Highspeed Synchronous Motor Torque Control

XXXI. konference Elektrické pohony

4. Regulace momentu vysokootáčkového synchronního motoru Jaroslav Novák, Martin Novák, ČVUT v Praze, Fakulta strojní, Zdeněk Čeřovský, ČVUT v Praze, Fakulta elektrotechnická

Highspeed Synchronous Motor Torque Control Paper deals with torque control of high speed permanent magnet synchronous motor for driving compressor of supercharged combustion engines. Control structure which includes regimes with both full magnetic flux and flux weakening is described. Paper describes the research working place and presents test results achieved on 40 000 rev/min synchronous permanent magnet motor.

1. ÚVOD Použití přeplňovaných spalovacích motorů pro automobilovou, železniční a lodní dopravu přináší zejména možnost zvýšení výkonu, snížení specifické spotřeby paliva, lepší chlazení sacích ventilů a válců a zlepšení ekologických ukazatelů při provozu motoru. Přeplňovací kompresory spalovacích motorů jsou zpravidla poháněny turbínou hnanou výfukovými plyny od spalovacího motoru. Tato koncepce pohonu kompresoru je relativně jednoduchá, avšak má některé nevýhody. Pohon kompresoru turbínou není schopen pokrýt potřeby spalovacího motoru v celém rozsahu otáček a výkonů, především v oblasti nízkých otáček nedodává turbína dostatečný výkon a kompresor nedává dostatečný tlak. Při vysokých otáčkách vykazuje turbína přebytek výkonu. Výkon turbíny nemusí být dostatečný ani v případě, kdy byla zvýšena dodávka paliva pro zvýšení momentu, avšak otáčky se nezvyšují. Další nevýhodou pohonů turbínou je relativně nízká dynamika, neboť v okamžiku zvýšení dodávky paliva není turbína schopna dodat rychle potřebný moment pro urychlení kompresoru. Je zřejmé, že optimálně řešený pohon přeplňovacího kompresoru musí být regulovaný ve vazbě na okamžité otáčky a množství dodávaného paliva. Dynamika optimalizovaného pohonu musí odpovídat rychlosti změn množství paliva a potřebného vzduchu. Principielně lze řešit optimalizovaný pohon přeplňovacího kompresoru dvojím způsobem: buď jako čistě elektrický pohon kompresoru nebo jako hybridní pohon založený na součinnosti turbíny a elektrického pohonu. V praktických aplikacích je výhodnější uplatnit hybridní pohon. Elektrický pohon v tomto případě vyrovnává výkyvy výkonu turbíny a zvyšuje dynamiku. Hybridní pohon je možno koncipovat ve dvou variantách. V první variantě je elektromotor umístěn na společné hřídeli s turbínou, otáčky elektromotoru jsou tedy dány otáčkami turbíny. Ve druhé variantě je ke kompresoru poháněnému turbínou doplněn další kompresor s individuálním elektrickým pohonem. V tomto případě lze volit rychlost elektropohonu jako kompromis mezi optimem pro elektromotor a kompresor. Výzkum systémů přeplňování spalovacích motorů je jednou z oblastí činnosti Výzkumného centra spalovacích motorů a automobilů Josefa Božka na Strojní fakultě ČVUT v Praze. Součástí této činnosti je výzkum elektropohohonu pro hybridní systém přeplňování, zejména z hlediska regulace. Jako elektrický akční člen byl pro hybridní systém přeplňování zvolen synchronní motor s permanentními magnety (PMSM). Ve sledované aplikaci se uplatní jeho velmi dobré dynamické vlastnosti, velká přetížitelnost a jeho malé rozměry a hmotnost. Motor je přitom technicky realizovatelný ve vysokootáčkovém provedení.

2. VÝZKUMNÉ PRACOVIŠTĚ Pro účely výzkumu a testování statických a dynamických vlastností vysokorychlostního pohonu se synchronním motorem s permanentními magnety bylo v rámci Výzkumného centra spalovacích motorů a automobilů Josefa Božka postaveno speciální zkušební pracoviště. Pracoviště je tvořeno vysokootáčkovým frek-1 venčně řízeným asynchronním dynamometrem 2,3kW, 350V, 70 000min , 0,3Nm, dvoupólovým testova-1 cím rychloběžným synchronním motorem s permanentními magnety 2,9kW, 400V, 40 000min , 0,7Nm (obr.1), IGBT střídačem (obr. 2), mikroprocesorovým regulátorem synchronního motoru (obr.3) a systémem pro vyhodnocení točivého momentu s tenzometrickým snímačem. Na základě doporučení výrobce motoru © ÚOS Elektrické pohony

1

Plzeň, 16-18.6.2009


byly pro zmenšení zvlnění proudu synchronního motoru do série se statorovými vinutími zařazeny tlumivky s indukčností 2,4mH.

Obr.1 Rychloběžné soustrojí s asynchronním Obr.2 Experimentální IGBT střídač pro vysodynamometrem (vlevo) a synchronním moto- kootáčkový pohon rem (vpravo) Synchronní motor má integrovaný dvoupólový resolver pro snímání úhlového natočení rotoru. Pro vyhodnocení úhlového natočení rotoru byla vyvinuta elektronická jednotka, která generuje budící signál resolveru 10kHz a poskytuje dvanáctibitové rozlišení polohy – 4096 poloh na otáčku. Po resetu regulátoru a v klidových stavech se přenáší informace o absolutní poloze rotoru do regulátoru prostřednictvím sériové sběrnice, při chodu pohonu se přenášejí informace o relativní poloze ve formě signálu IRC snímače. Další informace o systému snímání úhlového natočení jsou uvedeny v [2]. Při úvodních zkouškách byl k regulaci momentu použit systém s DSP TMS320F240. Při zkouškách v celém -1 otáčkovém rozsahu 0 – 40 000 min byl použit DSP regulátor na bázi TMS320F2812. Spínací frekvence střídače byla při zkouškách s prvním řídícím systémem 5kHz, při zkouškách s novým řídícím systémem v celém otáčkovém rozsahu byla spínací frekvence 10kHz a frekvence výpočtu regulační struktury momentu 15kHz. Při budování soustrojí nebyl dostupný dynamometr výkonově a otáčkově sladěný se zkoušeným motorem. Proto mohl být motor zatěžován jen přibližně do čtvrtiny jmenovitého momentu. I tak však bylo možno dobře ověřit možnosti pohonu.

Obr.3 DSP regulátor vysokootáčkového po- Obr.4 Fázorový diagram synchronního stroje honu s TMS320F2812 s přídavnou kartou pro při regulaci momentu vyhodnocení úhlového natočení rotoru

© ÚOS Elektrické pohony

2

Plzeň, 16-18.6.2009


3. TEORETICKÝ ROZBOR REGULACE MOMENTU Při řízení vysokootáčkového elektropohonu pro přeplňovací kompresor je nejnižší úrovní zpětnovazební regulace momentu. Ve sledované aplikaci vycházíme ze standardních metod používaných u pohonů s PMSM. Metody pro regulaci momentu synchronních strojů vycházejí ze základního vztahu:

M = 1.5 ⋅ p p ⋅ ( Fd ⋅ iq − Fq ⋅ id )

(1)

Fd je složka magnetického toku v ose d, Fq je složka magnetického toku v ose q, id je složka proudu statoru v ose d, iq je složka proudu statoru v ose q, pp je počet pólových dvojic stroje. S použitím rovnic matematického modelu synchronního stroje lze tento vztah dále rozepsat do tvaru:

M = 1.5 ⋅ p p ⋅ [( F f + Ld ⋅ id ) ⋅ iq − Lq ⋅ iq ⋅ id ] = 1.5 ⋅ p p ⋅ iq ⋅ ( F f + Ld ⋅ id − Lq ⋅ id )

(2)

Ff je magnetický tok rotoru, Ld je podélná indukčnost statorového vinutí a Lq je příčná indukčnost statorového vinutí. Jestliže pracuje stroj s plným magnetickým tokem, je složka proudu statoru id nulová a pro moment dostáváme vztah:

M = 1.5 ⋅ p p ⋅ F f ⋅ iq

(3)

Bude-li mít stroj zanedbatelnou magnetickou nesymetrii rotoru (Ld=Lq), což je u strojů s permanentními magnety zpravidla splněno, bude platit rovnice (3) i pro režim se zeslabeným magnetickým tokem. V tomto režimu působí reakce kotvy, daná složkou id , proti indukovanému napětí a umožňuje provozovat stroj při rostoucí rychlosti při stálé efektivní hodnotě napětí statoru. Rovnice (3) vyjadřuje analogii se stejnosměrným strojem. Regulaci proudu a momentu synchronního stroje je možno provádět buď v transformovaných souřadnicích nebo regulací okamžitých hodnot fázových proudů ve vazbě na okamžitou polohu rotoru. V tomto případě je v režimu s plným magnetickým tokem generována žádaná hodnota proudu v dané fázi tak, že amplituda proudu v dané fázi nastává v okamžiku, kdy je rotor v kolmém postavení na osu vinutí této fáze. Žádané hodnoty proudů v jednotlivých fázích jsou posunuty vzájemně o 120° a jejich okamžitý úhel je dán polohou rotoru. Prostorový vektor proudu statoru předbíhá rotor o 90°. Regulace momentu prostřednictvím regulace okamžitých hodnot proudů ve fázích statoru byla imple-1 mentována a testována ve spojení s regulátorem na bázi TMS320F240 při otáčkách do 10 000 min . Po doplnění adaptace parametrů regulátorů a predikce určení akčních veličin – referenčních hodnot napětí na vstupech PWM modulátoru – bylo dosaženo dobrých výsledků. Výsledky byly publikovány v [1]. V režimu se zeslabeným magnetickým tokem předbíhá prostorový vektor proudu statoru indukované napětí. Obecně, pro režim se zeslabeným magnetickým tokem a pro Ld=Lq =L1, vystihuje situaci fázorový diagram na obr. 4. V případě režimu s plným magnetickým tokem je id = 0 a prostorový vektor proudu statoru leží v ose q. V obr.4 je R1 odpor vinutí statoru, U1 napětí statoru a Ui je indukované napětí.

4. STRUKTURA REGULACE MOMENTU A JEJÍ IMPLEMENTACE -1

Struktura regulace momentu PMSM použitá při zkouškách vysokootáčkového pohonu do 40 000min a implementovaná v regulátoru na bázi TMS320F2812 pracuje v pravoúhlé soustavě souřadnic d, q ve spojení s příslušnými transformačními bloky. Blokové schéma struktury je uvedeno na obr. 5. Pro pohon přeplňovacího kompresoru se nepředpokládá zásadní využití režimu PMSM se zeslabeným magnetickým tokem. Tento -1 režim byl však do struktury zahrnut z důvodu plynulého dosažení jmenovitých otáček motoru – 40 000 min a pro případ kolísání vstupního napětí střídače. Jádro regulační struktury představuje lineární vektorovou regulaci momentu synchronního motoru v pravoúhlé souřadnicové soustavě. Odděleně se reguluje momentotvorná složka statorového proudu iq, jejíž žádaná hodnota je vypočtena ze zadaného momentu a tokotvorná složka statorového proudu id, jejíž žádaná hodnota je v režimu s plným magnetickým tokem nulová. Skutečné hodnoty složek iq , id jsou vypočteny z naměřených hodnot fázových proudů motoru s využitím informace o okamžitém úhlovém natočení rotoru φ podle standardních vztahů:


3

Plzeň, 16-18.6.2009


iα = iU

iβ =

iV − iW 3

=

iU + 2iV 3 (4)

id = iα cos ϕ + i β sin ϕ iq = −iα sin ϕ + iβ cos ϕ Výstupy regulátorů složek iq , id představují složky statorových napětí uq , ud. Tyto složky jsou v transformačních blocích přepočítány na referenční hodnoty fázových napětí opět s využitím informace o okamžitém úhlu φ podle standardních vztahů:

uα = u d cos ϕ − u q sin ϕ u β = u d sin ϕ + u q cos ϕ (5)

uU = uα uV =

3 ⋅ u β − uα 2

uW = −uU − uV Před zavedením referenčních hodnot fázových napětí do vstupů PWM modulátoru je v implementované struktuře možno aktivovat blok zabezpečující zvýšení modulačního indexu, tj. blok, který přepočítává vstupní hodnoty modulátoru tak, aby se zvýšila nejvyšší dosažitelná efektivní hodnota první harmonické výstupního napětí střídače při konstantní hodnotě vstupního stejnosměrného napětí střídače. Šířkově-pulsní modulátor (PWM) generuje pulsy pro řízení IGBT se spínací frekvencí 10kHz. Základní regulační struktuře je nadřazen algoritmus pro regulaci v režimu se zeslabeným magnetickým tokem. Systém v tomto režimu generuje nenulovou žádanou demagnetizační složku statorového proudu id* tak velkou, aby se amplituda referenčních napětí zadávaných do PWM modulátoru udržovala na nastavené * hodnotě (při zkouškách bylo nastaveno přibližně 85% maximální hodnoty). Žádaná hodnota id je určena jako součet výstupu PI regulátoru amplitudy vstupních referenčních napětí PWM modulátoru a výpočtového ** bloku, který určuje velikost id výpočtem pro případ chodu naprázdno, tj. pro kompenzaci té části indukovaného napětí motoru, která převyšuje maximální výstupní napětí střídače pro dané vstupní stejnosměrné napětí střídače a pro dané otáčky. Tento výpočtový blok zrychlí v přechodných jevech činnost zpětnovazební smyčky pro regulaci amplitudy referenčních napětí. Činnost popisovaného výpočtového bloku je založena na následujících vztazích: přírůstek indukovaného napětí, který je po přechodu do režimu se zeslabeným mag** netickým tokem potřeba eliminovat složkou id je dán vztahem:

∆U i = Ld ⋅ id ⋅ ω = k Φ ⋅ F f ⋅ (ω − ω pr )

(6)

V tomto vztahu je Ld indukčnost statoru, ω je mechanická úhlová rychlost, kΦ je konstanta motoru určující závislost mezi indukovaným napětím, magnetickým tokem rotoru a otáčkami a ωpr je úhlová rychlost, při které nastává přechod do režimu se zeslabeným tokem při daném vstupním napětí střídače ve stavu naprázdno. Předpokládáme-li proměnné vstupní napětí střídače, je hodnota ωpr pro stav naprázdno přímo úměrná vstupnímu stejnosměrnému napětí střídače podle vztahu:

ω pr = k pu ⋅U DC

(7)

V tomto vztahu je kpu konstanta úměrnosti a UDC je vstupní stejnosměrné napětí střídače. Úpravou vztahů (6) ** a (7) se získá výsledný vztah pro výpočet složky id , která eliminuje v režimu se zeslabeným magnetickým tokem přírůstek indukovaného napětí:


4

Plzeň, 16-18.6.2009


**

id = C FM ⋅ (1 −

k pu ⋅ U DC

ω

)

(8)

Pro CFM platí:

C FM =

kΦ ⋅ F f

(9)

Ld

Obr.5 Bloková struktura regulace momentu vysokootáčkového pohonu

Regulátor amplitudy vstupních referenčních napětí PWM modulátoru poskytuje na svém výstupu složku žádané hodnoty id, která se uplatňuje především na vytvoření dostatečné napěťové rezervy na výstupu střídače pro pokrytí úbytku napětí na vnitřní impedanci statorových vinutí při proměnném zatěžovacím momentu. Skutečná hodnota amplitudy vstupních referenčních napětí PWM modulátoru, sloužící k výpočtu regulační odchylky, je vypočtena ze složek ud a uq prostřednictvím Pythagorovy věty. Zvolená koncepce výpočtu žádané hodnoty složky id v režimu se zeslabeným magnetickým tokem vychází z nutnosti reálné implementace v řídícím mikrokontroléru, který pracuje v reálném čase. V případě vysokootáčkového pohonu se čas, který je v řídícím mikrokontroléru k dispozici na výpočet celé regulační struktu** ry, ještě zmenšuje. Proto výpočet hodnoty id podle vztahu (8) respektuje pouze nárůst indukovaného napětí, nikoli kolísání úbytku napětí na impedanci statorového vinutí při kolísání zatížení motoru. Respektování úbytku napětí na statorové impedanci v tomto výpočetním bloku by neúměrně zvýšilo časovou náročnost výpočtu při vykonávání algoritmu v reálném čase. Výhodou popsané metody řízení pohonu v režimu se zeslabeným magnetickým tokem jsou naprosto plynulé přechody mezi režimy s plným a zeslabeným magnetickým tokem. Algoritmus režimu se zeslabeným


5

Plzeň, 16-18.6.2009

XXXI. konference Elektrické pohony *

magnetickým tokem pracuje i v režimu s plným magnetickým tokem, avšak žádaná hodnota id je omezena na nulu. Ani v režimu se zeslabeným magnetickým tokem, kdy při rostoucích otáčkách roste složka proudu id, nesmí celkový proud motoru překročit hodnotu proudového omezení. Proto je v regulační struktuře zařazen blok, který při vzrůstu složky id případně začne omezovat požadovanou hodnotu iq tak, aby nebyla překročena maximální přípustná hodnota celkového proudu motoru (proudové omezení). Popsaná regulační struktura se v regulátoru provádí s frekvencí 15kHz. Hlavní funkční část regulace se provádí v přerušení a je implementována v jazyce assembler. Na pozadí programu je implementována v jazyce C jednak logika pohonu (například přepínání režimů, nastavování parametrů) a dále poměrně rozsáhlá a komfortní programová vývojová a monitorovací podpora. Při generování PWM s frekvencí 10kHz bylo zjištěno, že rezerva výpočetního času je minimální, přibližně 10-20%. Určitou možností pro zvýšení rezervy výpočetního času je redukce možností programové vývojové podpory. Tento krok však nemá smysl, neboť zvýšení frekvence vykonávání regulačního algoritmu by bylo účelné jen ve spojení se zvýšením frekvence PWM. To by však vedlo k nežádoucímu zvýšení spínacích ztrát a snížení účinnosti střídače.

5. PŘÍKLADY VÝSLEDKŮ TESTOVACÍCH MĚŘENÍ

11 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1 0 -1 0 -2 -3

i [A], |U| [p.u], f [Hz/100]

i [A], |U|[p.u.], f [Hz/100]

V následujícím odstavci je uvedeno několik průběhů, které byly naměřeny na realizovaném experimentálním pohonu. Byly prováděny zejména zkoušky, při kterých se motor rozbíhal naprázdno při různých momentech a dále zkoušky při zatížení, při kterých byly otáčky udržovány na konstantní hodnotě prostřednictvím zpětnovazební smyčky dynamometru. Jak již bylo uvedeno výše, vzhledem k omezenému momentu dynamometru mohly být zkoušky se zatížením prováděny jen při dílčím zatížení testovaného synchronního motoru.

id [A] iq [A] |U| [p.u.] f [Hz/100]

0,2

0,4

0,6

0,8

1

1,2

1,4

1,6

11 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1 0 -1 0 -2

id [A] iq[A] |U| [p.u.] f [Hz/100]

0,2

0,4

0,6

4

4

3

3

2 1 |U| [p.u.]

0 0,05

0,1

0,15

1,2

1,4

1,6

Obr.7 Průběhy složek id , iq , amplitudy referenčního napětí a otáček (frekvence) při rozběhu na-1 prázdno na 40 000 min při momentu 0,44Nm s korekcí modulačního indexu

|U| [p.u.], Uref [p.u.]

|U| [p.u.], Uref [p.u.]

Obr.6 Průběhy složek id , iq , amplitudy referenčního napětí a otáček (frekvence) při rozběhu na-1 prázdno na 40 000 min při momentu 0,44Nm bez korekce modulačního indexu

0

1

t[s]

t[s]

-1

0,8

0,2

0,25

Uref [p.u.]

-2

2 1 |U| [p.u.]

0 -1

0

0,05

0,1

0,15

0,2

0,25

Uref [p.u.]

-2 -3

-3

-4

-4

t[s]

t [s]

Obr.8 Časový průběh referenčního napětí zadáva- Obr.9 Časový průběh referenčního napětí zadávaného do PWM modulátoru a amplitudy první har- ného do PWM modulátoru a amplitudy první harmonické – bez korekce modulačního indexu monické – s korekcí modulačního indexu


6

Plzeň, 16-18.6.2009

11 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1 0 -1 0

12 i [A], |U| [p.u.], f [Hz/100]

i [A], |U| [p.u.], f [Hz/100]


id [A] iq [A] |U| [p.u.] f [Hz/100]

1

2

3

4

10 8 id [A]

6

iq [A]

4

|U| [p.u.]

2

f [Hz/100]

0 -2

0

0,5

1

i [A], |U| [p.u.], f [Hz/100]

i [A], |U| [p.u.], f [Hz/100]

6 5 id [A]

4

iq [A]

3

|U| [p.u.]

2

f [Hz/100]

1 0 0,1

0,15

3

Obr.11 Průběhy složek id , iq , amplitudy referenčního napětí a otáček (frekvence) při rozběhu na-1 prázdno na 40 000 min při momentu 0,11Nm následně změněném na 0,44Nm

7

0,05

2,5

t [s]

Obr.10 Průběhy složek id , iq , amplitudy referenčního napětí a otáček (frekvence) při rozběhu na-1 prázdno na 40 000 min při momentu 0,22Nm následně změněném na 0,11Nm

0

2

-4

5

t[s]

-1

1,5

0,2

0,25

0,3

10 9 8 7 6 5 4 3 2 1 0 -1 0 -2

id [A] iq [A] |U| [p.u.] f [Hz/100]

0,05

0,1

0,15

0,2

0,25

t [s]

t [s]

Obr.12 Detail zahájení rozběhu pohonu naprázdno Obr.13 Skok zatížení z 0 na 0,11Nm při otáčkách -1 při momentu 0,44Nm 40 000min -1

Na obr. 6 jsou uvedeny průběhy veličin pohonu při rozběhu naprázdno z 0 na 40 000 min při momentu 0,44Nm (iq=5,7A) bez korekce zvyšující modulační index. Fialovou barvou je znázorněn průběh skutečné hodnoty složky iq , tmavě modrou barvou je znázorněn průběh skutečné hodnoty složky id , průběh otáček je znázorněn červeně (v měřítku Hz/100), průběh amplitudy referenčního napětí zadávaného do PWM modulátoru v poměrných jednotkách (maximum=10) je modrý. Na obr. 7 jsou záznamy veličin při stejném rozběhu, avšak při zavedení korekce zvyšující modulační index. Je zřejmé, že při zavedení korekce dosahuje při plných otáčkách demagnetizační složka proudu id menší hodnoty. Z obrázků 8 a 9 jsou zřejmé průběhy referenčních napětí na vstupu PWM modulátoru bez korekce modulačního indexu a s korekcí modulačního indexu. Na obrázcích 10 a 11 jsou příklady dalších průběhů složek id , iq , amplitudy referenčního napětí a otáček při rozbězích naprázdno – bez korekce modulačního indexu. Při těchto rozbězích byla měněna žádaná hodnota momentu, to se projeví i na změně rychlosti vzrůstu otáček. Z obrázků 6, 7, 10, 11 je zřejmé, že s rostoucí rychlostí, tj. statorovou frekvencí, roste zvlnění složek id , iq a amplitudy referenčního napětí. To je dáno skutečností, že s rostoucí rychlostí klesá počet period PWM a tím i akčních zásahů připadajících na jednu periodu první harmonické výstupního napětí střídače. Na obrázcích 12 a 13 jsou detaily průběhů veličin pohonu sejmuté v krátkém čase. Na obr. 12 je detail zahájení rozběhu naprázdno při momentu 0,44Nm (id , iq , amplituda referenčního napětí a otáčky), na obr. 13 -1 jsou průběhy veličin pohonu při skoku zatížení z 0 na 0,11Nm při 40 000 min (id – v obr. 13 světle modře, iq , amplituda referenčního napětí a otáčky).


7

Plzeň, 16-18.6.2009


6. ZÁVĚR Výsledky testovacích měření uvedené v předcházejícím odstavci dokládají plnou funkčnost a dobré regulační vlastnosti pohonu. Pouze při velmi rychlých rozbězích se projeví určité zpoždění regulační smyčky amplitudy referenčního napětí. Vzhledem k tomu, že jedná jen o vysoce dynamické stavy a ve sledované aplikaci se nepředpokládá velká míra využití režimu se zeslabeným magnetickým tokem, není toto zpoždění regulační smyčky zásadním problémem. V dalším výzkumu se chceme zaměřit na ověření vlastností pohonu ve spojení s reálnou mechanickou zátěží – přeplňovacím kompresorem -ve vazbě na požadavky řízení spalovacího motoru. -1

Přeplňovací kompresory pracují v okolí otáček 40 000 min u spalovacích motorů větších výkonů. U spalovacích motorů např. pro osobní automobily pracují přeplňovací kompresory s otáčkami až v okolí 100 000 -1 min . Proto se v další práci chceme věnovat řízení elektromotorů pro uvedenou aplikaci i v této otáčkové oblasti.

7. LITERATURA [1]

Čeřovský Z., Novák J., Novák M., Čambál M.: Digital Controlled High Speed Synchronous Motor, Konference EPE PEMC, Poznaň, Polsko 2008.

[2]

Čambál, M. - Novák, M. - Novák, J.: Study of Synchronous Motor Rotor Position Measuring Methods. 13th International Conference on Electrical Drivers and Power Electronics. Zagreb, Chorvatsko: KoREMA, 2005

[3]

Lettl, J., Fligl, S.: Matrix Converter in Hybrid Drives. Sborník z 8th International Conference “Problems of Present-dayElectrotechnics, PPE 2004”, Vol. 3, , Kyiv, 2004

Doc. Ing. Jaroslav Novák, CSc. Doc. Ing. Jaroslav Novák, CSc. ukončil studium na Fakultě elektrotechnické ČVUT v Praze v oboru silnoproudá elektrotechnika v roce 1989. V roce 1992 ukončil studium ve vědecké výchově na téže fakultě na Katedře elektrických pohonů a trakce. Od roku 1992 pracoval jako odborný asistent, od roku 2003 jako docent na Ústavu přístrojové a řídící techniky Fakulty strojní ČVUT v Praze. Svou odbornou činnost zaměřuje zejména do oblastí elektrických pohonů, výkonové elektroniky, testování elektromechanických soustav a mikroprocesorového řízení. E-mail: [email protected] Ing. Martin Novák, Ph. D. Ing. Martin Novák, Ph. D. dokončil v roce 2003 magisterské studium v oboru Přístrojová a řídicí technika na Fakultě strojní ČVUT v Praze, kde pokračoval doktorandským studiem v oboru Technická kybernetika. Od roku 2006 působí jako odborný asistent na Ústavu Přístrojové a řídicí techniky Fakulty strojní ČVUT v Praze. Mezi jeho hlavní oblasti zájmu patří nasazení mikroprocesorů, zpracování signálu, měřící metody a řídící systémy. E-mail: [email protected] Prof. Ing. Zdeněk Čeřovský, DrSc. Prof. Ing. Zdeněk Čeřovský, DrSc. Pracoval v závodech ČKD v různých funkcích. Pracoval v Ústavu pro elektrotechniku ČSAV jako vědecký pracovník a později jako ředitel ústavu. V roce 1991 přešel na ČVUT FEL, kde pracuje jako vědecký pracovník a profesor do současnosti. Přednáší teorii elektrických strojů, elektromagnetickou kompatibilitu a elektrické pohony v trakci. Přednáší v kurzech doktorandského studia elektromagnetickou kompatibilitu a nové směry ve stavbě výkonových elektronických měničů. Je členem Výzkumného centra Spalovacích motorů a automobilů Josefa Božka, kde pracuje v oboru trakčních pohonů elektrických hybridních automobilů. Hlavním předmětem jeho vědeckých prací jsou přechodné jevy v systémech elektrických pohonů a v měničích výkonové elektroniky. E-mail: [email protected]


8

Plzeň, 16-18.6.2009

Highspeed Synchronous Motor Torque Control

Recommend Documents