2.3b.
IF
a)
UF
b)
Obr. 2.3. a) Výkonová dioda SKKE 15 b) Propustná charakteristika diody SKKE 15 [2]
Je-li dioda zapojena v propustném směru, je na ni napětí UF (cca 1V) a prochází proud IF (někdy bývá označován jako ID), který může dosahovat až několik kA podle typu diody. Prahovým napětím UTO (turn-on) označujeme bod na napěťové ose UF, ve kterém se nám protkne aproximovaná V-A charakteristika přímkou s osou UF. Toto napětí je závislé na typu diody a v našem případě diody SKKE 15 je 0.85 V. Z dynamických vlastností diody má prvořadý význam vypnutí diody. Vypnutí diody se velmi často označuje termínem komutace diody. Po poklesu proudu IF diodou k nule, proud diodou nezaniká, nýbrž přechází, se zachováním původní strmosti poklesu, do zpětného směru. Za krátkou dobu (μs) se vodivost ve zpětném směru ztrácí a závěrný proud prudce klesá na svoji normální statickou hodnotu a dioda je schopna udržet závěrné napětí. Doba zotavení se označuje trr.
IF I
D
trr
t
Obr. 2.4. Komutace diody
Obr. 2.5. PF(AV)=f (IF(AV)) diody SKKE [2]
9
Napěťová zatížitelnost je určena především opakovatelným špičkovým závěrným napětím URRM (reverse repetitive). Je to nejvyšší přípustná hodnota závěrného napětí, které se na diodě může opakovat. Dále se někdy u diod udává neopakovatelné špičkové napětí URSM, které se na diodě může objevit, aniž by byla ohrožena, jen jednorázově. Proudová přetížitelnost se udává velikostí neopakovatelného špičkového proudu IFSM (surge), který závisí na době přetížení a na počáteční hodnotě. Pro přetížení trvající do
10 ms se přetížitelnost udává tzv. mezním přetěžovacím intervalem I2t. Přetěžovací proud musí vyhovovat podmínce 10 ms
2 2 ∫ I F dt < I t
.
0
Z údajů o proudové přetížitelnosti se vychází při návrhu jištění. U diod vznikají ztráty průchodem propustného proudu, dále jsou na diodě ztráty spínací a ztráty vypínací. Výrobci udávají ve svých katalozích grafické závislosti PF(AV)=f (IF(AV)) pro sinusový a obdélníkový průběh diodou. Typický průběh je uveden na obr. 2.5. Jednotlivé křivky odpovídají různým časovým intervalům vedení součástky. Je vidět, že ztráty od propustného proudu jsou závislé na velikosti i tvaru proudu. Setkáváme se s následujícími typy diod: a) usměrňovací diody pro průmyslové kmitočty; b) rychlé a tzv. kmitočtové diody (až tisíce Hz); c) Schotkyho usměrňovací diody s nízkým propustným napětím UTO okolo 0.3 V. Vyrábí se s blokovacím napětím jen do 100 V; d) vysokonapěťové diody, které se vyznačují napěťovou přetížitelností URRM vyšší než 1600 V.
TRANZISTORY
Ve výkonové elektronice se tranzistory používají jen jako spínače. Jejich zapnutí a vypnutí je ovladatelné prostřednictvím hradla u unipolárních a bipolárních tranzistorů s izolovaným hradlem nebo pomocí báze u bipolárních tranzistorů. BIPOLÁRNÍ TRANZISTOR (BJT)
Jak již bylo v úvodu kapitoly 2 uvedeno, význam bipolárních tranzistorů ve výkonových aplikacích velmi klesá. Pro spínací účely se používají obě varianty bipolárního tranzistoru NPN i PNP. Pro tranzistor NPN platí, je-li při nulovém proudu báze IB přiloženo B
mezi elektrody kolektror a emitor kladné napětí UCE, zůstává také proud kolektoru IC nulový,
10
neboť kolektorový přechod je záporně polarizován. Jestliže se ale připojí mezi elektrody báze – emitor kladné napětí UBE, dojde k propustné polarizaci emitorového přechodu, začne jím procházet proud IB, tím se zaplaví volnými nosiči náboje kolektorový přechod a tranzistorem B
začne procházet kladný proud IC. Závislost vstupních veličin IB=f (UBE) vyjadřuje vstupní B
charakteristika tranzistoru a má podobný tvar jako propustná charakteristika diody, a tedy vstupní odpor tranzistoru je malý (0.1 až 10 kΩ). Výstupní charakteristika BJT vyjadřuje vzájemný vztah výstupních veličin IC a UCE při konstantních hodnotách budicího proudu IB . iICC
ZAP
VYP UCE
a)
b)
Obr. 2.6. a) Idealizovaná charakteristika sepnutí
b) V-A výstupní charakteristika BJT
Leží-li pracovní bod výstupní charakteristiky BJT v závěrné oblasti pro IB=0, je B
tranzistor vypnut. Tranzistorem a zátěží v tomto stavu prochází jen zanedbatelně malý tzv. zbytkový proud kolektoru. Leží-li pracovní bod v oblasti nasycení, je tranzistor zapnut a tranzistorem prochází kolektorový proud a je na něm malé napětí UCE , kterému říkáme SAT
zbytkové nebo také saturační. Činitel proudového zesílení je definován parametrem h21E =
iC , iB
U CE = konst.
.
Tento činitel proudového zesílení je u bipolárních výkonových tranzistorů zpravidla velmi malý (5 až 10) a tak se používá tzv. kaskádní (Darlingtonovo) spojení tranzistorů za účelem zvýšení činitele proudového zesílení (až 100), viz obr. 2.7. Nevýhodou kaskádního spojení tranzistorů je podstatné zvýšení zbytkového saturačního napětí UCE
SAT
(cca 2 V)
a delší doby vypnutí tranzistoru (cca 15 μs). IC
IC
C
C
IiBB
IiBB
B
B UCE
UCE
E E
Obr. 2.7. Kaskádní Darlingtonovo spojení tranzistorů
11
Dynamické vlastnosti jsou dány přechodnými jevy při spínání. Typické průběhy UCE a proudy IC jsou uvedeny na obr. 2.8 pro případ odporové zátěže. Při zapínání je vždy reakce na nárust proudu iB zpožděna o tzv. dobu zpoždění td (d…delay). Tato doba , spolu s dobou B
nárustu tr (r…rise) určují dobu zapnutí. Při vypínání je reakce na pokles proudu iB zpožděna B
o tzv. dobu přesahu ts (s…storage). Tato doba , spolu s dobou poklesu tf (f…fall) určují dobu vypínání. Průběhy na obr. 2.9 jsou při spínání odporové zátěže, kde dochází při zapnutí nebo vypnutí přechodu pracovního bodu po přímce. Při spínání zátěže obsahující indukčnost se trajektorie pohybu pracovního bodu při zapnutí nebezpečně přibližuje mezi průrazu tranzistoru, viz obr. 2.9. Při spínání do indukční zátěže bývá vhodné zátěž překlenout tzv. nulovou diodou, přes kterou bude doznívat proud zátěže po vypnutí tranzistoru.
IB
t
IC
IC UCE
UCE t tZAP
tVYP
obvykle do 1us
obvykle do 10us
Obr. 2.8. Zapínací a vypínací doba bipolárního tranzistoru do odporové zátěže
Obr. 2.9. Spínání bipolárního tranzistoru při odporové zátěži a při indukční zátěži
Doporučení: POZOR
NA
INDUKČNÍ
ZÁTĚŽ
VE
SPÍNANÝCH
OBVODECH
VÝKONOVÉ
ELEKTRONIKY. INDUKČNOST MŮŽE TVOŘIT I REZISTOR (drátový, vinutý).
12
Napěťová přetížitelnost se udává největší přípustnou hodnotou UCEO. V současné době jsou na trhu již bipolární tranzistory s hodnotami okolo 1200 V. Sériové řazení tranzistorů se nedoporučuje. Proudová přetížitelnost je v katalozích běžně dána maximálním přípustným trvalým proudem IC tranzistoru a dále se často udává tzv. špičková hodnota proudu kolektoru ICM doplněna údajem tp (např. proud ICM po dobu 10 ms). VÝKONOVÉ UNIPOLÁRNÍ TRANZISTORY
Unipolární tranzistory jsou často označovány názvem FET (Field Effect Tranzistor), neboli tranzistor řízený polem. Elektrické pole je vytvářeno napětím přivedeným na řídicí elektrodu G (gate). Unipolární tranzistor má další elektrody označováné S (source) a D (drain). Unipolární tranzistory jsou děleny podle technologie výroby na dvě skupiny: -
tranzistory s přechodovým hradlem J FET (Junction FET);
-
tranzistory s izolovaným hradlem IG FET (Insulated gate FET).
Tranzistory J FET se vyznačují velkým vstupním odporem (až 1012 Ω) a tedy tranzistor je řiditelný již zanedbatelně malým proudem, respektive jen intenzitou elektrického pole. J FET s kanálem P se z technologických důvodů neprosadil a je tedy používán výhradně s kanálem N. Jako výkonové tranzistory však do průmyslu nepronikly. Více se používají tranzistory IG FET nebo-li tzv. MOS FET (metal oxid semiconductors). S izolační vrstvou hradla je možné dosáhnou vysokých vstupních odporů až 1015 Ω. Rozeznáváme dva typy a to tranzistory MOS FET s indukovaným kanálem (obohacovací typ) a s vodivým kanálem (ochuzovací typ). Výkonové tranzistory IG FET jsou vesměs obohacovacího typu. Jednou z nejvýkonějších variant IG FET jsou tzv. HEX FET od firmy International Rectifier, Dosažitelné maximální napětí mezi kolektorem a emitorem bývá až 1000 V a proud 200 A (NE SOUČASNĚ). Mezní kmitočet bývá až do 10 MHz. V současné době patří MOS FET mezi nejrozšířenější součástky v oblasti nízkých výkonů do jednotek kW.
ID
ID
UDS a)
UGS b)
Obr. 2.10. Statické charkteristiky MOS FET SKM 121 [2] a) Výstupní b) Převodní
13
Princip spínání je založen na následujícím principu. Je-li napětí mezi elektrodou D a S větší jak 0 a napětí mezi elektrodami G a S rovno 0, nemůže strukturou procházet proud, neboť je mu v cestě závěrně polarizován PN přechod. Začne-li se postupně zvětšovat napětí UGS do kladných hodnot, začínají se vytvářet vodivé kanály. Když dosáhne UGS tzv. prahového napětí, které bývá 0.25 až 5 V, jsou tyto kanály ve stavu, který umožňuje průchod proudu mezi elektrodami D a S. S dalším nárůstem napětí UGS se kanály rozšiřují a při stejném napětí UDS umožňují průchod většího proudu. Na obr. 2.10 jsou uvedeny statické VA charakteristiky MOS FET tranzitoru SKM 121 firmy SEMIKRON. Napětí na sepnutém tranzistoru ovlivňuje parametr RDS(on), které vyjadřuje ekvivalentní odpor v sepnutém stavu. U součástek na nižší napětí bývá tato hodnota 0.1 Ω a s nárůstem napěťové zatížitelnosti se tato hodnota zvyšuje až na 1 Ω. Např. na odporu 1 Ω vzniká průtokem proudu 5 A úbytek 5 V, nebo-li ztráta 25 W. Odpovídající bipolární tranzistor má úbytek pouze asi 1 V, nebo-li ztrátu pouze 5 W! Dynamické vlastnosti MOS FET jsou ukázány na obr. 2.11a, kde jsou uvedeny napěťové poměry při spínání odporové zátěže. Z obrázku je patrné jak jsou definovány zapínací tZAP a vypínací doby tVYP tranzistoru a ostatní doby jako např. doba zpoždění zapnutí td(Zap), doba nárustu tr atd. V souvislosti s dynamickými vlastnostmi je třeba upozornit na poměrně velké parazitní kapacity CGS, CGD (tzv. Millerova kapacita) a dále kapacita CDS, které jsou dány strukturou IG FETu, viz obr. 2.11b. UGS
C D
UGS(th)
R epi R2 UDS
G
R R1 G
CC0 GD
C DS C2
CC1 GS
td(zap) tr tZAP
a)
tVYP
S E b)
Obr. 2.11. a) Napěťové poměry při spínání a vypínání tranzistoru MOS FET [1] b) Kapacity
Při zapínání tranzistoru se napřed nabíjí vstupní kapacita. Chvíli trvá, než napětí na ní dosáhne prahového maxima UGS(TH) (th..threshold voltage). Teprve při něm se tranzistor začne otvírat. Tyto kapacity určuji společně s výstupním odporem budícího generátoru spínací doby tranzistoru. Ke katalogovým údajům charakterizující dynamické parametry patří
14
vstupní kapacita tranzistoru Ciss a dále jsou uváděny běžně grafické závislosti jednotlivých kapacit na napětí UDS. Všechny tři kapacity jsou teplotně nezávislé a spínací vlastnosti výkonových MOS FET právě ovlivňuje napěťová závislost. V praxi se výkonový MOS FET obvykle budí budičem (driverem) s určitým výstupním odporem. Budicí obvod také zajišťuje galvanické oddělení řídicího signálu od výkonového obvodu. Galvanické oddělení je řešeno zpravidla optočleny. Funkční blokové zapojení budiče firmy FUJI je na obr. 2.12. C +Ucc
1 2
R0 Q1
G
AMP Q2
E D3
Rg
-UCC
Obr. 2.12. Funkční blokové zapojení budiče FUJI EXB840 [4] a jeho fotografie
Napěťová přetížitelnost se udává největší přípustnou velikostí UDS. Ta dosahuje reálných hodnot maximálně 200 V. S rostoucím napětím UDS výrazně klesá proudová zatížitelnost. Proudová přetížitelnost se pak udává maximálním trvalým proudem ID, který je v katalogu doplňován příslušnou teplotou pouzdra TC a příslušným napětím UGS. Přípustné špičkové hodnoty impulsního charakteru jsou dány proudem IDM. Výkonové tranzistory MOS FET se chovají při opačné polarizaci napětí UDS jako propustná usměrňovací dioda. To je důsledkem architektury výkonového MOS FET. Proudové zatížení diody bývá obdobné jako zatížení vlastního tranzistoru. Čistě teoreticky by mohl být výkonový MOS FET s integrovanou diodou velmi výhodný při spínání induktivní zátěže, viz kapitola 2 kde byl popisován horní a dolní spínač s nulovou diodou. Ale integrovaná dioda je příliš pomalá (cca 1 μs) a proto je vhodná jen podmíněně. Pro napětí UDS do 50 V lze tuto diodu využívat a pro vyšší napětí jen podmínečně. Pro rychlé aplikace je třeba použít vnější diodu, obvykle Schotkyho. Podařilo se vestavěnou diodu urychlit až na 0.3 μs (epitaxial fast recovery diode), kde obchodní název např. u Siemensu je FRED FET. Existuje další kategorie MOS FET tranzistorů, tzv. inteligentní výkonové tranzistory. Jsou zpravidla označovány SMART-FET, SMARTPOWER-tranzistor, SMART-MOS, ale i jinak. Jedná se o tranzistory, ketré obsahují v pouzdře jak výkonovou část MOS, tak i logické obvody MOS a řídící systémy s inteligentními periferiemi. Přídavné obvody zpravidla plní funkci ochranou, omezují záporné napěťové špičky při spínání induktivní zátěže,
15
ochranu vstupů proti poškození elektrostaickým nábojem, kompatibilitu vstupů s logickými obvody CMOS a TTL a zpětné hlášení stavů. Dále existují výkonové tranzistory opatřený snímačem proudu za účelem ochrany proti proudovému přetížení. Takové tranzistory jsou označovány SENSFET (Motorola), HEXSENS (International Rectifiers) nebo MirrorFET (IXYS). Při použití čidla proudu je možné přímo na čipu realizovat ochranu proti proudovému přetížení. Zopakujme, že velkou předností IG FET je vysoká vstupní impedance, vysoké výkonové zesílení, dobré kmitočtové vlastnosti, napěťové řízení a ve srovnání s bipolárními tranzistory také vysoká teplotní stabilita i při velkých proudech. Další nespornou výhodou jsou i malé řídící výkony. Nevýhodou je větší zbytkové napětí. Další nevýhodou součástek MOS FET je, že hradlo je vytvořeno na tenké vrstvě izolantu a tranzistory jsou citlivé vůči elektrostatickému náboji. Napětí UGS nesmi překročit maximální hodnotu danou výrobcem, nebo hrozí že dojde k průrazu vrstvy izolujicí hradlo a dráha G-S a nebo G-D budou více nebo méně vodivé. Před zaletováním součástky je účelné spojit vývody součástky navzájem hliníkovou folií nebo měděným drátkem a zkrat odstranit až po zaletování součástky do plošného spoje, viz obr. 2.13.
Obr. 2.13. Ochrana MOS struktury proti zničení elektrostatickým výbojem
BIPOLÁRNÍ TRANZISTORY S IZOLOVANÝM HRADLEM (IGBT)
Označují se zkratkami Bi MOS (bipolar metal oxid semiconductors) nebo častěji IGBT (insulate gate bipolar transistors). Bipolární tranzistory s izolovaným hradlem kombinují
výhodné vlastniti MOS FET (vysoká vstupní impedance, vysoké výkonové zesílení, dobré kmitočtové vlastnosti, napěťové řízení, teplotní stabilita) a bipolárních tranzistorů (vyšší proudová zatížitelnost). IGBT jsou používány v oblasti napětí UCE nad 600 V a jsou řízeny polem jako tranzistory MOS FET. Tranzistory MOS FET mají v této oblasti napětí UCE nad 600 V již příliš vysoký odpor a řazení tranzistorů paralelně je cenově nevýhodné.
16
Jsou používány dvě struktury NPT IGBT (non punch through) a PT IGBT (punch through). Hlavní rozdíly mezi NPT IGBT a PT IGBT jsou v teplotní závislosti energetických
ztrát při vypínání a v propustném stavu. U PT IGBT ztráty při vypínání s teplotou rostou a v propustném stavu klesají. U NPT IGBT sice ztráty v propustném stavu s teplotou rostou, ale při vypínání zůstávají téměř stálé. Dnes jsou laboratorně připraveny součástky až s průrazným napětím 3600 V a pro proudy až 2000 A. Základní principiální zapojení IGBT tranzistoru je možné znázornit náhradním zapojením, které je uvedeno na obr. 2.14.
C MOSFET
BT-PNP
G
IGBT
E
Obr. 2.14. Náhradní schéma IGBT tranzistoru a fotografie IGBT modulu firmy SEMIKRON
Proudová a napěťová zatížitelnost je určena bipolární částí a řiditelnost je dána unipolární částí IGBT tranzistoru. Na obr. 2.15 je uvedena výstupní a převodní charakteristika IGBT tranzistoru SKM 300 GA 123 D firmy SEMIKRON. Tranzistor je určen pro maximální napětí UCE 1200 V a proud IC 300 A. Z převodní charakteristiky tranzistoru z obr. 2.15b je možné odečíst zbytkové napětí UGE od 4.5 do 6.5 V. Další parametry jsou uvedeny katalogovým listem na obr. 2.16.
a)
b)
Obr. 2.15. Statické charakteristiky IGBT SKM 30 GA 123 D [2] a) Výstupní b) Převodní
17
Obr. 2.16. Katalogový list IGBT tranzistoru SKM 300 GA 123 D firmy SEMIKRON [2]
Dynamické vlastnosti jsou dány podobně jako u tranzistoru MOS FET, ale doby vypínání a zapínání jsou nepatrně větší. Podobně jako u MOS FET se zde projevují poměrně velké vstupní kapacity tranzistorů, které je nutné respektovat vhodnou volbou RG a použitím budičů tranzistorů (driverů) jako u tranzistorů MOS FET. Proudová a napěťová zatížitelnost je dána bipolární částí IGBT a je charakterizována stejně jako u bipolárních tranzistorů. Součástky s proudovou zatížitelností nad 100 A jsou zpravidla vyráběny jen s integrovanou antiparalelní diodou. Zbytkové napětí IGBT je menší než u MOS FET transistorů, ale není menší než 1 V. TYRISTORY
Základem tyristoru je čtyřvrstvá struktura se třemi PN přechody. Funkce tyristoru je taková, že čtyřvrstvá struktura nepropustí proud při připojení záporného napětí na anodu a tyristor se nachází v tzv. závěrném stavu. Tyristor zadržuje proud i při připojení kladného napětí na anodu a přechod je polarizován ve vypnutém, tzv. blokovacím stavu. Zrušit blokovací stav je možné přivedením kladného napětí (nebo jen impulsu) do obvodu řídicí elektrody G. Vlivem toho dojde k otevření a tedy zapnutí tyristoru. V zapnutém stavu se tyristor tedy chová jako polovodičová dioda. Průběh V-A charakteristiky tyristoru je uveden na obr. 2.17. Hodnota napětí UBR vyjadřuje závěrné napětí, při kterém proud převyšuje stanovenou hodnotu. Propustná větev nebo též propustná charakteristika má stejný tvar jako propustná charakteristika diody a tedy analogicky jsou zde definovány parametry jako: diferenciální propustný odpor rT a prahové napětí UTO. Určitá odchylka je v oblasti začátku propustné charakteristiky tyristoru až od hodnoty tzv. vratného proudu, při kterém se tyristor udrží v propustném stavu. Pod tuto hodnotu je tyristor ve stavu vypnutém. Bod UBO (break
18
over) označuje spínací napětí tyristoru při kterém nedochází k průrazu, ale k zapnutí tyristoru
od napětí při IG=0. Zapínaní tyristoru při IG=0 není doporučováno. Dynamické vlastnosti tyristoru jsou podstatně horší než u tranzistorů a tyristory se používají výhradně pro vysokovýkonové obvody s proudy 300 A a více s maximální spínací frekvencí do 400 Hz. Z dynamických parametrů je nejtypičtější vypínací doba tyristoru, která bývá 100 až 300 μs podle výkonu. Zapnutí tyristoru proběhne, pokuď je na tyristoru přiloženo napětí v blokovacím směru a na řídící elektrodu tyristoru je přiveden velký řídící impuls. Vypnutí tyristoru je možné provést jen prostřednictvím vnějšího obvodu, připojeného k anodě a katodě. Vypínací proces u tyristorů je podobný jako u diod. Proud tyristoru musí klesnout k nule, na tyristor musí být přivedeno závěrné napětí po dobu vypínání.
UB0 UBR UT0
a)
UT, UD
b)
Obr. 2.17 a) Statické výstupní charkteristiky tyristoru [3] b) Propustná větev V-A charakteristiky tyristoru SKET 330/12 (Semikron) [2]
Napěťová zatížitelnost, podobně jako u diod, je určena opakovatelným špičkovým napětím. Závěrná oblast je dána závěrným napětím URRM a blokovací napětím UDRM. Proudová zatížitelnost se udává střední hodnotou zatěžovacího proudu složeného z kladných půlvln sinusového průběhu 50 Hz při chlazení takovém, aby teplota pouzdra nepřevýšila velikost TC. Proudová přetížitelnost se u tyristorů udává přetěžovacím proudem ITSM a dále přetěžovacím intervalem I2t jako u diod. Existují speciální typy tyristorů se zvláštními vlastnostmi a parametry. -
vysokonapěťové tyristory se špičkovým opakovatelným napětím nad 1800 V;
-
rychlé tyristory, které se vyznačují krátkou dobou vypínání a zapínání (menší než 100 us) a lze je používat do kmitočtů až 3kHz;
-
frekvenční tyristory jsou používány ve smyslu velmi rychlých tyristorů s vypínací dobou pod 60 us a tedy pro kmitočty do 10 kHz;
19
-
tyristory GATT jsou velmi rychlé tyristory vybavené dalším hradlem, kterým se zkrátí vypínací doba až na polovinu a pracovní oblast kmitočtů je do 15 kHz;
-
asymetrické tyristory s malou napěťovou přetížitelností do desítek voltů, ale s menší vypínací dobou a u tyristorů nižších proudových parametrů do 40 kHz;
-
fototyristory, které umožňují zapínání světelným zářením a snadné galvanické oddělení zdroje řídících impulsů a výkonového obvodu;
-
vypínací tyristory GTO.
VYPÍNACÍ TYRISTOR (GTO)
Vypínací tyristor označovaný jako GTO (Gate Turn Off) je tyristor, který lze nejen zapnout, ale i vypnout proudem do řídicí elektrody. Tedy umožňuje přechod z propustného stavu do blokovacího prostřednictvím řídícího signálu. To přináší veliké výhody, neboť pro klasický tyristor je nutné vytvářet poměrně složité vypínací komutační obvody, které zajistí spolehlivé vypnutí tyristoru. Vypínací vlastnost je charakterizována hodnotou ITQRM – opakovatelnou hodnotou vypínacího proudu. Dynamika je závislá na amplitudě záporného řídícího proudu IGR a strmosti růstu tohoto proudu. Technologicky představuje tyristor GTO velmi náročnou součástku integrující ve své struktuře stovky paralelně zapojených malých tyristorových elementů. Tím, že lze tyristor GTO vypnout, je přínosem pro výkonové pulzní usměrňovače a střídače. To umožňuje dosáhnout vyšších účinností a hlavně zjednodušení měničů v trakčních aplikacích průmyslových pohonů. Jsou používány např. ve stejnosměrném pohonu tramvají či ve frekvenčních měničích na vysoká napětí velkých výkonů (jednotky MW). ZPĚTNĚ PROPUSTNÝ TYRISTOR (RCT)
Dalším moderním tyristorem je tzv. zpětně propustný tyristor, označovaný jako RCT (reverse conductive thyristor). Zde je integrován asymetrický tyristor a rychlá dioda do jedné
součástky. RCT tyristory se používají tam, kde je třeba používat antiparalelně spojený tyristor a diodu. Výhodou je že se odstraní nežádoucí vliv indukčností propojů diskrétních součástek, což je příznivé pro vypínací proces tyristoru. TYRISTORY MCT
Perspektivním prvkem pro trakční pohony je MCT (MOS controlled thyristor) s integrovanou řídicí elektrodou. Lze jej již vypnout řídicím napětím. MCT mají vyšší spínací rychlosti a nižší ztráty než tyristory GTO. Jde o tyristor, který spíná jako tranzistory MOSFET a vede jako tyristor GTO s vypínací schopností v rozmezí 2 μs.
20
INTELIGENTNÍ OBVODY VÝKONOVÉ ELEKTRONIKY
Obvody výkonové elektroniky, zejména v oblasti jednotek až stovek wattů, jsou výrobci výkonových součástek co nejvíce integrovány. Zpravidla mají v pouzdře mimo vlastních spínačů vloženou také určitou inteligenci pro realizaci konkrétních obvodů výkonové elektroniky za účelem zvýšení spolehlivosti elektronických obvodů a snížení jejich rozměrů. Například součástky firmy Power Integrations, tzv. TOPSwitch mají v sobě zaintegrovány některé funkce, které jsou nezbytné pro realizaci současných spínaných měničů výkonové elektroniky. Jedná se o prvky zpravidla se třemi vývody až do výkonů 300 W, které podle typu obvodu zahrnují vysokonapěťové výkonové MOS FET tranzistory, obvody budičů, obvody pro generování pulsně šířkové modulace. Mají integrovaný oscilátor na kmitočtu např. 100 kHz, obsahují obvody startu, zpětnovazební zesilovače a v neposlední řadě i ochranné obvody, viz obr.2.18.
Obr. 2.18 Obvody TOPSwitch firmy Power Integrations [5]
Výhodou obvodů TOPSwitch je, že přinášejí podstatně efektivnější způsob realizace některých typů měničů s maximálním možným způsobem integrace na úrovni prvků ve standardním pouzdře TO 220 s jediným vnějším kondenzátorem. Nejedná se pouze o vlastní integraci vlastních měničů, ale o vytvoření nových prvků výkonové elektroniky s rozšířenými
21
možnostmi. Podle typu použité aplikace jsou vyráběny různé varianty TOPSwitchů, např. pro použití v zapojeních s DC/DC měniči se dodávají rozšířené obvody (DPA Switch) a pro měniče AC/DC rozšířené obvody (LinkSwitch a TOPSwitch-Gx). Na obr. 2.19 je uvedeno typické zapojení obvodu TOPSwitch-Gx řady TOP242. Jedná se o aplikaci při realizaci stejnosměrného pulsního měniče s transformátorem typu Flyback.
Obr. 2.19 Obvod LinkSwitch firmy Power Integrations [5]
22
3. Obvody výkonové elektroniky
Základním stavebním kamenem všech měničů výkonové elektroniky je spínač sestavající se z vlastního např. tranzistoru a dále z nulové diody. Rozlišujeme tzv. horní spínač (spínač je nahoře) a dolní spínač (spínač je dole), viz obr. 3.1. Pomocí horního i dolního spínače lze sestavit všechny typy pulsních měničů. Je třeba zdůraznit, že antiparalelní kombinace spínač a nulová dioda je zcela nefunkční a samostatně nepoužitelná. Tranzistor se podílí na vedení proudu vždy jen s protilehlou diodou. Na obr. 3.1b je uvedena varianta zapojení horního spínače pracující v režimu snižování napětí (STEP DOWN). Toto zapojení umožňuje pouze jeden směr napětí což představuje pouze
jeden směr otáčení hřídele motoru a dále pouze jeden směr proudu (momentu). ND
S
S ND
ND
S
horní spínač
dolní spínač
antiparalelní kombinace
Obr. 3.1. Kombinace spínačů
Měniče výkonové elektroniky zpravidla třídíme podle jejich funkce do čtyř dále uvedených základních skupin. Vzájemné vztahy mezi skupinami měničů vyjadřuje obr. 3.2. 1. Usměrňovače
(rectifier),
označované
jako
AC/DC
měniče
(Alternating
Current / Direct Current→Střídavý proud / Stejnosměrný proud) mění střídavé
vstupní napětí a proud na výstupní stejnosměrné napětí a proud. Usměrňovače jsou nejpoužívanějším měničem výkonové elektroniky pro všechny výkony. 2. Střídače (inverter), označované jako DC/AC měniče mění stejnosměrné vstupní napětí a proud na střídavé výstupní napětí, proud, kmitočet a počet fází. Na jejich výstup je připojen buď střídavý asynchronní nebo synchronní motor či síťový nízkofrekvenční transformátor. Obvykle pracují v režimu sinusové pulsní šířkové modulace s nosným kmitočtem od 1 do 40 kHz. 3. Stejnosměrné měniče (DC to DC) označované jako DC/DC měniče mění stejnosměrné vstupní napětí a proud na výstupní stejnosměrné napětí a proud jiné velikosti. Stejnosměrné měniče slouží jako napáječe jiných elektronických
23
zařízení. Na výstup DC/DC měničů je zpravidla zapojen výstupní LC filtr ve tvaru dolní propusti. Stejnosměrné měniče pracují v režimu pulsně šířkové modulace PWM (Pulse With Modulation) s nosným kmitočtem od 2 do 600 kHz. Použití je zpravidla
v servopohonech,
stejnosměrné
trakci
(tramvaje,
trolejbusy,
elektromobily) a dále ve spínaných zdrojích elektrické energie. 4. Střídavé
měniče
(AC
to
označované AC/AC měniče
AC)
nebo
jako
cyklokonvertory. Střídavé měniče mění vstupní střídavé napětí, proud , počet fází a kmitočet na výstupní střídavou energii jiných parametrů.
1 AC
4
DC
AC/DC
3
AC/AC
DC/DC
2 AC
AC/DC
DC
Obr. 3.2. Třídění výkonových měničů
Obdobou střídavých měničů (AC/AC) tvoří tzv. nepřímé měniče se stejnosměrným meziobvodem napěťovým nebo proudovým, typu AC/DC/AC. Název vystihuje skutečnost, že mezilehlý obvod se nachází mezi pulsním DC/AC měničem a vstupním usměrňovačem AC/DC. Stejnosměrný meziobvod obsahuje filtrační člen, který od sebe impedančně odděluje oba dílčí měniče – AC/DC a DC/AC. Z funkčního hlediska se jedná o obvod typu AC/AC. Vstupní střídavý napětí je usměrněno a následně střídačem DC/AC transformováno opět na střídavé napětí jiných parametrů. Na obr. 3.3 je uvedeno nejčastější schéma použití nepřímého měniče napěťového typu s napěťovým meziobvodem pro napájení střídavých motorů převážně asynchronního typu. Napětí Ud je tzv mezilehké napětí, které získáme usměrněním třífázového síťového napětí (3x 400 V/ 50 Hz) pomocí neřízeného šestipulsního diodového usměrňovače. Stejnosměrné konstantní napětí Ud je dále měničem DC/AC (střídačem) transformováno na střídavý průběh napětí s PWM modulací se žádaným kmitočtem f2, který odpovídá požadovaným otáčkám asynchronního motoru.
24
3x 400 V/ 50 Hz f1 V1
V2
C
Ud
f2f2
V3
AC/DC
DC/AC
Obr. 3.3. Nepřímý AC/DC/AC měnič pro střídavé pohony
Pro napájení stejnosměrných motorů se používá např. stejnosměrný pulsní napěťový DC/DC měnič v tzv. čtyřkvadrantovém spojení (viz obr. 3.4) napájený jako předchozí zapojení pro střídavé pohony diodovým neřízeným třífázovým usměrňovačem. Vysvětlení pojmu čtyřkvadrantový měnič bude v následujícím textu. Stejnosměrný napěťový meziobvod je doplněn o brzdný odpor spínaný tranzistorem v režimu brzdění motoru. Uvedené zapojení se čtyřmi tranzistory může pracovat jako stejnosměrný měnič nebo také jako jednofázový střídač – to záleží na způsobu řízení všech čtyř tranzistorů. Zapojení je složeno ze dvou větví a každá větev je tvořena paralelním spojením horního a dolního spínače. Podobné uspořádání bylo uvedeno na obr. 3.3 u třífázového střídače, kde byly tři větve s paralelním spojením horního a dolního spínače.
AC/DC
DC/DC
Rb
T1
T3
T3
T4
C
větev A
B DC motor
Obr. 3.4. Stejnosměrný pohon s tranzistorovým pulsním měničem
Měniče pro potřeby pohonů je možné rozdělovat podle pracovních kvadrantů. Např. stejnosměrný pulsní měnič je zatížen stejnosměrným motorem a měnič je napájen ze stejnosměrného akumulátoru. Pak stejnosměrný motor se může nacházet ve čtyřech různých režimech, odpovídajících čtyřem kvadrantům V-A roviny podle obr. 3.5. Motor může
25
pracovat v motorickém režimu (I. a III. kvadrant) nebo v generátorickém režimu (II. a IV. kvadrant). Obecně platí, že v motorickém režimu je elektrická energie čerpána ze zdroje (v našem případě z akumulátoru) přes pulsní měnič do motoru a systém spotřebovává energii akumulátoru. V generátorickém režimu je dodávána do systému mechanická energie (je otáčeno z vnějšku rotorem stejnosměrného motoru. Mechanická energie motoru je konvertována ve stroji na elektrickou a ta je přes pulsní usměrňovač čerpána zpět do zdroje a dochází např. k nabíjení akumulátoru. Takový případ si lze představit u větrné elektrárny, kdy vítr otáčí rotorem a dodává energii do sítě.
UZ
GEN
II
MOT
I IZ
III
IV
MOT
GEN
Obr. 3.5. Rozdělení měničů podle pracovních kvadrantů I. kvadrant si lze představit jako případ výše uvedené větrné turbíny, která je
poháněna energií ze sítě, když fouká malý vítr. Kladný směr svorkového napětí motoru UZ odpovídá kladnému směru otáčení hřídele (např. doleva) a proud vůči svorkovému napětí motoru má stejný směr odpovídající spotřebiči. Pokud začne foukat dostatečný vítr, směr proudu se otočí vůči napětí, pak se jedná o generátorický režim (II. kvadrant) a turbína začne vyrábět energii a dodávat ji do sítě (nabíjet akumulátor). Při změně otáčení turbíny doprava (záporný směr) dochází ke změně polarity svorkového napětí Uz a pro motorický režim je použit III. kvadrant a pro generátorický režim IV. kvadrant. Na
obr.
3.6a
je
uveden
koncept
stejnosměrného
snižujícího
měniče
se
stejnosměrným motorem. Toto zapojení umožňuje pouze jeden směr napětí a proudu. Jedná se o nejjednodušší typ měniče pracujícího pouze v I. kvadrantu. Na obr. 3.6b je uveden dvoukvadrantový měnič pracující I. a II. kvadrantu. Toto zapojení umožňuje jeden směr napětí (otáčení hřídele) a oba směry proudu (momentu). Tento dvoukvadrantový měnič umožňuje pracovat jak v motorickém tak i brzdném režimu. Na obr. 3.7 je uvedeno zapojení rovněž dvoukvadrantového měniče, ale pracujícího v I. a IV. kvadrantu. Zapojení umožňuje
26
oba směry napětí (otáčení hřídele) a jeden směr proudu (momentu). V I. kvadrantu motor pohání a ve IV kvadrantu brzdí.
IZ
M
Ud
UZ
II kvadrant I kvadrant
M
UZ
Obr. 3.6. a) Jednokvadrantový b) Dvoukvadrantový měnič pracující v I. a II. kvadrantu IZ
M Ud UZ
IV kvadrant I kvadrant
Obr. 3.7. Dvoukvadrantový měnič pracující v I. a IV. kvadrantu
Na obr. 3.8 je uvedeno další možné zapojení třífázového vícekvadrantového měniče ve funkci pulsního usměrňovače a dále střídače. Srovnáním s obr. 3.3, kde byl použit diodový usměrňovač, je zde použit řízený tranzistorový usměrňovač s pulsně šířkovou modulací. Takové zapojení je velmi časté a umožňuje režim jak v motorickém tak i v generátorickém režimu a tedy lze rekuperovat energii zpět do sítě.
f1
f2
C
Obr. 3.8. AC/DC/AC měnič s PWM usměrňovačem s možností rekuperace energie
Rekuperace je např. využíváno při výrobě elektrické energie u větrných elektráren se synchronními či asynchronními generátory (obr. 3.9). Nejprve je třeba pro roztočení větrné turbíny roztočit hnací vrtuli a v tomto případě pracuje stroj v režimu motoru, energie je
27
odebírána ze sítě. Po roztočení vrtule je možné přejít do generátorického režimu a vyráběnou energii dodávat do veřejné sítě.
ge nerátor (obvykle asynchronní ne bo synchronní s pe rmanentními magnety)
výkonová elektronika (obvykle ne přímého typu s ne řízeným diodovým AC /DC a PWM střída čem DC/AC)
Obr. 3.9. Koncept větrné turbíny s AC/DC/AC měničem
V posledních letech je věnována pozornost měničům rezonančním, využívajícím tzv. měkkého spínání v nule proudu nebo v nule napětí za účelem zvýšení účinnosti. Stejnosměrný meziobvod je v tomto typu tvořen rezonančním kmitavým obvodem. Nedostatkem spínaných měničů s PWM modulací je, že parazitní reaktance ve výkonovém obvodu jsou zdrojem energie, která způsobuje ztrátové výkony, přepětí a rušení. Ztrátové výkony vznikají zejména na vysokých kmitočtech spínání. Tyto ztrátové výkony způsobené parazitní kapacitou a indukčností jsou významné a snižují výslednou účinnost měničů. Cesta jak se vyhnout vzrůstajícím ztrátám byla nalezena v topologii využívající rezonance kapacity a indukčnosti. Při použití rezonančních obvodů se omezují spínací ztráty buď tím, že rezonanční indukčnost se připne i odpojí od rezonančního obvodu v nule proudu procházejícího touto indukčností nebo tím, že rezonanční kapacita se připíná a odpojuje v nule napětí. Příklad rezonančního snižujícího měniče je na obr. 3.10. Lr a Cr je přídavná indukčnost a a kapacita.
Lo Lr Uin
Cr
C
Uout
Obr. 3.10 Schéma měniče s vypínáním v nule proudu
28
4. Laboratorní cvičení
Organizace a pokyny k laboratorním cvičení •
V laboratořích je bezpodmínečně nutné dodržovat laboratorní řád.
•
Jakákoli manipulace se zařízením je dovolena jen se souhlasem učitele.
•
Zapojovat, přepojovat přístroje je dovoleno jen pouze při rozpojení napájení.
•
Při práci v blízkosti točících se strojů se nesmí nosit kovové řetízky, náramky, prstýnky.
•
Studenti jsou povinni sledovat při měření stav přístrojů a zařízení a v případě nebezpečí musí vypnout rozvody červeným bezpečnostním tlačítkem.
•
Zjištěné nedostatky na pracovišti a např. poškození přístrojů je třeba neprodleně hlásit učiteli.
•
Je dovoleno se zdržovat jen na určeném pracovišti.
•
Trvale opustit laboratoř smí student jen se souhlasem učitele.
•
Není-li student jist svými schopnostmi nebo zdravotním stavem, musí to včas ohlásit učiteli a nesmí na zařízení pracovat.
•
Učitel určí z řad studentů ve skupině vedoucího, který bude vést dané praktikum.
•
Povinností studentů je řádně se na cvičení připravit ze skript, návodů, přednášek, nebo z jiné literatury.
•
Studenti jsou povinni mít přípravu, která bude obsahovat metodiku měření, schéma zapojení úlohy, stručný popis měření a způsob hodnocení naměřených výsledků.
•
Měření každý student zaznamenává do poznámkového sešitu. Měření zpracuje každý student do příštího cvičení individuálně pomocí PC ve formě protokolu.
•
Aktivní účast v laboratorním cvičení a zpracované výsledky měření jsou podkladem pro udělení zápočtu.
29
1-LC: Měření základních elektrických vlastností výkonové diody Cíl měření: Ověření základních vlastností výkonových diod. Měřením porovnejte vlastnosti výkonových diod s běžně používanými diodami mimo oblast výkonové elektroniky Zadání: a) U zadaného vzorku běžné polovodičové diody (např. KY 132), výkonové diody SKKE 15/12 a speciálních typů Shotkyho diod (1N5822, PBYR 1645) změřte propustnou charakteristiku metodou bod po bodu. b) Určete z naměřených propustných charakteristik diod statický a dynamický odpor v zadaném pracovním bodě (např. IF=1 A u běžné diody a u výkonové 10 A). Dále určete prahové napětí. c) Určete ztrátový výkon na diodě. Měřením ověřte katalogové hodnoty výkonové diody. d) Měřením ověřte a porovnejte spínací vlastnosti jednotlivých diod v závislosti na frekvenci. Zejména se zaměřte na závěrnou zotavovací dobu trr při vypnutí vedení diod. Porovnejte dynamické vlastnosti diod. Použité přístroje: stabilizovaný zdroj DC napětí 0-40 V/ 40 A; digitální osciloskop; proudová bezkontaktní sonda a diferenciální napěťová sonda.
PBYR 1645 SKKE 15/12 KY 132 1N5822
Obr. 4.1 Přípravek pro měření diod
Požadavky na domácí přípravu: Navrhněte způsob a postup měření. Zamyslete se nad typy přístrojů. Na internetu nalezněte a vytiskněte jednotlivé katalogové listy k uvedeným diodám KY 132, SKKE 15/12, 1N5822, PBYR 1645.
30
2-LC: Měření elektrických vlastností výkonových spínačů (I) Cíl měření: Ověření a porovnání vlastností výkonových spínačů: BJT, MOSFET a tyristoru Zadání: a) Změřte u předloženého vzorku MOSFET s kanálem N (např. IRF 540, IRF 840, BUZ 71) soustavu výstupních stejnosměrých VA charakteristik a určete závislost odporu tranzistoru v sepnutém stavu na proudu kolektoru IDS s parametrem UGS. b) U předložených vzorků tranzistorů změřte spínací vlastnosti, zejména sepnutí a vypnutí tranzistorů. Porovnejte vlastnosti BJT a MOSFET. c) U předložených vzorků tyristorů určete zda se jedná o tyristor GTO. d) Změřte propustnou charakteristiku vybraného tyristoru a měřením určete zapínací a vypínací doby. Použité přístroje: stabilizovaný zdroj DC napětí 0-40 V/ 40 A; digitální osciloskop; proudová bezkontaktní sonda a diferenciální napěťová sonda.
Zkratování řídících vstupů
Obr. 4.2 Přípravek pro měření tranzistorů:
Požadavky na domácí přípravu: Navrhněte způsob a postup měření. Na internetu nalezněte a vytiskněte jednotlivé katalogové listy k
uvedeným
tranzistorům (IRF 540, IRF 840, BUZ 71). Zamyslete se na vstupními a výstupními charakteristikami tranzistorů, určete jejich charakteristické body.
31
3-LC: Měření elektrických vlastností výkonových spínačů (II) Cíl měření: Porovnání vlastností výkonových MOSFETů a IGBT tranzistorů Zadání: a) Ověřte dynamické vlastnosti spínače MOSFET (IRF 540). b) Sestavte podle pokynů obvod s budičem (FUJI 840) na nepájívém poli a porovnejte dynamické vlastnosti tranzistoru s budičem a bez budiče. Dále určete přibližně mezní kmitočet spínání. Porovnejte s katalogem. c) Ověřte spínací vlastnosti IGBT (IRG4BC10KD) a porovnejte jeho statické a dynamické vlastnosti s výsledky u tranzistoru MOSFET. d) Určete vliv RL zátěže na dynamické vlastnosti spínačů. e) Seznamte se s bezpotenciálovými moduly (např.SKM 100GB 128 DN a SEMIX 101GD066HDS). Ověřte jejich vlastnosti. Použité přístroje: stabilizovaný zdroj DC napětí 0-40 V/ 40 A; digitální osciloskop; proudová bezkontaktní sonda a diferenciální napěťová sonda.
MOSFET (IRF 540) IGBT (IRG4BC10KD)
Obr. 4.3 Přípravek s tranzistory:
napájení řízení (1)
IGBT (1)
řízení (2)
IGBT (2)
Obr. 4.4 Drivery IGBT tranzistorů:
32
Požadavky na domácí přípravu: Navrhněte způsob a postup měření. Na internetu nalezněte a vytiskněte jednotlivé katalogové listy k
uvedeným
tranzistorům (IRF 540, IRF 840, BUZ 71). Zamyslete se na vstupními a výstupními charakteristikami tranzistorů, určete jejich charakteristické body.
33
4-LC: Vlastnosti neřízených diodových usměrňovačů. Cíl měření: Měření vstupních a výstupních charakteristik jednopulsního usměrňovače a šestipulsního usměrňovače s odporovou, RL a RC zatěží. Zadání: a) Zapojení jednopulsního usměrňovače napájíme z jednofázového transformátoru. Zatěžovací odpor určete s ohledem na jmenovité hodnoty diody. Osciloskopem zobrazte proud a napětí na zátěži a dále i proud na vstupu měniče. b) Jednopulsní usměrňovač zapojte s RL zatéží a porovnejte výstupní proud. Podobně realizujte zapojení s RC zátěží. c) Pomocí simulačního programu MicroCAP analyzujte vlastnosti šestipulsního usměrňovače. Určete výsledné napětové a proudové spektrum. Dále určete spektrum vstupního proudu a zamyslete se nad jeho vlivem v obvodu. d) Analyzujte v MicroCAPU ztráty na diodě vlivem vyšší frekvence vstupního napětí. e) Měřením ověřte výše uvedené počítačové analýzy. Použité přístroje: AC napětí 0-400 V/ 50 HZ; digitální osciloskop; proudová bezkontaktní sonda a diferenciální napěťová sonda; 1 fázový a 3 fázový neřízený usměrňovač. Požadavky na domácí přípravu: v prostředí MicroCAP namodelujte jednotlivé topologie diodových usměrňovačů, určete vliv vstupního kmitočtu na požadavky diod usměrňovače; analyzujte vliv kapacity na výstupu usměrňovače.
34
5-LC: Stejnosměrný pohon napájený z řízeného usměrňovače s tyristory Cíl měření: Měření vstupních a výstupních charakteristik tyristorových řízených usměrňovačů. Analyzujte způsoby řízení v závislosti na topologii měniče. Použijte řízených usměrňovačů jako regulátorů otáček DC pohonů. Měření má především ozřejmit jeho funkčnost a zjištění jeho pracovních a provozních charakteristik. Zadání: a) Ověřte vstupní a výstupní a charakteristiky tyristorového 1 fázový usměrňovače RT 380 M v topologii B2C a 3 fázového usměrňovače MP380T. Určete jejich rozsah řízení a schopnost práce s indukční zátěží. b) Digitálním osciloskopem sejměte výstupní napětí a proud a určete jejich parametry (f, T, Ustř,Istř, zvlnění, zatěžovatel) c) Změřte řídící charakteristiku pro různé mody MP380T v rozsahu 0 až 100% s možností linearizování výstupní charakteristiky pomocí přepínače 9_0 a 9_L (viz katalogový list). d) Použijte 1 fázový a 3 fázový tyristorový usměrňovač jako regulátory pro pohon DC motoru (v našem případě motoru z pračky). Určete rozsahy regulace otáček. (Pozn. regulace otáček motoru se realizuje změnou napětí na kotvě DC motoru s konstantním buzením.)
e) Změřte charakteristiku 3 fázového regulátoru MP380T naprázdno U=f(Ib) při různých otáčkách, které jsou pro každé měřené konstantní. Použité přístroje: AC napětí 0-400 V/ 50 Hz; digitální osciloskop; 1 fázový regulátor RT 380 M v topologii B2C a 3 fázový regulátor MP380T; DC motor (150 W při 600 rpm a 650 W při 12000 rpm). řízení
řízení
230 V/50
řízení
3x230 V/50 HZ
řízení
Obr. 4.5 Přípravek s řízenými usměrňovači:
35
DC motor
Obr. 4.6 Přípravek DC pohonu
Regulátor otáček
Požadavky na domácí přípravu: v prostředí MicroCAP namodelujte 3 fázový tyristorový usměrňovač, určete vliv α na výstupní střední hodnotu napětí; analyzujte vliv kmitočtu a indukčnosti na výstupní napětí.
36
6-LC: Měření na řízených usměrňovačích s IGBT tranzistory a s PWM Cíl měření: Měření vstupních a výstupních charakteristik IGBT třífázových řízených usměrňovačů s PWM modulací. Analyzujte a realizujte takový způsob řízení na přípravku hradlovými poli. Zadání: a) V prostředí MicroCAP namodelujte třífázový tranzistorový PWM usměrňovač. b) Navrhněte řízení IGBT usměrňovače s PWM modulací, aby v měziobvodu bylo konstantní napětí 600 V. c) Ověřte vámi navrhnuté řízení na přípravku s hradlovými poli, které umožňuje spojení s prostředí
MicroCAP
a
připojte
k silovému
modelu
s třífázovým
IGBT
usměrňovačem. d) Měřením ověřte vámi sestavený model. Použité přístroje: AC napětí 0-400 V/ 50 Hz; digitální osciloskop; systém 3f. můstku s IGBT tranzistory; hradlové pole; 3 fázová odporová zátěž. 3f. IGBT most 3f. diodový usměrňovač
Drivery IGBT
Vstupy řízení
Obr. 4.7 Přípravek PWM měniče
Požadavky na domácí přípravu: v prostředí MicroCAP namodelujte 3 fázový PWM usměrňovač, určete vliv střídy D na výstupní střední hodnotu napětí.
37
7-LC: Měření na DC/DC měničích s indukčností a transformátorem Cíl měření: Porovnání vlastností jednotlivých typů DC/DC měničů. Cílem je taky pochopit princip a činnost jednotlivých typů měničů. Zadání: a) Změřte vlastnosti a funkci snižujícího měniče Buck. b) Ověřte vliv indukčnosti na zvlnění proudu tlumivkou. c) Dále ověřte vliv výstupní kapacity měniče na zvlnění výstupního napětí. d) Ověřte vlastnosti dalších měničů pulsních měničů Boost, Buck-Boost a Cuk. Srovnejte jejich vlastnosti, elektrické parametry a možnosti řízení. e) Změřte vlastnosti DC/DC měniče Forward a vliv velikosti zátěže na výstupní napětí. f)
Ověřte vlastnosti DC/DC měniče Lambda se svorkami „senze“, určete k čemu slouží. Měřením určete kmitočet spínání měniče. Navrhněte způsob měření.
Použité přístroje: stabilizovaný zdroj DC napětí 0-40V/ 4A; digitální osciloskop; bezkontaktní snímače proudu, diferenciální napěťové sondy. Změna indukčnosti
Buck
Boost
Buck-Boost
Obr. 4.8 Přípravek s DC/DC měniči
Nastaveni U Vstup Výstup
Sense
Obr. 4.9 Lambda DC/DC měnič
38
Požadavky na domácí přípravu: v prostředí MicroCAP namodelujte Boost. určete vliv střídy D na výstupní střední hodnotu napětí. určete vliv kmitočtu na velikost tlumivky a dále na zvlnění proudu. V prostředí MicroCAP namodelujte měniče Forward a srovnejte jeho vlastnosti s měničem Boost.
39
8-LC: Měření na DC/AC měničích (střídačích) Cíl měření: Střídače, jejich principy a vlastnosti Zadání: a) Změřte výstupní charakteristiky jednofázových střídačů a dále změřte spektrum výstupního napětí střídače. Určete vyšší harmonické a navrhněte způsob řízení střídače tak, aby bylo dosaženo redukce těchto vyšších harmonických. b) Namodelujte 3 fázový střídač s PWM v prostředí MicroCAP. c) Zapojte 3 fázový střídač s PWM a ověřte jeho vlastnosti. d) Použijte 3 fázového střídače pro pohon s asynchroním motorem. Použité přístroje: AC napětí 0-400 V/ 50 Hz; digitální osciloskop; systém 3 fázového můstku s IGBT tranzistory (viz. obr. 4.7); hradlové pole jako systém řízení s PWM modulací; 3 fázová odporová zátěž; 3 fázový asynchronní motor. AS.Motor
Systém pro měření výkonu
Obr. 4.10 Asynchronní motor
Požadavky na domácí přípravu: Nastudujte způsoby řízení střídačů; Co je vektorová modulace? v prostředí MicroCAP namodelujte 3 fázový střídač.
40
9-LC: Asynchronní motor s měničem frekvence Cíl měření: Cíl měření je prakticky si odzkoušet řízení otáček asynchronního motoru s kotvou nakrátko při zatížení. Cílem je také naučit se nastavit a parametrizovat pohon. Zadání: a) Asynchronní motor připojte k výstupu měniče frekvence a proměřte závislost výstupního napětí měniče na nastavení výstupní frekvence měniče zatíženého asynchronním motorem běžícím naprázdno U1=f(f1). b) Proveďte nastavení vybraných parametrů měniče. c) Změřte síť momentových charakteristik s kotvou nakrátko pro frekvence napájecího napětí 20; 40; 50 a 90 Hz. d) Změřte závislost efektivní hodnoty výstupního napětí měniče frekvence na frekvenci tohoto napětí U1=f(f1) v rozsahu 10-100 Hz při chodu naprázdno. e) Proměřte přechodné děje elektrického pohonu, měření časových konstant. f)
Použijte zařízení a Soft-start a ověřte jeho funkci.
Použité přístroje: AC napětí 0-400 V/ 50 Hz; digitální osciloskop; 3 fázová odporová zátěž; 3 fázový asynchronní motor. Požadavky na domácí přípravu: Nastudujte přílohu č. 2 ze skript, kde je uvedena metodiky ovládání měniče Siemens.
41
10-LC: Měření na fotovoltaických zdrojích elektrické energie Cíl měření: Cílem měření je seznámit se s fotovoltaickými zdroji elektrické energie a dále s obsluhou fotovoltaických modulů a jejich vzájemným spojováním. Zadání: a) Změřte napětí naprázdno a proud nakrátko dvou jednotlivý monokrystalických fotovoltaických článků pro různé úrovně intenzity osvětlení. b) Dále změřte zatěžovací charakteristiku fotovoltaického článku; c) Seznamte se s obsluhou a kostrukcí fotovoltaického článku a jejich spojováním do série a paralelně. Určete výhody a nevýhody sériového a paralelního spojení; d) Změřte napětí naprázdno a proud nakrátko solárního modulu TRIMEX TESLA M-3653 při různých úrovních osvětlení; e) Změřte V-A zatěžovací charakteristiku modulu pro dvě úrovně osvětlení; Použité přístroje: stabilizovaný zdroj DC napětí 0-40V/ 4A; fotovoltaické panely; multimetr.
Obr. 4.11 Přípravek s fotovoltaickými články
Požadavky na domácí přípravu: Seznamte se s aplikacemi fotovoltaiky. Na jakém principů fungují fotovoltaické články? Spočítejte, kolik je potřeba energie při výrobě 2 kW s použitím fotovoltaiky. Je účinnost fotovoltaického panelu funkcí teploty?
42
Příloha 1: Obsah a osnova předmětu „Výkonové polovodičové měniče
1.téma: Úvod do Výkonové elektroniky a Elektrických pohonů
Prvky, stavební bloky, obvody a aplikace Výkonové elektroniky (VE). Výkonová elektronika versus obvody s lineárními prvky. 2.téma: Přehled a popis výkonových spínačů, elektrických a magnetických obvodů VE
Výkonové spínací součástky; elektrické a magnetické obvody Výkonové elektroniky. 3.téma: Ztráty a chlazení v obvodech výkonové elektroniky; činný výkon
Tepelné jevy, činný a ztrátový výkon, chlazení v obvodech výkonové elektroniky. Měření. 4.téma: Pulsně šířková modulace (PWM)
Matematický popis PWM modulace, obvodové řešení sinusového PWM modulátoru napěťového typu. 5.téma: Obvody VE: diodové usměrňovače a pulsní AC/DC a DC/AC měniče
Základní koncepce, matematická analýza a princip činnosti a třífázového usměrňovače, střídače. Vektorová modulace.
jednofázového
6.téma: Pulsní DC/DC měniče
Pulsní DC/DC měniče s tlumivkou (Boost, Buck, Cuk) a s transformátorem (Forward, Flyback). Dvojčinný čtyřkvadrantový DC/DC měnič. 7.téma: Návrh DC/DC měniče typu Buck-Boost včetně jeho tlumivky a jeho PWM řízení
Obvodový návrh DC/DC měniče typu Buck-Boost včetně jeho tlumivky a jeho řízení PWM modulací 8.téma: Rezonační měniče
Klasifikace rezonačních měničů. Popis měkkého spínání v nule napětí a v nule proudu 9.téma: Spínané napájecí zdroje elektrické energie. PFC obvody.
Klasifikace spínaných napájecích zdrojů elektrické energie. Zpětnovazební řízení stejnosměrných zdrojů elektrické energie. PFC obvody. 10.téma: Elektrické pohony.
Elektrické pohony a jejich klasifikace. Způsoby řízení a nastavování AC a DC pohonů.
43
Příloha 2: Popis frekvenčního měniče SIEMENS – SIMOVERT
Jmenovitá hodnota napájecího napětí 3x380 V, až 480 V Jmenovitá hodnota výstupního napětí 3x0 až napájecí napětí Jmenovitá hodnota napětí v meziobvodu 510 V, až 650 V Střídač umožňuje měnit frekvenci Display: - číslo parametru - index parametru - hodnota parametru
0-600 Hz při U/f 8-300 Hz při U=k
Musí se přepínat P
Tlačítka: I…zapnutí měniče O… vypnutí měniče Jog…tip ⇔…reverzace P…přepínání parametrů na indexy a jejich hodnoty Reset…opuštění menu a potvrzení poruchy (kvitování) ⇑⇓…více a méně ±…změna tlačítka 0 až 9…numerická klávesnice Zobrazení vybraných parametrů:
R002 …frekvence R015 …otáčky R004 …výstupní proud R007 …moment R006 …DC napětí Parametrování: P060=6…tovární nastavení, P060- výběr menu P060=3…rychlé parametrování, str. 9-13 P060=8…podrobné nastavení, definice silové části, str. 9-35 P060=5…podrobné nastavení, NASTAVENÍ POHONU, str. 9-43 Parametry: P068=…výstupní filtr P095=…typ motoru P100=…mód řízení a regulace P101 až P109…štítkové údaje motoru P340=…hodnota modulační frekvence
44
Literatura
[1] Mohan, N.: „Power Electronics”, Knižní publikace - Prentice Hall, ISBN 0-02-351182-6. New Jersey, USA 1997 [2] www.semicron.com/ [3] Vondrášek.K.: „Výkonová elektronika“. Učební texty ČVUT Praha 1995 [4] www.fuji.com [5] www.powerint.com [6] Čeřovský.Z.: „Výkonová elektronika I“. Učební texty ZČU Plzeň 1996 [7] Patočka, J.: „Vybrané stati z výkonové elektroniky“. Učební texty VUT FEI Brno. 1995 [8] Krejcirik, A.: „DC/DC měniče“. Knižní publikace, ISBN 80-7300-045-8, BEN - technická literatura. Praha 2001 [9] Faktor, Z.: „Transformátory a tlumivky pro spínané zdroje“. Knižní publikace, ISBN 8086056-91-0, BEN - technická literatura. Praha 2002 [10] Bláha, E. – Havlik, L.: „Měření polovodičových součástek“. Knižní publikace, ISBN 04542-70, SNTL - Nakladatelství technické literatury, Praha 1970 [11] Elberg, S.: „Odvod tepla z elektronických zařízení“. Knižní publikace, ISBN 04-533-83, SNTL - Nakladatelství technické literatury, Praha 1983 [12] Skalický, J.: „Elektrické pohony a výkonová elektronika: současný stav, perspektivy a výuka. Transformátory a tlumivky pro spínané zdroje“. Inaugurační přednáška ke jmenování profesorem, ISBN 80-214-1601-7, VUT Brno 2000 [13] Patočka, J.: „Vybrané stati z výkonové elektroniky“. Učební texty VUT FEI Brno. 1995 [14] www.siemens.de/automation [15] U-206; učebnice UO
45
