Kontaktus nélküli energiaátvitel

Miskolci Egyetem Gépészmérnöki és Informatikai Kar Elektrotechnikai - Elektronikai Tanszék

Villamosmérnöki szak Elektronikai Tervezés és Gyártás szakirány Gyártás modul

Kontaktus nélküli energiaátvitel

Szakdolgozat

Salamon Balázs BMB5J2 2014

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR

Eredetiségi nyilatkozat

Alulírott Salamon Balázs

(neptun kód: BMB5J2 )

a Miskolci Egyetem Gépészmérnöki és Informatikai Karának végzős szakos hallgatója ezennel büntetőjogi és fegyelmi felelősségem tudatában nyilatkozom és aláírásommal igazolom, hogy a

Kontaktus nélküli energiaátvitel

című komplex feladatom/ szakdolgozatom/ diplomamunkám1 saját, önálló munkám; az abban hivatkozott szakirodalom felhasználása a forráskezelés szabályi szerint történt. Tudomásul veszem, hogy plágiumnak számít: - szószerinti idézet közlése idézőjel és hivatkozás megjelölése nélkül; - tartalmi idézet hivatkozás megjelölése nélkül; - más publikált gondolatainak saját gondolatként való feltüntetése.

Alulírott kijelentem, hogy a plágium fogalmát megismertem, és tudomásul veszem, hogy plágium esetén a szakdolgozat visszavonásra kerül.

Miskolc,

hallgató aláírása

4


Tartalomjegyzék Tartalomjegyzék ............................................................................................................... 5 Bevezetés .......................................................................................................................... 7 1

2

Vezeték nélküli energiaátvitel a szakirodalomban ................................................... 8 1.1

A fizikai háttér.................................................................................................... 8

1.2

Az elektromágneses hullám [4] ........................................................................ 10

1.3

Megvalósítási formák ....................................................................................... 12

1.4

A légmagos tekercsek veszteségei [11]............................................................ 16

1.5

Witricity ........................................................................................................... 17

1.6

A WPC szabvány [16] ...................................................................................... 18

1.6.1

Az A1 primer tekercs felépítése................................................................ 19

1.6.2

Elektronikai paraméterek .......................................................................... 20

1.6.3

A PID algoritmushoz használt értékek ..................................................... 21

1.6.4

Vevő oldali megfontolások ....................................................................... 22

1.6.5

A Qi szabvány által specifikált kommunikáció ........................................ 22

1.6.6

A kommunikációs protokoll ..................................................................... 23

1.6.7

Kódolási séma ........................................................................................... 25

Az áramkör tervezése.............................................................................................. 27 2.1

Az ipari termékek vizsgálata ............................................................................ 27

2.2

Az elvi kapcsolási rajzok és szimulációs eredmények ..................................... 29

2.2.1

Az adó oldali áramkör............................................................................... 30

2.2.1.1

A kapcsolóüzemű tápegység ............................................................. 31

2.2.1.2

A MOSFET vezérlő integrált áramkör .............................................. 32

2.2.1.3

Teljesítmény MOSFET-ek kiválasztása ............................................ 35

2.2.1.4

A rezgőkör méretezése ...................................................................... 37

2.2.1.5

Az amplitúdó modulált adatok észlelése ........................................... 40

2.2.2

A vevő áramkör ........................................................................................ 40

5

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR 2.2.2.1

A vevő rezgőkör ................................................................................ 41

2.2.2.2

Impedancia moduláció....................................................................... 41

2.2.2.3

Az egyenirányító kapcsolás ............................................................... 43

2.2.2.4

A vezérlő által mért értékek .............................................................. 46

2.2.3 3

A digitális vezérlő egység ......................................................................... 46

A nyomtatott áramkör megtervezése ...................................................................... 47 3.1

Az alkatrészek láblenyomatának elkészítése ................................................... 48

3.2

Az adó áramkör nyomtatott áramköri terve ..................................................... 49

3.3

A vevő áramkör nyomtatott áramköri terve ..................................................... 52

4

Mérési eredmények ................................................................................................. 53

5

Összefoglalás .......................................................................................................... 54

6

Summary ................................................................................................................. 55

Köszönetnyilvánítás ........................................................................................................ 56 Ábrajegyzék .................................................................................................................... 57 Táblázatjegyzék .............................................................................................................. 58 Mellékletjegyzék ............................................................................................................. 58 Irodalomjegyzék ............................................................................................................. 59

6


Bevezetés A vezeték nélküli energiaátvitel koncepciója már a 20. század végén is felmerült, így maga az ötlet egyáltalán nem nevezhető újdonságnak. Az elv legismertebb kidolgozója Nikola Tesla volt. Tesla nem kisebb célt tűzött ki maga elé, mint hogy az egész világot egyetlen nagy toronnyal, az általa csak „Világ Rendszernek” nevezett eszközzel lássa el energiával. Az energia továbbításához a Föld mágneses mezejét használta volna fel. Ez az elképzelés persze sosem valósulhatott meg, ám Tesla állítása szerint képes volt jeleket küldeni és sikeresen fogadni is a világ körül, az általa épített toronnyal. [1] Tesla elképzelése, bár abban a korban gyakorlatilag megvalósíthatatlan volt, mégsem volt elméletben lehetetlen. Dr. Elizabeth Rauscher, jelenkori fizikus elmélete alapján, az energia tulajdonképpen mindenhol körbevesz minket. Dr. Rauscher úgy gondolja, hogy a Föld magnetoszférája és ionszférája több milliárd kilowattnyi energiával rendelkezik. Ez az energia pedig kinyerhető, ha a Föld mágneses mezejét annak rezonáns frekvenciájával gerjesztjük (Schumann frekvencia). Ennek tudatában nem is tűnik teljesen lehetetlennek Tesla elképzelése, a vezeték nélküli ingyen energia. [2] Természetesen felmerülhet a kérdés, hogy miért van egyáltalán szükség az energia továbbítására vezeték nélkül? A legelterjedtebb felhasználása ma az elektromos fogkefékben és indukciós főzőlapokban fedezhető fel, ám ettől a jövőben sokkal széleskörűbb használatra számíthatunk. A teljesen elektromos autók megjelenésével lehetőség nyílt arra, hogy az 1960-as és 70-es években megálmodott utópisztikus autók valósággá váljanak. Az autók akár menet közben is folyamatosan tölthetőek lennének az útburkolatba helyezett indukciós töltőkkel. Szakdolgozatom témája, hogy meghatározzam a vezeték nélküli energiaátadásnak a fizikai hátterét, a már létező gyakorlati megvalósítását, illetve a jövőbeli felhasználásának lehetőségeit. Az irodalom feldolgozáson túl további cél olyan kisteljesítményű vezeték nélküli energiaátvitelre képes rendszer tervezése és megvalósítása, mely közel áll a mai szabványokhoz és elvárásokhoz.

7


1 Vezeték nélküli energiaátvitel a szakirodalomban A későbbiekben tervezendő, vezeték nélküli energiaátvitelre képes áramkör tervezéséhez szükséges, hogy megértsük, mi a pontos fizikai háttere a folyamatnak, milyen jelenleg is létező gyakorlati megvalósításai vannak és milyen jövőbeli felhasználási lehetőségei vannak a technológiának. A manapság legelterjedtebb megoldás az energia vezeték nélküli átvitelére az elektromágneses indukció elvén működik, ám ezen kívül még lehetőség van mikrohullámú, vagy akár lézeres megoldású energiatovábbításra is. A lézeres energia átadással már hajtottak végre sikeres kísérletet. A technológia nagy hátránya, hogy rendkívül precíz pozícionálást igényel, így mozgó pontok töltésére nem alkalmas, vagy csak költséges és bonyolult rendszerekkel megvalósítható. 1.1 A fizikai háttér Michael Faraday 1831-ben felfedezte az elektromágneses indukciót, melynek két fajtája van: Mozgási indukció: Egy homogén mágneses térben a mágneses indukcióvonalakra merőlegesen mozgatva egy vezetőszakaszt, a vezetőszakasz két végpontja között feszültség indukálódik. Az indukálódó feszültséget a Lorentz-erővel magyarázhatjuk: Állandó mágneses mezőben, ha egy vezetékben áram folyik, akkor arra a Lorentz-erő hat. A Lorentz-erő iránya merőleges lesz a mágneses indukcióvektor ( ⃗ ) irányára. A vezetőszakaszt zárva a vezetőben áram indul meg. A vezetőben tehát feszültség indukálódott a fluxusváltozás következtében, melyet a vezető mozgása idézett elő. (1) A mágneses mezőben mozgó vezetőszakaszban indukálódott elektromotoros erő egyenlő a vezetőszakasz által körülfogott mágneses fluxus változási gyorsaságának ellentettjével.

8


1. ábra: A mozgási indukció [3] Nyugalmi indukció: Ha a fluxusváltozást nem a vezető mozgása, hanem egy időben változó elektromágneses mező okozza, akkor is indukálódik feszültség. Egy vezetéken keresztül folyó áram maga körül mágneses mezőt hoz létre a jobb-kéz szabálynak megfelelően. Ha ez az áram időben változik, akkor változik az általa létrehozott elektromágneses mező is. Ezen az elven működnek a transzformátorok, és a mi esetünkben ez lesz a vezeték nélküli energiaátvitel fizikai elve. Vasmag

G

Szekunder tekercs

Primer tekercs

2. ábra: A nyugalmi indukció [3] A nyugalmi indukció első matematikai leírása Faraday nevéhez köthető: ∮ ⃗

∫ ⃗

(2)

Faraday törvénye szerint tehát a primer oldali tekercsben folyó váltakozó áram hatására váltakozó elektromágneses mező jön létre, mely feszültséget indukál a közelébe helyezett szekunder tekercsben. A vezeték nélküli energiaátvitelhez tulajdonképpen légmagos transzformátort használunk. Kritikus paraméter a hatásfok, mely vasmag nélkül drasztikusan lecsökken a távolság növekedésével. Fontos tehát, hogy a két tekercs - a primer és szekunder közel legyenek egymáshoz, hogy minél több mágneses indukcióvonal csatolódjon át

9

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR egyik tekercsből a másikba. Tulajdonképpen ez a folyamat is az elektromágneses hullámok adásáról és fogadásáról szól, mint például a rádióadás vagy mobilinternet, ám ezeknél nem a hatásfok az elsődleges szempont, hiszen elég, hogy az információ egy kis hányada jusson el a vevőig, a jelet később ki lehet szűrni és fel lehet erősíteni. 1.2 Az elektromágneses hullám [4] A

vezeték

nélküli

energiaátvitelnél

alkalmazott

elektromágneses

hullámok

vizsgálatához szükséges magának az elektromágneses hullámnak a vizsgálata. Hogyan befolyásolhatjuk, illetve irányíthatjuk, és milyen módon lehetünk biztosak abban, hogy ez nem veszélyes az emberekre nézve? Az elektromágneses hullám több tartományra osztható a hullámhossz alapján. Ez alapján beszélhetünk közeltérről és távoltérről, illetve annak megfelelően, hogy az elektromágneses hullám hogyan viselkedik környezetével a közeltér tovább bontható sugárzó vagy nem-sugárzó (reagens) tartományokra.

3. ábra: Az elektromágneses hullám tartományai [5] „Az elektromágneses hullám hullámhossza, amely kapcsolatban áll annak energiájával, meghatározza a környezetével való viszonyát.” Az elektromágneses hullám karakterisztikája függ annak származási helyétől. Mivel a vezeték nélküli energiaátviteli rendszer tekercseken alapul, így én is az ezek által keltett elektromágneses hullámokat vizsgálom a továbbiakban. Egy tekercs által létrehozott hullám mind elektromos ( ⃗ ), mind mágneses

⃗

teret kelt maga körül, melyek

merőlegesek egymásra.

10


4. ábra: Elektromágneses hullám komponensei [6] Egy ideális áramkört tekintve, ahol az adó áramkör impedanciája tisztán induktív, és nem tartalmaz ohmos ellenállást (Z=jωL), az adó által kibocsájtott hullámok „visszaindukálják” az energiát az áramkörbe, így nincs energiaveszteség. Ezt a tartományt azért nevezzük reagens közeli mezőnek, mivel az adó áramkör csak abban az esetben ad át energiát, ha egy fogadó áramkört érzékel a közelben, tehát ’reagál’ a közelébe helyezett tekercsre. Mindaddig, amíg nincs a közelében vevő áramkör, az adó konzerválja az energiáját, nem sugároz (radiáció). Fontos, hogy a reagens közeli mező az adó által kibocsájtott jel hullámhosszának körülbelül

része, azaz 0,159-szerese. Utóbbi lényeges szempont, mivel az ezen

a tartományon belül elhelyezett eszközök az elektromágneses hullám reagens komponenseit használják a töltésre, és nem a sugárzó komponenseket, így az adó energiájának csupán kis hányada sugárzik ki a végtelenbe. Egy valós áramkörben a reagens zónában is található elektrosztatikus, induktív, elektromos és mágneses mező, illetve kevésbé számottevő belső sugárzó mező. Ezek a mezők egy komplex rendszert alkotnak, ám a domináns mező továbbra is reagens. Az elektromos és mágneses térerősség vektorok individuális vizsgálata nem-triviális, így leginkább csak tapasztalati úton vizsgálhatóak. A tapasztalat pedig azt mutatja, hogy amíg a reagens mezőkomponensek a távolság négyzetének reciprokával csökkenek, addig a sugárzó mező komponensei csak a távolság reciprokával. Tehát minél messzebb megyünk a forrástól, annál dominánsabb lesz a sugárzó mező, mivel a reagens

11

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR komponensek gyorsabban csillapodnak. A távoli mezőtartományban az ⃗ és ⃗ vektorok merőlegesek egymásra. A fentiek alapján meghatározható, hogy 1 MHz frekvenciájú jel esetén a közeltér tartománya körülbelül 50m, tehát ez alatti frekvenciák esetén az energiaátvitel kizárólag reagens mezők segítségével történik. 1.3 Megvalósítási formák A vezeték nélküli energiaátvitelhez szükséges induktív kapcsolat jelenleg kétféle módon hozható létre. Standard induktív kapcsolatnak nevezzük azt, amikor két tekercset rakunk egymáshoz közel, majd a primer körben változó áram hatására változó mágneses tér alakul ki, ami feszültséget indukál a szekunder oldali tekercsben. Az átvitel hatásfoka növelhető, ha a tekercseket közelebb helyezzük egymáshoz vagy egy vasmagot alkalmazunk az indukcióvonalak átvezetésére. Ez a megoldás jól alkalmazható kisméretű berendezéseknél, illetve olyan alkalmazásoknál, ahol a hatásfok kevésbé meghatározó szempont. Az átvitelei távolság növelésével jelentősen csökkenhet a hatásfok. Ennek oka, hogy a mágneses indukcióvonalak nem csatolódnak át a szekunder oldali tekercsbe, így az energia nagy része a primer tekercs ohmos ellenállásán disszipálódik el. Annak érdekében, hogy elkerüljük a hatásfok drasztikus csökkenését, úgynevezett rezonáns induktív kapcsolatot kell létrehoznunk. Ennek lényege, hogy mind a primer, mind a szekunder oldali tekercsekből azonos rezonáns frekvenciára hangolt rezgőköröket hozunk létre. Így nem csak a hatásfokot növelhetjük, de az adó és vevő egymáshoz viszonyított helyzete is kevésbé fogja befolyásolni az energiaátvitelt. A rezgőkörök révén oszcilláló mágneses mező jön létre a primer és szekunder tekercsek között. Ez a folyton változó mező teszi lehetővé, hogy a tekercseket akár több méteres távolságra is elhelyezhetjük a hatásfok jelentős csökkenése nélkül. [7] A hatásfokot a csatolási együtthatóval jellemezzük: (3)

12

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR Értéke 0 és 1 között változhat. Ezen érték alapján, a mágneses indukción alapuló kapcsolatok négy osztályba sorolhatóak: 

szoros csatolású: k értéke körülbelül 1



laza csatolású: k értéke kevesebb, mint 0,2



kritikus csatolású: az átvitel optimális az átviteli csatornában



túlcsatolt: a szekunder tekercs annyira közel van, hogy a primer tekercs mezeje összeomlik

Az indukciós elven működő vezeték nélküli energiaátvitel esetén k értéke akár 0,01 alá is csökkenhet. De miért lehetséges ennek ellenére is megfelelő hatásfokú rendszer kialakítása? Ha adott egy fix frekvencián oszcilláló energia, melyet egy kapacitással ellátott tekercsbe helyezünk, a tekercs „rezegni” fog és egy oszcilláló mágneses mezőt kelt maga körül. Az energia a tekercs mágneses mezeje és a kapacitás elektromos mezeje között mozog oda és vissza az általuk meghatározott frekvencián: (4)

√

Ez az oszcillálás az idővel arányosan csökken, csillapodik. Ideális áramkör esetén, ahol a tekercs és kondenzátor nem rendelkezik ohmos ellenállással ez a periodikusan ismétlődő folyamat nem csillapodna. A csillapodás mértékét a Q jósági tényezővel adjuk meg. A rezgőkör folyamatosan energiát veszít az ohmos ellenállások és a sugárzott (sugárzó közeltér) veszteségek miatt. Ha a szekunder tekercs a mező elég nagy részét metszi ahhoz, hogy több energiát nyeljen el, mint amit a primer oldali tekercs elveszít egy ciklus alatt, akkor az energia nagy része átvihető, az energiaátvitel így megvalósulhat. Egy valóságos RLC rezgőkör jósági tényezője: √

(5)

Mivel a jósági tényező értéke elérheti akár az 1000-et is légmagos rendszer esetén, elegendő hogy a mezőnek csak egy kis része csatolódjon át a primer tekercsből a szekunder tekercsbe a megfelelő hatásfok eléréséhez. Annak ellenére, hogy a hatásfok

13

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR jelentősen csökken a távolsággal, a két tekercs távolsága elérheti az átmérőjük többszörösét. [8] Az (5). egyenlet is azt mutatja, hogy az áramkör veszteségét csökkentve (például az ellenállást) növelhető a jósági tényező értéke. Erősen rezonáns energiaátviteli rendszerekben a rezgőköröknek nagy jósági tényezővel kell rendelkezniük ahhoz, hogy az energiaátvitel hatásfoka megfelelő legyen. A nagy jósági tényező eléréséhez kis ellenállású és kis sugárzási veszteséggel rendelkező vezetőket használnak. A fentiekben vázolt rendszer leírása a csatolt-mód elmélet (coupled-mode theory) segítségével történhet, vagy egy olyan helyettesítő áramkör segítségével, amely jól tükrözi a valóságos rendszer működését. [9]

5. ábra: A rezgőkörökkel megvalósított áramkör helyettesítő kapcsolása [10] A generátor egy szinuszosan váltakozó feszültségforrás Vg amplitúdóval, ω körfrekvenciával és Rg sorba kötött veszteségi ellenállással együtt. Ls és Ld a két tekercs, velük sorban Cs és Cd kondenzátorokkal alkotják a rezgőkört. Rs és Rd a tekercsek parazita ellenállásai. RL a terhelést reprezentálja. M a tekercsek közös indukciója. √

(6)

Ahol k a csatolási állandó. Az áramkör elemzéséből kapott egyenletből kiderül, hogy a terhelés és az összes felvett teljesítmény hányadosa a következőképpen alakul:

(7) (

)(

)

ahol

14

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR √

√

(8)

Az (8)-as egyenletben szereplő U lesz az eredő jósági tényező. A forrásfeszültség és a terhelés alkalmas megválasztásával a rendszerünket a lehető legjobb teljesítményre tudjuk hangolni. Ha választásunk √

(9)

értékekre esik, akkor a hatásfok maximális lesz: (

√

)

(10)

A (10)-es egyenlet alapján jó hatásfokú energiaátvitel lehetséges, ha U értéke nagy, amint az a 6. ábrán is látszik.

6. ábra: Az energiaátvitel hatásfoka U függvényében A (8)-as egyenletből látszik, hogy U értéke a csatolási állandótól és a rezgőkörök jósági tényezőjétől függ, így triviális, hogy a hatásfok is ezeknek a függvénye lesz. Az egyenletből továbbá az is látszik, hogy a hagyományos indukción alapuló töltők, mint például az elektromos fogkefék töltői, nagy csatolási állandóra lettek tervezve, így precíz illesztést és közeli elhelyezést igényelnek. A (8)-as és (10)-es egyenlet alapján látható, hogy nagy jósági tényezőjű rezgőkörök használatával még hatékonyabbá tehető a hagyományos vezeték nélküli energiaátvitel, ám az is látszik, hogy kisebb csatolási tényezők esetén is lehetséges az energiaátvitel megfelelő hatásfokkal. Az eszközök nem igényelnek pontos pozícionálást és nagyobb mozgási szabadságuk lesz. [1]

15

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR 1.4 A légmagos tekercsek veszteségei [11] Korábban említésre került, hogy a vezeték nélküli energiaátvitelhez használt légmagos tekercsek erősen befolyásolják az energiaátvitel hatásfokát. Ennek egyik oka, hogy a valós tekercsek veszteségekkel rendelkeznek, melyek különösen nagy frekvenciákon (rádió frekvencia) jelentkeznek. A tekercs impedanciája egyenesen arányos a frekvenciával, így minél nagyobb a frekvencia, annál nagyobb lesz a hőveszteség a tekercsen, emellett pedig a tekercs jósági tényezőjét is befolyásolja, amely mint azt korábban láttuk, jelentősen befolyásolja az energiaátvitel hatásfokát. A légmagos tekercseket különleges technológiákkal készítik, hogy csökkentsék a veszteségeket. A veszteségeket az alábbi hatások okozzák: Skin hatás: A skin hatás lényege, hogy nagy frekvenciákon az áram nem hatol a vezető anyag belsejébe, hanem annak felületén halad, így csökken a hatásos keresztmetszete a vezetéknek, tehát nő az ellenállása. Váltóáram esetén tehát egy vezetékszakasz ellenállása nagyobb, mint egyenáram esetén. A tekercs hossza, vékony keresztmetszete és a skin hatás együtt számottevő veszteségeket okozhat.

7. ábra: A tekercsek veszteségei [12] Közelségi hatás: Egy változó mágneses mező befolyásolja a közelében levő vezetőben folyó áram eloszlását az elektromos indukció révén. Ez a változó mágneses mező örvényáramokat hoz létre a vezetékben. A jelenség eredménye, hogy a vezetékben azokon a pontokon lesz nagyobb az áramsűrűség, melyek a legtávolabb vannak egy, a

16

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR közelében lévő, azonos áramiránnyal rendelkező vezetékszakasztól. Ez végső soron csökkenti a vezeték hatásos keresztmetszetét, így növelve az ellenállást, mely váltóáram esetén jelentősen megnőhet. Szórt kapacitás: Mivel a tekercs rendelkezik ohmos ellenállással, így a hossza mentén potenciál különbség alakul ki két pontja között. Az így kialakult elektromos tér miatt szórt kapacitások keletkeznek, melyek nem okoznak veszteséget, de befolyásolják a tekercs működését. A szórt kapacitás a tekerccsel párhuzamosan kötött kondenzátorral jelképezhető. Az így kialakult rezgőkör elég magas frekvencián rezonálhat. 1.5 Witricity A rezonáns induktív technológia kifejlesztése a ma már Witricity (Wireless Electricity) néven ismert amerikai kutató csoport nevéhez fűződik. A csoport MIT-s kutatókból alakult 2007-ben, elsődleges céljuk az otthonok kényelmi funkcióinak új szintre helyezése. Terveik szerint egy olyan berendezést vagy adót készítenének, mely a lakásban található összes elektromos készüléket képes lenne energiával ellátni, természetesen vezeték nélkül. Már most is kaphatóak gyakorlati megvalósítások: 

Adó egység, mely több vevővel is képes kommunikálni



Jelismétlő, mely megnöveli az adó hatótávolságát



Telefontöltő vevő egység

Fontos szempont, hogy az általuk kifejlesztett technológia nem elektromos mezőt használ az energia továbbítására - mint például a Tesla tekercs – hanem mágneses mezőt. Állításuk szerint az oszcilláló mágneses mező, melyet használnak teljesen biztonságos és a szerves élőlényekre ártalmatlan. [13] A kutatásuk eredményeképp sikeresen működtettek egy 60W-os izzót több mint 2 méter távolságról. Az energia átadásához 60 cm átmérőjű 5 menetszámú réztekercseket használtak, illetve 9,9 MHz-es frekvenciára hangolt rezgőköröket. Ez a frekvencia 30 méteres hullámhossznak felel meg. Kritikus paraméter, hogy a fogadó egységnek egynegyed hullámhosszon belül kell lennie az adóhoz. Ez az 1.2-es fejezetben leírtaknak megfelelő becslés (az elektromágneses hullám reagens közeli mezője a hullámhossz 0,159-ed része). A demonstráció szépséghibája a körülbelül 45%-os hatásfok, azonban a távolságot felezve már elérte a 90%-ot.

17


8. ábra: A Witricity demonstrációja [14] Elmondásuk szerint a technológia fejlődési sebességének egyelőre két akadályozó tényezője van. Az egyik pusztán az, hogy jelenleg nincs túl nagy igény a vezeték nélküli technológia iránt, hiszen csak az elmúlt években váltak elterjedté a gyakori töltést igénylő mobil eszközök, mint például a tabletek és okostelefonok. A másik pedig az alapvető fizikai törvények, melyek korlátozzák a technológia alkalmazhatóságát. [15] 1.6 A WPC szabvány [16] A WPC (Wireless Power Consortium) egy 2008-ban alakult nyílt világszervezet. A szervezet ázsiai, európai és amerikai világcégek együttműködésén alapul, céljuk, hogy megalkossanak egy olyan globális szabványt, mely pontosan meghatározza az indukción alapuló vezeték nélküli energiaátvitellel kapcsolatos specifikációkat és elvárásokat.

9. ábra: A Qi szabvány által leírt energiaátvitel folyamata [17]

18

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR A WPC által kidolgozott interfész szabvány a Qi (ejtsd: csí) nevet kapta. A szabvány jelenlegi 1.1.2-es verziója 5W maximális teljesítményű áramkörök specifikációit tartalmazza (a következő lépés a 120W-os rendszerek kifejlesztése). A szabvány segítségével tervezett adó és vevő egységek tipikusan 5mm széles légrésre lettek tervezve, de akár 40mm távolságból is átvihető energia. A kimeneti feszültséget egy digitális vezérlő hurok szabályozza: a vevő egy csatornán keresztül kommunikál az adóval, szükség szerint több vagy kevesebb energiát igényel tőle. A kommunikáció egyirányú, a vevő küldi az üzenetek az adónak modulált visszaszórással. Ezen eljárás során a vevő oldali tekercs terhelésének impedanciáját változtatjuk, így változik az adó egységből kivett áram nagysága. Ezeket az áramváltozásokat monitorozza az adó és demodulálja a fogadott jeleket a számára megfelelő információvá. A gyakorlatban ezt open-drain FET-ekkel valósítják meg. A FET-ek segítségével változtatják a visszavert impedanciát. [18] A Qi szabvány részletekbe menően taglalja az adó és vevő oldali tekercsek méreteit, elhelyezését és a mágnes pajzsok anyagát, méretét. Az adó oldali konfigurációkat két csoportba sorolja aszerint, hogy egy vagy több adó oldali tekercset működtetnek. A: egy primer tekercs B: több primer tekercs A következőkben egy példa során mutatom be, milyen paramétereket fogalmaz meg a szabvány egy adott tekercs típusra. 1.6.1 Az A1 primer tekercs felépítése

10. ábra: A1 tekercs paraméterei [18]

19

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR Paraméter

Jelölés

Érték

Külső átmérő

do

43±0,5

Belső átmérő

di

20,5±0,5

Vastagság

dc

2,1+0,5

Menetszám

N

10

Rétegszám

-

2

1. táblázat: A1 tekercs paraméterei [18] A mágnes pajzsokra azért van szükség, hogy az adó állomást megvédje a primer tekercs mágneses mezejétől és a vevő felé irányítsa az indukcióvonalakat. A szabvány tartalmazza a pajzshoz felhasználható anyagok listáját: 

Material 44 — Fair Rite Corporation.



Material 28 — Steward, Inc.



CMG22G — Ceramic Magnetics, Inc



Kolektor 22G — Kolektor.



LeaderTech SB28B2100-1 — LeaderTech Inc.

A megfelelő elhelyezés megkönnyítése érdekében a primer tekercs közepébe egy neodímium mágnest helyeztek. A mágnes a vevő tekercset megfelelő pozícióba igazítja. 1.6.2 Elektronikai paraméterek Amint az a 11. ábrán látható, az A1-es adóegység egy ellenütemű push-pull kapcsolást alkalmaz a primer tekercs és a vele sorba kötött kapacitás vezérléséhez.

11. ábra: Ellenütemű push-pull kapcsolás A1 tekercshez [18]

20

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR A primer tekercs, a mágnes pajzs és a mágnes saját induktivitása: Lp=24±10% µH. A sorba kötött kondenzátor kapacitása: Cp=100±5% nF. A bemeneti feszültség (Input voltage) 19±1 V. A rezonancia frekvencia közelében a kondenzátor feszültsége elérheti, sőt túl is lépheti a 200 V-ot csúcstól csúcsig. A fenti adatok és a (4) egyenlet alapján a soros rezonáns áramkör rezonancia frekvenciája: f = 102,734 kHz Az A1-es adó a munkaponti frekvencia (fop) és a kitöltési tényező modulálásával változtatja az átvinni kívánt energia mennyiségét. A félhíd kapcsolású inverter munkaponti frekvencia tartománya fop=110-205 kHz–ig terjed 50%-os kitöltési tényező mellett. fop=205 kHz esetén a kitöltési tényező 10-50% tartományon változtatható. Magasabb munkaponti frekvencia vagy kisebb kitöltési tényező esetén csökken az átvitt energia mennyisége. A legalacsonyabb munkaponti frekvencia a rezgőkör rezonancia frekvenciájának közelében van. Annak érdekében, hogy megfelelő mennyiségű energiát adjon le a primer áramkör, szükség van a munkaponti frekvencia pontos beállítására. Az A1-es adóegység az általa szolgáltatott jelet a következő felbontásokkal képes beállítani: 

0,01·fop – 0,7 kHz,

110-175 kHz tartományon



0,015·fop – 1,58 kHz,

175-205 kHz tartományon

Ezen felül a kitöltési tényezőt 0,1%-os felbontással képes állítani. Az energiatovábbítás kezdetekor (pingelés, lásd később) 175 kHz-es frekvenciájú és 50%-os kitöltési tényezőjű jelet alkalmaz. A pontos paramétereket PID algoritmus segítségével állítja be. Ahhoz, hogy kellően pontos legyen az energiaátvitel, a primer tekercs áramának amplitúdóját 7 mA-es felbontással képes változtatni. 1.6.3 A PID algoritmushoz használt értékek Paraméter

Jelölés

Érték

Mértékegység

Arányos tag súlya

Kp

10

mA-1

Integráló tag súlya

Ki

0,05

mA-1ms-1

Differenciáló tag súlya

Kd

0

mA-1ms-1

Integráló szakasz limit

MI

3000

N.A.

MPID

20000

N.A,

Sv

-0,01

%

PID kimeneti limit Skálázási faktor

2. táblázat: PID paraméterek kitöltési tényezős vezérlés esetén [18]

21

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR Frekvencia tartomány [kHz]

Skálázási faktor [Hz]

110-140

1,5

140-160

2

160-180

3

180-205

5

3. táblázat: Skálázási faktor a működési frekvencia függvényében [18] 1.6.4 Vevő oldali megfontolások A Qi szabvány meghatározza a vevő oldali rezonáns kör paramétereit is. A vevő tekercs és a mágnespajzs közös induktivitása mellé két kondenzátor kerül. Az első (Cs) a energiaátvitel hatékonyságát javítja, a második (Cd) pedig a rezonáns detektálási módszert teszi lehetővé. A második kondenzátorral sorba kötött kapcsoló opcionális.

12. ábra: Kettős rezgőkör a vevő oldalon [18] 1.6.5 A Qi szabvány által specifikált kommunikáció A vezeték nélküli energiaátvitel folyamata kommunikációs szempontból nézve 4 fázisból áll. Ezek rendre a következők: választás, pingelés, azonosítás és konfiguráció, energiaátvitel. A 13. ábra szemlélteti a fázisok közötti összefüggéseket. Választás: Az adó monitorozza a környezetét, azt vizsgálja került-e új objektum a közelébe, vagy egy korábbi objektumot eltávolítottak-e. Pingelés: Az adó egy digitális jelzést küld és válaszra vár a környezetéből. Ha választ kap, meghosszabbítja a jelzés idejét és a rendszer továbbléphet a következő fázisba.

22

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR Azonosítás és konfiguráció: Ebben a fázisban az adó azonosítja a vevőt és információkat kér tőle, mint például: mekkora maximális energiára van szüksége a vevőnek, hogy a terhelést ellássa. Ha megkapta a megfelelő információkat, az adó egy ún. „szerződést” hoz létre, mely számos paraméter határértékeit magába foglalja. Ezen paraméterek túllépése az energiaátvitel megszüntetéséhez vezet. Energiaátvitel: Az adó a vevő által küldött információk függvényében szabályozza az energiaátvitel folyamatát.

13. ábra: A Qi szabvány által meghatározott energiaátvitel folyamatábrája [18] 1.6.6 A kommunikációs protokoll Amint azt már korábban említettem, a kommunikációt a két csatorna között a vevő egység által reflektált impedancia modulációjával valósítják meg. Tulajdonképpen a vevő egység az adóból kivett energia mennyiségét változtatja. Az adó ezt a primer tekercsben folyó áram változásaként detektálja. Más szóval, a vevő és adó egységek egy amplitúdó modulált energiajelet használnak, hogy létrehozzák a kommunikációs csatornát. Az adatcsomagokat az adó és vevő tekercsekre szuperponálják. Két fajta módszert alkalmaznak az impedancia modulációjára: 

Kapacitív



Rezisztív

23

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR Példaként a BQ51013B vevő oldali vezérlő egységhez használt megoldások láthatóak a 14. ábrán.

14. ábra: Kapacitív és rezisztív visszavert impedancia moduláció [19] Az adó egy HI és egy LO állapotot különböztet meg a moduláció által. A két állapotnak - definíció szerint - konstans amplitúdóval kell rendelkeznie egy ∆ tartományon belül legalább ts milliszekundumig. Az adó és vevő egységek megfelelő orientációja esetén az alábbiak közül legalább egynek teljesülnie kell: 

A primer tekercsben folyó áram amplitúdójának különbsége a HI és LO állapotokban legalább 15 mA



A primer tekercsben folyó áram amplitúdójának különbsége egy energiaátviteli ciklus idejének negyede alatt legalább 15 mA



A primer tekercs feszültségének különbsége a HI és LO állapotokban legalább 200 mV

Primer tekercs feszültsége/árama

Átmeneti állapotban a primer tekercs feszültsége és árama nem definiált.

15. ábra: Az energiajel amplitúdó modulációja [18]

24

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR Paraméter

Jelölés

Érték

Mértékegység

Maximális átmeneti idő

t

100

µs

Minimális stabil idő

t

150

µs

Áram amplitúdójának tartománya

∆

8

mA

Feszültség amplitúdójának tartománya

∆

110

mV

4. táblázat: Az amplitúdó moduláció paraméterei [18] 1.6.7 Kódolási séma A vevő az információt differenciális két-fázisú kódolással modulálja az átviteli jelre. A vevő minden egyes adat bitet a tCLK belső órajel egy teljes periódusára igazítja úgy, hogy minden adat bit kezdete az órajel egy felfutó élénél kezdődjön. A belső órajel frekvenciája fCLK=2±4% kHz. A vevő az 1 bitet két átváltással kódolja úgy, hogy az első váltás egybeesik az órajel felfutó élével, a második váltás pedig az órajel lefutó élével. A 0 bitet egyetlen átváltással kódolja úgy, hogy a váltás egybeessen az órajel felfutó élével.

16. ábra: Példa a differenciált kétfázisú kódolásra [18] A vevő 11 bites aszinkron soros formátumot használ az adatbájtok továbbítására. A bájt első része a START bit, ami egy 0. Ezután következik 8 adatbit, a legelső lesz az LSB bit. Az adatbiteket követi egy paritásbit, amely páratlan, tehát a vevő egység a paritás bitet 1-esre állítja, ha az adat bájt páros számú 1-est tartalmaz. Ellenkező esetben a paritás bit 0. A STOP bit 1-es.

25


17. ábra: Példa az aszinkron soros formátumra [18] A kommunikáció csomagok segítségével történik. Egy csomag négy fő részből áll, ezek rendre: bevezetés, fejléc, üzenet, összegzés. A bevezetés 11-25 bit hosszúságú lehet, célja, hogy az adó szinkronba kerüljön a bejövő adattal és pontosan meghatározza a fejléc start bitjét. A fejléc, üzenet és összegzés részek három vagy több bájt adatból állnak, melyek kódolási algoritmusa megegyezik az előzőekben leírtakkal. A kommunikáció során a vevő a szabványban megfogalmazottaknak megfelelő adatcsomagokat küld, mint például: 

jelerősség



energiaátvitel vége



vezérlési hiba



fogadott energia mennyisége



töltöttségi állapot



energia vezérlés szüneteltetése



konfigurációs adatok



azonosítási csomag



kiterjesztett azonosítási csomag

A jelerősség csomag segítségével a rendszer maghatározza, milyen pozícióban van a vevő az adóhoz képest, és hol lehet az optimális elhelyezkedés.

26


2 Az áramkör tervezése 2.1 Az ipari termékek vizsgálata Az áramkör elvi kapcsolási rajzának elkészítését megelőzően több szempontot is figyelembe vettem. Első lépésként alaposan átvizsgáltam az integrált áramkör fejlesztő cégek által már megvalósított eszközöket. Jelenleg a Texas Instruments rendelkezik a legnagyobb termékpalettával, így az általuk fejlesztett vezérlő egységek technikai dokumentációját néztem át. Az általam vizsgált adó és vevő integrált áramkörök (továbbiakban IC): 

TX: BQ500410A: 7x7 mm, 48 láb



RX: BQ51013B: 4,5x3,5 mm, 20 láb

Mindkét chip megfelel a WPC 1.1-es szabványnak, így egymással képesek a vezeték nélküli kommunikációra. Sűrű lábkiosztású SMD tokozásban kaphatóak, hiszen egyértelműen a mobil eszközökhöz lettek fejlesztve. A chipek firmwire-jét I2C kommunikációs protokoll segítségével telepítették fel. Az adó egység egyszerre képes három primer tekercset vezérelni, így lehetővé teszi a mobil eszközök szabad pozícionálást. Ezen felül továbbá alkalmas MSP430-as mikrokontrollerrel való együttműködésre, mely során az MSP430 az aktivitást monitorozza, így ha nem található vevő a közelben, a vezérlő IC-t lekapcsolja a tápfeszültségről. A vezérlőket számos funkcióval ellátták, melyek mind biztonsági, mind kényelmi igények kielégítését szolgálják. Ezek közt található olyan funkció is, melynek meglétét a WPC 1.1-es szabvány írja elő: 

Túláram védelem



Parazita fém detektálás



Idegen objektum detektálás



MSP430 felügyeleti eszköz támogatása



Túlfeszültség védelem



Túlmelegedés elleni védelem

Az idegen objektumot detektáláshoz a vezérlő a rendszerben rögzített karakterisztikához hasonlítja a vevő által küldött információcsomagokat, és ez alapján dönti el, hogy van-e idegen tárgy az energiaátviteli zónában.

27

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR A parazita fém detektálás hasonlóan működik, de nem előre megírt karakterisztikához hasonlítja a beérkező adatokat. A vezérlő a bemeneti teljesítményt, az ismert veszteségeket és a vevő által kommunikált teljesítmény alapján számolja ki, hogy mekkora egyéb vesztesége van a rendszernek. Ha ez az érték meghalad egy bizonyos szintet, melyet külsőleg egy ellenállással lehet programozni, az energiaátvitelt leállítja. A vezérlőket elsősorban a minél hatékonyabb energiaátvitelre tervezték, így akár a 75%-os hatásfok is elérhető. [20] A Texas Instruments jelenleg is dolgozik saját, WPC szabványon kívüli megoldásokon, melynek célja a 10 W (7 V, 1,4 A) hatásos teljesítmény átvitelére képes rendszer kialakítása. Az BQ500215 adó egység adatlapja egyelőre nem elérhető, azonban a BQ51025 vevő egységé már igen, mely szerint elérhető a 84%-os hatásfok. Az IC-k részletes blokkvázlata a 18. és 19. ábrán látható.

18. ábra: Az adó IC blokkvázlata Az adó egység működése megegyezik a korábban ismertetett, WPC szabvány által specifikált módszernek. Egy fix frekvenciára hangolt rezonáns kört vezérlünk egy félhíd kapcsolású inverterrel. Az invertert az adó oldali vezérlő IC szabályozza az igényelt energia mennyiségnek megfelelően.

28


19. ábra: A vevő IC blokkvázlata 2.2 Az elvi kapcsolási rajzok és szimulációs eredmények Az elvi kapcsolások elkészítésekor szem előtt tartottam a kutatásom folyamán megismert energiaátviteli struktúra felépítését, a működés blokkvázlatát, ez a 9. ábrán látható. Az energiaátvitel megvalósításához tehát szükség van egy olyan áramkörre, mely képes az egyenáramból megfelelő frekvenciájú, amplitúdójú és jellegű váltóáramot létrehozni (inverter), illetve a vevő oldalon egy olyan áramkörre, mely egyenirányítja, szűri és kondicionálja az adó által létrehozott váltóáramot. Ezeken felül a hatékonyság és megfelelő működés végett szükséges valamilyen visszacsatolást létrehozni a vevőtől az adó irányába, így az adó megfelelően tudja szabályozni az átvitt energia mennyiségét. Az átvinni kívánt energia pontos beállításához tehát szükséges, hogy az adó egység képes legyen az inverter áramkör vezérlő jelének kapcsolási frekvenciáját és kitöltési tényezőjét változtatni. Minden kapcsolási rajz OrCAD Capture 16.5 fejlesztőkörnyezetben történt, az áramkörtervezési lépéseket igazoló összes szimulációs eredményt az OrCAD 16.5 által használt

29

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR PSpice áramkör szimulátorral készítettem. Az egyértelműség kedvéért, a grafikonok a következő színjelöléseket alkalmaztam: Feszültség Áram Teljesítmény Erősítés A teljes áramkör kapcsolási rajza megtekinthető az 2. mellékletben. A további pontokban szereplő szimulációs eredmények 5 W maximális kimeneti teljesítmény és 0,2 csatolási tényező mellett lettek rögzítve, illetve az áramkört vezérlő impulzus szélesség modulált jel (továbbiakban PWM jel) frekvenciája a rezonancia frekvenciától nagyobb értékre lett beállítva. A csatolási tényező értéke a két tekercs kialakításától és egymástól való távolságától függ. 2.2.1 Az adó oldali áramkör A következő fejezetben az adó áramkörre vonatkozó megfontolásokat és tervezési lépéseket fejtem ki. Az adó áramkör és a tápfeszültséget biztosító kapcsolóüzemű tápegység kapcsolási rajza a 20. és 21. ábrán látható.

20. ábra: Az adó áramkör kapcsolási rajza

30


21. ábra: A kapcsolóüzemű tápegység kapcsolási rajza Mindkét áramkör kapcsolási rajza a 3. mellékletben található. 2.2.1.1 A kapcsolóüzemű tápegység Az adó áramkör 12 V-os tápfeszültségről működik, ennek előállítására egy kapcsolóüzemű tápegységet használtam. A feladatot kielégítő számos vezérlőből a választásom a jó gyártói támogatással rendelkező LM2576ADJ-re esett. Adatlapja alapján a referencia feszültség, amire a szabályozást végzi Vref = 1,23 V. A kimeneti feszültséget tehát az alábbi egyenlet alapján lehet meghatározni. (

)

(

)

(11)

A C1 kondenzátor az esetleges szabályozatlan bemeneti feszültséget szűri. Az adatlapban található induktivitás érték választó grafikon alapján, 3 A maximális kimeneti áram és 40 V maximális bemeneti feszültség esetén az induktivitás 100 µH-re választandó. Az SB340 Schottky dióda az adatlapja alapján 3 A folyamatos nyitó irányú áramot, és 120 A ismétlődő csúcsáramot képes vezetni. Maximális záró irányú feszültsége 40 V. Túlméretezés céljából, a bemeneti feszültséget 30 V-nak vettem, a kimeneti áramot pedig a maximális 3 A-nek. A kapcsolóüzemű tápegység fogyasztása az alábbi képlet alapján számítható ki.

31

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR (

)

(

)

ahol: UIN: minimális bemeneti feszültség [V] UOUT: kimeneti feszültség [V] IQ: nyugalmi áram [mA] ILOAD: kimeneti áram [A] USAT: szaturációs feszültség [V] Az LM2576 maximális réteghőmérséklete

. A rendelkezésemre álló

TO220-as tokozású integrált áramkör hőellenállás értékei az alábbiak: 

(szilíciumlapka és környezet közti hőellenállás)



(szilíciumlapka és tokozás közti hőellenállás)

A hűtőborda használata tehát szükséges, a megfelelő hőellenállású hűtőborda kiválasztásához az alábbi képletet használom: (

)

Mivel az integrált áramkör tokozása és a hűtőfelület közötti hőellenállás értéke nem ismert (Rjc –hez hasonlóan kicsi érték), valamint a hővezető paszta is rendelkezik körülbelül

hőellenállással, így

kisebb hőellenállású hűtőbordát kell

választani. Az SK09 20 mm hosszúságú hűtőborda adatlapja szerint 16

hőellenállású

így megfelelő hűtést biztosít az integrált áramkör számára. 2.2.1.2 A MOSFET vezérlő integrált áramkör A megfelelő szabályozhatóság végett, a rezonáns áramkört egy PWM jellel szabályozható MOSFET vezérlő integrált áramkör vezérli. A TPS28225D felváltva vezérel két n-csatornás teljesítmény MOSFET-et. A felső tranzisztor akkor kap vezérlés mikor a PWM jel magas állapotban van, az alsó tranzisztor pedig akkor, amikor a PWM alacsony állapotban. A működést igazoló szimulációs eredmény a 22. ábrán látható. Az integrált áramkör tulajdonképpen ellenütemben vezérli a tranzisztorokat. A szinkron buck-konvertereket kapcsolóüzemű tápegységekben használják, céljuk a megfogó diódák helyettesítése a jobb hatásfok elérése érdekében. A diódát egy tranzisztor helyettesíti, melyen nem esik a diódákon szokásos 0,4-0,7 V nyitóirányú feszültség. A vezérlő gondoskodik róla, hogy ne fordulhasson elő átlövés (mindkét tranzisztor egyszerre vezet).

32


22. ábra: Az ellenütemű vezérlés Mivel a TPS28225D bemeneti feszültség tartománya 4,5 - 8,8 V az adatlapja szerint, így szükség van szintillesztésre, hogy megvédjük. Ezt a célt szolgálja az integrált áramkör előtt látható munkapontba állított BC337-es bipoláris tranzisztor. A tranzisztor bázisa egy feszültségosztó révén 7,5 V feszültségre van előfeszítve. Terhelés nélkül a tranzisztor emitterén a bázis feszültsége jelenik meg. A TPS28225D nem igényel nagy áramot a működéshez, így ez a feszültség csak keveset fog csökkenni. Megjegyzendő továbbá, hogy ez az integrált áramkör nem igényel pontosan beszabályozott feszültséget a működéshez, így a bemeneti feszültségtartományon belül ingadozó tápfeszültség elfogadható. A tranzisztor bázisán és emitterén található két 100 nF-os kerámia kondenzátor az integrált áramkör tápfeszültségét a bemeneti tartományon belül tartja. A működést igazoló szimulációs eredményeket a 23. és 24. ábra mutatja.

33


23. ábra: A TPS28225D bemeneti feszültségének ingadozása

24. ábra: A TPS28225D bemeneti feszültsége és árama A két ábra alapján látszik, hogy a bemeneti feszültség ingadozás körülbelül 250 mV, míg a bemeneti áram négyzetes középértéke 105 mA. Ezek az értékek a PWM jel frekvenciájának függvényében változhatnak.

34


25. ábra: A TPS28225D átlagos fogyasztása A 25 ábra alapján a TPS28225D fogyasztása elhanyagolhatóan kicsi, külön hűtést nem igényel, SOIC8-as tokozása ezt nem is teszi lehetővé. 2.2.1.3 Teljesítmény MOSFET-ek kiválasztása A teljesítmény tranzisztorok kiválasztásánál elsődleges szempont volt, hogy áramterhelhetőségük megfelelően nagy legyen. Olyan tranzisztorra volt szükség, mely kibírja a jelentős áramcsúcsokat a rezonáns kör töltésekor, és az esetleges negatív áramcsúcsokat ellen is védve van, melyet az adó tekercs okozhat. Ezeknek a kritériumoknak a szimulációs eredmények alapján az IRF 530 teljesítmény MOSFET felelt meg leginkább. Adatlapja alapján IDS = 14 A folyamatos drain áramot képes vezetni, impulzusszerűen pedig akár 56 A-t. A source és drain lábak közé egy védő dióda került, mely a negatív áramcsúcsok ellen védi a tranzisztort. Ez a dióda a tranzisztorral

megegyező áramokat képes

vezetni

mind folyamatosan, mind

impulzusszerűen. A 26. ábra a felső és alsó tranzisztor drain áramát mutatja ebben a sorrendben. A szimulált áramértékek nagyobbak a valóságostól, mivel a szimuláció során nem lettek figyelembe véve a vezeték impedanciák.

35


26. ábra: Felső és alsó tranzisztor drain árama Az adatlap alapján a maximális megengedett veszteségi teljesítmény 25 °C-on 88 W. A veszteségi teljesítmény nem haladja meg a 10 W-ot, amint azt a 27. ábra is mutatja. Ettől nagyobb veszteségi teljesítménye akkor lehet a tranzisztoroknak, ha a PWM jel frekvenciája a rezonancia frekvencia közelébe ér.

27. ábra: Az alsó és felső teljesítmény tranzisztor fogyasztása Ekkora fogyasztás már jelentős hőtermelést jelent, így a teljesítmény tranzisztorok hűtését hűtőbordák segítségével kell megoldani. A kereskedelmi forgalomban az

36

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR IRF530 TO220-as tokozásban érhető el, így ehhez megfelelő méretű hűtőborda kiválasztása szükséges. A tranzisztor a következő termikus adatokkal rendelkezik:    Biztonsági okokból a tranzisztorok által felvett teljesítményt 12 W-nak, a környezeti hőmérsékletet pedig Ta = 30 °C-nak vettem. (14) A hűtőborda kiválasztása megegyezik a 2.2.1.1 pontban leírtakkal.

-nál kisebb

hőellenállású hűtőborda szükséges. Az SK104 50,8 mm hosszú hűtőborda a hőellenállásával a teljesítmény tranzisztorok számára is megfelelő hűtést biztosít. 12 Wos teljesítmény esetén a tranzisztorok maximális réteghőmérséklete: (

)

(

)

(

)

2.2.1.4 A rezgőkör méretezése A Texas Instruments által gyártott integrált áramkörök adatlapját átolvasva kiderül, hogy a rezonáns kör feszültsége elérheti akár a 100-200 V-ot csúcstól csúcsig, attól függően, hogy melyik Qi 1.1 szabványban specifikált rezgőkört alkalmazzuk. A rezgőkör működését erősen befolyásolja a PWM jel kitöltési tényezője és frekvenciája, így az imént említett szélsőséges feszültségértékek csak a rezonancia frekvencián gerjesztett rezgőköröknél fordulnak elő. A Qi 1.1 szabványban leírt adó oldali rezgőkör összeállítások többsége 100 kHz-hez közeli frekvenciára vannak beállítva, ám létezik 125 kHz és 75 kHz-es rezgőkör összeállítás is. A kereskedelmi forgalomban kapható töltőtekercsek induktivitása 6,3 µH és 24 µH között található. A kezdeti kísérletek során általam készített tekercs induktivitása induktivitás mérővel megmérve 5-6 µH (mágnespajzs nélkül), így a szimulációkhoz ezzel megegyező értékű tekercset használtam. Ehhez a 20. ábrán látható módon két darab 100 nF-os 100 V-os kondenzátort kötöttem (C6 és C7).

37


28. ábra: A primer tekercs feszültsége és árama A 28. ábra mutatja a primer tekercs feszültségét egy 166 kHz-es PWM jellel való vezérlés esetén. Látható, hogy a rezonancia frekvencia közelében a primer tekercs feszültsége jelentősen megnő. A PWM jel 29. ábrán látható gyors Fourier transzformáltját összevetve a rezgőkör Bode-diagramjával látható, hogy a PWM jel felharmonikusait a rezgőkör elnyomja, és csak az alap harmonikus marad, jelentősen fölerősítve.

29. ábra: A PWM jel és a primer tekercs feszültségének Fourier transzformáltja

38

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR A rezgőkört frekvencia analízise a 30. ábrán látható.

30. ábra: Az adó oldali rezgőkör frekvencia analízise A rezgőkör rezonancia frekvenciája a (4) egyenlet alapján (16)

√

A Bode-diagramból jól látható, hogy a rezonancia frekvencia felett az erősítés rohamosan csökken (

). A valós áramkör maximális erősítése ettől kisebb, hiszen

a szimuláció során nem lett figyelembe véve a passzív alkatrészek nem ideális volta és az összekötő vezetékek impedanciája. Egyenirányított feszültség [V]

45

40 35 30 25 20 15

10 5 0 120

130

140

150

160

170

180

190

200

Frekvencia [kHz]

31. ábra: Az egyenirányított feszültség eltérő frekvenciákon

39

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR A 31. ábra mutatja, hogyan változik a vevő által egyenirányított feszültség, ha a frekvenciát egyre növeljük. A frekvenciát 130 kHz-től 190 kHz-ig futattam. A parametrikus analízis során nyert adatok alapján látszik, hogy a rezonancia frekvenciához legközelebb álló körülbelül 157 kHz-es PWM jelhez tartozik a legnagyobb feszültségszint. Ettől nagyobb illetve kisebb frekvenciákon csökken az átvitt energia mennyisége. 2.2.1.5 Az amplitúdó modulált adatok észlelése Az 1.6. fejezetben tárgyaltak alapján, a vevő egység által küldött információt az adó tekercs a terhelés megváltozásaként észleli, így ennek megfelelően fog a primer tekercs árama és feszültsége változni. A vezérlőegység bemenetére egy ellenállásosztó segítségével illesztettem a jelet. Az ellenállásosztó

mértékben csökkenti

a primer tekercs feszültségét, amit ezután közvetlenül a vezérlő bemenetére kötöttem. Az ellenállások értékei úgy lettek megválasztva, hogy kellően nagy értékűek legyenek, így nem terhelik az adó tekercset. A visszavert impedancia moduláció megoldását a vevő áramkör leírásánál fejtem ki részletesebben. 2.2.2 A vevő áramkör A vevő áramkör teljes kapcsolási rajza a 32. ábrán látható.

32. ábra: A teljes vevő áramkör Nagyobb méretű ábra a 4. mellékletben látható. Elnevezések magyarázata: 

COMM: A vezérlőből érkező jel, mely az impedanciát modulálja

40

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR 

VRECT_IN: A feszültség stabilizátor bemeneti feszültségét figyeli a vezérlő ezen keresztül



VRECT_OUT: A kimeneti feszültség figyelése



VLOAD: Ennek és a VRECT_OUT kimenet feszültségének a különbségéből számítható a terhelés felé folyó áram mennyisége



LOAD_CTL: A terhelést leválasztását ezen keresztül irányítja a vezérlő

Az 1.3 fejezetben leírtak szerint, a szekunder tekercsben indukálódó feszültség a csatolási tényezőnek megfelelő nagyságú. Légmagos transzformátoroknál ez az érték a távolsággal fordítottan arányos. A 2.2 fejezetben leírtak szerint, a csatolási tényezőt 0,2nek vettem, és így végeztem el az vevő áramkör analízisét. 2.2.2.1 A vevő rezgőkör A vevő oldali rezgőkör az adó rezonancia frekvenciájára van állítva. A vevő tekercs induktivitása és a vele sorba kötött párhuzamos kondenzátorok összesített kapacitása megegyezik az adóéval. A vevő oldal rezgőkörének frekvencia analízisét 33. ábra mutatja, az eredmények megegyeznek az adó egység frekvencia analízisénél kapottakkal.

33. ábra: A vevő oldali rezgőkör frekvencia analízise 2.2.2.2 Impedancia moduláció A 32. ábrán látható M3 és M4 tranzisztorokat a vezérlő egységből érkező magas szint bekapcsolja. Ennek hatására C11 és C12 bekapcsolódik az áramkörbe. Ezt az adó a terhelés megváltozásaként érzékeli, és így megváltozik a primer tekercs árama és

41

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR feszültsége. A tranzisztorok bekapcsolt állapotában lévő rezgőkör rezonancia frekvenciája:

√

(

(

) )

(17)

A 34. ábrán látható, hogy a modulációs kondenzátorokkal a vevő áramkör erősítése jelentősen lecsökken 159 kHz-en.

34. ábra: Az eredeti és a modulált frekvenciatartománybeli jelleggörbe Az adó áramkör primer tekercsének feszültségét egy ellenállásosztón keresztül illesztjük a vezérlőre a 2.2.1.5 fejezetben leírtak szerint. Fontos megjegyezni, hogy ezen feszültség amplitúdója, és a magas és alacsony szintek közötti különbség a terhelés és a működési frekvencia függvényében változhat. Ennek tudatában, amikor a vevő információt akar küldeni az adó felé szükséges a terhelés leválasztása. Ezt a célt szolgálja a vevő áramkör kapcsolási rajzán az M5 tranzisztor, melyhez hasonló megoldás látható a 19. ábrán, a BQ51013B blokkvázlatában. A BQ51013B csak akkor kapcsolja a terhelést a kimenetre, ha a működéshez szükséges összes feltétel teljesült.

42


35. ábra: Az impedancia modulált jel feldolgozása 2.2.2.3 Az egyenirányító kapcsolás A váltakozó irányú áram egyenirányításához egy Graetz hidas egyenirányítót használtam. A Graetz-hídhoz használt diódák ismét Diotec SB340-es szuper gyors Schottky diódák, melyek 15 A-es ismétlődő csúcsáramokat tudnak elvezetni. A Graetzhíd kimenetére helyezett 100 µF-os kondenzátor, C13 szűri a jelet.

36. ábra: A Graetz-híd kimeneti feszültségének ingadozása A 36. ábrán látható, hogy a feszültség ingadozása nagyjából 15 mV 1 A stabil kimeneti áram mellett.

43


37. ábra: Az SB340 Schottky dióda árama a tranziensek után A 37. ábrán látható, hogy az SB340-es diódák maximális áramcsúcsa nagyjából 2 A. Ettől nagyobb értékek a kezdeti tranziensek során fordulhatnak elő. Annak érdekében, hogy a kimeneten szabályozott feszültséget állítsunk elő, a lehető legkevesebb energia elvesztésével, a Texas Instruments által forgalmazott alacsony drop-out feszültségű LM2940CT-5 integrált áramkört használtam (LDO). Minden további információ az integrált áramkörről a gyártó honlapjáról elérhető adatlapról származik. A feszültségszabályozó maximális kimeneti árama 1 A. Az IC alkalmas 5 W hatásos teljesítmény leadására. Dropout feszültsége 1 A mellett 0,5 V, míg 100 mA mellett csupán 150-200 mV. Ahhoz, hogy meghatározzam szükséges-e a hűtőborda a feszültségszabályozóra, ki kell számítani annak veszteségét az alábbi képlettel: (18) ahol: UIN: maximális bemeneti feszültség [V] UOUT: kimeneti feszültség [V] IG: föld felé folyó áram [A] ILOAD: terhelés felé folyó áram [A] Mivel a kimeneti áram terhelésfüggő, a bemeneti feszültség pedig a csatolási tényező értékétől függ, így a feszültségszabályozó által disszipált teljesítmény változó. Legrosszabb esetben a bemeneti feszültség 26 V, 1 A kimeneti áram mellett. Ez 21,42

44

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR W-nyi veszteséget jelentene, mely jelentősen lerontaná a rendszer hatásfokát. Ennek elkerülése érdekében a vezérlő folyamatosan monitorozza az egyenirányított feszültségszintet, így szükség esetén kevesebb energiát igényel az adótól. A stabil 5 V-os kimeneti feszültség érdekében a feszültségszabályozó bemeneti feszültsége legalább 8 V kell, hogy legyen, mivel az impedancia moduláció is hatással van az egyenirányított feszültségre, amint azt a 38. ábra is mutatja. Az ingadozás mértéke körülbelül 1,8 V, 5 W hatásos teljesítmény leadása mellett.

38. ábra: Feszültségszabályozó bemeneti feszültségének ingadozása Az impedancia moduláció által okozott feszültségváltozás mértéke függ a leadott teljesítmény mértékétől. Kisebb teljesítmény esetén ez a változás kevésbe jelentős. Az LM2940CT-5 termikus adatai:    A feszültségszabályozó adatlapja szerint

esetén nem szükséges külsőleg

hűtőborda alkalmazása. Ennek kiszámítására az alábbi képletet használtam: (19) Az SK09 20 mm hosszúságú hűtőborda ennél kisebb

hőellenállással rendelkezik,

így megfelelő mértékű hűtést biztosít ideális esetben.

45

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR 2.2.2.4 A vezérlő által mért értékek A vezérlő egyszerre több feszültségértéket figyel az energiaátvitel irányításához. Elsősorban figyeli a feszültségszabályozó kimeneti feszültségét, ha ez 5 V alá esik értelemszerűen több energiát kell az adónak küldeni. Egy mérőellenállás segítségével meghatározza a felvett áramot, mely a feszültségszabályozó adatlapja szerint maximum 1 A. A feszültségszabályozó bemeneti feszültségét egy ellenállásosztón keresztül illesztettem a vezérlő bemenetére. Ha az túllép egy megadott határértéket, az energiaátvitel leállítható.

Az

ellenállásosztó

mértékben

csökkenti

a

feszültségszabályozó bemeneti feszültségét. Ellenállásértékeik kellően nagyok, így nem terhelik árammal a rendszert. 2.2.3 A digitális vezérlő egység Az adó és vevő közötti digitális kommunikációt a már rendelkezésemre álló, National Instruments által fejlesztett és gyártott myRIO 1900 (Reconfigurable Input/Output) nevű eszközzel valósítottam meg. Mint minden National Instruments termék, ez is az általuk fejlesztett grafikus programozási nyelven, LabView-ban programozható. A myRIO-n helyet kapott egy FPGA chip (Xilinx) és egy Real-Time processzor (ARM Cortex A9), így lehetőség nyílik mind FPGA szintű, mind valós idejű programozásra. 40 db digitális ki- és bemeneti csatornával, 10 analóg bemeneti és 6 analóg kimeneti csatornával rendelkezik.

39. ábra: Vezérlő egység [21] A myRIO és a hozzá tartozó grafikus programozási nyelv, a LabView óriási előnye a rendkívül magas szinten való programozhatósága, így könnyen és gyorsan lehet rá

46

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR fejleszteni összetett programokat. A vezérlő szerepe az általam tervezett vezeték nélküli energiaátvitel során, hogy szabályozza az energiaátvitelt, illetve diagnosztikai adatokat szolgáljon a mérések elvégzése során, ezzel szemléletesebbé téve a folyamatot.

3 A nyomtatott áramkör megtervezése A nyomtatott áramkör tervezése során fontos szempontnak tartottam, hogy a nyomtatott áramkör gyártási költségei alacsonyak legyenek, így ennek megfelelően lehetőség szerint egyoldalasra kívántam tervezni az áramkört. További költségcsökkenés jelentett volna az SMD alkatrészek használata, ám prototípus NYÁK-ról lévén szó, fontosabbnak tartottam a könnyű szerelhetőséget és jobb javítási lehetőségeket. További figyelmet igényel az áramkör egyes vezetékeinek nagyfrekvenciás és nagyáramú jellege. Azért, hogy a nagyáramú jelvezetékek a lehető legkevesebb zajt okozzák az áramkörben, a csatlakozókhoz a lehető legközelebb kell elhelyezni, nem szabad vele hurkot képezni, illetve a többi alkatrésztől lehetőség szerint távol kell elvezetni ezeket a vezetősávokat. Az eltérő áramerősségű vezetősávok szélességének meghatározásához az IPC-2221-es szabványra épülő internetes online kalkulátorokat vettem igénybe. A vezetősáv áramterhelhetősége a keresztmetszetétől függ. Mindkét áramkört 35 µm-es rézfólia vastagságú szerelőlemezre terveztem, így a vezetősáv szélességek kiszámításához ezt az értéket vettem figyelembe. Az imént említett szabvány több mint száz monogramm alapján, tapasztalati eredmények segítségével szabja meg a vezetősávok szélességét. A mérési eredményeket különböző hőmérsékleteken, a külső és belső vezetősávokra külön végezték el. Mivel az általam tervezett áramkörök mind egyoldalasak, így én a külső vezetősávokra vonatkozó értékeket vettem figyelembe. A vezetősáv keresztmetszetének és a rajta átfolyó maximálisan megengedett áram erősségének összefüggését az alábbi egyenlet adja meg: (20) ahol: I: maximális áramterhelhetőség [A] ∆T: hőmérsékletváltozás [°C] A: vezetősáv keresztmetszete [mil2] k, β1, β2: konstansok

47

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR k

0,0647

β1

0,4281

β2

0,6732

5. táblázat: Vezetősáv szélesség kiszámításhoz szükséges konstansok Az általam használt online kalkulátor: [22] A vezetősávok közti szigetelési távolság kiszámításához az IPC-2221B szabványra hagyatkoztam, a táblázat megtekinthető az 1. mellékletben. Két vezetősáv közötti minimális távolság a szigetelési távolság, melynek értékét a két vezeték szakasz közti maximális potenciál különbség határozza meg. A nyomtatott áramkör elkészítéséhez a CadSoft Eagle 6.5-ös verzióját használtam. Az alkatrészek láblenyomatinak méreteit minden esetben milliméterben adtam meg, mivel azok adatlapjai többnyire milliméterben adják meg a méreteket. A vezetősáv szélességeket és a szigetelési távolságokat mil-ben határoztam meg, mivel a nem általam készített láblenyomatok angolszász mértékegységben megadott rácsra illeszkednek, így a vezetősávok elvezetése könnyebb volt. 3.1 Az alkatrészek láblenyomatának elkészítése Mind a vevő mind az adó áramkör tartalmaz olyan alkatrészeket, melyeknek nem csak PSpice modelljük beszerzése, de láblenyomatuk elkészítése is külön szükséges. Ezeket a láblenyomatokat az alkatrészek adatlapjai alapján készítettem. Az ellenállások (0207) és kondenzátorok (RM2,5 és RM5,0) láblenyomatai már rendelkezésemre álltak. Az alábbi alkatrészek láblenyomatát készítettem el: 

TPS28225D



LM2940C-5



LM2576

40. ábra: A TPS28225D és az LM2576 láblenyomata

48


41. ábra: Az LM2940C-5 láblenyomata 3.2 Az adó áramkör nyomtatott áramköri terve Az adó áramkör teljes nyomtatott áramköri tervét mutatja a 42. ábra. A továbbiakban minden vezetősáv szélesség és szigetelési távolság meghatározása a 3. pontban leírtak szerint, a szimulációs eredményekre hagyatkozva történt. A szükséges szimulációk elvégzése során, az egyes ágakon átfolyó áramok négyzetes középértékét határoztam meg, mivel a minimális vezetősáv szélességet a vezetősávok hővesztesége határozza meg elsősorban. Az adó tekercs az OUT1 és OUT2 kimeneti kapcsokra csatlakozik.

42. ábra: Az adó áramkör nyomtatott áramköri terve Nagyobb méretű ábra az 5. mellékletben található. Az adó áramkör megfelelő működése szempontjából fontos a MOSFET vezérlő integrált áramkör vezetősávjainak helyes kialakítása, az integrált áramkör adatlapja ebben is segítségemre volt. A helyes kialakítás javítja a teljesítmény tranzisztorok kapcsolási karakterisztikáit és a teljes rendszer hatásfokát. 

Az IC-t a lehető legközelebb kell helyezni a teljesítmény tranzisztorokhoz

49

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR 

A tápvezetéket és a töltő kondenzátort is a lehető legközelebb kell tenni az IChez



Fontos a föld vezeték megfelelő elvezetése. Az IC GND lábát közvetlenül az alsó MOSFET source lábához kell kötni, úgy, hogy a vezetősáv szakasz ne foglalja magába a nagy áramú vezetősáv részt.



A PHASE láb vezetősávját a földhöz hasonlóan kell elvezetni.



A teljesítmény tranzisztorok gate-jére menő vezetősávokat lehetőség szerint 80 és 100 mil vastagságúra kell hagyni



Vigyázni kell, hogy a PWM és engedélyező vezetősávok ne kerüljenek túl közel a PHASE láb vezetősávjához, mivel a feszültség nagy változási gyorsasága jelentős zajt okozhat a viszonylag nagy impedanciájú lábakon.

A fenti tervezési szabályok betartása 3-5 %-al javíthatja a rendszer hatásfokát. A 43. ábra a TPS28225D vezetősávjainak elrendezését mutatja. A képen a vezetősáv vastagságok mind mil-ben vannak megadva. A teljesítmény tranzisztorok a lehető legközelebb helyezkednek el az IC-hez, a gate lábaikhoz húzott vezetősáv vastagsága pedig 80 mil (1-es és 5-ös láb). A nagyáramú vezetősávok elkerülik az IC-t, így csökkentve az általuk keltett zavarokat. A 8-as phase és 4-es föld lábból húzott vezetősáv nem tartalmazza a nagyáramú részeket, közvetlenül a tranzisztorok lábához kapcsolódnak. A C5-ös kondenzátor, mely az M1-es tranzisztor vezérlésére segít rá, és a tápfeszültséget biztosító Q1 tranzisztor a lehető legközelebb helyezkedik az IC-hez. A PWM vezérlő jel (3-as láb) az M2 tranzisztor drain és source lába között megy el. A lábaktól való távolság 12 mil, a köztük lévő feszültségkülönbség pedig maximum 12 V.

43. ábra: A TPS28225D vezetősávjainak kialakítása

50

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR Az IC táp vezetősávja a tranzisztorok drain és source lába között halad el. A lábaktól való távolság 12 mil. Mivel a drain láb feszültsége a tápfeszültség, azaz 12 V, és az IC tápfeszültsége megközelítőleg 7 V (24. ábra), az 1. mellékletben található táblázat alapján, a minimális távolság befedetlen külső vezetők esetén 4 mil, így ennek a feltételnek eleget tesz a kialakítás. Az IC tápjához húzott vezetősáv és a tranzisztor source lába közötti maximális feszültségkülönbség 8 V, így a 12 mil-es távolság ez esetben is megfelelő. A 24. ábra alapján, az IC bemeneti árama átlagosan 100 mA körül mozog, így nem igényel vastag vezetősávot. Az M1 tranzisztor source lábát és az M2 tranzisztor drain lábát összekötő vezetősáv szélessége 200 mil. A szimulációk során, a vevő áramkör által stabilan leadott 5W teljesítmény mellett, az ezen a szakaszon folyó átlagos áramerősség 5,3 A. Ez az áramerősség 109 mil-es vezetősáv szélességét igényel. A 200 mil-es szélességet az esetleges nagyobb áramerősségek indokolják. A kapcsolóüzemű tápegység maximális kimeneti árama 3 A, így a kalkulátor segítségével meghatározott minimális vezetősáv szélesség 53,8 mil. A 44. ábra mutatja a teljes táp vezetősávot, a rajta bejelölt szélességértékek mil-ben vannak megadva.

44. ábra: A táp vezetősávja A teljes áramkör föld vezetősávját illetve a rezonáns kör C6 és C7 kondenzátorainak lábkivezetéseihez húzott vezetősávokat mindenhol a lehető legszélesebbre állítottam. A

51

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR nyomtatott áramkör többi vezetősávjának szélessége a működés szempontjából nem kritikus. 3.3 A vevő áramkör nyomtatott áramköri terve A vevő áramkör funkciójából adódóan lényegesen egyszerűbb kialakítású, mint az adó, így messzemenő, részletes leírása szükségtelen. A nyomtatott áramköri terv a 45. ábrán látható.

45. ábra: A vevő áramkör nyomtatott áramköri terve Nagyobb méretű ábra a 6. mellékletben található. A nyomtatott áramkör kimeneti kapcsai a GND_OUT és V_OUT. A vevő áramkör egyes ágaiban folyó áramok négyzetes középértékének meghatározása a 2.2 fejezetben leírt paraméterek szerint történt. Az eredmények alapján az áramkörben sehol nem fordul elő 2 A-nél nagyobb áram a kezdeti tranziensek után. A maximális potenciálkülönbség 30 V. A vevő áramkör nyomtatott áramköri tervében a minimális vezetősáv szélesség 50 mil, mely a kalkulátorral számolt minimális, 30 mil-es szélességtől nagyobb. Ez alól kivétel a COMM bemeneti jel vezetősávja, mely a modulációs tranzisztorokat vezérli. Ez a vezetősáv csekély áramot vezet, így nem szükséges széles vezetősáv. Az egyes vezetősávok közötti távolság legalább 10 mil, így az 1. mellékletben található táblázat által előírt minimális szigetelési távolságnak minden vezetősáv megfelel.

52


4 Mérési eredmények A 46. ábrán az összeállított áramkörök láthatóak. Az alkalmazott tekercsek csak kísérleti jellegűek voltak. A rendszer működése szempontjából az adó áramkör jóval kritikusabb, mint a vevő, így elsősorban az adó áramkör tesztelésével foglalkoztam. A kapcsolóüzemű táp kimeneti feszültsége a mérés alapján: 12,4 V, mely megfelel a számolt értéknek. Az áramkör áramfelvétele a TPS28225D integrált áramkör PWM jellel való vezérlése nélkül 12,7 mA. Az IC tápfeszültsége 6 V körül mozgott 100 kHzes PWM jel mellett. Ez az érték valamivel alacsonyabb a számítottnál, ennek oka lehet az IC vártnál nagyobb áramfelvétele.

46. ábra: Az összeállított adó és vevő áramkörök Az adó áramkör többi paraméterének mérése a MOSFET vezérlő integrált áramkör működési hibájából adódóan nem volt lehetséges a szakdolgozat készítésekor. A problémát az IC egyik funkciója okozta, melyet a szimulációs modell nem tartalmaz, és a kiváltó okát nem sikerült megfejteni időben. A hibajelenség az IC UGATE lábán megjelenő jel, mely a 22. ábrán látható jelalakkal ellentétben nem négyszögjel, hanem szabályos periódussal megjelenő impulzusok. Ezt a pulzálást az IC 30 ns-nál nagyobb felfutási idejű PWM jel esetén csinálja. A kezdeti tesztek során a PWM jel előállításához egy digitális függvénygenerátort használtam, melynek felfutási idejét 8 ns-ra állítottam. Csak későn derült ki, hogy a függvénygenerátor nem jól állítja elő a négyszögjelet, és annak felfutási ideje a valóságban több mint 40 ns volt. Fontos megjegyeznem, hogy az imént említett hiba megszűnik az adótekercs leválasztásakor, ekkor megfelelő mind az UGATE, mind az LGATE lábak jelalakja, amint az a 47. ábrán is látszik.

53


47. ábra: LGATE (sárga) és UGATE (kék) a tekercs nélkül Tekintve, hogy az adó áramkör nem megfelelően működött, a vevő áramkör mérése csak 50 Hz-es letranszformált hálózati feszültséggel volt elvégezhető. Egy 12 V-os 1,67 A-es transzformátort használtam. Az egyenirányított feszültség 11,3 V volt, a kimeneti feszültség pedig 5 V.

5 Összefoglalás A szakdolgozat megírása lehetőséget biztosított elektronikai ismereteim elmélyítésében, a számítógépes elektronikai tervezésben való további tapasztalatok szerzésére és nyomtatott áramkörök tervezésének gyakorlására. A feladatkiírásomnak az alábbiak szerint tettem eleget: A dolgozat készítése során részletekbe menően, a fizikai folyamatokat szem előtt tartva végeztem irodalomkutatás az adott tématerületen belül. Megvizsgáltam a technika jelenlegi állását a vezeték nélküli energiaátvitellel kapcsolatban és a közeljövőben kivitelezésre kerülő fejlesztéseket, melyek még több energia vezeték nélküli továbbítását teszik lehetővé. Továbbá megvizsgáltam az integrált áramkör fejlesztő cégek, főként a Texas Instruments által készített vezeték nélküli energia átvitelére alkalmas vezérlő egységeket, azok belső felépítését és a hozzájuk tartozó áramköri kapcsolásokat. Az áramkörök megtervezéséhez és a szimulációs kísérletek elvégzéséhez az egyetemi kurzusaim alatt megismert OrCAD és PSpice programokat használtam. Az áramkörök

54

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR megtervezése részben már meglévő megoldásokra, részben pedig személyes ismeretek alapján történt. A szimulációs kísérletek elvégzése magában foglalta az alkatrészek szimulációs modelljeinek beillesztését OrCAD-be, egyes hibás szimulációs modellek átírását

és

a

hiányzó

alkatrészek

megrajzolását,

így

részletekbe

menően

megismerkedtem az OrCAD és annak segédprogramjainak működésével, a szimulációs modellfájlok felépítésével. A nyomtatott áramkör megtervezéséhez használt Eagle nevű programmal már szakmai gyakorlatom során megismerkedtem. A nyáron szerzett tapasztalatok hasznosnak bizonyultak

a

két

nyomtatott

áramkör

megtervezésekor

és

az

alkatrészek

láblenyomatának elkészítésekor. Az áramkört csak részben sikerült kimérni. A korábban leírt probléma orvoslására többféle módszerrel próbálkoztam. Leellenőriztem az IC tápfeszültségét, átkötések segítségével az esetleges hibás vezetősáv elrendezést próbáltam korrigálni, illetve többféle tekercs és kondenzátor értékkel próbáltam megfejteni a hiba okát. A megoldás keresésében konzulensem, Dr. Kovács Ernő egyetemi docens Tanár úr segítségemre volt.

6 Summary Writing my thesis has created an opportunity for me to further develop my electronical knowledge, gain additional experience in computer aided electronical design and practice printed circuit board designing. I have achieved the goals set in the first pages as the following: Throughout the process of making my thesis I have researched wireless power transfer in detail, keeping in mind the physical effects that make the transfer possible. I have analyzed state-of-the-art solutions considering wireless energy transfer, and possible future developments, that are capable of transferring larger amounts of power wirelessly. In addition, I have studied integrated circuit manufacturing companies, mostly Texas Instruments’s wireless power controllers, the interior design and the relevant circuits for these ICs. I have used OrCAD and PSpice for the design and simulation of the circuits, since these are the software I have been studying during my college courses. The design of the circuits was partly based on the existing solutions and partly based on my own

55

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR knowledge. Making the simulation experiments required me to implement simulation models into OrCAD, correct models that included bad codes and draw non-existent devices. These tasks have helped me to acquire a deeper knowledge of OrCAD and all the supporting subprograms it uses and the buildup of the simulation model files. I have used Eagle to design the printed circuit boards, the same program I had already used during my summer traineeship. The experience I had gained throughout the summer by using this program proved to be really valuable while i was designing the PCB layout and the footprints for the devices. The circuit could only be measured partially. In order to solve the previously mentioned error, I tried numerous methods. I verified the supply voltage of the IC, I tried to correct possible bad trace arrangement by using envelopes and I used capacitors and inductances of different values to find the source of the problem. My consultant, Dr. Kovács Ernő reader was aiding me to find the solution.

Köszönetnyilvánítás Köszönettel tartozom konzulensemnek, Dr. Kovács Ernő egyetemi docens Tanár úrnak, aki rendszeres konzultációkkal segítette munkám előrehaladását, szakmai tudása, tapasztalata és útmutatása pedig jelentős segítséget jelentett. Szükség esetén rendelkezésemre

bocsájtott

laboreszközöket,

és

segített

a

mérési

feladatok

elvégzésében, a hibák okának feltárásban. Köszönöm Dr. Tóth Lajos egyetemi docens Tanár úrnak, hogy a nyomtatott áramköröket legyártotta és bármikor felkerestem szívesen a segítségemre volt, a mérési feladatok elvégzése során felmerült problémák megoldására hasznos ötletekkel látott el.

56


Ábrajegyzék 1. ábra: A mozgási indukció [3]........................................................................................ 9 2. ábra: A nyugalmi indukció [3] ...................................................................................... 9 3. ábra: Az elektromágneses hullám tartományai [5] ..................................................... 10 4. ábra: Elektromágneses hullám komponensei [6] ........................................................ 11 5. ábra: A rezgőkörökkel megvalósított áramkör helyettesítő kapcsolása [10] .............. 14 6. ábra: Az energiaátvitel hatásfoka U függvényében .................................................... 15 7. ábra: A tekercsek veszteségei [12].............................................................................. 16 8. ábra: A Witricity demonstrációja [14] ........................................................................ 18 9. ábra: A Qi szabvány által leírt energiaátvitel folyamata [17] ..................................... 18 10. ábra: A1 tekercs paraméterei [18] ............................................................................. 19 11. ábra: Ellenütemű push-pull kapcsolás A1 tekercshez [18] ....................................... 20 12. ábra: Kettős rezgőkör a vevő oldalon [18]................................................................ 22 13. ábra: A Qi szabvány által meghatározott energiaátvitel folyamatábrája [18]........... 23 14. ábra: Kapacitív és rezisztív visszavert impedancia moduláció [19] ......................... 24 15. ábra: Az energiajel amplitúdó modulációja [18] ...................................................... 24 16. ábra: Példa a differenciált kétfázisú kódolásra [18].................................................. 25 17. ábra: Példa az aszinkron soros formátumra [18] ...................................................... 26 18. ábra: Az adó IC blokkvázlata.................................................................................... 28 19. ábra: A vevő IC blokkvázlata ................................................................................... 29 20. ábra: Az adó áramkör kapcsolási rajza ..................................................................... 30 21. ábra: A kapcsolóüzemű tápegység kapcsolási rajza ................................................. 31 22. ábra: Az ellenütemű vezérlés .................................................................................... 33 23. ábra: A TPS28225D bemeneti feszültségének ingadozása ....................................... 34 24. ábra: A TPS28225D bemeneti feszültsége és árama ................................................ 34 25. ábra: A TPS28225D átlagos fogyasztása .................................................................. 35 26. ábra: Felső és alsó tranzisztor drain árama ............................................................... 36 27. ábra: Az alsó és felső teljesítmény tranzisztor fogyasztása ...................................... 36 28. ábra: A primer tekercs feszültsége és árama ............................................................. 38 29. ábra: A PWM jel és a primer tekercs feszültségének Fourier transzformáltja ......... 38 30. ábra: Az adó oldali rezgőkör frekvencia analízise .................................................... 39 31. ábra: Az egyenirányított feszültség eltérő frekvenciákon ......................................... 39 32. ábra: A teljes vevő áramkör ...................................................................................... 40

57

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR 33. ábra: A vevő oldali rezgőkör frekvencia analízise.................................................... 41 34. ábra: Az eredeti és a modulált frekvenciatartománybeli jelleggörbe ....................... 42 35. ábra: Az impedancia modulált jel feldolgozása ........................................................ 43 36. ábra: A Graetz-híd kimeneti feszültségének ingadozása .......................................... 43 37. ábra: Az SB340 Schottky dióda árama a tranziensek után ....................................... 44 38. ábra: Feszültségszabályozó bemeneti feszültségének ingadozása ............................ 45 39. ábra: Vezérlő egység [21] ......................................................................................... 46 40. ábra: A TPS28225D és az LM2576 láblenyomata ................................................... 48 41. ábra: Az LM2940C-5 láblenyomata ......................................................................... 49 42. ábra: Az adó áramkör nyomtatott áramköri terve ..................................................... 49 43. ábra: A TPS28225D vezetősávjainak kialakítása ..................................................... 50 44. ábra: A táp vezetősávja ............................................................................................. 51 45. ábra: A vevő áramkör nyomtatott áramköri terve ..................................................... 52 46. ábra: Az összeállított adó és vevő áramkörök .......................................................... 53 47. ábra: LGATE (sárga) és UGATE (kék) a tekercs nélkül .......................................... 54

Táblázatjegyzék 1. táblázat: A1 tekercs paraméterei [18] ......................................................................... 20 2. táblázat: PID paraméterek kitöltési tényezős vezérlés esetén [18] ............................. 21 3. táblázat: Skálázási faktor a működési frekvencia függvényében [18] ........................ 22 4. táblázat: Az amplitúdó moduláció paraméterei [18]................................................... 25 5. táblázat: Vezetősáv szélesség kiszámításhoz szükséges konstansok .......................... 48

Mellékletjegyzék 1. melléklet: IPC 2221B szabvány: szigetelési távolságok [23] ..................................... 62 2. melléklet...................................................................................................................... 63 3. melléklet...................................................................................................................... 64 4. melléklet...................................................................................................................... 65 5. melléklet...................................................................................................................... 66 6. melléklet...................................................................................................................... 67

58


Irodalomjegyzék

[1]

P.

Morris

P.

Kesler,

„WiTricity,”

[Online].

Available:

http://www.witricity.com/pdfs/highly-resonant-power-transfer-kesler-witricity2013.pdf. [Hozzáférés dátuma: 10. 04. 2014.]. [2]

www.fenykapu.free-energy.hu, „Tesla féle vezetéknélküli energiatovábítás,” [Online].

Available:

http://fenykapu.free-

energy.hu/pajert/index.htm?FoAblak=../pajert46/TAdo_Bevez.html. [Hozzáférés dátuma: 28. 03. 2014.]. [3]

P. B. Kovács Endre, „Tankönyvtár,” 2011. [Online]. Available: http://web.unimiskolc.hu/~www_fiz/palasthy/Fizika_II/188.htm. [Hozzáférés dátuma: 02. 04. 2014.].

[4]

D. A. Umenei, „Understanding low frequency non-radiative power transfer,” 07 2011.

[Online].

Available:

http://www.wirelesspowerconsortium.com/data/downloadables/6/8/9/understandi ng-low-frequency-non-radiative-power-transfer-8_8_11.pdf. [Hozzáférés dátuma: 10. 04. 2014.]. [5]

O. C. Laboratory, „www.osha.gov,” 20. 05. 1990.. [Online]. Available: https://www.osha.gov/SLTC/radiofrequencyradiation/electromagnetic_fieldmemo /electromagnetic.html#section_6. [Hozzáférés dátuma: 22. 04. 2014.].

[6]

H.

Mika,

„

A

világ

működése,”

[Online].

Available:

http://www.vilaglex.hu/Lexikon/Html/ElekHull.htm. [Hozzáférés dátuma: 28. 04. 2014.]. [7]

M. Cundle, „Magyar Elektronika,” [Online]. Available: http://www.magyarelektronika.hu/index.php?option=com_content&view=article&id=520:vezetekme ntes-energiatovabbitas&catid=34:tartalom. [Hozzáférés dátuma: 28. 03. 2014.].

[8]

„Wikipedia,”

2012.

[Online].

Available:

http://en.wikipedia.org/wiki/Resonant_inductive_coupling. [Hozzáférés dátuma: 10. 04. 2014.].

59

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR [9]

H.

HAUS,

A.

„http://ecee.colorado.edu/,”

[Online].

Available:

http://ecee.colorado.edu/~ecen5645/files/lecture12notes_haus84readable_CMTandDFB.pdf. [Hozzáférés dátuma: 22. 04. 2014.]. [10] D.

M.

Kesler,

„Witricity,”

2013.

[Online].

Available:

http://www.witricity.com/assets/highly-resonant-power-transfer-kesler-witricity2013.pdf. [Hozzáférés dátuma: 22. 04. 2014.]. [11] N. M. M. M. M. A. M. I. Tahsin, „Wireless Charger for Low Power Devices using

Inductive,”

04

2012.

[Online].

Available:

http://www.academia.edu/2329757/Wireless_Charger_for_low_power_devices_u sing_inductive_coupling. [Hozzáférés dátuma: 22. 04. 2014.]. [12] G.

M.

Johnson

H.,

„Flylib,”

[Online].

Available:

http://flylib.com/books/en/1.389.1.38/1/. [Hozzáférés dátuma: 18. 09. 2010.]. [13] W. Group, „WiTricity,” [Online]. Available: http://witricity.com/. [Hozzáférés dátuma: 28. 03. 2014.]. [14] BBC,

„BBC

News,”

28.

12.

2007..

[Online].

Available:

http://news.bbc.co.uk/2/hi/in_pictures/7129507.stm. [Hozzáférés dátuma: 23. 04. 2012.]. [15] „Wikipedia,”

[Online].

Available:

http://en.wikipedia.org/wiki/WiTricity.

[Hozzáférés dátuma: 22. 04. 2014.]. [16] Wikipedia,

„Wikipedia,”

[Online].

Available:

http://en.wikipedia.org/wiki/Wireless_Power_Consortium#Wireless_Power_Cons ortium. [Hozzáférés dátuma: 22. 04. 2014.]. [17] B.

Johns,

„Texas

Instruments,”

2011.

[Online].

Available:

http://www.ti.com/lit/an/slyt401/slyt401.pdf. [Hozzáférés dátuma: 25. 04. 2014.]. [18] C. Members, „Wireless Power Transfer Volume I: Low Power Part 1: Interface Definition,” 2013.06. [19] T. Instruments, „BQ51013B datasheet,” 2013.03. [20] T. Instruments, november 2012. [Online]. Available: http://www.ti.com.

60

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR [Hozzáférés dátuma: 02. 10. 2014.]. [21] Conrad,

„Conrad,”

[Online].

Available:

http://www.conrad.de/ce/de/product/1152108/National-Instruments-NI-MYRIO1900-Hardware-NI-myRIO-1900-fuer-Hochschulen-und-Universitaeten. [Hozzáférés dátuma: 05. 10. 2014.]. [22] „The

CircuitCalculator.com

Blog,”

[Online].

Available:

http://circuitcalculator.com/wordpress/2006/01/31/pcb-trace-width-calculator/. [Hozzáférés dátuma: 10. 10. 2014.]. [23] L.

Rozenblat,

„POWER

ELECTRONICS,”

[Online].

http://www.smpspowersupply.com/ipc2221pcbclearance.html.

Available: [Hozzáférés

dátuma: 07. 10. 2014.].

61

MISKOLCI EGYETEM GÉPÉSZMÉRNÖKI ÉS INFORMATIKAI KAR Vezetékpárok közti különbség [Vpeak]

Belső rétegek

Külső vezetősávok bevonat nélkül [mm] [inch]

Külső vezetősávok, bevonattal [mm] [inch]

[mm]

[inch]

15

0.05

0.002

0.1

0.004

0.05

0.002

30

0.05

0.002

0.1

0.004

0.05

0.002

50

0.1

0.004

0.6

0.024

0.13

0.006

100

0.1

0.004

0.6

0.024

0.13

0.006

150

0.2

0.008

0.6

0.024

0.4

0.016

170

0.2

0.008

1.25

0.05

0.4

0.016

250

0.2

0.008

1.25

0.05

0.4

0.016

300

0.2

0.008

1.25

0.05

0.4

0.016

500

0.25

0.01

2.5

0.1

0.8

0.032

1000

1.5

0.06

5

0.2

2.33

0.092

2000

4

0.158

10

0.4

5.38

0.22

3000

6.5

0.256

15

0.6

8.43

0.34

4000

9

0.355

20

0.79

11.48

0.46

5000

11.5

0.453

25

0.99

14.53

0.58

1. melléklet: IPC 2221B szabvány: szigetelési távolságok [23]

62


2. melléklet

63


3. melléklet

64


4. melléklet

65


5. melléklet

66


6. melléklet

67

Kontaktus nélküli energiaátvitel

Recommend Documents