Rok / Year: 2013
Svazek / Volume: 15
Číslo / Issue: 4
Dielektrická rezonátorová anténní řada na bázi vlnovodu integrovaného do substrátu Dielectric resonator antenna array based on substrate integrated waveguide Petr Kubín, Tomáš Mikulášek
[email protected],
[email protected] Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně
Abstrakt: Tento článek pojednává o dielektrické rezonátorové anténní řadě napájené pomocí vlnovodu integrovaného do substrátu. Hlavní výhodou využití vlnovodu integrovaného do substrátu jako napáječe antény jsou jeho téměř nulové vyzařovací ztráty. Anténní řada 2x2 byla navržena pomocí programu ANSYS HFSS na frekvenci 10 GHz. Funkčnost antény byla následně ověřena měřením. Článek obsahuje porovnání simulovaných a změřených parametrů anténní řady. Vyrobená anténa dosahuje na pracovním kmitočtu šířky pásma 570 MHz pro činitel odrazu S11 menší než -10 dB a zisku 12,1 dBi.
Abstract: This article deals about a dielectric resonator antenna array based on substrate integrated waveguide. The main advantage of using substrate integrated waveguide is his almost zero radiation losses. A 2x2 antenna array was designed in the ANSYS HFSS at 10 GHz. The functionality of antenna was subsequently verified by measurement. The article contains comparing simulated and measured parameters antenna array. Made antenna has operating frequency bandwidth of 570 MHz for the reflection coefficient S11 lower than -10 dB and the gain 12,1 dBi.
VOL.15, NO.4, AUGUST 2013
Dielektrická rezonátorová anténní řada na bázi vlnovodu integrovaného do substrátu Petr Kubín, Tomáš Mikulášek Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Email:
[email protected],
[email protected]
Abstrakt – Tento článek pojednává o dielektrické rezonátorové anténní řadě napájené pomocí vlnovodu integrovaného do substrátu. Hlavní výhodou využití vlnovodu integrovaného do substrátu jako napáječe antény jsou jeho téměř nulové vyzařovací ztráty. Anténní řada 2×2 byla navržena pomocí programu ANSYS HFSS na frekvenci 10 GHz. Funkčnost antény byla následně ověřena měřením. Článek obsahuje porovnání simulovaných a změřených parametrů anténní řady. Vyrobená anténa dosahuje na pracovním kmitočtu šířky pásma 570 MHz pro činitel odrazu S11 menší než –10 dB a zisku 12,1 dBi.
1 Úvod S rozvojem bezdrátových komunikací a přibývajícími bezdrátovými službami roste potřebná šířka pásma přenášených signálů. Z tohoto důvodu se oblast využití přesouvá do kmitočtových pásem centimetrových a milimetrových vln. Tyto pásma jsou mnohem méně užívané, než pásma s nižšími kmitočty. Vhodným přenosovým vedením v těchto kmitočtových pásmech je vlnovod integrovaný do substrátu (z angl. Substrate Integrated Waveguide, dále jen SIW) [1]. Struktura SIW se využívá v mnoha praktických případech pro návrh kmitočtových filtrů, děličů výkonu ale i antén. Typickým příkladem je štěrbinová anténa [2]. Pomocí štěrbin umístěných na struktuře SIW můžeme budit i dielektrické rezonátory (dále jen DR) [3]. Konvenční planární antény se vzrůstajícím kmitočtem ztrácejí kvůli zvyšujícím se vodivostním ztrátám vyzařovací účinnost. Na rozdíl od nich dielektrické rezonátorové antény (dále jen DRA) nevykazují žádné vodivostní ztráty uvnitř DR a proto mají na vysokých kmitočtech vyšší vyzařovací účinnost [4]. Navíc DRA mají větší šířku pracovního pásma než planární antény a menší rozměr než reflektorové a trychtýřové antény. Nicméně ve srovnání s planárními anténami je jejich výroba více cenově i časově náročná. Se zvyšujícím se kmitočtem se zmenšuje rozměr DR a proto je výroba čím dál složitější a technologicky náročnější. V článku je probrán návrh malé dielektrické rezonátorové anténní řady napájené pomocí struktury SIW. Využití struktury SIW pro buzení DR tvoří dobrý kompromis mezi napájením konvenčním kovovým vlnovodem, který je drahý na výrobu, a mikropáskovým napájením, které má značné vyzařovací ztráty.
Prokov s
dr
Dielektrický substrát εr
εr we
h
w
h
Obrázek 1: Struktura SIW a ekvivalentní konvenční vlnovod. dielektrického substrátu a krajní stěny jsou tvořeny dvěma vodorovnými řadami prokovů. Takto je vytvořen konvenční vlnovod v planární formě. SIW vykazuje podobné vlastnosti jako běžný kovový vlnovod, včetně rozložení elektromagnetického pole. Na rozdíl od konvenčního vlnovodu se ve struktuře SIW mohou šířit pouze vidy TEm0. Ostatní vidy mají velké ztráty vyzařováním způsobené mezerami mezi prokovy [1]. Hlavní výhodou struktury SIW oproti konvenčním kovovým vlnovodům je její levná výroba, která se neliší od běžné výroby desky plošných spojů, a snadná integrace s ostatními obvody v planární formě. Z hlediska menší výpočetní náročnosti a ušetření výpočetního času se používá pro simulaci struktury SIW její ekvivalentní vlnovod s pevnými stěnami. Na obrázku 1 je zobrazena struktura SIW s šířkou w a vlnovod s ekvivalentními vlastnosti s šířkou we. Ekvivalentní šířku pro vid TE10 získáme pomocí vztahu
we
c , 2 f krit r
(1)
kde fkrit je kritický kmitočet vlnovodu a c je rychlost světla ve vakuu. Vztah mezi ekvivalentní šířkou vlnovodu we a šířkou SIW w je [1]
we w 1,08
d p2 s
0,1
d p2 w
,
(2)
kde w je vzdálenost mezi řadami prokovů, dp je průměr prokovů a s je vzdálenost dvou sousedních prokovů. Uvedený vztah má chybu menší než jedno procento za dodržení podmínky
2 Návrh vlnovodu integrovaného do substrátu Pro napájení anténní řady byl zvolen vlnovod integrovaný do substrátu. Jeho horní a spodní stěna je tvořena pokovením
266
dp 1 s . 2 a w 5 dp
(3)
VOL.15, NO.4, AUGUST 2013
3 Vlastnosti dielektrického rezonátoru
z
DR se vyrábí z vysoce jakostního dielektrika, které má ztrátový činitel tg δ v rozmezí od 10-4 do 10-3 a relativní permitivitu εr v řádu desítek. DR může být proveden v různých geometrických tvarech: válec, polokoule, kvádr, a další. Rezonanční frekvence DR závisí jak na jeho tvaru, tak na relativní permitivitě použitého materiálu. Pro návrh antény byly použity DR s kvádrovým tvarem pro jejich snadnou výrobu. Na obrázku 2(b) je zobrazen pravoúhlý dielektrický rezonátor umístěný na zemnící ploše. Tato plocha se pro vidy x y a TE111 chová jako elektrická stěna. Proto je DR umísTE111 těný na zemnící ploše s výškou hr = b/2 ekvivalentní k izolovanému DR s výškou b, který je zobrazen na obrázku 2(a). Pro výpočet rezonanční frekvence DR umístěného na zemnící ploše je tedy možné využít stejné vztahy jako pro izolovaný DR [5]. Vektorové rozložení elektrického pole odpovídající vidu TE111 pro DR umístěný na zemnící ploše s rozměry DR hr = 5,08 mm, a = 7,00 mm a d = 4,70 mm je zobrazeno na obrázku 3. x Rezonanční frekvence vidu TE111 pravoúhlého dielektrického rezonátoru lze pomocí dielektrického modelu vlnovodu určit jako [6]
f0
c 2 r
ky
m n , kz , a b
k x2 k y2 kz2 ,
k d kx tan x 2
(4)
kx2
,
b
x hr = b/2
a
a d
d a)
b)
Obrázek 2: Pravoúhlý dielektrický rezonátor: a) izolovaný, b) umístěný na zemnící ploše.
Obrázek 3: Vektorové zobrazení rozložení elektrického pole pro vid TE111. Tabulka 1: Vypočítané rozměry pro různé délky stran DR a simulované hodnoty rezonančního kmitočtu.
(6)
kde εr je relativní permitivita použitého dielektrického materiálu, a, b, d jsou délky stran dielektrického rezonátoru a kx, ky, kz jsou vlnová čísla. Aby bylo vlnové číslo kx reálné, musí být dodržena podmínka [6]
r k02 k y2 kz2 .
y
x
(5)
r 1 k02
z
Zemnící plocha
y
Vypočtené rozměry DR
Simulovaný rez. kmitočet DR
hr [mm] a [mm] d [mm]
fsim [GHz]
5,08
6,50
5,81
10,145
5,08
7,00
4,70
10,198
5,08
8,00
3,58
10,244
5,08
9,00
2,98
10,270
3.1 Buzení dielektrických rezonátorů (7)
Pro DR byl zvolen substrát Rogers 6010 s relativní permitivitou εr = 10,2 a ztrátovým činitelem tg δ = 0,0023. Zvolený substrát se vyrábí pouze v maximální tloušťce h = 2,54 mm, což je nedostačující k dodržení podmínky (7). Proto byla zvolena tloušťka DR hr = 5,08 mm, která odpovídá dvojnásobku tloušťky použitého substrátu. V návrhu byl zanedbán vliv tloušťky a permitivity lepidla potřebného k slepení dvou částí DR. DR byly navrhovány na pracovní kmitočet 10 GHz. V tabulce 1 jsou uvedeny vypočtené rozměry DR podle vztahů (4), (5) a (6) pro různě zvolenou délku a a jejich hodnoty rezonanční frekvence získané pomocí programu ANSYS HFSS. Z výsledků je patrné, že při zvětšování délky strany a roste odchylka v rezonanční frekvenci získané pomocí simulace. Chyba výpočtu se tedy zvětšuje s rostoucí stranou a, nicméně přesnost výpočtu je dostačující pro získání počátečních rozměrů DR.
Vazba mezi DR a strukturou SIW je realizována pomocí vazební štěrbiny. Tato štěrbina může být umístěna na vlnovodu podélně nebo příčně, jak je zobrazeno na obrázku 4. Velikost vazby se ovlivňuje délkou a umístěním štěrbiny. Pro návrh anténní řady je výhodnější konfigurace s podélnou štěrbinou. Hlavní výhodou této konfigurace je menší velikost výsledné anténní řady. Tato konfigurace má totiž jednotlivé DR od sebe vzdáleny o polovinu vlnové délky, na rozdíl od konfigurace s příčnou štěrbinou, kde DR musí být od sebe vzdáleny o celou vlnovou délku tak, aby byly ve fázi, jak je patrné z obrázku 4.
4 Návrh a modelování anténní řady 2×2 Anténní řada 2×2 zobrazena na obrázku 5 byla navrhnuta na dielektrickém substrátu Rogers RT5880 s relativní permitivitou εr = 2,2 a ztrátovým činitelem tg δ = 0,0009. Jelikož má struktura SIW téměř stejné vlastnosti jako konvenční vlnovod,
267
VOL.15, NO.4, AUGUST 2013 λ/4
λ/2
λ/2
Štěrbina
DR
Rozložejí elektro-magnetického pole ve vlnovodu Štěrbina
DR
λ/2
λ
Obrázek 6: Činitel odrazu S11 anténní řady na bázi SIW a s ekvivalentním vlnovodem.
Obrázek 4: Umístění DR na struktuře SIW.
lzem ls w
s
ys xs
dp
ws lm L
wzem d
dpin
pSMA lvSMA
a lv
hr
Obrázek 5: Anténní řada 2×2 s konvenčním vlnovodem.
h dteflon
anténa byla nejdříve simulována s pevnými vodivými stěnami. Přepočet na strukturu SIW podle vztahů (2) a (3) byl proveden až na samotném konci návrhu. Návrh antény byl rozdělen do dvou částí. Nejprve byla navrhnuta samotná anténní řada 2×2 a poté byl k této anténní řadě připojen vyladěný napájecí Y-článek. Anténní řada byla navrhnuta na pracovní kmitočet 10 GHz. Pro tento pracovní kmitočet byl zvolen kritický kmitočet vlnovodu 7,78 GHz, pro který vychází šířka konvenčního vlnovodu we = 13 mm. Napájecí Y-článek byl laděn pomocí změny délky L, což je délka mezi koncem napájecího vlnovodu a prvním prokovem společné stěny. Vzdálenost dvou ramen Y-článku byla volena s ohledem na to, aby po konverzi na strukturu SIW měly ramena společnou prostřední stěnu vlnovodu. Následovně byl k napájecímu Y-článku připojen přechod z koaxiálního vedení (SMA konektor) na vlnovod, který byl laděn změnou vzdálenosti SMA konektoru od zkratu vlnovodu. Výhodou tohoto přechodu je nulové parazitní vyzařování. Aby byly DR správně vybuzeny, byla první štěrbina usazena do vzdálenosti λg/4 od zkratu vlnovodu. Druhá štěrbina ve stejné větvi je od první štěrbiny vzdálena o λg/2. Ladění anténní řady na pracovní kmitočet 10 GHz bylo prováděno změnou parametrů štěrbin a DR. Pro výchozí ladění anténní řady byl vybrán DR z tabulky 1 s rozměry hr = 5,08 mm, a = 8,00 mm, d = 3,58 mm. Anténní řada byla simulována v programu ANSYS HFSS. Po naladění antény na pracovní kmitočet 10 GHz byla provedena konverze na strukturu SIW pomocí uvedených vztahů (2) a
Obrázek 7: Anténní řada 2×2 na bázi SIW. Tabulka 2: Rozměry anténní řady 2×2 na bázi SIW (rozměry jsou uvedeny v mm).
a hr d lm w h lv xv dp s
DR 8,41 5,08 4,30 16,00 SIW 13,74 0,79 53,32 0,71 1,00 1,50
Štěrbina ls 8,00 ws 1,40 ys 8,00 xs 4,20 Y-článek L 15,60 lvSMA 14,90
SMA konektor pSMA 10,42 dpin 1,27 dteflon 4,13 Zemnící plocha lzem 113,00 wzem 46,00
(3). Výsledný průběh činitele odrazu S11 před a po konverzi na strukturu SIW je zobrazen na obrázku 6. Zde je patrné, že konverze na strukturu SIW má na průběh činitele odrazu jen nepatrný vliv a oba průběhy vykazují téměř naprostou shodu. Výsledný model se strukturou SIW je zobrazen na obrázku 7. Rozměry anténní řady jsou uvedeny v tabulce 2.
268
VOL.15, NO.4, AUGUST 2013 Směrové charakteristiky vyrobené anténní řady byly změřeny pomocí stejného vektorového obvodového analyzátoru, jaký byl použit pro měření činitele odrazu. Směrové charakteristiky získané simulací a měřením jsou zobrazeny v rovině E na obrázku 10 a v rovině H na obrázku 11. Anténní řada má potlačení bočních laloků v rovině E přibližně –18 dB a v rovině H –29 dB Při simulaci bylo dosaženo zisku anténní řady 12,6 dBi. Změřená hodnota zisku je 12,1 dBi. V simulaci byly zanedbány vodivostní ztráty, které mohou být příčinou snížení zisku antény.
Obrázek 8: Pohled shora a zdola na vyrobenou anténní řadu.
5 Experimentální výsledky Za účelem ověření simulovaných výsledků byla anténní řada vyrobena a změřena. Deska anténní řady byla vyrobena pomocí PCB leptací technologie. Rozměr anténní řady je 11,3 cm × 4,6 cm. Po vyleptání byly na desku pomocí 50µm oboustranné lepicí pásky přilepeny dielektrické rezonátory, které byly zhotoveny a slepeny ze dvou částí materiálu uvedeného v kap. 3. Vyrobená anténní řada je zobrazena na obrázku 8. Měření činitele odrazu vyrobené anténní řady bylo provedeno pomocí vektorového obvodového analyzátoru Rohde&Schwarz ZVA67. Průběh činitele odrazu simulované a změřené anténní řady je zobrazen na obrázku 9. Pro hodnotu činitele odrazu menší než –10 dB je šířka pracovního pásma rovna 570 MHz. Tato šířka pásma se shoduje se simulovanou hodnotou. Vyrobená anténní řada je mírně rozladěná s minimem činitele odrazu na kmitočtu 9,94 GHz. Toto rozladění mohlo být způsobeno zanedbáním tloušťky lepidla potřebného k přilepení DR, zanedbáním výrobní tolerance použitého dielektrického materiálu, tolerancí výroby (nepřesné odleptání budících štěrbin, které vytvořilo zaoblené rohy štěrbin), a také nepřesností výroby jednotlivých DR, které byly slepované ze dvou částí dielektrického materiálu.
Obrázek 10: Vyzařovací charakteristika v rovině E.
Obrázek 11: Vyzařovací charakteristika v rovině H.
6 Závěr V článku byl popsán návrh a realizace dielektrické rezonátorové anténní řady s 2×2 prvky napájené vlnovodem integrovaným do substrátu. Anténní řada byla navrhnuta a laděna v simulačním programu ANSYS HFSS a následně vyrobena a proměřena. Ze změřených hodnot jde vidět velice dobrá shoda se simulací. Prezentovaná anténní řada může být použita v mnoha aplikacích sahajících až do pásma milimetrových vln.
Poděkování
Obrázek 9: Činitel odrazu S11 anténní řady 2×2.
Tento příspěvek vznikl za podpory projektu CZ.1.07/2.3.00/20.0007 WICOMT, financovaného z operačního programu Vzdělávání pro konkurenceschopnost. Popsaný výzkum byl realizován v laboratořích podpořených z projektu SIX; registrační číslo CZ.1.05/2.1.00/03.0072, operační program Výzkum a vývoj pro inovace.
269
VOL.15, NO.4, AUGUST 2013
Literatura [1] XU, F., WU, K. Guided-wave and leakage characteristics of substrate integrated waveguide. IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques. 2005, vol. 53, no. 1, p. 66–73. [2] SEDLÁČEK, P., MIKULÁŠEK, T. Štěrbinová anténní řada na bázi vlnovodu integrovaného do substrátu. Elektrorevue. 2012, č. 61, s. 1–5. [3] WAHAB, W.M.A., BUSUIOC, D., SAFAVI-NAEINI, S. Low cost planar waveguide technology-based dielectric resonator antenna (DRA) for millimeter-wave applications: analysis, design, and fabrication. IEEE Trans. Antennas Propag. 2010, vol. 58, no. 8, p. 2499–2507.
[4] MONGIA, R.K., ITTIPIBOON, A., CUHACI, M. Measurement of radiation efficiency of dielectric resonator antennas. IEEE Microwave Guided Wave Letter. 1994, p. 80–82. [5] LUK, K.M., LEUNG, K.W. Dielectric Resonator Antennas. Philadelphia, PA 19106, USA: Institute of Physics PUBLISHING, 2003. ISBN 0-86380-263-X. [6] MONGIA, R.K., ITTIPIBOON, A. Theoretical and experimental investigations on rectangular dielectric resonator antennas. IEEE Trans. Antennas Propag. 1997, vol. 45, no. 9, p. 1348–1356.
270
