XIX. MEZINÁRODNÍ SYMPOSIUM UČITELŮ ELEKTRICKÝCH POHONŮ
SYMEP 2002 LIBEREC, 24. – 26. 6. 2002
TECHNICKÁ UNIVERZITA V LIBERCI FAKULTA MECHATRONIKY A MEZIOBOROVÝCH INŽENÝRSKÝCH STUDIÍ
XIX. MEZINÁRODNÍ SYMPOSIUM UČITELŮ ELEKTRICKÝCH POHONŮ
SYMEP 2002 LIBEREC, 24. – 26. 6. 2002
TECHNICKÁ UNIVERZITA V LIBERCI FAKULTA MECHATRONIKY A MEZIOBOROVÝCH INŽENÝRSKÝCH STUDIÍ Hálkova 6, 461 17 Liberec tel: 048/5353240 fax: 048/5353112
Všechna práva vyhrazena. Žádná část této publikace nesmí být reprodukována, ať již mechanicky, elektronicky, fotokopií, záznamem nebo i jinak, bez předchozího souhlasu držitele práv. All rights reserved. No part of this publication may be reproduced, stored in a retrieval systém, or transmitted in any form or by any means, electronic, mechanical, photocopying, recording, or otherwise without prior permission of the copyright owner. Technická univerzita v Liberci – 2002
ISBN 80-7083-612-1
Název:
SYMEP 2002
Podnázev:
XIX. Mezinárodní symposium učitelů elektrických pohonů
Vydavatel:
Technická univerzita v Liberci Fakulta mechatroniky a mezioborových inženýrských studií Hálkova 6 461 17 Liberec
Editoři: Rok vydání:
2002
Vydání:
první
Náklad:
70
Číslo publikace:
55-051-02
Tisk:
Ediční středisko TU Liberec
ISBN 80-7083-612-1
Obsah: Jiří Pavelka STRUKTUROVANÉ STUDIUM NA ČVUT FEL PRAHA………………………………….4 Zdeněk Čeřovský, Zdeněk Halámka, Petr Hanuš, Pavel Mindl, Vladek Pavelka PROJEKT A VÝSTAVBA PRACOVIŠTĚ HYBRIDNÍCH POHONŮ AUTOMOBILŮ .....10 Viktor Valouch VÝUKA PROBLEMATIKY MODELOVÁNÍ V ELEKTRICKÝCH POHONECH .............16 Jaroslav Žáček, Karel Künzel LABORATOŘ ELEKTROMAGNETICKÉ KOMPATIBILITY A JEJÍ UPLATNĚNÍ VE VÝUCE OBORU SILNOPROUDÁ ELEKTROTECHNIKA ...................................................20 František Ďurovský POUŽITIE KOMERČNÝCH MENIČOV VO VÝUKE .........................................................25 Vladimír Slanina, Emanuel Hutník EXPERIMENTÁLNE PRACOVISKO S RIADIACOU DOSKOU DSP...............................29 Eva Konečná, Pavel Rydlo, Aleš Richter LABORATORNÍ PRACOVIŠTĚ PRO SIMULACI REGULOVANÝCH ELEKTRICKÝCH POHONŮ .................................................................................................................................34 Bednárik B., Buday J., Miklo J., Tabaček R., Vittek J. VEKTOROVÉ RIADENIE POHONOV S ASYNCHRÓNNYM MOTOROM S VNÚTENOU DYNAMIKOU..................................................................................................38 Buday J., Miklo J., Pospíšil, M., Vaňko D., Vittek J. PREDBEŽNÉ EXPERIMENTÁLNE OVERENIE VEKTOROVÉHO RIADENIA POHONOV S ASYNCHRÓNNYM MOTOROM S VNÚTENOU DYNAMIKOU..............44 Pavel Brandštetter, Martin Kuchař, Libor Štěpanec APLIKACE UMĚLÉ INTELIGENCE V OBLASTI ELEKTRICKÝCH REGULAČNÍCH POHONŮ .................................................................................................................................50 Pavel Brandštetter, David Vinklárek, Petr Palacký, VYHODNOCENÍ RYCHLOSTI OTÁČEK A ORIENTUJÍCÍCH VELIČIN U POHONU S ASYNCHRONNÍM MOTOREM BEZ SNÍMAČE OTÁČEK ............................................56 Bednárik Bernard, Fecura Tomáš DIESEL – ELEKTRICKÝ POHON VYHLIADKOVÉHO CESTNÉHO VLAKU. ..............62 Ján Fetyko, Stanislav Kron ANALYTICKÉ A NEURÓNOVÉ MODELY MNOHOKĹBOVÝCH MECHATRONICKÝCH SYSTÉMOV...................................................................................68 Daniela Perduková, Pavol Fedor, Stanislav Fedor NIEKTORÉ VLASTNOSTI FUZZY MODELOV ELEKTRICKÝCH POHONOV .............74
-1-
Ladislav Borba, Peter Zákopčan VÝKONOVÉ POLOVODIČOVÉ REGULÁTORY INDUKČNÝCH MOTOROV ..............80 Karel Záliš POUŽITÍ UMĚLÉ INTELIGENCE PŘI PROFYLAKTICE ELEKTRICKÝCH STROJŮ ...85 Jan Václavík, Libor Gečnuk ON-LINE MĚŘENÍ OTÁČEK NA POHONECH S INKREMENTÁLNÍM ČIDLEM..........91 Petr Chlebiš, Vladislav Damec MĚNIČ KMITOČTU S PROUDOVÝM REZONANČNÍM MEZIOBVODEM....................97 Tomáš Pavelek ,Václav Sládeček VARIANTY A ZPŮSOBY ŘEŠENÍ MĚKKÉHO SPÍNÁNÍ, POUŽÍVANÉ U KVAZIREZONANČNÍCH MĚNIČŮ. ..................................................................................101 Vít Bršlica NAPĚŤOVÉ MĚNIČE PRO GENERÁTORY S PROMĚNNÝMI OTÁČKAMI................106 Tomáš Cetl NOVÁ KONCEPCE ELEKTRICKÉ VÝZBROJE OSOBNÍCH AUTOMOBILŮ A JEJÍ DŮSLEDKY ..........................................................................................................................112 Lev M. VÝTAHOVÉ POHONY _ SOUČASNÝ STAV A PŘEDPOKLÁDANÉ SMĚRY VÝVOJE ................................................................................................................................116 Radovan Doleček, Zdeněk Němec ZDROJE ELEKTROMAGNETICKÉHO RUŠENÍ ..............................................................120 Tomáš Salon MĚŘENÍ VLIVU HDO V PRŮMYSLOVÉM PODNIKU ...................................................124 Jiří Fořt REGULACE PROUDU SPÍNANÉHO RELUKTANČNÍHO MOTORU………………….129 Miroslav Novák PŘECHODOVÝ JEV PŘI PŘIPÍNÁNÍ TRANSFORMÁTORU K SÍTI .............................133 Miroslav Patočka MECHANISMUS POŠKOZENÍ LOŽISKA ELEKTRICKÝM PROUDEM .......................138 Stanislav Gregora, Jaroslav Novák PŘÍMÉ A NEPŘÍMÉ METODY PRO SNÍMÁNÍ ČASOVÉHO PRŮBĚHU TOČIVÉHO MOMENTU ASYNCHRONNÍHO MOTORU .....................................................................144 Jiří Cibulka, Martin Pittermann, Karel Zeman KVALITATIVNÍ POSOUZENÍ REGULAČNÍCH ZÁSAHŮ UŽÍVANÝCH PŘI DLOUHODOBÉM PŘERUŠENÍ DODÁVKY ENERGIE DO STEJNOSMĚRNÉHO OBVODU MĚNIČE...............................................................................................................150 Zdeněk Němec, Radovan Doleček ENERGETICKÁ NÁROČNOST JÍZDY VLAKU................................................................156
-2-
Bohumil Klíma ŘÍZENÍ TROJFÁZOVÉHO STŘÍDAČE PROCESOREM INTEL 196 ...............................162 Ondřej Mšal APLIKACE P-Q TEORIE V OBLASTI AKTIVNÍ FILTRACE ..........................................167 Martin Borbeľ, Jaroslava Žilková, Jaroslav Timko VYUŽITIE DOPREDNÝCH A KASKÁDNYCH NEURÓNOVÝCH SIETÍ PRI POZOROVANI VELIČÍN AM..............................................................................................172 Jan Václavík MOŽNOSTI VYUŽITÍ SEKTOROVÉHO MODELOVÁNÍ V DIAGNOSTICE ASYNCHRONNÍCH MOTORŮ ...........................................................................................177 Eva Konečná NÁHRADNÍ SCHÉMA ASYNCHRONNÍHO POHONU PRO NEHARMONICKÉ NAPÁJENÍ.............................................................................................................................181 Jiří Zdeněk, Lubomír Koucký, Pavel Mňuk ZAŘÍZENÍ PRO KOSMICKÝ VÝZKUM ..........................................................................1827 Leuchter J., Kurka O., Melichar M. VSCF TECHNOLOGIE U EC3G..........................................................................................193 Jana Dobiášová MĚŘENÍ ELEKTROSTATICKÉHO NÁBOJE ....................................................................198 Miloslav Košek, Tomáš Mikolanda, Přemysl Svoboda PLNĚ AUTOMATIZOVANÉ MĚŘENÍ A MODELOVÁNÍ DVOUROZMĚRNÝCH STACIONÁRNÍCH MAGNETICKÝCH POLÍ ....................................................................204 Petr Huták, Pavel Vorel POUŽITÍ ULTRAKAPACITORU V ELEKTRICKÉ TRAKCI ...........................................210 Aleš Richter DYNAMICKÝ MODEL SVĚTELNÝCH, ANODOVÝCH VÝBOJŮ ................................215 Pavel Rydlo METODY HODNOCENÍ VÝKONNOSTI PRŮMYSLOVÝCH KOMUNIKAČNÍCH SÍTÍ.........................................................................................................................................220 Ivan Jaksch ROTOROVÉ VADY ASYNCHRONNÍCH MOTORŮ A JEJICH DIAGNOSTIKA..........225 Ivan Jaksch VYUŽITÍ PARKOVY TRANSFORMACE PRO DIAGNOSTIKU STATOROVÝCH VAD ASYNCHRONNÍCH MOTORŮ ...........................................................................................231 Fedor S., Fedor P., Perduková D. REGULÁTOR POHONU PRAČKY S MIKROPROCESOROM ........................................237
-3-
STRUKTUROVANÉ STUDIUM NA ČVUT FEL PRAHA Jiří Pavelka ČVUT Praha – FEL, Katedra elektrických pohonů a trakce, Technická 2, 166 27 Praha 6 ANOTACE: Příspěvek informuje o zásadách a postupu přípravy nových studijních plánů strukturovaného studia na Elektrotechnické fakultě ČVUT. Nejprve jsou stručně popsány změny studijních plánů od r.1989. Následuje seznámení se zásadami, které byly přijaty rektorátem jako doporučení pro všechny fakulty ČVUT. V další části je popsán konkrétní postup prací na přípravě studijních plánů na FEL a na závěr jsou uvedeny podrobnější informace k jednotlivým programům. 1. Úvod V uplynulých dvou desetiletích došlo v Evropě k významným společenským i ekonomickým změnám, které se odrazily i ve vysokoškolském vzdělávání. Počet studujících v zemích OECD dosáhl 2,6% počtu obyvatel (v ČR je to 1,8%). Evropské univerzity musely reagovat na požadavky praxe, která vyžaduje větší počet vysokoškolsky vzdělaných odborníků různých úrovní od teoreticky zdatných přes tvůrčí inženýry až po techniky se schopností rozvíjet své odborné znalosti s pokrokem v jejich oboru. Provedené analýzy prokazují, že těmto požadavkům nejlépe vyhovuje vícestupňová soustava anglosaských bakalářských, magisterských a doktorských studií. Významným krokem k realizaci byla Boloňská deklarace ministrů školství většiny evropských států, kteří v r.1999 deklarovali vytvoření „evropského vzdělávacího prostoru“ se snadnou mobilitou studentů a pedagogů, průhledným systémem vysokoškolských kvalifikačních stupňů a jasně strukturovaným studiem. Vedení ČVUT zahájilo ihned intenzivní přípravu potřebných strukturálních i obsahových změn studia a první konkrétnější návrhy byly diskutovány na začátku dubna 2000. Určitým motorem byla potřeba předložit akreditaci studijních oborů Strojní fakulty do konce srpna 2000 již v nové podobě. Výsledkem byla „Základní směrnice pro realizaci strukturovaného studia na ČVUT“ a „Harmonogram zavedení strukturovaného studia na ČVUT“. Dokumenty byly projednávány na fakultách a po úpravách schváleny v prosinci 2000 jak Senátem tak i VR ČVUT. 2. Studijní plány v letech 1989 až 2002 na ČVUT-FEL Do r.1990 probíhala výuka na ČVUT-FEL v jednom bloku, zakončeným obhajobou diplomové práce a státní závěrečnou zkouškou. Studium bylo pětileté, první ročník byl společný, další studium bylo rozčleněno do 10 oborů a jednoho mezioboru s pevnými studijními plány. Ihned po „sametové revoluci“ byla ve školním roce 1990/91 provedena první zásadní změna tím, že studenti byli přijímáni na jeden ze tří studijních oborů. Po intenzivní roční přípravě byla změna dokončena a počínaje školním rokem 1991/92 studium rozděleno do dvou etap: základní dvouleté, zakončené První Souhrnnou Zkouškou (PSZ) a návazné ve třech oborech s 10-ti specializacemi. Současně s tím byl zaveden kreditní systém a prerekvizity či korekvizity předmětů. Studenti od třetího ročníku výše dokončili studium dle původních učebních plánů. Počínaje školním rokem 1994/95 byla provedena druhá zásadní změna struktury studia. Došlo k rozdělení studia na tři ucelené etapy a současně bylo studium prodlouženo z 10 na 11 semestrů při 30 hodinách týdně včetně TV. Tyto etapy byly: základní - společná pro všechny studenty v nominální délce 4 semestry, ukončená PSZ,
-4-
bakalářská – probíhající ve čtyřech oborech v nominální délce 4 semestry a ukončená obhajobou bakalářské práce včetně promoce, inženýrská – probíhající v deseti oborech v nominální délce 3 semestry a zakončená obhajobou diplomové práce a státní závěrečnou zkouškou včetně promoce. V souvislosti s vydáním nového Vysokoškolského zákona bylo nutno počínaje školním rokem 1998-1999 provést třetí změnu studijních plánů. Bylo zavedeno bakalářské a magisterské studium v délce 7 resp.11 semestrů se společnými prvními čtyřmi semestry a společnou bakalářskou částí. Počet vyučovacích hodin byl snížen na 26 hod. bez TV. Na tento nový systém se přešlo jednorázově v letním semestru 1999. Podle těchto studijních plánů se studuje dosud. 3. Zásady strukturovaného studia na ČVUT Přijaté zásady nejprve definují skupiny vyučovaných předmětů z hlediska jejich obsahu na: a) obecné teoretické a průpravné teoretické, (T) b) oborové, (O) c) ekonomicko-manažerské (E) d) humanitní (H) a z hlediska povinnosti jejich absolvování studentem pro získání příslušného titulu na : a) povinné (P) b) povinně-volitelné (PV) c) volitelné (V) Dále stanovují profily absolventů jednotlivých stupňů vysokoškolského studia na ČVUT a doporučují velikosti některých základních ukazatelů. 1. Pro bakalářský studijní program (BSP) stanovují: a) standardní délku studia na 3 až 4 roky, b) doporučený počet kreditů na 30 za semestr, c) maximální počet týdenních hodin v doporučených studijních plánech včetně tělesné výchovy a jazyků na 26, d) možnost zapsání si jako volitelný předmět kterýkoliv povinný nebo povinněvolitelný předmět z nabídky celého ČVUT, e) doporučený poměr skupin předmětů T:O:E:H za celou dobu studia na 40:40:10:10, f) individuálnost tvorby studijních plánů studentem dle stanovených zásad a závaznost takto sestaveného plánu po zápisu, g) požadavek na přesun teoreticky náročných partií do magisterské etapy studia, h) povinnost ukončit BSP řádnou státní bakalářskou zkouškou včetně obhajoby bakalářské práce i) povinnost jazykové zkoušky ze dvou cizích jazyků. 2. Podobně pro magisterský studijní program (MSP) stanovují: j) standardní délku studia na 2 až 3 roky, k) doporučený počet kreditů na 30 za semestr, l) maximální počet týdenních hodin v doporučených studijních plánech včetně tělesné výchovy a jazyků na 26, m) možnost zapsání si jako volitelný předmět kterýkoliv povinný nebo povinněvolitelný předmět z nabídky celého ČVUT, n) doporučený poměr skupin předmětů T:O:(E+H) za celou dobu studia na 35:50:15,
-5-
o) p) q) r)
individuálnost tvorby studijních plánů studentem dle stanovených zásad a závaznost takto sestaveného plánu po zápisu, požadavek na výzkumnou a tvůrčí činnost v rámci projektů s odpovídajícím oceněním kredity, povinnost ukončit MSP řádnou státní zkouškou včetně obhajoby diplomové práce věnovat pozornost prezentačním, komunikativním a manažerským schopnostem studentů
3. Konečně pro doktorský studijní program (DSP) stanovuje: a) školitel musí být minimálně držitel vědeckopedagogické hodnosti „docent“ nebo „vědecký pracovník“ b) Školitel musí aktivně odborně pracovat např. jako nositel grantu nebo projektu c) Doporučuje se jednosemestrový studijní pobyt na zahraniční universitě d) Povinnost akreditace studijního oboru také v angličtině Dále jsou stanoveny zásady pro přechod z bakalářského do magisterského studia. Je deklarováno právo absolventa bakalářského studia na kterékoliv jiné vysoké škole zapsat se do magisterského studijního programu po úspěšném absolvování přijímacího řízení a právo děkana fakulty stanovit podmínky pro toto přijímací řízení. Zvýhodňují se ti studenti, kteří absolvovali studium na téže fakultě možností prominutí přijímací zkoušky v případě, že absolvovali během BSP předepsané předměty z PV a dosáhli požadovaného prospěchu. 4. Aplikace zásad ČVUT ve strukturovaném studiu na Elektrotechnické fakultě Bezprostředně po schválení zásad pro strukturované studium orgány ČVUT byly zahájeny práce na přípravě tohoto studia v podmínkách FEL. Byly definovány tři specifické problémy Elektrotechnické fakulty ČVUT, které musely být rozhodnuty: a) Jaká má být délka BSP a MSP? Současná délka 7 resp. 11 semestrů je rozdílná v porovnání s jinými FEL v ČR. b) Jeden nebo dva studijní programy? Podobně jako na jiných elektrotechnických fakultách v ČR navrhovala katedra počítačů K336 již několikrát v minulosti vytvořit samostatný studijní program s minimálním podílem elektrotechnických předmětů. Proto zásadním rozhodnutím pro přípravu strukturovaného studia na FEL muselo být, zda fakulta půjde cestou vytvoření dvou samostatných BSP a MSP „Informatika“ a „Elektrotechnika“ nebo společného BSP a MSP „Elektrotechnika a informatika“. c) Průchodnost studia základním blokem. V současnosti prochází základním blokem pouze 30% zapsaných studentů a tento stav je dále neúnosný. Děkan fakulty ustanovil ihned po schválení zásad rektorátními orgány 5. ledna 2001 pracovní skupinu, které zadal úkol během ledna „najít obsah společného 1.ročníku, který by byl akceptovatelný pro všechny“. Skupina vypracovala návrh, který byl předložen k diskusi na fakultě. Po diskusi přijala VR FEL 28.2.2001 usnesení, ve kterém definovala následující zásady pro další práce na přípravě strukturovaného studia: 1. v každém stupni strukturovaného studia bude pouze jeden studijní program 2. stanovila profily absolventů jednotlivých stupňů, ve kterých se zdůrazňuje spojení teoretických, průpravných, ekonomicko-manažerských a odborných znalostí. U bakalářů je to potom schopnost řešení úkolů technické praxe a schopnost rozvíjení odborných znalostí s rozvojem oboru. U absolventů MSP je to schopnost řešení náročných úkolů praxe a tvořivého rozvíjení a prohlubování znalostí v oboru. U PhD.
-6-
3. 4. 5. 6. 7.
je kladen důraz na schopnost samostatné vědecké práce a schopnost formulace problémů délka studia BSP bude 3 roky a délka MSP bude 2 roky v BSP budou 4 bakalářské obory „Silnoproudá elektrotechnika“, „Elektronika a sdělovací technika“, „Kybernetika a měření“, „Výpočetní technika“ BSP bude mít společný první rok studia pro všechny obory Počet týdenních hodin výuky bude v průměru 26 bez tělesné výchovy Poměr T:O:(E+H) bude 40:40:20
5. Bakalářský studijní program na ČVUT Ihned po zasedání VR FEL byly zahájeny práce na přípravě studijních plánů BSP. Obor BSP „Silnoproudá elektrotechnika „ je na ČVUT - FEL zajišťován především třemi odbornými katedrami a to K313 „Elektrotechnologie“, K314 „Elektrické pohony a trakce“ a K315 „Elektroenergetika“. Proto v této fázi pracovalo grémium silnoproudých kateder společně. Grémium vypracovalo svůj návrh na rozložení jednotlivých předmětů do semestrů, specifikovalo oblasti znalostí v jednotlivých typech předmětů, podrobněji specifikovalo oblasti znalostí v teoretických a průpravných předmětech a stanovilo ty znalosti, které musí studenti získat v 1. ročníku studia. Zdůraznilo potřebu zařazení výuky základních principů a činnosti silnoproudých i slaboproudých zařízení pro všechny obory BSP. Doporučilo vytvořit v 1.ročníku prostor pro vyrovnání znalostí studentů z průmyslových škol a z gymnázií. Tyto návrhy byly předány pedagogické komisi FEL 4.4.2001 V návaznosti vypracovalo grémium silnoproudých kateder podrobnou specifikaci znalostí v odborných předmětech zatím bez rozdělení do jednotlivých předmětů. Tato etapa byla ukončena 24.4.2001. Následovala poměrně náročná etapa rozdělování jednotlivých oblastí znalostí do předmětů a mezi katedry. Při těchto jednáních se mnohdy střetávaly lokální zájmy s potřebami oboru. Proto konečný výsledek je v některých případech kompromisem mezi ostrými stanovisky jednotlivců. Výsledkem byl seznam s názvy jednotlivých předmětů, jejich zařazení do skupin T, O, E a H, počtem hodin přednášek a cvičení a způsobem ukončení. K tomuto seznamu byla současně zpracována obsahová náplň jednotlivých předmětů a určena katedra, která bude předmět zajišťovat. Podobným způsobem pracovala i grémia ostatních oborů. VR FEL schválila na svém zasedání dne 6.6.2001 konečnou verzi bakalářské etapy bez připomínek. 6. Magisterský studijní program na ČVUT Prakticky současně s dokončováním prací na struktuře a obsahu BSP byly zahájeny práce na přípravě MSP. Na zasedání grémia děkana FEL dne 23.5.2001 dal děkan pokyn k zahájení jednání o sloučení oborů MSP ze současných 12-ti na 6 až 8 při zachování stávajícího členění kateder, které je zajišťují. V silnoproudu bylo navrženo sloučit současné tři obory „Elektroenergetika“, „Elektrické stroje, přístroje a pohony“ a „Technologické systémy“ do jednoho oboru „Silnoproudá elektrotechnika“. Po detailním projednání grémia silnoproudých kateder s děkanem bylo toto řešení nakonec přijato a dohodnuto současně snížit celkový počet specializací z dnešních 8-mi na čtyři. Názvy nových specializací přímo charakterizují jejich obsah. Jsou to „Elektroenergetika“, „Elektrické pohony“, „Technologické systémy“ a „Aplikovaná elektrotechnika“. Z hlediska struktury výuky v MSP „Silnoproudá elektrotechnika“ jsou do jeho čtyř semestrů zařazeny: 4 povinné předměty oboru každý v rozsahu (2+2) hod/týdně.(„Matematika pro SE“, „Teorie elektromechanických měničů“, „Komplexní řízení jakosti“ a „Přechodné děje v elektroenergetice“ tj celkem 4x4=16hod. týdně), -7-
6 povinných předmětů specializace pro každou specializaci v celkovém rozsahu 24hod. týdně, 6 povinně-volitelných předmětů v celkovém rozsahu 23 hod. týdně, 2 předměty ekonomicko-manažerské v celkovém rozsahu 8 hod. týdně, 2 volitelné předměty z celofakultní nabídky v celkovém rozsahu 7 hod. týdně 2 humanitní předměty v celkovém rozsahu 4 hod. týdně 2 povinné projekty v celkovém rozsahu 8 hod. týdně jako realizace důrazu na projekty diplomová práce, pro kterou je vyhrazeno 14 hod týdně v posledním semestru
Celkem je tedy pro MSP plánováno 104 týdenních hodin ve 4 semestrech po 26 týdenních hodinách. Podobným způsobem byly připraveny i studijní plány ostatních oborů MSP. Výsledný počet studijních oborů MSP je 7, jmenovitě: Biomedicinské inženýrství bez dělení do specializací, Ekonomika a řízení elektrotechniky a energetiky se dvěma specializacemi „Ekonomika a řízení energetiky“ a „Ekonomika a řízení elektrotechniky“, Elektronika se třemi specializacemi „Elektronické systémy“, „Aplikovaná elektronika“ a „Elektronika a fotonika“, Silnoproudá elektrotechnika se čtyřmi specializacemi „Elektroenergetika“, „Elektrické pohony“, „Technologické systémy“ a „Aplikovaná elektrotechnika“, Kybernetika a měření se čtyřmi specializacemi „Řídicí technika“, „Umělá inteligence“, „Měřicí a přístrojové systémy“ a „Letecké informační a řídicí systémy“, Telekomunikace a radiotechnika se čtyřmi specializacemi „Mutimediální, zvuková a televizní technika“, „Optoelektrické systémy“, „Radiové komunikační, navigační a radarové systémy“, „Telekomunikace“ a „Vysokofrekvenční a mikrovlnná technika“ Výpočetní technika s pěti specializacemi „Softwarové inženýrství“, Systémové programovaní“, „Počítačová grafika“, „Počítačové sítě a internet“ a „Projektování číslicových systémů“. Návrh studijních plánů MSP byl předložen VR FEL k diskusi na jejím zasedání 31.10.2001 a následně Senátu FEL. Ten vyslovil celkem 6 závažných připomínek. Ty byly podrobně projednány na zasedání VR FEL dne 30.1.2002, která tři připomínky zamítla a tři částečně přijala. Na tomto zasedání byla také schválena konečná podoba všech studijních plánů. V současné době jsou zpracovány několikařádkové anotace každého předmětu i náplně cvičení. Minimálně jedna specializace je navržena k akreditaci v angličtině. 7. Doktorský studijní program na ČVUT-FEL Současné doktorské studium probíhá celkem v 15-ti akreditovaných oborech. Mezi nimi jsou tři obory související se silnoproudou elektrotechnikou a to: obor 26-03-9 Elektrické stroje, přístroje a pohony obor 26-34-9 Elektroenergetika obor 26-21-9 Elektrotechnologie a materiály Studium probíhá formou presenčního, distančního a kombinovaného studia dle směrnice děkana pro doktorské studium na FEL-ČVUT v Praze z 30.6.2001.
-8-
VR FEL na svém zasedání 30.1.2002 schválila návrh kolegia a grémia děkana předložit stávající doktorský studijní program k akreditaci beze změny. 8. Harmonogram přechodu na strukturované studium na ČVUT FEL Určitý nápor vedení fakulty na rychlou přípravu strukturovaných studijních programů byl motivován termínem pro podání všech potřebných dokumentů pro akreditaci počátkem r.2002. Celá fakulta si uvědomovala, že je nutno stihnout vypracování všech předepsaných materiálů již pro novou strukturovanou formu studia. V současné době jsou již potřebné dokumenty předány na MŠMT k akreditaci. V případě jejich schválení se předpokládá, že první studenti budou přijímáni ke studiu BSP tak, aby mohli zahájit studium v prvém ročníku ve školním roce 2003/2004. Současně se předpokládá doběh studia dle stávajících studijních plánů. 9. Závěr Nový strukturovaný systém studia je čtvrtou zásadní úpravou studijních plánů, která bude zavedena od r.1989 na ČVUT FEL. Všichni pedagogové i celé vedení FEL věří, že se konečně jedná o poslední přestavbou, která bude ponechána na delší dobu v platnosti. 10. Literatura [1] Witzany J., Stejskal V.: Strukturované studium na ČVUT, Interní pokyn ČVUT, 2001 [2] Informace o studiu pro r.1990-1991, Publikace ČVUT-FEL, 1990 [3] Informace o studiu pro r.1991-1992, Publikace ČVUT-FEL, 1991 [4] Informace o studiu pro r.1994-1995, Publikace ČVUT-FEL, 1994 [5] Informace o studiu pro r.1998-1999, Publikace ČVUT-FEL, 1998 [6] Zápisy ze zasedání VR ČVUT-FEL v r.2001 a 2002 ABSTRACT: STRUCTURED STUDY PROGRAM IN CTU - FEE PRAGUE. This contribution informs about principles and a preparation procedure of new structured study programs at Czech Technical University - Faculty of Electrical Engineering in Prague. Initially changes of study programs from 1989 to present are shortly described. Next part introduces to basic principles that were accepted by rector’s council as a recommendation for all faculties of CTU Prague. A sequence of works on a preparation of bachelor, engineering and PhD study programs is described in next part. More detail information about all study programs is given in final parts.
-9-
PROJEKT A VÝSTAVBA PRACOVIŠTĚ HYBRIDNÍCH POHONŮ AUTOMOBILŮ
-10-
-11-
-12-
-13-
-14-
-15-
VÝUKA PROBLEMATIKY MODELOVÁNÍ V ELEKTRICKÝCH POHONECH Viktor Valouch Fakulta elektrotechnická ČVUT, Katedra elektrických pohonů a trakce, Technická 2, 166 27 Praha Anotace: Příspěvek diskutuje doporučený rozsah výuky předmětu Modelování v elektrických pohonech a vhodný způsob zařazení předmětu do kontextu předmětů vyučovaných ve směru silnoproudá elektrotechnika. Diskutuje vhodný poměr výuky základních metod modelování, tvorby modelů a profesionálních programových prostředků. Je také zmíněna souvislost s výukou souvisejících předmětů. 1. Úvod Předmět Modelování v elektrických pohonech je katedrou Elektrické pohony a trakce FEL ČVUT vyučován již řadu let. Při příležitosti tvorby osnov pro bakalářské a magisterské studium byla zvažována problematika náplně tohoto předmětu a způsoby jeho výuky. 2. Výuka modelování Obecně vzato, je možno diskutovat řadu otázek: • vyučovat tuto problematiku jako samostatný předmět ? • v jaké fázi studia tento předmět vyučovat ? • jaký by měl být rozsah výuky předmětu ? • jaký je vhodný poměr hodin přednášek a cvičení ? • jaký je vhodný poměr výuky obecnější metodiky modelování, specifických problémů simulací v pohonech a výkonové elektronice a konkrétních simulačních prostředků ? • jaká by měla být náplň předmětu a jakou pozornost dílčím otázkám modelování v pohonech věnovat ? Jednoznačnou odpověď na žádnou z těchto otázek asi nelze dát. Jednak se vyvíjí sám obor elektrické pohony a výkonová elektronika, ale především se rychle vyvíjejí programové simulační prostředky. Dřívější analogové modelování ustupuje do pozadí a u číslicových simulací se otázky rychlosti výpočetních algoritmů a jejich nároků na rozsah paměti stávají méně podstatné než dříve. Samozřejmě je třeba respektovat i skladbu ostatních relevantních vyučovaných předmětů a personální i materiální zázemí na výukovém pracovišti. Domnívám se, že soustředění problematiky modelování v rámci samostatného předmětu je opodstatněné vzhledem k interdisciplinární povaze oboru elektrických pohonů, kdy výuka jednotlivých komponent a subsystémů je rozložena ve více předmětech s různou převládající metodikou analýzy problematiky v každém z předmětů. Navíc právě vhodná reprezentace vzájemných vazeb a interferencí mezi dílčími, vhodně popsanými subsystémy pohonu je vesměs tím, co činí nejvíce potíží při tvorbě úplného modelu a rozhoduje také o věrohodnosti získaných výsledků modelování. Efektivní výuka předmětu předpokládá alespoň základní znalost obvodů výkonové elektroniky, teorie elektrických strojů, a pokud možno, i teorie řízení. Podle mého názoru je 30 hodinový kurz přednášek dostatečný pro výklad základních principů, metod a prostředků modelování, pokud se omezíme jen na formulaci předpokladů, naznačení postupu a uvedení výsledných vztahů a doporučení bez uvádění jejich úplného odvozování. Pro základní
-16-
praktické seznámení s profesionálními programovacími nástroji a řešení ilustrativních příkladů je nutný alespoň stejně rozsáhlý blok cvičení. Dnes používané simulační programy nabízejí vesměs ve svých knihovnách připravené modely řady součástek i celých obvodů využitelných i při simulaci systémů výkonové elektroniky a elektrických pohonů nebo dokonce jednotlivé toolboxy na tento obor zaměřené. Nicméně bez znalosti zásad tvorby modelů vhodných pro řešení chování systému pohonu v různých etapách úplného procesu simulace, jak to znázorňuje tab. 1, může být spontánní využití těchto programových nástrojů značně neefektivní a nedávající věrohodnou a úplnou informaci o studovaném procesu. Výuka modelování v pohonech by tedy měla být vyvážená ve smyslu poměru prezentace specifických zásad pro modelování jednotlivých elementů i jejich vazeb a prezentace současných programových simulačních prostředků. Jednotlivé etapy procesu úplné simulace regulovaného elektrického pohonu REGULAČNÍ SMYČKA POPIS MĚNIČE ÚPLNÝ:
OTEVŘENÁ: - specifikované řídicí signály 1. etapa: ověření funkce systému pohonu
- změny stavu všech spínacích součástek - nelinearity, diskrétní způsob práce ZJEDNODUŠENÝ: - linearizovaný model, malé signály - jen některé součástky, ale v úplných detailech, jen několik cyklů
UZAVŘENÁ: - řídicí signály generuje regulátor 3. etapa: ověření funkce regulátoru X
X X 4. etapa: určení ztrát, přepětí, namáhání a dimenzování součástek
2. etapa: návrh regulátoru X
X
Jako příklad etapy 4 simulace stejnosměrného měniče podle obr. 1a) jsou na obr. 1b) uvedeny průběhy některých veličin obvodu po sepnutí výkonového prvku VT1. Na obr. 1c) jsou uvedeny změřené průběhy napětí a proudu. Cílem simulace bylo analyzovat činnost měniče s respektováním funkce ochranného obvodu na vstupu a také dob zpětného zotavení nulové i ochranné diody. Ač ve své základní funkci je tento jednoduchý měnič bez problémů a snadno analyzovatelný, pro modelování uvedených jevů byl vytvořen poměrně jednoduchý účelově zaměřený program, neboť to se jevilo efektivnější než nalezení profesionálního programu, který by diody modeloval požadovaným způsobem (ani základním elementárním způsobem, ale ani s nadměrným množstvím ekvivalentních elementárních součástek s obtížně zjistitelnými hodnotami). Toto je uvedeno jako ilustrace toho, že jen znalost programových nástrojů bez porozuměni specifickým požadavkům na modelování v tomto oboru není dostačující.
-17-
1600
+ Rb
IM
VT1
Cf
L
1400
) V ( 0 C u), A ( 1 D,i 0,i di
VD1 VDO
Ud=750 V, IM=300 A
uC0
1200
RO
Ud CO
1000 800
id
600 400 200
i0
0 -200
-
-400
iD1 0
5
10
t(us)
a)
b) o us 0.0000 mV -2.0746
05-15-2001 _ 17:26:50
+ 0.0000 0.8891
/\ 0.0000 0.0000
Napeti na anode WAV2
Proud anodou WAV1
WAV1
200mV
WAV2
5V
M 100.0us
c) Příklad výsledků etapy 4 simulace stejnosměrného měniče; a) schéma obvodu; b) simulované průběhy některých veličin po sepnutí VT1; c) měřené průběhy napětí na VD1 a napájecího proudu id Výuka modelování by neměla dublovat výklad principů a funkcí jednotlivých komponent pohonu prezentovaný v jiných předmětech, ale na typických příkladech ilustrovat obecněji platné zásady popisu jednotlivých subsystémů pohonu a jejich vazeb v závislosti na cíli příslušné etapy simulace. Kromě základního seznámení se současnými simulačními programy využitelnými v oblasti pohonů a výkonové elektroniky (například MATLAB, DYNAST, PSPICE, MATHEMATICA, SUNDIAL, aj. podle dostupnosti a místních zvyklostí) by výuka mohla zahrnovat následující partie: • obecné zásady tvorby modelů, metody a proces simulace, základní rozdělení, charakteristika a typy programových prostředků, • modelování polovodičových měničů obvodovými i dynamickými modely, výhody a nevýhody modelů časově proměnné a neproměnné topologie, linearizace modelů a také využití lineárních transformací i při popisu výkonových elektronických měničů, • popis elektrického pohonu jako systému, dynamické a linearizované statické obvodové modely elektrického stroje a souvislost s numerickým řešením, sjednocení modelů regulovaného měniče a stroje se zátěží, • zvláštnosti modelování měničů a elektrických strojů pro vysoké kmitočty,
-18-
15
•
citlivostní a parametrická analýza, optimalizace, zvláštnosti návrhu regulačních struktur a parametrů v pohonech, • plánování experimentů v pohonech a zpracování jejich výsledků, • úvod do použití metody konečných prvků a metod řešení sdružených úloh v pohonech a výkonové elektronice. Dobrou praktickou zkušenost jsme udělali se zavedením desky univerzálního regulátoru s DSP (podporované MATLAB-Simulinkem) do výuky. V našem případě (dSPACE 1103) je možné celý regulovaný systém namodelovat v Simulinku, experimentálně zjistit parametry motoru, navrhnout parametry regulace a provést simulaci regulovaného systému (etapa 3, tab. 1). Bezprostředně poté lze spustit běh kódu téhož regulačního algoritmu v DSP na desce s výstupy již na reálný měnič a motor. Studenti tak mohou projít všechny základní etapy urychleného vývoje prototypu řídicího systému pohonu a seznámit se tak s tímto perspektivním trendem, u významných firem dnes hojně používaným. 3. Závěr Modelování v pohonech je nyní důležitým nástrojem v práci vývojářů i projektantů. Je však nezbytné konfrontovat výsledky simulací se závěry experimentálních prací s laboratorním prototypem. Zvláště efektivní jsou proto takové metody a programové prostředky, které umožňují simulované jevy a algoritmy bezprostředně převádět do kódů spustitelných v reálném čase a ověřovat na reálném zařízení. S těmito progresivními postupy by měli být studenti silnoproudých oborů alespoň v základech seznámeni. ABSTRACT: TEACHING PROBLEMS OF MODELLING IN ELECTRICAL DRIVES In the article a recommended extent of the subject Modelling in electrical drives is discussed as well as a proper way of integrating the subject into the context of university courses on Power electrical engineering. A proper rate of teaching basic modelling methods, model design, and professional program tools is discussed. Connection to teaching other related subjects is mentioned too.
-19-
LABORATOŘ ELEKTROMAGNETICKÉ KOMPATIBILITY A JEJÍ UPLATNĚNÍ VE VÝUCE OBORU SILNOPROUDÁ ELEKTROTECHNIKA Jaroslav Žáček, Karel Künzel České vysoké učení technické, Fakulta elektrotechnická, Katedra elektrotechnologie, Technická 2, 166 27 Praha 6 ANOTACE: S rostoucími požadavky na jakost elektrické energie i elektrotechnických výrobků vzrůstá význam znalostí technických požadavků na výrobky, včetně elektromagnetické kompatibility. Velkou měrou se to týká zejména studentů silnoproudých oborů. Nově budovaná laboratoř elektromagnetické kompatibility na katedře elektrotechnologie FEL ČVUT umožňuje významné rozšíření a zkvalitnění výuky této problematiky. Příspěvek uvádí základní koncepci, přístrojové vybavení a možnosti této laboratoře, současné i předpokládané budoucí uplatnění ve výuce, vědecké činnosti a dalších aktivitách katedry. 1. Úvod Elektromagnetická kompatibilita je tradičně chápána jako problematika úzce související se sdělovací technikou, zejména v souvislosti s rušením rádiového přenosu a přenosu dat, tedy oblastí silnoproudé elektrotechnice vzdálených. Prorůstáním řídicí, informační a komunikační techniky do silnoproudých zařízení, rostoucím počtem a instalovaným výkonem výkonových polovodičových měničů i vzrůstajícími požadavky na jakost elektrotechnických výrobků a elektrické energie se přesouvá těžiště problémů EMC i do této oblasti. Významnou součástí elektrotechnické výroby a hodnocení jakosti elektrotechnických výrobků se tak stává i zajišťování a posuzování elektromagnetické kompatibility ve všech stádiích životního cyklu výrobku. Proto se zcela přirozeně stala problematika EMC součástí výuky oboru elektrotechnologie, a to i v oblasti silnoproudých technologií. Podobná situace je i v dalších silnoproudých oborech, zejména v elektrických pohonech a výkonové elektronice. Popisované skutečnosti navíc způsobují rozšíření kmitočtového spektra jevů které je nutno měřit a analyzovat i do dříve nesledovaných oblastí vysokofrekvenční techniky. Týká se to nejen víceméně nežádoucích následků přechodných a parazitních jevů, ale stále více i narůstajících pracovních kmitočtů výkonových měničů. Stále častěji se tak setkáváme s požadavky na odborníky s širším záběrem vzdělání zahrnujícím kromě tradičních silnoproudých disciplín i znalosti z oblasti vzniku, šíření, přenosu a potlačování vysokofrekvenčních jevů, jejich popisu a měření. 2. Vybavení laboratoře Dlouhodobá orientace naší pracovní skupiny na problematiku EMC výkonových zařízení si vyžádala vytvoření měřicího zázemí v laboratořích katedry. Úspěšné získání finanční podpory v rámci řešených grantových projektů i zapojení do výzkumného záměru fakulty umožnilo postupně vybavit laboratoř přístroji špičkové úrovně pro provádění většiny základních zkoušek na zařízeních silnoproudé elektrotechniky a elektroniky včetně jejich řídicích částí. Při tom jsme se snažili vyhnout duplicitě s dalšími laboratořemi zavedenými na katedrách telekomunikační techniky, elektromagnetického pole a měřicí techniky. Měřicí přístroje byly seskupeny do pracovišť tak, aby bylo možno snadno připravit a provést jednotlivé zkoušky EMC odolnosti a emisí měřených zařízení.
-20-
Zkoušky EMC odolnosti Elektromagnetická odolnost se zkouší tak, že zkoušené zařízení se v provozním stavu vystaví uměle vytvářenému rušivému signálu definovaných parametrů. Přitom se sleduje vliv zkoušky na funkčnost zařízení. Při sestavování pracoviště jsme se zaměřili na sledování odolnosti proti impulznímu rušení a odolnosti proti poruchám síťového napájecího napětí. Přístrojové vybavení je vybráno tak, aby bylo možno zkoušet zařízení s trojfázovým napájením do cca 10 kVA. • impulzní rušení simuluje vliv atmosférických a spínacích přepěťových jevů v napájecích systémech. Použité přístroje nám umožňují generovat rušivé signály předepsaného tvaru až do vrcholové hodnoty 4 kV a prostřednictvím vazební a oddělovací sítě je superponovat k napájecímu nebo datovému signálu zkoušeného zařízení. Vazební prostředky umožňují vytvářet asymetrické rušivé signály (vodič-zem) i symetrické (vodič-vodič). Podobně jako v ostatních případech je součástí vybavení řídicí pracoviště pro řízení, monitorování a zpracování výsledků zkoušky. Ke kontrole účinnosti zkoušených omezujících prostředků slouží rychlý paměťový osciloskop s rychlou vn sondou. Blokové schéma pracoviště je znázorněno na obrázku 1. Provádíme zde dvě základní předepsané zkoušky: o rychlé elektrické přechodové jevy/skupiny impulzů (Burst) podle ČSN EN 61000-4-4 o rázový impulz (Surge) podle ČSN EN 61000-4-5
přívod 3 * 400 V
vazební členy
simulátor rušivých signálů
paměťový osciloskop
...
řízení měření, sběr dat, protokoly
vazební a oddělovací síť
zkoušené zařízení
příslušenství
Blokové schéma pracoviště pro měření odolnosti proti impulzního rušení •
síťové poruchy simulují poruchové chování reálné spotřebitelské nebo průmyslové sítě. Je definována celá řada poruch síťového napájecího napětí od skokových poklesů a výpadků napětí po přístrojově náročné plynulé změny napětí a kmitočtu, vytváření napěťově nesymetrického a nesinusového napětí, popřípadě zvlněného napájecího napětí stejnosměrného. Jednodušší zkoušky mohou být realizovány odbočkovým transfor– mátorem s rychlým synchronizovaným výkonovým elektronickým přepínačem viz obrázek 2 a). Všechny uvedené zkoušky pak zvládá specializovaný řízený výkonový elektronický zdroj (obrázek 2 b). Zařízení umožňuje provádění následujících zkoušek při napájecím napětí 3 x 0 až 520/300 V, 16 až 500 Hz, resp. 0 až 300 V DC s výkonem do 9 kVA. Řídicí a vyhodnocovací vybavení je zde rovněž nutné. Provádíme zde následující zkoušky: o o o o
krátkodobé poklesy, přerušení a pomalé změny napětí kolísání napětí zvlnění na stejnosměrném napájecím vstupu nesymetrie -21-
podle ČSN EN 61000-4-11 podle ČSN EN 61000-4-14 podle ČSN EN 61000-4-17 podle ČSN EN 61000-4-27
o kolísání síťového kmitočtu podle ČSN EN 61000-4-28 o krátkodobé poklesy, přerušení a pomalé změny napětí na DC napájení podle ČSN EN 61000-4-29 a) přívod 3 * 400 V
autotrafo s odbočkami
simulátor síťových poruch analyzátor výkonu
b)
zkoušené zařízení
přívod 3 * 400 V řízený zdroj řízení měření, sběr dat, protokoly
Blokové schéma pracoviště pro měření odolnosti proti síťovým poruchám Zkoušky EMC emisí Při těchto zkouškách vytváří rušivé signály zkoušené zařízení. Vybavení laboratoře musí zajistit zkoušenému zařízení standardizované pracovní podmínky a přitom měřit parametry rušivých signálů. Pracoviště je v současné době vybaveno podle obrázku 3. především na • nízkofrekvenční měření, a to: podle ČSN EN 61000-3-2 podle ČSN EN 61000-3-3
o emise harmonického proudu o kolísání napětí a blikání přívod 3 * 400 V
analyzátor výkonu
řízený zdroj
zkoušené zařízení
řízení měření, sběr dat, protokoly
Blokové schéma pracoviště pro měření nf emisí Standardní napájení zajišťuje řízený zdroj čistě sinusového napětí s programovatelnou vnitřní impedancí, simulující impedanci napájecí sítě. Vlastní měření zajišťuje analyzátor výkonu, výsledky se zpracovávají v bloku řízení a sběru dat. Použit je zdroj zmíněný v předchozím odstavci. Výrazně také narůstá důležitost sledování emisí na vyšších kmitočtech, v sledovaném rozsahu od 150 kHz výše. Laboratoř je částečně vybavena pro měření rušení šířeného po vedení (spektrální analyzátor). Měřicí prostředky nelze připojit přímo do silového obvodu, proto je použita oddělovací a vazební síť. V současné době probíhá dovybavení měřicím přijímačem umožňujícím i měření blízkého vyzařovaného elektromagnetického pole. Bude tak možno alespoň orientačně vyhodnotit také emise vyzařovaného vysokofrekvenčního rušení. Předpokládáme následující
-22-
•
vysokofrekvenční měření definovaná normami: podle ČSN CISPR 16-1 podle ČSN CISPR 16-2
o přístroje na měření rádiového rušení o metody měření rušení Uspořádání zkoušek je zřejmé z obrázku 4. b) řízení měření, sběr dat, protokoly
přívod 3 * 400 V
a)
řízený zdroj
spektrální analyzátor / měřicí přijímač
vazební síť
měřicí přijímač
zkoušené zařízení
blokové schéma pracoviště pro měření vf emisí a) po vedení b) el. polem Laboratoř je zřízena v prostorách katedry elektrotechnologie a je koncipována tak aby umožňovala variabilní uspořádání laboratoře. Hlavní důvody jsou dva. Prvním je nutnost využití místnosti pro více účelů a druhým je nutná variabilita některých zkoušek vzhledem k možnosti testovat zařízení různě rozměrná a vzhledem k nutnosti různého uspořádání pracoviště při některých zkouškách (izolovaný stůl, podložka definované tloušťky a podobně). 3. Využití laboratoře Primární využití laboratoře bylo soustředěno na řešení grantových projektů ze kterých bylo přístrojové vybavení pořízeno. V rámci těchto projektů jsme se zaměřili na následující stěžejní úkoly: • vědeckovýzkumná činnost spočívající v analýze elektromagnetických rušivých jevů a jejím experimentálním ověření, • technické aplikace při návrhu a realizacích prostředků potlačujících nežádoucí elektromagnetické rušivé jevy, • vzdělávací a osvětová činnost zahrnující publikace na konferencích a v odborných časopisech informující o problematice EMC technickou veřejnost, • pedagogická činnost zařazující všechny předchozí body do vysokoškolské výuky. Vzhledem k zaměření článku se této činnosti věnujme ještě podrobněji v následujících odstavcích. Těžiště pedagogické činnosti je v pravidelné výuce studentů silnoproudých elektrotechnických oborů. Na oboru Technologické systémy není odpovídající samostatný předmět a problematika EMC se organicky začleňuje do výuky vybraných předmětů od bakalářského až do postgraduálního studia. Součástí výuky jsou vždy laboratorní cvičení. Úspěšně se rozvíjí též spolupráce s katedrou elektrických pohonů a trakce při výuce studentů jejich oboru. V budoucím strukturovaném studiu je již začleněn společný předmět. Velmi důležitá je také samostatná práce studentů v rámci semestrálních a diplomových prací a v rámci studentské vědecké a odborné činnosti. Specializovaná laboratoř jakéhokoliv charakteru, ve které jsou zpracovávány grantové a další projekty, je vhodným prostředím pro takové práce. Studenti se zde zapojují do vlastní vědecké a odborné činnosti katedry, což má za následek užší kontakt studentů s katedrou a jejich vyšší motivaci pro vlastní studium. -23-
Zaměření laboratoře pro vědecké a pedagogické účely neumožňuje její plnohodnotnou akreditaci jako zkušebny a z toho vyplývající nutné komerční využití. Přesto je spolupráce s praxí důležitou součástí činnosti laboratoře. Provádějí se zde předcertifikační zkoušky různých zařízení a další měření spojené většinou s vývojem a úpravami různých průmyslových zařízení. Spolupracující vývojáři si zde mohou odzkoušet vlastnosti svých zařízení, pro pracoviště to pak znamená získávání cenných zkušeností. V optimálním případě lze využít odborný potenciál pracovníků katedry při úpravách měřených zařízení. 4. Závěry Zkušenosti získané při vybavování a provozu EMC laboratoře silnoproudých systémů můžeme shrnout do následujících bodů: o problematika EMC je nepostradatelnou složkou znalostí i pro studenty silnoproudých oborů, o v současné době probíhá další prolínání oborů v oblasti měření a analýzy vysokofrekvenčních jevů, o EMC laboratoř výrazně přispívá k rozšíření odborných aktivit katedry o zkušenosti z EMC laboratoře jsou s výhodou využívány při tvorbě odborné náplně seminářů organizovaných katedrou. 5. Literatura [1] Künzel K., Žáček J., EMC Laboratory of Power Systems and its Application for Education Purposes, sborník konference EPE-PEMC 2000 Košice, díl 7 strany 200 - 203 [2] Žáček J., Künzel K., The Education EMC Laboratory of Power Systems, sborník konference EMC, York 2000.,York EMC Services, 2000, strany 1 - 4. [3] Künzel, K. - Žáček, J.: Požadavky na elektromagnetickou kompatibilitu výkonových pohonů. sborník celostátní konference o el. pohonech, Plzeň 1999, strany 176-179. [4] Cetl, T. - Künzel, K. - Žáček, J.: Simulace a měření zařízení třídy D dle ČSN EN 610003-2. In: Sborník ERU'1998. Brno : AV studio fy ELCOM, a.s., 1998, díl 1, s. 1-6. [5] Cetl, T. - Künzel, K. - Žáček, J.: Harmonic Current Emission of Equipment with a Special Wave Shape. In: Power Electronics and Motion Conference '98. Prague : CTU, Faculty of Electrical Engineering, 1998, p. 37-40 Příspěvek je zpracován v rámci grantu GAČR 102/01/1353 EMC spínaných zdrojů ABSTRACT: THE EMC LABORATORY AND ITS USE IN POWER ELECTRICAL ENGINEERING EDUCATION. The systematic growth of demands on quality of electrical energy and of electrical products invokes the growth of importance of knowledge of technical requirements on products, including their EMC. It applies especially to students of power electrical engineering to a great degree. The new equipped EMC laboratory on Dept. of Electrotechnology of Faculty of Electrical Engineering CTU Prague makes it possible to substantially expand and improve of such problems training. The paper presents the fundamental concepts, instrumentation and facilities of this laboratory, as well as its contemporary and supposed prospective utilization in educational process, research and other activities of the department.
-24-
POUŽITIE KOMERČNÝCH MENIČOV VO VÝUKE František Ďurovský Technická univerzita v Košiciach, Katedra elektrických pohonov a mechatroniky, Letná 9, 042 00 Košice ANOTÁCIA: Príspevok sa zaoberá možnosťami využitia komerčných meničov vo výuke Elektrických pohonov. Popisuje potrebné úpravy meničov, ich vlastnosti, úlohy, ktoré sa na nich dajú precvičovať, ako aj skúsenosti z výuky. Text je doplnený obrázkami realizovaných učebných standov. 1. Úvod Súčasťou výuky na technických vysokých školách je popri teoretickej aj praktická príprava študentov. Miesto praktickej výuky je nezastupiteľné, nakoľko umožňuje študentom pracovať priamo s reálnymi zariadeniami, získať praktické návyky, manuálnu zručnosť, ale hlavne určitú istotu a odvahu pri práci na týchto zariadeniach. Na druhej strane je zabezpečenie praktickej výuky náročnejšie na materiálové vybavenie laboratórií, prípravu, úpravu a opravu zariadení, ktoré sa pri výuke občas poškodia. Vyšší musí byť aj počet učiteľov, pretože skupiny študentov musia byť kvôli dodržaniu zásad bezpečnosti pri práci menšie. Práve tieto nevýhody praktickej výuky vedú k tomu, že sa namiesto praktických cvičení stále viac využívajú simulácie na počítačoch. Simulácie majú prirodzene svoje miesto vo výuke. Umožňujú študentom preniknúť do fyzikálnej podstaty analyzovaných javov bez potreby zložitých meraní. Takisto príprava simulačných experimentov je jednoduchšia, lacnejšia a nenáročnejšia na prístrojové vybavenie. Významný je tiež fakt, že pri simuláciách sa nedá zničiť merané zariadenie, resp. dajú sa analyzovať stavy za hranicami možností skutočného zariadenia. V silnoprúdárskych predmetoch sem navyše patrí aj otázka bezpečnosti, kedy študenti môžu pracovať s počítačom samostatne bez dozoru pedagóga na rozdiel od práce na reálnom pohone. Nevýhodou je, že pri simuláciách chýba priamy kontakt so zariadením. Optimálnym riešením pre výuku je preto stav, kedy sa výsledky simulácií dajú overiť na reálnom zariadení. V plnej miere to platí aj pre výuku riadenia elektrických pohonov. 2. Popis učebných prípravkov s meničmi Od zariadenia používaného v praktickej výuke sa vyžadujú niektoré protichodné vlastnosti. Na jednej strane má byť zariadenie univerzálne, aby sa na ňom dali ukazovať resp. riešiť rôzne úlohy, bez nutnosti zložitého prepájania vodičov na svorkovniciach, na druhej strane má byť dostatočne robustné, aby vydržalo nie vždy celkom korektné zaobchádzanie zo strany študentov. Ďalšou podmienkou je, aby bolo bezpečné, pretože sa nedá vylúčiť neúmyselný dotyk so zariadením alebo vytiahnutie silového resp. signálového vodiča počas experimentovania. Zariadenia spĺňajúce tieto požiadavky sa síce vo svete vyrábajú, ale vzhľadom na malú sériovosť a zvýšené nároky na ich kvalitu, bezpečnosť a robustnosť sú neúmerne drahé. Preto sa na našich školách používajú buď vlastné konštrukcie alebo sa svojpomocne upravujú komerčné výrobky. Na našom pracovisku sme dali prednosť druhej zo spomínaných ciest. Ako základ sme použili meniče firmy Siemens, ku ktorým sme svojpomocne vyrobili malé rozvádzače s ovládacími panelmi (obr.4). Na paneloch sú vyvedené všetky riadiace signály: analógové vstupy a výstupy, binárne vstupy a výstupy, ako aj komunikačné -25-
rozhrania. Na vyvedené vstupy je možné priviesť signál z prepínača resp. potenciometra priamo na paneli, prípadne z iných zariadení. Stav binárnych signálov na svorkách je indikovaný LED a signály možno viesť na iné zariadenia (napr. logické automaty). Vnútri rozvádzača sú umiestnené stýkače, ističe, komutačné tlmivky, odrušovacie filtre a pod. Silové svorky boli z bezpečnostných dôvodov nahradené klasickými silovými konektormi na zadnej strane standu (obr.2). To umožňuje rýchlu a pohodlnú výmenu pripojeného motora. Po doplnení prípravkami je možné na takto upravenom meniči analyzovať napr. aj pomery na silových vodičoch tak na strane siete ako i motora. Celé zariadenie je umiestnené na prenosnom kovovom stojane. Týmto spôsobom sú upravené nasledujúce meniče: • Striedavé pohony SIMOVERT 6SE21, SIMOVERT 6SE70 MasterDrives v rôznych verziách (obr.1), SIMOVERT 6SE70 MotionControl – dvojosový pohon (obr.3), SIMOVERT MicroMaster • Jednosmerné pohony SIMOREG 6RA24, SIMOREG 6RA70 DC Master (obr.5). Uvedené meniče predstavujú súčasnú svetovú špičku medzi komerčnými meničmi a umožňujú realizáciu rôznych typov úloh. Študenti majú možnosť oboznámiť sa s automatickým i ručným ladením základných regulačných slučiek, overiť presnosť riadenia pri použití rôznych signálov pre otáčkovú spätnú väzbu (inkrementálny snímač, tachodynamo, bezsnímačové riadenie – indukované napätie), v prípade striedavých pohonov overiť presnosť skalárneho, vektorového a bezsnímačového riadenia. V spojení s riadeným dynamometrom sa dajú ladiť regulátory pre rôzne typy záťažových momentov. Niektoré z meničov sú vybavené BICO-technológiou [1], vďaka ktorej sa dá pohodlne meniť štruktúra riadenia meniča. Vďaka rozsiahlemu diagnostickému vybaveniu meničov je možné sledovať zmeny a postup riadiaceho signálu cez regulačnú štruktúru, zaznamenávať priebehy analyzovaných veličín bez nutnosti pripojenia ďalších vonkajších zariadení (okrem PC), ako aj vyhľadávať a odstraňovať príčiny porúch. Uvedené meniče sa používajú pri výuke predmetov Regulované pohony, Vybrané priemyselné pohony a pri riešení diplomových prác. Špecifickým problémom samostatnej práce študentov s komerčnými meničmi je zvládnutie rozsiahlej dokumentácie. Aj keď je robustnosť týchto meničov značná, ich uvedenie do prevádzky, parametrovanie a obsluha vyžaduje podrobnú znalosť aspoň niektorých častí dokumentácie. Kompletná originálna užívateľská dokumentácia má rozsah cca 1000 strán, pričom je písaná v anglickom alebo nemeckom jazyku. Znalosť odbornej terminológie zo strany študentov v niektorom z uvedených jazykov je nízka, takže nie je šanca, aby zvládli takúto dokumentáciu samoštúdiom. Preto boli vypracované zjednodušené manuály v slovenčine, vďaka ktorým študenti získajú aspoň základný prehľad o problematike, pričom na cvičeniach už sú potom schopní pracovať aj s cudzojazyčnými manuálmi. Počas semestra tak každý študent realizuje niekoľko zadaní na rôznych typoch meničov. 3. Záver Zavedenie komerčných meničov do výuky sa na našej katedre osvedčilo. Získali sme jednak zariadenia, ktoré možno bez dlhých príprav používať pre rôzne typy úloh. Okrem toho študenti sa podrobnejšie oboznámia so zariadeniami, s akými sa stretnú neskôr v praxi, pričom ich zvládnutie im dáva väčšie šance na uplatnenie sa v novom zamestnaní.
-26-
4. Literatúra Zboray,L.-Ďurovský, F.-Tomko,J.: Regulované pohony. Vienala Košice, 2000. Firemné materiály k meničom SIMOVERT a SIMOREG. Siemens. ABSTRACT: AN APPLICATION OF COMMERCIAL CONVERTERS IN EDUCATION. The paper deals with possibilities of application of commercial converters in education of Control of Electrical Drives. The necessary adaptation of converters as well as their properties are described. The appropriate tasks for training and experiences form courses are mentioned also. Paper is complete by snaps of training stands.
Obr.1. Pracovisko s meničom SIMOVERT 6SE70 MasterDrives
Obr.2. Detail pripojenia motora
Obr.3. Pracovisko s meničom SIMOVERT 6SE70 MotionControl
-27-
Obr.4. Detail ovládacieho panelu meniča SIMOREG 6RA70 DCMaster
Obr.5. Pracovisko s meničom SIMOREG 6RA70 DCMaster
-28-
EXPERIMENTÁLNE PRACOVISKO S RIADIACOU DOSKOU DSP Vladimír Slanina, Emanuel Hutník Technická univerzita v Košiciach, Katedra elektrických pohonov a mechatroniky, Letná 9, 042 00 Košice
ANOTÁCIA: Príspevok sa zaoberá možnosťami použitia riadiacich dosiek s DSP pre riadenie elektrických pohonov. Popisuje potrebné rozhranie pre pripojenie výkonového meniča od firmy VONSCH k daným riadiacim doskám. Text je doplnený obrázkami realizovaných pracovísk. 1. Úvod Za účelom overenia teoretických poznatkov a simulačných výsledkov z oblasti regulovaných pohonov a riadenia robotov boli u nás vytvorené experimentálne pracoviská na báze riadiacich dosiek s procesorom DSP od firmy Texas Instruments. Tieto sa využívajú pre vypracovanie diplomových prác, ako aj pre ďalší výskum. 2. Riadiace dosky Pri tvorbe experimentálnych pracovísk sa pracovalo najprv s riadiacou doskou DS1102, ktorá umožňuje pohodlnú prácu, vďaka dobre graficky spracovanému softvéru a prepojeniu na program MATLAB. Po odladení celej riadiacej štruktúry sa táto prepísala do asembleru riadiacej dosky EMV s TMS 320F240, ktorá má väčší počet vstupno-výstupných portov. Principiálna schéma pre obidva pracoviská je na Obr. 1. Hlavnou časťou obidvoch experimentálnych pracovísk sú riadiace dosky: 1. DS1102 – riadiaca doska je umiestnená v osobnom počítači v slote ISA. Jadrom je procesor DSP TMS320C31 (TI) s pohyblivou rádovou čiarkou. K dispozícii je graficky dobre spracovaný software, ktorý umožňuje pohodlné programovanie, zviazanie so simulačným programom MATLAB. Stačí jednoducho zostaviť riadiacu schému v SIMULINKu a spustiť preklad do strojového kódu, kde všetko sa deje automaticky. Programový modul Trace umožňuje vykresliť signály na vstupnovýstupných portoch podobne ako osciloskop. Umožňuje použiť 3 signály PWM, 2 x IRC, [2]. 2. Evaluation Modul s TMS 320F240 – je to samostatne pracujúca externá riadiaca doska, ktorá nie je na rozdiel od DS1102 zabudovaná v počítači. Jadrom je DSP procesor TMS320F240, ktorý bol vyvinutý hlave pre riadenie v oblasti elektrických pohonov. Programovanie je o čosi zložitejšie – asembler , respektíve programovací jazyk C (ak je k dispozícii prekladač). Daná doska má väčší počet vstupno-výstupných zariadení (16 x A/D vstupov, 12 x PWM, ....), [1].
-29-
Riadiaca doska DS1102 alebo EVM
Rozhrani e
Riadiace signály
Menič
M
Osobný počítač
Štrukturálna schéma 3. Popis experimentálneho pracoviska pre riadenie asynchrónneho motora Riadenie frekvenčného meniča mikropočítačom, ktorého štrukturálna schéma je na Obr. 1 si vyžaduje návrh a konštrukciu rozhrania ktoré by zabezpečovalo komunikáciu medzi riadiacim počítačom a frekvenčným meničom a zároveň by zabezpečovalo ochranu pri výskyte chybového stavu a tak by bola zabezpečená ochrana meniča a zároveň aj riadiacej časti pred poškodením. Preto hneď na začiatku návrhu bolo potrebné určiť aké funkcie ma rozhranie spĺňať, čo úzko súvisí s použitou riadiacou časťou. Použitý frekvenčný menič Pri tvorbe experimentálneho pracoviska bol použitý frekvenčný menič od firmy Vonsch z Brezna typového radu VQFREM 400 004-3M s nasledujúcimi technickými parametrami [3]: Výkon motora
Pnom [ kW ]
3,00
Výkon meniča
Pmnom [ kW ]
5,2
Nominálny
vstupný
prúd
meniča
8,2
I nIN [ A ] 7,5
Nominálny výstupný prúd meniča I n [ A ] Maximálny
výstupný
prúd
meniča
13,6
výstupný
prúd
meniča
10,2
I n60 [ A ] Maximálny
I n1 [ A ] Napájacie napätie: Frekvencia napájacieho napätia: Sieťový zaťažovací faktor:
380/400/415 V ± 10% 47 až 63 Hz
20 19 18 17 16 15 14 13 12 11 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1
GND GND +10V +10V +24V IN-BM U-BOT U-TOP V-BOT V-TOP W-BOT W-TOP -9V DC-OK NC ERROR POS-UDC NEG-UDC V-loutV U-loutU
R16
cos φ1N ≥ 0,98 ≥ 0,975
Účinnosť meniča:
Parametre meniča
a komunikačný konektor Použitý menič je bez riadenia, takže ide len o tzv. výkonový modul. Komunikácia meniča s okolím je pomocou 20 pinového konektora, na ktorom sú vyvedené vstupy pre PWM signály (U-BOT až W-TOP) pre spínanie IGBT tranzistorov, napájacie napätie pre napájanie -30-
doplňujúcej elektroniky a riadenia (GND, +10, ..), chybový signál (ERROR) a signály, ktoré poskytujú informáciu o napätí v medziobvode a prúde, ktorý preteká záťažou (UDC, V-Iout). Rozhranie pre pripojenie meniča k riadiacej doske Popisované rozhranie musí spĺňať nasledovné funkcie: - pri výpadku alebo pri poklese napájacieho napätia zabezpečiť odpojenie napájania rozhrania (zabezpečiť jeho vypnutie) a tým zaručiť, aby sa na jeho výstupoch nevyskytli vopred nedefinované hodnoty výstupných signálov - v prípade výpadku signálu na strane riadiacej časti zabezpečiť aby signály na strane meniča pre spínače v jednej vetve striedača nikdy neboli v jednom čase v logickej 1. - zabezpečiť generovania bezpečnostných medzier pri spínaní výkonovej časti frekvenčného meniča, aby nedošlo k zopnutiu dvoch spínačov v jednej vetve striedača - pri výskyte chybového signálu ERROR (generuje ho logika frekvenčného meniča) zabezpečiť nastavenie signálov : U − BOT ,U − TOP,V − BOT ,V − TOP, W − BOT , W − TOP (ktoré vstupujú do meniča) do logickej 0 - na základe signálov POS − UDC a NEG − UDC generovať signál UDC pre výpočet napätia jednosmerného medziobvodu frekvenčného meniča - realizácia rozhrania má byť natoľko univerzálna, aby riadenie frekvenčného meniča bolo možné pomocou oboch už spomínaných riadiacich systémov. Navrhnuté rozhranie bolo realizované na doske s plošnými spojmi, viď Obr. 3. Celé rozhranie je napájané z meniča a preto pri realizácii boli použité logické hradlá typu HCT kvôli menšej spotrebe elektrickej energie. Menič, rozhranie a celá elektrovýzbroj je umiestnená v prenosnej kovovej skrinke. Galvanické oddelenie je už súčasťou meniča a preto daná funkcia nie je realizovaná na rozhraní.
Pohľad na experimentálne pracovisko
-31-
4. Popis experimentálneho pracoviska pre riadenie školského robota MA2000 Školský robot MA2000 sa využíva pri výuke, ako aj pri riešení diplomových prác. Nakoľko riadiaci systém robota neumožňuje riadenie po predpísanej trajektórii pristúpilo sa k realizácii experimentálneho pracoviska s externou riadiacou doskou. Pre riadenie dvoch kĺbov školského robota MA2000 sa v súčasnosti používa riadiaca doska DS1102. V súčasnosti sa pripravuje riadenie pomocou riadiacej dosky EVM TMS320F240, ktorá umožní riadenie všetkých kĺbov robota. Základom takéhoto experimentálneho pracoviska je školský robot MA2000 s autonómnym riadiacim systémov [4], riadiaca doska DS1102 od firmy dSPACE [4] a snímače prúdu LEM. Principiálna schéma je na Obr. 1. Jednotlivé kĺby robota sú poháňané jednosmernými servopohonmi, ktoré sú napájané z impulzných meničov. Autonómny riadiaci systém robota využíva pre riadenie robota len PID regulátor polohy a spätnú väzbu od polohy jednotlivých kĺbov. Spätná väzba polohy je získavaná z odporových snímačov. Signál o polohe kĺbu sa pohybuje v rozsahu 0 až 10V. Pri prekročení rozsahu polohy, riadiaci systém automaticky odpojí napájacie napätie impulzných meničov všetkých kĺbov. Pre kvalitnejšie riadenie bol do obvodu napájania motora vložený snímač prúdu LEM. Daný snímač prúdu má možnosť voľby meracieho rozsahu. Pre tento prípad sme použili 5A rozsah, pričom na výstupe snímača hodnote 1A prislúcha 1,8V. Pre riadenie robota využívame spätnú väzbu od polohy a od skutočnej hodnoty prúdu a nakoľko riadiaca doska DS1102 má len 4 analógové vstupy [2], preto môžeme riadiť len dva kĺby robota.
Školský robot MA200 5. Záver Popisované experimentálne pracoviská umožňujú overenie si odsimulované výsledky na reálnom zariadení. Pri počiatočných experimentoch je vhodné najprv používať riadiacu dosku DS1102, ktorá ma vzhľadom na menší počet analógových vstupov a výstupov určité obmedzenia(možnosť riadenia len dvoch kĺbov robota), tieto odstraňuje riadiaca doska
-32-
EMV s TMS320F240. Pri riadení asynchrónneho motora od firmy VONSCH popisované rozhranie minimalizuje možnosť poškodenia meniča resp. riadiacej dosky pri nevhodnom zaobchádzaní. 6. Literatúra TMS320F240 DSP Controllers Evaluation Module Technical Reference, Texas Instruments 1999 Floating-Point Controller Board DS1102, Hardware reference, dSPACE 2000 www.vonsch.sk, domovská stránka firmy Vonsch MA2000, User’s manual, Tecquipment Ltd., 1994 ABSTRACT: EXPERIMENTAL PLACE WITH CONTROL BOARD DSP. The paper deals with possibilities of application control boards with DSP for control electric drives. This paper describe interface for connection of power converter by firm VONSCH with control boards. Paper is complete by snaps of realized places.
-33-
LABORATORNÍ PRACOVIŠTĚ PRO SIMULACI REGULOVANÝCH ELEKTRICKÝCH POHONŮ Eva Konečná, Pavel Rydlo, Aleš Richter Technická univerzita v Liberci, Fakulta mechatroniky a mezioborových inženýrských studií, Katedra elektrotechniky, Hálkova 6, 461 17 Liberec, e-mail:
[email protected], ANOTACE: Příspěvek představuje tři vybudované pracoviště pro simulaci elektrických pohonů a servopohonů, které jsou určeny k ověřování funkce pracovních stojů, zejména jejich dynamických vlastností, a také pro výuku v magisterském a doktorandském studijním programu. Základem pracovišť jsou tři dvojice pohonů na společné hřídeli: asynchronní-stejnosměrný, dvě dvojice asynchronní–synchronní motor. Pohony jsou vybaveny zpětnou proudovou, otáčkovou, polohovou vazbou a bezkontaktním měřením kroutícího momentu. Pohony jsou elektronicky autonomně řízeny a parametrování je realizováno pomocí nadřazeného počítače prostřednictvím průmyslové komunikační sítě. 1. Úvod Průmyslové systémy jsou v podstatě elektrodynamické systémy, velmi často poháněné elektrickými motory. Elektromotory spolu s další nutnou elektrovýzbrojí musí zajistit požadované chování pracovních mechanizmů. K tomuto účelu musí být vybráno vhodné příslušenství a způsoby ovládání a řízení, tak aby průběh výstupních veličin v závislosti na čase mohl být regulován podle požadovaných pravidel, daných vnějšími podmínkami. Tato koncepce řízení ale vyžaduje hierarchické uspořádání distribuovaných řídících systémů, propojených vhodnými komunikačními sítěmi (průmyslovými sběrnicemi). Elektrický pohon se tak stává složitou soustavou, ve které musí přesně fungovat snímání, přenos a vyhodnocení informací k zajištění správné regulace výstupních veličin. S takovými soustavami se musí studenti seznamovat již během studia na vysoké škole, aby při příchodu do praxe měli základní znalosti. Proto je snahou vybavit laboratoře zařízeními, která by umožnila výuku ve víceúčelových oblastech – elektrické pohony, řízení a regulace, distribuované řídící systémy. Na Katedře elektrotechniky a elektromechanických systémů je v provozu od r. 1998 elektrické soustrojí (stejnosměrný a asynchronní motor na společném hřídeli), částečně splňující požadavky na řízený elektrický pohon. Je využíván ve výuce několika předmětů na fakultách mechatroniky, strojní, textilní a zejména ve vědecké výchově doktorandů. Zároveň se na tomto pohonu provádí simulace a ověřování funkce pracovních strojů. Toto jedno soustrojí ale nestačí pokrýt naše nároky, proto bylo snahou získat pro tento účel další zařízení. 2. Technické parametry strojů Na Katedře elektrotechniky a elektromechanických systémů byla realizována tři nová pracoviště určená pro měření na elektrických pohonech a servopohonech. Pracoviště používají jednotný rám a shodnou silovou část. Základ technických prostředků tvoří měniče a motory od firmy Siemens. Prvé pracoviště označené „Simovert/Simoreg“ je osazeno dvěma motory na společné hřídeli. Jeden motor je asynchronní (1,5 kW, 925 ot/min) a je řízen frekvenčním měničem SIMOVERT MASTERDRIVES VECTOR CONTROL. Motor je vybaven inkrementálním snímačem otáček. Na společné hřídeli je umístěn snímač kroutícího momentu. Druhý motor
-34-
je stejnosměrný s cizím buzením (1,72 kW, 1040 ot/min) a je řízen měničem SIMOREG typ 6RA 70. Oba regulované pohony jsou vybaveny proudovou a otáčkovou zpětnou vazbou. Pro měření na regulovaných pohonech a jejich řízení v reálném čase bylo na Katedře elektrotechniky a elektromechanických systémů vyvinuto speciální zařízení „Universal Siemens Interface“. Toto zařízení umožňuje propojit jednotlivé měniče a snímače s řídicím počítačem tak, aby bylo možno řídit pohon v reálném čase. Na realizovaném pracovišti bude možno ověřovat chování pracovních strojů poháněných řízenými pohony. Blokové zapojení pracoviště „Simovert/Simoreg“ je uvedeno na obr.1. PC Sériové rozhraní RS 232
Paralelní rozhraní
RS 232
paralelní sběrnice otáčky
UNIVERSAL SIEMENS INTERFACE
Multifunkční IRC rozhraní
analogové řídicí signály moment
Frekvenční měnič SIMOVERT MASTERDRIVES VECTOR CONTROL
Měnič SIMOREG
ω, M
Stejnosměrný motor
Snímač momentu
Asynchronní motor
Inkrementální snímač otáček
Blokové zapojení pracoviště „Simovert/Simoreg“ Druhé pracoviště pojmenované „Motion Control“ je osazeno asynchronním motorem (1,5 kW, 2860 ot/min), který je řízen frekvenčním měničem MICROMASTER 440. Druhý motor je synchronní servomotor s permanentními magnety typ 1FT6 (1,6 kW, 3000 ot/min). Tento typ motoru se vyznačuje velkou momentovou přetížitelností, vysokými otáčkami a minimálním momentem setrvačnosti, což umožňuje dosáhnout vysokou dynamiku pohonu. Pohon je řízen frekvenčním měničem MASTERDRIVES MOTION CONTROL. Jedná se o modulární plně digitální systém určený pro řešení širokého spektra úloh s pohony vybavenými synchronními servomotory. Každý motor má na hřídeli absolutní snímač úhlu natočení. Toto pracoviště je určeno pro ověřování funkce servomechanizmů, kde jsou kladeny vysoké požadavky na přesnost a dynamiku průběhu regulované veličiny (poloha, otáčky, moment). Pohon je vybaven proudovou, otáčkovou a polohovou zpětnou vazbou. Blokové zapojení pracoviště „Motion Control“ je uvedeno na obr.2. Třetí pracoviště označené „Simodrive“ je vybaveno dvěma samostatnými pohony. Jeden pohon je osazen asynchronním motorem (1,5 kW, 2860 ot/min), který je řízen frekvenčním měničem MICROMASTER 440.
-35-
PC Interface PROFIBUS
PROFIBUS
Interface PROFIBUS
Interface PROFIBUS
Frekvenční měnič MICROMASTER 440
MASTERDRIVES Motion Control
ω
ω Snímač polohy
Asynchronní motor
Snímač polohy
Synchronní servomotor
Blokové zapojení pracoviště „Motion Control“ Druhý pohon používá synchronní servomotor s permanentními magnety typ 1FT6 (1,6 kW, 3000 ot/min). Tento pohon je řízen frekvenčním měničem SIMODRIVE 611. Pohon je vybaven proudovou, otáčkovou a polohovou zpětnou vazbou. Speciální polohovací funkce je možno realizovat pomocí řídicího systému realizovaného na bázi PLC systému Simatic S7300. Tento pohon je určen pro ověřování funkce polohových servomechanizmů určených pro číslicové řízení obráběcích strojů. Na tomto pracovišti se studenti seznámí s moderními CNC technologiemi. Blokové zapojení pracoviště „Simodrive“ je uvedeno na obr.3.
PC Interface PROFIBUS
PROFIBUS
Polohovací modul
Interface PROFIBUS
SIMATIC
Interface PROFIBUS
Frekvenční měnič MICROMASTER 440
SIMODRIVE 611
0000 000000000000000000000000000000000000000 000 000 000 000 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 000 000 000 000 000 000 000 000 000 000 000 000 0000
ω
Asynchronní motor
Interface PROFIBUS
Snímač polohy
Synchronní servomotor
Blokové zapojení pracoviště „Simodrive“ 3. Vývojové prostředí Programové vybavení měničů a řídících počítačů tvoří nedílnou část uvedených pracovišť. Nastavování parametrů pohonu a vizualizaci chodu pohonu je možno provádět
-36-
pomocí programu SIMOVIS verze 5.4, který je nainstalován na nadřazeném počítači. Řídicí a regulační funkce jednotlivých měničů jsou určeny programovým vybavením, které je uloženo v paměti řídicí jednotky měniče. Programové vybavení měniče se skládá z funkčních bloků. Tyto bloky jsou autonomní s jasně definovanými vstupy, výstupy a funkcemi. Uživatel může nejen nastavovat parametry jednotlivých bloků, ale tyto bloky mezi sebou libovolně propojovat a tak vytvářet i složité regulační struktury. Pro programování měničů se používá programovací technika BICO, která umožňuje vytvořit regulační strukturu pohonu podle požadavku na vlastnosti navrhovaného pohonu. 4. Závěr V současné době jsou zprovozněny výkonové části a probíhá jejich ověřování. Těsně před dokončením jsou ovládací panely, které budou umožňovat ruční nastavení a programování jednotlivých měničů. Dále probíhá implementace a ověřování potřebného programového vybavení. Kompletní projektová příprava a realizace byla provedena svépomocí pracovníky a doktorandy Katedry elektrotechniky za všestranné podpory firmy Siemens. Výsledky uvedené v tomto příspěvku vznikly za přispění Ministerstva školství, mládeže a tělovýchovy v rámci řešení výzkumného záměru J11/98:242200001 a mimořádné dotace na obnovu laboratoří 3333 28-5601. 5. Literatura Konečná E., Rydlo P.: Měření a simulování na stejnosměrném motoru, sborník z konference, EPVE 2000, Brno, listopad 2000, VUT, FEI, ÚVEE, ISBN 80-214-1727-7 Konečná E., Richter A. , Rydlo P: Computer Automated Measurement in the System of Electric Drive, The 3rd European Conference in Transport and Telecommunication, TRANSOM´99, Žilina, June 1999, pp. 57-59 Konečná E., Rydlo P.: Simulation and Measuring in Electrodynamics Systems, Proceedings 9th Int. Workshop RAAD 2000, University of Maribor, Slovenia, pp. 135-139, ISBN 86435-0324-X ABSTRACT: LABORATORY WORKPLACES FOR SIMULATION OF ELECTRIC CONTROLLED DRIVES The paper introduces three laboratory workplaces built for simulation and modelling of electric controlled drives and actuating mechanisms. The workstations are used for verification of engine characteristics, especially dynamic properties, as well for MSc. and PhD education. The couple of engines on common drive shaft: induction-dc motors and induction-synchronous motors are foundations of the lab workplaces. The drives are equipped current, speed and position feed back. Contactless torque measurement is used too. The workplaces are controlled autonomously. The setting up of parameters is put into drives with master computer by industry communication net.
-37-
VEKTOROVÉ RIADENIE POHONOV S ASYNCHRÓNNYM MOTOROM S VNÚTENOU DYNAMIKOU Bednárik B.*, Buday J.**, Miklo J.**, Tabaček R.*, a Vittek J.* * Žilinská univerzita, Katedra elektrickej trakcie a energetiky, EF, Veľký diel ND, 010 26 Žilina **Elektrotechnický výskumno-projektový ústav Nová Dubnica, Trenčianska 14, 018 51 Nová Dubnica ANOTÁCIA: Príspevok popisuje možnosť rozšírenia vektorového riadenia el. pohonov s asynchrónnymi motormi o ‘riadenie s vnútenou dynamikou’. Takýto spôsob riadenia potom umožňuje presnú realizáciu priebehu dynamickej odozvy, ktorú si môže zvoliť užívateľ. Vyvinutý systém môže pracovať so snímačom polohy, prípadne rýchlosti alebo bez snímača, keď sa merajú len statorové prúdy a vektor statorového napätia sa určuje z nameramej hodnoty napätia v js. medziovode a vypočítaného spínacieho stavu striedača. Simulačné výsledky a predbežné experimentálne výsledky vykazujú dobrú zhodu s teoretickými predpoveďami a potvrdzujú možnosť získať predpísanú odozvu. 1. ÚVOD DO VEKTOROVÉHO RIADENIA S VNÚTENOU DYNAMIKOU Výsledkom ďalej popísaného prístupu k vektorovému riadeniu (VR) asynchrónneho motora (AM) orientovanému na rotorový tok [1], [2] je odvodenie takých riadiacich algoritmov, ktoré pri splnení podmienok VR, umožňujú motoru pracovať v hociktorom z ďalej predpísaných režimov podľa toho, ako to vyžaduje daná aplikácia: a) Priame riadenie zrýchlenia s konštantným zrýchlením, kedy pohon vytvára také uhlové zrýchlenie, ktoré sleduje požadované konštantné zrýchlenie s malým dynamickým oneskorením. b) Priame riadenie zrýchlenia s lineárne závislým zrýchlením, kedy pohon počas rozbehu vytvára lineárne narastajúce (do polovice žiadanej hodnoty rýchlosti) a klesajúce uhlové zrýchlenie (od polovice žiadanej hodnoty rýchlosti). c) Lineárna odozva rýchlosti prvého rádu, kedy sa pohon s AM chová ako lineárny systém prvého rádu s predpísanou časovou konštantou, čo možno ďalej využiť ako ucelený podsystém pre iné aplikácie (napr. pre polohové riadenie). d) Odozva rýchlosti druhého rádu, kedy pohon vytvára plynule narastajúce a klesajúce zrýchlenie tak, že odozva celého systému v uzavretej riadiacej slučke je predpísaná charakteristickou diferenciálnou rovnicou druhého rádu. Základná bloková schéma pre priame VR je na obr. 1 a pre nepriame VR je na obr. 2. Pri oboch spôsoboch riadenia je úlohou vonkajšej riadiacej slučky vytvorenie momentotvornej a tokotvornej zložky žiadaných statorových prúdov. Zatiaľčo výpočet tokotvornej zložky v oboch prípadoch úplne zodpovedá VR, výpočet momentotvornej zložky rešpektuje algoritmy, ktoré umožňujú realizovať už popísané dynamické režimy. Na dosiahnutie takýcho odoziev rýchlosti odvodené algoritmy v oboch prípadoch VR vyžadujú ako vstupy rýchlosť rotora (skutočnú alebo pozorovanú) a hodnotu momentu záťaže, ktorá sa získava v pozorovateli, pretože ako meraná hodnota sa považuje za nedostupnú. Základom pozorovateľa je diferenciálna rovnica pre rýchlosť rotora, pričom ako vstupy pozorovateľ požaduje uhlovú rýchloť (meranú alebo odhadovanú) resp. polohu rotora a veľkosť elektrického momentu -38-
stroja. Úlohou vnútornej riadiacej slučky je riadiť spínacími stavmi meniča prúdy vo fázach motora tak, aby sledovali s čo najmeším oneskorením vypočítané žiadané hodnoty. Priame VR je spracované ako verzia bez snímača na hriadeli [3], [4]. Na odhad rotorového toku, rýchlosti rotora a momentu záťaže je vyvinutý systém pozostávajúci z troch pozorovateľov. V tejto verzii sa merajú len statorové prúdy a napätie jednosmerného medziobvodu a systému pozorovateľov postačujú len tieto merania. Pozorovateľ rotorového toku zo statorových prúdov a napätí odhadne obidve zložky rotorového toku. Z tohto pozorovateľa sa známym spôsobom získava aj uhol polohy rotorového toku, ktorý je nutný pre transformácie súradnicových systémov. Pozorovateľ rýchlosti rotora pracujúci v pseudokĺzavom režime, má základ v rovniciach pre statorové prúdy. Jeho výstup spolu s elektrickým momentom stroja sú vstupmi pre tretí pozorovateľ, tzv. filtračný. Tento pomocou rovníc pre rýchlosť motora a moment záťaže vytvára filtrovaný odhad uhlovej rýchlosti rotora a momentu žaťaže. Takto získané veličiny sú už vhodné pre zaväzbenie do master riadiaceho algoritmu. Popísaný riadiaci systém bez snímača na hriadeli je vhodný pre moment riadenie rýchlosti motora v Ψ i záťaže Γ PI i Výkonova rozsahu 0.1 ωn do 2ωn so 2/3 elektronika i AM ejρ transf. (Spínacia strednou presnosťou [5] a Riad. alg. i tabu ka) ω a vnútenej i i -i definícia dynamiky [6]. Pre presnejšie riadenie v U ρ dynamiky meranie širších rozsahoch rýchlostí možno využiť aj iné vyvíjané i i ,i i ,i i 3/2 u ,u e-jρ Ψ typy pozorovateľov pre U transf. meranie odhad rotorového mg. toku Pozorovate Pseudo ω Filtračný rotorového [7], [8] a uhlovej rýchlosti kĺzavý ^ pozorovate ω toku pozorovate motora [9], [10], prípadne aj ^ ^ ^ Ψ ,Ψ Γ ω Γ záťažného momentu. Obr. 1: Priame vektorové riadenie s vnútenou dynamikou r_d
ds_d
L
αs_d
βs_d
ľ
qs_d
d
a
b
c
d
ds
qs
r
a
αs
βs
αs
βs
b
d
* r
ľ
ľ
ľ
r
αr
βr
r
L
L
Pri nepriamom VR so snímačom polohy na hriadeli sa žiadaná hodnota elektrického uhlu pre transformáciu súradníc ρe získa ako suma reálnej polohy rotora θr a integrálu z vypočítanej sklzovej rýchlosti ω2 (označené čiarkovane). Hodnota momentu záťaže pre master algoritmus sa určí v pozorovateli, ktorý ako vstupy požaduje polohu rotora a veľkosť el. momentu stroja. Pri bezsnímačovej verzii sa poloha rotora určí integráciou odhadovanej rýchlosti rotora. Hodnoty ω a Riad. alg. Γ 1 vnútenej Zá ažný definícia c i rýchlosti rotora a momentu dynamiky dynamiky moment Γ ÷ i Výkonová záťaže vytvára opäť sústava 2/3 elektronika ejρ i transf. AM (spínacia 1 d i 1+ T pozorovateľov, ktoré boli pre Sníma ka) tabu L dt Ψ i i -i polohy U riadenie s vnútenou ρ meranie dynamikou rýchlosti a normy ω ρ i i ,i ÷ ∫ dt d i 3/2 magnetického toku popísané v u ,u transf. dt U [5]. Úloha vnútornej riadiacej meranie θ Pozorovate Pseudo ω Filtra ný slučky je tá istá, t.j. v každom rotorového k zavý ^ pozorovate toku ∫ dt Γ pozorovate iteračnom intervale vnútiť ^ Ψ ,Ψ ^ θ ^ ω ω Γ motoru vypočítané žiadané prúdy. Obr. 2: Nepriame vektorové riadenie s vnútenou dynamikou e_d
d
ť
5
q_d
L
αs_d
βs_d
d_d
m
a
b
c
d
e
1 TR
r
č
ľ
R
r_d
2
α
β
α
β
a
b
d
r
* r
ľ
ĺ
r
L
αr
r
č
ľ
ľ
L
βr
r
-39-
2. ODVODENIE RIADIACEHO ALGORITMU Vychádzajúc z princípov lineariizácie spätnej väzby [11], [12] pri odvodení riadiaceho algoritmu sa formuluje najskôr linearizačná rovnica, ktorá prinúti rýchlosť rotora splniť požadovanú dynamiku. 2.1.
Model asynchrónneho motora
Model AM pre statorové prúdy, rotorové toky a uhlovú rýchlosť, pomocou ktorého sa odvodí ‘master’ riadiaci algoritmus, je formulovaný v súradnicovom systéme (d_q) rotujúcom voliteľnou rýchlosťu ω k : I& = c1 [U − aI + c 2 P(ω r )Ψ ] − ω k T T I & = c I − P(ω )Ψ + ω T T Ψ Ψ 4 r k
&r = ω
(
(1) (2)
)
1 (Γel − ΓL ) = 1 c 5 Ψ T TT I − ΓL , J J
Γ& L = 0
(3)
kde: pω r c P(ω r ) = 3 − ω p r c3
0 − 1 T = 1 0
(4a)
(4b)
a Ψ T = [ΨD ΨQ ] je vektor rotorového mg. toku, I T = [i d i q ] je vektor statorového prúdu,
[
] je vektor napätia statora, Γel je moment vyvíjaný motorom, ω je mechanická rotora a jednotlivé konštanty sú dané ako:- c = L / (L L − L ) , c = L L , =1 / T , c = L T , c = 3pL 2 L , a = R + (L L )R , kde Ls , Lr a Lm sú
UT = u d u q
rýchlosť c3 = R r Lr
r
r
4
m
r
5
m
1
r
s
2 m
1 2 r
r
s
r
2 m
2
m
r
r
indukčnosti statora, rotora a vzájomná indukčnosť, ďalej Rs a Rr sú odpor statora a rotora a p je počat pólových dvojíc statora. 2.2. Master riadiaci algoritmus
Linearizačná funkcia, ktorá vnúti rotorovej rýchlosti predpísanú dynamiku, sa predpokladá najskôr lineárna, prvého rádu s časovou konštantou Tω . Porovnaním rovnice pre predpísanú dynamiku prvého rádu s rovnicou pre rýchlosť rotora daná (3) sa získa: &r = ω
[ (
)
1 (ωd − ω r ) = 1 c 5 ΨD i q − ΨQ i d − ΓL Tω J
]
(5)
VR však oboch prípadoch požaduje určiť dve zložky statorového prúdu. Druhú rovnicu pre zložku vektora prúdu možno v oblasti do menovitej rýchlosti určiť z požiadavky zabezpečenia konštantného rotorového toku. V prípade ideálnej vektorovej orientácie na rotorový tok leží vektor mg. toku v d-osi a preto je jeho zložka v q-osi nulová, čo platí aj pre zložku rotorového prúdu v d-osi. Pre oblasť konštantného rotorové toku preto platí: Ψ r = ΨD = L m i d
(6)
Z rovníc (5) a (6) už možno vypočítať žiadaný master riadiaci algoritmus pre statorové prúdy pri známych zložkách vektora rotorového toku. Ale predtým ako sa to urobí, nahradia sa stavové premenné algoritmu (x) ich odhadmi ( x$ ) z pozorovateľov. Tiež konštantné parametre motora (p) sa nahradia ich odhadmi ( ~p) , pretože prakticky sú známe len s určitou presnosťou.
-40-
i d _ d = konšt ~ J (ω − ωˆ r ) + Γˆ L Γ + Γˆ Tω d dyn L iq _ d = = ~ * c5L mid c 5 ΨD
(7)
pričom: ~J (ω d − ωˆ r ) = ~J ⋅ acc d Γdyn = Tω
(8)
V odvodenom riadiacom algoritme sa momentotvorná zložka prúdu skladá z dvoch častí. Prvá z nich vytvára dynamický moment motora pre dosiahnutie predpísanej dynamiky a druhá pokrýva moment záťaže. So znalosťou tohto je možné realizovať rozličné pracovné režimy pri rozbehu len zmenou predpisu pre požadované zrýchlenie accd . Rozbeh s konštantným zrýchlením, pri ktorom je žiadané zrýchlenie accd určené hodnotami žiadanej rýchlosti ωd a času pre rozbeh Tu ako: ωd
acc d =
Tu
ˆr) ⋅ sign (ω d − ω
(9)
Rozbeh s lineárne narastajúcim a klesajúcim zrýchlením, pri ktorom zrýchlenie do polovice rozbehu lineárne narastá a potom zase lineárne klesá, aby pri dosiahnutí žiadanej rýchlosti bolo nulové. Derivácia zrýchlenia má konštantnú hodnotu, ktorá v strede rozbehu mení znamienko. Pre jej hodnotu a pre maximálnu hodnotu zrýchlenia (opäť v strede rozbehu) platí: ε=
4 Tu2
ωd
acc max =
(10a)
2 ω Tu d
(10b)
Predpis pre žiadané zrýchlenie má potom tvar: ˆr) accd = εt ⋅ sign (ωd − ω t ˆr) accd = εTs 1 − sign (ωd − ω T S
T for t ∈ 0, u 2
(11)
T for t ∈ u , Tu 2
Rozbeh s dynamikou prvého rádu, bol popísaný pri odvodení riadiaceho algoritmu, krátko: acc d =
1 (ω − ω r ) Tω d
(12)
Rozbeh s dynamikou druhého rádu, pri ktorom pre deriváciu žiadaného zrýchlenia platí diferenciálna rovnica druhého rádu (13a). Ak sa tlmenie v tejto rovnici položí rovné ξ´=1 a hodnota ωnat sa určí pre predpísanú dobu ustálenia podľa (12b), kde n je rád systému, && = − 2ξω nat ω & + ω 2nat (ω dem − ω) ω
T u = 1 .5 * (1 + n )
(13a)
1 ω nat
(13b)
potom požadované zrýchlenia sa dostane numerickou integráciou (13a):
[
]
ˆ r )−2ξωnat acc d ∗ h acc d =acc d + ω 2nat (ω dem −ω
(14)
Priebehy ideálnych odoziev rýchlosti pre jednotlivé dynamiky založené na predpísanom zrýchlení spolu s priebehom zodpovedajúceho zrýchlenia sú zobrazené na obr. 3.
-41-
120 100
120
[rads-1], [rad/s-2]
ωd
80
80
ωr_d
60
40
0.5
20
1
a) konštantné zrýchlenie
0 0
[rads-1], [rads-2 ]
20
Τu 0.5
b) lineárne zrýchlenie
100
0.95ωd
80
ω r_d
0.95ωd ωr_d
60
40
0.2accd
0.2accd Tu
0 0
ωd
60
40
120
[rads-1], [rad/s-2] 100
80
ωr_d
60
20
120
[rads-1], [rads-2] 100
40
0.2accd
20
0.2accd Tu
Tu 0 0
1
0.5
1
c) dynamika prvého rádu
0 0
0.5
1
d) dynamika druhého rádu
Obr. 3: Priebehy ideálnych rýchlostí a zrýchlení pre jednotlivé predpísané dynamiky
3. LITERARÚRA [1] Boldea, I., Nasar, S.A.: ‘Vector Control of AC Drives’, CRC Press, London 1992. [2] Zboray, L., Ďurovský, F., Tomko, J.: ‘Regulované pohony’, Vienala, Košice 2000. [3] Ohtani, T., Takada, N., Tanaka, K.: ‘Vector Control of Induction Motor without Shaft Encoder’, IEEE Transactions on Industry Applicatios, 1992, Vol.28, No.1, pp.157-164. [4] Žilková, J., Timko, J., Fedák, V.: ‘Estimation of Induction Motor Variables based on ANN Utilizing Apriori Information’, Zborník konferencie EPE-2001, Graz, Rakúsko, Sept.2001, CD-Rom. [5] Dodds, S.J., Utkin, V.A., Vittek, J.: ‘Sensorless Induction Motor Drive with Independent Speed and Rotor Magnetic Flux Control–Part 1-Theoretical Background a Part 2Simulation and Real Time Implementation’ Journal of Electrical Engineering, Vol.49, r.1998, č. 7-8 a č. 9-10, str. 186-193 a str. 232-239. [6] Dodds, S. J., Vittek, J., Mienkina, M.: ‘Implementation of a Sensorless Induction Motor Drive Control System with Prescribed Closed-Loop Rotor Magnetic Flux and Speed Dynamics’ Zborník konferencie EPE’97, Trondhaim, Nórsko, sept. 1997, Vol.4., str. 4.492-4.497. [7] Roboam, X., Andrieux, C., de Fornel, B., Hapiot, J.C.: ‘Rotor Flux Observation and Control in Squirrel Cage Induction Motor: Reliability with Respect to Parameters Variations’, IEE Proceedings-D, Vol. 139, č.4, júl 1992, str. 363-370. [8] Orlowska-Kowalska, T., Wojsznis, P., Kowalski, C.T.: ‘Dynamical Performances of Sensorless Induction Motor Drives with Different Flux and Speed Observers’, Zborník konf.encie EPE-2001, Graz, Rakúsko, sept. 2001, CD-Rom. [9] Turl, G., Summer, M., Asher, G.M.: ‘A High Performance Sensorless Induction Motor Drive for Use in Multi-Motor Speed Synchronised Applications’, Zborník konferencie EPE-2001, Graz, Austria, Sept.2001, CD-Rom. [10] Brandštetter, P., Vinklárek, D., Palacký P.: ‘A Comparison of Estimation Techniques for
Realisation of Sensorless Induction Motor Drives’, Zborník konferencie EDPE’01, Podbanske, okt. 2001, str. 214-218. Poďakovanie: Autori chcú týmto poďakovať Zmiešanej česko-slovenskej komisii za finančnú podporu projektu č.016/023 “Analýza moderných el. pohonov - výskum a vývoj regulovaných pohonov bez snímača na hriadeli so širokým spektrom aplikácií” a EF ŽU za podporu projektu č. 17/603 ‘Vývoj nových typov pozorovateľov pre el. pohony s vnútenou dynamikou bez snímača na hriadeli’.
-42-
ABSTRACT: VECTOR CONTROL OF INDUCTION MOTOR DRIVES WITH FORCED DYNAMICS. The contribution presents an extension of vector control of electric drives employing induction motors to ‘Forced Dynamic Control’. This method of control offers an accurate realisation of dynamic response profiles, which can be selected by the user. The developed system operates with shaft position or speed encoder or shaft sensorless, when only the stator currents being measured, the applied stator voltages being determined by the voltage of dc circuit and computed switching algorithm.
-43-
PREDBEŽNÉ EXPERIMENTÁLNE OVERENIE VEKTOROVÉHO RIADENIA POHONOV S ASYNCHRÓNNYM MOTOROM S VNÚTENOU DYNAMIKOU Buday J.*, Miklo J.*, Pospíšil, M. **, Vaňko D.* * a Vittek J.* * *
Elektrotechnický výskumno-projektový ústav Nová Dubnica, Trenčianska 14, 018 51 Nová Dubnica ** Žilinská univerzita, Katedra elektrickej trakcie a energetiky, EF, Veľký diel ND, 010 26 Žilina
ANOTÁCIA: Príspevok popisuje sústavu pozorovateľov pre vektorové riadenie el. pohonov s asynchrónnymi motormi s vnútenou dynamikou. Takýto spôsob riadenia potom umožňuje presnú realizáciu priebehu dynamickej odozvy, ktorú si môže zvoliť užívateľ. Vyvinutý systém pracuje bez snímača, keď sa merajú len statorové prúdy a vektor statorového napätia sa určuje z nameramej hodnoty napätia v js. medziovode a vypočítaného spínacieho stavu striedača. Simulačné výsledky a predbežné experimentálne výsledky vykazujú dobrú zhodu s teoretickými predpoveďami a potvrdzujú možnosť získať predpísanú odozvu. 1. SÚSTAVA POZOROVATEĽOV Veľmi dôležitými blokmi pre realizáciu vektorového riadenia [1] s vnútenou dynamiku je sústava pozorovateľov. V nej sa určujú zložky vektora mg. toku, prvý odhad rýchlosti a nakoniec aj filtrovaná verzia rýchlosti rotora a záťažného momentu, ktoré sú už vhodné pre zaväzbenie do riadiaceh algoritmu. Aj keď je možné využiť aj iné typy pozorovateľov rotorového mg. toku [2], uhlovej rýchlosti [3] a záťažného momentu popísaná sústava je experimentálne verifikovaná a preto ju rozoberieme ďalej. Všetky uvedené pozorovatele sú odvodené v súradnicovom systéme α_β viazanom na stator, t.j. ωk=0. 1.1. Pozorovateľ vektora magnetického toku Pozorovateľ vektora rotorového magnetického toku sa odvodí tak, že z rovnice asynchrónneho motora pre statorový prúd sa vypočíta výraz P(ωρ)Ψ, ktorý sa dosadí do rovnice pre rotorový magnetický tok: a1 I α 1 Uα 1 d I α d ψ α ψ = c 4 − I + U − dt β c 2 β c 2 β c1c 2 dt Iβ
(1)
Pri nulových začiatočných podmienkach sú všetky veličiny na pravej strane rovnice (1) známe, ale čistá integrácia by v praxi vykázala drift. Preto je nutné urobiť ďaľšie opatrenia, aby sa tomuto predišlo [4]. Na činnosti pozorovateľa rotorového toku závisí správna činnosť nielen celej vyvíjanej sústavy pozorovateľov, ale aj činnosť samotného master riadiaceho algoritmu (popísaného v predošlom príspevku) a preto je potrebné sledovať vývoj v tejto oblasti a implementovať možné zlepšenia. 1.2. Pozorovateľ uhlovej rýchlosti rotora v pseudo-kĺzavom režime Na generovanie nefiltrovaného odhadu ~c1 ~c2 P (ωˆ r )Ψˆ výrazu c1c 2 P (ω r )Ψ sa z rovnice pre statorový prúd motora zostaví pozorovateľ statorového prúdu v pseudo-kĺzavom režime použitím
-44-
metódy ekvivalentného riadenia [5]. Pozorovateľ je teda vytvorený ako model statorového prúdu v reálnom čase, ale s účelne zanedbanými členmi, ktoré obsahujú ωr . I& = c1 [U − aI + c 2 P (ω r )Ψ ]
[
]
I& * = ~c1 − ~ a1I * + U − v
(2a)
(2b)
kde vT =[vα vβ] sú korekcie modelu, i *α a i *β , sú odhady prúdov statora iα a iβ, ako v konvenčných pozorovateľoch. Avšak užitočné výstupy tohto pozorovateľa sú spojité ekvivalentné hodnoty veq (t.j. krátkodobé stredné hodnoty) [5] rýchle spínajúceho v. Tieto možno generovať tak, že namiesto funkcie signum sa formuluje pseudo-kĺzavý pozorovateľ, v ktorom funkcie signum sú nahradené vysokým zosilnením. Bloková schéma pozorovateľa v pseudo-kĺzavom režime je na obr.4.
[
v = − v max sgn I * − I
]
[
v eq = K SM I * − I
(3a)
c 1 c 2 P (ω r ) Ψ 1 0 0 1
I
že
~c = c , 1 1
~c = c2 , 2
a I* = I . Nahradením vektora
toku Ψ a rýchlosti ωr v rovnici (2) ich odhadmi z pozorovateľov Ψ∗ a ω*r dostaneme:
[ ]
-v
predpokladu ~ a1 = a1
s c1a1
(3b)
Po náhrade signum funkcií vysokým zosilnením už možno zostaviť výraz pre v∗ za eq
[ ]
c1U
]
1 0 0 1
( )
v *eq = − ~c1 ~c2 P ω*r Ψ *
+ Umax
(4)
Nasledujúci výraz pre určenie požadovaného odhadu uhlovej * sklon K I (nie je rýchlosti ω∗r sa dá odvodiť zo zložiek I priamo * v rovnice (4): použitý) eq
− Umax
[ ] 1 0 0 1
s
~c ~c P * * 1 2 (ω r )Ψ
[ ]
~c ~a 1 1
ω*r
1 0 0 1
− v *eq α Ψβ* + v *eq β Ψα* (5) = ~c ~c p ⋅ Ψ * 1 2
Obr. 1: Pseudo-kĺzavý pozorovateľ uhlovej rýchlosti
Vplyv spínacieho charakteru pozorovateľa na priebeh pozorovanej rýchlosti možno čiastočne eliminovať metódou, ktorá je popísaná v [6].
1.3. Filtračný pozorovateľ Pri riadení s vnútenou dynamikou musí byť filtračný pozorovateľ súčasťou nielen verzie bez snímača, ale aj verzie so snímačom na hriadeli. Ak je známa skutočná poloha rotora zo snímača polohy, je tento pozorovateľ odvodený z diferenciálnych rovníc pre polohu a rýchlosť rotora a rovnice pre záťažný moment, ktorý sa tu berie ako stavová veličina, pričom -45-
sa predpokladá, že pre krátky časový interval je moment záťaže konštantný. Do týchto rovníc sa pridá so zodpovedajúcim zosilnením merateľná odchýlka medzi vstupom, ktorým je reálna poloha a vlastným výstupom pozorovateľa, ktorým je jeho odhad polohy. Bloková schéma filtračného pozorovateľa pri meraní reálnej polohy je na obr. 2a. ˆ& = ω ˆr Θ r
[ ]T
1 ˆ& r = ~ ~c5 Ψ ∗ ω J &ˆ Γ =0
T
T
ˆ eΘ = Θr − Θ r &ˆ ˆ r + k ΘeΘ Θr = ω
I − Γˆ L
[ ]T
1 ˆ& r = ~ ~c5 Ψ ∗ ω J &ˆ ΓL = k Γ e Θ
(6a)
L
T
T
(6b)
I − Γˆ L + k ω e Θ
Rovnice (6b) predstavujú klasický pozorovateľ tretieho rádu. Jeho tri póly môžeme podľa Doddsovho vzťahu umiestniť do ω0 = − 6 , takže navrhnutá doba ustálenia Tss je jediným Tss
parametrom pre návrh všetkých troch zosilnení kΘ , kω a kΓ . Porovnaním žiadaného charakteristického polynómu tretieho rádu s charakteristickou rovnicou pozorovateĺa pre jeho zosilnenia vypočítame: s3 +
k 18 2 108 216 s + 2 s + 3 = s3 + k Θ s2 + k ω s + Γ Tf J Tf Tf
kΓ =
216J Tf3
; kω=
108 Tf2
; kΘ =
(7a)
18 Tf
(7b) ωr
θr
kΓ
kω
1 s
1 s
1 J − Γ$ L
1 c Ψ TTT I J 5
kΓ
kθ
ω$ r
kω
1 s
1 s ˆ Θ r
a) spätná väzba od snímača polohy
ω *r
1 s
1 J − Γ$ L
1 c Ψ TTT I J 5
ω$ r
b) väzba zo snímača rýchlosti, prípadne jej odhadu
Obr. 2: Filtračný pozorovateľ pre väzbu od meranej polohy a od meranej alebo pozorovanej rýchlosti Ak je známa skutočná rýchlosť rotora (resp. pri bezsnímačovej verzii sa berie ako vstup odhad rýchlosti z pseudo-kĺzavého pozorovateľa) je filtračný pozorovateľ odvodený len z rovníc pre rýchlosť rotora a pre záťažný moment (8a), ktorý sa tu opäť berie ako stavová veličina.
-46-
[ ]T
1 ˆ& r = ~ ~c5 Ψ ∗ ω J & Γˆ = 0
T
T
ˆr e ω = ω∗r − ω
I − Γˆ L
[ ]T
1 ˆ& r = ~ ~c5 Ψ ∗ ω J &ˆ ΓL = k Γ e ω
(8a)
L
T
T
I − Γˆ L + k ω e ω
(8b)
Do týchto rovníc sa znova pridala so zodpovedajúcim zosilnením merateľná odchýlka medzi vstupom, ktorým je uhlová rýchlosť rotora a vlastným výstupom, t.j. odhadovanou rýchlosťou z filtračného pozorovateľa. Toto je klasický pozorovateľ druhého rádu. Jeho obidva póly môžeme tentokrát umiestniť do s1= -ω1 a s2= -ω2 . Potrebné zosilnenia kω a kΓ určíme porovnaním žiadanej charakteristickej rovnice druhého rádu s charakteristickou rovnicou filtračného pozorovateľa, odkiaľ vypočítame: s 2 + s(ω1 + ω 2 ) + ω1ω 2 = s 2 + s ⋅ k ω +
kΓ
k ω = (ω1 + ω 2 ) a k Γ = J ⋅ ω1 ⋅ ω 2
(9a)
J
(9b)
2. EXPERIMENTÁLNE VÝSLEDKY Zatiaľ sa realizovali len predbežné experimenty pre priame VR AM. Parametre AM a pomocných zariadení použitých pre experimenty sú uvedené v dodatku. Napätie js. medziobvodu bolo Udc=240 V a prezentované merania sú pre AM naprázdno. Mg. tok sa udržiaval na konštantnej hodnote Ψd=0.45 Vs, čo sa dosiahlo požiadavkou konštantného prúdu id_d=0.9 A. Predbežné experimentálne výsledky pri priamom VR AM naprázdno pre žiadanú rýchlosť ωd=200 rad/s a dobu ustálenia Tu=0.2 s sú uvedené na obr. 3 pre konštantné a lineárne sa meniace zrýchlenie. Experimentálne výsledky pre dynamiku prvého a druhého rádu pre tie isté žiadané hodnoty sú na obr. 4. V grafoch sú postupne vždy uvedené merané statorové prúdy pre časový interval t∈(0 – 0.4) s a priebehy ideálnej a skutočnej rýchlosti rotora. 10
10
250
8
250
8
200
6
200
6
4
4
150
150 2
2
0
0
100
-2 -4
50
-4
-6
-6
0
-8 -10 0
100
-2
50
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
0.3
0.35
0.4
-50 0
0
-8
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
0.3
0.35
0.4
-10 0
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
0.3
0.35
0.4
-50 0
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
0.3
iα a iβ = f(t) ωid a ωr = f(t) iα a iβ = f(t) ωid a ωr = f(t) Obr. 3: Experimentálne výsledky pre AM naprázdno s konštantným a lineárne závislým zrýchlením
-47-
0.35
0.4
15
250
10
200
10
250
8
5
150
0
100
-5
50
-10
0
-15 0
-50 0
200
6 4
150
2 0
100
-2
50
-4 -6
0
-8
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
0.3
0.35
0.4
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
0.3
0.35
0.4
-10 0
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
0.3
0.35
0.4
-50 0
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
0.3
ωid a ωr = f(t) iα a iβ = f(t) ωid a ωr = f(t) iα a iβ = f(t) Obr. 4: Experimentálne výsledky pre AM naprázdno s dynamikou prvého a druhého rádu Z prezentovaných meraní na obr. 3 a obr. 4 je vidieť, že predpísané dynamiky sa dosiahli s malým oneskorením. Toto oneskorenie je spôsobené hlavne oneskorením presného odhadu momentu záťaže filtračným pozorovateľom, ale aj ako dôsledok chýb, ktoré sa vyskytujú pri odhade parametrov AM (resp. v dôsledku ich zmien počas rozbehu) a nakoniec aj v dôsledku nenulového iteračného intervalu. Dosiahnutá vzorkovacia frekvencia bola v tomto prípade 10 kHz. Z meraní tiež vyplýva, že ak je začiatočná požiadavka na dynamický moment nižšia (viď rozbehy s lineárne závislým zrýchlením a dynamikou druhého rádu) je aj oneskorenie v zodpovedajúcej dynamike menšie. 3. ZÁVERY A ODPORÚČANIA Predbežné experimentálne výsledky vektorového riadenia AM s vnútenou dynamikou poukazujú na dobrú zhodu meraných a predpovedaných teoretických záverov. Predpokladá sa, že zatiaľ čo riadenie s konštantným zrýchlením je postačujúce pre väčšinu priemyslových aplikácii, riadenie s lineárne závislým zrýchlením a riadenie s dynamikou druhého rádu by sa mohlo stať atraktívne pre návrhárov žeriavov a výťahov. Systém vektorového riadenia tak, ako je navrhnutý k dnešnému dňu, je vhodný pre aplikácie, ktoré požadujúce riadenie rýchlosti AM strednej presnosti ( ≈ 5% ). Ďalšie zlepšenie vlastností celého riadiaceho systému sa dá očakávať: -
zavedením vonkajšej riadiacej slučky na bázi MRAC,
-
využitím priestorovej vektorovej modulácie prúdu striedača,
-
ako aj aplikáciou dokonalejších pozorovateľov pre odhad rotorového magnetického toku, rýchlosti motora a momentu záťaže.
4. LITERARÚRA [11] Zboray, L., Ďurovský, F., Tomko, J.: ‘Regulované pohony’, Vienala, Košice 2000. [12] Turl, G., Summer, M., Asher, G.M.: ‘A High Performance Sensorless Induction Motor Drive for Use in Multi-Motor Speed Synchronised Applications’, Zborník konf. EPE2001, Graz, Austria, Sept.2001, CD-Rom. [13] Brandštetter, P., Vinklárek, D., Palacký P.: ‘A Comparison of Estimation Techniques for Realisation of Sensorless Induction Motor Drives’, Zborník konferencie EDPE’01, Podbanske, okt. 2001, str. 214-218. [14] Dodds, S.J., Vittek, J.: ‘Magnetic Flux Estimator with Automatic Correction of Drift Distortion‘, Práce a štúdie Vysokej školy dopravy a spojov v Žiline, s. Elektrotechnická, zv.22, r.1998, str.10-20. [15] Utkin, V.I. ‘Sliding Modes in Control and Optimisation’, Springer.Verlag, Berlin 1992.
-48-
0.35
0.4
[16] Korondi, P., Young, D.K., Hashimoto, H.: ‘Sliding Mode Based Disturbance Compensation for Motion Control’, Zborník konferencie IEEE IECON’97 , New Orleans, Louisiana, Nov.1997, pp.73-78. [17] Rapšík, M., Mošat, V., Bajánek, J.: ‘Slovakia Power Restructures’, Trasmission & Distribution International, Vol.5, č. 2, r. 1994, str. 10-19. Dodatok Parametere ekvivalentného obvoduAM: indukčnosť statora: LS=0.553 H indukčnosť rotora: LR=0.553 H vzájomná indukčnosť Lm=0.536 H odpor statora RS=6.678 Ω odpor rotora RR=5.020 Ω moment zotrvačnosti J=0.0023 kgm2 Snímač prúdu LEM LTA 50P/SPI.
Parametre AM: Menovitý výkon Pn=1.1 kW, Menovité otáčky nn =2840 rpm, Menovitý prúd In =2.6/4.5 A, Svorkové napäti U=380/220 V, Y/D Parametre IGBT-SEMIKRON SKiiP 32 Nominálne napätie 1200 [V] Nominálny prúd 65/45 [A]
Poďakovanie: Autori chcú týmto poďakovať Zmiešanej česko-slovenskej komisii za podporu projektu č.016/023 “Analýza moderných el. pohonov - výskum a vývoj regulovaných pohonov bez snímača na hriadeli so širokým spektrom aplikácií” a EF ŽU za podporu projektu č. 17/603. ABSTRACT: PRELIMINARY VERIFICATION OF INDUCTION MOTOR VECTOR CONTROL WITH FORCED DYNAMICS. The contribution presents preliminary experimental verification of induction motors vector control with ‘Forced Dynamic Control’. This method of control offers an accurate realisation of dynamic response profiles, which can be selected by the user. Shaft sensorless system, when only the stator currents being measured, the applied stator voltages being determined by the voltage of dc circuit and computed switching algorithm is presented. Obtained simulation results and preliminary experimental results for direct vector control indicate good agreement with the theoretical predictions and verify possibility to obtain demanded dynamics
-49-
APLIKACE UMĚLÉ INTELIGENCE V OBLASTI ELEKTRICKÝCH REGULAČNÍCH POHONŮ Pavel Brandštetter, Martin Kuchař, Libor Štěpanec VŠB Technická univerzita Ostrava, 448 Katedra výkonové elektroniky a elektrických pohonů, 17.listopadu 15, 708 33 Ostrava-Poruba, Telefon: 0420 69 699 4283, Fax: 0420 69 699 4050, E-mail:
[email protected],
[email protected],
[email protected], ANOTACE: Příspěvek se zabývá uplatněním umělé inteligence v oblasti regulačních pohonů. Mezi hlavní nástroje umělé inteligence patří umělé neuronové sítě a fuzzy logika. V tomto příspěvku bude fuzzy logika uplatňována pro realizaci regulátorů. K přednostem fuzzy logiky patří snížení návrhového a implementačního času. Dalšími možnostmi jsou adaptivní fuzzy logické regulátory a fuzzy–neuronové sítě, které využívají vlastností a výhod obou systémů umělé inteligence. Umělé neuronové sítě (ANN) jsou používány především pro identifikaci a řízení nelineárních dynamických systémů. Učící a adaptivní schopnost neuronových sítí je předurčuje jako ideální nástroj pro účely řízení. Neuronové sítě a fuzzy logiku je možné s úspěchem použít i v případě, kdy parametry regulovaného motoru a jeho zatížení nejsou známy. 1. Úvod Používáním moderních prostředků v regulaci nejen střídavých elektrických pohonů může dojít ke značným úsporám a zlepšením. Rozvoj a velké uplatnění v poslední době poskytly číslicové regulátory. Díky číslicovému zpracování dat můžeme data shromažďovat a vyhodnocovat průběh regulace a chodu, což může nadále zlepšovat kvalitu regulace a získávat údaje o stavu zařízení a data pro diagnostiku. Neustálé snižování cen mikropočítačů a mikroprocesorů, zejména pak DSP umožňuje navrhovat složitější systémy a regulátory s použitím umělé inteligence. Jedná se o fuzzy logiku, umělé neuronové sítě, genetické algoritmy a kombinace např. fuzzy-neuronové. Jejích masivnímu nasazení bránila a brání nedostupnost prostředků, pomocí níž by byla uplatněna do praxe. Největší zkušenosti a znalosti na poli fuzzy logiky a umělé inteligence vůbec má Japonsko, které vkládá nemalé prostředky do vývoje a výzkumu. Umělá inteligence jako taková může přispět ke zvýšení robustnosti, tedy menšímu ovlivňování kvality regulace v závislosti na změnách parametrů nebo zatížení v regulovaném systému. Dále adaptivní a učící se schopnost především neuronových sítí jež lze využít v případech neznámého matematického modelu nebo v případě, kdy parametry regulovaného motoru a jeho zatížení nejsou známy. 2. Fuzzy logika a její výhody Fuzzy logické systémy jsou obecně univerzálními funkčními aproximátory. Existují tři hlavní typy fuzzy systémů a to Zadeh-Mandani, Sugeno a Tsukamoto. Mezi výhody, které poskytuje využití fuzzy logiky patří například zkrácení vývojového času, vyhnutí se matematickému popisu systému a větší robustnost. Při návrhu nějakého systému s fuzzy logikou není tudíž vyžadován matematický model ve formě algebraických a diferenciálních rovnic. Mezi další vlastnosti jako i zlepšení vlastností regulace při správném nastavení patří např. možnost návrhu na základě jazykových informací od expertů, dobré vlastnosti potlačení šumu nebo dokonce schopnost podporovat lidské rozhodování.
-50-
Regulátory založené na umělé inteligenci mohou vést k vylepšení technických parametrů a adaptivním schopnostem. Umělou inteligenci lze použití v odhadcích, vylepšení pozorovatelů, různé typy virtuálních senzorů atd. Nadto může být použita také pro modelování a návrh strojů a pohonů. Dále je ideální pro nasazení na nelineární systémy jako regulátory. Fuzzy logiku je vhodné použít také pro případy měnících se parametrů systému atd. 3. Struktura vektorového řízení asynchronního motoru s fuzzy regulátory Struktura elektrického pohonu sestává ze střídače s PWM, AM – asynchronního motoru, fuzzy regulátorů a bloků pro úpravy signálů. V zjednodušeném blokovém schématu obr. 1 jsou nakresleny jednotlivé členy zvolené regulační struktury. im
∗
Ri m
ix
∗
u ∗α
ux∗
Ri x -
-
ω∗
Rω -
ω
iy∗
Ri y
e
uy∗
jγ
u ∗β
-
i
ix iy
α
2
− jγ
e
d dt
ε
P W M
i
β
3
γ
BVOV
im
ε
BVPR
AM
Obr. 1: Blokové schéma vektorového řízení AM Legenda: BVOV …………… blok vyhodnocení orientujících veličin BVPR …………… blok vyhodnocení polohy rotoru Rim …………… regulátor magnetizačního proudu Rix…………… regulátor tokotvorné složky statorového proudu Rω …………… regulátor úhlové rychlosti Riy…………… regulátor momentotvorné složky statorového proudu 3/2…………… transformace z třífázové soustavy do souřadného systému α,β ejγ …………… transformace ze souřadného systému x,y do α,β e-jγ …………… transformace ze souřadného systému α,β do x,y * …………… označení pro žádané veličiny
-51-
V simulaci je použit matematický model asynchronního motoru s uvažováním elektromagnetických dějů dle [2]. Pro tento model je asynchronní motor obecně uvažován jako nelineární mnohaparametrová soustava. K vyhodnocení magnetizačního proudu a orientujících veličin je použita metoda proudového modelu, která vyžaduje znalost polohy rotoru a časové konstanty rotoru. V tomto příspěvku není uvažováno s adaptací rotorové časové konstanty na její teplotní změny a je uvažován ustálený stav. 3.1.
Fuzzy regulátory
Použité fuzzy regulátory využívají klasickou strukturu Mandamiho typu. Sestává z normalizace (přizpůsobení vstupních hodnot), fuzzifikace, inferenčního mechanismu s bází pravidel, defuzzifikace a denormalizace. Na tomto základě je proveden Fuzzy regulátor v programu Matlab Simulink. Do regulátoru vstupují žádaná a skutečná hodnota, které jsou ostrými hodnotami. Realizovaný fuzzy regulátor je zde chápán jako obdoba PI regulátoru s tím, že jde nastavit jeho nelineární chování pomocí báze pravidel na rozdíl od klasického PI regulátoru. Jedná se o expertní systém, kdy zadávání báze pravidel je na základě znalostí a zkušeností experta se soustavou. Výsledkem navrhnutého fuzzy regulátoru je řídící plocha na obr. 2a, která udává odezvu výstupu na změnu vstupních večin a je pak snadněji implementovatelná například ve formě tabulky do řídícího mikropočítače .
a)
b)
Obr. 2: a)Řídící plocha fuzzy regulátoru, b)řídící plocha konvenčního PI regulátoru Fuzzy „PI“ regulátor můžeme popsat rovnicemi : ∆u (k ) = F (e( k ), ∆e(k ) )
, u (k ) = u (k − 1) + ∆u (k )
(3.2.1), (3.2.2)
, kde F reprezentuje funkci (závislost), která je většinou nelineární. Pro názornost a porovnání je nyní uveden příklad konvenčního PI regulátoru s ukázkou řídící plochy na obr. 3b. Rovnice pro konvenční PI regulátor v diskrétní podobě obsahuje totiž pouze lineární závislosti pro odchylku a změnu odchylky z čehož zákonitě plyne, že jejich obrazem je rovina.
-52-
3.2.
Výsledky simulací
Výsledky jsou znázorněny pro případ, kdy je motor rozbíhán naprázdno po dosažení jmenovitého magnetizačního proudu. Žádaná rychlost je zadána v čase 0,03s a v časovém okamžiku 0,08 s je motor skokově zatížen jmenovitým momentem. Některé průběhy veličin vektorového řízení AM s fuzzy regulací jsou zobrazeny na obr. 3:
a)
b)
c)
d)
Obr. 3: Vybrané průběhy veličin vektorového řízení s fuzzy regulací: a) žádaná úhlová rychlost, b) skutečná úhlová rychlost, c) magnetizační proud, d) výstup s fuzzy regulátoru otáček – žádaná hodnota momentotvorného proudu
4. Umělá neuronová sít v řízení stejnosměrného pohonu Při tvorbě tohoto úkolu byla použita, kromě samotného programu MATLAB Simulink také Neural network based control system design toolkit od dánského profesora Magnuse Norgaarda. Regulovaná soustava je tvořená stejnosměrným motorem a pulzním měničem (obr. 4) a je namodelována v programu Matlab Simulink a pomocí vstupně/výstupních funkcí spolupracuje s řídící částí programovanou pomocí příkazů MATLABu.
-53-
Obr. 4: Blokové schema SS pohonu 4.1. Struktura umělé neuronové sítě Pro realizaci řídícího systému je využita přímá (feedforward) neuronovou síť, která je v obou následně uvedených případech trénována jako inverzní model soustavy pomocí trénovacího algoritmu backpropagation (Levenberg-Marquardtovou metodou). Jedná se o dvouvrstvou neuronovou síť, přičemž vstupní vrstva obsahuje 5 neuronů s aktivační funkcí tangens hyperbolický a výstupní vrstva je tvořena pouze jedním neuronem s lineární aktivační funkcí. Je zřejmé, že struktura neuronové sítě je velice jednoduchá (tvořená pouze 6 neurony), a přesto z následně uvedených výsledků bude patrné dosažení velice uspokojivých průběhů důležitých veličin regulační struktury.
Obr. 5: Struktura použité umělé neuronové sítě Přímé inverzní řízení (direct inverse control) Neuronová síť je zapojena přímo jako regulátor (obr. 6). Vstupními signály sítě jsou dvě předchozí hodnoty výstupu (hodnoty úhlové rychlosti SS motoru) z regulované soustavy (process), dále je to druhá předchozí hodnota výstupu neuronové sítě a posledním vstupem je samozřejmě žádaná hodnota r (žádaná úhlová rychlost). Výstupem sítě je pak řídící veličina u ovlivňující akční člen regulované soustavy. Průběhy důležitých veličin systému jsou prezentovány na obr. 7 a 8.
Obr. 6: Přímé inverzní řízení -54-
Obr. 7: Průběh otáček SS motoru - ω = f(t)
Obr. 8: Průběh otáček SS motoru - ω = f(t) při zatížení Mn 5. Závěry Mezi nevýhody klasických regulátorů je nutnost znát matematický model systému ve formě matematických rovnic. Tuto nevýhodu lze odstranit použitím umělé inteligence. Mezi další výhody jako učení a samo-nastavování patří i větší robustnost. Protože jsou fuzzy regulátory z obecného pohledu nelineární můžeme díky nim dosáhnout lepších regulačních výsledků. Ne vždy je však nasazení umělé inteligence lepším přínosem. Záleží především na složitosti systému a jeho linearitě. Pro jednoduché lineární soustavy by nemělo smysl složitě navrhovat tyto regulátory. Uplatnění je tedy zejména na složitějších systémech s nelinearitami a systémech se změnou parametrů. V tomto příspěvku nebylo možno ukázat veškeré výsledky a například porovnání s konvenčními regulátory, kde by byla přímo prakticky patrná výhoda jejich použití. 6. Literatura Vas, P. : Artificial-Intelligence-Based Elektrical Machines and Drives, 1999, Oxford [2] Neborák, I. : Sylaby do předmětu modelování a simulace [3] Brandštetter, P. : Moderní způsoby řízení střídavých strojů, monografie [4] Jura P. : Základy fuzzy logiky pro řízení a modelování, 1998, FEI VUT Brno [5] Vysoký P. : Fuzzy řízení, 1996, ČVUT Praha ABSTRACT: Application of artificial intelligence in variable speed drives; In general, this application can lead to increased performance and robustness to parameter and load variations. Artificial neural networks (ANN) are used for the identification and control of non-linear dynamic systems. An ANN is a massively parallel, non-linear adaptive system. The learning and adapting capability of neural networks makes them ideal for control purposes. An ANN can be successfully applied even if the motor which is to be controlled and the load parameters are unknown.
-55-
VYHODNOCENÍ RYCHLOSTI OTÁČEK A ORIENTUJÍCÍCH VELIČIN U POHONU S ASYNCHRONNÍM MOTOREM BEZ SNÍMAČE OTÁČEK
-56-
-57-
-58-
-59-
-60-
-61-
DIESEL – ELEKTRICKÝ POHON VYHLIADKOVÉHO CESTNÉHO VLAKU. Bednárik Bernard, Fecura Tomáš Žilinská Univerzita V Žiline, Katedra elektrickej trakcie a energetiky.Veľký diel, 010 26 Žilina ANOTÁCIA: V článku je popísaný projekt Diesel-elektrického trakčného vozidla pre ťahanie cestného vyhliadkového vlaku. Účelom vlaku je prehliadková jazda po rozsiahlych výstavyšťiach, múzeách prípadne mestských kultúrnych centrách. Vlastné trakčné vozidlo má striedavý elektrický prenos trakčného výkonu. Z danej situačnej trasy je určený typový výkon trakčného vozidla. Uvádza sa schéma usporiadania výkonových zariadení a schéma regulácie súčinnosti dieselového motora, trakčného alternátora a frekvenčne riadeného asynchrónneho motora. 1. Úvod Elektrický prenos výkonu vozidiel so spaľovacím motorom, umožňuje prenášať výkon z hriadeľa spaľovacieho motora na hnacie koleso (kolesá) trakčného vozidla. Medzi jeho nesporné výhody o. i. patrí: možnosť plynulej regulácie otáčok trakčného motora v podstate nezávisle od otáčok spaľovacieho motora lepšie využitie výkonu spaľovacieho motora zvýšenie životnosti a zníženie spotreby spaľovacieho motora možnosť pripojenia pomocných obvodov do elektrických obvodov za trakčným alternátorom Nevýhodou však stále zostáva cena a hmotnosť celého sústrojenstva. Na pozícii trakčného generátora a trakčného motora môžu byť použité ako jednosmerné tak aj striedavé elektrické stroje. Ich rôznymi kombináciami môžu vzniknúť tri rôzne druhy prenosových sústrojenstiev: jednosmerný systém prenosu zmiešaný systém prenosu striedavý systém prenos Principiálne zapojenie silových obvodov striedavého typu elektrického prenosu je znázornené na obr. 1.
DM
SA
U
St
TM
B
HN Obr. 1: Zásadná schéma striedavého systému elektrického prenosu výkonu. (DM - dieselov motor, SA – synchrónny alternátor, U – usmerňovač, St – striedač, B – budič, TM – trakčný motor, HN – hnacia náprava)
-62-
2. Projekt návrhu Zadaním bola formulovaná požiadavka na vytvorenie koncepčného návrhu cestného vyhliadkového vlaku na prepravu osôb, s uvažovaním striedavého systému elektrického prenosu výkonu. Zadávateľom projektu bola firma Banský výskum a.s. Prievidza. Trakčné vozidlo malo vzniknúť vhodnou prestavbou už existujúceho vozidla. Pre tento účel bol vybraný vybraný traktor FIAT-ZTS 35-66 DT (obr. 2) vyrábaný v ZŤS š.p. Hriňová, v licenci s FIATGEOTECH SpA [1]. Z pôvodného traktora boli ponechané obe nápravy, spaľovací motor, časti karosérie a elektroinštalácia.
Obr. 2 Traktor FIAT-ZTS 35-66 DT
Katedrou koľajových vozidiel, motorov a zdvíhadiel Žilinskej univerzity, bol navrhnutý design vozidla, vozíky na prepravu osôb a novy hlavný rám, ktorý bol dimenzovaný s prihliadnutím na rozloženie jednotlivých strojov. Náčrty vzhľadu trakčného vozidla a vozíkov sú uvedené na obr. 3.
2400
1640
1825
1230
3900
Obr. 3 Náčrt ťažného vozidla a vozíka pre prepravu cestujúcich
3. Návrh typových výkonov: Trakčné požiadavky boli zadávateľom definované nasledovne: - elektrický prenos výkonu - približný počet prepravovaných osôb je 48 - maximálna rýchlosť vmax = 20 km / h -
maximálne zrýchlenie amax = 0,22 m.s −2 vozidlo sa má rozbehnúť do stúpania 12 %, na rýchlosť v = 4 km / h Pri návrhu sa uvažujte so zadanou dopravnou trasou (obr. 4)
-63-
Prevýšenie 25
Prevýšenie [m]
20 15 10 5 0 0
1000
2000
3000
4000
5000
-5
L [m]
Obr. 4 Graf prevýšenia dopravnej trasy
Po vykonaných trakčných výpočtoch pre jednotlivé režimy jazdy a po vytvorení počítačovej simulácie simulujúcej priebehy ťažných síl a výkonov počas jazdu súpravy, bol vybraný najnepriaznivejší stav, ktorý je uvedený v nasledujúcej tabuľke. Tabuľka 1: Výpočet ťažných síl a výkonov Sily pôsobiace na súpravu (rozbeh po rovine) Fva = (mť + 3.mvoz ).g. f . cos α
Fva = (3000 + 3.1600).9,81.0,02. cos 0 = 1531 N
Fvz = cw .S .v 2 .(1 + 0,25.n )
Fvz = 0,6.3.5,55 2.(1 + 0,25.3) = 124 N
Fs = (mť + 3.mvoz ).g. sin α
Fs = (3000 + 3.1600).9,81. sin 0 = 0 N
Fa = (mť + nvoz .mvoz ).ξ .a
Fa = (3000 + 3.1600).1,046.0,22 = 1795 N
Výsledná sila
Ft = 3450 N
Výkon trakčného motora
PTM = 21657 W
Ako je vidieť, tabuľka popisuje najväčšie výkonové zaťaženie. Pri rozbehu súpravy do svahu síce k tak veľkej výkonovej požiadavke nedochádza, ale žiadaná ťažná sila je 12380 N. Na základe týchto výsledkov a analýzy pomerov v medziobvode boli na pozíciu trakčného motora a trakčného alternátora navrhnuté elektrické stroje, ktorých základné údaje sú popísané v tabuľke 2. (motor [2]) a v tabuľke 3. (alternátor [3]). Tabuľka 2: Základné parametre trakčného motora. Asynchrónny motor ABB M2AA 180L
[
PN [kW ]
U N [V ]
η N [%]
cos ϕ N [−]
n N min −1
22
415 Y
93,3
0,83
1475
M N [Nm]
M zab / M N [−]
M max / M N [−]
J kgm 2
143
3,5
3,5
[
]
0,191
-64-
m[kg ]
141
]
I N [ A] 40 LP [dB( A)]
63
I zab / I N [−] 8,1 tried.izol
H (125°C)
Tabuľka 3: Základné parametre trakčného alternátora.
Trojfázový alternátor BC 182K S N [kVA] U N [V ] 34,5
380
η N [%]
n N [1 / min ]
Pin [kW ]
Pout [kW ]
f [Hz ]
tried.izol
85,1
3000
32,7
27,6
50
F (105°C)
Ako prvotný zdroj energie bol ponechaný pôvodný motor LOMBARDINI LDW 2004 CHD. Z jeho parametrov uvediem aspoň základné [4]: - menovitý výkon ...................................................................... PDN = 33,5 kW -
maximálny krútiaci moment........................................... 125 Nm / 1900 min −1 minimálne voľnobežné otáčky .............................................. nD 0 = 900 min −1
-
spotreba ....................................................................................... 265 g .kWh −1 hmotnosť .............................................................................................. 186 kg
4. Riadenie súčinnosti jednotlivých strojov Schéma regulačného obvodu je uvedené obr. 5. Regulačná schéma obsahuje 3 snímače rýchlosti. Predpokladám, že tie vyhodnocujú otáčky v rad −1 . Hodnota snímaná snímačmi 11 a 29 je prevedená rýchlosť vozidla. Hodnota v* (nastavená strojvodcom), je porovnávaná so skutočnou rýchlosťou, získanou snímačom 11, z vypočítanej odchýlky sa v regulátore 1 určí žiadaná hodnota zrýchlenia. Tá je v následnom obmedzovači obmedzená na hodnotu +0,22 a –0,5 m.s-2. V derivačnom bloku 2 je zo skutočnej rýchlosti určená hodnota zrýchlenia. Porovná sa zo žiadanou hodnotou zrýchlenia a následne po regulátore 3 a obmedzovači získavame žiadanú hodnotu ťažnej sily. Tá je v bloku 4 vynásobená skutočnou rýchlosťou a vydelená celkovou účinnosťou elektrického prenosu ηc = f (vs , Pt ) . Vzniká hodnota žiadaného výkonu dieselového motora, ku ktorej je v bloku 5 pripočítaný výkon potrebný na pohon pomocných pohonov, a je obmedzená maximálnym možným výkonom spaľovacieho motora. V prevodníku 6 je pomocou krivky optimálnej spotreby spaľovacieho motora, hodnote žiadaného výkonu dieselového motora, priradená hodnota žiadanej otáčavej rýchlosti dieselového motora. Tá je porovnaná s jeho skutočnou rýchlosťou. Regulačná odchýlka je pomocou regulátora vyhodnotená ako zmena polohy palivovej tyče. Otáčky spaľovacieho motora sa pri rozbehu zvyšujú. Spolu s nimi sa zvyšujú aj otáčky trakčného alternátora. Výstupné napätie trakčného alternátora je pri nízkych otáčkach menšie ako nominálne, a tak je aj hodnota napätia v medziobvode nižšia. Táto skutočnosť ovplyvní spínaciu dobu meniča 27 riadeného blokom DTC 26 (Priame momentové riadenie asynchrónneho motora s hexagonálnou dráhou toku). Maximálny výkon trakčného motora je obmedzený možným výkonom dieselového motora cez členy 14, 31, 15. Člen 31 zohľadňuje kondíciu dieselového motora. Tento žiadaný výkon je porovnávaný so skutočným trakčným výkonom a je korigovaný hodnotou sklzového výkonu. Vzniknutá regulačná odchýlka je v bloku 24 (regulátor momentu) prevedená na žiadaný moment a ten je zadávaný do bloku DTC 26. Pri správnom nastavení regulátorov a pri dostatočne presne určenej účinnosti prenosu energie si asynchrónny motor nevyžiada z medziobvodu vyšší výkon ako mu bude možno dodať z dieselového motora a trakčného
-65-
11
vS
2
d dt
Ra
a*
aS
12
1
3 RI
*
Ft
Výbeh
10
nD
UD
Ud
Brzda
nD
n * D
PD*
9
8
7
6
PD
vS
32
*
Fb
18
TA 3 .
17 SX460
RU
OČ 31
PK
16
P
* D
Brzda
VB
C 14
-1 1
*
F
Vstup od strojvodcu
15
MIN
33
19 Cf
Lf
LOGIKA JAZDY
P
* tmax
Pb*
13
* b
26
22
MB Rb
Pt
23
vTM
27
iA
A
B
uB uA
DTC ii
* TM
24
v
MTM
*
Rm
P
PS
PS
20 21
*
PtTM
vS
-66-
Obr. 5. Schéma riadenia súčinnosti jednotlivých strojov
*
PD
Pt*
C1 4
* t
F
DM
PD*
nD* nD*
5
vS
*
Ft
Fbmech
Výbeh
Brzda
v*
1
Kontrola pre aženia
Obmedzenie momentu ť
iB uA uB
VV
25
28
vTM
29
ASM
* TM
34
30
alternátora, a tak môžeme predpokladať, že stav kedy trakčný alternátor zaťaží dieselov motor väčším výkonom (a teda momentom) ako ten znesie, nenastane. Udržiavanie nastavenej rýchlosti počas jazdy zabezpečuje popísané riadenie. Pri vzniknutí kladnej alebo zápornej regulačnej odchýlky rýchlosti je korigovaný výkon dieselového motora. Následne je aj zväčšený, alebo zmenšený rozdiel výkonov vstupujúcich do bloku 24. Časové oneskorenie nábehu výkonu dieselového motora je korigované oneskorovacím členom 31. Do obvodu regulácie je implementovaný aj obvod brzdy. Jej funkcia je nasledovná. Prúd odoberaný z asynchrónneho motora, pracujúceho v generatorickom režime je úmerný žiadanej brzdnej sile, nastavovanej blokom 33. Energia generovaná trakčným motorom sa vracia pomocou spätných diód v meniči do jednosmerného medziobvodu a tam je pomocou spínaného brzdného odporníka premenená na teplo. Do riadiacej schémy je vložená aj sklzová ochrana. Jej základ tvoria dva snímače otáčok. Jeden na diferenciáli zadnej nápravy a druhý na diferenciáli prednej hnanej nápravy. Obe hodnoty rýchlostí získané z týchto snímačov sú porovnávané a pomocou bloku 23 sú transformované na korekčný sklzový signál, ktorý obmedzí žiadanú hodnotu výkonu trakčného motora. Sklz pri brzdení sa prejaví záporným korekčným signálom, čo po odčítaní od záporného brzdného výkonu koriguje jeho hodnotu a zmenší brzdný moment motora. 5. Literatúra [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9]
Firemná literatúra ZŤS Hriňová Firemná literatúra ABB Firemná literatúra NewAge Stamford Firemná literatúra Lombardini Semetko J., Mobilné energetické prostriedky 3, Príroda Bratislava, 1985 Pospíšil M., Návrh hlavných parametrov trakčného motora a výpočet pravdepodobných trakčných charakteristík hnacieho vozidla, Habilitačná práca, ŽU v Žiline, 1999 Drábek J., Dynamika a energetika elektrické trakce, Alfa Bratislava, 1987 Poliak F., Fedák V., Zboray L., Elektrické pohony, Alfa Bratislava, 1987 Trnka J., Urban J., Spaľovacie motory, Alfa Bratislava, 1992
ABSTRACT: DIESEL-ELECTRIC DRIVE FOR A ROAD OBSERVATION TRAIN. The article presents a project of diesel-electric traction vehicle dedicated to move a road observation train. The intention of such train is an observation journey around the large exhibition grounds, museums or city cultural centres. The traction vehicle itself is equipped by AC traction power transfer. The type output of traction vehicle is being designed from given route. The article also introduces a scheme of power equipment configuration and schemes of cooperation of diesel engine, traction alternator and frequency controlled asynchronous motor
-67-
ANALYTICKÉ A NEURÓNOVÉ MODELY MNOHOKĹBOVÝCH MECHATRONICKÝCH SYSTÉMOV
Ján Fetyko, Stanislav Kron Technická univerzita v Košiciach, Fakulta elektrotechniky a informatiky, Katedra elektrických pohonov a mechatroniky, Letná 9, 042 00 Košice, Slovenská republika tel.: ++421-95-602 2271; fax: ++421-95-633 0115; e-mail:
[email protected]
ANOTÁCIA: Príspevok sa zaoberá tvorbou a využitím dynamických modelov mnohokĺbových mechatronických systémov. Na príklade robota je ukázaný postup riešenia analytického a neurónového dynamického modelu. Dynamický model je použitý vo funkcii adaptívneho estimátora stavových veličín a premenlivých parametrov systému pre riadenie pohybu ramena robota. V príspevku je uvedená simulačná analýza analytického a neurónového estimátora a pri adaptívnom riadení pohybu školského robota a stav realizácie riadenia robota. Kľučové slová: Mechatronické systémy, Riadenie pohybu, Neurónový estimátor. 1. ÚVOD Mnohokĺbové mechatronické systémy patria do skupiny mnohorozmerných, nelineárnych mechatronických systémov so zložitými interakciami kinematických dvojíc. Dynamika systému je opísaná sústavou diferenciálnych rovníc. Analytické riešenie modelu vyžaduje presnú znalosť kinematických a dynamických parametrov systému a pre aplikácie v reálnom čase je potrebný výkonný číslicový riadiaci systém. Pre spätnoväzobné riadenie v reálnom čase je vhodné nahradiť zložitý analytický model estimátorom, ktorý ho aproximuje s požadovanou presnosťou. Moderné metódy tvorby estimátorov dynamických systémov sú založené na fuzzy množinách [1], [4], neurónových sietí [5], [7] a ich kombinovaných neuro-fuzzy algoritmoch. 2. DYNAMICKÁ ANALÝZA MNOHOKĹBOVÝCH MECHANIZMOV Pre analytické odvodenie pohybových rovníc, ktoré tvoria dynamický model mechanizmov sa najčastejšie používajú tzv. Euler-Lagrangeové rovnice [9], [10], ktoré vedú k nasledujúcej vektorovej pohybovej rovnici
( )
(
M = A M q, ξ &q& + b M q, q& , ξ
)
(1)
kde q je vektor zovšeobecnených súradníc kĺbov, M je vektor zovšeobecnených síl (momentov), ktoré sú vygenerované pohybom alebo sú potrebné pre pohyb kĺbov po trajektórii q so zrýchlením &q& a rýchlosťou q& , AM je matica zotrvačnosti, bM je vektor
coriolisových, odstredivých a gravitačných síl a momentov, ξ je vektor kinematických a dynamických parametrov. Dynamickým parametrom mechanických členov je ich hmotnosť, ktorá je všeobecne rozložená nehomogénne pozdĺž člena. Z toho vyplývajú isté ťažkosti pri odvodení presného dynamického modelu. Napríklad v robotike sa používa náhrada hmotnosti členov s jej ekvivalentnou hodnotou v ťažisku člena. Je však zrejmé, že náhrada s viacerými hmotnosťami
-68-
pozdĺž člena dáva presnejší model, ale tým je výpočet omnoho zložitejší. V našom prípade sme odvodili dynamický model školského robota MA 2000 pre dve riešenia: • pre náhradu hmotnosti každého člena jednou bodovou hmotnosťou v ťažisku, • pre náhradu hmotnosti každého člena troma bodovými hmotnosťami pozdĺž člena. Dynamický model robota pre náhradu jednou hmotnosťou v ťažisku členov. Kinematická schéma robota je na obr. 1. Poloha ťažiska a hmotnosti členov, voľba súradnicových systémov a kinematické parametre členov sú jasné z obrázku. Do modelu sú úplne zahrnuté prvé tri rotačné kinematické dvojice tvoriace polohovacie ústrojenstvo robota. Ďalšie tri kinematické dvojice orientačného ústrojenstva majú malé hmotnosti a tým malý vplyv na dynamiku robota a preto sú uvažované ako koncentrovaná hmotnosť v koncovom bode robota. Pohybové rovnice pre prvé tri kĺby sú (2), (3) a (4). O
O
O
O
m31 mz
mz y3T z3T h3
m3 y2
x3T
T3 m32
h3
h3t
y3
z2 y2T
q3 x2
z3
z2T
m2
m21
h2 y1
x2T
h3t
m33 -z32
x3
h2t
z31=z33
z1
T2 m22
h2t
h2
y1,y2 q2
h21
x1 J1
-zT2
x1,x2
-z21= -z23
h1
z0
q1
z1,z2
J1
y0
z0
h2t m23
-z22
x0
y0 x0
Obr. 2 Kinematická schéma robota Obr. 1 Kinematická schéma robota trojhmotnostná náhrada členov hmotnosti členov v ťažisku členov Dynamický model robota pre náhradu s troma hmotnosťami. Kinematická schéma je na obr. 2. Rozloženie hmotnosti členov je urobené metódou náhrady tuhých telies s bodovými hmotnosťami podľa [10]. Rozdiel medzi týmto riešením a predošlým s jednohmotnostnou náhradou je vyjadrený ako ∆M1, ∆M2 a ∆M3. Teda pohybové rovnice sú (8), (9) a (10). 3. ŠTRUKTÚRA NEURÓNOVÉHO ESTIMÁTORA
Návrh je urobený pre dynamický model s trojhmotnostnou náhradou členov. Z rovníc (8) až (10) a (2) až (4) vyplýva, že neurónová sieť, ktorá by bola schopná úplnej aproximácie týchto rovníc, by mala mať týchto 8 vstupov: q& 1 , &q&1 , q 2 , q& 2 , &q&2 , q 3 , q& 3 , &q&3 a tri výstupy: M13, M23 a M33. Avšak v takom prípade množstvo trénovacích vzoriek musí obsahovať všetky možné kombinácie vstupov a im zodpovedajúcich výstupov. Keďže táto množina rastie exponenciálne s počtom vstupov, množina trénovacích vzoriek by bola príliš veľká. Preto
-69-
h1
(
)
J + m sin 2 (q )h 2 + h 2 + (sin (q + q )h + sin (q )h )2 m + 2 2 2t 21 2 3 3t 2 2 3 1 &q&1 + + (sin (q 2 + q 3 )h 3 + sin (q 2 )h 2 )2 m z 2 + 2m 2 h 2 t h 21 cos(q 2 )&q& 2 − sin (q 2 )q& 2 + 2 = 2m 2 sin (q 2 )cos(q 2 )h 2 t + + + 2(sin (q 2 + q 3 )h 3t + sin (q 2 )h 2 )(cos(q 2 + q 3 )h 3t + cos(q 2 )h 2 )m 3 + q& 1q& 2 + 2(sin (q + q )h + sin (q )h )(cos(q + q )h + cos(q )h )m 2 3 3 2 2 2 3 3 2 2 z 2(sin (q + q )h + sin (q )h )cos(q + q )h m + 2 3 3t 2 2 2 3 3t 3 + q& 1q& 3 + 2(sin (q 2 + q 3 )h 3 + sin (q 2 )h 2 )cos(q 2 + q 3 )h 3 m z
(
M11
{
M 21
(
∆M1
)
(
) }
h 22 t m 2 + h 32t + 2 cos(q 3 )h 3t h 2 + h 22 m 3 + h 32 + 2 cos(q 3 )h 3 h 2 + h 22 m z &q& 2 + + {(h 3t + cos(q 3 )h 2 )m 3 h 3t + (h 3 + cos(q 3 )h 2 )m z h 3 }&q&3 − 2 & & & − 2 sin (q 3 )(h 3t h 2 m 3 + h 3 h 2 m z )q 2 q 3 − sin (q 3 )h 2 (h 3t m 3 + h 3 m z )q 3 − 2 m sin (q 2 )cos(q 2 )h 2 t + = 2 2 − + (sin (q 2 + q 3 )h 3t + sin (q 2 )h 2 )(cos(q 2 + q 3 )h 3t + cos(q 2 )h 2 )m 3 + q& 1 − + (sin (q 2 + q 3 )h 3 + sin (q 2 )h 2 )(cos(q 2 + q 3 )h 3 + cos(q 2 )h 2 )m z − sin (q 2 )h 2 t m 2 g − (sin (q 2 )h 2 + sin (q 2 + q 3 )h 3t )m 3g − − (sin (q )h + sin (q + q )h )m g 2 2 2 3 3 z
(
M 31
)
)
h 32t m 3 + h 32 m z &q&3 + {(h 3t + cos(q 3 )h 2 )h 3t m 3 + (h 3 + cos(q 3 )h 2 )h 3 m z }&q& 2 + sin (q 3 )(h 3t m 3 + h 3 m z )h 2 q& 22 − = (sin (q 2 + q 3 )h 3t + sin (q 2 )h 2 )cos(q 2 + q 3 )h 3t m 3 + &2 − + (sin (q + q )h + sin (q )h )cos(q + q )h m q1 − 2 3 3 2 2 2 3 3 z − sin (q 2 + q 3 )(h 3t m 3 + h 3 m z )g
+
+
{2m 31h 3 (h 3 − h 3t )(cos(q 2 ) cos(q 3 ) − sin (q 2 )sin (q 3 ))}q& 1q& 3 + 2 2 2 2 sin 2 (q 2 )h 22 t + (z 21 − z t 2 )(z 21 − z 22 ) m 21 + z 31 m 31 + z 31 m 33 + z 32 m 32 + = + &q&1 + 2 + m 31h 3 (h 3 − h 3t )(cos(q 2 ) sin (q 3 ) + sin (q 2 ) cos(q 3 )) 2 + 2m 31h 3 (h 3 − h 3t )(cos(q 2 ) cos(q 3 ) − sin (q 2 )sin (q 3 )) + 4 cos(q 2 )h 2 t m 21 q& 1q& 2
(
{
)
{
(
)
(3)
(4)
(5)
}
}
2m 21h 22 t + m 31h 3 (h 3 − h 3t ) &q& 2 − ∆M 2 = − 2m 21 cos(q 2 )h 22 t + m 31h 3 (h 3 − h 3t )(cos(q 2 )cos(q 3 ) − sin (q 2 )sin (q 3 )) q& 12 + m 31h 3 (h 3 − h 3t )&q&3 m 31h 3 (h 3 − h 3t )&q&3 + m 31h 3 (h 3 − h 3t )&q& 2 − ∆M 3 = 2 − m 31h 3 (h 3 − h 3t )(cos(q 2 )cos(q 3 ) − sin (q 2 )sin (q 3 ))q& 1 M13 = M11 + ∆M1
{
(2)
}
M 23 = M 21 + ∆M 2 M 33 = M 31 + ∆M 3
+
(6)
(7) (8) (9) (10)
upravíme dané vzťahy tak, aby neurónová sieť obsahovala čo najmenej vstupov a pritom aby to nemalo vplyv na výslednú presnosť aproximácie. Tieto podmienky sú splnené, ak pohybové rovnice upravíme na tvar: M13 = k1&q&1 + k 2&q& 2 + k 3q& 22 + k 4 q& 1q& 2 + k 5q& 1q& 3
(11) (12) (13)
M 23 = k 6&q& 2 + k 7 &q&3 + k q& + 2k 8q& 2 q& 3 + k q& + k10 2 8 3
2 9 1
M 33 = k 7 &q& 2 − k 8 q& 22 + k11q& 12 + k12
-70-
Riadiace veličiny kĺbov, tzn. rýchlosti a zrýchlenia q& 1 , &q&1 , q& 2 , &q&2 , q& 3 , &q&3 sú k dispozícii v riadiacom systéme robota. Koeficienty k1 až k12 , ktoré sú funkciou kinematických a dynamických parametrov a polohy kĺbov q2 a q3, môžeme zapísať v nasledujúcom všeobecnom tvare n k =w + ∑ w g i 0 i =1 i i
(14)
kde wi sú váhy proporcionálne parametrom a gi sú goniometrické funkcie. Napríklad z upravenej rovnice (8) pre k1 dostaneme nasledovnú funkciu k1 = w + w sin 2 q + w sin q + q sin q + w sin 2 q + q 1 2 2 3 2 3 3 2 2 0
(15)
V našom prípade neurónová sieť podľa obr. 3 aproximuje koeficienty k1 až k12 a pohybové rovnice sú vypočítané analyticky podľa (11) až (13). Je to viacvrstvová dopredná sieť [8] a má rovnakú štruktúru, ako funkcie koeficientov dané podľa (14). Sieť obsahuje: • tri vstupné neuróny pre polohu druhého a tretieho kĺbu a ich súčtu, • prvú skrytú vrstvu so sinusovou aktivačnou funkciou a druhú s lineárnou aktivačnou funkciou, ktoré aproximujú goniometricé komponenty koeficientov, • výstupnú vrstvu s lineárnou aktivačnou funkciou, ktorých výstupom sú koeficienty. Voľba učiaceho sa procesu závisí od aplikácie siete. Na účely riadenia postačuje buď off-line alebo on-line tréning siete ako čiernej krabice. a) Pre off-line učenie je nutné mať presný matematický model podľa pohybových rovníc (8) až (10), z ktorého vypočítame vzorky trénovacej množiny. Sieť je trénovaná metódou spätného šírenia ako čierna krabica, ktorá má dať rovnaké výstupy pri rovnakých vstupoch. Sieť identifikuje koeficienty a pohybové rovnice sa vypočítajú analyticky podľa modifikovaných rovníc (11) až (13). Identifikované váhy a goniometrické funkcie koeficientov nemusia byť totožné s fyzikálnymi. b) On-line učenie prebieha na reálnom robote. Trénovacie vzorky sú generované robotom a sieť sa učí spojito. Na účely identifikácie parametrov robota (hmotnosti členov, hmotnosť záťaže) učiaci sa proces je nasledovný: c) off-line učenie goniometrických zložiek prvej a druhej vrstvy [5], d) on-line adaptácia váh. 4. SIMULAČNÁ ANALÝZA
Analytický model s trojhmotnostnou náhradou členov je zvolený za referenčný model. Kĺbové premenné sa menia v rozsahu − 120°,120° . Z toho intervalu bolo vybratých 21 hodnôt (vzoriek) pre výpočet trénovacej množiny vzoriek. Pre dve nezávislé vstupné kĺbové súradnice q2 a q3 to dáva 441 trénovacich vzoriek. Sieť je trénovaná ako čierna krabica metódou a). Výsledok simulačnej analýzy pre prvý kĺb, kde vplyvom interakcie kinematických dvojíc dochádza k najväčšej zmene momentu, je ukázaný na obr. 4. Rozdiel medzi momentom referenčného a neurónového modelu je prakticky zanedbateľný. Pre porovnanie je zobrazený aj moment analytického modelu podľa jednohmotnostnej náhrady členov. Z porovnania vyplýva, že pri trénovaní podľa bodu a) je potrebné použiť čo najpresnejší analytický model. Najpresnejšia adaptácia nášho neurónového dynamického modelu, ako to bolo popísané v predošlej kapitole, môže byť dosiahnutá na reálnom robote. Táto metóda sa v súčasnosti rieši na našej katedre. Neurónový model a polohová regulácia pohybu robota sa -71-
rieši pomocou DSP vývojového systému. Pre reguláciu elektrických servopohonov kĺbov robota sa podľa [6] používa známa kaskádna spätnoväzobná regulačná štruktúra doplnená o adaptivitu na moment zotrvačnosti a o predkorekciu (doprednú väzbu ) rýchlosti, zrýchlenia a identifikovateľných zložiek záťažového momentu. Neurónový estimátor adaptuje rýchlostné regulátory servopohonov na premenlivý moment zotrvačnosti a vypočíta doprednú väzbu záťažového momentu. Očakávané regulačné vlastnosti získané zatiaľ simuláciou sú prezentované na obr. 7 a obr. 8. Referenčné riadiace veličiny kĺbov (poloha, rýchlosť a zrýchlenie) sa generujú interpoláciou podľa obr. 6. Pri použití menej presného estimátora na báze analytického dynamického modelu s jednohmotnostnou náhradou je priebeh regulačnej odchýlky na obr. 7 kmitavá a pomerne veľká. Pri použití neurónového modelu je polohová odchýlka na obr. 8 oveľa menšia a dobre tlmená. M1[N.m] 0.1
sin(q2 ) cos(q2 )
q2
0.08
sin2 (q2 ) sin(q2 ) cos(q2 )
k1
Model 3hmot. Neurónový Model1hmot.
0.06
k2
q3
sin(q3 )
k3
cos(q3 )
k4 k5 k6
sin(q2 + q3 ) sin(q2 )
k7
cos(q2 + q3 )sin(q2 )
k8
sin(q2 + q3 ) cos(q2 )
k9 k10
0.04 0.02 0 -0.02 -0.04
k11 sin(q2 + q3 ) q2 + q3
k12
cos(q2 + q3 )
-0.06 -0.08
sin2 (q2 + q3 ) sin(q2 + q3 ) cos(q2 + q3 )
-0.1
0
1
2
3
4
5
Obr. 4. Moment prvého kĺbu
Obr. 3. Štruktúra neurónového estimátora 5. ZÁVER
Uvedená metóda tvorby a využitia analytických a neurónových dynamických modelov je použiteľná pre ľubovoľné mnohokĺbové mechanizmy tvoriace mechanickú časť mechatronického systému.. Analytické pohybové rovnice sa vždy dajú upraviť na tvar súčtu súčinov premenlivých koeficientov a známych riadiacich veličín mechatronického systému. Nelineárne a premenlivé koeficienty, ktoré sú funkciou kinematických a dynamických parametrov mechanizmu, sa identifikujú pomocou neurónovej siete. Výsledné pohybové rovnice pre účely riadenia sa počítajú analyticky podľa modifikovaných rovníc. Výhodou takého analyticko-neurónového estimátora je, že jednotlivé koeficienty a zložky pohybových rovníc si zachovajú svoj fyzikálny význam a rozmery. Potom takto získané
-72-
6 t[s]
komponenty dynamického modelu môžu priamo vstupovať do regulátorov fyzikálnych veličín mechatronického systému.
2.5 2
q[rad ]
LITERATÚRA
[ ] [rad.s ]
q& rad.s −1
1.5
−2
&q&
1
[1]
Fedor, P., Perduková, D., Fedor, S.: Washing Machine Drive Fuzzy Model. In: Proc. of Int. Conf. EDPE, Slovakia, The High Tatras, 1999, p. 148-151. [2] Mizik, S.,Baranyi, P., Korondi, P. : Comparison of α-cut, modified α-cut, VKK and the general fuzzy interpolation for the widely popular cases of triangular sets. EFDAN 99, 165-172 [3] Kröse, B., Smagt, P. : An introduction to Neural Networks. Teaching material, University of Amsterdam, 1996. [4] Palis, F.: Fuzzy and Neurocontrol in Automated Electric Drive Systems. In: Proc. of UEES 99, St. Peterburg, Russia, June 1999, 107-116.
0.5 0 -0.5 -1 -1.5 -2 -2.5 0
1
2
3
4
5
6 t[s]
Obr. 6. Riadiace veličiny eq
-4
3
x 10 [rad]
2.5 2 1.5 1
[5]Smagt, P., Groen, F.: Approximation with neural networks: Between local and global approximation. Teaching material, Department of Computer Systems, University of Amsterdam, 1995.
0.5 0 -0.5 -1 -1.5 -2 0
1
2
3
4
5
6 t[s]
Obr. 7. Dynamická polohová odchýlka pri riadení s analytickom modelom -4
eq x 10 [rad] 3 2.5 2 1.5 1 0.5 0 -0.5 -1 -1.5 -2 0
1
2
3
4
5
Obr. 8. Dynamická polohová odchýlka pri riadení s neurónovým modelom
6 t[s]
[6] Fetyko, J.: Conventional and StateFeedback Control System Based Feedforward Motion Control of Electric Servo Drives. Comparative Study. EDPE 99, 246-251. [7] Fetyko, J.- Kron S.- Caban, S.: Analyticneural Dynamic Model of Robot Arm for Adaptive Motion Control. In: Proc. of Int. Conference on Electrical Drives and Power Electronics, EDPE’2001, High Tatras, 2001, pp. 303 – 308. [8] Ronco, E., Gawthrop, P., J.: Neural Networks for Modelling and Control, Department of Mechanical Engineering, University of Glasgow, Technical Report:csc97008, 1997. [9] Craig, J., J.: Introduction to Robotics. Mechanics & Control. Addison-Wesley Publishing Company, 1986. [10] Medvec, A., Stradiot, J., Záhorec, O., Caban, S.: Mechanika III - Dynamika, STU Bratislava, 1996.
-73-
NIEKTORÉ VLASTNOSTI FUZZY MODELOV ELEKTRICKÝCH POHONOV Daniela PERDUKOVÁ – Pavol FEDOR – Stanislav FEDOR
Technická univerzita Košice, Fakulta elektrotechniky a informatiky, Katedra elektrických pohonov a mechatroniky, Letná 9, 042 00 Košice, Slovenská republika ANOTÁCIA: Príspevok sa zaoberá vytváraním fuzzy modelov elektrických pohonov alebo ich častí na základe vhodne nameranej databázy údajov o pohone. Sú tu uvedené hlavne požiadavky na databázu (konzistencia, pokrytie pracovného priestoru a pod.) Ďalej je tu ukázaný algoritmus vytvorenia konkrétneho fuzzy modelu elektrického pohonu. Výsledky sú verifikované simuláciou v programovom prostredí MATLAB® 1.
Úvod
Metodika použitia fuzzy množín pri rôznych aplikáciách v oblasti elektrických pohonov má v poslednej dobe v odbornej literatúre stúpajúcu tendenciu. Jednou z úloh je tu vytváranie zodpovedajúcich modelov jednotlivých pohonov, prípadne realizácia niektorých častí pohonu pomocou dynamických fuzzy systémov ( FS ). Tieto úlohy je možné riešiť s predpokladom analytických znalostí o danom type pohonu, čo však neprináša žiadne výhody oproti klasickým analytickým modelom a nevyužíva vlastnosti fuzzy systémov. Druhou možnosťou je pokúsiť sa zostaviť model vybraného pohonu iba na základe znalostí o zodpovedajúcich vstupoch a výstupoch pohonu bez apriórnej znalosti jeho štruktúry a parametrov. Pretože táto úloha je nejednoznačná ( v tom zmysle, že daný systém môžeme z hľadiska vstupov a výstupov popísať rôznymi FS), vzniká otázka, či je možné a za akých podmienok vytvoriť z nameranej databázy údajov o elektrickom pohone fuzzy model ( ekvivalent) niektorej jeho časti ( napr. samotného pohonu, jeho regulátora a pod.). V tomto príspevku sú rozobraté základné požiadavky na vytvorenie fuzzy modelu elektrického pohonu a na príklade modelu jednosmerného pohonu je ukázaný postup návrhu na základe vhodnej databázy nameraných údajov, pričom sa nepredpokladajú žiadne ďalšie znalosti o danom pohone ( t.j. o jeho štruktúre a parametroch). 2.
Popis problému
Elektrický pohon je dynamický systém, ktorý môžeme vo všeobecnosti popísať v stavovom priestore rovnicami •
x = A( x , t ) x + B( x , t ) u
(1)
y =Cx
(2)
Predpokladáme kvôli jednoduchosti, že sa jedná o systém s jedným vstupom a jedným výstupom. V prípade striedavých pohonov je týmto vstupom statorová frekvencia, pričom predpokladáme, že ďalšie vstupy ( napr. statorové napätie alebo prúd) sú vhodne upravené v statickom meniči. Cieľom je na základe nameranej databázy vstupov a zodpovedajúcich výstupov pohonu zostaviť jeho fuzzy model v obvyklom tvare pravidiel typu AK ...
POTOM ...
-74-
(3)
Fuzzy systém (3) ( ďalej len FS ) dokáže nahradiť ľubovoľnú spojitú statickú nelineárnu funkciu s dostatočnou presnosťou pomocou konečného počtu pravidiel. Aby bolo možné modelovať pohon podľa (1) a (2), je potrebné doplniť FS o dynamickú časť ( DČ), ako je to obvyklé pri týchto úlohách. Úplný fuzzy model pohonu potom môže vyzerať napríklad podľa obr.1.
Obr. 1: Navrhovaná štruktúra fuzzy modelu elektrického pohonu
Dynamické časti fuzzy modelov môžu byť samozrejme šruktúrované aj ináč, ako je to uvedené na tomto obrázku. Hlavné požiadavky pri návrhu fuzzy modelu pohonu podľa obr.1 sú: 1. Pre namerané vstupné body databázy údajov ( a tým vlastne vstupné vektory fi do FS) musia byť výstupy yi takisto presné. 2. Zabezpečiť úplné pokrytie celého priestoru možných vstupov pohonu pravidlami podľa (3). V opačnom prípade môže nastať prípad, že pri nepokrytom vstupnom stave fi výstup FS vykazuje nedefinovanú alebo nesprávnu hodnotu. 3. Zabezpečiť konzistenciu ( nerozporuplnosť ) databázy nameraných údajov, resp. postupnosti vektorov fi, ktorá zodpovedá týmto nameraným údajom. Pri nekonzistentnej databáze by „blízkym“ vektorom fi zodpovedali rôzne výstupy yi . Pretože vektory fi sú vlastne vstupy do FS, viedlo by to k rozporuplným pravidlám v (3) a tým k principiálnej nerealizovateľnosti FS. Kvalita splnenia týchto požiadaviek závisí hlavne od: • vhodnej voľby štruktúry dynamickej časti (DČ) modelu elektrického pohonu • vhodne zvolených meraní z hľadiska vstupného signálu u do pohonu • vhodného rozloženia a tvaru funkcií príslušnosti pri fuzzyfikácii jednotlivých vstupov do FS Nutným predpokladom, aby náhrada nejakého dynamického systému ( alebo jeho časti) pomocou fuzzy modelu z obr.1 bola možná, je konzistencia údajov v databáze. V podstate to znamená, že pre „veľmi blízke“ susedné vstupné body fi nesmú byť „veľmi rozdielne“ výstupy yi pre FS-časť modelu. Príklad 1 : Uvažujme uzavretý regulačný systém podľa obr.2
Obr. 2: Štruktúra uzavretého regulačného systému
-75-
Pre rôzne parametre PI regulátora môžeme vo všeobecnosti dostať rôzne typy odoziev regulačného systému, napr. aperiodickú a periodickú podľa obr.3
Obr. 3: Aperiodická a periodická odozva regulačného obvodu pre rôzne Ki, Kp
Je zrejmé, že pri náhrade (modelovaní) PI regulátora jeho fuzzy ekvivalentom by sme v prípade aperiodickej odozvy dostali konzistentnú databázu údajov pre náhradu (každej hodnote e zodpovedá iná hodnota u), zatiaľ čo pri periodickej odozve existujú niektoré hodnoty e ( napr. e=0 ), pre ktoré sú pravidlami (3) požadované úplne iné hodnoty výstupu regulátora u. Údaje namerané z tejto odozvy by teda nutne viedli ku nekonzistentnej databáze a tým principiálnej nerealizovateľnosti fuzzy modelu PI regulátora z uvedeného príkladu. Kvantitatívne môžeme problém nekonzistencie vyjadriť nasledovne: Nech databáza údajov pre návrh FS je zostavená z vstupov xi a im zodpovedajúcich výstupov yi. Označme za susedov také dve položky xi , xj z databázy údajov, ktorých Euklidovská vzdialenosť v n-rozmernom stavovo priestore d ij =
n
∑ (x
ik
- x jk ) 2
i = 1, 2, ..., i max , j = 1, 2, ..., i max
(4)
k =1
je menšia ako definovaná blízkosť db. Potom môžeme nekonzistenciu nij dvoch susedov kvantitatívne vyjadriť napr. absolútnou hodnotou z rozdielu ich výstupov n ij = abs ( y i - y j )
(5)
Databáza údajov o DS je konzistentná so stupňom nijmax , ak pre každú položku xi databázy platí, že nekonzistencia nij od všetkých jej susedov je menšia než nijmax , t.j. Ak dij ≤ db , potom nij ≤ nijmax
pre i = 1, 2,... , imax j = 1, 2,... , n
(6)
Obr.4 ukazuje grafické porovnanie konzistencií pre obidva testované prípady z príkladu 1 pre zvolené db=0.01 a pre vzorky odoberané s periódou vzorkovania T= 1s. 3.
Algoritmus vytvorenia fuzzy modelu pohonu
Aby sme zabezpečili splnenie požiadaviek z predchádzajúcej kapitoly, zostavme model pohonu podľa nasledujúceho algoritmu:
-76-
Obr. 4: Porovnanie nekonzistencie aperiodického a periodického priebehu
1. Nameranie databázy údajov o pohone. Postup spočíva v rozdelení vstupu u pohonu do n stavov a generovanie n.(n-1) prechodových trajektórií medzi nimi. Pritom zaznamenáme hodnoty funkcií f1, f2, ..., fi, ktoré tvoria výstupy z dynamickej časti DČ fuzzy modelu. Túto databázu je vhodné doplniť o trajektórie v nenulových ustálených stavoch. 2. Redukcia nadbytočných položiek v databáze údajov. 3. Generovanie statickej časti FS fuzzy modelu. Toto spočíva vo vhodnej fuzzyfikácii rozsahov funkcií f1, f2, ..., fi,. FS potom zostavíme ako množinu fuzzy pravidiel,ktoré zodpovedajú všetkým jednotlivým položkám redukovanej databázy. Na základe predchádzajúcich úvah zvoľme DČ modelu tak, aby obsahovala nasledujúce funkcie: u , ak f 1 = k -1 f 1 , ak
u k - u k -1 ≠ 0 u k - u k -1 = 0
(7)
f2 = u
- dt + 1 f3 = ∫ 0
(8)
, ak , ak
f 3 > 0 alebo (u k − u k -1 ) ≠ 0 f3 = 0
(9)
Rovnica (7) definuje začiatok jednotlivej trajektórie,rovnica (8) zasa jej koniec. Jednotlivé trajektórie sú medzi sebou jednoznačne rozlíšené svojím začiatočným a koncovým bodom, čo popisuje zodpovedajúca dvojica hodnôt funkcií f1 a f2. Priemety jednotlivých trajektórií do rovín f1-f2, f1-f3, f2-f2 budú rovnobežné priamky, čo umožní fuzzyfikovať ich body so šírkou nosičov po najbližších susedov v danej osi. Tým sa pokryje celý priestor vstupných hodnôt a zároveň bude splnená požiadavka zhody výstupu FS vo vybraných bodoch s údajmi z databázy. Funkcia f3 reprezentuje čas od okamihu zmeny na vstupe u. Príklad 2: Overme navrhnutý algoritmus na zostavení fuzzy modelu jednosmerného cudzobudeného pohonu pohonu Predpokladajme pre jednoduchosť, že vstup u môže nadobúdať 3 rôzne stavy, a to u=0, u=0.3 a u=0.6. Pre zostavenie modelu je potrebné zmerať 6 rôznych trajektórií T1 až T6, ako to ukazuje obr.5a a obr.5b.
-77-
Obr. 5: Vlastnosti fuzzy modelu pohonu pre celý rozsah u
Na obr.6a je ukázaná štruktúra pre vytvorenie vhodnej databázy, obr.6b ukazuje zodpovedajúci fuzzy model pohonu.
Obr. 6: Štruktúra pre vytvorenie databázy a jej odpovedajúci model
Na obr.7a je ukázaný priebeh meraní, z ktorých získame databázu údajov pre vytvorenie fuzzy modelu pohonu. Poznamenajme, že túto databázu je vhodné doplniť o trajektórie zodpovedajúce nenulovým ustáleným stavom. Obr.7b ukazuje, rozloženie vrcholových bodov v rovine f1 – f2, ktoré znázorňuje symetriu rozloženia a možnosť triviálnej fuzzifikácie jednotlivých vstupných funkcií. Podobné rozloženie vzniká aj v rovinách f1 – f3 a f2 – f3.
Obr. 7: Grafické zobrazenie rozloženia vstupných bodov do FS-časti modelu
-78-
Obr.8a porovnáva priebehy výstupu pohonu s jeho modelom pre situácie z meraní podľa obr.7a. Vidíme, že výstup fuzzy modelu je prakticky zhodný s modelovaným pohonom. Pre iné náhodne vybrané hodnoty vstupov u je toto porovnanie ukázané na obr.8b, kde sa ukazujú väčšie odchýlky modelu a pohonu v ustálených stavoch, vyplývajúce z hrubého delenia u pre tento príklad.
Obr. 8: Porovnanie výstupu fuzzy modelu s výstupom jednosmerného pohonu 4.
Zhodnotenie a záver
Základné vlastnosti fuzzy modelu pohonu, navrhnutého podľa popísaného algoritmu sú: • Podľa požadovanej presnosti môžeme zvoliť hustotu delenia u na jednotlivé stavy. • Pre počet zvolených vstupných úrovní n bude počet pravidiel FS vždy n.n.p, kde p je počet bodov zvolených na jednotlivú trajektóriu ( pri doplnených trajektóriách pre ustálené stavy). • Dynamická časť modelu bude pre každý pohon rovnaká, zostavená podľa rovníc (7) až (9). • Fuzzyfikácia nelineárnej statickej časti modelu FS je veľmi jednoduchá a zabezpečuje pokrytie celého stavového priestoru pohonu. • Je zabezpečená principiálna konzistencia nameranej databázy údajov. • Nevyžadujú sa žiadne znalosti o type pohonu, jeho štruktúre a parametroch. Vzhľadom na uvedené vlastnosti môžeme predpokladať, že tento spôsob modelovania bude môcť byť použitý pre ľubovoľný typ pohonu. Literatúra:
[1] Fetyko, J.: Modern methods of Analysis and Synthesis for Multi-Motor Mechatronics Systems. In: Proc. of II. Int. Scient. Conf. of the Faculty of Electrical Eng. and Informatics. Košice, 2001, pp. 47-48 [2] Vysoký V.: Fuzzy rízení. Praha, Vydavatelství ČVUT 1996 [3] Brandštetter P.: Střídavé regulační pohony. Moderní způsoby řízení. Ostrava, 1999, ISBN 80-7078-668-X ABSTRACT: SOME PROPERTIES OF ELECTRICAL DRIVES FUZZY MODELS. The papers deals with the creating of electrical drives fuzzy model or their parts based on proper database of neasured drive values. The principal requirements at the database (consistency, working space covering, ...) are presented here. The algorithm how to create the concrete electrical drive fuzzy model is shown here as well. The results heve been verified with the simulation by means of the programming package MATLAB®.
-79-
VÝKONOVÉ POLOVODIČOVÉ REGULÁTORY INDUKČNÝCH MOTOROV Ladislav Borba, Peter Zákopčan
Fakulta elektrotechniky a informatiky STU, Katedra elektrických strojov a prístrojov, 812 19 Bratislava, Ilkovičova 3, SR ANOTÁCIA: V článku sa analyzujú vlastnosti pohonu s indukčným motorom napájaným z výkonového polovodičového regulátora. Je uvedený teoretický rozbor vplyvu regulátora na motor a napájaciu sieť. Rôzne prevádzkové stavy sú dokumentované oscilogramami a grafmi z meraní pohonu. 1. Úvod
Slovenské elektrárne, a.s. v spolupráci s niektorými elektroenergetickými organizáciami uskutočnili v rokoch 1993-5 prieskum spotreby elektriny na Slovensku. Tento prieskum bol súčasťou projektu DSM Slovensko (riadenie strany spotreby elektrickej energie), ktorý bol metodicky usmerňovaný kanadskou elektrárenskou spoločnosťou BC HYDRO. Z projektu vyplynulo, že až okolo 70% spotreby elektriny v priemysle je v oblasti pohonov t.j. elektromotorov. V rámci vykonávaných energetických auditov (tiež súčasť projektu DSM SK) zistili odborníci SE, a.s., že problematika energetickej efektívnosti v oblasti elektropohonov nie je dostatočne riešená najmä pri rozbehoch a chode naprázdno. Trojfázové a jednofázové indukčné motory s kotvou nakrátko pri rozbehu odoberajú zo siete veľký záberový prúd. Ak pri rozbehu sa nevyžaduje príliš veľký záberový moment, môže sa záberový prúd obmedziť reguláciou napájacieho napätia motora. Na zníženie napätia na svorkách motora sa dá veľmi účinne použiť jednofázový alebo trojfázový (podľa motora pohonu) tyristorový regulátor. Potom motorom odoberaný prúd poklesne podľa miery zníženia napätia regulátorom. Znížením napätia samozrejme poklesne i moment motora, preto sa doba rozbehu sa predĺži. Takto je možné reguláciou napätia jednak nastaviť rôznu dobu rozbehu, a tiež obmedziť záberový prúd motora. Po rozbehu sa dá pri nízkych zaťaženiach motora zvýšiť účinník motora. Niektoré firmy využívajú tieto poznatky stavajú tyristorové regulátory, ktoré sú lacnejšie ako frekvenčné meniče. Ponúkajú ich spotrebiteľom na zvýšenie účinníka motora pri malých záťažiach a na mäkký štart motorov. Pre overenie vhodnosti tyristorových regulátorov na tieto účely sme vykonali overovacie merania na regulátoroch, ktoré sú ponúkané na našom trhu. Sú to trojfázové i jednofázové tyristorové regulátory pre trojfázové motory do 400 kW a pre jednofázové motory do 2,2 kW. 2. Opis meniča
Menič pri mäkkom štarte obmedzuje veľkosť rozbehového prúdu motora tým, že znižuje po dobu rozbehu (ale tiež napríklad pri brzdení a dobehu motora) napájacie napätie motora takým spôsobom, že priebežne, počas rozbehu reguluje napätie, vždy na takú hodnotu, aby prúd motora mal stanovenú, obmedzenú veľkosť. Tieto zmeny treba vykonávať rýchlo (rádovo v čase 10-2 s), pretože zníženie napätia neznamená iba obmedzenie prúdu, ale, i pokles hnacieho momentu motora a teda zmenšenie momentovej preťažiteľnosti motora v pomere U2/UN2. Tieto meniče umožňujú v oblasti rozbehu motora obyčajne i tzv. „kick štart“. Od mnohých pohonov sa žiada väčší hnací moment na pohnutie (odtrhnutie) pohonu z kľudu ako
-80-
následný hnací moment počas rozbehu. Preto regulátor počas „kick štartu“ na začiatku rozbehu motoru krátkodobe zvýši napätie, aby sa zvýšil rozbehový moment, a následne, po nastavenom čase, prejde regulácia meniča na už opísanú metódu rozbehu. Obvody napäťového meniča môžu byť však, pri vhodnom riadení, využité i počas chodu otáčkovo neregulovaného pohonu na zníženie celkových strát motora, a tým zlepšenie energetickej náročnosti pohonu tam, kde motor beží dlhší čas bez zaťaženia, alebo s redukovaným zaťažením. Metódu možno vysvetliť bilanciou energetických strát asynchrónneho motora. Celkové straty asynchrónneho motora sú tvorené stratami v železe ∆PFe, stratami vo vinutiach ∆PCu a stratami mechanickými ∆Pm. Straty v železe sú približne závislé od druhej mocniny napätia a straty vo vinutiach sú závislé od druhej mocniny prúdu motora. Mechanické straty nie sú funkciou elektrických veličín motora. Preto pri malom zaťažení motora pri plnom napájacom napätí v dôsledku zníženého prúdu motora, poklesnú straty vo vinutiach ∆PCu. Poklesne tak stratový príkon motora, ale súčasne zostávajú nezmenené straty v železe motora, pretože tieto straty nie sú funkciou klesajúceho prúdu. To má za následok zhoršenie účinníka odberu energie z napájacej siete. Pokles účinníka motora je zapríčinený poklesom činnej zložky prúdu motora, reaktančná zložka prúdu motora sa pri nezmenenom napájacom napätí motora nezmení. Je preto pri chode motora bez zaťaženia žiaduce, v záujme zlepšenia účinníka, redukovať tiež straty v železe znížením napájacieho napätia motora na takú hodnotu, aby motor ešte produkoval nevyhnutný hnací moment. Takýmto zásahom meniča sa dosiahne redukcia strát motora v danom pracovnom bode, čo znamená energetické zefektívnenie pohonu, a tiež súčasne zlepšenie účinníka odberu energie pri chode motora bez zaťaženia. Zo strany meniča je potrebné, aby pri tomto type regulácie, s ohľadom na obmedzenú momentovú preťažiteľnosť motora pri regulačnom zásahu, boli reakčné časy regulátora dostatočne rýchle a porovnateľné s elektromechanickou časovou konštantou pohonu. Menič odvodzuje svoj regulačný zásah od merania fázového posunu medzi napätím a prúdom, teda regulačnou veličinou je účinník siete takto regulovaného pohonu.
Priebeh prúdu a fázového napätia nezaťaženého motora
Obr.2:Priebeh prúdu a združeného napätia nezaťaženého motora
Obmedzenie záberového prúdu a zlepšenie účinníka sú pozitívami regulácie. Negatívom je, že sa činnosťou regulátora zhoršuje čistota siete vplyvom vyšších harmonických prúdu v sieti. Časový priebeh prúdu je deformovaný od regulátorom prúdu. Časový priebeh prúdu pri úplnom odľahčení je vidieť na obr. 1 a obr. 2. Prúd je silne deformovaný polovodičovým regulátorom. V časovom priebehu prúdu vystupujú okrem výraznej prvej harmonickej aj vyššie nepárne harmonické, ako 5, 7, 11, 13, -81-
17, atď. Analýzu prúdu v odľahčení je vidieť na obr. 3 a analýzu prúdu v zaťažení motora je vidieť na obr. 4.
Obr.3: Analýza prúdu nezaťaženého motora Obr.4: Analýza prúdu zaťaženého motora
Harmonická analýza prúdu ukazuje, že po odľahčení motora prúd obsahuje vyššie harmonické, ktoré sa dostávajú do siete. Je to výrazná 5, a menej výrazné vyššie harmonické, ako je to vidieť na obr. 3. Ak sa motor viac zaťaží priebeh prúdu obsahuje podstatne menej vyšších harmonických, ako je to vidieť na obr. 4. Na obidvoch obrázkoch je na dolnej stope zobrazená Fourierova analýza horného priebehu metódou FFT. 3. Mäkký štart motora
Rozbeh motora s nastaveným nárastom (rampou) prúdu vidieť na obr. 5. Oscilogram ukazuje priebeh prúdu motora (hore) a priebeh napätia motora za regulátorom (dole). Iný rozbeh motora s obmedzeným záberovým prúdom je vidieť na obr. 6.
Obr.5: Rozbeh motora s nastaveným nárastom Obr.6: Rozbeh motora s obmezením prúdu prúdu.
Detail prúdu a napätia motora je vidieť na oscilograme na obr. 7. Na obrázku je vidieť časový priebeh prúdu (hore) na začiatku rozbehu motora a časový priebeh napätia (dole). Na obr. 8. je vidieť časový priebeh prúdu motora (hore) a napätia (dole) na konci rozbehu motora.
-82-
Obr.7 Detail začiatku rozbehu
Obr.8: Detail konca rozbehu motora.
4. Zvýšenie účinníka po odľahčení motora
Znížením napätia na svorkách motora v odľahčení sa zvyšuje účinník motora. Priebeh účinníku motora s regulátorom a bez regulátora je vidieť na obr. 9. 0.9 0.8 0.7
Účinník
0.6 0.5
bez regulátora
0.4
s regulátorom
0.3 0.2 0.1 0 0
50
100
150
Výkon [ % ]
Obr.9: Účinník motora s regulátorom a bez regulátora
Je vidieť, že v oblasti nižších výkonov dochádza k zlepšeniu účinníka pohonu. 5. Merania pohonu pri napájaní harmonickým napätím
Pre porovnanie vlastností pohonu s asynchrónnym motorom pracujúcim s meničom a bez neho sme urobili porovnávacie meranie s napájaním harmonickým napätím. Vyhodnotený účinník siete pri dvoch zaťaženiach motora je na obr.10. Z grafov meraní vidno rovnakú tendenciu závislosti účinníka od napájacieho napätia a zaťaženia motora.
-83-
1,00 0,90 0,80
účinník
0,70 0,60 Mz=25%Nm
0,50
Mz=3%Nm
0,40 0,30 0,20 0,10 0,00 0
100
200
300
400
napätie statora
Obr.10: Účinník motora pri napájaní harmonickým napätím 6. Záver
Záverom možno konštatovať, že napäťové tyristorové regulátory sú moderné regulačné zariadenia, ktoré umožňujú efektívnejšie využiť pohon s indukčným pohonným motorom. Umožňujú voľbu spôsobu rozbehu motora, nastavenie obmedzeného záberového prúdu, zadanie doby rozbehu motora a zlepšenie účinníka motora pri odľahčení. To dáva široké možnosti využitia pri relatívne malej cene a vysokej spoľahlivosti polovodičového zariadenia.. Zvýšenie účinníka odľahčeného pohonu dosiahnuté reguláciou napätia meničom je čiastočne znížené vplyvom fázového riadenia ventilov meniča. V celkovom výsledku je možné konštatovať priaznivý vplyv prevádzky asynchrónneho pohonu s týmto typom regulácie na hodnotu účinníka siete pri chode pohonu v odľahčení. 7. Literatúra
Zenginobuz G., Cadirci I., Ermis M., Barlak C.: Soft Starting of Large Induction Motors at Constant Current With Minimized Starting Torque Pulsation. IEEE Transactions on Industry Applications. Vol. 37, No. 5. Sept./Oct. 2001, pp. 1334 – 1347. Powerboss PML. Installation and Commissioning Guide. Powerboss PB. Installation and Commissioning Guide. ABSTRACT: POWER SEMICONDUCTOR REGULATORS OF INDUCTION MOTOR; Analysis of properties of a power drive with induction motor powered by semiconductor regulator. Theoretic analysis of influence of regulator to motor and supply network. Different operation statuses are shown on oscilograms and diagrams from the drive measurements.
-84-
POUŽITÍ UMĚLÉ INTELIGENCE PŘI PROFYLAKTICE ELEKTRICKÝCH STROJŮ Karel Záliš České vysoké učení technické v Praze, Fakulta elektrotechnická, Katedra elektroenergetiky, Technická 2, 166 27 Praha 6, e-mail:
[email protected] ANOTACE: Vyhodnocování profylaktických měření na izolačních systémech elektrických strojů točivých je práce pro špičkové experty, kteří nebývají vždy k dispozici. Proto se s výhodou využívá pro řešení standardních situací vyhodnocovacích systémů s prvky umělé inteligence. Na ČVUT FEL v Praze byla ve spolupráci se specialisty špičkových elektrodiagnostických pracovišť ČR vytvořena řada expertních systémů, které z naměřených hodnot diagnostických parametrů zjišťují aktuální stav vysokonapěťového izolačního systému a odhadují jeho chování v dalším provozu. 1. Úvod
Izolační systémy jednotlivých strojů jsou jednou ze složek ovlivňujících celkovou spolehlivost vysokonapěťového zařízení a úkolem diagnostiky dielektrika je proto zjistit aktuální stav stroje a odhadnout jeho chování v dalším provozu. Nejmodernějšími softwarovými prostředky pro vyhodnocování diagnostických měření jsou expertní systémy se zabudovanými prvky umělé inteligence, které zpracovávají vstupní informace (naměřené hodnoty diagnostických parametrů) a určují pravděpodobnost výstupních hypotéz (rozhodnutí, hlášení, doporučení, pokyny k akci aj.) s ohledem na stupeň ohrožení izolace, zkušenosti z minulých měření, vývoj diagnostických parametrů a s ohledem na výpovědischopnost jednotlivých diagnostických metod. Největší předností expertních systémů pro praxi je fakt, že pomocí vhodného expertního systému může i nezkušený pracovník provozu či údržby kvalifikovaně rozhodnout o stavu izolačního systému a o jeho chování v dalším provozu. Zvláštní uplatnění mají pak expertní systémy při měření a vyhodnocování stavu izolačních systémů on-line (monitorování, měření během provozu stroje), protože při tomto způsobu měření indikuje expertní systém závadu izolačního systému okamžitě a zároveň nabídne řešení poruchového stavu s ohledem na bezpečnost a spolehlivost dalšího provozu. Expertní systémy jsou založeny na převzetí znalostí od člověka (experta) a jejich vhodné prezentaci. Cílem je dosáhnout stejné kvality rozhodování expertního systému jako experti, kteří systém vytvářeli, resp. kteří vytvářeli bázi znalostí. Čím kvalitnější je expertní systém, tím se jeho výroky (závěry z měření, zhodnocení současného stavu a rozhodnutí o dalším způsobu provozu) blíží výrokům zkušeného experta v dané oblasti problematiky. Expertní systém však nikdy nemůže člověka úplně nahradit, protože za něj nepřevezme zodpovědnost za konečné rozhodnutí. Zjednodušeně řečeno, výrok expertního systému odpovídá závěrům a doporučením kolokvia špičkových odborníků na dané téma - můžeme jejich rady a doporučení použít, ale můžeme je také ignorovat. Expertní systém je proto velmi účinným pomocníkem pro kvalitní a rychlé rozhodování ve standardních (předvídatelných) situacích, neumí však řešit nestandardní situace, které nešlo při vytváření expertního systému postihnout. V technické praxi se používá několik druhů expertních systémů: pravidlové (rámcové), neuronové (neuronové sítě), expertní systémy založené na genetických algoritmech, fuzzy logické, či expertní systémy kombinované. V současné době se v diagnostice dielektrik používají nejčastěji expertní systémy pravidlové a neuronové, přičemž jejich použití závisí na druhu zpracovávaných informací. Pravidlové expertní systémy se převážně používají pro roz-85-
hodování typu „příčina - následek“, tj. v případech, kdy jsou zcela jasná kritéria rozhodování a kdy je možno proces rozhodování důsledně algoritmizovat. Neuronové expertní systémy jsou pak vhodné pro ty případy vyhodnocování, kdy je obtížné bázi znalostí (pravidla rozhodování, zkušenosti expertů) algoritmizovat, např. při vyhodnocování složitých a nejednoznačných diagnostických parametrů. Neuronové sítě se často využívají i v případech, kdy tvorba taxonomické sítě v pravidlovém expertním systému by byla obtížná. Využívá se tak faktu, že vnitřní struktura neuronového expertního systému, resp. váhy synapsí, se vytváří automaticky při procesu učení sítě a uživatel chápe neuronovou síť jako „černou skříňku“, u které ho nezajímá vnitřní struktura a způsoby rozhodování, ale pouze vstupy diagnostických parametrů a jim odpovídající výstupy (výroky, doporučení). 1.1. Pravidlové expertní systémy
Pravidlové expertní systémy jsou tvořeny inferenční sítí, která je složena z uzlů a jejich propojení (vazeb, pravidel). Báze znalostí je obsažena nejen v topologii sítě (navržené uzly a jejich propojení) ale především v pravidlech. Základem báze znalostí pravidlového expertního systému je reprezentace znalostí pomocí orientovaného grafu (taxonomické sítě), kde každému tvrzení odpovídá uzel a každému pravidlu orientovaná hrana a kde je řetězení pravidel explicitně určeno. Inferenční síť představuje jistou fixní, orientovanou strukturu znalostí, kostru, sloužící jak k výběru vhodných otázek k zodpovězení uživatelem, tak i k šíření informace, dodané od uživatele.
Schéma taxonomické sítě
Uzly v inferenční síti můžeme rozdělit do tří základních typů (viz obr. 1): vrcholové uzly (nevede z nich žádná orientovaná hrana), listové uzly (nevede do nich žádná orientovaná hrana) a mezilehlé uzly. Listové uzly slouží jako vstupní uzly, do nichž uživatel expertního systému dodává informace (odpovědi na dotazy položené expertním systémem v průběhu konzultace). Hodnoty v mezilehlých a cílových uzlech se odvozují na základě informací v listových uzlech. Cílovými hypotézami jsou obvykle všechny vrcholové hypotézy a mohou jimi být i vybrané mezilehlé hypotézy. Řešení případu (konzultace) probíhá formou postupného ohodnocování a přehodnocování dílčích a cílových hypotéz v rámci pevně daného vnitřního (strojového) modelu řešeného problému, který je zadán expertem. Taxonomie je vždy navržena pro řešení konkrétní problematiky; aktuální model je vyjádřen aktualizovanými hodnotami měr platnosti (tzv. pravděpodobností) tvrzení, zahrnutých v bázi znalostí. Tuto taxonomii musí vytvořit specialista na software v úzké spolupráci s expertem na danou problematiku. Pokud by se expertní systém uživatele při každém spuštění dotazoval na všechny listové uzly, odpovídal by uživatel na více dotazů, než je nezbytně nutné. Z tohoto důvodu jsou obvykle uzly seskupeny do taxonomických tříd a dotazy jsou tak omezeny pouze na dotazy vztahující se k dané taxonomické třídě. Podobné členění lze udělat i v rámci jedné taxonomické třídy, čímž vzniknou taxonomické podtřídy. -86-
Pravděpodobnosti jsou dány Bayesovým vztahem pro podmíněnou pravděpodobnost. Pravidlo si lze představit jako závislost "pravděpodobnosti hypotézy na předpokladu" P(H/E) na "pravděpodobnosti předpokladu" P(E). Expertní systém pracuje jak s neurčitostí ve znalostech (tj. s neurčitými pravidly), tak s neurčitostí v datech (tj. s nejistými údaji od uživatele). Neurčitost každého tvrzení v inferenční síti je zachycována v podobě míry neurčitosti, která je přiřazena každému tvrzení a kterou nazýváme pravděpodobností (i když se vlastně jedná o pseudopravděpodobnost). Každému pravidlu jsou přiřazeny dvě pevné míry, a to míra postačitelnosti a míra nezbytnosti. Na počátku konzultace mají jednotlivé poznatky z báze znalostí přiřazeny apriorní hodnoty pravděpodobností a v průběhu procesu řešení jsou tyto hodnoty modifikovány tak, aby odpovídaly konkrétnímu řešenému případu. Kvalitu pravidlového expertního systému výraznou měrou ovlivňuje kvalita báze znalostí a proto vytvoření expertního systému předpokládá širokou a vstřícnou spolupráci odborníků v dané problematice. Zdroji pro tvorbu báze znalostí jsou obvykle všechny dostupné algoritmizovatelné informace, jako např. normy, směrnice, odborná literatura apod., a dále je báze znalostí obohacena o zkušenosti špičkových odborníků (expertů) v této oblasti problematiky. Výhodou pravidlového expertního systému je jeho principiální jednoduchost (i přesto, že středně velké inferenční sítě obsahují stovky uzlů a pravidel) a možnost jednoduchých úprav inferenční sítě při modifikacích vyhodnocovacího mechanismu. Nevýhodou pravidlových expertních systémů je nutnost úzké spolupráce s lidmi-experty při tvorbě báze znalostí. Základním problémem při stavbě pravidlového expertního systému je nutnost algoritmizace všech znalostí, tj. i zkušeností jednotlivých expertů. Protože někteří experti mají odlišné způsoby myšlení a rozhodování, je nutno přistupovat k algoritmizaci jejich zkušeností citlivě a individuálně. Nejsou-li jejich zkušenosti algoritmizovatelné, nelze je do báze znalostí zahrnout. Dílčí problémy při tvorbě báze znalostí vyplývají i z faktu, že špičkový expert si uvědomuje, že předáním svých znalostí a zkušeností do expertního systému ztrácí své výsadní postavení v rozhodovacím procesu. Tyto problémy však lze řešit, např. finanční kompenzací. Subjektivita v rozhodování se do pravidlového expertního systému dostává při vytváření taxonomické sítě báze znalostí a při určování váhy jednotlivých pravidel. Díky nutnosti algoritmizace a konsenzuálnímu principu rozhodování na základě zkušeností většího množství expertů je však míra subjektivity při rozhodování pravidlového expertního systému mnohonásobně nižší než při samostatném rozhodování jednotlivého experta. Pravidlové expertní systémy se v technické praxi převážně používají pro rozhodování typu „příčina - následek“, tj. v případech, kdy jsou zcela jasná kritéria rozhodování a kdy je možno proces rozhodování důsledně algoritmizovat. 1.2. Neuronové expertní systémy
Neuronové expertní systémy (neuronové sítě) pracují na principu biologické neuronové sítě. Umělá neuronová síť je tvořena vstupní vrstvou neuronů (vstup hodnot), výstupní vrstvou neuronů (hypotézy) a jednou či více vrstvami vnitřních neuronů, přičemž všechny neurony jedné vrstvy jsou vždy propojeny se všemi neurony sousedních vrstev. Obecná neuronová síť se modifikuje pro řešení konkrétní problematiky tak, že se, ve stadiu učení neuronové sítě, nastaví váhy synapsí (koeficientů přenosu) mezi jednotlivými neurony. Učení (modifikace sítě, tvorba báze znalostí) spočívá v postupné aplikaci jednotlivých prvků (vzorků) trénovací množiny na nenaučenou neuronovou síť a postupnou konvergencí vah synapsí. Prvky trénovací množiny jsou tvořeny dvojicemi vstupních vektorů (naměřené diagnostické parametry) a výstupních vektorů (cílové hypotézy, závěry měření). Naučenou neuronovou síť je pak možno použít pro řešení konkrétních rozhodovacích procesů.
-87-
Výhodou neuronových expertních systémů je fakt, že není nutné stavět konkrétní inferenční síť přizpůsobenou pro řešení dané problematiky, neboť v neuronové síti je propojení neuronů standardní („každý s každým“). Nevýhodou neuronových expertních systémů je nutnost vytvoření kvalitní, věrohodné a komplexní trénovací množiny. Pro výběr reprezentativní trénovací množiny byla vyvinuta řada metod a postupů (shlukování apod.), přesto se zde subjektivita tvůrce neuronového expertního systému projevuje - při výběru vhodných prvků trénovací množiny a při vlastním učení neuronové sítě (strategie učení, nastavení vah učení aj.). Málokdy se totiž povede, aby všechny dostupné prvky (naměřené hodnoty diagnostických parametrů a jim odpovídající závěry) byly pro trénovací množinu vhodné. Prvky trénovací množiny musí totiž být takové, aby váhy synapsí při učení sítě konvergovaly. Expertní systém principiálně odmítá prvky trénovací množiny s nahodilým rozhodováním, které způsobují, že váhy v neuronové síti konvergují pomalu nebo nekonvergují vůbec. Ale právě díky nutnému pečlivému analytickému rozboru a díky statistickému vyhodnocení a výběru vhodných prvků trénovací množiny je míra subjektivity tvůrce expertního systému silně potlačena. Člověka však při jeho samostatném rozhodování tyto nahodilé prvky podvědomě ovlivňují. Člověk (expert) se proto při vyhodnocování náročných nebo komplikovaných měření chová obvykle hůře než expertní systém - jedná intuitivně, mnohdy až nahodile. Neuronové expertní systémy jsou zvláště vhodné pro ty případy vyhodnocování, kdy je obtížné bázi znalostí (pravidla rozhodování, zkušenosti expertů) algoritmizovat, např. při rozpoznávání a vyhodnocování obrazců částečných výbojů. 2. Aplikace pravidlových expertních systémů v elektrodiagnostice
Pracovníci Laboratoře vysokých napětí Českého vysokého učení technického Fakulty elektrotechnické (ČVUT FEL) v Praze spolupracují se specialisty špičkových elektrodiagnostických pracovišť v České republice při tvorbě řady pravidlových expertních systémů, které zjišťují aktuální stav vysokonapěťového izolačního systému z naměřených hodnot diagnostických parametrů. Všechny tyto systémy byly vytvořeny jako báze znalostí, využívající prázdného pravidlového expertního systému SPEL-EXPERT (modifikace expertního systému FELEXPERT), který byl vyvinut na Katedře řídicí techniky ČVUT FEL v Praze a který byl přizpůsoben našim speciálním požadavkům. Jako zdroje pro tvorbu báze znalostí vytvořených expertních systémů sloužily především normy (ČSN, ISO), provozně technická pravidla, podnikové normy, tuzemská i zahraniční odborná literatura a především konzultace se špičkovými experty v oblasti problematiky. 2.1. Expertní systém IZOLEX
První v řadě pravidlových expertních systémů pro elektrodiagnostiku byl vytvořen pravidlový expertní systém IZOLEX. Tento expertní systém je určen pro vyhodnocování diagnostických měření off-line (měření při odstávce stroje) vysokonapěťových izolačních systémů elektrických strojů a vyhodnocuje diagnostická měření ze 38 běžně používaných diagnostických metod, a to jak točivých strojů (16 metod), tak i strojů netočivých (10 metod) a izolačních olejů (12 metod). Taxonomie expertního systému IZOLEX se skládá z 553 uzlů, 701 pravidel, 50 kontextových vazeb, 230 prioritních vazeb, 94 cílů, 3 taxonomií a 41 taxonomických tříd. Slupka (SHELL) může být provedena podle přání uživatele, např. komunikace uživatele s expertním systémem lze provádět přes systém vstupních a výstupních formulářů a databází, viz obr. 2. Do software expertního systému byla též implementována informační složka, která na přání informuje nezkušeného uživatele o jednotlivých diagnostických metodách, jejich použití, výhodách a nevýhodách, nárocích na měření, potřebném technickém vybavení apod.
-88-
Vstupní formulář
Výstupní formulář
Zpracování dat
Zpracování dat
Vstup dat (DBF)
Výstup dat (DBF)
SHELL
Archivační databáze DBF
Expertní systém EXS Báze znalostí
Tok dat v expertním systému IZOLEX 2.2. Expertní systém CVEX
Z připomínkovacího řízení expertního systému IZOLEX vyplynula potřeba vytvořit řadu menších expertních systémů, úzce zaměřených na určitou oblast diagnostiky a konkrétní zařízení. Proto byl vytvořen pravidlový expertní systém CVEX, a to vydělením galvanické metody měření částečných výbojů z expertního systému IZOLEX. Jako samostatný expertní systém slouží tedy CVEX pro vyhodnocování výbojové činnosti na vysokonapěťových elektrických strojích točivých (alternátory, motory). Taxonomie CVEXu byla pozměněna, aby lépe vyhovovala specifickým podmínkám samostatného vyhodnocování výbojové činnosti na elektrických strojích točivých, z důvodů kompatibility však byl ponechán původní způsob ovládání softwarového produktu. Taxonomie báze znalostí (orientovaný graf) expertního systému CVEX se skládá ze 64 uzlů, 116 pravidel, 1 kontextové vazby, 28 prioritních vazeb a 10 cílů. Tak jako expertní systém IZOLEX, má i expertní systém CVEX pět základních výroků (hypotéz, cílů), jejichž vybrání (určení jejich pravděpodobnosti) závisí na velikosti koeficientu poruchy Kp. Dále má CVEX devět vedlejších výroků, které upřesňují stav izolačního systému či jinak zpřesňují doporučení pro další provoz. 2.3. Expertní systém CVEXON
Měření částečných výbojů on-line (monitoring) se provádí při běhu stroje, tj. bez přerušení provozu stroje. Oproti měření off-line mají měření on-line svá specifika, neboť není třeba nezávislý zdroj napětí, měření se provádí při jedné hladině napětí (jmenovité napětí stroje) a lze provádět pouze vyhodnocování okamžitých diagnostických parametrů, případně jejich změny v čase. Zpracování vstupů (naměřených diagnostických parametrů) on-line proto neumožňuje systému pracovat s nejistotou vstupních dat, tj. s mechanizmy, které pracují s neurčitostí (odpovědi typu „nevím“, „možná“, „s jistou pravděpodobností“ apod.). Produkce pravděpodobnosti (hodnot) v orientovaném grafu prostřednictvím hran (pravidel) pak probíhá jen v dopředném směru od vstupních uzlů (hodnot měřených parametrů) směrem k cílovým uzlům (hypotézám). Při zpracování v dávce pak výsledné pravděpodobnostní váhy jednotlivých hypotéz slouží jako parametry pro předání výsledků konzultace nadřazenému prostředí. Těmto specifickým požadavkům byl přizpůsoben i expertní systém CVEXON. Na rozdíl od expertních systémů pro vyhodnocování měření off-line, tento expertní systém má vstup dat (naměřených hodnot) z měřiče částečných výbojů přes A/D převodník přímo do počítače. Vstupy dat do expertního systému a výstupy dat z expertního systému jsou zde opět prováděny přes vstupní a výstupní databáze.
-89-
2.4. Expertní systém ALTONEX
Expertní systém ALTONEX je určen pro monitorování stavu točivého stroje a zpracovává galvanickou metodu měření částečných výbojů, amplitudovou analýzu výbojové činnosti, frekvenční analýzu napájecího proudu a magnetického pole, měření koncentrace ozónu v chladicím vzduchu stroje a provádí sledování teploty vinutí a ložisek. Pro měření točivého stroje on-line je vždy nutné vybavit měřený objekt trvale připevněnými či zabudovanými snímači. Kombinace autonomních přístrojů a počítače ve funkci řídicího článku pro sběr dat a jejich zpracování tvoří distribuovaný otevřený systém s prvky kombinace klasické a virtuální instrumentace. Jelikož obsluha každého měřicího přístroje (odečtení naměřených hodnot vstupních parametrů) má svá specifická časová omezení daná minimální dobou odečtu, průměrováním, číslicovou filtrací rušení aj., neodečítají se všechny přístroje najednou, ale měření (odečet) se na jednotlivých přístrojích opakuje periodicky, např. po jedné minutě. O časování aplikace se zde stará modul časovače, který je odvozen od čítání času v počítači a tento modul pak spouští i dávkové zpracování jedné sady vstupních údajů. Naměřené hodnoty představují jeden řádek (větu) vstupní databáze a tvoří vstupní vektor (sada vstupních hodnot) pro expertní systém. Archivace naměřených hodnot je standardně prováděna ukládáním hodinových průměrů do archivační databáze. V případě vzniku mimořádné situace (překročení nastavené mezní hodnoty některého diagnostického parametru) se vytvoří speciální databáze pro sledování stroje s rozvíjející se poruchou, do které jsou ukládány všechny naměřené hodnoty. 3. Závěr
Expertní systémy jsou velmi efektivní nástroje pro hodnocení stavu izolačního systému a jeho chování v budoucím provozu. Jsou účinným pomocníkem především pro koncové uživatele (techniky provozu a údržby), neboť umožňují i neexpertům fundovaně rozhodovat o stavu a dalším provozu zařízení. Pravidlové expertní systémy se při vyhodnocování výbojové činnosti osvědčily především při rozhodování typu IF-THEN, např. při vyhodnocování aktuálního stavu izolačního systému stroje a při odhadu jeho dalšího chování v provozu podle známých kritérií a zkušeností expertů. Neuronové sítě jsou pak zvláště vhodné pro určování druhů částečných výbojů (typů výbojové činnosti), např. z obrazců částečných výbojů a jejich fázových posunů. Dosud vytvořené a v provozních podmínkách testované pravidlové expertní systémy pro elektrodiagnostiku vysokonapěťových elektrických strojů a zařízení osvědčily svoji opodstatněnost a životaschopnost a předpokládá se jejich další vývoj, především vytváření modifikací pro řešení konkrétní problematiky koncových uživatelů. Zkušenosti s provozem expertních systémů jsou pak zpětně využívány pro další zkvalitňování jejich znalostních bází. Stále více se v praxi projevuje snaha o propojení či paralelní spolupráci několika expertních systémů s cílem diagnostikovat širší komplex zařízení, např. komplexní ochrana soustrojí turbina – generátor. ABSTRACT: USING OF ARTIFICIAL INTELLIGENCE IN PROFYLAXIS OF ELECTRICAL MACHINES. The evaluation of the warning diagnostics measurement is a work for top specialists. For the solving of standard situations the evaluating systems with elements of artificial intelligence are used. The number of expert systems has been evaluated at the Czech Technical University in Prague, Faculty of Electrical Engineering with the cooperation of top diagnostic workplaces in the Czech Republic. These expert systems evaluate current state of the high voltage insulating system and estimate its behavior in further operation.
-90-
ON-LINE MĚŘENÍ OTÁČEK NA POHONECH S INKREMENTÁLNÍM ČIDLEM. Jan Václavík, Libor Gečnuk
Technická Universita v Liberci, Fakulta Mechatroniky a mezioborových inženýrských studií, katedra Elektrotechniky a elektromechanických systémů Hálkova 6, 461 17 Liberec, phone: 420-048-53 53 189, e-mail:
[email protected] ,
[email protected] ANOTACE: Příspěvek se zabývá problematikou rychlým sledování otáček na pohonech s inkrementálními rotačními čidly (dále jen „IRC“) v otáčkové či momentové zpětné vazbě. V návaznosti na tuto problematiku je rozebrána tvorba multifunkčního přípravku pro IRC (dále jen „MIRRO“ = multifunkční IRC rozhraní). Důvodem pro vytvoření a nasazení MIRRO v laboratořích katedry elektrotechniky je potřeba sledovat aktuální hodnotu otáček přímo na hřídeli pohonu a případně i směr otáčení. Dále je řešena možnost simulace resolveru pomocí MIRRO. Krátký oddíl článku je věnován možnosti přímého propojení MIRRO s PC přes rozhraní RS485 a\nebo RS232. MIRRO byl původně navrhován jako rozšiřující modul k Universálnímu Siemens interface (dále jen USI) [1]. 1. Úvod
V našich laboratořích katedry elektrotechniky jsou moderní pohony osazeny pouze inkrementálními rotačními snímači. Ty jsou připojené k měničům. Následkem toho není možné jednoduchým způsobem vhodným pro výuku měřit přesně rychlost otáčení hřídele motoru, případně absolutní nebo relativní úhel natočení. Hodnoty otáček jsou prostřednictvím vnitřní regulační a řídící struktury měniče [2,3] mnohdy zásadně odlišné od skutečných otáček. Problém sledování otáček by samozřejmě vyřešila montáž tachodynama na hlavní hřídel. To je však často nemožné například z konstrukčního hlediska. Proto bylo účelné navrhnout MIRRO tak, aby bylo možné jej použít spolu s USI1 pro měření na pohonech. Důsledkem toho by tak bylo možné značnou část stávajících úloh, zaměřených na pohony, přesunout na modernější a pro studenty přitažlivější techniku. Již při vývoji přípravku MIRRO bylo zřejmé, že technologické možnosti původního návrhu mohou pokrýt nejen konverzi digitálního signálu z IRC na analogovou hodnotu otáček. Proto byl přípravek postupně rozšiřován a upravován do současné podoby, která je již použitelná i samostatně bez USI a nabízí např. sledování aktuální polohy rotoru nebo simulovat funkci resolveru nebo selsynu. V současné době je návrh přepracováván do podoby která by umožnila spojení více MIRRO nejen s USI ale i přímo s PC přes komunikační rozhraní RS232 nebo RS485. 2. Popis MIRRO.
Původním účelem, za kterým byl tento přípravek konstruován, bylo jednoduché zobrazování rychlosti otáčení hřídelí motorových soustrojí na nichž je namontováno IRC. Vzhledem k tomu bylo nejdříve uvažováno o velice jednoduché variantě s kvadraturním dekodérem a reverzibilním čítačem. Tuto kombinace již řadu let vyrábí jako jeden USI bylo navrženo pro jednoduché a bezpečné připojení Siemens měniče a případně dalších snímačů (např. snímač momentu) přes analogové, případně digitální vstupy k počítači, umožňující tak monitorování i řízení přímo přes počítač. Jedná se vlastně o jednodušší náhradu komplexního automatizačního systému navrženého firmou Siemens. Podrobněji je popsáno v [1]. 1
-91-
integrovaný obvod řada firem – např. starší obvod MH105 (Tesla) či modernější HCTL2020 (HP) [6]. Takový obvod ve spojení s jednoduchým časovačem a dekodérem pro sedmisegmentový displej by byl dostačují k zobrazování rychlosti na displeji. Brzy se k tomuto požadavku přidala také potřeba analogového výstupu rychlosti a úhlu natočení. V případě analogového výstupu rychlosti lze ještě, sice s obtížemi, udržet při životě původní schéma přípravku, ale v případě úhlu natočení to vede k velice komplikovanému a rozsáhlému systému. Proto bylo rozhodnuto přejít na řešení s mikrokontrolérem, který dodal celému přípravku značnou flexibilitu a tím pádem, jak alespoň doufáme, i relativně dlouhou dobu morální životnosti. Přípravek lze principiálně rozdělit na pět částí – jak je zobrazeno na obr. 1. Některé části, jako třeba napájecí a přizpůsobovací, jsou určeny zejména k zajištění bezpečnosti a odolnosti přípravku – napájecí část poskytuje galvanicky oddělené napájení a přizpůsobovací pak možnost připojení výstupů z IRC o různých napěťových úrovních. Postupně budou popsány jednotlivé moduly a blíže určena jejich funkce v přípravku. OVLÁDÁNÍ display + tlačítka
NAPÁJENÍ zdr oj
µC
PŘIZPŮSOBEN Í
ANALOG. VÝSTUPY
od IRC
Funkční schéma přípravku MIRRO Napájecí část.
Napájecí modul je určen, jak bylo již výše řečeno, k získání galvanicky oddělených napájecích napětí pro přípravek. Je to proto, že při práci na pohonech v laboratoři se stane, že některá, zejména záznamová, zařízení jsou napájená z určitých důvodů přes oddělovací transformátor a nemají zem na nulovém potenciálu, nebo naopak, napájecí zdroj pro přípravek není přizemněn. V takových případech může dojít k poškození spojovaných zařízení nebo, v horším případě, k úrazu obsluhy. Modul poskytuje napájecí napětí +5V pro logické obvody, +12V a –12V pro analogové části a +2,5V referenční napětí. Jedná se ve své podstatě o DC–DC konvertor na nějž byly kladeny speciální požadavky, týkající se zejména výkonu a požadovaných výstupních napětí. Zejména z důvodů zajištění nízkého rušení v malém prostoru přístroje galvanické oddělení je zajištěno pomocí kondenzátorů místo obvyklého transformátoru.
-92-
Podobně jako ve zdrojích s transformátorem, je vstupní napětí převedeno pomocí obvodu SG3524 [4] na střídavé o frekvenci kolem 100kHz a přes oddělovací kondenzátory přivedeno na rychlý usměrňovací můstek sestavený ze Schottkyho diod. Z úhlopříčky usměrňovacího můstku je získáno kladné, nestabilizované napětí. Záporné je získáno pomocí kondenzátorového násobiče, připojeného paralelně k můstku. Z takto získaných napětí jsou pomocí integrovaných stabilizátorů získána jednotlivá napájecí napětí. Stabilizace napětí pro analogovou část je řešena pomocí lineárních stabilizátorů LT7812 resp. LT7912, jež se ukázali pro tento účel jako dostačující. Referenční napětí stabilizuje obvod TL431. Napětí pro logickou část, tj. +5V je pro snížení ztrátového výkonu stabilizováno spínaným zdrojem s obvodem MC3843. Přizpůsobení
Přizpůsobovací modul tvoří trojice optočlenů, která má za úkol zejména převedení úrovní signálů z IRC čidla na logické úrovně TTL zpracovatelné mikroprocesorem. Další příjemnou vlastností použití optočlenů je galvanické oddělení a z toho plynoucí bezproblémovost při připojování k čidlům v pohonech. Ochrana optočlenů před zničením je tvořena antisériovým Zenerových diod v kombinaci s odporem. Zpracování údajů
Modul µC zajišťuje zpracování údaje z IRC čidla, výpočet rychlosti a úhlu natočení, generování signálů pro komunikaci s ovládacím rozhraním a nadřazeným systémem. To jsou tři logicky a částečně i fyzicky oddělené systémy jež mají společný pouze v přípravku použitý mikrokontroler AT89C52 (dále jen µC) [5].Ten byl zvolen pro některé své, pro tuto aplikaci, vhodné vlastnosti a naše dobré zkušenosti s jeho programováním. Úkolem podsystému zpracování údaje z IRC čidla je převod tří signálů z IRC (dva fázově posunuté signály + signál o nulové poloze) požadované údaje o rychlosti a zrychlení. To se děje tak, že signály z IRC upravené v modulu přizpůsobení jsou vedeny do obvodu GAL20V8 naprogramovaného jako kvadraturní dekodér s přednastavitelným čítačem. Čítač pracuje jako řiditelný předdělič a umožňuje měření při vysokých otáčkách, kde by v softwarové části nastávali potíže s příliš častým přerušením. Výstupem z tohoto obvodu je sled impulsů a signál s údajem o směru otáčení. Sled impulsů odpovídající hranám signálů z IRC vyděleným hodnotou předděliče je veden na hradlovací vstup T2GATE čítače T2 v µC, viz. obr.3 . O další zpracování impulsů se stará software v µC 8x5 2
DETEKCE SMĚRU 1
IR
:N
C
T2Gate
GAL20V Princip zpracování signálů z IRC
Celé µC softwarové řešení je vystaveno kolem čítače T2, jenž vedl právě k použití tohoto typu µC. Čítač T2 je nastaven tak, aby čítal strojové cykly (1/12CLK) v tzv. capture módu. Tento mód umožňuje po příchodu vhodného signálu na jeho hradlovací vstup automaticky přepsat obsah čítače do záchytných registrů a vyvolat přerušení. V tomto módu čítá T2 -93-
strojové cykly do té doby než přijde impuls na vstup T2GATE z kvadraturního dekodéru. V tomto okamžiku je vyvolána přerušovací rutina. Ta nejprve zkontroluje nezměnil-li se směr otáčení, pokud se tak stalo, pak zapíše nové hodnoty záchytných registrů 7do vnitřních proměnných a jako změnu úhlu natočení vrátí 0, což vede k výpočtu nulové rychlosti. V opačném případě musí rutina provést několik důležitých úkonů. Prvním je připočtení či odečtení hodnoty předděliče NP od registru počtu impulsů INUM. Tento registr udává úhel natočení v impulsech a zdrojem informací pro výpočet úhlu natočení ve stupních. Následuje zvýšení hodnoty registru aktuální změny úhlu IAKT o hodnotu NP a kontrola je-li číslo v záchytných registrech vyšší než nějaká požadovaná hodnota TMIN. Tato hodnota určuje přesnost, rychlost a rozlišení s jakým přípravek určuje rychlost otáčení. V okamžiku, kdy je hodnota v záchytných registrech vyšší než hodnota TMIN dojde k přepsání obsahu těchto registrů do registru aktuálního času TAKT, naplnění čítače T2 novou hodnotou, odpovídající době zpracování přerušení a předání hodnot IAKT, TAKT k dalšímu zpracování. Ještě před ukončením přerušení je však třeba zkontrolovat, zda se hodnota v záchytných registrech změnila v přípustných mezích. Proto je proveden rozdíl současné a minulé hodnoty zapamatované z předchozího přerušení. Je-li tento rozdíl menší než 1/2TMIN pak je potřeba inkrementovat hodnotu předděliče NP, naopak pokud rozdíl vychází větší než 2.TMIN je třena NP dekrementovat. To umožňuje ve velkém rozsahu otáček udržet frekvenci přerušení na optimální výši, aniž by byl procesor zbytečně často přerušován. Další součástí softwaru je převod hodnot úhlového natočení v impulsech a dvojice IAKT, TAKT na údaje o úhlu natočení a rychlosti reprezentované v plovoucí řádové čárce. Takové operace, zejména pak výpočet podílu TAKT/IAKT, jsou časově náročné, ale tato část již pracuje mimo přerušení, takže není nijak významně rychlostně omezovaná. Ovládání
Ovládání přípravku je zajištěno pomocí klávesnice a displejem tvořeným 6-ti sedmisegmentovými prvky. Spojení mezi klávesnicí, displejem a mikrokontrolérem tvoří sériová linka, která kromě jednoduchosti při návrhu plošného spoje umožňuje snadné změny v obsazení ovládacího panelu. Analogové výstupy
Analogové výstupy jsou po hardwarové stránce tři násobící DA převodníky se sériovým vstupem dat. V současné době jsou 8-mi bitové, ale opět díky připojení přes sériovou linku je možné je nahradit vícebitovými. Pro dosažení výstupní impedance přibližně 50Ω je každý z převodníků doplněn výstupním zesilovačem. Jejich hlavní funkcí je poskytnout informaci o naměřených hodnotách rychlostí a úhlového natočení. To je opět zajištěno µC, který převádí všechny údaje na požadovaná hodnoty 0÷255. V případě výstupu rychlosti jede pouze o násobení konstantou převodu. Pro analogový výstup úhlu natočení se používá transformace pomocí vyhledávací tabulky v paměti. Přestože jsou vyžadovány různé druhy těchto výstupů jsou v paměti uloženy pouze tři průběhy – sinus a dva „zákaznicky definované“. Sinus je využit při simulaci výstupů resolveru (dva sinusové výstupy posunuté o čtvrt otáčky) a selsynu (tři sinusové výstupy posunuté po jedné třetině otáčky). 3. Vlastnosti přípravku
Celý způsob zpracování údaje z IRC je podřízen principu téměř konstantní doby měření, což vede k získávání výsledků o rychlosti nezávisle na otáčkách. Z hlediska údajů o rychlosti jako signálu to pak vede na konstantní vzorkovací frekvenci. Vzhledem k tomu, že ta je určována pouze hodnotou TMIN, je možné ji volit v závislosti na aplikaci – např. požadujeme-
-94-
li údaj o rychlosti s přesností na N bitů, a smíříme se s tím, že se úměrně tomu změní vzorkovací frekvence rychlosti, pak můžeme nastavit TMIN na 2N+1 a přípravek nám takovou přesnost zaručí. To znamená, že si lze prakticky vždy zvolit optimální kompromis mezi vzorkovací frekvencí a přesností. Omezení týkající se zejména měřitelných rychlostí a maximální hodnoty zrychlení vyplývají zejména z omezení nevyšší frekvence přerušení a 16-ti bitovou délkou čítače T2. Na následujícím příkladě lze ukázat, jakým způsobem je přípravek limitován. Podmínky: - mikropočítač 8x52, 1µs instrukční cyklus ( základna časovače ), - IRC čidlo s 1024 imp.ot-1, - 10-ti bitová přesnost ( tzn. načíst interval nejméně 211 taktů ), - zpracování přerušení trvá přibližně 35 taktů a formátování výsledků 150. Výsledky: Minimální rychlost daná 16-ti bitovým čítačem: - největší vzdálenost mezi impulsy tIMAX = ( 216 – 5 ) * 1 µs = 65,5 ms - doba za kterou se pootočí o 1 radián t1rad = tIMAX*nIrad = 65,5.10-3*1024/2π =10,7 s - minimální rychlost ω1IMIN = 1 / t1rad = 1 / 10,7 = 93,5.10-3 rad.s-1 = 0,893 ot.min-1 Maximální úhlová rychlost je dána maximálním vytížením procesoru. Musí platit, že za dobu danou žádanou přesností – tj. 2n+1-1 (n = bitová přesnost) se provede 1 formátovací rutina a M přerušovacích, tak aby zůstalo alespoň 15% procesorového času k dalšímu zpracování (předávání údajů apod.). Pak tedy platí: ( 1 * 150 ) + ( M * 35 ) = 2047 * (1 – 0,15) ⇒ M = 45, s uvážením 4-bitového předděliče je maximální počet impulsů z IRC načtených za jedno měření roven 15 * M = 675. impulsů za sekundu je I = 675 / ( 2047 * 1.10-6 ) = 3,3.105 imp.s-1 maximální úhlová rychlost ωMAX = I / ( 1024 / 2π ) = 2000 rad.s-1 nMAX = 19000 ot.min-1 - klesá se zmenšováním rozlišení 4. Možnosti rozšíření MIRRO o komunikační rozhraní RS232 a RS485
Vzhledem k tomu, že v použitém mikrokontroléru je implementováno standardní rozhraní RS232 ovšem bez převodníku úrovní TTL→RS232, lze velice snadno doplnit MIRRO o možnost komunikace tímto rozhraním pouze přidáním výše zmíněného napěťového převodníku (např. MAX232). V případě, že by bylo vyžadováno i rozhraní RS485 je možné jej implementovat jen nahrazením výstupního převodníku (např. MAX485) a přizpůsobením programu procesoru. 5. Aplikace MIRRO ve výuce
Jelikož je v současné době přípravek stále zdokonalován, jeví se jako nejnázornější příklad monitorování aktuálních otáček motoru. Hodnota otáček je zcela zásadní pro zjištění např. doby rozběhu a doběhu, momentu setrvačnosti. Zcela zásadní je rychlost otáčení hřídele motoru pro sledování dynamického momentu, měření elektromechanické časové konstanty atp. Na obr.3 je zcela průkazné jak diametrálně mohou měniče2 hodnotu otáček při rozběhu
-95-
motoru3 deformovat na svém analogovém výstupu vůči skutečným otáčkám (viz. křivka MIRRO) motoru. 1800 1600 1400 1200 n[ot/min]
Rozběhová křivka 1000 800 Simoreg 600
Simovert MIRRO
400 200 0 0
0,05
0,1
t[s]
0,15
0,2
0,25
Příklad výstupu rychlosti otáčení při rozběhu motoru z měničů a MIRRO Takovýto průběh otáček s absolutní chybou až 250 [ot/min] od skutečných otáček jsou např. pro identifikaci motoru zcela nepoužitelné ani pro výukové účely! Proto je zřejmé že MIRRO je skutečně přínosným a dosud chybějícím článkem v naší laboratoři, jež usnadní a zpřesní laboratorní i výuková měření a díky celkové konstrukci je natolik flexibilní, že jím budou zřejmě osazena i všechna ostatní pracoviště s pohony s IRC v této laboratoři. 6. Literatura Gečnuk,L.: INTERFACE K POHONUM SIEMENS. Celostátní konference EPVE 2001, Brno 13.-14.11.2001, str. 85-90, Czech Republic. User’s manual for Siemens Vector Control, Siemens a.g.,1997 User’s manual for Siemens Simoreg, Siemens a.g.,1999 SG3524 Product specification, Philips Semiconductors, 1994 AT89C52 Product datasheet, Atmel Corporation 1999 HCTL2020 Quadrature Decoder/Counter Technical data, Hewlett-Packard, 1997
Simoreg je řízený usměrňovač určený k řízení stejnosměrných motorů s cizím buzením (zde sloužil jen k monitorování otáček pomocí IRC na SS motoru. SS motor byl spojen s AS motorem pružnou spojkou). Simovert je měnič se stejnosměrným meziobvodem s možností volby vektorového řízení určený pro řízení asynchronního motoru (zde byl prostřednictvím něj spuštěn AS motoru). 3 Asynchronní motor Siemens (1LA5106-6AA10-Z, 50Hz, 1.5kW, cosϕ=0.78, 925ot/min, Υ) nebyl při rozběhu zatížen a byl zapojen do hvězdy. Pozn.: V případě zapojení AS motoru do trojúhelníku neměl výsledný graf téměř žádnou vypovídací hodnotu, protože děj rozběhu byl tak rychlý, že jej měniče zaznamenaly téměř jako jednotkový skok otáček z nulových otáček na požadované otáčky. 2
-96-
MĚNIČ KMITOČTU S PROUDOVÝM REZONANČNÍM MEZIOBVODEM Petr Chlebiš, Vladislav Damec VSB – Technická univerzita Ostrava, 448 – katedra výkonové elektroniky a elektrických pohonů, 17. listopadu 15, 708 33 Ostrava Poruba, Phone : +420 69 699 3542, +420 69 699 4286, Fax : +420 69 699 4050, E-mail :
[email protected],
[email protected] ANOTACE : Příspěvek se zabývá novými směry v konstrukci nepřímých měničů kmitočtu proudového typu a způsobem jejich řízení s použitím moderních typů signálových procesorů. V příspěvku je také uvedeno vhodné řešení výkonového obvodu laboratorního vzorku a vhodný řídící algoritmus. 1. Úvod: Již několik let se vyskytují nová řešení proudových měničů kmitočtu s vypínatelnými výkonovými součástkami, avšak pouze jako laboratorní vzorky. Použití vypínatelných polovodičových součástek má své výhody i nevýhody. Výhody proudových měničů s vypínatelnými součástkami jsou následující : • Lepší vlastnosti v oblasti nízkofrekvenční EMC, vstupní proud a výstupní napětí jsou harmonické, • jednoduchá možnost řízení v porovnání s měniči užívajícími klasické tyristory nepotřebují komutační obvody, • možnost užití vyšších spínacích kmitočtů což vylepšuje regulační vlastnosti proudových střídačů, zejména časovou konstantu Nevýhody použití vypínatelných prvků v proudových střídačích jsou následující : • Nárůst spínacích ztrát vznikajících v důsledku vysokých spínacích kmitočtů, • návrh měničů pro nejvyšší výkonovou třídu je problematický, vypínatelné polovodičové součástky nejsou dostupné pro tak vysoké napětí a proudy jako klasické tyristory, ale v budoucnu můžeme očekávat nové typy IGBT a IGCT s vylepšenými výkonovými parametry Výše uvedené nevýhody mohou být odstraněny rozšířením základního zapojení proudového měniče o sériový rezonanční obvod [2],[3],[4]. Správnou volbou rezonančního kmitočtu, rezonanční tlumivky a kapacity je možno dosáhnout zanedbatelné hodnoty spínacích ztrát. V tomto příspěvku je naznačena koncepce jak toho dosáhnout. Níže je také znázorněna konstrukce laboratorního vzorku. 2. Základní zapojení výkonové části Základní zapojení výkonového obvodu měniče se sériovým rezonančním meziobvodem je znázorněno na obr.1. V laboratorním vzorku jsou použity IGBT tranzistory. Použití rychlých diod v sérii s každým tranzistorem je nezbytné, aby byl eliminován vliv antiparalelní zpětné diody, která je součástí běžných typů IBGT tranzistorů. Rezonanční obvod se skládá s rezonančního kondenzátoru CR a rezonanční tlumivky LR. Jeho rezonanční kmitočet fR je možno určit podle rovnice (1). fR =
1
(1)
2π LR ⋅ C R
-97-
Níže zmíněný řídící algoritmus umožňuje jisté malé změny rezonančního kmitočtu a proto můžou být užity jednoduché vztahy k jeho určení.
Zapojení výkonového obvodu laboratorního vzorku 3. Realizace laboratorního vzorku Výkonový obvod ve své základní podobě není odolný vůči výpadku řídícího systému a může být zničen přepětím vznikajícím na indukčnostech při rozpojení tlumivek s nenulovým proudem. Základní výkonové zapojení musí být proto doplněno o přepěťovou ochranu meziobvodu. Vhodné řešení této přepěťové ochrany je použití rychlého tyristoru spínajícího při dosažení určitého nastaveného napětí. Kondenzátory ve vstupním a výstupním filtru pracují s tvrdými proudovými pulzy a musí jim být schopny odolávat. Je vhodné zde použít polypropylénové kondenzátory určené pro pulzní provoz. Vstupní a výstupní kondenzátorové baterie zabírají podstatnou část objemu měniče. Jejich kapacita je určena na základě simulací, jejichž výsledky jsou uvedeny v [1] a je rovna 20 µF/fázi. Rezonanční kondenzátor CR pracuje s napětím vyšším než je vstupní napětí a musí být pro toto napětí určen. Přesnou hodnotu napětí je obtížné stanovit, protože závisí na mnoha vlivech, např. metoda řízení, poměr LR/CR atd. Proto musí mít kondenzátor určitou rezervu ve svém jmenovitém napětí. Kapacita kondenzátoru, určená v [1] je 220 nF a v laboratorním vzorku je použit kondenzátor s jmenovitým napětím 2 kV. Výkonové polovodičové spínače musí mít dosti vysokou napěťovou a proudovou rezervu, protože při výpadku řízení můžou v obvodu vzniknout napěťové a proudové špičky. Tranzistory musí mít dostatečnou rychlost spínání, aby byly schopny spínat v kmitočtovém
-98-
pásmo do cca. 30 kHz. Jako vhodné se pro tuto aplikaci jeví tranzistory typu IGBT, pro větší výkony pak přicházejí v úvahu zpětně závěrné IGCT. Výkonové polovodičové diody D11 – D26 musí být schopny vést proud IGBT tranzistorů a musí být dostatečně rychlé, aby neovlivňovaly spínací děje. Řídící systém laboratorního vzorku je založen na DSP mikrokontroléru TMS320LF2407, jehož vlastnosti jsou uvedeny v [6]. 4. Algoritmus řízení měniče Řízení měniče se sestává z dvou úloh. První je řízení rezonančního meziobvodu spočívající v řízení energie v rezonančním kondenzátoru CR. Tato úloha je velice jednoduchá, ale musí být vykovávána velice rychle (přibl. v 1/20 periody rezonančního cyklu). Úloha se skládá s změření proudu IDC v tlumivce LDC, změření napětí rezonančního kondenzátoru CR a vypočtení okamžiku, kdy energie v rezonančním kondenzátoru dosáhne požadované hodnoty. Druhou úlohou je řízení vstupního a výstupního spínacího můstku a ta je prováděna některou z modulačních metod. Pro řízení výstupního napětí mohou být použity různé modulační metody. V laboratorním vzorku je použita metoda delta modulace, uvedená v [1]. Tato metoda nevnáší do výstupního napětí žádné zřetelné harmonické jako ostatní metody, např. komparační PWM nebo vektorově orientovaná PWM, avšak patrná je harmonická složka odpovídající spínacímu kmitočtu. Princip metody delta modulace spočívá v porovnávání žádaných hodnot napětí na výstupním kondenzátorovém filtru s hodnotami skutečnými. Žádané hodnoty jsou generovány vyšší regulační strukturou. Vypočítává se největší a nejmenší (největší záporná) diference napětí a následující proudový puls je připojen tak, aby dobíjel kondenzátor s nejmenší diferencí a vybíjel kondenzátor s nejvyšší diferencí.
Struktura hlavní řídící aplikace Na obrázku 2 je znázorněna implementace algoritmu delta modulace spolu s řízením meziobvodu na signálový procesor. Řídící systém měniče užívá delta modulátoru na řízení obou můstků, vstupního i výstupního. Výstupní můstek je řízen v souladu s požadavkem na výstupní napětí, který může být vytvářen sinusovým generátorem v případě skalárního řízení. -99-
Žádané hodnoty výstupního napětí mohou být také generovány strukturou vektorového řízení, která je nadřazena struktuře řízení měniče. Vstupní můstek je řízen regulátorem proudu IDC. Simulací [1] je potvrzeno, že pro optimální funkci je vhodné, když proud IDC je roven přibližně 1-1.2 násobku špičkové hodnoty výstupního fázového proudu.Vstupní můstek používá podobný princip jako regulátory jednotkového činitele výkonu, nazývané také preregulátory. Struktura je znázorněná v [1]. Pro určení fázového proudu bude použit estimátor proudu. Estimátor pracuje na základě derivace fázového napětí na kondenzátoru v odpojené fázi během jednoho pulsu stejnosměrného meziobvodu, protože můžeme během jednoho rezonančního pulzu předpokládat hodnotu proudu sítě/zátěže za konstantní. Proud je získán z rovnice (2): IC = C ⋅
dU C U − U x2 = C ⋅ x1 dt T
(2)
kde: Ux1 fázové napětí při prvním zavzorkování ve V Ux2 fázové napětí při druhém zavzorkování ve V T časový interval mezi vzorky 5. Závěry V tomto příspěvku prezentované možnosti konstrukce ZCS měniče jsou schopny naznačit cestu, po níž by se mohl ubírat vývoj v oblasti nových typů frekvenčních měničů proudového typu. Další etapou vývoje bude přepsání vývojového algoritmu do assembleru DSP a jeho odladění. ABSTRACT : This paper occupies with the new trend in construction of current type DC-link converters, and their control using modern signal processors. The circuit topology of a laboratory device and suitable control strategy using signal processor are also included. 6. Literatura P.Chlebis, V.Damec : ZCS Frequency Converter with a Series Resonant DC-link, in EDPE 2001, Košice, p. 256-260 Y.Murai, S.G.Abeyratne, T.A.Lipo, P.Caldeira : Current Peak Limiting for a Series Resonant DC Link Power Conversion Using a Saturable Core, in EPE91, Firenze, p. 2.8 - 2.14 S.G.Abeyratne, J.Horikawa, Y.Murai, T.A.Lipo : Current-Clamped, Modified Series Resonant DC-link Power Converter for a General Purpose Induction Motor Drive,in IEEE trans. of Power Electronics 1997, p. 201-212 E.R.C.d Silva, S.G.Abeyratne,Y.Murai : PWM Series Resonant DC-link Converter with Current Clamping by the Use of Saturable Core, in IEEE trans. of Power Electronics 1999, p. 82-89 M. K. Kazimierczuk, D. Czarowski : Resonant Power Converters, John Wiley & Sons, INC. New York, 1996 Texas Instruments : TMS320F/C24x DSP Controllers Reference Guide, 1999
-100-
VARIANTY A ZPŮSOBY ŘEŠENÍ MĚKKÉHO SPÍNÁNÍ, POUŽÍVANÉ U KVAZIREZONANČNÍCH MĚNIČŮ. Tomáš Pavelek – Václav Sládeček Katedra výkonové elektroniky a elektrických pohonů, Fakulta elektrotechniky a informatiky, VŠB-TU Ostrava, 17.listopadu 15, 708 33 Ostrava-Poruba, Česká Republika
ANOTACE : V příspěvku je uveden rozbor možností použití dvou variant rezonančních měničů a to měniče s pomocnými rezonančními póly a měniče s kvazirezonančním meziobvodem. Dále budou specifikovány základní podmínky možného hardwarového řešení s ohledem na požadavky měkkého spínání a specifikací požadavků na použitý způsob řízení. 1. Úvod V dnešní době je v souvislosti se zvyšováním ceny elektrické energie aktuální problematika snižování ztrát elektrických zařízení a zvyšování jejich kvality. Tomu se nevyhnula ani oblast výkonové elektroniky, ve které se to týká, zejména oblasti polovodičových měničů. Největší měrou se na ztrátách polovodičových měničů podílejí ztráty spínací. Tyto ztráty snižují horní hranici spínací frekvence a tím dochází ke snížení kvality výstupních veličin. Snížení těchto ztrát lze docílit použitím měkkého spínání v nule napětí nebo proudu, které využívá rezonančních vlastností LC obvodu. Špičkou v této oblasti jsou měniče kvazirezonanční, které využívají rezonančních vlastností LC obvodu pouze v okamžicích komutace spínačů. Snížení strmosti nástupné a sestupné hrany výstupního napětí při použití rezonančních měničů má také příznivý vliv na elektromagnetické rušení. Nevýhodou rezonančních měničů jsou nároky kladené na jejich řídicí obvod. Po něm je požadováno, aby pracoval v reálném čase, což například při vektorovém řízení šířkově-pulzní modulace vyžaduje velmi rychlý mikroprocesor. V důsledku těchto požadavků je použití rezonančních měničů velmi malé a omezuje se na speciální aplikace například v leteckém průmyslu, kde jsou kladeny velké nároky na elektromagnetickou kompatibilitu a ekonomický provoz. Vzhledem ke složitosti kvazirezonančních měničů také poměr výkon/cena zatím hovoří v neprospěch těchto měničů. 2. Princip činnosti rezonančních měničů Analyzované rezonanční měniče využívají pro svou činnost obou způsobů měkkého spínání. Hlavní spínače jsou spínány při nulovém napětí a spínače rezonančního obvodu jsou spínány v nule proudu. Jak již bylo řečeno v úvodu, měniče s měkkým spínáním využívají rezonančních vlastností LC obvodu. S ohledem na následující rozbor těchto měničů jsou uvedeny základní rovnice, platící pro LC obvod uvedený na obrázku 1.
-101-
Pro obvod, uvedený na obr.1 platí základní rovnice:
Obr. 1 Časové průběhy napětí a proudu v LC obvodu t
u C (0) +
1 di idt + L = U ∫ C0 dt
Tato rovnice má řešení ve tvaru: i=
U − u C ( 0) L C
⋅ sin ω 0 t + i(0) cos ω0 t kde
ω0 =
1 LC
ω0 - vlastní rezonanční kmitočet Napětí na kondenzátoru C je pak dáno časovým integrálem proudu, který má řešení: uC =
1 L idt = U + (u C (0) − U ) cos ω 0 t + ⋅ i(0) sin ω0 t ∫ C C
V následujícím textu budou uvedeny dvě z možných variant kvazirezonančních měničů pracujících na uvedeném principu a to měnič s pomocnými rezonančními póly a měnič s kvazirezonančním meziobvodem. 3. Měnič s pomocnými rezonančními póly Principiální schéma zapojení výkonové části tohoto měniče je uvedeno na obr. 2. Měnič je tvořen klasickým napěťovým střídačem s nulovými diodami , každá větev je pak doplněna pomocnými rezonančními póly XR1 až XR3. Měnič je tvořen klasickým napěťovým střídačem s nulovými diodami , každá větev je pak doplněna pomocnými rezonančními póly XR1 až XR3, obsahující (pro XR1), pmocné spínače VT11 a VT12, rezonanční indukčnost Lr1 a rezonanční kapacity Cr1. Hlavní spínače můstku střídače spínají v nule napětí a pomocné spínače v nule proudu. V žádném z těchto spínačů tedy nevznikají ztráty, které se uplatňují při klasickém „tvrdém spínání klasického měniče kmitočtu. Uvedený typ měniče je v současné době realizován z pohledu výkonové části až na úroveň vstupních signálů jednotlivých spínačů. Jako počáteční řešení byla provedena realizace pouze jedné fáze (větve) tohoto měniče a byla realizována hardwarová část, která se skládá z části analogové (zpracování signálu z proudových a napěťových čidel) a části -102-
Obr. 2. Měnič s pomocnými rezonančními póly číslicové (zatím realizované na úrovni obvodů LS TTL). Toto řešení bylo zvoleno s ohledem na ověření požadované rychlosti, kterou bude nutno vyžadovat od následně použitého mikroprocesorového systému. Nicméně i v tomto případě bude kladen značný důraz na analogovou část, protože vzhledem k rychlosti rezonančních dějů (řádově desítky kHz) je již na její realizaci nutno přistupovat s obdobnými metodami, které se používají u návrhu a řešení vf obvodů. Jako příklad je na obr. 3 uveden průběh proudu a napětí na tranzistoru, kdy sice dochází ke kvazirezonančnímu průběhu, ale právě vlivem nedostatečně optimalizované analogové části, dochází k opožděnému vypnutí a tím pádem i ke zvětšení spínacích ztrát na výkonovém tranzistoru.
Kanál 1 : 5,5 A / dílek
Kanál 2 : 50V / dílek
Obr. 3 Proud rezonančním obvodem a výstupní napětí střídače 4. Měnič s kvazirezonančním meziobvodem Charakteristickým rysem střídačů s kvazirezonančním meziobvodem je přítomnost sériového spínače v meziobvodu. Existuje několik variant možných řešení výkonového obvodu. Pokud bychom je chtěli jednoduše charakterizovat, jedná se o zapojení s rezonančním kondenzátorem nebo rezonanční indukčností paralelně ke střídači. Další možností je např. zapojení kvazirezonančního meziobvodu s transformátorem. Pro praktické využití je nutné najít relativně levnou koncepci střídače s rezonančním meziobvodem, který by umožnil kvalitní modulaci výstupního napětí. Jednou z velmi často
-103-
používaných metod řízení střídačů je metoda vektorové šířkově pulsní modulace výstupního napětí, která se jeví v modifikaci pro řízení kvazirezonančního střídače jako nejvýhodnější. Nejdříve jsme se zabývali analýzou kvazirezonančního meziobvodu s kondenzátorem
SA1
SW1 D1
Cr1
.
Ud
Lr2 Lr1
.
SA2 D2
Cr2
M
paralelně ke střídači.
Obr. 4 Kvazirezonanční meziobvod s kondenzátorem paralelně ke střídači Činnost tohoto typu meziobvodu je ověřena a teoretické, nasimulované i praktické výsledky se velmi dobře shodují. Nicméně takto sestavený meziobvod není pro praktické použití příliš vhodný. Jednak je to z důvodu netypického zapojení výkonových tranzistorů T12 a T13 a nutností rozdělení napájecího napětí na poloviny a dalším důvodem je i relativně složité řízení jednotlivých spínačů meziobvodu. Je totiž nutné nejdříve nabít rezonanční indukčnost, a teprve po dosažení dostatečné velikosti proudu spustit rezonanční děj. S tím souvisí nutnost měřit a porovnávat velikosti rezonančního proudu, i proudu zátěže , což přináší problémy pro řídicí systém. Při rychlosti rezonančního děje je to zejména problém rychlosti A/D převodníků i řídicího systému. U těchto měničů je tedy vhodné mezi vlastní řídicí systém a meziobvod vložit ještě řídicí obvod meziobvodu, který přijme požadavek na změnu spínací kombinace, spustí rezonanční děj a po jeho ukončení změní spínací kombinaci. Vznikají tak různá časová zpoždění, která se dají z větší části zahrnout do výpočtu šířkově -104-
pulzní modulace a minimalizovat tak vzniklou chybu. Vzhledem k výše uvedeným skutečnostem je však použití tohoto typu meziobvodu vhodnější pro střídač s pomocnými rezonančními póly, kde nebude tolik ovlivňovat kvalitu modulace výstupního napětí. Jako vhodný typ pro kvazirezonanční meziobvod se jeví zapojení s transformátorem (Obr. 5). Oproti předchozí variantě je zde použito pouze standardně zapojených spínačů a zároveň není nutné dělit napájecí napětí. Při rezonančních dějích tohoto meziobvodu se uplatňují pouze rozptylové indukčnosti transformátoru, které jsou relativně malé a tak může být vlastní rezonanční děj velmi rychlý. Také řízení je podstatně jednodušší než v případě meziobvodu s kondenzátorem, protože stačí pouze kontrolovat zánik rezonančního proudu a ukončení přebíjení rezonančních kondenzátorů, což se dá vyřešit binárními vstupy do řídicího systému. Celé řízení se tím zjednoduší a při dostatečně rychlém řídicím systému odpadne i vložený řídicí obvod meziobvodu. Nevýhodou může být konstrukce a odladění rezonanční indukčnosti, kde musí být dodržena velikost rozptylové indukčnosti. Toto je však vyváženo výše uvedenými výhodami. Obr. 5 Zapojení meziobvodu s transformátorem
Obr. 6 Průběhy obvodových veličin meziobvodu s transformátorem V současné době máme odsimulovánu činnost tohoto typu meziobvodu v prostředí OrCAD_9.2 a připravujeme experimentální laboratorní vzorek. Simulované průběhy na obr. 6 jsou pro napětí meziobvodu 200 V, proud zátěže 10A a rozptylovou indukčnost 20 µH. 5. Literatura [1] Chlebiš, P.: Polovodičové měniče s měkkým spínáním. Závěrečná zpráva FRVŠ F1 668/1999. Ostrava 1999. [2] C. Y. Inaba, E. Hiraki, S. Ohgaki, M. Nakaoka: Three Phase Soft Commutation Inverter with High Frequency Transformer Assisted Resonant Snubbers. EPE - PEMC 2000 Košice, pp. 2-88 - 2-93. ABSTRACT: There are described two variants of resonant converter in this paper. The first one is with auxiliary resonance’s poles and the second one is with quasi-resonant DC-link. The basic preconditions of hardware solution will be also specify with aspect of soft switching requirement and used control algorithm.
-105-
NAPĚŤOVÉ MĚNIČE PRO GENERÁTORY S PROMĚNNÝMI OTÁČKAMI Vít BRŠLICA Vojenská akademie v Brně, Katedra elektrotechniky a elektroniky, Fakulta LaPVO, Kounicova 65, 612 00 Brno ANOTACE: Generátory s proměnnými otáčkami se využívají stále častěji v oblasti větrných elektráren, i mobilních zdrojů elektrické energie a jsou základním zdrojem palubních sítí. Neregulovaný generátor je zdrojem s proměnnou frekvencí i napětím. Ke konverzi jejich výstupní energie na energii s konstantní frekvencí a napětím je v současném stavu rozvoje techniky potřeba dvojnásobné přeměny napřed do stejnosměrného meziobvodu a pak opětovné rozstřídání s vysokou stabilitou frekvence. Příspěvek je zaměřen zejména na možnosti řešení měniče mezi generátorem a stejnosměrným meziobvodem, ve kterém je výhodné udržovat konstantní napětí, tedy AC/DC měniče s proměnným vstupem. Pulsní usměrňovač se jeví jako universální řešení pro libovolný generátor. 1. Úvod Nejznámějším zdrojem s proměnnými otáčkami je bezesporu palubní generátor automobilu, který dodává stejnosměrné napětí a byl původně řešen jako stejnosměrný stroj s komutátorem. S rozvojem polovodičové techniky se prosadil střídavý generátor s integrovaným diodovým mostem. Automobilní generátor pracuje ve velkém rozsahu rychlostí v souvislosti s pracovními režimy hnacího motoru, ale s konstantním maximálním výkonem při libovolných otáčkách, tedy s konstantní hodnotou napětí a proudu. Když se udržuje konstantní napětí Ui = kΦω tak se stoupající rychlostí se postupně snižuje buzení, aby součin byl konstantní. Změna frekvence pro stejnosměrný výstup není důležitá. Snižování toku je výhodné pro udržení ztrát v železe (rostou minimálně lineárně s frekvencí) v rozumných mezích. Méně rozšířené jsou střídavé zdroje s proměnným výstupem, kde s nárůstem rychlosti stoupá generovaný výkon. Přirozenou vlastností generátoru je, že s růstem rychlosti stoupá napětí a také výkon generátoru i při stejném proudovém využití vodičů. Málokde lze ale využívat elektrickou energii s proměnnými parametry napětí a frekvence, výjimku tvoří topné systémy, navržené na maximální hodnotu výstupního napětí, třeba pro odstraňování námrazy na letadlech. Výroba elektrické energie z obnovitelných zdrojů dávno řeší problém přizpůsobení proměnné rychlosti větrného motoru požadavku konstantní frekvence výstupního napětí tak, jak to požaduje střídavý rozvod 50 (60) Hz. S rychlostí větru stoupají nejen otáčky, ale i výkon hnacího motoru, který se má proměnit na elektrickou energii. Mobilní zdroje elektrické energie – elektrocentrály (dále EC), jsou poháněny spalovacím motorem a při proměnné zátěži je provoz s konstantními otáčkami velmi neekonomický. Uspokojivou účinnost při malých zátěžích lze dosáhnout pouze snižováním rychlosti hnacího motoru [2, 4, 5]. Snižování rychlosti vede nejen ke snižování frekvence, ale také, ke snižování velikosti napětí jelikož Ui = 4,44 f B S N kv a hodnotu B u využitého (nasyceného) stroje nelze zvyšovat. -106-
Proměnné napětí z generátoru se před přivedením na výstupní svorky EC musí v polovodičovém měniči s dobrou účinností upravit na požadovanou velikost a frekvenci. Klasické EC pracují s konstantními otáčkami, při kterých synchronní generátor SG dodává elektrickou energii s konstantní frekvencí. Pro normalizovanou frekvenci f=50 Hz lze volbou počtu pólů SG pracovat s otáčkami (n = 60.f/p = 3000/p) to značí 3000, 1500, 1000 … min-1. Pro americkou normu f = 60 Hz pak 3600, 1800, 1200 … min-1. Spalovací motory v EC pracují obvykle s otáčkami 3000 nebo 1500 min-1. Chceme-li pro snížení hmotnosti využít vyšších otáček hnacího stroje (n = 3000 min-1) musí se použít dvoupólový generátor (2p = 2), který je proti vícepólovému stejného výkonu méně hospodárný (ve výrobě i v provozu) a běžně dosažitelných rychlostí 6000 – 8000 min-1 nelze bez vložení reduktoru využít vůbec. 2. Generátory pro proměnné otáčky SG s regulací buzení již byl zmíněn jako automobilní zdroj. Z mnoha zásadních důvodů se vždy použije 3-fázový stroj. K dobrému vyhlazení průběhu usměrněného napětí stačí 6-ti pulzní můstek a větší počet pólů s vysokou frekvencí už při malých otáčkách. Pokud se má s růstem rychlosti zvyšovat výkon což je hlavní odlišnost vůči palubnímu generátoru, nelze odbuzováním udržovat konstantní výstupní napětí, protože s odbuzováním současně snižujeme maximální moment až se dostane do výpadku ze synchronizmu, navíc zvyšování výkonu při konstantním napětí znamená zvyšování proudu a zbytečné předimenzování vinutí kotvy (průřezu vodičů). Jak víme ze základů stavby elektrických strojů, rozměry stroje jsou dány momentem a pokud zvyšujeme rychlost otáčení, roste i výkon. Na elektrickém výstupu se tento růst projeví zvyšováním napětí (a frekvence) Tab.1. Když není žádoucí odbuzování, nabízí se s výhodou vyšší účinnosti a spolehlivosti použití buzení s permanentními magnety PM. SGPM nevyžaduje žádný zdroj budicího proudu, ani kluzné kontakty a regulátor. Ztráty, které přibudou ve frekvenčním měniči se kompenzují odstraněním budiče. Výstupní napětí SGPM roste s rychlostí lineárně, volba velikosti napětí závisí na použitém usměrňovači frekvenčního měniče, který v řetězci proměny energie navazuje. Počet pólů se jako u automobilního generátoru volí vyšší, ale tak, aby maximální frekvence nepřesáhla 400 Hz, protože při PM buzení by se neúměrně zvyšovaly ztráty v železe. Tabulka 1. Změna výstupních parametrů SGPM v závislosti na rychlosti otáčky [min-1 ] 1000 1500 2000 3000 3500 typ zdroje f [Hz] 100 150 200 300 350 PGEN [kVA] 2 3 4 6 7 UGEN [V] 400 600 800 1200 1400 se zvýšeným napětím I GEN [A] 2,88 UGEN [V] 100 150 200 300 350 se sníženým napětím I GEN [A] 11,5 Zatím jsme uvažovali pouze synchronní generátory, lze uvažovat také s levnějším a jednodušším asynchronním generátorem, ale ne v klasickém uspořádání s budícími kondenzátory [6], jelikož při změně otáček pro každou frekvenci je potřeba jinou hodnotu kapacity k udržení stejného jalového příkonu. Při snižování rychlosti hodnota potřebné kapacity stále roste a tím se omezuje rozsah snižování otáček pro malé zátěže. Asynchronní motor napájený ze 4-kvadrantového frekvenčního měniče je schopen přecházet do generátorového chodu v libovolných otáčkách, při libovolné frekvenci a měnič v invertorovém režimu dokáže měnit i velmi malé napětí z generátoru na vysokou (konstantní) hodnotu v meziobvodu. -107-
3. Měniče napětí Frekvenční měniče napětí rozlišujeme přímé a nepřímé. Přímé měniče typu cyklokonvertoru nebo maticového typu se zatím málo uplatňují v průmyslové praxi. Sestava klasického nepřímého měniče napětí obsahuje blok usměrňovače, meziobvod s kondenzátorem a blok střídače (Obr.1.).
C
Obr. 1. Napěťový frekvenční měnič (nepřímý)
Nepřímé měniče kmitočtu jsou dnes již dostatečně prozkoumány a díky dokonalosti technologie i spolehlivosti spínacích prvků se stávají běžnou součástí střídavých regulovaných pohonů. Obvykle zde ale probíhá přeměna v opačném směru tedy ze sítě s konstantním napětím a frekvencí se vyrábí energie s proměnným napětím a frekvencí pro pohony s frekvenční regulací. Již dávno se díky rychlým spínacím prvkům ve střídači pracuje s konstantním napětím v meziobvodu a snižování velikosti výstupního napětí s frekvencí (U/f = k) se dosahuje šířkově pulsní modulací PWM. Napěťové měniče umožňující rekuperaci mají řízený usměrňovač, který může přejít do střídačového režimu a vracet tak energii do sítě. Pokud se použije odbuzovaný automobilní generátor, stačí za integrovaný usměrňovač doplnit můstek střídače podle Obr.1. Když ovšem chceme s otáčkami zvyšovat výkon, tedy neodbuzovat a použijeme třeba SGPM s proměnným napětím, pak uspořádání s neřízeným usměrňovačem nestačí, respektive je nutné udržovat konstantní napětí v meziobvodu a to lze buď řízeným usměrňovačem, nebo pulsním měničem DC/DC. Měnič s neřízeným usměrňovačem Měnič s neřízeným diodovým můstkovým usměrňovačem za SGPM může pracovat s proměnným napětím v meziobvodu a střídačem s pulsně šířkovou modulací PWM – IGBT mostem na výstupu. Amplituda výstupního napětí je nejvýše rovna UDC a proto minimální napětí v meziobvodu musí být 400.2½ = 565V, co vede ke generátoru se zvýšeným napětím podle Tab.1. Problémem bude nejvyšší hodnota UDC na kterou se musí dimenzovat kondenzátor Tab.2. (cca 2 kV). Výhodou je jediný regulátor v měniči, který podle napětí v meziobvodu mění pouze šířku pulsů. Pro konstantní výstupní frekvenci lze zvolit pevnou optimální modulační frekvenci s vyloučením celé řady vyšších harmonických nízkého řádu, které nesou značný výkon a vyžadují objemné filtry. IGBT můstek umožní vysoké spínací frekvence, ale pro 2 kV již nepostačuje závěrným napětím a tak nelze využít velký rozsah regulace otáček. Tato jednoduchá a levná koncepce je vhodná snad pro jednofázovou EC, kde je požadovaná hodnota UDC = 325 V. I při zachování regulace otáček 3:1 bude maximální hodnota UDC = 1200 V (Tab.2.). -108-
Tabulka 2. Napětí za neřízeným usměrňovačem napájeným z SGPM otáčky [min1500 2000 3000 3500 zdroj se zvýšeným 1000 1 ] napětím UGEN [V] 400 600 800 1200 1400 trojfázová EC UDC [V] 565 847 1130 1695 1977 U = 3 x 400 V UGEN [V] 230 345 460 690 805 jednofázová EC UDC [V] 325 488 650 975 1138 U = 230 V Levné řešení s diodovým usměrňovačem má dva zásadní nedostatky. Především neumožní spouštění spalovacího motoru pomocí generátoru v motorickém chodu, jelikož usměrňovač nemůže přejít do invertorového chodu. Dále neumožňuje do stejnosměrného meziobvodu s proměnným napětím připojit akumulátor pro zlepšení dynamiky systému a zvýšení výkonové rezervy. Druhý nedostatek lze odstranit zařazením pulsního měniče, lépe zvyšovacího, který zabezpečí konstantní UDC opět ale omezuje rozsah regulace otáček. Měniče s řízeným usměrňovačem Měnič s řízeným (tyristorovým) můstkovým usměrňovačem bude pracovat s konstantním napětím v meziobvodu a na výstupu stačí jednoduchý střídač. Obdélníkové spínání dává výstupní napětí s velkým obsahem vyšších harmonických a tak se použije jako v předešlém případě střídač s PWM modulací s IGBT mostem, Obr.2. Řízený usměrňovač „umí“ jen snižování napětí a tedy již při nejnižších pracovních otáčkách musí generátor dodávat U = 400 V. Tato podmínka vede opět ke generátoru se zvýšeným napětím podle Tab.1., ale tyristory v usměrňovači tuto napěťovou úroveň bez problémů zvládnou. Díky řízenému usměrňovači se vystačí s kondenzátorem na 600 V.
Obr. 2. Napěťový měnič s řízeným usměrňovačem Nevýhodou je nutnost dvou regulátorů v měniči, z nichž první je pro řízený usměrňovač a udržuje konstantní napětí v meziobvodu. Při zařazení akumulátorů do meziobvodu lze díky tomuto řízenému usměrňovači skokovým snížením výstupního napětí odlehčit generátor a umožnit rychlou akceleraci zdrojového soustrojí. Dalším kladem takového řešení je, že umožní spouštění spalovacího motoru pomocí generátoru v motorickém chodu, jelikož řízený usměrňovač může snadno přejít do
-109-
invertorového chodu. Pro startovací otáčky 150 min-1 vychází pro 12-ti pólový SGPM frekvence 15 Hz a pomalý tyristorový můstek stačí na řízení U/f při rozběhu. Pokud se použije SGPM není nutné doplňovat komutační obvody pro invertorový chod, rozběh lze řídit tak, aby proud předbíhal napětí a můstek přirozeně komutoval. Měniče s usměrňovačem s pulsním řízením Usměrňovač s pulsním řízením dokáže zvyšovat napětí z generátoru do DC meziobvodu téměř od nulových otáček. Jedná se v podstatě o IGBT most s pulsně šířkovou modulací PWM (Obr.3.), který by v obvyklém režimu přenášel energii v opačném směru – napájel by trojfázové vinutí motoru (generátoru) z DC meziobvodu v režimu U/f = konst. V usměrňovačovém chodu z proměnných hodnot U, f dodává konstantní napětí do meziobvodu. Teoretický rozbor a popis činnosti lze najít v [3]. Požadovaná hodnota napětí je opět, UDC = 565V a vystačí se s kondenzátorem na 600 V. Zde se použije generátoru se sníženým napětím podle Tab.1. Příznivá je skutečnost, že není třeba řešit izolaci generátoru na vysoké napětí jako v předešlých případech, pro větší výkony ale vycházejí velké proudy. Tento typ měniče tedy bude nejvhodnější pro menší a střední výkony EC.
+
Obr. 3. Usměrňovač s pulsním řízením na vstupu napěťového měniče Protože základní činností tohoto typu usměrňovače je funkce měniče, umožní spouštění spalovacího motoru generátorem v motorickém chodu (pokud je akumulátor v DC meziobvodu) s frekvenční regulací a harmonickým napětím s dodržením podmínky konstantního magnetického toku (U/f = k). Pro konstantní výstupní frekvenci (50 Hz) lze zvolit optimální modulační frekvenci s vyloučením vyšších harmonických nižších řádů, které nesou značný výkon a vyžadují rozměrné a nákladné filtry. Můstek IGBT se snadno vyrovná s napětím 565 V, které zůstává konstantní v celém rozsahu otáček, který lze bez problémů rozšiřovat směrem dolů. Tento typ měniče tedy tvoří dva identické IGBT mosty, z nichž první pracuje jako usměrňovač a druhý jako střídač. Řízení prvního má zajistit konstantní napětí v DC meziobvodu. Pokud je použita akumulátorová baterie pak se do řízení zapracuje snížení výstupního napětí v okamžiku zvýšení odběru nad definovanou hodnotu, aby se umožnila akcelerace soustrojí a po dobu snížení napětí se výkon pro zátěž hradí z akumulátoru. Stabilizace napětí v meziobvodu na hodnotě 565 V umožní trvalé připojení akumulátoru do tohoto obvodu paralelně k filtračnímu kondenzátoru, který může být vypuštěn.
-110-
Ve srovnání se zdroji UPS, které rovněž používají akumulátory v meziobvodu se akumulátory v EC budou používat častěji. V UPS je nelimitovaný vstupní výkon ze sítě (omezený pouze pojistkou!) a odběr z akumulátorů se realizuje jenom při výpadku napájení, zato delší dobu, často až do vyčerpání kapacity baterie s poklesem na 1,65 V/článek. V EC s proměn-nými otáčkami se budou aktivovat akumulátory častěji (při každém větším výkonovém skoku zátěže směrem nahoru), ale podstatně kratší dobu, tedy v neúplných vybíjecích cyklech, takže se nepředpokládá zkrácení jejich životnost (5 – 10 let). Ověřené ve zdrojích UPS jsou olověné akumulátory v hermetizovaném provedení, bez požadavků na údržbu a cenově dostupné. V UPS malého výkonu se používají akumulátory nižšího napětí než je napětí meziobvodu (Tab.3.) i za cenu další transformace energie. Tabulka 3. Přehled napětí akumulátorů v UPS podle výkonu Výkon [VA] UBAT [V] Výkon [VA] 700 24 6000 1000 36 10000 2000 96 3000 96 3-fázové
UBAT [V] 240 240 552
4. Literatura Bršlica,V.: Možnosti dalšího rozvoje elektrocentrál. In: sborník konference Mobilní zdroje elektrické energie pro polní podmínky. VA - FLaPVO Brno, duben 1998 Knitterscheidt,H.: Neue Generation SEA (Stromerzeugungsaggregaten) für militärische Nutzung. In: „Moderne elektrische Energietechnik einschließlich Elektrochemischer Energiequellen“. Bundesakademie für Wehrverwaltung und Wehrtechnik Mannheim (SRN), květen 1998 Winkler, J.: Usměrňovač s pulsním řízením. Elektro 2/1998 str. 3-7 Kurka, O. - Bršlica, V.: The Concept of 3rd Generation Mobile Electrical Power Sources. Sborník konference ERK’99, Portorož, Slovinsko, 1999, vol. A, str. 375 - 378. Bršlica,V.: The Variable Speed Power Generating System Conception. Proceedings of ELEKTRO 2001, Žilina 2001 Melichar, M.: Asynchronní generátor jako zdroj elektrické energie. Sborník EC 98. VA Brno1998, str. 111 - 118 ABSTRACT: VOLTAGE CONVERTES FOR VARIABLE SPEED GENERATORS Variable speed generators are mostly used in wind power plants and mobile power generating sets, they are also the basic source of all board nets. No-controllable generator produces energy at variable frequency and voltage. To convert this output energy to the constant parameters one needs at present state of the art double step conversion, firstly to D.C. inter-circuit, then back A.C. conversion again with high frequency stability. The paper is concentrated to optimal solution of the part between the generator and the D.C. inter-circuit, where is the constant value of the voltage the best choice, that means AC/DC converter with variable input. Pulse rectifier –inverter- seems to be the universal solution for any generator. Tato práce byla vytvořena v rámci řešení grantového projektu č.102/00/0917 GA ČR
-111-
NOVÁ KONCEPCE ELEKTRICKÉ VÝZBROJE OSOBNÍCH AUTOMOBILŮ A JEJÍ DŮSLEDKY Tomáš Cetl Elektrotechnická fakulta ČVUT v Praze, Katedra elektrotechnologie, Technická 2, 166 27 Praha 6 ANOTACE: Limity emitovaných škodlivin osobních automobilů začínají dosahovat hodnot, které bude obtížné splnit při stávajícím uspořádání pohonné jednotky. Nabízí se řešení, které předpokládá snížení výkonu spalovacího motoru a doplnění potřebného jízdního výkonu elektrickým motorem. Tato koncepce a současně neustálé zvyšování požadavků na velikost elektrického výkonu pro stále se rozšiřující oblast elektrických spotřebičů vozidla si vynucuje zásadní změnu v koncepci energetické soustavy vozidla. Změna velikosti palubního napětí, hromadné nasazení středofrekvenčních měničů a nová topologie spotřebičů představují velké změny v oblasti EMC na vozidle a v jeho okolí. Příspěvek shrnuje perspektivy v této oblasti. 1. Příčiny změn v elektrovýzbroji automobilů Příčiny rasantních koncepčních změn energetické soustavy jsou v podstatě dvě. První z nich je důsledkem zpřísněných emisních limitů na množství a složení škodlivin ve výfukových plynech automobilů, druhá potom je důsledkem rychle narůstajícího počtu elektrických spotřebičů ve vozidle a tím i požadavek na velikost elektrického výkonu pro krytí spotřeby těchto zařízení. Konstruktéři spalovacích motorů jsou prakticky na mezi možností jak vyhovět emisním limitům při zachování stávajícího uspořádání hnacího agregátu vozidla. Optimalizace množství a složení palivové směsi dodávané do motoru se již významně změnit nedá, protože u moderních koncepcí spalovací soustavy jsou vesměs použity optimalizované systémy vstřikování paliva a také likvidace výfukových zplodin pomocí katalyzátorů je na úrovni značné dokonalosti a další významnější zlepšení v této části pohonu vozidla představuje neúměrné zvýšení výrobních nákladů. Ovšem ani systémy s dokonalejšími katalyzátory nedokáží snížit škodliviny ve výfukových plynech pod hodnoty limitů, které určují normy EU4, platné od roku 2005 resp. EU5 od 2008. Normy výfukových zplodin zahrnují řadu typů zplodin z nichž se jako poměrně málo škodlivý jeví oxid uhličitý, vzhledem ke své nízké toxicitě. Je ovšem významnou složkou negativně působících plynů na zemskou atmosféru a jednou z významných příčin skleníkového efektu. Množství CO2, který emituje spalovací motor automobilu, se udává jako hmotnost plynu na 1 kilometr ujeté vzdálenosti za definovaných podmínek a je tudíž úměrné jen množství spáleného paliva. Z toho vyplývá, že ke snížení množství emisí tohoto plynu by musela významně klesnout měrná spotřeba paliva, což by při zachování výkonu motoru muselo znamenat podstatné zvýšení účinnosti motoru příp. snížení ztrát vozidla. Při současném stavu vozidlové techniky není snadné nalézt významnější rezervy v účinnosti vozidla a jeho provozu. Nicméně i zde je ještě co zlepšovat a tak jedním z možných zlepšení je využití energie rekuperací při brzdných režimech jízdy a omezení chodu motoru v době mimo jízdu. Dalším řešením je použití hybridního pohonu vozidla. V úvahu přichází spolupráce spalovacího a elektrického motoru, kde je elektromotor buď doplňkovým zdrojem tažného momentu nebo zdrojem rovnocenným či dokonce dominantním. V tabulce 1. je uvedeno několik příkladů z publikovaných firemních materiálů.
-112-
Tabulka 1. Rozložení zdrojů výkonu v osobním automobilu
Pohon
Klasický
Část. hybrid
Paralel. hybrid
Seriový hybrid
Palivové články
Elektromobil
Hlavní zdroj energie
benzin, nafta
benzin, nafta
benzin, nafta
benzin, nafta propan
vodík, metanol
akumulátory
Spalov. motor Elektromotor
100 kW
70 kW 5 kW
60 kW 30 kW
40 kW 80 kW
80 kW
80 kW
Typ pohonu
spalovací m.
spalovací m. +elektromotor (ve špičkách) +rekuperace
spalovací m. +elektromotor +rekuperace
elektromotor +rekuperace
elektromotor +rekuperace
elektromotor +rekuperace
Palubní síť 2002 Elektromotor
14 V, 1 kW
14 V, 1 kW 42 V, 10 kW
14 V, 1 kW 288 V, 30 kW
14 V, 1 kW 400 V, 80 kW
14 V, 1 kW 400 V, 80 kW
14 V, 1 kW 400 V, 80 kW
42 V, 6 kW
42 V, 5 kW 42 V, 10 kW
42 V, 5 kW 400 V, 30 kW
42 V, 5 kW 400 V, 80 kW
42 V, 5 kW 400 V, 80 kW
42 V, 5 kW 400 V, 80 kW
2010 Elektromotor
V tabulce je uvedeno několik příkladů, které vycházejí z realizovaných resp. navrhovaných studií hybridních typů automobilů, tak jak je publikovaly výrobní firmy a jejich vývojová pracoviště. Tendence zvyšování podílu elektrického pohonu spěje k finální podobě úplného elektrického pohonu. Jednotícím prvkem tabulky jsou parametry stávajícího automobilu se spalovacím motorem na ropné produkty o výkonu 100 kW. Udávané výkony u dalších typů předpokládají možnost dosažení stejných jízdních vlastností při použití alternativních typů pohonů, kde se zejména v jeho elektrické části předpokládá krátkodobé přetěžování elektromotoru pro zvládnutí špičkových požadavků na výkon v náročných jízdních situacích, což umožňuje výkon spalovacího motoru redukovat na nižší hodnotu. Kombinace hlavního pohonu se spalovacím motorem a přídavného elektromotoru poměrně malého výkonu umožňuje také využití rekuperace energie v elektrické formě a její akumulace v superkondenzátorech nebo klasických akumulátorech, které pro tento účel mohou mít přijatelnou hmotnost a rozměry. Je zřejmé, že z hlediska množství emitovaných škodlivin je nejvýhodnější použití elektromotoru jako hlavního pohonu, avšak problémem je zajištění výkonového zdroje elektrické energie. Současné typy akumulátorů umožňují pouze omezený dojezd vozidla a mají vysokou hmotnost. Pro krátkodobé uložení elektrické energie se jako perspektivní jeví použití superkondenzátorů, ale v současné době i jejich parametry nejsou dostačující. Proto je pozornost konstruktérů směřována spíše k jiným typům zdrojů. Úspěšné vyřešení technologie přímé přeměny energie z nějakého neelektrického zdroje na energii elektrickou není při poměrně malých potřebných výkonech záležitostí dosud úspěšně zvládnutou. Největší nadějí je zvládnutí velkosériové technologie výroby palivových článků. Od donedávna preferovaných článků vodík – kyslík aplikátoři pomalu ustupují zejména pro obtížnost skladování vodíku a přecházejí na jiná media (např. metanol), která jsou i výrobně podstatně levnější a jejich skladování a distribuce je snadno zvládnutelná. 2. Požadavky na elektrovýzbroj vozidla a jejich perspektiva Instalované spotřebiče elektrické energie ve vozidle je možno rozdělit do několika kategorií. Nejvýznamnější kategorii představují spotřebiče přímo zajišťující základní funkce vozidla. Sem patří především palubní počítač, řízení systému vstřikování paliva, řízení
-113-
brzdového systému (ABS), zajištění správné funkce alternátoru a akumulátoru, stírače a systém povinného osvětlení. U hybridních pohonů sem ještě přibude soustava elektrického trakčního pohonu a jehořízení ve vztahu k hlavnímu pohonu. Obvodová řešení všech zmíněných komponentů zahrnují řídicí a výkonovou část. Řídicí část dnes obvykle tvoří procesorová jednotka, čidla a výstupní obvody většího výkonu. Pro napájení je zapotřebí několika úrovní malého stabilizovaného napětí (obvykle 3 až 5 V), pro výkonovou část napětí palubního systému (12 resp. 14 V). Potřebné výkony jsou řádu jednotek až desítek wattů, u hybridního uspořádání bývá výkon trakčního pohonu jednotky až desítky kilowattů (při vyšší úrovni napětí). Přeměna základního napětí palubní sítě na potřebná napětí se realizuje v současnosti téměř výhradně DC/DC měniči, které pracují se spínacími frekvencemi mezi 20 a 200 kHz, v některých případech až 1 MHz. Do další kategorie patří spotřebiče, které nahradily původní mechanické systémy ovládání elektrickými a to především pro zvýšení komfortu obsluhy. Jmenujme např. stahování oken, posilovače různých systémů, ostřikovače oken a světlometů, ovládání zámků dveří, kapoty, palivové nádrže, polohování sedaček a další. Výkonné členy jsou převážně elektromotorky, které pohánějí mechanický nebo hydraulický systém. Ovládací obvody většinou pracují s palubním napětím a kontaktními nebo bezkontaktními spínači, některé využívají také DC/DC měniče k regulaci otáček motorku. Výkony se pohybují převážně v jednotkách a desítkách wattů. Konečně poslední kategorii tvoří spotřebiče představující zvýšení komfortu cestování a ovládání vozidla. Sem patří např. klimatizace, audio systémy, navigační a orientační systémy (např. GPS, parkovací radar), komunikační zařízení, ale také třeba vytápění sedaček s udržováním teploty. Výkony spotřebičů v této kategorii jsou mnohdy značné, až do jednotek kilowattů. Dá se předpokládat, že v budoucnu bude počet spotřebičů a zejména jejich příkon narůstat a že obvodové řešení jejich ovládacích i výkonových prvků bude ve stále větší míře využívat polovodičové spínací součástky a měniče. 3. Napěťová soustava 42 voltů Stávající napětí palubní sítě 14 V s akumulátorem 12 V pro narůstající spotřebu nemůže vyhovět pro neúměrně velké proudové zatížení všech rozvodů a zbytečně velké ztráty v nich. Přijaté řešení předpokládá, že přibližně od roku 2005 se na trhu objeví vozidla s palubním napětím 42 V (a akumulátorem na 36 V), z počátku patrně i vozidla s dvěmi palubními sítěmi 12 a 42 V. Alternátor bude svou funkcí spojen se startérem (startérgenerátor) a bude pracovat s napětím 42 V. Je tedy nevyhnutelné, aby energie pro systém 12 V byla přeměněna z napětí 42 V na 12 V. Předpokládaný výkon je do 1 kW. Prakticky to znamená, že ve vozidle přibude spínaný výkonový měnič DC/DC s provozním vstupním napětím 42 V, (krátkodobě a při uvažování předpokládaných přepětí musí odolávat napětí až 50 V), s proudem kolem 25 A a spínací frekvencí 50 až 500 kHz. Další měniče, v souhrnu s výkonem několik kW, budou součástí výše zmíněných funkčních celků elektrovýzbroje vozidla. Charakteristickou vlastností všech instalovaných měničů v současnosti je to, že každý pracuje s autonomním systémem řízení a navzájem odlišnou spínací frekvencí, takže jejich činností vzniknou rušivé signály základních a interferenčních frekvencí, které se budou šířit jak po vodičích palubních sítí, tak ve formě vyzařování jako elektromagnetické pole v blízkosti rozvodů, funkčních bloků i vozidla jako celku.
-114-
4. Hybridní a elektrický pohon vozidla U hybridních uspořádání poháněcích motorů vozidla se podle současných představ renomovaných výrobců předpokládá podíl výkonu elektromotorů 10 až 30 kW na celkovém výkonu pohonů vozidla. Napětí na motorech se předpokládá 42 V nebo 96 V, příp. až 288 V. U výhradně elektrického pohonu, kde je maximální celkový příkon motorů obvykle uvažován 50 až 100 kW se předpokládá na motorech ještě výrazně vyšší napětí až 400 V. Předpokládá se použití frekvenčně řízených trojfázových asynchronních elektromotorů, takže pro jejich řízení přibude výkonový střídač s PWM. Z uvedených parametrů je zřejmé, že rušivé úrovně takových pohonů budou plně souměřitelné s emisemi rušivých signálů současných řízených pohonů napájených z rozvodné sítě s tím rozdílem, že odpadne rušení okolních uživatelů společné rozvodné sítě, ale naopak spotřebiče na autonomní palubní síti budou vystaveny rušivým signálům vyšší úrovně vzhledem k nepříznivým impedančním podmínkám na této síti. Druhá složka rušivých signálů - rušivé elektromagnetické pole bude nepříznivě ovlivňovat především elektronická zařízení instalovaná v těsné blízkosti zdrojů rušivých polí a hlavně bude zasahovat do činnosti obvodů na nízkém potenciálu, tj. např. procesorů a logických členů v řídicí soustavě vozidla.. 5. Elektromagnetická kompatibilita Stávající aplikace výkonových elektrických pohonů s měniči jsou převážně napájeny z rozvodné energetické sítě a proto je problematika elektromagnetické kompatibility elektrických zařízení předmětem komplexního zpracování především v tomto oboru elektrických zařízení. Přípustné úrovně emisí rušivých signálů i úrovně odolnosti proti těmto signálům jsou pro různé kategorie elektrických zařízení zakotveny v řadě norem a doporučení. Pracoviště katedry elektrotechnologie elektrotechnické fakulty ČVUT v Praze se touto rozsáhlou problematikou zabývá již řadu let a to jak v rámci řešení grantových projektů (v současnosti projekt GAČR 102/01/1353), tak i výzkumných záměrů (FEL 13/99173/313). Pro snazší orientaci pracovníků, kteří se problematikou elektromagnetické kompatibility zabývají, je na webovské stránce katedry (
[email protected]) udržována databáze platných norem v oblasti nízkofrekvenční elektromagnetické kompatibility. Vzhledem k tomu, že v energetice automobilů v současnosti a blízké budoucnosti dochází hromadnému nasazení výkonových elektronických obvodů, které jsou zdroji rušivých signálů a dalších, které naopak musí vykazovat značnou odolnost proti rušení, jeví se jako přirozené, že poznatky z dosud sledované problematiky budou použity i pro oblast automobilové elektroniky a energetiky. 6. Literatura Scharf, A.: En Route to the Car of the Future. Power Electronics Europe, 4, 2002 Cetl, T.: Nové konstrukční směry v automobilech. Automatizace, 1, 2002 ABSTRACT: NEW CONCEPTION OF CAR’S ELECTRICAL EQUIPMENT; Motor cars of up-to date conception are characterised by permanent rise of number of electrical and electronic equipment. The more rigid limits of exhaust emission are applied at same time. The hybrid car drive – Engine + E-traction, or E-traction only – makes it possible to comply such emission limits. Need of producing, distribution and conversion of large electric power then arises, which requires the voltage in car network to be increased.
-115-
VÝTAHOVÉ POHONY - SOUČASNÝ STAV A PŘEDPOKLÁDANÉ SMĚRY VÝVOJE
-116-
-117-
-118-
-119-
ZDROJE ELEKTROMAGNETICKÉHO RUŠENÍ Radovan Doleček, Zdeněk Němec Univerzita Pardubice, Dopravní fakulta Jana Pernera, Katedra elektrotechniky, elektroniky a zabezpečovací techniky v dopravě, Studentská 95, 532 10 ANOTACE : V praxi se často setkáváme se zdroji rušení s různým charakterem, které mají negativní vliv na ostatní zařízení. Tento vliv je potřeba, pokud je to možné, odstranit či co nejvíce eliminovat. Z tohoto důvodu je vhodné znát charaktery zdrojů rušení a na tomto základě, pokud se jedná o známé zdroje rušení, učinit příslušná opatření. 1. Zdroje rušení Každý elektrotechnický systém lze pokládat zároveň za zdroj i za přijímač elektromagnetického rušení [1,2,3,4,5]. Z praktických důvodů však přesto vyčleňujeme typickou skupinu systémů, u nichž vysoce převažuje proces generování rušivých signálů nad jejich nežádoucím příjmem a nazýváme je zdroji elektromagnetického rušení (interferenční zdroje). Touto problematikou se zabývá elektromagnetická kompatibilita (EMC), která je definována jako schopnost zařízení vykazovat správnou činnost v prostředí, v němž působí jiné zdroje elektromagnetických signálů a naopak svou vlastní činností negativně ovlivňovat okolní zařízení. 2. Klasifikace rušení Elektrická zařízení a přístroje mohou obsahovat generátory netlumených a modulovaných kmitů pracující na různých kmitočtech Všechna tato zařízení pracují na poměrně vysokých výkonových úrovních. Ve stejných zařízeních nebo v zařízeních sousedících mohou být citlivé přijímače pracující na stejných nebo odlišných kmitočtech, citlivé zesilovače či mikroprocesorové obvody. Klasifikaci rušení i jejich zdrojů lze provést podle mnoha různých hledisek: Z hlediska zamezení rušení se zajímáme především o umělé zdroje elektromagnetického rušení, tj. zdroje vzniklé lidskou technickou činností. Přírodní (přirozené) zdroje rušivých signálů musíme brát jako fakt, jehož vzniku většinou nemůžeme zabránit; zbývá tedy jen předcházet jejich následkům. Zdroje elektromagnetického rušení lze členit podle časového průběhu rušivého signálu. Impulsní rušení má charakter časové posloupnosti jednotlivých impulsů nebo přechodných jevů. Opakem je tzv. spojité rušení, které nemůže být považováno za posloupnost oddělených jevů a působí kontinuálně (nepřetržitě) na rušené zařízení. Kombinací spojitého a impulsního rušení je kvazi-impulsní rušení. Z periodických spojitých rušivých signálů jsou nejdůležitější harmonické složky kmitočtu napájecí sítě 50 Hz, které jsou často produkovány již samotnými silnoproudými generátory při výrobě elektrické energie. Takto vzniklé harmonické vyvolávají na nelineárních impedancích sítě (např. na transformátorech s nelineární magnetickou charakteristikou) vznik dalších harmonických složek. Největšími průmyslovými zdroji tohoto rušení jsou dnes řízené polovodičové měniče velkých výkonů, které produkují v napájecí síti harmonické kmitočty v řádu desítek MHz. V současnosti jsou již používány řízené pulzní usměrňovače, které dokážou řídit účiník v režimech odběru i dodávky činného výkonu do sítě a omezit vyšší harmonické síťových proudů. S časovým průběhem rušivého signálu je jednoznačně vázána i šířka jeho kmitočtového spektra, což je údaj velmi důležitý zejména z hlediska použití vhodných prostředků pro -120-
potlačení (filtraci) rušení. Úzkopásmové rušení je produkováno zejména signály rozhlasových a televizních vysílačů (signály užitečné), charakter širokopásmového rušení má naopak většina tzv. průmyslových rušivých signálů, ať již mají časový průběh spojitý nebo impulsní. Rovněž všechna přírodní rušení jsou svou podstatou širokopásmová. Rušení lze také členit na nízkofrekvenční a vysokofrekvenční. Nízkofrekvenční rušení se projevuje dvojím způsobem. Energetické nízkofrekvenční rušení způsobuje hlavně zkreslení (deformaci) napájecího napětí a odebíraného proudu energetických sítí. To se projevuje rušivě v provozu zařízení, která jsou závislá na tvaru křivky napájecího elektrického napětí. Zdrojem energetického rušení je obecně každá nelineární zátěž napájecí sítě způsobující deformaci odebíraného proudu. Z obecného hlediska se z každého interferenčního zdroje šíří rušivý signál jak vyzařováním (prostorem), tak i po napájecích či sdělovacích vedeních. U různých zdrojů rušení však obvykle jeden z těchto způsobů šíření převažuje, a proto se interferenční zdroje někdy rozdělují na zdroje rušení šířených vedením a na zdroje rušení šířených vyzařováním (prostorem). Různé zdroje rušení jsou mnohdy navzájem těsně provázány, a proto není možné provést jejich přesnou a vyčerpávající klasifikaci.
Zdroje rušení
Přirozené
Impulzní
Úzkopásmové
Umělé
Spojité
Širokopásmové
Nízkofrekvenčn í Vysokofrekven ní
Rušení vedením Rušení vyza ováním
Obr.1 : Zdroje rušení V napájecích energetických sítích se vyskytuje řada přechodových jevů spojených se spínacími nebo rozpínacími pochody mechanických či elektrických spínačů. V sítích vn a vvn dochází k vysokofrekvenčním oscilacím při zapínání vlivem kapacity a indukčnosti spínaných vedení. Tlumené oscilace s kmitočtem do několika MHz dosahují velikosti několika tisíc voltů a trvají obvykle pěti až desetinásobek doby své periody. Pro svůj vysoký kmitočet se tyto oscilace kapacitními vazbami snadno šíří až do sítí nízkého napětí. Další typ rušení vzniká nejčastěji v napájecích sítích nn při činnosti stykačů a jističů. Při přechodovém jevu rozpojování obvodu obsahujícího indukčnost dochází v okamžiku rozpojení kontaktů k rychlé změně (přerušení) proudu di/dt a tím vzniku vysokého rušivého napětí u = -L.di/dt , které leží prakticky celé mezi kontakty spínače. Mezi kontakty tak vznikne obloukový výboj a napětí na kontaktech klesne skokem k nule. Tím výboj zhasne a mezi kontakty opět začíná narůstat napětí. Pokud jeho velikost opět překročí průraznou pevnost vzduchu mezi vzdalujícími se kontakty spínače (to záleží na velikosti rozpojovaného -121-
napětí, na rychlosti vzdalování se kontaktů spínače i na velikosti indukčnosti rozpojovaného obvodu), oblouk mezi kontakty se opět zapálí a celý děj se může několikrát opakovat. Na rozpojovaných kontaktech tak vznikají velmi strmé impulsy s krátkou náběžnou hranou jen několika ns, ale s napětím až několika kV. Vznikající pilovitý průběh napětí se opakuje s kmitočtem několika kHz až při dostatečně otevřených kontaktech spínače se ustálí na provozní hodnotě odpojovaného napětí v obvodu. Přepěťové impulsy lze principiálně odstranit, zajistíme-li pomalejší nárůst napětí mezi kontakty spínače, aby jeho velikost nepřesáhla ani při ne zcela rozevřených kontaktech průraznou pevnost vzduchu. Toho lze dosáhnout např. překlenutím kontaktů sériovým obvodem RC. Tato odrušovací kombinace má však pro střídavý proud konečnou impedanci, takže odpojení zařízení od napájecí sítě není dokonalé. Uvedené rušení se dá rovněž omezit použitím standardních přepěťových ochran - diod a varistorů, příp. užitím bezkontaktních elektronických spínačů, např. tyristorů či triaků - avšak za cenu vzniku jiných rušivých jevů. Další typ rušení, které souvisí se spínacími pochody, vzniká v usměrňovačích diodového typu a zejména v případech tyristorového řízení výkonových průmyslových zařízení, např. tramvají, trolejbusů, lokomotiv, ale i při tyristorové regulaci otáček velkých motorů, např. u výtahů, těžních klecí a podobných zařízení. Při činnosti všech těchto obvodů a zařízení jsou opakovaně spínány velké proudy, takže zde vznikají rušivá napětí v podobě periodicky se opakujících impulsů, které značně deformují průběh napájecího napětí a jejichž kmitočtové spektrum dosahuje až desítek MHz. Jsou-li tyto usměrňovače a tyristorové spínače, regulátory či měniče připojeny k energetické napájecí síti přímo bez patřičné filtrace, příp. bez přepěťových ochran, deformují svými výstupními průběhy síťové napětí . Dalším zdrojem poruch mohou být tzv. spínané napájecí zdroje, u nichž se síťové napětí 50 Hz transformuje na požadované (obvykle nižší) stejnosměrné napětí prostřednictvím pomocného harmonického napětí s kmitočtem řádu až stovek kHz. Tím se výrazně zmenší rozměry potřebných transformátorů a zvýší se účinnost celého zdroje, což je ovšem zaplaceno výrazným vyzařováním širokého spektra rušivých kmitočtů, které se navíc mění se změnami odběru v důsledku regulace výstupního napětí pulsní šířkovou modulací. Tyto napájecí zdroje se používají hlavně pro napájení počítačů, ale dalších zařízení spotřební elektroniky. Značně silné rušící účinky vykazují venkovní energetická vedení vn a vvn. Patří k těm zdrojům rušení, která se obtížně vyhledávají a ještě obtížněji odstraňují. Produkované rušivé spektrum sahá od několika kHz až k 1000 MHz, takže může negativně ovlivnit provoz prakticky jakékoli radiokomunikační služby. Zdrojem rušivých signálů vedení vn a vvn jsou výboje dvojího druhu. Koronové výboje vznikají jen u vedení vvn (110 kV a více) na nerovnostech vodičů, na armaturách a zařízeních rozvoden. Korona se podobá doutnavému výboji a její spektrální složky nepřesahují 10 MHz. Velikost výbojů se zvyšuje za vlhka (projevuje se jako intenzivní slyšitelný praskot pod vedením vvn). Intenzita rušivého pole koronového výboje však není příliš velká, takže jeho nežádoucí vlivy lze omezit především tím, že venkovní linky vvn vedou mimo obytná území. Kapacitní výboje jsou typické pro vedení vn 22 kV, kde vznikají na nedokonalém spojení kovových předmětů, které se nacházejí v těsné blízkosti částí vedení pod napětím. Takovými místy jsou především kovové kloubové spoje závěsných izolátorů, u nichž se v důsledku koroze vytvoří izolační vrstvička a dielektricky se oddělí kovové části kloubového spoje. Po překročení dielektrické pevnosti této vrstvičky či při jejím mechanickém narušení dojde k jiskrovému výboji. Vznikající kmitočtové spektrum sahá až k 1000 MHz a rušivý signál se "dobře" vyzařuje částmi armatur i vlastním vn vedením. 3. Závěr Elektromagnetická kompatibilita je velmi komplexním problémem. Zdroje rušení mají rozličné vlastnosti a jejich podrobná charakteristika a rozdělení je velmi obtížné. Je ale
-122-
vhodné znát alespoň základní charakteristiky jednotlivých zdrojů rušení a možnosti eliminace jejich negativních vlivů. 4. Literatura: [1] Internetový časopis www.elektrorevue.cz, Modulace DMT, Šilhavý P., 2001/6 [2] Internetový časopis www.elektrorevue.cz, Základy elektromagnetické kompatibility 2, Svačina J., 2000/31 [3] Signály a soustavy, Vejražka F., ČVUT Praha,1995 [4] Signály a soustavy-příklady, Vejražka F., ČVUT Praha,1995 [5] Číslicové zpracování signálů, Uhlíř J., ČVUT Praha,1995 ABSTRACT: ELECTROMAGNETIC INFLUENCE SOURCES; Electromagnetic Compatibility is very complex problem. Interference sources have various characters and have negative influence on other devices. This problem is necessary to eliminate. It is suitable to know source characters and to do available countermeasures.
-123-
MĚŘENÍ VLIVU HDO V PRŮMYSLOVÉM PODNIKU Tomáš Salon Západočeská univerzita v Plzni, Katedra výkonové elektroniky a regulační techniky, Univerzitní 8, 306 14 Plzeň ANOTACE: Příspěvek se zabývá vlivy signálu HDO na síť průmyslového závodu. V podniku kategorie „A“ napájeném na úrovni 110 kV byla provedena rekonstrukce kompenzačního zařízení. V této oblasti jsou provozovány vysílače HDO. Stávající kompenzace účiníku pomocí synchronního kompenzátoru byla nahrazena stupňovitě spínanými kondenzátorovými bateriemi. Po této změně sítě však začalo docházet k problémům interakcemi signálem HDO a kompenzačním zařízením. Proto byla provedena realizace filtračního zařízení, které potlačuje negativní vliv signálu HDO. V příspěvku jsou uvedeny výsledky měření signálu HDO a zhodnocen vliv provedených úprav. 1. Hromadné dálkové ovládání Hromadné dálkové ovládání (HDO) se používá pro dálkové ovládání skupin spotřebičů a pro přenos tohoto signálu je využita elektrická rozvodná síť. Systém HDO využívá různé frekvence, konkrétně v oblasti, ve které bylo měření provedeno se jedná o 216 2 / 3 Hz . Signál je injektován do sítě nejčastěji na rozvodnách 110 kV . Telegram, který je posílán do sítě je na obr.1. SI
ZM
2,33
2,33
A
1,0
B
POVELY 1-16 ZAP-VYP
0,33 63,51 s
SI ... startovací impuls ZM ... zabezpečovací mezera
A ... první předvolba B ... druhá předvolba
Telegram HDO Podle tohoto telegramu se pak na první harmonickou sítě superponuje signál HDO o frekvenci 216 2/3 Hz. 2. Úvod do problému Průmyslový podnik kategorie „A“ má činný odběr za normálního provozu v rozmezí P = 20 − 23 MW a je vykompenzovaný na cos ϕ = 0.96 − 0.97 . Je napájený dvěma linkami 110kV z 25km vzdálené rozvodny 400 / 110kV . Na rozvodně je paralelně připojen vysílač HDO pracující na frekvenci 216 2 / 3 Hz . Přívodní linky napájejí dva stejné dvojvinuťové transformátory 110 / 6.3 kV , přičemž jeden transformátor je provozován jako studená rezerva. Na těchto linkách 110kV není využito signálu HDO pro ovládání spotřebičů. Při modernizaci byla provedena výměna stávajícího rotačního kompenzátoru za statickou stupňovitě spínanou kompenzaci. Na obr. 2 je blokové schéma sítě tohoto průmyslového podniku.
-124-
SI
T 110/6.3 kV 6 kV
LR
LR
LR
LR
L K1
L K2
Kompenzační zařízení 1
Kompenzační zařízení 2
LF CF Filtr HDO
K jednotlivým spotřebičům
Blokové schéma sítě podniku Po této výměně došlo podle očekávání ke změně impedanční charakteristiky sítě podniku. To mělo za následek několik jevů: • Vyšší odsávání signálu HDO z hladiny 110kV , přetěžování stupňů statické kompenzace signálem HDO • Zvýšení úrovně signálu HDO v hlavní přípojnici na hladině 6kV • Zvýšení úrovně signálu HDO se promítlo i do sítě nn ( 0.4kV ), kde došlo ke 3 − 4 násobnému zvýšení úrovně signálu HDO Jevy byly nejvíce patrné při určité kombinaci stupňů kompenzace a velikosti zátěže. Výše popsané jevy měli za následek mimo jiné blikání světel (flicker), výpadky UPS, telefonní ústředny a dispečinku (řídící systémy, zapisování dat). 3. Řešení Řešením byla analýza sítě podniku za použití výpočetního programu Harmonická analýza (autor Ing. Alfred Bodor). Byla namodelována situace, za které byla při prvních měřeních úroveň signálu HDO největší. Tato situace nastala za určité kombinace sepnutých stupňů kompenzačních zařízení a na velikosti připojené zátěže. Tato analýza potvrdila výsledky uskutečněných měření. Možných řešení se nabízí několik, může to být např. pásmová zádrž. Vzhledem k podmínkám (např. odebíraný výkon) bylo zvoleno jako nejvhodnější řešení sériový rezonanční LC obvod naladěný na frekvenci HDO ( 216 2 / 3 Hz), tedy filtr HDO. Byly propočítány možnosti tohoto filtru např. jakost tlumivky a tím i účinnost filtračního zařízení. Na obr. 3 je potom ukázán průběh impedance na hlavní přípojnici 6 kV a to pro situaci bez filtru HDO a situaci s filtrem HDO. Jakost cívky filtru HDO je Q50 = 30 . To, že na přípojnici 6 kV je procentní velikost úrovně signálu HDO větší než v napájecím bodě 110 kV, je dáno impedanční charakteristikou. Z průběhu je zřejmé, že připojením filtru HDO dojde k vhodné úpravě impedanční charakteristiky a tím i ke snížení úrovně signálu HDO. Měřením i výpočtem bylo ověřeno, že další zvýšení procentní úrovně signálu HDO na hladině 0.4kV oproti hladině 6kV nehrozí.
-125-
Průběh impedance na hlavní přípojnici 6 kV
Průběh impedance v napájecím bodě 110 kV
-126-
Na obr. 4 je uveden průběh impedance v napájecím bodě 110 kV. Z grafu je zřejmé, že filtr HDO způsobuje v okolí frekvence signálu HDO ( 216 2 / 3 Hz ) mírné navýšení impedance. 4. Realizace Po důkladné analýze bylo přistoupeno k praktické realizaci filtru HDO naladěného na frekvenci 216 2 / 3 Hz a připojeného na hlavní přípojnici 6kV .
Průběh proudu filtrem HDO při začátku vysílání telegramu HDO Praktickým provozem byla potvrzena účinnost řešení (viditelné odstranění nežádoucích jevů) a dále bylo provedeno měření pro zjištění nynější úrovně signálu hromadného dálkového ovládání. Měření bylo provedeno Ing. Drahoslavem Žilou (Kompel s.r.o., Brno) pomocí harmonického analyzátoru BK 550, vybaveného softwarovým modulem pro možnost zachycení signálu HDO. Na obr. 5 je transientním zapisovačem zachycen průběh proudu filtru (na hladině 6kV ) na začátku telegramu HDO. Z grafu je patrný pozvolný nárůst proudu filtrem. V tab. 1 je porovnání procentních velikostí úrovně signálu HDO pro určitou provozní situaci a pro zapnutý a vypnutý filtr HDO. Měření bylo provedeno na přívodu 110kV a na hlavní přípojnici 6kV. Velikost úrovně signálu HDO v jednotlivých bodech sítě podniku Měřící bod Přívod 110 kV Hlavní přípojnice 6 kV Hladina 0.4k V
uHDO [%] - s filtrem HDO 2,0 3,9 2,6
uHDO [%] - bez filtru HDO 1,6 5,3 4,4
5. Zhodnocení Z tab. 1 je možno vysledovat vliv filtru HDO. Zapnutý filtr HDO způsobí v napájecím bodě 110kV (díky zvýšenému odsávání signálu HDO) mírné zvýšení úrovně signálu HDO.
-127-
Na úrovni 6kV a 0.4kV je zřejmé snížení úrovně signálu HDO. Negativní jevy způsobené tímto signálem tak byly dostatečně eliminovány. Dále byla sledována velikost proudu signálu HDO do kompenzačního zařízení a bylo zjištěno, že tento proud je v mezích, kdy není ovlivňována životnost prvků tohoto kompenzačního zařízení. Další důležitou věcí je vliv filtru na vysílač a napájecí vedení. Instalací takovéhoto zařízení dojde k vyššímu zatížení vysílače HDO a ke snížení úrovně signálu HDO na napájecím vedení podniku. V tomto případě byla situace jednodušší v tom, že na trase napájecího vedení nejsou nikde odběry řízené systémem HDO. Přesto bylo pracovníky rozvodného závodu potvrzeno, že úroveň signálu HDO je na napájecím vedení k průmyslovému podniku v pořádku. Při prvních měřeních, když ještě nebyl instalován filtr HDO, byla úroveň signálu HDO při určitém nastavení kompenzačního zařízení a velikosti zátěže ještě podstatně vyšší (až kolem 9%). Při měření, které je popsáno v tomto příspěvku bylo také provedeno měření i s vypnutým filtrem HDO. Přesto se úroveň signálu pohybovala maximálně kolem 5 − 6% na hlavní přípojnici 6kV . To bylo dáno tím, že při tomto měření byla jiná velikost zátěže a byl změřen příznivější případ. Účinnost navrženého opatření je potvrzena i provozními pracovníky, kteří potvrdili, že od doby realizace filtru HDO zcela přestaly výpadky UPS, zmizelo rušivé blikání světel (flickr) atd. . ABSTRACT: MEASUREMENT OF THE RIPPLE CONTROL SYSTEM INFLUENCE IN AN INDUSTRIAL ENTERPRISE. This paper is focused on the ripple control system influence on electrical network of an industrial enterprise. A reconstruction of a compensatory facility was done. In this area there are operating the ripple control system transmitters. Original power factor compensator was replaced by static compensation with switched capacitor batteries. After this modification, interaction between the ripple control system signal and the compensatory facility started. Therefore, the filtration facility, which mutes negative influence of the ripple control system signal, was realized. The results of the ripple control system measurement and estimated influence of realized modification are described. Tato práce byla vytvořena v rámci výzkumného záměru MSM 232200008
-128-
REGULACE PROUDU SPÍNANÉHO RELUKTANČNÍHO MOTORU
-129-
-130-
-131-
-132-
PŘECHODOVÝ JEV PŘI PŘIPÍNÁNÍ TRANSFORMÁTORU K SÍTI Miroslav Novák Technická univerzita v Liberci, Katedra elektrotechniky a elektromechanických systémů FM, Hálkova 6, 461 17 Liberec, tel.: 048 535 3290, e-mail:
[email protected] ANOTACE: V příspěvku jsou odvozeny vztahy popisující přechodový děj, který vzniká při připínání transformátorů k napájecí síti včetně jejich potvrzení pomocí experimentu. Dále jsou zde uvedeny možnosti, jak připínat transformátory s ohledem na odstranění nebo omezení špičkového proudu vznikajícího při tomto jevu. 1. Úvod Problematika přechodového děje při připínání transformátorů k síti je poměrně známá a můžeme se s ní setkat například v [1]. Ovšem ne vždy jsou špičkové hodnoty magnetizačního proudu tak veliké, že způsobují poruchy a omezují tak funkčnost zařízení v němž je transformátor instalován, proto není tomuto jevu často věnována pozornost. K této problematice mě přivedly problémy s provozem bezpečnostních oddělovacích transformátorů vyráběných ve firmě SVED Liberec. U transformátorků nad 1kVA způsobuje krátkodobý extrémní nárůst magnetizačního proudu vybavení jističe, který výrobce předepisuje pro jejich ochranu. U strojů jištěných pojistkami dochází k vybavení jističe nejbližšího rozvaděče. Díky jinému poměru parametrů u strojů s menšími výkony nebo transformátorů provozovaných v energetice nemůže, jak bude uvedeno dále, proud významně nárůst a proto tyto transformátory nezpůsobují vážnější problémy. 2. Vznik přechodového jevu Pro výklad přechodového děje budeme uvažovat jednofázový transformátor s jednoduchým magnetickým obvodem. Odvození je provedeno pro toroidní jádro a dostatečně dobře aproximuje také jádrové transformátory s jádry C nebo Q. Pro jádra plášťového typu, vícefázové transformátory atp. je při detailnějším rozboru nutno uvažovat rozdílnou indukci v jednotlivých částech jádra. Vyjdeme z obecně platné definice indukovaného elektromotorického napětí (1), dφ u i (t ) = − (1) dt a rovnice pro harmonické napětí v distribuční síti (2), kde ϕ vyjadřuje okamžik připnutí u (t ) = U m sin (ωt + ϕ )
(2)
transformátoru k síti. Vztah mezi svorkovým a elektromotorickým napětím je definován rovnicí (3). Odpor primárního vinutí R1 a jeho rozptylovou indukčnost L1σ prozatím nebudeme di (t ) (3) u (t ) = u i (t ) + R1i1 (t ) − L1σ 1 dt uvažovat. Potom s počáteční podmínkou φ (0) = φ r , danou remanentním magnetickým tokem, dostaneme dosazením a integrací (1) vztah (4). U (4) φ (t ) = m cos(ωt + ϕ ) − cos(ϕ ) + φ r
ω
-133-
Při připnutí transformátoru k síti tedy vzniká stejnosměrná složka magnetického toku závislá na okamžiku připojení transformátoru vzhledem k průběhu napětí v síti ϕ a na remanentním magnetickém toku φ r . Na tuto stejnosměrnou složku je superponován magnetický tok v ustáleném stavu (5), kde φ m představuje amplitudu magnetického toku v ustáleném stavu. U (5) φ (t ) = m cos(ωt + ϕ ) = φ m cos(ωt + ϕ )
ω
Vyšetřením extrémů funkce (4) zjistíme, že nejvýhodnější je připojit transformátor v okamžiku kdy φ m cos ϕ = φ r , kdy nevznikne žádný přechodový jev. Pro nulový remanentní tok φ r = 0 je to, když napětí sítě prochází maximem ϕ =
π
. Potom maximální tok poteče 2 jádrem v čase ωt = 2π a jeho velikost odpovídá amplitudě v ustáleném stavu φ max = φ m . Což ilustruje obrázek 1. Naopak maximální indukční tok poteče jádrem v případě, že φ m cos ϕ = −φ r . Tento stav nastane například v situaci, kdy je transformátor připojen k síti při průchodu nulou ϕ = 0 s uvažování zbytkového indukčního toku φ r . Potom v čase ωt = π dosáhne tok teoreticky (při zanedbání odporu vinutí, rozptylové indukčnosti a za předpokladu absolutně tvrdé napájecí sítě) hodnoty φ max = 2φ m + φ r . Tedy třikrát větší než v ideálním případě.
U [V], 0.01*fi[Wb]
400 u 200 0
Φ
-200 -400
0
0.01
0.02
0.03
0.04
0.05
0.03
0.04
0.05
t [s]
U [V], 0.01*fi[Wb]
400
u
200 0 -200 -400
Φr Φ 0
0.01
0.02 t [s]
Příklad nejpříznivějšího a nejhoršího okamžiku připojení transformátoru k napájecí síti
Zavedeme-li zpět vliv odporu vinutí a rozptylové indukčnosti stroje dostaneme z (4) rovnici (6) ve které poslední dva členy způsobují postupné odeznívání stejnosměrného toku U φ (t ) = m cos(ωt + ϕ ) − cos(ϕ ) + φ r + R1 ∫ i1 (t )dt − L1σ i1 (t )
ω
-134-
a přechod do ustáleného stavu. 3. Konstrukce strojů s ohledem na proud přechodový jev Vysoká hodnota indukčního toku a tím i magnetické indukce způsobená přechodovým jevem způsobuje hlubokou saturaci jádra transformátoru, které odpovídá prudký nárůst magnetizačního proudu. K přesycení dochází vždy v okolí průchodu napájecího napětí nulou, přičemž proudový impuls trvá po dobu přibližně 5 ms. Literatura [1], [2] a další udává, že tento proud může dosáhnout až desetinásobku jmenovitého proudu transformátoru. Mnou měřené vzorky bezpečnostních oddělovacích transformátorů ovšem vykazovali nárůst téměř padesátinásobný. Podstatný vliv má nejen okamžik připojení k síti, ale také remanentní indukce. Její maximální hodnota dosahuje pro jádra z orientovaných transformátorových ocelí Eo8 – Eo12, které se dnes zpravidla používají pro výkonové transformátory, téměř hodnot saturace. Při praktickém provozu však nemůže remanentní indukce překročit maximum pracovní indukce stroje. Snížení pracovní indukce je tedy jedna z možností jak omezit velikost proudu při přechodovém jevu ovšem na úkor hmotnosti a velikosti stroje. Na druhou stranu je tato varianta velice účinná, protože každé snížení indukce se projeví hned dvakrát – dojde ke snížení maxima indukce v ustáleném stavu a zároveň k snížení maximální možné remanentní indukce. Proudový impuls při připojení stroje k síti také účinně omezuje, a podle předchozího odvození zkracuje přechod do ustáleného stavu, velikost odporu vinutí transformátoru a jeho rozptylová indukčnost. To je případ malých transformátorů, kde je vinutí provedeno slabším a delším vodičem, a také transformátorů v energetice, kde se na omezení proudu podílí také poměrně veliká impedance připojovacího vinutí. 4. Experiment Měření bylo provedeno na oddělovacím bezpečnostním transformátoru SVED Liberec RJV1,6 s parametry: Vyrobeno podle: Zdánlivý výkon: Vstupní napětí: Výstupní napětí: Třída izolace: Jádro: Materiál jádro:
ČSN EN 61558 1600 VA 230 V 230 V E UI 180 Eo11
Stroj byl před každým měřením demagnetován pro odstranění remanentní indukce jeho jádra. Vlastní připínání bylo provedeno triakem ovládaným mikrořadičem. Výsledky dvou extrémních případů jsou na obrázcích 2 a 3. Proudový impuls na obrázku 3 dosahuje 300 A. U měření bez demagnetizace jádra byli naměřeny hodnoty až 380 A.
-135-
300 250 200 150 100
U1 V 0 1*
Wb
50 0 50 100 150 200 250 300 350
0000000 0 0 0 0 0 00 00 00 00 00 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00 00 00 00 0 0 000000000 0 0 00 00 00 00 0 0000000 0 0 0 0 00 000000000000 0 00 0 0 0 0 0 0 0 00 00 00 00 000 0 0 0 0 0 00 0 00 00 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00 0000000 0 0 0 00 00 00 00 00 0 0 00 00 00 0 0 0 00 00 00 00 00 00 0 00 0 0 0 0 0 0 0 000 0 0 0 0 0 00 00 00 00 00 0 0000000000 0 000000000000 000000000000 0 00 00 00 00 00 0 0 000000000 0 0 0 0 00000 000000 0 000000000 000 0 0 0 0 0000000 0 000000 00 00 00 00 00 000 0 0 0 0000000000 0000000000 00000 0 0 00000000000 00000 0 0 000 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00 000000 0000000000 0 0 00 00 00 00 0000000000 0000000000 0000000000 00 0 0 0 0 0 00 00 00 00 00 00 00 00 0 000000000 00000 000000000 0 00 00 00 00 00000 0 0 0 0 00 00 0 00 00 00 00 0 0 0 00 000 0 0 0 000 0 0 0 000000 0 00 0 0 0 00000000 0 00 0 0 0 0 00 00000000 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00000 00000 00000 0 0 0 00 00 0 0000000000 0000000000 0 00 00 00000 000 0 0 0 00000 000000000 000000000 0 0 0 00 0 00 00 00 00 00 00 00 00 00 0 0 00000000 000000000 000 0 0 0 000 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00 00 00 00 0000000000 0 00 00 00 00 00 0000000000 00 00 00 00 00 0 0000000000 0000000000 00000 00 0 0 0 0 0000000000 000 0 0 0 0 00 00 00 00 00000 000000000 00000 0000 0000 0 0 00 0 0 0 0 00 0 0 0 00 00 00 00 00 00000 00 00 00 00 00 0000000000 00000 000000000000000000000000000000000000000000000000 00 00 00 00 00 0000000000 00000 0000000000 00000 0 00 00 00 00 00 00 0000000 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00000000 0 00 00 00 00 0 000 0 0 0 000000000 000 0 0 0 00 00 00 00 0 00 0 0 0 0 00000 0 0 00000 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00000 00000 00000 00000 00000 00000 0 0 0 0000 00000 0 0 0 0 00 0 00 00 00 00 0 00000000 0000000000 0000000000 0000000000 0000000000 0000000000 00000000 0 00 0 0 0 0 000 0 0 0 00000 000 0 0 0 00000 000 0 0 0 00000 0 00000000 00 0 00 00 00 0 00 0 0 0 0 00 00000000 00 0000000 00 00000000 00000000 00 00000000 00 0 0 0 0 00 00 00 00 0 00 0 0 0 0 0 00000000 0000000000 00000000000 0 00 00 00 00 0 00000 0000000000 0 00 00 00 00 0 0000000000 00 0 0 0 0 0 0 0 000 000000000 000000000 00000 000000000 0 00000000 000000000 00 00 00 00 00 000 0 0 0 00 00 00 00 00 000 0 0 0 00 00 00 00 00 000 0 0 0 00 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00000 0 00000 00000 00000 00000 00000 0 00 00 00 000 0 0 0 0 00000000 000000000 000000000 000 0 0 0 0 00 00 00 00 00000 0 00000000 0000000000 000000000 0000000000 0 0 0 000 000 0 0 0 000000000 000 0 0 0 00000 0 0 0 00 00 00 00 0000000000 0 00 00 00 00 0 00000000 00 00 00 00 00 00 0 0 0 0 00 00 00 00 00 0 0 00 00 00 00 0 00 0 0 0 0 00 00 00 00 0 0 00000000 0 00 00 00 00 0000000000 00000 0000000000 00 00 00 00 0 0 0000000000 0000000000 0 0 0 00 00 0000000000 000 0 0 0 000 0 0 0 000 0 0 0 0000000000 0 00000000 00 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 000000 00000 00000 0 0 000000 0000000000 0 00 00 00 00 0000000000 0 00000000 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00000 0000 00000 000 0 0 0000 00 00 00 00 00 0 0 0 0 0000 0000000000 000 0 0 0 00000 0 0 000 0 0 0 0000000000 0000000000 000 0 0 0 00 00 00 00 00 0 0 00 00 00 00 00 0000 0000000000 0000 0 00 00 00 00 00 0000000000 00 000000 0 0 0 00000 000 0 0 0 0 00 00 00 00 0 00 00 00 00 0 0 00 00 00 00 0 0 0 000 0 00 00 00 00 00 0 00 0 0 0 00 0000 0 00 00 00 00 00 000 0 00 0 0 0 0 00000 0 0 0 0 00 00 00 00 00 0 0 0000000000000000 0 00 00 00 00 00 0 000000000000 0 00 0 00 00 00 0 0 0 00 0000000000000 0 0 0 0 0 0 0 0 00 00 00 00 00 0 000000 0 00 00 00 00 00 0 0 00 00 00 00 00 0 0 0 00 00 00 00 0 0 00 0 0 0 00 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00000000 000000000000 00000000000000 0000000 00000000 00000000 0 0 0000000000000 0 0 0 00000000000000000000000 0
U1 V 1 A
0 01*
Wb
400 450 0 01
0
0 01
0 02
0 03
0 04
0 05
0 06
0 07
0 08
s
připojení transformátoru k síti ve ϕ = 90 o , φ r =& 0 300 250 200 150
U1 [V], 0.1*fi [Wb]
100 50 0 -50 -100 -150 -200 -250 -300 -350 -400
00000000 0 0 00 00 00 00 00 00 00 00 0 0 0 0 0000000000 0 0000000000000000000000000 0 0 00 00 00 00 00 0 0 0 0 00 00 00 00 00 00 0 0 00 00 00 00 00 0 0 0 00 00 00 00 0 0 0 00 00 00 00 00 0 0 00 00 00 00 0 0 000000000000 0 00 00 00 00 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0000000000000 000000 0 00 00 00 00 00 0 00000 0 00 00 00 00 00 00000 0 000000000000 0 0 0 00 00 00 00 00 00 0 0000000000 0 00 0 0 0 0 00000000000000 0 00000 0 0 0 00 000 000 000 000 0 0 0 0 0 000 0 00 00 00 00 00 0 0 00 00 00 00 0 00 00 00 00 00000000000000 0 000 00 00 00 0 000000000 00 00000000000000 0 00 00 00 00 00 00 000000000 0 0 0 0 0 0 0 0000000000 0 0 00 00 00 00 0 0 0 0 000 0 00 00 00 0 0 000000000 0 00000000000000 00000000000000 000 0 0 0 0 00 0 0 0 0 0 00000 00 000 000 000 000 00000 00 00 00 00000000 0000000000 00000000 000 00 00 00 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00 00 00 00 00 0000000000 0000000000 00 000 000 000 000 0 00 000 000 000 000 0 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00000000000000000 00 00 00 00 00 00 00 000000000000000 00 0 0 0 0 000 0 0 0 00 0 0 0 0 0000 0000 00000 00000000000000 0000000000 00000000000000 0000000000 000 000 000 000 00 00000000000000 00 0000000000000 0 0 0 000 0 0 0 00000 000 0 0 0 00000 000 0 0 0 000000000 00000 000000000 0 00 00 00 00 000000000 000000000 00000000000000 000 0 0 0 0000000000 0000000000 000 0 0 0 0000000000 000 0 0 0 00 00 00 00 00 00000000000000 0000 00000000000 000 0 0 0 00000000000000 000 0 0 0 00000000000000 0 000 0 0 0 0000 0 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00000000000000000 000000000 0000000000 000 0 0 0 00 0 0 0 0 000 0 0 0 0 00000000 00000000000000 00000 00000 00000 00000 0 0 0 0 00 00 0 0000000000000 0 000000000000 0000000000000 0 00000000000000 000000000000000 0 00 00 00 0 0 0000 0 0 0 000 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00000 00000 0000 0000000000 0 00000 00000 0000000000 00000 0000000000 0000000000 000 0 0 0 0000000000 00 000 000 000 000 0 00 000 000 000 000 0 0000000000 000000000000000 000 0 0 0 000 0 0 0 00000000000000 000 0 0 0 0000 00000 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 000000000000000 00000000000000 00 000000000 00000000000000 00000 00 00 00 00 00 00 00 00 00000 0000000000 0000000000 0000000000 0000000000 0000000000 0000000000 0000000000 0000000000 0000000000 0 00 00 00 00 0 0000000000 00 000 000 000 000 00 00 000 000 000 000 0 00000000000000 00000000000000 00 000 000 000 000 0 0000000000 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0000000000 00000 0000000000 00000 0000000000 00000 0000000000 0000000000 0000000000 0000000000 0000000000 0000000000 0000000000 0000000000 0000000000 0000000000 0000000000 00 000 000 000 000 0 0000000000 00000000000000 0000000000 00 000 000 000 000 0 00 00 00 00 00 00 0000000000000 0 0000000000 00000 0000000000 000000 0000000000 00000 0000000000 00000 00 00 00 00 0 0 00 00 00 00 0 0000000000 0000000000 0 0000000000 0 00 00 00 00 00 0000000000 00000000000 0000000000 0000000000000000 00000000000 0000000000000000 0000000000 0 0 000 000 000 000 00 00 00 00 00 00 00 000000000000000 0 0 0 0 0 0 0000000000 000000 0000000000 0 0 0000000000 0 0 00 00 00 00 00 0 0 000000000000 00 000 000 000 000 0 0000000000 0 000000000000 0 0000000000000000000 000000000000 0 0 0 00 00 00 00 00 00 0 0 00 00 00 00 00 00 0 00000000000000 0 0000000000 0000000000000000 0 0 000000000000 0 0 00 00 00 00 00 00 0 0 0 00000000000000000 0 0 0000000000 0 0000000000 0 00 0 00 00 00 00 0 0 0 000000000 0 0 0 0 0 0000000000 0 00 00 00 00 00 0 0 000000000000 0 0 00 00 00 00 00 0 000000000000 0 0 0 0 000000000000 0 0 0 00 00 00 00 00 00 00 00 00 0 0
-450 -0,01
U1 [V] I1 [A]
0.01*fi [Wb]
0
0,01
0,02
0,03
0,04
0,05
0,06
0,07
0,08
t [s]
připojení transformátoru k síti ve ϕ = 0 o , φ r =& 0 5. Možnosti omezení proudu při přechodovém jevu Snížení pracovní indukce stroje – jak bylo výše uvedeno je velice účinná metoda. Dojde ovšem k zvětšení a zdražení celého stroje.
-136-
Odporový softstart – do série s primárním vinutím se zařadí rezistor, který je za určitý časový interval překlenut stykačem. Za dobu chodu přes rezistor musí dojít k odstranění vlivu remanentní indukce. Sérově řezený NTC nebo PTC termistor – je obdobou odporového softstartu s tím, že hodnota odporu se mění plynule. Termistory PTC se, ze svého principu, dokonce přizpůsobuje aktuálnímu zatížení. Je nutné počítat s tím, že v obvodu primárního vinutí trvale zůstává zařazen rezistor, byť po ohřátí (NTC) nebo zchladnutí (PTC) s malou hodnotou, který způsobuje přídavné ztráty a změkčuje přenos transformátoru. Sofstart s fázovým řízením spínacího prvku – omezuje efektivní hodnotu napětí a tím i proud při připínání stroje k síti. Nárůst napětí se volí tak, aby za stejnou dobu došlo k odeznění vlivu remanentní indukce. Pro transformátory lze navrhnout specielní průběh generovaného napětí, tak aby se zkrátila doba připínání. Princip spočívá v úmyslném zmagnetování jádra v jednom směru a poté k připojení stroje k síti. Úhel připnutí se volí tak, aby stejnosměrný magnetický tok, který vznikne při něm vznikne, byl po připojení opačný a vykompenzoval tak úmyslně vytvořený magnetický tok. Připojení stroje v okamžiku vypočteném podle změřené remanentní indukce – toto je nejdokonalejší řešení, bohužel také technicky nejnáročnější. 6. Závěr Z uvedeného odvození a diskuse vyplývá, že je možné konstruovat transformátory s pracovní indukcí blížící se nasycení. V tomto případě je třeba často řešit jejich připínání k napájecí síti a zamezit přesycení magnetického obvodu. V součastné době se zabývám návrhem softstartéru s řízeným spínacím prvkem a jeho optimalizaci pro rychlé připínání transformátorů k napájecí síti. 7. Literatura Faktor Z., Transformátory a cívky, BEN – technická literatura, Praha 1999, ISBN 80-8605649-X Fetter F., Obecná elektrotechnika pro strojní inženýry, SNTL/SVTL, Praha 1967, ISBN 04538-67 Orientovaný transformátorový pás, Moravské tiskařské závody, Ostrava 1979, katalog Válcoven plechy Frýdek-Místek ABSTRACT: TRANSIENT PHENOMENON ON TRANSFORMERS DURING SWITCH ON PHASE; This article contains the math background of the transient phenomenon which occur during switch on phase of transformers. The methods how to dealt with are discussed too.
-137-
MECHANISMUS POŠKOZENÍ LOŽISKA ELEKTRICKÝM PROUDEM Miroslav Patočka Vysoké učení technické v Brně, Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií, Ústav výkonové elektrotechniky a elektroniky, Technická 8, 616 00 Brno ANOTACE: Článek se zabývá problematikou parazitních ložiskových proudů v elektrických strojích. Důraz je kladen na fyzikální mechanismus poškození ložiska průtokem elektrického proudu. Jsou uvedeny experimentální výsledky, na jejichž základě je formulována hypotéza mechanismu poškození, která je poněkud odlišná od běžně přijímané představy elektrického průrazu tenké vrstvy maziva na povrchu valivé dráhy ložiska. 1. Úvod V období posledních 15-ti let, kdy jsou hromadně používány tranzistorové měniče, narůstá problém poškození ložisek elektrických strojů vlivem parazitních ložiskových proudů. Ložiskové proudy mohou vzniknout v důsledku dvou odlišných fyzikálních jevů. Lze hovořit o vf. kapacitních proudech nebo nf. induktivních případně i vf. induktivních proudech. Z hlediska poškození ložiska je destruktivní účinek těchto proudů téměř rovnocenný. Nezdá se, že některý z uvedených typů je škodlivý méně než ostatní. V tomto článku budou shrnuty výsledky experimentálních prací, které kromě jiného snad přispějí i k objasnění fyzikálního mechanismu vlastního poškození ložiska.
u (t)
(t) Obr. 1 : Princip dvoukanálového snímání napětí a proudu na ložisku osciloskopem. Napětí u(t) je snímáno z vnitřního kroužku ložiska přes kluzný kontakt. Měřicí země osciloskopu je totožná s nepohyblivým vnějším kroužkem ložiska. 2. Experimentální uspořádání Experimenty byly velmi podrobně prováděny na stejnosměrném stroji s cizím buzením, napájeném z tranzistorového měniče. Stroj byl k tomuto účelu speciálně upraven, měl izolovány vnější ložiskové kroužky obou ložisek od ložiskových štítů. Izolační vložku bylo možno přemostit (zkratovat) vodičem podle Obr.1. Jedině tímto způsobem je možno snímat osciloskopicky skutečný proud tekoucí ložiskem, protože zkratovací vodič je možno provléci měřicí proudovou sondou. Druhým kanálem osciloskopu je možno snímat současně napětí na ložisku, způsobené průchodem proudu. Jedná se o napětí mezi vnějším a vnitřním kroužkem
-138-
ložiska, tedy o napětí „na kuličkách“. Snímací kontakt na vnitřním kroužku musí být kluzný (ložisko se při měření točí). Kluzný kontakt musí být velkoplošný a robustní (nesmí odskakovat). Měření bylo provedeno těmito přístroji: Osciloskop HP 54645A, 100MHz, 200Ms/s, 1MB obrazová paměť Proudová sonda Tektronix A6303, 100A / 0 - 15MHz, Proudová sonda Tektronix A6312, 20A / 0 - 100MHz 3. Experimentální výsledky Typický dvoukanálový záznam napětí a proudu ložiska je uveden na Obr.2. Z obrázku je vidět, že oba průběhy jsou téměř dokonale shodné. Nabízí se jediná možná fyzikální interpretace: ložisko se chová jako lineární činný odpor, pro který platí Ohmův zákon ve tvaru u (t ) = R i (t )
(1)
V žádném případě nelze naměřený průběh interpretovat jako elektrický průraz tenké tukové vrstvičky ve smyslu jiskrového výboje, tak jak je uváděno často v literatuře. Např. bývá vlastní tuková vrstva nahrazována paralelní kombinací rezistoru, kondenzátoru a spínacího kontaktu. Spínací kontakt symbolicky představuje „průrazovou cestu“ jiskrového výboje. Prohlédneme-li velmi podrobně Obr.2, vidíme, že k elektrickému výboji zde nedochází. Ten by se musel projevit tím, že v určitém časovém intervalu by došlo ke „skokovému“ poklesu napětí při současném „skokovém“ nárůstu proudu. Takový jev nebyl autorem nikdy pozorován a to při libovolném časovém rozlišení osciloskopu v rozmezí ms, µs i zlomků µs. Přičemž „hoření oblouku“ trvající pouhé jednotky µs nebo dokonce zlomky µs je z fyzikálního hlediska tak jako tak velmi nepravděpodobné. Je třeba zdůraznit, že podobných oscilogramů bylo naměřeno více, na různých typech ložisek, mazaných různými typy maziv (i suchá nemazaná ložiska). Výsledek byl vždy podobný, pokud bylo měření provedeno pečlivě. Je pravda, že při velmi malých signálech mohou být průběhy napětí i proudu deformovány přítomností rušivých signálů, např. rozptylové toky motoru mohou rušivě působit na proudovou sondu (v tomto smyslu není použitá sonda neomylná). Velmi též záleží na provedení třecího kontaktu, kterým je snímáno napětí z vnitřního otáčejícího se kroužku ložiska. Měření musí být totiž uskutečněna na běžícím motoru. Bylo totiž experimentálně zjištěno, že odpor ložiska - zpětně určený z oscilogramů podle rovnice (1) - závisí velmi výrazně na otáčkách motoru. Příklad závislosti odporu ložiska na otáčkách pro dvě velikostně podobná ložiska je uveden na Obr.3. Je vidět, že odpor obou ložisek prudce vzroste již při malé rychlosti a pak je již přibližně konstantní. Ačkoli se jedná o ložiska podobné velikosti, jejich odpor se liší řádově.
-139-
Obr. 2 : Příklad průběhu napětí a proudu na ložisku. Experimentálně bylo zjištěno, že odpor ložiska závisí kromě otáček na mnoha dalších faktorech: • Radiální síla působící na ložisko. • Axiální síla působící na ložisko. • Stupeň předchozího poškození ložiska. • Typ maziva. • Teplota.
-140-
Závislost odporu na otáčkách ložisko A 6 5
R [Ohm]
4 3 2 1 0 0
500
1000
1500
2000
ot/min
Závislost odporu na otáčkách ložisko K 50 45 40 R[Ohm]
35 30 25 20 15 10 5 0 0
500
1000
1500
2000
ot/min
Obr. 3 : Příklad závislosti odporu ložiska na otáčkách. Pro dvě různá, ale velikostně podobná ložiska. Velmi zajímavé je též chování ložiska v klidu při nulových otáčkách. Zde není odpor zcela nulový (jak zjednodušeně vyplývá z Obr.3). Odpor je velmi malý, jeho velikost závisí na všech předchozích jmenovaných faktorech, ale navíc závisí na poloze i na čase (v rámci sekund až minut). S rostoucím časem odpor stojícího ložiska vždy klesá. Jev lze vysvětlit tak, že viskózní vrstva tuku se postupně vymačkává z prostoru mezi kuličkou a kroužkem, dochází k lepšímu elektrickému kontaktu a tudíž odpor klesá. Při přesném rozboru napětí a proudu z Obr.2 je vidět, že se ložisko chová jako téměř dokonalý lineární odpor. Je třeba zdůraznit, že takto se obvykle chovají ložiska, jejichž oběžné dráhy i mazací tuk byly již delší dobu devastovány kapacitními proudy.
-141-
Naproti tomu však byly zaznamenány i průběhy, kde se sinusové kmity napětí velmi přesně opožďují o 90° za sinusovými kmity proudu, což lze interpretovat jedině tak, že ložisko se chová jako ideální kapacitor (např. 30 nF bez jakékoli odporové složky!). Chovají se tak občas ložiska nová, s čerstvým hodně viskosním tukem. Jedná se tedy o kapacitu tenké tukové vrstvy. Znamená to, že u takového ložiska nedochází za pohybu (!) k přímému styku kuliček s oběžnou dráhou. Vlastní tuk je ještě nový, čistý a neobsahuje žádné vodivé nečistoty. 4. Interpretace výsledků Při experimentálně potvrzeném poznatku, že starší poškozené ložisko se chová jako lineární elektrický odpor, lze vyslovit tuto domněnku: Mezi kuličkou a kroužkem teče proud pouze několika nepatrnými kontaktními ploškami vytvořenými v místech mikroskopických vyvýšenin v nerovném povrchu, případně napříč vodivou nečistotou podle Obr.4. Celková plocha těchto paralelně zapojených mikrokontaktů je tak malá, že proudové hustoty dosahují velkých hodnot (odhadem až desítky A/mm2 ? nelze říci přesněji, navíc počet a velikost kontaktních plošek se mění během života ložiska).
l
tuková vrstva l: E=U/l U = 0,2V (?) l = 2 m (?)
vodivá nečistota
mikrokontakt: průměr Φ = 1 až 5µm (?) plocha S = 8 × 10-7 až 2 × 10-5 mm2 (?) proudová hustota σ = desítky A/mm2 (?)
Obr. 4 :
Vznik mikrokontaktů - detail.
Tyto mikrokontakty nutně vykazují napěťový úbytek při průchodu proudu, tudíž vykazují i celkový elektrický odpor zjistitelný experimentálně. Veliké proudové hustoty způsobují lokální přehřátí a natavení oceli. Při následném odtrhu kuličky dojde pravděpodobně jednak ke vzniku mikrokráteru a jednak ke spálení maziva a vzniku tuhého kousku spáleniny. Autor se domnívá (na základě oscilogramů zobrazujících současně proud i napětí ložiska), že v ložisku nedochází ke vzniku oblouku ve smyslu elektrického průrazu tukové vrstvy. I z číselných údajů na Obr.4 plyne, že intenzita el. pole v tukové vrstvě pravděpodobně nemůže dosáhnout průrazného napětí. Napětí na rozpojovaném nebo spojovaném kontaktu (tj. na ložisku) je totiž stále velmi malé - ostatní paralelní bodové kontakty tvoří trvalý „zkrat“. Při pohybu kuliček neustále současně vznikají a zanikají nové mikrokontakty, jejich počet však musí být ve střední hodnotě stále stejný (pro danou
-142-
rychlost). Při vyšší rychlosti bude střední počet kontaktů klesat (tuková vrstva se vlivem své setrvačné hmoty nenechá vytlačit z dráhy). Menším počtem paralelních kontaktů lze pak vysvětlit zvyšování odporu s rostoucími otáčkami, viz Obr.3. Naopak stojící ložisko bude mít veliký počet kontaktů a tudíž velmi malý odpor. Počtem paralelních kontaktů lze pak vysvětlit i závislost odporu ložiska na mechanickém tlaku (v klidu i při pohybu) nebo závislost odporu na poloze i čase (pouze v klidu). Autor se domnívá, že vznik mikrokráterů je způsoben natavením vodivých mikrokontaktů a nikoli elektrickými průrazy tukové vrstvy. Lze tak lépe vysvětlit experimentální poznatky. Odborníci firmy SKF navíc uvádějí, že tuhé zbytky spáleného maziva se hromadí na dráze a přispívají ke vzniku mechanických rezonančních kmitů kuliček, jejichž výsledkem je vznik typické „valchy“ v podobě příčných rýh na valivé dráze. V žádném případě se experimentálně nepotvrdilo, že valcha vzniká „vyjiskřením“ oběžné dráhy v rytmu spínacího kmitočtu tranzistorového měniče. Je velmi zajímavé, že valcha vzniká především na vnějším kroužku ložiska, nikoli na vnitřním. To zvyšuje podezření, že mechanické jevy hrají při poškození ložiska velmi významnou roli a nelze zkoumat izolovaně pouze jevy elektrické. 5. Závěr Uvedené experimentální výsledky svědčí o tom, že problematika poškození ložiska elektrickým proudem je velmi složitá. Zdá se, že samotný fyzikální mechanismus poškození není doposud v literatuře uspokojivě objasněn. Navíc je zcela zřejmé, že rychlost destrukce valivé dráhy ložiska závisí velmi výrazně na mnoha jiných neelektrických vlivech uvedených výše. Problematiku poškození je tedy nutno řešit výrazně interdisciplinárním systémovým přístupem. Problematika byla řešena za podpory grantové agentury GAČR, v rámci projektu 102/01/1291 Diagnostika elektromagnetických vlastností elektrických strojů pomocí vibračních a akustických polí. 6. Literatura [1]
www.evolution.skf.com
ABSTRACT: THE PHYSICAL MECHANISM OF THE BEARING DAMAGE BY THE ELECTRIC CURRENT. The paper deals with the bearing damage by the electrical currents in the electrical machines. The experimental results are introduced. On the basis of these results the hypothesis of the bearing damage is created.
-143-
PŘÍMÉ A NEPŘÍMÉ METODY PRO SNÍMÁNÍ ČASOVÉHO PRŮBĚHU TOČIVÉHO MOMENTU ASYNCHRONNÍHO MOTORU Stanislav Gregora, Jaroslav Novák Univerzita Pardubice, Katedra elektrotechniky, elektroniky a zabezpečovací techniky v dopravě, Dopravní fakulta Jana Pernera, Studentská 95, 532 10 Pardubice ČVUT v Praze, Odbor elektrotechniky, Fakulta strojní, Technická 4, 166 07 Praha 6 ANOTACE: Příspěvek prezentuje několik metod pro monitorování průběhu okamžité hodnoty točivého momentu elektropohonu. Jedná se o metody založené na přímém měření točivého momentu pomocí tenzometrických snímačů. Tyto metody jsou použitelné nejen u asynchronních strojů. Dále jsou uvedeny možnosti nepřímého zjišťování točivého momentu asynchronního stroje výpočtem matematického modelu v reálném čase. 1. Úvod Zjišťování průběhu okamžité hodnoty točivého momentu v elektrickém pohonu je relativně náročným technickým problémem. Na trhu jsou k dispozici snímače točivého momentu od různých výrobců, které pracují na různém principu s tenzometrickým můstkem. Pomocí těchto snímačů lze získat kvalitní informaci o točivém momentu. Tyto snímače však nejsou často dostatečně odolné proti přetížení. Navíc je cena těchto snímačů vysoká, je třeba je doplnit nákladnou vyhodnocovací aparaturou a při poškození jsou špatně opravitelné. Zároveň jsou použitelné především jen v laboratorních podmínkách, nikoli však v instalovaných, např. průmyslových pohonech. První část příspěvku se zabývá několika relativně jednoduchými a nenákladnými metodami přímého zjišťování točivého momentu. Tyto metody vyžadují speciální úpravu pohonného soustrojí a jsou vhodné pro laboratorní podmínky. Lze je využít např. při studiu průběhu točivého momentu při rychlých přechodných dějích v elektrických pohonech, při vyšetřování pulsací točivého momentu vlivem časových a prostorových harmonických v elektrickém stroji, při zjišťování vlivu PWM u frekvenčních měničů na točivý moment stroje atd. Druhá část příspěvku je věnována nepřímým metodám zjišťování průběhu točivého momentu výpočtem matematického modelu asynchronního stroje v reálném čase. Velkou výhodou těchto metod je, že není nutno zasahovat do konstrukce soustrojí a jsou využitelné i v podmínkách reálného nasazení elektropohonu či v případě, že není možno zasáhnout do konstrukce stroje, např. v případě motorů s integrovanou převodovkou. 2. Metody pro přímé zjišťování točivého momentu Problematika přesného přímého zjišťování a monitorování průběhu točivého momentu, jak bylo uvedeno, je jedním z náročných technických problémů, kterému se věnuje ve světě několik specializovaných výrobců, kteří jsou schopni vyrobit moderní snímací prvky a nejnovější poznatky z tohoto výzkumu jsou pro uživatele obtížně dostupné. To byl jeden z důvodů, proč jsme se zaměřili na řešení této problematiky. V našem případě šlo tedy o problematiku zvládnutí snímání velmi rychlých změn momentu, probíhajících v tisícinách sekundy, bez hystereze, která by skutečnou hodnotu momentu zkreslovala a současně bylo dosaženo požadované přesnosti. Z teoretických i praktických poznatků přichází tedy v úvahu využití deformačních metod. Ty spočívají v tom, že bude-li se působit silovým účinkem na geometricky a materiálově definované těleso, které bude vystupovat jako siloměrný člen,
-144-
dosáhneme jeho deformace.Technickým úkolem je pak tuto deformaci co nejpřesněji změřit.Tyto požadavky pak kladly nároky zejména na výběr vlastních snímacích elementů. Po rozboru dané problematiky jsme se rozhodli pro aplikační užití polovodičových tenzometrů, které mají řadu předností ve srovnání s předchozími generacemi metalických drátkových nebo foliových tenzometrů. U polovodičových tenzometrů lze například dosáhnout až šedesátinásobné deformační citlivosti a dovolují i přímé měření bez zesilovačů. Rovněž jejich mnohonásobně vyšší prahová citlivost umožňuje měřit deformace kovů již od miliontiny mm. Křemíkové tenzometry vynikají i dalšími vlastnostmi. Vedle malých geometrických rozměrů, korozní odolnosti vynikají stálostí. Monokrystalický křemík je do 3100C dokonalým pružným materiálem bez měřitelné hystereze. Malou hysterezi (řádu setin % z celkové měřené hodnoty deformace) u tenzometrických zařízení způsobuje pouze spojovací hmota - lepidlo, na kterou jsou rovněž kladeny vysoké nároky. Rovněž únavová životnost je u těchto tenzometrů vyšší než u kovových. Na obr. 1 je znázorněná únavová křivka námi užívaných křemíkových tenzometrů namáhaných souměrnou střídavou deformací. Hodnoty byly naměřeny ve spolupráci výrobce VTS Zlín a zkušebního leteckého ústavu v Praze.
Zatěžovací cykly Obr.1 Únavová křivka křemíkových tenzometrů
Obr. 2 Možnosti umístění tenzometrů Tyto uvedené přednosti pak byly rozhodující při naší volbě snímacího zařízení. Cílem bylo navrhnout a ověřit různé alternativy snímání, vhodné pro různá technická řešení. Na obr.č. 2 jsou pak zobrazena navržená technická řešení snímacích zařízení, která pak byla aplikačně použita na jednotlivých pracovištích. Tyto snímače využívají změny odporu, jež je způsobená změnou geometrických rozměrů (deformací). Poměrně malé deformační změny, jež vznikají vlivem ohybového nebo kroutícího momentu, respektive tlakové síly, které jsou vyvolané působícím kroutícím
-145-
momentem pohonu se projeví jako změna odporu snímacího tenzometru, kterou lze možno vyjádřit vztahem ∆R/R=K.ε (vztah přibližně platí pro limitní hodnotu ( ε ≤ +− 5.10 −4 ). Tuto změnu odporu je nutno změřit, převést na vhodný signál, který případně upravíme (zbavíme nežádoucího zkreslení,vliv teploty atd.) a převedeme pomocí převodní konstanty na hodnotu momentu. První alternativa řešení byla aplikována na snímání točivého momentu programově řízeného asynchronního dynamometru. Otočně uložený stator přenáší kroutící moment na deformační člen (nosník), který je namáhán v místě deformačního průřezu ohybovým momentem Mx jehož velikost vypočteme ze vztahu: M x M max (1) = b l Mo=Mk
b l
Obr. 3 K vysvětlení rovnice (1) a dimenzi deformační části (deform. průřez) vypočteme ze vztahu mezi mechanickým napětím a deformací (Hookův zákon): M 1 (2) σ = E.ε = x kde W x= b.h 2 Wx 6 kde M je kroutící moment [Nm] b, h geometrické rozměry[m] σ napětí v materiálu[MPa] E modul pružnosti materiálu [MPa] ε poměrná deformace [m/m] K součinitel deformační citlivosti R odpor volného tenzometru [Ω] ∆ R odporová změna [ Ω ] Varianty řešení ,,b“ jsme použili na snímání točivého momentu testovacího stavu automobilních alternátorů.Výhodnost tohoto konstrukčního řešení je u pohonů s řemenovým převodem. Princip snímání je u tohoto řešení stejný jako u varianty ,,a“. Varianta ,,c“ byla použita u rekonstruovaného zatěžovacího dynamometru. U tohoto řešení je deformační průřez přímo na hřídeli pohonu a řešení nevyžaduje žádné konstrukční zásahy jak tomu bylo v předchozích dvou řešeních.
Obr. 4 Umístění tenzometrů u variant d a c
-146-
T1
T2
T1
T2
mV R1
mV R2
T3
Inap (U nap )
T4
Inap (U nap ) T3 T4 T1 T2
Obr. 5 Umístění a zapojení tenzometrů Problematické je ovšem napájení a snímání signálu z rotující části. Na naší katedře se nyní pracuje na metodě bezdrátového spojení, kde přenos je realizován indukčně optickou cestou. Poslední alternativní řešení d) máme aplikováno na soustrojí AC/DC pohonu. Konstrukčně je to provedeno pomocí deformačních patek, na kterých jsou umístěny snímací tenzometry.Toto řešení opět nevyžaduje konstrukční přídavné změny. Problematická je citlivost na utahovací moment kotvících šroubů, čímž zanášíme nežádoucí ofset do měřícího zařízení. Rovněž problematické je obdobně jako u varianty ,,c“cejchování zařízení. Pohled na deformační nosník s nalepenými tenzometry pro variantu ,,a, b“a jejich alternativní zapojení pro vyhodnocení změny odporu je uvedeno na obr. 5. Nevýhodou polovodičových tenzometrů je poměrně značná teplotní závislost, kterou je nutno kompenzovat. To se provede tak, že se použije tenzometru s obráceným teplotním součinitelem, jež bude zapojen v protějším rameni můstku. 3. Metody pro nepřímé zjišťování točivého momentu V sériově vyráběných měničích frekvence se běžně využívá určování točivého momentu asynchronního stroje výpočtem z matematického modelu v reálném čase. Využívají se dva typy modelů: napěťový a proudový model. Do napěťového modelu vstupují průběhy okamžitých hodnot statorových napětí a proudů stroje, do proudového modelu vstupují průběhy okamžitých hodnot proudů statoru a mechanické otáčky rotoru. Použití proudového modelu dává předpoklady pro přesnější zjištění veličin stroje, jeho nevýhodou je však nutnost použití snímače otáček. Matematické modely asynchronních strojů používané v sériově vyráběných měničích jsou koncipovány především pro určování střední hodnoty vnitřního elektromagnetického momentu asynchronního stroje. To znamená, že se nepředpokládá podrobné studium zvlnění točivého momentu. Navíc tyto modely neposkytují přesnou informaci o momentu na hřídeli, neboť se u těchto modelů zanedbává zejména vliv ztrát v železném magnetickém obvodu. V rámci naší výzkumné činnosti jsme sestavili matematický model asynchronního stroje pracující v reálném čase, který poskytuje průběh okamžité hodnoty momentu, na základě kterého je možno studovat jeho vyšší harmonické složky. Model počítá okamžité hodnoty vnitřního elektromagnetického momentu, což je veličina dobře kontrolovatelná teoretickým výpočtem. Dalším výstupem modelu bude střední hodnota momentu, kde bychom chtěli dosáhnout co největší shody s hodnotou mechanického momentu na hřídeli stroje. Tohoto
-147-
zpřesnění bychom chtěli dosáhnout zejména respektováním vlivu ztrát vířivými proudy, ztrát hysterezních a ztrát mechanických. Východiskem je proudový model asynchronního stroje. Volba proudového modelu byla ovlivněna zejména tím, že při měření napětí při použití napěťového modelu by mohlo docházet ke zkreslení signálu vlivem časových konstant čidel. Tato skutečnost by se projevila při napájení asynchronního stroje z polovodičového měniče, kdy se vyskytují velké strmosti nárůstu a poklesu napětí. Při použití napěťových modelů v sériově vyráběných měničích tento problém odpadá, neboť řídící procesor měniče určuje okamžité hodnoty statorových napětí z měřené hodnoty na vstupu výstupního DC/AC měniče a ze známé konfigurace sepnutí polovodičových prvků měniče. Proudový model, ze kterého v naší práci vycházíme, pracuje v souřadnicové soustavě α, β. Složky magnetického toku rotoru Ψ2α , Ψ2β jsou počítány ze vztahů, které vycházejí z napěťové rovnice pro rotorový obvod: d Ψ 2α L ⋅R R (3) = p p ⋅ ω m ⋅ Ψ 2 β − 2 ⋅ Ψ 2α + h 2 ⋅ i1α dt L2 L2 d Ψ 2β L ⋅R R = − p p ⋅ ω m ⋅ Ψ 2α − 2 ⋅ Ψ 2 β + h 2 ⋅ i1β dt L2 L2
(4)
Dále se vyčíslí elektromagnetický moment podle známého vztahu: M=
L 3 ⋅ p p ⋅ h ⋅ (Ψ 2α ⋅ i1β − Ψ 2 β ⋅ i1α ) L2 2
(5)
Při žádném z výpočtů není využita filtrace, vnitřní elektromagnetický moment vypočítaný podle vztahu (5) v sobě nese i informaci o vyšších harmonických. Na přesnost výpočtu mají zásadní vliv dva faktory: přesnost parametrů využívaných v matematickém modelu – zejména hlavní indukčnost Lh a odpor rotorového vinutí R2 , a dále perioda výpočtu matematického modelu. Parametr Lh se adaptuje podle sycení magnetického obvodu, R2 lze adaptovat v některých případech podle oteplení. Pro dostatečnou přesnost výpočtu je třeba volit periodu menší než 100µs. Proto využíváme rychlý DSP. Na obr. 6 je průběh okamžité hodnoty vnitřního elektromagnetického momentu motoru se jmenovitým výkonem 3kW vypočítaný pomocí proudového modelu pomocí vztahů (3), (4) a (5). V průběhu momentu je nejvíce vyjádřena 6. harmonická, neboť motor byl napájen z polovodičového frekvenčního měniče. 10 M/Nm/
8 6 4 2 0 0
20
40
60
80
100
t/ms/
Obr. 6 Průběh okamžité hodnoty vnitřního momentu asynchronního stroje vypočítaný matematickým modelem Pro příklad je na obr. 7 uvedeno srovnání průběhu střední hodnoty vnitřního elektromagnetického momentu spočítané matematickým modelem s hodnotami točivého momentu na hřídeli M, který byl změřen dynamometrem.
-148-
Mc/Nm / -18,4 -13,5 -8,6 -3,7 0,6 6,1 11 15,6 20,8
30 20 Mc/Nm/
M/Nm / -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20
10 -30
-20
0 -10 -10 0
10
20
30
-20 -30 M/Nm/
Obr. 7 Průběh změřeného a vypočítaného momentu Nepřesnost matematického modelu asynchronního stroje je malá a projevuje se zejména v generátorickém režimu. Tato nepřesnost je dána především zanedbáním vlivu ztrát v železném magnetickém obvodu. Měření bylo provedeno na asynchronním motoru se jmenovitým výkonem 4,4kW. S rostoucím jmenovitým výkonem motoru se obvykle zvyšuje jeho účinnost a proto lze u motorů s vyšším výkonem očekávat snížení této nepřesnosti. 4. Závěr Na experimentálních stanovištích, kde byly realizovány tenzometrické snímače podle obr. 2 a) a 2 b), byly prováděny rozsáhlé zkoušky a úpravy. Snímače poskytují kvalitní údaje o střední hodnotě momentu. Při vyhodnocování průběhu okamžité hodnoty momentu bylo nutno řešit řadu problémů spojených s odstraněním elektromagnetického rušení způsobeného frekvenčním měničem pro asynchronní motor a s chvěním soustavy, které se přenášelo i na snímač. Snímače jsou dobře použitelné pro běžná měření i v dynamických stavech. V současnosti se pracuje na úpravách, které směřují k využití snímačů při podrobné analýze střídavých složek momentu a při měření ve vysoce dynamických stavech. Sestavený matematický model pro výpočet momentu asynchronního motoru poskytuje v současném stavu okamžitou a střední hodnotu vnitřního elektromagnetického momentu. Dále se chceme zaměřit na zpřesnění výpočtu zahrnutím vlivu ztrát v železném magnetickém obvodu a ztrát mechanických při výpočtu střední hodnoty momentu. V další fázi chceme porovnat a sladit výsledky monitorování průběhu točivého momentu pomocí přímých a nepřímých metod. Práce byly provedeny v rámci projektu GAČR č. 102/02/0459. 5. Literatura Švec J. a kolektiv, Příručka automatizační a výpočetní techniky, SNTL Praha, 1975 Firemní literatura VTS Zlín ABSTRACT: DIRECT AND INDIRECT METHODS - TORQUE INSTANTENOUS VALUES SENSING FOR ASYNCHRONOUS MOTOR Several methods for monitoring of instantaneous values responses of electrical drive torques are presented. The methods based on the direct torque measurements using tensometric sensors are considered. These methods can be used not only for induction machines. Furthermore, the possibilities of indirect evaluations of induction machine torques using real-time computation of mathematical model are given.
-149-
KVALITATIVNÍ POSOUZENÍ REGULAČNÍCH ZÁSAHŮ UŽÍVANÝCH PŘI DLOUHODOBÉM PŘERUŠENÍ DODÁVKY ENERGIE DO STEJNOSMĚRNÉHO OBVODU MĚNIČE Jiří Cibulka, Martin Pittermann, Karel Zeman Západočeská univerzita v Plzni, Fakulta elektrotechnická, Katedra výkonové elektroniky a regulační techniky, Univerzitní 8, 306 14 Plzeň ANOTACE: V příspěvku jsou popsány regulační zásahy (zablokování tranzistorů měniče, zadání záporného rotorového kmitočtu a následné uvedení pohonu do generátorického chodu), které jsou užívány při přechodovém ději (poruchovém stavu), který vzniká důsledkem dlouhodobého přerušení dodávky energie do stejnosměrného obvodu měniče. Při simulacích byla zanedbána magnetizační charakteristika motoru. Parametry simulovaných jevů odpovídají trolejbusu Škoda Controls 120 kW. 1. Úvod V dnešní době je většina trakčních pohonů tvořena asynchronními motory napájenými z napěťových střídačů . Při provozu těchto pohonů dochází k zajímavým přechodovým jevům. S ohledem na rozsah příspěvku, je v článku popsán pouze poruchový stav, který vzniká důsledkem dlouhodobého přerušení dodávky energie do stejnosměrného obvodu měniče. Parametry simulovaného jevu odpovídají trolejbusu Škoda Controls 120 KW. 2. Symboly užívané v textu Uvedené symboly představují okamžité hodnoty příslušných veličin. x a , xb , xc Xs
X sx
fázové hodnoty veličiny x prostorový vektor stat. veličiny X komplexně sdružený prostorový vektor Re{ X s }
X sy
Im{ X s }
us is ir Ψh uc
napětí statoru proud statoru přepočtený proud rotoru hlavní magnetický tok napětí na kondenzátoru ve ss. obvodu měniče u ind = dψdthx moment motoru
X
*
uind m
ωm ω pp fs fr |fr| L Lh C v1÷v6
• mechanická úhlová rychlost rotoru pp∗ωm → rychlost úměrná rychlosti dvoupólového stroje • počet polpárů kmitočet střídače f s − 2ω∗π rotorový kmitočet indukčnost hlavní indukčnost hodnota napětí kondenzátoru v ss. obvodu v1=1 → větev v1 střídače ve vodivém stavu (obr. 2) v1=0 → větev v1 střídače v nevodivém stavu
Tato práce byla vytvořena v rámci výzkumného záměru MSM 232200008
-150-
Dolní index Dolní index x,y x-ová a y-ová složka d,q prostorového vektoru dané veličiny v souřadném systému statoru s hodnota dané veličiny v obvodu statoru r hodnota dané veličiny w v obvodu rotoru
x-ová a y-ová složka prostorového vektoru dané veličiny v souřadném systému rotujícím rychlostí magnetického toku rotoru (ψrd=|ψr|; ψrq=0) požadovaná hodnota dané veličiny
3. Blokové schéma simulovaného pohonu
Principielní schéma simul. pohonu
Obvodové schéma střídače
Asynchronní motor je napájen z napěťového střídače jehož stejnosměrný obvod je připojen na trolej 600 V přes vstupní LC filtr. V okamžiku, kdy není trolej schopna odebírat energii, která je dodávaná do stejnosměrného obvodu měniče (při brždění pohonu), je tato energie mařena v pulzně spínaném odporu , což je zřejmé z obr. 1. Blokově naznačené regulační obvody zadávají požadovanou hodnotu amplitudy a kmitočtu statorových napětí Usaw, Usbw, Uscw. Například napětí motoru fáze a je tvořeno střídavým spínáním (jednotky kHz) větví střídače v1, v4, což je patrné z obr. 2 (proud sepnuté větve prochází buď tranzistorem nebo diodou). 4. Chování pohonu při přerušení dodávky energie do stejnosměrného obvodu měniče V průběhu poklesu napětí na kondenzátoru není proveden žádný regulační zásah do řízení pohonu Při přerušení dodávky energie v motorickém režimu pohonu, dochází prostřednictvím proudu Iss (viz obr.2) k rychlému vybití kondenzátoru ve stejnosměrném obvodu měniče. Napětí na kondenzátoru po přerušení dodávky energie do stejnosměrného obvodu střídače je dáno vztahem: t (1) 1 u c = u c (0) − ∗ ∫ I ss dt C 0 kde proud Iss je možno určit pomocí následující rovnice:
-151-
I ss = i sa ∗ v1 + i sb ∗ v 3 + i sc ∗ v 5
(2)
symboly v1, v3, v5 udávají vodivost jednotlivých větví měniče S poklesem napětí kondenzátoru (je pouze částečně kompenzován vazbou od napětí kondenzátoru, která způsobuje změnu spínání tranzistorů viz obr. 1) klesá i svorkové napětí motoru (viz obr. 3b). Důsledkem poklesu statorového napětí je pokles momentu a přechodné zvýšení statorového proudu (viz obr. 3c). Po obnovení dodávky energie je nutno pohon znovu uvádět do provozu. a)
b)
c)
Chování pohonu při přerušení dodávky energie bez zásahu do řízení Při poklesu napětí kondenzátoru na stanovenou hodnotu dojde k zablokování tranzistorů měniče Po vypnutí všech tranzistorů střídače (viz t=2.1s) se střídač změní v diodový usměrňovač. Energie nahromaděná v rozptylových indukčnostech statorového vinutí způsobí krátkodobý průchod statorového proudu přes zpětné diody střídače a kondenzátor. Působením napětí kondenzátoru proud statoru velmi rychle klesne na nulovou hodnotu (viz obr. 4a). Obvodem rotoru protéká po poklesu proudu statoru na nulovou hodnotu (t=2.1s) magnetizační proud o nulovém kmitočtu (viz obr. 4b proudy ira,b,c). Magnetický tok Ψh , buzený tímto proudem rotuje spolu s rotorem a jeho velikost relativně pomalu klesá (viz obr. 4c). Popsaným regulačním zásahem se zabrání vybití kondenzátoru a po obnovení dodávky energie lze dále provozovat pohon. V okamžiku obnovení činnosti střídače, při ještě existujícím magnetickém toku, je však nutné řízení střídače synchronizovat s indukovaným napětím motoru, jinak dochází k rychlému pootočení vektoru magnetického toku a ke vzniku nadproudů.
-152-
a)
b)
c)
Chování pohonu při přerušení dodávky energie (t=2.1 s) s následným zablokováním tranzistorů měniče Při poklesu napětí kondenzátoru na stanovenou hodnotu se uvede pohon do generátorického režimu Při poklesu napětí kondenzátoru na stanovenou hodnotu je zachována činnost střídače a pohonu je zadán záporný rotorový kmitočet (viz obr. 1). Tím se uvede motor do generátorického chodu, aby mohl dodávat malé množství energie to ss. obvodu měniče, potřebné k udržení napětí kondenzátoru přibližně na konstantní hodnotě . Při podrobnější analýze tohoto jevu provedené pomocí simulací (viz obr. 5, obr. 6, obr. 7) zjistíme, že přechod motoru do generátorického režimu je poměrně složitý jev, při kterém musí dojít k pootočení vektoru statorového proudu vůči vektoru magnetického toku (tedy ke změně polarity Isq, viz vztah (3)). (3) L L m = − 32 ∗ pp ∗ Re{jψ r ∗ i r* } = 32 ∗ pp ∗ h ∗ Re{jψ r ∗ i s* } = 32 ∗ pp ∗ h ∗ ψ r ∗ isq } Lr Lr Z nasimulovaných průběhů je patrné, že rychlost přechodu pohonu z motorického do generátorického chodu závisí na způsobu řízení střídače (průběhu zadávaného signálu fr). Při nevhodném způsobu řízení dochází k vybití kondenzátoru v ss. obvodu měniče (viz obr. 5 ). Na již zmíněném obr. 5 je znázorněn neúspěšný přechod motoru do generátorického chodu. V tomto případě byl při přerušení dodávky energie pohonu zadán záporný rotorový kmitočet úměrný požadovanému ustálenému stavu, ve kterém pohon dodává malé množství energie do obvodu kondenzátoru. Takto zadaný signál rotorového kmitočtu však nezajistí dostatečně rychlý pokles momentu motoru na nulovou hodnotu. a)
b)
Neúspěšný přechod pohonu do generátorického chodu po přerušení dodávky energie (t=2.1 s)
-153-
Při přechodovém jevu, znázorněném na obr. 6 je v okamžiku přerušení dodávky energie z troleje, krátkodobě nastaven velký záporný signál fr (-4.5, pro srovnání jmenovitá hodnota rotorového kmitočtu je 0.5 Hz) . Přechod motoru do generátorického režimu se tak značně urychlí. Je to způsobeno tím, že krátkodobě nastavená hodnota záporného rotorového kmitočtu zapříčiní „přibrždění” prostorového vektoru napětí vůči prostorovému vektoru magnetického toku (vektor 1. harmonické napětí motoru napájeného z napěťového střídače rotuje rychlostí ωsu=2∗π∗fs, ale vektor magnetického toku rotuje rychlostí ωsψ, která je v přechodných jevech rozdílná od rychlosti ωsu). Již zmíněné rychlé pootočení vektoru 1. harmonické napětí statoru vůči vektoru magnetického toku (viz obr. 7c) zapříčiní i rychlé pootočení vektoru statorového proudu (viz obr. 7d) a tedy i rychlý přechod motoru do generátorického chodu. Po poklesu momentu na nulovou hodnotu je nastaven signál fr (o stejné velikosti jako na obr. 5a), který je úměrný ustálenému stavu při kterém motor dodává do obvodu kondenzátoru malý výkon a dochází tak k pozvolnému nabíjení kondenzátoru v ss. obvodu. Na obr. 7d je vidět, že při přechodu motoru do generátorického chodu nedochází pouze k požadované změně proudu Isq, ale i k nechtěné změně proudu Isd. Je to zapříčiněno tím, že u napěťových střídačů regulujeme vektor statorového proudu prostřednictvím vektoru napětí. Zmenšení proudu Isd je však pouze krátkodobé a nezpůsobuje tedy výraznější změnu magnetického toku. a)
b)
Úspěšný přechod pohonu do generátorického chodu po přerušení dodávky energie (t=2.1 s)
a)
b)
c)
d)
Úspěšný přechod pohonu do generátorického chodu po přerušení dodávky energie (t=2.1 s); napájecí napětí motoru je harmonické
-154-
5. Závěr Přerušení dodávky energie (odskok sběrače od troleje) je u trakčních pohonů poměrně častým jevem. V okamžiku poklesu napětí na kondenzátoru na stanovenou hodnotu, je tedy možné buď zadat záporný rotorový kmitočet, nebo zablokovat všechny tranzistory střídače a následně pracně obnovovat činnost měniče (používáno u trolejbusu Škoda Controls 120 KW). Na první pohled by se tedy mohlo zdát, že technicky lepší a propracovanější varianta řešení je zadání záporného rotorového kmitočtu. Tento způsob řešení však není jednoduchý a může způsobovat problémy, které byly ukázány pomocí simulací na obr. 5,6,7. Nehledě na to, že tento regulační zásah je velmi obtížně využitelný při malé rychlosti vozidla, neboť dodávku výkonu do obvodu kondenzátoru lze uskutečnit pouze při velkém brzdném momentu, jak plyne z následující podmínky: M∗ωm − Pz > 0 kde M∗ωm představuje výkon na hřídeli motoru Pz je ztrátový výkon Další aspekt, který hovoří ve prospěch zablokovávání tranzistorů měniče je ten, že se při tomto způsobu řešení nemusí rozlišovat mezi zkratem na troleji a přerušením dodávky energie. U obou nežádoucích stavů stačí pouze vyhodnocovat pokles napětí na kondenzátoru v ss. obvodu měniče. 6. Literatura Zeman K.:Hlavní pohon trolejbusu s asynchronním motorem – simulace ustálených stavů a přechodných jevů, Výzkumná zpráva ZČU Plzeň č. 211-5-97, 104 stran Flajtingr J., Zeman K.: Hlavní pohon trolejbusu Škoda Controls, Celostátní konference technických universit a průmyslu Transfer 98, Praha, 111-112 Flajtingr J., Zeman K.: The induction motor drive for a trolley-bus, Proceedings of the 8th International Power Electronics & Motion Control Conference Prague 98, 6/210-213 Zeman K.: Dynamic Properties of Induction Motor Fed from Voltage Convertor, Acta Techn. CSAV 45, 353-364 (2000) ABSTRACT: A QUALITATIVE REVIEW OF THE CONTROL INTERVENTIONS USED IN A LONG-TERM INTERRUPTION OF AN ENERGY SUPPLY INTO A DC LINK OF A CONVERTER. The paper describes control interventions (a blocking of a converter transistor, a setting of a negative rotor frequency and a successive putting a drive into a generatoric operation), used during a transient process (a failure state) occurring as a result of a long-term interruption of an energy supply into a DC link of a converter. During simulations a magnetization characteristic of a motor was neglected. The parameters of the simulated phenomena correspond to the trolleybus Škoda controls 120kW.
-155-
ENERGETICKÁ NÁROČNOST JÍZDY VLAKU Zdeněk Němec, Radovan Doleček Univerzita Pardubice, Dopravní fakulta Jana Pernera, Katedra elektrotechniky, elektroniky a zabezpečovací techniky v dopravě, Studentská 95, 532 10
ANOTACE : Určování jízdy vlaku s optimální energetickou spotřebou je poměrně komplikovaným problémem. Příspěvek se věnuje obecným metodám určení energetické spotřeby, při kterých jsou předem nadefinovány fáze jízdy vlaku (rozjezd, výběh ...) na konkrétních úsecích trati. Na tuto část příspěvku navazuje popis počítačového programu umožňujícího simulaci řízení jízdy vlaku v reálném čase po předem nadefinované trati, výpočet energetické náročnosti jízdy, zobrazení polohy vlaku na konkrétní trati a nejdůležitějších údajů o jízdě vlaku. Rozhodujícím kritériem pro tvorbu simulačního programu bylo řízení jízdy vlaku podle okamžitých potřeb uživatele programu. V návaznosti na výsledky získané pomocí simulace jízdy vlaku lze optimalizovat grafikon vlakové dopravy pro definovanou trať. Všechny výpočty jsou vykonávané pomocí funkcí naprogramovaných v prostředí Matlab.
1. Obecné metody určování energetické spotřeby jízdy vlaku Jízdu vlaku lze charakterizovat čtyřmi pohybovými fázemi : • fáze rozjezdu • fáze jízdy konstantní rychlostí • fáze výběhu • fáze brždění. Při pohybu vozidla po jízdní dráze vznikají odpory a síly, které musí být v rovnováze s tažnou silou a brzdící silou vozidla [1,2]. Tyto odpory a síly označujeme souhrnně jako trakční. Měrný jízdní odpor
p=
Fw Gn
[N.kN-1]
(1.1)
kde Fw – síla odporová [N] Gn – síla na nápravové zatížení [kN] Složky měrného jízdního odporu p = po + ps + pr + pa kde po - jízdní odpor ( vozidlový ) ps - odpor stoupání pr - přídavný odpor oblouku pa - odpor ze zrychlení
[N.kN-1]
(1.2)
Hmotnost vozidla nabývá při zvyšující se rychlosti na pohybové energii. Při jízdě silou, děje-li se rovnoměrnou rychlostí, překonává tažná síla jen vozidlové a traťové odpory. Při výběhu se kryje práce potřebná k překonání vozidlových odporů a traťových odporů z kinetické energie vlaku, popřípadě děje-li se výběh na spádu, přispívá k této energii polohová energie vzniklá z tíhy vozidla a výškového rozdílu. Při brždění se uměle zvětšují vozidlové odpory, aby se zkrátili zábrzdné dráhy a část pohybové energie se mění na jinou formu, např. třením brzdových zdrží o obruče kol v neužitečné, ztrátové teplo.
-156-
Pohybová rovnice vlaku se sestavuje pro hmotný bod jednotkové hmotnosti 1t v těžišti vlaku, na který necháme působit měrné síly a odpory. Každému nastavenému výkonu hnacího vozidla, každé zátěži, každé rychlosti jízdy, každému sklonu přísluší jiné řešení pohybové rovnice, jejíž obecné řešení je příliš složité, než aby se dalo využít pro simulaci jízdy v reálném čase. Proto se řeší pohybová rovnice jen pro zcela určité pohybové případy jízdy. Spotřebu elektrické energie a tím i hospodárnost vozebního provozu se nejlépe posuzuje podle měrné energetické spotřeby energie, která se vyjadřuje v jednotkách Wh.tkm-1. Pro celkovou měrnou energetickou spotřebu platí vztah:
e = eo ( s,V ) + er ( Lz , Vr ) + eb ( Lz , Vb ) + epp [Wh.tkm-1] (1.3) kde eo ( s,V ) - měrná energetická spotřeba vlaku při jízdě rovnoměrnou rychlostí s – sklon [0/00] V – rychlost [km.h-1] er ( Lz , Vr ) - měrná energetická spotřeba vlaku potřebná ke krytí ztrát při rozjezdu Lz – vzdálenost ujetá při rozjezdu [km] Vr – konečná rychlost rozjezdu [km.h-1] eb ( Lz , Vb ) - měrná energetická spotřeba vlaku potřebná ke krytí ztrát při brždění Lz – vzdálenost ujetá při brždění [km] Vb – počáteční rychlost brždění [km.h-1] epp - měrná energetická spotřeba vlaku pomocných zařízení p 0 (Vmax ) + s [Wh.tkm-1] ⋅ κ 0 ⋅ 10 −3 η0 kde Vmax - maximální rychlost [km.h-1] s - sklon [0/00] η 0 - účinnost [-] e o = 2,72 ⋅
(1.4)
κ 0 - poměr dráhy jízdy silou a dráhy celkové [-] 1 1 er = 1,072 ⋅ 10 − 2 ⋅ ξ ⋅ Vr2 ⋅ − 1 ⋅ [Wh.tkm-1] ηr Lz kde ξ - součinitel rotujících hmot [-] Vr - maximální rychlost [km.h-1] η r - účinnost trakčního motoru během rozjezdu [-] Lz - vzdálenost zastávek [km]
eb = 1.072 ⋅ 10 − 2 ⋅ ξ ⋅ Vb2 ⋅
1 Lz
[Wh.tkm-1]
ξ - součinitel rotujících hmot [-] Vb – brzdící rychlost [km.h-1] Lz - vzdálenost zastávek [km]
-157-
(1.5)
(1.6)
2. Počítačový program simulující jízdu vlaku v reálném čase Hlavní myšlenkou programu simulujícího jízdu vlaku je možnost řízení jízdy vlaku podle vlastního jízdního řádu v součinnosti jak se skutečnými vlastnostmi vlaku, tak i se zabezpečením jízdy vlaku na trati (dostatečná zábrzdná vzdálenost) popsané vlastním rychlostním profilem. To znamená, že pohyb bude uskutečňovaný podle jednotlivých řídících příkazů (např. rozjezd, zastavení) přicházejících v reálném čase z grafického rozhraní programu. Před vlastní simulací jízdy vlaku je potřeba stanovit základní vstupní veličiny a jejich parametry. Pro vlastní model simulátoru vlaku je pak nutné rozhodnout, které vztahy popisující pohyb vlaku budou nejlépe vyhovovat z hlediska: • rychlého výpočtu a tím následného zjištění pozice vlaku na dané trati s požadovanou přesností. • dopuštění se určité nepřesnosti z důvodu zjednodušení pohybových rovnic. Pro experimentální měření byla vybrána trať Pardubice-Hradec Králové. Po shromáždění dostatečných provozních podkladů [3,4,5] bylo pro danou trať rozhodnuto použít osobní vlak s hnacím vozidlem řady 130 ( odporová regulace ). Další typy vlaků s jiným hnacím vozidlem je možné vytvořit úpravou a doplněním parametrů popisujících charakter vlaku. Jednotlivé fáze jízdy: Pro rozjezd je použito nahrazení pohybových rovnic koncovými vztahy, které vycházejí z praktických měření VÚŽ Praha a předpisů ČD. Při jízdě konstantní rychlostí jsou vykrývány veškeré síly a odpory. Při jízdě výběhem je tažná síla nulová - na rychlost mají vliv jen zpomalující síly (síla daná sklonovými poměry, síly odporové). Fáze brždění je nahrazena konstantním zpomalením 0.6 m.s-1. Celý modul programu (obr.1) je řešen tak, aby jednotlivé fáze jízdy bylo možné použít samostatně. Modul vypočítává tažnou sílu, zrychlení, ujetou vzdálenost, příkon v místě styku sběrače s trakčním vedením a další veličiny v časovém cyklu, který je řízen přímo uživatelem v součinnosti s vnitřním časem počítače. Jelikož jsou výpočty vykonávány v reálném čase, je nutno volit časový interval pro výpočet pohybových rovnic podle výkonnosti počítače, na kterém se simulace bude provádět.
data vlaku
data trati
výpočet veličin
čas
rychlost, zrychlení, tažná síla lokomotivy, okamžitý příkon ...
spotřeba energie
počáteční podmínky
Obr.1: Blokový diagram programu -158-
Jednotlivé fáze jízdy jsou ovládány řídícími příkazy, které přicházejí z grafického rozhraní na monitoru počítače. Výpočty veličin pro rozjezd, jízdu konstantní rychlostí, výběh a brždění jsou provedeny pomocí samostatných podprogramů, u kterých je hlavní vstupní veličinou čas a rychlost vlaku (získaná vždy z předchozího výpočtu). Jako hlavního výstupu je použito grafického zobrazení polohy vlaku na trati s nejdůležitějšími údaji o jízdě v reálném čase. Současně program vypočítává okamžitý příkon v místě styku sběrače s trakčním vedením. Ze získaného časového průběhu příkonu (obr.4) lze pak provést analýzu energetické náročnosti jízdy vlaku. Program umožňuje také zpětné zobrazení informací o jízdě vlaku ( graf nebo tabulková forma ) v podobě časového (obr.2) nebo dráhového tachografu (obr.3).
150
100
] s. h/ m k[ a,] h/ m k[ v], N k[ F
50
0
-50
-100
-150
0
20
40
60
80
100
120
140
160
180
t [s]
Obr.2: Časový tachograf
Ze všech uvedených dat se vypočítává zábrzdná vzdálenost pro každý okamžik jízdy. Výstupy získané simulací jízdy byly prakticky ověřovány v reálných podmínkách se skutečným vlakem s hnacím vozidlem řady 130, které potvrdily správnost zpracovaného řešení.
-159-
90 80 70 60 50 ]] h/ m k[ v
40 30 20 10 0 -10
0
500
1000
1500 L [m]
2000
2500
Obr.3: Dráhový tachograf
6
x 10
2.5
2
] W [ P
1.5
1
0.5
0 0
20
40
60
80
100
t [s]
Obr.4: Graf okamžitého příkonu -160-
120
3000
3. Grafické rozhraní pro ovládání simulátoru Grafické rozhraní obsahuje tlačítka pro rozjezd, zastavení, jízdu stálou rychlostí a výběh vlaku. V počátečních podmínkách lze nastavit směr jízdy ( sudý, lichý ), stanici, ze které vlak vyjede a počáteční rychlost vlaku. Panel zobrazuje reálnou rychlost vlaku, ujetou vzdálenost a dobu jízdy. Tyto a další údaje o jízdě vlaku (příkon, zrychlení ....) jsou při simulaci jízdy ukládány na pevný disk počítače, což umožňuje jejich další zpracování.
4. Závěr Program simulující jízdu vlaku v reálném čase umožňuje řízení jízdy vlaku po předem nadefinované trati, zobrazení polohy vlaku na trati a nejdůležitějších údajů o jízdě vlaku. Program řeší energetickou náročnost ( a tím i ekonomické aspekty s ohledem na dobu jízdy vlaku ) vypočítávanou pomocí vztahů popsaných v příspěvku. V návaznosti na výsledky získané pomocí simulace jízdy vlaku lze optimalizovat grafikon vlakové dopravy pro definovanou trať. 5. Literatura
[1] BASLAR, J.: Trakční vozidla závislá, NaDaS, Praha 1982 [2] JANSA, F.: Dynamika a energetika elektrické trakce, NaDaS, Praha 1980 [3] PŘEDPIS ČD D 2 [4] Podklady SW ČD PASPORT železničního svršku - sklonové poměry pro trať Pardubice-Hradec Králové, - základní směrové informace pro trať Pardubice-Hradec Králové [5] TPÚS č.3,4 ČD železniční stanice Pardubice, Pokyny pro výkon dopravní a dozorčí služby, Grafikon vlakové dopravy 2000-2001 ABSTRACT: TRAIN MOVEMENT POWER CONSUMPTION; Train movement simulation is described by program allowing the control of train movement in real time on track described by speed profile and calculation of movement power consumption. The graphical interface displays the main quantities considering train movement, which is performed according to the individual motion equations. The main idea is the possibility of train movement control according to proper train schedule considering both the real train characteristics and the train movement protection for railway (sufficient brake distance). All calculations are done using the functions programmed by Matlab environment.
-161-
ŘÍZENÍ TROJFÁZOVÉHO STŘÍDAČE PROCESOREM INTEL 196 Bohumil Klíma Vysoké učení technické v Brně, Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií, Ústav výkonové elektrotechniky a elektroniky ANOTACE : Článek popisuje možnosti použití mikroprocesoru Intel 87C196KR pro řízení střídavých elektrických pohonů. Zmiňovaný typ mikroprocesoru je vybaven celou řadou vstupních a výstupních periferií, z nichž velkou část lze využít pro řízení el. pohonů. Jednou z klíčových záležitostí při řízení střídavých pohonů je tvorba pulsní šířkové modulace (PWM), tedy generování signálů pro řízení troj – fázového střídače. V článku je popsána realizace PWM s využitím periferie zmiňovaného mikroprocesoru nazývané „pole procesorů událostí“ označované jako EPA (Event Processor Array). Tato problematika byla řešena jako část projektu CEZ J22/98: 26 22 000 10 Klíčová slova: Mikroprocesor, pulsní šířková modulace 1. VLASTNOSTI MIKROPROCESORU INTEL 87C196KR Mikroprocesor Intel 87C196KR je jedním z členů rodiny 16 – bitových mikroprocesorů řady označované MCS96. Tyto jsou vyráběny v několika modifikacích lišících se zejména v rozsahu vybavení různými vstupními a výstupními periferiemi a rozsahem paměťových prostorů na chipu procesoru. Mikroprocesor 87C196KR je vyráběn v pouzdře PLCC68. Na chipu obsahuje 512 bytů paměti RAM, 256 bytů CODE RAM a 16 Kb OTPROM. Program může být řízen pomocí 16 ti zdrojů přerušení jež mohou volat uživatelem definované funkce obsluhy přerušení nebo mohou být obslouženy pomocí PTS (Peripherial Trannsaction Server) což jsou výrobcem vytvořené podprogramy pro rychlé přesuny v paměti pro jejichž řízení je nutné definovat v programu pouze blok dat který je parametrem těchto funkcí. Procesor je dále vybaven osmikanálovým A/D převodníkem 8 nebo 10 bitovým, sedmi komunikačními I/O portů, dvěma časovači/čítači, dvěma synchronními a jedním asynchronním sériovým portem a 16ti bitovou multiplexovanou adresovou a datovou sběrnicí a pak zařízením nazývaným EPA, které bude podrobněji zmíněno dále. 2. POLE PROCESORŮ UDÁLOSTÍ EPA
A ČASOVAČE / ČÍTAČE
Nyní se zmíníme podrobněji o periferiích použitých ke tvorbě PWM. Pole procesorů událostí EPA je vstupní a výstupní zařízení, kterým lze generovat (komparační mód – compare mode) nebo přijímat a zpracovávat (zachytávací mód - capture mode) hrany na odpovídajících pinech procesoru ve spolupráci s některým z čítačů (může se jednat o nástupnou, sestupnou nebo libovolnou hranu a z hlediska programu se o nich hovoří jako o událostech). Kanálů EPA je v procesoru obsaženo celkem deset které mohou pracovat ve komparačním i zachytávacím módu – EPA0 .. EPA9. Další dva mohou pracovat pouze v komparačním módu – COMP0, COMP1 a používají společné piny s EPA8 a 9(pracují vždy v remap módu viz. dále). Obsluhovat lze jimi deset pinů, přičemž osm těchto kanálů lze nastavit tak, aby dva kanály obsluhovali jeden společný pin – pracovali v remap módu: EPA0 – EPA1, EPA2 – EPA3, EPA8 – COMP0, EPA9 – COMP1. Funkční schéma je na obr1. Součástí každého kanálu jsou dva registry v paměti RAM – řídící a časový. Pomocí řídícího registru lze konfigurovat funkci každého kanálu a jsou nazývány EPAx_CON (COMPx_CON). (x = 0-9) kde jednotlivé bity mají následující význam: -162-
Tabulka 1. Význam bitů v registrech EPAx_NOC bit 15..9 8 7 6 5,4
3 2 1
0
Funkce pouze EPA 1 a 3 – jsou vyhrazeny procesorem a obvykle se nastavují na 0 pouze EPA 1 a 3 – 0/1 remap mód zakázán/povolen výběr referenčního časovače 0/1 timer1/timer2 povolení komparačního módu 0/1 capture/compare výběr módu 5 4 záchytný mód 0 0 nic nezachytává 0 1 zachytává sestupnou hranu 1 0 zachytává nástupnou hranu 1 1 zachytává obě hrany komparační mód 0 0 negeneruje žádný výstup 0 1 generuje sestupnou hranu 1 0 generuje nástupnou hranu 1 1 mění stav pinu(generuje sestupnou nebo nástupnou hranu) opětovné povolení – 0/1 po uskutečnění jedné komparace je EPA zakázáno/komparace je stále povolena AD převod – na základě událost spustí AD převod podle nastaveni v řídicím registru ad převodníku reset referenčního/protilehlého časovače záchytný mód 0 žádná akce 1 reset protilehlého časovače komparační mód (souvisí s nastavením bitu 0) 0 reset referenčního 1 reset protilehlého časovače záchytný mód – přepis nepřečtených dat v EPAx_TIME při další události 0 ignorovat nová data 1 přepsat stará data komparační mód – povolení resetu časovače 0 reset zakázán 1 reset časovače vybraného bitem 1 povolen
Funkce 16-ti bitového časového registru záleží na nastaveném módu kanálu EPA: – v zachytávacím módu je v registru ukládán údaj časovače zvoleného řídicím registrem v okamžiku zachycení zvolené události na vstupním pinu. – v komparačním módu časový registr obsahuje údaj, který v okamžiku shody s údajem ve zvoleném časovači generuje na výstupním pinu požadovanou událost. Každé zpracování události rovněž generuje požadavek na přerušení která lze zpracovávat pomocí funkcí obsluhy přerušení nebo pro tuto řadu procesorů typickým PTS (Peripherial Transaction Server – umožňuje rychlé přesuny v paměti pomocí speciálních rutin implementovaných v procesoru). Procesor obsahuje rovněž dva 16-ti bitové čítače/časovače, ke každému patří dva piny jako volitelné externí zdroje signálu (CLK a DIR) a dva registry. Registr TIMER1 / TIMER2 je
-163-
hodnotou čítače časovače na kterou se může odkazovat EPA. Registr T1_CONTROL / T2_CONTROL určuje funkci čítače/časovače: Tabulka 2. Význam bitů v registrech Tx_CONTROL bit 7 6 5..3
2..0
Funkce povolení (spuštění časovače) 0/1 čítání nahoru/dolů výběr zdroje hodin a směru čítání 5 4 3 zdroj hodin zdroj směru bit6 (interní) 0 0 0 Fosc/4 (interní) X 0 1 CLK pin (externí) bit6 0 1 0 Fosc/4 DIR pin (externí) 0 1 1 CLK pin DIR pin 1 1 1 qudrature cloking dělitel hodin 0 0 0 nedělit 0 0 1 dělit 2 ...4,8,16,32,64 1 1 1 rezervované nastavení
3. POUŽITÍ EPA PRO TROJ-FÁZOVOU PWM Požadavkem při tvorbě PWM bylo vytvoření tří signálů pro řízení jednotlivých větví střídače. Tyto signály jsou pak dále zpracovávány externími logickými obvody sestavenými z hradel a klopných obvodů typu D, kde se vytváří invertované signály pro horní (příp. dolní) skupinu tranzistorů a povelu k sepnutí tranzistoru jsou dále zpožďovány o ochranou dobu (dead time) potřebnou k bezpečnému vypnutí tranzistoru. Časová základna pro PWM je vytvořena jedním kanálem EPA v komparačním módu a jedním časovačem následovně: EPA2 má za úkol pouze resetovat TIMER1 v okamžiku kdy dosáhne registr TIMER1 hodnoty uložené v registru EPA2_TIME a případně vyvolat přerušení, jež spouští vzorkování a výpočet regulační smyčky. Hodnota uložená v registru EPA2_TIME určuje dobu trvání jednoho modulačního cyklu, při načítání maximální rychlostí (dělitel je 1). Frekvence oscilátoru je 16 MHz, a jsme schopni načítat čtvrtinovou frekvenci, tedy 4 MHz. Požadované rozlišení volíme 10bitů, nastavená hodnota v registru EPA2_TIME je 1024. Z tohoto vyplývá i výstupní frekvence modulátoru jež je přibližně 3,9 kHz. Bereme – li hodnotu v registru TIMER1 jako signál, má tvar pily s lineárně narůstající nástupnou hranou a strmou sestupnou hranou. Pro vytvoření výstupních signálů PWM pak použijeme 6 dalších kanálů EPA rovněž v komparačním módu, tak že vždy dva ovládají jeden společný pin, tedy následující dvojice EPA0 – EPA1, EPA8 – COMP0, EPA9 – COMP1. Jeden z této dvojice je pak nastaven pro nastavování pinu do logické jedničky(generuje nástupnou hranu), druhy do logické nuly (generuje sestupnou hranu). Všechny mají nastaven jako referenční čítač časovou základnu, tedy TIMER1. Do časových registrů jednotlivých kanálů jsou pak ukládány časy sepnutí a vypnutí jednotlivých fází dle následujícího rozpisu:
Obr.1 Průběh spínacích signálů ve trojfázovém modulátoru při symetrické pulsní šířkové modulaci -164-
Ts
SA SB
2. Osa
SC TAon TBon TCon TAoff TBoff TCoff
TAon → EPA0_TIME TBon → EPA8_TIME TCon → EPA9_TIME
TAoff → EPA1_TIME TBoff → COMP0_TIME TCoff → COMP1_TIME
(1)
Průběh spínacích signálů v jednotlivých větvích během jednoho modulačního cyklu je na obr. 1. Doba modulačního cyklu TS je čas uložený v registru EPA2_TIME. Signály SA, SB a SC jsou příkladem spínacích signálů v jednotlivých větvích střídače. Požadujeme – li symetrickou trojfázovou modulaci, čas zapnutí a vypnutí tranzistorů ve větvi je symetrický podle naznačené osy symetrie která je umístěna v polovině doby modulačního cyklu. Je – li požadováno nulové fázové napětí, střída v dané fázi musí být 0,5 – k sepnutí tedy dochází v době TS/4 a k vypnutí v době 3*TS/4. Algoritmus regulační smyčky nám dává na výstupu zpětné Clarkovy transformace požadavky na napětí UA, UB a UC v rozsahu –511 ÷ +511 (pro 10 ti – bitové rozlišení) a algoritmus pro aktualizaci zapínacích a vypínacích časů modulátoru ve fázi A může být následovný: TAon = TS/4 – UA/2 TAoff = 3*TS/4 + UA/2
(2)
Nicméně dělení napěťového požadavku dvěma nám ruší jeden bit v rozlišení, ale tomu lze předejít následující jednoduchou úpravou: TAon = TS/4 – UA/2 TAoff = 3*TS/4 + (UA +sign(UA)*1)/2
(3)
Pokud je požadovaná hodnota napětí liché číslo, tak po vydělení dvěma ztrácí informaci o posledním bitu. Přičtením resp. odečtením jedničky v případě kladného resp. záporného požadovaného napětí dodáme např. do času vypnutí po vydělení informaci o posledním bitu. Toto řešení do maximální míry využívá parametry procesoru Intel 87C196KR pro realizaci modulátoru.
-165-
4. ZÁVĚR Tento modulátor byl realizován a odzkoušen pro řízení synchronního motoru s permanentními magnety, kde tímtéž procesorem byla dále realizována regulace momentu a rychlosti. Realizované parametry jsou: Nosná frekvence modulátoru 4kHz při rozlišení PWM 10 bitů. Vzorkovací frekvence proudové regulační smyčky 500 us. 5. LITERATURA [1] 8XC196Kx, 8XC196Jx, 87C196CA Microcontroller Family User’s Manual [2] Brandštetter P., Střídavé regulační pohony - Moderní způsoby řízení, Ostrava 1999 [3] Klíma B., Langr Z., Řídicí jednotka bez kartáčových záložních leteckých generátorů, Sborník XXVII.Celostátní konference o elektrických pohonech, 2001
-166-
APLIKACE P-Q TEORIE V OBLASTI AKTIVNÍ FILTRACE Ondřej Mšal Západočeská univerzita v Plzni, Katedra výkonové elektroniky, Sady Pětatřicátníků 14 ANOTACE: Příspěvek se zabývá použitím teorie p-q v oblasti aktivních filtrů. Tato metoda umožňuje provést návrh aktivního filtru s ohledem na parametry řídícího počítače. V příspěvku je dále probrán návrh řídícího obvodu pro použití integrační metody s konstantní frekvencí. 1. Úvod Teorie p-q jednou z metod, kterou lze použít pro návrhy aktivních filtrů a přináší tyto výhody: • je to nezávislá teorie pro třífázové systémy a může být použita pro jakýkoli třífázový systém (symetrický i nesymetrický s obsahem harmonických) • je založena na okamžitých hodnotách • výpočty jsou relativně jednoduché a k jejich provádění stačí standardní procesory Základem p-q teorie je Clarkova transformace třífázového systému v souřadnicích a,b,c do do souřadnic α−β-0. 2 . 3
1 1 1 1 1 2 2 ua i0 2 2 2 ia u0 2 1 1 1 1 − − . ib (1) uα = . ub . iα = . 1 − 1 − 3 2 2 2 2 iβ u uβ c 3 3 3 3 ic − − 0 0 2 2 2 2 okamžitá výkon nulové složky p0=u0.i0 p=uα.iα+uβ.iβ okamžitý činný výkon q=uα.iβ-uβiα okamžitý zdánlivý výkon složky výkonu p a q jsou vztaženy ke souřadnicím α−β a můžeme proto psát: u β iα p uα = . (2) q − u β uα i β 1 2
2. Integrační metoda s konstantní frekvencí V případě nedostatečné rychlosti řídícího systému je možné použít následující regulaci AF, založenou na integračním řízení s konstantní frekvencí. Měnič v tomto případě pracuje jako čtyřkvadrantový. Schéma takového aktivního filtru je na obrázku 2.
-167-
blokové schéma řízení aktivního filtru založeného na p-q teorii
základní schéma AF. 3. Základní matematický popis integračního řízení: Vzhledem k tomu, že měnič pracuje jako čtyřkvadrantový, můžeme pro jeho napětí psát F ( z ).Uc = U n (3) kde Un=[ua, ub,uc]T je matice vstupních napětí Uc je napětí na kondenzátoru a z je vektor poměrného sepnutí. U třífázového aktivního filtru předpokládáme stejný činitel výkonu ve všech fázích, tedy: -168-
Un = Re .i n ( 4) kde in=[ia,ib,ic] je matice vstupních proudů a Re je ekvivalentní odpor, který přestavuje skutečnou zátěž. Ze dvou předchozích stavů dostaneme vyloučením Un vztah, který platí pro popisovanou regulaci (3). kde Rs je součet odporů tlumivek a čidel proudu a Um je definováno vztahem: Rs.in = F ( z ).Um Uc (5) Um = Rs. Re kde Um je řídící napětí regulátoru Uc. Poměrná sepnutí jednotlivých prvků jsou vypočtena tak, aby byl splněn vztah (3). Protože měnič pracuje s nepřerušovaným proudem, můžeme pro jeho jednotlivá fázová napětí Ua, Ub, Uc psát tyto vztahy: uan = (1 − zan).Uc
ubn = (1 − zbn).Uc (6) ucn = (1 − zcn).U c kde z jsou poměrná sepnutí příslušných spínačů a Uc je napětí kondenzátoru. Klíčovým problémem této metody je najít vztah mezi poměrným sepnutím a fázovými napětími, viz vztah (6). Provedeme-li výpočet těchto koeficientů,a dosadíme je do vztahu (6) dostaneme následující matici: 1 2 1 − 3 3 3 zan Ua 1 2 1 . zbn . Uc = Ub (7) − Uc 3 3 3 cn z 1 1 2 − 3 3 3 Protože matice je singulární, je řešení vztahu mnohoznačné a je nutné ho nějak podmínit. Zvolíme, tedy poměrné sepnutí jednoho spínače 0 nebo 1, což znamená že měnič bude pracovat s minimálními ztrátami, neboť budou spínány pouze dvě dvojice spínačů. Provedeme-li analýzu činnosti v intervalu 0-60° za předpokladu z6=1, (sepnutý bude spínač S6), pak z předchozí rovnice dostaneme: U 3 2.U 1 1 − zan = + Uc Uc zbn = 1 2.U 3 U 1 1 − zcn = + (8) Uc Uc což je podstatou popisované regulace pro jednotlivá napětí platí: U 1 = Re .ia = R(iLa + ioa ) U 2 = Re .ib = Re(iLb + iob) U 3 = Re .ib = Re(iLc + ioc) (9) kde iL jsou proudy v indukčnostech filtru a io jsou proudy zátěže. dosadíme-li hodnoty napětí z rovnic (10) do vztahu (9) dostaneme v rozsahu 0-60° tyto vztahy(9) 1 − zan 2 1 ia Um. = Rs. . 1 − zcn 1 2 ic -169-
dbn = 1 (10) které znamenají, že změnou poměrného sepnutí zan,zcn budou proudy ia,ic ve fázi s napětími u1,u3. V případě trojfázového symetrického systému budou ve fázi i ib a u2. V intervalu 60°-120° povede D1, D4 bude uzavřena , tzn. trvale bude sepnut S4 a pro obvod budou podobné rovnice: 1 − zbp 2 1 − ib = Rs. Um = . 1 − zcp 1 2 − ic dap = 1 (11) Rovnice (10) a (11) jsou si velmi podobné a můžeme z nich odvodit vztahy pro celou periodu 0-360° 1 − zp 2 1 ip Um = = Rs. . 1 − zn 1 2 in zt = 1 (12) kde z jsou poměrná sepnutí a ip a in reprezentují dva fázové proudy. Relace mezi poměrným sepnutím z a proudy i jsou v tabulce1.
Tab.1 parametry systému v jednotlivých intervalech periody . interval ip in zp zn zt Qap Qan Qbp I 0-60° ia ic zan zcn zbn !Qp Qp OFF II 60°-120° -ib -ic zbp zcp zap ON OFF Qp III 120°-180° ib ia zbn zan zcn !Qn Qn !Qp IV 180°-240° -ic -ia zcp zap zbp Qn !Qn ON V 240°-300° ic ib zcn zbn zan OFF ON !Qn VI 300°-360° -ia -ib zap zbp zcp Qp Qp Qn Poznámka:Signály označené vykřičníkem jsou negované.
Qbn ON !Qp Qp OFF Qn !Qn
Qcp !Qn Qn OFF Qp !Qp ON
Qcn Qn !Qn ON !Qp Qp OFF
Je zřejmé, že regulace pracuje cyklicky a parametry se mění po 60° úhlových a celý systém připomíná vektorovou PWM. Popsaný způsob se nazývá Integrační regulace s konstantní frekvencí. 4. Schéma regulace.
Schéma se skládá ze čtyř základních bloků: obvodu, který určuje kde se nachází vektor vstupního napětí, dále multiplexoru vstupních proudů. Vlastní jádro regulace je tvořeno sčítačkami, komparátory, nulovatelným integrátorem a dvěma RS obvody. Integrační konstanta odpovídá spínací frekvenci AF. Nedílnou součástí regulátoru je výstupní logika, která převádí signály Qp a Qn na šest signálů pro jednotlivé spínače.
-170-
Obr. 3 regulační schéma integrační regulace s konstantní . frekvencí. 5. Literatura:
výzkumná zpráva L2EP, metody řízení aktivních filtrů s měřením proudu sítě. Universita Villeneuve 1997 výzkumná zpráva, Using hysteresis Current control for compensation aplication. Department of Electrical engeniering, Indian institute or science, India 1996 Active filters based on the p-q theory, Carlos Couto, Departamento de electronica industrial, Portugal Unified Constant frequency integration control of three phase active power filter, Chongming Qiao, department of electrical and computer engineering, University of California,Irvine Generalized system design of active filters, Srinivas Ponaluri, ABB corporate research, Heidelberg, Germany Možnosti využití systému MF 604 ve výkonové elektronice a pohonech, Jiří Škramlík, ÚE AVČR Praha ABSTRACT: In this paper a p-q control technique for a 3-phase active power filter is presented. The control principe is based on p-q transformation and computation switching times for IGBT transistors. This method leads to a very simple control circuit and gives good performances in steady state and during transient in symetrical networks.
Zpracováno s podporou výzkumného záměru č. CEZ:J23/98:232200008
-171-
VYUŽITIE DOPREDNÝCH A KASKÁDNYCH NEURÓNOVÝCH SIETÍ PRI POZOROVANI VELIČÍN AM. Martin Borbeľ, Jaroslava Žilková, Jaroslav Timko
Technická univerzita Košice, Katedra elektrických pohonov a mechatroniky, Letná 9, 042 00 Košice, Slovak Republic, fax:+421-55-602 2277; E-mail: {Jaroslava.Zilkova, Jaroslav.Timko,
[email protected] ANOTÁCIA: Tento článok pojednáva o využití umelých neurónových sietí(ANN) pre pozorovanie veličín asynchrónneho motora. Pozorovanie je uskutočnené pomocou niekoľkých kvázi samostatných pozorovateľov, ktorých počet korešponduje s počtom pozorovaných veličín. Pozorovatele sú založené na off-line naučenej doprednej sieti(feed forward NN) resp. na kaskádnej doprednej sieti(cascade-forward backpropagation network). Zmena rotorového odporu neovplyvňuje kvalitu pozorovania. 1. Úvod
Pri návrhu neurónového pozorovateľa sme vychádzali z určitej analógie medzi známym modelom asynchrónneho motora a štruktúrou pozorovateľa ako celku. Dynamický model asynchrónneho motora je popísaný nasledujúcimi rovnicami v točivých súradniciach x,y: i1x=
L 1 ψ 1x − h ψ 2 x σL1 σL1L2
i2x =
L 1 ψ 2 x − h ψ 1x σL2 σL1L2
dψ 1x = u1x − R1i1x + ω kψ 1 y dt
L 1 ψ1y − h ψ 2 y σL1 σL1L2
(1)
i1y=
(3)
i2y = dψ 1 y
(5)
dt
L 1 ψ 2 y − h ψ1y σL2 σL1 L2
(4)
= u1 y − R1i1 y − ω kψ 1x
(6)
dψ 2 y
dψ 2 x = u2 x − R2i2 x + (ω k − ω )ψ 2 y (7) dt
dt
(2)
= u2 y − R2i2 y − (ω k − ω )ψ 2 x
(8)
Moment motora je možné vyjadriť pomocou statorových veličín: m=
3p 3p (ψ 1xi1 y − ψ 1 yi1x ) Im(ψ 1x − jψ 1 y )(i1x + ji1 y ) = 2 2
(9)
potom dynamická rovnica asynchrónneho motora je v tvare: J
dω = m − mz dt
(10)
-172-
kde: i1x, i1y, (i2x, i2y) Ψ1x , Ψ1y, Ψ2x, Ψ2y ωk, ω R1, R2 L1, L2, Lh σ p mz
- x,y zložky statorového(rotorového) prúdu - x,y zložky statorového(rotorového) toku - synchrónna (mechanická) uhlová rýchlosť - odpor statora(rotora) - statorová, rotorová a hlavná indukčnosť - koeficient rozptylu - počet pólov - záťažný moment
2. Návrh pozorovateľa rotorových tokov
Na rozdiel od statorových tokov, rotorové toky nie je možné jednoducho merať. Sú však dôležité pri vektorovom riadení asynchrónneho motora orientovanom na rotor. Jedným z možných riešení je použitie ANN v úlohe pozorovateľa. Návrh vychádza z realizácie zobrazenia, daného rovnicami:
ψ 2x =
σL1L2 1 ψ 1x − i1x Lh σL1
(11)
ψ2y =
σL1L2 1 ψ 1 y − i1 y Lh σL1
(12)
Tieto rovnice boli jednoducho získané vyjadrením oboch zložiek rotorového toku z rovníc (1) a (2). Sieť je teda určitou analógiou so skutočným modelom asynchrónneho motora. Z rovníc (11) a (12) vyplýva, že vstupom do ANN budú obidve zložky statorového toku a statorového prúdu. Statorový tok je možne získať použitím výpočtového bloku resp. použitím pozorovateľa statorového toku. Neurónová sieť realizuje zobrazenie nezávislé od času. To znamená, že zo známych hodnôt statorového toku a statorového prúdu v k-tom kroku, sa určí rotorový tok v tom istom čase. ANN realizuje pomerne jednoduché zobrazenie (11), (12), kde jednotlivé konštanty predstavujú váhy siete, preto nie je nutné použiť žiadnu skrytú vrstvu resp. inú prenosovú funkciu než lineárnu. Pre učenie neurónovej siete bola použitá metóda Levenberg-Marquardt. Na nasledujúcich obrázkoch je priebeh rotorového toku(jeho obidve zložky) a absolútnej chyby t.j. rozdielu medzi pozorovanými tokmi, získanými z neurónovej siete, a tokmi získanými z matematického modelu asynchrónneho motora, pri priamom pripojení motora s nominálnymi hodnotami napätia, záťažného momentu a statorového(rotorového) odporu. Vzhľadom na relatívne malú absolútnu chybu pozorovaného toku a toku získaného z modelu, splývajú ich grafické priebehy do jedného, tak ako je to vidno na obrázkoch. Opäť z grafu vyplýva, že najväčšia absolútna chyba bola dosiahnutá počas prechodového deja(rozbeh asynchrónneho motora) resp. počas pôsobenia poruchy na systém(záťažný moment v čase 0.7 s). Rovnaké závery platia aj pri pozorovaní ostatných veličín.
-173-
Priebeh toku ψ2x a absolútnej chyby.
Priebeh toku ψ2y a absolútnej chyby.
-174-
3. Návrh pozorovateľa momentu
Moment motora je jedna z ťažko merateľných veličín. Možno ju merať použitím momentového snímača, pracujúceho na princípe tenzometra. Materiál snímača má však presne definovanú medzu sklzu, ktorej prekročením dôjde ku plastickej deformácii materiálu a teda k následnému znehodnoteniu snímača. Práve preto je vhodnejšie použitie pozorovateľa momentu. Pri návrhu pozorovateľa sme vychádzali zo známej rovnice pre výpočet momentu (9), z ktorej po úprave použitím rovníc (1), (2) dostaneme: m=
1 3p 1 L L ψ 1 y − h ψ 2 y − ψ 1 y ψ 1x − h ψ 2 x ψ 1x 2 σL1 σL1L2 σL1L2 σL1
(13)
ANN by mala realizovať hore uvedené zobrazenie a pozorovať moment na základe znalosti statorových a rotorových tokov. Sieť opäť realizuje zobrazenie nezávisle od času t.j. moment v k-tom kroku sa zistí zo známych pozorovaných resp. vypočítaných hodnôt statorového a rotorového toku v k-tom kroku. Zobrazenie dané rovnicou (13) je nelineárne, preto je tu vhodné použiť ANN. Ako pozorovateľ sme použili kaskádnu doprednú neurónovú sieť. ANN bola off-line učená metódou Levenberg-Marquardt. Keďže sa jedná o neparametrickú identifikáciu, ako vstupy resp. výstupy siete boli pri simuláciách použité, príslušné veličiny získane z matematického modelu asynchrónneho motora. Na nasledujúcom obrázku je zobrazený priebeh momentu a absolútnej chyby pri priamom pripojení asynchrónneho motora s nominálnymi hodnotami napätia, momentu záťaže a statorového(rotorového) odporu.
Priebeh momentu m a absolútnej chyby.
-175-
4. Záver
ANN pozorovatele veličín asynchrónneho motora, prezentované v tomto článku, sú založené na použití doprednej resp. kaskádnej doprednej siete, učenej off-line metódou Levenberg-Marquardt. 5. Literatúra
Brandštetter P., Střídavé regulační pohony, Ostrava, 1999 Orlowska-Kowalska T., Pawlak M., New Neural Speed Estimator for the Induction Motor Drive EDPE2001, The High Tatras, 2001 Vittek J., Dodds S. J., Analysis of Preliminary Experimental Results of a New Induction Motor Position Control System EDPE2001, The High Tatras, 2001 Žalman M., Jovankovič J., Abelovský M., Estimation of the Rotor Speed Feed-Forward Neural Network EDPE2001, The High Tatras, 2001 ABSTRACT: Using of feedforward and cascade neural networks for estimation values of an IM.The paper deals with utilisation of artificial neural networks (ANN) for observing the induction motor variables. The observing is realised utilising several quasi-single estimators, number of those is equal to number of observed variables. The observers are based on off-line learning feed-forward ANN and on cascade-forward backpropagation ANN, respectively. Changes in the rotor flux do not influence the quality of observing.
-176-
MOŽNOSTI VYUŽITÍ SEKTOROVÉHO MODELOVÁNÍ V DIAGNOSTICE ASYNCHRONNÍCH MOTORŮ Jan Václavík
Katedra elektrotechniky a elektromechanických systémů, Technická univerzita v Liberci, Hálkova 6, 46117, Liberec 1, tel.: 0485353290, e-mail:
[email protected] ANOTACE: Příspěvek rozebírá možnosti nasazení metody sektorového modelování v diagnostice asynchronních motorů. Tato metoda významně snižuje nároky na identifikační algoritmy, ovšem je více citlivá na šumy a systematické chyby měření. Snahou je upravit a realizovat metodu tak, aby byla snadno realizovatelná v jednoduchých diagnostickým zařízením založeným na levných mikrokontrolérech. 1. Úvod
Pro diagnostiku asynchronních motorů, resp. indukčních strojů obecně, je využívána řada metod, založených na zcela rozdílných principech činnosti. Všechny tyto metody lze rozdělit do dvou skupin. Metody z první skupiny využívají modelu stroje, implementovaného ve svém příznakovém prostoru, ke zjištění odchylek právě těchto příznaků od normálního, nepoškozeného stavu. Do této skupiny patří např. všechny metody pracující s frekvenčními spektry, neuronové sítě apod. Modelem v případě frekvenčních metod je rozmezí dovelených hodnoty amplitud na frekvencích daných konstrukcí stroje, v případě neuronových sítí jsou modelem naučené hodnoty váhových funkcí jednotlivých neuronů (v tomto případě je model skrytý hluboko uvnitř celého diagnostického systému, což vede k problémům při přizpůsobování systému na jiné typy strojů). U druhé skupiny metod je příznakový prostor striktně tvořen fyzickými parametry stroje, nebo jejich kombinacemi. Hodnoty těchto příznaků, resp. vnitřních parametrů stroje, jsou pomocí metod identifikace systémů zjišťovány a jejich vývoj v čase pak složí k odhalení a lokalizaci poruch. Z funkčního hlediska je první skupina obvykle jednodušší na realizace a vhodná k detekci poruch, zatímco metody z druhé skupiny jsou složitější na realizaci ale mají dobré výsledky v lokalizaci poruch. Metodu popisovaná v tomto článku lze zařadit do druhé skupiny metod. Používané modely
Pro popis stroje je využívána řada modelů, od nejjednodušších až po velmi složité. Jednoduché modely vycházejí z lineárních představ o stroji a hlavně z nahrazení veličin celé třífázové soustavy a vnitřku stroje pomocí příslušných Parkových vektorů. Nejjednodušším použitelným modelem je sada rovnic (1) d u1 = R1 .i1 + (L1 .i1 + LH .i2 ) + j.ω1 .(L1 .i1 + LH .i2 ) dt d 0 = R2 .i2 + (L2 .i2 + LH .i1 ) + j.∆ω .(L2 .i2 + LH .i1 ) dt dω 2 (M EM − M Z ) = dt J 3 dϑ r =ω dt
-177-
Ta vyjadřuje vzájemně lineární vztahy mezi napájecím napětím u, proudem i, ohmickým odporem vinutí statoru R1, rotoru R2, vzájemnou indukčností mezi rotorem a statorem LH a příslušnými rozptylovými indukčnostmi L1, L2 doplněné o rovnice mechanické rovnováhy točivého stroje. Na opačné straně stojí modely indukčních stroju, zejména asynchronních motorů, které se snaží vyjádřit a kvantifikovat prakticky každou nelinearitu a nehomogenitu, jež se může ve stroji vyskytnout. Jedná se o velmi detailní popisy, zohledňující jak konstrukční uspořádání motoru jako např. tvar a počet tyčí rotorové klece, jejich sklon vůči ose rotoru [1], rozdílný ohmický odpor jednotlivých tyčí (obr. 1), stav rotorového věnce, tvar a počet drážek statoru či rozložení vinutí statoru viz. [2], tak i fyzikální vlastnosti materiálů z nichž je stroj tvořen jakými jsou nasycení, hystereze a teplotní závislost. Ir(k-1) Ir(k)
IC Ir(k+1) Model rotorové klece používaný pro zjišťování rotorových vad Problémy modelovacích metod
Příspěvek se dále týká pouze druhé skupiny metod, tj. těch jejichž základem je určování parametrů modelů strojů z měřených hodnot. Úkolem je vlastně získání informací o vnitřních stavech systému, které buď nelze přímo měřit, nebo je měření těchto hodnot příliš drahé nebo obtížně realizovatelné. Příkladem může být zjišťování stavu a tvaru magnetického pole ve vzduchové mezeře indukčního stroje, jehož měření vyžaduje umístění mnoha senzorů, což mohou být mikrocívky nebo senzory založené na Hallově jevu či na magnetorezistivních materiálech, do prostoru rozměru přibližně 0,1mm. To je nejen obtížné, ale také velice prodražuje výrobu stroje, nehledě na to, že by bylo třeba upravit starší stroje. Zjišťováním hodnot vnitřních stavů a parametrů se zabývá obor identifikace systémů. Existuje celá sada dobře propracovaných metod vzniklých v teorii řízení, ovšem jejich praktické nasazení přináší řadu problému, zejména s přesností a problémem lokálních minim. V případě jednoduchých modelů, u nichž vektor parametrů obsahuje 4 až 6 prvků, lze poměrně snadno prohledat prostor parametrů, zejména s uvážením rozsahu možných hodnot jednotlivých prvků. V případě složitějších modelů, u nichž vektor parametrů dosahuje rozměru 50-ti a více prvků, je v rozsáhlém prostoru parametrů velice nesnadné a obtížné vyhledat globální optimum. Často je u takových modelů problémem dokonce najít i jakékoliv fyzikálně smysluplné optimum. I když v této oblasti jsou zaznamenány významné pokroky, jakým je např. zavedení korelačních matic vyjadřujících fyzikální souvislost parametrů do identifikačních algoritmů [3], stále je získání korektních hodnot parametrů u složitých modelů velkým problémem. 2. Princip metody
Z výše uvedených důvodů je stále vyvíjeno velké úsilí při hledání a zpřesňování identifikačních metod. Jedním z mnoha přístupů je právě sektorové modelování. Hlavní -178-
myšlenkou tohoto postupu je nahrazení velice složitého vnitřního uspořádání zkoumaného asynchronního stroje pomocí sady jednoduchých lineárních modelů s platností pouze na vymezeném prostoru. A proto, že modelovaná zařízení jsou rotačně symetrické stroje, je přirozeným prostorem platnosti kruhová výseč – sektor.
STATOR
Platnost parametrů R1(θS), L1(θS), LH(θS)
Platnost parametrů R2(θR), L2(θR), LH(θR) ROTOR
Ilustrace sektorové platnosti parametrů Doplňující myšlenkou je existence silně nehomogenního magnetického pole ve vzduchové mezeře – známé točivé magnetické pole. Toto pole má svá, poměrně ostrá, maxima v několika málo vrcholech. Tyto vrcholy určují která místa stroje v tom daném okamžiku určují chování stroje. Sektorové modelování
Nyní lze z celého souboru naměřených proudů, napětí a údaje o rychlosti otáčení určit pomocí identifikačních metod nejbližší možné hodnoty parametrů tohoto systému. Předpokladem je že rychlost otáčení se příliš nezmění. Takto získané hodnoty parametrů jsou výchozí hodnotou při hledání sektorových parametrů a značným způsobem usnadňují další zpracování naměřených hodnot. Druhý průchod naměřenými daty je již vlastním hledáním sektorových parametrů. Zvolíme úhlovou velikost sektoru. Velikost sektoru ovlivňuje rozlišovací schopnost a šumovou imunitu celého algoritmu, proto je třeba zvolit kompromis podle aktuálních požadavků a podmínek měření. Postup vyhodnoceni parametrů je následující. Ze souboru dat vezmeme takový časový úsek, v němž jednotlivé významné veličiny – komplexor proudu, napětí, vektor magnetického pole či natočení rotoru opíší úhel menší nebo rovný velikosti sektoru. Samozřejmě se uvažuje ten vektor který opíše největší úhel. Na takto vybrané části dat se opět provede identifikace parametrů, resp. upřesnění parametrů. Jak je zmíněno výše, jako počáteční hodnoty pro identifikaci se zvolí globálně určené parametry a ty se pak variují tak, aby došlo k co nejlepší shodě se změřenými daty. Takto vypočtené parametry se uloží spolu s údaji o aktuální poloze komplexoru proudu, vektoru magnetického pole a poloze rotoru do tabulky. Po zpracování celého souboru naměřených dat jsou, podle uložených pozic proudu, magnetického pole a rotoru, jednotlivé vypočtené skupiny parametrů transformovány do systému statoru a rotoru viz. obr.3.
-179-
ϑi 0000000000000000 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 0000000000000000
R1, L1, LH 0000000000000000 0000000000000000 0000000000000000 00000000000000000000000000000000000000000 0 0 0 0 0 0 0 000000000000000000000000000000000 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 0 0 0 0 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00000000000000000000000000000000000000000000000 00000000000000000000000000000000000000000
R1,L1,LH
sytém statoru
ϑi
π
2π
Transformace vypočtených parametrů do systému statoru 3. Interpretace výsledků
Takto získaný, poměrně detailní, model asynchronního stroje, lze s výhodou použít k detekci a zejména k lokalizaci závady ve stroji. Cílem všech předchozích kroků je vytvoření průběhů parametrů modelu v prostoru statoru či rotoru. Nyní je možné tyto průběhy analyzovat a hledat příznaky a polohu poruch motoru. Tímto způsobem je možné, za předpokladu správné identifikace parametrů, zjistit následující poruchy z místních změn parametrů: • nalomení a přerušení rotorové tyče – zvýšení odporu rotorové klece • mezizávitový zkrat ve vinutí statoru – snížení odporu nebo indukčnosti vinutí • poškození vinutí statoru – zvýšení odporu vinutí • statické a dynamické excentricity – změna vzájemné indukčnosti 4. Závěr
Sektorové modelování je poměrně perspektivní metodou pro zjišťování a lokalizaci závad asynchronních motorů. Existuje řada podobných principů, ale tento je z nich nejjednodušší a nejsnáze realizovatelný v malých diagnostických systémech vystavených kolem jednoduchých mikrokontrolérů či levných signálových procesorů. Právě na implementaci pomocí signálových procesorů je zaměřen aplikační vývoj této metody. [1] [2] [3]
[4] [5]
Baghli L., Hein D., Razik H., Rezzoug A., „Modeling rotor cage induction motor for fault detection”, Proc. 1997 IEEE ISDEM, France, Sept. 1997, pp. 41-47 Benbouzid M.E.H., „A review of induction motors signature analysis as a medium for faults detection“, Proc. IMACS-CESA‘98 , Tunis, April 1998, pp. 429-433 Durantay L., Mercier J.C., Aburtin C., Enon J., „Finite element computation of the magnetic field and forces in an induction machine at its rated point with simulation of electromechanical defects“, ICEM’94, France Caha Z., Černý M.: Elektrické pohony, Praha, SNTL 1990. Penman J., Dey M., Tait A.: „Condition Monitoring of Electrical Drives“, Proc.IEEE Vol. 133, Pt.B, No.3, 1986
-180-
Náhradní schéma asynchronního pohonu pro neharmonické napájení Eva Konečná
-181-
-182-
-183-
-184-
-185-
-186-
ZAŘÍZENÍ PRO KOSMICKÝ VÝZKUM Jiří ZDĚNEK, Lubomír KOUCKÝ, Pavel MŇUK České Vysoké Učení Technické, Fakulta elektrotechnická, Katedra elektrických pohonů a trakce, Technická 2, 166 27 Praha 2, JOXIMA s.r.o., Chrášťany 59, 252 19 Praha-západ.
ANOTACE: Příspěvek popisuje některé aspekty architektury a konstrukce technologického zařízení pro vysokoteplotní materiálový výzkum určeného k použití v orbitální stanici ISS na oběžné dráze Země. Zařízení Advanced TITUS je automatizovaná vícesegmentová vysokoteplotní pec řízená soustavou technologických počítačů. Zařízení obsahuje specielní pomaloběžný pohon manipulátoru se vzorky, přesné měření a regulaci teplot v topných segmentech pece, měniče topných segmentů, měření teplot uvnitř zpracovávaných vzorků, tříosé měření zbytkové gravitace, tlumící zařízení otřesů, telemetrii a síťový multiprocesorový řídicí počítač. Zařízení vzniká na základě mezinárodní spolupráce řady institucí a firem pod vedením German Aerospace Center – DLR. 1. Požadavky na zařízení
Zařízení Advanced TITUS je automatizovaná vysokoteplotní pec určená pro materiálový výzkum v prostředí stavu beztíže na oběžné dráze Země. Zařízení vzniká v kooperaci řady firem a institucí pod vedením německého výzkumného ústavu German Aerospace Center – DLR a firmy BBT Materials Processing Praha, počítačové řízení a pohony pak navrhuje firma JOXIMA ve spolupráci s ČVUT FEL. Při návrhu architektury a konstrukce zařízení Advanced TITUS byly využity zkušenosti z návrhu a provozu jeho předchůdce se jménem TITUS, který v letech 1995 až 2001 úspěšně pracoval na oběžné dráze Země na orbitální stanici MIR a byl využíván v rámci kosmických výprav EUROMIR organizovaných Evropskou kosmickou agenturou ESA. Zařízení je navrženo modulárně tak, aby bylo možné změnit konfiguraci pro jiné typy experimentů přímo na orbitální stanici s v budoucnosti nově navrženým a ze Země dopravenými součástmi. První navržené moduly umožňují sestavit pec (krystalizátor) s 9-ti topnými segmenty s nezávisle regulovanými teplotami až do 1300°C a s manipulačním mechanismem pro pohyb zpracovávaných vzorků v průběhu experimentu (obr.1) a dalšími bloky. Experimenty na zařízení budou probíhat uvnitř orbitální stanice, je tedy nezbytné uvážit též bezpečností rizika pro posádku stanice i pro vlastní stanici. Mnoho experimentů probíhá při teplotách blízkých změně skupenství testovaných látek, kdy v případě selhání řídících počítačů hrozí nebezpečí úniku plynů i další problémy. Zařízení bude na orbitální stanici dopraveno nákladním nosičem, kde při jeho startu vznikají silné vibrace, které zařízení nesmí poškodit. Odběr elektrické energie pro topné segmenty zařízení jen na orbitální stanici rovněž silně omezen, ani krátkodobě nesmí překročit dohodnutý limit. Výběr z mnoha požadavků na konstrukcí a provozní vlastnosti zařízení následuje: - Bezpečnost posádky i orbitální stanice - Snadné ovládání posádkou (automatizovaný režim) - Kvalitní funkční parametry - Spolehlivost - Komunikace (s posádkou a s řídicím střediskem na Zemi) - Diagnostika (podpora rychlé analýzy chyb) - Lehká konstrukce - Nízký příkon a omezený příkon topných segmentů (řízení příkonu) - Modifikovatelnost (option, změny konfigurace v budoucnosti) -187-
-
Snadná oprava po případné poruše proveditelná na oběžné dráze Snadné rozložení do bloků (skladování mimo dobu experimentu) Vysokoteplotní pec (až do 1300°C), vysoká stabilita teploty topných segmentů Přesné polohování vzorků v peci Bezvibrační, výrazně pomaloběžné elektrické pohony pro manipulaci se vzorky Elektronická převodovka, rychlost posuvu min/max=1/3500000 Ochrana elektroniky proti chemickým vlivům Ochrana proti vibracím ze stanice Plynotěsná pracovní část Povoleny pouze vybrané konstrukční materiály (nejedovaté zplodiny hoření,...) Neztratná konstrukce všech drobných spojovacích dílů a další.
2. Architektura řídicího počítače zařízení Řídící počítač zařízení je multiprocesorový síťový (obr.2) se dvěma síťovými protokoly, ProfiBus a LonWorks. Jednotlivé počítače části řízení vlastní pece jsou připojeny na síť LonWorks. Jednotka centrálního kontroleru řídí podřízené jednotky pohonů (Dv), regulace teploty v peci (Hm,Hs), ochranné měření teploty různými metodami (Pm,Ps,Pa) a diagnostiky (Dg). Centrální kontroler je propojen sítí ProfiBus s dalšími částmi zařízení, především s archivačním počítačem PC, odkud se do centrálního kontroleru nahrává program experimentu a zpět přenáší data měřená v jeho průběhu. Vlastní experiment kordinuje a řídí centrální kontroler se svými podřízeními jednotkami. Řídící počítačové jednotky mají společnou architekturu hw jádra (obr.3) s aplikačním procesorem, FLASH diskem, DMA kanály a komunikačním procesorem pro připojení na síť. Rozdílné jsou bloky specielního hw pro dílčí úkoly řízení. Programové vybavení je postaveno na metodě spolupracujících automatů (coroutines) v kombinaci s částmi řízenými přerušením a dalšími částmi pracujícími s kanály DMA. Podrobnější pohled na konstrukci sw je na obr.4. Na stykových místech s komunikačními kanály jsou vystavěny fronty, plánovač (scheduler) jednotlivých automatů je tabulkově řízený, s tabulkami v dokumentační podobě pro snadné hledání chyb a problémů a bezchybný přenos do dokumentace. Programové vybavení je napsáno v jazyce C. 3. Literatura
http://www.kp.dlr.de: TITUS MPP project. Zděnek,J.: AdvancedTITUS, zařízení pro materiálový výzkum na ISS. CIC-AT ProfiBus, ČVUT FEL 2000. Koucký,L.-Mňuk,P.-Zděnek,J.:TITUS-pohony na oběžné dráze Země, Sbor. ČESÚOS Elektrické pohony 2001,pp.116-121. Zděnek,J.: ATC Centrální kontroler ProfiBus. JOXIMA, 2000. Zděnek,J.-Koucký,L.-Mňuk,P.:Control of Technological Facility for Space Research.Proc.of Workshop 2002, CTU, Prague 2002. ABSTRACT: SPACE RESEARCH FACILITY. Space research, ISS orbital space station, High temperature material processing in microgravity environment, Very low speed vibrationless electric drives, Accurate sample positioning, High temperature multisegment control, Computer control of drives, Computer control of high temperature furnace, Multiprocesor control computer architecture, Netowork control computer, Master-slave and peer-to-peer computer networks, Node core architecture, Software architecture, FSA architecture, Table driven coroutines architecture, Special features of control computer architecture and design for space technology.
-188-
Advanced T I T U S Modular design
D2 Thermocouples
Cooling unit Oven
Shifting bolt
Te2
Toothed belt
D3
D4
Damping unit
Hm
Hs
Pm
Ps
Cc
Dg
?
?
Pa
Dv
Option
Te1
Gra
?
Option
Telemetry
Crew Interface Computer
Obr.1. Zařízení pro vysokoteplotní materiálové experimenty v kosmu
-189-
?
Advanced TITUS Control Computer (3 level distributed control system) Crew Interface Computer
Level 1
Cic
Laptop
485 Unit 485 115.2kbps
Level 2
Cc
ProfiBus
Te
NetWork
Gra
N
Telemetry
3
Option Earth
Tx
Ax TEGRA
Level 3 485
78kbps LonWorks NetWork
Hm
Hs
5
5
Ty
PWMy
Dv
4
Tz
PWMz
5 Tyy
Ps
5
4
PWMyy
Dx
Pa
4
Tzz PWMzz
Dg
2x4 Li
4
Pm
9
9
Ux
Ix
Power Supply Option CSK5
Obr.2. Multiprocesorový síťový řídicí počítač zařízení
-190-
28V=
Advanced TITUS Units Core (Oven only, simplified) 485
115.2Kpbs
ProfiBus NetWork
Host Computer Core
Cc only
Master-Slave Communication Coprocessor Xceiver
485 Xceiver
232 Xceiver
Dbg
3
UARTs
8
Token Passing Bidirectional
Xceiver
DMA Controller
CPU1
Interrupt Controller
CPU2 (Firmware) 16
8
RAM
CPU3 (Firmware)
Host Processor CPU0
Common RAM
FLASH Disk
EEPROM
Other parts
Other parts
Special HW
LonWorks CODEC
485 Xceiver
485
78kbps
LonWorks NetWork
MultiMaster CSMA/CD Peer-to-Peer Bus
Obr.3. Architektura jádra jednotek řídicího počítače
-191-
Sequential Machine (FSA) construction Communication
Interrupt Driven Routines (Time sensitive actions)
Cic channel IntRoutine1
TxChar
RxChar
HW FIFO
HW FIFO
CharQueue
CharQueue
IntRoutine2
IntRoutineN
SeqMachineClk
SendMsg
HW Reset
GetMsg
Initialization
SeqMachine Executive (Dispatcher)
Scheduler AbortCmdTable GoCmdTable 0 Action NextSt Par 1 2
MsgProcessor
CmdQueue StartSeqMachine
SyncToClk N
Action Routines Bank RunAction Routine
ActionA
Act.B
StateCtrPtr
ActionC
.... ActionX
Obr.4. Konstrukce spolupracujících automatů (coroutines)
-192-
VSCF TECHNOLOGIE U EC3G Leuchter J., Kurka O., Melichar M. Vojenská akademie v Brně. Katedra elektrotechniky a elektroniky, Kounicova 65, 612 00 Brno
ANOTACE: Mobilní zdroje elektrické energie (elektrocentrály) používané zejména ve vojenské technice pracují výhradně s konstantními otáčkami. Tyto otáčky jsou přímo úměrné kmitotu výstupního napětí bez ohledu na zatížení. Referát uvádí některé výsledky výzkumu na modelu elektrocentrály nové generace, kde je použita technologie VSCF (Variable Speed– Constant Frequency). Ta umožňuje optimální řízení otáček v závislosti na zatížení s ohledem na úsporu paliva, a omezení nežádoucích emisí. Výstupní kmitočet a napětí synchronního generátoru s permanentními magnety jsou stabilizovány při změnách otáček a zatížení polovodičovými měniči. 1. Úvod
Mobilní zdroje elektrické energie byly původně používány zejména ve vojenské technice. Postupně našly použití při napájení různých zařízení a strojů pro zvýšení jejich mobility. Zcela nepostradatelné jsou v civilní ochraně, záchranných a krizových útvarech. Poskytují nezávislost na veřejné rozvodné síti. Uplatňují se v pojízdných opravnách, na stavbách, v zemědělství, osvětlovacích systémech, komunikačních systémech a v celé řadě dalších oblastí jako zálohové systémy vedle zdrojů nepřetržitého napájení, s kterými mají mnoho společného. Dnešní zbraňové systémy včetně prostředků letectva, protivzdušné obrany, dělostřeleckých a raketových systémů, spojovacích, komunikačních a řídících systémů, dopravních prostředků, systémů logistiky a výcvikových systémů založených na počítačové simulaci a koncepci virtuální reality vyžadují zavedení nové generace EC. Ta má splňovat při neustále rostoucích požadavcích na dodávaný výkon požadavky na vysokou kvalitu dodávané elektrické energie, na co nejnižší akustické, elektromagnetické a infračervené vyzařování, požadavky logistiky na unifikaci, modularitu, jednotné palivo. Nově přistupují dosud nerespektované požadavky na hospodárnost, minimalizaci spotřeby paliva a ekologická hlediska. Dosavadní mobilní zdroje elektrické energie jsou složeny ze synchronního generátoru poháněného zážehovým nebo u větších výkonů vznětovým motorem s poměrně jednoduchou regulací otáček, které odpovídají požadovanému kmitočtu. Výstupní napětí je stabilizováno na požadované úrovni změnou budicího proudu generátoru nebo jeho budiče. Jsou používány různé druhy bezkartáčových synchronních generátorů. Pro svoji jednoduchost a robustnost jsou u EC2G nižších výkonů (do 10 kW)používány i asynchronní generátory. Nová, tzv. 3. generace EC (EC3G) je založena na některých nových technologiích. Zásadní změnou je přechod od konstantních otáček, určujících kmitočet, k optimálně proměnným otáčkám. Optimalizačním kriteriem je minimální spotřeba paliva v závislosti na okamžitém zatížení EC. Ve srovnání s předchozími generacemi EC, v EC3G je využita technologie VSCF (Variable Speed - Constant Frequency), použitá již koncem minulého století v letecké technice a později u některých větrných elektráren. Její nové použití umožnil rozvoj výkonové elektroniky. Historická změna od konstantních otáček k optimálně proměnným otáčkám vychází z analýzy způsobu provozování a zatěžování dosavadních EC. Vzhledem k obvykle nízkému průměrnému zatížení většiny EC obecného použití (20 – 25 % Pn) pracuje motor při nízkém zatížení i při chodu naprázdno se zbytečně vysokými konstantními otáčkami (většinou -193-
3000 min-1) v neekonomickém a z hlediska životního prostředí nežádoucím režimu. EC3G je spojena s praktickým použitím moderních kompaktních vznětových motorů s vhodnými dynamickými vlastnostmi a užitím synchronních generátorů s permanentními magnety (SGPM). K používání synchronního generátoru s permanentními magnety u EC vedou zkušenosti s provozem takovýchto generátorů u větrných zdrojů elektrické energie. 2. Koncepce silové a řídící elektroniky nové generace EC
Mobilní zdroje elektrické energie musí dodat připojeným spotřebičům elektrickou energii s požadovaným tvarem a charakterem. Kvalita výstupní elektrické energie nesmí být závislá na připojené zátěži. Funkce EC3G s proměnnými otáčkami je založena na regulaci vznětového motoru s ohledem na připojenou zátěž. Informace o velikosti a charakteru zátěže je v regulátoru přípusti (vstřiku) paliva motoru zpracována tak, aby pro danou zátěž byly dosaženy optimální otáčky. Generátor SGPM má na výstupu odpovídající proměnný kmitočet a napětí okamžitým otáčkám motoru. Měnič kmitočtu, sestávající z AC/DC měniče s pulsně šířkovou modulací, stejnosměrného napěťového meziobvodu a navazujícího střídače s konstantním (nastavitelným) výstupním napětím a kmitočtem, převádí proměnné napětí a kmitočet na požadované konstantní hodnoty. Výstupní filtr spolu s jednotkou kontroly a řízení výstupní křivky napětí zabezpečuje harmonický průběh výstupního napětí (proudu) s odpovídajícím spektrem harmonických. Použitím moderního vznětového motoru používaného v automobilové technice se širokým pásmem regulace otáček, SGPM a elektroniky lze získat úsporu paliva až 40%.
Měnič Kmitočtu an. vstupy
U V
SGPM
W
Vyhodnocení Výst. amplitudy
Měnič AC/DC
+DC
L1
-DC
L2
N
L3
U V W
Pasivní filtr
L1 L2 L3 N 3*400Vef, 50Hz
Obr. 1: Elektronika EC3G Elektronika EC3G musí zajistit požadovanou kvalitu výstupní elektrické energie v požadovaném rozsahu se sinusovým tvarem výstupního napětí a spolu s jednotkou řízení chodu vznětového motoru musí zajišťovat optimalizovaný, ekonomický chod spalovacího motoru. Regulace otáček je dána otáčkovou a proudovou (výkonovou) zpětnou vazbou v závislosti na statických a dynamických charakteristikách pohonného motoru, regulátoru vstřiku paliva, parametrech SGPM a chování elektronického měniče napětí a kmitočtu. Blokové schéma EC3G uvedeného na obr. 2. připomíná jednoduchou kombinaci generátorové jednotky + UPS (uninterruptible power supply). Zde akumulátory jsou připojeny paralelně k AC/DC měniči a toto zapojení je obdobou systému on-line. Funkcí UPS je zpravidla krátkodobá (sekundy,minuty až hodiny) dodávka energie v případě nestability vstupního napětí či úplném výpadku. Použití komerčně dostupné UPS ve struktuře EC3G je možné. Používaná obvodová řešení UPS zaručují nejvyšší kvalitu dodané elektrické energie s definovanými parametry.
-194-
D2
V2
V1
D1
U
Měnič Kmitočtu
V
SG PM
W
an. vs tup y
Měnič AC /D C
Vyh odno cen í Výs t. am p litu dy
+D C -D C
N
L1 L2 L3
U V W
L1 L2 L3
Pa s ivní filtr
N 3* 400 Vef, 50 Hz
Obr. 2: Blokové schéma EC3G s akumulátory Klíčové aspekty koncepce elektroniky EC3G 1) SGPM nemá možnost elektricky regulovat amplitudu výstupního napětí jako je tomu např. u synchronních generátorů s cizím buzením přes rotující usměrňovač. Výhodou permanentně buzeného generátoru je jeho konstrukční jednoduchost. Nevýhodou je proměnný kmitočet a napětí, závislé na otáčkách pohonné jednotky. 2) Pohonná jednotka – spalovací motor má za určitých, jemu vlastních otáček dle výrobce, minimální spotřebu. Pokud se požaduje ekonomický chod centrály v případě malého odběru energie, pak musí být redukovány otáčky pohonné jednotky a tím dojde ke změně kmitočtu i amplitudy výstupního napětí generátoru. 3) Pro zajištění konstantního kmitočtu výstupního napětí centrály lze použít měnič kmitočtu. Jeho třífázové šířkově modulované výstupní napětí se musí vyfiltrovat pasivním filtrem. Pro zajištění nezávislosti velikosti výstupního napětí na zatížení je nutno zavádět do jeho řídicích obvodů zpětnovazební informaci. 4) Měnič kmitočtu musí mít zajištěnu toleranci výstupního napětí ±10% jmenovitého napětí. 5) Pro stabilizaci napájecího silového napětí pro měnič kmitočtu je nutné realizovat zvyšující měnič, který zajistí nezávislost napájení měniče kmitočtu na změnách kmitočtu a napětí generátoru v celém rozsahu, který pokryje jak ekonomický chod pohonné jednotky, tak její jmenovitý stav pro plný výkon. 6) Zvyšující měnič má stejnosměrný výstup. Proto je nutné zvolit takový měnič kmitočtu, který umožňuje vstup energie v podobě stejnosměrného napětí. Pro možnost stabilizovat amplitudu výstupního napětí centrály, je nutné současně volit typ měniče, který má pro tyto účely vyveden regulační vstup.
3. Použité řešení silové a řídící elektroniky v EC3G
Použité řešení silové a řídící elektroniky vyplynulo z již řečených požadavků na kvalitu výstupní energie, schopnosti rychlé regulace a také z požadavku vojenských pro použití v terénu v podmínkách extrémních teplot a vibrací. Principielní schéma silové a řídící elektroniky EC3G, která je použita na fyzickém modelu EC3G je na obr. 3. Je složeno z AC/DC usměrňovače, DC/DC zvyšovače typu FLYBACK, DC/AC měniče a jednotky řízení chodu vznětového motoru. Elektronika je schopna zpracovat výstupní střídavé napětí
-195-
Udc Uv = Um + Udc
C3
C1 T1 V W
Udc
U
T3 TR1
Um
proměnné velikosti ze SGPM o efektivní hodnotě 200–400 VAC s proměnným kmitočtem 100-300 Hz a proměnit je na 400V/50Hz s požadovanou kvalitou dle normy. V měniči jsou použity výkonové spínací tranzistory IGBT (FZ 50 A 12 KL), výkonové tlumivky tzv. IRON-POWDER, elektrolytické kondenzátory s nízkým ESR a usměrňovací moduly BYT230PIV-1000.
TR2
FILTR
U V W
C4
3x400 V, 50 Hz, 5 kW
C2 T2
T4
DC/DC zvyšovač
AC/DC
DC/AC
Obr. 3: Principielní schéma silové a řídící elektroniky pro EC3G
2800
2000 1800 1600 1400 1200 1000 800 600 400 200 0
2600 otáčky[rpm
spotřeba paliva [g/hod]
Jednotka řízení chodu spalovacího motoru je součástí řídící elektroniky. Simulací vznětového motoru a rozboru závislosti spotřeby paliva na zátěži při různých otáčkách (obr. 4.) byla stanovena křivka optimální regulace a definována regulační charakteristika (obr. 5.). Je-li zatěžovací proud menší než 2A, pohonný motor pracuje na otáčkách 1500 min-1, které jsou charakterizovány menší spotřebou, tichým chodem a režimem, který je šetrnější k mechanickému opotřebení sestavy. Použitím nižších otáček než 1500 min-1, které vznětový motor umožňuje, nedosáhneme dalšího výrazného snížení spotřeby a dostáváme se do problémů dodání požadovaného výkonu do zátěže při náhlém zvýšení zatížení.
3000 rpm 2600 rpm 2300 rpm 2000 rpm 1800 rpm 1500 rpm
2400 2200 2000 1800 1600 1400 1200
0
1
2
3 4 P [kW]
5
6
0 0 1 1 2 2 3 3 4 4 5 5 6 I[A]
7
Obr. 4: Spotřeba paliva v závislosti na P a ω. otáček
Obr. 5: Regulační charakteristika
Pokud je zatěžovací proud vyšší než 2A, nastavují se otáčky dle regulační charakteristiky (obr. 5.), která má tvar schodové funkce až do proudu 5A, kde tato hodnota proudu odpovídá otáčkám 2600 min-1. Vyšší otáčky než 2600 min-1 není vhodné používat, neboť způsobují vyšší hluk a větší mechanické opotřebování sestavy.
-196-
Regulační charakteristika je začleněna do systému regulace pomocí aplikačního modulu UD70. UD70 je 32 bitový procesor s programovatelnou FLASH pamětí a umožňuje snímané parametry zavést do zpětné vazby pro regulaci.
Palivová tyč Potenciometr polohy Servo-pohon
Obr. 7: Detail servo-pohonu pro regulaci vznětového motoru Na obr. 7. je uveden detail fyzického modelu bloku regulace. Servomotor nastavuje polohu palivové páky v závislosti na zatěžovacím proudu a potenciometr polohy udává informaci o poloze palivové páky Nastavená poloha palivové páky odpovídá nastavení optimálních otáček vznětového motoru. 4. Závěr
EC3G jsou zdroje elektrické energie ve stadiu výzkumu. Byla ověřena jejich funkce a z různých variant řešení se ukazuje jako perspektivní systém vznětový motor–synchronní generátor s permanentními magnety s vnějším rotorem – polovodičový měnič napětí a kmitočtu –filtr. Současné trendy polovodičových měničů vycházejí ze známých struktur, které byly používány již v 70 letech a v dnešní době, při rychlém vývoji polovodičových prvků, je možné tyto struktury použít pro vysokovýkonové aplikace a vývoj nové generace EC založené na VSCF technologii. Řešení projektu ukazuje na problémy regulace při náhlých přechodech z jednoho stavu do druhého v reálném čase. Z posouzení technicko-ekonomických ukazatelů je zřejmé, že zavedení EC3G přinese úsporu paliva, snížení hluku, snížení emisí a zvýšení technické úrovně EC. 5. Literatura
KURKA, O. - LEUCHTER, J.: „Výkonová elektronika v nové generaci mobilních zdrojů elektrické energie“. EPVE 2000, Sborník ISBN 80-214-1727-7. VUT-ÚVEE Brno 14.11.2000, p. 127 -134. Kurka, O.- Leuchter, J.: New generation of mobile electrical power Sources. International Conference on Electrical Machines ICEM 2000, Proceedings, vol. III, p. 1366 - 1369, Espoo, Finsko.
ABSTRACT: The paper brings some practical results of research devoted to the new EGS generation, based on the VSCF technology. In this EGS the driving motor and generator speed is optimally controlled in accordance with the load power thus decreasing the fuel consumption. The output voltage and frequency are stabilized by means of power electronics.
-197-
MĚŘENÍ ELEKTROSTATICKÉHO NÁBOJE Jana Dobiášová
Technická univerzita v Liberci, Katedra elektrotechniky a elektromechanických systémů FM, Hálkova 6, 461 17 Liberec
ANOTACE: V tomto příspěvku prezentuji metodu měření elektrostatického náboje na textilních materiálech. Elektrostatický náboj na textilii vzniká třením textilie o tyče a je měřena intenzita elektrostatického pole. Triboelektrické nabíjení je jev, jenž se objevuje při dotyku nebo tření dvou materiálů o sebe. V příspěvku je uvedena závislost elektrostatického náboje na složení textilie a způsobu tření. Z experimentů vyplývá, že elektrostatický náboj je závislý na procentuálním zastoupení vodivých vláken v textilii a jejich zatkání v osnově nebo útku. 1. Principy elektrostatického nabíjení textilních materiálů
Většina textilních materiálů patří mezi izolanty. Jejich dielektrická konstanta je velmi malá. Proto, abychom mohli využívat elektrostatických vlastností materiálů, je nutné elektrický náboj zafixovat v těchto materiálech. V současnosti je známo několik způsobů polarizace textilních materiálů. Mezi nejznámější patří: nabíjení pomocí elektrod, tuhnutí vláken ve vysokém elektrickém poli a koronové nabíjeni. První způsob nabíjení pomocí elektrod je aplikovaný již na vyrobených textilních vláknech. Druhé dva principy nabíjení se provádí při vlastní výrobě textilních vláken, přesněji řečeno v jejich poslední fázi výroby, např. při odtahování vláken za tryskou. Známé principy nabíjení: • Kontaktní nabíjení • Nabíjení pomocí elektrod • Tuhnutí vláken ve vysokém elektrickém poli • Koronové nabíjení • Indukční nabíjení • Iontové nabíjení 2. Kontaktní nabíjení a Triboelektrická řada
Jeden ze základních a zároveň nejdůležitějších způsobů nabíjení materiálů je kontaktní nabíjení, či tření jejich povrchů o sebe. Kontaktem rozdílných povrchů materiálů dochází k přenosu náboje. Pokud je jeden z povrchů méně vodivý, po jejich oddálení náboj zůstává na méně vodivém povrchu. Opakováním kontaktů dochází k dalšímu přenosu náboje až do té doby, kdy je dosaženo rovnovážné hodnoty. U drsných povrchů tímto opakováním může dojít ke vzniku tepla a popřípadě i k přenosu hmoty. Jednotlivé povrchy materiálů můžeme rozdělit pomocí tzv. Triboelektrické řady. Obecně tato řada seřazuje materiály podle toho, zda mají tendenci nabíjet se kladně nebo záporně při tření se mezi sebou. Při sestavování triboelektrické řady se tedy vychází z tendence povrchů materiálů nabíjet se kladně nebo záporně při vzájemném kontaktování mnoha párů a je zřejmé, že materiály triboelektrické řady uvedeny těsně vedle sebe budou vytvářet menší náboj, než materiály vzdálenější. Mnoho autorů publikuje triboelektrickou řadu založenou na tomto způsobu a zkoumané povrchy jsou nejen přírodní vlákna a polymery obecně, ale i kovové či skleněné materiály a velmi často i materiály, které jsou svou strukturou podobné -198-
lidské kůži. Podle evropské normy DRAFT prEN 1149-3 je však triboelektrická řada sestavena tak, že styčný povrch tvoří dvě tyče z polyetylénu (popřípadě hliníku) a zkoumané materiály jsou o ně třeny. V současnosti se využívají znalosti z triboelektrické řady při určování typů vláken použitých k výrobě např. elektretových filtrů. Náboj vznikající při výrobě přízí byl poprvé odstraněn použitím piezoelektrického antistatického rozprašovače.
Triboelektrická řada kladný náboj Lidská kůže Králičí chlupy Sklo Slída Lidské vlasy Nylon Vlna Kůže Hedvábí Hliník Papír Bavlna Ocel Dřevo Jantar Pečetní vosk Tvrdá guma Nikl, měď Mosaz, stříbro Zlato, platina Umělé hedvábí Polyester Polyuretan Polyethylen Polypropylen Vinyl (PVC) Silicon Teflon záporný náboj V podstatě se náboj nevyskytuje při kontaktu dvou stejných vzorků materiálu. Nicméně bylo objeveno, že při tření dvou identických materiálů se velmi často náboj objeví. Bylo zjištěno, že tento přenos náboje není zapříčiněn rychlostí tření ani vlivem rozdílných teplot vzorků. Patrně zde velkou roli hraje asymetrie při tření vzorků, neboť směr přenosu náboje se může obrátit změnou způsobu tření. Což se projevilo při experimentu. Třením dvou různých povrchů materiálů o sebe tedy vzniká elektrostatický náboj. Na jednoduchém pokusu si vysvětlíme princip nabíjení a sestavení triboelektrické řady. K tomu, abychom mohli porovnat jednotlivé materiály, by bylo potřeba kontaktovat všechny povrchy navzájem mezi sebou. Daleko jednodušší a efektivnější se nabízí vybrat jeden materiál a ostatní materiály s ním kontaktovat a měřit velikost náboje. V našem případě se jedná o PE tyče jako styčný materiál a vzorky PES tkanin s uhlíkovými vlákny. Tento experiment byl -199-
proveden v návaznosti na evropskou normu DRAFT prEN 1149-3. Triboelektrická řada bude sestavena nejen podle schopnosti materiálu nabíjet se kladně či záporně, ale i podle velikosti povrchového náboje. Na obrázku Obr. 1: Zařízení pro zjištění náboje metodou triboelektrického nabíjení, vidíme testovaný materiál D, který je uchycen do čelistí A a zatížen závažím G. Po vodící koleji E se vertikálně pohybuje jezdec F, jenž se skládá ze dvou tyčí o kruhovém průřezu C. Výchozí pozice jezdce je v místě H. Pomocí snímače intenzity elektrického pole B je měřen náboj na zkoumaném vzorku textilie. Na obrázku Obr. 2: Detailní pohled na jezdec a válcové tyče, vidíme vzájemné rozmístění tyčí C na jezdci F, kde H je vodící kolej. Zkoumaná textilie je tedy fixně upevněna do čelistí, provlečena mezi tyčemi jezdce a zatížena závažím m=130g. Jezdec se pohybuje směrem shora dolů a pomocí snímače je měřena intenzita elektrického pole. Dochází zde ke tření pouze v jednom směru. Zařízení pro zjištění náboje metodou triboelektrického nabíjení
-200-
0 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00
H
100±5
F
C 15±5 15±5
H
00000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000 00000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 0 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 0000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00
C
15±5
F
Detailní pohled na jezdec a válcové tyče 3. Měření elektrostatického náboje
Mezi nejznámější způsoby měření elektrostatického náboje patří měřící zařízení pro měření intenzity elektrostatického pole. Byl použit měřící přístroj STATIMETER II. Toto měřící zařízení se skládá z citlivé snímací hlavy, která je připojena přes kabel k zobrazovacímu zařízení. Celá měřící soustava je napájena ze sítě 220V, 50Hz. Na obrázku Obr. 3: Schéma měřícího zařízení intenzity elektrostatického pole, vidíme schématické zapojení E
Textilie
Zobrazovací zařízení Snímací hlava
STATIMETERu II. Schéma měřícího zařízení intenzity elektrostatického pole Zkoumaná textilie je nabíjena třením o polyetylenové tyče. Náboj a pole existují zároveň, kolem textilie je tedy elektromagnetické pole. Obecné elektromagnetické pole je nestacionární, to znamená, že je charakterizováno neustálou časovou proměnností. V našem případě však budeme brát tyto změny jako velmi pomalé a tedy zanedbatelné. Tímto zjednodušením můžeme pole kolem nabité textilie považovat za statické, kdy uvažujeme všechny náboje v klidu. Zkoumanou textilii pro zjednodušení bereme jako homogenní s nekonečně velkou plochou a rovnoměrně rozprostřeným nábojem σ.
-201-
Intenzitu elektrického pole takovéto rovnoměrně nabité roviny řešíme podle Gaussovy věty, jenž má obecně tvar (3.1). Gaussova věta je základní zákon elektromagnetického pole, kde Ψ je elektrický indukční tok, E je intenzita elektromagnetického pole a dS je plocha
ψ = ∫∫ E ⋅ dS = q / ε 0
(3.1)
dále q je celkový náboj uzavřený plochou dS a ε0 permitivita vakua. Říkáme, že náboj q je zdrojem toku vektoru E. Princip měření intenzity elektrostatického pole tedy spočívá ve vzájemné existenci pole a náboje. Na snímací hlavu měřícího zařízení působí elektrostatické pole nabité textilie a indukuje náboj Q. Uvnitř snímací hlavy je sonda jenž reaguje na elektrostatické pole. Jako sondu si představme fiktivní kondenzátor, který je tímto polem nabíjen (Obr. 3). Díky definované kapacitě vůči Zemi bereme náboj jako potenciál, který může být vstupem zesilovače, jenž generuje signál přímo úměrný velikosti vnějšího pole (elektrostatického pole kolem nabité textilie). Výstupem měřícího zařízení je přímo intenzita elektrostatického pole. Vychýlením ručičky vpravo či vlevo na stupnici určíme polaritu elektrostatického pole a tedy i náboje. Pro výpočet plošného náboje na textilii použijeme upravenou Gaussovu větu. Rovinu protneme elementárním válcem o průřezu dS, kolmým na rovinu, který z obou stran uzavřeme. Z důvodu symetrie má intenzita směr kolmý k rovině a směřuje na obě strany. Z Gaussovy věty je :
2 ⋅ E ⋅ dS =
σ ⋅ dS ε0
(3.2)
a tok pláštěm válce je nulový. Odtud úpravou dostaneme vztah pro výpočet plošného náboje σ : (3.3) σ = 2 ⋅ E ⋅ ε0
4. Experimentální část
Měření bylo provedeno na tkaninách vyrobených v podniku Spolsin spol. s.r.o. v České Třebové. Jedná se o polyesterové tkaniny s uhlíkovými vlákny zatkanými v osnově a útku. V tabulce Tabulka 1 je podrobný popis jednotlivých vzorků a naměřených hodnot. Při měření byla zaznamenávána vždy maximální hodnota intenzity elektrického pole. Vzdálenost citlivé snímací hlavy od měřené textilie byla 2 cm. Vzorky textilie byly nabíjeny jak ve směru osnovy, tak ve směru útku. Rozsah přístroje je: 0,03; 0.1; 0.3; 1; 3; 10; 30 kV/cm. Podmínky při měření: t = 22°C φ = 24% Naměřené hodnoty Velikost intenzity Přítomnost Hustota plošného Hustota plošného Čí uhlíkových vláken a elektrostatického pole náboje [C/m2] náboje [C/m2] [kV/cm] slo jejich rozteč [mm] vzorku osnov osnov útek útek osnova útek a a 1a 0.4 0.4 7,0832 10-07 7,0832 10-07 1b 15 0.3 0.4 5,3124 10-07 7,0832 10-07 -07 1c 10 0.1 0.4 1,7708 10 7,0832 10-07 -202-
1d
2a 2b 2c 2d 3a 3b 3c 3d 4a 4b 4c 4d
Přítomnost Velikost intenzity Hustota plošného Hustota plošného uhlíkových vláken a elektrostatického pole náboje [C/m2] náboje [C/m2] [kV/cm] jejich rozteč [mm] 5 0.1 0.4 1,7708 10-07 7,0832 10-07 osnov osnov útek útek osnova útek a a 13 0.4 0.1 7,0832 10-07 1,7708 10-07 -07 15 13 0.2 0.1 3,5416 10 1,7708 10-07 10 13 0.15 0.15 2,6562 10-07 2,6562 10-07 5 13 0.05 0.05 8,854 10-08 8,854 10-08 -07 5 0.1 0.1 1,7708 10 1,7708 10-07 15 5 0.1 0.1 1,7708 10-07 1,7708 10-07 -07 10 5 0.1 0.1 1,7708 10 1,7708 10-07 5 5 0.075 0.05 1,3281 10-07 8,854 10-08 -07 10 0.4 0.1 7,0832 10 1,7708 10-07 15 10 0.2 0.1 3,5416 10-07 1,7708 10-07 10 10 0.1 0.05 1,7708 10-07 8,854 10-08 -08 5 10 0.05 0.025 8,854 10 4,427 10-08
5. Závěr
Velikost plošného elektrostatického náboje na textilii měříme nepřímo. Pomocí měřícího zařízení na měření intenzity elektrostatického pole, změříme velikost pole kolem nabité textilie a z Gaussovy věty odvodíme vztah pro plošný náboj. Z naměřených hodnot je vidět rozdíl mezi tkaninami s uhlíkovými vlákny zatkanými v osnově a tkaninami s uhlíkovými vlákny v útku. To je způsobeno tím, že nitě v útku jsou více „schované“ v tkanině a kontakt s PE tyčemi je tedy menší (viz vzorky 2d, 3d, 4d). Polarita náboje na zkoumaných textiliích byla vždy kladná, což vyplývá z triboelektrické řady. Dále je vidět, že do určitého procenta vodivých vláken v tkanině, se materiály chovají podobně, dalším zvětšováním podílu vodivých vláken se antistatické vlastnosti již nezlepšují. 6. Literatura
European standard DRAFT prEN 1149-3, Brussels 2001 Haňka, L.: Teorie elektromagnetického pole, SNTL Praha 1975 Novotný, K.: Teorie elektromagnetického pole I, ČVUT Praha 2000 http://www.idb.wales.com/stat422.htm , Prexision electrostatic fieldmeter http://www.sciencejoywagon.com/physicszone/lesson/07elecst/static , Creating with Friction - Triboelectricity
Charges
ABSTRACT: In this paper I present a method of electrostatic field measurement. The method uses establishment for triboelectrical charging and electrostatic fieldmeter. In triboelectric phenomena, electric charges are transferred when two materials are touched or rubbed together. I show that electrostatic charge on textiles depend on the structure of textiles and the way of friction. From my experimental data, I conclude that the electrostatic charge results have dependence on percentage of the conducting fibres in the textile and their smash in the warp or the weft.
-203-
PLNĚ AUTOMATIZOVANÉ MĚŘENÍ A MODELOVÁNÍ DVOUROZMĚRNÝCH STACIONÁRNÍCH MAGNETICKÝCH POLÍ Miloslav Košek, Tomáš Mikolanda, Přemysl Svoboda
Technická univerzita v Liberci, Katedra elektrotechniky a elektromechanických systémů, Hálkova 6, 461 17 Liberec ANOTACE: Přesné měření prostorového průběhu stacionárního magnetického pole je velmi obtížný problém, který vyžaduje sestavení specializované aparatury. V rámci studentského projektu byla tato aparatura navržena a realizována. Umožňuje plně automatizované měření vektoru magnetické indukce ve dvou rozměrech. Jádrem aparatury je řídící počítač, který ovládá krokové motorky pohánějící dvourozměrný posuv. Magnetická indukce se snímá třemi Hallovými sondami a ukládá do paměti pomocí A/D převodníku. Pomocí proximitních indukčních čidel umístěných v krajních polohách posuvů jsou citlivé prvky chráněny proti poškození při chybě programu. SW část umožňuje naprogramovat různé režimy měření, její součástí je i zobrazení naměřených průběhů. Měření pomocí navrženého mechanismu je velmi snadné a lze ho provádět na všech vnitřních a vnějších částech zařízení, všude tam, kam se lze s automatickým posuvem a měřící hlavicí dostat. 1. Úvod
S přibývajícími technologiemi založenými na aplikaci magnetických polí roste i význam měření těchto polí. Zvyšující se výkon výpočetní techniky nám umožňuje přejít od manuálního a statického měření k plně dynamickému kontrolovaném počítačem, které nám dovoluje během měření paralelně zpracovávat naměřené údaje a zobrazovat je na displeji počítače. Současným největším problémem měření magnetických polí je samotná náročnost, která klade důraz na preciznost, přesnost a reprodukovatelnost měření. Tato mimořádná náročnost měření prostorového průběhu stacionárního magnetického pole spočívá v tom, že je především nutno určit přesně souřadnice bodu, v němž pole měříme. Poněvadž magnetické pole je vektorové, je nutno určit indukci ve třech navzájem kolmých směrech v souřadné soustavě definované rámem aparatury. S ohledem na malé rozměry Hallových sond, které se jeví jako jediné možné sondy, je právě zajištění přesné polohy a zejména vzájemné kolmosti jejich os velice obtížné. Požadavek spolehlivého a podrobného měření magnetického pole se vyskytuje stále častěji. Jedná se např. o přímé měření zejména elektrických prvků (cívky, magnety, elektromagnety), měření magnetických textilií a rozptylových polí. Měřením se dají snadno ověřovat výpočty pole pomocí modelů, zejména pak pomocí metody konečných prvků [1]. Možností měření je několik a závisí zcela na nás, jakou optimální metodu zvolíme s ohledem na námi řešený problém. Bylo vybráno měření realizované pomocí řídícího počítače, který poskytuje možnost změny funkce. Výhoda tohoto řešení spočívá v tom, že není závislé na konstrukci měřící aparatury a způsobu výkonového ovládání krokových motorků. Obsah článku pojednává o návrhu a realizaci aparatury pro automatické měření dvourozměrných stacionárních magnetických polí s důrazem na budoucí rozšíření o možnost měření ve všech třech rozměrech. Aparatura je výstupem studentského projektu [2]. 2. Návrh
Problémy při měření se dají rozdělit do tří základních částí:
-204-
1. zajištění přesné polohy 2. měření všech složek vektoru magnetické indukce ve zvolené soustavě 3. potřeba stability a přesnosti údaje Zajištění přesné polohy lze částečně dosáhnout pro lineární případ např. pomocí posuvného ramene se šnekovým převodem za současného použití správného krokového motorku o dostatečném momentu. Musíme ale vzít v potaz dva protichůdné požadavky: přesnost a doba potřená k měření. Použitím vhodného A/D převodníku s rychlou dobou převodu a Hallových sond s malou dobou odezvy na změnu magnetické indukce lze provádět měření kontinuálně v pomyslné mřížce bez zastavení. Měření všech složek vektoru ve zvolené soustavě závisí především na použitých měřících sondách magnetického pole. Jelikož není možné měřit všechny složky vektoru v jediném bodě (sondy nejsou nekonečně malé) bylo by dobré umístit sondy naproti sobě a počítat potom s průměrem naměřených hodnot. Stabilita a přesnost údaje závisí na mnoha faktorech, hlavními jsou zejména vlivy prostředí (teplota, rušivé pole, otřesy,…), které nelze nikdy úplně eliminovat. Mezi další důležité vlivy lze zahrnout provozní parametry měřících sond, které se mohou v závislosti na výrobní technologii a typu výrazně měnit. Aby bylo možné realizované zařízení používat např. v praxi, bylo nutné navrhnout takový systém nastavování souřadnic, který by umožňoval zadávat souřadnice v kartézské soustavě. Mimo těchto souřadnic existují i křivočaré souřadnice (polární, válcové, kulové). Všechny soustavy souřadnic jsou v principu realizovatelné a závisí pouze na implementaci řídícího programu. Polohování pomocí kartézských souřadnic lze realizovat jako absolutní, tak i jako relativní s nastavitelným nulovým bodem. Mezi základní možnosti řízení měření bychom mohli zařadit: 1. ruční měření 2. autonomní HW automat 3. počítačem ovládané zařízení Ruční měření dnes již nepřipadá v úvahu a autonomní HW automat nedovoluje změnu programu ovládání v závislosti na změně zařízení. Měření pomocí počítačem ovládaného zařízení se při dnešní úrovni výpočetní techniky jeví jako nejlepší možnost. Tento způsob měření byl vybrán i námi. Kladené požadavky na zařízení byly splněny realizováním přesného dvourozměrného posuvu ovládaného krokovými motorky pomocí zkonstruovaného zařízení a řídícím programem PC. Abychom byli schopni měřit vektorové dvourozměrné magnetického pole, bylo nutno zkonstruovat měřící hlavici se třemi Hallovými sondami, umístěnými v navzájem kolmých rovinách tak, aby každá měřila jednu složku vektoru magnetického pole. Výstupy měřících sond byly přivedeny na vstup A/D převodníku, který digitalizuje naměřené hodnoty. Tyto hodnoty jsou dále upraveny a z nich vypočítány přímo vektory magnetického pole. Ty jsou uchovány pro další případné zpracování, což může být např. v našem případě modelování těchto polí. 3. Použité prvky
Blokové schéma realizovaného zařízení je na obr. 1. Ovládací program řídícího počítače posílá pomocí karty digitálních vstupů/výstupů řídící signály do jednotky HW ochrany překročení krajních mezí posuvu. Ta vyhodnocuje regulérnost požadavku a v případě oprávněnosti požadavku povolí posuv dle příkazů řídícího počítače. Zablokování řídícího programu lze ověřit porovnáním signálů řídícího počítače a HW ochrany, která signál vrací zpět řídícímu počítači. V případě správných požadavků programu řídící jednotky vysílají sadě
-205-
krokových motorků ovládací impulsy. Krokové motorky napojené pomocí pružných spojek na hřídele lineárních posuvů realizují přesné polohování měřící hlavy s Hallovými sondami. Měřící oblast je dána dosahem lineárních posuvů a pro případy měření polí v omezeném prostoru i velikostí měřící hlavy. Proximitní indukční čidla umístěná na krajích lineárních posuvů hlídají dosažení krajních poloh a tuto informaci posílají do bloku HW ochrany, která zamezí dalšímu pohybu. Mechanické polohování: Jako lineární posuv byly použity modely DGPL--25 firmy FESTO. Dosažitelný rozsah těchto posuvů je (800 × 400)mm , při dosahované teoretické přesnosti 50 µm . Maximální rychlost pohybu nesmí kvůli konstrukčním hlediskům překročit 1m / s . Polohování jezdce posuvu je zajištěno pomocí připojeného krokového motorku na společnou hřídel. Maximální dovolená zátěž uvedeného modelu činí: Fz = 900 N a dovolený moment namáhání ve směru připevněného druhého posuvu je M x = 21Nm .
Blokové schéma aparatury Krokové motorky: Důvodem pro použití krokových motorků bylo především přesné nastavování polohy jezdce lineárních posuvů. Realizovaná struktura obsahuje motorky řady {SM 2321}, model {P22NRXB} výrobce Pacific Scientific, které se vyznačují délkou kroku 1.8° a tolerancí kroku 0.06° . Odebíraný proud motorkem při sériovém zapojení dosahuje přibližně I =& 2.3 A a plně vyhovuje našemu problému, aniž by kladl velké energetické nároky. Statický moment za výše uvedených parametrů dosahuje přijatelných M s = 1.5 Nm . Na výběr byly i další krokové motorky, které dosahovaly např. vyššího statického momentu, vyššího provozního momentu, avšak tyto parametry byly vykoupeny mnohonásobně většími rozměry, hmotností a vyššími energetickými nároky. Napájecí zdroje krokových motorků: Z důvodu poměrně vysoké energetické náročnosti celého zařízení bylo nutno přistoupit k transformaci všech tří fází trojfázové soustavy. Každá fáze byla transformována zvlášť samostatným transformátorem o výstupním proudu I = 2.7 A při napětí U = 60V , čili o zdánlivém výkonu S = 162VA . Transformované fáze byly
-206-
přivedeny na vstup šestipulzního usměrňovače, který zajistí malé zvlnění výstupního napětí a současně vysokou aritmetickou střední hodnotu napětí na zátěži. Jelikož jsou krokové motorky napájeny pomocí výkonové části řídící jednotky, nejsou na napětí kladeny další speciální požadavky, jako např. malá hodnota zvlnění, apod., neboť řídící jednotky obsahují na svém vstupu dva kondenzátory o velké kapacitě a další přizpůsobovací obvody. Řízení krokových motorků: Pro plně automatizované řízení krokových motorků bylo zapotřebí použít řídící jednotky, které by bylo možno řídit on--line a nikoliv pouze pomocí programu, který by se nahrál do jejich vnitřní paměti a umožňoval reakci na několik málo dostupných vstupů. Těmto požadavkům plně vyhovovala řídící jednotka PKM02 firmy SOFCON. Jedinou nevýhodou této jednotky je potřeba dvojího napájení, pro logickou a výkonovou část. Ovládání řídící jednotky je realizováno pomocí několika jednoduchých řídících signálů. Pomocí řídících signálů, které získává od jednotky HW ochrany překročení krajních poloh posuvu, ovládá jednotka svým výkonovým výstupem krokové motorky. Sondy pro měření magnetického pole: Optimálním řešením měření dvourozměrných stacionárních magnetických polí jsou Hallovy sondy založené na jednoduchém Hallově efektu. Abychom mohli zaznamenávat všechny složky vektoru magnetické indukce, potřebujeme tolik Hallových sond, kolik složek je nutné změřit. V důsledku konečných rozměrů sondy je bylo nutné umístit těsně vedle sebe a za výslednou hodnotu brát jejich aritmetický průměr. Bylo použita Hallova sonda typu LOHET II výrobce Honeywell, která se vyznačuje především nízkou dobou odezvy t r = 3µs a velmi nízkou chybou teploty ± 0.007% / °C . Pro napájení této sondy ze zdroje konstantního napětí je důležité správně určit offset při nulové magnetické indukci, neboť ten se se změnou napájecího napětí mění. Před započetím měření je důležité sejmout A/D převodníkem hodnotu tohoto offsetu a tu pak dále od všech naměřených hodnot odčítat. Na obr. 2 jsou vyneseny závislosti offsetu U h a odebíraného proudu I cc na napájecím napětí U cc .
Závislost offsetu a odebíraného proudu na napájecím napětí 4. Řízení a měření
Aby bylo možno řídit krokové motorky pomocí řídícího počítače, bylo nutné zajistit speciální kartu digitálních vstupů/výstupů, která je programově ovládána a zajišťuje tak chráněnou komunikaci s řídícími jednotkami pomocí bloku HW ochrany. Naměřená data
-207-
pomocí Hallových sond jsou přivedena na analogový vstup 14-bitových A/D převodníků umístěných na další kartě, na níž jsou též i D/A převodníky a sada digitálních vstupů/výstupů. Program pro řízení posuvu: byl realizován v programovacím jazyce PASCAL, především z důvodů jednoduchosti a přehlednosti, zejména pokud se jedná o testování sestavy. Převod do grafického rozhraní pod systémem Windows připadá v úvahu až po úplném HW dokončení celé sestavy. Obrazovka programu je rozdělena do tří svislých částí, kde první obsahuje informace o dostupných nastaveních, aktuální polohu lineárních posuvů, pracovní frekvence a mnoho dalších informací. Druhá obsahuje popis a syntaxi všech dostupných příkazů, kterými lze posuv řídit. Třetí část je realizována jako interaktivní zadávání příkazů, tak jak to známe např. u systému MATLAB. Krokování všech posuvů současně bylo zajištěno pomocí přerušení časovače základní desky řídícího počítače. Program pro snímání a uchování dat: je v této fázi vývoje zahrnut do programu pro řízení posuvu. Měření magnetických polí je realizováno posouváním měřící hlavy do mřížky, jejíž parametry lze libovolně měnit, přičemž lze v každém bodě mřížky zastavit, provést měření a pokračovat dále. Vzhledem k rychlosti použitých prvků není nutné v každém bodě zastavovat a měření lze provádět rovnou. V určitých bodech „virtuální“ mřížky dojde k okamžitému změření díky nízké době odezvy Hallových sond a k převedení dat do digitální podoby a následnému uložení. Zabezpečení proti chybám: je realizováno jako blok HW ochrany, který vyhodnocuje příchozí řídící signály z nadřazeného počítače a současně signály ze senzorů vyhodnocujících dosažení krajních poloh. Pokud by došlo k příkazu pokračování v pohybu a posuv by byl již na konci ramene, blok HW ochrany odpojí řídící jednotku, čímž dojde k okamžitému zastavení konkrétního krokového motorku. Signalizace HW odpojení je zajištěna signálem, který je zaveden zpět do řídícího počítače. Aby nebylo měření ovlivněno přítomností vodivých materiálů v oblasti měření, byla celá měřící hlava zkonstruována z tvrdého plexiskla. Ta je uchycena k lineárnímu posuvu pomocí speciální nástavby zkonstruované ze stejného materiálu, tak aby vzdálenost měřící hlavy od konce kovového lineárního posuvu byla alespoň 15cm. 5. Realizace aparatury a ověření
Celá sestava, tak jak je znázorněna na obr. 1, byla umístěna do pevné kovové konstrukce orientované na výšku. Konstrukce byla rozdělena na tři základní patra, přičemž spodní dvě zabraly zcela obvody napájení. Byly zde umístěny i proto, že transformátory mají vzhledem ostatním komponentám velikou hmotnost a jiné umístění by nepřispělo k mechanické stabilitě sestavy. Vrchní patro zabraly řídící jednotky a bloky HW ochrany. Zadní panel byl vyhrazen pouze pro síťový trojfázový konektor a jištění fází pomocí pojistek. Přední panel obsahuje jištění logických jednotek a každé fáze krokových motorků pojistkami. Dále obsahuje všechny potřebné konektory typu CANON pro komunikaci s řídícím počítačem. Mezi hlavní problémy při realizaci aparatury patřilo zejména navrhnutí a správné zapojení napájecích zdrojů krokových motorků, jejichž energetická náročnost je velmi značná a nedovoluje použití kterýchkoliv dostupných zařízení. Dalším problémem, a to především mechanickým, byla výroba měřící hlavy, která vyžadovala velkou preciznost především kvůli co nejpřesnějšímu dodržení kolmých úhlů na všechny měřené roviny. Ověřena byla přesnost měření a ovládání krokových motorků a jejich přesnost. Byly provedeny pokusy pro ověření správnosti přepočtů mezi úhlem otočení motorku a tedy i hřídele lineárního posuvu a posunutí jezdce. Blok HW ochrany překročení krajních mezí posuvu byl též podroben velmi důkladné analýze chyb, které by mohly způsobit mechanické poškození lineárních posuvů a krokových motorků.
-208-
6. Závěr
Doposud byla realizována mechanická konstrukce obsahující všechny potřebné části pro řízení krokových motorků a tím tedy i lineárních posuvů. Plně skončená je i realizace měřící hlavy s připevněnými Hallovými sondami pro měření dvourozměrných stacionárních magnetických polí. Byla ověřena přesnost polohování lineárních posuvů a zabezpečení proti mechanickému poškození zařízení. V dalším pokračování realizace systému se předpokládá rozšíření o možnost polohování a tedy i měření ve třech rozměrech. Připadá v úvahu speciální program pro prostředí Windows, který by umožnil plně interaktivní ovládání všech vlastností, snímání a uchování dat včetně jejich grafické vizualizace například pomocí knihoven OpenGL. Případně je možná i konstrukce vlastního matematického programovacího jazyku na bázi systému MATLAB, a to navrhnutím vhodné gramatiky rozpoznávající tento jazyk. Ten by umožnil úplnou invariantnost nezávisle na řešeném problému a dovolil by případné zásadní změny v technické konstrukci celého zařízení. Zhotovené zařízení by mělo po svém dokončení sloužit měření magnetických polí elektrických prvků, magnetických textilií a rozptylových polí v rámci katedry elektrotechniky a elektromechanických systémů Technické univerzity v Liberci. Předpokládá se i použití ve výuce pro realizaci základního měření a pro zdůraznění významu měření magnetických polí. Poděkování: Tato práce vznikla díky finanční podpoře grantu č. 102/00/0696 Grantové agentury České republiky. 7. Literatura
Dědek L., Dědková J: Elektromagnetismus, skripta VUT Brno, 2000 Mikolanda T., Svoboda P.: Automatizované měření prostorových stacionárních magnetických polí, Projekt; FM TUL, Liberec 2002 ABSTRACT: A correct measurement of technical magnetic field is a very difficult technical task. As output of the student project, a specific apparatus for fully automated measurement of magnetic flux density in a plane was designed and realised. The key part is the control computer that controls step drivers for 2D motion. The flux density is scanned by three Hall transducers and send into memory through A/D converters. Sensitive parts of the apparatus are protected against damage, due to the programme error, by proximity sensors. SW equipment allows to perform different types of measurement, data processing, result visualisation and other things. The measurement is very comfortable and can be used in almost all technical areas.
-209-
POUŽITÍ ULTRAKAPACITORU V ELEKTRICKÉ TRAKCI Petr Huták, Pavel Vorel
FEI VUT Brno, Ústav výkonové elektrotechniky a elektroniky, Technická 8, 616 00 Brno ANOTACE: Příspěvěk je věnován možnostem využití ultrakapacitoru pro zvýšení účinnosti soustavy elektrického pohonu s trakčním akumulátorem oři krátkodobých nárazových proudech (rekuperační brždění, akcelerace vozidla). Je popsáno propojení ultrakapacitoru se stejnosměrným meziobvodem trakčního měniče (akumulátorem) pomocí dvoukvadrantového měniče. Vhodným způsobem regulace se pak umožní pokrytí prudkých proudových výkyvů obou polarit způsobených vlastním trakčním měničem při rekuperaci či akceleraci vozidla. Pozornost je věnována rozboru energetické bilance, dimenzování ulrakapacitoru základním parametrům konkrétního typu ultrakapacitoru. Rovněž je popsána použitelná regulační struktura. 1. Úvod
Je známo, že akumulátor není schopen absorbovat brzdnou energii vozidla v případech, že brzdění je náhlé a proud rekuperovaný do akumulátoru je veliký. V takovém případě se velká část brzdné energie neužitečně přemění v teplo na vnitřním odporu akumulátoru a rekuperace naprosto ztrácí význam z hlediska zvýšení dojezdu vozidla. Navíc je akumulátor namáhán zvýšenou teplotou, což snižuje jeho životnost. V poslední době se jako reálná jeví možnost použití tzv. ultrakapacitorů ke krátkodobé akumulaci energie. Ultrakapacitory jsou schopny, na rozdíl od akumulátorů, absorbovat s vysokou účinností i velké proudové nárazy způsobené rekuperací. Tím by se určitě zvýšil dojezd vozidla, zvláště, jedná-li se o městský provoz s neustálým častým brzděním a akcelerací. Navíc ultrakapacitor je schopen dodávat energii zpět v případě prudké akcelerace a klesne velmi výrazně proudové namáhání akumulátoru i při odběru - se zřejmým prodloužením jeho životnosti. 2. Připojení ultrakapacitoru, energetická rozvaha iB
LB
id
A iC
iM T1
D02 LU
+
iU
UB
M
CB D01
T2 UU CU
Obr. 1: Využití ultrakapacitoru k rekuperaci energie.
-210-
Přímé paralelní připojení ultrakapacitoru k akumulátoru je nevýhodné. Paralelní spojení totiž neumožní velkou změnu napětí na ultrakapacitoru, malá změna napětí pak nedovolí pohlcení dostatečně velké energie. Proto bylo navrženo řešení, které je zachyceno na obr.1. Dvoukvadrantový měnič je schopen předávat bezeztrátově energii oběma směry mezi ultrakapacitorem CU a stejnosměrným meziobvodem. Pracuje-li horní tranzistor, je energie čerpána z meziobvodu přes tlumivku LU do ultrakapacitoru. Pracuje-li dolní tranzistor, je energie naopak čerpána z ultrakapacitoru do meziobvodu. Energetická rozvaha vychází z následujících úvah: Z důvodu dosažení dobré účinnosti přečerpávání energie oběma směry položme podmínku, že napětí na UU ultrakapacitoru nemá poklesnout pod polovinu napětí akumulátoru U U U min = B (1) 2 Z funkce měniče plyne, že maximální napětí ultrakapacitoru může mít velikost U U max = U B (2) Pak minimálnímu napětí podle rovnice (1) odpovídá energie 1 1 Wmin = CU U U2 min = CU U B2 (3) 2 8 Maximálnímu napětí bude odpovídat energie 1 1 Wmax = CU U U2 max = CU U B2 (4) 2 2 Nyní najděme takovou velikost napětí UUstř, při kterém bude energie Wstř ležet právě uprostřed mezi oběma krajními hodnotami Wmax, Wmin. Při takovém napětí pak bude ultrakapacitor připraven k tomu, že bude schopen stejné množství energie buď vydat, nebo pohltit. Tedy: W + Wmin 5 Wstř = max = CU U B2 (5) 2 16 Současně musí platit: 1 Wstř = CU U U2 stř (6) 2 Z rovnic (5), (6) plyne 1 5 U U stř = U B = 0,79U B (7) 2 2 Bude-li ultrakapacitor nabit na toto napětí, bude schopen symetricky buď pohltit nebo vydat stejné množství energie ∆W podle rovnice: 3 ∆W = Wmax −Wstř = Wstř −Wmin = CU U B2 (8) 16 Pro realistickou hodnotu kapacity použitelné např. pro provoz elektrického autobusu CU = 10F a UB = 550V vychází ∆W = 567 kJ. Tato energie pokryje např. špičkový výkon 100kW po dobu 5,67s při akceleraci i brzdění. Při vhodném řízení pomocného dvoukvadrantového měniče může být po uvedenou dobu proud akumulátoru téměř nulový. To však vyžaduje velmi důmyslný regulační algoritmus. 3. Technologie a typické vlastnosti ultrakapacitorů
Ultrakapacitory jsou elektrochemické dvouvrstvové kapacitory. Podstatou vysoké koncentrace energie je aktivovaný materiál uhlíkových elektrod, který je velmi porézní, takže aktivní plocha je kolem 2000m2/g. Ultrakapacitor se dále vyznačuje extrémně krátkou
-211-
vzdáleností mezi elektrodami s kladným a záporným nábojem (řádově několik nanometrů). Kapacita několik tisíc faradů může být realizována ve velmi malém objemu. Jedná se o elektrolytické kapacitory. Nabíjení a vybíjení se uskutečňuje na základě pohybu iontů v elektrolytu. Nejedná se o takové chemické procesy, při kterých nastává rozpouštění a znovu vytváření materiálů elektrod jako u elektrochemických článků. Ultrakapacitory mají na rozdíl od elektrochemických článků mnohem větší životnost (mnoho cyklů „nabití“ a „vybití) a nepotřebují údržbu. Ultrakapacitory jsou v současné době nabízeny v hodnotě kapacity 5, 10, 100, 120, 600, 1200, 2700 a 3600F při napětí 2,3V. Pro vyšší napětí je nutné ultrakapacitory spojovat do výkonových modulů (bloků). Ultrakapacitory v současné době nemohou zcela nahradit klasické elektrochemické zdroje proudu, ale spolu s nimi mohou překonat některé jejich nevýhody. Ultrakapacitory mohou pracovat paralelně i s jinými zdroji elektrické energie jako jsou sluneční články, palivové články apod. Současné ultrakapacitory nesmí pracovat při vyšší teplotě než 70oC. Běžný rozsah pracovních teplot je (-30 až + 70)oC. Ultrakapacitory nejsou nijak zvlášť citlivé na způsoby nabíjení a vybíjení. Neměly by být nabíjeny na větší napětí než jmenovité. V opačném případě klesá životnost a při překročení napětí 2,7V může dojít ke zničení. Ultrakapacitory se vyznačují velmi malým vnitřním odporem. Nabíjecí a vybíjecí proudy by neměly překročit katalogové hodnoty. Při nabíjení a vybíjení ultrakapacitorů není nutné udržovat žádný zvláštní režim. Nabít a vybít je možné na jakoukoliv hodnotu v rámci rozsahu jmenovitých hodnot. Neprojevuje se u nich tzv. paměťový jev. Ultrakapacitory je možné vybít až do nulové hodnoty napětí. Jsou schopné pojmout a vydat velké množství energie v krátkém čase. 4. Katalogové údaje ultrakapacitorů Fy EPCOS
typ jmenovitá kapacita (DCC1, 25o C) CR mezní tolerance jmenovité napětí UR specifický výkon jmenovitý proud [25o C] IC akumulovaná energie (při UR) E poměrná energie průrazné napětí US max. svodový proud (12, 25o C) ILC max. sériový odpor ESR max. sériový odpor ESRDC váha objem provozní teplota TOP teplota skladování životnost (25o C, UR) tLD
2700 F / 2,3 V 2700 F (-10 ÷ +30) % 2,3 V 304 W/kg, 3700 W/l 400 A 4124 J 2,74 Wh/kg; 3,33 Wh/l 2,7 V 6 mA 600 µΩ 1000 µΩ 0,6 l (-30 ÷ 70)o C (-40 ÷ 70)o C 90 000 h
100 F / 56 V 100 F (-10 ÷ +30) % 56 V 1556 W/kg, 1250 W/l 400 A 156 800 J 1,56 Wh/kg; 1,25Wh/l 65 V 40 mA 18 mΩ 27 mΩ 28 kg 35 l (-30 ÷ 70)o C (-40 ÷ 70)o C 90 000 h
(Co)
životnost (cykl)2 (25o C, IC=100A) tLD(CI) 500 000 h Poznámky : 1) DCC: vybíjení konstatním proudem. 2) 1 cykl: nabíjení na UR, 30 s klid, vybíjení na 0 V, 30 s klid.
-212-
500 000 h
5. Regulační algoritmus
Z funkce pomocného dvoukvadrantového měniče plyne, že při velmi nízkém napětí UU na ultrakapacitoru by měnič pracoval s velmi malou střídou. Pak by bylo možno dosáhnout určité střední hodnoty IM pouze za cenu extrémně vysokých špičkových hodnot. Proto byla na začátku uměle stanovena podmínka (1) aby k tomuto jevu nedocházelo. Regulační obvody musí zabezpečit: 1. Vykrývání špiček proudu odebíraného nebo dodávaného do akumulátoru 2. Udržování napětí ultrakapacitoru na požadované hodnotě. Je zřejmé, že tyto požadavky jdou proti sobě. Prioritní je ovšem požadavek první. Napětí ultrakapacitoru se bude udržovat stabilní pouze „dlouhodobě“. Navržené regulační obvody využívají kaskádní regulační smyčky. Základní je regulační smyčka proudu ultrakapacitoru. Vstupem této smyčky je žádaný proud, který je určen derivačním členem připojeným na snímač proudu akumulátoru. K tomuto proudu se přičítá přes omezovač strmosti výstup regulátoru napětí ultrakapacitoru. Pro vyšší využití kapacity ultrakapacitoru je vhodné jeho napětí udržovat na hodnotě nepřímo úměrné rychlosti vozidla, samozřejmě s uvažováním podmínky (1). Tzn. Při stojícím vozidle nabít ultrakapacitor na plné napětí, aby měl dostatek energie pro rozjezd, při maximální rychlosti napětí patřičně snížit, aby ultrakapacitor byl schopen při rekuperačním brždění pojmout maximální energii. Vlastní regulace byla zatím ověřena pouze simulací (MATLAB-SIMULINK-Power system blockset) - obr 2. Protože ověření proběhne na elektrickém skútru postaveném na našem ústavu, byla regulace navržena pro tento případ. Napětí akumulátoru je 48 V, použitý ultrakapacitor s kapacitou 20 F. LR1
i +-
proud odebirany +
Ibat,Izat Ikomp,Icap Gain1
+
i
-1
i
i -
+
-
-
+ -
v
ULTRA C4
1
Kopec
1e-4s+1
Fz Fw
Ibat
ry chlost proud
Isk,rych Skutr Icw
reg Ucap
'PLYN'
f(u)
+
Fcn
-
Ur
PI reg. I2
Rizeni Ultrakapacitoru 48
Uc
powergui
Obr. 2: Model elektrického skútru s ultrakapacitorem.
-213-
Výsledky získané simulací : 50 Izat Ibat
40 30 20 10 ] A [
0 -10 -20 -30 -40
0
5
10
15 [ s ]
20
25
30
Obr. 3: Průběhy proudu akumulátoru a proudu zátěže 50 Uc v
45 40 35
] s / m [ ] V [
30 25 20 15 10 5 0
0
5
10
15 [ s ]
20
25
30
Obr. 4: Průběh napětí ultrakapacitoru a rychlosti skútru . Byl simulován režim s rozjezdem zabržděním a dalším rozjezdem. Na obr. 4 je čárkovaně vynesena rychlost skútru. Plnou čarou je zobrazeno napětí na ultrakapacitoru. Na obr. 3 je čárkovaně vynesen proud odebíraný měničem skútru, plnou čarou je vynesen proud tekoucí do akumulátoru. Je patrné že rychlé změny proudu jsou účinně filtrovány. 6. Závěr
Z cenového hlediska je u popsaného systému rozhodující cena ultrakapacitorů. Je však zřejmé, že ceny těchto prvků se budou v nejbližší době výrazně snižovat, pokud mají ultrakapacitory uspět na trhu. Při cenových rozvahách je nutno brát v úvahu výrazný přínos spočívající v prodloužení životnosti akumulátorů. Vzhledem ke svým specifickým vlastnostem se ultrakapacitory hodí vedle popisované aplikace především pro využití při startování spalovacích motorů. Předpokládá se využití energie ultrakapacitoru spolu s energií akumulátorové energie především při obtížných zimních startech.
-214-
DYNAMICKÝ MODEL SVĚTELNÝCH, ANODOVÝCH VÝBOJŮ Aleš Richter
Technická univerzita v Liberci, Fakulta mechatroniky a mezioborových inženýrských studií, Katedra elektrotechniky, Hálkova 6, 461 17 Liberec, e-mail:
[email protected], ANOTACE: Příspěvek představuje univerzální matematický model, který je vhodný k popisu vysokotlakých a nízkotlakých světelných výbojů. Nelineární voltampérová charakteristika těchto světelných zdrojů se významně podílí na harmonickém zkreslení napájecí sítě. Tento model byl vytvořen pro potřeby simulace napájecí sítě zatížené nelineárními světelnými spotřebiči 1. Úvod
Nízkotlaký a vysokotlaký výboj je v současnosti nejčastěji používaným zdrojem světla. Vysokotlaké rtuťové výbojky je možné nalézt v pouličním osvětlení. Nízkotlaké zářivky jsou masově používány při osvětlování interiérů. V praxi se velmi často setkáváme s monotónním zatížením střídavé napájecí soustavy. Tento stav nastává například, když nízkonapěťový transformátor je uprostřed noci zatížen pouze vysokotlakými výbojkami pouličního osvětlení. Nebo v případě samostatného světelného okruhu, na který jsou připojeny zářivky s elektromagnetickým předřadníkem. V těchto situacích se právě nejvíce uplatní nelineární chování spotřebičů a jejich zpětný negativní vliv na napájecí síť je maximální. Dochází ke snížení využitelnosti soustavy i pro další spotřebiče. Tento nežádoucí jev je možné v mnoha případech odhadnout pomocí simulace, pro kterou je nezbytný správný model výboje. Z fyzikální podstaty je zřejmé, že výboj se chová spíše jako stabilizátor napětí, a proto je značně nelineární [2,3]. Budeme-li například řešit problematiku harmonického zkreslení proudu a napětí soustavy výbojkových svítidel, zjistíme, že nám chybí přesný popis zářivkového výboje z hlediska teorie obvodů. Také nás bude zajímat, jak se tento zářivkový výboj chová jako spotřebič. Je tedy nutné najít vhodný matematický model, který by bylo možné vložit do různých simulačních programů. 2. Obecná rovnice výboje
Statické chování výboje je možné popsat jednoduchou lineární rovnicí, která charakterizuje výboj jako stabilizátor napětí. Ve statickém režimu je možné považovat vodivost výboje za konstantu [2]. i u (i ) = − +U0 Gk - vodivost výboje lampy (1) Gk U0 – napětí výboje naprázdno Tato rovnice popisuje pouze hořící výboj a není schopná postihnout děje, které probíhají při zapálení. Platnost tohoto vztahu je dána minimálním proudem, při kterém ještě nezaniká výboj a maximálním výkonem trubice. Například pro trubici 36W platí: (2) u = -103i +137, p = -103i2 + 137i , 0,01 < i < 0,4 (A) Při hledání univerzálního dynamického modelu zářivkového výboje jsme vyšli z diferenciální rovnice, která byla sestavena původně jako matematický popis výboje
-215-
vysokotlaké rtuťové výbojky [1]. Fyzikové nakonec tento model nepoužívají, protože zcela nepostihuje fyzikální podstatu chování výboje. Nás však zajímá, nakolik je tento model věrný skutečnosti z hlediska obvodových (elektrických parametrů). dGk (t ) = a 2 ⋅ ik2 (t ) − b3 ⋅ Gk3 (t ) + b2 ⋅ Gk2 (t ) + b1Gk (t ) dt
[
]
(3)
a2, b3, b2, b1 – konstanty zjištěné experimentálně, ik – proud tekoucí lampou
V prvním přiblížení jsme se snažili nalézt takové konstanty, které by vyhověly skutečným průběhům napětí proudů při napájení z jednofázové soustavy (50Hz) v klasickém zapojení s elektromagnetickým předřadníkem.
Průběh napětí na zářivkovém výboji .
Průběh proudu zářivkovým výbojem K zapálení výboje v trubici 36W dochází zhruba při napětí 290V. Napětí na hořícím výboji se ustálí přibližně na 90V. Při snižování napětí pod limitní hodnotu 90V dochází k zániku výboje. Při změně polarity vstupního napětí dochází k opětovnému zapálení výboje a celý děj se opakuje. Harmonická deformace proudu tekoucího výbojem je způsobena indukčností předřadníku. Zákmity po zapálení mají konstantní frekvenci a jsou dány lineárními parazitními prvky RLC.
-216-
Voltampérová charakteristika zářivkového výboje Charakteristiky vysokotlakého výboje (rtuťové výbojky) jsou velmi podobné, protože vycházejí ze stejné fyzikální podstaty. Byly naměřeny při běžném 50Hz provozu s klasickým elektromagnetickým předřadníkem.
Průběhy napětí a proudu vysokotlaké výbojky Podobně i zde dochází k zapalování výboje v každé půlperiodě. Děje při zapalování jsou však více zatlumeny. Nedochází k parazitním zákmitům.
-217-
Voltampérová charakteristika zářivkového výboje vysokotlaké výbojky Pomocí simulačního programu Matlab-Simulink jsme provedli identifikaci parametrů. Přehled získaných koeficientů je v následující tabulce [4]. Souhrnný přehled koeficientů světelných, anodových, výbojů
a2 Nízkotlaký výboj 93 Vysokotlaký. 1,6 Výboj, viz lit. [1] Vysokotlaký 2 výboj, nové koef.
b3 56 0
B2 460 000 600
b1 1434 0.006
-1
29000
-16
Koeficient a2 je především závislý na činném příkonu výbojky. V tomto případě byl příkon vysokotlaké výbojky 400W a zářivky 36W. Původní koeficient b3 rtuťové výbojky [1] zcela nevystihoval dynamické chování, a proto byla použita záporná hodnota. Zákmity u nízkotlakého výboje, které vznikají vlivem parazitních RLC prvků a nelinearity feromagnetického obvodu, se velmi těžko simulují. V podstatě lze velmi dobře nastavit model jen na obalovou křivku. Ve skutečnosti jsou tyto zákmity zdrojem vysokofrekvenčního rušení. Pro soustavu více trubic zapojených paralelně je možné rovnici následujícím způsobem upravit a takto ji lze použít pro simulaci: 2 2 (t ) G Lk3 (t ) (t ) dG Lk (t ) i Lk G Lk = a2 ⋅ − b3 ⋅ + b2 ⋅ + b1 ⋅ G Lk (t ) dt NI NI NI
NI – počet paralelně zapojených trubic GLk – vodivost výbojů lamp připojených na jednu fázi ILk – celkový proud tekoucí lampami
-218-
(4)
3. Závěr V konečném shrnutí je možné konstatovat, že pro simulaci světelných výbojů je možné použít jeden matematický model, který se liší pouze vloženými koeficienty. Předpokládáme, že uvedený model budeme dále zpřesňovat pro různé typy trubic. Cílem je získat co nejvěrnější simulaci napájecí sítě, která je zatížena nelineárními světelnými spotřebiči a možnost odhadnout nízkofrekvenční harmonické rušení. Měření byla prováděna studenty naší fakulty za materiální podpory firmy DNA Nehvizdy a Elkovo Čepelík . Výsledky uvedené v tomto příspěvku vznikly za přispění Ministerstva školství, mládeže a tělovýchovy v rámci řešení výzkumného záměru J11/98:242200001 a grantu GAČR 102/01/1291. 4. Literatura Zissis G., Aubes M., Sewraj N., Stambouli M., Elleuch N., Annabi M.: Simulation d´une installation d´éclairage utilisant des lampes á décharge dans la vapeur de mercure HP, alimentée par un transformateur triphase, Extraits de la Revue générale de l´Eletricité, Janvier 1992, n1, R.G.E., rue de la Procession – Paris (15) Richter A.: Elektrické parametry a energetická bilance zářivkového výboje, sborník z konference, EPVE 2001, Brno, listopad 2001, ISBN 80-214-1987-3 Richter, A: The Electric Characteristics of Low Pressure Fluorescent Discharge, 5th Workshop ECM2S5'2001, Université P. Sabatier, Toulouse, France, 30th May - 1st June, pg. 101107 Kobrle A.: Simulace a identifikace parametrů zářivkového výboje, ročníkový projekt, 3.r. FM, TU Liberec, květen, 2002 Novák M., Václavík J.: Model and Measurement of Minilighting Network, Université P. Sabatier, Toulouse, France, TU Liberec, October 2001, final report of PhD research fellowship ABSTRACT: DYNAMIC MODEL OF LUMINOUS – ANODAL DISCHARGE The paper presents the universal dynamic model of low-pressure fluorescent and highpressure mercury discharge supplied from single-phase line. This model is created due to simulation low frequency harmonic distortion in power net loaded with non-linear light appliances.
-219-
METODY HODNOCENÍ VÝKONNOSTI PRŮMYSLOVÝCH KOMUNIKAČNÍCH SÍTÍ Pavel Rydlo Technická univerzita v Liberci, Katedra elektrotechniky a elektromechanických systémů FM, Hálkova 6, 461 17 Liberec ANOTACE: V článku je popsána metoda modelování průmyslových komunikačních sítí pomocí stochastických Petriho sítí. Na základě znalosti tohoto modelu je uvedena metodika výpočtu základních výkonnostních parametrů modelované průmyslové komunikační sítě. 1. Úvod S rozvojem využívání rozsáhlých distribuovaných systémů řízení dochází současně k zavádění rozsáhlých průmyslových komunikačních sítí a tím vystupuje do popředí problematika účelného a ekonomického využívání těchto komunikačních sítí. Základním požadavkem je funkční způsobilost komunikační sítě vykonávat požadovanou činnost, která závisí na volbě technických a programových prostředcích. Mírou funkčních schopností komunikační sítě nazýváme výkonnost komunikační sítě. Výsledky hodnocení výkonnosti sítí se potom uplatňují hlavně v těchto základních oblastech: • výběr nejvhodnějšího komunikačního systému pro danou aplikaci, • optimalizaci přenosu dat v již instalovaném systému, • návrh a vývoj nového komunikačního systému. Poznamenejme, že průmyslové komunikační sítě jsou mnohem jednodušší, než velké počítačových sítě určené pro propojení velkého množství počítačů. Jsou ne ně ale kladeny v některých parametrech přísnější požadavky. Sledované výkonnostní a hodnotící veličiny jsou: - zpoždění zpráv, - doba přenosu zpráv, - doba odezvy, - přenosová rychlost komunikačního kanálu, - modulační rychlost komunikačního kanálu, - propustnost komunikační sítě, - počet opakování zpráv. Kromě toho se sledují závislosti těchto veličin na dalších faktorech, které při komunikaci vystupují: - intenzita zátěže, - velikost vyrovnávací paměti, - délka zprávy, - chybovost komunikačního kanálu, - počet uzlů v síti, - kapacita přenosového kanálu, - doba zpracování přijímačem, - volba potvrzovací metody při komunikaci.
-220-
Provozní využití komunikačního kanálu komunikační sítě lze stanovit monitorováním konkrétní reálné komunikační sítě. V některých případech je však výhodnější použít matematického modelování. Pro dosažení co nejvěrohodnějších výsledků je potřeba volit detailní popis sledovaného systému, ale v těchto případech je většinou matematický popis příliš složitý. V těchto případech se proto dává přednost simulačním metodám. Simulační metody mají výhodu v tom, že bez velkých nároků na matematický aparát můžeme simulovat reálné komunikační systémy bez různých omezujících předpokladů. Jedním z prostředků vhodných pro modelování komunikačních sítí jsou Petriho sítě. Pomocí Petriho sítí můžeme modelovat technické a programové prostředky komunikačních sítí s cílem odhadnout výkon modelované sítě a stanovit chování i v nestandardních podmínkách jako je extrémní zátěž nebo extrémní úroveň rušení v komunikačním kanále. 2. Modelování komunikace pomocí stochastických Petriho sítí (SPN) Stochastické Petriho sítě (SPN) byly získány modifikací klasických Petriho sítí. Stochastické Petriho sítě ohodnocují přechody sítě stochastickým atributem reprezentujícím náhodnou délku trvání operace. Analýza SPN se opírá o teorii stochastických procesů. SPN se používají pro modelování a analýzu výkonnosti systémů, jejichž chování je popsáno stochastickými parametry. Molloy dokázal, že pro SPN s konečným počtem míst a přechodů je možno vytvořit Markovův řetězec [1]. Existuje-li pro vytvořený Markovův řetězec ustálený režim je možno vypočítat limitní pravděpodobnosti jednotlivých stavů tohoto řetězce. Na základě znalosti těchto limitních pravděpodobností je potom možno výpočetním postupem určit výkonnostní charakteristiky modelovaného komunikačního systému.
READY TO SEND
SEND
MSG ARR
MSG OK MSG DROP TIMEOUT MSG REC ERROR
NEW MSG ACK DROP
TRANS READY
ACK OK
ACK ARR
SEND ACK
REC READY
Obr. 2.1: Model komunikace mezi dvěma automaty pomocí SPN Postup výpočtu výkonnostních parametrů komunikace mezi dvěma automaty uvedeme na příkladu, který je uveden na obr.2.1. Je uvažován simplexní protokol používající pouze pozitivní potvrzování a komunikace probíhá pouze na úrovni linkové vrstvy.
-221-
Tab.2.1: Přehled jednotlivých stavů Si Petriho sítě
S1
S2
S3
S4
S
S6
1
1
5 TRANS READY READY TO SEND WAIT MSG ARR ERROR ACK ARR MSG REC REC READY
1 1 1 1
1 1
1 1 1
1
1
1
1
Pro tuto SPN můžeme odvodit graf dostupnosti jednotlivých stavů a na základě tohoto grafu provést konverzi modelu na homogenní Markovův řetězec. Markovův řetězec, odpovídající stochastické Petriho síti podle obr.2.1, má celkem šest stavů (viz tab.2.1) a je uveden na obr.2.2.
MSG OK
SEND
NEW MSG
S1
S2
S3
MSG DROP
S5
SEND ACK
ACK DROP
S4
S6
TIMEOUT ACK 0K
Obr. 2.2. Graf přechodů Markovova modelu komunikace dvou automatů Na základě znalosti intenzit přechodů Markovova řetězce je možno sestavit matici okamžitých intenzit jednotlivých přechodů. Limitní pravděpodobnosti Pi výskytů jednotlivých stavů Si Markovova řetězce dostaneme vyřešením následující soustavy šesti lineárních rovnic: 6
0 = ∑ Pi ⋅ λij
pro j = 1,2,…6
(2.1)
i =1
6
za podmínky:
∑P =1 i
i =1
Známe-li limitní pravděpodobnosti jednotlivých stavů Markovova řetězce Pi můžeme potom stanovit pravděpodobnosti přítomnosti značky v jednotlivých místech Petriho sítě Πi a to pomocí tab. 2.1. Základní výkonnostní charakteristika komunikačního systému je doba odezvy. Je definována jako časový interval vymezený okamžikem odeslání zprávy do okamžiku přijetí
-222-
pozitivního, nebo negativního potvrzení. Výpočet střední doby návratu značky do výchozího místa Petriho sítě, označeného Trans_Ready, můžeme vypočítat několika způsoby. Jedna metoda je pomocí Littleovy věty tS =
N f
(2.2)
New _ msg
kde: - N je střední počet značek v subsystému Petriho sítě tvořeném místy Ready_to_Send, Msg_Arr, Error, Ack_Arr, Msg_Rec. Subsystém je tvořen těmi místy kterými musí značka projít, aby se dostala do výchozího místa označeného Trans_ready. Střední počet značek je definován součtem pravděpodobností Πi přítomnosti značky v uvedených místech. - fNew_msg je střední rychlost průchodu značek přechodem New_msg. Střední rychlost průchodu značek přechodem New_msg je f
New _ msg
= Π 1 * λ New _ msg
(2.3)
kde: - Π1 je limitní pravděpodobnost přítomnosti značky v místě Trans_Ready, - λNew_Msg je intenzita přechodu New_Msg. Další výkonnostní charakteristikou je propustnost systému S. Je dána počtem zpráv přenesených sítí za jednotku doby. Přesto, že definice tohoto kriteria je jednoduchá je stanovení propustnosti pro reálné prostředí těžké. Jednou z možností je využít Markovův model. Velice užitečná je znalost této propustnosti na velikosti zátěže. Zátěž budeme v našem případě definovat jako intenzitu vstupujících zpráv přechodem New_Msg. Ze znalostí absolutních pravděpodobností výskytů jednotlivých stavů Markovova řetězce můžeme stanovit závislost propustnosti sítě na zátěži. Vyřešíme-li pro každou hodnotu intenzity přechodu New_Msg soustavu lineárních rovnic 2.1 můžeme propustnost komunikačního kanálu určit pomocí následujícího vztahu 1 − P1 S= (2.4) tS kde: S je propustnost komunikačního kanálu, P1 je pravděpodobnost výskytu stavu S1 (vysílač je připraven vyslat zprávu), (1-P1) je pravděpodobnost, že zpráva je obsluhována, 1/tS je intenzita obsluhy přenosového kanálu. 3. Závěr Modely komunikačních sítí na bázi stochastických Petriho sítí umožňují jednoduchým způsobem určit výkonnostní parametry modelované průmyslové komunikační sítě. Stochastické Petriho sítě na rozdíl od samotných Markovových řetězců přináší při vytváření modelů komunikace tu výhodu, že místa a přechody Petriho sítě přímo korespondují s modelovaným systémem. Provedeme-li následně konverzi na Markovův řetězec můžeme potom pro výpočty výkonnosti s výhodou použít matematický aparát vyvinutý pro práci s Markovovými řetězci, který výrazně usnadní numerické výpočty. Nevýhodou této metody je požadavek exponenciálního rozložení doby provedení přechodů.
-223-
Výsledky uvedené v tomto příspěvku vznikly za přispění Ministerstva školství, mládeže a tělovýchovy v rámci řešení výzkumného záměru J11/98:242200001 a grantu GAČR 102/01/1291. 4. Literatura: [1] Molloy M.: Performance analysis using stochastic Petri nets, IEEE Transactions on Computers, No. 9, September 1982 [2] Češka M.: Petriho sítě, Akademické nakladatelství CERM, Brno, 1994 [3] Jensen K.:A brief introduction to coloured Petri nets, www.daimi.aau.dk [4] Juanole G., Atamna Y.: Modelling communications in the Fieldbus FIP with the stochastic timed Petri net model, ETFA’92, IEEE/SICE workshop on emerging technology for factory automation, Melbourne, Australia, 1992 [5] M. Ajmone Marsan: Modelling with generalized stochastic Petri nets, J. Willey, 1995 [6] Theo van Drimmelen: Implementation of statistical functions in Design/CPN, www.daimi.aau.dk ABSTRACT: In this article a method of modelling of communication nets is described. A mathematical model based on the Petri net is used for calculation of basic performance parameters of the modelled industrial communication net.
-224-
ROTOROVÉ VADY ASYNCHRONNÍCH MOTORŮ A JEJICH DIAGNOSTIKA. Ivan Jaksch Technická univerzita v Liberci, fakulta Mechatroniky, katedra měření, Hálkova 6, 461 17 Liberec; e-mail:
[email protected]
ANOTACE: V článku je popsána problematika diagnostiky rotorových vad a uvedeny teoretické principy dvou metod – Hilbertovy transformace a Parkových vektorů a jejich využití pro demodulaci modulovaných signálů vlivem poruchy rotoru. V experimentální části je provedeno porovnání klasické metody frekvenční analýzy a obou výše uvedených metod. 1. Problematika diagnostiky rotorových vad indukčních strojů. Rotorové vady tvoří významnou část poruch asynchronních motorů. Vlivem poruchy rotoru je porušeno elektromagnetické pole ve vzduchové mezeře mezi rotorem a statorem stroje – pole je nerovnoměrné. Mezi poruchy souvisejícími s rotorem patří: statická excentricita (statická minimální vzduchová mezera způsobená nekruhovitostí statoru nebo nesprávným polohováním statoru vůči rotoru) dynamická excentricita (rotující minimální vzduchová mezera způsobená nekruhovitostí rotoru, prohnutím hřídele rotoru, mechanickým uvolněním rotoru nebo vadnými ložisky) přerušené nebo uvolněné rotorové tyče, zvýšený odpor rotorových tyčí přerušený rotorový věnec zkratované nebo uvolněné rotorové plechy Všeobecně platí, že statická vada způsobí ve spektru příslušného signálu změnu - zvýšení amplitudy na frekvenci odpovídající vadě, dynamická rotující vada způsobí modulaci, což se ve spektru modulovaného signálu projeví jako postranní pásma vzdálená modulační frekvenci od nosné frekvence. Při diagnostice rotorových vad se vždy setkáme s modulací. U dobrého motoru by se neměla modulace vůbec vyskytovat. Nevýhodou klasického zpracování modulovaného signálu je velký výkon základní harmonické, který může snižovat rozlišení v amplitudách a také ve frekvencích při výskytu modulačních složek, které mohou být blízko nosné frekvence. Snažíme se nalézt metody, které vedou k demodulaci signálu a provádí analýzu chybových modulačních signálů tj. analýzu obálky modulovaného signálu. 2. Analýza rotorových vad 2.1 Modulace Modulace je úkaz, který je nutno řešit v diagnostice rotorových vad indukčních motorů. Rotační frekvence modulují napájecí fázové proudy, síťová frekvence moduluje vibrační signály. Měříme –li fázové proudy, je v případě exentricity nebo nerovnoměrnosti vzduchové mezery síťová frekvence fl modulována frekvencí otáčení hřídele fr, v případě porušených rotorových tyčí skluzovou pólovou frekvencí fsp = 2*s* fl.. Drážková frekvence fsl je v případě dynamické excentricity vzduchové mezery modulována frekvencí otáčení hřídele fr, v případě statické exentricity se velikost složky spektra na této frekvenci zvýší. Za předpokladu, že nosný harmonický signál o síťové frekvenci fl i modulační signály o frekvencích fr a skluzové pólové frekvenci fsp jsou čistě harmonické a při využití Eulerova
-225-
vztahu rozdělující reálný harmonický signál na dva proti sobě rotující vektory dostaneme pro kladnou složku s+(t) modulovaného signálu a a exp ( j 2π f l t ) + m1 exp ( j (2π f l + 2π f r ) t ) + m1 exp ( j (2π f l − 2π f r ) t ) + 1 2 2 s + (t ) = am2 2 am2 exp ( j (2π f l + 2π f sp ) t ) + exp ( j (2π f l − 2π f sp ) t ) 2 2
(1)
a obdobně platí pro zápornou složku s-(t). Ve spektru se to podle uvedeného vztahu projeví kromě nosné frekvence jako dvě postranní pásma s poloviční amplitudou i výkonem modulačního signálu a vzdálená o frekvence modulačních signálů od nosné frekvence. Složka o rozdílové frekvenci představuje záporně rotující vektor. V praxi nastanou dva rozdíly oproti teoretickému předpokladu: • Modulační frekvence není čistě harmonická, má své vlastní spektrum, které se projeví v spektru modulovaného signálu • Točivý moment motoru se může měnit, mění se i frekvence otáčení motoru a objeví se i frekvenční modulace. Pokud jsou ve spektru postranní pásma, většinou jde o smíšenou amplitudovou i frekvenční modulaci. (V případě zkoušek motorů na laboratorním standu je změna otáčení hřídele motoru nepatrná a modulace je amplitudová.) 2.2 Demodulace Hilbertovou transformací Demodulaci modulovaného signálu můžeme provést číslicově pomocí Hilbertovy transformace [2]. Hilbertovou transformací je vytvořen umělý analytický signál jehož magnituda tvoří obálku modulovaného signálu. Nejjednodušeji se vyjadřuje Hilbertova transformace nepřímo ve frekvenční oblasti. Pokud známe Fourierovy koeficienty Fk měřeného digitalizovaného signálu xn(t), n= 0- N-1 , pak Fourierovy koeficienty Gk odpovídající y(t) jsou dány vztahem Gk = - j sign (k) Xk k = 0- N/2 –1 a inverzní Fourierova transformace Gk představuje imaginární část y(t) komplexního signálu z(t). Vyjádřeno v exponenciálním tvaru z(t) = E (t) exp(j β(t)), kde E (t) = abs z(t) = x(t ) 2 + y (t ) 2 , β(t) = arctan (y(t)/ x(t) v <-π, π>. Takto vytvořenou obálku odpovídající modulačnímu signálu, který jsme extrahovali z modulovaného signálu můžeme podrobit klasické spektrální analýze. 2.3 Demodulace využitím Parkovy transformace. Základem Parkovy transformace je převedení tří fázových proudů na jeden vektor, který se otáčí v komplexní rovině [2, 3]. Vektor je promítnut do x, y roviny, reálná část představuje iD , imaginární iQ. Podmínkou Parkovy transformace je to, aby amplitudy obou transformovaných proudů iD,,iQ byly za ideálních podmínek shodné. Magnituda Parkova vektoru absP je rovna absolutní hodnotě z jeho složek absP =
iD2 + iQ2
(2)
Složky Parkových vektorů můžeme vyhodnocovat v časové nebo i ve frekvenční oblasti. V časové oblasti je nejvýhodnější zobrazení vektorů v rovině x, y jako orbity. Ve frekvenční oblasti je podstatné vyhodnocování spektra magnitudy. Za ideálních podmínek obsahuje spektrum pouze složku na nulové frekvenci. Spektrum neobsahuje frekvenční složky na síťové frekvenci fl , výkon se transformací posunul do stejnosměrné složky na nulové frekvenci. Vzhledem k potlačení složky spektra na frekvenci fl se ve spektru -226-
absP složky modulačního signálu o frekvenci menší než nosná frekvence fl objeví jako modulační signál, nikoli jako modulovaný signál s postranními složkami kolem nosné. Možno říci, že je prováděna analýza obálky. To má velké výhody neboť můžeme snížit analýzované pásmo frekvencí a přesněji určit modulační signály tj. nejčastěji složku o pólové skluzové frekvenci fslip v případě vadných rotorových tyčí, nebo složku o frekvenci otáčení v případě dynamické exentricity. 3. Experimenty na motorech. Základem experimentálního pracoviště je multianalyzátor PULSE. Dynamické rozlišení 80dB, rozlišení FFT analyzátoru 1mHz. Statorové proudy jsou měřeny speciálním přípravkem obsahujícím 4 snímače proudu LTS 25-NP pracující na Hallově principu. Pro experimenty byly použity motory Siemens typu 1 LA7083 –2, výkon 1.1 kW, p=2póly, jmenovité otáčky 2845 min-1, jmenovitý proud 2.4 A. Firma Siemens dodala motory s definovanými poruchami v rotoru i statoru. Zkoumaný motor má v rotoru dvě přerušené rotorové tyče vedle sebe. Měřicí projekt měří tři fázové proudy a frekvenci otáčení (otáčky) hřídele. V reálném čase se vyhodnocují časové průběhy fázových proudů, efektivní hodnoty proudů, spektra proudů, otáčky hřídele motoru. Parkovy vektory iD a iQ a jejich spektra, orbity iD-iQ , spektrum centrované magnitudy absP , spektrum magnitudy komplexního signálu (Hilbertova transformace) se vyhodnocuje též v reálném čase pomocí vlastních programů pro interní PL funkce multianalyzátoru PULSE. Celkem je vyhodnocováno 17 veličin, které lze v libovolné kombinaci zobrazovat na monitoru. Dále uvedená měření byla provedena na motoru s dvěma přerušenými tyčemi při cca 85 % zátěži, tak aby otáčky n=2880min-1, pak fr = 48 Hz,fsync= 50Hz, s = 4%, skluzová frekvence fslip=f sync–fr = 2Hz, skluzová pólová frekvence fsp = p* fslip = 2*s*fl = 4 Hz, počet rotorových tyčí nrb = 23, základní drážková frekvence fpsl = fr * nrb + fl = 1154 Hz, IA = 2.2A.
Obr.1 Časový průběh fázového proudu. Na obr.1 je znázorněn časový průběh fázového proudu. Již z tohoto průběhu je možno vypozorovat amplitudovou modulaci skluzovou pólovou frekvencí 4Hz, způsobenou přerušenými rotorovými tyčemi. Ze spekter na obr. 2 je zřejmá amplitudová modulace fázového proudu signálem fsp = 4 Hz ( viz. kurzor) a také signálem frekvence otáčení fr = 48 Hz. Modulační signál skluzu je silně neharmonický s více postranními složkami. Z velikosti složek můžeme odhadnout velikost (efektivní hodnotu) modulačního signálu. První kladná postranní složka má velikost 64 mA, druhá 6 mA, tedy am1/ 2 = 2*65 =130 mA (1), odstup od fázového proudu 24.5 dB.
-227-
Obr. 2 Spektra tří fázových proudů Kladná složka modulovaného signálu f =50+48 Hz od frekvence otáčení – dynamická exentricita má hodnotu 11.6 mA což představuje odstup od fázového proudu cca 40 dB. Signál odpovídající dynamické exentricitě najdeme téměř vždy ve spektru fázových proudů. Zde je potřeba si uvědomit, že asynchronní motory mají velmi malou vzduchovou mezeru (měřený motor 0.3 mm) a přesné vystředění je obtížné. Zde, jako vždy při vyhodnocování spekter proudů je třeba, na rozdíl od vyhodnocování vibračních signálů, uvažovat relativní hodnoty modulačních a dalších proudů vzhledem k hodnotám měřených napájecích proudů. Ty mohou být od jednotek ampér do stovek ampér a tomu odpovídají i hodnoty modulačních signálů. V našem případě je poměr velikostí fázového nosného signálu a velikosti modulačního signálu 2.2 / 0.023 = 100 tedy40 dB. Tomu odpovídá při nejjednodušší lineární závislosti odhad dynamické exentricity 0.3/100 mm tj. 3µm značící dobrý motor. Jak již bylo řečeno, naše zkušenosti ukazují, že dynamickou exentricitu najdeme ve spektrech proudů asynchronních motorů vždy, je však třeba její alespoň hrubé posouzení z poměru amplitud. Na obr. 3 je znázorněno spektrum absP a orbit iD,,iQ . Spektrum jasně ukazuje modulační signál fslip = 4 Hz vlivem přerušených rotorových tyčí, dynamickou exentricitu na frekvenci fr = 48 Hz a stav statoru [3]. Rozmazání čáry kreslící orbit je způsobeno modulací. Orbit je kreslen po každém průběhu cyklu iD,,iQ a při našem měření o délce 2s (rozlišení spektra 0.5 Hz) je orbit kreslen 50x. Názorně je to vidět na časovém průběhu- obr. 1. Zkušený diagnostik již z tloušťky čáry orbitu může usuzovat na velikost modulace. Na obr. 4 je provedeno porovnání obou metod. Přestože Parkova transformace vychází ze tří fázových proudů a Hilbert z jednoho je určení velikosti obou modulačních signálů vznikajících při poruchách rotorové soustavy asynchronních motorů docela shodné. Hodnoty složek jsou však zhruba rovny jedné postranní složce modulovaného fázového proudu –viz. obr. 2, avšak podle (1), by měly dávat cca 2-násobnou hodnotu. (Modulace byla zkoušena v PULSE na reálných modulovaných harmonických signálech z generátoru i simulována a výsledky odpovídaly teorii.).
-228-
Obr. 3 Orbit a spektrum magnitudy Parkova vektoru absP.
Obr. 4 Spektrum Park absP a spektrum obálky z Hilbertovy transformace. Spektrum absP Parkova vektoru navíc ukazuje na frekvenci 100 Hz stav statoru a je velmi významné pro diagnostiku indukčních motorů, neboť je možno určit jak rotorové, tak i statorové vady. Hilbertova transformace ukazuje na 100 Hz posunutou složku o původní frekvenci 150 Hz –(viz spektrum proudů obr.2), která není pro diagnostiku významná. Je zřejmé, že frekvence rotorových vad ve spektru je v rozmezí od nulové frekvence do frekvence otáčení motoru a spektrum může být určeno do 120 – 200 Hz. Výjimkou je drážková frekvence fsl nebo základní drážková frekvence fpsl , které mají frekvence řádově stovky Hz až jednotky kilohertzů. Amplituda na těchto frekvencích se zvyšuje se statickou exentricitou. Naše experimenty však ukazovaly značný rozptyl ve velikosti této složky ve spektru a výsledky pro diagnostiku zatím nejsou jednoznačné. Navíc je vhodné použití zoomu v okolí těchto frekvencí a touto funkcí jsou vybaveny pouze výkonné analyzátory. Ve spektru -229-
je vidět v případě dynamické exentricity modulace na této frekvenci frekvencí otáčení. (Pokud si nejme jisti, zda se skutečně jedná o drážkovou frekvenci, je možno měnit zatížení motoru, kdy odpovídající složka ve spektru mění svou frekvenci a „cestuje“, zatímco okolní harmonické sítě se nemění. 4. Závěr Obě uvedené metody jsou vhodné pro diagnostiku rotorových vad indukčních motorů. Metoda Parkových vektorů dává oproti metodě analýzy obálky pomocí Hilbertovy transformace i údaje o stavu, případně vadách statorového vinutí. Výkonné analyzátory s pomocnými programovatelnými funkcemi pro přídavné analýzy mohou provádět tuto diagnostiku on-line v reálném čase a okamžitě porovnávat naměřená data. Výhodou spektra magnitudy Parkova vektoru je jeho přehlednost a dobré rozlišení. Přesné diagnostické metody vyvinuté a ověřené na výkonném diagnostickém systému mohou být využity pro znalostní systémy nebo implementovány do jednodušších on-line diagnostických průmyslových zařízení s využitím signálových procesorů nebo multifunkčních desek do PC. Poděkování. Práce a výsledky v tomto příspěvku byly podpořeny grantem GAČR č. 102/01/1291 „Diagnostics of electromagnetic properties of electrical machines by means of vibration and acoustic fields“ a Výzkumným záměrem MŠMT 11/98:242200001. Literatura: [1] Moreau, J.C., Trigeassou, J.C., Champenois,G., Gaubert, J.P.: Diagnosis of Induction Machines: a procedure for electrical fault detection and localization, IEEE SDEMPED, 1999, pp.225-229 [2] Jaksch, I.: On-line diagnostika elektromagnetických vad indukčních strojů. DIAGO 2002, Ostrava, 1/2002 str. 234-241. ABSTRACT: ROTOR FAULTS DIAGNOSIS IN THREE-PHASE ASYNCHRONOUS MOTORS. This paper describes the new diagnostic methods of rotor faults for three phase asynchronous motors. The theoretical principles of two methods- Hilbert transform and Park’s vector approach are introduced. These methods are practically verified in multianalyzer PULSE based experiments, performed on asynchronous motors with artificial rotor faults. The both results are compared and advantages are emphasized
-230-
VYUŽITÍ PARKOVY TRANSFORMACE PRO DIAGNOSTIKU STATOROVÝCH VAD ASYNCHRONNÍCH MOTORŮ Ivan Jaksch Technická univerzita v Liberci, Fakulta mechatroniky, katedra měření, Hálkova 6, 461 17 Liberec, e-mail:
[email protected]
ANOTACE: V článku je popsána teorie diagnostiky statorových vad indukčních motorů vycházející z Parkovy transformace fázových proudů. Je ukázáno, jak je možno efektivně odhalit chyby vinutí pomocí této metody. V experimentální části je metoda ověřena na motorech s uměle vyvolanými poruchami. 1. Problematika diagnostiky statorových vad indukčních strojů. Studie provedené pod záštitou IEEE nebo EPRI ukazují, že poruchy statorových vinutí patří k hlavním příčinám vad indukčních motorů. Statorové poruchy většinou souvisí s vadou izolace. Předpokládá se, že porucha začíná nedetektovatelným snížením izolačního odporu mezi dvěma závity, pokračuje mezizávitovým zkratem a dále se rozšíří do velké poruchy. Z tohoto důvodu je velmi důležité nalézt techniku, která je schopná detekovat tyto vady již na začátku jejich vzniku a tím předejít velkým poruchám. Je možný i výskyt poruchy zkratu mezi dvěma fázemi. V souvislosti s analýzou výskytu vnitřních chyb indukčních strojů nízkého napětí, jak asynchronních , tak i synchronních bylo publikováno mnoho studií. Nejužívanější techniky jsou monitorování a analýza proudů, analýzu vibrací, dále speciální jako analýza axiálních magnetických toků, měření okamžitých výkonů, analýza kroutících momentů aj.[1,2]. Ukazuje se, že pro diagnostiku statorových vinutí indukčních strojů lze s úspěchem použít i Parkových vektorů pomocí nichž lze úspěšně detekovat a lokalizovat tyto poruchy [3]. Metodu Parkových vektorů lze využít v časové oblasti, kde je z Parkova vektoru vytvořen orbit a z tvaru orbitu usuzujeme na lokalizaci a velikost vady, případně i na zkreslení fázových proudů vlivem přemagnetizace. Ve frekvenční oblasti lze ze spektra magnitudy Parkova vektoru určit stav statorových vinutí a z dostatečnou přesností určit velikost vady. 2. Diagnostika pomocí Parkových vektorů Uvažujeme-li tři fázové proudy motoru iA, iB, iC, kde iA = IM sin (ω t) , proud iB je zpožděn o -2/3π a proud , proud iC je zpožděn o –4/3π, IM =1, ω = 2*π *fl , kde fl je síťová frekvence fl = 50 s-1 pak složky Parkových vektorů iD, iQ definujeme: iD = i A − (1 / 2) i B − (1 / 2) iC (1) iQ = ( 3 / 2) iB − ( 3 / 2) i C
(2) Za ideálních podmínek shodných fázových proudů a čistě harmonických průběhů proudů jsou časové průběhy proudů iD, iQ Parkova vektoru P: (3) i D = 1.5 I M sin ( ω t ) iQ = 1.5 I M sin ( ω t − π / 2)
(4) Základem metody je převedení tří fázových proudů na jeden vektor, který se otáčí v komplexní rovině. Vektor je promítnut do x, y roviny, reálná část představuje iD , imaginární iQ. Podmínkou Parkovy transformace je to, aby amplitudy obou transformovaných proudů iD,,iQ byly za ideálních podmínek shodné.
-231-
Magnituda Parkova vektoru absP je rovna absolutní hodnotě z jeho složek absP =
iD2 + iQ2
(5)
Magnituda pro ideální podmínky je rovna AbsP =1.5 IM. (6) Magnituda je konstantní (sin2x+cos2x=1) a neobsahuje žádnou časovou harmonickou složku. Pozn. V rovnici (1) a (2) je možno volit i jiné koeficienty např. u proudu iA je to 2 3 a příslušně násobit 6 2 místo 1.5 a magnituda 6 2 IM. Složky Parkových vektorů můžeme vyhodnocovat v časové nebo i ve frekvenční oblasti. V časové oblasti je nejvýhodnější zobrazení vektorů v rovině x, y jako orbity. V případě bezporuchového stavu asynchronního motoru je orbit kruhový umístěný do středu souřadnic. V případě elektromagnetické poruchy vinutí motoru jako zkratované části vinutí nebo zkraty mezi fázemi je orbit eliptický s orientací do vadné fáze a odchylkou od kruhu podle velikosti vady. Ve frekvenční oblasti nedává vyhodnocení spekter iD , iQ žádné výrazné informace oproti spektrům fázových proudů, podstatné je vyhodnocování spektra magnitudy, které dává jednoduché a výrazné přiřazení tvaru spektra příslušné poruše motoru. Za ideálních podmínek obsahuje spektrum pouze složku na nulové frekvenci o velikosti 1.5 IM (6). Spektrum neobsahuje frekvenční složky na síťové frekvenci fl , výkon se transformací posunul do stejnosměrné složky na nulové frekvenci. Pokud signál centrujeme je spektrum magnitudy nulové a odpovídá bezchybnému motoru a ideálním podmínkám v napájecí soustavě motoru. V případě výskytu poruchy rovnice (3) a (4) již neplatí. Změní se efektivní hodnota, případně i fáze těchto proudů. Předpokládejme, že fázový proud iA vzroste vlivem poruchy statorového vinutí o proud iP = ∆I sin (ω t), tedy iA = (IM +∆I) sin (ω t) pak s použitím vztahu sin2 (ω t) =1/2 (1-cos (2(ω t)) lze odvodit další koeficienty v (1) a (2), v rovnici (3) a (4) pak budou koeficienty
AbsP =1.5IM +1/2 ∆I – 1/2∆I cos (2ω t)
(7)
Tento vztah nám říká, že jakákoli změna v amplitudové nesymetrii třífázových proudů se projeví ve spektru AbsP na dvojnásobné síťové frekvenci 2fl = 100 Hz. Velikost složky autospektra na frekvenci 2fl je poloviční oproti příslušné složce autospektra rušivého prouduiP, polovina výkonu rušivé přídavné složky se posune na nulovou frekvenci. Stejnou složku spektra na frekvenci 2fl dostaneme i při snížení iA o iP, avšak ss hodnota se sníží na hodnotu 1.5IM -1/2 ∆I. Při změnách proudů iB, iC. o proud iP se opět stejně změní střídavá složka vektoru AbsP a tedy i spektrální složka na frekvenci 2fl, avšak změní se oba transformované proudy iD , iQ a tedy i tvar orbitu v časové oblasti. Před výpočtem spektra centrujeme AbsP, aby spektrum nebylo zatíženo ss složkou, snižující rozlišení. Totéž se dá dokázat i pro fázovou nesymetrii třífázové soustavy vlivem poruchy vinutí, kdy se tato opět projeví na frekvenci 2fl. Zde např. fázový posun proudu iA o 1° dává ve spektru magnitudy složku na frekvenci 2fl o velikosti cca 1.2 % iA. Tento poznatek je základem pro diagnostiku statorových vad indukčních motorů, značně ji zjednodušuje a zpřehledňuje. Umožňuje použití neuronových sítí případně signálových procesorů pro on-line diagnostiku. V prostředí MATLAB, bylo simulováno rozvážení fázových proudů trojfázové sítě a počítána magnituda Parkova vektoru absP. Obr.1 (osa x v ms) ukazuje dva případy - dobrý stator- přídavný proud iP =0 (modrá barva), rovnice (6), a iP = 0.1 sin (2*pi*fl t) (zelená), který je přidán k proudu iA ,- rovnice (7), průběhy proudů iD,,iQ- pro oba případy a absP pro
-232-
oba případy. AbsP má ss složku 1.5, dvojnásobnou frekvenci 2*fl [Hz] a poloviční amplitudu přídavného proudu iP –viz (7).
Obr.1 Simulace poruchy statorového vinutí asynchronního motoru 3. Experimenty na motorech Základem experimentálního pracoviště je multianalyzátor PULSE. Dynamické rozlišení 80dB, rozlišení FFT analyzátoru 1mHz. Statorové proudy jsou měřeny speciálním přípravkem obsahujícím 4 snímače proudu LTS 25-NP pracující na Hallově principu. Pro experimenty byly použity motory Siemens typu 1 LA7083 –2, výkon 1.1 kW, 2 póly, jmenovité otáčky 2845 min-1, jmenovitý proud 2.4 A. Firma Siemens dodala motory s definovanými poruchami v rotoru i statoru. Zkoumaný motor 1 má na začátku U-fáze tři odbočky po 2, 5 a 10 závitech, kterými byly simulovány zkraty ve fázi. Měřicí projekt měří tři fázové proudy a frekvenci otáčení (otáčky) hřídele. V reálném čase se vyhodnocují časové průběhy fázových proudů, efektivní hodnoty proudů, spektra proudů, otáčky hřídele motoru. Parkovy vektory iD a iQ a jejich spektra, orbity iD-iQ , spektrum centrované magnitudy absP se vyhodnocuje též v reálném čase pomocí vlastních programů pro interní PL funkce multianalyzátoru PULSE. Celkem je vyhodnocováno 16 veličin, které lze v libovolné kombinaci zobrazovat na monitoru. Byla provedena měření naprázdno, pro zátěže 25, 50, 75 a 85 % a motor bez poruchy, při zkratu 2, 5 a 10 závitů, spektra měřena podle potřeby do 200 Hz, 400 Hz, 1600 Hz. Simulace vývinu poruchy byla provedena pomocí proměnného odporu zařazeného v obvodu zkratovaného vinutí. Byl měřen proud, který teče zkratovaným vinutím při úplném zkratu a odporem nastaven zkratový proud na cca 5A. Proud se transformuje do fázového vinutí. Na obr.2 je znázorněn orbit a spektrum magnitudy Parkova vektoru absP pro motor bez poruchy statorového vinutí, s 5 a 10 zkratovanými závity. Z tvaru orbitů je zřejmé ,že porucha je ve fázi iA a nastává zplošťování orbitu se vzrůstem zkratovaných závitů a proudu iA, který je v naší třífázové soustavě shodný s osou x a tedy i zvýšení proudu iD. Ze spektra absP je zřejmý nárůst složky na 100 Hz.
-233-
Obr.2 Orbity a spektra absP pro normální režim, 5 a 10 závitů zkratovaných Tab.1 Naměřené proudy motorů a spekter absP pro dvě zátěže a tři zkratové proudy. Zátěž motoru 50 %, 10závitů zkrat. Zátěž motoru 85 %,10závitů zkrat Izkrat [A] 0 -dobrý 5 ~21 0 - dobrý 5 ~21 –1 n [min ] 2929 2923 2931 2889 2885 2888 IA [A] 1.82 1.91 2.53 2,3 2,4 3,04 IB [A]] 1.77 1.81 2.11 2,26 2,30 2,47 IC [A] 1.81 1.76 1.73 2,32 2,26 2,27 I P100 [mA] 36 129 592 47 145 603 I P200 [mA] 37 32 41 33 32 38 I P300 [mA] 185 192 197 225 207 198 I P100/IA [%] 2.03 6.7 23.4 2.04 6.0 19.8 Tabulka 1 ukazuje charakteristické hodnoty pro normální režim bez zkratovaných závitů, pro 10 zkratovaných závitů s omezením proudu odporem na 5A a přímým zkratem pro zátěž 50 % a 85%, spektrum měřeno do 400 Hz, rozlišení 0.5 Hz. Základem vyhodnocení je složka spektra absP na 100 Hz, v tabulce uvedená jako IP100. Spektrum absP i tvar orbitu pro dobrý motor bez zkratů ukazují, že vlivem nesouměrnosti napěťové napájecí soustavy a vlivem residuální nesymetrie obvodu statoru (ne zcela shodných impedancí jednotlivých vinutí) není složka spektra na frekvenci 100 Hz nulová, ale má určitou residuální velikost, kterou můžeme považovat pro daný motor a měření za referenční. Je vhodné její percentuální vyjádření vzhledem k efektivní hodnotě fázového proudu- I P100/IA. Z tabulky je zřejmý velký percentuální nárůst ve srovnání s percentuálním nárůstem
-234-
fázových proudů. Ta ukazuje také stav statoru motoru. Pokud provedeme Parkovu transformaci i pro fázová napětí, můžeme porovnat vliv sítě a vliv nesymetrie vinutí motoru. Residuální velikost složky IP100 pro dobrý motor byla naměřena 36 a 45 mA což představuje zhruba 2% fázového proudu IA. Tato složka se výrazně s vadou zvětšuje až na 23% možno říci, že na základě jejího vyhodnocení lze bezpečně identifikovat vady statoru. Přesné přiřazení velikosti složky velikosti vady je stále předmětem výzkumu. Ukazuje se, že se přesně neřídí teoretickým vztahem (7) kdy by její hodnota měla být rovna polovině přírůstku proudu fáze, ve které je vada. Porovnáním přírůstku IA a této složky pro zkratový proud 5A a 21 A ukazuje, že roste rychleji. Je to způsobeno pravděpodobně změnou proudů v dalších fázích IB, IC, které také přispívají k zvýšení této složky tak i fázový posun proudu ve fázi ve které je vada. Dále se ukazuje, že pokud nastavíme odporem zkratový proud na určitou stejnou hodnotu (5A), pro 5 a 10závitů zkratovaných je přírůstek složky I P100 trochu větší pro 10 zkratovaných závitů. Vyhodnocení měření s vyšším frekvenčním rozsahem např. 800 Hz ukazuje, že frekvenční složky na vyšších frekvencích , jako 5. a 7. harmonická síťové frekvence, které jsou zřetelné i na spektrech fázových proudů, jsou vlivem posunu síťové frekvence na ss hodnotu též posunuty (snížena frekvence složek) o 50Hz. Velikost těchto složek o vyšších harmonických je patrná i z tvaru orbitu, který z kruhového nebo oválného tvaru pro frekvence do 200 Hz začíná vykazovat přídavné špičky dané vyššími harmonickými. To se projevuje zejména při vyšších zatíženích motoru, kdy dochází ke zkreslení průběhů vlivem magnetického přesycení. Ukazuje se však, že složky na těchto frekvencích jsou pro diagnostiku statorových vad nepodstatné– viz. Tab. 1 . Ty je nutno je zkoumat v souvislosti řešením jiné problematiky. Spektrum může být pro tuto diagnostiku určeno pouze do 200 Hz. 4. Závěr Metoda Parkových vektorů na základě spektrální analýzy magnitudy Parkova vektoru výrazně přispívá k metodám diagnostiky statorových vad indukčních motorů. Posun střídavého výkonu na síťové frekvenci do stejnosměrné složky spektrum značně zpřehledňuje. Klasická metoda porovnáváním velkých spektrálních složek na síťové frekvenci není tak citlivá a neukazuje přesně na stav statorového vinutí. Analýza a experimenty ukazují, že vady statorových vinutí mohou být efektivně diagnostikovány z magnitudy Parkova vektoru na frekvenci dané dvojnásobkem síťové frekvence. Amplituda této složky je úměrná stupni asymetrie fázových proudů – vinutí statoru. Poměr mezi složkou spektra magnitudy Parkova vektoru na 100 Hz a efektivní hodnotou fázových proudů je indikátorem, ukazujícím na velikost poruchy statoru, případně na stav vinutí motoru. Pro určité třídy motorů může být tabulkován. Snadnost určení a přehlednost spektra předurčuje systém pro použití v neuronových sítích a může být využit pro znalostní systémy nebo implementovány do jednodušších on-line diagnostických průmyslových zařízení s využitím signálových procesorů. Poděkování. Práce a výsledky v tomto příspěvku byly podpořeny grantem GAČR č. 102/01/1291 „Diagnostics of electromagnetic properties of electrical machines by means of vibration and acoustic fields“ a Výzkumným záměrem MŠMT 11/98:242200001. 5. Literatura [1] Thompson, W.T.: A review of on-line condition monitoring techniques for three-phase squirrel/cage induction motors / past and future. IEEE International Symposium on Diagnostics for Electric Machines, Power electronic and Drives, 1999, pp.3-17.
-235-
[2] Jaksch, I.: Diagnostic Methods for Induction Motors. In: 5th Workshop on Electronics, Control, Modelling, Measurement and Signals. Toulouse 2001, pp. 107 – 114, Université Paul Sabatier, Toulouse [3] Cardoso, A.J.M., Mendes, A.M.S, Cruz, S.M.A.: The Park’s Vector Approach: New Developments in On-Line Diagnosis of Electrical Machines, Power Electronics and Adjustable Speed Drives., IEEE International Symposium on Diagnostics for Electric Machines, Power electronic and Drives, 1999, pp.89-97. ABSTRACT: STATOR FAULTS DIAGNOSIS IN THTREE-PHASE ASYNCHRONOUS MOTORS USING PARK’S TRANSFORMATION. In the paper the theoretical basis of stator winding faults diagnosis in three- phase induction motors based on the new Park’s vector method is described. The model of three-phase network with artificial faults and its influence on Park’s modulus is introduced. It shown, how stator windings faults can be effectively diagnosed. The experiments, obtained from the measurement of asynchronous motors with artificial faults are described and comparison with classical methods and advantages of Park’s vector approach are introduced.
-236-
REGULÁTOR POHONU PRAČKY S MIKROPROCESOROM Fedor, S – Fedor, P. – Perduková, D. Technická univerzita Košice, Fakulta elektrotechniky a informatiky, Katedra elektrických pohonov a mechatroniky, Letná 9, 042 00 Košice, Slovenská republika ANOTÁCIA: Článok sa zaoberá náhradou analógového regulátora pohonu automatickej pračky regulátorom na báze jednočípového mikropočítača. Sú tu uvedené požiadavky na regulátor, krátky rozbor procesu v bubne, bloková schéma s popisom obvodového riešenia a skrátený popis programového riešenia. V závere práce sú uvedené namerané priebehy rýchlosti a porovnanie nového a pôvodného regulátora. 1. Úvod Na základe požiadavky výrobcu, bola vykonaná analýza pohonu automatickej pračky, kde sa pre pohon bubna využíva jednofázový asynchrónny motor. Cieľom práce bolo vykonať návrh číslicového regulátora na báze jednočípového mikropočítača, ktorý by slúžil ako rozšírená náhrada dovtedy používaného analógového regulátora. Pri návrhu sa malo vychádzať z požiadaviek, ktoré boli stanovené pre regulátor pohonu pračky ako je uvedené v ďalšom. Presnosť regulácie otáčok na hriadeli motora musí byť zabezpečená v týchto pracovných režimoch: • pranie • distribúcia (plynulý nárast) • distribúcia (na konci nárastu) • dstreďovanie I stupeň (n400) • odstreďovanie II stupeň (n800) zabezpečí programátor pračky Obvod nevyváhy (vyváženosti bubna) vyhodnocuje vyváženie náplne prádla v rozmedzí otáčok ktoré sú určené pre distribúciu.V prípade zistenia nevyváženosti má sa opakovať režim distribúcie a to z pracích otáčok. Tento proces sa má opakovať až do vhodného rozloženia náplne. V prípade, že sa prádlo nerozloží vhodne ani pri opätovných pokusoch, je celková doba ohraničená funkciou programátora pračky. Pri poruche tachogenerátora resp. pri prerušení prívodných vodičov z tachogenerátora, má nastať okamžité zamedzenie napájania el. motora (motor sa netočí). Vzhľadom na možnosti nového regulátora pribudla požiadavka aby v prípade zablokovania bubna regulátor odpojil napájacie napätie až do opätovného vypnutia a zapnutia pračky. 2. Činnosť regulátora Funkcia regulátora spočíva v regulácii uhlovej rýchlosti jednofázového asynchrónneho motora zmenou efektívnej hodnoty napájacieho napätia fázovým riadením triaku. Takéto riešenie je možné použiť len u špeciálne upraveného ASM. V danom prípade je takéto riešenie vyhovujúce. Skutočná uhlová rýchlosť je sledovaná prostredníctvom impulzov získaných zo signálu tachogenerátora /TG/. Otáčky na hriadeli motora v jednotlivých fázach pracieho procesu majú zodpovedať hodnotám zdaným výrobcom pračky. Časovanie pracích cyklov a reverzáciu motora zabezpečuje programátor pračky.
-237-
3. Rozbor procesov v bubne pri praní Základná štruktúra pohonu pračky je uvedená na obr.1
Štruktúra pohonu pračky Práčku poháňa jednofázový indukčný motor, spojený s bubnom remeňovým prevodom. Náplň bubna tvorí voda, s rozpusteným pracím prostriedkom a náplň tkanín, ktoré sa perú. Z hľadiska analýzy procesov prebiehajúcich v bubne pračky je potrebné rozdeliť prací proces do troch základných režimov: • pranie s reverzáciou • distribúcia (rozloženie prádla pred odstreďovaním) • odstreďovanie. Tieto režimy sa líšia pracovnou rýchlosťou pohonu, spôsobom riadenia pohonu a dosahujú sa prepínaním počtu pólov motora alebo, v prípade distribúcie, postupným zvyšovaním žiadanej hodnoty rýchlosti. Z hľadiska modelovania a následnej regulácie je v tejto etape zaujímavý režim prania, v ktorom motor pracuje ako 16 – pólový so synchrónnou rýchlosťou 375 ot/min. Ovládanie prúdu (a tým aj momentu) motora sa deje riadením strednej hodnoty napätia na statore (bližšie pozri[1] ). Urobiť presný analytický model zariadenia s vlastnosťami ako má automatická práčka je veľmi zložité. Preto sú ďalej zavedené niektoré zjednodušujúce predpoklady: • nezohľadňujú sa elektromagnetické prechodné deje v indukčnom motore • predpokladá sa pevné spojenie bubna s motorom (nezohľadnia sa pružné vlastnosti prevodového remeňa) • predpokladá sa, že bubon obsahuje kvázi homogénnu zmes prádla a vody, pričom jej rozloženie sa prejaví v počiatočných hodnotách niektorých dynamických parametrov • predpokladá sa približne konštantný polomer ťažiska hmoty v bubne rT pri malých otáčkach bubna. Základná predstava, z ktorej sa pri analýze pohonu pračky [2] vychádzalo, je uvedená na obr.2
Rozdelenie hmoty a síl v bubne
-238-
Kde: T – ťažisko hmoty mno mno – neodtrhnutá časť hmoty v bubne mo – časť hmoty v bubne nespojená v danom okamihu s obvodom bubna rT – polomer ťažiska T Fg – gravitačná sila od mno Fm – sila od momentu motora pôsobiaca na ťažisko φT – poloha ťažiska voči osi y Celá (kvázi homogénna) hmota m v bubne je v každom časovom okamžiku rozdelená na časť mno, ktorá je vplyvom adhézie pevne spojená s obvodom bubna a ktorá vytvára záťaž pre pohon pračky, a časť mo, ktorá práve letí priestorom bubna. Časť hmoty mno má myslené ťažisko s polomerom rT od osi bubna a polohou φT voči osi y. Odozvy rýchlosti pračky na skok napätia na statore pre U = UN môžu vyzerať podľa obr.3.
Prechodová charakteristika pohonu pračky Vyššieuvedené priebehy zodpovedajú procesom v práčke, kedy je rýchlosť otáčania bubna rovná požadovaným pracím otáčkam ωž. Pokiaľ by však nebola rýchlosť regulovaná, mohli by nastať ďalšie dva okrajové prípady, kedy sa náplň prádla bude iba „prevaľovať“v spodnej časti bubna, alebo bude vplyvom odstredivej sily „prilepená“ na obvod bubna. V obidvoch prípadoch sa tento stav prejaví menšími zmenami záťažného momentu v priebehu prania, ale aj nižším pracím účinkom. Tieto dva prípady ilustruje obr. 4
Pohyb hmoty v bubne pri ω ≠ ωž 4. Riešenie regulátora Ako už bolo uvedené, navrhovaný regulátor mal plne nahradiť stávajúci analógový, pričom svojimi rozšírenými vlastnosťami mal vyhovovať aj požiadavke na činnosť -239-
nenormálnych stavoch, konkrétne pri poruche tachogenerátora, pri zablokovaní bubna pračky a pri nevhodnom rozložení prádla v bubne v procese odstreďovania. Po zvážení ekonomických aj technických hľadísk, bol za základ nového regulátora zvolený mikropočítač ATMEL AT 89 C 2051-24 PI. Bloková schéma zariadenia je uvedená na obr. 5
Bloková schéma regulátora Mikropočítač je napájaný z napájacieho zdroja, ktorý je vzhľadom na minimálne nároky obvodov na výkon, tvorený deličom, a jednoduchým stabilizátorom napätia. Správny nábeh a synchronizáciu činnosti programu zabezpečuje obvod vyhodnotenia prechodu napájacieho napätia nulou. Okamžitý režim činnosti regulátora je vyhodnocovaný mikropočítačom na základe stavov na svorkách P – O (pranie / odstreďovanie) a 400/800 (obmedzenie odstreďovacích otáčok). Stavy týchto svoriek, ako aj časovanie a reverzáciu pohonu zabezpečuje programátor pračky. Úlohou mikropočítača je zabezpečiť výpočet a korekciu uhla riadenia triaku tak, aby boli dodržané požiadavky pre práve prebiehajúci režim. Spínacie obvody zabezpečujú dostatočnú energiu a generovanie zapínacieho impulzu pre výkonový obvod. Funkčnosť tachogenerátora vyhodnocuje mikropočítač na základe signálu z bloku pre meranie funkčnosti tachogenerátora. V prípade zistenia poruchy nedovolí rozbeh motora. Pole prepojok slúži na voľbu alternatív programu pre rôzne typy práčok.
-240-
Porovnanie priebehov rýchlosti pohonu regulátorov Riadiaci a regulačný program musí zabezpečiť spoľahlivý chod pohonu aj v náročných podmienkách, ktoré sú vo vnútri skrine pračky. Z toho dôvodu je riešený celý algoritmus tak, aby sa test systému a výpočet uhla riadenia triaku vykonal vždy po prechode napájacieho napätia nulou t.j. vždy na začiatku polperiódy sieťového napätia. Takéto riešenie zabezpečí, že prípadné zlyhanie programu v dôsledku akéhokolvek vplyvu trvá maximálne jednu polperiódu a v ďalšej už zariadenie pracuje normálne. Po pripojení napájacieho napätia sa vykonáva inicializácia a čítanie konštánt nastavených pre daný typ pohonu v poli prepojok. Po tom sa nulujú stopky, ktorých úlohou je v procese distribúcie merať jej dobu, t.j. približne 22s. Po teste funkčnosti tachogenerátora na základe načítaných údajov o režime prechádza regulátor do procesu prania, distribúcie alebo odstreďovania 1, prípadne 2. V prípade že v procese distribúcie nezistí regulátor zlé vyváženie náplne v bubne, prechádza do režimu odstreďovania. V režime prania pracuje motor ako šestnásťpólový, v procese distribúcie a odstreďovania sa prepína na dvojpólový. 5. Dosiahnuté výsledky Na realizovaných vzorkách boli vykonané porovnávacie merania a prebehli atesty zariadenia v Štátnom skúšobnom ústave Wroclav v Poľsku. Výsledky meraní plne potvrdili zhodnosť spoločných parametrov regulátorov, pričom číslicový regulátor dokázal ošetriť aj stav pri zablokovaní bubna pračky. Táto funkcia sa v pôvodnom regulátore dala dosiahnúť iba za cenu vysokých nákladov a preto bola realizovaná iba tepelnou ochranou v motore. Porovnanie priebehov rýchlostí pohonu v režime prania za rovnakých podmienok je na obr.6, piebeh rýchlosti pohonu v režime distribúcie s nevyváženou a vyváženou náplňou je na obr.7.
Priebeh
rýchlosti
pohonu v procese distribúcie
-241-
6. Záver Navrhnutý a realizovaný regulátor je plne funkčnou náhradou pôvodného regulátora, pričom jeho rozšírené funkcie umožňujú vo významnej miere zvýšiť úžitkové vlastnosti pračky, umožňujú jednoduchú diagnostiku poruchových stavov s možnosťou ich indikácie obsluhe. V spojením s číslicovým programátorom, prípadne ich zlúčením je možné vytvoriť systém, ktorý by sa vedel adaptívne prispôsobiť pranej náplni, zvýšiť kvalitu prádla a znížiť jeho opotrebenie. Literatúra [ 1 ] Fedor,S a kol.: Regulátor jednofázového asynchrónneho motora RAM 12-A, Záverečná výskumná správa ZD 21/0490/95, 1996 [ 2 ] Fedor,P.- Perduková,D. – Fedor,S.: Washing machine drive fuzzy model, EDPE’99, Vysoké Tatry 1999, str.148-151 ABSTRACT: WASHING MACHINE CONTROLLER WITH MICROCONTROLLER. The article deals with the compensation of the analog controller for the washing machine drive by the controller based on microcontroller. The requirements for the controller, the shotr analysis of processes in the washing drum, the block scheme describing the circuit solution and shorter description of the programming solution are presented here. The comparing of both controllers and measured velocity responses are presented at the conclusion of this article.
-242-
