MASARYKOVA UNIVERZITA PŘÍRODOVĚDECKÁ FAKULTA ÚSTAV FYZIKÁLNÍ ELEKTRONIKY
Návrh řídicí jednotky zdroje pro dielektrický bariérový výboj Bakalářská práce
Radek Zischka
Vedoucí práce: Ing. Miroslav Zemánek, Ph.D.
Brno 2016
Bibliografický záznam Autor:
Radek Zischka Přírodovědecká fakulta, Masarykova univerzita Ústav fyzikální elektroniky
Název práce:
Návrh řídicí jednotky zdroje pro dielektrický bariérový výboj
Studijní program:
Aplikovaná fyzika
Studijní obor:
Fyzika a management
Vedoucí práce:
Ing. Miroslav Zemánek, Ph.D.
Akademický rok:
2015/2016
Počet stran:
60
Klíčová slova:
Spínaný napájecí zdroj; řídicí jednotka zdroje; dielektrický bariérový výboj; zapojení silové části
Bibliographic Entry Author:
Radek Zischka Faculty of Science, Masaryk University Department of Physical Electronics
Title of Thesis:
Design of control unit for power source of dielectric barrier discharge
Degree programme:
Applied Physics
Field of Study:
Physics and management
Supervisor:
Ing. Miroslav Zemánek, Ph.D.
Academic Year:
2015/2016
Number of Pages:
60
Keywords:
Switched mode power supply; control unit for power source; dielectric barrier discharge; wiring of power section
Abstrakt Tato bakalářská práce se věnuje realizaci řídicí části napájecího zdroje. Řídicí část bude využita ve zdroji, který slouží k buzení dielektrického bariérového výboje. Na tomto zdroji, jehož změna výkonu bude založena na pulzně šířkové modulaci, bude následně změřeno
několik
základních
parametrů.
Hodnoty
změřených
parametrů budou porovnány s parametry zdroje, který ke změně výkonu využívá změnu pracovního kmitočtu.
Abstract This thesis is devoted to the realization of the control of the power supply. The control portion will be used at the source, which is used to excite a dielectric barrier discharge. On this source, whose output change will be based on pulse width modulation, we measure a few basic parameters subsequently. The values of measured parameters will be compared with parameters of the source, which use a change operating frequency for change in performance.
Poděkování Na tomto místě bych chtěl poděkovat všem lidem, kteří mi projevili podporu nejen při vypracování této práce, ale také v průběhu celého mého studia. Velké díky patří především vedoucímu mé práce Ing. Miroslavu Zemánkovi, Ph.D., za jeho nesčetné rady a předání zkušeností a vědomostí, bez kterých by tato práce nemohla vzniknout. Poděkování patří také konzultantovi Mgr. Jakubu Kelarovi, za jeho vstřícné jednání a odbornou pomoc z oblasti fyziky plazmatu. Nakonec bych rád poděkoval své rodině a všem kolegům z Ústavu fyzikální elektroniky za cenné rady a slova podpory. Ještě jednou Vám všem děkuji.
Prohlášení Prohlašuji, že jsem svoji bakalářskou práci vypracoval samostatně s využitím informačních zdrojů, které jsou v práci citovány. Brno 19. dubna 2016
……………………………… Radek Zischka
Obsah Úvod
8
Kapitola 1 – Napájecí zdroje
9
1.1.
Lineární napájecí zdroje
9
1.2.
Spínané napájecí zdroje
10
Kapitola 2 – Plazma
19
2.1.
Kritéria plazmatu
20
2.2.
Typy plazmatu
21
2.3.
Vznik plazmatu
22
2.4.
Využití plazmatu
22
Kapitola 3 – Dielektrický bariérový výboj
23
3.1.
Základní typy dielektrického bariérového výboje
24
3.2.
Využití dielektrického bariérového výboje
25
Kapitola 4 – Návrh řídicí části
26
4.1.
Návrh součástek pro nastavení pracovního kmitočtu
27
4.2.
Návrh součástek regulace střídy
31
4.3.
Zapojení řídicí části
34
Kapitola 5 – Zapojení silové části
36
5.1.
Výkonová část
36
5.2.
Řízení nabíjení meziobvodu
37
5.3.
Výpočet hodnot řízení nabíjení meziobvodu
39
Kapitola 6 – Měření základních parametrů generátoru
42
Závěr
50
Použitá literatura
52
Přílohy
54
Úvod Cílem bakalářské práce je návrh a konstrukce vhodné řídicí jednotky zdroje pro buzení dielektrického bariérového výboje. Dielektrický bariérový výboj se v současném průmyslu využívá nejčastěji ke generaci ozónu (sterilizaci), plazmové aktivaci povrchů nebo plazmovému leptání. Tyto výboje však mají též vysoký potenciál pro bezpečnou likvidaci toxických a nebezpečných látek. Za účelem navržení řídicí jednotky je nutné se v prvé řadě seznámit s napájecími zdroji, především pak zdroji spínanými a jejich topologií. Opomenuta není ani problematika „pulzně šířkové modulace“ a „dead time“. Jelikož je správné spínání tranzistorů klíčovým faktorem spínaných zdrojů, bude pozornost věnována taktéž budicím obvodům tranzistorů. Uvedeny proto budou druhy budicích obvodů a jejich funkce. Posouzení kvality a přínosů navržené řídicí jednotky z hlediska generace plazmatu nelze provést bez bližšího prostudování tohoto tématu. Práce objasňuje základní problematiku plazmatu, jeho kritéria, typy, využití a vznik. Hlavní pozornost se ovšem zaměří na zmiňovaný dielektrický bariérový výboj, jeho typy a využití. Získané poznatky z oblasti spínaných zdrojů vyústí v praktickou realizaci řídicí části včetně detailního návrhu zapojení a popisu jeho funkce. Návrh hodnot součástek, např. pro regulaci střídy a pracovního kmitočtu, bude podložen výpočtem a měřením. Základní myšlenkou je založit regulaci výkonu dodávaného do výboje na pulzně šířkové modulaci. Oba možné způsoby, tedy řízení výkonu na základě pulzně šířkové modulace a řízení výkonu na základě změny kmitočtu, lze porovnat díky měření, kdy obě tyto řídicí jednotky spolupracují se shodnou silovou částí. V takovém případě nebude měření základních elektrických parametrů a jejich vzájemné srovnání zatíženo chybou vzniklou rozdílností silových částí. Zmíněna bude také navržená deska plošných spojů pro řídicí část.
8
Kapitola 1 Napájecí zdroje Pro napájení elektronických zařízení z rozvodné sítě se používají síťové napájecí zdroje, které slouží k získání stejnosměrného napětí, potřebných pro činnost elektronických obvodů, ze kterých je zařízení složeno. Napájecí zdroje lze dělit na lineární a spínané zdroje [1].
1.1.
Lineární napájecí zdroje
Lineární zdroje se obvykle skládají ze čtyř částí – síťového transformátoru, usměrňovače, filtru a stabilizátoru. Všechny části zdroje pracují se spojitým signálem, takže se dá říci, že regulace vstupního signálu je spojitá. Pomocí síťového transformátoru je střídavé síťové napětí upraveno na menší požadované velikosti a usměrňovačem převedeno na stejnosměrné pulzující napětí. Dále je zapojen vyhlazovací filtr, který má za úkol snížit zvlnění signálu. Nejčastěji jde o elektrolytický kondenzátor, který hromadí náboj při růstu hodnoty pulzujícího vstupního napětí nad úroveň výstupního napětí a následně jej dodává do obvodu v okamžiku poklesu pulzujícího vstupního napětí pod úroveň výstupního napětí. Stabilizátor napětí se snaží udržovat výstupní napětí konstantní při kolísání vstupního napětí a při změně proudového odběru do spotřebiče. U lineárních zdrojů by měla být zachována podmínka týkající se vstupního a výstupního napětí ve tvaru UIN > UOUT + 2 V, jelikož stabilizátor potřebuje pro svoji funkci zbytkové napětí přibližně 2 V. Díky tomuto napětí jsou zachovány jeho stabilizační vlastnosti.
9
Obrázek č. 1: Blokové zapojení lineárního napájecího zdroje Lineární zdroje se vyznačují poměrně jednoduchým návrhem. Jejich nevýhodou je velká tepelná ztráta a tedy i nízká hodnota účinnosti, dále velké rozměry a hmotnost. Menší velikosti a hmotnosti zdroje lze dosáhnout použitím spínaných zdrojů [2].
1.2.
Spínané napájecí zdroje
Spínané zdroje dosahují v porovnání s lineárními zdroji vyšší účinnosti, které je dosaženo náhradou spojité (odporové) regulace regulací nespojitou. Spínané zdroje obsahují spínací prvek, který připojuje vstupní napětí přes akumulační prvek k zátěži. Na spínacím prvku dochází k malé výkonové ztrátě. Při sepnutém spínacím prvku je na něm malý úbytek napětí (v ideálním
případě
nulový),
jehož
velikost
je
úměrná
velikosti
procházejícího proudu. Při rozpojeném spínacím prvku je na něm napětí odpovídající vstupnímu napětí, avšak prvkem neprochází žádný proud, opět je na něm malá výkonová ztráta. Jako spínací prvky těchto zdrojů bývají nejčastěji použity tranzistory. Akumulační prvek nejčastěji reprezentuje induktor nebo transformátor. Tyto zdroje mají své uplatnění hlavně v přístrojích, kde se vyžadují velké proudy a malá napětí (např. počítače). Ovšem nevýhodou jsou ztráty použitých magnetických obvodů při využití vyšších frekvencí, složitost zapojení a také vyšší cena součástek. Obecná podoba blokového zapojení je znázorněna na obrázku č. 2. Jelikož ale existuje velké množství variant a typů
10
spínaných zdrojů, není nutné, aby se ve všech typech zapojení vyskytovaly všechny uvedené bloky, případně nemohly být přidány jiné dílčí bloky.
Obrázek č. 2: Blokové zapojení spínaného napájecího zdroje Střídavé síťové napětí se v první fázi usměrní a kondenzátorem vyfiltruje. Následně se signál převede na střídavý obdélníkový průběh pomocí spínacího tranzistoru. Obdélníkové napětí se pak transformuje impulzním transformátorem a usměrní rychlým usměrňovačem. V komparátoru se vyfiltrované napětí porovnává s danou referenční hodnotou a při případné odchylce se mění buď kmitočet, nebo střída, čímž dochází ke stabilizaci výstupního napětí na požadovanou hodnotu. Způsob řízení spínaného zdroje nazýváme pulzně šířkovou modulací (PWM). Měničem nazýváme zapojení spínače, transformátoru, výstupního usměrňovače a výstupního filtru.
1.2.1.
Pulzně šířková modulace
Pulzně šířková modulace je modulace, u které je modulačním signálem ovlivňována šířka impulzů modulovaného signálu. Vzorkovací signál má pilovitý průběh. Informace je vedena pomocí poměru doby trvání logické jedničky a logické nuly v modulovaném signálu. Tento poměr doby zapnutí t1 k délce periody T se označuje jako tzv. střída (občas také jako činitel plnění). Pro střídu tedy platí vztah .
(1)
11
Střídu lze zapisovat poměrem (např.: 1:1), procenty (např.: 50 %) nebo také číslem od 0 do 1.
Obrázek č. 3: Časový průběh signálu PWM signálu Komparátor může překlopit svůj výstup do dvou možných logických úrovní. Pokud je hodnota vstupního analogového signálu vyšší než hodnota vzorkovacího signálu, bude na výstupním PWM komparátoru taková úroveň napětí, jež zajistí sepnutí spínače a výstup se bude nacházet v logické úrovni jedničky. V opačném případě, tedy pokud je hodnota analogového signálu nižší, nebude PWM komparátorem aktivován spínač a výstup bude mít logickou úroveň nuly [3].
Obrázek č. 4: Zjednodušené blokové zapojení PWM modulátoru
12
Obrázek č. 5: Vstupní signály převedené na PWM
1.2.2.
Topologie spínaných zdrojů
Existuje několik typů spínaných zdrojů, které lze rozdělit následujícím způsobem:
Měniče bez transformátoru:
Invertující
(BUCK-BOOST)
Snižující
(STEP-DOWN)
Zvyšující
(STEP-UP)
Jednočinné měniče s transformátorem
Blokující
(FLYBACK)
Propustný
(FORWARD)
Dvojčinné měniče s transformátorem
„PUSH-PULL“
Můstkový měnič
(FULL-BRIDGE)
Poloviční můstek
(HALF-BRIDGE)
13
1.2.3. Jelikož
je
Dvojčinné měniče s transformátorem v této
bakalářské
práci
využito
dvojčinného
měniče
s transformátorem, bude pominuta teorie jak o měničích bez transformátoru tak o jednočinných měničích. Do skupiny dvojčinných měničů s transformátorem, které jsou určeny pro vyšší výkony než jednočinné měniče, patří zapojení se symetrickým primárním vinutím impulzního transformátoru tzv. „PUSH-PULL“, zapojení impulzního transformátoru s jediným primárním vinutím tzv. poloviční můstek (HALF-BRIDGE) a také můstkový měnič (FULL-BRIDGE). Usměrňovač je vždy dvojcestný. Zapojení
„PUSH-PULL“
je
založeno
na
symetrickém
vinutí
transformátoru. Obě poloviny primárního vinutí jsou buzeny samostatným tranzistorem a řídicí obvod zajišťuje střídavé spínání obou tranzistorů.
Obrázek č. 9: Zapojení „PUSH-PULL“ Zapojení můstkového měniče využívá čtyř stejných budících tranzistorů jednoho primárního vinutí impulzního transformátoru, které je zapojeno v diagonále můstku. V jednotlivých větvích můstku jsou spínací tranzistory, které jsou pomocí řídicího obvodu spínány vždy v příčných dvojicích. To znamená, že jsou sepnuty současně tranzistory T1 a T4 nebo T2 a T3. Mezi přepínání těchto dvojic musí být zařazen tzv. „dead time“.
14
Obrázek č. 10: Zapojení můstkového měniče
V případě zapojení polovičního můstku jsou nahrazeny dva spínací tranzistory dvěma stejnými kondenzátory, tak jak je uvedeno na obrázku níže. Jediné primární vinutí transformátoru je zapojeno mezi oba tranzistory a mezi oba kondenzátory [4, 5].
Obrázek č. 11: Zapojení polovičního můstku
15
1.2.4.
Dead time
Pojem dead time (v překladu „mrtvý čas“) je označení pro dobu, kdy není sepnut ani jeden z tranzistorů. Protože tranzistory nedokáží přecházet ze sepnutého stavu do vypnutého nekonečně rychle, musí být mezi povel pro vypnutí jedné dvojice tranzistorů (např. T1, T4 na obr. č. 10) a povel pro sepnutí druhé dvojice tranzistorů (T2, T3) zařazena ochranná doba dead time. Velikost dead time je především určena konkrétním typem použitých tranzistorů a jejich parametry. Pro výkonné tranzistory je převážně použito několik jednotek mikrosekund, u méně výkonných to mohou být i stovky nanosekund. Pokud by mezi spínání tranzistorů nebyl dead time zařazen, či by byla jeho velikost příliš malá, nastane situace, kdy první tranzistor (např. T1) není zcela vypnut a ve stejném okamžiku sepne druhý tranzistor (T2). Výsledkem je zkrat napájecího zdroje, jenž způsobí velký proud oběma tranzistory a jejich následnou destrukci.
1.2.5.
Budicí obvody tranzistorů
Budicí obvod tranzistoru neboli budič, má za úkol na výstupu generovat kvalitní řídicí signál pro řídicí elektrodu výkonového spínacího tranzistoru. Ideální budič by měl mít malý dynamický vnitřní odpor, malou vazební kapacitu mezi řídícím obvodem a zátěží a také malé zbytkové napětí při vypnutém stavu. Budiče mohou zajišťovat i galvanické oddělení řídicího signálu na rozhraní řídicího a výkonového obvodu měniče. Pro měniče s vyššími výkony či v aplikacích, kde je to vyžadováno, se často využívá inteligentních budičů. Tyto budiče mají kromě tvarování průběhu řídicího signálu za úkol také ochranu proti zkratu a současnému sepnutí dvou prvků v jedné větvi střídače. Budič v těchto případech většinou generuje i ochrannou dobu (dead time). 16
Použití inteligentních budičů může být někdy ovšem ekonomicky nevýhodné vzhledem k vysoké pořizovací ceně, proto se v praxi často využívá principu tzv. „nábojové pumpy“. Princip činnosti nábojové pumpy pro napájení „horního“ tranzistoru je vidět na obrázku č. 12. Díky sepnutému „dolnímu“ tranzistoru TD se ze zdroje 15 V nabíjí přes diodu DH kondenzátor CH. Po vypnutí „dolního“ tranzistoru se nabitý kondenzátor CH stane napájecím zdrojem horního budiče. Dioda DH se následně vlivem vysokého potenciálu napájecího bodu horního budiče uzavře a odpojí napájecí zdroj 15 V. Řízení horního budiče je realizováno diferenčním zesilovačem.
Obrázek č. 12: Princip činnosti nábojové pumpy pro napájení „horního“ budiče Je nutné podotknout, že spínání horního tranzistoru TH je poměrně problematické, jelikož jeho potenciál je plovoucí. Velikost hodnoty střídy u nábojové pumpy musí být menší než 1, jinak by nebyl dokonale nabíjen kondenzátor CH. Nábojové pumpy bývají nejčastěji dimenzovány do napětí 600 V.
17
Pokud je požadováno galvanické oddělení zdroje, lze použít například impulzní transformátor. V tomto případě pak jde o přenos informace i napájecí energie magnetickou cestou. Automaticky je vyřešen problém spínání horního tranzistoru, ovšem vzniká zde jiný problém, a to konkrétně s parazitními kapacitními proudy. U galvanicky odděleného zdroje je nutné, aby byla velikost hodnoty střídy menší než 1 [6]. Na obrázku č. 13 je vidět budič s galvanickým oddělením. Při sepnutí tranzistoru T1 dochází ke vzniku napětí na primárním vinutí transformátoru, které je přetransformováno do sekundárního obvodu. Velikost sekundárního napětí závisí na převodu transformátoru, který určuje poměr závitů primárního a sekundárního vinutí a nejčastěji bývá 1:1. Přes diody zapojené v propustném směru a rezistor R2 je následně regulováno nabíjení kapacity hradla tranzistoru – obrázku č. 13 naznačeno jako C1. Sepnutý tranzistor T2 a rezistor R1 slouží k rychlému odvedení náboje z hradla tranzistoru, tedy k jeho rychlému uzavření. Pokud je tranzistor T1 otevřený dochází pomocí diod zapojených v závěrném směru k převrácení polarity napětí a následně je princip stejný. Dalším z možných způsobů realizace galvanického oddělení je použití rychlých optočlenů. Některé optočleny bývají řešeny také jako výkonové, což znamená, že dokáží přímo ovládat řídicí elektrodu tranzistoru, tzn. jsou schopny dodat dostatečně velké proudy pro rychlé sepnutí i vypnutí tranzistoru. Optickým přijímačem je zde z důvodu rychlosti přenosu fotodioda a mezi optickým vysílačem a přijímačem je vždy umístěna stínící mřížka.
Obrázek č. 13: Budič s galvanickým oddělením 18
Kapitola 2 Plazma Tato kapitola byla vypracována za pomocí literatury [7, 8]. V současné době známe čtyři stavy hmoty – pevný, kapalný, plynný a plazma. Základním rozdílem mezi těmito stavy je síla vazeb mezi částicemi dané látky. U pevných látek je tato síla poměrně velká, u kapalných menší, u plynných látek a plazmatu takřka chybí. Látky mohou přecházet z jednoho stavu do druhého, pokud je jim dodána tepelná energie, kterou označujeme jako latentní teplo. Tato tepelná energie je nezbytnou podmínkou pro tzv. fázový přechod, kdy při konstantním tlaku a teplotě přejde látka do jiného stavu. Při přebytku dodané energie u látky v plynném skupenství začne docházet stále častěji k ionizačním srážkám, tedy k odtrhávání elektronů z elektronového obalu atomu. Výsledkem je ionizovaný plyn, případně plazma. Plazma je nejrozšířenější formou látky, jelikož tvoří až 99 % pozorované hmoty ve vesmíru, kde se nachází v různých formách. Těmi nejznámějšími podobami jsou hvězdné i mezihvězdné plazma, blesk, polární záře či elektrický oblouk. Jde o látku obsahující velké množství vzájemně se ovlivňujících volných elektronů, iontů a neutrálních atomů či molekul. Nelze však označit všechny látky obsahující větší množství volných nábojů jako plazma. Pro toto zařazení je potřeba, aby látka splňovala také další kritéria uvedené v následujících podkapitolách.
19
2.1.
Kritéria plazmatu
Dle definice je plazma kvazineutrálním plynem nabitých a neutrálních částic, který vykazuje kolektivní chování. Je tedy potřeba vysvětlit pojmy „kolektivní chování“ a „kvazineutralita. Kvazineutralitou nazýváme situaci, kdy nastává přibližná rovnost hustoty nábojů kladně nabitých částic (kationtů) a záporně nabitých částic (elektronů a aniontů) v určitém objemu. Tímto objemem je pak oblast, jejíž všechny tři lineární rozměry jsou podstatně větší než tzv. Debyeova stínící délka. Tento daný rozměr je prvním kritériem plazmatu. Debyeova stínící délka je vzdálenost, ve které dojde k odstínění nepohyblivého náboje vloženého do homogenního plazmatu. Částice se souhlasným nábojem budou odpuzovány, s opačným přitahovány. Tím dojde k polarizování plazmatu a zmíněnému odstínění elektrického pole vloženého náboje. Pokud vzrůstá hustota nabitých částic, pak se Debyeova délka zmenšuje, jelikož v každé „vrstvě“ plazmatu je více elektronů. Dále Debyeova délka vzrůstá s rostoucí tepelnou energií elektronů. Mechanismus Debyeova stínění je platný pouze při dostatečném počtu částic v nábojovém oblaku, což je druhé kritérium pro označení látky za plazma. Při nízkém počtu částic se stává statisticky neplatným. Třetím kritériem plazmatu je podmínka, která má co činit se srážkami. Zapisuje se ve tvaru ωτ > 1, kde ω je frekvence typických oscilací plazmatu a τ střední doba mezi srážkami s neutrálními atomy. Plazma se tedy jeví jako elektricky neutrální. Pokud dojde k narušení této rovnováhy vnější silou, pak se vnitřní pole plazmatu bude snažit tuto rovnováhu obnovit a dojde ke kolektivnímu pohybu s přirozenou frekvencí plazmatu. Kolektivní chování nabitých částic v plazmatu je hlavním efektem, kterým se plazma odlišuje od pevných či kapalných látek. Jde o pohyby, které nezávisí pouze na lokálních podmínkách, ale také na stavu plazmatu ve vzdálených 20
oblastech. Toto chování je založeno na částicových interakcích, které mají dlouhodosahový elektromagnetický charakter (Coulombův silový zákon).
2.2.
Typy plazmatu
Plazma lze dělit dle několika kritérií. Tím prvním je stupeň ionizace. Rozlišujeme slabě ionizované a silně ionizované plazma. Ve slabě ionizovaném plazmatu je vysoká koncentrace neutrálních molekul a nízká koncentrace nabitých částic. V silně ionizovaném plazmatu je pochopitelně situace opačná. Dále můžeme plazma dělit podle teploty. V tomto případě taktéž rozlišujeme dva druhy plazmatu – vysokoteplotní a nízkoteplotní plazma. Hranice tohoto dělení je stanovena k přibližné hodnotě 106 K. Vysokoteplotní plazma se vyskytuje ve hvězdách a při experimentech s řízenou termonukleární syntézou. Většina plazmatu vytvořeného v laboratořích je nízkoteplotní plazma. Lze se s ním setkat například ve výbojových trubicích, plazmových reaktorech atd. Další dělení plazmatu lze provést z hlediska jeho termodynamické rovnováhy na plazma v tepelné rovnováze (teplota všech částic v plazmatu je stejná) a nerovnovážné plazma (teploty částic se liší, většinou mají vysokou teplotu rychlé elektrony a nízkou pomalé těžké ionty). Posledním často používaným hlediskem pro rozdělení plazmatu je tlak. Dle tlaku dělíme plazma na nízkotlaké a vysokotlaké. U nízkotlakého plazmatu je hustota částic malá a srážková frekvence nízká, díky tomu jsou volné dráhy částic dlouhé. Naopak u vysokotlakého plazmatu je hustota částic i srážková frekvence vysoká, tedy volné dráhy částic jsou velmi krátké a častěji dochází k mnohonásobným srážkám.
21
2.3.
Vznik plazmatu
Plazma lze v laboratoři připravit pomocí ionizačních procesů. Těmi nejčastějšími je fotoionizace a elektrický výboj v plynu. Fotoionizace je založena na ionizaci pohlcením fotonu, jehož energie je stejná nebo větší než ionizační energie atomu, který daný foton absorbuje. Při elektrickém výboji v plynu je hlavním ionizačním zdrojem vysoké elektrické pole, které funguje jako urychlovač všech nabitých částic. Elektrické pole dodává těmto částicím energii potřebnou pro ionizační srážky, kterými vzniká plazma.
2.4.
Využití plazmatu
Plazma má využití hned v několika odvětvích, z nichž je důležité vyzdvihnout především depozice ochranných povrchů (kde se využívá především nízkotlaké plazma), modifikace povrchů materiálů, plazmové nástřiky či moderní obrábění (kde je u většiny použito naopak plazma atmosférické). U tohoto moderního obrábění je plazma považováno za rychlý, efektivní a velmi přesný obráběcí či řezný systém. Plazma můžeme také využít jako iontový pohon vesmírných raket a sond. Dále se plazma využívá v podobě výboje v plynu (ať už nízkotlakého doutnavého nebo vysokotlakého jiskrového) k čerpání plynných laserů. Zde jsou nejčastěji využity vzácné plyny jako helium a neon [9].
22
Kapitola 3 Dielektrický bariérový výboj Dielektrický bariérový výboj, který má dobu trvání v řádu několika nanosekund a budí nízkoteplotní nerovnovážné plazma, vyvinul německý elektroinženýr Ernst Werner von Siemens v roce 1857 pro generaci ozonu. Tento výboj se budí v mezielektrodovém prostoru, kde minimálně jedna elektroda je pokryta dielektrickou vrstvou. Dielektrikem je nejčastěji keramika, sklo nebo polymer. Dielektrickou vrstvou, která má za úkol zamezit přenosu příliš velkého náboje mezi vodivými elektrodami, se dielektrický bariérový výboj odlišuje od ostatních výbojů. Během výboje dochází k ukládání náboje na povrchu dielektrické bariéry, což způsobuje zmenšení elektrického pole ve výbojovém prostoru a společně s limitovaným množstvím přeneseného náboje vede k zániku výboje. Proto se také využívá střídavého napětí. Dielektrické bariérové výboje vykazují dva hlavní módy v závislosti na okolních podmínkách. Typičtějším módem dielektrického bariérového výboje je tzv. mód filamentární. V tomto případě dochází k vytvoření desítek až tisíců výbojových kanálků – tzv. filamentů [10]. Těmito filamenty protéká téměř veškerý výbojový proud a nachází se v něm mnohonásobně více ionizovaných částic než v okolním plynu ve výbojovém prostoru. Druhým možným módem je difúzní (nebo také homogenní) mód, kterého lze docílit nastavením specifických výbojových podmínek. Mezi tyto podmínky patří tlustá dielektrická vrstva, úzký výbojový prostor a určité složení
plynu
ve
výbojovém
prostoru.
Homogenity
dielektrického
bariérového výboje lze dosáhnout snížením tlaku ve výbojovém prostoru. V současné době se také můžeme setkat s dielektrickým bariérovým výbojem, který je kombinací obou zmíněných módů.
23
3.1.
Základní typy dielektrického bariérového výboje
Rozlišujeme tři základní typy dielektrického bariérového výboje – povrchový, objemový a koplanární výboj. Geometrické uspořádání těchto výbojů je vidět na obrázku č. 14. Černou barvou jsou zakresleny elektrody, šedou dielektrikum a odstíny fialové plazma.
a)
b)
c)
Obrázek č. 14: Typy dielektrického bariérového výboje: a) povrchový, b) objemový, c) koplanární výboj Konfigurace elektrod a dielektrické bariéry při povrchovém výboji je naznačena na obrázku č. 14 a). Na planární elektrodu je nanesena dielektrická vrstva, na níž je kolmo umístěna výbojová elektroda. Elektrické pole tak klesá podél povrchu dielektrika, na němž hoří výboj. Při objemovém výboji dochází k vytvoření výboje, jak už název napovídá, v objemu mezi elektrodami. Výboj se dotýká elektrod pouze ve dvou bodech, kterými jsou začátek a konec výbojového kanálu (filamentu). Alespoň jedna elektroda je pokryta dielektrickou vrstvou. U tohoto výboje je jednoznačnou výhodou jednoduchost uspořádání elektrod, jelikož se nejčastěji používají paralelní rovinné anebo válcovité elektrody. Nevýhodou je omezení pro tloušťku modifikovaného materiálu, která dosahuje maximálně velikosti 1 cm. Přitom platí, že pro větší tloušťku materiálu je potřeba vyššího napětí. Koplanární výboj vzniká na povrchu dielektrika za pomoci dvojic paralelně uspořádaných elektrod. Tyto elektrody se nachází uvnitř dielektrika blízko k jeho povrchu a jsou opačné polarity [11].
24
3.2.
Využití dielektrického bariérového výboje
Dielektrické bariérové výboje se používají v několika průmyslových aplikacích jako je například výroba ozonu pro desinfekci pitné a užitkové vody, sterilizace, likvidace nebo rozklad nebezpečných látek [12, 13]. Dále je využíváno tohoto výboje v elektronice, biologii či plazmové medicíně [14]. Plasmovými zdroji na bázi dielektrických bariérových výbojů také můžeme modifikovat některé materiály jako například sklo, dřevo, textilie atd [15]. Bariérových výbojů je využito také u CO2 laserů nebo excimerních lamp, používaných kvůli vysoké efektivitě přeměny elektrické energie na energii světelnou [16].
25
Kapitola 4 Návrh řídicí části Pro řídicí část byl z celé řady obvodů (TL494, UC3825, MC34025 atd.) vybrán obvod SG2525A, jelikož disponuje celou řadou vlastností potřebných pro tento experiment. Tou nejdůležitější vlastností je to, že disponuje dvěma kanály a je tedy schopný řídit dvojčinný měnič. Mezi další potřebné vlastnosti patří jednoduchost nastavení velikosti střídy a kmitočtu. Blokové uspořádání obvodu SG2525A je vidět na obrázku č. 15 [17].
Obrázek č. 15: Vnitřní blokové uspořádání obvodu
26
Obvod SG2525A potřebuje ke své činnosti jen několik externích součástek. V obvodu je využito PWM komparátoru, klopného obvodu (flip-flop) a hradla NOR řídicí koncové stupně obvodu. Kmitočet se nastavuje kapacitorem CT (vývod č. 5) a rezistorem RT (vývod č. 6), dead time pak rezistorem RD zapojeným mezi CT a DISCHARGE (vývody č. 5 a 7). Střída se nastavuje velikostí napětí na vývodu COMP z komparátoru, což je současně výstup z chybového zesilovače. Vývod soft-start slouží k plynulému zvyšování střídy od nuly do maxima. K tomuto účelu se na vývod SOFT-START zapojuje kapacitor, který je nabíjen z interního proudového zdroje proudem 50µA. Napětí na kapacitoru lineárně roste a je vedeno do komparátoru, což zajistí zmiňovaný lineární růst střídy od nuly do maximální hodnoty. Vývodem SHUTDOWN lze zajistit vypnutí obvodu, tzn. že jsou vypnuty oba výstupní kanály. Při aktivní úrovni na vývodu SHUTDOWN dojde také k vybití kapacitoru obvodu SOFT-START a je tak zaručeno, že po obnovení činnosti obvodu (neaktivní úroveň na vývodu), dojde k nárůstu střídy na výstupních kanálech od nulové hodnoty. Vývodem SYNC lze synchronizovat i více jednotek tak, aby pracovaly na stejném kmitočtu.
4.1.
Návrh součástek pro nastavení pracovního kmitočtu
Pracovní kmitočet byl stanoven do rozmezí 10 až 20 kHz. Přitom platí, že tento kmitočet je poloviční vůči kmitočtu oscilátoru, neboť je v obvodu SG2525A obsažen klopný obvod (flip-flop). Díky tomuto klopnému obvodu dochází ke střídavé aktivaci dvou výstupních řídicích signálů A a B. Kmitočet oscilátoru je tedy potřeba navrhnout do oblasti hodnot 20 až 40 kHz, což odpovídá periodě 25 až 50 µs.
27
Dle katalogového listu SG2525A bylo potřeba dohledat a navrhnout součástky definující kmitočet oscilátoru, tj. vhodný kapacitor CT a také rezistor RD nastavující dead time. Požadovaná velikost periody nabíjení byla v intervalu 25 až 50 µs a velikost doby dead time 1,5 µs. Byl zvolen kapacitor CT = 3,3 nF, jelikož pro tuto hodnotu vychází dle obrázku č. 16 (Figure 1) změna odporu RT 10 kΩ, což je hodnota nacházející se v řadě E6, tj. vyráběných hodnot potenciometrů. Dále byl dle obrázku č. 16 (Figure 2) vybrán také rezistor RD = 100 Ω. Na obrázku č. 17 je vidět zapojení časovacích rezistorů, které bylo zvoleno na základě změny odporu pro minimální a maximální kmitočet. Potenciometr je zapojen sériově s rezistorem 10 kΩ, aby bylo dosaženo změny odporu z hodnoty 10 kΩ na 20 kΩ.
Obrázek č. 16: Charakteristiky závislostí
Obrázek č. 17: Zapojení časových rezistorů
28
Dle rovnice pro frekvenci oscilátoru, která byla získána z katalogového listu, ve tvaru ,
(5)
lze po úpravě vypočítat odpor oscilátoru RT jako (6) a
.
(7)
Výpočet pro RT,MIN odpovídá případu, kdy je potenciometr nastaven do polohy minima, RT,MAX do polohy maxima. Je však nutné ověřit, zda se velikost navržených hodnot nachází v rozmezí doporučených výrobcem. Dle obrázku č. 18 je vidět, že ano.
Obrázek č. 18: Doporučený rozsah hodnot součástek oscilátoru Při samotném měření bylo zjištěno, že skutečná hodnota RT u potenciometru byla 10,5 kΩ a měřená hodnota CT = 3,26 nF. Změřený rozsah kmitočtu pak ležel v intervalu: 11,43 až 22,32 kHz. Tento interval je posunut vůči požadovanému intervalu do vyšších hodnot, což je vidět na obrázku č. 19, kvůli toleranci elektronických součástek. Jelikož byl ale přípravek používán převážně při kmitočtu 15 kHz, je tento interval dostačující. Měření bylo provedeno na
výstupu
integrovaného obvodu, kanálu A odpovídá vývod č. 11 (tj. OUTPUT A) a kanálu B vývod č. 14 (OUTPUT B).
29
Obrázek č. 19: Měření minimální a maximální frekvence
Měřená doba dead time při frekvenci 10 kHz byla:
τ = 1,696 µs.
Při změně frekvence na 20 kHz došlo k nárůstu doby o 0,05 µs, což lze považovat za zanedbatelné. Bylo ověřeno, že při změně napájecího napětí od 12 V do 15 V se velikost minimálního a maximálního kmitočtu ani dead time neměnil. Toto platilo při vzestupu signálu A i B. Odchylky měřených hodnot od požadovaných byly opět způsobené tolerancí součástek.
Obrázek č. 20: Měření doby dead time při vzestupu signálu A
30
4.2.
Návrh součástek regulace střídy
Dle katalogu SG2525A je referenční napětí UREF = 5,1 V. Maximální zatížení referenčního zdroje IMAX je doporučeno od 0 do 20 mA. Rozsah napětí je dle uvedených parametrů PWM komparátoru obvodu SG2525A v intervalu 0,9 V až 3,3 V. Velikost napětí 0,9 V odpovídá minimální střídě tj. 0 %, napětí 3,3 V pak maximální střídě. Z toho vyplývá, že musely být použity dva rezistory a jeden potenciometr, tak jak je vidět na obrázku č. 21, pro zajištění co nejjemnější regulace potenciometrem. Zobrazené napětí UMIN a UMAX odpovídá velikostem napětí uvedeným výše, tedy UMIN = 0,9 V, UMAX = 3,3 V. Velikost napětí na regulačním potenciometru RP lze stanovit jako .
–
(8)
Obrázek č. 21: Část obvodu pro regulaci střídy Potenciometrem byl zvolen proud IR = 0,5 mA. Velikost odporu potenciometru RP nabývá hodnoty .
31
(9)
Potenciometry jsou vyráběny v řadě E6, proto byla hodnota původně vypočteného odporu nahrazena nejbližší možnou hodnotou z řady, tzn. 5 kΩ. Tímto nahrazením dojde ke změně velikosti pracovního proudu .
(10)
Velikosti odporů použitých rezistorů byly navrženy k hodnotám (11) a
.
(12)
Z řady rezistorů E24 byly vybrány rezistory o hodnotách R1 = 3,6 kΩ a R2 = 1,8 kΩ. Při použití uvedených součástek je skutečná hodnota pracovního proudu dle vztahu (13)
Pro referenční napětí UREF = 5,1 V vycházel teoretický rozsah napětí potenciometru následovně ,
(14) (15)
Skutečná hodnota odporu použitého potenciometru byla RP = 5,43 kΩ, referenčního napětí UREF = 5,19 V a změřený rozsah napětí byl v intervalu od 0,863 V do 3,464 V. Měřený rozsah napětí pokrývá teoretický rozsah, což znamená, že se dá regulovat střída od nuly do maximální hodnoty. Změřené mezní kmitočty fMIN = 11,43 kHz a fMAX = 22,32 kHz odpovídají periodám Tmin = 87,5 µs a Tmax = 44,8 µs. Při existenci dead timu, který je v tomto případě tdead = 1,696 µs, a poznatku, že signál je tvořen ve skutečnosti dvěma signály (A a B) lze vztah (1) upravit do tvaru .
32
(16)
Vypočtená maximální velikost střídy je pak dle vztahu (16) pro frekvenci fMIN:
DMIN = 48,06 %,
a pro frekvenci fMAX:
DMAX = 46,22 %.
Tyto hodnoty byly ověřeny měřením (viz obrázky č. 22 a 23). Hodnoty byly změřeny na stejných vývodech jako při měření minimální a maximální frekvence, tj. na vývodu č. 11 a č. 14.
Obrázek č. 22: Střída při minimální frekvenci
Obrázek č. 23: Střída při maximální frekvenci
33
4.3.
Zapojení řídicí části
Napájecí napětí, zajišťující činnost obvodu, je přivedeno na svorky X1. Pojistka F1 společně s diodou D1 slouží jako ochranný obvod při zvýšení napájecího napětí nad 18 V. Kmitočet je nastavován pomocí rezistoru RT1, kapacitoru CT a potenciometru RT2 zapojeného do svorek X2. Konektor JP2 slouží k připojení dalšího časovacího kapacitoru v případě potřeby změny rozsahu
kmitočtu.
Rozsah
střídy
je
nastaven
rezistory
R1,
R2
a potenciometrem RP zapojeného do svorek X3. Kapacitor C5 filtruje napětí pro regulaci střídy.
Obrázek č. 24: Zapojení řídicí části
34
Jelikož není využívána funkce soft-start, je tato funkce vyblokována osazením rezistoru R3 s vysokou hodnotou odporu. V případě nutnosti aktivace funkce soft-start je nutné nahradit rezistor R3 kapacitorem s vhodnou velikostí kapacity. Chybový zesilovač v integrovaném obvodu je zapojen jako sledovač napětí, proto je spojen vývod COMP s vývodem IN-. Činnost obvodu je dána úrovní napětí na výstupu OFF, která je blízká hodnotě napětí GND při osazení propojky JP1 nebo blízká k hodnotě referenčního napětí v případě jejího neosazení. Rezistor R4 zajišťuje omezení proudu z referenčního zdroje při osazení propojky JP1. Kapacitor C2 má funkci odfiltrování vyšších kmitočtů na referenčním napětí a kapacitor C3 na napájecím napětí. Výstupy OUTA a OUTB z řídicí části jsou vyvedeny na svorky Z1 a Z2. Tyto signály jsou dále vedeny do silové části a řídí spínání tranzistorů. Návrh desky plošných spojů je z důvodu přehlednosti zobrazen v příloze (příloha č. 1).
35
Kapitola 5 Zapojení silové části Pro možnost porovnání řídicí jednotky založené na pulzní šířkové modulaci s řídicí jednotkou fungující na změně kmitočtu je výhodné využít shodnou silovou část obvodu při měření základních elektrických parametrů. Díky této myšlence není srovnání zatíženo chybou vzniklou rozdílností silových částí. Využita byla silová část, která je popsána níže a jejíž zapojení vyplývá z obrázků č. 25 a 26.
5.1.
Výkonová část
Výkonová část obsahuje omezovací rezistory, relé, usměrňovač, kapacitory meziobvodu, spínací tranzistor společně s budičem a napájecí část. Zapojení výkonové části vystihuje obrázek č. 25.
Obrázek č. 25: Zapojení silové části
36
Na svorky X1 je přivedeno vstupní síťové napětí 230 V. Rezistory R8 a R9 omezují velikost nabíjecího proudu kapacitoru C5 a C6, které ve vybitém stavu představují z hlediska napájecího zdroje zkrat. Střídavé napětí je převedeno na stejnosměrné usměrňovacím můstkem U2. Zvlnění proudu vyhlazuje tlumivka připojená na svorky X4 a napětí vyfiltrováno sériově spojenými kapacitory C5 a C6. Tyto kapacitory společně s tranzistory T4 a T5 tvoří dvojčinný měnič, zapojený jako poloviční můstek. Spínání tranzistorů je řízeno budičem IC6, jež přijímá povely z řídicí části. Řídicí povely společně s napájecím napětím řídicí části jsou vedeny přes svorky Z9 až Z12. V tomto zapojení je budič řešen jako budící obvod s posouvačem napětí. Dioda D5 s kondenzátorem C8 tvoří nábojovou pumpu pro buzení horního tranzistoru T4. Rezistory R14 a R15 řídí rychlost spínání a vypínání tranzistorů. K získání informace o velikosti napětí na primárním vinutí vysokonapěťového transformátoru je napětí ze strany tranzistorů upraveno děličem napětí rezistory R24 až R27. Ze strany kapacitorů C5, C6 děličem napětí složeného z rezistorů R21 až R23 a R28. Odlehčovací větve, s kapacitory C7 a C14 a rezistory R12, R13, R31 a R32, omezují strmost napětí při přepínání tranzistorů. Usměrňovací můstek U3, kapacitory C10 až C12 a C16 a stabilizátor IC4 zajišťují napájecí napětí budiče IC6 a řídicí části (napájecí napětí je vedeno přes svorky Z9 a Z12). Kompletní návrh zapojení silové části je ve větším měřítku uveden také v příloze (příloha č. 3).
5.2.
Řízení nabíjení meziobvodu
Na obrázku č. 26 je zachyceno zapojení silové části sloužící k omezení nabíjecího proudu kapacitorů meziobvodu C5 a C6. Omezení je založeno na zpoždění sepnutí relé K1 po připojení k síťovému napětí. Můstek U1, kapacitory C1, C2 a C17 a stabilizátor napětí IC2 zajišťují potřebné napětí této části. Dioda D1, rezistory R1 až R3 a tranzistor T1 tvoří tvarovač napětí, který udává přítomnost síťového napětí monostabilnímu klopnému obvodu IC1A. Monostabilní klopný obvod je zapojen jako klopný 37
obvod se znovuspuštěním. Při přítomnosti pulzu z tvarovače se na výstupu Q monostabilního klopného obvodu objeví úroveň napětí log 1, tedy potenciál VSS. Nastane-li však i krátkodobý výpadek síťového napětí, tzn. nebudou přítomny pulzy na výstupu z tvarovače, dojde ke změně napětí na výstupu Q na log 0, tedy potenciál GND. Pokud je na výstupu Q (vývod č. 6 obvodu IC1A) úroveň log 1, pak dochází k nabíjení kapacitoru C4 přes rezistor R5. Po dosažení prahového napětí tranzistoru T2 dojde k jeho sepnutí a také k sepnutí relé K1. Sepnutím relé nastane zkrat na rezistorech R8 a R9, omezujících nabíjecí proud kapacitorů C5 a C6. Při výpadku síťového napětí, případně při odpojení síťového napětí, dojde k rychlému vybití kapacitoru C4 přes diodu D2 a rozpojení kontaktu relé K1. Při opětovném obnovení přítomnosti síťového napětí je tedy kapacitor C4 nabíjen z nulového napětí na napětí VSS. Zpoždění sepnutí tranzistoru T2 i relé K1 je opět určeno časovou konstantou danou velikostí rezistoru R5 a kapacitoru C4. Tato konstanta bude počítána a měřena v následující podkapitole.
Obrázek č. 26: Nabíjení meziobvodu silové části Optočlen zobrazuje situaci, kdy je sepnuto relé K1. Pokud relé sepnuto není, tedy dochází k nabíjení meziobvodu přes rezistory R8 a R9, dojde k sepnutí tranzistoru T3 a vyzkratování diody optočlenu. V opačném případě, kdy je relé sepnuto, není sepnut tranzistor T3 a vysílací dioda optočlenu IC5 je napájena z potenciálu VSS přes rezistor R7. V tomto případě je sepnut výstupní tranzistor optočlenu, který předává informaci o sepnutí relé K1 a tedy nabití kapacitorů meziobvodu C5 a C6.
38
5.3.
Výpočet hodnot řízení nabíjení meziobvodu
Přechod ze stavu vybitého kapacitoru do stavu nabitého kapacitoru nazýváme „přechodovým dějem“. V praxi nás většinou zajímá doba, za kterou tento děj skončí, tedy doba, za kterou se kapacitor na určitou hodnotu napětí nabije. Na obrázku č. 27 je vybrána část obvodu z obrázku č. 26, přičemž se zachovalo značení R5, D2 a C4. Napětí UVSS simuluje výstup Q monostabilního klopného obvodu IC1A.
Obrázek č. 27: Nabíjení kapacitoru přes rezistor Při nabíjení kapacitoru přes odpor (viz obrázek č. 27) platí pro hodnotu napětí na tomto kapacitoru rovnice ve tvaru
,
(17)
kde UVSS je vstupní stejnosměrné napětí [V], t čas nabíjení [s] a τ časová konstanta [s]. Po zlogaritmování a dalších elementárních úpravách lze vyjádřit výsledný vztah pro dobu přechodového děje jako .
(18)
Jak je vidět, průběh nabíjení kapacitoru je ovlivněn velikostí tzv. časové konstanty, která je dána vztahem .
(19)
Je zřejmé, že čím je hodnota τ větší, tím delší dobu přechodový děj trvá. Při měření docházelo k nabíjení kapacitoru o velikosti kapacity C4 = 1 µF přes rezistor o velikosti odporu R5 = 680 kΩ. Hodnota časové konstanty je tedy dle vztahu (19) τ = 0,68 s.
39
Z katalogového listu tranzistoru IRFR/U024N lze vyčíst, že prahové napětí UGS(t), díky kterému dojde k sepnutí tranzistoru, a tedy napětí, na něž se musí kapacitor C4 nabít, je v rozmezí 2 až 4 V (viz obrázek č. 28) [18].
Obrázek č. 28: Charakteristiky IRFR/U024N Použit byl zdroj vstupního stejnosměrného napětí o velikosti UVSS = 5 V. Po dosazení výše uvedených údajů do vztahu (18) vychází teoretická hodnota doby přechodového děje pro jednotlivé mezní vstupní napětí: t2V = 0,35 s,
t4V = 1,09 s.
Tyto hodnoty jsou zachyceny v obrázku č. 29.
Obrázek č. 29: Měření přechodového děje
40
Při experimentálním ověřování doby přechodového děje lze pomocí osciloskopu proměřovat napětí na kapacitorech, v zapojení silové části obvodu označených jako C5 a C6. Současně se měří také napětí UDS na tranzistoru T2, který ovlivňuje spínání relé přemosťujícího rezistor k omezení nabíjecího proudu. Průběh nabíjení kapacitorů C5 a C6 je v obrázku č. 29 vynesen červenou exponenciální křivkou (kanál A), průběhu napětí U DS na tranzistoru T2 pak odpovídá modrá křivka (kanál B) na tomtéž obrázku. Efektivní hodnota vstupního napětí je UIN = 230 V. Sériově zapojené kapacitory C5 a C6 se nabíjí na špičkovou hodnotu tedy USP = 315 V. Ovšem už při splnění podmínky UC ≥ 300 V lze sepnout relé. Jak je z obrázku vidět, experimentální hodnota hledané doby přechodového děje je t = 0,53 s. Tato hodnota leží v intervalu hodnot vypočítaném dle vztahu (18) - viz výše.
41
Kapitola 6 Měření základních parametrů generátoru Na navrženém zdroji (dále označovaném jako zdroj 1), jehož změna výkonu je založena na pulzně šířkové modulaci, bylo provedeno měření základních parametrů. Tyto hodnoty byly následně porovnány s parametry zdroje (zdroj 2), který ke změně výkonu využívá změnu pracovního kmitočtu. Při měření na zdroji 1 byly použity vývody transformátoru označené 1 a 2, kdežto u zdroje 2 vývody označené 1 a 3. Zdroj 1 tedy využíval přibližně o 30 % větší převodový poměr transformátoru vůči zdroji 2. Větší převodový poměr transformátoru při měření parametrů zdroje 1 byl použit záměrně, aby pracovní kmitočet byl co nejvíce vzdálen od rezonančního kmitočtu. Měření časových průběhů napětí a proudu probíhalo postupně na obou zdrojích při udržování výkonů 93 W, 250 W a 400 W. Tyto výkony byly zvoleny v závislosti na výbojce, kdy výkon 93 W odpovídá minimální hodnotě pro vznik výboje, výkon 400 W maximální hodnotě zajišťující bezpečný provoz a výkon 250 W je přibližným středem mezi těmito hraničními hodnotami. Funkce výbojky při těchto výkonech byla zachycena na obrázcích uvedených v příloze (přílohy č. 6 až 8). Průběhy byly snímány osciloskopem FLUKE190-104, primární napětí bylo měřeno sondou, jež je součástí příslušenství k osciloskopu, jednalo se o sondu VP410 s dělicím poměrem 1:10. Primární proud snímala proudová sonda TCP2020A s citlivostí 100 mV/1 A. Sekundární napětí bylo měřeno vysokonapěťovou sondou P6015A s dělícím poměrem 1:1000 a maximální hodnotou napětí 40 kV, sekundární proud pak pomocí proudového transformátoru PEARSON2877. Pro měření příkonu byl použit wattmetr OM420PWR.
42
Na následujících stránkách jsou postupně zobrazeny naměřené průběhy napětí a proudu obou zdrojů při třech zmiňovaných hodnotách výkonu. Primární straně vysokonapěťového transformátoru odpovídají obrázky č. 30 až 35, sekundární straně pak obrázky 36 až 41. Na obrázku č. 30 je naznačeno 6 časových úseků, pomocí kterých lze vysvětlit průběh napětí na primárním vinutí zdroje 1. V časovém úseku I. je sepnut dolní tranzistor (na obr. č. 25 označen jako T5), jež se vypíná na rozmezí úseků I. a II. V důsledku vypnutí dolního tranzistoru a nenulového proudu primárním vinutím dochází ke komutaci napětí, jež přejde ze záporné úrovně do kladné úrovně. Rychlost přechodu mezi oběma úrovněmi je dána velikosti proudu primárním vinutím a velikostí výstupních kapacit tranzistorů (dle obr. č. 25. T4, T5). Při komutaci dochází k vybití výstupní kapacity horního tranzistoru (T4) a nabití výstupní kapacity dolního tranzistoru (T5). Jelikož na začátku úseku III. dochází ke změně polarity primárního proudu, dochází opět ke komutaci napětí. Tato úroveň napětí je zachována až do úseku IV., kde je sepnut horní tranzistor. Sepnutí horního tranzistoru opět způsobí změnu úrovně napětí. Úseky V. a VI. jsou obdobou úseků II. a III. Protože proud primárním vinutím má opačnou polaritu v úsecích II. a III. než v úsecích V. a VI., má také napětí opačnou úroveň napětí. Zdroj 1 měl konstantní pracovní kmitočet, jehož hodnota byla přibližně 13 kHz (jde o údaj zobrazovaný na obrázcích sekundární strany). Údaj zobrazovaný na obrázcích pro primární stranu není platný, jelikož osciloskop není schopen měřit kmitočet u PWM signálů. U zdroje 2 byl pracovní kmitočet od 13,47 do 16,47 kHz při změně výkonu od 93 do 400 W.
43
Obrázek č. 30: Primární strana zdroje 1 při výkonu 93 W
Obrázek č. 31: Primární strana zdroje 2 při výkonu 93 W
44
Obrázek č. 32: Primární strana zdroje 1 při výkonu 250 W
Obrázek č. 33: Primární strana zdroje 2 při výkonu 250 W
45
Obrázek č. 34: Primární strana zdroje 1 při výkonu 400 W
Obrázek č. 35: Primární strana zdroje 2 při výkonu 400 W Jak je z obrázků vidět, křivka proudu (směřujícího do výbojky) je více plochá u měření na zdroji 1. Důvodem je, že energie do rezonančního obvodu, tvořeného rozptylovou indukčností vysokonapěťového transformátoru a kapacitou výbojky, není dodávána po celou dobu periody pracovního kmitočtu, ale jen po určitou dobu. V době, kdy není dodávána energie do rezonančního obvodu, dochází ke snižování strmosti proudu. Nepochybně se jedná o pozitivum, jelikož vzniká delší časová oblast pro vznik výboje.
46
Obrázek č. 36: Sekundární strana zdroje 1 při výkonu 93 W
Obrázek č. 37: Sekundární strana zdroje 2 při výkonu 93 W
47
Obrázek č. 38: Sekundární strana zdroje 1 při výkonu 250 W
Obrázek č. 39: Sekundární strana zdroje 2 při výkonu 250 W
48
Obrázek č. 40: Sekundární strana zdroje 1 při výkonu 400 W
Obrázek č. 41: Sekundární strana zdroje 2 při výkonu 400 W Na základě obrázků č. 36 až 41 lze potvrdit, že díky plochosti proudové křivky může vznikat více výbojů. Zapálení výboje se projevuje jako proudové impulzy superponované na základním proudovém průběhu, přičemž začíná přibližně v polovině amplitudy proudu a postupně se vytrácí. Délka trvání výbojů je ovlivněna velikostí dodávaného výkonu do výbojky. Z obrázků je zřejmé, že u zdroje 1 je oblast výbojů o něco výraznější. Dle měření bylo navíc při měření na zdroji 1 zjištěno, že amplitudy proudů dosahují nižších hodnot, což by mohlo mít pozitivní vliv z hlediska proudového namáhání výbojky. 49
Závěr Cílem práce bylo navrhnout a zkonstruovat vhodnou řídicí jednotku zdroje pro buzení dielektrického bariérového výboje. Tato řídicí jednotka byla použita ve zdroji, jehož změna výkonu byla založena na pulzně šířkové modulaci a následně bylo změřeno několik základních parametrů tohoto uskupení. Oba možné způsoby, tedy řízení výkonu na základě pulzně šířkové modulace a řízení výkonu na základě změny kmitočtu, lze porovnat díky tomu, že měření proběhlo pro obě řídicí jednotky na shodné silové části. V takovém případě měření základních elektrických parametrů a jejich vzájemné srovnání není zatíženo chybou vzniklou rozdílností silových částí. Posouzení kvality a přínosů navržené řídicí jednotky z hlediska generace plazmatu ovšem nelze provést bez bližšího prostudování tohoto tématu. Práce tedy objasňuje základní problematiku spínaných zdrojů, plazmatu a dielektrického bariérového výboje. Následující část práce je věnována popisu postupu při návrhu hodnot součástek pro řídicí část zdroje. Jde o výběr součástek pro regulaci střídy a pracovního kmitočtu, kdy jsou tyto hodnoty podloženy výpočty a měřeními. Při porovnání výsledků měření bylo zjištěno, že proudová křivka je při měření na zdroji využívajícím pro změnu výkonu pulzně šířkovou modulaci více plochá. Důvodem je, že energie do rezonančního obvodu, není dodávána po celou dobu periody pracovního kmitočtu, ale jen po určitou dobu. V době, kdy do rezonančního obvodu není dodávána energie, dochází ke snižování strmosti proudu. Tato skutečnost může mít pozitivní vliv na efektivitu výboje, jelikož vzniká delší časová oblast pro jeho vznik a udržení. Z naměřených průběhů lze vyčíst, že intenzita výbojů byla při stejných výkonech větší na zdroji s navrženou řídicí jednotkou vůči zdroji využívající řízení výkonu na základě změny kmitočtu.
50
Zapálení výboje se projevuje jako proudové impulzy superponované na základním proudovém průběhu, přičemž začíná přibližně v polovině amplitudy proudu a postupně se vytrácí. Délka trvání výbojů je ovlivněna velikostí dodávaného výkonu do výbojky. S rostoucím výkonem se prodlužuje délka trvání výboje. Na základě následného měření pak lze navíc říci, že při měření na zdroji s navrženou řídicí jednotkou měly amplitudy proudů nižší hodnoty než u zdroje využívající pro změnu výkonu změnu kmitočtu, což by mohlo mít pozitivní vliv z hlediska proudového namáhání výbojky. Celkový závěr by ale bylo nutné ověřit několika dalšími měřeními s následnými analýzami, aby mohl být učiněn všeobecný závěr. První variantou ověření by mohlo být měření osciloskopem s velkou vzorkovací rychlostí, kde by bylo možné detailně sledovat průběhy jednotlivých proudových impulzů vyvolávaných výbojem. Následně lze přímo vypočítat výkon v plazmatu pomocí Lissajousových obrazců a navíc by také bylo možné zjistit základní parametry každého plazmového reaktoru. Druhým možným měřením by byla optická emisní spektroskopie (OES) zkoumaného výboje a ověření změny rotačních a vibračních teplot. Podle známé teorie a výsledků získaných v této práci lze odhadovat, že by dané teploty měly poklesnout.
51
Použitá literatura [1] KREJČIŘÍK, Alexandr. Napájecí zdroje I. 2. vydání. Praha: Nakladatelství BEN, 1997. 350 s. [2] FAKTOR, Zdeněk. Transformátory a tlumivky pro spínané napájecí zdroje. 1. vydání. Praha: Nakladatelství BEN, 2002. 248 s. [3] BEZDĚK, Miloslav. Elektronika I. České Budějovice: KOPP, 2005. [4] KREJČIŘÍK, Alexandr. Spínané zdroje. Konstrukční elektronika A Radio, 2000, č. 6. [5] PATOČKA, Miroslav. Magnetické jevy a obvody ve výkonové elektronice, měřicí technice a silnoproudé elektrotechnice. Brno: Nakladatelství VUTIUM, 2011. 480 s. [6] VOREL, P.; PATOČKA, M. Budiče výkonných tranzistorů MOSFET a IGBT. Časopis pro elektrotechniku Elektrorevue. Brno, 2004. Dostupné z WWW: http://www.elektrorevue.cz/clanky/04030/index.html. [7] BITTENCOURT, J. A. Fundamentals of plasma physics 3rd edition. New York: Springer-Verlag, 2004. [8] KELAR, Jakub. Měření parametrů koplanárního bariérového výboje. Brno, 2015. 85s. Diplomová práce. Masarykova univerzita. [9] CHEN, Francis F. Introduction to Plasma Physics. New York: Plenum Press, 1974.
52
[10] BOEUF, J. P.; BERNECKER, B.; CALLEGARI Th.; BLANCO S. Generation, annihilation, dynamics and self-organized patterns of filaments in dielectric barrier discharge plasmas. Applied Physics Letters, Vol. 100, No. 24 (2012). [11] ČECH, Jan. Porovnávací studium vlivů parametrů výboje na vlastnosti plazmatu koplanárního bariérového výboje. Brno, 2006. 90 s. Diplomová práce. Masarykova univerzita. [12] HULKA, L.; Pietsch, G. J. Influence of Dimensions and Materials of Coplanar Arrangements on Ozone Production. Plasma Processes and Polymers, Vol. 2, No. 3, p. 222-226 (2005). [13] KOGELSCHATZT, U.; ELIASSON, B.; EGLI, W. From ozone generators to flat television screens: history and future potential of dielectric-barrier discharges. Pure Appl. Chem., Vol. 71, No. 10, p. 1819-1828 (1999). [14] HEINLIN, J.; MORFILL, G.; LANDTHALER, M. et. al. Plasma medicine: possible applications in dermatology. Journal der Deutschen Dermatologischen Gesellschaft, Vol. 8, No. 12, p. 968-976 (2010). [15] AVRAMIDISA, G.; KLARHÖFERC, L.; MAUS-FRIEDRICHSC, W.; MILITZ, H. Influence o fair plasma treatment at atmospheric pressure on wood extractives. Polymer Degradation and Stability, Vol. 97, No. 3, p. 469-471 (2012). [16] PAL, U. N.; GULATI, P.; KULAR, N. et. al. Analysis of discharge parameters and optimization study of coaxial DBDs for efficient excimer light sources. Journal of Theoretical and Applied Physics, Vol. 6 (2012). [17] Technical Data Sheet [online]. 2000 [cit. 2016-1-15]. SG2525A. Dostupné z WWW: http://www.st.com/web/en/resource/technical/document/datasheet/CD 00000958.pdf [18]
Datasheet
[online].
1998
[cit.
2016-1-10].
IRFR/U024N
datasheet.
Dostupné z WWW: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irfr024n.pdf
53
Přílohy
Příloha č. 1: Návrh desky plošných spojů řídicí části – obrazec plošného spoje
Příloha č. 2: Návrh desky řídicí části – osazovací plán strany součástek
54
Příloha č. 3: Kompletní zapojení silové části 55
Příloha č. 4: Silová část zdroje - osazovací plán strany spojů
56
Příloha č. 5: Silová část zdroje - osazaovací plán strany součástek
57
Příloha č. 6: Výbojka při výkonu 93 W
Příloha č. 7: Výbojka při výkonu 250 W
58
Příloha č. 8: Výbojka při výkonu 400 W
Příloha č. 9: Pracoviště při měření 59
Příloha č. 10: Generátor s osazenou navrženou řídicí částí
Příloha č. 11: Generátor s osazenou navrženou řídicí částí 60
