eské vysoké u£ení technické v Praze Fakulta elektrotechnická katedra kybernetiky
DIPLOMOVÁ PRÁCE AC/DC m¥ni£ výkonu pro tepelné zdroje ve zdravotnictví
Studijní obor: Biomedicínské inºenýrství
Autor: Bc. Zden¥k Lehman Vedoucí práce: Ing. Tomá² Haubert
Praha, 2014
Czech technical university in Prague Faculty of electrical engineering Department of cybernetic
MASTER THESIS Design of AC/DC Converter for Thermal Sources in Medicine
Branch of study: Biomedical engineering
Autor: Bc. Zden¥k Lehman Thesis advisor: Ing. Tomá² Haubert
Prague, 2014
České vysoké učení technické v Praze Fakulta elektrotechnická Katedra kybernetiky
ZADÁNÍ DIPLOMOVÉ PRÁCE Student:
Bc. Zdeněk L e h m a n
Studijní program:
Biomedicínské inženýrství a informatika (magisterský)
Obor:
Biomedicínské inženýrství
Název tématu:
Návrh AC/DC měniče výkonu pro tepelné zdroje ve zdravotnictví
Pokyny pro vypracování: 1. Proveďte rešerši AC/DC měničů s korekcí účiníku a porovnejte jejich nežádoucí vlivy na napájecí síť v porovnání s klasickými AC/DC měniči. 2. V prostředí MATLAB/Simulink vytvořte model zvoleného měniče do výkonu 3kW, navrhněte řízení a synchronizaci s napájecí sítí. 3. Na základě modelu navrhněte schéma zapojení v programu EAGLE pro tento měnič s užitím procesoru Freescale Kinetis řady K60. 4. Do tohoto procesoru implementujte navržené řízení a porovnejte reálný měnič s modelem.
Seznam odborné literatury: [1] Mohan, N.: First Course on Power Electronics and Drives University on Minnesota, Minneapolis, MN, USA, 2003. [2] Trzynadlowski, M. A.: Introduction to Modern Power Electronics. John Wiley & Sons, 2010.
Vedoucí diplomové práce: Ing. Tomáš Haubert Platnost zadání: do konce letního semestru 2014/2015
L.S. doc. Dr. Ing. Jan Kybic vedoucí katedry
prof. Ing. Pavel Ripka, CSc. děkan V Praze dne 10. 1. 2014
Abstrakt
Diplomová práce pojednává o návrhu m¥ni£e výkonu do 3kW pro tepelné zdroje ve zdravotnictví. Poºadavkem je plynulá regulace výstupního výkonu a korekce ú£iníku. V teoretické £ásti je popsána problematika elektromagnetického ru²ení, jednotlivé topologie spínaných m¥ni£· a principy korekce ú£iníku. V druhé £ásti je vybrán nejvhodn¥j²í typ m¥ni£e, který je modelován v programu MATLAB/Simulink. V modelu je m¥ni£ dopln¥n o obvod aktivní korekce ú£iníku a regulátoru výkonu. V dal²í £ásti je navrºeno schéma reálného obvodu s galvanickým odd¥lením °ídící logiky. Je také popsán výb¥r vhodných komponent a návrh pro výrobu prototypového obvodu. V poslední £ásti je porovnání Simulinkového modelu s prototypem.
Abstrakt
This thesis deals about design of the power converter to 3kW for heater source in medicine. The requirement is continuous control of output power and factor corection.The theoretical part describes the issue of electromagnetic interference, dierent topologies of switching power converters principles and power factor correction. In second part is selected the most suitable type converter, witch is modeling in program MATLAB/Simulink. In the model the converter is completed by circuit of active power factor correction and power control. In the next part the scheme of real circuit with galvanic isolation control logic is desiged. In thesis is also descriebed selection of suitable components and design for production prototype circuit. In the last part Simulink model is compared with prototyp circuit.
iv
Klí£ová slova: AC/DC m¥ni£, Korekce ú£iníku, Tepelný zdroj
Keywords: AC/DC converter, Power Factor Correction, Heater source
v
Prohlá²ení: Prohla²uji, ºe jsem p°edloºenou práci vypracoval samostatn¥ a ºe jsem uvedl ve²keré pouºité informa£ní zdroje v souladu s Metodickým pokynem o dodrºování etických princip· p°i p°íprav¥ vysoko²kolských záv¥re£ných prací. V Praze dne_______________
__________________ podpis
vi
Pod¥kování: D¥kuji vedoucímu panu Ing.Tomá²ovi Haubertovi za metodickou a odbornou pomoc, dále panu Ing. Janu Bauerovi a panu Ing. Vítu Hlinovskému, CSc. za odbornou pomoc a poskytnutí testovací laborato°e. V neposlední °ad¥ bych cht¥l pod¥kovat p°átel·m a rodin¥ za motivaci, podporu a rady.
vii
Obsah
1 Úvod
1
2 Elektromagnetické ru²ení, jeho zdroje a ohroºení medicínské techniky 2 2.1
Elektromagnetické ru²ení
2.2
Druhy ru²ení
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2
2.3
Elektromagnetická kompatibilita
2.4
Citlivé p°ístroje léka°ské techniky
. . . . . . . . . . . . . . . . . .
4
. . . . . . . . . . . . . . . . .
5
3 AC/DC m¥ni£e
6
3.1
Ú£iník . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
6
3.2
Korekce ú£iníku . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
7
3.3
3.2.1
Pasivní korektory ú£iníku
. . . . . . . . . . . . . . . . . .
9
3.2.2
Aktivní korektory ú£iníku . . . . . . . . . . . . . . . . . .
9
Klasické m¥ni£e . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
12
3.3.1
Sniºující m¥ni£ (Buck Converter) . . . . . . . . . . . . . .
12
3.3.2
Zvy²ující m¥ni£ (Boost Converter)
3.3.3
Invertující m¥ni£ (Buck - Boost Converter)
3.3.4
Sniºující m¥ni£ s transformátorem
3.3.5
Zvy²ující m¥ni£ s transformátorem (Flyback Converter)
.
15
3.3.6
Protitaktní m¥ni£ (Push - Pull Converter) . . . . . . . . .
16
3.3.7
. . . . . . . . . . . . .
14
. . . . . . . . . . . . .
15
Dvou£inný m¥ni£ s kapacitními d¥li£i (Half-Bridge Converter) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3.3.8 3.4
16
Dvou£inný m¥ni£ se £ty°mi spína£i (Full - Bridge Converter) 17
Rezonan£ní m¥ni£e . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
18
3.4.1
Sériový rezonan£ní m¥ni£ (Serial Resonant Converter)
. .
18
3.4.2
Paralelní rezonan£ní obvod (Parallel Resonant Converter)
19
3.4.3
Sério - paralelní rezonan£ní m¥ni£ (Series Parallel Resonant Converter)
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
21
LLC rezonan£ní m¥ni£ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
22
Výb¥r m¥ni£e . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
23
3.4.4 3.5
13
. . . . . . . .
4 Model m¥ni£e
24
4.1
Výpo£et parametr· a volba sou£ástek
. . . . . . . . . . . . . . .
24
4.2
Model sniºujícího m¥ni£e . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
25
4.3
4.2.1
Matematický popis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
26
4.2.2
Sniºující m¥ni£
27
4.2.3
Generátor signálu PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
27
4.2.4
Uzav°ená smy£ka sniºujícího m¥ni£e
. . . . . . . . . . . .
28
4.2.5
Hledání pr·chodu nulou . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
28
4.2.6
Výpo£et výkonu
Regulátor
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
29
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
29
4.3.1
P°echodová charakteristika modelu . . . . . . . . . . . . .
29
4.3.2
P°ímovazební regulátor
. . . . . . . . . . . . . . . . . . .
31
4.3.3
Zp¥tnovazební integra£ní regulátor . . . . . . . . . . . . .
31
4.4
Celý model
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
32
4.5
Modelované pr·b¥hy . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
33
viii
5 Návrh plo²ného spoje 5.1
34
5.1.1
Volba usm¥r¬ovacích diod . . . . . . . . . . . . . . . . . .
34
5.1.2
Filtra£ní kondenzátor
34
5.1.3
Volba výkonového tranzistoru . . . . . . . . . . . . . . . .
35
5.1.4
Volba induk£nosti
35
5.1.5
5.3
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Problematika nap¥´ových ²pi£ek induk£nosti a volba zp¥tné diody
5.2
34
Návrh výkonové £ásti . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
35
5.1.6
Volba výstupního kondenzátoru . . . . . . . . . . . . . . .
37
5.1.7
Odru²ovací kondenzátor . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
37
Návrh m¥°ící a budící £ásti
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
37
5.2.1
M¥°ení nap¥tí . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
38
5.2.2
M¥°ení proudu
5.2.3
Budi£ MOS tranzistoru
5.2.4
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
39
Napájení
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
40
P°ipojení vodi£·
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
40
6 Firmware 6.1
39
. . . . . . . . . . . . . . . . . . .
41
Vy£ítání dat AD p°evodníkem
. . . . . . . . . . . . . . . . . . .
41
6.1.1
Filtrace dat . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
42
6.1.2
Kalman·v ltr
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
42
6.2
Ovládání PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
43
6.3
Asynchroní sériová komunikace
. . . . . . . . . . . . . . . . . . .
44
6.4
Program . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
44
7 Testování a výsledky
45
7.1
P°evodní charakteristika . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
7.2
Pr·beh nap¥tí a proudu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
46
7.3
Regulace . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
47
7.4
M¥°ení ú£innosti
47
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
8 Záv¥r
45
49
P°ílohy
ix
Seznam obrázk· 1
Klasi kace ru²ivých signál· [8]
. . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3
2
Klasi kace ru²ivých signál· [4]
. . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4
3
P°ehled r·zných termín· EMC, podmínek m¥°ení a zkou²ek[4]
.
5
4
Fázový posuv mezi nap¥tím a proudem [5] . . . . . . . . . . . . .
7
5
Vzájemný p°epo£et výkon· pomocí Pythagorova v¥ty [5] . . . . .
7
6
Prub¥h nap¥tí a proudu odporové zát¥ºe a jeho harmonické [6]
8
7
Prub¥h vstupního nap¥tí a proudu spínaného zdroje bez korekce
.
ú£iníku a jeho harmonické [6]
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
8
Pasivní korektory ú£iníku [3]
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
9
9
Aktivní korektory ú£iníku [3]
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
10
10
Pr·b¥h okamºitého a st°edního proudu aktivního spojitého re-
8
ºimu PFC [3] 11
ºimu PFC [3] 12
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
10
Pr·b¥h okamºitého a st°edního proudu aktivního kritického re. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
11
Pr·b¥h okamºitého a st°edního proudu aktivního nespojitého reºimu PFC [3]
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
12
13
Schéma sniºujícího m¥ni£e a jeho typické pr·b¥hy[3]
. . . . . . .
13
14
Schéma sniºujícího m¥ni£e a jeho typické pr·b¥hy [3] . . . . . . .
14
15
Schéma sniºujícího m¥ni£e a jeho typické pr·b¥hy [3] . . . . . . .
14
16
Schéma sniºujícího m¥ni£e s transformátorem [3]
15
17
Schéma zvy²ujícího m¥ni£e s transformátorem [3] . . . . . . . . .
15
18
Schéma protitaktního m¥ni£e [3]
16
19
Schéma dvou£iného m¥ni£e s kapacitními d¥li£i [3]
. . . . . . . .
17
20
Schéma dvou£iného m¥ni£e se £ty°mi spína£i [3] . . . . . . . . . .
17
21
Schéma sériového rezonan£ního m¥ni£e [3] . . . . . . . . . . . . .
18
22
P°enosová charakteristika sériového rezonan£ního m¥ni£e [3] . . .
19
23
Schéma paralelního rezonan£ního m¥ni£e [3] . . . . . . . . . . . .
20
24
P°enosová charakteristika paralelního rezonan£ního m¥ni£e [3] . .
20
25
Schéma serio - paralelního rezonan£ního m¥ni£e [3] . . . . . . . .
21
26
P°enosová charakteristika serio - paralelního rezonan£ního m¥ni£e[3] 21
27
Schéma LLC rezonan£ního m¥ni£e [3] . . . . . . . . . . . . . . . .
22
28
P°enosová charakteristika LLC rezonan£ního m¥ni£e [3]
22
29
Graf funkce pro výpo£et minimální hodnoty induk£nosti . . . . .
25
30
Schéma sniºijícího m¥ni£e [7]
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
26
31
Funk£ní stavy sniºijícího m¥ni£e [7] . . . . . . . . . . . . . . . . .
26
32
Simulinkové zapojení sniºujícího m¥ni£e
. . . . . . . . . . . . . .
27
33
Principielní schéma generování PWM v simulinku . . . . . . . . .
27
34
Uzav°ena smy£ka smiºujícího m¥ni£e v Simulinku
28
35
Hledání pr·chodu nulou, výpo£et °ídícího signálu v simulinku
36
Výpo£et výkonu v simulinku
37
P°echodová charakteristika modelu - vstup na výkon . . . . . . .
30
38
Identi kace p°echodové charakteristiky . . . . . . . . . . . . . . .
30
39
Model p°ímovazebního regulátoru v simulinku . . . . . . . . . . .
31
40
Model zp¥tnovazebního integra£ního regulátoru v simulinku . . .
32
41
Model v simulinku
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
32
42
Pr·b¥h poºadovaného a reálného výkonu v modelu . . . . . . . .
33
43
Pr·b¥h vstupního nap¥tí, výstupního nap¥tí a proudu v modelu
33
44
Schéma odporového d¥li£e . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
38
. . . . . . . . .
. . . . . . . . . . . . . . . . . .
. . . . .
. . . . . . . . .
28
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
29
x
45
Zapojení sníma£e nap¥tí . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
39
46
Blokové schéma vy£ítání ADC pomocí DMA
. . . . . . . . . . .
41
47
Mechanizace Kalmanova ltru [22]
. . . . . . . . . . . . . . . . .
42
48
Test Kalmanova ltru v programu Simulink . . . . . . . . . . . .
43
49
Diagram programu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
44
50
P°evodní charakteristika vstup/výkon
45
51
Pr·b¥hy vstupního (ºlutá), výstupního(zelená) nap¥tí a proudu(modrá) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
46
52
Charakteristika poºadovaného a reálného výkonu . . . . . . . . .
47
53
Pr·b¥h m¥°ení ú£innosti . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
48
xi
. . . . . . . . . . . . . . .
Seznam tabulek 1
Obecné schéma p·sobení t°í základních prvk· EMI . . . . . . . .
2
2
Koe cienty identi kace p°echodové funkce . . . . . . . . . . . . .
31
3
Maximální provozní parametry v obvodu . . . . . . . . . . . . . .
34
4
Odhad velikosti vstupního kondenzátoru . . . . . . . . . . . . . .
35
5
Koe cienty identi kace p°echodové funkce . . . . . . . . . . . . .
46
xii
1
Úvod
V dne²ním sv¥t¥, kde jsou nance £asto na prvním míst¥, je spot°eba elektrické energie a ú£innost elektrických p°ístroj· velmi d·leºitá. Kaºdý den se v nemocnicích pouºívají elektrické p°ístroje, které spot°ebují mnoho energie. ím více je takových p°ístroj·, tím více energie spot°ebují a tím více my zaplatíme. Proto se snaºíme, aby p°ístroje fungovaly s co nejv¥t²í ú£inností a pracovaly pouze tak, jak je ú£elné. Moºným °e²ením, jak zvý²it ú£innost, je eliminovat stavy, kdy p°ístroj pracuje nad poºadovanou úrove¬. Pokud se zam¥°íme na tepelné zdroje, kterých je v nemocni£ním prost°edí mnoho, u²et°ime, kdyº budeme oh°ívat medium pouze na teplotu, kterou poºadujeme, bez zbyte£ných p°ekmit·. Ve v¥t²in¥ sou£asných tepelných zdroj· pro oh°ev média (voda, vzduch) s regulací teploty, je regulace dvoustavová. Díky tepelné setrva£nosti, pracuje takové za°ízení s hysterezí. Pokud je výkon topného t¥lesa n¥kolikrát vy²²í, neº je pot°eba pro udrºení poºadované teploty, hystereze je v¥t²í. Abychom docílili hystereze co nejmen²í, je ideálním °e²ením plynulé nastavení výkonu topného t¥lesa. Tato diplomová práce se zabývá návrhem m¥ni£e výkonu, který dokáºe plynule m¥nit výkon topné spirály. M¥ni£ výkonu je ur£en pro pouºití v nemocni£ním prost°edí, kde je mnoho p°ístroj·, které udrºují lidský ºivot. Aby nebyla ohroºena jejich funkce, m¥ni£ nesmí generovat vysokou úrove¬ elektromagnetického ru²ení, a proto je m¥ni£ navrhován s korekcí ú£iníku. Práce je rozd¥lena na 4 £ásti. První popisuje porovnání AC/DC m¥ni£· s korekcí ú£iníku a bez n¥j, druhá nazna£uje návrh modelu m¥ni£e s korekcí ú£iníku v prost°edí MATLAB/Simulink, t°etí se zabývá návrhem schématu zapojení v programu EAGLE s °ízením procesorem Freesscale Kinetis °ady K60 a v poslední £tvrté £ásti je popsáno oºivení m¥ni£e a porovnání výsledné funkce s modelem.
1
2
Elektromagnetické ru²ení, jeho zdroje a ohroºení medicínské techniky
2.1
Elektromagnetické ru²ení
EMI (Electromagnetic interference), neboli elektromagnetické ru²ení lze obecn¥ posuzovat jako jev, který neºádoucím zp·sobem ovliv¬uje normální funkce elektronického nebo elektrického za°ízení elektromagnetickou energií vyza°ovanou v kmito£tovém spektru od 0 Hz aº po 10GHz. Ovliv¬ování elektrických za°ízení v²ak není jedinou ovlivn¥nou skupinou. Elektromagnetické ru²ení se projevuje r·znými nep°íznivými ú£inky také na ºivotním prost°edí a proto se dnes povaºuje za problém nejen technický, ale i ekologický. Elektromagnetické ru²ení m·ºeme d¥lit podle n¥kolika kritérii 1. podle vzniku (a) ru²ení technické - vytvo°ené technickými prost°edky (b) ru²ení p°irozené 2. ze systémového hlediska (a) vn¥j²í - p·sobící na systém z okolního prost°edí, (b) mezisystémové - ru²ení mezi r·znými systémy, (c) vnit°ní, vnitrosystémové - ru²ení vzniká v samotném systému, který i ru²í. V následující tabulce je obecné schéma t°í základních prvk· v problematice elektromagnetického ru²ení. Zdroj ru²ení
Vazební médium
P°íjma£ ru²ení
Um¥lé zdroje:
Vzdu²ný prostor,
EKG, EEG, £íslicová
Elektrokautery, EMI,
elektrická energetická
technika, citlivé m¥°ící
RTG, de brilátory,
soustava, parazitní
p°ístroje,
motory, styka£e,
elektromagnetické
telekomunika£ní
elektroenergetické
vazby
soustavy, systémy
rozvody, výkonové
p°enosu dat, rozhlasové
polovodi£ové m¥ni£e,
a televizní p°íjma£e,
zá°ivky.
ºiví tvorové.
P°irozené zdroje: Slunce, atmosférické poruchy, blesky, galvanický ²um Tabulka 1: Obecné schéma p·sobení t°í základních prvk· EMI
2.2
Druhy ru²ení
Ru²ení m·ºeme obecn¥ rozd¥lit podle n¥kolika kriterií, do n¥kolika skupin. P°ehled rozd¥lení je vid¥t na následujícím obrázku.
2
Obrázek 1: Klasi kace ru²ivých signál· [8]
Pro tuto práci se zam¥°ím na nízkofrekven£ní a radiové ru²ení, které více rozvedu. Nízkofrekven£ní ru²ení se je²t¥ dále d¥lí na energetické a akustické. Energetické p·sobí v pásmu od 0Hz do 2000Hz a zp·sobuje deformaci napájecího nap¥tí a proudu. Za°ízení postiºené takovým ru²ením jsou zat¥ºována vy²ími harmonickými frekvencemi, coº ohroºuje jejich normální funkci. Elektronické sou£ástky jako nap°íklad kondenzátory mají men²í ºivotnost a dochází k vy²²ím tepelným ztrátám. Zdrojem elektromagnetického ru²ení je kaºdá nelineární zát¥º, odebírající z napájecí sít¥ deformovaný nesinusový proud. V sou£asné dob¥ jsou velkým zdrojem takového ru²ení v¥t²ina zdroj· s usm¥r¬ova£em. Akustické ru²ení je de nováno v pásmu niº²ím neº 1kHz a zp·sobuje hlavn¥ ru²ení p°enosových informa£ních a sd¥lovacích systém·. Tato ru²ení generují v²echny elektrické zdroje, zejména m¥ni£e s polovodi£ovými sou£ástkami, systémy £íslicového p°enosu dat a napájecí sít¥ o kmito£tu 50 - 400Hz. Radiové ru²ení se nalézá v pásmu od 9kHz do 400GHz a mezi hlavní zdroje takového ru²ení pat°í op¥t °ízené m¥ni£e s polovodi£ovými sou£ástkami. Typické pr·behy ru²ivých signál· jsou vid¥t na následujícím obrázku.
3
Obrázek 2: Klasi kace ru²ivých signál· [4]
2.3
Elektromagnetická kompatibilita
EMC (electromagnetic compatibility) je dle de nice schopnost za°ízení nebo systému fungovat vyhovujícím zp·sobem ve svém elektromagnetickém prost°edí bez vytvá°ení nep°ípustného elektromagnetického ru²ení pro cokoliv v tomto prost°edí. [1] Protoºe kaºdé za°ízení pracuje jinak a je jinak citlivé na elektromagnetické ru²ení, jsou de novány normy, které °adí za°ízení do skupiny elektromagnetické kompatibility. Státy de nují zákonem nebo vyhlá²kou, které normy musí být spln¥ny pro p°íslu²né za°ízení. Aby za°ízení spl¬ovalo v dané zemi normy na elektromagnetickou kompatibilitu, musí vyhov¥t ve dvou základních poºadavcích. Nesmí generovat v¥t²í neº povolené elektromagnetické ru²ení a nesmí být citliv¥j²í na elektromagnetické ru²ení, které norma de nuje. P°ehled r·zných termín· a zkou²ek EMC je vid¥t na následujícím obrázku.
4
Obrázek 3: P°ehled r·zných termín· EMC, podmínek m¥°ení a zkou²ek[4]
2.4
Citlivé p°ístro je léka°ské techniky
Lidské t¥lo je sloºeno z mnoha jednotlivých struktur, které spolu pot°ebují komunikovat. V lidském t¥le je n¥kolik komunika£ních kanál·, jeden z nich je elektrický. Elektrický signál se m¥°í mnohem lépe a rychleji, neº signál nap°íklad chemický. Nej£ast¥ji se m¥°í signály srdce - EKG, nebo mozku - EEG. Jejich nap¥´ové úrovn¥ jsou od 1µV aº po 100mV. Mají kmito£ty od 0 Hz do 10kHz. Navíc p°i m¥°ení nem·ºeme tyto zdroje proudov¥ zat¥ºovat, vstupní odpor m¥°ících zesilova£· musí být min 10MΩ. Takové podmínky jsou ideální pro superponování ru²ivých signál·. Moderní m¥°ící léka°ské p°ístroje obsahují n¥kolik ltr· pro ltrování ru²ivého signálu, ale £ím více signál vy ltrujeme (zmen²íme pásmo), tím více informací ztratíme. Nejlep²í °e²ení je negenerovat ru²ení. Jen pro p°íklad: nejednodu²í tyristorová regurace m·ºe p°i spínání generovat proudový impuls o rychlosti n¥kolik 10A/µs. Takový proudový impuls m·ºe citlivé za°ízení jako EKG, EEG ovlivnit na vzdálenost desítek metr·.
5
3
AC/DC m¥ni£e
AC/DC m¥ni£e se v dne²ní dob¥ nacházejí ve v¥t²in¥ za°ízení s procesorem, pokud k napájení vyuºívají st°ídavou napájecí sí´. Takových za°ízení je v nemocni£ním prost°edí v¥t²ina. Pro napájení °ídící logiky je pot°eba stejnosm¥rné stabilizované nap¥tí, stejnosm¥rné napájecí nap¥tí se také pouºívá pro pohon malých pohon·, nap°íklad infuzní pumpy. Napájecí sí´ je po celém sv¥t¥ v¥t²inou st°ídavá. To je dáno jednodu²²í výrobou - st°ídavé nap¥tí generuje p°ímo stator generátoru, jednodu²²ím p°enosem - nap¥tí je pomocí transformator· jednodu²e bez dal²ích sou£ástek transformováno na jiné a je vhodné i ke spot°eb¥ - vícefázové rozvody vytvo°í to£ivé magnetické pole, coº poºadujeme pro motory. Abychom dokázali spojit st°ídavou napájecí sí´ a stejnosm¥rné spot°ebi£e, musíme pouºít m¥ni£.
3.1
Ú£iník
Pro de nici ú£iníku nejprve popí²eme jednotlivé druhy výkon·.
Zdánlivý výkon S - jedná se o matematicky vytvo°enou veli£inu, která se v praxi nepouºívá, ale pro teorii elektrických obvod· má sv·j význam. Zdánlivý výkon je de nován sou£inem efektivní hodnoty nap¥tí U a fázového proudu I
S = U .I
(V.A)
(1)
Je to veli£ina, která souhrn¥ vyjad°uje poºadavky na nap¥´ové a proudové dimenzování jednotlivých £ástí elektromagnetického systému.
inný výkon P - je fyzikální veli£ina, která vyjad°uje mnoºství elektrické energie W p°enesené v £asovém intervalu T.
P =
W T
(W )
(2)
inný výkon m·ºeme také vypo£ítat z fázového posuvu
ϕ
nap¥tí U a
proudu I jako
P = U I cos(ϕ)
(W )
(3)
Jalový výkon Q - reprezentuje st°ídavou sloºku okamºitého výkonu, tj. energii periodicky se p°elévající mezi zdrojem a zát¥ºí. Tu vypo£ítáme jako sou£in efektivního nap¥tí U, fázového proudu I a sinu fázového posuvu
Q = U I sin(ϕ)
(V ar)
ϕ.
(4)
Pro lep²í p°edstavu fázového posuvu mezi proudem a nap¥tím slouºí následující obrázek.
6
Obrázek 4: Fázový posuv mezi nap¥tím a proudem [5]
V²echny t°i výkony, zdánlivý, £inný a jalový se dají vzájemn¥ vypo£ítat pomocí Pythagorovy v¥ty. Nákres je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 5: Vzájemný p°epo£et výkon· pomocí Pythagorova v¥ty [5]
Ú£iník
λje
významný ukazatel, vypo£ítaný jako pom¥r £inného výkonu P a
zdánlivého výkonu S. Pokud dosadíme za £inný výkon z rovnice (2), dostaneme, ºe ú£iník se rovná cos(ϕ) .
λ= 3.2
P U I cos(ϕ) = = cos(ϕ) S U.I
(−)
(5)
Korekce ú£iníku
Ú£iník je velmi d·leºitý v energetické soustav¥, kde ur£uje kolik £inného výkonu lze distribu£ní sítí p°enést. Nap°íklad jsou-li z téºe sít¥ napájeny dva odb¥ry,
λ= 1 a druhý λ = 0, 5, poté druhý bude moci odebírat pouze polovi£ní £inný výkon. zat¥ºující rozvodný systém stejným proudem, kde jeden pracuje s ú£iníkem To je d·vodem snahy o dosaºení ú£iníku pokud moºno blíºící se jedné. Pro dosaºení ú£iníku blíºící se jedné, poºadujeme aby vstupní nap¥tí i proud m¥li stejný tvar a byli ve fázi. V na²í distribu£ní síti je sinusové nap¥tí o frekvenci 50Hz. To p°edstavuje signál nesený pouze první harmonickou. Odebíraný
7
proud má tedy ideáln¥ také pouze první harmonickou. Taková zát¥º je vid¥t na následujícím obrázku (pouze ilustrativní frekvence 60Hz).
Obrázek 6: Prub¥h nap¥tí a proudu odporové zát¥ºe a jeho harmonické [6] Na následujícím obrázku je p°íklad vstupního nap¥tí a vstupního proudu spínaného zdroje bez korekce ú£iníku a jeho harmonické (pouze ilustrativní, frekvence 60Hz).
Obrázek 7: Prub¥h vstupního nap¥tí a proudu spínaného zdroje bez korekce ú£iníku a jeho harmonické [6] Na p°edchozím obrázku je vid¥t proud velice impulsního charakteru. Vstupní kondenzátor se nabijí na maximální nap¥tí a je £asto dimenzován tak, aby jeho energie vydrºela okolo maximální hodnoty nap¥tí aº do dal²í p·lperiody. pi£kový proud je tedy 5x aº 10x v¥t²í neº jmenovitý proud do zát¥ºe. Protoºe proudová k°ivka nekopíruje nap¥´ovou, obsahuje i dal²í harmonické. Pokud toto tvrzení up°esníme, ú£iník je závislý na THD (Total Harmonic Distortion) £esky: celkové harmonické zkreslení. Výpo£et THD a ú£iníku v závislosti na THD je vid¥t v následujících vztazích.
v u m 2 uX Ip T HD = t I12
(6)
p=2
r cos(ϕ) = λ =
8
1 1 + T HD2
(7)
Pro dosaºení lep²ích hodnot ú£iníku, p°edev²ím u vy²²ích výkon· m¥ni£u, se pouºívají korektory ú£iníku. Jejich hlavním úkolem je rozloºit proudové zatíºení do celé p·lperiody bez fázového zpoºd¥ní. V ideálním p°ípad¥ by ve frekven£ním spektru proudového odb¥ru m¥la být pouze první harmonická. Korektory ú£iníku lze rozd¥lit na pasivní a aktivní.
3.2.1 Pasivní korektory ú£iníku Pasivní metody vkládají do vstupní £ásti obvodu dal²í pasivní prky. Nejednodu²²í metodou je p°idání tlumivky p°ed nebo za usm¥r¬ovací m·stek, tím se omezí rychlé zm¥ny proudu (LC ltr). Schéma nejednodu²²í PFC korekce je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 8: Pasivní korektory ú£iníku [3]
V praxi tato metoda dosahuje maximáln¥ na hodnotu ú£iníku
λ = 0, 9.
Pa-
sivní korektory se pouºívají pro spínané zdroje do výkonu 200W, poté je jeho pouºití omezeno velikostí induk£nosti. Mezi hlavní výhody této metody pat°í jednoduchost, spolehlivost, relativn¥ nízká cena a sníºení produkce elektromagnetického ru²ení.
3.2.2 Aktivní korektory ú£iníku V aktivních korektorech se pouºije spínaný m¥ni£, který obsahuje ve své °ídící logice korektor ú£iníku. Výstupní nap¥tí tohoto m¥ni£e m·ºe být pouze mezikrok. Toto nap¥tí m·ºe být dal²ím m¥ni£em je²t¥ konvertováno na poºadovanou úrove¬. Nej£ast¥ji se pouºívá topologie zvy²ujícího m¥ni£e (Boost Converter), dá se ale také dob°e pouºít sniºující m¥ni£ (Buck Converter). Výb¥r m¥ni£e se odvijí od poºadované funkce. Principielní schéma zvy²ujícího m¥ni£e s aktivní korekcí ú£iníku je vid¥t na následujícím obrázku.
9
Obrázek 9: Aktivní korektory ú£iníku [3]
Filtra£ní kondenzátor za diodovým usm¥r¬ova£em má v tomto p°ípad¥ malou kapacitu. Vstupní proud je odebírán p°es induk£nost L p°ímo do zát¥ºe, nebo se obvod uzavírá p°es sepnutý tranzistor Q a energie se akumuluje v induk£nosti. Po rozepnutí tranzistoru proud cívky za£ne téct do zát¥ºe a nabijet výstupní kondenzátor. Vstupní proud je odebírán tak, aby jeho st°ední hodnota odpovídala pr·b¥hu vstupního nap¥tí. Korektor se pak chová jako £ist¥ rezistivní zát¥º s ú£iníkem blíºícím se jedné. Podle pr·b¥hu odebíraného proudu lze pracovní reºimy aktivních korektor· rozd¥lit do t°í skupin.
Spojitý pracovní reºim (Continous Conduction Mode) V tomto reºimu se vstupní proud nikdy nedostane na nulu a kopíruje pr·b¥h st°ední hodnoty proudu. Reºim se vyzna£uje malým zvln¥ním. Díky pevné spínací frekvenci nejsou zapot°ebí náro£né vstupní ltry. Tento reºim je výhodný pro v¥t²í výkony, ²pi£kový proud nedosahuje velkých hodnot. Nevýhodou je tvrdé spínání nap¥tí, které generuje ru²ení a zp·sobuje v¥t²í spínací ztráty. Pr·b¥h proudu je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 10: Pr·b¥h okamºitého a st°edního proudu aktivního spojitého reºimu PFC [3]
10
Kritický pracovní reºim (Critical Conditon Mode) V kritickém reºimu je proud udrºován na hranici spojitého a nespojitého reºimu. Proud je vºdy na konci spínacího cyklu nulový, ale v nulové hodnot¥ se spínací prvek okamºit¥ spíná. Pr·b¥h okamºitého proudu je trojúhelníkového tvaru a oproti spojitému reºimu má zna£né ²pi£ky. Spínací frekvenece je zde prom¥nnná a m¥ní se dle zatíºení korektoru a vstupního nap¥tí. Pr·b¥h proudu je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 11: Pr·b¥h okamºitého a st°edního proudu aktivního kritického reºimu PFC [3]
Výhodou kritického reºimu je spínání p°i nulovém nap¥tí, negeneruje se ru²ení v podob¥ nap¥´ových puls·. Nevýhodou je p°ibliºn¥ dvojnásobný ²pi£kový proud oproti spojitému reºimu, coº vyvolává v¥t²í nároky na vstupní ltr. Dal²í nevýhodou je velmi ²iroký rozsah spínací frekvence, který m·ºe dosahovat aº 300kHz. Tento návrh je vhodný pro zdroje pod 300W.
Nespojitý pracovní reºim (Discontinous Condition Mode) Tento reºim vychází z kritického reºimu, ale má pevnou pracovní frekvenci. Pracovní frekvence je nastavena na kritický reºim v maximálním bod¥ nap¥tí. P°i sniºujícím se nap¥tí je reºim nespojitý. P°i pr·chodu nap¥tí nulou dochází k degradaci k°ivky proudu vlivem velkých mezer a ú£iník poté nabývá ²patných hodnot. asový vr·b¥h proudu je vid¥t na následujícím obrázku.
11
Obrázek 12: Pr·b¥h okamºitého a st°edního proudu aktivního nespojitého reºimu PFC [3]
I zde je hlavní výhodou spínání p°i pr·chodu nap¥tí nulou a negenerování ru²ení. Dal²í výhodou je lep²í °ízení, kdy je pevná pracovní frekvence. Nevýhodou je v¥t²í sloºitost °ízení.
3.3
Klasické m¥ni£e
Za klasické m¥ni£e povaºujeme mikroprocesorem °ízené, se spínacím výkonovým prvkem, bez vyuºívání harmonických jev·. P°i výb¥ru vhodného m¥ni£e musíme vybírat typ m¥ni£e podle poºadovaných parametr·. Kaºdý typ m¥ni£e má výhody a nevýhody, o kterých musíme uvaºovat v návrhu. Základní nároky návrhu lze rozd¥lit do p¥ti skupin:
pi£kový primární proud - omezuje výstupní výkon
Velikost budícího nap¥tí transformátoru nebo tlumivky - £ím v¥t²í je p°ivád¥né nap¥tí, tím men²í je pot°eba primárního proudu pro dosaºení p°íslu²ného výkonu.
Galvanické odd¥lení - Izolace primární a sekundární £ásti spl¬uje nutné bezpe£nostní p°edpisy.
Parametry výstupního nap¥tí
Náklady a spolehlivost
3.3.1 Sniºující m¥ni£ (Buck Converter) Schéma sniºujícího m¥ni£e je vid¥t na následujícím obrázku spolu s pr·b¥hy spínání tranzistoru a proudu.
12
Obrázek 13: Schéma sniºujícího m¥ni£e a jeho typické pr·b¥hy[3]
Sniºující m¥ni£ se n¥kdy také ozna£uje jako propustný. Jedná se o m¥ni£, kde není galvanicky odd¥len vstup a výstup. K p°enosu energie je vyuºíván aktivní interval, kdy je spínací prvek (výkonový polovodi£ový tranzistor) sepnut a proud
I L te£e
z napájecího zdroje p°es tlumivku L na výstup. Kdyº se spínací
prvek uzav°e, energie naakumulovaná v cívce se v podob¥ proudu dostává p°es rekupera£ní diodu na výstup. Výkon m¥ni£e se reguluje pom¥rem doby otev°ení a zav°ení spína£e. Pokud je tranzistor sepnut, m·ºeme nar·stající proud popsat vztahem
IL = IM IN + Kde
VDS(Sat)
(Vin − VDS(sat) ) − Vout Ton
(8)
L
je satura£ní nap¥tí na spínacím tranzistoru a
T on
je doba
sepnutí aktivního intervalu. Pro pokles proudu tekoucí tlumivkou L platí:
IL = IP K + Kde
VF W D
|VF W D + Vout | Tof f L
je prahové nap¥tí na rekupera£ní diody D a
(9)
T of f
je doba uzav°ení
tranzistoru. Pro zvln¥ní proudu tlumivkou musí tedy platit:
4IL =
Vin (1 − s) s f.L
(10)
Kde s je st°ída pracovního cyklu a f je frekvence. Výstupní nap¥tí je dáno vztahem:
Vout = Vin s U tohoto zapojení je zvln¥ní malé, protoºe L a
(11)
C out
spole£n¥ tvo°í dobrý
dolnopropustný lter.
3.3.2 Zvy²ující m¥ni£ (Boost Converter) Schéma zvy²ujícího m¥ni£e je vid¥t na následujícím obrázku.
13
Obrázek 14: Schéma sniºujícího m¥ni£e a jeho typické pr·b¥hy [3]
Základní vlastností tohoto m¥ni£e je, ºe na výstupu se objevuje v¥t²í nap¥tí neº je napájecí a to bez pouºití klasického transformátoru. P°i aktivním intervalu se energie akumuluje do tlumivky L a proud do zát¥ºe dodává pouze kondenzátor C, zav°ená dioda zabra¬uje vybijení kondenzátoru C p°es spínací prvek. V rozepnutém £asovém intervalu si induk£nost snaºí zachovat sv·j proud, tím se zvý²í její nap¥tí, otev°e se dioda D a proud te£e do zát¥ºe a do výstupního kondenzátoru C. Hodnota výstupního proudu je dána následujícím vztahem.
Vout = Vin
1 1−s
(12)
Zvln¥ní proudu tlumivkou je p°ímo úm¥rné st°íd¥ a vstupnímu nap¥tí a nep°ímo frekvenci a induk£nosti.
4I =
Vin s f L
(13)
3.3.3 Invertující m¥ni£ (Buck - Boost Converter) Schéma invertujícího m¥ni£e je vid¥t na následujícím schématu.
Obrázek 15: Schéma sniºujícího m¥ni£e a jeho typické pr·b¥hy [3]
Rekon gurací zvy²ujícího m¥ni£e snadno dostaneme invertující m¥ni£, tedy výstupní nap¥tí má opa£nou polaritu neº nap¥tí napájecí. V aktivním intervalu spínacího prvku se energie dostává do induk£nosti L a do zát¥ºe te£e proud z kondenzátoru C. Ve vypnutém intervalu se oto£í polarita nap¥tí na induk£nosti, dioda D se otev°e a do zát¥ºe te£e proud. Nap¥tí na zát¥ºi a výstupník kondezátoru C je opa£né v·£i napájecímu.
14
3.3.4 Sniºující m¥ni£ s transformátorem Sniºující m¥ni£ s transformátorem je první z popsaných, který má galvanické odd¥lení vstupu a výstupu (pokud zaru£íme galvanické odd¥lení zp¥tné vazby). Tato topologie by se dalala pouºít jako izolovaný zdroj pro izolované soustavy ve zdravotnictví. Schéma sniºujícího m¥ni£e s transformátorem je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 16: Schéma sniºujícího m¥ni£e s transformátorem [3]
Aktivní interval za£íná sepnutím výkonového tranzistoru, primárním vinutím transformátoru za£ne protékat proud, který lineárn¥ roste. Diodou D za£ne protékat proud ze sekundárního vinutí transformátoru, který je stabilizován induk£ností L. V této fázi se £ást energie dostává do výstupního kondenzátoru. V intervalu, kdy je tranzistor vypnutý se proud lineárn¥ zm¥n²uje. P°i správném nastavení a vhodných sou£ástkách L a C je výstupní nap¥tí velmi kvalitní a dynamicky stabilní. Výstupní nap¥tí je dáno vztahem
Vout = Vin
N2 s N1
(14)
3.3.5 Zvy²ující m¥ni£ s transformátorem (Flyback Converter) Jedná se o m¥ni£, který má také galvanicky odd¥lený vstup od výstupu a mohl by být vyuºitý pro izolovanou soustavu ve zdravotnictví. Schéma m¥ni£e je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 17: Schéma zvy²ujícího m¥ni£e s transformátorem [3]
Funkce m¥ni£e je podobná jako u zvy²ujícího m¥ni£e. V aktivním intervalu
15
tranzistoru te£e proud pouze primárním vinutím transformátoru (proud lineárn¥ nar·stá) a sekundárním vinutím proud nete£e, dioda D je zav°ená. Kdyº tranzistor vypne (neaktivní interval), polarita nap¥tí na sekundárním vinutí se oto£í, dioda D se otev°e a do zát¥ºe a kondenzátoru te£e proud. Výstupní nap¥tí je dáno vztahem
Vout = Vin
N2 s N1 1 − s
(15)
Nevýhodou takového m¥ni£e je relativn¥ velké zvln¥ní výstupního nap¥tí. To je dáno n¥kolika d·vody. V aktivním intervalu tranzistoru je zát¥º napájena pouze z výstupního kondenzátoru, kde nap¥tí zna£n¥ klesá. V neaktivním reºimu tranzistoru je naopak výstupní kondenzátor a zát¥º napájen dosti zna£nými proudovými pulsy, které generuje transformátor. Výstupní zvln¥ní se dá zmen²it p°i odb¥ru malých výkon· do zát¥ºe. Takový m¥ni£ je tedy vhodný pro za°ízení s odb¥rem jednotek aº desítek watt·.
3.3.6 Protitaktní m¥ni£ (Push - Pull Converter) Princip protitaktního m¥ni£e je obdobný dvojici protitaktn¥ pracujících propustných m¥ni£· se spole£ným impulsním transformátorem a výstupním LC ltrem. Schéma m¥ni£e je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 18: Schéma protitaktního m¥ni£e [3]
Základní podmínkou °ízení je, ºe tranzistory Q1 a Q2 se v sepnutém stavu nesm¥jí p°ekrývat a mezi st°ídavým spínáním tranzistor· Q1 a Q2 musí být £asová prodleva. P°i sepnutí tranzistoru Q1 za£ne téct polovinou primárního vinutí proud, na sekundárním vinutí se generuje nap¥tí a proud te£e p°es otev°enou horní diodu do tlumivky L a proud nabijí kondenzátor C a zát¥º. Kdyº se tranzistor Q1 rozpojí (oba tranzistory Q1 i Q2 jsou ve vypnutém stavu), ob¥ výstupní diody D pracují jako rekupera£ní. To znamená, ºe energie akumulovaná v transformátoru posouvá nap¥tí na diodách, to zmen²uje proud tlumivkou L a výstupní nap¥tí potom není tak zvln¥né. Ve druhé £ásti periody je sepnut tranzistor Q2, sekundární proud z transformátoru te£e p°es otev°enou spodní diodu D a stejn¥ te£e p°es tlumivku L do kondenzátoru a zát¥ºe. Po vypnutí tranzistoru Q2 op¥t pracují ob¥ diody D jako rekupera£ní. Ve vypnutém stavu jsou oba tranzistory Q1 a Q2 namáhány dvojnásobným nap¥tímV in .
3.3.7 Dvou£inný m¥ni£ s kapacitními d¥li£i (Half-Bridge Converter) Schéma zapojení m¥ni£e je vid¥t na následujícím obrázku.
16
Obrázek 19: Schéma dvou£iného m¥ni£e s kapacitními d¥li£i [3]
Tranzistory Q1 a Q2 pracují dvoj£inn¥ (st°ídav¥) proti dv¥ma kondenzátor·m C, které vytvá°ejí nap¥´ový d¥li£. P°i sepnutí tranzistoru Q1se proti n¥mu vybíjí kondenzátorový d¥li£ a primárním vinutím te£e proud, coº generuje nap¥tí na sekundárním vinutí transformátoru a p°es diodový m·stek a výstupní LC ltr se dostává energie do zát¥ºe. Na konci této fáze se na spodním kondenzátoru C objeví plné nap¥tí
V in
a na horním kondenzátoru je nap¥tí nulové. P°i
p°eklopení kondenzátor·, Q1 vypnut a Q2 sepnut se kondenzátory vybíjejí/nabíjejí p°es primární vinutí transformátoru a na sekundárním vinutí je generované nap¥tí, které se dostane do výstupu. Protoºe se v transformátoru nehromadí tolik energie ve form¥ magnetického pole, je transformátor men²ích rozm¥r·, £emuº také odpovídá jeho niº²í cena a tím i niº²í cena celého m¥ni£e. Nevýhodou naopak je, ºe tranzistor Q1 pot°ebuje budící °ídící signál vztahovat v·£i emitoru, tedy plovoucímu nap¥tí na výstupu primárního vinutí transformátoru. Problém lze vy°e²it vloºením impulsního transformátoru mezi °ídící obvod a tranzistor, jak je ve schématu zobrazeno. Impulsní transformátor se v praxi £asto dává i na spodní tranzistor Q2, £ím se obvod galvanicky odd¥lí od °ídící logiky. Pro správnou funkci m¥ni£e je pot°eba minimální výstupní zát¥º.
3.3.8 Dvou£inný m¥ni£ se £ty°mi spína£i (Full - Bridge Converter) Pro vysoké výstupní výkony se pouºívá typ dvou£inného m¥ni£e se £ty°mi tranzistory. Jedná se v podstat¥ o stejné m·stkové zapojení jako dvou£inný m¥ni£ s kapacitními d¥li£i. Schéma m¥ni£e je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 20: Schéma dvou£iného m¥ni£e se £ty°mi spína£i [3]
17
Funkce je velice podobná p°ede²lému m¥ni£i. Vºdy spole£n¥ spínají tranzistory na diagonále, tedy tranzistory Q1 s Q4 a Q3 s Q2. P°i sepnutí prvních dvou tranzistor·, p°es kondenzátor C a primární vinutí transformátoru, prote£e proudový impuls (neº se nabije kondenzátor C), ten generuje nap¥tí a proud na sekundárním vinutí transformátoru a p°es diodový m·stek a výstupní LC ltr jde energie do zát¥ºe. P°i sepnutí druhých dvou tranzistor· je funkce analogická. I u tohoto m¥ni£e je problém s plovoucím emitorem tranzistor· Q1 a Q3. Z tohoto d·vodu je k buzení pouºit impulsní transformátor.
3.4
Rezonan£ní m¥ni£e
Nevýhodou spínaných zdroj·, °ízených pulsn¥ ²í°kovou modulací, je tvrdé spínání nap¥tí, které je d·sledkem moºné parazitní reaktance spínacích prvk·. P°i tvrdém spínání vznikají na spínacích prvcích výkonové ztráty, p°i nichº je generováno ru²ení. Toto ru²ení se projevuje jako nap¥´ové ²pi£ky jak na vstupním, tak výstupním nap¥tí. Cesta, jak omezit tyto nap¥´ové ²pi£ky, se nazývá rezonan£ní m¥ni£e. Rezonan£ní m¥ni£e se skládají z rezonan£ního obvodu kapacity a induk£nosti. P°i pouºití t¥chto obvod· se induk£nost p°ipojuje a odpojuje p°i pr·chodu proudu 0 a kapacita se p°ipojuje a odpojuje p°i pr·chodu nap¥tí nulou. Podle zapojení rozli²ujeme t°i základní typy rezonan£ních m¥ni£·.
Rezonan£ní m¥ni£e - jejich spínací kmito£et je n¥kolik set kHz, rezonan£ní induk£nost i rezonan£ní kapacita je sestavena izolovanými prvky. Pr·b¥h nap¥tí i proud· odpovídá harmonickým pr·b¥h·m rezonan£ních LC obvod·.
Kvazirezonan£ní m¥ni£e - spínací kmito£et bývá okolo jednoho MHz a pr·b¥h nap¥tí a proudu je po £ástech podobný pr·b¥h·m rezonan£ním LC obvod·m.
Multirezonan£ní m¥ni£e - kmito£et spínání je n¥kolik MHz, b¥hem spínání a rozepínání se uplat¬ují prom¥nné skupiny kondenzátor· a tlumivek, které v souhrnu vytvá°ejí periodický d¥j, ale s neharmonickým pr·b¥hem nap¥tí a proudu.
3.4.1 Sériový rezonan£ní m¥ni£ (Serial Resonant Converter) Schéma zapojení sériového m¥ni£e je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 21: Schéma sériového rezonan£ního m¥ni£e [3]
18
Sériový rezonan£ní obvod tvo°í induk£nost Lr a kondenzátor Cr. V sérii s nimi je zapojeno primární vinutí transformátoru, dohromady tvo°í nap¥´ový d¥li£. ídící frekvence je dána rychlostí p°epínání tranzistor· Q1 a Q2. Pro dosaºení maximálního výstupního výkonu, musí být °ídící frekvence rovna rezonan£ní, poté je impedance rezonan£ního obvodu minimální a na primárním vinutí transformátoru je poté maximální nap¥tí. Na sekundárním vinutí je poté generováno nap¥tí a proud p°es jednu z diod D1, nebo D2 te£e do zát¥ºe, nebo do výstupního kondenzátoru. P°enosová charakteristika sériového rezonan£ního obvodu je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 22: P°enosová charakteristika sériového rezonan£ního m¥ni£e [3]
Pro dosaºení spínání p°i pr·chodu nap¥tí nulou, je pracovní oblast volena v pravo od rezonan£ního kmito£tu
f r.
Pro spínání pri pr·chodu proudu nulou
volíme pracovní oblast vlevo od rezonan£ní frekvence
f r.
U m¥ni£e tohoto typu je problém s udrºením konstantního nap¥tí, p°i malém odebíraném výkonu. Pracovní frekvence se totiº musí n¥kolikanásobn¥ zvý²it a to je £asto problém. Proto se od sériového rezonan£ního m¥ni£e ustupuje.
3.4.2 Paralelní rezonan£ní obvod (Parallel Resonant Converter) Schéma zapojení paralelního rezonan£ního m¥ni£e je vid¥t na následujícím obrázku.
19
Obrázek 23: Schéma paralelního rezonan£ního m¥ni£e [3]
Rezonan£ní prvky v induk£nostiLr a kapacita
C r jsou
zapojeny i zde v sérii,
ale primární vinutí transformátoru je p°ipojeno paraleln¥ k rezonan£nímu kondenzátoru. ídící frekvence je zde dána také p°epínáním tranzistor· Q1 a Q2. Funkce schématu je analogická jako u sériového rezonan£ního obvodu. Na následujícím obrázku je vid¥t p°enosová charakteristika paralelního rezonan£ního m¥ni£e.
Obrázek 24: P°enosová charakteristika paralelního rezonan£ního m¥ni£e [3]
K docílení spínání p°i pr·chodu nap¥tí nulou je pracovní oblast volena stejn¥ jako u sériového m¥ni£e vpravo od rezonan£ního kmito£tu
f r.
P°i zm¥n¥ zát¥ºe
je pracovní oblast mnohem men²í neº u sériového rezonan£ního m¥ni£e a je men²í i rozsah pracovní frekvence. To je výhoda oproti sériovému rezonan£nímu m¥ni£i. Stejn¥ jako sériový rezonan£ní m¥ni£ i paralelní má maximální výkon v okolí rezonan£ní frekvence. Nevýhodou tohoto m¥ni£e je vysoká cirkula£ní energie v primární £ásti a to i p°i minimálním výkonu.
20
3.4.3 Sério - paralelní rezonan£ní m¥ni£ (Series Parallel Resonant Converter) Jedná se o kombinaci sériového a paralelního rezonan£ního m¥ni£e, schéma je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 25: Schéma serio - paralelního rezonan£ního m¥ni£e [3]
Rezonan£ní obvod se skládá ze t°í komponent induk£nosti denzátoru
C sr a
paralelního kondenzátoru
C sr .
Lr , sériového kon-
Cirkula£ní energie zde dosahuje
mnohem men²í energie, neº u paralelního m¥ni£e, ale rozsah pracovní frekvence je podobný paralelnímu m¥ni£i (°ízení výstupního nap¥tí je snadné i s nulovou zát¥ºí). P°echodová charakteristika serio-paralelního m¥ni£e je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 26: P°enosová charakteristika serio - paralelního rezonan£ního m¥ni£e[3]
Pro zachování spínání p°i pr·chodu nap¥tí nulou volíme pracovní oblast vpravo od rezonan£ní frekvence. Nevýhodou je sloºité nastavování ²irokeho rozsahu výstupního nap¥tí, navíc £ím dále jsme od rezonan£ního kmito£tu, tím v¥t²í jsou spínací ztráty a ú£innost m¥ni£e rapidn¥ klesá.
21
3.4.4 LLC rezonan£ní m¥ni£ Jedná se o sério - paralelní rezonan£ní m¥ni£, kde se rezonan£ní obvod skládá ze dvou induk£ností a jednoho kondenzátoru. V²echny t°i prvky jsou v zapojené sérii a primární vinutí transformátoru je p°ipojené k induk£nosti
Lm
paraleln¥.
Schéma zapojení je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 27: Schéma LLC rezonan£ního m¥ni£e [3] Funkce obvodu je obdobná jako u v¥t²iny rezonan£ních m¥ni£·. P°enosová charakteristika je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 28: P°enosová charakteristika LLC rezonan£ního m¥ni£e [3] Protoºe se jedná o serio - paralelní m¥ni£, je p°enosová charakteristika podobná, ale díky zám¥n¥ kondenzátor· a induk£ností je charakteristika p°evrácená. Pracovní oblast pro spínání p°i pr·chodu nap¥tí nulou (ozna£ena ZVS), je vid¥t na obrázku p°enosové charakteristiky. Výhody tohoto m¥ni£e oproti p°edchozímu jsou jednodu²í °ízení (malá rozsah nastavení pracovní frekvence) , men²í ztráty p°i spínání, pohybujeme se relativn¥ blízko rezonan£ní frekvenci.
22
3.5
Výb¥r m¥ni£e
Pro výb¥r správného typu m¥ni£e musíme v¥d¥t ve²keré poºadavky. Tvo°ené za°ízení má regulovat výkon topné spirály s výkonem do 3kW, nápájené st°ídavou elektrickou sítí 230V/50Hz. Protoºe topná spirála p°edstavuje skoro ideální reálnou zát¥º a je moºné napájet ji i st°ídavým nap¥tím, nepoºadujeme vyhlazené výstupní DC nap¥tí. Hlavním poºadavkem na m¥ni£ je korekce ú£iníku a vysoká ú£innost v celém pracovním rozsahu. T¥mto poºadavk·m vyhovuje sniºující m¥ni£ (Buck Converer), kam aplikujeme aktivní korekci ú£iníku spojitého typu.
23
4
Model m¥ni£e
V p°edchozí kapitole byl vybrán sniºující m¥ni£ s aktivní spojitou korekcí ú£iníku. V této kapitole bude popsán výb¥r sou£ástek a vývoj simula£ního modelu m¥ni£e v prost°edí MATLAB/Simulink.
4.1
Výpo£et parametr· a volba sou£ástek
Abychom mohli sestavit model, podle kterého se postaví reálný p°ípravek, musíme model navrhnout z komponent, které budou svými parametry, velikostí a cenou vyhovovat reálné aplikaci. Základním poºadavky jsou:
Maximální výkon
Jmenovité vstupní st°ídavé nap¥tí
Aktivní spojitá korekce ú£iníku
P max = 3kW Uin = 230V /50Hz
Pro výb¥r sou£ástek musíme vypo£ítat dal²í parametry. Hodnota minimálního reálného odporu topné spirály:
Rmin =
2302 U2 = = 17, 6Ω P 3000
(16)
Hodnota maximálního vstupního nap¥tí:
UinM ax = Uin
√
2 = 230
√
2 = 325, 3V
(17)
Hodnota maximálního proudu:
Imax =
UinM ax 325, 3 = 18, 5A = Rmin 17, 6
(18)
Velikost induk£nosti L volíme dle následujícího vztahu [9]:
1 L> 2.fsw .Imax
Uout UinM ax
2 (UinM ax − Uout )
(H)
(19)
Pro stanovení minimální hodnoty induk£nosti jsou nejprve stanoveny ostatní neznámé. Spínací frekvence
f sw
je stanovena na 10kHz, tato hodnota je volena s
ohledem na výpo£etní moºnosti procesoru. V kaºdém cyklu bude aktualizována hodnota st°ídy PWM. Dal²í neznámou je hodnota výstupního nap¥tí. M¥ni£ bude pracovat v celém rozsahu výstupního nap¥tí, proto je výpo£et volen pro celý rozsah. Gra cké vyjád°ení funkce je vid¥t na následujícím obrázku. Na ose x je hodnota výstupního nap¥tí a na ose y je výpo£et rovnice (19).
24
Obrázek 29: Graf funkce pro výpo£et minimální hodnoty induk£nosti
Lmin = 13.10−5 H .
Z grafu funkce ode£teme maximální hodnotu
Je volena
L = 4mH . Z katalogového listu [16] byl zji²t¥n vlastní odpor RL = 0, 027Ω, tato hodnota je zapo£ítána i v modelu.
cívka s induk£ností induk£nosti
Poslední d·leºitým parametrem pro vytvo°ení modelu je velikost výsupního kondenzátoru. Jeho hodnota je daná p°edev²ím poºadovaným zvln¥ním výstupního nap¥tí. Velikost se vypo£ítá podle následujícího vztahu:
C = 9.
Imax ton 4Umax
(F )
(20)
Protoºe na zvln¥ní výstupního nap¥tí nejsou kladeny poºadavky a vysokonap¥´ové kondenzátory jsou objemné a drahé, volíme zvln¥ní výstupního nap¥tí 4Umax = 325V . ton = 100µs. Po dosazení
asovvý interval
ton je
pro frekvenci spínání 10kHz
dostaneme:
Cmax = 9.
18, 5 1 10−4 325
= 51µF
(21)
Tato hodnota je vypo£tena s ohledem na dobu spínání a vstupní nap¥tí. V modelu s regulací ú£iníku jsou minimalizovány stavy, kdy m·ºe být výstupní nap¥tí v¥t²í neº vstupní. To by znamenalo, ºe proud by nem¥l charakteristiku dle p°edpoklad· a tím by nebyla spln¥na podmínka regulace ú£iníku. Kv·li sinusovému pr·b¥hu vstupního nap¥tí, je volen výstupní kondenzátor minimální velikosti, jen pro pokrytí nap¥´ových ²pi£ek
4.2
C out = 100nF
.
Model sniºujícího m¥ni£e
Sniºující m¥ni£ byl popsán jiº v £ásti 3.3.1 Pro p°ehlednost je jeho základní funkce vid¥t na následujícím obrázku.
25
Obrázek 30: Schéma sniºijícího m¥ni£e [7]
Pro p°esné pochopení jsou na následujícím obrázku jednotlivé funk£ní stavy.
Obrázek 31: Funk£ní stavy sniºijícího m¥ni£e [7]
Na prvním obrázku je stav p°i sepnutém tranzistoru. Proud ze zdroje
Vi
te£e p°es sepnutý tranzistor T, induk£nost L a pak se d¥lí do výstupního kondenzátoru C a zát¥ºe R. Na druhém obrázku je stav, kdy se tranzistor T vypne. Cívka se snaºí zachovat sm¥r proudu, z toho d·vodu se na ní oto£í nap¥tí, tím se otev°e dioda D a proud z cívky te£e do kondenzátoru C a zát¥ºe R. Na t°etím obrázku je znázorn¥n stav, kdy se po vybití energie cívky dioda D op¥t uzav°e a zát¥º je napájena pouze výstupním kondenzátorem. Tyto t°i stavy se neustále opakují.
4.2.1 Matematický popis P°edchozí stavy sniºujícího m¥ni£e m·ºeme popsat následujícími rovnicemi:
ic (t) = iL (t) − i0 (t) = C
dv0 dt
(22)
kde ic (t) je proud kondenzátorem, iL (t) je proud cívkou, i0 (t) je proud zát¥ºí a
v0 (t)
je nap¥tí na kondenzátoru a zát¥ºi.
1 v0 (t) = C
ˆ
1 ic (t)dt = C
ˆ (iL (t) − i0 (t))dt
vL (t) = (vi (t) − v0 (t)) F − v0 (t) F¯ sign(iL ) − iL (t) RL kde
v L (t)
(23)
(24)
je nap¥tí na induk£nosti, F (hodnota 1 nebo 0) zna£í sepnutí/-
vypnutí tranzistoru a odpor
RL je
reálný odpor induk£nosti. Funkce
sign(iL )
dává logický výsledek 1, pokud je její argument v¥t²í neº 0 a hodnotu 0, pokud se její argument rovná 0.
26
4.2.2 Sniºující m¥ni£ Podle t°í rovnic uº m·ºeme sestavit model v Simulinku. Návrh sestavení, pomocí základních komponent je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 32: Simulinkové zapojení sniºujícího m¥ni£e
V modelu jsou zadány hodnoty sou£ástek, které budou reáln¥ pouºité.
4.2.3 Generátor signálu PWM Dal²í £ástí pro reálnou funkci m¥ni£e je generování PWM signálu. Základní princip generování PWM je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 33: Principielní schéma generování PWM v simulinku
Signál
V m p°edstavuje
po°adovanou hodnotu st°ídy PWM. Protoºe je po-
ºadované procesorové °ízení reálného m¥ni£e, je volen rozsah signálu PWM od 0 do 255. Signál
Vt je
pilový signál s frekvencí
ft
a amplitudou 0 - 255. Tento
signál je porovnáván s poºadovanou hodnotou a výsledkem porovnání je zm¥na s°ídy obdelníkového signálu s frekvencí
f t.
27
4.2.4 Uzav°ená smy£ka sniºujícího m¥ni£e Na následujícím obrázku je vý°ez simulinkového modelu, kde je vid¥t uzav°ená smy£ka sniºujícího m¥ni£e s odporovou zát¥ºí a blokem pro generování signálu PWM.
Obrázek 34: Uzav°ena smy£ka smiºujícího m¥ni£e v Simulinku Je zde blok se sniºujícím m¥ni£em (BUCK), jeho hlavní smy£ka, kdy výstupní nap¥tí je pod¥leno odporem 26,5Ω(odpor pouºité topné spirály) a vypo£tený proud je vstupem sniºujícího m¥ni£e. Spínání je zabezpe£eno pulsn¥ ²í°kovou modulací (PWM) a vstupní nap¥tí
U in
je usm¥rn¥ný sinus s amplitu-
dou 325V a frekvencí 50Hz.
4.2.5 Hledání pr·chodu nulou Na následujícím obrázku je vid¥t £ást simulinkového schématu se vstupním sinusovým signálem, hledáním pr·chodu nulou a vstupním signálem do PWM.
Obrázek 35: Hledání pr·chodu nulou, výpo£et °ídícího signálu v simulinku Vstupní sinusový signál je generován s amplitudou
±325V ,
frekvencí 50Hz,
poté je usm¥rn¥n a takto vstupuje do bloku BUCK. Hledání pr·chodu nulou je v ideálním modelu °e²eno velmi jednodu²e, jako komparátor absolutní hodnoty vstupního signálu s hodnotuo 0.0001, kde blok vrací hodnotu 1, pokud je vstupní signál men²í a hodnotu 0, pokud je v¥t²í. Tím dostaneme krátký impuls p°i pr·chodu nulou. Aby byl m¥ni£ s korekcí ú£iníku, musí být odebíraný proud ve fázi s nap¥tím. Toho je docíleno spínáním zát¥ºe podle amplitudy vstupního nap¥tí. V modelu je PWM signál závislý na amplitud¥ vstupního nap¥tí,
28
které je roznásobeno °ídícím signálem s rozsahem 0 - 1000, dále je pod¥len hodnotou 40, aby p°i vstupní hodnot¥ 1000 byla st°ída po celou p·lperiodu 100%. To znamená maximální výkon m¥ni£e.
4.2.6 Výpo£et výkonu M¥ni£ je navrhován na regulaci podle výkonu, ten se vypo£ítá podle následující rovnice.
ˆ P =
ˆ ˆ 1 1 1 p(t) dt = (u(t) i(t)) dt = ((u(t) i(t))) dt T T T
Simulinkové schéma pro výpo£et výkonu je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 36: Výpo£et výkonu v simulinku
Vstup In1 je impuls p°i pr·chodu vstupního nap¥tí nulou (výpo£et kaºdou p·l periodu), vstup In2 je okamºitá hodnota výkonu, vypo£tená jako sou£in výstupního nap¥tí a proudu. Výstup Out1 je pr·m¥rná hodnota výkonu
P , která
je po£ítaná jen p°i pr·chodu vstupního nap¥tí nulou. Tím je získána nem¥nná hodnota po celou p·lperiodu.
4.3
Regulátor
Pro správnou a rychlou funkci m¥ni£e je zapot°ebí zvolit správný regulátor. M¥ni£ je navrhován pro regulaci výkonu topné spirály. P°edpokládá se spirála s odporem
26, 5Ω.
Nejrychlej²í typ regulátoru je p°ímá vazba, kdy není sledována
hodnota na výstupu. Pro tento ú£el, s p°edem známou charakteristikou je tento typ regulátoru vhodný, ale pro p°esné nastavení s nulovou odchylkou bude je²t¥ dopln¥n zp¥tnovazebním integra£ním regulátorem.
4.3.1 P°echodová charakteristika modelu Pro odvození parametr· regurátoru je nutná identi kace modelu. Model identi kujeme p°echodovou charakteristikou mezi vstupním signálem do obvodu s PWM a výstupním výkonem. P°echodová charakteristika je na následujícím obrázku.
29
Obrázek 37: P°echodová charakteristika modelu - vstup na výkon
Pro sestavení p°ímovazebního regurátoru je pot°eba matematicky popsat p°echodovou charakteristiku. Regulace bude provád¥na na základ¥ zadaného výkonu, z toho pohledu je nutné popis de novat. Pro jednoduché popsání funkce byl zvolen lineární popis po £ástech. Bude pouºit i zp¥tnovazební integra£ní regurátor, proto nevadí malá odchylka p°ímovazebního regulátoru. P°echodová charakteristika s popisem po £ástech je vi¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 38: Identi kace p°echodové charakteristiky
Identi kace byla rozd¥lena na t°i £ásti, podle viditelných zlomových bod·, p°i výkonech 1000W a 1760W. Jednotlivé £ásti byli identi kovány jako funkce prvního °ádu, pomocí funkce NLINFIT v programu MATLAB. Vypo£tené koe cienty jsou vid¥t v následující tabulce.
30
interval (W)
funkce
80 - 1000
f(x)=8,61+0,020.x
1000-1760
f(x)=11,33+0,015.x
1760 - 1970
f(x)=-404,0+0,243.x
Tabulka 2: Koe cienty identi kace p°echodové funkce
Z charakteristiky je vid¥t exponenciální pr·b¥h, kdy za hodnotou 1970W charakteristika konverguje a se zvy²ující vstupní hodnotou signálu PWM se m¥ní jen minimáln¥. Proto hodnotám nad 1970W bude p°i°azen maximální výstup, tedy hodnota PWM 100%.
4.3.2 P°ímovazební regulátor P°ímovazební regurátor by m¥l p°esn¥ odpovídat p°echodové charakteristice. Na následujícím obrázku je vid¥t schéma p°ímovazebního regurátoru v programu simulink.
Obrázek 39: Model p°ímovazebního regulátoru v simulinku
V modelu jsou jednotlivé intervaly p°epínány pomocí funkce switch - case. V jednotlivých v¥tvích jsou pouºity parametry z identi kace p°echodové charakteristiky, které jsou experimentáln¥ donastavené.
4.3.3 Zp¥tnovazební integra£ní regulátor P°ímovazební regulátor má velkou výhodu v rychlosti, kdy reguluje okamºit¥ na zadaný vstup. Jeho nevýhoda je absence zp¥tné vazby, nedokáºe tedy kompenzovat libovolnou poruchu v systému. Z tohoto d·vodu je navíc pouºit integra£ní regulátor, který kompenzuje odchylky mezi poºadovanou a m¥°enou honotou. Nevýhoda je rychlost regulace v systému s korekcí ú£iníku, kde je vypo£ítána aktuální hodnota výkonu jen jednou za p·lperiodu vstupního signálu. Zapojení zp¥tnovazebního regulátoru je vid¥t na následujícím obrázku.
31
Obrázek 40: Model zp¥tnovazebního integra£ního regulátoru v simulinku
Základním prvkem integra£ního regulátoru je integrátor, kde se integruje chyba. Díky integrátoru se i malá chyba za ur£itý £as naintegruje do zna£né hodnoty a provede se korekce obvodu. Jediným koe cientem je zesílení chyby. Ta je v tomto modelu podle metody kritických kmit· zvolena na hodnotu 0.2. Chyba je vypo£ítána jako reálná hodnota ode£tená od poºadované hodnoty. Protoºe aktuální hodnota výkonu je vypo£tená aº po dob¥ jedné p·lperiody od nastavení, první p·lperiodu musí být integra£ní regulátor vypnutý. P°i novém nastavení poºadované hodnot¥ výkonu, p°edpokládáme nulovou chybu, proto musí být regulátor vynulován. O tyto dv¥ funkce se stará deriva£ní blok, který generuje impuls p°i zm¥n¥ poºadované hodnoty. Hodnota p°ímé a zp¥tné vazby jsou se£teny.
4.4
Celý model
V p°edchozích £ástech byly popsány jednotlivé £ásti modelu, který je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 41: Model v simulinku Funk£ní model v programu MATLAB/Simulink je na p°iloºeném CD.
32
4.5
Modelované pr·b¥hy
Pro ov¥°ení funkce modelu jsou znázorn¥ny n¥které pr·b¥hy. Na následujícím obrázku je vid¥t pr·b¥h poºadované úrovn¥ výkonu a aktuálního výkonu. Pr·b¥h je v rozsahu od 0 do 2500W.
Obrázek 42: Pr·b¥h poºadovaného a reálného výkonu v modelu
Na následujícím obrázku je vid¥t £ást pr·b¥hu vstupního nap¥tí, výstupního nap¥tí a proudu p°i skokové zm¥n¥ výkonu.
Obrázek 43: Pr·b¥h vstupního nap¥tí, výstupního nap¥tí a proudu v modelu
Je vid¥t fázová synchronizace v²ech t°í sloºek, to zna£í spln¥ní podmínky korekce ú£iníku.
33
5
Návrh plo²ného spoje
P°i návrhu hardware se vychází z mezních parametr· obvodu, kdy navrhnutý obvod musí vydrºet nejhor²í provozní stavy. V následující tabulce jsou sepsány maximální provozní parametry obvodu. pi£kové vstupní nap¥tí Maximální jmenovitý výkon pi£kový proud
U max = 325V P EF max = 3000W I max = 18, 5A
Tabulka 3: Maximální provozní parametry v obvodu
Na tyto parametry musí být v²echny výkonové sou£ástky konstruovány. Dal²ím poºadavkem je galvanické od¥lení procesorového °ízení od výkonové £ásti.
5.1
Návrh výkonové £ásti
Nejv¥t²í nebezpe£í zni£ení p°i ²patné volb¥ sou£ástek, p°edstavuje £ást obvodu, kde je p°ená²ena energie ze sít¥ do spot°ebi£e. patná volba sou£ástek nebo ²patné zabezpe£ení p°echodových jev· znamená zni£ení n¥které ze sou£ástek. Popis funkce sniºujícího m¥ni£e je popsán v sekci 3.3.1.
5.1.1 Volba usm¥r¬ovacích diod Pro spln¥ní mezních parametr·, byly vybrány pro usm¥rn¥ní nap¥tí 4 diody
VS-ETU3006S-M3 - Ultrafast Recti er [12].
5.1.2 Filtra£ní kondenzátor V návrhu není zakreslen kondenzátor za usm¥r¬ovacími diodami, protoºe není vhodný pro korekci ú£iníku. V reálném obvodu ale pouºit bude, p°edev²ím kv·li odstran¥ní ru²ení, které je generováno rychlým spínáním tranzistoru. Jeho velikost je oproti kapacit¥ kondenzátor· v klasickém spínacím zdroji velice malá. Kapacita kondenzátoru je volena tak, aby neovlivnil napájecí sí´, ale pro vysokofrekven£ní pulsy z tranzistoru se choval jako zkrat. Pro odhad vekosti kondenzátoru m·ºeme pouºít následující vzorec.
Z=
1 2.π.f.C
→
C=
1 2.π.f.Z
(F )
(25)
Pro odhad tedy musíme stanovit frekvenci f a impedanci Z. Poºadavkem je co nejmen²í impedance pro vysoké frekvence generované spínáním tranzistoru a co nejv¥t²í impedance pro frekvenci napájecí sít¥. Perioda spínací hrany tranzistoru
1 6 Ton = 20.10 Hz . V následující tabulce jsou sepsány poºadované frekvence, impedance a podle vzorce
je do
T on = 50ns,
z £ehoº dostáváme frekvenci
25 vypo£tené velikosti kondenzátor·.
34
f on =
Frekvence
Poºadovaná impedance Z
6
f on = 20.10 Hz f in = 50Hz
Vypo£tená kapacita kondenzátoru
−3
7, 96.10−6 F = 7, 96µF 0, 32.10−6 F = 0, 32µF
Zon = 1.10 Ω Zin = 1.104 Ω
Tabulka 4: Odhad velikosti vstupního kondenzátoru
Je vid¥t p°ibliºný poºadavek na kapacitu kondenzátoru. Z d·vodu ltrování vy²²ích frekvencí jsou vybrány kondenzátory dva. Foliový kondenzátor [13] o kapacit¥
C in = 1µF a maximálním nap¥tí 630V a keramický kondenzátor [14]s C in2 = 100nF s maximálním nap¥tím 3kV pro od ltrování vysokých
kapacitou frekvencí.
5.1.3 Volba výkonového tranzistoru Výkonový tranzistor je jedinou aktivní sou£ástkou v silovém obvodu. Pro maximální ú£innost p°i maximálním výkonu poºadujeme co nejmen²í odpor v sepnutém stavu, p°i vypnutém stavu odpor co nejv¥t²í a p°echod mezi t¥mito stavy v co nejkrat²ím £ase. Zárove¬ musí spl¬ovat v²echny mezní parametry obvodu. Byl tedy vybrán N-MOS [15] tranzistor s maximálním trvalým proudem 33A, maximálním záv¥rným nap¥tím 650V a odporem v sepnutém stavu 0,099Ω. Dosta£ující spínací nap¥tí je
U GS = 10V
a maximální
U GSmax = 30V
D·leºitým parametrem pro návrh plo²ného spoje je velikost ztrátového výkonu. Ztrátový výkon se p°ibliºn¥ vypo£te podle následujícího vztahu.
1 2 PtrM AX = Pon + Psw = Imax .Ron + f Umax .Imax (ton + tof f ) 2 Kde
(26)
P on je maximální výkon v sepnutém stavu, P sw je maximální výkon p°i ton + tof f je sou£et doby sepnutí a vypnutí tranzistoru. Po dosazení
spínání a
je vypo£ítán výsledek.
1 PtrM AX = 18.52 .0, 099 + 104 .325.18, 5.(28 + 99).10−9 = 33, 88 + 5, 17 = 39, 1W 2 Z výpo£tu je vid¥t zna£ná ²pi£ková tepelná ztráta, která je dána p°edev²ím odporem v sepnutém stavu.
5.1.4 Volba induk£nosti Výpo£et velikosti induk£nosti je vid¥t v sekci 4.1, kde byla velikost induk£nosti stanovena na4mH . Dal²ím poºadavkem je proudové zatíºení 18.5A. Byla vybrána induk£nost [16].
5.1.5 Problematika nap¥´ových ²pi£ek induk£nosti a volba zp¥tné diody V praxi je velkým problémem spínání a p°edev²ím odpínání obvod· s induk£ností. Induk£nost se brání proti zm¥n¥ proudu. P°i sepnutí se na jejích svorkách nejprve objeví nap¥tí a teprve poté se po exponenciále zvy²uje proud. Tento jev v praxi p°íli² nevadí, naopak zpomalý skokové zvý²ení odb¥ru proudu ze zdroje. P°i odpínání induk£ní zát¥ºe je problém opa£ný. Induk£ností te£e proud
35
a p°i rozepnutí obvodu se mnohonásobn¥ zv¥t²í jeho impedance. Pro zachování velikosti a sm¥ru proudu, induk£nost na svých svorkách zm¥ní polaritu nap¥tí, které vzroste, £ímº se snaºí kompenzovat v¥t²í impedanci obvodu. Nap¥tí se m·ºe zvý²it i desetinásobn¥. Ve v¥t²in¥ stejnosm¥rných obvod· je tento jev odstran¥n diodou, zapojenou paraleln¥ k induk£nosti. Ta je zapojena, z pohledu normálního funk£ního stavu, v záv¥rném sm¥ru. P°i rozepnutí obvodu se na induk£nosti oto£í nap¥tí, dioda se otev°e a vybije energii induk£nosti. P°i p°enosu v¥t²ích výkon· p°es induk£nost je nutné volit tuto diodu na v¥t²í proud a záv¥rné nap¥tí. Kv·li t¥mto parametr·m je p°echod PN v diod¥ v¥t²í a dál od sebe. To zp·sobí del²í pot°ebný £as k otev°ení diody. Tento £as se u rychlých diod pro záv¥rné nap¥tí 600V a proud 30A pohybuje od 10 do 50ns. I kdyº se tento £as zdá velmi krátký, nap¥tí na induk£nosti za tento £as m·ºe n¥kolikanásobn¥ p°evý²ít nap¥tí napájecího zdroje, coº m·ºe vést ke zni£ení n¥kterých sou£ástek. Pro ochranu sou£ástek p°ed tímto p°echodným stavem se m·ºe pouºít pasivní RC £lánek zapojený paraleln¥ k diod¥. lánek má bohuºel n¥kolik nevýhod, p°edev²ím spojených s niº²í ú£inností. P°i sepnutí obvodu se kondenzátor nabíjí, p°es odpor te£e proud a energie se na n¥m p°em¥ní v teplo. P°i rozepnutí obvodu se na induk£nosti objeví inverzní nap¥tí a RC £lánek se za£ne rychle p°ebijet, tím pohlcuje energii cívky (£ást se p°em¥ní na teplo v rezistoru), která by se p°em¥nila na vysoké nap¥´ové ²pi£ky. Tento d¥j se vºdy p°i spínání a vypínání opakuje.
Volba zp¥tné diody Zp¥tná dioda byla vybrána stejná jako diody vstupní. Doba komutace této rychlé diody je 30ns.
Výpo£et velikosti RC £lánku Velikosti obou sou£ástek musí být velmi vhodn¥ zvolené, aby dokázaly bezpe£n¥ pohltit nap¥´ové ²pi£ky, ale aby nezp·sobovaly p°íli² velkou tepelnou ztrátu, £ímº je sníºena ú£inost celého za°ízení. Velikost kondenzátoru je závislá na energii, kterou je pot°eba pohltit. Energie m·ºe být spo£ítána dle následujícího vztahu.
E = U.I.T Kde pro nejhor²í p°ípad volíme za
T = 30ns
(J)
U = U max ,
(27) za proud
I = I max
a £as
je doba neº se otev°e dioda.
E = 325.18, 5.30.10−9 = 180, 38.10−6 J
(28)
Pro výpo£et velikosti kondenzátoru je pouºit následující vzorec.
E=
1 CU 2 2
→
C=
2.E U2
(F )
(29)
Za hodnotu U je op¥t pouºita ²pi£ková hodnota.
C=
2.180, 37.10−6 = 3, 41.10−9 F = 3, 41nF 3252
36
(30)
Hodnotu kondenzátoru volíme nejbiº²í ze standartní °ady, tedy 3,3nF. Hodnota odporu R musí odpovídat £asové konstant¥
T = 30ns
a výkonové
ztrát¥ p°i vybijení energie v teplo. Velikost odporu pro dosaºení odpovídající £asové konstanty vypo£teme dle následujícího vztahu.
→
τ = R.C Hodnota
τ
odpovídá dob¥
T,
R=
τ C
(Ω)
(31)
tedy dob¥ neº se otev°e zp¥tná dioda. Z této
hodnoty vypo£teme velikost odporu R.
R=
30.10−9 . τ = 10Ω = C 3, 41.10−9
Poslední údaj, který je pot°eba pro vhodnou volbu sou£ástek, je výkon rezistoru. Trvalý výkon m·ºeme spo£ítat z následujícího zjednodu²eného vzorce.
P = U.I =
2 1 Umax 2.τ 1 3252 30.10−9 = . = 1, 58W 2 R 100.10−6 2 10 100.10−6
(32)
Bude pouºit rezistor s výkonovou ztrátou 2W, coº je nejbliº²í vy²²í hodnota. Toto je ²pi£ková hodnota na vrcholu p·lperiody vstupního nap¥tí. Reálný pr·m¥rný výkon bude tedy men²í.
5.1.6 Volba výstupního kondenzátoru Výpo£et hodnoty kondenzátoru byl vypo£ítán v sekci 4.1. na hodnotu
100nF .
Kv·li rychlým cykl·m bude pouºit foliový kondenzátor s maximálním nap¥tím 600V.
5.1.7 Odru²ovací kondenzátor Kv·li odru²ení napájecí sít¥ a tím pádem i ostatních p°ístroj·, je v návrhu umíst¥n odru²ovací kondenzátor na p°ívodních vodi£ích. Kapacita byla navrhnuta podle tabulky 4, na hodnotu 100nF. Tato hodnota je také b¥ºn¥ pouºívána jako sí´ový ltra£ní prvek. Kondenzátor je na nap¥tí 275VAC.
5.2
Návrh m¥°ící a budící £ásti
Jako °ídící jednotka bude pouºit procesor rmy Freescale Kinetis K60 [17], který bude m¥°it jednotlivé veli£iny v obvodu, vyhodnocovat reálný výkon a regulovat na výkon poºadovaný. Procesor na svých periferiích pracuje s nap¥tím 0 - 3,3V s maximálním zatíºením jednoho pinu 20mA. Procesor bude m¥°it vstupní nap¥tí pro synchronizaci, proud, výstupní nap¥tí a ovládat výkonový MOS fet tranzistor. Protoºe procesor bude na odd¥lené desce a k procesoru mohou být v budoucnu p°ipojené dal²í periferie, v obvodu mesmí být galvanická vazba mezi silovou a °ídící £ástí obvodu.
37
5.2.1 M¥°ení nap¥tí Pro spln¥ní poºadavku na galvanické odd¥lení bude v obvodu pouºit izola£ní zesilova£ [18], který má mezi vstupem a výstupem izola£ní bariéru garantovanou na 5kV. Vstupem izola£ního zesilova£e je diferenciální nap¥tí v rozsahu s p°esnou lineární závislostí v rozsahu
±200mV .
±300mV
Vstupní £ást poºaduje stejno-
sm¥rné napájení 5V. Výstupní £ást je napájena stejnosm¥rným nap¥tím od 3 do 5,5V a na dvou výstupních pinech je generováno nap¥tí od 0 do 2,5V. Izola£ní zesilova£ má pevn¥ nastavené zesílení na hodnotu 8.
D¥li£ nap¥tí Pro m¥°ení nap¥tí, které je v silovém obvodu v rozsahu od 0 do 350V (na nap¥tí je brána rezerva), je nap¥tí transformováno pomocí odporového d¥li£e na vstupní nap¥tí izola£ního zesilova£e od 0 do 280mV (maximální vstupní hodnota zesilova£e byla zm¥°ena). Schéma odporového d¥li£e je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 44: Schéma odporového d¥li£e
Pom¥r nap¥tí poté vypo£teme pomocí následujícího vztahu.
U2 = U.
R2 R1 + R2
(V )
(33)
Pro co nejlep²í rozli²ení, je d¥li£ vypo£ítán tak, aby rozsah vstupního nap¥tí pokryl celý rozsah vstupního nap¥tí izola£ního zesilova£e. Jeden z odpor· musí být zvolen a druhý bude dopo£ítán. Je zvolena hodnota odporu
R1 = 220kΩ
a
dle následující rovnice je vypo£ítán druhý odpor.
I=
U U − U2 350 − 0, 28 = = = 1, 59.10−3 A R1 + R2 R1 220.103 R2 =
U2 0, 28 . = = 176Ω I 1, 59.10−3
Vypo£tený odpor není v základní odporové °ad¥, proto je zvolen odpor
R2 =
180Ω. Dal²ím parametrem odporového d¥li£e je výkon. Ten je vypo£ítán na následujícím °ádku.
38
Pdel = U.I = 350.1, 59.10−3 = 0, 56W Kv·li v¥t²ímu maximálnímu výkonu je odpor
R1 volen
na výkon 1W.
Zapojení sníma£e nap¥tí Na diferenciální vstup je je²t¥ p°idán ltra£ní RC £lánek. RC £lánek je navrºen podle doporu£eného zapojení výrobcem. Výstupní hodnota z izola£ního zesilova£e je p°es ochraný220Ω, odpor je p°iveden na pin procesoru. ást schématu s izola£ním zesilova£em je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 45: Zapojení sníma£e nap¥tí
5.2.2 M¥°ení proudu Pro m¥°ení proudu je pouºit sníma£ [20] pracující na základ¥ Halova jevu. Jeho vnit°ní sériový odpor je tedy skoro nulový. Sníma£ je schopen m¥°it
±50A,
coº
je p°evedeno na nap¥tí. P°epo£et proudu na výstupní nap¥tí je 40mV/A. Sníma£ je napájen stejnosm¥rným nap¥tím v rozmezí 3-5V. Nulová hodnota proudu odpovídá polovin¥ napájecího nap¥tí. Sníma£ má zapojen na výstupu ltra£ní RC £lánek, který je navrºen a doporu£en výrobcem.
5.2.3 Budi£ MOS tranzistoru Pro buzení výkonového tranzistoru je pouºit izola£ní MOS fet driver [21]. Uvnit° budi£e je opto£len, který galvanicky odd¥luje vstupní a výstupní £ást pr·raznám nap¥tím více neº 2,5kV. Pro buzení opto£lenu musí do budi£e téct proud 5mA a na diod¥ vzniká úbytek nap¥tí 1,2V. Pro buzení procesorem s nap¥tím 3,3V, je do série za°azen odpor220Ω. Uvnit° sou£ástky je klopný obvod z bipolární logiky, který je schopen dodávat proud
±1, 5A
. Tato hodnota zaru£uje rychlé sepnutí a vypnutí tranzistoru.
Obvod poºaduje stejnosm¥rné napájení od 12 do 30V.
Ochrana proti p°ep¥tí Unipolární MOS tranzistor m·ºe být velmi jednodu²e proraºen a to i p°i p°ekro£ení maximálního nap¥tí
U GS .
Proto je mezi tranzistor a budi£ za°azen odpor
10Ω a mezi GATE a SOURCE tranzistoru Zenerova dioda se zenerovým nap¥tím 18V, která chrání tranzistor proti p°ep¥´ovým ²pi£kám.
39
5.2.4 Napájení K napájení °ídících a m¥°ících obvod· jsou na desku p°ivedeny dv¥ napájecí v¥tve. První v¥tev je z desky procesoru s nap¥tím 3,3V, kterou jsou napájeny £ásti a stran¥ k procesoru. Tedy výstupní £ásti izola£ních zesilova£·, proudový senzor a proti zemi je spínán opto£len pro spínání budi£e tranzistoru. Druhá v¥tev je napájena z externího stejnosm¥rného 15V zdroje. Tato v¥tev napájí dva DC-DC m¥ni£e, které tvo°í galvanické odd¥lení. První DC-DC m¥ni£ s transforma£ním pom¥rem 1:1 napájí výstup budi£e výkonového tranzistoru. Druhý DC-DC m¥ni£ s transformací
15V → 5V
napájí vstupní £ást izola£-
ních zesilova£·. Pro stabilizaci je na vstupu i výstupu DC-DC m¥ni£· elektrolitický kondenzátor, dopln¥ný o blokovací kondenzátor na napájení kaºdého logického obvodu.
5.3
P°ipojení vodi£·
Silové vodi£e jsou na desku p°ipájeny a ostatní vodi£e jsou p°ipojeny p°es 8pinový konektor zna£ky MOLEX. Celé schéma zapojení je vid¥t v p°íloze A a návrh desky plo²ného spoje je vid¥t v p°íloze B. Celé schéma a návrh DPS v programu EAGLE je na p°iloºeném CD.
40
6
Firmware
O °ízení prototypového obvodu se stará vývojový kit Freescale s procesorem °ady Kinetis K60. Procesor disponuje taktovací frekvencí 100 MHz. Periferie které jsou vyuºívány jsou 16bit AD p°evodník, generování PWM (pulsn¥ ²í°ková modulace) a asynchronní komunikace (UART). Pro optimalizaci programu je také vyuºíváno p°eru²ení a vy£ítání pomocí DMA (Direct Memory Access p°ímý p°ístup do pam¥ti). Program je psán v jazyku C v prost°edí CodeWarrior spole£nosti Freescale s funkcí procesor expert. Tato funkce velmi usnad¬uje práci s jednotlivými periferiemi. Pomocí tohoto nástroje se jednotlivé registry nastaví výb¥rem p°íslu²né hodnoty v gra ckém rozhraní. V této £ásti je popsána struktura programu a jeho funkce.
6.1
Vy£ítání dat AD p°evodníkem
V silovém obvodu jsou m¥°eny t°i veli£iny, vstupní nap¥tí, výstupní nap¥tí a proud. Tyto t°i veli£iny jsou p°es m¥°ící obvody p°ipojené na t°i kanály jednoho AD p°evodníku. K nejp°esn¥j²í regulaci je pot°eba vy£ítat hodnoty co nejrychleji. Pro vy£ítání hodnot z AD a jejich p°ímé ukládání do pam¥ti je pouºit blok DMA - p°ímý p°ístup do pam¥ti. DMA neboli p°ímý p°ístup do pam¥ti, ukládá hodnoty z periferie p°ímo do pam¥ti, bez zásahu jádra procesoru. Výhodnou této funkce je minimální £ásové zdrºení hlavního jádra, které m·ºe vypo£ítávat jiné p°íkazy a vy£ítání dat p°ímo do pam¥ti je rychlej²í, neº vy£ítání do procesoru a aº poté do pam¥ti. V p°ípad¥ vy£ítání více kanál· je pot°eba po kaºdém vy£tení kanál p°epnout. Pro tuto funkci je pouºito dal²í DMA, které po dokon£ení vy£tení hodnoty zm¥ní vy£ítaný kanál. Blokové schéma vy£ítání a zm¥ny kanálu DMA je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 46: Blokové schéma vy£ítání ADC pomocí DMA
Celý cyklus je nastaven na vy£tení 300 hodnot, tedy 100 hodnot z kaºdého kanálu. K dat·m lze p°istopovat hned po vy£tení.
41
6.1.1 Filtrace dat M¥°ené veli£iny v silovém obvodu jsou zaru²ené pulsním ru²ením. Pro dobré vyhodnocení je nutné signály ltrovat. První ltrace probíhá v bloku AD p°evodníku, kdy se stanoví pr·m¥r ze 4 m¥°ených hodnot. Jako dal²í stupe¬ ltrace byl vybrán Kalman·v ltr, který se chová podobn¥ jako plovoucí pr·m¥r, ale jeho výpo£etní a pam¥´ová náro£nost je men²í a díky dynamickému nastavování koe cient· dává lep²í výsledky.
6.1.2 Kalman·v ltr Stru£ný mechanizmus Kalmanova ltru je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 47: Mechanizace Kalmanova ltru [22]
V prvním kroku je po£áte£ní nastavení a neur£itost predikce ²iroká. V kroku 2 zp°es¬ování" se velikost neur£itosti zmen²í a hodnota je ur£ena s v¥t²í p°esností. Krok 3 ukazuje ideální stav, kdy výsledek p°esn¥ odpovídá m¥°ení. Krok 4 nazna£uje ztrátu aktuální hodnoty, kdy je neur£itost men²í, neº opravdová hodnota. V kroku 5 se zv¥t²í neur£itost a dojde k zachycení aktuální hodnoty. Poslední krok op¥t nazna£uje sledování a zp°esn¥ní dosaºeného výsledku.
Matematický výpo£et V následující £ásti je výpis zdrojového kodu s výpo£tem Kalmanova ltru Q =
0.01;
R = 1; // zapomenutí
nejstar²ího
m¥°ení
P1 += Q ; // v y p o c e t K = P1 / // v y p o c e t
kalman
gain
( P1 + R ) ; hodnoty
avgU1 = avgU1 + K
*
( Uin1
−
avgU1 ) ;
42
// v y p o c e t P1 = ( 1
−
korekce K)
*
P1 ;
Vstupními parametry Kalmanova ltru jsou konstanty Q a R. Konstanty jsou vzájemn¥ závislé, ve výpo£tu záleºí na jejich pom¥ru, pro jednoduchou funkci tedy sta£í nastavovat konstantu Q a konstantu R nechat na hodnot¥ 1. Konstanta Q nep°ímou úm¥rou reprezentuje délku ltru. Pro v¥t²í délku ltru (výpo£et z více p°ede²lích hodnot), je Q men²í a naopak. Pro odhad m·ºeme pouºít následující vztah
Q= kde
k
1 k.(k − 1)
(34)
je délka okna, která se pouºívá pro ltr dolní propust. Pro tento odhad
p°edpokládáme
R = 1. . k = 10, vychází hodnota Q = 0, 01, která je pouºita ve ltru.
Pro délku okna
Model v Simulinku Pro ov¥°ení funkce Kalmanova ltru byl vytvo°en model v programu Matlab/Simulink. Pr·b¥h vstupního zaru²eného signálu a výstupního signálu je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 48: Test Kalmanova ltru v programu Simulink
Amplituda vstupního signálu, jeho stejnosm¥rné posunutí a vzorkování odpovídá nam¥°enému signálu v procesoru. Z pr·b¥hu je vid¥t dostate£ná ltrace s fázovým posunem, který bude v programu kompenzován.
6.2
Ovládání PWM
Spínání výkonového tranzistoru probíhá s pevn¥ nastavenou frekvencí, m¥ní se jen st°ída signálu. Pro tuto funkci se dá pouºít blok £íta£e v procesoru, který podporuje funkci PWM. Výhoda pouºití £íta£e je v autonomnosti generování signálu PWM, kdy jádro procesoru m·ºe vykonávat jinou £inost. Jediný zásah jádra procesoru do generování PWM je p°i p°enastavení parametr· poºadovaného signálu. Je povoleno p°eru²ení po period¥ signálu, které bude slouºit jako
43
frekvence výpo£etního cyklu procesoru. V kaºdém cyklu se st°ída PWM znovu vypo£ítá, tím se zaru£í plynulost výstupního signálu.
6.3
Asynchroní sériová komunikace
Ke komunikaci a p°edev²ím ovládání slouºí asynchronní komunikace, b¥ºn¥ ozna£ovaná názvem UART. V tomto p°ípad¥ je vyuºito rozhraní RS232, které umoº¬uje komunikovat pouze dv¥ma za°ízením mezi sebou. Asynchronní komunikace probíhá po jednom vodi£i a je jednosm¥rná, pro obousm¥rnou komunikaci musí být pouºity vodi£e dva. Datový rámec se v¥t²inou skládá ze start bitu, 8 bit· datových a stop bitu. Taková zpráva tedy obsahuje 10bit·. Rychlost komunikace musí být p°edem známá pro ob¥ komunikující za°ízení, pro £asové rozli²ení jednotlivých bit·. Asynchronní komunikaci taktéº obstarává samostatný blok na £ipu, který p°es p°eru²ení informuje jádro o odeslání nebo p°ijetí dat. Jádro procesoru jen inicializuje nastavení komunikace a b¥hem programu jen vy£ítá p°ijmutou zprávu a odesílá zprávu.
6.4
Program
Diagram funkce programu je vid¥t na následujícím obrázku.
Obrázek 49: Diagram programu
Po spu²t¥ní programu se provede inicializace jednotlivých komponent, nastaví se ADC, s ovládáním p°es dva kanály DMA, PWM je nastavena perioda
100µs
a je povoleno p°eru²ení po period¥. St°ída PWM je nastavena na 0, tím
je výstup v vypnutý. Poslední z nastavených komponent je asynchronní komunikace. Zbytek programu je uvnit° nekone£né smy£ky.
44
Za£átek cyklu je startován p°eru²ením po period¥ jednoho cyklu PWM, tedy kaºdých
100µs. Poté je testován p°íjem dat z rozhraní UART. P°i p°íjmu zprávy
je nastavena nová poºadovaná hodnota výkonu. Program pokra£uje vy£tením nejaktuáln¥j²í hodnoty ADC p°evodníku, které jsou autonomn¥ vy£ítány a ukládany pomocí DMA. Hodnoty jsou ltrovány kalmanovým ltrem a hodnoty p°epo£ítány na hodnotu ve voltech a ampérech. Z ltrované hodnoty vstupního nap¥tí je testován pr·chod nulou, který je d·leºitý pro správnou synchronizaci proudu a nap¥tí. Pokud je detekován pr·chod nulou, je vypo£ten výkon za p°ede²lou p·lperiodu, který je porovnán s poºadovanou hodnotou a regulátorem, je nastavena nová vstupní hodnota pro výpo£et st°ídy PWM. Kv·li bezpe£nosti je testován po£et krok· od pr·hodu nulou, pokud je po£et v¥t²í neº 100 (odpovídá sí´ové frekvenci 50Hz) je výstup vypnutý. P°i opa£ném výsledku je hodnota PWM vypo£ítána roznásobením funkce sinus s poºadovanou hodnotou vstup. Funkce sinus nahrazuje v modelu pouºitou hodnotu vstupního nap¥tí. Vstupní nap¥tí je i po ltraci £áste£n¥ zaru²ené, coº by zhor²ilo celkovou funkci korekce ú£iníku. Tato smy£ka se neustále opakuje. Celý program je k nalezení na p°iloºeném CD.
7
Testování a výsledky
Pro testování se nepoda°ilo obstarat topnou spirálu s poºadovaným topným výkonem, proto byla k testování pouºita topná spirála s výkonem 840W. Za°ízení bylo p°i testování napájeno elektrickou sítí 230V/50Hz.
7.1
P°evodní charakteristika
Na následujícím obrázku je vid¥t p°evodní charakteristiku vstupní hodnoty na výstupní výkon.
Obrázek 50: P°evodní charakteristika vstup/výkon
45
Kv·li zm¥n¥ výkonu musel být p°enastaven p°ímovazební regulátor. Koe cienty byli vypo£teny funkcí v programu MATLAB, jak je popsáno v sekci 4.3.1. Parametry regulátoru pro testování jsou vid¥t v následující tabulce. interval (W)
funkce
20 - 450
f(x)=4,79+0,028.x
450-750
f(x)=-214+0,798.x
750 - 830
f(x)=-3209+4,6961.x
Tabulka 5: Koe cienty identi kace p°echodové funkce
7.2
Pr·beh nap¥tí a proudu
Na následujícím obrázku je vid¥t pr·b¥h vstupního nap¥tí ºlut¥, vstupního proudu mod°e a výstupního nap¥tí zelen¥ za £as odpovídající jedné p·lperiody.
Obrázek
51:
Pr·b¥hy
vstupního
(ºlutá),
výstupního(zelená)
nap¥tí
a
proudu(modrá)
Z pr·b¥h· je vid¥t fázová synchronizace vstupního nap¥tí a proudu. Proud a výstupní nap¥tí jsou zna£n¥ zvln¥ná. Zvln¥ní výstupního nap¥tí je dáno absencí výstupního kondenzátoru, který by nap¥tí stabilizoval , ale p°i plném výkonu by svou kapacitou posouval fázi. Pro funkci topné spirály zvln¥ní nevadí. Problém
46
je p°i m¥°ení výstupního nap¥tí procesorem, který kv·li velkému zvln¥ní, hlavn¥ p°i malých výkonech, ur£í hodnotu s chybou kolem 15%.
7.3
Regulace
Regulator výkonu je navrºen ze dvou v¥tví. P°ímovazební pro rychlé nastavení p°ibliºné hodnoty a zp¥tnovazební pro odstran¥ní chyby. Na následujícím obrázku je vid¥t závislost mezi poºadovanou a reálnou hodnotou výkonu p°ibliºn¥ v dob¥ 1s.
Obrázek 52: Charakteristika poºadovaného a reálného výkonu
M¥°ená hodnota hlavn¥ v první polovin¥ charakteristiky m¥la zna£ný rozsah. Hodnota v grafu je odhadnutá pr·m¥rná hodnota.
7.4
M¥°ení ú£innosti
Z d·vodu velkého zvln¥ní výstupního nap¥tí pro výkon od 0 do 500W se nepoda°ilo b¥ºným wattmetren nam¥°it spolehlivý pr·b¥h výkonu, proto se nepoda°ilo vypo£ítat ú£innost. Na následujícím obrázku je vid¥t nam¥°ená ú£innost od 500 do 850W.
47
Obrázek 53: Pr·b¥h m¥°ení ú£innosti Pr·m¥rná ú£innost se pohybuje okolo 92%.
48
8
Záv¥r
Cílem této práce bylo prostudovat, vybrat, simulovat a navrhnout m¥ni£ výkonu do 3kW s korekcí ú£iníku pro medicínské pouºití. Prvním krokem, bylo prostudování jednotlivých typ· ru²ení a p°edev²ím jeho zdroj·. O elektromagnetickém ru²ení a jeho zdrojích je psáno ve 2. kapitole. Zjistil jsem, ºe elektromagnetické ru²ení generuje v jisté mí°e kaºdé elektronické za°ízení. Elektromagnetická kompatibilita °íká, zda je toto ru²ení v únosné mí°e a zda je za°ízení v·£i ru²ení n¥jak odolné. P°i prostudování topologie klasického spínaného m¥ni£e bylo zji²t¥no ru²ení vlivem impuslního odebírání proudu. P°i velkém výkonu takového m¥ni£e m·ºe být napájecí sí´ deformována, coº m·ºe ohrozit ostatní za°ízení. Dal²ím studovaným m¥ni£em výkonu byl tyristorový regulátor. U tohoto regulátoru se nastavuje úhel otev°ení sou£ástky a pr·b¥h proudu z napájecí sít¥ se poté skokov¥ m¥ní. To znamená nevyváºený odb¥r a vlivem strmého nár·stu proudu generování ru²ení, které se ²í°í i sítí. Z tohoto d·vodu byl hledán m¥ni£ s aktivní korekcí ú£iníku, který nebude sí´ nesymetricky zat¥ºovat. V kapitole 3 byl tedy vybrán sniºující m¥ni£ s aktivní korekcí ú£iníku. V dal²í kapitole byla popsána tvorba modelu v programu MATLAB/Simulink. V prost°edí se ze základních blok· programu sloºil výsledný model m¥ni£e, který byl navrhnut s p°edpokládanými sou£ástkami. Aktivní korektor ú£iníku je v modelu vytvo°en roznásobením poºadované hodnoty amplitudou vstupního nap¥tí. Tak dostaneme pr·b¥h poºadované hodnoty stejného pr·b¥hu jako vstupního nap¥tí a docílíme ú£íníku blíºícímu se 1. V modelu funguje za°ízení dle p°edpoklad·. P°i návrhu reálného obvodu (kapitola 5) jsme museli splnit n¥kolik poºadavk·. Nejprve to byl správný výb¥r prvk· pro p°enesení maximálního výkonu a co nejlep²í od ltrování re²ení, vznikající p°i spínání tranzistoru. Velmi d·leºitý prvek v obvodu je odleh£ující RC £lánek, který je zapojen paraleln¥ ke zp¥tné diod¥ induk£nosti. Bez tohoto £lánku je velké nebezpe£í zni£ení n¥které sou£ástky. Dal²ím poºadavkem bylo galvanické odd¥lení v²ech m¥°ících a °ídících signál· od silové £ásti obvodu. To bylo zaji²t¥no pomocí izola£ních zesilova£·, opto - budi£· výkonového tranzistoru a pouºitím galvanicky odd¥lených DC-DC m¥ni£· pro napájení. V kapitole 6 je popsán samotný program, kde je velmi d·leºité rychlé vy£ítání hodnot AD p°evodníkem, coº je zabezpe£eno p°es DMA. Protoºe je m¥°ený proud a výstupní nap¥tí velmi zvln¥né, je nutné pouºít ltraci. Jako ltr byl zvolen Kalman·v tr, který se velmi rychle vypo£ítá, není náro£ný na pam¥´ a své parametry dynamicky p°enastavuje. Tím dává dobré výsledky pro aplikace se sledováním pr·b¥hu. Kone£ným testováním bylo ov¥°ená odpovídající funkce reálného a Simulinkového modelu. Pr·b¥hy vstupního nap¥tí a proudu si odpovídají a korekce ú£iníku je spln¥na. Problém je s ode£ítáním výstupního nap¥tí p°i výkonech do 40% maxima. Výstupní nap¥tí je v tomto reºimu velice zvln¥né a ode£et procesorem není p°íli² spolehlivý. Toto by se dalo p°ípadn¥ zlep²it navrhnutím ltra£ního RC £lánku na vstup m¥°ícího obvodu, který by zvln¥ný pr·b¥h ltroval. P°i m¥°ení ú£innosti do výkonu 900W se ú£innost pohybovala okolo 92%.
49
Pro aplikace, kde se p°edpokládá £astý provoz na plný výkon, by mohla být ú£innost zvý²ena p°idáním relé, které by p°i maximálním výkonu m¥ni£ odpojilo a zát¥º p°ipojilo p°ímo k síti. Moºné zlep²ení a vyhlazení pr·b¥hu funkce by se mohlo zlep²it zvý²ením spínací frekvence. Jako negativní vliv by poté byli v¥t²í spínací ztráty na tranzistoru, kreré jsou úm¥rné spínací frekvenci. I kdyº je vysokofrekven£ní ru²ení z velké £ásti od ltrováno, je moºné ho je²t¥ odstranit p°idáním na p°ívodní vedení standartní LC odru²ovací ltr, který vysokofrekven£ní ru²ení potla£í je²t¥ více.
50
Reference [1] Mohan. N,
Frist Course on Power and Drivers,
University on Minesota,
Mineapolis, USA, 2003 [2] [3]
Trzynadlowski M. A. RABA, J.
Introduction to Modern Power Electronics,2010
Nízko²umový spínaný napájecí zdroj.
Brno: Vysoké u£ení tech-
nické v Brn¥, 2013. 85s. [4]
[5]
Polina Vaculíková, Emil Vaculík a kolektiv
kompatibilita elektrotechnických systém·, doc. Ing. Jaroslav Zá£ek,CSc.
Elektromagnetická
1998
Ú£iník v teorii a praxi, [£lánek], ELEK-
TRO, 2004 [6]
ON SEMICONDUCTOR
Power Factor Correction (PFC) Handbook,
[online]. 2011, [cit. 2014-04]. Dostupný z WWW:
pub_link/Collateral/HBD853-D.PDF [7]
http://www.onsemi.com/
Christophe Batard, Frédéric Poitiers, Christophe Millet and Nicolas Ginot, Simulation of Power Converters Using Matlab-Simulink, Lunam University - University of Nantes,France [online] 2011, [cit. 2014-04]. Dostupný z WWW:
[8]
http://cdn.intechopen.com/pdfs-wm/39326.pdf
Prof. Ing. Ji°í Sva£ina, CSc.
bility
Základy elektromagnetické kompati-
[online]. 2000 , [cit. 2014-04]. Dostupný z WWW:
elektrorevue.cz/clanky/00031/index.html
[9]
http://www.
Laszlo Huber, Member, IEEE, Liu Gang, and Milan M. Jovanovic, Fellow, IEEE Design-Oriented Analysis and Performance
Evaluation of Buck PFC Front End,
[online]. 2010 , [cit. 2014-04]. Do-
http://ieeexplore.ieee.org/stamp/stamp.jsp?tp= &arnumber=5200430&isnumber=5401118 stupný z WWW:
[10]
SKOUPÝ, P.
Vzorové moduly DC/DC m¥ni£·.
Brno: Vysoké u£ení tech-
nické v Brn¥, 2010. 59s. [11]
[12]
Bc. VAÍEK Adam,
NÝCH ZDROJÍCH VISHAY
OMEZENÍ SPÍNACÍCH ZTRÁT VE SPÍNA-
Brno: Vysoké u£ení technické v Brn¥, 2012. 62s
Datasheet VS-ETU3006S-M3 - Ultrafast Recti er
, [cit. 2014-04]. Dostupný z WWW:
vsetu3006sm3-254850.pdf [13]
WIMA
Datasheet FOIL 1,0M/630V/10% MKT
04]. Dostupný z WWW: [14]
muRata
[online]. 2012 , [cit. 2014-
http://www.ges.cz/sheets/m/mks4.pdf
Murata Electronics RDER72J103K2K1C11B
[cit. 2014-04]. Dostupný z WWW:
catalog/pdf/c49e.pdf
[15]
Vishay / Siliconix
[online]. 2012
http://www.mouser.com/ds/2/427/
[online]. 2014 ,
http://www.murata.com/products/
MOSFET 600V 99mOhm@10V 33A N-Ch E-SRS
[online]. 2014 , [cit. 2014-04]. Dostupný z WWW:
com/ds/2/427/sihb33n60e-223581.pdf 51
http://www.mouser.
[16]
Schuter Pevné cívky DENO Grnd [online]. 2014 , [cit. 2014-04]. Dostupný z WWW:
pdf [17]
Freescale
http://www.mouser.com/ds/2/358/typ_DENO-42113.
Kinetis K60, Data Sheet: Technical Data
[online]. 2014 ,
http://cache.freescale.com/files/ microcontrollers/doc/data_sheet/K60P144M100SF2.pdf [cit. 2014-04]. Dostupný z WWW:
[18]
Avago Technologies
Izola£ní zesilova£ ACPL-7900-500E
[online]. 2014
http://www.mouser.com/ds/2/38/ V02-2733EN+DS+ACPL-790x+30Dec2010-22257.pdf , [cit. 2014-04]. Dostupný z WWW:
[19]
Wikipedia cs z
WWW:
9Bt%C3%AD [20]
D¥li£ nap¥tí
[online]. 2014 , [cit. 2014-04]. Dostupný
http://cs.wikipedia.org/wiki/D%C4%9Bli%C4%8D_nap%C4%
Avago Technologies
Sníma£ proudu ACS756SCA-050B-PFF-T
[on-
http://www.allegromicro. com/en/Products/Part_Numbers/0756/0756.pdf line]. 2014 , [cit. 2014-04]. Dostupný z WWW:
[21]
Toshiba
MOSfet DRIVER TLP250(F)
stupný z WWW: [22]
[online]. 2014 , [cit. 2014-04]. Do-
http://www.mouser.com/ds/2/408/4260-50351.pdf
Ing.M.Richter,Ph.D.
D¥li£ Kalman·v ltr
[online]. 2008 , [cit. 2014-04].
http://www.uamt.feec.vutbr.cz/~richter/vyuka/ 0910_mpov/tmp/kalman_filter.html.cs
Dostupný z WWW:
[23]
Robotika.cz WWW:
M¥°ení rychlosti
[online]. 2005 , [cit. 2014-04]. Dostupný z
http://robotika.cz/guide/filtering/cs
52
P°ílohy A Návrh zapojení
Schéma zapojení v programu EAGLE
53
B Návrh DPS
Návrh celé desky v programu EAGLE o velikosti 100x160mm
54
Vrchní strana desky plo²ného spoje
55
Spodní strana desky plo²ného spoje
56
C Datové CD V p°iloºeném CD je Simulinkový model, navrºená deska plo²ných spoj· v programu EAGLE, program v prost°edí CodeWarrior, dokumentace k jednotlivým sou£ástkám a n¥které nam¥°ené pr·b¥hy. Struktura CD je vid¥t na následujících °ádcích.
model
schema_DPS
program
dokumentace
namerene_prubehy
57
