MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR ELEKTROTECHNIKAI-ELEKTRONIKAI TANSZÉK DR. KOVÁCS ERNŐ ELEKTRONIKA II

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR ELEKTROTECHNIKAI-E L E K T R O N I K A I TANSZÉK

DR. KOVÁCS ERNŐ

ELEKTRONIKA II. (MŰVELETI ERŐSÍTŐK II. RÉSZ, OPTOELEKTRONIKA, TÁPEGYSÉGEK, A/D ÉS D/A KONVERTEREK)

Villamosmérnöki szak (BSc) Nappali tagozat ELŐADÁS JEGYZET 2008.

Miskolci Egyetem Elektrotechnikai-Elektronikai Tanszék

3.0.

MŰVELETI ERŐSÍTŐK (FOLYTATÁS) 3.3.5. Aktív szűrők

A szűrők feladata, hogy egy jel frekvenciatartományának egy részét a többi frekvencia rovására kiemeljék, vagy elnyomják. A szűrők megvalósításukat (realizálásukat) tekintve lehetnek: • Passzív RC szűrők: alacsony frekvencia tartományokban használt, egyszerű szűrési követelmények esetén megfelelő. • Passzív LC szűrők: magas frekvencia tartományokban használt, itt jó szűrési paraméterek érhetők el. • Aktív szűrők: alacsony és közepes frekvencia tartományokban használt, jó szűrési paraméterek érhetők el. • Kapcsolt kapacitású szűrők: alacsony és közepes frekvencia tartományokban használt különösen jó szűrési tulajdonságok érhetők el. Gyakran ezeket már a hardver digitális szűrőkhöz sorolják, bár működésű elvük eltér azoktól. • Digitális hardver- és szoftverszűrők: a felhasználási frekvencia tartományt a digitalizálás tulajdonságai döntik el, különösen jó tulajdonságú szűrők valósíthatók meg (gyakran analóg szűrőkkel megvalósíthatatlan tulajdonságok is, pl. lineáris fázismenetű FIR szűrők). A szűrőkkel kapcsolatos alapismereteket és a passzív RC szűrőket az Elektronika I. során tekintettünk át vázlatosan, a fejezet további részében csak az aktív szűrőkkel és a kapcsolt kapacitású szűrőkkel foglalkozunk. Az LC szűrőket a szakismereti tárgyak tárgyalják. Az aktív szűrő tervezés történhet: • Approximációs eljárással: kiindulás a tolerancia sémából (összetettebb, bonyolultabb, de alkalmas optimális szűrőrendszerek tervezésére) • Közvetlen szűrőtervezés a jósági tényező és a határfrekvencia ill. sávközepi frekvencia értékekből kiindulva (egyszerű, de gyors tervezési eljárás, többfokozatú szűrők tervezésére korlátozottan alkalmas).

3.3.5.1. Szűrőtervezés approximációs eljárással A tervezés lépései: A) B) C) D) E) F)

Toleranciaséma felvétele Transzformálás normált referens aluláteresztő szűrőbe Fokszám (rendszám) meghatározása Gyökök és a normált referens aluláteresztő szűrő átviteli függvényének meghatározása Visszatranszformálás az eredeti szűrő típusba A valóságos szűrő átviteli függvényének realizálása aktív szűrőkkel

Az A) pontban meghatározott feladat végrehajtását az Elektronika I. taglalta.

3.3.5.1.1.

Ingadozás paraméterek

A tervezés során a csillapítási értékek (a) helyett gyakran az ingadozási paramétereket (ε) adjuk meg. Az ingadozás paraméterek a szűrők karakterisztikus egyenletével vannak összefüggésben.

[

]

a

a = 10 lg 1 + ε 2 ⇒ ε = 10 10 − 1 ah

3

ε c = 10 10 − 1 ha ac = 3dB ⇒ ε c = 10 10 − 1 = 1 as

40

ε s = 10 10 − 1 ha a s = 40dB ⇒ ε s = 10 10 − 1 ≅ 100

Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet nappali tagozatos villamosmérnök hallgatóknak

2


3.3.5.1.2.

Normált referens aluláteresztő szűrők

Az egyes szűrőtípusok visszavezethetők - és matematikai úton áttranszformálhatók- aluláteresztő szűrőbe. Az áttranszformálást célszerű úgy végrehajtani, hogy az abszolút frekvenciák helyett relatív frekvenciákat kapjunk, mert így az egyes szűrőtervező táblázatok és eljárások egységesíthetők és végrehajthatók azonos módon a szűrő típusától és eredeti paramétereitől függetlenül. A csillapítás értékeket a transzformáció változatlanul hagyja, kizárólag a frekvenciákat érinti. A transzformációk során az eredeti frekvenciákat (ω) egy dimenzió nélküli relatív frekvenciába (Ω) transzformáljuk. Az áttranszformálás minden szűrőtípust érint, beleértve az aluláteresztő szűrőt is. A transzformálás során a csillapítási (ingadozási) értékek nem változnak. a)

Aluláteresztő szűrő transzformálása normált referens aluláteresztő szűrőbe

A transzformációs összefüggés: S=

s

ωc

Az s az eredeti átviteli függvény Laplace-operátora, az S a transzformált átviteli függvény Laplace-operátora. A transzformált toleranciasémák: Aluláteresztő szűrő toleranciaséma

Referens normált aluláteresztő szűrő toleranciaséma A(Ω)

A(ω) ωc

ωs

ac

lgω

ac

Ωs

A jellemző frekvenciák transzformáltjai: lgΩ

jΩ c =

jω c

= j ⇒ Ω =1

c ωc jω s ω ⇒ Ωs = s jΩ s = ωc ωc

as

as b)

1

Felüláteresztő szűrő transzformálása normált referens aluláteresztő szűrőbe


ωc s

A transzformált toleranciasémák: Felüláteresztő szűrő toleranciaséma A(ω) ωs ωc lgω ac

Referens normált aluláteresztő szűrő toleranciaséma A(Ω) Ωs -1 lgΩ ac

A jellemző frekvenciák transzformáltjai: ω j Ω c = c = − j ⇒ Ω c = −1 jω c jΩ s =

as

as

ωc ω ⇒ Ωs = − c jω s ωs

Megjegyzés: a további számolásoknál a transzformált frekvenciák abszolút értékével számolunk. c)

Sáváteresztő szűrő transzformálása normált referens aluláteresztő szűrőbe


s 2 + ωo2 s(ωc 2 − ωc1 )

Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

3


A jellemző frekvenciák transzformáltjai: jΩ c 2 =

jΩ s 2 =

(ω − ωc1 ) ⇒ Ω = 1 ω (ω − ω c 2 ) − ω c22 + ω o2 = c 2 c1 = j c2 c2 (ωc 2 − ωc1 ) jωc 2 (ωc 2 − ωc1 ) jωc 2 (ωc 2 − ωc1 ) − ω s22 + ω o2

(ω c 2 − ω c1 ) jω s 2

=

− ω s 2 (ω s 2 − ω s1 )

(ω c 2 − ω c1 ) jω s 2

= j

ω − ω s1 (ω s 2 − ω s1 ) ⇒ Ω s2 = s2 (ω c 2 − ω c1 ) ω c 2 − ω c1

A transzformált toleranciasémák:

Sáváteresztő szűrő toleranciaséma A(ω) ωs1 ωc1 ωo ωc2 ωs2 ac

Normált referens aluláteresztő szűrő toleranciaséma A(Ω) lgω

1 Ωs2

lgΩ

as

as

d)

Ωs1 -1 ac

Sávzáró szűrő transzformálása normált referens aluláteresztő szűrőbe


s (ω c 2 − ω c1 ) s 2 + ω o2

A jellemző frekvenciák transzformáltjai: jΩ c 2 = jΩ s 2 =

(ωc 2 − ωc1 ) jωc 2 − ω c22 + ωo2

(ωc 2 − ωc1 ) jω s 2 − ω s22 + ωo2

(ωc 2 − ωc1 ) jωc 2 = − j (ωc 2 − ωc1 ) ⇒ Ω = −1 c2 (ωc 2 − ωc1 ) ω c 2 (ω c1 − ω c 2 ) (ω − ωc1 ) jω s 2 = − j (ωc 2 − ωc1 ) ⇒ Ω = − (ωc 2 − ωc1 ) = c2 s2 (ω s 2 − ω s1 ) (ω s 2 − ω s1 ) − ω s 2 (ω s 2 − ω s1 ) =

A transzformált toleranciasémák:

Normált referens aluláteresztő szűrő toleranciaséma A(Ω)

Sávzáró szűrő toleranciaséma A(ω)

ωc1 ωs1 ωo ωs2 ωc2 ac

as

C)

lgω

Ωs2 -1 ac

1 Ωs1

lgΩ

as

Fokszám meghatározása

A szűrő karakterisztikáját leíró átviteli függvény polinomjának szükséges fokszámát meghatározhatjuk: 1. közvetlenül számolással a leíró függvény karakterisztikus egyenletének sorbafejtése után kapott sor első tagja alapján (a képletek rendelkezésre állnak a különböző fajtájú szűrőkre), 2. táblázatosan szűrő katalógusokból, az ismertebb szűrő fajtákra megadott karakterisztika seregek segítségével. Számolással:


4


Például a Butterworth-típusú normált aluláteresztő szűrőkre rendelkezésre álló összefüggések alapján ( ): lg n≥ lg

εs εc

Ωs Ωc

Csebisev típusú szűrő esetén ( ):

εs εc

arch n≥ arch

Ωs Ωc

Példa ( ): Legyen adott az alábbi aluláteresztő szűrő specifikáció: ac=3 dB, as=40 dB, fc=1 kHz, fs=4 kHz Határozzuk meg a szükséges szűrő fokszámát a fenti két szűrő típusra.

Megoldás: εc=1, εs=100, Ωc=1, Ωs=fs/fc=4

εs εc

100 1 = 3.32 ⇒ n = 4 = Butterworth szűrő esetén: n ≥ Ωs 4 lg lg 1 Ωc lg

lg

εs εc

100 1 = 2.57 ⇒ n = 3 Csebisev szűrő esetén: n≥ = Ωs 4 arch arch 1 Ωc A fenti értékekből látható, hogy Csebisev szűrővel az adott feladat alacsonyabb fokszámú átviteli függvénnyel realizálható, amely azt jelenti, hogy kevesebb alkatrész kell a megvalósításhoz, kisebb az esély az alkatrész toleranciák miatti szűrő paraméter változásra. Nem szabad azonban elfelejteni, hogy a Csebisev szűrő csillapítása ingadozik az áteresztősávban, ezért ritkán használjuk 3 dB áteresztősáv szélességgel. arch

arch

Grafikus módszer: Gyakrabban használt áteresztősávi csillapításokra (általában 3 dB-re, de néhány szűrőfajtánál pl. Csebisev szűrőnél ettől eltérő esetre is) rendelkezésre állnak karakterisztika seregek. A(Ω)

1

Ωs

-3 dB

lg(Ω) Pl. Az előző feladat alapján a grafikus módszerrel meghatározva ötödrendű szűrő lenne szükséges Thomson-Bessel típusú szűrővel történő realizáláshoz.

n=1 n=2

as

n=3 n (alkalmazható)

D)

Gyökök meghatározása

A gyökök meghatározására is két lehetőség van: 1. Táblázatosan tervező katalógusokból a legfontosabb szűrőfajtákra és áteresztősávi csillapításra megadott értékek alapján 2. Számítással tetszőleges paraméterek esetén a gyökök elhelyezkedése alapján a gyök-hely görbén.


5


A számításos módszert a Butterworth-szűrőkre mutatjuk meg, mivel itt a legegyszerűbb meghatározni a gyökök értékét az elhelyezkedésük alapján. A szűrő fokszáma vagy rendszáma lehet páros és páratlan. Célszerű a két esetet külön kezelni, mert így egyszerűsödik a gyökök felírása.

Gyökök meghatározása páros esetre ( ): Im 1

Az i. gyök: S i =

n

εc

e

⎡π ⎤ j ⎢ (2 i −1)⎥ ⎣ 2n ⎦

, ahol 1 ≤ i ≤ n

ϕ

n

ϕ/2

εc

ϕ

Re

ϕ ϕ/2 A gyökök konjugált komplex gyökpárok, így egy gyökpárra felírható: Yi (S ) =

1 1 1 = = ∗ 2 n S + S S ⎛ ⎞ ⎛ ⎞ S S 1 + 2 ε c cos ϕ i S + 2 n ε c S 2 i + ⎜⎜1 + ⎟⎟⎜⎜1 + ∗ ⎟⎟ 1 + S i S ⋅ S i∗ S i ⋅ S i∗ ⎝ S i ⎠⎝ S i ⎠ 1 4i24 3 123

Y (S ) =

n/2

2 n ε c cos ϕi

∏1+ 2 i =1

ϕi =

π 2n

2n

εc

1 n

ε c cos ϕ i S + 2 n ε c S 2

(2i − 1)

Példa ( ): Legyen n=4 és ac=3 dB. Határozzuk meg a referens normált aluláteresztő szűrő átviteli függvényét. Megoldás: ac=3 dB ⇒ εc=1 Y (S ) =

2

1

∏ 1 + 2 cos ϕ S + S i =1

2

i

1 1 ⎞ ⎞⎛ ⎛ =⎜ 2 ⎟⎜ 2 ⎟ ⎝ 1 + 1.848S + S ⎠⎝ 1 + 0.765S + S ⎠

Gyökök meghatározása páratlan esetre ( ):

Az i. gyök: S i =

1 n

εc

e

⎡π ⎤ j ⎢ i⎥ ⎣n ⎦

Im

ϕ/2 , ahol 1 ≤ i ≤ n

n

εc

ϕ Re

ϕ ϕ/2 Egy gyök valós, a többi gyök konjugált komplex gyökpár, így felírható az alábbi összefüggés: Y (S ) =

n +1 2

1 1+ n εc S

⋅∏ i=2

1 1 + 2n ε c cos ϕ i S + 2 n ε c S

2

, és ϕ i =

π n

(i − 1)

Példa ( ): Legyen n=3 és ac=3 dB! Határozzuk meg a referens normált aluláteresztő szűrő átviteli függvényét! Megoldás: ac=3 dB ⇒ εc=1 Y (S ) =

1 1+ S

2

1

∏ 1 + 2 cos ϕ S + s i=2

i

2

1 ⎞ ⎛ 1 ⎞⎛ =⎜ ⎟⎜ 2 ⎟ ⎝ 1 + S ⎠⎝ 1 + S + S ⎠


6


E)

Visszatranszformálás

A visszatranszformálás a transzformációs képletek formális behelyettesítését jelenti. Példa ( ): Az előbbi feladatban adott n=3, ac=3 dB szűrő kiindulási feladata legyen egy aluláteresztő szűrő fc=1kHz frekvenciával! Határozzuk meg a szűrő átviteli függvényét a normált referens aluláteresztő szűrőre kiszámolt átviteli függvény alapján! Megoldás: ωc=2πfc=6.28 kr/s A transzformációs képlet: S =

s

ωc

= 1.5910 −4 s

1 1 1 ⎛ 1 ⎞⎛ ⎞ ⎛ ⎞⎛ ⎞ Y (S ) = ⎜ ⎟⎜ ⎟ ⇒ Y (s ) = ⎜ ⎟⎜ ⎟ 2 −4 −4 −8 2 1 S + 1 S S 1 1 . 5910 s 1 1 . 5910 s 2 . 5310 s + + + + + ⎠⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎝ ⎠ ⎝

A visszatranszformálást ugyanígy végezzük el a többi szűrőtípusra is. F)

Realizálás

A realizálás a kiszámolt átviteli függvény fizikai megvalósítását jelenti, amelyre számos áramköri megoldás létezik. Aktív szűrőket általában műveleti erősítős kapcsolásokkal realizálunk. Az eljárás során a fizikailag megvalósítható áramköri kapcsolás elsőfokú vagy másodfokú átviteli függvényét összehasonlítjuk a megtervezett átviteli függvénnyel és az együttható összehasonlítás, valamint a szabad paraméterek helyes megválasztása után a kapcsolást megméretezzük.

Elsőfokú tag méretezése: (csak alul- vagy felüláteresztő szűrő lehet, mivel a sávszűrő és a sávzáró szűrő minimálisan csak másodfokú lehet) R1 Elsőfokú aluláteresztő szűrő tag: R2 A kapcsolás átviteli függvénye:

uki

⎛ R ⎞ 1 Y (s ) = ⎜⎜1 + 1 ⎟⎟ R2 ⎠ 1 + sRC ⎝

ube

R

C

A kiszámolt szűrő átviteli függvényének alakja: Y (s ) =

c1 , az a1 és a c1 valós együtthatók. 1 + a1s

Összehasonlítva az együtthatókat:

1+

R1 = c1 R2

RC = a1 A két összefüggést összehasonlítva láthatjuk, hogy két egyenletet lehet felírni, de 4 alkatrész van, ezért 2 alkatrész értékét szabadon felvehetjük. Pl. válasszuk R1 és C! (célszerű a kondenzátort választani, mert értékre kisebb választék áll rendelkezésre, mint az ellenállásból.) R1

Elsőfokú felüláteresztő szűrő tag: C

A kapcsolás átviteli függvénye: Y (s ) = −

sCR1 1 + sCR2

ube

R2

uki


7


A kiszámolt szűrő átviteli függvényének alakja: c1s , az a1 és a c1 valós együtthatók. 1 + a1s

Y (s ) =

Összehasonlítva az együtthatókat:

− CR1 = c1 CR2 = a1 A két összefüggést összehasonlítva láthatjuk, hogy két egyenletet lehet felírni, de 3 alkatrész van, ezért egy alkatrész értékét szabadon felvehetjük, pl. válasszuk C!

Másodfokú tagok realizálása Másodfokú tag realizálására számos kapcsolási technika áll rendelkezésre (egyszeresen visszacsatolt, többszörösen visszacsatolt, kettős T-híd kapcsolás, állapotegyenletes, stb. ) A szűrőkapcsolás kiválasztásánál fontos szempont a megvalósíthatóság (Q max. értéke), az érzékenység az alkatrész toleranciára, stabilitás, alkatrészszám, stb. (Kapcsolásokat és annak jellemző paramétereit és tulajdonságait tervező katalógusok tartalmazzák) Példa ( ): Másodfokú aluláteresztő szűrő visszacsatolt aktív szűrővel

realizálása

A kapcsolás átviteli függvénye: Y (s ) = −

R2

többszörösen

ube R2 R1

R1

R3

C1

C2

uki

⎛ R ⋅R ⎞ 1 + sC1 ⎜⎜ R2 + R3 + 2 3 ⎟⎟ + s 2C1C2 R2 R3 R1 ⎠ ⎝

A másodfokú aluláteresztő tag általános átviteli függvénye: Ao 1 + a1s + b1s 2

Y (s ) =

Az együttható összehasonlításból kapott összefüggések Ao =

R2 R1

⎛ R ⋅R ⎞ a1 = C1 ⎜⎜ R2 + R3 + 2 3 ⎟⎟ R1 ⎠ ⎝ b1 = C1C2 R2 R3

Három egyenlet és öt ismeretlen van, így két paraméter szabadon felvehető, pl. C1=C2=C és R2. Minden kapcsolásnak vannak korlátozó feltételei. Pl. a fenti kapcsolásnál az alábbi feltételeket kell betartani:

Q < 10 Ao Q 2 < 100

ωc <

ωT 100 Ao Q

Az ωT a műveleti erősítő egységnyi erősítéséhez tartozó határfrekvencia (tranzit frekvencia). Az A0 az erősítő nyílthurkú erősítése.


8


3.3.5.2. Közvetlen szűrőtervezés A módszer a konjugált komplex gyökpár szűrési tulajdonságain alapul. Korábban bizonyítottuk (Elektronika I.), hogy csak a gyökpár mozgatásával a bal félsíkon különböző jósági tényezőjű szűrőket állíthatunk elő. Ha a gyökpár a valós tengely irányába közelít, akkor nő a sávszélesség és csökken a jósági tényező, ellenkező irányban nő a jósági tényező és csökken a sávszélesség. Egyszerűbb szűrési feladatok megoldására alkalmas, mivel magasabb rendszámú szűrők optimálisan nem tervezhetők ezzel a módszerrel. Rendszerint akkor alkalmazzuk, ha egy-, kettő- vagy esetleg harmad-rendű szűrőt akarunk tervezni. Az ilyen típusú szűrőtervezés nem a szűrő tulajdonságai szempontjából elsődleges paraméterekből indul ki (frekvenciák és csillapítások), hanem az áteresztősávi határfrekvenciából alul- és felüláteresztő szűrőknél (ωc) vagy a sávközepi (ωo) frekvenciából sávszűrőknél, a szűrő erősítéséből (A0) és a jósági tényezőből (Q). A módszer kizárólag 3 dB áteresztősávi szűrőket tud tervezni! A tervezés kiindulása a kiválasztott aktív szűrő kapcsolás és annak átviteli függvénye, valamint a szűrőtípus elméleti átviteli függvényének a jósági tényezővel kifejezett alakja. Példa közvetlen szűrőtervezésre( ): Felüláteresztő szűrő tervezése egyszeresen visszacsatolt Sallen-Key kapcsolással Kiindulás: Ao, ωc, Q

R1

A választott kapcsolás és az elméleti átviteli függvénye: s2 ω c2 Y (s ) = Ao s s2 1+ + 2 ωc Q ωc

C1 ube

C2 R2

uki R3

R4

A kapcsolás átviteli függvénye a tényleges alkatrészekkel kifejezve: ⎛ R ⎞ s 2 R1 R2C1C2 Y (s ) = ⎜⎜1 + 4 ⎟⎟ R3 ⎠ ⎡ ⎤ R ⎝ 1 + s ⎢ R1 (C1 + C2 ) − 4 R2C 2 ⎥ + s 2 R1 R2C1C2 R3 ⎣ ⎦

Együttható összehasonlítás alapján:

Ao = 1 +

R4 R3

ωc =

1 R1 R2C1C2

1 = Q

R1 R2

⎛ C1 C2 ⎞⎟ R4 ⎜ + − ⎜ C C1 ⎟⎠ R3 2 ⎝

R2C 2 R1C 1

Három egyenlet áll rendelkezésre és hat ismeretlen paraméter, így három paraméter vagy feltétel szabadon választható! Válasszuk: C1=C2=C és R3! R 4 = R3 ( Ao − 1) ωc =

1 C R1 R2

1 R R = 2 1 − ( Ao − 1) 2 Q R2 R1

A fenti egyenletek alapján a hiányzó paraméterek meghatározhatók. Alkalmazási feltételek: Q < 20 Ao Q 2 < 100

ωc <

[

ωT Q

100 2Q (Q + 2) − 2

]


9


3.3.6. Kapcsolt kapacitású szűrők A kapcsolt kapacitású szűrők átmenetet képeznek az analóg szűrők és a digitális szűrők között. A szűrők által kezelt jel analóg diszkrét jel. A szűrők alapelve: Vizsgáljuk meg az alábbi elrendezést a töltésáramlás szempontjából: S1 U1

S2 U2

C

Az S1 és S2 kapcsolók szinkronban, de ellenfázisban működnek. Amikor S1 zárva, akkor S2 nyitva és fordítva. Legyen t1 az S1 és t2 az S2 bekapcsolási ideje (rendszerint t1=t2) A kapcsolás periódusideje tehát T=t1+t2.

Ha S1 be van kapcsolva, akkor a kondenzátor Q1 = CU 1 értékre töltődik fel.

Ha S2 be van kapcsolva, akkor a kondenzátor Q2 = CU 2 értékre változtatja töltését.

A töltésváltozás mértéke tehát ∆QC = Q1 − Q2 = C (U 1 − U 2 )

Vizsgáljuk meg egy ellenálláson a töltésáramlás mértékét T idő alatt: R T

U1

U2

∫

∆QR = idt = 0

∆U U −U2 T= 1 T R R

Feltételezve azonos töltésváltozást megállapíthatjuk, hogy a kapcsolgatott kondenzátor úgy viselkedik, mint egy idővel változtatható értékű ellenállás: ∆QR = ∆Qc U1 − U 2 T = C (U1 − U 2 ) R T R= C

Az ellenállás értéke a kapcsolgatás frekvenciájával állítható, mivel C konstans. Figyelembe kell venni azonban, hogy a jel megszaggatása ugyanolyan hatású, mint egy mintavételezés és ezért ugyanazok a szabályok is vonatkoznak rá. (Nyquist mintavételezési szabály). A fenti módszerrel felépíthetők tehát olyan RC aktív szűrők, amelyek csak kapcsolókat, kondenzátorokat valamint erősítőt tartalmaznak (a kis értékű kondenzátor nagyon jól integrálható). Példa: erősítő kapcsolás kapcsolt kapacitású technikával: S2

S1

S1

C1 S1 ube

S2

C2

S1 uki

ube

S2

C1

C2

uki Az

C erősítés (γ=50%): Au = − 1 C2


10


Példa: integrátor kapcsolás kapcsolt kapacitású technikával: C2 Az S1 és S2 szinkronban működő váltókapcsolók (Morse kapcsolók). Az elrendezés előnye, hogy a gyártás során keletkező szórt/parazita kapacitások hatása csökkenthető.

S1 C1 S2 ube

uki

Példa: elsőfokú aluláteresztő szűrő kapcsolt kapacitású technikával ( ): S1

S1 ube

S2

C2

C1

S1

S2 uki

C2 Erősítő

R

C

Magasabb fokszámú univerzális szűrők ( ) Magasabb fokszámú szűrők rendelkezésre állnak, mint katalógus áramkörök. A megvalósított struktúrák általában a szűrők állapotváltozós alakjának gyakorlati megvalósításán alapulnak, azaz az általános leíró függvények megvalósítása integrátorokkal és arányos elemekkel. Ez lehetővé teszi, hogy egy kapcsolással mindenfajta szűrőt lehessen realizálni (3 esetleg négy műveleti erősítővel egy másodfokú tag, pl. MF6-100 (National Semiconductor gyártmány), amely alkalmas max. hatodrendű Butterworth-karakterisztikájú szűrők megvalósítására. A felső határfrekvenciát az fT>100fh határozza meg, ahol fT a kapcsolgatás frekvenciája max. 3.5 MHz. Az ilyen típusú szűrőkkel nagy meredekségű, változtatható áteresztősávi frekvenciájú szűrők állíthatók elő, amelyekre a nagysebességű adatgyűjtés és jelfeldolgozásnál van szükség, pl. antialiasing szűrők, sinx/x korrelátor szűrők, stb.

3.4. A műveleti erősítők hibái A műveleti erősítő lineáris alkalmazásaiban a műveleti erősítőt, mint közel ideális áramkört vettük figyelembe elhanyagolva a statikus és dinamikus hibákat (néhány eset kivételével, ahol utaltunk a hibákra). A műveleti erősítők hibái közül kiemelt figyelmet érdemelnek az ofszet és a frekvencia problémák, mint a leggyakoribb hibaforrások. A hibák kiküszöbölése (kompenzálása) lehet megelőző jellegű, amelyet az áramkörtervezés során alkalmazunk, vagy utólagos, amikor a kompenzálás lehetőségét építjük be az áramkörbe. A hiba kompenzálása lehet statikus, amely egy adott körülményre történő kompenzálást jelent vagy dinamikus, amely az áramkör működése során automatikusan hajtódik végre. A frekvencia problémákat a tervezés során minimalizáljuk, ennek utólagos korrekciója -az áramkör módosítása nélkül- általában nem lehetséges.

3.4.1. A frekvencia karakterisztika és kompenzálása A műveleti erősítők nyílthurkú amplitúdó és fázis karakterisztikái nagyon különbözőek lehetnek. A határfrekvencia a belső kompenzálású áramkörök néhány Hz-es határfrekvenciájától a külső kompenzálású szélessávú vagy impulzus/videó erősítők MHz tartományáig terjed. A határfrekvencia nagymértékben meghatározza a műveleti erősítő egyéb dinamikus tulajdonságait, a fázistartalék pedig a stabilitását. A frekvencia karakterisztikára meghatározó hatása van a negatív visszacsatolásnak. Elsőként vizsgáljuk meg a nyílthurkú karakterisztikák jellegzetességeit, majd a negatív visszacsatolás hatását. A frekvencia karakterisztika kompenzálása előtt megvizsgáljuk a fázistartalék hatását a linearításra, majd a határfrekvencia hatását vizsgáljuk a tranziens paraméterekre.

3.4.1.1. A nyílthurkú erősítés frekvenciafüggése A műveleti erősítő nyílthurkú erősítését a korábbi kapcsolásokban (az integrátor és a derivátor kivételével) frekvencia-függetlennek tételeztük fel. A gyakorlatban azonban a frekvenciafüggést egy, vagy több töréspontos karakterisztikával lehet közelíteni. Egy töréspontos közelítés esetén is valószínű, hogy a későbbi Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

11


beépítésnél a külső áramkörök és vezetékek szórt kapacitása a műveleti erősítő karakterisztikájában egy második töréspontot is eredményez. Az ω1 a nyílthurkú erősítő Keskenysávú határfrekvenciája, A0 a frekvenciaA0(ω) erősítő független nyílthurkú erősítés. A belső A0 kompenzálású erősítők, amelyek Szélessávú beintegrált áramköri elemként erősítő tartalmaznak egy visszacsatoló kondenzátort, alacsony törésponti frekvenciával rendelkeznek (∼Hz). Ezeket az áramköröket általános felhasználási célokra, minimális külső alkatrészigényre tervezték. lg(ω) A szélessávú erősítők külső kompenzálást ω1 igényelnek, de lehetőség van a visszacsatolt erősítésnek és az előírt határfrekvenciának megfelelő beállítására. (∼100 kHz…MHz).

3.4.1.1.1.

A negatív visszacsatolás hatása a frekvenciamenetre

Egy töréspontot feltételezve a nyílthurkú erősítés karakterisztikájának matematikai leírása: A0 (ω ) =

A0 s 1+

ω1

A negatív visszacsatolás általános képletébe behelyettesítve a nyílthurkú erősítés egy töréspontos karakterisztikájának egyenletét: A0 A0 (ω ) = Av (ω ) = 1 + A0 (ω )K

1+ 1+ K

s

ω1

1+

ω = ω1 (1 + A0 K )

=

A0 s

A0 1 + A0 K 1 + 1 424 3 Av

ω1

1 s ω1 (1 + A0 K ) 14243

=

Av 1+

s

ω1*

ω1*

* 1

A negatív visszacsatolás hatását grafikusan ábrázolva: A visszacsatolás nélküli erősítő karakterisztikája A0(ω)

Az ω1* összefüggéséből látható, hogy az erősítő határfrekvenciája a negatív visszacsatolás következtében jelentősen megnő! Minél nagyobb a A visszacsatolt erősítő hurokerősítés, annál nagyobb a határfrekvencia és annál karakterisztikája Av(ω) kisebb a visszacsatolt erősítés. Ez egy újabb indok, hogy egy erősítő fokozattal miért nem valósítunk meg nagyobb erősítést.

A0

Av

lg(ω) ω1 Nyílthurkú határfrekvencia

ω1

*

Zárthurkú határfrekvencia

Példa ( ): Legyen az erősítő nyílthurkú erősítése Ao=2.105,a nyílthurkú erősítés határfrekvenciája f1=5 Hz, a visszacsatolt erősítés |Av|=20! Határozzuk meg a visszacsatolt erősítő határfrekvenciáját! Megoldás: K≅

1 Av


12


⎛ A ⎞ 2 ⋅ 105 f1* = f1 ⋅ ⎜⎜1 + o ⎟⎟ = 5 ⋅ (1 + ) ≅ 50kHz Av ⎠ 20 ⎝

A példából is látható, hogy nagy határfrekvenciához alacsony visszacsatolt erősítés tartozik.

3.4.1.1.2.

A határfrekvencia hatása a dinamikus paraméterekre

A határfrekvenciának közvetlen hatása van mind a fel- és lefutási időre, mind a beállási időre. A beállási idő függ az előírt beállási sáv szélességétől, így a beállási idő minden sávhoz más és más. Pl. beállási idő 0.1% beállási sávhoz: T0.1 =

1.12 f1*

A jelfelfutási idő is összefügg a sávszélességgel: tr ≅

0.35 f1*

Példa ( ): Legyen az erősítő nyílthurkú erősítése Ao=2.105,a nyílthurkú erősítés határfrekvenciája f1=5 Hz, a visszacsatolt erősítés |Av|=20! Határozzuk meg a 0.1%-os beállási időt és a felfutási időt! ⎛ Ao ⎞ ⎟ = 50kHz f 1* = f 1 ⋅ ⎜⎜1 + Av ⎟⎠ ⎝ 1.12 1.12 T0.1 = * = = 22.4 µs f1 50.10 3 tr =

0.35 0.35 = = 7 µs f1* 50.10 3

Amennyiben az erősítés 100 lenne, akkor közelítőleg mindkét idő megnőne ötszörösére (a dinamikus tulajdonságok romlanának), a határfrekvencia pedig ötödére csökkenne. Ez az egy újabb ok, amiért nem valósítunk meg egy fokozattal nagy erősítést. (További okok lehetnek: fázistartalék, ofszet és drift beállíthatósága, stb.)

3.4.1.2. Fázistartalék Korábban az erősítők tárgyalásánál általában az amplitúdó átvitel került előtérbe. Vizsgáljuk meg most a fáziskarakterisztikát és definiáljuk a fázistartalékot. Néhány példán keresztül megvilágítjuk a fázistartalék szerepét az erősítők stabilitásában és dinamikus A0(ω) tulajdonságaikban. A vizsgálathoz A0 tételezzünk fel egy két töréspontos modellt, ahol a második töréspont jelentősen eltér frekvenciában az elsőhöz képest. Ez elsősorban akkor áll ω2 fenn, ha a második töréspontot szerelési ωT és beépítési szórt kapacitások hozzák létre. ω1 lg(ω) Az ábrán látható, hogy a fázistartalék az egységnyi hurokerősítéskor a tényleges ϕ(ω) fázisforgatás és a 180° közötti különbség. (Lásd Barkhausen kritérium lg(ω) oszcillátoroknál, önfenntartó gerjedés.) -π/4 Minél nagyobb a fázistartalék, annál -π/2 kisebb az esélye annak, hogy a -3π/4 ϕ∆ fázis tartalék bizonytalan (szórt kapacitások miatt) -π második gyök illetve egy szerelési környezet miatt kialakuló esetleges harmadik gyök fázisforgatása az erősítő Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

13


fázisforgatását oly mértékben megváltoztassa, hogy fennálljon a gerjedés veszélye. Nagy fázistartalék kis erősítések esetén állítható be. A túlzottan nagy fázistartalék azonban az erősítő dinamikus tulajdonságait befolyásolhatja hátrányosan.

3.4.1.2.1. h(t)

ϕ∆=45°

A fázistartalék hatása a dinamikus tulajdonságokra A túllövés, beállási idő, fel- és lefutási idő függ a fázistartaléktól, pl. ϕ∆=65° esetén a túllövés δ≅4%. Csökkenő fázistartalék erősebb túllövést eredményez, míg nagy fázistartalék lassú beállást.

ϕ∆=65°

δ 1(t) ϕ∆=90° t

3.4.1.2.2.

A fázismenet hatása a linearításra

A relatív fázismenet: A nemszinuszos kimeneti jel nemcsak az erősítés nemlinearítása miatt torzul, hanem a nemlineáris fáziskarakterisztika miatt is. Ez elsősorban összetett, több frekvencia komponenst is tartalmazó jelek esetén lényeges, mivel a különböző komponensek nem azonos fázistolással érkeznek meg a kimenetre, fázistorzulást szenvednek.

ideális

ϕ(ω)

valóságos ϕrel(ω) lg(ω)

Az alábbi ábrán látható a) és b) esetekben lineáris amplitúdó és nemlineáris fázismenet van, míg a c) esetben nemlineáris amplitúdó és lineáris fázismenet van. A gyakorlatban általában ezek kombinációja fordul elő. Az ábrákból látható, hogy a nemlinearítás milyen jelalak torzulást eredményez. A(ω)

A(ω)

A(ω)

lg(ω)

lg(ω)

ϕrel(ω)

lg(ω)

ϕrel(ω)

ϕrel(ω)

lg(ω)

lg(ω)

uki(t)

lg(ω)

uki(t)

uki(t)

t a)

t b)

t c)


14


3.4.1.3. A frekvencia karakterisztika kompenzálása A frekvencia karakterisztikát kívánt fázistartalékra kompenzáljuk. A legegyszerűbb kompenzálás esetén csak a nyílthurkú karakterisztikát vesszük számításba, amely azonban azt eredményezheti, hogy az indokoltnál nagyobb lesz a fázistartalék mértéke. Ezt a módszert ’sávszűkítő’ kompenzálásnak nevezik. Amennyiben a kompenzálás során a visszacsatolt erősítés karakterisztikájából indulunk ki, akkor a ’sávbővítő’ kompenzálásról beszélünk, bár a sávszélesség csak a ’sávszűkítő’ esethez képest bővebb. Egyéb stratégiák is ismertek a kompenzáláshoz. A sávszűkítő kompenzálás elve (45°-os fázistartalékra): Ao(ω)

Ao

eredeti nyílthurkú karakterisztika

Kompenzált karakterisztika

ω2 ω1k ω1

lg(ω)

ϕ(ω)

lg(ω)

-π/4 -π/2 3π/4 -π ϕ∆=45° fázistartalék a kompenzálás után Gyakorlati megoldás:

ω1k =

ω 1 = 1 Rb C k A0

Az ω1k frekvenciára egy új töréspontot helyezünk el egy külső kondenzátor csatlakoztatásával úgy, hogy az új karakterisztika a 0 dBs tengelyt éppen az eredeti töréspont frekvenciáján metssze. Minden gyök 90°-t forgat (a töréspontban 45°ot), így a fázistartalék legrosszabb esetben is legalább 45°.

ϕ∆ fázistartalék a kompenzálás előtt

– +

Rb

Ck

A sávbővítő kompenzálás elve (45°-os fázistartalékra): Ao

Ao(ω)

eredeti zárthurkú karakterisztika

Kompenzált Az ω1k frekvenciára egy új töréspontot karakterisztika helyezünk egy külső kondenzátor csatlakoztatásával úgy, hogy az új karakterisztika a 0 dB-s tengelyt éppen a ω1k zárthurkú karakterisztika ω1* törésponti frekvenciáján metssze.

ω1* lg(ω) ω1

Gyakorlati megoldás:

ϕ(ω) lg(ω)

– +

Ck

Rb Rk

-π/4 -π/2 3π/4 -π

ϕ∆ fázis tartalék kompenzálás előtt ϕ∆=45° fázis tartalék kompenzálás után


15


ω1k = ω1k =

1 (Rb + Rk )Ck

ω1* Av

=

ω1 (1 + A0 K ) A0 1 + A0 K

=

ω1 A0

⎛

⎞

(1 + A0 K )2 ≈ ω1 ⎜⎜ A0 ⎟⎟

2

A0 ⎝ Av ⎠

A sávszűkítő kompenzálás esetén a kompenzált töréspont ω1/A0 így a sávszélesség-nyereség a sávszűkítőhöz képest (A0/Av)2-szeres. A gyakorlati tapasztalat azonban az, hogy a kiindulási adatok egy része nem hozzáférhető, ezért a gyári katalógusok tartalmazzák vagy szöveges, vagy grafikus formában a kompenzáláshoz szükséges külső alkatrészek javasolt értékét.

3.4.2. Ofszet hibák és kompenzálásuk A műveleti erősítős kapcsolások analizálásakor feltételeztük, hogy az áramkör bemenetén áram nem folyik. A gyakorlatban pA-től (FET bemenetű áramkör) nA-ig (tranzisztoros bemenetű áramkör) változik az áram. A kapcsolásoknál azt is feltételeztük, hogy az ofszet feszültség nulla, ami a gyakorlatban ritkán teljesül, általában az értéke mV nagyságrendű. A hibák meghatározásánál vegyük fel a valóságos műveleti erősítő helyettesítőképét egy olyan kapcsolást feltételezve, amelyet nem vezérlünk (azaz a bemenetére 0V feszültséget adunk akár invertáló, akár neminvertáló bementről vezérelve). Az egyes hibaforrások hatásának kiszűrése érdekében hanyagoljuk el a közösmódusú erősítés okozta hibát. R1 ±Ub0

R2

–

Ibn=Ib+Ib0/2

Ib Ib0/2

+

R3

A0ubes0

uki0

Ib

Ibp=Ib-Ib0/2 A kimeneti hibafeszültséget a szuperpozíció módszerével határozhatjuk meg, mivel a generátorok (Ibn, Ibp és Ub0) függetlenek egymástól: I.)

Működjön az ofszet feszültség generátor, akkor a két (Ibn és Ibp) áramgenerátort meg kell szakítani. Az áramgenerátorokon áram nem folyik, így az R3-s ellenálláson nem esik feszültség, tehát a (-) bemenet feszültsége ±Ubo, így a kimeneti feszültség: ⎛ R ⎞ U ki 0 I = ±U b 0 ⎜⎜1 + 1 ⎟⎟ ⎝ R2 ⎠

Működjön az Ibp áramgenerátor, akkor az Ubo feszültséggenerátort rövidre zárjuk az Ibn áramgenerátort megszakítjuk. A (+) bemenet feszültsége:

II)

U bp = − R 3 I bp ⎛ ⎛ R ⎞ R ⎞ U ki 0 II = U bp ⎜⎜1 + 1 ⎟⎟ = − R 3 I bp ⎜⎜1 + 1 ⎟⎟ ⎝ R2 ⎠ ⎝ R2 ⎠

III) Működjön az Ibn áramgenerátor, akkor az Ub0 feszültséggenerátort rövidre zárjuk az Ibp áramgenerátort megszakítjuk. A (+) bemenet feszültsége 0 V. Ebből következik, hogy a (-) bement feszültsége is csak 0 V lehet, így a bemeneten folyó áram csak az R1 irányából érkezhet. U ki 0 III = R1I bn Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

16


A kimeneti hibafeszültség a három eredmény algebrai összege: ⎛ R ⎞ ⎛ I ⎞ ⎛ R ⎞ I ⎞ ⎛ U ki 0= ±U b 0 ⎜⎜1 + 1 ⎟⎟ − ⎜ I b − b 0 ⎟ R3 ⎜⎜1 + 1 ⎟⎟ + R1 ⎜ I b + b 0 ⎟ = 2 ⎠ ⎝ R2 ⎠ 2 ⎠ ⎝ ⎝ R2 ⎠ ⎝ ⎡ ⎛ ⎛ R ⎞ ⎛ R ⎞⎤ I ⎡ R ⎞⎤ = ± U b 0 ⎜⎜1 + 1 ⎟⎟ + I b ⎢ R1 − R3 ⎜⎜1 + 1 ⎟⎟⎥ + b 0 ⎢ R1 + R3 ⎜⎜1 + 1 ⎟⎟⎥ R2 ⎠ R 2 ⎠⎦⎥ 2 ⎣⎢ R ⎠⎦⎥ 144⎝244 3 1⎣⎢4442⎝444 3 14442⎝4442 3 A

B

C

3.4.2.1. Ofszet hiba csökkentése a tervezés során A fenti levezetésből szabályokat állíthatunk fel, amelyeket a tervezés során be kell tartani az ofszet hiba csökkentése érdekében. Az ofszet hiba minimalizálása egyben az ofszet feszültség és áram driftjei által okozott hibát is csökkenti. G) Az (A) képletből látható, hogy az ofszet feszültség hibája egyenesen arányos a visszacsatolt erősítéssel, tehát nagy ofszet feszültségű áramkörök esetén csak kis erősítés engedhető meg. H) A (B) összefüggés lehetővé teszi a nyugalmi áram hatásának kiejtését, amennyiben az R3 ellenállást úgy választjuk meg, hogy a zárójeles tag nulla legyen: ⎛ R ⎞ R1 − R3 ⎜⎜1 + 1 ⎟⎟ = 0 ⎝ R2 ⎠ R3 = R1 ∗ R2

Általános összefüggésként elmondható, hogy a kompenzáló ellenállást úgy kell megválasztani, hogy mindkét bemenet azonos ellenállást ’lásson’. I)

Ha az ellenállásokat a B összefüggés alapján választjuk meg, akkor az ofszet áram okozott hiba csak az R1 ellenállástól függ (C): I bo 2

⎡ ⎛ R1 ⎞⎤ ⎟⎥ = I bo R1 ⎢ R1 + R3 ⎜⎜1 + ⎟ ⎝ R 2 ⎠⎦⎥ ⎣⎢

A visszacsatoló ellenállásnak nem szabad túl nagynak lenni az ofszet áram okozta hiba csökkentése érdekében. Megjegyzés: a FET bemenetű erősítők ofszet áramai elhanyagolhatóan kicsik (pA nagyságrendűek), így a gyakorlatban az R3-s ellenállásra nincs szükség, de változó hőmérséklet hatására az egyébként kis értékű ofszet áram is megnő. Ha a drifteket is csökkenteni akarjuk, akkor FET-es erősítő esetén is indokolt lehet a kompenzáló ellenállás alkalmazása.

3.4.2.2. Ofszet kompenzálás A 3.4.2.1. fejezetben megfogalmazott szabályok szigorú betartása esetén is szükség lehet ofszet kompenzációra. A műveleti erősítők csoportosítása ofszet kompenzálás szempontjából: 3. Külső kompenzálású áramkörök (beállító potenciométerrel) 4. Kivezetett kompenzáció nélküli áramkörök A kompenzáció során a statikus ofszet feszültség és áram hatása kikompenzálható, de a driftek nem. A gyakorlatban a driftek okoznak több gondot, azaz az ofszet paraméterek megváltozása hőmérséklet, tápfeszültség és hosszú idejű üzemelés során. Ezek ellen csak megfelelő tervezéssel, alacsony driftű áramkörök alkalmazásával, vagy automatikus kompenzációjú áramkörök alkalmazásával védekezhetünk.


17


3.4.2.2.1.

Külső kivezetett kompenzációjú áramkörök

A műveleti erősítők tulajdonságait alapvetően meghatározza a bemeneti differenciál erősítő, amely egyben az áramkör legérzékenyebb része is. Az ofszet kompenzáció érdekében a bemeneti differenciálerősítő áramgenerátorában hoznak létre külső alkatrészekkel olyan aszimmetriát, amely a kimeneti feszültséget nullára állítja. A külső alkatrészek élő áramkörbe avatkoznak be, így a belső áramkör ismerete hiányában a javasolt kapcsolástól és értékektől eltérni nem szabad.

10 MΩ Kompenzálás µA748-s erősítőnél

-Ut

Pl. µA741/748-s áramkör kompenzációja ( ) ofszet -Ut

ofszet Kompenzálás µA741-s erősítőnél

ΣR=10 kΩ

3.5. Műveleti erősítők kapcsolóüzeme A műveleti erősítők telítéses üzemében a kimeneti feszültség értéke nincs lineáris kapcsolatban a bemeneti feszültséggel. A telítéses tartomány jellemző paraméterei: a) statikus paraméterek • maximális kimeneti feszültségek: +Ukimax (röviden Ûki+) és -Ukimax (röviden Ûki-). (A két feszültség különböző lehet.) • Maximális szimmetrikus bemeneti feszültségtartomány: ±Ubesmax • Maximális közösmódusú bemeneti feszültségtartomány: ±Ubekmax b) dinamikus paraméterek • max. kimeneti jelváltozási sebesség (slew rate) • egyéb tranziens paraméterek A műveleti erősítők kimeneti jelváltozási sebessége alacsony (különösen akkor, ha áramkorlátozás is be van építve), ezért speciálisan erre az üzemállapotra kifejlesztett, műveleti erősítő kapcsolástechnikán alapuló (és ezért ide sorolt) komparátor áramkörök állnak rendelkezésre, amelyek sokkal gyorsabb jelváltozási sebességgel rendelkeznek. A komparátorok esetén a transzfer karakterisztika linearítása is rosszabb, mint az általános célú műveleti erősítőknél, mivel erősítőként ezeket az áramköröket nem alkalmazzuk. A komparátorok speciális kimenetekkel is rendelkezhetnek, így TTL vagy CMOS kompatibilis és nyitott kollektoros (OC) kimenet. A legjellemzőbb alkalmazási területek: • Komparátorok • Multivibrátorok • Hullámforma generátorok (a szakirodalom alkalmanként ezt az áramkör-csoportot nem ide sorolja)

3.5.1. Komparátorok A komparátorok két feszültség összehasonlítására használt áramkörök. Az egyik feszültség a referencia feszültség (UREF), amely kitüntetett feszültség és ezzel hasonlítjuk össze a másik feszültséget. A komparátor egyik kimeneti állapota az Ube>UREF, míg a másik az Ube

18


Komparátor típusok: • Hiszterézis-nélküli komparátorok • Hiszterézises komparátorok • Ablak-komparátorok A hiszterézises komparátorok abban különböznek a hiszterézis-nélküli komparátoroktól, hogy az egyik telítési állapotból a másikba történő felfutáshoz szükséges bemeneti feszültségek eltérnek egymástól. A köztük lévő feszültségkülönbséget nevezzük hiszterézis-feszültségnek. A hiszterézises komparátorokat pozitív visszacsatolással gyorsítjuk, míg a hiszterézis-nélküli komparátorok általában nem visszacsatoltak. Az ablakkomparátorok jelzik, hogy a vizsgálandó jel bele esik-e a jel egy meghatározott tartományába.

3.5.1.1. Hiszterézis-nélküli komparátorok A differenciál erősítő (transzfer karakterisztikája miatt) alapvetően alkalmas két feszültség kis hibával történő összehasonlítására. A műveleti erősítők (még inkább a komparátorok) pedig felépítésük alapján a szimmetrikus különbségi feszültséget erősítik, így további áramkörök nélkül is alkalmasak ilyen feladatok ellátására. A hiszterézis-nélküli komparátor elvi kapcsolása és transzfer karakterisztikája:

Uˆ ki+

uki

ube

UREF

UREF

ube

Uki

Uˆ ki− Bármelyik bemenet lehet a referencia bemenet (ettől függ, hogy a kimeneti feszültséget hogyan értelmezzük).

U ki

⎧ ⎪ Uˆ ki − ⎪ ⎪ ⎪ = ⎨ A0 u bes ⎪ ⎪ ⎪ Uˆ ki + ⎪ ⎩

, ha , ha U REF − , ha

u be ≥ U REF +

Uˆ ki − A0

Uˆ ki + Uˆ ≤ u be ≤ U REF + ki − A0 A0 ˆ U u be ≤ U REF − ki + A0

A fenti összefüggésekből látható a hiszterézis-nélküli komparátorok egyik hátránya, hogy van egy tartomány (a lineáris erősítés tartománya, uki=ubesA0), ahol az áramkör nem komparátorként, hanem erősítőként viselkedik, bár ez a tartomány a teljes bemeneti jeltartományhoz képest nagyon szűk. Az ilyen komparátorok alkalmazását megnehezíti, hogy a bemeneti jelre szuperponálódott - akár kis mértékűzaj, zavar is a kimeneti feszültséget állandóan változtatja, így a zajos bemeneti jelet előzetesen le kell szűrni. Ezek a hibák a hiszterézis-nélküli komparátorok alkalmazhatóságát erősen bekorlátozzák. A gyakorlatban elsősorban nullpont (nullátmenet) detektorként alkalmazzuk őket. A bemenet védelme a szimmetrikus bemeneti feszültség-túlterhelés ellen: ube Az ellenállások helyes méretezésével a maximális szimmetrikus bemeneti feszültség ±UD lesz.

UREF


Uki

19


A bemenet védelme a közösmódusú bemeneti feszültség-túlterhelés ellen: ube

R1 R2 UREF

Uki

A kimeneti feszültségek A komparátorok két kimeneti feszültség értékkel rendelkeznek, azonban ezek a feszültségek nem stabilak, értékük a terheléstől, tápfeszültség-változástól és a hőmérséklettől függ és kismértékben változhat. Amennyiben stabilabb, vagy meghatározott feszültség-tartományú jelre van szükség, akkor a kimenetet stabilizálni kell. A kimeneti feszültség stabilizálása Zener diódákkal: R UZ1

Uki

⎧ U +UD U ki = ⎨ Z 1 ⎩− (U Z 2 + U D ) Az R méretezésénél figyelembe kell venni a komparátor maximális kimeneti áramát, a terhelés áramát és a Zener szükséges minimális áramát is!

UZ2

Speciális kimeneti feszültségek A komparátorok kimenete csatlakozhat TTL vagy CMOS áramkörökhöz, illetve meghajthat speciális terheléseket, pl. relé, LED, stb. A digitális áramkörökhöz illeszkedő kimenetnek ki kell elégíteni a szigorú bemeneti feszültségekre vonatkozó előírásokat. Így, pl. a TTL szintű kimenet előállítható: ¾ Gyárilag TTL szintre illesztett kimenetű speciális komparátorokkal (katalógus áramkörök) ¾ Illesztő áramkörök alkalmazásával (esetleg szigetelt leválasztással, pl. optocsatolókkal) ¾ Nyitott kollektoros (OC) kimenetű komparátorokkal (katalógus áramkörök) ¾ Speciális Zener-diódás stabilizálással A sebességigény miatt a gyors TTL kimenetű komparátor az optimális megoldás, de ezek speciális áramkörök. Egy másik lehetőség a nyitott kollektoros kimenetű áramkörök alkalmazása Ut=5 V

Az R terhelés lehet egyéb terhelés is, pl. relé. A tápfeszültség is növelhető, pl. 15 V-ra CMOS áramkörökhöz.

R

Uki

3.5.1.2. Hiszterézises komparátorok A hiszterézises komparátorok pozitív visszacsatolást tartalmaznak, amelynek előnye, hogy határozottá teszi a komparálást (a legkisebb különbség hatására - a pozitív visszacsatolás miatt- a különbségi jel folyamatosan nő és a kimenet telítésbe megy) és felgyorsítja a kimenet telítési állapotának elérését. Gyakorlatilag lineáris erősítési tartomány nem lehet. A hiszterézises komparátorok egy –elsősorban a digitális technikában használtválfajának elnevezése: Schmitt-triggerek. A Schmitt-triggereket megvalósítják diszkrét áramkörökkel, pl. tranzisztorokkal, de gyakrabban integrált formában a Schmitt-triggeres digitális áramkörök formájában. A komparátort mind az invertáló, mind a nem invertáló bemenet felöl lehet vezérelni.


20


Invertáló bemenet felöl vezérelt komparátor

ube ubes R2

UREF

R1

uki

up A pozitív bemenet feszültsége a szuperpozíció tétel segítségével kiszámítható: u p = uki

R2 R1 + U REF R1 + R2 R1 + R2

A kimenet billenése (egyik telítési állapotból a másikba átváltása) akkor következik be, amikor az ubes előjelet vált. A váltás az ube=up feszültségnél következik be. A kimenet két értéket vehet fel, így a billenés két bemeneti állapotnál történik: U be1 = Uˆ ki +

R2 R1 + U REF R1 + R2 R1 + R2

U be 2 = Uˆ ki −

R2 R1 + U REF R1 + R2 R1 + R2

Ha az ubes pozitív, akkor a kimenet Ûki+ értéken lesz. Ez akkor áll fenn, ha a ube≤Ube1. A kimenet akkor lesz Ûki- értéken, ha ube≥Ube2. A referencia feszültség tetszőleges előjelű lehet. A fentiek alapján az áramkör transzfer karakterisztikája: Ûki+

uki

UREFR1/(R1+R2) Ube1

Ube2 ube ÛkiUH A hiszterézis tartomány nagysága: UH =

(

R2 Uˆ ki + + Uˆ ki − R1 + R2

)

Neminvertáló bemenet felöl vezérelt komparátor

UREF ube

ubes R2

R1

uki

up A pozitív bemenet feszültsége a szuperpozíció tétel segítségével kiszámítható: u p = uki

R2 R1 + ube R1 + R2 R1 + R2

A billenés határa: UREF=up.


21


A billenés két bemeneti állapotnál történik: ⎛ R R ⎞ U be1 = −Uˆ ki + 2 + U REF ⎜⎜1 + 2 ⎟⎟ R1 R1 ⎠ ⎝ ⎛ R ⎞ R U be 2 = −Uˆ ki− 2 + U REF ⎜⎜1 + 2 ⎟⎟ R1 R1 ⎠ ⎝ Amennyiben az ubes pozitív, akkor a kimenet Ûki+ értéken lesz. Ez akkor áll fenn, ha a ube≥Ube1. A kimenet akkor lesz Ûki- értéken, ha ube≤Ube2. A referencia feszültség tetszőleges előjelű lehet. A fentiek alapján az áramkör transzfer karakterisztikája: uki

Ûki+

UREF(1+R2/R1)

Ube2

Ube1

ube ÛkiUH A hiszterézis tartomány nagysága: UH =

(

R2 ˆ U ki + + Uˆ ki − R1

)

3.5.1.3. Ablak-komparátorok Az ablak-komparátorok az előbbiektől eltérően a kimenetükön azt jelzik, hogy a bemeneti jel egy adott tartományban van-e vagy sem. Alapvetően két hiszterézisnélküli komparátor logikai kapcsolatán alapul.

R1

R4

U1

UREF1

UREF2 Működési feltétel: UREF1>UREF2, ami az osztóval biztosítható.

+Ut

+Ut

ube

R2

Uki1

D1

U2

D2

Uki

Uki2

R3

Az áramkör viselkedését a bemeneti feszültség három tartományára vizsgáljuk: 5. Az ube>Uref1>UREF2.Ekkor az U1 komparátor kimenete Ua=Ûki-, az U2 komparátor kimenete perig Uki2= Ûki+ állapotban lesz. A D1 dióda vezet, a D2 zárt. A kimeneti feszültség Uki=Ûki-+UD lesz. 6. Az Uref1>ube >UREF2. Ekkor az U1 és az U2 komparátor kimenete Uki1=Uki2=Ûki+ állapotban lesz. A D1 és a D2 dióda zárt. A kimeneti feszültség Uki=Ut lesz (terhelés nélkül). 7. Az Uref1>UREF2>ube. Ekkor az U1 komparátor kimenete Uki1=Ûki+, az U2 komparátor kimenete perig Uki2= Ûki- állapotban lesz. A D2 dióda vezet, a D1 zárt. A kimeneti feszültség Uki=Ûki-+UD lesz. uki

A transzfer karakterisztika a fentiek alapján: UREF1

+Ut

UREF2 ube Ûki-+UD


22


3.5.2. Multivibrátorok A multivibrátorok két kimeneti állapottal rendelkező impulzustechnikai áramkörök. Attól függően, hogy a két kimenet közül hány kimenet állapota stabil és hány változhat meg külső beavatkozás nélkül a multivibrátorokat három csoportra osztjuk: • Astabil multivibrátorok (AMV): mindkét kimeneti állapot instabil, állapotát külső beavatkozás nélkül meghatározott időfüggvény szerint változtatja (szabadon futó oszcillátor). • Monostabil multivibrátorok (MMV): egy stabil állapota van. Az áramkör ebből a stabil állapotból csak külső jel (trigger) hatására billen ki, de a kimenet áthaladva az instabil állapoton ismét a stabil állapotba jut. Különbség van a különböző MMV áramkörök között abban, hogy a már elindított multivibrátor a billenési idő alatt újra indítható-e vagy sem egy újabb indító jellel. • Bistabil multivibrátorok (BMV): két stabil kimenettel rendelkeznek és inkább a digitális technikában alkalmazottak (tárolók). A stabil állapotokból csak indító jelek segítségével billenthetők ki. Általában két jelre van szükség a kibillentéshez és a visszabillentéshez (SET, RESET), de vannak áramkörök, ahol egy jellel is megoldható az egyszer oda- egyszer visszabillentés (T tároló) Diszkrét kapcsolástechnikával mindhárom áramkörfajtát megvalósítják, de műveleti erősítőkkel csak az AMV és az MMV áramkörök megvalósítása szokásos. Digitálistechnikai áramkörökkel (TTL, CMOS) monostabil multivibrátor és tároló áramköröket valósítottak meg, az AMV a monostabil áramkörökkel valósítható meg.

3.5.2.1. Astabil multivibrátor műveleti erősítővel Működése: A kapcsolás két visszacsatolást tartalmaz a) egy pozitív visszacsatolást ellenállásosztón keresztül és b) egy időfüggő negatív visszacsatolást az RC integrátoron keresztül. A (+) bemeneten a feszültség (Up) mindenkor a kimeneti feszültség egy meghatározott (leosztott) része.

R1 R2 Up

R

Uki

A (–) bemeneten a feszültség (uc) a kondenzátoros integrátor miatt uc C it exponenciálisan változik (a kimeneti feszültség közel állandó, így a töltés konstans feszültségről történik, ami exponenciális töltőáramot eredményez). Amennyiben a kondenzátor feszültsége eléri az Up feszültségét (ami konstans, ha a kimeneti feszültség konstans), akkor a kimenet az ubes előjelváltása miatt ellenkező állapotába vált. Ûki+

uki

uc

Up

Elméleti kondenzátor feszültség t

ÛkiLegyen a két kimeneti feszültség abszolút értéke azonos: Ûki.! U p = Uˆ ki

R2 R1 + R2

t ⎛ − u c = ⎜1 − e τ ⎜ ⎝

(

)

⎞ ⎟ Uˆ ki + U p − U p ⎟ ⎠

A töltés (vagy kisütés) addig tart, amíg uc=Up nem lesz. t ⎛ −1 ⎞ ⎛ R ⎞ U p = uc = ⎜1 − e τ ⎟ Uˆ ki + U p − U p ⇒ t1 = τ ln⎜⎜1 + 2 2 ⎟⎟ ⎜ ⎟ R1 ⎠ ⎝ ⎝ ⎠

(

)


23


Ha a két kimeneti feszültség azonos (feltétel volt), akkor a töltési és kisütési idő is azonos lesz, így a periódusidő T=t1+t2=2t1 Az AMV frekvenciája: f =

1 = T

1

⎛ R ⎞ 2τ ln⎜⎜1 + 2 2 ⎟⎟ R1 ⎠ ⎝

A kitöltési tényező

γ =

t1 = 50% T

A frekvencia változtatható az R1/R2 aránnyal, a kitöltési tényező és a frekvencia együtt változtatható, ha az R töltő/kisütő ágban egy diódával különböző töltő és kisütő ellenállást állítunk be.

3.5.2.2. Monostabil multivibrátor műveleti erősítővel Működése:

C1

A kapcsolás hasonló felépítésű, mint az AMV, csak egy indító bemenettel rendelkezik és a kondenzátor feszültsége negatív irányban egy dióda segítségével az UD feszültségen határolva van.

ube

R1

R2 Up

R

Uki

A működés feltétele |Up|>UD

C it D Alapállapotban (stabil állapot) a kimenet uki=Ûki- értéken van (a dióda uc jelenlegi bekötési iránya mellett, de fordított bekötés esetén is működik a kapcsolás, csak akkor értelemszerűen minden állapot ellentétesre változik). Az R2-C1 áramkör derivátor áramkörként működik és a bemeneti jelet deriválja. A deriválás során előállított pozitív impulzus hozzáadódva az Up bemenet jeléhez a + bemenet feszültségét megemeli a dióda feszültsége fölé és így a kimenet átbillen a másik telítési feszültségre. (Ennek további feltétele, hogy a deriválás során keletkező impulzus szélessége akkora legyen, hogy a kimeneti jelváltozási sebességet figyelembe véve legyen elegendő idő az átváltásra, mielőtt az impulzusjel lecseng.) uki

Ûki

Elméleti kondenzátor feszültség Up

uc

t

UD

-Ûki ube

t1 t2

derivált jel

indítás

t

t

A negatív impulzus a stabil állapotot nem befolyásolja, mivel az így kapott feszültség a + bemenet feszültségét olyan irányba változtatja, hogy a stabil állapot ne változzon. Az instabil állapotban (t1) a kapcsolás úgy működik, mint az AMV kapcsolás. A tranziens lezajlása után a kimenet a stabil állapotba átbillen és ott marad, amíg újabb indító impulzus nem érkezik. Fordított stabil állapot beállítható, ha a dióda irányát megfordítjuk. Újabb indító impulzusnak csak t2 idő után szabad érkeznie, egyébként a működés bizonytalan lesz.


24


Legyen a két kimeneti feszültség abszolút értéke azonos: Ûki. Hanyagoljuk el a dióda feszültséget a kimeneti feszültséghez képest, mivel Ûki>>UD. U p = Uˆ ki

R2 R1 + R2

t ⎛ − uc = ⎜1 − e τ ⎜ ⎝

(

)

⎞ ⎟ Uˆ ki + U D − U D ⎟ ⎠

Az instabil állapot (billenés) addig tart, amíg uc=Up nem lesz. t ⎛ −1 ⎞ ⎛ R ⎞ ⎜ τ U p = uc = 1 − e ⎟ Uˆ ki + U D − U D ⇒ t1 = τ ln⎜⎜1 + 2 ⎟⎟ ⎜ ⎟ R1 ⎠ ⎝ ⎝ ⎠

(

)

A billenési idő változtatható az R1/R2 aránnyal. Az érzéketlenségi tartomány (t2) meghatározható az előzőek szerint: t ⎛ − uc = −⎜1 − e τ ⎜ ⎝

(

)

⎞ ⎟ Uˆ ki + U p + U p ⎟ ⎠

Az érzéketlenségi tartomány addig tart, amíg uc=-UD nem lesz. t ⎛ − 2 − U D = uc = −⎜1 − e τ ⎜ ⎝

⎞ ⎟ Uˆ + U + U ⇒ t = τ ln⎛⎜ R1 + 2 R2 ⎞⎟ = τ ln⎛⎜1 + R2 ⎞⎟ 2 p p ⎜ R +R ⎟ ⎜ ⎟ ki R1 + R2 ⎟⎠ 2 ⎠ ⎝ 1 ⎝ ⎠

(

)

3.5.3. Időzítők/timerek Az időzítő áramkörök a komparátorok és a logikai áramkörök olyan speciális kapcsolásai, amelyek általános célú időzítés, valamint AMV, MMV, PWM, stb. feladatok végrehajtására alkalmasak. Egy tipikus timer céláramkör: Az áramkör széles tápfeszültség-tartományban működik és mind tranzisztoros, mind FET-es technikával megvalósítják. Reset +Ut törlés discharge threshold R kisütés Cl küszöb _

R

Control vezérlő R

S

U1

Trigger indítás R

Q

S U2

Q

erősítő

Output kimenet

tároló

Működése: A kimenetet alapállapotba a RESET bemenet segítségével lehet beállítani. Ha a TRIGGER bemeneten a feszültség kisebb, mint Ut/3, akkor az U2 a tárolót bebillenti Q=1 állapotba (ez a kimenet is egyben) és a kapcsoló S kikapcsol, mivel a negált kimenet állapota=0 lesz. Ha a THRESHOLD bemeneten a feszültség nagyobb, mint 2/3Ut, akkor a tároló törlődik, a Q=0, lesz és a kapcsoló tranzisztor bekapcsol. A CONTROL bemeneten keresztül lehetőség van a referencia feszültség állítására.


25


Alkalmazási példa: AMV időzítő áramkörrel ( ) Töltés:

τ 1 = (R1 + R2 )C

R1

t ⎛ − 1 ⎞ U ⎜ 2 ⎟ U 2 t ⎜1 − e τ 1 ⎟ + t = U t 3 ⎜ 3 3 ⎟ ⎝ ⎠ t1 = τ 1 ln(2) ≈ 0.7τ

RESET

+Ut

Ut OUT

CONTROL R2 THRESHOLD DISCHARGE

Kisütés:

TRIGGER

τ 2 = R2C

C

t ⎛ − 2 ⎞ U 2⎜ τ 2 ⎟ 2U t − U t ⎜1 − e + = t ⎟ 3⎜ 3 3 ⎟ ⎝ ⎠ t 2 = τ 2 ln (2 ) ≈ 0.7τ

A frekvencia: f =

1 1 1 = = t1 + t2 (τ 1 + τ 2 )ln (2 ) (R1 + 2 R2 )C ln (2)

A kitöltési tényező:

γ =

t1 R + R2 τ1 = = 1 T τ 1 + τ 2 R1 + 2R2

A kimeneti jel elvileg sem lehet szimmetrikus, mivel a két időállandó különböző!

3.6. Jelkondicionáló áramkörök A jelkondicionáló áramkörök feladata, hogy alacsony jelszintű jelforrások jelét olyan szintre hozza, hogy az további feldolgozásra alkalmas legyen. A jelforrások általában alacsony jelet szolgáltató (µV...mV) nemvillamos mennyiségeket átalakító szenzoroktól (transducer) származnak, és nagy erősítést igényelnek különlegesen nagy linearitással és stabilitással alacsony zajszint mellett (ezek méréstechnikai erősítők, így a mérési hiba miatt különösen alacsony hiba engedhető meg). Gyakran egyéb járulékos feladatokat is meg kell oldani, pl. galvanikus leválasztás vagy karakterisztika linearizálás, hőkompenzáció, stb. Gyakori, hogy a jelforrás és a jelfeldolgozás helyileg jelentős távolságra van egymástól, így analóg jelátviteli és EMC zavarvédelmi problémák is felmerülnek. Ennek megoldására szolgáló erősítők a feszültség/áram átalakító erősítők. A jelkondicionáló áramkörök közé lehet sorolni a jelformáló erősítőket is, amelyekről korábban már szó esett (Elektronika I.). A további fejezetek elsősorban a méréstechnikában fontos jelkondicionáló erősítők jellemzőivel foglalkoznak. Tipikus jelforrások: • rezisztív érzékelők • induktív érzékelők • kapacitív érzékelők • piezoelektromos érzékelők, stb. A jelforrások (J), tápellátás (T) és a jelkondicionáló áramkörök (A) csatlakoztatásának lehetséges módjai (a jelforrás típusától függően): 1-vezetékes rendszerek: A módszer hátránya, hogy a zavarvédelmi szempontból legérzékenyebb vezeték a referencia vagy vonatkoztatási vezeték (kevésbé szabatosan a földvezeték) bizonytalan impedanciájú. Ezt a megoldást általában olyan helyen alkalmazzák, ahol a vezetékekkel való takarékosság fontos, pl. gépjárművek elektromos és elektronikai egységei.

J


A

26


2-vezetékes rendszerek: A módszert elsősorban kontaktusnélküli közelítéskapcsolók (rendszerint kétállapotú) jeleinek továbbítására használjuk. A jeladó önfogyasztását egy minimális áram fedezi és az ennél nagyobb áram hordozza az információt, amelyet egy ellenállással alakítunk át feszültséggé a jelfeldolgozó számára. Szokásos, pl. a 4 mA referencia szint vagy ‘élőnulla’ és 20 mA, mint jelszint. Élőnulla alkalmazása lehetővé teszi a vezetékszakadás kiszűrését is. A módszer vezeték takarékos, de analóg átvitelre korlátozottan alkalmas.

J

T R A

3-vezetékes rendszerek:

jel +

A megoldás közös földvezetéket használ, amely analóg jelátvitel esetén galvanikus csatolási hibákat hordozhat magában. Különösen jól alkalmazható azonban közelítéskapcsolók jelének továbbítására, ahol a jel-kimenet lehet relés, NPN vagy PNP tranzisztoros.

J

T

-

A

4-vezetékes rendszerek Különösen jól használható fél-, vagy teljes hídba kapcsolt, illetve egyéb szimmetrikus kimeneti feszültségű átalakítók esetén (pl. nyúlásmérőbélyeges híd). A jel szimmetrikus jelként kerül feldolgozásra, így a közösmódusú problémák jobban kezelhetők. A jelvezeték általában árnyékolt, mivel a jelszint alacsony és érzékeny az elektromágneses zavarokra. A módszer hátránya, hogy hosszú vezetékek esetén (amely az ipari gyakorlatban a jelforrás helye és a feldolgozás helye közötti távolság miatt jelentős lehet) a vezeték impedanciák hatását, az árammal átjárt tápfeszültség vezetékeken fellépő feszültségesések mérési pontosságot rontó hatását nem lehet kikompenzálni.

Jel+ Ut+ J

T Ut-

6-vezetékes rendszerek: Két –árammal nem terhelt- vezetékkel (sense+ és sense-) érzékeljük a híd tápfeszültségét a szenzor helyén és a tápegység a tápfeszültséget nem a jelfeldolgozási, hanem a jelforrási oldalra stabilizálja így a tápfeszültség vezetékek impedanciáján létrejövő feszültségesést kompenzálja. Ezzel a megoldással a 4-vezetékes rendszerre elmondott hiba jelentősen csökkenthető. A szenzor (sense) vezetékeket árammal terhelni nem szabad.

A

Jel-

Sense+ Ut+ J

T UtSense-

Jel+

A

Jel-

3.6.1. Mérőerősítők (Műszererősítők, Instrumentation amplifiers) A mérőerősítők az alacsony jelszintű jelforrások jelét erősítik fel az analóg technikában szokatlanul nagy, gyakran többezer-szeres erősítéssel nagy linarítás és stabilitás mellett. Bizonyos típusaik kiegészítő elektronikaként tartalmazhatnak szűrőket is (monolitikus műszererősítők). Az alapvető probléma az, hogy a jelforrás jelszintje és a külső és belső forrásokból származó zaj és zavar, valamint a driftek (hőmérsékleti, tápfeszültség okozta és hosszúidejű alkalmazás okozta drift) a jelforrással közel azonos jelszintet eredményezhetnek, amely lehetetlenné tenni a hasznos jel és a zajok zavarások szétválasztását. Lehetséges megoldás a jel megszaggatása (chopper-stabilizált egyenáramú erősítők) és váltakozó jelként történő erősítése (ilyenkor az egyenáramú hibák hatása lecsökken), majd az egyenszint visszaállítása szűrőkkel, azonban ez a módszer jelentősen lekorlátozza a bejövő jel felső határfrekvenciáját a szükséges mintavételezés miatt. A fejezet további részei ezért csak a gyakrabban alkalmazott, szélesebb sávú egyenáramú műszererősítőkkel foglalkoznak. Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

27


A mérőerősítők általános jellemzése: • szimmetrikus bemenet, aszimmetrikus kimenet • nagy erősítés • alacsony bemeneti feszültség tartomány • nagy CMRR • alacsony zaj • nagy bemeneti ellenállás • nagy linearítás • alacsony driftek (nagy stabilitás)

3.6.1.1. Három műveleti erősítős mérőerősítő (műszererősítő) Mérőerősítőket egy- és kétműveletierősítős megoldásokkal is kifejlesztettek, de jobb megoldást eredményeznek a kifejezetten méréstechnikai célokra kifejlesztett műszererősítők, amelyeket gyakran egybe integrált formában illetve összetettebb -egyéb funkciókkal is kiegészített- esetben hibrid áramkörként gyártanak. Az áramkör alkalmas nagyobb erősítések megvalósítására (2000-2500), amely különösen alacsony jelszintű átalakítók esetén fontos. Az alacsony zaj, nagy linearítás és stabilitás, kis driftek és nagy CMRR alapkövetelmény. Integrált formájában úgy alakítják ki, hogy csak minimális külső alkatrészt igényelnek, mivel ezek tulajdonságai leronthatják az egész áramkör tulajdonságait. Gyakran beépítésre kerül a hídmeghajtó tápegység (6-vezetékes kialakításban), valamint hibrid esetben hangolható analóg szűrő kapcsolások is csatlakoznak az áramkörhöz. Alapkapcsolás:

R1 I4 ubes

U4

R2 R4 R3 R3

uki

R2 R1

I. fokozat

II. fokozat

Megjegyzés: A bemeneten lévő RC tagok (szaggatottan rajzolva) a zajok, zavarok szűrését szolgálják, illetve a bemeneti ellenállást állítják be optimális értékre, alkalmazásuk opcionális. Az erősítés meghatározása: Au = AI ⋅ AII , ahol AI az első, az AII a második fokozat erősítése, Au az eredő erősítés.

Az első fokozat erősítését abból kiindulva határozhatjuk meg, hogy a műveleti erősítők két bemeneti kapcsa között a feszültség elhanyagolhatóan kicsi lineáris üzemben. Ezt figyelembe véve az R4 ellenállás feszültsége meg kell, hogy egyezzen közelítőleg a bemeneti feszültséggel. Figyelembe véve azt, hogy elhanyagolható a műveleti erősítőbe folyó bemeneti áram, így az R3 ellenállásokon folyó áramoknak meg kell egyezni az R4 ellenálláson folyó árammal.

u R4 = ube ⇒ iR4 =

u R4 R4

⎛ ⎛ R ⎞ R ⎞ U kiI = 2 ⋅ R3 ⋅ i3 + u R4 = u R4 ⎜⎜1 + 2 3 ⎟⎟ = ube ⎜⎜1 + 2 3 ⎟⎟ R R 4 ⎠ 4 ⎠ ⎝ ⎝

AI

U kiI R =1+ 2 3 ube R4


28


A második fokozat egy már korábban ismertetett kivonó vagy differencia-erősítő, amelynek már ismert az erősítése: AII = −

R1 R2

Az eredő erősítés tehát: Au = −

R1 ⎛ R ⎞ ⎜1 + 2 3 ⎟ ⎜ R2 ⎝ R4 ⎟⎠

A kapcsolásból látható, hogy az R4 az egyetlen olyan ellenállás, amelyet nem párban kell állítani és hatása van az erősítésre (a fenti összefüggés alapján) így a professzionális áramkörökben az ellenállás két kapcsát kivezetik és kívülről lehet ellenállást vagy potenciométert rákapcsolni (néhány gyakori erősítésértékre gyárilag beintegrált ellenállások is rendelkezésre állnak, így azokra kívülről nem kell ellenállást kapcsolni.). A jelkondicionáló működését befolyásoló hatások és kompenzálásuk:

A jelkondicionáló és a feldolgozási pont közötti vezeték ellenállás hatásának kiküszöbölése A műszererősítő kimenete és a jelfeldolgozási pont távol lehet egymástól, így a vezeték ellenállás jelcsökkentő hatását nem lehet figyelmen kívül hagyni. Ez a hatás csökkenthető, ha a vezetéket az ábra szerint a kapcsolás részévé tesszük. A SENSE és a REF ág impedanciája azonos, mivel ugyanolyon vezetékből épülnek fel, így az erősítés nem a mérőerősítő kimenetei pontjára van definiálva, hanem a feldolgozási pontra (a terhelésre). Ez a megoldás továbbá lehetővé teszi, hogy külső meghajtó erősítővel a kimenet terhelhetőségét megnöveljük a feszültségerősítés változtatása nélkül. Ezek a lehetőségek legtöbb integrált műszererősítőbe beépítésre kerülnek. Meghajtó (opcionális) R1 SENSE I4 R2 ubes

U4

R4 R3 R3

OUT uki

R2 R1

uf REF

Jelvezetékek árnyékolásából adódó közösmódusú jel hatásának csökkentése Közösen árnyékolt vezetékek árnyékolásának bekötése:

R5 R4 R3 R3 R5 – +

K

Az alacsony jelszintek miatt a külső elektromágneses zavarások elkerülésére a jeleket árnyékolt vezetékekkel csatlakoztatjuk a jelkondicionáló bemenetére. A jelvezetékeket általában -a hullámcsatolások csökkentése érdekében- közös (kéteres) árnyékolt vezetékkel csatlakoztatjuk. Vannak szenzorok, ahol a közös árnyékolás nem oldható meg, ott a jelvezetékeket külön-külön árnyékoljuk. Mindkét esetre elmondható az, hogy a rézből készült árnyékolás és a jelvezeték között elosztott kapacitások lépnek fel, amelyek valamilyen jelszintre Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

29


feltöltődnek. Ha az árnyékolást közvetlenül a földre kötnénk, akkor ez egy járulékos vezérlést biztosítana az áramkörnek, amely hibafeszültséget generálna a kimeneten. Ennek elkerülésére az árnyékolást lebegő potenciálra tesszük.

3.6.2. Szigetelt erősítők A szigetelt erősítők feladata a ki- és bemeneti pontok galvanikus elválasztása zavarvédelmi vagy életvédelmi megfontolások miatt nagy linearítás mellett. Elsősorban ipari környezetben a különböző forrásokból származó jelek okozta zavarok és a jelfeldolgozó egység védelmében alkalmazzuk, de vannak területek, ahol az elválasztást szabványok írják elő, pl. orvostechnikai alkalmazások. Az áramkörnek a stabilitás és linearítás mellett rendelkeznie kell nagy leválasztási feszültséggel (átütési szilárdsággal), amelynek előírt nagysága a környező feszültségektől függ és általában 1.5-3.75 kV közé esik. A teljes galvanikus leválasztás érdekében gyakran a tápfeszültséget is leválasztják az erősítőktől mind a primer mind a szekunder oldalon. A leválasztás történhet transzformátorosan vagy optoelektronikai úton. A szigetelt erősítők áramköri jelölése:

–

–

+

+

-Ut

PSD

-Ut +Ut Tápfeszültség a szekunder oldalon szigetelt

Tápfeszültség a szekunder oldalon nem szigetelt

3.6.2.1. Transzformátoros leválasztású szigetelt erősítők Az elektronikához általában a transzformátor -mérete miatt- nem illeszkedik, azonban mivel az indukció a frekvenciával arányos, különösen kisméretű transzformátorok szükségesek magasabb frekvenciákon. Előnyös, hogy az átviteli láncnak feszültséget kell átvinnie, így teljesítmény átvitelre nincs szükség. A leválasztás alapja az, hogy a jelet megszaggatva (szaggatós modulátorral) a kapott váltakozó jelet transzformátoron átvihetjük, majd a szekunder oldalon szinkron szaggatást alkalmazva (szaggatós demodulátorral) az eredeti jel visszaállítható. A módszer hátránya, hogy a szaggatás mintavételezésnek számít, így vonatkozik rá a mintavételezési törvény, ami a jel felső határfrekvenciáját bekorlátozza. Ez azonban az ipari gyakorlatban nem okoz gondot, mivel a mérendő jelek általában alacsony frekvenciásak. A kapcsolás alapelve: bemeneti erősítő Ube+

–

Ube-

+

modulátor

demodulátor

kimeneti erősítő

jel Uki tápfeszültség

+Ut

+Ut

-Ut

-Ut AC/DC konverter

DC/AC konverter

oszcillátor

külső oszc.

Megjegyzés: szigetelt szekunder-oldali tápellátás esetén a szekunder kör elektronikája nem közvetlenül, hanem egy AC/DC konverteren keresztül kapja a tápellátást.


30


A modulátor és a demodulátor ugyanarról a frekvenciáról működik és fázisban szinkronban szaggat. A demodulátor jelét szűrőn engedik át, hogy az egyenáramú komponenst kiszűrjék. Néhány tipikus jellemző: A szaggatás frekvenciája 25-250 kHz között van, amely kis fizikai méreteket tesz lehetővé. A transzformátoros leválasztással elérhető linearítás: >10-4 A szigetelési feszültség: 1.5-2.5 kV Alacsony drift: <10ppm/1000 óra A jelátvitel sávszélessége: DC-100 kHz. A primer oldali tápfeszültség alacsony terhelhetőségű és alapvetően a bemeneti szenzor meghajtására szolgál.

3.6.2.2. Optoelektronikai leválasztású szigetelt erősítő Az optoelektronikai leválasztás elve: bemeneti erősítő

Ube+

–

Ube-

+

VFC

optocsatoló

fo

jel

FVC

f

V

V

f

kimeneti erősítő

Uki

tápfeszültség +Ut

+Ut

-Ut

-Ut AC/DC konverter

DC/AC konverter

oszcillátor

külső oszc.

Az optoelektronikai leválasztás egy feszültség/frekvencia átalakítást (VFC) tartalmaz, majd az ily módon frekvencia modulált jelet optikai leválasztással visszük át szekunder oldalra, ahol a visszaállítást frekvencia/feszültség átalakító (FVC) végzi. Az átalakítás lassúbb, mint az előbbi esetben, mivel a konverzió több időt igényel, amely behatárolja a bemeneti jel frekvencia tartományát. Úgyszintén behatárolt a frekvencia löket nagysága, így a bemeneti jel dinamika tartománya is. A tápfeszültséget itt is szigetelten kell átvinni, illetve független forrásokból biztosítani. Az ilyen kialakítású leválasztás linearítása rosszabb, mint a transzformátorosé, kb. <0.1….0.5%. Az eljárást, mint elvet alkalmazzák forgó alkatrészekről történő információ átvitelre is.

3.6.3. Töltéscsatolt erősítők A töltéscsatolt erősítőket a piezoelektromos szenzorok jeleinek kondicionálására használjuk. A jelforrás sajátossága, hogy nagyon alacsony jelszintet (töltést) szolgáltat és ennek megfelelően igen nagy bemeneti ellenállású erősítőt kell alkalmazni. A töltés önkisülése, elszivárgása miatt a mérésnek dinamikusnak kell lenni. Külön gondot okoz a csatlakozó kábel, mivel annak kapacitása valamint az erősítő bemeneti kapacitása is befolyásolja a mérés pontosságát. Az erősítővel szemben támasztott követelmények: • nagy bemeneti ellenállás • rendkívül kicsi bemeneti áram • nagy stabilitás • igen alacsony driftek • alacsony bemeneti kapacitás A feltételeknek speciálisan kialakított MOSFET erősítők felelnek meg. Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

31


Az elvi kapcsolás:

CF – +

uki

A bekötő kábel és a bemeneti kapacitás hatása és kompenzálása:

UT

CT

kristály

CC kábel

Ube

Cbe

Rbe

erősítő

Az erősítő és a kábel a kristály jelét leosztja a bemenetre, ami hibát eredményez. Az átviteli függvény: Ck = Cbe + Cc Y ( jω ) =

U be ( jω ) ωRbeCT = 2 UT 1 + (ωRbe (Ck + CT ) )

Az összefüggés alapján megállapítható, hogy a hiba csökkentése érdekében olyan erősítőt kell alkalmazni, ahol: Rbe→∞ és Ck<
3.6.4. Hőmérséklet átalakítók erősítői Hőmérséklet, mint nem villamos jel, mérésére több lehetőség is rendelkezésre áll a hőmérséklet tartomány függvényében, pl. hőellenállás, hőelem, elektromágneses sugárzás spektruma, hőmérséklet miatti méretváltozás, stb. Az egyes átalakítóknak más és más jelerősítők kellenek. A hőellenállások és egyéb termisztorok általában hídba vagy félhídba kapcsolt érzékelők, amelyek erősítése ugyanúgy történik, mint a korábban tárgyalt ellenálláshidas érzékelők esetén és alapáramkörük az egyenáramú műszererősítő. A hőellenállások és termisztorok karakterisztikája gyakran nem lineáris, amelyet vagy a feldolgozás fázisában korrekcióval vagy a jelkondicionálás fázisában korrekciós erősítőkkel valósíthatunk meg. Az áramkör kialakításánál figyelemmel kell lenni arra, hogy a mérendő szenzorok belső hőtermelése ne hamisítsa meg a mérést (tápellátás kialakítása). A hőelemes érzékelők nem igényelnek segéd áramforrásokat, azonban a hőelemek eltérő és gyakran nemlineáris karakterisztikái miatt, valamint a hidegpont kompenzálási igény miatt speciális erősítőket igényelnek. A fejezet további részében a hőelemes átalakítók jelkondicionáló erősítőiről lesz szó. A hőelemes érzékelés azon az elven alapul, hogy két egymással érintkező eltérő fém két végpontja között feszültségkülönbség lép fel, ha a két pont hőmérséklete eltérő (Seebeck hatás). Az elvből következik, hogy a mérés igényel egy referencia pontot, amihez képest a másik pont hőmérsékletét meg tudjuk határozni. Az ideális eset az lenne, ha a referencia pont 0 C°-on lenne, azonban ez általában nem biztosítható, viszont a szobahőmérséklet állandóan változik (hidegpont kompenzálás). További gondot okoz, hogy a bekötő vezetékek anyaga is eltér a szenzorok anyagától, ami járulékos feszültséget eredményezhet. Az egyes hőelemek anyaga eltérő, ami eltérő karakterisztikákat eredményez. A legjellemzőbb anyagokra vonatkozó karakterisztikákat szabványosították és betűjelzéssel látták el, pl. ( ): E (Cr-konstantán), T (réz-konstantán), K (Cr-Alumel/Ni), J (vas-konstantán), R (Pt-Pt/Rh 13%), S (Pt-Pt/Rh 10%) és a kompenzáló vezetékekre: V (Cu-Cu/Ni) a K kompenzálására, U (Cu-Cu/Ni) az R és S kompenzálására. Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

32


Az egyes hőellenállás anyagok eltérő µV/C° konstansokkal rendelkeznek, ami az elektronikusan előállított hidegpont kompenzálás (referencia pont érték) beállítását megnehezíti. Az egyes elektronikus áramkörök különböző érzékelőkhöz alkalmasak.

U s = α (T1 − T2 )

T1 T2 hőmérsékletek

A T1 a mérőpont hőmérséklete, T2 a csatlakozási pont hőmérséklete (hidegpont), α anyagjellemző, pl. J esetén 4.8.10-4, K esetén 4.3.10-4, stb. A T1 mérése érdekében T2-nek 0 C°-on kellene lennie, amelytől a mérés általában eltér. Ennek elérése érdekében egy hidegpont kompenzációt kell végrehajtani, ahol a kompenzátornak ugyanazon a hőmérsékleten kell lennie, mint a hidegpont. Új hidegpont Cu Erősítő Pl. Fe Pl. Fe T1 Pl. konstantán Pl. konstantán Cu kompenzátor Csatlakozási T2 pont hőellenállás

jelfeldolgozó

Bekötő vezeték

A rézvezeték és a szenzor vezetékei között is kialakul feszültség, ezért a lehető legrövidebb Cu bekötővezetéket kell alkalmazni, hogy azonos hőmérsékleten legyenek. Ugyanez vonatkozik a jelkondicionáló erősítő és a bekötő rézvezetékek között fellépő feszültségekre. A kompenzátor és a jelfeldolgozó belső hőmérséklete a saját melegedés miatt sem változhat a működés során, ezért a tápfeszültség megválasztására ügyelni kell, hogy a veszteségi teljesítményt a minimális szinten lehessen tartani. Egy tipikus hőelem erősítő blokkvázlata:

D

Szenzor vezeték szakadás jelzés

szenzor A

C

Jel kimenet

B Jelölések: A szenzor jelerősítő B kompenzátor C összegző erősítő D ablak komparátor A szenzor vezeték szakadásjelző a szabályzókörök számára fontos, hogy elkerüljük a vezeték szakadásból vagy kontakthibából adódó nyílthurkú üzemmódot, amely veszélyes helyzetet teremthet. (Pl. fűtés-szabályzás esetén a szabályzókör úgy érzékelné, hogy még nem érte el a szükséges hőmérsékletet, pedig már lehet, hogy meg is haladta azt.)


33


4.0.

OPTOELEKTRONIKA

Az optoelektronika jelentősége a szórakoztató és az ipari elektronikán belül egyaránt gyorsan növekszik. Az iparban alkalmazott optoelektronikai szenzorok, mérőeszközök, az informatikában elterjedt megjelenítők, adattárolók, adatátviteli eszközök vagy videó képalkotók aránya az egyéb elektronikai eszközökhöz képest jelentősen növekszik, kihasználva az ilyen eszközökben rejlő sebességi, miniatürizálási és zavarvédettségi tulajdonságokat. Egyes becslések azt prognosztizálták, hogy az optoelektronikai ipar a teljes elektronikai iparból legalább 20%-os részt fog elérni 2010-re, de a tendenciákból látható, hogy ezt is jelentősen meg fogja haladni. A fejezet célja a jelentősebb optoelektronikai eszközök és alkalmazásaik bemutatása. Klasszikus értelemben a termikus elven működő detektorokat (pl. hőelem, hőellenállás, bimetál, gázérzékelők, stb.) illetve az adott hullámtartományban sugárzó –nem foton emisszión alapuló- egyéb eszközöket is ide kellene sorolni, mivel pl. a hő is elektromágneses sugárzás más spektrummal (az infravörös tartományban jelentős a hősugárzás, így speciális IR tartományú érzékelők alkalmasak hőmérséklet-detektálásra). A továbbiakban azonban az optoelektronikai eszközök alatt elsősorban a foton emittálókat és detektorokat értjük kibővítve a nem feltétlenül az optoelektronikához sorolható megjelenítőkkel (pl. CRT. Plazma, LCD, stb.)

4.1. Optoelektronikai alapfogalmak 4.1.1. Fénytechnikai alapfogalmak a)

Fényáram (Φ)

A fényáram az időegység alatt F felületen áthaladó fénykvantumok száma. Mértékegysége lumen [lm]. b)

Fényforrás fényerőssége/fényessége (I)

Egy fényforrás fényerősségét nem lehet a fényárammal jellemezni, mivel annak értéke függ a távolságtól (r) és a gömbfelület nagyságától (A). Pontszerű fényforrás esetén: A , mértékegysége steradián [sr] r2 dΦ , mértékegysége candela [cd] I= dΩ

Ω=

A gömbfelület r

fényforrás Definíció szerint 1 cd= 1/60 cm2 felületű, a platina dermedési hőmérsékletével azonos hőmérsékletű feketetest kisugárzása. c)

Fénysűrűség (B) B=

d)

dI , mértékegysége stilb [sb] dA

A megvilágítás erőssége (E) E=

dΦ , mértékegysége lux [lx] dA

Az a, b és c paraméterek a sugárzóra (emittálóra) a d paraméter a vevőre (detektorra) jellemző érték.

4.1.2. Az optoelektronikai eszközök hullámtartománya (optikai spektrum) A fény, mint elektromágneses sugárzás az alábbi hullámhossz tartományban értelmezett: 100 nm-380 nm ultraibolya (UV) 380 nm-760 nm látható fény 760 nm-50 µm infravörös (IR) tartomány


34


Az infravörös tartomány széles, ezért azt további tartományokra bontják: 0.76-1 µm nagyon közeli IR 1-3 µm közeli IR 3-8 µm rövidhullámú IR 8-14 µm hosszúhullámú IR 14-50 µm távoli IR A legtöbb optoelektronikai eszköz csak a nagyonközeli és a közeli IR tartományban érzékel, illetve sugároz, így ez a tartomány kiemelten fontos az optoelektronikában.

4.1.3. Az emberi szem érzékenysége A teljes látható fény tartományban a szem relatív érzékenysége nem egyenletes. Látható az alábbi görbéből, hogy a szem kb. 540 nm hullámhossz környékén a legérzékenyebb, ami a sárga/zöld szín határának felel meg. A vörös és kék színek felé haladva a szem érzékenysége jelentősen csökken. A szemnek ez a tulajdonsága leginkább a képalkotó szenzoroknál okoz nehézséget (pl. zöld-környéki túlsúlyozás a jelben, lásd CCD.) relatív érzékenység

vörös

sárga

zöld

kék

100%

λ [µm]

1% 0.43

0.54

0.7

4.1.4. Hőmérséklet hatása, öregedés Hőmérséklet hatása: a becsapódó fotonok hatására lyuk-elektron párok generálódnak. Ugyanez a folyamat játszódik le a hőmérséklet hatására is. A két jelenség nehezen elválasztható egymástól, ráadásul pl. a detektorok a kiürített rétegüket használják detektálásra, ahol eleve kevés szabad töltéshordozó van, és az is a hőmérséklet hatására keletkezett- ezért az optoelektronikai eszközök erősen hőmérséklet-függőek (különösen igaz ez a detektorokra). Öregedés jelensége: az optoelektronikai eszközök jelentős részénél megfigyelhető a paraméterek változása (romlása) az idővel. Ezt a jelenséget nevezzük öregedésnek (karakterisztika degradációnak). Az öregedés általában nem jelent műszaki problémát, mert az eszközök jelentős részénél a berendezések erkölcsi élettartama lényegesen rövidebb, mint a fizikai élettartam, így az eszközöket nem használjuk fel az érzékelhető paraméterromlás (karakterisztika degradáció) határáig.

4.2. Fotovevők/detektorok A detektorok feladata az optikai spektrum tartományába eső fényjelek átalakítása villamos jellé. Többkülönböző elven működő szenzor is ide sorolható lenne, azonban a fejezet csak a legismertebb félvezetős foton-detektorokat tartalmazza. Az átalakítás során zaj lép fel, amelynek forrása lehet: a) a foton zaj (elsősorban háttérsugárzás miatt) b) a detektor zaja (termikus zaj, sörétzaj, flicker zaj) c) a jelkondicionáló által termelt zajok (termikus zaj, sörétzaj, flicker zaj). Detektálási küszöb:

A detektorok a rendszerben fellépő zajok feletti jeltartományt tudják csak detektálni. A detektálási küszöb meghatározására szolgál a NEP (noise equivalent power, zajjal egyenértékű jelteljesítmény), amely azt a hasznos jelet mutatja, ami felett a detektálás már végrehajtható. Ez a paraméter azonban nem tartalmazza a sávszélesség (B) és a detektálási felület (Ad) hatását, ezért csak azonos elven működő szenzorok jellemzésére alkalmas.


35


A NEP-ből meghatározható a detektálási küszöb: D=

[W ]

1 NEP

−1

A különböző fajtájú szenzorok összehasonlítására a normalizált detektálási küszöbérték (D*) alkalmas, amely figyelembe veszi a fent jelzett paramétereket is. D* = D B ⋅ Ad [mHz1/2W-1]

A detektorok detektálási tartománya:

relatív érzékenység 100%

A detektor a detektálási küszöbérték felett, egy meghatározott hullámhossztartományban képes a jelet detektálni.

Detektálási küszöb

λmin

λmax

λ [µm]

4.2.1. Fotoellenállás (Light Dependent Resistor, LDR) Áramköri jelölése:

A foto-konduktivítást már 1873-ban felfedezték, azaz, hogy egyes anyagok ellenállása a fény hatására megváltozik. A becsapódó fotonok hatására lyuk-elektron párok keletkeznek. Az így keletkezett szabad töltéshordozók növelik az anyag vezetőképességét, azaz csökkentik az ellenállását. A detektor anyag vezetőképessége gerjesztés nélkül egy T hőmérsékleten, termikus egyensúlyban:

σ = q(nµ n + pµ p )

Az abszorbeált foton hatására lyuk-elektronpár keletkezik, azaz a ∆n=∆p. A vezetőképesség változása:

(

∆σ = q∆n µ n + µ p

)

A vezetőképesség változása függ az abszorpciós tényezőtől (azaz a befogott fotonok aránya a detektor felületet érő összes fotonhoz viszonyítva) és a megvilágítás idejétől. A hőmérséklet hatására is hasonló jelenség játszódik le, ezért az így keletkezett jel fotonzajt okoz. A fotoellenállások lehetnek: • Intrinsic (sajátszennyezésű) • Extrensic (szennyezett félvezető alapanyag) Az extrensic fotoellenállások jelentősége egyre növekszik. A különböző anyagok különböző hullámhosszúságú fényre érzékenye, pl. ( ): Alapanyag ZnS CdS GaAs PbS

Relatív érzékenység maximuma ∼0.32 µm ∼0.5 µm ∼1.2 µm ∼2.3 µm

Hullámhossz-tartomány UV láthatófény IR IR

A CdS detektor karakterisztikája nagy hűséggel modellezi az emberi szem látását. A fotoellenállás ellenállása a megvilágítás függvényében nagy értéktartományban változik. Az ellenállás-változás mértéke tipikusan: R0 = 10 4...10 6 R1000


36


A kis megvilágítások tartományában a fotoellenállás különösen hőmérsékletfüggő. A fotoellenállás transzfer karakterisztikája: R [Ω]

Ro sötét ellenállás

R1000

E [lx] 1000 lx

A fotoellenállás dinamikus viselkedése: A fotoellenállás nagy fel- és lefutási időállandókkal rendelkezik, különösen a világosról sötétre váltásnál. Ennek az az oka, hogy a saját belső melegedés korlátozása érdekében csak nagyon kicsi áram engedhető meg a fotoellenálláson. Ahogy a megvilágítás csökken, a felhalmozott szabad töltéshordozókat ki kell üríteni, de az alacsony áram -amely a sötétre váltás miatt még tovább csökken (lásd transzfer karakterisztika)- nagyon lassan tudja csak kiüríteni azokat. Természetesen sötétről világosra váltáshoz is jelentős idő kell (bár kisebb), mivel a töltéshordozókat létre kell hozni. A tipikus időállandó ~ms nagyságrendű, de extrém esetekben a ~100 ms is lehetséges. Detektálási küszöb: A fotoellenállások detektálási küszöbértéke magas, mivel jelentős zaj keletkezik a nagy ellenállások miatt (a termikus zajfeszültség egyenesen arányos az ellenállás gyökével). A detektálható minimális jel D=10-9...10-12 W (értéke a frekvenciától függ). A detektor gyakorlati kiképzése: A detektor működési elvéből következik, hogy tetszőleges nagyságú és alakú vezető felületek alakíthatók ki, így az eszköz felületi érzékelésre alkalmas. Pl. egy lehetséges kialakítás:

Felhasználási területek: Nagy érzékelési felületeket, de dinamikus viselkedést nem igénylő alkalmazások, pl. fényerő, alkonykapcsolók, magasabb hőmérsékletek érzékelése, pl. összsugárzás-mérők, stb. Alkalmazási feltételek: A detektor árammal nem terhelhető, mivel a veszteségi teljesítmény a belső hőmérsékletet növeli, ami a detektálási küszöböt megemeli (rontja). Olyan ellenállás-változáson alapuló mérő kapcsolásokban használható, amelyek nem árammal terhelik a szenzort, pl. feszültség híd-kapcsolások.

4.2.2. Foto-elektromos jelenségek a pn átmenetben Modellezzük a két réteget a félvezetőknél megszokott módon:

p többségi n többségi p kisebbségi n kisebbségi töltéshordozók

p réteg

kiürített réteg

n réteg x


37


Szabad töltéshordozók a kiürített rétegben találhatók jelentős számban. Vizsgáljuk meg a kiürített rétegben a töltéseloszlást, a belső térerőt és a diffúziós potenciált (a folytonos vonal a fénnyel történő gerjesztés előtti, míg a szaggatott vonal a gerjesztés utáni állapotot jelzi): A beeső foton hatására a kiürített rétegben (átmeneti tartomány, tértöltési tartomány) lyuk-elektron párok generálódnak, amelyek a réteg határához mozogva csökkentik a kiürített réteg határát. A keletkező lyukelektron párok mennyisége a beeső fotonok számától függ (eltekintve a hőmérséklet hatására keletkező lyuk-elektron pároktól). Természetesen a többségi töltéshordozókat tartalmazó rétegben is lejátszódik hasonló jelenség, itt azonban a keletkező szabad töltéshordozók száma a többségi töltéshordozókhoz képest elhanyagolhatóan kicsi, így detektálni sem lehet azokat.

ρ a szabad töltéshordozók eloszlása +

E belső térerő x

Ud2

Ud1

Ud belső (diffúziós) feszültség

A beeső fotonok hatására megváltozott kiürített réteg az alapállapotban kimeneti kapcsain villamosan semleges (nem mérhető kimeneti feszültség) alkatrésznél a kimeneti kapcsokra UL=Ud2-Ud1 feszültséget generál, anélkül, hogy külső segéd energiaforrást alkalmaznánk. A fenti elven két eszközt is készítenek: fotoelem fényelem

x

-

x

Ifoto Iz

A kimeneti karakterisztika Si alapú szenzorok esetén: Az ábrán az Ifoto a fény hatására keletkező töltéshordozók árama, ULo az üresjárási feszültség, Iz a zárlati áram. 0.5 V

ULo

UL

4.2.2.1. Fotoelem A kimenetet üresjárásban használva a keletkező feszültség detektálható, így a beeső fény mennyisége is meghatározható. Az üresjárási feszültség: U Lo =

kT ⎛ I foto ln⎜1 + q ⎜⎝ Io

⎞ ⎟ ⎟ ⎠

Io a kisebbségi töltéshordozók árama (maradék áram) 0 lx megvilágítás esetén. Ebben az üzemállapotban detektorként használjuk az alkatrészt. Előnye: nem igényel külső tápellátást jó detektálhatóság (a rekombinációs zaj elmarad) Hátránya: lassú működés 1-100 µs (nincs áram, így a töltéshordozók kiürítése lassú, lásd fotoellenállás) öregedésre hajlamos Gyakran alkalmazzák kisteljesítmény-igényű fogyasztók energia ellátására pl. kalkulátorok, LCD digitális órák, stb. ahol mW vagy µW teljesítmény igény lép fel.


38


4.2.2.2. Fényelem Az eszközt közel rövidzárásban működtetve energia-termelésre P lehet felhasználni (napelem, szolárcella). Ilyenkor a detektor speciális felületi kialakítású, a minél nagyobb foton abszorpció miatt. Az egyes cellák soros-párhuzamos kapcsolásával lehet az Pmax áramot, illetve a feszültséget növelni. Szokásos anyagok és az elért gyakorlati hatásfok ( ): Si kb. 16%, GaAs kb. 21%, CdTe kb. 6% elért hatásfok. UL

0.55-0.6 V

4.2.3. Fotodióda A dióda jelölése: A fotoelemeknél a detektáló felület a kiürített réteg. Ennek nagysága növelhető, ha a pn átmenetre záró irányú feszültséget kapcsolunk. A zárt áramkörben keletkező fotoáram detektálható. A relatív érzékenység maximuma Si fotodióda esetén kb. 0.85 µm hullámhossznál van. A tipikus felfutási/lefutási idő < 1 µs. A fotodióda karakterisztikája: Az ábra tartalmazza a pn átmenet külső feszültséget nem igénylő üzemállapotát is (fotoelem üzemmód), ahol a detektor eset UL1 ésUL2 valamint a fényelem üzemállapot IZ1 és IZ2 került bejelölésre két különböző U R gerjesztés valamint a sötét állapot esetén (Eo=0 lx, E1<E2 esetén). A 0 lx-hoz tartozó gyakorlatilag karakterisztika (Eo) megegyezik a normál dióda karakterisztikájával, figyelembe véve, hogy a fotodióda speciális kialakítású és szennyezettségű.

IF

UF

Eo E1

UL2 UL1

E2 IR

Iz1 Iz2

RL terhelés

fotodióda üzem fotoelem üzem Az ábrában feltüntettük egy gyakorlati RL terhelés esetére a valóságos lezárás esetén fellépő feszültség és áram viszonyokat is. A fotoáram képlete megegyezik a fotoelem esetén felírtakkal (a záróirányú feszültség a detektálási felületet növeli, de az áramra közvetlenül nem hat ki.) Alkalmazás detektálásra: A fotodióda esetén a fotoáramot detektáljuk, így egy áramvezérelt feszültségerősítést kell felépíteni. R A műveleti erősítő ubes feszültsége közel nulla, ebből következik, hogy a dióda iz közel rövidzárásban üzemel. A műveleti erősítő nagyon kicsi bemeneti árama miatt a teljes áram az R ellenállás felé folyik. Uki

A kimeneti feszültség: u ki = −i foto ( E ) ⋅ R

A fotodiódák előnyei: • gyors, kis jelterjedési idő • jó detektálhatóság Hátrányai: • alacsony jelet szolgáltat, amelyet erősíteni kell • a pn átmenet miatti zaj • a lezárt pn átmenet erős hőmérsékletfüggése Felhasználás terület: általános célú detektor, elsősorban gyors jelek detektálására.


39


4.2.3.1. Shottky-fotodióda

Au

A Shottky félvezetők fém-félvezető átmenetű alkatrészek. A fém az optoelektronikai alkatrészeknél általában arany (Au), a félvezető réteg alapanyaga GaAs vagy GaP. Az alkatrész elvi struktúrája az ábrán látható: A Schottky dióda különösen gyors eszköz. Elsősorban az ultraibolya (UV) tartományban alkalmas detektornak.

SiO2 szigetelés

nn+

4.2.3.2. PIN dióda A PIN dióda a normál pn átmenetes diódáktól annyiban különbözik, hogy a két réteg közé beintegrált sajátvezetési (intrinsic) rétege van. Az elvi felépítés:

SiO2 szigetelés

Az intrinsic réteg megnöveli a kiürített réteg szélességét. A kiürített rétegben található kevés szabad töltéshordozó fel tud gyorsulni a maximális sebességre anélkül, hogy ütközne (nagy a töltéshordozók szabad úthossza). A nagy töltéshordozó sebesség miatt az eszköz gyors lesz (a jelterjedési idő ns nagyságrendű). A sebességet elsősorban a nagy kiürített réteg miatt kialakuló feszültséggel vezérelhető kapacitás korlátozza, ezért a két folyamat között kell optimálisan tartani a viszonyt.

i

p+ n

-

n+

A PIN diódát elsősorban gyors, impulzusszerű jelek detektálására használjuk, pl. lézer dióda jelének detektálására. Az elérhető jelterjedési idő ∼10-50 ps. A PIN dióda készülhet Ge alapanyagra is nagyfrekvenciás alkalmazások esetén.

4.2.3.3. Lavina dióda (APD, Avalanche Photo Diode) Az eddigi detektorok a fotonok számával arányos áramot bocsátottak ki, ami kicsi, ezért további erősítést igényel. A lavina diódák az első erősítő típusú alkatrészek, amelyek árama jelentősen nagyobb, mint az a beeső fotonok számából következne. Az alapelv hasonló, mint a PIN diódáknál, azaz a kiürített réteg megnövelése a sebességnövelés céljából, azonban ezeknél az eszközöknél ezt a rákapcsolt záró irányú feszültség megnövelésével érik el nem pedig beiktatott intrinsic réteggel. A nagy záró irányú feszültség hatására megnövekedett kiürített rétegben a töltéshordozók nemcsak felgyorsulnak és nagy mozgási energiára tesznek szert, hanem a kötött elektronoknak is át tudják adni energiájukat és így további elektronokat szakítanak ki (másodlagos és további elektronok) és növelik a szabad töltéshordozók számát. A sokszorozásnak az egyre növekvő számú töltéshordozó szab határt, mivel ekkor növekszik az ütközés valószínűsége és csökken a szabad úthossz. A működési módból következik, hogy ez az eszköz elsősorban a fény jelenlétét és nem a megvilágítás nagyságát detektálja. A nagy töltéshordozó sebesség miatt az eszköz gyors (jelterjedési idő ns-ps nagyságrendű). A sokszorozási tényező: M=

I foto (U ) Io

A sokszorozási tényező feszültség-függése: M

Az alkatrész erősen hőmérsékletfüggő, mivel a jelenség a termikus gerjesztés miatt töltéshordozó párokra is ugyanígy zajlik le. A letörési feszültség változása kb. 200-300 mV/C°. A hőkompenzáláshoz egy az APD-vel egy tokban levő referencia diódát használnak, amelynek hőfokfüggése közel azonos. Megoldást jelent a szabályozott hőmérsékletű tokban elhelyezett APD is.

1000

1 UR [V] U1000 Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

40


Egy referencia diódával stabilizált letörési feszültségű APD elvi blokkvázlata ( ): A konstans áramforrás A B hibaerősítő B C nagyfeszültségű átalakító Io D kompenzált APD E kimeneti jelerősítő D A referencia dióda egy tokban van szerelve az APD-vel, így hőmérséklete azonos. A hőmérsékleti együttható azonosra van beállítva, így az APD feszültségét úgy E hangolja, hogy a hőmérsékleti változások kikompenzálódjanak.

U U C

uki

Előny: • gyors, az elérhető jelterjedési idő ∼20-50 ps • erősítő jellegű, már nagyon gyenge jelet is tud detektálni Hátrány: • nagy zaj a lavina-hatás miatt • erősen hőmérsékletfüggő működés A pn, pin és a APD közel azonos sebességet elérő eszközök, az alapvető különbség a szükséges fényintenzításban van. Az APD nagyon gyenge jeleket is tud detektálni (akár egy fotont is, ekkor SPAD Single Photon Avalanche Diode-nak nevezik), azonban analóg lineáris jelátvitelre nem alkalmas, mivel a kimeneten a jel nemcsak a beeső fotonokkal arányos. Az APD felhasználási területe nagyon hasonló a fotosokszorozó csövekhez. A különösen vékony impulzusok tartományában (<10 ns, lézer impulzus) azonban a fotosokszorozók még jobb detektálási tulajdonsággal rendelkeznek.

4.2.4. Fototranzisztor Áramköri jelölés:

Helyettesítő kapcsolás:

A fototranzisztor –bár ugyanazokat a rétegeket tartalmazza- különbözik a hagyományos tranzisztortól a detektálásra használt C-B átmenet kiképzésében. Detektálásra a lezárt átmenet alkalmas, ami tranzisztornál normál üzemben a C-B átmenetnél áll fenn. Az E-B átmenet nyitott állapotra van előfeszítve normál üzemben, ami a nagyszámú töltéshordozó miatt nem alkalmas a hozzá képest jelentősen kisebb számban fotonok által generált töltések detektálására. A kollektor réteg nagy felületű a jó detektálhatóság érdekében. A tranzisztor kimeneti karakterisztikája: A foton hatására az átmenetben keletkező töltéshordozók a bázisba jutva ugyanúgy vezérlik a tranzisztort, mint az a normál tranzisztornál külső forrásból származó bázis árammal történik. A lezárt átmeneten azonban nemcsak a fotongerjesztette áram (if) folyik, hanem a kisebbségi töltéshordozók árama (io) is. Ezt az áramot sötétáramnak nevezzük, mivel E=0 lx megvilágítás esetén is folyik. A két áram összege a tényleges bázisáram.

(

ic = h21e i f + io

E1

IC

E2 E3 E4 E1>E2>E3>E4>E5

)

E5 UCE

A maximális relatív érzékenység Si detektor esetén kb. 0.87 µm hullámhossznál van (nagyon közeli IR tartomány). Az elérhető áramerősítési tényező h21e=100…800.


41


A fototranzisztor lehetséges üzemmódjai:

a)

Fototranzisztor kivezetett bázis nélkül

Elvi kapcsolás:

Ez a leggyakoribb alkalmazási mód. Ebben az üzemmódban a fény meglétét kell detektálni, nem pedig annak abszolút értékét. A tranzisztort külső tápforrásból előfeszítjük, de nem állítjuk munkapontba, így lineáris erősítésre nem alkalmas. Fő felhasználási területe: optocsatolók, közelítéskapcsolók, vonalkód leolvasók, stb.

+Ut

RL

uki

Megjegyzés: a fototranzisztort alkalmanként két kivezetéses eszközként gyártják, azaz közvetlenül ebben az üzemmódban használhatók csak. Ez kisebb méretű eszközök gyártását teszi lehetővé. Különösen tömbbe foglalt detektoroknál gyakori megoldás a két kivezetés. b)

Fototranzisztor kivezetett bázissal

Egy lehetséges elvi kapcsolás kétfokozatú közvetlencsatolt erősítővel: +Ut

uki

c)

A tranzisztort külső tápforrásból –az analóg erősítőkhöz hasonlóanelőfeszítjük (munkapontba állítjuk), és a szokásos munkapontbeállító kapcsolásokkal munkapontba állítjuk, így lineáris erősítésre korlátozottan alkalmas. A fototranzisztor linearitása továbbra sem lesz a teljes jeltartományban megfelelő, ezért az információt nem közvetlenül, hanem moduláltan visszük át. A moduláció lehet bármely alapsávi AM (amplitúdó -), FM (fázis-) vagy PM (impulzus) moduláció. Fő felhasználási területe: alapsávi jelátvitel üvegszálas kábelen, jelátvitel forgó detektorokon, stb.

Fotodióda üzemmód

A tranzisztort külső tápforrásból előfeszítjük, de csak a C-B átmenetet, mint diódát használjuk fel. A fotodióda sebessége lényegesen nagyobb, mint a fototranzisztoré. Egy fotodióda (vagy tranzisztor dióda üzemmódban) és egy Shottky tranzisztor együttesen sokkal gyorsabb eszközt eredményez, mint egy fototranzisztor. Felhasználási lehetőségek ugyanazok, mint a fototranzisztor kivezetett bázis nélkül. d)

Fotoelem üzemmód

Ez egy elvi lehetőség, mivel a detektálási felület sokkal kisebb, mint egy fotoelemnél, így a hatásfoka rosszabb. A C-B átmenetet felhasználva fény hatására mérhető kimeneti feszültség alakul ki, amely (nemlineárisan) arányos a beeső fotonok számával.

4.2.4.1. Foto-Darlington Áramköri jelölés:

A foto-Darlington kapcsolásnak ugyanolyan tulajdonságai vannak, mint a Darlington kapcsolásnak, figyelembe véve azt a különbséget, ami a tranzisztor és a fototranzisztor működése között van. Alkalmazása –a nagy áramerősítési tényező miatt- elsősorban kis jelek erősítésére, illetve kapcsolóüzemben.


42


Ekvivalens helyettesítő kapcsolás:

4.2.5. Foto-FET Működési elvét tekintve egy fotodióda és egy MOSFET kombinációjának tekinthető, ahol a fotodióda által generált töltéshordozók építik fel a növekményes MOSFET csatornáját. A MOSFET vezérlő elektródájával előfeszítve elérhető, hogy sötétben éppen ne folyjon áram a drain és a source között és így az eszköz már rendkívül kicsi megvilágítások esetén is detektálható jelet adjon. optikailag átlátszó, fémesen vezető réteg

fémes hozzávezetés S

D

G

n+

n

SiO2 szigetelés

p+ csatorna kialakulása

kiürített réteg

szubsztrát

Előnyök: • alacsony zaj (nincs sörétzaj) • nagyon jó detektálhatóság, D*≅3.108 mHz1/2W-1 (λ=900 nm, IR tartomány) • nagyfokú linearitás, különösen alacsony megvilágítások tartományában Az erősítés növelhető, ez azonban a határfrekvencia csökkenésével jár. A foto-MOSFET kategóriába több eszköz is tartozik, így a CCD, CID, stb.

4.2.5.1. Képérzékelők A modern képleképező és videó technika alapvető eszköze a fényérzékelő egység. A szilárdtest képérzékelők között két fő csoportot különbözetünk meg: CCD és CMOS. Leggyakrabban a CCD-t alkalmazzák, de egyre jobban terjed a CMOS (Complemetary Metal Oxide Semiconductor) alkalmazása is. A CCD és a CMOS közötti legfőbb különbség a gyártási eljárásból származik. Míg a CCD-k gyártása bonyolultabb és költségesebb, addig a CMOS áramkörök előállítása egyszerűbb és olcsóbb. A CMOS érzékelőkben minden képponthoz elhelyezhető a foton(elektron)-feszültég átalakító, ennek köszönhetően sor- és oszlopcímzéssel rendelkezik. Vagyis az érzékelő minden egyes képpontja külön címezhető. Ennek felhasználásával kisebb felbontások esetén nagyobb sebességű sorozatfényképezésre van lehetőség. A MOS gyártástechnológia előnyeit kihasználva (kevert analóg és digitális áramkörök építése egy lapkán) a CMOS további előnye még, hogy a lapkán belül az időzítéseket megvalósító áramkörökön kívül még az A/D átalakítás is elvégezhető. A CCD esetében viszont az elemi érzékelők értékeit sorosan kell kiolvasni, így egy pixel megcímzésé csak bonyolultan oldható meg (lásd optikai félvezetős tárolók) az érzékelőn belül. Az analóg - digitális átalakítót és az összes vezérlőáramkört külsőleg, az érzékelőn kívül kell elhelyezni. A soros kiolvasás azt jelenti, hogy csak a sor végén lehet érzékelni a képpontok töltését. Ahhoz, hogy az egész sor értékét megkapjuk, az egyes töltéseket el kell juttatni a sor végére. A CCD-k nagy előnye, hogy nagyobb érzékenységűek, hátrány viszont a jelentős fogyasztás. Egy CCD érzékelő 5-6 W fogyasztású is lehet, míg CMOS kivitelben a 0,5 W is elegendő lehet. Az alcsonyabb fogyasztás kisebb melegedést és így alacsonyabb zajt eredményezhet. A CMOS hátránya az egyértelműen rosszabb jelterjedési sebesség, bár az egy lapkán kialakított (és így kisebb jelterjedési idővel vezérelhető) külső áramkörök javítanak a teljes átalakító sebességén. A másik jelentős probléma, hogy a kiolvasás ideje alatt is megvilágítás érheti az érzékelőt, ami a képet rontja, ezért a kép élességéhez gyors és hatékony képzár (blende) kell. Ez lehet mechanikus pl. fényképezőgépekben, de Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

43


kamerákban csak az elektronikus jöhet szóba. A CCD esetében az elektronikus zár kialakítás egyszerűbben megoldható (lásd CCD architektúrák) és hatékonyan működik (kivéve a nagyobb felbontású, de elektronikus zárnak nem alkalmas FT megoldást). A CMOS érzékelőknél nagyobb problémát jelent a gyors elektronikus zár kialakítása. Ez történhet a váltott-soros kiolvasáshoz hasonló elven, melynek hátránya, hogy az egymás alatt lévő sorok kiolvasása eltérő időkben történik (bemozdulhat). A teljes kép kiolvasása nagy sebességgel viszont csak akkor valósítható meg, ha az elemi érzékelők méretét lecsökkentik (hogy a kiegészítő alkatrészek is elférjenek). Olcsó CMOS érzékelővel ellátott gépeknél, ha átmeneti tárolót se építenek a gépbe, jelentkezhet az úgynevezett térelhajlás. Ezt elsősorban mozgó tárgyak fényképezésénél lehet észrevenni, amikor a kiolvasás ideje alatt a fotózott tárgy elmozdul a helyéről. Ilyenkor az elkészült képen a téglalapok paralelogrammának látszanak.

4.2.5.1.1.

Töltéscsatolt eszközök (Charge Coupled Device)

A CCD eszközöket 1969-ben a Bell Laboratories-nál fejlesztették ki. Eredetileg a buborék RAM-ok kiváltására memóriának fejlesztették ki. Egyszerűsítve azt mondhatjuk, hogy felépítésük egy sok vezérlőelektródás MOSFET kapacitás struktúrának felel meg és alapvetően a töltések áttöltését végzik egyik MOS kapacitásból egy másikba irányított módon (analóg léptető regiszterkent). A töltések forrása a foton (optoelektronikai alkalmazásban, MOSFET szenzorral) vagy a közvetlenül betáplált elektromos töltés (analóg vagy digitális léptetőregiszter/soros tároló felhasználásban), maga a CCD a töltések egy vagy kétdimenziós léptetését végzi. Egyszerűsített CCD struktúra (3-fázisú): G1 G2 G3 G4 G5 G6 G7 G8 G9

fémes hozzávezetés S

SiO2 szigetelés

Φ1 Φ2 Φ3

D

p

p+

kiürített réteg

szubsztrát megvilágítás

Több vezérlő elektróda (valóságban több ezer/millió) helyezkedik el elszigetelten (SiO2) az egyenletesen szennyezett félvezető (n) felett. A vezérlő elektródákra lépcsőzetesen változó pozitív feszültséget kapcsolva a kiürített réteg nagysága a rákapcsolt feszültséggel lesz arányos. A Φ1,Φ2,Φ3 a három –eltérő alakúvezérlőfeszültség, amely a kiürített rétegben a lépcsős struktúrát biztosítja. Az elektronok, amelyek keletkezhetnek optikailag átlátszó vezetőket alkalmazva a foton-gerjesztésből (optoelektronikai CCD) vagy a drain vagy source elektródán bejuttatott töltésekből (analóg vagy digitális soros RAM) a minimális potenciális energia szinten fognak elhelyezkedni (amely a rajzon a töltéssel jelölt helyen van). Egymáshoz szinkronizáltan változtatva a vezérlő elektródákra kapcsolt feszültséget a kiürített réteg is halad vagy balra, vagy jobbra. A töltéseket a drain elektródán csatoljuk ki. Az egyes vezérlőelektródák egymáshoz nagyon közel helyezhetők el, így nagy felbontás érhető el. A vezérlőfeszültség alakja 3 fázisú vezérlés esetén ( ): Φ1 +V +V/2 0

Φ2 +V +V/2 0

t

t

Φ3 +V +V/2 0

t


44


Lehetséges egyéb fázisszámú vezérlés is. A vezérlőelektródák a szigetelő rétegen belül is kialakításra kerülhetnek (térbeli szétválasztás), így már kevésbé bonyolult vezérlő feszültség esetén is kialakítható többfázisú vezérlés (pl. 2 szint és 2 fázis esetén négy lehetséges kiürítési szint van). A vezérlés frekvenciája sohasem lehet nulla, mert töltésvesztés lépne fel. Általában a minimális frekvencia 10 kHz és 10 MHz közé esik. A felső határfrekvenciát a MOS-kapacitások korlátozzák. Egy másik megoldás, ha az elektródákra meghatározott sorrendben pozitív feszültséget kapcsolnak, így az elektródák az előzőtől veszik át a töltéseket. Az egyes léptetések hatása látható az ábrán: + 0 0

a

+ + 0

0 + 0

0 + +

b

c

d

A jel kiolvasása: különböző struktúrák alakultak ki az egyes pixelek kiolvasására. Mindegyik elrendezésnél probléma, hogy a kiléptetés alatt is fény éri a szenzort, ami meghamisítja a képet. Különböző megoldásokkal csökkentik a képelmosódás veszélyét, pl. zárszerkezet (kamerák), fedett tárolók, amelybe átléptetik a jelet és innen történik a kiléptetés (frametransfer), több kiolvasó regisztersor (fésűs elrendezés), stb. Több CCD architektúrát különböztetünk meg, ezek a következők: FF (Full-Frame) teljes képes, FT (Frame-Transfer) képátviteli, IL (InterLine) köztes soros. Néhány 2D CCD struktúra: videojel

Videojel (töltés kiléptetés) CCD tároló videojel

Sor címzés

CCD képleképező

CCD képleképező

FT

IL

FF

A különböző hullámhosszúságú jelek különböző mértékben hatolnak be Az érzékelő rétegbe. Pl. a kék fény csak rövid behatolási mélységgel rendelkezik, míg a piros akár 500 µm mélységig is behatolhat. Ez a tulajdonsága a fénynek meghatározza a megvilágítás irányát illetve az ez alapján nyert kép spektrális tulajdonságait. A CCD megvilágítása történhet a vezérlőelektródák vagy a szubsztrát (hordozó) felöl. Ez utóbbi dinamikai szempontból jobb eredményt mutat. Vékonyabb (~15 µm) és jobb hatásfokú érzékelők készíthetők, de mechanikailag instabilabbak. Elsősorban a vörös és a közeli infra tartományban érzékenyek. Ez a megoldás egyben lehetőséget ad arra, hogy IR kamerák (éjjel látó) esetén a látható fényt a félvezető réteg kiszűrje, mert a hordozó réteg vastagsága miatt nem tud a foton behatolni a kiürített rétegig. Reflexiós réteg kialakítható, a mi növeli a hatásfokát, előállítása azonban drágább. Látható fényt detektáló CCD kamerák esetén viszont nagyon vékony hordozó réteget kell kialakítani. Az elölről történő megvilágítás esetén a fotonnak át kell hatolni az elektródákon is, ami nagyobb veszteséget eredményez, de a hordozó vastagabb lehet (~625 µm). Elsősorban a kékre érzékenyek ezek az eszközök.

4.2.5.1.2.

CMOS érzékelő

A korszerű CMOS integrált áramköri gyártástechnológiával egy szilícium chipre logikai és analóg áramköröket lehet előállítani. Ez egy igen előnyős tulajdonság, amelyet a képérzékelők megvalósításánál is felhasználtak. A CMOS képérzékelő lapkára nemcsak magát az érzékelő cella mátrixát integrálják, hanem az általa szolgáltatott képjel-feldolgozó bonyolult áramkörkészletét, valamint a gép vezérlő funkcióit ellátó egységet is. A fény érzékelését a fotodiódák végzik. A fotodiódában gerjesztett töltéseket egy miniatűr kondenzátor segítségével alakítják feszültséggé. Minél több fényt kap a fotodióda, annál több (Q) töltésmennyiség keletkezik, és annál jobban töltődik fel a C kapacitású kondenzátor. A kondenzátoron keletkező U feszültség: Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

45


U = Q/C. Mivel U nagyon kicsi, a további jelfeldolgozás céljából erősíteni kell és ezért a cellákat feszültségerősítővel is ellátják. Az ilyen típusú érzékelő cellát, amely a fotodiódán kívül, egy a kondenzátoros töltés/feszültség átalakítót és egy feszültség erősítőt is tartalmaz, aktív érzékelő cellának nevezik. A cellaerősítők kimenetei, oszloponként közös jelvonalakra csatlakoznak. A sorkiválasztó vonal az erősítő kimenetét vagy engedélyezi, vagy letiltja. A sorkiválasztó vonalakat az oszlopdekódoló áramkör hajtja meg és az érzékelő mátrix összes sorai közül egyidejűleg csak egy sort engedélyez. A jelvonalak egy sorkiválasztó vonal által engedélyezett cellasor feszültségét kapják. A kiolvasási szekvencia alatt a sordekódoló a képérzékelő teljes cellamátrixát soronként tapogatja végig. Az oszlopdekódoló és a jelkiolvasó áramkör a kiválasztott sorban levő cellák feszültségét egyenként olvassa ki, és az így kapott analóg képjelet az analóg/digitális átalakító bemenetére helyezi. A további jelfeldolgozás digitális módszerekkel történik. A jelfeldolgozó áramkörkészlet az analóg/digitális átalakító után található. CMOS chip felépítése (a jelfeldolgozó egységek nélkül, forrás: www.pixinfo.com) ( )

A CMOS –az olcsóbb gyártási költségek és az egyre kifinomultabb gyártási technológia miatt- folyamatosan szorítja ki a CCD-t az alkalmazásokból, még a nagyfelbontású, precíziós képleképező alkalmazásokban is.

4.2.5.1.3.

Színes képérzékelők

Az érzékelő fotodiódák a fény színét nem, csak az erősségét képesek érzékelni, ezért a színeket szétválogatva külön-külön kell érzékelni, amelyet a végén digitálisan egy kép-ponttá kell átalakítani. Színes CCD érzékelők működése több eljáráson is alapulhat. Alkalmazzák a színes filmeknél alkalmazott 3-rétegű szűrővel történő jelszétválasztást, így a kép tulajdonképpen vörös (R), kék (B) és zöld (G) képekre bomlik. Egy másik megoldás, hogy pixelenként van R, G és B színre érzékeny elem. Az ilyen szűrőket is kétféleképpen helyezik el: egy síkban mozaik-szerűen (Bayer-szűrő) vagy egymás alá rétegesen. Az első megoldás egyszerűbb, de sok hátránya van: alacsonyabb valódi pixel-szám (mivel egy képpont négy elemből áll össze), Moire-effektus (amennyiben az érzékelt kép hasonló mintával rendelkezik, mint a színszűrő háló). Mind a CMOS, mind a CCD esetén a fény érzékelése fotodiódákkal történik. A jelenlegi képérzékelők csak a fény erejét képesek érzékelni, a színét nem. Ahhoz, hogy színes képet érzékeljünk, szükség van színszűrőkre (Colour Filter Array - CFA). A színszűrők csak egyféle hullámhosszú fényt engednek át a többit a szűrő elnyeli. A képérzékelő felületére különböző színszűrőket helyezhetnek. Általában a három alapszínt használják a szűrőknél, vagyis a vörös, zöld és kék (Red Green Blue - RGB) színeket. Ritkább esetben a CYGM (Cyan Yellow Green Magenta) szűrőket alkalmazzák, amely kékes-zöld, sárga, zöld és bíborvörös színeket engedi át. A színszűrőt úgy helyezik fel az érzékelőre, hogy egy-egy pixel ezáltal a zöld, vörös és kék színösszetevők fényerejét érzékelje (RGB esetén). A végső képben egy-egy pixel színét a szomszédosan elhelyezett pixelek által felfogott fény erősségéből számítják ki, a színszűrők által átengedett színek figyelembevételével. RGB színszűrő esetében a 2x2 pixelben elhelyezett szűrőkben két zöld szűrő található. A zöld szín duplázására két indok hozható fel. Az egyik, hogy az emberi szem is sokkal érzékenyebb a zöld színre, a másik, hogy a kontraszt növelése érdekében célszerű az egyik színből két szűrőt elhelyezni. CYGM színszűrő esetén a cián és sárga színek összegéből szintén megkapható a zöld értéke, vagyis tulajdonképpen ebben az esetben is két pozícióban található zöld szűrő. A legnépszerűbb színszűrő elrendezés a Bayer minta (GRGB). Ehhez hasonlít még az RGBE, amely nem két zöldet, hanem negyedik színként (Emerald ≈ Cyan) kékes-zöldet használ. A superCCD kialakítás esetén a


46


mintákat átlósan helyezik el, míg ClearVidCMOS esetén nyolcas csoportokat alkotnak, amelyben a Bayer-hez képest több zöld érzékelő elemet helyeznek el.

kék

Bayer színszűrő felépítése: zöld

piros

megvilágítás

színszűrő érzékelő

felső érzékelő réteg

Háromréteges színes érzékelő felépítése: A különböző színek különböző behatolási mélységét használják ki ennél a megoldásnál (piros a legnagyobb behatolási mélységű, míg a kék a legrövidebb behatolási mélységgel rendelkezik). Ennél a megoldásnál nagyobb pixel felbontás érhető el és nincs Moire-hatás, mert nincs rácsos színszűrő. megvilágítás

érzékelő érzékelő érzékelő

A színszűrők alkalmazása rossz hatással van a kép élességére, mivel a képen egy képpont tulajdonképpen az érzékelő három képpontjának értékeiből jön létre (Bayer-megoldás). A jobb kép elérése érdekében az elemi képpontokba minél több fényt kell juttatni, ennek elősegítése érdekében a pixelek, illetve a színszűrő fölé úgynevezett mikrolencséket helyeznek, melyek nagyobb fénymennyiséget fókuszálnak az elemi fényérzékelőkre, mint amelyet a mikrolencsék nélkül felfognának. További lehetőség, hogy a beérkező fényt három alapszínre bontják és párhuzamosan három chip érzékeli a jelet (3CCD, itt azonban nehéz a kép élességének biztosítása).

4.2.6. Egyéb félvezetős optoelektronikai detektorok A hagyományos Si alapú félvezetők a fotofélvezetőktől a detektálási felület nagyságában különböznek alapvetően, így elvileg minden hagyományos félvezető alkalmas fotofélvezetőnek is. Bár nem azonos gyakorisággal használják, de a gyakorlatban a legtöbb hagyományos félvezetőnek valóban van optoelektronikai párja, pl. létezik foto-tirisztor, foto-triac, stb. A teljesítményelektronika optoelektronikai eszközeit elsősorban szilárdtest-relékben vagy annak megfelelő diszkrét kapcsolásokban alkalmazzák. Pl egy nagyáramú váltakozó áramú kapcsoló fényvezérléssel

∼

foto-tirisztor

főtirisztor

4.2.6.1. Szenzor-tömb (array) Az egyedi szenzorokból -amelyek mérete tokozás nélkül igen kicsire szorítható le, különösen, ha közös alapra integrálással kerülnek kialakításra- 1D vagy 2D szenzor-tömbök alakíthatók ki az infravörös tartományban. A szenzorok lehetnek diszkrét szenzorok vagy közös hordozóra kialakított szenzorok.


47


4.2.6.1.1.

Diszkrét fotodióda tömb

A tömb egy elemének helyettesítőképe: A helyettesítőkép áramgenerátorai modellezik a sötétáramot és a fotoáramot. Az S kapcsoló (letapogatás vezérli) zárása után a C kondenzátor az R ellenálláson +Ut keresztül feltöltődik. Így ismert idő alatt ismert mennyiségű S R töltés halmozódik fel a kondenzátorban. Az Io sötétáram (termikusan gerjesztett áram) sokkal kisebb, mint az Ifoto áram, így a kapcsoló nyitott állapotában a fotoáram süti ki a Uki C I Io foto kondenzátort. A kisülés időállandójából lehet következtetni a fotoáram nagyságára, így a megvilágításra is. Alkalmazás: a)

Külső mesterséges megvilágítás nélkül: Uki

lencse Dióda tömb

tárgy

tárgy zaj (háttér) n [dióda szegmens]

b)

Külső (mesterséges megvilágítással)

Az eszköz az interferencia elvén dolgozik, mivel a tárgyról visszavert fény és a lézer fotodiódáról érkező fény interferencia csíkokat fog létrehozni, amelyekből következtetni lehet a tárgy kiterjedésére és pozíciójára. féligáteresztő tükör

tárgy

lézer fotodióda fotodióda tömb

4.2.6.1.2.

pin-diódás pozíció-érzékelő (PSD)

Kis elmozdulások, távolságok nagypontoságú (µm-pontosságú) mérésére szolgálnak a PIN-fotodiódás egy- és kétdimenziós érzékelők: optikailag átlátszó, fémesen vezető réteg

fémes hozzávezetés IA

IB

n+

i X

SiO2 szigetelés

p+

L közös

A beeső fény hatására keletkező lyuk-elektron párok megváltoztatják a vezetőképességét a rétegben attól függő mértékben, hogy melyik kivezetéshez közelebb történt a foton becsapódás. Az eszköz hőmérséklet hatására ugyanúgy lyuk-elektron párt generál, ezért ez befolyásolja a mérést. Úgyszintén hatása van a mérés pontosságára a beeső fény intenzitásának is, ezért nem az áramok abszolút értékét, hanem az áramok arányát mérjük. Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

48


IA X = 1+ 2 IB L További két irányban kivezetve a dióda rétegeit (Ix és Iy) síkbeli pozíció meghatározás is lehetséges. A PSD elemek leggyakoribb felhasználási területe a lézeres letapogatók, amelyekben a lézerfény pozíciójának érzékelésére vagy PSD-t vagy lineáris CCD-t használnak (a CCD egyre terjed).

4.3. Fotoadók (emittálók) Optikai lumineszcenzia jelensége a félvezetőkben

A félvezetők azon tulajdonságaik alapján, hogy a töltéshordozók gerjesztésekor hullámszámvektor változás is bekövetkezik-e vagy sem, két csoportra oszthatók: direkt és indirekt félvezetőkre. A direkt félvezetők elsősorban fotont sugároznak ki, még az indirekt félvezetőknél a fonon kisugárzás a jellemző. A fénytartományba sugárzó eszközök a direkt félvezetők, amelynek jellemző alapanyagai a GaAs, GaN. Az indirekt félvezetők a hőtartományban sugároznak elsősorban. Az indirekt félvezetők közül a GaP használt elsősorban, mint szennyező anyag- a fotoadók területén. Természetesen a direkt félvezetőknek is van fonon kisugárzásuk, így az eszközön hő alakjában távozó veszteségi teljesítmény is fellép. A direkt félvezetők által kisugárzott fény spektruma eshet a láthatófény tartományba vagy az IR tartományba. A fotoadók legjellemzőbb típusai: IRED (InfraRed Emitting Diode, IR tartományban sugároz), LED (Light Emitting Diode, látható fény tartományban sugároz), szilárdtest dióda lézer (Solid State Diode Laser, IR tartományban sugároz).

4.3.1. IRED A leggyakrabban alkalmazott GaAs anyagok a közeli IR tartományban sugároznak. Jellemzőik: • Az elérhető hatásfok 1..5%-a a bevezetett villamos teljesítménynek. • A kisugárzott fény spektruma szűk sávban mozogÆ monochromatikus fényforrás. • A kapcsolat a bevezetett villamos áram és a kisugárzott fény intenzitása között egy sávban lineáris, de kis és nagy jelek tartományában eltér az ideálistól. • A hőmérséklet növekedésére a relatív fényerő csökken. • A kisugárzás irányfüggő, a sugárzási kúp keskeny nyílásszögű. Az IRED és a hagyományos LED karakterisztikája: vörös sárga zöld LED Az ábrán látható, hogy a nyitóirányú feszültség szín(szennyezés) függő. Az IRED karakterisztikája meredek, azaz a dinamikus ellenállás kicsi (rD≅10 Ω), a Zener diódáéhoz hasonló. A nyitóirányú feszültsége kb. 1.0-1.2 V közé esik. A zöld LED nyitásához, kb. 2.2-2.4 V feszültség szükséges. A nagyfényerejű LED-ek (InGaP, InGaN) nyitásához magasabb feszültség kell: a vörös 2.2-2.4 V, a kék/fehér 3.5-4 V.

IF

IRED

UF relatív fényerő

90°

sugárzási kúpszög

100 % ϕ

25 C°

0°

T


49


A sugárzási kúpszög a legtöbb alkalmazáshoz nem elegendő, ezért azt külső reflektorral jelentősen megnövelik. Ez különösen fontos a szórakoztatóelektronikai felhasználásoknál. (pl. távvezérlők.), de az informatika számára is (IrDA). A relatív fényerő a hőmérséklettel csökken.

4.3.2. LED A LED-eket csoportosíthatjuk: • hagyományos kisteljesítményű LED • nagyfényerejű kisteljesítményű LED • nagyfényerejű nagyteljesítményű LED Az egyes csoportok eltérő anyagúak, illetve konstrukciójúak. A hagyományos LED-ek esetén az IR tartományból a láthatófény tartományba a spektrumot szennyezéssel tolják el, így GaAsP vörös diódát, GaAsP:N sárga és GaP:N zöld diódát eredményez. A hideg színek felé haladva a hatásfok egyre romlik, zöld dióda esetén a hatásfok <0.05%-a is lehet a bevezetett villamos teljesítménynek. Az ilyen LED-ek jelenleg is gyártásban vannak, gyakran nevezik őket 5 mm-s LED-nek is bár méretük ettől eltérhet. A hagyományos LED-ek hűtést nem igényelnek. A hagyományos LED-eket általában információ kijelzésre használjuk, -pl. vörös vészjelzés, sárga veszélyre figyelmeztető jelzés, zöld normál üzemállapot jelzés- akkor gondoskodni kell, hogy azonos gerjesztés estén azonos legyen a fényérzet. A szem maga is gondoskodik a fényérzet különbség kiegyenlítéséről azáltal, hogy relatív érzékenysége –az egyébként gyengébb fényű- zöld/sárga határon van, de ez nem teljes mértékben kompenzálja a hatásfok különbözetből származó fényerő különbséget. A fényerő különbséget a vörös illetve a sárga és zöld között úgy védik ki mesterségesen, hogy a vörös LED-be abszorpciós réteget (epoxy), míg a sárga és zöld LED-be reflexiós réteget helyeznek el. Az új nagyfényerejű LED-eknél, amelyek alapanyaga AlInGaP, a fénykibocsátás azonos gerjesztés esetén 4050-szeres a hagyományoshoz képest (pl. GaAsP hagyományos vörös LED esetén 20 mA gerjesztés esetén a fénykibocsátás 120 mcd, míg ugyanilyen gerjesztés esetén egy AlInGaP LED fénykibocsátása 5300 mcd.) A megnövelt fényerő és a gazdaságosan előállítható fehér szín tette lehetővé, hogy világítási célokra is elkezdjenek fejleszteni teljesítmény LED-eket. Ez a terület a LED-ipar leggyorsabban fejlődő területe jelenleg. Fehér és kék LED A kék LED-et –bár a kék alapszín , így szűk spektrumú-, de gazdaságosan nehezen lehetett előállítani, míg a fehér esetén a széles spektrum okozott jelentős problémát. Ezek a problémák a 90’s évekig visszavetették az ilyen LED-ek alkalmazását. A 90’s években a fehér LED fejlődése különösen nagy léptékű volt. Elsősorban a wolfram izzóhoz képest jobb hatásfok (kripton izzónál 20-25 lumen/W, a fehér LED-nek 50-150 lumen/W), alacsony hőkibocsátás, rendkívül nagy élettartam (60000-100000 óra) miatt már sok alkalmazásban felváltották vagy folyamatosan felváltják a hagyományos izzókat. Nagyobb darabszámú LED felhasználásával lámpák állíthatók elő. Az elérhető hatásfok (amely napról-napra változik) jelenleg 65% fehér teljesítmény-LED (LumiLED) esetén. A lumen/ár viszony azonban még mindig a hagyományos megvilágításoknak kedvez. A kék színű LED indium-gallium nitrid alapanyagú. A kék színű LED kifejlesztése adott nagy lökést a fehér színű LED-k gazdaságos megvalósíthatóságának is. A fehér szín előállítása bonyolult, mert a fehér összetett szín, spektruma szélesebb, mint amit egy LED elő tud állítani. Fehér LED vagy a kék foszfor-jellegű anyaggal (ez sárga fény kibocsátását eredményezi) történő borításával (abszorpciós réteg) azt széles spektrumúvá téve (ez közel nappali fénynek megfelelő szint ad), vagy a zöld, kék és vörös LED-ek kombinációjával (RGB LED, 5500K fehér szín) állítható elő (a monitoroknál megszokott módon). Jelenleg inkább a kék LED-es eljárást alkalmazzák, ahol a fehér színhőmérséklete a sárga foszfor anyag vastagságával állítható. A fehér és a kék LED fénykibocsátása a fenti példa alapján 20 mA gerjesztés esetén 700 mcd kék esetén 1200 mcd fehér esetén. Ez azt jelenti, hogy a hatásfok a hideg színek felé haladva az új típusú LED-ek esetén is jelentősen romlik, bár sokkal jobb, mint a hagyományos LED-ek esetén. A kék LED fénye az áram függvényében kis mértékben változtatja a hullámhosszát, így a fehér színhőmérséklete is változik, ezért meghajtásuk általában áramgenerátorral történik. Az idővel a fehér LED színhőmérséklete a sárga irányában eltolódik.


50


Kék-sárga színkombinációs fehér LED sugárzási tulajdonságai (spektruma): Relatív érzékenység [%] InGaN LED (kék) 100 Foszfor (sárga, de van spektrum a zöld és a vörös tartományban is)

0

λ [nm] 470

560-580

A teljesítmény LED-ek konstrukciósan jelentősen különböznek az elsősorban jelzésre használt többi LED-től. A működés során jelentős hőenergia szabadul fel kis térfogatban (a hatásfok jó, de a hőforrás kis térfogatban koncentrálódik, ráadásul az alacsony tápfeszültség miatt 300-1000 mA áram folyik), ezért az ilyen LED-eket mindig hűtőfelülettel együtt állítják elő. Az eltérő alkalmazások miatt a kisugárzási karakterisztikájuk is változó lehet (oldalsávos kisugárzás, denevérszárny, Lambert-karakterisztikájú sugárzó), amely lencsékkel tovább módosítható. Új irányzatot jelentenek az organikus LED-ek (OLED), amelyek elterjedése folyamatos részben kiváltva a ma használt LCD kijelzőket. Sok előnnyel rendelkeznek az LCD kijelzőkhöz képest: pl. sajátfény-kibocsájtással rendelkeznek, így nem kell háttérvilágítás (alacsonyabb fogyasztás), magasabb fényerő azonos gerjesztés esetén, igen nagy láthatósági szög, nagyon vékony kialakíthatóság, akár hajlékony kivitel is. Jelenleg az eszközök élettartama rövidebb (különösen a kék OLED esetén, mint az LCD-k várható élettartama, de ez folyamatosan javul. (már létezik 62000 óra várható élettartamú OLED kijelző is). Az eszköz egyes polimerek azon tulajdonságait használja ki, hogy molekuláris szinten gerjesztve a látható fény tartományban bocsátanak ki fényt. Gyakorlatilag a gyorskapcsoló LED nem félvezetővel, hanem speciális polimerrel épül fel. Bár a piacon is elérhetők, szerkezetük jelenleg is gyorsan változik a kutatások függvényében. Az OLED-ek hatásfoka rosszabb, mint a LED-ek hatásfoka, ezt ellensúlyozza azonban az olcsóbb gyártás. Vannak egyrétegű, kétrétegű és újabban ennél is többrétegű struktúrák. Egy kétrétegű OLED struktúrája és működése: katód átlátszó elektróda (ITO) emissziós réteg (polimer) vezető réteg (polimer) átlátszó (ITO) vagy reflektív (fém) elektróda anód Az emissziós és a vezető réteg is elektromosan vezető polimerekből áll. Ha a diódához hasonlóan nyitóirányú feszültséget kapcsolunk rá, akkor az anód és a katód között folyó áram hamarosan töltésmegoszlást hoz létre. A katódhoz közeli oldalon negatív, míg az anódhoz közeli oldalon pozitív (azaz elektronhiány) töltések halmozódnak fel, amelyek a koncentrációkülönbség miatt egy rekombinációs áramot indítanak meg. Ellentétben a félvezetőkkel a lyukak mozgékonysága az organikus félvezetőkben sokkal nagyobb, mint az elektronok mozgékonysága, így a rekombináció az emissziós rétegben jön létre. A rekombináció során felszabaduló energia fény formájában sugárzódik ki. Az emisszív réteg készülhet elektrolumineszcenz vezető rétegből (PLED), így a fényt tetszőleges színre lehet az anyagban konvertálni. Léteznek sokkal több rétegű konstrukciók is, amelyek kedvezőbb elektromos és optikai tulajdonságokkal rendelkeznek. A kilépő fény miatt speciális elektródát használnak (ITO=indium ón oxid), amely elektromosan jó vezető, de optikailag átlátszó. Az OLED-eket elsősorban kijelzőkben (a mobiltelefontól a nagyméretű TV képernyőkig, kivetítőkig) alkalmazzák. Lehetnek passzív mátrixos vagy aktív mátrixos működésűek az LCD-hez hasonlóan.


51


4.3.3. Lézer dióda (SDL) A LED és IRED optikai spektruma széles, a kilépő fotonok fázishelyzete véletlenszerű, összehasonlítva a lézer diódákkal. A pn átmenetnek azonban van olyan koherens, irányított kimeneti jele, amely nagyon keskeny sávban fordul elő. Optikai visszacsatolás segítségével a koherens jelet erősíteni lehet. A visszacsatolást vagy dielektromos tükör-réteggel vagy reflektor réteggel (pl. arany) érik el. A dióda lézerek lehetnek egy rétegűek vagy több rétegűek. Ez utóbbiak elterjedtsége egyre nő. Lézer fény tulajdonságú eszközöket különböző anyagokból és eljárással építenek, pl. rubin lézer, CO2 lézer, He-Ne lézer, stb. A félvezető technikában GaAs-alapú lézerek az elterjedtek, amelyek méréstechnikában, információ átvitelben és kisenergiájú alkalmazásokban használatosak. A dióda-lézer a LED diódák elvén működik, kiegészítve reflektor réteggel és hullámvezetővel, amely az elektron-sokszorozódást biztosítja. Az alapvető fizikai elv azon alapul, hogy amennyiben gerjesztett elektronok vannak a vezetési sávban akkor a beeső fotonok másodlagos elektronokat gerjesztenek, amelyek fizikai tulajdonságai azonosak lesznek a már gerjesztettel (populációinverzió), míg ha az elektronok a vegyértéksávban gerjesztetlen állapotban vannak, akkor a foton elsősorban abszorbeálódik. A gerjesztést külső energiaforrásból biztosítják. A külső elektromos tér hatására létrejövő emissziót indukált emissziónak, míg az attól független emissziót spontán emissziónak nevezzük. A lézerek az indukált emisszió elvén működnek. A homogén struktúrájú dióda lézerek kialakításának elvi elrendezése: lézer fény emisszió n

p

félig reflektáló réteg kiürített réteg

A külső energiaforrásból hozzuk létre azt a töltéshordozó sűrűséget, ami a lézer emisszióhoz szükséges: A lézer emisszió eléréséhez egy küszöb emisszió intenzítás áramsűrűséget (Jth) kell meghaladni. A modern lézerek heterogén struktúrájúak, amely a rétegek és a reflexiós felületek térbeli kialakításában nyilvánulnak meg a minél nagyobb hatásfok elérése érdekében. A lézer diódákat a nagypontosságú hosszméréstől, az információátvitel üvegszálas kábeleken keresztül a vonalkódos rendszerekig alkalmazzuk.

lézer emisszió

Spontán emisszió J (áramsűrűség) Jth

4.4. Optolektronikai adó-vevő eszközök Az optoelektronikai eszközök terén kiemelt helyet foglalnak el az optoelektronikai adót és vevőt tartalmazó összetett eszközök. Két alapvető típusuk azon alapul, hogy a két eszköz között a fény útjába kívülről be lehet-e avatkozni vagy sem. Teljes mértékben zárt a fény útja az optocsatolókban, és teljes mértékben nyitott az optoérzékelőkben, közelítés-kapcsolókban, fénysorompókban, míg az üvegszálas átviteli eszközök pedig bontható, de alapvetően zárt átviteli lánccal rendelkeznek. Az átvihető információ lehet a fény jelenléte vagy hiánya, lehet alapsávi digitális vagy modulált analóg. A tisztán analóg átvitelt -a nemlineáris karakterisztika miattcsak korlátozott körülmények között és egyszerűbb követelmények esetén lehet alkalmazni. Az adó általában IRED (optocsatolók, érzékelők, közelítéskapcsolók) vagy lézer dióda (üvegszálas átvitel). A vevő azonban bármely ismert optoelektronikai detektor, bár leginkább fotodióda (és alfajai, pl. APD) vagy fototranzisztor. Gyakran a vevő oldal már egybeintegráltan tartalmazza a jelfeldolgozó részt is.


52


4.4.1. Optocsatolók Az optocsatolók zárt fényúttal rendelkeznek. Kívülről a fény útjába nem lehet beavatkozni. Alapvető feladatuk a galvanikus elválasztás és a szigetelt jelátvitel. Mindkét alkalmazás nagy átütési szilárdságot igényel. Tipikusan az átütési feszültség 1.5-3.75 kV tartományban van. Alapvetően a fény meglétét vagy hiányát detektálja a vevő, de korlátozottan megoldható a szigetelt információ átvitel is. Az eszköz egy tokban szerelt adót és vevőt tartalmaz. Az egy tokba szerelés azonban rontja a szigetelési tulajdonságokat, különösen a parazita kapacitások okozta csatolás miatt. Ez a probléma még jelentősebb, ha egy tokban több optocsatoló van kialakítva, mert így az optocsatolók között is csatolás (áthallás) jöhet létre. A fény útjának kialakítása lehet közvetlen, vagy reflexiós kialakítású. A reflexiós kialakítás előnye az alacsonyabb csatolókapacitásokban van, hátránya a nagyobb méret. Csatolókapacitások hatása: A két oldal közé egy nagyfeszültségű impulzus-generátort kapcsolva azt tapasztaljuk, hogy a kimeneten a gyors jelváltozások ideje alatt hibajel jelenik meg. Ennek oka az adó és vevő között konstrukciós és szigetelési okok miatt fellépő csatolókondenzátor okozta csatolás. Amennyiben a két rendszer között ilyen mérvű szintváltozás nem következik be, akkor a csatolás hatása elhanyagolható. Mérőelrendezés:

Ug

Ut2 u ki

Ut1 Ug

t uki

t

Az optocsatolók átviteli karakterisztikája az alkalmazott adó-vevő kombinációtól függ, pl. IREDfototranzisztor páros esetén: Ic A lineáris átvitel hatásfoka (csatolási tényező a fenti elrendezés esetén): dI c = f (I F , T ) = 0,2...0,25 dI F

lináris átvitel tartománya

IF Az optocsatolók paraméterei –akárcsak minden optoelektronikai eszköz paraméterei- időben romlanak (öregedés, karakterisztika-degradáció). Az optocsatoló dinamikus tulajdonságait az adó-vevők dinamikus tulajdonságai szabják meg. (pl. a fototranzisztor lassúbb eszköz, így gyakran fotodióda-Shottky tranzisztor párost használunk a nagyobb sebesség eléréséhez).


53


Néhány gyakoribb optocsatoló kialakítás:

&

engedélyezés (strobe)

áram erősítő fototranzisztor vevő

fotodióda vevő

TTL áramkörökhöz illesztett optocsatoló

Néhány tipikus optocsatolós alkalmazás

a) Digitális kimenete illesztése nagyobb teljesítményű fogyasztóhoz +5 V Az eltérő tápfeszültség, a TTL szintnél (még a meghajtó +24 V áramkörökre megengedett szintnél is) nagyobb kimeneti áram igény és zavarvédelmi okokból fontos galvanikus elválasztás IFO ICO indokolja az optocsatolós leválasztást. A Darlington tranzisztor ICD alkalmazásának indokoltsága a terhelés áramfelvételétől függ. Az 1 elektromechanikus elemmel (jelen esetben relé, de egyéb egyenáramú behúzó mágnes, solenoid, stb. is lehet) párhuzamosan kapcsolt dióda az induktív terhelésen szükségszerűen fellépő negatív feszültség-csúcsok levágására szolgál. Alkalmazása induktív terhelés esetén kötelező. Legyen ILmax a digitális áramkör maximális L-szintű árama. Akkor az elérhető maximális terhelőáram: I CD max = I F max

dI C B dI F

Pl. ILmax=16 mA (standard TTL áramkörnél), B=600, dIC/dIF=0.25, akkor a maximális terhelőáram ICDmax=2.4 A b) Kétállapotú kapcsoló vagy egyéb elektromechanikus illetve elektronikus kontraktor illesztése digitális áramkörhöz Az S kapcsoló lehet bármilyen mechanikus működtetésű kapcsoló, +5 V elektromechanikus kontraktor, elektronikus vagy elektromechanikus +24 V szenzor kimeneti kapcsoló, végállás-kapcsoló, vagy egyéb kétállapotú állapotjelző kapcsoló. 1 A C kondenzátort abban az esetben alkalmazzuk, ha a kontaktus mechanikus, mivel ebben az esetben pergés (prell) fordul elő, amelyet C a digitális áramkörök képesek feldolgozni. A kondenzátor a gyors S pergés okozta feszültség-változásokat kiintegrálja (folytonos vonal: áram a kapcsoló kikapcsolt állapotában, szaggatott vonal: áram a kapcsoló bekapcsolt állapotában). Az ellenállások értékeit a digitális áramkör L és H-szintű áramai szabják meg). A Schmitt-trigger a nem megfelelő meredekségű, de digitális jeltartományú jel formálására alkalmas. c) Digitális jelátvitel áramhurokkal nagyobb távolságra Iv

+5 V

2xRv

& bemenet R adó oldal

+5 V

1

kimenet

vonalmeghajtó áramkör vezeték

vevő oldal


54


Az adó oldali és a vevő oldali 5 V DC (Ucc) tápfeszültség egymástól független EMC zavarvédelmi okok miatt. Úgyszintén a megoldás nem igényli a földvezetékek összekötését, ami zavarvédelmi szempontból előnyös. A nagyobb hurokáram elérése érdekében digitális vonalmeghajtó áramköröket alkalmazunk, amellyel a TTL digitális technikában megszokott áramoknál lényegesen nagyobbak is elérhetőek. A hurokáram: Iv =

U cc − U CEsat − U IRED R + 2 ⋅ Rv

Az UIRED az IRED dióda nyitófeszültsége, Rv egy vezetékszál ohmos ellenállása. d) Optikai leválasztású szilárdtestrelé (SSR) A szilárdtest relé –a vezérlő oldaltól galvanikusan elválasztva- elektronikus hoz létre kapcsoló kontaktust. A kapcsolást egy triac végzi, amelyik a hálózati szinusz mindkét félperiódusában bekapcsolhat. Amennyiben az optocsatoló adó-oldalára jelet adunk, akkor a diac bekapcsolhat, amennyiben az anód-katód között elegendően nagy feszültség van (kb. 30-35 V). A bekapcsolást követően a triac megkapja a gyújtó feszültséget és szintén bekapcsol (az anód-katód feszültség megvan, mert enélkül a diac sem tudott volna bekapcsolni). A bekapcsolás a hálózati nullátmenetekhez szinkronizáltan következik be. Mivel mind a diac, mind a triac nullátmenetnél kikapcsol (ohmos terhelés esetén), ezért minden gyújtás a nullátmenetet követően jön létre. Ez lehetővé teszi, hogy a terhelésen kis du/dt és di/dt alakuljon ki, amelyik kíméli a félvezetőt és csökkenti a hálózati zavarások mértékét. További zavarás-csökkentést eredményez az R-C áramkör, amely a kapcsolást követő tranzienseket csillapítja, a fojtó pedig a nagyfrekvenciás zavarokat szűri a kimeneten. zavarszűrők ’szikraoltó’ nagyfrekv. ∼

+Ut ZL AC terhelés vezérlés ∼ diac

triac

4.4.2. Opto-érzékelők Az opto-érzékelők (inicializátorok) olyan adót és vevőt tartalmazó eszközök, amelyek kiképzése lehetővé teszi a fény útjába történő külső beavatkozást. Alapvető típusai:

tárgy

a) rés-inicializátor, amelynél az adó és a vevő egymással szemben, egy közös optikai tengelyen van elhelyezve. A résben forgó perforált tárcsát elhelyezve fordulatszámot vagy az elfordulás mértékét lehet mérni, míg lineáris mozgást végző lemezt alkalmazva a helyzetet lehet jelezni.

tartószerkezet

adó b) reflexiós (diffúziós) közelítéskapcsoló (proximity switch) Az adó és a vevő eltérő optikai tengelyen van, de a két tengely metszi egymást egy meghatározott térbeli pontban. Amennyiben a tárgy ezt a pontot eléri vagy megközelíti, akkor a visszaverődő jel a vevőbe jut és így a tárgy helyzete meghatározható. Külön reflexiós tartószerkezet réteget a tárgyon ez a kialakítás általában nem igényel, de létezik olyan kialakítás is, amikor ilyen kerül elhelyezésre a tárgyra (prizma, Fresnel lencse, stb.). Ekkor reflektoros közelítéskapcsolóról beszélünk.

vevő adó

tárgy vevő


55


Nagyobb távolságok áthidalására használják a fénysorompókat, amelyek lehetnek: a) Reflexiós vagy diffúziós (lásd fent) b) Reflektoros (lásd fent) c) Transzparens d) Pásztázó adó

vevő adók

vevők

tárgy transzparens

pásztázó

ADÓK

munkadarab

VEVŐK

A pásztázó típusok alkalmasak életvédelmi vagy vagyonvédelmi feladatok ellátására is. Az ipari gyakorlatban gyakran alkalmaznak egy szerkezeti egységben elhelyezett, párhuzamos fényúttal ellátott optikai érzékelőket, amelyek célja egy korlátozott alakfelismerés, méretellenőrzés, mozgó alkatrészek pozíciójának érzékelése.

4.4.3. Üvegszálas átvitel alapjai Az optikai jelek zavartűrő képessége az elektromágneses zavarokra (EMC) lényegesen nagyobb, mint a feszültség vagy áramátvitellel dolgozó alapsávi analóg vagy modulált jelátvitel esetén, sőt még a hagyományos alapsávi digitális átvitelhez képest is jobb tulajdonságokat mutat. A jel csillapítása is kedvezőbb, terjedési tulajdonságai pedig jobbak, mint a Cu vezetőben terjedő jelek esetén. Villamosan könnyebb szigetelni az egyes rendszereket egymástól, ha közöttük a jelátvitel (pl. villamos hajtás és vezérlése) üvegszálon keresztül történik, bár azt a jel sebessége és csillapítása egyébként nem indokolná. A fentiek miatt az üvegszálas átvitel egyre jobban terjed, még olyan területeken is, mint egylapkás multiprocesszoros rendszerek belső vezetékezése. Gyakran kerülnek felhasználásra erősen EMC-zavaros ipari környezetben, pl. PLC-k kommunikációjára az egyes terminál elemek között. Az alfejezet célja olyan mértékig bemutatni az üvegszálas technikát, ameddig az optoelektronikai adók/vevők ilyen célú felhasználásához szükséges. Gyakran az üvegszálas jelátvitel egyéb kábelekkel együtt kerül kialakításra, pl. telekommunikációs és energetikai kábelek, amely a kábelek mechanikai szilárdságát növeli. Ennek hiányában mechanikailag erősítik a kábeleket, mert maga az üvegszál a borítással együtt fizikailag nagyon kis átmérőjű, pl. 125 µm külső átmérő. Jelterjedés az üvegszálon: n2 n1

Az üvegszál alapvetően három részből áll: maga az üvegszál, a határfelületi bevonat és a védő burkolat. Az üvegszál (n1 törésmutató) és a bevonat (n2) törésmutatója eltérő értékű, de homogén a sugár irányában (n1>n2). A különböző szögben beeső fény a határfelületről visszaverődik és szóródik. Snellius törvény (összefüggés a törésmutató és a visszaverődés szöge között): n1 sin (α1 ) = n2 sin (α 2 )

Az üvegszálban terjedő fény egyenes irányban és visszaverődve eltérő fázishelyzetben halad, így interferenciák alakulhatnak ki. A megoldást a minél vékonyabb üvegszálak jelentik, pl. 125 µm-es üvegszálas kábel esetén 5-50 µm az üvegszál átmérője.


56


Az üvegszál nem tökéletesen henger alakú kialakítása miatt még helikális pályák is kialakulnak. További gondot okoz a törésmutató változása a hossz mentén, valamint az elhajló kábelből a határfelületen kilépő fény. Mindezek a problémák egyrészt a jelterjedésben (pl. megváltozott impulzus szélesség a diszperzió miatt, jitter, stb.), másrészt a kábel csillapításában jelentkeznek. Az alkalmazott fényforrás hullámhossza, a kábel anyaga és a csillapítás között összefüggés van. A veszteség mértéke 0.2 dB/km…3 dB/km között van. Kábelt készítenek műanyagból is, de annak átmérője és a csillapítása is jelentősen nagyobb (250 dB/km), mint a valódi üvegszálas kábeleknél. Az alkalmazható fényforrás általában LED. Ezeket a kábeleket nagytávolságú jelátvitelre nem alkalmazzák, de ez a csillapítási érték közvetlen ipari vezérlési feladatok (PLC, gépkocsik belső buszai, stb.) megoldására elfogadható, mivel ott a csillapítás kevésbé játszik szerepet és a távolságok mben mérhetők, az ára azonban jelentősen alacsonyabb, mint az üvegszálnak. Jelátviteli megoldások: A fény közvetlen analóg átvitele a vonali diszperzió miatt nem szokásos. A jeleket modulálni kell. Ritkábban alkalmazzák az analóg modulációt, a leggyakrabban vagy alapsávi digitális modulációkat alkalmazunk (pl. PAM, PCM, ASK, FSK, PSK) vagy nagyobb tömegű információ átvitele esetén időmultiplex vagy hullámhossz multiplex rendszereket pl. TDM, WDM. Tipikus adó-vevő kialakítás üvegszálas átvitelre: +5 V +5V

R &

adó

vevő

A jó átvitel feltétele, hogy az adó és a vevőelemek optikai tengelyének és az üvegszál tengelyének egybe kell esnie. Új fejezete a szenzortechnikának az üvegszál alapú szenzorok: Két alaptípusa: • Extrensic (ha a mérés a kábelen kívüli fényen alapul) • Intrinsic (ha a fény a kábelen belül marad) Pl. intrinsic elven működő erőmérő, amikor a két felület közé helyezett üvegszálas kábel csillapítása az összenyomás miatt megváltozik, így a detektált fénymennyiségből az erőre lehet következtetni, de lehetséges pl. elmozdulás-mérés is, Michelson interferométer, stb. az üvegszál felhasználásával.

4.5. Optoelektronikai elven működő mérőeszközök Optoelektronikai eszközök felhasználásával különböző mérőeszközök építhetők fel. Klasszikus és nagyon gyakran alkalmazott mérőeszközök az optikai jeladók/enkóderek és optikai mérőlécek/lineáris jeladók a forgó és lineáris elmozdulások mérésére.

4.5.1. Forgó jeladók A forgó jeladók lehetnek abszolút vagy inkrementális jeladók. Az abszolút jeladók az elmozdulás mindenkori aktuális szögének a kódját szolgáltatják, míg az inkrementális jeladók a relatív elmozdulást reprezentáló impulzusokat bocsátanak ki. Az abszolút jeladók szerepe a modern ipari elektronikában csökkent a bonyolultabb felépítés, az alacsonyabb felbontási érték és a jelentősen magasabb ár miatt. Előnyük, hogy esetleges tápfeszültség-kimaradás esetén is mindig az aktuális pozíciót mutatják, valamint gyakori irányváltás esetén sem nő a pozíció hiba impulzusvesztés miatt (mint az inkrementális jeladóknál történhet). Az abszolút jeladók esetén egy állandó fényforrásból (LED/IRED megvilágított forgótárcsa van, amelyen az alkalmazott kódnak megfelelő optikailag átlátszó körívek vannak kiképezve (annyi, amennyi a pozíció jellemzésére alkalmazott digitális kód hossza). A vevő oldalon levő félvezető detektorok a kapott jelet Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

57


négyszögesítik és a kimeneten közvetlenül a pozíció digitális kódját kapjuk. Tápellátás szüneteltetése után azonnal a tényleges abszolút pozíciót tudjuk mérni. Nagyobb felbontás esetén túl sok körívet kellene kialakítani, ami technikai problémákat eredményez. Ez behatárolja a felbontást 8-10 bit bináris ábrázolás esetén. Pl. 10 bit bináris kód esetén a felbontás 360°/210=0.351°. Gyakori még a BCD-kódú abszolút jeladó is. Az inkrementális jeladók esetén nincs a pozíció kódokat tartalmazó tárcsa, hanem helyette van egy forgó tárcsa (kódtárcsa) egyenletes résnyílásokkal (üveglapra maratással felvitt opálos és átlátszó rések), vele szemben pedig egy álló réslemez, amelyen annyi nyílás van kiképezve ahány optikai adó (IRED) van a kódtárcsával szemben. A réslemez mögött helyezkednek el az optoelektronikai detektorok, minden rés mögött egy. optikai jeladók: elmozdulás és referencia jeladók

forgó tengely

fény útja Kódtárcsa (üveglap egyenletesen elosztott opálos maratott és átlátszó részekkel

réslemez elmozdulás és referencia jelek vételére optikai detektorok

A kódtárcsa mozgása közben az érzékelő detektorok közel szinuszosan változó fényt érzékelnek. A fényforrások és fényérzékelők valamint a kódtárcsa és a réslemez megfelelő elrendezése következtében a Moire-effektus hatására egymástól 90°-ban eltolt szinuszos jelek jelennek meg a kimeneten. A szinuszos jelek négyszögesítésével kapjuk az egymáshoz 90°-ban eltolt kimeneti impulzus jeleket. A kimeneti impulzus jeleket még további műveleteknek (aláosztás) lehet alávetni. A fel és lefutó él deriválásával impulzuskétszerezést vagy négyszerezést illetve egyéb elektronikai megoldásokkal ötszörözést valamint húsz-szorozást is el lehet érni. Természetesen az így kapott többlet impulzusok a két valódi impulzus közötti időben csak akkor mutatják a tényleges elmozdulásnak megfelelően a mozgást, ha a mozgás az adott szakaszon egyenletes volt. Az ilyen jeladókkal jó felbontás érhető el (100-6000 imp/fordulat aláosztás nélkül). A jeladó impulzusvesztésének ellenőrzése érdekében a fenti csatornákon kívül van egy körülfordulást jelző referencia impulzus is, amelyet egy további adó/vevő párossal és optikai réssel állítanak elő. Ismerve két referencia impulzus közötti elméleti impulzus számot a mért érték és az elméleti érték összehasonlításával az un. szervo-hiba meghatározható, a berendezés leállítható még mielőtt a hiba miatt végzetes pozíciótévesztés lépne fel. Az egyes feladatok ellátására alkalmazott adó-vevők száma eltérő. A réslemezen és a kódtárcsán alkalmazott optikai rések fázishelyzete eltérő, ez okozza a szinuszos lefolyású jelet a vevőkön. A szinuszos és koszinuszos jelek előnyösek a forgásirány meghatározására. Mindkét impulzusjelnek van ponált és negált kimenete, amely a külső elektromágneses zavarok hatásának csökkentésére hasznos (a zavar azonos fázisban keletkezik mindkét jelen, ami a A két jel kivonása után kiesik). A Tipikus inkrementális adó kimeneti jelek: Jellemzők: maximális fordulatszám • maximális felbontás • megengedett gyorsulás • kimenet típusa (szinusz/koszinusz vagy TTL, nyitott kollektoros/OC)

B B

4.5.2. Lineáris jeladók A lineáris jeladók felépítése hasonló, mint a forgó jeladóké azzal a különbséggel, hogy lineárisan mozgó kódlemez van, vele szemben egy lineáris réslemezzel. A két lemez adók és vevők között helyezkedik el. A lineáris mozgás miatt a kódlemezen több referencia rés van kialakítva meghatározott távolságokra. Az elérhető hossz nagyon függ az alkalmazott adótól-vevőtől és a kívánt felbontástól. IRED adók esetén az elérhető pontosság 1-2 µm, míg lézeres kialakításnál ennél jobb (0.1-0.01 µm, de függ az alkalmazás körülményeitől is). Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

58


Jellemzők: maximális elmozdulási sebesség • maximális felbontás • maximális gyorsulás • kimenet típusa (ugyanaz, mint az enkódereknél).

4.5.3. Háromszögeléses elven működő lézeres távolságmérők

mozgó céltárgy

A háromszögeléses elven működő pozícióérzékelők főbb részei: lézerdióda (SLD), pozícióérzékelő szenzor (PSD). A lézerdióda által kibocsátott fényt lencsék fókuszálják. A kibocsátott és fókuszált fény visszaverődik a tárgyról a pozíció érzékelő szenzorra. A szenzor elhelyezkedése és az érzékelt jel alapján a tárgy pozíciója nagy pontossággal meghatározható mikroprocesszoros jelfeldolgozó egység segítségével. A pozíció érzékelő általában 1D foto-PIN dióda. Az 1D PIN-dióda előnye a nagyon gyors működés (10-50 ps) és kis távolságokon nagy elérhető pontosság.

SLD

Lézer meghajtó áramkör

lencsék Jelfeldolgozó PSD távoli

közeli határ

Az optikai háromszögeléses elven működő érzékelők működési elve az, hogy egy lézer-forrásból kilépő fényt fokuszálás után a céltárgyra irányítunk közel párhuzamos lézer nyalábot feltételezve. A párhuzamosság érdekében a lézerfényt a mérési tartományon túlra fókuszálják. Az objektum felületét elérő lézersugár egy része visszaverődik, a többi része szóródik. A szóródó nyaláb egy része is visszajut az érzékelőbe, mert egy lencse összegyűjti és az érzékelő felületére fokuszálja azt. A főnyaláb útja is a lencsén keresztül (amelyik az érzékelő felületére van fókuszálva) vezet az érzékelő szenzorra. Az érzékelő lehet PSD (position sensitive device, röviden PSD, pozíció-érzékeny eszköz) vagy fotodióda tömb (PDA) vagy egyre inkább lineáris CCD szenzor. A lineáris CCD szenzorok a tárgy helyzetét pontosabban határozzák meg, mint a PSD eszközök. A PSD-k hajlamosak a tárgy helyzetéhez képest kis eltolódással mérni a fény maximumot, azaz a pozíciót, igaz ez részben korrigálható a jelfeldolgozó elektronikával még magán a szenzoron belül. A tárgypont távolsága határozza meg azt a háromszöget, amin a fény a vevő egység felé vezető utat megteszi. A háromszögeléses elv hátránya, hogy csak egy meghatározott távolságon belül ad megfelelő pontosságot. Ez az ábra alapján attól függ, hogy a PSD milyen tartományban tud visszavert jelet érzékelni. A céltárgy anyagától, felületi minőségétől, a felület kialakításától és a színétől is függ, hogy a közeli és a távoli határ hol helyezkedik el. Két további tényező is meghiúsíthatja a visszavert jel képzését a) amennyiben a tárgy abszorbeáló tulajdonságú az adott hullámhosszúságú fényre, b) különösen tükröző felületek, amelyek túlvezérlik az érzékelőt vagy nem képeznek értékelhető jelet a PSD-n. Ez utóbbi ellen a fej egy kb. 5°-os elforgatásával lehet védekezni (ez elsősorban fémekre jellemző), míg a felület tulajdonságait a felületet befedő festékanyag alkalmazásával kompenzálhatjuk (ez különösen jellemző műanyag céltárgyak esetén).

4.6. LED alapú kijelzők A világító diódákkal felépített kijelzőknek nagy előnyük: hosszú élettartam aktív fényforrás jellegük, amely sötétben is látható fényt eredményez Hátrányuk: alacsony hatásfok (bár az új eszközökkel jobb hatásfok érhető el, mint hagyományos izzókkal) még magas áruk (főleg LED display-k, fényforrások esetén), bár ez egyre csökken.


59


A kijelzők alaptípusai: Pontszerű kijelzők Skála/vonal-szerű kijelzők Numerikus vagy alfanumerikus szegmenses kijelzők Pontmátrix kijelzők (beleértve az intelligens kijelzőket is) Az egyes kijelző fajtákban a LED-ek folytonos vagy impulzusos üzemmódban dolgoznak. A folytonos üzemmód (A, B és részben C alkalmazás) előnye az állandó fényerő, míg impulzusos üzemmódban (részben C, D) a jelentősen nagyobb áramterhelhetőség. A LED-eket impulzusos üzemmódban multiplexált kijelzésre használjuk.

4.6.1. Folytonos üzem A LED áramvezérelt alkatrész. Folytonos üzemben a LED folyamatosan vagy üzemel, vagy ki van kapcsolva és a váltási frekvencia megegyezik a kijelezni kívánt információ váltási frekvenciájával. A LED-ek közös jellemzője a viszonylag alacsony nyitóirányú áram terhelhetőség (tipikusan 40-50 mA max.) és kicsi záró irányú feszültség (tipikusan 4-5 V max. a hagyományos és 10-20V nagyfényerejű típusoknál ). A láthatóság optikai szögfüggő, tehát a 0°-tól eltérő optikai szög mellet nagyobb áram szükséges a minimális láthatóság beállításához, így a LED szükséges áramát a minimális áram és a megengedhető maximális áram közé kell beállítani. A fényesség-érzet egy adott áramérték felett nem nő arányosan a gerjesztő árammal ezért nem célszerű feleslegesen nagy áramokat beállítani. Fehér és kék LED esetén az áramot különösen stabilizálni kell, hogy a kijelző színhőmérséklete ne változzon meg. A)

Pontszerű kijelzők

+Ut ID

R

A pontszerű kijelzők egyedi meghajtást használnak. Pl. TTL TP vagy TS kimenettel (ha az áram nem haladja meg a maximális L szintű áramot) esetleg TTL meghajtó nagyobb áramra, TTL nyitott kollektoros kimenettel (OC), meghajtó diszkrét tranzisztor vagy FET. Az eltérő színű LED-ek meghajtása alkalmanként eltérő áramértékek beállítását tehetik szükségessé, különösen a minimális láthatóság tartományában ID =

U t − U CEsat − U D R

A hagyományos LED-vel felépülő pontszerű kijelzőket általában valamilyen jelzésre használjuk, pl. ki- és bekapcsolt állapot (zöld, sárga), veszélyforrás (sárga), ritkábban veszély kialakulása (vörös), stb. A színeket ennek megfelelően választjuk ki. A fényerőt úgy kell beállítani, hogy a láthatóság minden irányból biztosítva legyen. Léteznek egy tokban különböző színt előállító LED-ek is. A magas fényű LED-eket általában nem egyedileg, hanem csoportosan alkalmazzuk fehér színű lámpa, gépjármű világítás, a pirosat jelzőtábla, stb. alkalmazásokban. Meghajtásukra céláramkörök szolgálnak, amelyek biztosítják a külső hőmérsékletnek megfelelő áramkompenzációt, illetve a csoportos működés esetén az azonos gerjesztést. B

Skála (vonal)-szerű kijelzők

Az elektronikus skálák lehetnek lineárisak vagy logaritmikusak. A kijelzés lehet skálaszerű vagy futó-pontszerű, ami azt jelenti, hogy a kijelzendő értéket rúd formájában (bar-kijelzők) vagy csak a maximális érték kijelzésével valósítják meg.

+Ut

ube UREFmax

A LED-sorok egyszerűbb megvalósítására kaphatók egy sorba foglalt LED áramkörök is. A gyakori kijelzési feladat miatt az ilyen LED-ek meghajtására külön cél-integrált áramkörök állnak rendelkezésre. A kijelzők fényereje általában szabályozható, így a LED-ek meghajtása vezérelt áramgenerátorokon keresztül történik. A LED-ek vezérlése a közvetlen A/D átalakítás elvén alapul. A referencia ellenállásosztó logaritmikus beállításával dB skála is beállítható.

UREFmin fényerő vezérlés

vezérelt áramgenerátor céláramkör


60


C

Szegmens kijelzők

a A szegmens kijelzők elsősorban numerikus értékek, de –főleg a nagyobb f g b 7-szegmenses kijelző szegmensszámú kijelzők- korlátozottan alfanumerikus (szűkített ASCII-kód) e c kijelzésére is alkalmasak. A legelterjedtebb d megoldás a 7 szegmenses kijelző, de léteznek nagyobb szegmensszámú kijelzők is, pl. 16 szegmensű kijelzők. A szegmenses kijelzőket gyakran kijelző tömbökben közös kivezetett állítják elő, mert általában egy nem elég egy anód katód adott feladat megoldásához. A vezetékszám csökkentése érdekében az egyes szegmensek valamelyik elektródája közös, így vannak közös anódos és közös katódos kijelzők.

16-szegmenses kijelző

Szegmens-kijelzők folytonos vezérlése:

A szegmens kijelzők vezérlése folyamatos üzemben úgy történik, mint a pontszerű kijelzőknél, azaz szegmensenként egyedileg vezéreljük. A feladat gyakorisága miatt rendelkezésre állnak céláramkörök, amelyek tartalmazzák általában a BCD/bináris dekódolót is, kiindulva abból a tényből, hogy a leggyakoribb 7-szegmenses kijelzők alapvetően számkarakterek kijelzésére szolgálnak. Az R ellenállások állítják be a LED-ek áramát. A fenti megoldás a kijelzendő karakterek számával egyre nagyobb mértékben növekvő vezetékigényt jelent, ami miatt egy karakterszám felett nem gazdaságos megoldás, ekkor a multiplexált kijelzést alkalmazzuk.

+Ut közös

A B C D

BCD

R

7szegm.

a g

BCD/7-szegmenses konverter és meghajtó

A kijelzők méreteit befolyásolja, hogy a sugárzás a pn-rétegben keletkezik, ezért a pontszerű fényforrás jelét optikailag diszperziós anyagokkal alakítják át vonalszerű vagy egyéb ábra–szerű alakra. A fényerő a szegmensenként sorba kötött diódák számával növelhető, bár figyelembe véve a TTL tápfeszültség szintet is, a két sorba kötött dióda a leggyakoribb.

4.6.2. Multiplex-üzem A multiplex üzem azt jelenti, hogy –kihasználva a szem tehetetlenségét- a kijelzőt nem egyszerre, hanem részenként, a részeket folyamatosan váltva oly módon vezéreljük, hogy minden részegység azonos ideig kapjon vezérlést egy meghatározott periódusidőn belül. Az alkalmazott multiplexálási frekvenciának elegendőnek kell lenni, hogy a szem a kijelzőt folyamatos működésűnek lássa, vibrálása a megfigyelőt ne fárassza. A LED esetén a multiplex üzemet az teszi lehetővé, hogy a LED-et impulzus üzemben jelentősen túl lehet vezérelni, akár a folyamatos üzemű áram maximumának három-esetenként négyszeresével is. Multiplex üzemben gondoskodni kell róla, hogy a kijelzendő adat és az éppen meghajtott karakter szinkronban legyen egymással. a) Szegmens kijelzők

Három-négy karakter felett –az áramkör bonyolultsága ellenére- gazdaságos a szegmens kijelzők multiplex vezérlése. A minimális frekvenciát a villódzás szabja meg. A kiválasztó áramkör -a MUX áramkörön túl- egyéb megoldású is lehet, pl. RAM. A karakterszámban felső korlátot jelent, hogy a fényerő jelentősen csökken a karakterszám növekedésével, mivel az átlag LED-áram (ILED)is arányosan csökken az ábra szerinti módon.


61


Egy karakter egy szegmensének árama

) ) T I I LED = I LED oszc = LED nToszc n n a karakterszegmensek száma

^I LED

ILED

ILED t

Toszc nxToszc

8 karakter esetén egy lehetséges multiplex kijelző megoldás bináris számláló oszcillátor A B C

4x8x1 MUX

+Ut 3/8 DEMUX

A B BCD C 7D szegm.

T0

T7

R

a g

Szinkronizált adat kiválasztás b) Pontmátrix kijelzők

A pontmátrix kijelzők jól olvasható szöveg karakterek és egyéb szimbólumok kijelzésére is alkalmasak. A nagyszámú egyedi LED meghajtása miatt csak multiplex-vezérlés jöhet szóba. A pontmátrix kijelzők különböző pontszámot (egyedi LED) tartalmaznak karakterenként (pl. 5x7-s mátrix). A kurzort is tartalmazó kijelzők esetén további sorok is rendelkezésre állnak a kurzor kialakítására. A kijelzők vezérlése a szegmenses kijelzőkhöz hasonlóan történik, de itt a nagyszámú oszlop miatt a kiválasztásnak egy intelligensebb megoldását kell választani, pl. tárolóból, mikrovezérlő alkalmazásával.

+Ut

X0 X1

X6

Y0

Y1

Y2 Y3 Y4

4.6.3. Intelligens kijelzők Az intelligens kijelzők belső felépítése a multiplex-kijelzőkkel egyezik meg, a különbség a külvilággal való kommunikációban van. Az intelligens kijelzők kifelé adat- és címbusszal rendelkeznek, és vezérlő vezetékeken keresztül egyéb funkciók is elérhetők. Vezérlésük nem nagyon különbözik a többi periféria egységtől. Érdekessége, hogy a karaktereknek megfelelő kódot (ált ASCII, vagy annak grafikai elemekkel bővített változatát) tároló belső RAM kétoldali hozzáférésű (dual-port RAM), amelyet az tesz szükségessé,


62


hogy mind a kijelzőt meghajtó vezérlőnek, mint a külső adat- és címbuszoknak hozzá kell tudni férni a tartalomhoz. Általános vázlat a külső interfész elemekről: A parancs/adat vezeték jelzi, hogy az adatbuszon milyen információ van, a kiválasztás vezeték jelzi az egységnek, hogy az információ ennek az címbusz Dualegységnek szól. Lehetőség van speciális port parancsok végrehajtására is, pl. léptetés balraRAM jobbra, képernyő-görgetés fel és le, aláhúzás, 4-8 bit adatbusz kiemelés, stb. A 4 bites adatbusz esetén az adatok és a parancsok beolvasása két Kijelző a meghajtó írás/olvasás (R/W) lépcsőben történik, ami lassítja a elektronikával. kommunikációt, de csökkenti a szükséges parancs/adat vezetékek számát, amely a gyakran távolabb kiválasztás elhelyezett kijelző miatt fontos. (CS,CE,EN,stb.)

4.6.4. LED-Display A LED-ek fényerejének növekedésével lehetővé váltak akár a nagyfelületű, dinamikus ábrákat vagy éppen mozgó képeket vetítő kijelzők megvalósítása. A kijelzők egyedi LED-eket tartalmaznak vagy R-G-B szín kialakítású pixelek formájában, vagy egy tokban integrált RGB-LED-ek formájában. A LED-megjelenítők előnye a nagy elérhető képváltási sebesség, elvileg korlátlan méret és felbontás, javuló hatásfok, egyéb megvilágítást nem igényelnek. Hátránya a jelentős költség, ami azonban a nagyfényerejű LED-ek gyártásköltségének csökkenésével csökken. A LED-megjelenítők ígéretes fajtája az OLED (organikus LED) alapú megjelentő, amelyet tiszta, dinamikus képalkotás jellemez. Bár elérhető ipari termék, fejlesztése még intenzíven tart. Előnyei: bármilyen szín előállítható rendkívül vékony kijelzők építhetők fel (pl. vékonyabb, mint 1 mm) nagy fényerő alacsony vezérlési feszültség mellett a képernyő tetszőleges irányból megfigyelhető (nincs megfigyelési szög probléma, mint az LCD-nél) hosszú élettartam egész 10000 óráig nagy működési sebesség, jó minőségű videó lejátszás

4.7. Folyadékkristályos kijelzők (LCD) A folyadékkristályos (LC) tulajdonságokat már több mint száz éve felfedezték (1888-ban Reinitzer osztrák biokémikus felfedezi a folyadékkristályokat. Felismeri, hogy egyes anyagoknak két olvadáspontja van), azonban technikai megvalósításra csak az utóbbi időben került sor. 1963-ban Williams (RCA) felfedezi, hogy a fény másképpen halad át a folyadékkristályon, ha elektromos tér hatásának tesszük ki, 1968-ban Heilmeyer (RCA) elkészül egy LCD prototípussal, 1973-ban a Sharp cég piacra dobja az első LCD-s számológépét. A folyadékkristályok felhasználása az élet minden területén elterjedt és különösen jelentősek az informatikai alkalmazásokban, pl. display, TV képernyő, stb.

4.7.1. Működése, tulajdonságai A folyadékkristályok fizikai tulajdonságaikat tekintve a szilárd anyagok és a folyadékok között helyezkednek el. Halmazállapotukat tekintve folyadékoknak tekinthetők, de a molekulák rendezettséget mutatnak, bár nem olyan mértékűt, mint a szilárd anyagok. Az optikai és az elektromágneses tulajdonságaik a szilárd anyagokhoz állnak közel, azaz kettőstörők, az optikai fénytörés mutató értéke két dimenzióban eltérést mutat. Úgyszintén eltérő a dielektromos állandójuk a két tengely irányában. Jellemzően a szerves anyagok egy csoportja viselkedik a fenti módon, de csak egy meghatározott hőmérséklet tartományban (metafázis/mezamorf állapot). Az elektronika számára azok az anyagok jelentősek, amelyek a folyadékkristályos állapotukat a -25…+85 C° tartományban veszik fel. Molekuláris szinten a folyadékkristályos anyagokat óriásmolekulák alkotják, amelyek alakja egy tengely irányában megnyúlt (pálca alakú). Az óriásmolekulák jellemezhetők a tengely irányába mutató vektorral, amelyet direktornak nevezünk.


63


Három alapvető típusuk van a direktorok rendezettsége szerint1: • Szmektikus: a molekulák párhuzamosan helyezkednek el, de egymáson elcsúszva. Viszonylag nagy rendezettséget mutatnak a direktorok irányultságát tekintve. A gyakorlat számára legfontosabb képviselőjük a ferro-elektromos kristályok (Sc osztály).

•

Nematikus: alacsony rendezettségű, többé-kevésbé egy irányba mutató direktorokkal, a molekulák nagy mozgékonyságot és rugalmasságot mutatnak. Az anyag optikailag egytengelyűnek tekinthető. A direktorok hő hatására a főtengely körül véletlenszerű mozgást végeznek. Külső elektromos térrel vagy sík anyagok által keltett felületi hatással a direktorok helyzete könnyen befolyásolható. A dielektromos állandója a tengellyel párhuzamosan és arra merőlegesen eltér és a különbség lehet pozitív vagy negatív (ε=ε||-ε⊥).A leggyakrabban alkalmazott LC- anyag.

•

Koleszterikus: a molekula rétegek egymáshoz képest elfordulnak, a direktorok irányultsága spirál (helikális) alakot vesz fel. Gyakran alkalmazzák őket szennyező anyagként a nematikus LC anyagoknál.

A továbbiakban elsősorban a nematikus anyagok tulajdonságait tárgyaljuk, mivel ezek gyakorlati jelentősége nagyobb. A nagysebességű kijelzőkben alkalmaznak ferroelektromos (FLC) és felülettel stabilizált ferroelektromos (SSFLC) anyagokat. A nematikus anyagokat lemezek közé helyezve (amelyek távolsága rendszerint 1-20 µm) a direktorok a felületi hatás miatt orientálódnak (kezdeti állapotot vesznek fel): üveglap folyadékkristály Úgyszintén befolyásolja a molekulák elrendezését a felületi érdessége is. Amennyiben az üveglapon túl felületi érdesítő anyagot is alkalmaznak, akkor elérhető, hogy az érdességnek megfelelően álljanak be a molekulák. Pl. egymásra merőleges kialakított érdesített felületek között alakítható ki a leggyakrabban alkalmazott folyadékkristályos struktúra a csavart nematikus (TN), amelynél a szokásos csavarási szög 90°, vagy újabban a nagy kontrasztú monitoroknál a 270° (szuper csavart nematikus struktúra, STN). Egy 90°-os forgatású TN kristály szerkezete, a direktorok irányai különböző metszeti síkokban:

λ/4

A helikális csavarmenet egy menetének hossza: λ. Az ábrán a direktorokat, illetve azoknak a sikfelületre vett vetületét ábrázoltuk 90°-os csavarmenet esetén. Az optikai szórás megjelenítéséhez a beeső természetes fényből egy meghatározott polarizációjú komponenst kell kiszűrni (a fény körkörösen poláros, így alkalmatlan eredeti formájában a változások megjelenítésére). A polarizálást egy szerves anyagból készülő szűrő a polarizátor valósítja meg. A belépő fény a folyadékkristályon történő áthaladáskor egyrészt a direktorok másrészt a törésmutató által meghatározott mértékben megváltoztatja a polarizációját, azonban egy kis része a fénynek egyéb irányokban is szóródik (a törésmutató a direktorra merőleges irányban sem nulla, a fény kis mértékben abba az irányba is szóródik). A kilépő fény a szórás miatt szélesebb tartományban poláros, ezért a jobb képmegjelenítés miatt ezt a fényt is polarizátor szűrőn kell átengedni (a nem megfelelő irányban szórt fényt ki kell szűrni). A kimeneten alkalmazott szűrőt analizátornak nevezzük. A polarizátorok és az analizátorok vagy párhuzamosan vagy egymásra merőlegesen polarizáltak. Ennek megfelelően alapállapotban az LCD vagy világos vagy sötét.

1

A képek forrása: http://www.wikipedia.org


64


Az ábrán a 90°-os forgatási szögű TN folyadékkristályon áthaladó fény útját belépő fény és polarizációjának változását kör-körösen ábrázoltuk, ha a P⊥A. Mivel a fény poláros főnyalábja is 90°-ot fordul polarizációban a folyadékkristályon történő áthaladáskor, ezért ebben az elrendezésben az LC világos lesz (van kilépő fény). Ha P||A lenne, akkor sötét képet kapnánk.

üveglemez

üveglemez

kilépő poláros fény

A fény terjedési útja

A világos vagy sötét alapállapot polarizátor (P) folyadékkristály analizátor (A) elérése érdekében a molekulákat orientálni kell, amihez képest vezérléskor a struktúra megváltozik. Gyakori megoldás, hogy az üveglemez felületének megfelelő érdesítésével hozzák létre az alapállapotban csavarodó molekula szerkezetet. Az alapállapotban a fentiek szerint orientált molekulákat, amely a beállítástól függően világos vagy sötét képet eredményez, külső elektromos térbe helyezve, azok elmozdulnak és a kép kontrasztja ellentettjére változik. A nagy pixelszámú nagy felbontású monitorok esetén a TN-módban működő kijelzők nem adnak elég éles képet, mivel a nem tökéletes fényforgatás miatt a szomszéd pixeleket megvalósító molekulákat is gerjesztik. Ennek ellensúlyozására alkalmazzák az STN-módot, amikor a forgatás 270°. Ez egy lényegesen élesebb képet eredményez, de sok hátránya is van, aminek kivédése jelentős árfelhajtó tényező: lasúbb működés, rosszabb szürke-skála, nagy fényveszteség a folyadékkristályon, sárga és kék fény kisugárzás, ami szinrontó hatású, bár ezt többrétegű kiegészítő rétegekkel meg lehet akadályozni. A kijelzők lehetnek transzparens jellegűek (a fenti magyarázó ábra szerint), azaz a megvilágítás és a fénykilépés ellenkező oldalon történik, vagy reflexiós jellegűek, amikor mind a megvilágítás mind a fénykilépés azonos oldalon van. Ez utóbbi esetén használják a 45°-os forgatású folyadékkristályt, mivel a visszavert fény szintén 45°-ot fordul, így eredőben 90° polarizációs fázis forgatás. A reflexiós kijelzők elvi szerkezete: A megvilágítás lehet maga a természetes fény félig áteresztő (pl. karóra), vagy mesterséges (pl. műszerek, autoelektronikai termékek, stb.), ahol elsősorban fehér LED-et vagy hidegkatódos csöves megoldást használunk. Mivel az LCD kilépő fény maga fényt nem emittál ezért sötétben mesterséges megvilágítás nélkül nem látható a kijelző.

A P

üveg

folyadékkristály Reflexiós háttér lemez

megvilágítás

A folyadékkristályos kijelzőket váltakozó feszültséggel vezérlik (egyenfeszültség esetén galvanizációs hatás lép fel). A feszültség alakja nem befolyásolja az LCD működését csak az amplitúdó és a frekvencia. Jellemző karakterisztikák:

a) Transzfer karakterisztika (Kontraszt-feszültség karakterisztika) Az LCD-knél a fényerő nem értelmezhető csak a fekete és a fehér viszonyított aránya (kontraszt). Jellemző érték az 50% kontraszt eléréséhez szükséges váltakozó feszültség effektív értéke. Az ábrából látható, hogy egy adott feszültség felett már nem javul a kép minősége. Problémát okoz, hogy a kép világos-sötét átmenete nem egy határozott érték, hanem fokozatosan megy át az ábra szerint a kép világosból sötétbe és vissza. Ez különösen a multiplex vezérléseknél okoz gondot.

kontraszt 100 50

U50


Uv

65


b) Működési tartomány (U-f) Umax

Uv

veszteségi teljesítmény miatt biztonságos működési terület

Umin fmin

fmax

f [Hz]

Az fmin frekvenciát a szem felbontóképessége határozza meg 30-50 Hz. Az fmax frekvenciát a molekula dinamizmusa szabja meg, azaz ez az a legnagyobb frekvencia, amit a molekula elmozdulásával még követni tud. Az Umax a maximális feszültség, ami nem okoz helyrehozhatatlan folyamatokat a folyadékkristályban (nagyon nagy térerő a kis távolság és a nagy feszültség miatt). Az Umin feszültséget a minimális kontraszthoz szükséges feszültség szabja meg.

A keletkező szórt kapacitások áttöltéséhez szükséges veszteségi teljesítmény és az általa okozott melegedés korlátozza a biztonságos működési terület nagyságát. c) A folyadékkristály dinamikus tulajdonságai: A különbözőképpen kialakított folyadékkristályos kijelzők és az alkalmazott vezérlési eljárások eltérő jelterjedési időt eredményeznek. A bekapcsolási állapot eléréséhez szükséges idő (ton) lényegesen kisebb, mint az alapállapotba visszatéréshez szükséges idő (toff). A szükséges vezérlési feszültség is jelentősen eltér az elvek különbözősége szerint.

Kontraszt [%] 100

A különbözőképpen kialakított folyadékkristályos kijelzők és t az alkalmazott vezérlési eljárások eltérő jelterjedési időt eredményeznek. A bekapcsolási állapot eléréséhez szükséges idő (ton) lényegesen kisebb, mint az alapállapotba visszatéréshez szükséges idő (toff). A szükséges vezérlési feszültség is jelentősen eltér az elvek különbözősége szerint. Néhány – a gyakorlatban alkalmazott anyag és vezérlési elv tranziens viselkedése ( ): elv Dinamikus szórás Csavart nematikus Koleszterikus-nematikus fázisváltásos Ferroelektromos (SmC)

ton ~10-20 ms ~1 ms ~30 µs ~10 µs

toff ~100-500 ms ~200 ms ~100 ms ~10 µs

U50 20 V 5V 100 V nincs adat

A ferro-elektromos elven működők a leggyorsabbak (szmektikus C osztály), azonban ez még új technikának számít, gyakorlati alkalmazása most van fejlesztés alatt (FLC kijelzők). Az FLC kijelzők tovább gyorsíthatók, ha a csavarmenetet előfeszítjük kontrollált nyomással (SurfaceSupressFerroelectricLC kijelzők, SSFC) A dinamikus szórás a legrégebbi elvek közé tartozik, a gyakorlat számára már túl lassú. d) A folyadékkristály villamos helyettesítő-képe: R C

Az LCD gyakorlatilag feszültséggel vezérelt eszköznek tekinthető, mivel a folyadékkristály, mint dielektrikum ellenállása rendkívül nagy R= 2…6x1010 Ω. A fegyverzetek közötti kapacitás C~100 pF. A nagy τ miatt érthető a nagy jelterjedési idő.

4.7.2. Vezérlési megfontolások Az LCD-k vezérlése alapvetően eltér a LED alapú kijelzőknél alkalmazottól. A legfontosabb eltérések: • Az LCD feszültségvezérelt eszköz, így az áram megszakításával ki- és bekapcsolni nem lehet. • Az alkalmazott vezérlőjelnek váltakozó feszültségű jelnek kell lennie, amely még csekély egyenfeszültségű komponenst sem tartalmazhat (ez nehézséget okozhat digitális vezérlés esetén). • A szomszédos szegmensek között a nagy elektromos tér miatt áthallás jöhet létre, ezért az LCD szegmenseket mindkét állapotukban aktívan kell vezérelni. Ez különösen a multiplexkijelzéseknél nagyon kritikus.


66


A vezérlés során az addig kialakított molekula elrendezést úgy bontjuk meg, hogy az eddig világos felület sötétre vált és vissza. Alapvető vezérlési módok gyakorlati megvalósításai: A. Amplitúdó vezérlés B. Fázis vezérlés C. Amplitúdó - fázis vezérlés D. Frekvencia vezérlés Fázisvezérlés Egyedi, kis karakterszámú kijelzők vezérlésére alkalmas módszer. Gyakran nevezik statikus vezérlésnek is.

Szegmens elektródák

bekapcsolás

Uv vezérlő feszültség

t

Uk közös elektróda feszültsége Use szegmens elektróda feszültsége

t fázisváltás

közös elektróda

t

∆Usz=Uk-Use szegmensre jutó feszültség

üveglapok

A fázisvezérlésnél mind a szegmens, mind a közös elektródát digitális jellel vezéreljük. A két elektróda között kialakuló feszültség vezérli a bekapcsolt állapot folyadékkristályt. Bár a vezérlő jelek digitális jelek, a különbségi jel nulla lineáris középértékű váltakozó jel lesz. A szegmens bekapcsolásakor a szegmens elektróda feszültségét egy ∆ϕ-fázisszöggel az eredeti állapotához képest eltoljuk (leggyakrabban ∆ϕ=180°, mivel ez digitálisan könnyen előállítható), így a különbségi feszültség alakul ki, amelynek akkorának kell lennie, hogy az meghaladja az U50 feszültséget. t

Egy gyakorlati kialakítás ∆ϕ=180° esetére kizáró-VAGY kapuk felhasználásával: Uk Uv(g)

1

közös

Use(g) f

a g

e

A fenti elven megvalósított vezérlésekre céláramkörök állnak rendelkezésre a CMOS áramkörcsaládban.

b c

d Uv(a)

1

Use(a)

Amplitúdó-fázisvezérlés

Vezérlő jel

Uv

Közös elektróda feszültsége

Uk

bekapcsolás t

Az ábra a 2:1 amplitúdó arányú vezérlést mutatja, bár ettől eltérő arányú 2U megoldások is vannak. A kikapcsolt állapotban a szegmensre jutó feszültség nem nulla, így a be- és kikapcsolt Szegmens elektróda Use fázisváltás feszültsége állapot közötti feszültségarány a közös U elektródára jutó feszültség periódusidejével arányos. A kis Egy szegmens feszültségkülönbség azt eredményezi, feszültsége hogy a kontraszt romlik, az elvileg nem ∆Usz=Uk-Use vezérelt szegmensek is elfordulnak valamennyit, így 0°-tól eltérő optikai bekapcsolt állapot szögben történő megfigyelés esetén a be nem kapcsolt szegmensek is úgy


t

t t

67


látszanak, mintha be lennének kapcsolva. Nagyobb amplitúdó-arány javít a képélességen. Az ábrán látható, hogy a bonyolult vezérlés ellenére a lineáris középérték nulla. Az amplitúdó-fázis vezérlést (dinamikus vezérlés) elsősorban a multiplex kijelzőkben alkalmazzák. A multiplex vezérlés kialakítása eltér folyadékkristályok esetén. A korábban felsorolt különleges követelmények miatt a LED-nél alkalmazott eljárás itt nem alkalmazható. Az LCD-knél alkalmazott multiplex eljárás a topológiai multiplex. A kikapcsolt állapotban is aktív vezérlés miatt itt nem elegendő egyetlen közös elektróda, hanem minden szegmenst egyedileg kell vezérelni, megtartva mégis a multiplexelés nyújtotta előnyöket. Topológiai multiplex vezérlés elve

a) 7 szegmenses kijelzők esetén X1 A kijelző hossza (n, karakterszám) és a feszültségarányok (A), valamint a X2 kontrasztosság (S) között összefüggés van: X3

S=

Közös elektróda további karakterek

U be U ki

Szegmens elektróda

Az optimális arány:

S= n. A fenti összefüggések megszabják az egy X vezérlőjelhez tartozó gazdaságosan vezérelhető karakterek hosszát. b) Pontmátrix kijelzők:

Y1 Y2 1. karakter

Y3 Y4 Y5

Y6

2.karakter

A nem display méretű és jellegű pontmátrix kijelzőket a topológiai multiplex elvén vezéreljük figyelembe véve, hogy a karakter pontmátrixos kiképzésnek megfelelően több sor van (amit tovább növelhet a kurzor kialakítására felhasznált sorok száma), mint a karakter kijelzőknél. Az amplitúdó-fázis vezérlést a szakirodalom -amennyiben azt display-k vezérlésére alkalmazzák- passzívmátrixos vezérlésnek nevezi. Újabban a ferro-elektromos folyadékkristályok (SmC) jelentenek egy alternatívát az igen gyakori nagy felbontású pontmátrix kijelzők kialakítására. A pontmátrixos kijelzők és a folyadékkristályos monitorok (LCD) sok szempontból hasonló módon kezelhetők, ezért további ismeretek az LCD fejezetnél találhatók.

4.7.3. Intelligens kijelzők Az LCD alapú intelligens kijelzők felépítése nagymértékben hasonló, mint a LED alapú intelligens kijelzőké. A különbség elsősorban a nagy felbontású grafikus képességekben és az azt támogató parancs készletben van, amely nem igényel különleges hardver kialakítást.

4.7.4. Folyadékkristályos monitorok (LCD) A lapos méret és az alacsony energiafelhasználás miatt az LCD-k elterjedése minden területen rohamosan nő. Különösen jelentős szerepet játszanak a számítástechnikában és az ipari vezérlések területén. Alaptulajdonságaik jelentősen különbözhetnek egymástól (méret, felbontás, színes vagy monochrom, színmélység és kontraszt, felhasználási területek), amely a vezérlés bonyolultságában, a felépítésben és természetesen az árban is tükröződik. A legegyszerűbbek a kis méretű monochrom LCD-k, amelyek általában TN kialakításúak. A közös és szegmens elektródák kialakítására egy fényáteresztő, de villamosan jól vezető anyagot használnak (Indium-ón oxid, ITO). Ez a fénynek kb. 70-80%-t átengedi. A folyadékkristályos réteg tipikus vastagsága 10 µm. Az összetettebb kijelzők meghajtására a passzív mátrixos megoldás helyett a különböző aktív mátrixos (AMLCD) megoldások terjedtek el. A passzív megoldás esetén minden rácspontot X-Y koordinátával úgy jelölünk ki, hogy az X és Y kijelölő vezetékek egyben a vezérlő jeleket is szolgáltatják. Ez azzal a következménnyel jár, hogy nagy az áthallás veszélye a pixelek között és korlátozza a nagy meredekségű pixelváltások lehetőségét is (lásd topológiai multiplex). Aktív mátrixos esetben a kijelölő vezetékek egy segéd Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

68


elektronikus kapcsolót (leggyakrabban tranzisztor, de egyéb kapcsoló is szóba jöhet, pl. a MIM nemlineáris elem) vezérelnek és az gerjeszti a mátrix pontban levő folyadékkristály molekulákat. A legelterjedtebb megoldás a vékonyréteg tranzisztoros (Thin-Film Transistor) aktívmátrix kijelző. A sor oszlop aktiválása után a két MOSFET bekapcsol és az analóg vezetéken levő feszültséget a szegmens elektródára vezeti. A közös elektróda be van kapcsolva, így gerjesztés esetén a megfelelő képet kapjuk. A fény attól függően, hogy milyen mértékben áteresztő a folyadékkristály (az analóg jeltől függ) átengedi a megfelelő pixel fényét és a színszűrő, amelynek elrendezése hasonló a színes TV képcsöveknél megszokotthoz az RGB színkódnak megfelelően gerjesztett állapotba kerül az adott rácspont helyen. Az alapszínek keverésével, az egyébként nem színes folyadékkristály színes képcső vagy TV képcső funkciót tud ellátni (igen nagy szín-mélységben). A vezetékezés itt is elektromosan vezető, de fényre áttetsző anyaggal (ITO) történik. A folyadékkristály rendszerint 270°-os csavarmenetű STN kristály. Egy színes TFT LCD elvi szerkezete megvilágítás

folyadékkristály Üveglap a színszűrő felülettel (RGB) és a közös elektródával

polarizátor analizátor üveglap hordozó a TFT elemekkel (szegmens elektróda vezérlés)

kilépő fény

A kijelző működtetéséhez nagyszámú tranzisztor kell, pl. 1024x768-as kijelző esetén min. 1024x768x3. A TFT kialakítása történhet egy integrált áramköri lapkán is, ahol az egyik elektródát maga a lapka képviseli és a folyadékkristály (amelynek vastagsága mindössze 6 µm) fölötte helyezkedik el. Az ilyen kijelzőket integrált áramkör-hátlapos kijelzőknek (SLM) nevezzük. A színes LCD-vel külső tükrök és erősebb fényforrások felhasználásával nagy kivetítőket lehet előállítani. Ugyanez az alapja az LCD-projektoroknak is. Új, javított nagysebességű kijelzők a még nem elterjedt FLC és SSFLC kijelzők. Egy szegmens elvi kapcsolása:

aktív oszlopkijelölő aktív sorkijelölő

Aktív kapcsolóelem Szegmens elektróda

analóg adat

mátrix

folyadékkristály közös elektróda

4.8. Egyéb kijelzők és megjelenítők 4.8.1. Plazma kijelzők, megjelenítők (PDP) A plazma kijelzők a gázkisüléses csövek elvén működnek, azaz a gerjesztett gáz alapállapotba visszatérve fényt bocsát ki. Ellentétben a katódsugárcsöves megoldásokkal a PDP hidegkatódos gerjesztésű és nincs elvi korlátja az elérhető méretnek, ráadásul a mélységi mérete nagyon kicsi, mivel fókuszálásra nincs szükség, így nagyon lapos képernyők alakíthatók ki. Összehasonlítva az LCD megjelenítőkkel, amelyek szintén nagyon lapos méretben állíthatók elő, a legszembetűnőbb, hogy a PDP aktív fénykibocsátású (az LCD-k esetén beépített fényforrás gondoskodik a szükséges megvilágításról). A PDP-k legnagyobb hátránya a digitális rendszerekhez kevéssé illeszkedő magas (150-200 V) gyújtófeszültség, az elérhető pixelek közötti távolság Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

69


(pitch, 0.2-0.5 mm), amely rosszabb, mint egyéb kijelzőknél, valamint a kontraszt arány, amely lényegesen alatta marad a többi kijelzőknek. A PDP-k lehetnek egyen- vagy váltakozó áram vezérlésűek. a) Az egyenáramú vezérlés esetén a keletkezett ív áramnövekedést okoz, amelynek oltásáról gondoskodni kell. Gyakran alkalmaznak előfeszítést egyenáramú vezérlés esetén, amikor kikapcsolt pixel esetén is a láthatóság határáig vezéreljük a kijelzőt, amely így alacsonyabb reakció időt igényel. b) Váltakozó áramú vezérlés esetén az elektródák elszigetelhetők a gáztértől és lehetőség van csak azoknak a pixeleknek a vezérlését megvalósítani, amelyek állapota megváltozik. Ez nagymértékben növeli az eszköz sebességét, csökkenti a villódzást és a képváltási frekvenciát.

0V 0V 0V 0V 0V +Ux 0V 0V 0V

gerjesztett pixel

-UY(R)

-UY(B) -UY(G)

Az X és Y vezérlő elektródák térben egymástól elválasztva alkotnak egy mátrix elrendezést. A közöttük fellépő nagy feszültség ionizálja a teret és gerjeszti az elektronokat, azaz gázkisülést hoz létre. Színes kijelzők esetén az RGB szubpixeleket külön-külön kell megcímezni. A kijelző alapállapotban nagyobb részt az UV tartományban sugároz (az alkalmazott gáz xenon és neon), így transzformáló anyagokat kell alkalmazni, amelyek ezt a fény-spektrumot a látható fény tartományba transzformálják. Erre több megoldás is van, pl. a legelterjedtebb a katódsugárcsöves megoldásoknál is alkalmazott fényporok (foszfor) használata, de újabban megjelentek ilyen transzformálásra képes műanyagok is. A színes kijelző keresztmetszete egy pixelnél: üveglap átlátszó elektróda szigetelő (MgO)

réteg

hátlap adat elektróda gáz-tér

vörös (R)

zöld (G)

kék (B)

A PDP előnyei a lapos, nagyméretű, alacsony fogyasztású megjelenítőknél használhatók ki, ahol a közeli olvasás nem követelmény a nagy pixel távolság miatt.


70


5.0.

TÁPEGYSÉGEK

Az elektronikus rendszerek egyik fontos és kritikus eleme a tápegység. A tápegység jósága, hatásfoka és megbízhatósága alapvetően befolyásolja az egész rendszer tulajdonságait. Különösen kiemelendő a megbízhatóság fontossága, mivel a tápegységek könnyen lehetnek láncolt meghibásodások forrásai, így az okozott kár messze túlmutat a tápegységbe épített biztonsági elemek költségnövelő hatásán. A tápegységek párhuzamosan fejlődnek az általuk kiszolgált elektronikával. Több olyan követelmény is befolyásolta a fejlődésüket az utóbbi időben, amelyek korábban nem voltak a tápegységek sajátosságai, pl. a digitális rendszerek egyre alacsonyabb tápfeszültség igénye párosulva az energiatakarékosság követelményével is újabb és még fejlettebb módszereket igényelnek a kapcsolóüzemű tápegységek területén vagy az intelligens eszközök terjedésével együtt a tápegységtől is egyre inkább elvárják a beépített önálló állapot-felügyeletet, menedzsmentet és a szabványos kommunikáció, távfelügyelet lehetőségét. Az információtechnika és a nagy rendelkezésre-állású ipari rendszerek a szünetmentes energiaellátás technikáját befolyásolták. Tápegységek készülnek kis, közepes és nagy teljesítményre, ennek megfelelően a gyakran ugyanazon elven működő tápegységek különböző elnevezéssel is szerepelhetnek. A fejezet elsősorban az elektronika tápegységeit tárgyalja, kiegészítve néhány ipari gyakorlatban is használt kis-közepes teljesítmény kategóriában alkalmazott eszközzel. Tágabb értelemben tápegység alatt érthetjük a nem egyenfeszültséget/egyenáramot (DC) előállító tápegységeket is, azonban az elektronikában a DC kimenetű tápegységeknek van elsősorban jelentőségük. A szünetmenetes energiaellátásnál azonban elvárt elsősorban a szinuszos, de alkalmanként egyéb hullámalak kimenetű váltakozó áramú (AC) tápforrások is. A tápegységek különböző, esetenként többlépcsős, átalakítási elveket valósítanak meg. A leggyakoribb átalakítási hatásvázlatok a jelek formája szerint: • • •

•

Az AC⇒DC eset a stabilizálatlan vagy esetleg stabilizált (szabályozott tirisztoros, stb.) egyenirányításnak felel meg. Az AC⇒DC⇒DC eset tartalmaz egy stabilizálatlan kimenetű átalakítást (egyenirányítás) és egy lineáris analóg stabilizálást vagy kapcsolóüzemű DC-DC átalakítást (konverziót). Az AC⇒ DC⇒AC ⇒DC esetben egy közbenső átalakítás történik. Az egyenirányítás után a jelet gyakran nem hálózati frekvenciájú váltakozójellé alakítjuk, majd ebből újra előállítunk egyenfeszültséget. A primer oldali hálózati egyenirányítót is tartalmazó tápegység hasonló elven működnek, de ilyen hatásvázlattal rendelkeznek a közbenső energiatárolású rendszerek is, ahol az egyenirányítás, esetleg az inverter kimeneti energiáját akkumulátorokban tároljuk és ebből tápláljuk a további átalakításokat. Az AC⇒ DC⇒AC esetben a kimenet váltakozó feszültség/áram. Gyakori megoldás nem egyenfeszültség kimenetű szünetmenetes energiaellátó áramköröknél. A közbenső energiatárolás akkumulátorral történik. (Nagyon kis teljesítmények esetén lehetséges kondenzátoros tárolás is.)

A tápegységeket sok szempont szerint csoportosíthatjuk. Különösen megnehezíti az egyértelmű csoportosítást, ha figyelembe vesszük a teljesítményelektronika ide sorolható -közel hasonló feladatokat ellátó- áramköreit, amelyeket ipari elektronika esetén nem lehet figyelmen kívül hagyni. A fejezet azonban elsősorban az elektronika tápegységeit tárgyalja, a teljesítményelektronikai megoldások egy másik tárgy tárgykörébe tartoznak. A tápegységek nagyobb részt feszültség kimenetűek, de ritkábban alkalmaznak áram stabilizált kimenetű tápegységeket is, pl. villamos hajtások, galvanizálók tápegységei, nyomatékszabályozott rendszerek, stb. esetén. A fenti felsorolás mutatja, hogy az áramkimenetű tápegységek elsősorban a teljesítményelektronikai alkalmazásokban elterjedtek, így a fejezet –az elektronikai alkalmazások miatt- a feszültség kimenetű tápegységekkel foglalkozik.


71


A tápegységeket különböző szempontok szerint csoportosíthatjuk. Egy lehetséges csoportosítás a kimeneti jellemző stabilitása szerint (a kövéren szedett típusokkal részletesebben foglalkozunk): Stabilizálatlan kimeneti feszültségű • Fix kimeneti feszültségű • Diódás egyenirányítók • Diódás feszültségsokszorozók • Szabályozatlan öngerjesztésű kapcsolóüzemű tápegységek, stb. • Változtatható kimeneti feszültségű • Tirisztoros hálózati kommutációjú • Szabályozatlan közbenső átalakításos, stb. Stabilizált kimenetű tápegységek Visszacsatolás nélkül • Zener-diódás tápegység • LED, IRED diódás tápegység, stb. Visszacsatolással stabilizált tápegységek • Analóg lineáris disszipatív • Szekunder oldali kapcsolóüzemű • Szabályozott primer oldali kapcsolóüzemű • Szabályozott tirisztoros hálózati kommutációjú • Kombinált analóg és kapcsolóüzemű tápegység, stb. Az egyes tápegység típusok elnevezése is eltérő lehet a szakirodalomban a felhasználási terület szerint, pl. szekunder oldali kapcsolóüzemű tápegység, vagy DC-DC konverter, stb.

5.1. Stabilizálatlan AC-DC tápegységek A stabilizálatlan AC-DC tápegységek legfontosabb fajtái a diódás egyenirányítós transzformátor leválasztású egy és háromfázisú tápegységek. Az elektronika igényelte teljesítmény-kategóriában az egyfázisú kapcsolások terjedtek el. A kimeneti jel hullámosságának csökkentésére simító/szűrő elemeket alkalmazunk, amelyek fajtája a kimeneti áramtól függ. Az elektronika teljesítmény-kategóriájában az induktív fojtós simítás nem hatásos, csak kiegészítésként alkalmazzák zavarszűrésre. Általában a kondenzátoros szűrés terjedt el. A fentiek alapján az alfejezet az egyfázisú, diódás egyenirányítású, kondenzátoros szűrésű tápegységekkel foglalkozik. Az életvédelmi megfontolásokat is figyelembe véve közvetlen hálózati egyenirányítást ritkán alkalmaznak, a leggyakoribb, hogy transzformátoros leválasztást (biztonsági transzformátor felhasználásával) iktatunk közbe. Ez nemcsak előállítja a szükséges feszültség szintet, de egyben biztonsági transzformátor alkalmazása esetén életvédelmi leválasztást is nyújt a villamos hálózatról. A fejezet foglalkozik a passzív biztonsági elemek néhány kérdésével, így az olvadóbiztosítós túláram-védelemmel és a túlfeszültség-levezetős aktív és passzív védelemmel is. Korábban gyakran ehhez a témakörhöz sorolták a feszültségsokszorozókat is, azonban ezek jelentősége rendkívül lecsökkent, mivel könnyebben és stabilabban előállíthatók ugyanazok a feszültségek egyéb megoldásokkal (pl. primer oldali kapcsolóüzemű tápegységekkel).

5.1.1. Egyfázisú egyenirányító kapcsolások Az egyfázisú egyenirányítók blokkvázlata: + Uki -

Uf

AC-AC átalakítás

egyenirányító

szűrő

Az egyenirányító kapcsolások fajtái: 1F1U1Ü 1F2U2Ü 1F1U2Ü


72


A jelölések a fázisszámra (F), a transzformátor egy szekunder tekercsén folyó áram irányaira (egy vagy kétirányú, U) és a bemeneti jel egy periódusára eső kimeneti jel maximum pontjainak számára (Ü) utal (ez egyben megadja, hogy a bemeneti jel frekvenciáját mennyivel kell szorozni, hogy megkapjuk a kimeneti jelben előforduló domináns váltakozójel –a búgófeszültség- frekvenciáját). Az 1F1U1Ü kapcsolásnak tápegységek esetén nincs gyakorlati jelentősége, mivel az előállított egyenfeszültség hullámossága túl nagy, ami elektronikai alkalmazásokban általában nem megengedett. Ilyen kapcsolásokat csak a kapcsolóüzemű nagyfrekvenciás tápegységekben alkalmazunk.

5.1.1.1. 1F2U2Ü kapcsolás (Greatz) A kapcsolás a jellemző feszültség és áramirányokkal:

Iki

D1 Működés: + iC Amennyiben a szekunder feszültség pillanatértéke D2 (bármely irányban) nagyobb, mint a kondenzátor Upr Uki Us C D4 feszültség+ két dióda nyitóirányú feszültsége, akkor a D3 diódákon áram folyik a kimenet és a kondenzátor felé. Az ábrán bejelölésre került a két félperiódusban folyó áram útja (pontvonal és szaggatott vonal). Figyeljük meg, hogy a transzformátor szekunder oldalán az áram egy periódus alatt két különböző irányban folyik (2U). Az áramvezetésben dióda párok vesznek részt. A szekunder feszültség ábra szerinti pozitív félperiódusában a D1-D4 diódapáros vezet(het), a másik félperiódusban a D2-D3 diódapáros. A diódák akkor vezetnek, amikor fennáll, hogy az us(t)>uc(t)+2UD, ahol UD a dióda nyitásához szükséges feszültség, uc a kondenzátor, us a transzformátor szekunder tekercs pillanatnyi feszültsége. Ez az állapot a hálózati feszültség csúcsfeszültségének közelében áll fenn, időtartamát pedig több tényező együttesen szabja meg, pl. kondenzátor nagysága, terhelőáram nagysága, szekunder feszültség, stb. Nagyobb terhelőáramok esetén nem lehet elhanyagolni a transzformátor ohmos ellenállását és egyéb az áram útjában mérhető ellenállást sem, ami hatással lesz a kimeneti jelalakra is. Jellemző jelalakok: Az uki1 görbe arra az esetre vonatkozik, ha nem vesszük figyelembe a transzformátor ohmos ellenállásának és a terhelésnek a hatását a kimeneti feszültségre, míg az uki2 a fentiek figyelembevétele esetén kapott (a valóságnak megfelelő) kimeneti jel. D2-D3 vezet D1-D4 vezet D1-D4 vezet A vezetési időket úgy tudjuk meghatározni, uki1 ha figyelembe vesszük, hogy állandósult uki2 állapotban a kondenzátor töltő és kisütő Uki áramának egyensúlyban kell lennie, mert egyébként változna a kimeneti feszültség. usz

ezen belül is t2 ideig a dióda táplálja a kondenzátort is és a terhelést is, t2-t3 időtartományban a terhelést a dióda és a kondenzátor együttesen táplálja. A t3-t4 időközben nem vezet egyik dióda sem, ekkor a kondenzátor szolgáltatja az energiát a terhelésnek: iki = −i

C

t4 2Û sz

iC kondenzátor áram

iD = iki + ic ,

t2 t3

t1

+ -

iD ÎD dióda áram

A kondenzátor értékének növekedésével csökken a dióda vezetési ideje, ami az áramcsúcs növekedésével jár (a terhelés szabja meg az áramot, így rövidebb idő alatt kell bevinni ugyanakkora töltést), amely tovább torzítja a kimeneti feszültséget. Általában valamilyen korrekcióval vesszük figyelembe a fenti hatásokat. A t1-t3 időközben vezet valamelyik dióda páros, ekkor:

+

ID=Iki/2 -


73


A kimeneti feszültség nem változik, ha fennáll, hogy: t2

t4

t1

t2

∫ iC dt = ∫ iC dt

Egy félvezető diódára jutó záróirányú feszültség (UDRmax) az ábra alapján, ha elhanyagoljuk a szekunder feszültség változását (Uso az üresjárási szekunder feszültség effektív értéke): U DR max =

2 2U so = 2U so 2

Helyettesítsük a terhelést egy ohmos ellenállással, amelynek értéke: Rt =

U ki I ki

Helyettesítsük a transzformátor paraméterekre gyakorolt hatását a szekunder oldalra redukált ohmos ellenállással: Rtr = Rsz + a 2 R pr

ahol

a Rsz Rpr

,

a transzformátor áttétel szekunder tekercs ellenállása primer tekercs ellenállása

Ismétlődő (periodikus) csúcsáram:

U kio IˆD = , ahol Ukio a terheletlen kimenet feszültsége Rt Rtr A periodikus csúcsáram a kapcsolás üzemszerű működése során minden periódusban fellép. Bekapcsolási (aperiodikus) csúcsáram (energiamentes kondenzátor mellett): I D max =

Uˆ sz Rtr

Az aperiodikus csúcsáram tranziens jelenség és előfordulásához több tényező együttes fennállása kell. Biztonsági okokból azonban úgy vesszük figyelembe, mintha minden bekapcsoláskor fellépne. Az összefüggésből látható, hogy a bekapcsoláskor esetleg fellépő maximális áramot csak a transzformátor primer és szekunder ohmos ellenállása korlátozza, ezért ez egy jelentős áram lehet. Tovább ront a helyzeten, ha nagyobb kondenzátort alkalmazunk szűrésre, mert ekkor hosszabb ideig is fennáll az aperiodikus csúcsáram, amely megszólaltathatja a túláram védelmet. Ennek elkerülésére előfordul, hogy külső kis értékű ellenállást iktatunk be a kondenzátor és az egyenirányító közé, bár ez növeli a veszteséget, de korlátozza az áramot. A kimeneti egyenfeszültség tartalmaz váltakozófeszültségű komponenseket is. A búgófeszültség (egyes szakirodalmakban brumm feszültség) periodikus, de nem szinuszosan periodikus váltakozó feszültség.

Búgófeszültség csúcsértéke ( ): I ⎛ R ⎞ Uˆ B = ki ⎜1 − 4 tr ⎟ 2Cf B ⎜⎝ 2 Rt ⎟⎠ , A domináns a búgófeszültség alapharmonikusa (fB), amelynek frekvenciája az ütemszámtól (Ü) és a hálózati frekvenciától függ: f B = Üf hálózati

A kondenzátor kapacitásának növelésével a búgófeszültség csökkenthető (a feszültség hullámalakja simítható), azonban ez a diódák vezetési idejének lecsökkenéséhez és a periodikus csúcsáram növekedéséhez vezetne, amelynek hátrányait korábban tárgyaltuk. A kondenzátort a fentiek miatt egy megadott hullámosságra méretezik (tipikus és a gyakorlatban bevált méretezési érték, hogy a búgófeszültség csúcsértéke 5%-a a névleges kimeneti feszültségnek).


74


5.1.1.2. 1F1U2Ü kapcsolás (középpont-kapcsolás) A transzformátor szekunder tekercse két egyforma Iki D1 iD tekercsből áll, amelyek egymással ellentétes + fázishelyzetű feszültséget hoznak létre. (Az ábrán U sz látható fekete pontok a tekercselés kezdeti pontjait iC Uki C jelölik, az ellentétes tekercselési irányok miatt alakul Upr Usz ki a 180°-os fázisforgatás.) A vezetésben mindig egy dióda vesz részt, de a kialakuló jellemző feszültségek D2 és áramok megegyeznek az 1F2U2Ü kapcsolásoknál tárgyaltakkal. A különbség van azonban az egy diódára jutó záróirányú feszültségben, amely kétszer akkora, mint az előző kapcsolásnál volt. U DR max = 2 2U so

Az alapvető eltérés a transzformátor terhelésében van, mivel ebben az esetben egy szekunder tekercset csak fél periódus ideig terhelünk árammal.Bár a kapcsolás kevesebb félvezetőt igényel, a transzformátor kialakítása gyártásigényesebb.

Kisteljesítményű egyenirányító kapcsolások paraméterei ( ) Kapcsolás Transzformátor típusteljesítmény Pt, [VA] Búgófrekvencia fB, [Hz] Búgófeszültség UB,[V] Kimeneti feszültség Uki,[V] Diódák záró irányú feszültség igénybevétele UBR,[V] Transzformátor szekunder feszültsége Usz,[V] Diódák névleges nyitóirányú árama IF,[A] Max. kimeneti egyenáramú terhelés Ikimax,[A] Szekunder áram Isz, [A] Puffer kondenzátor értéke 5% búgófeszültség esetén CB,[F] Puffer kondenzátor feszültség igénybevétele UC,[V]

1F1U1Ü 1.73Pki fbe 0.05Uki ~1.2Usz 2√2Usz ~0.8UkiKu Iki (0.3…0.6)IF ~2.1Iki ~0.25Iki/UBfB √2Usz

1F1U2Ü 1.48Pki 2fbe 0.05Uki ~1.25Usz 2√2Usz ~0.8UkiKu 0.5Iki (0.6…1.5)IF ~1.1.Iki ~0.2Iki/UBfB √2Usz

1F2U2Ü 1.24Pki 2fbe 0.05Uki ~1.25Usz √2Usz ~0.8UkiKu 0.5Iki (0.6…1.5)IF 1.57Iki ~0.2Iki/UBfB √2Usz

Megjegyzés: Tájékoztató táblázat tapasztalati értékek alapján. A váltakozó mennyiségek effektívértékek. A Ku biztonsági tényező értéke =1,1..1,2. Az adatok 60 C° mag-hőmérsékletre vonatkoznak.

5.1.2. AC-DC átalakítók elemei Az egyenirányítók a fenti blokkséma alapján a diódás (esetleg tirisztoros egyenirányítókon kívül egyéb passzív elemeket is tartalmaznak, amelyek hatása a kimeneti jellemzőkre nem hanyagolható el. (Egy ilyen hatást már tárgyaltunk a kimeneti jelnél, ha figyelembe vesszük az egyenirányító-körben fellépő ohmos ellenállások hatását a kimeneti jelre.)

5.1.2.1. Egyenirányító transzformátorok Az elektronikára elsősorban jellemző kisfeszültségű és kisteljesítményű alacsony frekvenciás transzformátorok leggyakoribb típusai: Típus Toroid transzformátor Szalagmagos transzformátor Lemezelt (EI) transzformátor

Jellemzők Körvasmagos kialakítás, ami alacsony mágneses ellenállást jelent. Alacsony veszteség (szórás), kis gerjesztési igény, nehéz tekercselés, különösen kisteljesítményű transzformátoroknál A mágneses domainek beállítása az alacsony mágneses ellenállás érdekében speciális hengerléssel a fluxus irányába történik. Jó hatásfok, nagy gerjesztés, könnyen szerelhető, de különösen gondos illesztést igényel a köszörült felületeken. E és I alakú lemezekből áll, páronként váltogatott összerakási iránnyal a mechanikai szilárdság és a résveszteség csökkentése érdekében. Az M-típushoz képest nagyobb teljesítmény kategória, de alacsonyabb hatásfok jellemzi.


75


Lemezelt (M) transzformátor

Az M középső száránál hasított lemezelés, amely nagyobb csévetestek behelyezését nem teszi lehetővé. Miután csak lemezenként egy helyen nyitott a vas, így alacsonyabb mágneses ellenállás jellemzi, mint az EI magot. Kis méret, jó hatásfok, könnyű tekercselhetőség, kis teljesítmény kategória.

A transzformátorok méretezési szempontjai: • A transzformátorok tekercselésére általában kettős zománc-szigetelésű rézhuzalt (Cuzz) használnak, amely egy adott hőmérsékletig biztosítja a transzformátor zárlatmentes működését. Az alkalmazott szigetelőanyagnak (esetleges impregnálásnak) megfelelően a transzformátorokat –a megengedett maghőmérséklet szerint- kategóriákba rendezik. Az elektronika transzformátorai általában a legalacsonyabb maghőmérsékleti (60 C°) kategóriába tartoznak. Ennek megfelelően a transzformátor belső veszteségeit úgy kell méretezni, hogy a tekercsek hőmérséklete ezt a hőfokot üzemszerűen ne lépje túl. A méretezéskor feltételezzük a transzformátor megfelelő elhelyezését (hűtés biztosítását). Zárt, dobozolt (esetleg árnyékolt) transzformátoroknál a rossz hűlési körülményeket is figyelembe kell venni. • További szempont a szekunder tekercs feszültségesése illetve az egész transzformátorra nézve a százalékos feszültségesés (drop) mértéke. Ez természetesen összefügg a veszteségekkel is. Ennek megfelelően kerül kialakításra a szekunder tekercs áramsűrűsége. • A primer tekercs áramsűrűségét elsősorban az elérni kívánt mágneses gerjesztés szabja meg. A transzformátor anyagától, kialakításától függő elérhető maximális gerjesztés alapján méretezzük a primer tekercset. • A tekercsek egymáshoz képesti elhelyezését befolyásolja az, hogy biztonsági transzformátorról van- e szó vagy sem. A biztonsági transzformátor esetén térbeli szétválasztással és kiegészítő szigeteléssel (háromrétegű szigetelés, elválasztó szigetelő, stb.) védekezünk az esetleges primerszekunder zárlat ellen. Ez azonban jelentősen csökkenti a rendelkezésre álló szabad helyet a tekercselés elvégzésére, így a transzformátorral elérhető maximális teljesítményt is. • A huzalátmérőket felülről korlátozza a tekercsek elhelyezésére rendelkezésére álló járom keresztmetszet és szerelési tér. A rézhuzalok és szigetelések, valamint a tekercsek fizikai megtartására szolgáló tekercstestek együttesen határozzák meg a megvalósítható tekercs méreteit.

5.1.2.2. Egyenirányító dióda Az egyenirányító diódák nagy periodikus csúcsáram-igénybevételre, de alacsony frekvenciára tervezett diódák. A kondenzátor miatt jelentős a bekapcsolási áramlökés is (aperiodikus áram). Jelentős áramterhelést kell elviselniük alacsony nyitóirányú feszültségesés mellett. Kialakításuk figyelembe veszi a hűtés körülményeit is. Gyakran a ház egyben az egyik csatlakozási pont is (anód vagy katód) a jobb hűtés érdekében. A diódák teljesítménytől függően hűtést igényelnek, amelyek lehetnek passzív hűtőbordás vagy mesterséges közeghűtés (levegő vagy folyadék). A diódák kialakításukban lehetnek egyedi vagy csoportos (monolitikus, pl. 1F Greatz-híd) kialakításúak, hengeres, szögletes vagy tárcsa kialakításúak. A diódákkal elérhető határadatok: max. záróirányú feszültség, kb. 3000 V, max. nyitóirányú áram 3500 A lehet, a bekapcsolási és kikapcsolási idejük ~10 µs. Egyedi gyors félvezetős túláram-védelem esetén jellemző paraméter a határterhelési integrál (∫i2dt érték), amely alapján a védelem méretezhető.

5.1.2.3. Szűrőkondenzátor Az egyenirányítókban alkalmazott szűrő-simító kondenzátorok feladata az egyenirányított jel hullámosságának csökkentése (simítás) és energiatárolás/leadás a fogyasztó felé, amikor a diódák nem vezetnek (bár ez is a simításhoz köthető). A kondenzátorokat nagy csúcsáramok terhelik (minél nagyobb a kapacitás, annál rövidebb ideig vezet az egyenirányító dióda, így annál rövidebb idő alatt kell a szükséges töltést felhalmozni, ami jelentős csúcsáramokhoz vezet). A csúcsáramok a kondenzátort fizikailag is terhelik (stressz), élettartamát csökkentik. A kondenzátor veszteségei miatt a nagy csúcsáramok a kondenzátor üzemi hőmérsékletét emelik. A simító kondenzátor az egyenirányítók kritikus eleme, mivel a szükséges nagy kapacitás csak nedves alumínium-elektrolit kondenzátorokkal érhető el, amelyek tulajdonságaikban azonban a kapacitást kivéve a leginstabilabb kondenzátorok közé tartoznak. A kondenzátorokat jelentős feszültség terheli, ráadásul ennek a feszültségnek nagy a váltakozó áramú tartalma is. Az egyfázisú egyenirányító kapcsolások esetén a kondenzátor feszültség igénybevétele: U Cn = 2U sz Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

76


A váltakozó áramú komponensek aránya a búgó-feszültség nagyságától függ. Általában 5-10%-os búgófeszültségre tervezik a kondenzátort, amely megfelelő simítást, de még elfogadható váltakozó áramú feszültség-tartalmat jelent a kondenzátor számára.

5.1.2.4. Túláram-védelem Az egyenirányító kapcsolások (és gyakran a tápegységek) tartós túláram-védelmét olvadóbiztosítókkal oldják meg. Az olvadóbiztosítók különböző kiolvadási karakterisztikával és sebességgel rendelkeznek (lomha, gyors). Az egzakt méretezésük a határterhelési integrál segítségével történik (∫i2t), azonban jó közelítéssel méretezhetjük az egyenirányító különböző paraméterei alapján is. Az F1 biztosító feladata a tápláló hálózat megvédése a tápegység hibájától. Méretezése: lomha biztosító esetén a periodikus csúcsáramra gyors biztosító esetén a bekapcsolási csúcsáramra.

F1

F2

F3

+ Uki

Upr

-

Az F2 biztosító opcionális, feladata a transzformátor védelme az egyenirányító és a tápegység hibájától. Méretezése: lomha biztosító esetén a periodikus csúcsáramra gyors biztosító esetén a bekapcsolási csúcsáramra. Az F3 biztosító a terhelésből származó túlterheléstől véd. A statikus védelem miatt általában lomha biztosítót használunk. Méretezése: az egyenirányító kapcsolás maximális kimeneti árama alapján: Ih≥1,1…1,2 Ikimax A túláram-védelem egy újabb módja, amikor a biztosítók helyett félvezető alapú túláram-védelmet alkalmazunk (pl. polyswitch eszközök).

5.1.2.5. Túlfeszültség-védelem A túlfeszültség lehet aperiodikus vagy periodikus. A külső forrásból származó aperiodikus túlfeszültség ellen a kapcsolás bemenetét félvezetős túlfeszültség levezető alkatrésszel védhetjük. Bár az alkatrész aktív elem a védelem módja miatt ezt passzív védekezésnek tekintjük.

L

Fázisvezető VDR2

VDR1

Nulla vezető

N VDR3

Jelölések: VDR=MOS-varisztor G= gázkisüléses cső

•

G Védővezető

A periodikus túlfeszültségek illetve egyéb forrásból (általában valamilyen kontaktorból származó túlfeszültségek hatásának enyhítésére ellenállásból és kondenzátorból álló csillapító áramkört alkalmazunk.

R C

R C

A terhelésből származó túlfeszültségek elleni védelemre –a védelem fokától függően- vagy Zener-diódás védelmet (a), vagy a sokkal gyorsabb és drasztikusabb gyors tirisztoros feszültség lehúzást (b, crowbar) alkalmazunk, amelynél egy áramkör vagy a túlfeszültségre és/vagy a túláramra egy gyors-tirisztort kapcsol be, amely nagy kiolvadási áramot indít a biztosító felé és az kiolvad, mielőtt a tápegység tönkre mehetne. + Tápfeszültség oldal

Terhelés oldal

+ Terhelés oldal

Tápfeszültség oldal

Érzékelő, gyújtó áramkörtől -

a)

b)


77


5.2. Stabilizált kimenetű DC-DC tápegységek jellemzői A kimeneti feszültség vagy áram stabilizálását végezhetjük visszacsatolást tartalmazó és visszacsatolást nem tartalmazó kapcsolásokkal. A visszacsatolást nem tartalmazó kapcsolás lehet egyszerű Zener-diódás analóg lineáris stabilizátor, amely alacsony stabilitási mutatókkal rendelkezik, általában alacsony terhelhetőség mellett, de történhet a visszacsatolás nélküli stabilizálás telítéses transzformátorok alkalmazásával kapcsolóüzemű tápegységekben. Jobb stabilitási paraméterek elérése érdekében azonban visszacsatolást is tartalmazó kapcsolásokat alkalmazunk. Jellemző kimeneti karakterisztikák

A kimeneti mennyiségtől, valamint attól függően, hogy a kimeneti áram zárlat vagy túlterhelés esetére korlátozva van-e, különböző kimeneti karakterisztikájú tápegységek lehetségesek: a) Állandó kimeneti feszültségű tápegység áramkorlátozás nélkül

Uki

Az Ukio a terheletlen kimenet kimeneti feszültsége, Rb a tápegység belső ellenállása. U ki = U ki 0 − I ki Rb

Ukio

Iki

Ideális karakterisztika

Ukio

Rb

Valóságos karakterisztika Uki=Ukio-IkiRb

Uki

Iki Cél az Rb csökkentése visszacsatolással elektronikus úton.

Jellemző stabilizálási paraméterek:

Su =

Si =

dU ki dU be

I ki = állandó

dU ki dI ki

U be = állandó

Bemeneti feszültség-érzékenység („line” stabilitás)

Terhelési érzékenység („load” stabilitás)

b) Állandó áramú tápegység

Uki

Cél: az Rb növelése elektronikus úton a stabilitás növelése érdekében. Iki

Az Ikiz a rövidzárási áram. I ki = I kiz −

Ikiz

U ki Rb

Rb

Su =

dI ki dU ki

dI ki dU be

Valóságos karakterisztika

Uki

Jellemző stabilizálási paraméterek: Si =

Ideális karakterisztika

Ikiz

Iki

Terhelési érzékenység („load” stabilitás) U be =állandó

Bemeneti feszültségváltozásra stabilitás („line” stabilitás) U ki =állandó

A szabályozott kimeneti áramú tápegységek jelentősége kisebb a gyakorlatban (néhány olyan esetben amikor a töltésbevitelt kell szabályozni akkor alkalmazzuk, pl. akkumulátortöltők, galván tápegységek, stb.), mint a szabályozott kimeneti feszültségű tápegységeké, ezért a továbbiakban csak a szabályozott kimeneti feszültségű tápegységekkel foglalkozunk.


78


c) Állandó kimeneti feszültségű tápegység áramkorlátozással

Uki

Az Ikiz zárlati kimeneti áram, Ih határáram. Cél: zárlat esetén a zárlati áram korlátozása az üzemszerűen megengedett maximális áram (határáram) függvényében.

1)

Ukio

Ih

Egyszerű túláramvédelem (Ikiz>Ih)

Iki A zárlat esetén fellépő veszteségi teljesítmény (Pdz=UbeIkiz) Ikiz3 Ikiz2 Ikiz1 lényegesen nagyobb, mint az üzemszerű működés alatt fellépő maximális veszteség (Pdmax=(Ube-Uki)Ih), így a szabályzó félvezetőt csak jelentős túlméretezéssel lehetne megvédeni. Ezt elkerülendő a kapcsolás tartósan zárlatban nem működhet, reteszelődő védelmet kell alkalmazni (pl. olvadóbiztosító). Az áram érzékelésére és a szabályozásra gyakran egy tranzisztor BE-átmenetét használjuk fel.

2)

Szabályozott kimeneti áram és feszültség karakterisztika (Ikiz≅Ih)

A szabályozott kimeneti feszültségű karakterisztika szabályozott kimeneti áramú karakterisztikába vált át (vagy fordítva). A veszteséget a zárlati esetre méretezik, mivel itt tartósan üzemelhet. (Pdmax=UbeIkiz). Speciális feladatoknál alkalmazzuk, pl. folyamatos üzemű akkumulátortöltő (konstans áramú töltés, a töltöttség elérése után csepptöltés konstans feszültségről az önkisülés megakadályozására).

3)

Visszahajló áram-karakterisztika (Ikiz
A zárlati áram jóval kisebb, mint a határáram, így a tápegység tartósan is üzemelhet zárlatban. A zárlat megszűnte után automatikusan visszaáll az eredeti üzemállapot. A veszteséget úgy méretezik, hogy az üzemszerű maximális veszteség és a zárlati veszteség közel azonos legyen. ⎛

⎞

⎝

U be ⎠

(U be − U ki ) ⋅ I h ≅ U be ⋅ I kiz ⇒ I kiz = I h ⎜⎜1 − U ki ⎟⎟ A védelem mind a kimeneti áramot, mind a kimeneti feszültséget figyeli és annak függvényében szabályozza le a kimeneti áramot. Egy további megoldás a teljesítményszabályozás, amikor a kimeneti feszültség helyett a be- és kimenet közötti feszültségkülönbségre szabályozzuk a kimeneti áramot (úgy, hogy a veszteségi teljesítmény közel állandó legyen). Ezt a megoldást elsősorban monolitikus feszültség-stabilizátorokban alkalmazzák.

5.3. Analóg lineáris üzemű tápegységek Az analóg lineáris üzemű tápegységek jó stabilitási paraméterekkel, alacsony kimeneti zajjal és jó zavarelnyomással valamint alacsony hullámossággal rendelkeznek, azonban szabályozási elvüknek megfelelően hatásfokuk -elsősorban alacsony tápfeszültség tartományokban- rossz, akár 50 % alatti érték is előfordulhat. A tápegységek jelentős veszteségei hő formájában távoznak a rendszerből, amely a hűtés kialakításában jelent speciális követelményeket. Az utóbbi években a kapcsolóüzemű tápegységek, a monolitikus DC-DC konverterek elterjedése, megbízhatóságának növekedése, jelentősen visszaszorította alkalmazási körüket, bár jó linaritású, alacsony zajú alkalmazásokban nem helyettesíthetők. Gyakran alkalmazzuk őket kártyaszintű stabilizátorként és postregulátorként, kapcsolóüzemű tápegységek kimenetén, annak rosszabb linearítását kompenzálni.

5.3.1. Stabilizálási elvek Az analóg lineáris tápegységek általában egy elektronikusan szabályozható áteresztő elemet (teljesítmény tranzisztor vagy újabban inkább teljesítmény MOSFET) tartalmaznak. Ezt az áteresztő elemet a fogyasztóval sorba vagy párhuzamosan lehet elhelyezni.


79


5.3.1.1. Soros stabilizálás elve A stabilizálás vizsgálatánál helyettesítsük az áteresztő elemet egy változtatható ellenállással (Rs) és tekintsünk el a szabályozó elektronika saját fogyasztásától, valamint helyettesítsük a terhelést Ube egy változó ellenállással (Rt). Az Sz a különböző szabályzó elektronikákat helyettesíti.

Rs

Sz

Iki UREF

Uki

Rt

A szabályozó működése: U ki = U be

Rt Rt + Rs

Mind az Ube, mind az Rt változik. A terhelés növekedésére (Rt csökken és It nő, így a kimeneti feszültség csökkenne) az Rs ellenállást csökkentjük oly mértékben, hogy a kimeneti feszültség állandó maradjon a terhelés változás esetén is. Ugyanez játszódik le fordított előjellel terhelés csökkenés esetén is vagy ha nem a kimeneti terhelés, hanem a bemeneti feszültség változik meg. A rendszer dinamikai paraméterei attól függnek, hogy a szabályzókör milyen gyorsan tudja a soros elemet szabályozni a kimeneti terhelés, vagy a bemeneti feszültség impulzus-szerű változásaira. A szabályozás hatásfoka (ha feltételezzük, hogy a szabályzó áramkörök saját teljesítmény-felvétellel nem rendelkeznek, vagy elhanyagolható a kimeneti terheléshez képest):

η=

Pki U ki I ki U ki = ≅ Pbe U be I be U be

Az Ube feszültséget tehát minél közelebb kell választani a kimeneti feszültséghez, azonban figyelembe kell venni, hogy a szabályzás miatt szükség van egy minimális feszültségkülönbségre a két oldal között (min. 2-5 V), illetve, hogy a hálózati feszültség egy meghatározott tartományban változhat a szabványok szerint, ami a bemeneti feszültségben is megjelenik. Ezek alapján egy 5 V-os tápegységgel 50 %, vagy az alatti hatásfok érhető el (ami figyelembe véve a digitális elektronika nagyobb áramfelvételét is nagy veszteségi teljesítményt eredményez), míg 24 V-os tápegység esetén ez az érték felmehet 70-75 %-ra is. A kapcsolás legnagyobb hátránya –az alacsony feszültségtartományban rossz hatásfok mellett-, hogy a soros áteresztő elemként használt alkatrészek nagyobb valószínűséggel mennek tönkre zárlatban, mint szakadásban, ami azt eredményezheti, hogy a kimenetre a sokkal nagyobb bemeneti feszültség kerül. Ennek megakadályozására aktív túlfeszültségvédelmet célszerű a kimeneten alkalmazni. Zárlat esetén jelentős áram és veszteségi teljesítmény lép fel, ezért áramkorlátozást kell alkalmazni (egyszerű vagy visszahajló karakterisztikájú túláram-védelem).

5.3.1.2. Párhuzamos (shunt) stabilizálás elve A szabályozó működése: az RF egy fix értékű ellenállás. A Ibe R Iki F Is terhelés növekedésére (Rt csökken és It nő, így a kimeneti feszültség csökkenne) az Rs ellenállást növeljük (és ezzel a Uki Rt Sz U rajta átfolyó áramot csökkentjük) oly mértékben, hogy a Ube Rs REF kimeneti feszültség állandó maradjon a terhelés változás esetén is. Ugyanez játszódik le fordított előjellel terhelés csökkenés esetén is, vagy ha nem a kimeneti terhelés, hanem a bemeneti feszültség változik meg. Állandó bemeneti feszültség esetén a fix értékű RF ellenállás miatt a bemeneti áram állandó és így a terheléstől függetlenül mindig azonos áramot vesz fel. I be =

U be − U ki RF

I ki = I be −

U ki Rs

U ki = I ki Rt Rt Rt Rs RF = U be U ki = U be Rt Rt Rs RF + RF Rt + Rs Rt 1+ + Rs RF Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

80


Kimeneti terhelés változás esetén a kimeneti árammal ellentétes módon, de azonos értékben változtatjuk a párhuzamos áteresztő elem áramát. Ha a bemeneti feszültség változik (állandó kimeneti áram mellett), akkor is a párhuzamos áteresztő elem veszi fel vagy pótolja a hiányzó áramot. A szabályozás hatásfoka (ha feltételezzük, hogy a szabályzó áramkörök saját teljesítmény-felvétellel nem rendelkeznek):

η=

Pki U ki I ki U ki I ki = ≅ Pbe U be I be U be I ki + I s

Ha a kimenetet nem terheljük (Iki=0), akkor a hatásfok nulla lesz. A legjobb hatásfokot akkor érjük el, ha fix a kimeneti áram és értéke a maximális kimeneti érték, ekkor a hatásfok közel megegyezik a soros stabilizálás hatásfokával. Felhasználási területe: közel fix értékű kimeneti terhelés esetén alkalmazható jó hatásfokkal. Előnye, hogy a soros áteresztő meghibásodása nagy valószínűséggel nem okoz feszültségnövekedést a kimeneten, így túlfeszültség-védelem nem szükséges. Úgyszintén zárlatra kevésbé érzékeny, a zárlat megszűnése után az eredeti állapot automatikusan visszaáll. A stabilizálási elvnek megfelelően a ki- és a bemenet között kisebb feszültségkülönbséget kell tartani, így a hatásfok javulhat alacsony feszültségtartományban, bár ezt a változó áramterhelés esetén fellépő romlás ellensúlyozza. A gyakorlatban a soros stabilizálás elterjedtsége jelentősen nagyobb.

5.3.2. Visszacsatolás nélküli tápegységek A visszacsatolás nélküli tápegységek egyszerűbb igényeket elégítenek ki, mivel stabilitásuk alacsony. Általában egy félvezető karakterisztikájának nemlinearítását használják ki a stabilizáláshoz.

5.3.2.1. Zener-diódás stabilizátor Ibe

It

R Iz

Ube

Uz

Uki

A Zener-stabilizált tápegységeket részletesen az Elektronika I. fejezetben tárgyaltuk. A Zeneres stabilizátor párhuzamos stabilizátor kapcsolásnak felel meg. Uki=Uz

A kapcsolás érzékenysége (stabilitása): A bemeneti feszültség-érzékenység

Su =

dU ki dU be

≅ I ki =állandó

rdz rdz + R

A terhelési érzékenység

Si =

dU ki dI ki

= −rdz U be =állandó

A stabilitás alacsony rdz (a Zener dinamikus ellenállása) és magas R ellenállás értékeknél jó, amely azonban behatárolja a feszültségtartományt és a terhelhetőséget (az rdz a 6-8 V tartományban a legalacsonyabb, az ellenállás akkor nagy, ha kicsi a terhelő áram). A kimeneti feszültség hőmérsékletfüggése a Zener-dióda hőmérsékletfüggésétől függ (ez is 6-8 V tartományban a legalacsonyabb).

5.3.2.2. Növelt áramterhelésű Zener-diódás stabilizátor Ibe It R Iz

Uz

kimeneti

Uki=Uz-UBE Itmax≅ICmax

UBE

Ube

A Zener-diódás stabilizátor kapcsolás stabilitása és terhelhetősége növelhető egy tranzisztoros kiegészítéssel:

Uki


81


A kapcsolás érzékenysége (stabilitása): a) A bemeneti feszültség érzékenység (line stabilitás): ∆U ki = ∆U z − ∆U BE ∆U BE = 0 ( I t = I E = állandó ) Su =

dU ki dU be

≅ I ki = állandó

rdz r ≅ dz rdz + R R

A bemeneti feszültség érzékenység, gyakorlatilag nem változik, mert Iki állandó (így a tranzisztor bázisárama is állandó) és a tranzisztor UCE feszültségének visszahatása az UBE feszültségre elhanyagolhatóan kicsi. A stabilitást csak a Zener-feszültség változása határozza meg (éppen emiatt gyakran alkalmaznak ellenállásos Zener táplálás helyett áramgenerátoros megoldást, pl. az ellenállást nem a kollektorra, hanem az emitterre kötik). Ha feltételezzük, hogy a bemeneti feszültség nő, akkor: ∆Ube↑⇒ ∆UR↑⇒ ∆IZ↑⇒ ∆UZ↑ (=∆Uberdz/(rdz+R))⇒ ∆Uki↑(=∆UZ) a kimeneti feszültség nő.

b) Kimeneti áram (terhelés) érzékenység (load stabilitás): ∆U ki = ∆U z − ∆U BE ∆U ki = −rdz Si =

dU ki dI ki

∆I ki ∆I r +r − rBE ki = −∆I ki dz BE B B B =−

U be =állandó

rdz + rBE B

A terhelési érzékenység csökken, de még mindig elég nagy. Lényegesen javítani csak visszacsatolással lehet. Ha feltételezzük, hogy a kimeneti áram nő, akkor: ∆Iki↑⇒ ∆IE↑⇒ ∆IB↑ (=∆IE /B) ⇒ ∆IZ↓⇒ ∆UZ↓ (=∆Ikirdz/B)⇒ ∆Uki↓(=∆UZ)⇒ ∆UBE↑ (=∆Iki rBE/B) ) ⇒ ∆Uki↓(=∆UBE), azaz a kimeneti feszültség csökken. A kimeneti feszültség hőmérsékletfüggése, a sokkal hőmérsékletfüggőbb tranzisztor miatt romlik. Lehetőség van a stabilitás rovására javítani a hőstabilitást, ha a Zener diódával sorba kötünk egy ugyanolyan hőmérsékleti együtthatójú diódát, mint az a tranzisztornak volt. Így eredőben a Zener hőmérsékletfüggését kapjuk vissza.

5.3.3. Visszacsatolt tápegységek A visszacsatolást tartalmazó tápegységek esetén a kimeneti feszültség (vagy azzal arányos feszültség) és egy referencia feszültség összehasonlításából nyert hibajel alapján szabályozzák a beavatkozó szerv működését (analóg tápegységeknél az áteresztő elemet vezérlik, míg kapcsolóüzemű tápegységeknél a PWM, PFM vagy egyéb modulátor működésébe avatkoznak be). Az alábbiakban a szabályozott üzemű analóg lineáris tápegységek tulajdonságait vizsgáljuk. A szabályozott üzemű analóg lineáris tápegységek elvi felépítése: Az α a kimeneti feszültség-leosztási arány: referencia-feszültség 0≤α≤1. előállító Az áteresztő elem lehet tranzisztor vagy teljesítmény MOSFET. A MOSFET előnyeit alacsony kimeneti feszültségű tápegységeknél I0 nem lehet kihasználni, mert a vezérlésükhöz Ube viszonylag magas feszültséget igényelnek (max. 10 V), így a kimenet és a bemenet közötti feszültségkülönbség (drop out) nagy lenne, ami UREF jelentős veszteségi teljesítményt eredményezne. A szabályzókör az UREF=αUki összefüggésre szabályoz.

kimeneti feszültség érzékelő

áteresztő elem

αUki

Uki

Hibajelképző/erősítő


82


A kimeneti feszültség: U ki =

U REF

α

Az összefüggésből látható, hogy a kimeneti feszültség Uki≥UREF lehet csak! UREF-nél kisebb feszültségek akkor állíthatók elő, ha nem a kimeneti feszültséget osztjuk le, hanem a referencia feszültséget (ekkor az Ube áramkör az αUREF=Uki értékre szabályoz): U ki = αU REF

I0 Uki UREF

(Megjegyzés: egy lépésben csak akkor lehet a teljes bemeneti feszültségtartományt átfogni, ha a kapcsolás nullpontját a referencia feszültség értékével negatív irányban eltoljuk.)

αUREF

A követő szabályozás hibája (eltérés az elméleti értéktől: (U REF − αU ki ) A = U ki + U BE ⇒ U ki =

U REF A U BE U U − ≅ REF − BE 1 + αA 1 + αA 12 α3 { αA elméleti

hiba

Az „A” a hibajel-erősítő erősítése. Az erősítés növelésével a statikus hiba csökkenthető, de a kapcsolás dinamikai tulajdonságai romlanak. A szabályozás hibájának kiszámításához tételezzük fel, hogy a kimeneti áram ∆Iki értékkel megnőtt. Az áteresztő tranzisztor BE feszültsége is megnő ∆UBE≅∆IkirBE/B értékkel és a kimeneti feszültség egy ∆Uki=∆UBE értékkel lecsökkenne, ha nem lenne szabályozás. − α∆U ki A = ∆U ki + ∆U BE ⇒ ∆U ki = −

Si =

∆U ki ∆I ki

=− U be = állandó

∆I ki rBE B (1 + αA)

rBE B(1 + αA)

Ez az érték sokkal kedvezőbb, mint a visszacsatolás nélküli kapcsolásokban kapott érték. A kimeneti feszültség a bemeneti feszültség változására kevésbé érzékeny, ha jól stabilizált referencia feszültségforrást (lehetőleg áramgenerátoros táplálású, hőmérséklet kompenzált) alkalmazunk.

5.3.3.1. Aktív túláramvédelem Az olvadóbiztosítóval történő túlterhelés-védelem lassú és reteszelődő jellegű, így a rövid ideig fennálló túlterhelések ellen nem véd. A tápegységeknél általában a túláram, túlfeszültség és a maximális veszteségi teljesítmény (túlmelegedés) ellen alkalmazunk aktív félvezetős védelmet. A leggyakoribb ezek közül is a túláramvédelem. A túláramvédelem lehet egyszerű határolós jellegű vagy visszahajló, amennyiben zárlat miatt fellépő túlterhelés után automatikus visszaállást akarunk.

5.3.3.1.1.

Egyszerű (határolós) túláramvédelem

Az egyszerű védelem esetén egy tranzisztor BE átmenetének tulajdonságait használjuk ki a megengedettnél nagyobb áram kialakulásának megakadályozására. Uki

Karakterisztikája: Az Ih a határáram, amely áramnál a védelem „megszólal”, az Iz a zárlati áram, Rsc a tápegység áramát érzékelő ellenállás, T2 a túláram-védelmet ellátó tranzisztor.

Ukio

Ih

Iz

Iki

A határáram általában egy szűk tartományban változhat, mivel a tranzisztor tulajdonságait a hőmérséklet befolyásolja.


83


Kialakítása, működése: T2

T1

Rsc

Iki

IB1 IC2

UCE2

UBE2 Uki

A kimeneti áram az Rsc ellenálláson feszültségesést hoz létre. Ez a feszültség egyben megegyezik a T2 tranzisztor UBE feszültségével. Amikor a feszültség megközelíti a tranzisztor nyitásához szükséges feszültséget (UBEh), akkor a T2 elkezd kinyitni és egyrészt csökkenti a T1 bázisába jutó áramot és ezzel a T1 áramát, másrészt az UCE2 csökken és ezzel kezdi lezárni a T1 tranzisztor BE átmenetét. Az egyensúlyi állapot ott áll be, amikor fennáll az I ki max = I h =

A meredek karakterisztika miatt kis kimeneti áramváltozásra (és egyben BE feszültségváltozásra) jelentős IC2 változás következik be. Jellemzően UBEh≅0.6 V egy szokásos tranzisztornál. A tranzisztor bemeneti karakterisztikájából következik, hogy az áram növekedésével nő az UBE feszültség is, így a határáram kisebb, mint a zárlati áram. A határáram értékét a hőmérséklet is befolyásolja. Az egyszerű áramhatárolás hátránya, hogy zárlatban nagy veszteségi teljesítmény keletkezik az áteresztő elemen, ezért így tartósan nem üzemelhet, vagy jelentősen túl kell méretezni az áteresztő elemet.

IB2 (IC2)

UBE2

UBEh

U BEh Rsc

5.3.3.1.2.

Visszahajló áram-karakterisztikájú túláram-védelem

A visszahajló karakterisztikát úgy tudjuk elérni, hogy az UBE nemcsak az érzékelő ellenálláson eső feszültségtől (és így a kimeneti áramtól), hanem a kimeneti feszültségtől is függ.

Jellemző karakterisztika: Uki A határáram és a zárlati áram jelentősen eltérhet egymástól, így zárlatban a veszteségi teljesítmény korlátozható, az áramkör tartósan zárlatban üzemelhet, majd a zárlat megszűnte után az eredeti állapotban dolgozik tovább a tápegység.

Ukio

Iz

Iki

Ih

Gyakorlati megvalósítás:Legyen az R1-R2 osztó árama sokkal nagyobb, mint a T2 tranzisztor bázisárama! Így felírhatjuk: Rsc

T1 R1

IB1

(U ki + I ki Rsc )

Iki

UBE2

IC2

T2 R2

I ki =

Uki

R1 + U BE 2 = I ki Rsc R1 + R2

R1 +U BE 2 R1 + R2 ⎛ R1 ⎞ ⎟ Rsc ⎜⎜ 1− ⎟ ⎝ R1 + R2 ⎠

U ki

=

U ki R1 U BE 2 ⎛ R ⎞ ⎜⎜1 + 1 ⎟⎟ + Rsc R2 Rsc ⎝ R2 ⎠

I kih =

U ki R1 U BEh ⎛ R ⎞ ⎜⎜1 + 1 ⎟⎟ + Rsc R2 Rsc ⎝ R2 ⎠

I kiz =

U BEh ⎛ R ⎞ ⎜⎜1 + 1 ⎟⎟ Rsc ⎝ R2 ⎠ U

ki = 0

Az R1/R2 aránnyal tetszőleges zárlati áram és határáram beállítható, bár nem függetlenül egymástól.

5.3.3.2. Diszkrét félvezetővel felépített tápegységek Diszkrét félvezetőkkel vagy egyszerűbb tápegységeket, vagy speciális tápegységeket építünk, mivel a leggyakoribb tápfeszültségekre és áram igényekre rendelkezésre állnak monolitikus analóg tápegység Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

84


áramkörök vagy DC-DC konverterek, amelyek kisszámú külső alkatrészigény mellet kitűnő stabilitási tulajdonságokkal és hatásfokkal rendelkeznek.

Egy lehetséges egyszerű kapcsolás és működése: T1 Io Ube

R3

R2

R1 T2

P T3

C Uz

Uki

αUki R4

D

Az R1 ellenállás a T2 tranzisztor meghajtó bázisáramát szolgáltatja. A C kondenzátor az R1 ellenállással egy aluláteresztő szűrű kapcsolást képez a bemeneti jelben levő zavarok és felharmonikusok szűrésére. A T1 és T2 tranzisztor Darlington kapcsolást alkot a nagyobb áramterhelhetőség érdekében. A referencia feszültséget az R2-D áramkör állítja elő. A kimeneti feszültséget az R3, R4, P feszültségosztó áramkör csatolja vissza állítható visszacsatolási tényezővel (a tartomány az ellenállások beállításával határozható meg.).

Tételezzük fel, hogy a kimeneti áram csökken, így a kimeneti feszültség nőne. Akkor a T3 tranzisztor árama megnő és áramot vesz el a T1 bázisától és így csökkenti annak nyitását, azaz az emitter áramot, így a kimeneti feszültség megtartja értékét. Amennyiben a kimeneti feszültség csökken, akkor a T3 vezetése is csökken és több áram jut a T1 bázisába, ami növeli a tranzisztor nyitását és növeli a kimeneti feszültséget. A hibaerősítő (T3 tranzisztor) erősítése kicsi, de ez növelhető differenciál erősítő alkalmazásával. A hőmérsékletkompenzált referencia feszültségforrás nehezen valósítható meg diszkrét alkatrészekkel, amely növeli a kapcsolás hőmérsékletfüggését. Nagyobb kimeneti áramterhelés esetén további tranzisztorok köthetők Darlington kapcsolásba. Diszkrét alkatrészekből felépített tápegységre számos kapcsolás áll rendelkezésre, de a fent vázolt alapelv változatlanul fellelhető bennük.

5.3.3.3. Változtatható kimenetű integrált vezérlővel felépített tápegységek A tápegységek az elektronika egyik leggyakrabban alkalmazott áramkörei, így az általános blokkséma alapján működő, integrált kivitelű tápegységek már a kezdeti időkben megjelentek. A szokásos tápfeszültségek viszonylag kis száma miatt elterjedtek a fix-feszültségű tápegységek, de alkalmanként szükség van változtatható kimeneti feszültségű feszültségforrásokra is (nemcsak tápegység célokra).

Egy jellegzetes áramkör blokksémája: +Ut hibajel-erősítő áteresztő elem kompenzáció UREF

Inv

Uc Uki

NInv referencia feszültség előállító

Uz CL CS áramhatároló

A változtatható kimeneti feszültségű stabilizátor ugyanazokat a fő egységeket tartalmazza, mint a diszkrét elemekkel felépített stabilizátor, azonban minden főbb egységének ki- és bemeneti pontja hozzáférhető. A szükséges külső alkatrészek száma jelentősen kevesebb, mint az a diszkrét kapcsolásoknál szükséges, de több mint az integrált fix kimeneti feszültségű típusoknál.

Jellemző paraméterek (tájékoztató adatok, ): Az integrált tápegység-vezérlő áramkörök egy jellegzetes alaptípusa a 723-s -széles körben gyártott- sorozat. Bár megjelenése óta sok évtized telt eltelt és új típusok is megjelentek, felépítésükben és részben paramétereikben is nagyon hasonlóak az alaptípushoz. Ikimax=150 [mA] Pdmax=660 [mW] Kimeneti feszültség-tartomány: 2
85


Két jellemző alapkapcsolás: +Ut Ut

Uc

UREF

Uki CL

NINV

CS INV UZ

R1 R2 GND

+Ut

Uki
Uki>UREF Ut

Rsc

R3 NINV

C

Comp

Rsc

Uki CL CS INV UZ

UREF Uki

Uc

GND

a)

Comp

R1

Uki

R2 C

b)

a) UREF-nél kisebb kimeneti feszültség (Iki≤Ikimax) Az egyszerű áramhatároló 0.6 V/Rsc értéknél határol. A C kapacitás feladata a nagy nyílthurkú erősítésű hibaerősítő gerjedésének megakadályozása

A kimeneti feszültség: U ki = U REF

R2 R1 + R2

A kimeneti feszültség állítható maximálisan a 2V…UREF tartományban, ha az R1, R2 feszültségosztót részben vagy teljesen potenciométerre cseréljük ki.

b) UREF-nél nagyobb kimeneti feszültség (Iki≤Ikimax) ⎛ R ⎞ A kimeneti feszültség: U ki = U REF ⎜⎜1 + 1 ⎟⎟ R2 ⎠ ⎝

A kimeneti feszültség állítható az UREF…40V tartományban, ha az R1, R2 feszültségosztót részben vagy teljesen potenciométerre cseréljük ki.

5.3.3.4. Monolitikus integrált tápegységek A leggyakoribb pozitív és negatív feszültségekre különböző áramtartományokban gyártanak fix kimeneti feszültségű integrált tápegységeket. Ennek megfelelően ezek az áramkörök általában három csatlakozó lábbal rendelkeznek csak (be- és kimeneti, valamint közös láb). Az áramkörök előnye az alacsony külső alkatrész igény, a kézben tartható és jó stabilizálási paraméterek, széles beépített védelmi lehetőségek. A leggyakoribb feszültségek: ±5, ±6, ±9, ±12, ±15, ±18, ±24 V. A leggyakoribb áramkategóriák, amelyre integrált tápegység áramköröket gyártanak:0.1; 0.5; 1.5; 2.2; 3;10 A A nagyteljesítményű tápegységek általában hibrid kivitelűek. Leggyakoribb beépített túlterhelés elleni védelmek: túláram, túlmelegedés, UZ túlterhelés (veszteségi R2 R1 teljesítményre). A belső védelmek egyik célja, hogy az áteresztő elemet Rsc a biztonságos működési BE KI tartományában (SOA) tartsák UBE2 I0 I2 bármely üzemállapotban. Az áramkör belső felépítése követi az analóg tápegységek általános blokksémáját. Egy tipikus tápegység áramkör belső felépítése (egyszerűsített áramköri rajz): Külső alkatrészként általában csak járulékos ki-és bemeneti búgó

Ube

UREF

αUki

Uki

I1 KÖZÖS


86


feszültség elleni szűrőkondenzátorokat és a hibajel erősítő nagyfrekvenciás kompenzálására alkalmazott kompenzációs kondenzátor szükséges. A nagyobb hibaerősítés miatt egy vagy többfokozatú differenciál-erősítőt alkalmaznak és a visszahajló áramkarakterisztikát az áteresztő tranzisztor megengedett veszteségi teljesítményéhez alakítják ki. U ki =

U REF

α

A határáram attól függ, hogy a ki – és bemenet között mekkora a feszültségkülönbség: a)

∆U
A Zener az áramhatároló ágban nem nyit ki és a kapcsolás úgy működik, mint egy egyszerű áramhatároló: Ih =

b)

U BE 2 RSC

∆U>UZ, a Zener dióda kinyít és csökkenti a megengedett kimeneti áramot

Az áramhatárolás konkrét értéke tehát függ a feszültségkülönbségtől, közvetve a veszteségi teljesítménytől.

Uki

A be és a kimenet között egy minimális feszültségkülönbséget tartani kell a szabályozó megfelelő működése érdekében, ami egy állandó veszteséget eredményez (különösen jelentős ez alacsony kimeneti feszültség esetén!).

5.3.3.4.1.

Ih, ha (Ube-Uki)
Ukio

Iki

Iz

A stabilizátor külső alkatrészei

Az áramkör kialakítása olyan, hogy minimális külső alkatrészre van szükség. A szükséges külső alkatrészek általában kondenzátorok, amelyek nehezen integrálhatók. A C1 és C2 kondenzátorok a belső gerjedés megakadályozására szolgáló frekvencia-kompenzáló kondenzátorok (nF nagyságrendűek). A C3 kondenzátor szűrő - simító feladatokat lát el (1001000 µF nagyságrendű).

D2 BE Ube

KI

KÖZÖS

D1

+

C2

C1

Uki

C3

A D1 és a D2 diódák alkalmazása általában kívülről nem szükséges, mivel a kapcsolások integrált formában tartalmazzák azokat. A D1 dióda célja a fordított polaritás elleni védelem, a D2 dióda akadályozza meg, hogy a kimeneten akár csak rövid időre is nagyobb legyen a feszültség, mint a bemeneten, mert akkor az áteresztő tranzisztor inverz üzembe kerül és könnyen tönkre mehet.

5.3.3.4.2.

Kettős tápegység kialakítása

Gyakori feladat kettős tápegység kialakítása az elektronikában különösen a kettős tápegységről működő analóg áramkörök tápellátásához (pl. műveleti erősítők, egyéb erősítők). A feladat megoldható két ellentétes polaritású monolitikus tápegység felhasználásával illetve elérhető egy tokban gyártott kettős tápegység áramkörrel is. Külön áramkörök alkalmazásánál különösen fontos a közös ág kialakítása a galvanikus csatolások és a zavarok minimalizálása érdekében.

Ube +

BE

KÖZÖS

KÖZÖS -

BE

Uki +

KI

KI


+

+

-

87


5.3.3.4.3.

Áramterhelés növelése ITr

Ube +

UBE

Iki

IST BE

RSC

KI

KÖZÖS

+

Uki +

A tápegységek beépített túláram-védelmei lekorlátozzák a tápegységből kivehető áram nagyságát. Külső áramkörökkel ez az áramérték megnövelhető anélkül, hogy a feszültség stabilitása változna. A külső áramkörök alkalmazása miatt azonban a hatásfok romlik, a zárlatvédelem a külső áramkörökre megszűnik.

A kapcsolás működését két részre lehet bontani attól függően, hogy a terhelő áram kisebb vagy nagyobb, mint az Ih áram: Ih >

U BE RSC

a) Ha IkiIh , akkor vezetni kezd a külső tranzisztor is és az áramnak az Ih-nál nagyobb részét a PNP tranzisztoron keresztül vezeti a kimenetre: I Tr = I ki − I h

Az áram nagyságát a stabilizátor védelmei nem korlátozzák, így könnyen túlterhelődhet. Külső védelmeket be lehet építeni, de akkor a hatásfok tovább romlik a szükséges ki- és bemenet közötti feszültségkülönbség miatt.

5.3.3.4.4. Ube +

BE

Kimeneti feszültség megváltoztatása A monolitikus tápegységeket fix feszültségre tervezték, de speciális esetekben a feszültség a stabilitási paraméterek romlása mellett megváltoztatható minimális külső alkatrész felhasználásával

KI

KÖZÖS UZ

+

Uki UST

A kimeneti feszültség: U ki = U ST + U Z

5.3.4. Tápegységek különleges kapcsolásai 5.3.4.1. Négyvezetékes tápegységek Tápegység +Uki +Us -Us

Ha a terhelés a tápegységtől távolabb van és a vezeték impedanciája miatti feszültség változás nem hanyagolható el (pl. mérőbélyegek és hídba vagy félhídba kapcsolt szenzorok tápellátása, stb.), akkor alkalmazzuk a négyvezetékes megtáplálást.

Iki I=0 Rt I=0

-Uki Iki

A kimeneti feszültség szabályozása a szenzor bemeneteken (+Us és –Us) mért feszültségre történik, így az áramot szállító vezetékek impedanciájának nincs a tápfeszültséget befolyásoló hatása. A tápellátás és a felhasználási pont közötti távolság a pontosságot nem befolyásolja.


88


5.3.4.2.

Tápegységek soros kapcsolása

Az azonos határterhelésű tápegységek kapcsolhatók sorba, illetve eltérő határterhelés esetén figyelembe kell venni, hogy a legkisebb terhelhetőségű tápegység szabja meg az eredő tápegység tényleges terhelhetőségi mértékét.

5.3.4.3.

Tápegységek párhuzamos kapcsolása

Tápegységek a rendkívül kicsi belső ellenállásuk miatt általában nem kapcsolhatók párhuzamosan, mert egy kiegyenlítő áram túlterhelné az egységeket. Speciális, kívülről állítható referencia szintű tápegységek esetén van lehetőség a kismértékben eltérő belső ellenállás és az üresjárási kapocsfeszültségek kiegyenlítésére. Gyakorlatilag csak a master-slave (MS) üzemre kifejlesztett tápegységek alkalmasak párhuzamos kapcsolásra. +

+ M

Uki -

A diódák a kapcsolási tranziensek és a fordított polaritás ellen védenek.

+ -

S M

+ -

Uki S

+

M

-

S

+

M

-

+ + -

5.3.5. Analóg lineáris tápegységek jellemző paraméterei és karakterisztikái Jellemző paraméterek: Kimeneti feszültség tartomány A kimeneti feszültség driftjei (mV/C°, ppm/ C°,%/ C°) Max. kimeneti áram Kimeneti rövidzárlati áram Max. veszteségi teljesítmény és hőmérsékletfüggése „Line” és „load” stabilitási tényező Tranziens átvitel (bemeneti feszültségugrásra és kimeneti terhelés ugrásra) Búgófeszültség elnyomás Kimeneti zajfeszültség A) Uki

Kimeneti karakterisztika

B)

Transzfer karakterisztika

Uki

Ukio

Ukin

Iz

Ih

Iki Ubemin


Ubemax

Ube

89


D) A kimeneti hőmérséklet-függése

C) A kimeneti feszültség hőmérséklet-függése Uki Ukin (25C°)

Uki

karakterisztika Tmin 25 C°

Ukio

Tmax

Tmin

25 C°

Tmax

T [C°]

Iz

Ih

Iki

5.4. Kapcsolóüzemű tápegységek Az analóg lineáris tápegységek nagy hátránya az alacsony hatásfok, előnye a nagy linearítás, búgófeszültség és zavarelnyomás. A kapcsolóüzemű tápegységek jó hatásfokú tápegységek, de működési elvükből következően a kimeneti jel váltakozó áramú komponense nagyobb, mint az analóg lineáris tápegységeké. Sokkal magasabb követelményeket állítanak a félvezetőkkel szemben a kapcsolgatásból származó tranziensek (du/dt és di/dt) miatt és üresjárási tulajdonságaik is kedvezőtlenebbek, mint analóg társaiké. Míg a lineáris analóg tápegységek üresjárásban a legstabilabbak, addig a kapcsolóüzemű tápegységek üresjárásban ált. nem tudják tartani kimeneti feszültségüket, tehát egy minimális terhelést igényelnek. Nem hanyagolható el a kapcsolóüzemű tápegységek zavarhatása (EMI, EMC) a környezetre, amely a vezetett zavarok esetén szűrést, sugárzott zavarok esetén árnyékolást igényelnek. A kapcsolóüzemű tápegységeket alapvetően az különbözteti meg az analóg lineáris tápegységektől, hogy a beés kimenet közötti kapcsolat a teljes működési periódus alatt nem folyamatos.

Attól függően, hogy a betáplálási oldal felöl vagy a fogyasztói oldal felöl működtetjük őket lehetnek: • primer oldali kapcsolóüzemű tápegységek (más elnevezéssel transzformátoros leválasztású) • szekunderoldali kapcsolóüzemű tápegységek (más elnevezéssel transzformátor nélküli) A szekunder oldali kapcsolóüzemű tápegységek egy szokásos elnevezése: DC/DC konverterek.

5.4.1. Primer oldali kapcsolóüzemű tápegységek A primer oldali kapcsolóüzemű tápegységek általában nagyfrekvenciás transzformátort tartalmazó áramkörök, amelyeknél a beavatkozás a transzformátor primer oldalán történik. Gyakran alkalmazott megoldás, hogy a kapcsolás külön hálózati transzformátort nem tartalmaz (off-line converter), hanem közvetlenül egyenirányítva a hálózati feszültséggel tápláljuk a konvertert, mivel az életvédelmi leválasztást a nagyfrekvenciás transzformátor megoldja. A nagyfrekvenciás transzformátor lényegesen kisebb mérete miatt az áramkör mérete is csökken (a transzformátor mérete és az alkalmazott frekvencia között fordított arányosság létezik). Alacsonyabb DC bemeneti feszültségű kapcsolóüzemű tápegységhez természetesen hálózati transzformátoros egyenirányító szükséges.

A primer oldali kapcsolóüzemű tápegységek a szabályzási metódus alapján lehetnek: öngerjesztésűek külső gerjesztésűek Öngerjesztésű kapcsolóüzemű tápegységek esetén telítéses transzformátort használunk, míg külső gerjesztésű esetben a transzformátor üzemszerűen nem megy telítésbe. A telítéses transzformátorok nagy veszteségei és melegedése az elektronika számára kedvezőtlen. Az öngerjesztésű tápegység kevés elektronikát igényel, de a kimenőfeszültség nem stabil, míg a külső gerjesztésű jelentős mennyiségű félvezetőt igényel, de kimenő feszültség stabil. Az öngerjesztésű tápegységek jelentősége így egyre csökken a külső gerjesztésűekhez viszonyítva, amelyet a jó szabályozhatóság, nagyobb hőmérséklet- és paraméter függetlenség, egyre olcsóbb és jobb tulajdonságú elektronika és teljesítményelektronikai eszközök jellemeznek.


90


Általános blokkvázlatuk: Öngerjesztésű (G) AC

AC

+

A

DC

+

B

C

D Leválasztás

E Szabályozó

F

UREF

Külső gerjesztésű (H) Az öngerjesztésű megoldásnál a teljesítmény-kapcsolót (C) a telítéses transzformátor vezérli (G). A külsőgerjesztésű tápegység esetén a kapcsolást egy szabályozó egység (H) vezérli.

A blokkséma elemei: A hálózati oldali egyenirányító B szűrő-simító C teljesítmény-kapcsoló (tranzisztor vagy MOSFET) D nagyfrekvenciás vasmagos transzformátor E nagyfrekvenciás egyenirányító F nagyfrekvenciás simító-szűrő kapcsolás H Szabályozó egység: általában impulzus szabályzások (PWM vagy PFM). Leválasztás: transzformátoros vagy optocsatolós, lehet a szabályozó előtt vagy után, attól függően, hogy a szabályozó megtáplálása melyik oldalról történik. A kimenet lehet: egyenáramú (DC) vagy bizonyos feladatokra váltakozó áramú (AC) is. A primer oldali kapcsolóüzemű tápegységeket –a nagyobb kimeneti teljesítmény és a leválasztás miattáltalában ipari elektronikai célokra használják (motor hajtások tápjai, nagyteljesítményű tápegységek, nagyfeszültségű tápegységek, többszörös-kimenetű tápegységek, stb.)

A primer oldali (transzformátoros) kapcsolóüzemű tápegységek (mindkét működési elvű) lehetnek: Együtemű Záróüzemű Nyitóüzemű Kétütemű Ellenütemű Félhíd kapcsolású Hídkapcsolású A továbbiakban egy kapcsoláson keresztül megvizsgáljuk az öngerjesztésű kapcsolás alapvető működését, de elsősorban a külsőgerjesztésű megoldásokkal foglalkozunk. A tápegységek szokásos angol elnevezéseit is megadtuk a könnyebb eligazodás érdekében, mivel nagyon sok egységet nem a magyar elnevezésével illetnek.

5.4.1.1. Záróüzemű tápegység (flyback converter) Ube

+ Uki

+

-

Ube

+ Uki -

+

szabályozó leválasztó érzékelő (PWM) külső szabályozó egység Öngerjesztésű (telítéses transzformátoros)

Külső gerjesztésű (telítetlen transzformátoros)


91


Megjegyzés: a „•” jelzés a transzformátorok tekercs kezdeteit jelzik, amelyeknek az összetartozó feszültség irányoknál van nagy jelentősége.

Működés: Öngerjesztésű: a lezárt félvezetőn átfolyó maradékáram a primer tekercsben nagyon kicsi áramot hajt, aminek hatására kis feszültség indukálódik a segéd tekercsben. Ez a feszültség a tranzisztorra nyitó irányú hatást fejt ki, amelynek hatására még több áram folyik a tranzisztoron és így mintegy öngerjesztően a tranzisztor egészen telítődésig vezérlődik. A szekunder tekercsen ez idő alatt nem folyik áram, mivel az adott tekercselési irányok mellett a dióda le van zárva. A terhelés felé az áramot a kondenzátor tárolt energiája biztosítja. A telítésben vezető tranzisztor esetén a primer tekercsre konstans feszültség jut, ami az indukciós törvény szerint lineárisan növekvő áramot eredményez.

i (t ) =

U 1 t u L (t )dt = be t ∫ L L0

Ube a tápfeszültség Ez az áram addig nő, amíg a transzformátor telítésbe nem megy, akkor megáll az áram növekedése, így a fluxus zérus lesz. ui = L

di dt

di → 0 ⇒ ui → 0 dt A tranzisztor UEB feszültsége az indukált feszültség hiánya miatt zérus lesz, a tranzisztor lezár. A Lenz-törvény értelmében a tranzisztor lekapcsolásának pillanatában maximális energiára töltődött tekercsben a berajzolt feszültségirányokkal ellentétes feszültség indukálódik, ami a diódát kinyitja és a tekercs kisütése a terhelés és a kondenzátor felé megkezdődik. A kisütés addig tart, amíg tárolt energia van és így a dióda nyitva van. Ha kisült a transzformátor, akkor a folyamat az elejéről indul. A tranzisztort a kisütési szakaszban igen jelentős záró irányú feszültség terheli a primer és a segéd tekercsben indukálódó –a berajzolttal ellentétes feszültség miatt- mind a CE, mind a BE pontok között, ezért azok védelméről gondoskodni kell. A vezetési és a kisütési időt a terhelés nagysága, a transzformátor tulajdonságai és a primer tápfeszültség együttesen szabják meg. A kapcsolgatási frekvencia a terheléssel jelentősen változik. A transzformátornak a teljes szekunder körben felhasznált energiát tárolni kell, mert nincs közvetlen kapcsolat a ki és bemenet között, a szekunder feszültséget nem a transzformátor menetszám áttétel szabja meg. A feszültség így széles tartományban változhat a terheléstől függően. Különösen nagy feszültség keletkezhet, ha közel üresjárásban dolgozik a kimenet. Előny: A kimenet zárlata nem teszi tönkre a tápegységet, mivel nincs közvetlen kapcsolat a ki- és a bemenet között. A kimeneti feszültség igen nagy is lehet, amennyiben nem terheljük a kimenetet, így kiválthatók a kis energiájú alkalmazásokban a nagyfeszültségű sokszorozók. Tetszőleges számú szekunder tekercs alakítható ki, ami több- egymástól szigetelten leválasztott tápegység igény esetén előnyös (pl. motoros hajtások) Hátrány: A terheléstől függ –nagymértékben- a kimeneti feszültség. A kimeneti feszültség hullámossága nagy mivel nincs állandó energia utánpótlás a kimenetre, a kondenzátor pótolja a hiányzó energiát a primer töltési idő alatt. A félvezetők jelentős záró irányú feszültség igénybevétele. A transzformátornak a teljes kimeneti energiát tárolnia kell. A telítéses transzformátor nagy vesztesége és melegedése. Alkalmazás: kis energiájú, de nagyfeszültségű tápegységekben. Külső gerjesztésű: a transzformátor normál működés közben soha sem megy telítésbe. A ki- és a bekapcsolási időt a szabályozó egység szabja meg a kimeneti feszültség függvényében. A transzformátor (folyamatos üzemben) sohasem energiamentes. Ez nagyobb kapcsolgatási frekvenciát eredményez, mint az öngerjesztésűnél volt. A szabályzónak üresjárás esetén is van egy minimális bekapcsolási ideje, ami azt eredményezi, hogy ilyenkor a kimeneti feszültség a névleges fölé emelkedik (betáplálás van a kimeneti Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

92


kondenzátorba, de nincs energia kivétel, csak ami az önkisüléssel és egyéb veszteségekkel kialakul). A kimeneti feszültség akkor szabályozható jól, ha a kimenet terhelt. Ha elhanyagoljuk a transzformátor veszteségeit, valamint a dióda nyitóirányú feszültségesését, akkor felírhatjuk:

∆I L =

U be U tbe = ki t ki L pr Lsz

U ki = U be

γ=

tbe Lsz tki L pr

tbe T

Lpr a primer tekercs induktivitása, Lsz a szekunder tekercs induktivitása, γ kitöltési tényező, nsz a szekunder tekercs menetszáma, npr a primer tekercs menetszáma

U ki = U be

L Lsz tbe γ = U be sz L pr 1 − γ L pr T − tbe

L pr ~ n pr

Lsz ~ nsz

U ki = U be

nsz tbe n pr T − tbe

Az előnyök és hátrányok megegyeznek az öngerjesztésűnél tárgyalttal (a telítéses transzformátorból eredő hibák kivételével). Jellemző jelalakok (alacsony terhelés esetén): UCE

Isz a szekunder tekercs árama, Ipr a primer tekercs árama, UCE a kapcsoló tranzisztor CE-feszültsége. toff a kapcsolóelem kikapcsolási ideje, ton a bekapcsolási ideje.

Ube+Ukinpr/nsz

Ube t Isz

t

Ipr

A kapcsolóelemet különösen nagy feszültség veszi igénybe, amikor a szekunder tekercs leadja a tárolt energiáját. A terhelés növekedésével csökken az az idő, amikor a transzformátor energiamentes A kapcsolás jelentős csúcsárammal terheli a bemenetet:

t toff

ton

P Iˆbe = 5.5 ki U be

Alkalmazási terület: ~100-150 W tápegységek nagyobb kimeneti feszültséggel, több független kimenettel (pl. motoros hajtások).

5.4.1.2. Nyitóüzemű (gerjesztő átalakító) tápegység (1T forward converter) Működés: D1 L A tranzisztor bekapcsolt állapotában a primer tekercsen közel lineárisan növekvő áram alakul ki, + amely a szekunder tekercsben hasonló áramot Ube D2 Uki indít. A D1 dióda iránya olyan, hogy ez idő alatt az indukált feszültség áramot hajt rajta keresztül a + terhelés felé. Ez az áram az L induktivitáson is átfolyik. A tranzisztor kikapcsolása után az L szabályozó leválasztó érzékelő tekercsben tárolt energia miatt indukálódott (PWM) feszültség a D1 diódát a tárolt energia kisütéséig külső szabályozó egység nyitva tartja és ezen keresztül táplálja a kimenetet (szaggatott vonal). Ez jelentősen csökkenti a kimeneti jel hullámosságát. A tranzisztor kikapcsolt állapotában, ha az induktivitás energiamentes akkor a kondenzátor táplálja a kimenetet. A vasmagban felhalmozott mágneses energiát a kapcsoló félvezető hőveszteséggé alakítja. Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

93


Gyakorlati kapcsolás energia visszatáplálással: A tranzisztor bekapcsolási ideje alatt a D2 dióda le van zárva a feszültségirányok miatt, a segéd tekercsben a D3-ra kapcsolódó feszültség miatt + Ube áram nem folyik. A tranzisztor kikapcsolása után D2 Uki a D1 lezár és az L tekercsben tárolt energia miatt indukálódott feszültség a D2 diódát kinyitja és + ezen keresztül táplálja a kimenetet (szaggatott vonal). A vasmagban felhalmozott mágneses szabályozó leválasztó érzékelő energiát általában a kapcsoló félvezető (PWM) diszcipálja, azonban a segédtekercsen (amelynek külső szabályozó egység menetszáma megegyezik a primer tekercs menetszámával) indukálódó feszültség miatt a D3 dióda kinyit és az energiát visszatáplálja a bemeneti tápláló áramkörbe. Ez egyben korlátozza az elektronikus kapcsolóelemre jutó záró irányú feszültség nagyságát is (2Ube). A kimeneti feszültséget a transzformátor áttétel szabja meg, mivel mindkét oldalon azonos időben folyik áram. D1

D3

U ki = U be

L

n nsz tbe = U be sz γ n pr n pr T

A kapcsolás bemeneti csúcsárama: P Iˆbe = 2.8 ki U be

Előny:

• • • •

Hátrány: •

A kimeneti feszültséget az áttétel szabja meg, ami stabilabb kimeneti feszültséget eredményez. A kimeneti feszültség hullámossága kicsi lehet. D3 alkalmazása esetén a félvezetőket jelentősen kisebb feszültség veszi igénybe záró irányban. A transzformátornak nem kell a teljes terhelés által felhasznált energiát tárolnia, ami kisebb méretet eredményez. A kimenet zárlata tönkre teheti a tápegységet, mivel közvetlen kapcsolat van a ki- és a bemenet között. Gondoskodni kell a zárlatvédelemről.

Alkalmazás: nagyobb energiájú, de nem nagyfeszültségű tápegységekben, a kb. 100-500 W teljesítmény kategóriában.

5.4.1.3. Ellenütemű kapcsolóüzemű tápegység (Push-pull converter) Működése: Az ellenütemű kapcsolásban két elektronikus kapcsoló (S1 és S2) ellenütemben azonos bekapcsolási idővel kapcsolja az egyenfeszültséget a primer tekercsre (van olyan állapot is terheléstől függően, amikor sem az S1 sem az S2 nincs bekapcsolva). A szekunder D1 L oldalon egy 1F1U2Ü kapcsolás (lehetséges az 1F2U2Ü kapcsolás is) az L-C szűrőre kapcsolja + Ube az egyenirányított hullámos egyenfeszültséget. S1 Uki PWM moduláció esetén a kapcsolgatás periodicitása állandó, így egyszerűen készíthető + szűrő a hullámosság csökkentésére. A kapcsolás úgy működik, mint két nyitóüzemű tápegység D2 S2 kapcsolás, amely közös terhelésre dolgozik. A kapcsolók átkapcsolása között egy minimális átkapcsolási időt (td) kell hagyni, hogy elkerüljük a két tranzisztor egyidejű vezetését (amelyet a tranzisztorok véges kapcsolási ideje okoz). szabályozó leválasztó (PWM)

érzékelő

tbe <

T 2

külső szabályozó egység


94


A félvezetőkkel szemben kapcsolt ultragyors-diódák a mágneses energiát vezetik vissza a betáplálásba. A transzformátor primer tekercseinek szoros csatolásúnak kell lennie, hogy csökkentsük a tranziensek hatását, amikor mindkét tranzisztor kikapcsol. A kimeneten a 2U egyenirányítás miatt egy kedvezőbb hullámosságú jel lesz, mint az együtemű kapcsolásoknál és nagyobb teljesítmények állíthatók elő.

U ki = 2U be

nsz tbe n pr T

A kapcsolás bemeneti csúcsárama:

P Iˆbe = 1.4 ki U be A kapcsolás előnye: • van egy közös visszatérési ága a primer oldalnak, ami zavarvédelmi okokból előnyös. Hátránya: • •

osztott primer tekercses transzformátor (ez gyártás szempontjából hátrányos) primer tekercseknek szoros csatolásuknak kell lennie a tranziens feszültségek csökkentése miatt, amikor mindkét tranzisztor ki van kapcsolva.

Alkalmazási tartomány: 300 - 750W.

5.4.1.4. Félhidas kapcsolóüzemű tápegység (Half-bridge converter) A kapcsolás nagymértékben hasonlít az előző ellenütemű kapcsolásra, azonban a primer oldalon a kapcsoló tranzisztorok két kondenzátor segítségével egy hídkapcsolásra vannak kiegészítve, ami szükségtelenné teszi az osztott primer tekercs alkalmazását. Működés: +

D1

L +

S1

Uki

Ube

S2

-

D2

szabályozó leválasztó (PWM)

érzékelő

A kondenzátorok feszültségosztóként féltápfeszültségen tartják a primer tekercs egyik pontját, míg a másik ágra ellenütemben kapcsolgatjuk vagy a pozitív vagy a negatív tápfeszültség pontot a teljesítmény félvezetőkön keresztül (tulajdonképpen a féltápfeszültséget). A kapcsolgatások között holtidőt kell biztosítani, amely a félvezetők egymásra gyújtásának megakadályozása miatt szükséges. A félvezetőkkel párhuzamos ultragyors-diódák vezetik vissza a kondenzátorokba a mágneses energiát, ezzel csökkentve a félvezetőket terhelő záró irányú feszültséget.

külső szabályozó egység A kimeneti feszültség azonos körülmények között fele az ellenütemű kapcsolás feszültségének. U ki = U be

nsz tbe n pr T

A kapcsolás jelentősen terheli a bemenetet a bemeneti csúcsárammal: P Iˆbe = 2.8 ki U be

Alkalmazási tartomány: 100-500 W kimeneti teljesítmény.


95


5.4.1.5. Hídkapcsolású kapcsolóüzemű tápegység (Full-bridge converter) +

Ube

S3

D1

L + Uki

S1 -

S2 S4

-

D2

szabályozó leválasztó (PWM)

érzékelő

A hídkapcsolású tápegység a legmagasabb teljesítmény kategóriában alkalmazott áramkör. Tipikusan 750 W feletti teljesítményeknél használják. A félhidas kapcsolásokkal ellentétben mindkét hídág aktív kapcsolókat tartalmaz, amely azt eredményezi, hogy a félvezetők statikus (feszültség és áram) valamint dinamikus igénybevétele a legalacsonyabb az eddig tárgyalt kapcsolásokhoz képest. Az S1 és S4, valamint az S2 és S3 kapcsolókat kapcsoljuk párokba, azonban az eltérő tranzisztor potenciálok miatt a vezérlőjeleket egymástól szigetelten le kell választani.

Az átkapcsolási tranziensek miatt itt is holtidőt kell biztosítani, ami alatt a mágneses energiát a diódák táplálják vissza a tápáramkörbe. Ezzel a félvezetőket terhelő statikus és dinamikus terhelések csökkenthetők. külső szabályozó egység

U ki = 2U be

nsz tbe n pr T


Hátránya: •

több félvezető, nagyobb kapcsolási veszteség, kicsivel rosszabb hatásfok.

Alkalmazási tartomány: 750-3000 W.

5.4.1.6. A primer oldali kapcsolóüzemű tápegységek jellemző veszteségei A veszteségek három csoportba sorolhatók: • Statikus veszteségek: általában a szabályzó elektronika nyugalmi teljesítményfelvétele • Dinamikus veszteségek: a félvezetők átkapcsolások alatt fellépő veszteségei transzformátorok nagyfrekvenciás veszteségei a rézveszteség nélkül. • Rézveszteség. A tekercseken és vezetékeken fellépő ohmos veszteség.

és

a

A veszteségek frekvenciafüggése: Van egy optimális frekvencia tartomány, ahol a veszteségek minimális értéken tarthatók. Célszerűen a tápegységet ebben a tartományban működtetik. Az egyes veszteségek az alkalmazott kapcsolástól, anyagtól függnek, így az optimális üzemi frekvencia tartomány áramkörfüggő.

Pd Eredő veszteség

Dinamikus veszteségek Pdmin

Statikus veszteség Rézveszteség f foptimális


96


5.4.2. Szekunder oldali kapcsolóüzemű tápegységek (DC-DC konverterek) A szekunderoldali tápegységek a –működési elvük miatt- az átalakításhoz transzformátort nem igényelnek, csak energiatároló elemet. Az energiatároló kisebb teljesítmények esetén kondenzátor, nagyobb teljesítmények esetén tekercs. Általános esetben a közvetlenül egyenfeszültség-forrásról (pl. akkumulátor) működő áramköröket is ide soroljuk, függetlenül attól, hogy nincs közvetlen kapcsolata a hálózati egyenirányító transzformátorral és így nem is szekunder oldalon történik az átalakítás, ezért egyes szakirodalmakban ezt a csoportot transzformátor nélküli kapcsolóüzemű tápegységek elnevezéssel ismerik. A konverterek alacsony bemeneti feszültségűek. Az egyenfeszültség lehet stabilizálatlan vagy esetleg valamilyen szinten stabilizált (pl. gyakori, hogy egy rendszerben egy központi feszültséget állítunk elő -5V-os vagy 24V-os közös rendszer-, majd ebből egyéb segéd tápfeszültségek kerülnek előállításra, pl. 24V, 15V, stb.). A DC-DC konverterek kisebb teljesítmények esetén céláramkörként (hibrid áramkör) kerülnek forgalomba. Méretük és kiképzésük illeszkedik az általuk kiszolgált elektronikához. A szekunder oldali, vagy alacsony feszültségű tápegységeknek három alaptípusa van: • feszültségnövelő (boost/step up regulator) • feszültségcsökkentő (buck/step down regulator) • polarításváltó (inverting regulator) Kis teljesítmények esetén gyakran kondenzátoros energiatárolást alkalmaznak, azonban előfordulási gyakorisága miatt a továbbiakban a tekerccsel felépített konvertereket tárgyaljuk.

5.4.2.1. Feszültségcsökkentő tápegység (buck/step down regulator) Működés: uL + Ube

+ D

L

C

-

Uki -

szabályozó (PWM)

érzékelő

szabályozó egység

A félvezetős kapcsoló bekapcsolt állapotába (folytonos vonalak): Az induktivitáson közel lineárisan növekvő (bár a vasmag nem lineáris) áram folyik át a kimenet felé. Az áram kezdetben a terhelést táplálja, majd elérve a kimeneti áramnak megfelelő áram-szintet az afölötti áram a kondenzátort tölti egyre nagyobb mértékben. A kondenzátor feszültség ennek megfelelően nő, amit a szabályozó érzékel és egy szint felett kikapcsolja a kapcsolót.

a félvezetős kapcsoló kikapcsolt állapotában (szaggatott vonal): a kikapcsolás pillanatában a tekercs energiát tárolt, így benne feszültség indukálódik (Lenz-törvény szerint). Az indukált feszültség ellentétes a töltés során fellépő feszültség iránnyal, így a diódára nyitóirányú feszültség jut és kinyit. A dióda nyitási ideje alatt áram folyik, amelyet a tekercs tart fenn. Ez az áram a kondenzátor töltésével együtt biztosítja a terhelés áramát. A tekercsből származó áram csökkenése és a növekvő kondenzátor kisülés miatt a kondenzátor feszültsége csökken, amelyet a szabályzó érzékel és bekapcsolja az elektronikus kapcsolót. A fenti folyamat akkor zajlik a leírtak szerint, ha a terhelő áram kisebb egy meghatározott maximális értéknél, de nagyobb a folyamatos áramvezetésre meghatározható határáramnál. Amennyiben a terhelő áram a határáram alatt van és az áramvezetés szaggatottá válik, akkor lesz egy időtartomány amikor a félvezetős kapcsoló nincs bekapcsolva, a tekercs is energiamentes és a kimeneti áramot csak a kondenzátor tartja fenn. Az adott körülmények között nehéz a stabil kimeneti feszültség tartása, mivel a legkisebb rátöltés esetén a feszültség jelentősen emelkedhet, ezért a kapcsolást üresjárásban vagy a szaggatott áramvezetésnek megfelelő terhelésnél kisebb terheléssel lehetőleg nem üzemeltetjük. Különösen üresjárásban okoz gondot, hogy a szabályzónak (amelyik ált. PWM) van egy minimális tbe bekapcsolási ideje, így a kondenzátort csak az önkisülés terheli, míg a töltőáram ennél nagyobb, így a kimeneti feszültség nő. A kapcsolás előnye, hogy a tekercsnek nem kell a teljes kimeneti energiát tárolnia, mivel közvetlen kapcsolat van a kimenet és a bemenet között, ha a félvezetős kapcsoló be van kapcsolva.


97


Folyamatos áramvezetés esetén (It>Ih): a) A tekercsre konstans feszültséget kapcsolva az áram lineárisan növekszik: ∆U L = L

∆I L ∆U L ⇒ ∆I L = ∆t ∆t L

b) Az áramváltozás mértéke (∆IL=IL1-IL2) azonos kell, hogy legyen, ha a terhelés állandó, mert egyébként a kimeneti feszültség változna, de a szabályzó állandó kimeneti feszültséget tart: ∆I L = I L1 − I L 2 =

c)

U be − U ki U tbe = ki t ki L L

A megengedett ∆IL értéke kb. 20%-a a maximális átlagáramnak. A b) összefüggés alapján a kimeneti feszültség meghatározható: U ki = U be

tbe = U beγ tbe + t ki

Határáram: Ih = It =

γU be ∆I L U ki = t ki = (1 − γ )T 2 2L 2L


Jellemző jelalakok: Szaggatott áramvezetés

Folyamatos áramvezetés uL

uL

Ube-Uki

Ube-Uki

t

t Uki IL1 IL2

Uki

iL It iD

It

iL tki

t

td

tbe

t

T t

iC t UCE

Határáram iL

t

It=Ih

t

tki tbe T td az az idő, ami alatt a tekercs energiamentes, Ih határam, a folyamatos áramvezetés határa A kimeneti feszültség a határáram alatti működés esetén: Határáram alatt a kimeneti feszültséget az energia egyensúly alapján tudjuk meghatározni, ha a kapcsolás belső veszteségeit elhanyagoljuk: Pbe = U be I be = Pki = U ki I ki U − U ki ∆I L tbe = U be be tbeγ = U ki I ki 2 T 2L U be2 γ 2T U ki = 2 LI ki + U beγ 2T Pbe = U be


98


Az összefüggésből látható, hogy ha a γ állandó maradna, akkor csökkenő áramterhelés esetén a feszültség nőne, szélső esetben Ube értékig, ezért a kitöltési tényezőt csökkenteni kell. A saját belső veszteségek is befolyásolják a működést. Az ábra a konstans kimeneti feszültséghez szükséges γ-értéket mutatja változó terhelőáram esetén.

γ γnévleges Folyamatos áramvezetés

Szaggatott áramvezetés

Iki Ih

5.4.2.2. Feszültségnövelő tápegység (boost/step up regulator) Működés: a félvezetős kapcsoló bekapcsolt állapotában (folytonos vonalak): a tekercsen közel lineárisan növekvő áram folyik, a tekercs mágneses energiát tárol. A terhelés áramát a kondenzátor szolgáltatja, így nincs közvetlen a kapcsolat a ki- és bemenet között. A kondenzátor feszültsége a kisütés során csökken, amit a szabályzó érzékel és kikapcsolja a kapcsolót.

uL +

+ Ube

D

L

C

Uki -

szabályozó (PWM)

érzékelő

a félvezetős kapcsoló kikapcsolt állapotában (szaggatott vonal): szabályozó egység kikapcsoláskor a tekercsben tárolt energia volt, így benne feszültség indukálódik (Lenz-törvény szerint). Az indukált feszültség ellentétes a töltés során fellépő feszültség irányával, a dióda kinyit és áram folyik, amelyet a tekercs tart fenn. Ez az áram a kondenzátor töltésével együtt biztosítja a terhelés áramát. A növekvő kondenzátor feszültség miatt egy adott értéknél amelyet a szabályzó érzékel - bekapcsolja az elektronikus kapcsolót. Az induktivitás feszültsége hozzáadódik a bemeneti feszültséghez és a kimeneti feszültség nagyobb lesz, mint a bemeneti feszültség. Megfigyelhető, hogy a tekercs a teljes kimeneti energia szükségletet tárolja, mivel nincs közvetlen kapcsolat a ki és a bemenet között. Ez a szükséges tekercs méretek miatt hátrányos. Jellemző jelalakok:

Ube


uL


Ube t

Uki-Ube IL1 iL IL2

Uki-Ube It

iL

It

tki

t

iD

td tbe

t

T

t

t

iC

határáram t

Uki

t

iL

It=Ih t

UCE

t t tki tbe T


99


Folyamatos áramvezetés esetén: ∆U L ∆I L ⇒ ∆I L = ∆t ∆t L U − U be U ∆I L = I L1 − I L 2 = ki t ki = be tbe L L tbe + t ki U be = U ki = U be 1− γ t ki ∆U L = L

Határáram: I h = It =

U γT ∆I L U be = tbe = ki (1 − γ ) 2 2L 2L

Határáram alatti terhelés esetén a kimeneti feszültség nőne, ezért a kitöltési tényezővel kell azt kompenzálni. A kapcsolás bemeneti csúcsárama: P Iˆbe = 5.5 ki U be

5.4.2.3. Polaritásváltó tápegység (inverting regulator) Működés: D -

+ Ube

C

UL

L

Uki +

szabályozó (PWM)

érzékelő

a félvezetős kapcsoló bekapcsolt állapotában (folytonos vonalak): az induktivitáson közel lineárisan növekvő áram folyik, a tekercs mágneses energiát tárol. A terhelés áramát a kondenzátor szolgáltatja, így nincs közvetlen a kapcsolat a kimenet és a bemenet között. A kondenzátor feszültsége a terhelés hatására csökken, amit a szabályzó érzékel és kikapcsolja a kapcsolót.

szabályozó egység a félvezetős kapcsoló kikapcsolt állapotában (szaggatott vonal): kikapcsoláskor a tekercsben tárolt energia volt, így benne feszültség indukálódik. Az indukált feszültség ellentétes a töltés során fellépő feszültség irányával, a dióda kinyit és áram folyik, amelyet a tekercs tart fenn. A körben folyó áram a kondenzátort a bemeneti feszültséghez képest ellentétes polaritásra tölti fel. Az induktivitás árama és a kondenzátor árama együttesen biztosítja a terhelés áramát. A növekvő kondenzátor feszültség miatt egy adott értéknél - amelyet a szabályozó érzékel - bekapcsolja az elektronikus kapcsolót. Megfigyelhető, hogy a tekercs a teljes kimeneti energia igényt tárolja, mivel nincs közvetlen kapcsolat a ki és a bemenet között. Ez a szükséges tekercs méretek miatt hátrányos. Folyamatos áramvezetés esetén: ∆I L = I L1 − I L 2 = U ki = U be

U ki U be tki tbe = L L

tbe γ = U be tki 1− γ

Határáram: Ih = It =

U ki ∆I L U be = (1 − γ )T t be = 2 2L 2L



100


Jellemző jelalakok: uL


Ube


Ube t

t Uki IL1 iL IL2

Uki td

tbe

t

T t

iC

határáram t

Ube+Uki

tki

t

iD

It

iL

It

iL

It=Ih

UCE

t

t tki tbe T Összehasonlítva a feszültségnövelő és invertáló kapcsolást a feszültség csökkentővel, azt tapasztaljuk, hogy a tekercs méretezésében alapvető különbség van, mivel a feszültségcsökkentő esetén a tekercsnek nem kell tárolnia a teljes kimeneten felhasznált energiát, míg a másik két esetben nincs közvetlen kapcsolat a ki és bemenet között , így az energiát tárolni kell. A fenti tápegységek egyszerű felépítésűek és jó hatásfokúak (η>90% lehet). Összehasonlítva a szekunderoldali kapcsolóüzemű tápegységeket a primer oldali kapcsolóüzemű tápegységekkel látható, hogy a primer oldali tápegységeket nagyobb teljesítmények, és/vagy nagyobb áramok, illetve több kimeneti feszültség esetén alkalmazzuk, míg a szekunderoldali tápegységek elsősorban alacsony tápfeszültségű alkalmazásokban elterjedtek, így elsősorban az elektronikában alkalmazzák őket.

5.4.2.4. Nagyfrekvenciás transzformátorok és tekercsek A kapcsolóüzemű tápegységekben alkalmazott tekercsek és transzformátorok általában egyedi tervezésű elektronikai egységek, mivel a tápegységek egyedi jellemzői szabják meg értékeiket. Tekercsekből jelentősebb katalógus áramkör készlet áll rendelkezésre, de ott is –mivel a határáramok határozzák meg szükséges értéküket- korlátozott a gyárilag készre gyártott tekercsek alkalmazhatósága. Az alacsony frekvenciás transzformátor anyagok jelentős veszteségeik miatt nagyfrekvencián nem használhatók. Bár a transzformátorok mérete csökken a frekvenciával, de vasveszteségük jelentősen nő. Különösen igaz ez az örvényáramú veszteségekre (a frekvencia négyzetével nő). Ez teszi szükségesség a minél kisebb örvényáramú veszteség érdekében a kohászati pormagok, illetve a mikro-szemcsés ferrit magok alkalmazását. További figyelmet érdekel a nagyfrekvencián jelentős skin-hatás, ami a rézvezeték hatásos keresztmetszetét csökkenti.

5.4.2.5. Teljesítménykapcsolók A kapcsolóüzemű tápegységekben kisebb teljesítmények esetén teljesítménytranzisztort, teljesítmény MOSFET-et alkalmazunk, nagyobb (több kW) teljesítmények esetén pedig IGBT-t. Az IGBT vezérlés szempontjából hasonlóan viselkedik, mint a MOSFET, de alacsonyabb határfrekvenciával kapcsolgatható (max. 20 kHz), a MOSFET jó szaturációs tulajdonságokkal, de viszonylag nagy vezérlő feszültséggel rendelkezik (5-10V), amely alacsony kimeneti feszültségű tápegységeknél okozhat gondot. A teljesítmény tranzisztorok vezérlésükhöz is energiát igényelnek, illetve a szaturációs feszültségük is jelentősebb, ami nagyobb veszteséget és rosszabb hatásfokot eredményez. A teljesítmény félvezetőket részletesebben a teljesítményelektronika tárgyak tárgyalják.


101


5.4.2.6. Az analóg és kapcsolóüzemű tápegységek összehasonlítása Az összehasonlítás a legjellemzőbb paramétereik alapján történik, a működési elvtől függetlenül. A felsorolt paraméterek alapján lehet meghatározni, melyik tápegységet célszerű az adott alkalmazásban felhasználni. Paraméter Analóg lineáris „Line” stabilitás 0.02%-0.05% „Load” stabilitás 0.02%-0.1% Kimeneti jel hullámzása 0.5mV-2mV Bemeneti feszültség ±10% megengedett változása Hatásfok 40%-55% Tranziens idő 50µs Feszültség megtartási idő 2ms Forrás: National Semiconductor Corp.

Kapcsolóüzemű 0.05%-0.1% 0.1%-1% 25mV-100mVp-p ±20%

60%-80% (max. 95%) 300µs 30ms

A feszültség megtartási idő (holding time) az az idő, amíg a kimeneti feszültség a megengedett határok között marad annak ellenére, hogy a bemeneti feszültség jelentősen megváltozott, vagy megszűnt. A felsorolt paraméterek alapján látható, hogy nagy linearitású, kis zajú és hullámosságú tápegység igény esetén az analóg tápegység előnyös, jó hatásfok esetén pedig a kapcsolóüzemű.

5.5. Szünetmentes energiaellátás Az alacsony energia igényű elektronikai, információtechnikai eszközök elterjedésével megnőtt a jelentősége a szünetmentes (uninterruptible) tápellátásnak (Uninterruptible Power Supply). Különösen fontos az ilyen tápegységek azon tulajdonsága, hogy a hálózat felöl érkező zavarokat (alacsony és nagyfrekvenciás vezetett zavarok) jelentősen csökkentik. Nagy szünetmenetes rendszereket gyártanak olyan körülményekre, amikor a veszélyes üzem miatt valamely rendszer működőképességét fenn kell tartani áramkimaradás esetére is pl. vegyipari folyamatszabályzó rendszerek, erőművi segédüzem, stb. A modern szünetmenetes tápegységek szinusz alakú kimeneti feszültséggel rendelkeznek és a kimeneti feszültség alacsony harmonikus tartalmú, amely a meddőenergia veszteséget és az EMC zavarásokat csökkenti. A szünetmenetes rendszerek tartalmaznak egy energiatároló elemet (akkumulátor), amely biztosítja a kimeneti energia ellátást áramkimaradás esetére. Az energia ellátásnak védenie kell a táplált rendszert az alábbi jellemző zavarások ellen: • Feszültségcsúcsok hatása (surge) • Rövid idejű feszültség letörések (sags) • Teljes táphálózat kiesés • Hálózati és inverter frekvencia különbség A beépített egyéb szűrők védik a rendszert a hálózaton vezetett egyéb zavarástól, pl. felharmonikusok, alacsony és nagyfrekvenciás vezetett zavarok. Egyéb árnyékolási, stb. eljárással a sugárzott zavarok hatásai is csökkenthetők. A leggyakoribb megoldások: J) Készenléti (stand by) UPS K) Folyamatos üzemű (continuous) UPS L) Line-interaktív A készenléti üzemmódú UPS elve:

Készenléti üzemben a hálózati feszültség biztosítja az energiát a terhelésnek. A készenléti ágban az akkumulátorok folyamatos töltésen vannak (csepptöltés). Hálózati feszültség kimaradás esetén az inverter bekapcsol, az elektronikus kapcsoló nagyon kicsi reakció idővel átkapcsol a készenléti ágra és az energiaellátás onnan történik.


102


Akkumulátor töltő

inverter

~ ~ AC

gyors elektronikus átkapcsoló

Akkumulátor telep

S

AC

Túlfesz. védelem szűrő

Előny:

• •

• Hátrány: • • •

Az akkumulátorok nincsenek folyamatos töltés/kisütésnek kitéve. Megoldható, hogy a fontos egységek működését tartsuk csak fenn, ami kisebb tárolt kapacitást igényel. Alacsonyabb költségigény Átkapcsolás alatt tranziensek fordulhatnak elő Kevésbé stabil, mint a folyamatos üzemű megoldás A hálózati zavarok szűrésére külön szűrők kellenek.

Folyamatos üzemű (dupla konverziós) UPS:

Akkumulátor töltő ~ AC

inverter ~

AC

Az energia ellátás az inverteren keresztül történik. Ez stabil és jól szűrt, zavarvédett megoldást eredményez a stand by rendszerűhöz képest. Általában nagyobb megbízhatóságot igénylő rendszereknél alkalmazzák, mert drágább és alacsonyabb hatásfokú megoldás. Line-interaktív UPS

AC AC

~

Alapállapotban a hálózat táplálja a fogyasztót, az inverter egyenirányítóként tölti az akkumulátort. Hálózatkiesés esetén az akkumulátor szolgáltatja az energiát az inverter üzembe kapcsolt áramkörön keresztül. Az inverter folyamatosan dolgozik, vagy tölt, vagy táplálja a fogyasztót. Ez gyorsabb reakció időt tesz lehetővé. Bonyolultabb felépítésű, mint a stand by, de képes az esetleges feszültségcsökkenéskor rátáplálni a kimenetre. Előnye a fentieken túl a kisebb méret, hátránya a sok töltés/kisütés hamarabb tönkreteszi az akkut. Léteznek ritkábban használt megoldások is, mint a stand by ferro típus, ahol a kimeneten további transzformátor van, vagy a delta-konverziós UPS, amelynél egy delta átalakítón keresztül mind a direkt ág, mind az inverteres ág egyszerre dolgozik.


103


6.0

A/D ÉS D/A ÁTALAKÍTÓK

A természetben a jelek döntően analóg jelek, amelynek feldolgozása történhet analóg vagy digitális módon. Digitális feldolgozás esetén is a jelet először analóg jelkondicionálásnak vetjük alá, mivel a jelszintek ritkán felelnek meg a digitális átalakítás követelményeinek. A jelek további feldolgozása azonban egyre gyakrabban digitális eszközökkel történik, ezért az átalakítás digitális jelre ritkán kerülhető meg. Ugyanez játszódik le fordítva, ha a jelet kell a folyamatokkal közölni, akkor azt gyakran analóg formában lehet megtenni. A digitális jel átalakítása analóg formára szintén mindennapi gyakorlattá vált, bár ritkábban van rá szükség, mint az analóg jel konverziója. Az analóg jelek a forrásuktól a feldolgozásukig haladva számtalan külső zaj és zavar-hatásnak vannak kitéve. A folyamat során a jeleket erősíteni kell, de az erősítés során a jelre szuperponálódott zaj már nehezen távolítható el, az erősítő a zajt is erősíti, mi több saját nemlinearítása és zaja miatt még ront is azon. Minden szét nem választható zaj és zavar magát az analóg jel által hordozott információt károsítja. Egy analóg jelfeldolgozó rendszert a jel és a zaj arányával jellemezhetünk (S/N): S

N

= 20 lg

u jel

[dB]

u zaj

A digitális jelek esetén azonban nem erősítésről, hanem jelregenerálásról beszélünk, ami lényegesen nagyobb védettséget biztosít a külső behatásokkal szemben. A jel amplitúdója széles határok között változhat, mindössze a jelátmeneteket és azok meredekségét kell időről-időre regenerálni. Bár ez is információ-vesztést okozhat (különösen akkor, ha az információt többek között a jelek időbeli előfordulása hordozza), de ez jobban kézben tartható. Minden előnye mellett azonban meg kell említeni, hogy mivel a digitális jelet valamilyen csonkításos eljárással nyerjük, az analóg jelhez képest kevesebb információt hordoz. Ez az információ vesztés azonban kezelhető és hatása különböző matematikai eljárásokkal csökkenthető.

Mintavevő-tartó áramkör (S&H)

Anti-aliasing szűrő

Kvantáló

jel

jel

t

Kódoló

jel

∆t

t

n bit digitális jel

Analóg jel

Az analóg-digitális átalakítás hatásvázlata:

jel

t

t

0000 0001 0010 0011 Az anti-aliasing szűrők feladata, hogy a jelre szuperponálódott, de attól szűréssel szétszeparálható zaj, zavar komponenseket kiszűrje és ezáltal a szükséges mintavételezési frekvencia csökkenhessen. Az antialiasing szűrők nagy meredekségű, magas rendszámú/fokszámú aluláteresztő szűrők (gyakran kapcsolt kapacitású szűrők). Az anti-aliasing szűrő alkalmazása opcionális, alkalmazhatósága pedig a mindenkori jeltől függ. A mintavevő-tartó (Sample & Hold) áramkörök a jelből meghatározott gyakorisággal mintát vesznek és azt megőrzik a következő mintavételig. A tárolt minta analóg, ezért fontos, hogy értékvesztés ne léphessen fel. A mintavételezés frekvenciájára a mintavételezési törvény, a Nyquist-tétel ad előírást. A kvantáló áramkör a folytonos értéktartományt alakítja véges értékkészletűvé. Ez előfeltétele annak, hogy véges halmazú digitális kódok alkalmazásával a mintát ábrázolni tudjuk. A kódoló áramkör minden egyes kvantálási lépcsőhöz egyedi azonosítót rendel hozzá. Ez teszi lehetővé, hogy az analóg minta digitálisan ábrázolható legyen. A fontosabb egységek tulajdonságaival a további fejezetek foglalkoznak.


104


n-bites digitális jel

A D/A átalakítás hatásvázlata:

Aluláteresztő szűrő

D/A átalakító

sinx/x korrelátor

analóg jel

A D/A átalakító a digitális jelet egy lépcsős analóg jellé konvertálja. A jel jelentős felharmonikus tartalommal rendelkezik. Az aluláteresztő szűrő feladata az átalakító kimeneti jeléből az alap-harmonikus kiszűrése az analóg jel helyreállítására a Shannon-szabály szerint. A sinx/x korrelátor a véges mintavételező impulzus miatti amplitúdó hibát korrigálja. Ez a hiba különösen jelentős, ha a mintavételezett jel maximális frekvencia komponense közel van a mintavételi frekvencia feléhez. A korrelátor elhagyható, ha a mintavételezés nem a Nyquist-tételben meghatározott minimális mintavételező frekvenciával, hanem annál jelentősen nagyobb frekvenciával történik, mert ilyenkor a fenti hiba nem jelentős.

6.1. Az átalakítók jellemzői és paraméterei 6.1.1. Mintavételezés A mintavételezés elméletileg egy olyan impulzussal történik, amelyik szélessége tart a nullához. Matematikailag a Dirac-delta δ(t) tudja a mintavételezést leírni, a gyakorlatban azonban az ideális mintavevő jelet csak megközelíteni lehet. A mintavételezés véges szélességű jellel történik, amely hatással van a mintavett jel tulajdonságaira is. A mintavétel általában időben egyenletesen történik. Időben egyenletes mintavételezés matematikai leírása:

a) A mintavevő jel időfüggvénye: −∞

s * (t ) = ∑ δ (t − nT ) , T a mintavételezés periódus ideje, n egész szám. +∞

Megjegyzés: a * jellel a mintavételezett (időben nem folytonos) jellemzőket jelöljük. A mintavevő jel periodikus, így Fourier-sorba fejthető: s * (t ) =

∞

∑C e n

jnΩT t

n = −∞

1 ΩT = T Cn =

1 T

+

T 2

∫ s * (t )e

− jnΩT t

dt

T − 2

Az ΩT a mintavételi frekvencia normalizált értéke (szokásos elnevezése: digitális frekvencia), Cn a komplex Fourier-sor együtthatója. (Az Ω használata az ω helyett arra utal, hogy a jel nem analóg, hanem mintavételezett, időben diszkrét.) b) A mintavett jel időfüggvénye: −∞

−∞

−∞

+∞

+∞

+∞

x ∗ (t ) = x(t ) s ∗ (t ) = ∑ x (t )δ (t − nT ) =∑ x(nT ) =∑ x (t )C n e jnΩ t T

x(t) az analóg jel időfüggvénye, x(nT) az nT időpillanatban felvett értéke (rövidítve x(n)).


105


c) A mintavett jel spektruma: ⎫ ⎧ −∞ X ∗ (Ω) = F {x* (t )} = F ⎨ x(t )C n e jnΩ t ⎬ = ⎭ ⎩ +∞

∑

T

−∞

∑C

n

X A ( Ω − nΩ T )

+∞

Az XA az alapsávi jel (a mintavett analóg jel) spektruma. Az átalakításnál felhasználjuk Fourier- eltolási tételt, jΩ t amely szerint az időtartományban e T szorzás frekvencia tartományban ΩT-vel történő eltolásnak felel meg. A kimenő jel spektrumára vonatkozó összefüggés azt mutatja, hogy a mintavételezés után a kimeneti jel spektruma a mintavételezési frekvenciák körül végtelen számban ismétlődik, azaz a kimeneti jel frekvencia tartományban periodikus lesz. (Ezt alkalmanként ki is használjuk pl, matematikai mintavételezés, túlmintavételezés, stb., lásd bit-stream átalakítók). Tételezzünk fel egy háromszög alakú alapsávi spektrumot (ez a gyakorlatban soha sem ilyen alakú, de az összefüggések ilyen ábrázolás esetén jobban látszanak), akkor a mintavételezett jel kimeneti spektruma: Mintavett spektruma

XA*(Ω)

jel

analóg jel spektruma XA(ω)

Ω Ωc ΩT-Ωc

ΩT

ΩT+Ωc 2ΩT-Ωc 2ΩT

2ΩT+Ωc

A fenti ábrának megfelelő mintavételezés feltételezi, hogy a mintavételezés ideális jellel, azaz Dirac-deltával történt. Cn =

1 T

+

T 2

∫ s * (t )e −

− jnΩT t

dt =

T 2

1 T

+

T 2

∫ δ (t )e −

− jnΩT t

T 2

−∞

−∞

+∞

+∞

X ∗ ( Ω ) = ∑ C n X A ( Ω − nΩ T ) = ∑

dt =

1 , mivel s*(t) csak az nT helyeken nem nulla. T

1 X A ( Ω − nΩ T ) T

Amennyiben a mintavételezés egy valóságos jellel történik, amelynek szélessége=τ, akkor az együttható: 1 Cn = T

⎛ nπτ ⎞ sin ⎜ ⎟ ⎝ T ⎠ nπτ T −∞

1 X ∗ (Ω) = ∑ +∞ T

⎛ nπτ sin ⎜ ⎝ T nπτ T

⎞ ⎟ ⎠ X (Ω − nΩ ) A T

Spektrum véges impulzusszélességű jellel történt mintavételezés esetén

A)

Spektrum ideális mintavételezés esetén

Ω hiba

Ωc

ΩT

2ΩT

3ΩT


106


Ekkor a kimeneti spektrum torzul: Spektrum véges impulzusszélességű jellel történt mintavételezés esetén

B)

Ωc

ΩT=4Ωc

Spektrum ideális mintavételezés esetén

Ω

hiba A kimeneti amplitúdó egy sinx/x alakú amplitúdó hibát szenved el, amelynek mértéke a frekvenciával nő. Ez a hiba két úton is csökkenthető: • A mintavételezés nem 2fc frekvenciával, hanem annál nagyobb 4..10fc frekvenciával történik. Ez jelentős minta felesleget okoz, de egyéb beavatkozást nem igényel. • A mintavételezés a minimális szükséges mintavételi frekvenciával történik, azonban az amplitúdót sinx/x függvénynek megfelelően erősítjük, így kompenzálva az amplitúdó hibát (sinx/x korrelátor). A mintavételezést és a mintavett jel visszaállítását két fontos tétel szabja meg. a) Nyquist-tétel: A mintavételezés frekvenciájának (fT) legalább kétszer nagyobb frekvenciának kell lennie, mint a mintavett jel legmagasabb frekvenciájú komponensének frekvenciája (fc). fT ≥ 2 f c

Ez az összefüggés azonban csak Dirac-deltával történő mintavételezésre áll fenn, ha véges impulzusszélességű jellel mintavételezünk, akkor ennél nagyobb arányt kell választanunk a mintavételezéskor fellépő amplitúdóhiba csökkentésére.(lásd fentebb) Amennyiben a mintavételezés a Nyquist-frekvenciánál kisebb frekvenciával történne, akkor átlapolódás következne be: Mintavett jel spektruma

A(Ω)

frekvencia átlapolódások

analóg jel spektruma lg Ω Ωc 2ΩT ΩT Az ilyen jelből az eredeti jel többé nem állítható vissza! Shannon-Kotelnikov tétel: A mintavételezési szabály szerint mintavett jelből az analóg jel torzításmentesen visszaállítható.

x(t ) =

∞

∑ x(nT ) g (t )

n = −∞

⎛π ⎞ sin⎜ (t − nT )⎟ ⎝T ⎠ g (t ) = π (t − nT ) T A g(t) az ideális interpolációs függvény. A valóságban a jel visszaállítása egy aluláteresztő szűrővel történik. (Az ideális aluláteresztő függvény súlyfüggvénye megegyezik a g(t)) függvénnyel, A gyakorlatban ideális szűrő nem valósítható meg, ezért a visszaállított jel hibát tartalmaz, amely korrigálható, pl. sinx/x korrelátorral.) Egyéb interpolációs eljárások is ismertek a jel visszaállítására.


107


Idegen frekvencia hatása és szűrése:

hasznos jel +zavarás A mintavételezni kívánt analóg jelre gyakran szuperponálódik zaj vagy zavar jel, amely alapvetően megváltoztathatja a mintavételezés követelményeit. Mintavételezés szempontjából az okoz gondot, ha az idegen frekvenciák megnövelik az eredeti analóg jel sávszélességét, mert ilyenkor meg kell növelni a mintavételi frekvenciát is, pl. lassan változó hőmérséklet mérése elektromágneses zavaró térben.

hasznos jel t A példa szerinti jel spektruma (vázlatosan):

hasznos jel spektruma A(f) hasznos jel +zavarás spektruma szükséges mintavételi frekvenciák lgf fc

fT

fcz

fTz

Az fTz>>fT kell legyen, ami jelentősen megnöveli a feldolgozással kapcsolatos követelményeket, a hardver igényt és a számolási igényt is. A megoldás a jel előszűrése (ha ez megoldható): a)

nagymeredekségű idegenjel (anti-aliasing) elnyomó aluláteresztő szűrő A(f)

hasznos jel szűrő karakterisztika lgf fc

b)

fT

A szűrő nagymeredekségű, ami lehetővé teszi, hogy a szükséges mintavételi frekvencia csak kis mértékben haladja meg a hasznos jel határfrekvenciájának (fc) kétszeresét. fT≥(2…3)fc Pl. A beszéd felső sávhatára analóg telefon esetén 3400 Hz, a digitálisan átvitt jelhez 8000 Hz frekvenciával mintavételezünk.

kismeredekségű idegenjel elnyomó aluláteresztő szűrő A(f)

hasznos jel szűrő karakterisztika

A szűrő kismeredekségű,- amit elektronikusan egyszerűbb megvalósítanide nagyobb mintavételi frekvenciára van szükség. fT≥(4…8)fc

lgf fc

fT G(f) zaj teljesítmény spektruma

Aluláteresztő szűrő

zajspektrum lgf fc

átengedett zaj

A szűrés további előnyös tulajdonsága az idegenjel elnyomás mellett, hogy a hasznos jeltartományból kieső zajt is szűri. A fenti ábra szerint a széles sávban szétterjedő zajt csökkenti annak szűrésével (ezt az eljárást is felhasználják digitális jelfeldolgozáson alapuló konvertereknél, pl. bit-stream konverterek)

kiszűrt zaj


108


6.1.2. Követő-tartó áramkörök (S&H) A követő tartó áramkör feladata A/D átalakítók esetén a mintavett jel tartása a következő minta beérkeztéig, illetve D/A átalakító típusától függően az átalakító kimeneti jelének tartása a következő érvényes kimeneti jel kialakulásáig. A feladat megoldására különböző rendű tartóáramköröket alkalmaznak. Elsőrendű tartókat D/A kimeneteknél a lépcsős jel simítására és 0.-rendű tartókat a mintavett jel tartására a bemeneten (ettől eltérő megoldások is ismertek különösen az interpolátorokat tartalmazó átalakítóknál). Egy tipikus S&H kapcsolás elvi vázlata: + ube

S

-

C +

Mintavételező/követő kapcsoló

uki

Az S kapcsoló zárásakor a kondenzátor feltöltődik a bemeneti feszültségre (követés), majd annak nyitásakor ezt az értéket megtartja (tartás), mivel a nagy bemeneti ellenállású műveleti erősítő bemenetén áram nem folyik (vagy csak pA nagyságrendű). A visszacsatolás gondoskodik az ofszet hiba csökkentéséről. A valóságos kapcsoló, erősítők és a kondenzátor hibája miatt az áramkör statikus és dinamikus hibával is rendelkezik.

A követő-tartó áramkörök –miután egy időben kell kielégíteni a gyors működés és a jel statikus tartása feladatokat is- több hibával rendelkeznek, amelyek közül a fontosabbak: • Apertura hiba: a követésből a tartásba átkapcsoláshoz szükséges idő. • Apertura jitter: az apertura idő bizonytalansága. • Áthatás: a tartás ideje alatt megváltozott jelből a nem ideális kapcsoló miatt a kimenetre jutó jel. • Tartási hiba: a kimeneti jel változása tartási idő alatt. A stabil tartáshoz nagy kondenzátor kellene, de a gyors, dinamikus működéshez kicsi kell, ezért ténylegesen kompromisszumot kell kötni a paraméterek tekintetében. A modern átalakítókban az S&H áramkörök be vannak integrálva az átalakítókba, bár önálló katalógus áramkörként is hozzáférhetők.

6.1.3. Kvantálás A kvantálás fizikailag a jel végtelen értékkészletű értéktartományának bekorlátozását jelenti véges értéktartományba. Két kvantálási szint közötti különbséget kvantálási lépcsőnek nevezünk (q). A kvantálási lépcső finomsága meghatározza az átalakító felbontását, azonban túlzottan kicsi kvantálási lépcsők technikailag nem valósíthatók meg, illetve a zaj mértéke nagyobb, mint a lépcső, akkor a jel értékelhetetlen lesz. A gyakorlatban 12-14 bites (binárisan kódolt) átalakítókat alkalmaznak, bár létezik 16 bites átalakító is, illetve matematikai úton ennél finomabb felbontás is előállítható. Nagy léptékű kvantálási lépcső esetén, pedig a kvantálási zaj növekszik meg. Szórakoztató elektronikai célokra a 16 bit nem elegendő a jel nagy dinamika tartománya miatt, ezért ott a hagyományostól eltérő technikákat alkalmaznak a nagy bitszámú jelek konverziójára. Kvantálási lépcső: Jelöljük a teljes kvantálási jeltartományt FS-vel (full scale)! Jelöljük b-vel a természetes binárisan kódolt (lásd később) kvantálási szintek ábrázolásához szükséges bitek számát. q=

FS 2b

Pl. Legyen FS=10 V, b=12 bit, akkor a kvantálási szintek száma 4096 és a kvantálási lépcső nagysága q=2.4 mV.


109


A kvantáló áramkörök lehetséges transzfer függvényei az ábrázolásra használt kód szerint (kettős polaritású jelek kvantálása): a) előjelbites számábrázolás esetén

q

uki ube

q FS b) eltolt bináris (ofszet bináris), kettes-komplemens kódolás esetén

uki

q

kerekítéses kvantálás esetén

q/2 q

ube

csonkításos kvantálás esetén

Az a megoldás szerint két nulla is létezik attól függően, hogy pozitív oldalról vagy negatív oldalról vizsgáljuk a jelet. A b megoldás esetén aszimmetrikus lesz a pozitív és a negatív tartomány, amennyiben egyszerű csonkításos kerekítést használunk (azonos pozitív és negatív jelek abszolút értékének nem azonos a kódja), de nincs kettős nulla. A kvantálási hiba max. q, míg a kerekítéses megoldás esetén a kvantálási hiba kisebb lesz, max. q/2. A gyakorlatban a b megoldás az elterjedtebb a kerekítéses kvantálással. Kvantálási hiba a két lehetséges kialakítás esetén:

e(q)

q

e(q) ube

q

ube

Kvantálási zaj: A kvantálási hiba a jelben zajként jelenik meg. A hiba egy kvantálási lépcsőn belül egyforma valószínűséggel fordul elő [p(e)=1/q a –q/2…+q/2 tartományban]. Kvantálási zajteljesítmény (a b kvantálási forma alapján kerekítéses kvantálás esetén) ( ): Pn = σ e2 = ∫

+q / 2

−q / 2

e 2 (q ) p(e)de =

1 +q / 2 2 q2 ( ) = e q de 12 q ∫−q / 2

Az átalakító jellemzője a jel/zaj viszony:

S

Nq

= 10 lg

Px q2 = 10 lg Px − 10 lg Pn = 10 lg Px − 10 lg 12 Pn

Px = σ x2 Px a jel energiája (teljesítmény 1 Ω-ra vonatkoztatva). Jelöljük b-vel a binárisan ábrázolt jel kódhosszát (minden bit értékes, pl. ofszet bináris kód, természetes bináris, stb.).


110


q= S

FS 2b

Nq

FS 2 = 20 lg σ x − 20 lg FS + 20b lg 2 + 10 lg12 = 2 2b12 FS

= 10 lg Px − 10 lg

= 6.02b + 10.8 − 20 lg

σx

a) Ismerve a bemeneti jel eloszlását a jel/zaj viszony kiszámítható. Pl. legyen a bemeneti jel Gauss eloszlású és az FS legyen 6σx (ez azt jelenti, hogy a bemeneti jel 99.7%-a a megadott FS tartományban van.) S

Nq

= 6.02b + 10.8 − 20 lg

6σ x

σx

= 6.02b − 4.76

[dB]

b) Tételezzünk fel egy szinuszosan változó bemeneti jelet, amelynek amplitúdója FS/2.

σx = S

Nq

FS 2 2

= 6.02b + 10.8 − 20 lg

FS

σx

= 6.02b + 10.8 − 20 lg

FS = 6.02b + 6.4 FS 2 2

[dB]

Minden bit a jel/zaj viszonyt ~6 dB-vel javítja, ami azt sugallja, hogy növelni kell a bit-számot. A bit-szám növelése ( és így a felbontás is) azonban csak egy meghatározott értékig célszerű, mivel efölött a kvantálási lépcső kisebb lesz, mint az áramkör saját zaja, így a legalacsonyabb bit értéktelen lesz (pl. gyakori, hogy a 16 bit felbontású átalakító adatlapja azt tartalmazza, hogy a hasznos bitek száma 14.) A magasabb felbontású átalakítók műszakilag bonyolultabbak és jelentősen drágábbak is, ezért költség-hatékony megoldásokat kell alkalmazni.

6.1.4. Kódrendszerek A kvantálási lépcsők leírására több kódrendszer is kialakult. Tovább bonyolítja a helyzetet, hogy a digitális technikában nincs előjel, így a negatív bemeneti jeltartományokat valamilyen kóddal kell leírni. Csak egy polaritású jelek esetén használják a természetes bináris kódokat, amelyeknek minden bitje hasznos és nem kell előjel konvenciót alkalmazni. Az előjel bites esetén az első bit jelzi a ± értékeket (0-pozitív,1-negatív), a további bitek a természetes bináris kódnak felelnek meg. Az értékes bitek száma b hosszúságú ód esetén: b-1. Egyszerűen visszaállítható a negatív jeltartomány a kódból. A kód az a karakterisztika szerinti átalakítónak felel meg. A kettes komplemens különösen előnyös, ha további matematikai műveleteket végeznek a jelen, mivel ez az ábrázolás megegyezik a szokásos számábrázolással mikroszámító-gépeken. Gyakran alkalmazott kódolási mód. A kód a b karakterisztika szerinti átalakítónak felel meg. Az egyes komplemens két nulla szintet eredményez, ami a visszaállítást megnehezíti. A kód az a karakterisztika szerinti átalakítónak felel meg. Gyakori megoldás az eltolt bináris (ofszet bináris) kód, amely úgy épül fel, hogy a teljes tartományt (FS) egy folyamatosan binárisan változó kóddal fedi le úgy, hogy ha az első bit nulla akkor az negatív érték, ha 1 akkor az pozitív érték (lehet fordítva is). Így a kódtáblázat közepén van a nulla érték (nincs két nulla, de aszimmetrikus a kódtáblázat egy fél kvantálási lépcsővel, bár ez csökkenthető, ha a kerekítéses kvantálási szabályt használjuk). Egyszerűen visszaállítható a negatív jeltartomány a kódból. A kód a b karakterisztika szerinti átalakítónak felel meg. Léteznek kifejezetten digitális műszerek számára BCD kódot használó átalakítók is, bár jelentőségük csökken. Egy példa alapján vizsgáljuk meg az egyes kódok kialakítását. Tételezzünk fel egy 4 bites, 16 kvantálási lépcsős átalakítót.


111


A leggyakoribb kódok (példa 4 bit esetére) ( ): Kvantálási lépcső

Kódok

(decimális számmal leírva)

Előjelbites

+7/8 +6/8 +5/8 +4/8 +3/8 +2/8 +1/8 0+ 0-1/8 -2/8 -3/8 -4/8 -5/8 -6/8 -7/8 -8/8

0111 0110 0101 0100 0011 0010 0001 0000 1000 1001 1010 1011 1100 1101 1110 1111

2-es komplemens 0111 0110 0101 0100 0011 0010 0001 0000

1111 1110 1101 1100 1011 1010 1001 1000

1-es komplemens 0111 0110 0101 0100 0011 0010 0001 0000 1111 1110 1101 1100 1011 1010 1001 1000

Ofszet/ bináris 1111 1110 1101 1100 1011 1010 1001 1000

eltolt

0111 0110 0101 0100 0011 0010 0001 0000

6.1.5. Átalakítók pontossága és hibái Az A/D és D/A átalakítók a bennük alkalmazott jelentős számú elektronikus kapcsoló, ellenállás-hálózat, stb. miatt nem ideálisak. Az alkatrészek nem ideális volta statikus hibát, a tranziens viselkedése dinamikus hibát eredményez.

6.1.5.1. Statikus hibák Ábrázoljuk az átalakítók transzfer karakterisztikáját a lépcsős karakterisztikája helyett egy azt helyettesítő egyenessel. A hibákat az A/D átalakító transzfer karakterisztikáján mutatjuk be, de hasonlóak a D/A átalakító statikus hibái is. Jelöljük a kimeneti digitális kódot Dki-vel, és tételezzük fel (ez a gyakorlat is), hogy az egymást követő kódok skálán lineárisan növekvő értéket mutatnak. a)

ofszet hiba

Dki ideális

valóságos Ube

ofszet hiba b)

erősítés hiba

Dki ideális

valóságos Ube

c)

Linearítási hiba

Dki ideális

valóságos Ube


112


d)

Monotonitási hiba (növekvő jelhez nem magasabb értékű kód tartozik) Dki ideális

valóságos Ube

monotonitási hiba e)

Hőmérsékleti hiba (TC) a paraméterek változása a hőmérséklet függvényében.

Az eredő statikus hiba: valóságos

Dki

ideális hibasáv

Ube

A hibák egy időben jelentkeznek, ezért a statikus hibára –a műszereknél megszokott módon- egy teljes skálára (FS-re) vonatkoztatott hiba százalékot és a kis kvantálási lépcsők miatt bitekben kifejezett hiba-tartományt szokás megadni.

6.1.5.2. Dinamikus hibák A dinamikus hibák forrása az egyes elemek (elsősorban a nagy tömegben alkalmazott elektronikus kapcsolók) tranziens hibái. Pl. D/A átalakítók kapcsolási hibái: Uki

glitch

t Az átkapcsoláskor túllövések jönnek létre, amelyek nem kerülhetnek a kimenetre, bár a kimeneti aluláteresztő szűrő ezeket egyébként simítaná. Az átkapcsolási tranziensek csökkentésére átlapolásokat használnak, azaz a jelet csak a tranziens lezajlása után engedik a kimenetre, ami azonban a kapcsolási időket növeli, az áramkör sebességét csökkenti. A különböző hibák együtt, szétszeparálhatatlanul fordulnak elő, ezért a dinamikus viselkedést a konverziós/átalakítási idővel jellemezzük. Ez az az idő, ami • A/D esetén a bemenetre kerülő jelből a digitális kód megjelenéséig (átalakítási idő), • D/A esetén a bemenetre adott digitális kód alapján a kimeneti feszültség megjelenéséig szükséges idő. Az A/D átalakítóknál egy speciális kimeneten keresztül jelzik a konverzió lezajlását és a kimeneten levő kód helyességét. Ez a kimenet a „vége a konverziónak” EOC (end of conversion). A konverziós idő és a beállási idő között szoros összefüggés van. Pl. D/A esetén, ha a beállási idő 1 bitre van megadva, akkor az egyben a konverziós idő is. A konverziós idő megszabja a maximális átalakítási frekvenciát is, de a megengedhető maximális jelfrekvencia ettől eltérhet, mert figyelembe kell venni, pl. a D/A átalakítóknál a kimeneti jel maximális jelváltozási sebességét (slew rate) is. Hibát okoz továbbá az is, hogy a mintavételezés indításától a tényleges mintavételezésig idő telik el (apertura késés), amely befolyásolja a jel visszaállíthatóságát, illetve megjelenik az apertura jitter az apertura késés bizonytalansága is.


113


6.2. D/A átalakítók (DAC) A D/A átalakítók feladata egy digitális jel analóg jellé alakítása. A digitális jelek lehetnek sorosak vagy párhuzamosak. Az alfejezetekben bemutatott klasszikus átalakítók párhuzamos bemenetűek. A soros bemenetűk a speciális átalakítók fejezetben ismertetett szigma-delta átalakítókon alapulnak elsősorban vagy tartalmaznak egy soros-párhuzamos átalakítást belül. A D/A átalakítók kimenetei általában 0. rendű tartó áramkört tartalmaznak, amelynél két digitális kódnak megfelelő analóg jel között tartjuk az előző kimeneti értéket, így feszültség ugrások keletkeznek a kimeneti jelben, amelyet aluláteresztő szűrővel simítunk. Léteznek elsőfokú integráló, illetve interpolációs szűrővel ellátott kimenetű átalakítók is, amelyeknél két minta közötti feszültségváltozás valamilyen eljárással kerül kialakításra (pl. lineáris interpoláció, vagy görbe szerinti interpoláció, stb.).

6.2.1. Súlyozott áramok módszere Az áramkör működése azon alapul, hogy kettő hatványai szerint súlyozott áramgenerátorokat a kódnak megfelelően kapcsolnak (vagy nem kapcsolnak) egy áramösszegző kapcsolásra. A súlyozott áramgenerátorokat egy stabil referencia feszültség valamint kettő hatványai szerint súlyozott ellenállások segítségével hozzák létre úgy, hogy az áramösszegző pontban a feszültséget közel földponton tartják egy műveleti erősítővel, így az áramösszegzés nem befolyásolja az egyes részáramok nagyságát. UREF

S1

2R I0 4R I1

S2

8R

S0

MSB

Jelöljük az n bit hosszú kód i. bitjének (0≤i≤n-1) értékét αi-vel. Az αi két értékű lehet 0 vagy 1. A legmagasabb helyi értékű bit (MSB, α0) szolgáltatja a kimeneti áram felét, míg a legkisebb helyi értékű (LSB, αn-1) bit szabja meg a felbontást. Ha a megfelelő bit αi=1, akkor az Si kapcsoló az UREF feszültséghez, αi=0 esetén pedig a jelföld vezetékhez kapcsolódik.

R ∑Ii

I2 -

LSB

Sn-1 2nR In-1

+

uki

Megjegyezzük, hogy létezik olyan alapkapcsolás is, ahol nem váltó kapcsolók hanem záró érintkezők vannak (ami gyártástechnikai szempontból előnyös, mert könnyebben Digitális kód [α0……αn-1] realizálható) és csak az UREF-hez kapcsolódnak a bemenetek, ami azonban több szempontból is hátrányos, pl. állandóan változó bemeneti ellenállás zajt termel, a nem használt bemenetek szabadon vannak, ami zaj forrása lehet. Az i. ág árama: Ii = αi

U REF 2( ) R i +1

A kimeneti feszültség: n−1

n −1

αi

i =0

i =0

2 ( i +1 )

U ki = − R ∑ I i = −U REF ∑

Az összefüggésből látható, hogy a kimeneti feszültség nem függ az ellenállás konkrét értékétől, csak az αi értékétől. Az átalakító hibái: a) A kimeneti feszültség rendszeres hibával rendelkezik, amely megegyezik az LSB bit által a kimeneti feszültségben okozott jelváltozással. Elméletileg, ha minden bit 1, akkor a kimeneti feszültségnek UREF értékűnek kellene lennie. Az eltérés (hiba): Uh =

U REF 2n

b) Az ellenállásokat nagyon széles skálán kell gyártani nagy pontossággal, ami különleges gyártási előírásokat jelent, de még így is bekorlátozza a maximális kódhosszt. (pl. 10 bit esetén a legnagyobb és legkisebb


114


ellenállás aránya 210=1024). Integrálási technikákkal általában a pontos abszolút értékű ellenállások gyártása nehezen valósítható meg, sokkal egyszerűbb pontos ellenállás arány előállítása. A műveleti erősítő elhagyásával és az áramösszegző pont kivezetésével áramkimenetű D/A is előállítható. Ebben az esetben az áramösszegzés külső áramkörökkel valósul meg.

6.2.2. Létrahálózatos átalakító Feszültség kimenetű átalakító:

U

R

I/2

I/2/

2R S0

R I/4

2R

R

I/4

2R

S1

S2

I/8

I/8

I/2n I/2n

2R Sn-1

∑I Áram kimenetű átalakító Feszültség kimenetű átalakító

R

2R

Digitális kód [α0……αn-1]

I

UREF

V +

uki

A létrahálózatos átalakítók kivédik az előző kapcsolás legnagyobb hátrányát a széles skálán nagy pontossággal gyártandó ellenállások szükségességét. A működés azon az elven alapul, hogy tetszőleges hosszúságú létrahálózat hozható létre úgy, hogy bármely csomópontján felvágva a kapcsolást a mögöttes ellenállás értéke mindig ugyanannyi. A kimeneti áramösszegző műveleti erősítő nélkül az átalakító áram kimenetű is lehet a ∑I kimeneten. A létrahálózat működési elve: Az ellenállások eredője minden csomópontra -az eredő ábrán látható módon- 2R, R I/2 I n I/4 R R I/8 R amely párhuzamosam I/2 2R UREF kapcsolódva a másik 2R R U n ellenállással R ellenállást ad 2R 2R I/2 2R I/4 2R I/8 2R I/2 2R eredőben. Ez összeadódva a R vele sorba kapcsolt R S0 S1 S2 Sn-1 ellenállással újra 2R ellenállást ad eredőben és ez ∑I így folytatódik tovább. Elvileg végtelen hosszúságban folytatható a létra, de a valóságban az elektronikus kapcsolók műszaki megvalósíthatósága, illetve annak hibái, valamint az egyre kisebb áram, ami a kapcsolókon átfolyik és a vele összehasonlítható zaj korlátozza az átalakító fizikai hosszát és így a gazdaságosan elérhető felbontást is. Az átalakítónak –az előző kapcsoláshoz hasonlóan- van statikus hibája, mert LSB-nek megfelelő áramhiány lép fel az áramösszegző ponton (ez gyakorlatilag az utolsó, a földvezetékhez közvetlenül csatolt, ellenálláson elfolyó áram). I=

U REF R

1 ⎞ ⎛ U ki max = −U REF ⎜1 − n ⎟ 2 ⎝ ⎠

A kapcsolás előnye, hogy nem az ellenállások abszolút értékét, hanem az arányát kell pontosan tartani, ami technikailag könnyebben megoldható. A kapcsolók nem feszültséget, hanem áramot kapcsolnak, mivel a Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

115


műveleti erősítő invertáló pontja virtuális földponton van, így mindkét kapcsolóág földpotenciálú. Az alapvető problémát a fizikailag megvalósítható kapcsolók illetve az azokon átfolyó eltérő áramok okozta hibák jelentik. A létrahálózatos kialakításon belül -fizikai megvalósítás tekintetében- több almegoldás is lehetséges. Az átalakító gyakran alkalmazott a közepes sebességű átalakítók kategóriájában. Feszültség kimenetű létrahálózatos konverter kialakítása: A létrahálózat fordítottan is megtáplálható, ez esetben a kimenet közvetlenül feszültség. +

U R-2R

Uki

-

V

Digitális kód ∑I UREF

6.2.3. Közvetlen/teljesen dekódolt átalakító A teljesen dekódolt átalakítók nagysebességű (flash) átalakítók, amelyeknél a digitális kódnak megfelelő analóg érték egy lépésben jelenik meg az átalakító kimenetén. UREF

Az átalakító nagyszámú kapcsolót tartalmaz (2n-1), ezért gyakran nem egy lépésben dekódolják a kimeneti jelet, hanem két lépésben: egy durva (néhány bit) kapcsolóval kiválasztjuk a kimeneti jel tartományának egy részét, majd egy finom felosztású kapcsolóhálózattal a tartományon belül dekódoljuk a kimeneti feszültséget. A finom felbontást végző áramkör referencia feszültségei szabadon kötődnek a kiválasztatott tartományok alsó és felső értékhatáraihoz.

R R R R R

0 1 1

R R R

a0 a1 a2 1 0 1

UDA

A működési elvet egy 3 bites (a valóságban ilyen alacsony bitszámú átalakító nem létezik) átalakítón keresztül mutatjuk be. A legalacsonyabb helyi értékű bit (a0, LSB) fogja a legtöbb kapcsolót működtetni egyszerre. Ha értéke 0, akkor a kapcsolók lefelé, ha 1, akkor felfelé kapcsolnak. Ugyanígy haladunk a kiment felé. Az MSB bit választ, hogy a jeltartomány alsó felében legyen a kimeneti feszültség vagy a felső felében. A kapcsolók átalakítása minden bit-szinten egyszerre történik meg, ezért nagyon gyors lesz az átalakító. A rendszeres hiba egy LSB értékű lesz, mivel a maximális kimeneti jel az ábra alapján: U AD max = U REF

7 8

6.3. A/D átalakítók (ADC) Az A/D átalakítás a gyakorlatban a D/A átalakításnál sokkal gyakrabban előforduló feladat. Az analóg világból az információt a digitális feldolgozó egységek felé A/D átalakítóval visszük be. Ennek jósága, megbízhatósága befolyásolja a teljes digitális jelfeldolgozást.

6.3.1. Számláló típusú átalakító Az átalakító tulajdonképpen egy kompenzációs elven működő rendszer, ahol egy monoton növekvő lépcsőfeszültséget állítanak elő D/A átalakító segítségével. A monoton növekvő digitális kódot, amelyik a D/A-t vezérli egy bináris számláló állítja elő. A lépcsős feszültséget összehasonlítva (komparátorral) a bemeneti jellel érzékelhető, hogy meddig kisebb a bemeneti jel, mint a monoton növekvő lépcsős feszültség. Amikor a lépcsős feszültség nagyobb lesz, mint a bemeneti jel, akkor a számlálás leáll. Az EOC kimenet jelzi, hogy a kód a kimeneten rendelkezésre áll (End of Conversion). A belső D/A átalakító bemenetén megjelenő digitális kód lesz az érvényes kimeneti kód értéke.


116


ube

+ ube A

UDA

EOC

D start stop számlálás

n-bit kód kimenet

stop

oszcillátor+ vezérlő

n-bites számláló

start

A módszer hátránya, hogy lassú, a konverziós idő a bemeneti feszültség nagyságától függ. Ha T az oszcillátor periódus ideje és n bites az átalakító, akkor a maximális konverziós idő:

t konv = 2 n T

6.3.2. Sorozatos közelítéses (szukcesszív approximációs) átalakító A szukcesszív approximációs regiszter bitenként (az MSB bittel kezdve) egymás után állítja be a kimenetet 1-re. Az MSB bit beállítása után (a többi bit 0) a D/A kimenetén kapott feszültséget összehasonlítjuk a bemeneti feszültséggel. Ha a bemeneti feszültség nagyobb, akkor a bitet 1-ben hagyjuk, ha kisebb, akkor visszaállítjuk 0-ra. Ezután az eggyel alacsonyabb helyi értékű bitet a fentiekhez hasonlóan beállítjuk. A teljes kód az n. lépés után áll be, így a teljes konverziós idő legalább: tkonv = nT

ube

+ A D Oszc.

n-bit kód kimenet Szukcesszív approximációs regiszter (SAR)

EOC

start

Példa a konverzió folyamatára FS

UDA

n-3. bit=0 (FS/16)

ube n-2. bit=1 (FS/8) n-1. bit=0 (FS/4) n. bit=1 (FS/2) D/A átalakító kimeneti jele t Az áramkör egyszerű felépítésű, népszerű, általános felhasználási célú áramkör.


117


6.3.3. Közvetlen átalakító

+

R

+

R

+

R

+

R

+

R

+

R

n bit digitális kód kimenet

UREF 3/2R

Regiszter+ döntési logika

Ube

A közvetlen átalakítók nagyszámú komparátort és azok kimeneteit feldolgozó döntési logikát tartalmaznak. Egyes szakirodalmak teljesen párhuzamos illetve flash komparátorok néven is nevezik ezt a típust. A kapcsoláshoz szükséges komparátorok száma a bithossztól függ m=2n-1. A döntési logika tulajdonképpen egy priorítás dekóder, amely megvizsgálja, hogy melyik a legnagyobb priorítású, még kapcsolt komparátor, és annak a kódját adja ki a kimeneten. A konverzió az összes komparátoron egy időben megy végbe így igen gyors, az átalakító tipikusan a MHz tartományban használható. A nagy sebesség mellett hátránya, hogy bonyolult felépítésű áramkör.

+

R/2

mintavétel start

6.3.4. Kettős meredekségű (dual slope) átalakító Szokásos elnevezése még a kétszeres integráló átalakító. Lassúbb átalakításoknál, ahol a villamos hálózati zavarhatások csökkentése is fontos, alkalmazzuk az egyes és a kettős meredekségű átalakítókat. Kedvezőbb tulajdonságai miatt a kettős meredekségű az elterjedtebb. Az alapelv a kettős integráláson alapul, ahol egy kondenzátort állandó ideig töltünk a bemeneti jellel, majd a kisütést egy ismert állandó árammal végezzük el. Az állandó idejű töltés lehetővé teszi, hogy megfelelően választott idő esetén a kondenzátor integráló hatása miatt kiszűrje az átalakítandó jelre szuperponálódott hálózati frekvenciás zavarjeleket (50 Hz és annak szub– és felharmonikusai). Az átalakító blokkvázlata: C

-UREF 2

R

+

Ube 1

Ui

+

start oszc.

vezérlő

számláló

n bit kimenet

Az első lépcsőben (a kapcsoló 1. állapotában) a bemeneti jelet integráljuk egy meghatározott tm ideig. Az időt a számláló méri. Ha T az oszcillátor periódus ideje, akkor n bites számláló esetén: tm=2nT. A számlálás a maximális értékről lefelé történik, amíg a számláló el nem éri a 0 értékhez tartozó túlcsordulást. Az integrálás ideje alatt a bemeneti feszültség nem változik (Nyquist-tétel).


118


-Ui Ube integrálása

-UREF integrálása t n

2T

zT

Az integrátor kimeneti feszültsége (a mérés kezdetén a kondenzátor energiamentes!):

Ui = −

tm

U 1 U be dt = − be t m ∫ RC 0 RC

A kisütés (2. kapcsoló állás) egy ismert feszültséggel (UREF) történik (a kisütéshez szükséges időt is a számláló méri úgy, hogy most felfelé számol): 0 = Ui −

1 RC

U be = U REF

t m +t k

∫ (− U REF )dt = U i +

tm

U REF U U t k = − be t m + REF t k RC RC RC

tk tm

Legyen a kisütési idő tk=zT, ahol z a számolt impulzusok száma, akkor U be = U REF

U zT = z REF = kz n n 2 T 23 12 kons tan s

A bemeneti feszültség tehát egyenesen arányos a leszámolt impulzusok számával, így a regiszter tartalma a kisütés végén közvetlenül reprezentálja a bemeneti feszültség nagyságát. A kettős integrálás az integrátor paramétereinek hatását is minimalizálja. Amennyiben a tm értékét úgy választjuk meg, hogy az a hálózati frekvencia periódusidejének (20 ms) egész számú többszöröse legyen, akkor a hálózati zavarásokból származó elektromágneses zavarjelek hatása lényegesen csökken, mert kiintegrálódnak. Az átalakító két alapvető tulajdonsága, tehát az, hogy lassú és jó zavarszűrési képességű különösen alkalmassá teszi őket lassú ipari folyamatok méréstechnikájában és digitális műszerekben történő felhasználásra.

6.4. Speciális átalakítók A klasszikus A/D és D/A konverterek precíz kialakítást igényelnek és a mintavételezési frekvencia csökkentése érdekében közel a Nyquist-frekvencia közelében mintavételeznek, ami feltételezi a jó minőségű anti-aliasing szűrő kialakítását. Az áramkörök jelentős része analóg vagy mintavételezett analóg jelekkel dolgozik. A döntően digitális jelekkel és nagybonyolultságú digitális áramkörökkel dolgozó átalakítók, pl. a szigmadelta átalakítók azonban jelentősen a Nyquist-frekvencia felett dolgoznak (túlmintavételezés), ami jelentős előnnyel jár a zaj csökkentése szempontjából (az átalakítás során keletkező zaj szélesebb frekvenciatartományban oszlik szét, amelyet szűréssel tovább csökkenthetünk). Bár nagyobb sebességű áramköröket igényelnek, de ezek modern digitális technikával egyszerűbben realizálhatók. Az átalakítás során 1-bites átalakítót használunk, ami egyszerűbb felépítésű.

6.4.1. Szigma-delta átalakítók A szigma-delta átalakítók 1-bites kvantáló áramkört alkalmaznak. Az átalakítást szigma-delta modulációnak, a visszaalakítást szigma-delta demodulációnak nevezzük.


119


a) A delta moduláció elve

fT analóg jel xA

+

∑

hibajel xe

1 bites kvantáló

digitális jel xD

integrátor ∫

xi

xA xi t xD

t

Az elv azon alapul, hogyha elég nagy frekvenciával, mindig csak egy kvantálási lépcsővel követjük (felfelé növelve, vagy lefelé csökkentve) a bemeneti jelet, akkor az a jel ami vezérli az 1 bit-es kvantálót, egyben jellemzi a bemeneti jelet is. A kvantáló által kiadott feszültségnövelő vagy csökkentő jelet egy integrátor összegzi. Az integrátor kimeneti jelét kivonva a bemeneti jelből egy hibajelet kapunk, ami helyes működés esetén nem lehet nagyobb, mint a kvantálási lépcső. Az integrátor összegzőként működik, amely az előző értékhez hozzáadja (előjelhelyesen) az 1 bites kvantáló kimeneti jelét.

A kimeneti jel egy kétállapotú jelfolyam, amelyet további műveleteknek (pl. decimáló szűrés) vetünk alá, hogy soros, vagy párhuzamos digitális jelet kapjunk. b) A delta demoduláció elve

digitális jel (xD)

analóg jel (xA)

∫

Az xD kimeneti jelből az analóg jel visszaállítható integrálással és szűréssel. c) A szigma-delta moduláció/demoduláció blokksémája

A demodulátor integrátorát be lehet vonni a moduláció fázisába, amellyel a demoduláció egy egyszerű aluláteresztő szűréssé válik. fT szigma delta analóg jel xA

+

∑

∫

1 bites kvantáló

digitális jel xD

-

Demodulátor:

analóg jel (xA)

digitális jel (xD)

d) Szigma-delta moduláción alapuló ADC

Az egy lépcsőnyi változást egy 1 bites ADC és DAC hozza létre. Az ADC kimenetén bit-folyam formájában kapjuk az eredményt, amely soros kód. A decimáló szűrő célja, hogy az adatfolyamból egy jellemző digitális kódot hozzon létre. fT szigma delta 1 n Analóg jel + Digitális decimáló 1 bites ADC digitális jel ∑ xA ∫ szűrő 1 bites DAC Pl. 7 bit esetén, ha a digitális jelfolyam az alábbi értékekkel rendelkezik: 0000111, akkor a kimenetre 0, ha az egyesek száma több, mint a 0-k száma, akkor a kimenetre 1 kerül.


120


AJÁNLOTT IRODALOM 8. 9. 10. 11. 12. 13. 14. 15. 16. 17. 18. 19. 20. 21. 22. 23. 24. 25. 26.

Tietze-Schenk: Analóg és digitális áramkörök, Műszaki Könyvkiadó, 1990. Herpy-Barka: Aktív RC szűrők, Akadémiai Kiadó, 1985 Schnell szerk.: Jelek és rendszerek méréstechnikája, Műszaki Könyvkiadó, 1985. Millmann: Microelectronics, McGraw-Hill, 1992 Winzer: Linear Integrated Circiuts, Saunders College Publishing, 1992 Kissel: Industrial Electronics, Prentice Hall, 1997 Doebelin: Measurement Systems, McGraw-Hill, 1990 Savant-Roden-Carpenter: Electronic Design, Benjamin/Cummings Publishing, 1991 Smith,S.D.: Optoelectronic devices, Prentice Hall, 1995. Kwork,K,NG: Complete Guide to Semiconductor Devices, IEEE Press, 2002. Gies: Optokoppler und Displays, Franzis Verlag, 1987. Usher,M.J.-Keating,D.A.: Sensors and transducers, MacMillan Press, 1996. Ferenczi Ö.: Félvezetős feszültségátalakítók, Műszaki Könyvkiadó 1979. Ferenczi Ö.: Kapcsolóüzemű tápegységek, Műszaki Könyvkiadó 1979. Marty Brown: Power Supply Cookbook, Newness Publ. 2001. M.H. Rashid: Power electronics: Prentice Hall, 1993. Komarik J: Számítástechnika analóg áramkörei, LSI Oktatóközpont J.G. Proakis- D.G. Manolakis: Digital Signal Processing, MacMillan Publ. , 1992. C. Marven-G. Ewers: Simple Aproach to Digital Signal Pocessing, Wiley International-Texas Instruments, 1996.


121


TARTALOMJEGYZÉK 3.0.

Műveleti erősítők (folytatás) ........................................................................................................... 2 3.3.5. Aktív szűrők ............................................................................................................................. 2 3.3.5.1. Szűrőtervezés approximációs eljárással .............................................................................. 2 3.3.5.1.1. Ingadozás paraméterek ................................................................................................... 2 3.3.5.1.2. Normált referens aluláteresztő szűrők ............................................................................ 3 3.3.5.2. Közvetlen szűrőtervezés...................................................................................................... 9 3.3.6. Kapcsolt kapacitású szűrők .................................................................................................... 10 3.4. A műveleti erősítők hibái ................................................................................................................ 11 3.4.1. A frekvencia karakterisztika és kompenzálása ....................................................................... 11 3.4.1.1. A nyílthurkú erősítés frekvenciafüggése ........................................................................... 11 3.4.1.1.1. A negatív visszacsatolás hatása a frekvenciamenetre .................................................. 12 3.4.1.1.2. A határfrekvencia hatása a dinamikus paraméterekre .................................................. 13 3.4.1.2. Fázistartalék ...................................................................................................................... 13 3.4.1.2.1. A fázistartalék hatása a dinamikus tulajdonságokra ..................................................... 14 3.4.1.2.2. A fázismenet hatása a linearításra ................................................................................ 14 3.4.1.3. A frekvencia karakterisztika kompenzálása ...................................................................... 15 3.4.2. Ofszet hibák és kompenzálásuk ............................................................................................. 16 3.4.2.1. Ofszet hiba csökkentése a tervezés során .......................................................................... 17 3.4.2.2. Ofszet kompenzálás .......................................................................................................... 17 3.4.2.2.1. Külső kivezetett kompenzációjú áramkörök ................................................................ 18 3.5. Műveleti erősítők kapcsolóüzeme ................................................................................................... 18 3.5.1. Komparátorok ........................................................................................................................ 18 3.5.1.1. Hiszterézis-nélküli komparátorok ..................................................................................... 19 3.5.1.2. Hiszterézises komparátorok .............................................................................................. 20 3.5.1.3. Ablak-komparátorok ......................................................................................................... 22 3.5.2. Multivibrátorok ...................................................................................................................... 23 3.5.2.1. Astabil multivibrátor műveleti erősítővel ......................................................................... 23 3.5.2.2. Monostabil multivibrátor műveleti erősítővel ................................................................... 24 3.5.3. Időzítők/timerek ..................................................................................................................... 25 3.6. Jelkondicionáló áramkörök ............................................................................................................. 26 3.6.1. Mérőerősítők (Műszererősítők, Instrumentation amplifiers) .................................................. 27 3.6.1.1. Három műveleti erősítős mérőerősítő (műszererősítő) ..................................................... 28 3.6.2. Szigetelt erősítők .................................................................................................................... 30 3.6.2.1. Transzformátoros leválasztású szigetelt erősítők .............................................................. 30 3.6.2.2. Optoelektronikai leválasztású szigetelt erősítő ................................................................. 31 3.6.3. Töltéscsatolt erősítők.............................................................................................................. 31 3.6.4. Hőmérséklet átalakítók erősítői .............................................................................................. 32 4.0. Optoelektronika ............................................................................................................................. 34 4.1. Optoelektronikai alapfogalmak ....................................................................................................... 34 4.1.1. Fénytechnikai alapfogalmak................................................................................................... 34 4.1.2. Az optoelektronikai eszközök hullámtartománya (optikai spektrum) .................................... 34 4.1.3. Az emberi szem érzékenysége ............................................................................................... 35 4.1.4. Hőmérséklet hatása, öregedés ................................................................................................ 35 4.2. Fotovevők/detektorok ...................................................................................................................... 35 4.2.1. Fotoellenállás (Light Dependent Resistor, LDR) ................................................................... 36 4.2.2. Foto-elektromos jelenségek a pn átmenetben ......................................................................... 37 4.2.2.1. Fotoelem ........................................................................................................................... 38 4.2.2.2. Fényelem ........................................................................................................................... 39 4.2.3. Fotodióda................................................................................................................................ 39 4.2.3.1. Shottky-fotodióda.............................................................................................................. 40 4.2.3.2. PIN dióda .......................................................................................................................... 40 4.2.3.3. Lavina dióda (APD, Avalanche Photo Diode) .................................................................. 40 4.2.4. Fototranzisztor........................................................................................................................ 41 4.2.4.1. Foto-Darlington................................................................................................................. 42 4.2.5. Foto-FET ................................................................................................................................ 43 4.2.5.1. Képérzékelők .................................................................................................................... 43 4.2.5.1.1. Töltéscsatolt eszközök (Charge Coupled Device) ........................................................ 44 4.2.5.1.2. CMOS érzékelő ........................................................................................................... 45 4.2.5.1.3. Színes képérzékelők ..................................................................................................... 46 4.2.6. Egyéb félvezetős optoelektronikai detektorok ....................................................................... 47 Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

122


4.2.6.1. Szenzor-tömb (array) ........................................................................................................ 47 4.2.6.1.1. Diszkrét fotodióda tömb ............................................................................................... 48 4.2.6.1.2. pin-diódás pozíció-érzékelő (PSD) .............................................................................. 48 4.3. Fotoadók (emittálók) ....................................................................................................................... 49 4.3.1. IRED ...................................................................................................................................... 49 4.3.2. LED ........................................................................................................................................ 50 4.3.3. Lézer dióda (SDL) .................................................................................................................. 52 4.4. Optolektronikai adó-vevő eszközök ................................................................................................ 52 4.4.1. Optocsatolók .......................................................................................................................... 53 4.4.2. Opto-érzékelők ....................................................................................................................... 55 4.4.3. Üvegszálas átvitel alapjai ....................................................................................................... 56 4.5. Optoelektronikai elven működő mérőeszközök .............................................................................. 57 4.5.1. Forgó jeladók ......................................................................................................................... 57 4.5.2. Lineáris jeladók ...................................................................................................................... 58 4.5.3. Háromszögeléses elven működő lézeres távolságmérők ........................................................ 59 4.6. LED alapú kijelzők.......................................................................................................................... 59 4.6.1. Folytonos üzem ...................................................................................................................... 60 4.6.2. Multiplex-üzem ...................................................................................................................... 61 4.6.3. Intelligens kijelzők ................................................................................................................. 62 4.6.4. LED-Display .......................................................................................................................... 63 4.7. Folyadékkristályos kijelzők (LCD) ................................................................................................. 63 4.7.1. Működése, tulajdonságai ........................................................................................................ 63 4.7.2. Vezérlési megfontolások ........................................................................................................ 66 4.7.3. Intelligens kijelzők ................................................................................................................. 68 4.7.4. Folyadékkristályos monitorok (LCD) .................................................................................... 68 4.8. Egyéb kijelzők és megjelenítők ....................................................................................................... 69 4.8.1. Plazma kijelzők, megjelenítők (PDP)..................................................................................... 69 5.0. TÁPEGYSÉGEK........................................................................................................................... 71 5.1. Stabilizálatlan AC-DC tápegységek ................................................................................................ 72 5.1.1. Egyfázisú egyenirányító kapcsolások..................................................................................... 72 5.1.1.1. 1F2U2Ü kapcsolás (Greatz) .............................................................................................. 73 5.1.1.2. 1F1U2Ü kapcsolás (középpont-kapcsolás) ....................................................................... 75 Kisteljesítményű egyenirányító kapcsolások paraméterei ( ) ........................................................... 75 5.1.2. AC-DC átalakítók elemei ....................................................................................................... 75 5.1.2.1. Egyenirányító transzformátorok........................................................................................ 75 5.1.2.2. Egyenirányító dióda .......................................................................................................... 76 5.1.2.3. Szűrőkondenzátor.............................................................................................................. 76 5.1.2.4. Túláram-védelem .............................................................................................................. 77 5.1.2.5. Túlfeszültség-védelem ...................................................................................................... 77 5.2. Stabilizált kimenetű DC-DC tápegységek jellemzői ....................................................................... 78 5.3. Analóg lineáris üzemű tápegységek ................................................................................................ 79 5.3.1. Stabilizálási elvek................................................................................................................... 79 5.3.1.1. Soros stabilizálás elve ............................................................................................................. 80 5.3.1.2. Párhuzamos (shunt) stabilizálás elve ....................................................................................... 80 5.3.2. Visszacsatolás nélküli tápegységek ........................................................................................ 81 5.3.2.1. Zener-diódás stabilizátor ................................................................................................... 81 5.3.2.2. Növelt áramterhelésű Zener-diódás stabilizátor ................................................................ 81 5.3.3. Visszacsatolt tápegységek ...................................................................................................... 82 5.3.3.1. Aktív túláramvédelem ....................................................................................................... 83 5.3.3.1.1. Egyszerű (határolós) túláramvédelem .......................................................................... 83 5.3.3.1.2. Visszahajló áram-karakterisztikájú túláram-védelem .................................................. 84 5.3.3.2. Diszkrét félvezetővel felépített tápegységek ..................................................................... 84 5.3.3.3. Változtatható kimenetű integrált vezérlővel felépített tápegységek .................................. 85 5.3.3.4. Monolitikus integrált tápegységek .................................................................................... 86 5.3.3.4.1. A stabilizátor külső alkatrészei .................................................................................... 87 5.3.3.4.2. Kettős tápegység kialakítása ........................................................................................ 87 5.3.3.4.3. Áramterhelés növelése ................................................................................................. 88 5.3.3.4.4. Kimeneti feszültség megváltoztatása ........................................................................... 88 5.3.4. Tápegységek különleges kapcsolásai ..................................................................................... 88 5.3.4.1. Négyvezetékes tápegységek .............................................................................................. 88 5.3.4.2. Tápegységek soros kapcsolása .......................................................................................... 89 5.3.4.3. Tápegységek párhuzamos kapcsolása ............................................................................... 89 5.3.5. Analóg lineáris tápegységek jellemző paraméterei és karakterisztikái................................... 89 Dr. Kovács Ernő: Elektronika II. előadás jegyzet Villamosmérnök alapszakos (BSc) nappali tagozatos hallgatók számára

123


5.4. Kapcsolóüzemű tápegységek........................................................................................................... 90 5.4.1. Primer oldali kapcsolóüzemű tápegységek ............................................................................ 90 5.4.1.1. Záróüzemű tápegység (flyback converter) ........................................................................ 91 5.4.1.2. Nyitóüzemű (gerjesztő átalakító) tápegység (1T forward converter) ................................ 93 5.4.1.3. Ellenütemű kapcsolóüzemű tápegység (Push-pull converter) ........................................... 94 5.4.1.4. Félhidas kapcsolóüzemű tápegység (Half-bridge converter) ............................................ 95 5.4.1.5. Hídkapcsolású kapcsolóüzemű tápegység (Full-bridge converter) ................................... 96 5.4.1.6. A primer oldali kapcsolóüzemű tápegységek jellemző veszteségei .................................. 96 5.4.2. Szekunder oldali kapcsolóüzemű tápegységek (DC-DC konverterek)................................... 97 5.4.2.1. Feszültségcsökkentő tápegység (buck/step down regulator) ............................................. 97 5.4.2.2. Feszültségnövelő tápegység (boost/step up regulator) ...................................................... 99 5.4.2.3. Polaritásváltó tápegység (inverting regulator) ................................................................ 100 5.4.2.4. Nagyfrekvenciás transzformátorok és tekercsek ............................................................. 101 5.4.2.5. Teljesítménykapcsolók.................................................................................................... 101 5.4.2.6. Az analóg és kapcsolóüzemű tápegységek összehasonlítása .......................................... 102 5.5. Szünetmentes energiaellátás .......................................................................................................... 102 6.0 A/D és D/A átalakítók.................................................................................................................. 104 6.1. Az átalakítók jellemzői és paraméterei .......................................................................................... 105 6.1.1. Mintavételezés...................................................................................................................... 105 6.1.2. Követő-tartó áramkörök (S&H) ........................................................................................... 109 6.1.3. Kvantálás .............................................................................................................................. 109 6.1.4. Kódrendszerek...................................................................................................................... 111 6.1.5. Átalakítók pontossága és hibái ............................................................................................. 112 6.1.5.1. Statikus hibák .................................................................................................................. 112 6.1.5.2. Dinamikus hibák ............................................................................................................. 113 6.2. D/A átalakítók (DAC) ................................................................................................................... 114 6.2.1. Súlyozott áramok módszere ................................................................................................. 114 6.2.2. Létrahálózatos átalakító........................................................................................................ 115 6.2.3. Közvetlen/teljesen dekódolt átalakító................................................................................... 116 6.3. A/D átalakítók (ADC) ................................................................................................................... 116 6.3.1. Számláló típusú átalakító ..................................................................................................... 116 6.3.2. Sorozatos közelítéses (szukcesszív approximációs) átalakító .............................................. 117 6.3.3. Közvetlen átalakító ............................................................................................................... 118 6.3.4. Kettős meredekségű (dual slope) átalakító ........................................................................... 118 6.4. Speciális átalakítók ........................................................................................................................ 119 6.4.1. Szigma-delta átalakítók ........................................................................................................ 119 Ajánlott irodalom ........................................................................................................................................... 121 Tartalomjegyzék ............................................................................................................................................. 122


124

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR ELEKTROTECHNIKAI-ELEKTRONIKAI TANSZÉK DR. KOVÁCS ERNŐ ELEKTRONIKA II

Recommend Documents