slave regelstrategie voor vermogensverdeling in een microgrid

Master/slave regelstrategie voor vermogensverdeling in een microgrid Ken De Backer

Promotor: prof. dr. ir. Lieven Vandevelde Begeleiders: ir. Tine Vandoorn, ir. Jeroen De Kooning Masterproef ingediend tot het behalen van de academische graad van Master in de ingenieurswetenschappen: werktuigkunde-elektrotechniek

Vakgroep Elektrische energie, Systemen en Automatisering Voorzitter: prof. dr. ir. Jan Melkebeek Faculteit Ingenieurswetenschappen en Architectuur Academiejaar 2010-2011

Master/slave regelstrategie voor vermogensverdeling in een microgrid Ken De Backer

Promotor: prof. dr. ir. Lieven Vandevelde Begeleiders: ir. Tine Vandoorn, ir. Jeroen De Kooning Masterproef ingediend tot het behalen van de academische graad van Master in de ingenieurswetenschappen: werktuigkunde-elektrotechniek

Vakgroep Elektrische energie, Systemen en Automatisering Voorzitter: prof. dr. ir. Jan Melkebeek Faculteit Ingenieurswetenschappen en Architectuur Academiejaar 2010-2011

Voorwoord De keuze voor deze thesis was ingegeven door mijn interesse in de distributie van elektriciteit. Dit werk heeft me toegelaten mij te verdiepen in de wereld van microgrids en regeltechniek. Deze ontdekkingstocht was zeer verrijkend. De experimentele opstelling gaf mij de kans om praktische kennis op te bouwen in verband met elektronische schakelingen, meetcircuits, stoorsignalen en het programmeren van een microprocessor. Aangezien dit relatief onbekend terrein voor me was, heb ik hier veel van opgestoken. Graag wens ik iedereen te bedanken die geholpen heeft bij de realisatie van dit werk. In eerste instantie zijn dit uiteraard mijn begeleiders. Tine gaf steeds goede suggesties voor het verbeteren van mijn simulaties en verslag. Jeroen wens ik te bedanken voor zijn hulp bij de praktische opstelling. In het labo kon ik met mijn vragen ook steeds terecht bij Steven, steeds goed voor een effectieve tip, en Thomas, bij wie een vraag nooit in dovemansoren valt. Ook dank aan mijn promotor prof. dr. ir. Lieven Vandevelde voor de kans om dit onderzoek uit te voeren en de kennis die hij me heeft bijgebracht de afgelopen jaren. Voor de goede sfeer in het labo wens ik mijn medestudenten Jan, Ruben en Tom te bedanken. Ik kijk daarnaast met plezier terug op het jaar binnen de IEEE Student Branch. Hiervoor ook dank aan de overige bestuursleden Niels, Joachim en Stefan. Mijn ouders wens ik te bedanken voor de steun doorheen de opleiding. Tenslotte wens ik nog mijn vader en mijn broer Rik te danken voor het nalezen van mijn verslag.

Ken De Backer, mei 2011

iv

Toelating tot bruikleen

De auteur geeft de toelating deze masterproef voor consultatie beschikbaar te stellen en delen van de masterproef te kopiëren voor persoonlijk gebruik. Elk ander gebruik valt onder de beperkingen van het auteursrecht, in het bijzonder met betrekking tot de verplichting de bron uitdrukkelijk te vermelden bij het aanhalen van resultaten uit deze masterproef.

Ken De Backer, mei 2011

v

Overzicht Master/slave regelstrategie voor vermogensverdeling in een microgrid door Ken De Backer Masterproef ingediend tot het behalen van de academische graad van Master in de ingenieurswetenschappen: werktuigkunde-elektrotechniek Academiejaar 2010–2011 Promotor: prof. dr. ir. Lieven Vandevelde Begeleiders: ir. Tine Vandoorn, ir. Jeroen De Kooning Faculteit Ingenieurswetenschappen Universiteit Gent Vakgroep Elektrische energie, systemen en automatisering Voorzitter: prof. dr. ir. Jan Melkebeek Het doel van deze scriptie is het ontwerpen van een master/slave regeling voor vermogensverdeling in een microgrid opererend in eilandbedrijf. Een microgrid is een subsysteem van het distributienet dat zowel lasten als decentrale productie-eenheden bevat. Het is verbonden met de rest van het net door middel van één enkel connectiepunt. Indien de schakelaar in dat punt gesloten is, spreekt men van netverbonden bedrijf. Indien er zich problemen voor doen in het distributienet, dan opent de schakelaar en gaat het microgrid over op eilandbedrijf. Microgrids op moeilijk bereikbare locaties opereren voortdurend in eilandbedrijf. In eilandbedrijf moeten de decentrale eenheden zelf aan de actieve en reactieve vermogensvereisten van de lasten voldoen. Ook de frequentie- en spanningsregeling is voor hun rekening. Dit wordt verwezenlijkt door een gepaste aansturing van de convertoren. Er zijn twee groepen regelingen die tegemoet komen aan deze eisen. Droopregelingen zijn gebaseerd op de werking van het klassieke net. Daarnaast zijn er regelingen die gebruik maken van communicatie tussen de decentrale generatie (DG) eenheden. Het master/slave principe behoort tot deze laatste categorie. In deze thesis wordt een master/slave regeling uitgewerkt. De energiebronnen aan de dc-zijde worden in eerste instantie voorgesteld als gelijkspanningsbronnen. De ontworpen regeling wordt zowel getest in een simulatiemodel als in een experimentele opstelling. Vervolgens wordt de regeling uitgebreid tot een modellering met gelijkstroombronnen. In deze configuratie wordt ook een roterend masterschap en de aanwezigheid van een hernieuwbare energiebron onderzocht. Trefwoorden decentrale energieproductie, microgrid, eilandbedrijf, master/slave, vermogensverdeling

vi

Master/slave control for power sharing in microgrids Ken De Backer Supervisor(s): Prof. dr. ir. Lieven Vandevelde, ir. Tine Vandoorn, ir. Jeroen De Kooning Abstract—This article discusses a master/slave control for power sharing in single-phase microgrids during islanded operation. The master unit is responsible for voltage and frequency control. Power sharing is achieved by the slaves tracking the master current. In a simulation model, perfect power sharing is possible. Interference inhibits this in a practical situation. Experimental results indicate a small difference in the supplied power of master and slave. Keywords—distributed generation , microgrid, islanded operation, master/slave, power sharing

I. I NTRODUCTION UE to the increasing presence of small-scale distributed generation (DG) in the distribution network, a shift in the operation of the electrical power grid is needed. Microgrids offer an adequate way to integrate these DG units into the utility network. They are defined as a small-scale, low-voltage systems consisting of generation, loads and energy storage. Microgrids can operate in grid-connected mode or in islanded mode, for which new control strategies need to be developed. Both voltage control (including frequency control) and power sharing need to be handled by the DG units in islanded mode. There exist two groups of strategies to achieve this control: those using communication and those not relying on such link [1]. The goal of this work is to develop a communication-based master/slave control for a single phase microgrid.

loop and an inner current control loop. The PI voltage controller compares the measured output voltage vC,M with its reference ∗ vC and produces the component ∆i∗C . The current reference consists besides ∆i∗C also of the measured current ig,M and a small contribution i∗C . Based on a comparison between i∗L,M and iL,M the inner PI current controller produces the desired duty-ratio δP I . To achieve accurate and stable control a dutyratio feedforward is added: δ = δf f + δP I [2]. Power sharing is achieved by the slaves, tracking the current of the master. In the proposed scheme, this is implemented as

D

i∗L,S = i∗L,M ,

in which i∗L,M is produced by the voltage controller of the master. As with the master, a feedforward is added. vC,M iL,M ig,M *

PWM

S3 ig,M Zl,M

Lf,M

Vdc,M

Cdc,M

vs,M S 2'

i L,M

Cf,M

vC,M

Zl,S i g,S

ig

vg

vC,S

S 1'

*

iC

ΔiC*

PI - V

vC*

FF

A topology with voltage sources on the dc-side is shown in Fig. 1. It consists of two DG units supplying a common load. They are coupled with the load by means of an invertor, an LCfilter and a line-impedance. The presence of the dc-capacitors allows the connection of dc-current sources instead of voltage sources. However, this has no impact on the master/slave control. The unit on the left represents the master, which is responsible for voltage regulation in the microgrid. The slave is located at the right. Because all slaves have identical controllers the presence of one slave unit is sufficient to illustrate the control principle. S1

iL,M

PI - I

II. C ONTROL SCHEME

S2

(1)

vC,S iL,S *

PWM

iL,S

PI - I FF

Vdc

Fig. 2. The proposed master/slave control scheme

S4

Lf,S Cf,S

i L,S

Cdc,S

vs,S S 3'

Vdc,S

III. R ESULTS

S 4'

A. Simulation Fig. 1. Topology

The proposed master/slave control scheme is shown in Fig. 2. The voltage regulation consists of an outer voltage control

In order to control active and reactive power an RL-load is used in the microgrid, consisting of a 100 Ω resistance in series with an 100 mH inductor. The corresponding power factor cos(φ) is 0.83. Other values include Vdc,M = Vdc,S = 400 V ,

Voltage Voltage [V]

Zl,M = Zl,S = 0.7 Ω, Cf,M = Cf,S = 5 µF and Lf,M = Lf,S = 2.1 mF . Fig. 3 shows that the voltage regulation by the master is accurate. The current tracking is even perfect, which leads to equal power sharing, as shown in Fig. 4.

100 Desired Result

0 −100 0

20

40

Voltage control master

0 −200 −400 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

−5 0

20

40

Current (A)

60 Time [ms]

80

100

120

Fig. 5. Voltage regulation and current sharing

Master Slave

0 −5 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06 Time (s)

0.07

Detail voltage

0.08

0.09

0.1

Detail current

Fig. 6 shows the instantaneous power waveforms of the master and slave unit. Their active and reactive power point out to be comparable. The values in steady-state are:

Current (A)

325 Voltage (V)

120

Master Slave

0

Time (s)

320 315 310 0.128

0.129

0.13 Time (s)

0.131

5.7 5.65 5.6 0.132

0.132

0.133 0.134 Time (s)

0.135

Fig. 3. Voltage regulation and current sharing

Active power sharing

PM,ss = 150W ; PS,ss = 164W

(2)

QM,ss = 76V Ar ; QS,ss = 83V Ar

(3)

The differences are due to inaccurate measurements, the nonoptimal performance of the analog-to-digital converters (ADC), interference and electromagnetic compatibility (emc). At lower line impedances the accuracy of the master/slave control diminishes.

Reactive power sharing

Instantaneous power

600 Master Slave Q (VAr)

600 400

400

Power [W]

Master Slave

800

P (W)

100

5

Current sharing slave 5

80

Current

Desired Result

200

Current [A]

Voltage (V)

400

60 Time [ms]

400

200

200 0 0

Master Slave

300 200 100 0

0.1

0.2 Time (s)

0.3

0 0

−100

0.1

0.2

0.3

Time (s)

0

20

40

60

80

Fig. 4. Active and reactive power sharing

Fig. 6. Active and reactive power sharing

Other simulation results indicate that in case of a step in the load no problems emerge. Dc-side modelling with current sources, a rotational mastership, units with different power ratings and the presence of a renewable energy source have also been tested successfully.

IV. C ONCLUSIONS

B. Experimental The proposed master/slave control was also experimentally verified. In the experiment the voltage was lowered to Vdc =100 V and the line impedance was raised up to 3 Ω. The RL-load consists of a 8 Ω resistance in series with an 100 mH inductor. The corresponding power factor cos(φ) is 0.89. The resulting voltage regulation and current sharing are shown in Fig. 5. The deviation between vC,M and vC is limited. The current tracking by the slave is somehow less accurate. There is a small shift at the maxima of the waveforms. Nevertheless the discrepancy remains between acceptable limits.

100

120

Time [ms]

The proposed master/slave control scheme allows power sharing in a microgrid operating in islanded-mode. In a simulation model, perfect power sharing is possible. However, experimental results indicate a small difference in the supplied power of master and slave. Voltage regulation is accurate thanks to the double PI control loop of the master. R EFERENCES [1] J. M. Guerrero and L. Hang en J. Uceda, ”Control of Distributed Uninterruptible Power Supply Systems”, IEEE Transactions On Industrial Electronics, august 2008, vol. 55, no. 8 [2] D. M. Van de Sype, K. De Gussem, A. P. M. Van den Bossche and J. A. Melkebeek, ”Duty-Ratio Feedforward for Digitally Controlled Boost PFC Converters”, IEEE Transactions On Industrial Electronics, February 2005, vol. 52, no. 1

Inhoudsopgave Voorwoord

iv

Toelating tot bruikleen

v

Overzicht

vi

Inhoudsopgave

ix

Gebruikte afkortingen 1 Inleiding 1.1 Decentrale generatoren . . . . . . 1.1.1 Decentraal productiepark 1.1.2 Koppeling met het net . . 1.2 Microgrids . . . . . . . . . . . . . 1.2.1 Definitie en rol . . . . . . 1.2.2 Nood aan opslag . . . . . 1.2.3 Toepassing . . . . . . . . 1.3 Doelstelling thesis . . . . . . . .

xiii

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

1 1 1 5 6 6 7 8 8

2 Controlestrategie¨ en voor microgrids in eilandbedrijf 2.1 Algemeen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2 Droopregeling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.3 Actieve lastverdeling met communicatie . . . . . . . . . . . . . . 2.3.1 Centrale controle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.3.2 Master/slave . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.3.3 Master/slave met centrale controle-eenheid . . . . . . . . 2.3.4 3C methode . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.4 Samenvatting . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.4.1 Vergelijking tussen droopregeling en actieve lastverdeling 2.4.2 Vergelijking verschillende methoden actieve lastverdeling .

. . . . . . . . . .

. . . . . . . . . .

. . . . . . . . . .

. . . . . . . . . .

. . . . . . . . . .

. . . . . . . . . .

. . . . . . . . . .

. . . . . . . . . .

. . . . . . . . . .

10 10 12 14 14 16 19 21 23 23 24

3 Regeling met spanningsbronmodellering 3.1 Topologie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.2 Digitale regeling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

25 25 27

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

ix

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

x

Inhoudsopgave

3.3

3.4

3.5

3.6

3.2.1 Algemeen . . . . . . . . . . . . . . . . 3.2.2 Pulswijdtemodulatie . . . . . . . . . . Overzicht regelkringen . . . . . . . . . . . . . 3.3.1 Master/slave met doorgegeven meting 3.3.2 Master/slave met doorgegeven meting 3.3.3 Implementatie simulatiemodel . . . . . Spanningsregeling master . . . . . . . . . . . 3.4.1 Overzicht . . . . . . . . . . . . . . . . 3.4.2 Voorwaartse component . . . . . . . . 3.4.3 Buitenste spanningsregellus . . . . . . 3.4.4 Binnenste stroomregellus . . . . . . . 3.4.5 Implementatie simulatiemodel . . . . . Stroomregeling slave . . . . . . . . . . . . . . 3.5.1 Overzicht . . . . . . . . . . . . . . . . 3.5.2 Voorwaartse component . . . . . . . . 3.5.3 Transferfunctie van ∆δ naar ∆i . . . . 3.5.4 Ontwerp PI-regelaar . . . . . . . . . . 3.5.5 Simulatiemodel . . . . . . . . . . . . . Resultaten simulatie . . . . . . . . . . . . . . 3.6.1 Resistieve last . . . . . . . . . . . . . . 3.6.2 RL-last . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.6.3 Stap in de last . . . . . . . . . . . . . 3.6.4 Conclusie . . . . . . . . . . . . . . . .

4 Regeling met stroombronmodellering 4.1 Topologie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.2 Overzicht regelkringen . . . . . . . . . . . . . 4.3 Busspanningsregeling . . . . . . . . . . . . . . 4.3.1 Overzicht . . . . . . . . . . . . . . . . 4.3.2 Nulde-Orde Houder . . . . . . . . . . 4.3.3 Transferfunctie van ∆idc naar ∆vdc . . 4.3.4 Z-domein voorstelling . . . . . . . . . 4.3.5 Afstellen PI-regelaar . . . . . . . . . . 4.4 Resultaten simulatie . . . . . . . . . . . . . . 4.4.1 Keuze van de voorwaartse component 4.4.2 Resistieve last . . . . . . . . . . . . . . 4.4.3 RL-last . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.4.4 Stap in de last . . . . . . . . . . . . . 4.4.5 Busspanning startend op nul . . . . . 4.4.6 Conclusie . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

27 28 31 31 32 33 34 34 35 36 41 45 47 47 48 48 49 49 49 50 58 64 68

. . . . . . . . . . . . . . .

69 69 70 71 71 72 72 75 76 77 77 78 80 82 85 85

xi

Inhoudsopgave 5 Uitbreidingen 5.1 Lagere en inductieve lijnimpedanties . . 5.1.1 Lagere of afwezige lijnimpedantie 5.1.2 Inductieve lijnimpedantie . . . . 5.2 Meerdere slaves . . . . . . . . . . . . . . 5.3 Verschillende eenheden . . . . . . . . . . 5.4 Roterend masterschap . . . . . . . . . . 5.5 Aanwezigheid niet-controleerbare bron .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

6 Experimentele opstelling 6.1 Experimentele opstelling . . . . . . . . . . . . 6.2 Master/slave met doorgegeven meting . . . . 6.2.1 Afstellen stroom- en spanningsregeling 6.2.2 Resistieve last . . . . . . . . . . . . . . 6.2.3 RL-last . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.2.4 Verlaagde lijnimpedantie . . . . . . . . 6.3 Master/slave met doorgegeven wenswaarde . 6.3.1 Resistieve last . . . . . . . . . . . . . . 6.3.2 RL-last . . . . . . . . . . . . . . . . . 6.3.3 Verlaagde lijnimpedantie . . . . . . . . 6.4 Basis droopregeling . . . . . . . . . . . . . . . 6.5 Besluit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . . . . . . .

. . . . . . .

86 86 86 88 89 91 94 97

. . . . . . . . . . . .

100 100 103 103 105 109 109 113 113 113 116 116 122

7 Slotbeschouwingen 123 7.1 Conclusies . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 123 7.2 Mogelijkheden voor verder onderzoek . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 124 A Convertor PCB A.1 Functies convertor PCB A.2 Connectoren . . . . . . . A.3 Spanningscircuit . . . . A.4 Veiligheidscircuit . . . . A.5 Spanningsmeting . . . . A.6 Stroommeting . . . . . . A.7 IGBT module . . . . . . A.8 Overzicht . . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

. . . . . . . .

126 127 128 129 130 132 133 134 135

B Dc-bus PCB 137 B.1 Onderdelen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 137 B.2 Indeling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 138 C Afstellen meetcircuits 139 C.1 Spanningsmeting . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 139 C.2 Stroommeting . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140

Inhoudsopgave

xii

D Code 142 D.1 Hoofdbestand: codedsp.c . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 142 D.2 Interrupt routines: events.c . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 145 D.3 Header-bestand: variabelen.h . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 152 Bibliografie

154

Gebruikte afkortingen DG

Decentrale Generatie of Distributed Generation

LS

Laagspanning

MS

Middenspanning

MS

Hoogspanning

WKK

Warmtekrachtkoppeling

PV

Fotovoltaisch

DC

Direct Current (gelijkstroom)

AC

Alternating Current (wisselstroom)

PCC

Point of Common Coupling (Connectiepunt)

UPS

Uninterruptible Power Supply

ADC

Analog to Digital Convertor (analoog-naar-digitaal omzetter)

FF

Feedforward (voorwaartse component)

DSP

Digitale Signaal Processor

PDC

Power Distribution Center

IGBT

Insulated-Gate Bipolar Transistor

NOH

Nulde-Orde Houder

PCB

Printed Circuit Board

PI

Proportioneel Integrerend

PWM

Pulswijdte Modulatie of Pulse Width Modulation

VSI

Voltage Source Inverter

PM

Phase Margin (fasemarge)

BW

Band Width (bandbreedte)

EMC

Elektromagnetische Compatibiliteit

xiii

Hoofdstuk 1

Inleiding 1.1

Decentrale generatoren

1.1.1

Decentraal productiepark

Er is de laatste jaren een fundamentele verschuiving aan de gang in de elektriciteitssector. Waar de productie vroeger gebeurde in grote centrales aangesloten op het hoogspanningsnet, ziet men nu steeds meer decentrale productie (Eng.: ’Distributed Generation’ of DG) opduiken. Deze eenheden worden veelal aangesloten op het laagspanningsnet. Ze zijn over het algemeen van kleinschalige aard, typisch een aantal kW. Figuur 1.1 toont de klassieke situatie. De productie gebeurt hierbij in grote centrales. Het transport van de elektrische energie verloopt vervolgens via het transmissienet op hoge spanning (HS). Distributienetten op midden- (MS) en lage spanning (LS) brengen de elektriciteit tenslotte tot bij de verbruikers. Deze ’top down’ benadering resulteert in een uni-directionele vermogensstroom.

transmissienet (HS)

distributienet (MS en LS)

G G

transfo

luchtlijn

transfo

generatoren

verbruikers

Figuur 1.1: Topologie van een klassiek net

Meer en meer evolueren zuivere verbruikers naar eenheden met een mengeling van verbruik en productie. Ze sluiten eigen productie-eenheden aan op het laagspanningsnet (figuur 1.2). Voor dit fenomeen zijn er in het Engels verschillende benamingen in omloop: ’distributed generation’, ’embedded generation’, ’dispersed generation’ en ’decentralised generation’. Er bestaan veel 1

2

Hoofdstuk 1. Inleiding

verschillende definities voor DG. Een mogelijke definitie is die van Ackermann et al., zoals ook aangehaald in [1]: Decentrale generatie is elektrische vermogensopwekking aangesloten op het distributienet. Over de grootteorde van het vermogen wordt hierin niets gespecifieerd. De primaire energiebron kan hernieuwbaar of niet-hernieuwbaar zijn. In de praktijk gaat het vaak om hernieuwbare, milieuvriendelijke energieopwekking.

transmissienet (HS)

G G

MS

transfo

luchtlijn

transfo

G

generatoren LS

G G

Figuur 1.2: Topologie met decentrale generatie

Het bekendste voorbeeld van decentrale productie is ongetwijfeld de opwekking van elektriciteit uit zonne-energie. Dankzij financiële maatregelen van de overheid kende de sector het afgelopen decennium een enorme groei in Vlaanderen. Figuur 1.3 toont die evolutie als het aantal ge¨ınstalleerde zonnepanelen in Vlaanderen. Men neemt een explosieve groei waar. Figuur 1.4 geeft de overeenkomstige groei van het ge¨ınstalleerd vermogen weer. Volgens cijfers van de VREG (Vlaamse Reguleringsinstantie voor de Elektriciteits- en Gasmarkt) bedraagt het ge¨ınstalleerd vermogen momenteel reeds ongeveer 700 MW (cijfers van 28 februari 2011).


3

Figuur 1.3: Aantal zonnepanelen in Vlaanderen (bron: VREG)

Figuur 1.4: Ge¨ınstalleerd vermogen aan zonnepanelen in Vlaanderen (bron: VREG)

Ook op wereldvlak is hernieuwbare energie aan een opmars bezig. De Europese Unie neemt zich voor om tegen 2020 twintig procent van de geconsumeerde energie uit hernieuwbare bronnen te halen. De steun van overheden vindt zijn oorsprong in een groeiend bewustzijn omtrent klimaatopwarming (o.a. CO2 emissies) en de afhankelijkheid van fossiele brandstoffen. Bij dit laatste spelen naast het milieu-aspect en de slinkende voorraden ook geopolitieke factoren een rol. Naast de manier van produceren speelt ook de lokale inplanting mee in het milieudebat. Door een daling van elektriciteitstransport liggen de jouleverliezen een stuk lager, wat op zijn beurt weer resulteert in een lagere CO2 -uitstoot. Figuur 1.5 toont het vermogen van nieuw geplaatste fotovolta¨ısche eenheden wereldwijd. Naast


4

de werkelijke cijfers van 2009 zijn er ook prognoses voor de komende jaren in opgenomen. Er is een duidelijke groei waar te nemen. De komende jaren zullen steeds meer nieuwe installaties geplaatst worden.

Figuur 1.5: Nieuwe installaties fotovolta¨ısche eenheden wereldwijd (bron: cijfers van iSupply, gepubliceerd in IEEE Spectrum [2]): Duitsland, Europa (België, Bulgarije, Tsjechië, Frankrijk, Griekenland, Italië, Spanje en Verenigd Koninkrijk), Noord-Amerika (Ontario en Verenigde Staten), Azië (China, Japan en Zuid-Korea), Rest van de wereld

Naast PV-installaties staan ook windenergie en biomassa vaak in de belangstelling als hernieuwbare energiebron. Windturbines worden niet enkel toegepast in grote offshore parken, maar tevens op kleinere schaal. Zo zijn er zelfs privébedrijven buiten de energiesector met eigen windmolens. Het ge¨ınstalleerd vermogen aan windenergie in België bedroeg eind 2008 415 MW [3]. Bij warmtekrachtkoppeling (WKK) ligt het vermogen een stuk hoger. Toch past ook deze meer industriële productievorm binnen de definitie voor DG van Ackermann et al. WKK is een ge¨ıntegreerd energiesysteem dat tegelijkertijd warmte en elektriciteit genereert. Zoals opgemerkt in [4] is het nuttiger om warmtegeneratie te doen dicht bij een warmtelast dan dicht bij een elektrische last. De oorzaak ligt hem in het eenvoudiger transport van elektriciteit in vergelijking met warmte. Het gebruik van grote thermische distributienetwerken wordt aldus vermeden. De restwarmte die gepaard gaat met de elektriciteitsproductie bevindt zich op die manier immers op plaatsen waar ze meteen nuttig kan gebruikt worden. Dit komt het rendement ten goede. Veel serrehouders investeren dan ook met steun van de overheid in WKK, waarbij ze zelf de warmte afnemen en het grootste deel van de geproduceerde elektriciteit naar het net sturen.

5


1.1.2

Koppeling met het net

Waar een klassieke synchrone generator elektrische energie levert aan 50 Hz is dit bij de decentrale generatoren meestal niet het geval. Figuur 1.6 toont de karakteristiek van een zonnepaneel. Bij niet al te hoge spanningen is de stroom constant. Men modelleert een zonnepaneel dan ook als een gelijkstroombron in zijn werkingsgebied. Er dient dus een invertor geplaatst te worden tussen de PV-module en het net. Andere productievormen zoals microturbines leveren dan weer een wisselstroom met variabele frequentie. In het Engels spreekt men van ’wild AC’. De convertor bestaat in dat geval uit een gelijkrichter en een invertor. Een derde mogelijkheid is het gebruik van klassieke synchrone generatoren. De drie mogelijke configuraties zijn weergegeven in figuur 1.7.

I

V Figuur 1.6: Gedrag zonnepaneel

energiebron

AC - 50 Hz

G

distributienet

generator energiebron

G

DC

AC

distributienet

invertor energiebron

G

DC

AC

gelijkrichter

AC

invertor

Figuur 1.7: Mogelijke netaansluitingen

distributienet

6


De aansluiting van decentrale productie op het distributienet heeft invloed op de netkwaliteit (Eng.: ’power quality’) waardoor de hoeveelheid toegelaten vermogen aan DG beperkt is. Aangezien distributienetten hoofdzakelijk resistief zijn, wordt de spanning bepaald door het actief vermogen. Teveel DG zou overspanningen kunnen veroorzaken.

1.2 1.2.1

Microgrids Definitie en rol

Door de opkomst van decentrale productie is er meer en meer vermogensverkeer in twee richtingen noodzakelijk. Het huidige elektriciteitsnet werd echter ontworpen voor eenrichtingsverkeer van producent naar klant. Men kan dit gigantisch netwerk niet in een handomdraai ombouwen. Het microgrid houdt hier rekening mee en kan als het ware een overgangsrol vervullen. Een microgrid is een subsysteem met zowel generatoren als lasten. De aansluiting met het net gebeurt in één enkel connectiepunt (Eng.: ’point of common coupling’ of PCC). Hier bevindt zich een schakelaar (Eng.: ’static switch’) die het mogelijk maakt om het microgrid af te zonderen bij fouten of pannes in het net. De lasten worden dan uitsluitend gevoed door de lokale productieeenheden. Mogelijke toepassingen omvatten grote bedrijfssites, groepen kantoorgebouwen en winkelhallen. Figuur 1.8 toont een voorbeeld van een mogelijke configuratie.

AC

AC

convertor

opslag Net

schakelaar last

PCC AC

Z lijn

invertor

DC

PV

Figuur 1.8: Voorbeeld van een microgrid

De schakelaar heeft een dubbele functie. Hij detecteert toestanden waarbij het microgrid zal overgaan op eilandbedrijf en voert de schakelactie zelf uit. Bij een gesloten schakelaar is het microgrid verbonden met het net en spreekt men van netgekoppeld bedrijf (Eng.: ’grid-connected’).


7

Dit is de klassieke situatie waarbij het net de spanning en de frequentie bepaalt. Openen van de schakelaar brengt het microgrid in eilandbedrijf (Eng.: ’islanded operation’). De DG-eenheden moeten dan zelf aan de vermogensvereisten (actief en reactief) van de lasten voldoen. Ook de frequentie- en spanningsregeling is voor hun rekening. Dit wordt verwezenlijkt door een gepaste regeling en aansturing van de convertoren. Er zijn twee soorten gebeurtenissen waarbij eilandbedrijf zich instelt. Dit gebeurt uiteraard indien er fouten optreden in het net. De betrouwbaarheid en veiligheid (beschermen van kritische elektronica) worden aldus positief be¨ınvloed. Daarnaast kan men ook inspelen op problemen met de netkwaliteit. Als deze onder een bepaalde drempel zakt en de oorzaak hiervoor bevindt zich niet in het microgrid zelf dan opent de schakelaar. Op die manier blijft de geleverde vermogenskwaliteit (Eng.: ’power quality’) op peil. Dit kan nuttig zijn voor veeleisende lasten die hier gevoelig voor zijn. In [5] onderscheiden T.C. Green and M. Prodanović drie verschillende werkingsmodes: 1. Netverbonden met vaste lokale generatie: de connectie (PCC) ziet een fluctuerende vermogensstroom bij variatie van de lasten. Het vermogen kan in beide richtingen lopen. 2. Netverbonden met lokale generatie die de lokale lasten volgt: het net ziet een vaste vermogensstroom. Het microgrid kan importeren (om tekort aan lokale generatie bij te vullen) of exporteren (om overschot aan productie naar het net sturen). 3. Eilandbedrijf: de lokale lasten worden gevoed door de lokale productie. Gebruik van opslag (zie hieronder) verhoogt de betrouwbaarheid.

1.2.2

Nood aan opslag

Over het algemeen is het zo dat generatie en lasten niet altijd perfect overeenstemmen. De wind- en zoneenheden bijvoorbeeld hebben een inherent intermitterend gedrag. Microturbines en brandstofcellen kampen dan weer met een trage responsie. Dit kan problemen opleveren bij snelle transiënten zoals het openen of sluiten van de schakelaar. Er is dan ook vaak nood aan opslagcapaciteit om de energiebalans te behouden. Batterijen (energieopslag in chemische vorm) en vliegwielen zijn twee courante voorbeelden. Decentrale opslag kan de totale performantie van microgrids verbeteren [6]: 1. Het laat de DG-eenheden toe om te werken aan een constante en stabiele output, onafhankelijk van lastvariaties. 2. Het zorgt voor capaciteit om variaties van primaire energie (zon en wind bijvoorbeeld) op te vangen. De aanwezigheid van opslagmogelijkheden zorgt er dus voor dat de decentrale productie zich schijnbaar gedraagt als een regelbare eenheid.


1.2.3

8

Toepassing

Er zijn grosso modo twee groepen van microgrids: zij die enkel afschakelen van het net indien zich daarin problemen voordoen zij die voortdurend opereren in eilandbedrijf (bijvoorbeeld in afgelegen of moeilijk bereikbare gebieden)

De voornaamste voordelen van microgrids zijn: manier om geleidelijk over te schakelen van klassieke netten naar netten met decentrale productie hoge veiligheid en betrouwaarheid (schakelaar kan microgrid afzonderen bij netfouten) geschikt voor voeden van kritische lasten (afzonderen bij te lage netkwaliteit)

Er lopen momenteel testprojecten rond microgrids in onder andere Europa, Japan, de Verenigde Staten en Canada [6]. Zowel de productie, de opslag als de schakelaars worden onderzocht.

1.3

Doelstelling thesis

Het doel van dit eindwerk is het ontwerpen van een master/slave vermogensregeling en deze zowel te testen in simulatie als in een zelf te bouwen experimentele opstelling. De master staat in voor de spanningsen frequentieregeling in het eenfasige microgrid. De vermogensverdeling gebeurt op basis van een stroomregeling. Alle eenheden dienen vermogen te leveren naargelang hun grootteorde. In eerste instantie worden gelijke eenheden beschouwd. De integratie van opslagmogelijkheden valt buiten het kader van deze thesis. De meest voor de hand liggende software voor het creëren van een simulatiemodel zijn Simulink en MatLab. Eens alle regelkringen zijn afgesteld is het mogelijk om aan de hand van dit model de vermogensverdeling te onderzoeken. Het tweede luik van de thesis behelst het bouwen van een praktische opstelling. In eerste instantie houdt dit in dat er twee convertoren (één master en één slave) dienen gebouwd te worden. Eens deze operationeel zijn, kan men het microgrid opbouwen en de master/slave regeling programmeren. In de praktische opstelling is de schakelfrequentie beperkt tot 10 kHz. In de praktijk zijn echter schakelfrequenties tot 20 kHz gangbaar. Dit kan men bij 10 kHz modelleren door de frequentie in het microgrid te halveren van de gebruikelijke 50 Hz naar 25 Hz. Dit inleidend hoofdstuk situeert microgrids binnen de sterke opkomst van decentrale productie. De meest gangbare controlestrategieën voor microgrids in eilandbedrijf worden besproken in hoofdstuk 2. In hoofdstuk 3 wordt de master/slave regeling in detail uitgewerkt. De energiebronnen worden er voorgesteld door een gelijkspanningsbron. Dit is tevens de situatie van de


9

praktische opstelling. Hoofdstuk 4 bespreekt een meer realistische modellering met gelijkstroombronnen. Deze modellering wordt ook gebruikt in hoofdstuk 5, waarin een aantal uitbreidingen aan bod komen. Vooral het roterend masterschap en de aanwezigheid van een niet-controleerbare energiebron worden onder de loep genomen. Hoofdstuk 6 behandelt het tweede luik van de thesis, de praktische opstelling. Ook de bekomen meetresultaten worden toegelicht. Hoofdstuk 7 besluit dit werk met de belangrijkste conclusies en mogelijkheden tot verder onderzoek.

Hoofdstuk 2

Controlestrategie¨ en voor microgrids in eilandbedrijf Zoals reeds aangehaald in hoofdstuk 1 kent een microgrid in hoofdzaak twee werkingstoestanden: netverbonden en eilandbedrijf. Dit hoofdstuk focust zich op regeltechnieken voor eenfasige microgrids in eilandbedrijf.

2.1

Algemeen

In microgrids staan de verschillende productie-eenheden in parallel. De redundantie van dit systeem zorgt voor een hoge betrouwbaarheid. Je kan immers gemakkelijk een of meerdere eenheden in reserve houden. Deze reserve-eenheden maken het ook mogelijk om eenvoudig aan onderhoud te doen. Het aan- of afschakelen van eenheden naargelang de vraag verhoogt dan weer de flexibiliteit van het systeem. Op vlak van aansluiting van de parallelle eenheden zijn er twee mogelijke modelleringen. Een eerste mogelijkheid is het gebruik van een gemeenschappelijke bus (Eng.: ’common bus’), zoals weergegeven in figuur 2.1. Alle eenheden worden aangesloten op dezelfde driefasige spanningsbus, van waaruit de lasten gevoed worden. Dit kan het geval zijn als alle eenheden zich in de onmiddellijke omgeving van elkaar bevinden. Is dit niet het geval, dan brengt men best ook nog de lijnimpedanties in rekening (figuur 2.2). In dit hoofdstuk worden de principes besproken aan de hand van de eerste modellering met gemeenschappelijke bus. In de volgende hoofdstukken worden vervolgens de lijnimpedanties toegevoegd.

10

11

Hoofdstuk 2. Controlestrategieën voor microgrids in eilandbedrijf

energie-

G

bron

DC

generator

energiebron

energiebron

AC

invertor

G

DC

AC

G

DC

AC

3-fasige spanningsbus

vermogensmodule

totale last

Figuur 2.1: Aansluiting van DG eenheden op een gemeenschappelijke bus

vermogensmodule

energiebron

G

DC

Z lijn

generator

energiebron

G

AC

invertor

DC

totale last AC

Z lijn

Figuur 2.2: Aansluiting van DG eenheden bij afwezigheid van een gemeenschappelijke bus

In de Angelsaksische literatuur duikt vaak het begrip UPS (Eng.: ’Uninterruptible Power Supply’) op, bijvoorbeeld in [4] en [7, 8, 9, 10, 11]. Dit systeem is wijdverspreid voor kritische lasten zoals computersystemen, communicatiesystemen en hospitaaltoepassingen. Al deze lasten zijn kritisch voor spanningsvariaties en andere problemen omtrent vermogenskwaliteit. Het basisidee achter UPS systemen en microgrids is hetzelfde. Bij problemen in het net zullen beide overgaan op eilandbedrijf waarbij ze zelf instaan voor het voeden van de lasten [12].


12

Regelingen voor microgrids in eilandbedrijf moeten voldoen aan twee hoofdobjectieven: 1. Spanningsregeling: spanningsamplitude en -frequentie binnen bepaalde grenzen houden 2. Vermogensverdeling tussen de modules: elke module levert naargelang zijn grootteorde en beschikbaarheid Daarnaast speelt ook de vermogenskwaliteit een rol, waarbij steeds meer de nadruk komt te liggen op harmonische distortie. Invertoren hebben op dit vlak meer dynamische mogelijkheden dan klassieke synchrone generatoren. Hierbij dient wel vermeld te worden dat veel van de huidige methodes geen gebruik maken van deze opportuniteit [13]. Er zijn twee soorten controlestrategieën mogelijk, namelijk met of zonder communicatie. Werken zonder communicatie is handig als de verschillende convertoren ver van elkaar verwijderd zijn. De droop-gebaseerde regeling is hier het bekendste voorbeeld van. Indien de invertoren daarentegen dicht bij elkaar geplaatst zijn, kan men gemakkelijk aan actieve lastverdeling met communicatie doen. Master/slave en centrale controle (Eng.: ’central control’) vallen onder deze categorie. De nabijheid van de verschillende eenheden vormt geen absolute vereiste voor een communicatiegebaseerde regeling. De communicatie maakt betere lastverdeling mogelijk, maar be¨ınvloedt de betrouwbaarheid in negatieve zin. Bij het wegvallen van de communicatie werkt de regeling immers niet meer.

2.2

Droopregeling

Een eerste categorie regelstrategieën maakt geen gebruik van communicatie tussen de verschillende vermogensmodules. Het meest courante voorbeeld hiervan is een droopgebaseerde regeling. De principes van droopregeling worden besproken in [13] en [7]. Transmissienetten worden geregeld met behulp van P/f en Q/V droops. Hierbij maakt men gebruik van hun inductieve karakter. Microgrids vertonen echter een resistief karakter. In tegenstelling tot bij transmissienetten is het actief vermogen er dan ook gekoppeld met de spanning. Het reactief vermogen hangt dan weer samen met de frequentie omdat deze dynamisch gezien de fasehoek bepaalt. Microgrids leiden met andere woorden op natuurlijke wijze tot P/V en Q/f droops. In [14] en [15] wordt de P/V droop aangevuld met spanningsdroops. Figuur 2.3 toont de werking van deze regelstrategie. De busspanning Vdc is de ingang van de Vg /Vdc -droop controller. Indien de busspanning oploopt, wijst dit op een te groot dc-vermogen in vergelijking met het afgenomen ac-vermogen. Dit principe wordt in hoofdstuk 4 meer in detail toegelicht. Om de vermogensbalans te herstellen, moet Pac ook toenemen. Dit bekomt men door de netspanning Vg te laten toenemen. Omgekeerd resulteert een dalende busspanning in een afname van de netspanning. De helling van de regelcurve is dus positief. De in het microgrid heersende spanning Vg mag niet té laag of hoog worden. Om Vg binnen zijn werkingsgebied te houden wordt een Pdc /Vg -droop controller toegevoegd. Binnen het interval (Vg,nom − Vg,low )-(Vg,nom + Vg,up ) is deze echter inactief. Van zodra men buiten dit bereik komt,

13


corrigeert men met een droop. Bij een te hoog oplopende Vg laat men Pdc afnemen door in te spelen op Idc . Om de vermogensbalans te bewaren, moet dan ook Pac dalen. Dit is een taak voor de Vg /Vdc -droop controller, die de netspanning Vg opnieuw doet afnemen. Een analoge correctieve actie is voorzien voor al te lage netspanningen. De helling van de Pdc /Vg -droop controller is dus negatief. Deze methode laat toe flexibel in te spelen op het aanwezige productiepark. De inactieve breedte (Vg,nom − Vg,low )-(Vg,nom + Vg,up van de Pdc /Vg -droop is immers afhankelijk van de aard van de energiebron. Voor hernieuwbare energie-eenheden dient dit interval breed te zijn, aangezien men deze zo efficiënt mogelijk wil gebruiken. Bij regelbare bronnen kiest men een smal interval. De frequentieregeling gebeurt aan de hand van een Q/f -droop controller. In resistieve microgrids hangt het reactief vermogen immers samen met de fasehoek. Deze hangt dynamisch gezien op zijn beurt af van de frequentie. De resulterende frequentie vormt samen met de amplitude Vg de ingang voor de spanningsregelaar. Deze vergelijkt de referentiespanning met de gemeten netspanning en corrigeert bij waar nodig, door in te spelen op de duty-ratio. Dit wordt meer in detail behandeld in volgende paragraaf.

Pdc / Vg - droop controller

Vg / Vdc- droop controller

Pdc

Vg Vdc

Vdc,nom

Vg,low

Vdc

Vg,up

Vg,nom

Q / f - droop controller

spanningsregelaar

f Q

Pdc,nom

Vg

Vg,nom

f

fnom

Qnom

Q

Figuur 2.3: Implementatie van de droop controllers

Pdc Vg

δ


2.3

14

Actieve lastverdeling met communicatie

Methodes met actieve lastverdeling maken gebruik van communicatie. Over het algemeen worden ze gekenmerkt door volgende voor- en nadelen: + goede spanningsregeling mogelijk + goede lastverdeling (stroomverdeling) mogelijk + lage harmonische inhoud in uitgangsspanning mogelijk + toepasbaar voor eenheden met verschillende grootteordes (Eng.: ’ratings’) + geen extra synchronisatiecircuit nodig aangezien de gecommuniceerde signalen informatie over de referentiefase met zich meedragen - nood aan snelle communicatielink met hoge bandbreedte (met draad of draadloos) om snelle regeling mogelijk te maken: limiteert flexibiliteit en reduceert redundantie

2.3.1

Centrale controle

Een eerste mogelijkheid is het gebruik van een centrale controle-eenheid (Eng.: ’centralized control’ of ’concentrated control’). Figuur 2.4 toont het regelschema [7]. Het centrale controleblok staat in voor de spanningsregeling (regelaar Gv (s)) en de stroomverdeling tussen de verschillende DG eenheden. Iedere invertoreenheid bestaat op zijn beurt uit vier functionele onderdelen: stroomregelaar Gi (s) PWM eenheid eenfasige spanningsinvertor (Eng.: ’voltage source invertor’ of VSI) LC filter

15


overige modules

LC PWM

iL,2

totale last

Gi(s)

LC

1/N iv* iL,1 *

PWM

vg

ig

iL

Gi(s)

Gv(s)

vg,ref

centrale controller

meting communicatiesignaal Figuur 2.4: Regelschema centrale controle

De totale laststroom ig wordt verdeeld onder de N DG modules rekening houdend met hun grootteorde. Er zijn twee mogelijkheden voor het regelen van de stroom. De eerste optie is het regelen van de stroom iL door de smoorspoel. De stroomreferentie voor module j bedraagt dan (in per unit): ig i∗L,j = + i∗v (2.1) N De ster in het superscript geeft aan dat het om een wenswaarde gaat. De term i∗v wordt toegevoegd om aan de spanningsregeling te voldoen. Hij wordt bepaald door de spanningsregelaar van de centrale controller. In een alternatieve implementatie regelt men de stroom ig,j (niet weergegeven op de figuur) voorbij de LC filter (in per unit): i∗g,j =

ig + i∗v N

(2.2)

Alle regelmethoden zullen in dit hoofdstuk worden uitgewerkt met de eerste implementatiewijze. In per unit is de stroomreferentie i∗L,j dezelfde voor alle eenheden. De gemeten stroom iL,j wordt in iedere DG eenheid afgetrokken van deze gecommuniceerde referentiestroom i∗L . De


16

resulterende foutstroom vormt de ingang van de stroomregelaar Gi (s). De uitgang van deze regelaar is de gewenste duty-ratio δ. Met behulp van pulswijdtemodulatie of PWM (Eng.: ’pulse width modulation’), waarop in hoofdstuk 3 dieper wordt ingegaan, genereert men de nodige schakelsignalen voor de vier schakelaars van de eenfasige invertor. De spanningsregeling gebeurt door de regelaar Gv (s) in de centrale eenheid. Deze buitenste regellus heeft als ingang het verschil tussen de gewenste spanning vg,ref in het microgrid en de gemeten waarde vg (de index ’g’ staat hierbij voor het Engelse ’grid’). De uitgang is de i stroomcomponent i∗v die samen met Ng het gecommuniceerde signaal i∗L vormt. De centrale controller verstuurt de referentiestroom i∗L naar alle modules. Dit vormt het enige communicatiesignaal. Indien de stroomregeling in de DG eenheden gebeurt met een PI-regelaar kan men een spanningsmeting over de filtercondensator gebruiken om een voorwaartse component (Eng.: ’feedforward’) toe te voegen. Hierop wordt in hoofdstuk 3 dieper ingegaan. De methode met centrale controle vereist de kennis van de totale laststroom, waardoor toepassing in grote decentrale systemen niet mogelijk is. Dat de centrale controller daarnaast ook het aantal actieve units moet kennen, reduceert de redundantie en betrouwbaarheid. Stabiliteit, eenvoud en uitstekende stroomverdeling zijn de voornaamste voordelen [7].

2.3.2

Master/slave

Een master/slave topologie bestaat uit één master die de spanning regelt en N-1 slaves die -in de meest eenvoudige implementatievorm- de stroom van de master volgen. Op die manier bekomt men een equivalent circuit als in figuur 2.5.

IM VM

IS1

IS2

IS3

ILast

Last

Figuur 2.5: Equivalent circuit master/slave

De methode vereist een veiligheid die ervoor zorgt dat bij falen van de master een andere module deze taak kan overnemen. Voor de keuze van de master bestaan er drie mogelijkheden [7]: 1. vaste master (Eng.: ’dedicated’): de rol van master wordt voortdurend uitgeoefend door dezelfde module 2. roterende master (Eng.: ’rotary’): de modules nemen om beurt de rol van master op zich en dit gedurende vaste periodes


17

3. hoogste rms stroom (Eng.: ’high-crest current’): de eenheid die de grootste rms stroom kan leveren wordt aangeduid als master [16] Het master/slave principe heeft in vergelijking met de centrale controle het nadeel dat de stroomverdeling niet optimaal is tijdens transiënten. Omdat de slaves trager reageren dan de master zal deze laatste tijdens de overgang meer stroom moeten leveren, de zogenaamde compensatiestroom (Eng.: ’compensation current’). Methoden met een centrale controleblok kennen dit nadeel niet aangezien alle invertoreenheden er over dezelfde regelkring beschikken. [7] maakt onderscheid tussen twee groepen master/slave regelingen: 1. actieve stroomverdeling 2. actieve vermogensverdeling De actieve stroomverdeling maakt gebruik van het meest eenvoudige master/slave principe. Eén master regelt de spanning (gedrag als spanningsgeregelde VSI) terwijl de slaves de masterstroom volgen (gedrag als stroomgeregelde VSI). Er geldt dus (in per unit): i∗L,S = iL,M

(2.3)

Het alternatief is (naar analogie met vergelijking 2.2): i∗g,S = ig,M

(2.4)

Figuur 2.6 toont het principeschema. De bovenste invertoreenheid neemt de rol van master op zich en heeft als functionele onderdelen: buitenste spanningsregelaar Gv (s) binnenste stroomregelaar Gi (s) PWM eenheid eenfasige spanningsinvertor LC filter

De eenheden onderaan de figuur (waarvan er één volledig is weergegeven) zijn de slaves en bestaan uit dezelfde onderdelen als de master, op de spanningsregelaar na.

18


Master

LC PWM

vg iL,M

Gv(s)

Gi(s)

PWM

lasten

*

iL,S

Slave 1

LC

vg,ref

iL,S1

Gi(s) overige slaves

meting communicatiesignaal

Figuur 2.6: Regelschema master/slave

De master staat in voor de spanningsregeling. Hij vergelijkt hiertoe de wenswaarde van de spanning vg,ref met de gemeten waarde vg . Het verschil tussen beide vormt de ingang van de spanningsregelaar Gv (s). Deze buitenste regellus wordt aangevuld met een binnenste stroomregellus Gi (s). De uitgang van Gv (s) is aldus een wenswaarde voor de stroom doorheen de smoorspoel L van de master. Van deze wenswaarde trekt men de gemeten iL,M af. De foutstroom die men zo bekomt, stuurt men naar de stroomregelaar Gi (s) die op zijn beurt de gewenste duty-ratio van de masterinvertor berekent. De PWM eenheid zet deze duty-ratio om in de gepaste schakelsignalen. De masterstroom iL,M dient als referentiewaarde i∗L,S voor de slaves. Deze referentiewaarde wordt in iedere DG eenheid vergeleken met de gemeten waarde iL,Sj (j = 2...N met N het totaal aantal eenheden, inclusief master). De foutstroom i∗L,S − iL,Sj wordt verwerkt in de stroomregelaar Gi (s). De uitgang van de stroomregelaar is de gewenste duty-ratio voor de invertor van de slave. De PWM eenheid stuurt aan de hand hiervan de schakelaars aan. In [11] wordt de strategie expliciet uitgewerkt voor een driefasig geval, waarbij er een transformatie plaats vindt van een abc- naar een dq-assenstelsel. Een alternatief voor stroomverdeling is vermogensverdeling. Uit de referentiewaarde voor de

19


stroom berekent men dan als tussenstap nog referentiewaarden voor het actief en reactief vermogen. Het gemiddelde actief en reactief vermogen wordt vervolgens gebruikt in het master/slave principe (in per unit): PS∗ = PM (2.5) Q∗S = QM

(2.6)

Een voordeel van actieve vermogensregeling is dat communicatie met lage bandbreedte volstaat, in tegenstelling tot de meeste andere methoden met actieve lastcontrole. De signalen worden hier immers uitgemiddeld over één lijncyclus. Het vermogen verandert met andere woorden veel trager dan de golfvorm van de stroom, meerbepaald slechts één keer per cyclus. Een nadeel is dat de harmonische vermogensverdeling minder goed is dan bij actieve stroomregeling. Het uitmiddelen per lijncyclus heeft immers tot gevolg dat de harmonische component niet gereflecteerd wordt in de fundamentele actieve en reactieve vermogens (ten gevolge van het uitmiddelen per lijncyclus) die uitgewisseld worden. Een ander nadeel is de nood aan een synchronisatiecircuit (Eng.: ’Phase-Locked Loop’ of PLL) [7].

2.3.3

Master/slave met centrale controle-eenheid

Figuur 2.7 toont een regelschema waarbij het master/slave principe gecombineerd wordt met een centrale controle-eenheid [10, 13]. Deze controlestrategie omvat drie grote onderdelen: één vermogensdistributiecentrum of centrale controller (Eng.: ’Power Distribution Center’ of PDC): distribueert de referentiestroom naar alle actieve modules één master: zorgt voor constante uitgangsspanning met constante frequentie N-1 slaves: volgen de referentiestroom geleverd door het vermogensdistributiecentrum

De mastereenheid bestaat uit: spanningsregelaar Gv (s) PWM eenheid eenfasige spanningsinvertor LC filter

De slave eenheden zijn opgebouwd uit: stroomregelaar Gi (s) PWM eenheid eenfasige spanningsinvertor

20

Hoofdstuk 2. Controlestrategieën voor microgrids in eilandbedrijf LC filter

Master

LC

vg

ig

totale last

PWM

vg,ref

Gv(s) Slave 1 LC

1/N iL,S1

PWM

centrale controller

*

iL

Gi(s)

meting communicatiesignaal

overige slaves

Figuur 2.7: Regelschema master/slave met centrale controle-eenheid

Ook hier staat de master in voor de spanningsregeling. Hiertoe vergelijkt hij de gewenste spanning vg,ref met de gemeten waarde vg . De spanningsregelaar verwerkt de fout vg,ref − vg tot een wenswaarde voor de duty-ratio. De PWM eenheid zorgt voor de omzetting naar schakelsignalen. Het verschil met de gewone master/slave situeert zich op het vlak van de vermogensverdeling. De stroom van de master vormt hier niet langer de referentiestroom voor de slaves. De referentiestroom wordt daarentegen berekend uit de totale laststroom, meerbepaald als (in per unit): ig i∗L,S = (2.7) N Het vermogensdistributiecentrum verdeelt de refentiestroom naar de actieve slave eenheden. Deze strategie situeert zich tussen de klassieke master/slave regeling en de regeling met centrale controle. Ze bevat een centrale controller die steunt op de totale laststroom, maar maakt tevens gebruik van het master/slave principe. Er is immers één DG eenheid die instaat voor de spanningsregeling (de master), terwijl de overige eenheden een referentiestroom volgen om aan de vermogensverdeling te voldoen (de slaves).


21

Hoewel de slaves een snelle stroomregeling bezitten is er toch een kleine tijdsvertraging of fasehoek tussen de uitgangsstroom van iedere slave en de laststroom. Deze controlestrategie werkt dan ook niet optimaal tijdens transiënten. Indien de bandbreedte gelimiteerd is zullen de slaves trager volgen. De master zal tijdens de overgang meer moeten leveren (compensatiestroom). De bandbreedte van de link moet dus groot genoeg zijn. Daarnaast vereist deze methode ook een meting van de totale laststroom, waardoor het in grotere systemen niet toepasbaar is. Deze strategie lijkt dus vooral de nadelen van master/slave en centrale controle te combineren.

2.3.4

3C methode

Bij de 3C strategie (Eng.: ’circular chain control’) vormen de verschillende vermogensmodules een gesloten kring [17]. Figuur 2.8 toont het algemeen overzicht. Alle DG eenheden hebben dezelfde configuratie. Ze zijn opgebouwd uit (zie figuur 2.9): buitenste spanningsregelaar Gv (s) binnenste stroomregelaar Gi (s) PWM eenheid eenfasige spanningsinvertor LC filter

Elke module volgt de stroom van de voorgaande module met behulp van zijn stroomregullus. De eerste module uit de ketting volgt de stroom van de laatste module. Op die manier komt men tot een gelijke stroomverdeling. De referentiewaarden voor de stromen door de smoorspoelen bedragen (met N het totaal aantal DG eenheden): i∗L,2 = iL,1 + i∗v

(2.8)

i∗L,3 = iL,2 + i∗v

(2.9)

···

(2.10)

i∗L,1 = iL,N + i∗v

(2.11)

Deze referentiewaarde wordt in elke eenheid vergeleken met de gemeten stroom. De ingang van de PI-stroomregelaar Gi (s) bevat naast de foutstroom i∗L,j − iL,j nog een tweede component, afkomstig van de buitenste spanningsregellus (zie figuur 2.9). De spanningsregelaar vergelijkt de gewenste spanning vg,ref met de gemeten spanning vg . Zijn uitgang is de tweede component i∗v voor de ingang van de stroomregelaar. Op die manier regelt men de uitgangsspanning en -stroom van alle invertoren.

22


iL,1

*

iL,2 totale last

iL,2

*

iL,3 *

iL,N iL,N

*

iL,1 meting communicatiesignaal

Figuur 2.8: Regelschema 3C

LC

vg

last

iL,j *

PWM

iv

Gi(s)

Gv(s)

vg,ref

iL,j-1 Figuur 2.9: Detailbeeld van één DG eenheid in de 3C regelstrategie


23

De 3C strategie laat goede stroom- en vermogensverdeling toe met snelle dynamische responsie [17]. De kringstructuur houdt wel een risico in op het vlak van betrouwbaarheid. Om deze te verhogen zijn extra controlesignalen en veiligheidsmaatregelen nodig. Indien een eenheid defect is, activeert men een bypass en slaat men de defecte eenheid over via die alternatieve parallelle route (figuur 2.10). Als men dit veiligheidssysteem niet voorziet, dan heeft een defecte eenheid immers een totale ineenstorting van het systeem tot gevolg (domino-effect). *

iL,j

iL,j

bypass

*

iL,j+1 Figuur 2.10: Bypass bij 3C regelstrategie

2.4 2.4.1

Samenvatting Vergelijking tussen droopregeling en actieve lastverdeling

In vergelijking met droopregeling heeft actieve lastverdeling volgende voor- en nadelen [7]: voordelen snellere dynamica betere harmonische stroomverdeling

nadelen nood aan kritische communicatielink lagere redundantie


2.4.2

24

Vergelijking verschillende methoden actieve lastverdeling

Centrale Controle voordelen geen compensatiestroom bij transiënt alle eenheden zelfde opbouw en regeling stabiliteit eenvoud

nadelen meting totale laststroom nodig centrale controle moet # actieve units kennen

Master/slave stroomverdeling voordelen geen meting totale laststroom nodig eenvoud

nadelen compensatiestroom tijdens transiënt veiligheidssysteem nodig voor uitvallen master

Master/slave vermogensverdeling voordelen geen meting totale laststroom nodig communicatie kan met lagere bandbreedte

nadelen compensatiestroom tijdens transiënt veiligheidssysteem nodig voor uitvallen master harmonische vermogensverdeling slechter

Master/slave met centrale controller voordelen eenvoud

nadelen compensatiestroom tijdens transiënt veiligheidssysteem nodig voor uitvallen master meting totale laststroom nodig kennis aantal actieve modules vereist

3C methode voordelen alle modules dezelfde structuur

nadelen veiligheidssysteem nodig voor uitvallen eenheid

Hoofdstuk 3

Regeling met spanningsbronmodellering 3.1

Topologie

In dit hoofdstuk wordt een master/slave regeling besproken voor een topologie met één master en één slave. Dit doet niets af aan de algemeenheid aangezien alle slave modules identieke regelkringen hebben. De energiebronnen aan de gelijkstroomkant worden gemodelleerd als gelijkspanningsbronnen aangezien dit de situatie is van de experimentele opstelling, die besproken wordt in hoofdstuk 6. In hoofdstuk 4 zal een modellering met gelijkstroombronnen aan bod komen. Figuur 3.1 geeft de topologie weer die in dit hoofdstuk wordt gehanteerd. Ze is opgebouwd uit twee decentrale productie-eenheden die een gezamenlijke last voeden. Vdc,M stelt de energiebron van de master voor. Cdc,M is de bijhorende buscondensator. De dckant is met het microgrid verbonden via een eenfasige invertor, bestaande uit de vier schakelaars 0 0 S1 , S1 , S2 en S2 . Aan de ac-kant is een LC-filter geplaatst: Lf,M en Cf,M . De uitgangsstroom van de convertor wordt genoteerd als iL,M , terwijl ig,M de stroom is die effectief naar de last gaat. De module van de slave is volledig analoog opgebouwd. De last bevindt zich niet in de onmiddellijke omgeving van de decentrale productie-eenheden. Dit wordt gemodelleerd door het invoeren van de lijnimpedanties Zlijn,M en Zlijn,S . De totale laststroom ig is gelijk aan de som van alle bijdragen van de verschillende DG eenheden. Het totaal aantal vermogenseenheden, inclusief de master, duidt men aan als N . ig =

N X

ig,j

(3.1)

j=1

In dit hoofdstuk geldt N = 2. Er is immers één master en één slave aanwezig. Voor de eenvoud van notatie zullen de subscripts ’M’ (master) en ’S’ (slave) soms weggelaten worden als uit de context blijkt over welke van beide het gaat. 25

26

Hoofdstuk 3. Regeling met spanningsbronmodellering

S1

S2

S3 Lf,M

Vdc,M

Cdc,M

i L,M S 2'

Zlijn,S i g,S

ig,M Zlijn,M

Cf,M

last

ig

S4

Lf,S Cf,S

Cdc,S

i L,S

S 1'

S 3'

Vdc,S

S 4'

Figuur 3.1: Topologie voor één master en één slave met gelijkspanningsbron modellering

Figuur 3.2 toont alle relevante stromen en spanningen binnen één DG eenheid. De stromen werden hierboven reeds besproken. Op het vlak van spanningen voert men vier definities in: vdc : spanning aan de dc-zijde, ook wel busspanning genoemd vs : spanning tussen de twee benen van de invertor vC : spanning over de filtercondensator vg : spanning in het microgrid (’g’ staat hierbij voor het Engelse ’grid’), met andere woorden de spanning over de last

vdc

S2

S1

iL vs

S 2'

ig vC

last

vg

S 1'

Figuur 3.2: Notaties spanningen en stromen

Figuur 3.3 toont de implementatie van deze topologie in het simulatiemodel. Dit model werd opgebouwd in Simulink en MatLab. De module bovenaan is de master. De slave bevindt zich onderaan. Het rechtergedeelte stelt het microgrid (met andere woorden de last) voor.

27

Hoofdstuk 3. Regeling met spanningsbronmodellering Continuous powergui S1

Tijd

S2

g

1

m

2

g

1

Clock ILM

IM

m

S2 2

S1

LM

Meting ILM +

Meting IlastM

i -

+

Meting VdcM VdcM

v

ZlijnM

i -

Meting VCM

+ -

+ v -

CM

S1ac

VCM

S2ac

g

+ v m

Meting Vg Step1

2

m

S2' 2

S1'

1

1

g

Vg

Add

1

g

Step

m

2

microgrid

microgrid2

1

g

S4

1

g

S3

ILS

IS

m

2

m

S4 2

S3

LS

Meting ILS +

Meting IlastS

i -

+

ZlijnS

i -

Meting VCS VdcS

v

+ -

+ v -

CS

VCS

Meting VdcS

g

1 2

2

S4' m

S3'

m

S4ac

1

g

S3ac

Spanningsregeling Master

Figuur 3.3: Topologie simulatiemodel DutyRatioMaster

Vwens Vgwens

deltaM

NOH

VCM

Vermogensmeting

DutyRatioMaster

VCS

V_C,S

IS

I_last,S

VCM

V_C,M

IM

I_last,M

Vg-Vgwens VCM spanning

DutyRatioSlave VdcM

VdcM deltaS

IM

3.2

Digitale regeling DutyRatioMaster

ILM

DutyRatioSlave

IM deltaM

ILM

ILM

3.2.1

ILM

Stroomregeling Slave

ILMw

ILS*

ILS

ILS

Algemeen

DutyRatioSlave

ILM

deltaS stroom

ILS

Convertoren worden tegenwoordig vaak op digitale wijze geregeld. Figuur 3.4 geeft een algemeen overzicht van deze digitale regelwijze. De analoge spanningsen stroommetingen die gebruikt worden in de regelkringen worden hierbij omgezet naar digitale signalen. Dit gebeurt met behulp van een analoog-naar-digitaal omzetter (Eng.: ’Analog to Digital Convertor’ of ADC). De signaalprocessor (Eng.: ’Digital Signal Processor’ of DSP) berekent aan de hand van deze digitale meetsignalen de gewenste duty-ratio. Met behulp van pulswijdtemodulatie worden hieruit de schakelsignalen gegenereerd. ILS

VCS

stroomregelaar

VCS

ILS vs ILM

VdcS

VdcS

ILMw

ILMw

28


vdc

S2

S1

iL vs

S 2'

ig vC

last

vg

metingen

S 1'

PWM

δ

regeling DSP

ADC

Figuur 3.4: Digitale regeling van een convertor

De praktische opstelling, besprokken in hoofdstuk 6, maakt gebruik van een module van het type MC56F8367EVME. Deze PCB bevat alle nodige componenten voor digitale regeling: analoognaar-digitaal omzetters, een 56F8367 signaalprocessor en communicatiemogelijkheden. Door de ADC omzettingen heeft men te maken met discrete tijd regelkringen. De modellering hiervan vindt plaats in het z-domein.

3.2.2

Pulswijdtemodulatie

De pulswijdtemodulatie-eenheid heeft als doel de gepaste blokgolven te genereren voor de schakelaars van de invertor. Hiertoe vergelijkt hij het duty-ratio signaal (referentiegolf) met een hoogfrequente draaggolf (Eng.: ’carrier’). De gebruikte PWM is een uniform bemonsterde symmetrische-aan-tijd driehoeksmodulator. Figuur 3.5 toont het principe. Indien de referentiegolf δ groter is dan de draaggolf dan is het PWM-uitgangssignaal hoog. In het andere geval 0 0 is hij laag. Deze blokgolf vormt het schakelsignaal voor de schakelaars S1 en S2 (S3 en S4 bij 0 0 de slave). De schakelaars S2 en S1 (S4 en S3 bij de slave) ontvangen een ge¨ınverteerd signaal. Voor de uitgangsspanning van de invertor resulteert dit in:

29


draaggolf

Ts

referentiegolf

t

uitgang PWM

t

stroom iL

bemonsteringsogenblik

gemiddelde stroom

Figuur 3.5: Principe van de pulswijdtemodulatie en de synchronisatie tussen PWM en ADC

ref erentiegolf > draaggolf ⇒ vs = Vdc

(3.2)

ref erentiegolf < draaggolf ⇒ vs = −Vdc

(3.3)

Men kan kiezen tussen een zaagtanddraaggolf of een driehoeksdraaggolf. Er wordt geopteerd voor het laatste alternatief, onder meer omwille van de lagere harmonische inhoud [18]. Bij een driehoeksdraaggolf ligt het hoge gedeelte van het PWM-signaal in het midden van de periode, zie figuur 3.6 bovenaan (’symmetrische-aan-tijd’). Dit is de meest gunstige situatie. Een positionering zoals onderaan figuur 3.6 is de minst gunstige. Beide positioneringen resulteren in een zelfde grondharmonische spanning, maar de harmonische inhoud van de bovenste is een stuk lager.

30

Hoofdstuk 3. Regeling met spanningsbronmodellering Ts

Ts

δTs

δTs

Figuur 3.6: Boven: meest gunstige pulspositie; Onder: minst gunstige pulspositie

Men kiest ervoor om de PWM en de ADC te synchroniseren. De schakelfrequentie wordt met andere woorden gelijk gekozen aan de bemonsteringsfrequentie: fs = fb of Ts = Tb . Het bemonsteren gebeurt steeds op hetzelfde ogenblik, meerbepaald in het midden van de periode Ts . Dit heeft als voordeel dat de overgangsverschijnselen in de stroom reeds uitgestorven zijn op het moment van bemonsteren. Een bijkomend voordeel volgt uit het stroomverloop van iL , de stroom door de smoorspoel. Deze bestaat uit een aaneenschakeling van driehoeksvormen. Bij een positieve uitgangsspanning vs stijgt iL immers, terwijl hij bij een negatieve vs afneemt (figuur 3.5). Door te bemonsteren in het midden van de periode wordt deze driehoeksrimpel niet meegemeten. De stroom is in dat geval immers gelijk aan de gemiddelde stroom op het bemonsteringsogenblik. De duty-ratio die met behulp van deze meetwaarden berekend wordt, is bedoeld voor de volgende periode. Er is dus een tijdsvertraging van Ts /2 in het spel. Figuren 3.7 toont de implementatie van de pulswijdtemodulatie in het simulatiemodel voor de mastereenheid. Bij de slave gebeurt dit volkomen analoog. S1

DutyRatioMaster 1 Triangle Generator

S2ac S2

delta q

carrier

S1ac 1

Figuur 3.7: Implementatie van de pulswijdtemodulator van de master in het simulatiemodel


3.3 3.3.1

31

Overzicht regelkringen Master/slave met doorgegeven meting

Figuur 3.8 geeft een overzicht van de regelingen binnen de master/slave configuratie. De eenheid bovenaan is de master, die onderaan de slave. Rechts bevindt zich de gemeenschappelijke totale last. Zoals reeds aangehaald in hoofdstuk 2 staat de master in voor de spanningsregeling. Door de slave(s) de masterstroom te laten volgen komt men op eenvoudige wijze tot lastverdeling. De verschillende regelkringen worden verder in dit hoofdstuk meer in detail uitgewerkt. De spanningsregeling van de master is opgebouwd uit een buitenste spanningsregellus PI-V en een binnenste stroomregellus PI-I. De spanningsregelaar vergelijkt de gewenste condensatorspan∗ met de gemeten waarde v ning vC C,M . Omwille van praktische overwegingen in verband met metingen regelt men niet de netspanning vg aan de last. Aangezien Zlast Zlijn geldt echter dat vg ' vC,M . De uitgang van PI-V is ∆i∗C . Deze vormt een component voor de wenswaarde i∗L van de binnenste stroomregelaar PI-I. Op die manier regelt men met behulp van ∆i∗C de spanning naar zijn wenswaarde. Naast ∆i∗C bestaat i∗L uit de termen i∗C en ig,M (de laststroom van de master). Vergelijken van i∗L met de gemeten stroom iL door de smoorspoel levert het foutsignaal i∗L − iL dat de ingang vormt voor de binnenste stroomregelaar. Deze genereert een duty-ratio aan zijn uitgang. De uitgang van de stroomregelaar vormt echter slechts een deel van de totale duty-ratio. Om tot een snellere en stabielere regeling te komen, is er naast de dubbele PI-regelkring immers een voorwaartse component F F (Eng.: ’feedforward’) toegevoegd. Deze voorwaartse component wordt verder uitgebreider toegelicht. De regelkring van de slave bevat een stroomregelaar PI-I in combinatie met een voorwaartse component F F . De stroomregelaar vergelijkt de gemeten stroom iL,S met de stroom iL,M van de master. Deze laatste treedt in een master/slave configuratie immers op als de wenswaarde voor de stroom. i∗L,S = iL,M (3.4)

32


vC,M iL,M ig,M *

PWM

iL,M

PI - I

*

iC *

ΔiC

FF

PI - V

vC*

vdc,M vC,S

iL,S *

PWM

iL,S

PI - I FF

vdc,S

Figuur 3.8: Overzicht master/slave regeling met doorgegeven meting

3.3.2

Master/slave met doorgegeven meting

In de literatuur is het gecommuniceerde referentiesignaal voor de stroom i∗L,S van de slaves meestal de gemeten masterstroom iL,M [7, 8, 9, 10, 11, 13]. Deze implementatiewijze werd hierboven uitgewerkt. Het is echter ook mogelijk om de wenswaarde i∗L,M voor de masterstroom, zoals bepaald door de buitenste spanningsregellus van de master, door te sturen naar de slaves. Het master/slave principe luidt in dat geval: i∗L,S = i∗L,M

(3.5)

Het overzicht van de regelingen ziet er dan uit zoals in figuur 3.9. Op deze manier elimineert men eventuele niet-idealiteiten van de stroomregelaar uit de master/slave regeling.

33


vC,M iL,M ig,M *

PWM

iL,M

PI - I FF

*

iC

ΔiC*

PI - V

vC*

vdc,M vC,S iL,S *

PWM

iL,S

PI - I FF

vdc,S

Figuur 3.9: Overzicht master/slave regeling met doorgegeven wenswaarde

3.3.3

Implementatie simulatiemodel

Figuur 3.10 toont de implementatie van de verschillende regelmodules in het simulatiemodel.

-

-

Meting VdcS

g

1 2

2

S4' m

S3'

m

S4ac

1

g

S3ac

34

Hoofdstuk 3. Regeling met spanningsbronmodellering Spanningsregeling Master DutyRatioMaster

Vwens

Vermogensmeting

Vgwens deltaM

NOH

DutyRatioMaster

VCS

V_C,S

IS

I_last,S

VCM

V_C,M

IM

I_last,M

Vg-Vgwens

VCM

VCM

VdcM

VdcM

spanning

DutyRatioSlave deltaS IM

DutyRatioSlave

IM DutyRatioMaster

ILM

ILM

ILM

Stroomregeling Slave

ILMw

ILS*

ILS

ILS

VCS

VCS

VdcS

VdcS

deltaM

ILM

DutyRatioSlave

ILM

deltaS stroom

ILS

ILS stroomregelaar ILS vs ILM ILMw

ILMw

Figuur 3.10: Overzicht van de verschillende regelmodules in het simulatiemodel

3.4 3.4.1

Spanningsregeling master Overzicht

In deze paragraaf wordt de spanningsregeling van de master meer in detail besproken. Ze is opgebouwd uit een dubbele PI-regelkring aangevuld met een voorwaartse component (figuur 3.11), zoals onder meer toegepast in [13] en [19]. Omdat het duidelijk is dat het hier om de master gaat worden in deze paragraaf de subscripts ’M’ weggelaten ter vereenvoudiging van de notatie. ∗ met de De buitenste spanningsregelaar PI-V vergelijkt de gewenste condensatorspanning vC ∗ − v genereert hij ∆i∗ . Deze gemeten waarde vC . Met behulp van het foutsignaal ev = vC C C ∗ ∗ ∆iC vormt samen met iC en de laststroom ig van de master de wenswaarde voor de binnenste stroomregelaar PI-I. i∗L = ∆i∗C + i∗C + ig (3.6)

Door via ∆i∗C in te spelen op de wenswaarde i∗L van de binnenste stroomregelaar regelt men de ∗ ∗ spanning. De term i∗C bepaalt men via i = C dv dt en vC = Vc sin(ωt)als: i∗C = ωCf VC∗ cos(ωt)

(3.7)

∗. Hierbij is VC∗ de amplitude van de gewenste netspanning vC

De binnenste regelaar genereert aan de hand van het foutsignaal ei = i∗L − iL de gepaste dutyratio component δP I . Samen met de voorwaartse component δf f vormt deze de uiteindelijk

35


duty-ratio δ die door de pulswijdtemodulator wordt omgezet in de gepaste schakelsignalen voor de invertor. *

iC ev

vC*

*

PI-V

ΔiC

ig

δff *

iL

ei

PI-I

δPI

δ

invertor + PWM

LC

vC

iL

Figuur 3.11: Regelkring van de master voor het regelen van de spanning

3.4.2

Voorwaartse component

Algemeen Het gebruik van voorwaartse regelingen (Eng.: ’feedforward’) laat toe om snelle en accurate regelkringen te ontwerpen [20]. Men maakt hierbij gebruik van de gekende systeemdynamica of het (eventueel bij benadering) gewenste uitgangsverloop [21]. Men stelt zich de vraag welk ingangssignaal men moet aanleggen om bij afwezigheid van een terugkoppeling een zo goed mogelijk uitgangssignaal te bekomen. Deze voorwaartse regeling is het ’grove’ deel van de regelaar. Om een accurate regeling te bekomen, voegt men een terugkoppelkring toe. Door deze combinatie hoeft de terugkoppelkring slechts de verschillen rond de ’grove’ voorwaartse waarde bij te regelen (fijnregeling). Figuur 3.12 toont het principe. Het verschil tussen ingang x(t) en uitgang y(t) wordt verwerkt in de regelaar van de terugkoppeling. In een topologie zonder voorwaartse regeling is het de uitgang r(t) van deze regelaar die door het proces verwerkt wordt en een bijgeregelde procesuitgang y(t) geeft. In figuur 3.12 wordt bij de uitgang r(t) van deze regelaar echter nog een voorwaartse component s(t) bijgeteld. De som van deze twee wordt aangelegd als ingang van het proces en levert een bijgeregelde uitgang y(t). voorwaartse koppeling

x(t)

terugkoppeling

s(t)

r(t)

proces

Figuur 3.12: Principe van een voorwaartse component

Uitwerking

y(t)

36


De voorwaartse regeling in deze toepassing maakt gebruik van het verband tussen de gemiddelde wisselspanning aan de netzijde en de spanning aan de dc-zijde. De busspanning is bij een 0 modellering met spanningsbronnen constant: vdc (t) = Vdc . Gedurende δTs geleiden S3 en S4 en geldt er vs = +Vdc (figuur 3.13). De duty-ratio wordt in dit werk dus gedefineerd als de fractie van de schakelperiode Ts dat deze schakelaars geleiden. Hij ligt derhalve tussen nul en één. Voor de rest van de schakelperiode (1 − δ)Ts bedraagt de wisselspanning vs = −Vdc . De gemiddelde wisselspanning bedraagt aldus: v s = δVdc + (1 − δ)(−Vdc )

(3.8)

= (2δ − 1)Vdc

vs (t)

(3.9)

δTs

Vdc (1-δ)Ts

t

vs -Vdc Figuur 3.13: Uitgangsspanning van de invertor

De spanningsregelaar regelt vC over de filtercondensator naar zijn wenswaarde. Als men nu vC gelijk stelt aan de gemiddelde uitgangsspanning van de convertor (v s = vC ) dan is de gemiddelde spanning over de smoorspoel nul. Dit is de fysische interpretatie van de gehanteerde voorwaartse component. Uitwerken levert de uitdrukking voor de duty-ratio feedforward. 1 vC δf f = +1 (3.10) 2 Vdc

3.4.3

Buitenste spanningsregellus

Algemeen PI-regelaars worden in de regeltechniek zeer frequent gebruikt. Ze regelen een grootheid naar zijn wenswaarde door het foutsignaal e te versterken (P-actie) en te integreren (I-actie). Hun uitgang u wordt in het tijdsdomein beschreven als 1 u(t) = Kp e(t) + e(τ )dτ (3.11) Ti

37


Hierin zijn Kp en Ti respectievelijk de proportionele versterking en de integratietijd. Deze twee parameters bepalen het gedrag van de regelaar. Door deze vergelijking om te vormen en over te gaan naar het Laplace-domein bekomt men de transferfunctie van de PI-regelaar: s+d u(s) =K e(s) s

(3.12)

Aangezien in dit werk een digitale regeling wordt gebruikt, wordt de regelaar in het z-domein beschreven (zie paragraaf 3.4): u(z) z−a =K (3.13) e(z) z−1 De transferfunctie wordt bepaald door twee parameters: de versterking K en de nul a. Deze twee leggen het gedrag van de PI-regelaar vast. Regelkring De buitenste spanningsregellus, weergegeven in figuur 3.14, heeft tot doel de spanning naar zijn wenswaarde te regelen door in te spelen op de term ∆i∗c (zie boven). Aangezien de lijnimpedantie klein is in vergelijking met de last geldt vg ' vC . Men regelt dan ook vC in plaats van vg , daar deze veel eenvoudiger te meten valt. De PI-regelaar genereert met behulp van het foutsignaal ∗ − v een gepaste condensatorstroomcomponent ∆i∗ , in figuur 3.14 voor de afleiding e v = vC C c kortweg weergegeven als iC . De transferfunctie P v (s) stelt het gedrag van de convertor voor, meerbepaald de invloed van de condensatorstroom op de condensatorspanning. Om de discrete tijd PI-regelaar, beschreven in het z-domein, te koppelen aan het continue proces P v (s) is een Nulde-Orde Houder of NOH (Eng.: ’Zero-Order Hold’ of ZOH) toegevoegd. De schakelaar in de terugkoppeling stelt de bemonstering voor. De periode Tbv is gelijk aan de schakelperiode Ts .

vC,w

ev

v

GPI(z)

iC

NOH (s)

v

P (s)

vC

v

Tb

Figuur 3.14: Regelkring van de spanningsregelaar

Om de spanning naar zijn wenswaarde te regelen is een gepaste afstelling van de regelaar GvP I (z) nodig. Vooraleer dit kan gebeuren moeten de transferfuncties N OH(s) en P v (s) nog bepaald worden. Deze worden dan ook eerst verder toegelicht. Nulde-Orde Houder

38


Het toevoegen van een Nulde-Orde Houder is nodig om een koppeling te kunnen maken tussen de discrete regelaar GvP I (z) en het continue proces P v (s). Figuur 3.15 geeft het principe weer. Z-domein regelaar GvP I (z) biedt aan zijn uitgang op discrete tijdstippen een waarde van ∆iC aan. Deze worden voorgesteld door de kruisjes op figuur 3.15. Het proces P v (s) heeft echter op elk moment een ingangswaarde nodig. Om dit te realiseren wordt een Nulde-Orde Houder toevoegd. Deze trekt de discrete waarden door over de hele periode, waardoor een stuksgewijs continu signaal ontstaat. Op figuur 3.15 is dit weergegeven met behulp van stippellijnen.

Δ iC

t

v

Tb

Figuur 3.15: Principe van de Nulde-Orde Houder

De dynamica van de Nulde-Orde Houder wordt in het Laplace-domein beschreven als: N OH(s) =

1 − exp(−sTbv ) . s

(3.14)

Transferfunctie van ∆iC naar ∆vC De term ∆i∗C is de uitgang van de buitenste spanningsregellus. Door in te spelen op deze term regelt men de netspanning vC naar zijn wenswaarde. Vooraleer de PI-spanningsregelaar kan afgesteld worden dient de transferfunctie P v (s) =

∆vC ∆iC

(3.15)

bepaald te worden. Deze is eenvoudig af te leiden uit de uitdrukking voor de spanning over de filtercondensator Cf . iC (t) = Cf

dvC (t) dt

(3.16)

Om de gezochte transferfunctie te bepalen gaat men over op kleinsignaalanalyse. De tijdsafhankelijke grootheden worden hierbij uitgedrukt als de som van een evenwichtswaarde en een afwijking hierop. Dit resulteert onmiddellijk in ∆iC (t) + IC = Cf

d∆vC (t) dVC + Cf . dt dt

(3.17)


39

Aangezien VC een sinuso¨ıdaal signaal is, kan men dVdtC niet zomaar nul stellen. In regime geldt er: dVC (3.18) I C = Cf dt Als men dit in rekening brengt, komt men tot ∆vC 1 = . ∆iC sCf

(3.19)

Tenslotte gaat men nog over op een per-unit representatie. Hiertoe deelt men de transferfunctie door Vref Zref = . (3.20) Iref Het resultaat is de gezochte transferfunctie. P v (s) =

1 1 ∆vC = = ∆iC sCf Zref sτv

(3.21)

Hierbij werd τv ingevoerd om de notatie te verlichten. τv = Cf Zref

(3.22)

Z-domein voorstelling Vooraleer de PI-regelaar kan afgesteld worden in het z-domein dienen alle transferfuncties nog omgezet te worden naar een z-domein voorstelling. Concreet houdt dit hier in dat het product H v (s) = N OH(s) · P v (s) getransformeerd dient te worden. Men is dus op zoek naar 1 − exp(−sTbv ) 1 H v (z) = Z · s sτv

(3.23)

(3.24)

In het Laplace-domein stelt exp(−sTbv ) een tijdsvertraging Tbv voor. In het z-domein wordt dit z −1 aangezien de tijdsvertraging Tbv de bemonsteringsperiode is: 1 1 z−1 v ·Z (3.25) H (z) = τv z s2 Het resterende gedeelte is een standaarduitdrukking. Er geldt namelijk het volgende verband tussen het tijdsdomein, het Laplace-domein en het z-domein: t · u(t) ←→

1 z ←→ Tbv 2 s (z − 1)2

(3.26)

40


Hierin is T = Tbv de bemonsteringsperiode. De functie u(t) is de Heavyside functie. Gebruik makend van dit verband komt men tot een eenvoudige uitdrukking: H v (z) =

Tbv 1 τv z − 1

(3.27)

Ontwerp van de PI-spanningsregelaar Het ontwerpen van de PI-regelaar houdt in dat een gepaste set (K,a) dient gekozen te worden. Met behulp van het hierboven afgeleide theoretisch model kan dit in SISO Design Tool (SisoTool). Dit programma geeft visueel het gedrag weer van het systeem in open en gesloten lus voor een bepaalde set parameters. Onder meer het tonen van de poolbaan, het Bode-diagram, het Nichols-diagram en het stapantwoord behoren tot de mogelijkheden. Bij het ontwerp zijn, naast een visuele controle van het stapantwoord, twee eigenschappen belangrijk. De fasemarge (Eng.: ’Phase Margin’ of PM) geeft een indicatie van de robuustheid van de regelaar. Indien ze niet hoog genoeg is, zal het systeem veel hinder ondervinden van stoorsignalen. Anderzijds mag de fasemarge ook niet té hoog zijn om de regelaar niet onnodig traag te maken [22]. Een vuistregel voor de fasemarge is ongeveer 45◦ . Men kiest hem dus bij voorkeur tussen 30◦ en 60◦ . Naast de fasemarge is de bandbreedte (Eng.: ’Bandwidth’ of BW) van groot belang. Ze wordt hier gedefinieerd als de frequentie waar de open kring versterking 1 (0 dB) is en geeft aan tot welke frequentie de regelaar signalen kan regelen. Om hoogfrequente signalen te kunnen regelen moet de bandbreedte hoog genoeg zijn. Om te vermijden dat ongewenste stoorsignalen met al te hoge frequentie verwerkt worden, mag ze echter niet té hoog gekozen worden. Men kiest de bandbreedte van de buitenste spanningsregelaar lager dan die van de binnenste stroomregelaar, die ongeveer 1 kHz bedraagt (zie verder). De regelaar wordt afgesteld met volgende numerieke waarden: Cf = 5 µF

Vref = 400 V

Iref = 10 A

Tbv = Ts = 100 µs

(3.28)

De gekozen PI-regelaar heeft een fasemarge van 57.5◦ . De bandbreedte bedraagt 618 Hz. Figuur 3.16 toont het het stapantwoord van de gesloten kring. De overshoot bedraagt 22 %, terwijl de uitslingertijd Tset,2% 1,93 ms is. In het z-domein bekomt men onderstaande transferfunctie. GvP I (z) = 0, 77456

z − 0, 857 z−1

(3.29)

41

Hoofdstuk 3. Regeling met spanningsbronmodellering Stapantwoord spanningsregelaar 1.4 Theoretisch 1.2

Spanning (pu)

1

0.8

0.6

0.4

0.2

0

0

0.5

1

1.5

2

Tijd (s)

2.5 −3

x 10

Figuur 3.16: Stapantwoord van de gekozen PI-spanningsregelaar

3.4.4

Binnenste stroomregellus

Regelkring De stroomregellus, weergegeven in figuur 3.17, regelt de stroom iL door de smoorspoel naar zijn wenswaarde. Hij vergelijkt hiertoe de wenswaarde i∗L met de gemeten waarde iL . Met het foutsignaal ei = i∗L − iL genereert de PI-regelaar GiP I een duty-ratio δ. De overige drie transferfuncties beschrijven op welke manier deze δ een invloed heeft op de stroom iL . GP W M (s) beschrijft de pulswijdtemodulator. De tijdsvertraging exp(−s T2s ) is onder meer het gevolg van de rekentijd en de tijd nodig voor de analoog-naar-digitaal omzetting. De transferfunctie P i (s) tenslotte stelt het gedrag van de convertor voor, meerbepaald de invloed van de aangelegde duty-ratio op de stroom. De schakelaar in de terugkoppeling stelt de bemonstering voor. De periode Tbi is gelijk aan de schakelperiode Ts .

42


iL,w

ei

i

GPI(z)

δ

T

GPWM(s)

exp(-s 2s )

i

P (s)

iL

i

Tb Figuur 3.17: Regelkring van de stroomregelaar

Transferfunctie van ∆δ naar ∆iL Vooraleer de PI-stroomregelaar kan afgesteld worden dient nog de transferfunctie P i (s) bepaald te worden. Ze geeft aan welke invloed een deviatie in de pulswijdteverhouding δ heeft op iL , de stroom door de smoorspoel: ∆iL P i (s) = (3.30) ∆δ De vergelijkingen waarop de afleiding steunt, volgen meteen uit figuren 3.2 en 3.13. L

diL (t) = vs (t) − vC (t) dt

vs (t) = δ(t)Vdc + (1 − δ(t)) (−Vdc ) = (2δ(t) − 1) Vdc

(3.31) (3.32) (3.33)

Hieruit volgt L

diL (t) dt

= (2δ(t) − 1) Vdc − vC (t)

(3.34)

= 2δ(t)Vdc − Vdc − vC (t)

(3.35)

Om de gezochte transferfunctie te bepalen gaat men over op kleinsignaalanalyse. Op die manier kan men de niet-lineariteiten uit de vergelijking elimineren. De tijdsafhankelijke grootheden worden hierbij uitgedrukt als de som van een evenwichtswaarde en een afwijking hierop. iL (t) = IL + ∆iL (t)

(3.36)

¯ + ∆δ(t) δ(t) = ∆

(3.37)

¯ als doel geen verwarring te scheppen tussen de gemiddelde waarde Hierbij heeft de notatie ∆ en de tijdsafhankelijke component ∆δ(t). Om de uitdrukkingen niet te overladen worden de tijdsafhankelijkheden verder weggelaten. Uitwerken levert dan L

d∆iL dt

¯ + ∆δ) − Vdc − (VC + ∆vC ) = 2(∆

(3.38)

¯ dc − Vdc − VC − ∆vC = 2∆δVdc + 2∆V

(3.39)


43

Hierbij werd in rekening gebracht dat de gemiddelde spanning over de smoorspoel nul is. In L regime zijn ∆δ, d∆i dt en ∆vC nul. Dit resulteert in volgende regimevergelijking: (2∆ − 1)Vdc − VC = 0

(3.40)

Dit laat toe om de kleinsignaalvergelijking te vereenvoudigen. Er wordt ook overgegaan op het Laplace-domein. sL∆iL = 2∆δVdc − ∆vC (3.41) De term ∆vC stelt men nul. Men is immers ge¨ınteresseerd in de invloed die een deviatie in de pulswijdteverhouding δ uitoefent op de wisselstroom iL . ∆iL 2Vdc = ∆δ sL

(3.42)

Tenslotte gaat men nog over op een per-unit voorstelling. Hiertoe deelt men door de referentiestroom Iref . Dit resulteert in de gezochte transferfunctie P i (s). P i (s) =

2Vdc 1 ∆iL = = ∆δ sLIref sτi

Hierbij werd de parameter τi =

LIref 2Vdc

(3.43)

(3.44)

ingevoerd ter vereenvoudiging van de notatie. Z-domein voorstelling Net zoals bij de spanningsregellus dienen alle transferfuncties nog omgezet te worden naar het z-domein. Concreet houdt dit hier in dat het product H i (s) = exp(−s

Ts ) · GP W M (s) · P i (s) 2

(3.45)

omgezet dient te worden. De uitwerking hiervan is terug te vinden in [23], [24] en [25]. Als resultaat bekomt men: Ts z + 1 H i (z) = (3.46) 2τi z(z − 1) Ontwerp PI-stroomregelaar Voor de fasemarge wordt opnieuw het bereik 30◦ -60◦ vooropgesteld. Voor de bandbreedte stelt men 1 kHz als richtwaarde voorop. Bij een 25 Hz golf stemt dit immers overeen met de 40e harmonische, hetgeen als vuistregel gebruikt wordt [26]. Zoals reeds vermeld bedraagt de referentiefrequentie in dit werk 25 Hz en niet 50 Hz omwille van de beperking op de schakelfrequentie

44


in de praktische opstelling. Met deze regelaar kan men stromen tot de 40e harmonische injecteren in het net. De regelaar wordt afgesteld met volgende numerieke waarden: Lf = 2, 1 mF

Vdc = 400 V

Iref = 10 A

Tbi = Ts = 100 µs

(3.47)

De gekozen PI-regelaar heeft een fasemarge van 37, 6◦ . De bandbreedte bedraagt 1,07 kHz. Vergelijking 3.48 geeft de z-domein transferfunctie weer. GvP I (z) = 0, 19421

z − 0, 842 z−1

(3.48)

Figuur 3.18 toont het stapantwoord van de gesloten regelkring. Zoals bij de spanningsregelkring stellen de cirkels het stapantwoord voor zoals bekomen via het theoretische model. Men kan dit verifiëren met behulp van het simulatiemodel. Hiertoe koppelt men de buitenste spanningsregelkring los en legt men voor i∗L een stap op. De filtercondensator Cf wordt hierbij kortgesloten. Het stapantwoord dat op deze manier bekomen werd, is weergegeven met behulp van kruisjes. Beide antwoorden komen mooi overeen. Het theoretisch afgeleide model klopt dus. De overshoot bedraagt 43 % terwijl de uitslingertijd Tset,2% gelijk is aan 1,35 ms. Stapantwoord stroomregelaar 1.5 Theoretisch Simulatie

Stroom (A)

1

0.5

0

0

0.5

1

1.5

2

Tijd (s)

Figuur 3.18: Stapantwoord van de gekozen PI-stroomregelaar

2.5 −3

x 10

45


3.4.5

Implementatie simulatiemodel

Figuur 3.19 toont de implementatie van de totale masterregelkring in het simulatiemodel. Om de binnenste stroomregelkring te testen stelt men de buitenste spanningsregelkring buiten werking. Men legt rechtstreeks een gekozen wenswaarde op aan de binnenste stroomregellus. De invertor werkt op die manier dus eigenlijk in slave-mode. Een eerste test waarbij de stroomregelkring een sinusvormige stroom dient te volgen met amplitude 4 A en frequentie 25 Hz is weergegeven in figuur 3.20. De stroomregeling werkt nagenoeg perfect. In het detailbeeld van de top is te zien dat er geen fase-naijling is, maar wel een lichte overshoot van 0,1 %. Dit kan -zij het beperktegevolgen hebben voor de vermogensverdeling, zoals verder zal blijken.

NOH1

1 Vg-Vgwens Vgwens

1 Vgwens

1/Vref

0.77456z-0.6638

ILMw Iref

z-1 PI-V

2 VCM

4 IM

NOH Vg

1/Iref

0.19421z-0.16352 z-1

NOH2

Add1

PI-I

2 DutyRatioMaster

-1*(2*pi*fref)*Cf

NOH3 Vwens

5 ILM

NOH6 1

NOH5

3 VdcM

1/2

NOH4

Figuur 3.19: Implementatie van de spanningsregeling van de master in het simulatiemodel

Omdat de last kan variëren beschouwt men een stap in de amplitude van de referentiestroom, zie figuur 3.21. De amplitude wordt op t = 75 ms plots verdubbeld naar 8 A, wat overeenstemt met een plotse halvering van de lastimpedantie. Op t = 145 ms wordt de oorspronkelijke situatie hersteld. Ondanks de bruuske variaties en de ongunstige tijdstippen van deze variaties (ver van de nuldoorgang van de stroom) vallen de transiënten heel goed mee.

46

Hoofdstuk 3. Regeling met spanningsbronmodellering Stroomregelkring: sinusoïdale wenswaarde

Stroom (A)

4

Wenswaarde Resultaat

2 0 −2 −4 0.04

0.05

0.06

0.07

0.08 Tijd (s)

0.09

Detailbeeld helling

0.11

0.12

Detailbeeld top

0.6

4.04 Wenswaarde Resultaat

0.4 0.2 0 −0.2


4.02 Stroom (A)

Stroom (A)

0.1

4 3.98 3.96

−0.4 0.079

0.0795

0.08 Tijd (s)

0.0805

0.081

3.94 0.049

0.0495

0.05 Tijd (s)

0.0505

0.051

Figuur 3.20: Test stroomregelkring: volgen van een sinuso¨ıdale wenswaarde

Stroomregelkring: sinusoïdale wenswaarde met stap 10 Wenswaarde Resultaat

Stroom (A)

5 0 −5 −10 0.04

0.06

0.08

0.1

0.12 Tijd (s)

0.14

0.16

Detailbeeld

0.2

Detailbeeld

0

0 Wenswaarde Resultaat

−4


−1 Stroom (A)

−2 Stroom (A)

0.18

−2 −3 −4

−6 −5 −8 0.07

0.072

0.074 0.076 Tijd (s)

0.078

0.08

−6 0.142

0.144

0.146 Tijd (s)

0.148

0.15

Figuur 3.21: Test stroomregelkring: reactie op een stap in de wenswaarde van de stroom

47


Om de spanningsregelkring te testen, beschouwt men nu de volledige regeling van de master. De frequentie van de referentiegolfvorm bedraagt opnieuw 25 Hz. De amplitude van de spanning in het microgrid bedraagt 230 V rms (Eng.: ’root mean square’). Het resultaat is weergegeven in figuur 3.22. Aan de toppen is er een lichte undershoot, terwijl dit in de minima net omgekeerd is (in absolute waarde). In laagspanningsnetten wenst men de afwijking op de spanning binnen de vier à vijf procent te houden [26]. De aanwezig afwijking (0,3 %) is dus verwaarloosbaar. Spanningsregelkring: sinusoïdale wenswaarde

Spanning (V)


200 0 −200 −400 0.08

0.09

0.1

0.11

0.12 Tijd (s)

Detailbeeld top

0.15

0.16

−318 Wenswaarde Resultaat

326 324 322


−320 Spanning (V)

328 Spanning (V)

0.14

Detailbeeld dal

330

320 0.089

0.13

−322 −324 −326

0.0895

0.09 Tijd (s)

0.0905

0.091

−328 0.109

0.1095

0.11 Tijd (s)

0.1105

0.111

Figuur 3.22: Test spanningsregelkring: volgen van een sinuso¨ıdale wenswaarde

3.5 3.5.1

Stroomregeling slave Overzicht

De regelkring van de slave, weergegeven in figuur 3.23, heeft als doel de masterstroom te volgen: i∗L,S = iL,M (doorgegeven meting) of i∗L,S = i∗L,M (doorgegeven wenswaarde). Net als bij de master is hij opgebouwd uit een voorwaartse koppeling in combinatie met een terugkoppeling. (∗) In deze terugkoppeling verwerkt de PI-regelaar het foutsignaal ei = iL,M − iL,S tot een gepaste duty-ratio component δP I . Deze vormt samen met de voorwaartse component δf f de uiteindelijke duty-ratio δ, waaruit de pulswijdtemodulator de gepaste schakelsignalen genereert.

48


δff * * iL,S = iL,M ( )

ei

δPI

PI-I

δ

invertor + PWM

iL,S

Figuur 3.23: Regelkring van de slave

3.5.2

Voorwaartse component

De uitdrukking voor de voorwaartse component van de slave is identiek als bij de master. Ook hier maakt men gebruik van het verband tussen de gemiddelde wisselspanning aan de netzijde en de busspanning. 1 vC +1 (3.49) δf f = 2 Vdc

3.5.3

Transferfunctie van ∆δ naar ∆i

Vooraleer de PI-regelaar kan afgesteld worden dient nog de transferfunctie P i (s) bepaald te worden. Ze geeft aan welke invloed een deviatie in de pulswijdteverhouding δ heeft op de wisselstroom i. In hoofdstuk 2 werd reeds vermeld dat er twee mogelijkheden zijn om de stroom van de slave te regelen, respectievelijk i∗L,S = iL,M

(3.50)

i∗g,S = ig,M .

(3.51)

en

Men dient dus de transferfuncties

∆iL ∆δ

en

∆ig ∆δ

te bepalen.

Transferfunctie van ∆δ naar ∆iL Deze transferfunctie werd reeds afgeleid in paragraaf 3.4.4, die handelde over de interne stroomregellus van de spanningsregeling van de master: P i (s) =

Hierbij geldt nog steeds τi =

LIref 2Vdc .

Transferfunctie van ∆δ naar ∆ig

∆iL 2Vdc 1 = = ∆δ sLIref sτi

(3.52)

49


Voor de afleiding van deze transferfunctie beschouwt men nog een extra vergelijking die het verband tussen de verschillende stromen uitdrukt: ig (t) = iL (t) − iC (t)

(3.53)

Uit de afleiding van paragraaf 3.4.4 blijkt dat deze vergelijking geen invloed heeft op het eindresultaat. Men bekomt dezelfde transferfunctie: P i (s) =

3.5.4

∆ig 2Vdc 1 = = ∆δ sLIref sτi

(3.54)

Ontwerp PI-regelaar

De gekozen PI-stroomregelaar van de slave is identiek als die bij de binnenste stroomregellus van de master. De regelaar z − 0, 842 GvP I (z) = 0, 19421 (3.55) z−1 heeft een fasemarge van 37.6◦ en een 1,07 kHz bandbreedte.

3.5.5

Simulatiemodel

Figuur 3.24 toont hoe de regelkring van de slave ge¨ımplementeerd werd in het simulatiemodel. De bovenste tak is de terugkoppeling, terwijl de onderste de voorwaartse component voorstelt. 1 ILS*

0.19421z-0.16352

1/Iref

z-1 Add

PI-I

1 DutyRatioSlave

2 ILS vs ILM 2 ILS 3 VCS

1

1/2

4 VdcS

Figuur 3.24: Implementatie van de stroomregeling van de slave in het simulatiemodel

3.6

Resultaten simulatie

Om de ontworpen master/slave regelstrategie te testen wordt ze onderworpen aan een R-last, een RL-last en een variatie in de last. Het simulatiemodel maakt gebruik van volgende numerieke


50

waarden: 1 = 10 kHz Ts p |VC,w | = (2) · 230 V

fs =

fw = 25 Hz Vdc,M = Vdc,S = Vref = 400 V Iref Lf,M = Lf,S

= 10 A = 2, 1 mH

Cf,M = Cf,S = 5 µF Zlijn = Rlijn = 0, 7 Ω De referentiespanning bedraagt dus vC,w =

3.6.1

√

2 · 230 sin(ωt).

(3.56)

Resistieve last

23 Ω Doorgegeven meting In eerste instantie wordt de master/slave regelstrategie met doorgegeven meting iL,M onderworpen aan een resistieve last. Figuur 3.25 geeft de spanningsen stroomregeling bij een resistieve lastimpedantie van 23 Ω: Zlast = 23 Ω. De master blijkt de spanningsreferentiewaarde vC,w mooi te kunnen volgen. Uit het detailbeeld van de spanning blijkt duidelijk dat de afwijking tussen vC,M en vC,w miniem is. Ook de twee sinusgolven van de twee stromen iL,M en iL,S zijn ongeveer gelijk. Uit het detailbeeld blijkt een maximale afwijking van 0,7 %, waarbij de stroom van de slave de overshoot vertoont. Zoals verder zal blijken heeft dit implicaties op het vermogen.

51

Hoofdstuk 3. Regeling met spanningsbronmodellering Spanningsregeling master

Spanning (V)


200 0 −200 −400 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Tijd (s)

Stroomregeling slave Master Slave

Stroom (A)

5

0

−5 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Tijd (s)

Detail spanning

Detail stroom 7.05

Stroom (A)

Spanning (V)

325

320

315

310 0.128

0.129

0.13

0.131

0.132

7

6.95

6.9 0.1285

Tijd (s)

0.129

0.1295

0.13

0.1305

0.131

Tijd (s)

Figuur 3.25: Spannings- en stroomregeling bij een resistieve last van 23 Ohm

Zoals blijkt uit figuur 3.26 wordt het actief vermogen goed verdeeld tussen de twee productieeenheden. De slave levert ongeveer 7 W of 0,6 % meer dan de master ten gevolge van de overshoot in de stroom. Ook de minieme uitwisseling van reactief vermogen vindt zijn oorsprong in de nietideale regelingen. De vermogens in de evenwichtssituatie (Eng.: ’steady-state’ of ss) bedragen: PM,ss = 1130, 0 W PS,ss = 1136, 9 W QM,ss = 0, 7 V Ar QS,ss = −0, 7 V Ar

52

Hoofdstuk 3. Regeling met spanningsbronmodellering Verdeling actief vermogen 1200 Master Slave

1000

P (W)

800 600 400 200 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)

Verdeling reactief vermogen 5

Q (VAr)

Master Slave

0

−5

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)

Figuur 3.26: Verdeling van het actief en reactief vermogen bij een resistieve last van 23 Ohm

Doorgegeven wenswaarde Vervolgens wordt de implementatie met doorgegeven wenswaarde i∗L,M getest bij een zelfde last. Uit figuur 3.27 blijkt dat er voor de spanningsregeling van de master geen verschil is. De slave volgt nu echter perfect de stroom van de master. Men heeft immers de niet-idealiteit van de stroomregelaar uit de master/slave gefilterd. Figuur 3.28 toont de stroomregelaar van zowel master als slave. Beide bevatten de lichte overshoot ten opzichte van hun wenswaarde, zoals dit ook al naar boven kwam bij de doorgegeven meting. Door de wenswaarde i∗L,M in plaats van de gemeten iL,M naar de slave te sturen, uit dit zich niet in de stroomverdeling tussen beide eenheden.

53


Spanning (V)


200 0 −200 −400 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Tijd (s)


Stroom (A)

5

0

−5 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Tijd (s)

Detail stroom

Detail spanning 7.05

Stroom (A)

Spanning (V)

325

320

315

310 0.128

0.129

0.13

Tijd (s)

0.131

0.132

7

6.95

6.9 0.1285

0.129

0.1295

0.13

0.1305

0.131

Tijd (s)


54

Hoofdstuk 3. Regeling met spanningsbronmodellering Stroomregelaar master Wenswaarde Resultaat

Stroom (A)

5

0

−5 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Tijd (s)

Stroomregelaar slave Wenswaarde Resultaat

Stroom (A)

5

0

−5 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Tijd (s)

Detail master

Detail slave 7.05

Stroom (A)

Stroom (A)

7.05

7

6.95

6.9 0.1285

0.129

0.1295

0.13

0.1305

0.131

7

6.95

6.9 0.1285

Tijd (s)

0.129

0.1295

0.13

0.1305

0.131

Tijd (s)

Figuur 3.28: Performantie van de stroomregelaar

De ideale stroomverdeling heeft tot gevolg dat het actief vermogen nu perfect verdeeld wordt onder de twee eenheden, zie figuur 3.29. De evenwichtswaarden voor het vermogen bedragen: PM,ss = 1133, 1 W PS,ss = 1133, 1 W QM,ss = 0 V Ar QS,ss = 0 V Ar

55


1000

P (W)

800 600 400 200 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)

Verdeling reactief vermogen 1 Master Slave

Q (VAr)

0.5

0

−0.5

−1

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)

Figuur 3.29: Verdeling van het actief en reactief vermogen bij een resistieve last van 23 Ohm

33 Ω Figuur 3.30 toont de resultaten voor een verhoogde lastimpedantie van 33 Ω. Links bevinden zich de resultaten bij doorgegeven meting, rechts bij doorgegeven wenswaarde. De hogere lastimpedantie heeft lagere stromen en dus lagere vermogens tot gevolg. Opnieuw is de vermogensverdeling perfect bij het geval van de doorgegeven wenswaarde, daar waar dat bij een doorgegeven meting niet het geval is. De evenwichtsvermogens bedragen: Doorgegeven meting PM,ss = 789, 9 W PS,ss = 796, 9 W QM,ss = 0, 7 V Ar QS,ss = −0, 7 V Ar Doorgegeven wenswaarde PM,ss = 793, 3 W PS,ss = 793, 3 W QM,ss = 0 V Ar

56

Hoofdstuk 3. Regeling met spanningsbronmodellering QS,ss = 0 V Ar Spanningsregeling master

Spanningsregeling master

400


0 −200 −400 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0 −200 −400 0.02

0.1

0.04

0.05

0.06

Stroom (A)

0

Master Slave

0 −2 −4

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

−6 0.02

0.1

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

Detail stroom

Detail spanning

4.9

4.8 4.7

0.209

0.21

0.211

4.6

0.212

0.208

0.209

Tijd (s)

0.21

0.211

320 315 310 0.208

0.212

Stroom (A)

5

325

Spanning (V)

330

4.9

Stroom (A)

5

325

315

0.09

0.1

Detail stroom

330

320

0.08

Tijd (s)

Detail spanning

Spanning (V)

0.1

2

Tijd (s)

4.8 4.7

0.209

0.21

Tijd (s)

0.211

4.6

0.212

0.208

0.209

Tijd (s)

(a) Stroom en spanning bij doorgegeven meting

0.21

0.211

0.212

Tijd (s)

(b) Stroom en spanning bij doorgegeven wenswaarde

Verdeling actief vermogen


900

900

Master Slave

800

Master Slave

800 700

600

600

P (W)

700

500 400

500 400

300

300

200

200

100 0

0.09

4

−2

310 0.208

0.08

6 Master Slave

2

−4

P (W)

0.07

Tijd (s)

Stroomregeling slave

4

Stroom (A)

0.03

Tijd (s)

Stroomregeling slave 6

−6 0.02


200

Spanning (V)

Spanning (V)

200

100

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0

0.3

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)

Tijd (s)

Verdeling reactief vermogen


5

Master Slave

Master Slave

Q (VAr)

Q (VAr)

0.5

0

0

−0.5

−5

−1

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)

Tijd (s)

(c) Vermogensverdeling bij doorgegeven meting

(d) Vermogensverdeling bij doorgegeven wenswaarde

Figuur 3.30: Resultaten bij een resistieve last van 33 Ohm

13 Ω Figuur 3.31 toont de resultaten voor een verlaagde lastimpedantie van 13 Ω. De lagere lastimpedantie heeft hogere stromen en dus hogere vermogens tot gevolg. Opnieuw is de vermogensverdeling perfect bij het geval van de doorgegeven wenswaarde, daar waar dat bij een doorgegeven meting niet het geval is. De evenwichtsvermogens bedragen: Doorgegeven meting PM,ss = 1977, 8 W

57

Hoofdstuk 3. Regeling met spanningsbronmodellering PS,ss = 1987, 3 W QM,ss = 0, 7 V Ar QS,ss = −0, 7 V Ar Doorgegeven wenswaarde PM,ss = 1982, 1 W PS,ss = 1982, 1 W QM,ss = 0 V Ar QS,ss = 0 V Ar Spanningsregeling master

Spanningsregeling master 400


200

Spanning (V)

Spanning (V)

400

0 −200 −400 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0 −200 −400 0.02

0.1

0.04

0.05

Stroom (A)

0

0.1

Master Slave

5 0 −5

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

−15 0.02

0.1

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Tijd (s)

Tijd (s)

Detail spanning

Detail spanning

Detail stroom

Detail stroom

330

320 315

12.2

Spanning (V)

Stroom (A)

325

12 11.8

0.049

0.05

11.6 0.048

0.051

0.049

Tijd (s)

0.05

325 320 315 310 0.048

0.051

Stroom (A)

330

Spanning (V)

0.09

−10

−10

12.2 12 11.8

0.049

0.05

11.6 0.048

0.051

0.049

Tijd (s)

Tijd (s)


0.05

0.051

Tijd (s)



Verdeling actief vermogen Master Slave

2000

Master Slave

2000

1500

P (W)

1500

1000

1000

500

500

0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)

Tijd (s)



5

Master Slave

Master Slave

Q (VAr)

0.5

Q (VAr)

P (W)

0.08

10

−5

0

0.07

15

Master Slave

5

310 0.048

0.06

Tijd (s)


10

Stroom (A)

0.03

Tijd (s)

Stroomregeling slave 15

−15 0.02


200

0

0

−0.5

−5

−1

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

Tijd (s)


0.3

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)


Figuur 3.31: Resultaten bij een resistieve last van 13 Ohm


3.6.2

58

RL-last

23 Ω - 100 mH Om ook het reactief vermogen te regelen wordt een inductantie van 100 mH in serie geschakeld met een 23 Ω weerstand. De overeenstemmende arbeidsfactor cos(φ) bedraagt 0,83. Dit stemt ongeveer overeen met de waarde 0,85 waarmee men meestal rekent in laagspanningsinstallaties [26]. In complexe vorm noteert men de lastimpedantie als: Zlast = 23 + j15, 7 Ω

(3.57)

Doorgegeven meting De spanning vC,M en de stromen iL,M en iL,S zijn weergegeven in figuur 3.32. De spanningsregeling bevat aan de toppen een kleine undershoot en in de dalen een lichte overshoot. De afwijking is echter klein. Ook het volgen van de stroom verloopt niet perfect, maar de verschillen zijn gering. Er is dan ook voldaan aan de vermogensverdeling, weergegeven in figuur 3.33. Opnieuw levert de slave iets meer actief vermogen. Het verschil bedraagt 7 W of 0,7 %. De master levert op zijn beurt meer reactief vermogen. Het verschil is hier echter zo goed als verwaarloosbaar (0,3 VAr of 0,06 %). De evenwichtswaarden bedragen: PM,ss = 772, 0 W PS,ss = 779, 0 W QM,ss = 522, 0 V Ar QS,ss = 521, 7 V Ar

59


Spanning (V)


200 0 −200 −400 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Tijd (s)


Stroom (A)

5

0

−5 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Tijd (s)

Detail stroom

Detail spanning 5.8

Stroom (A)

Spanning (V)

325

320

315

310 0.048

5.7 5.6 5.5

0.049

0.05

Tijd (s)

0.051

5.4

0.052

0.053

0.054

0.055

0.056

Tijd (s)

Figuur 3.32: Spannings- en stroomregeling bij een RL-last van 23 Ohm en 100 mH

60


P (W)

800 600 400 200 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)


500

Q (VAr)

400 300 200 100 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)

Figuur 3.33: Verdeling van het actief en reactief vermogen bij een RL-last van 23 Ohm en 100 mH

Doorgegeven wenswaarde Opnieuw blijkt de stroomverdeling perfect te verlopen indien men de wenswaarde i∗L,M naar de slave stuurt (figuur 3.34). Dit heeft dan ook tot gevolg dat naast het actief ook het reactief vermogen identiek is voor beide eenheden (figuur 3.35). De evenwichtswaarden bedragen: PM,ss = 775, 5 W PS,ss = 775, 5 W QM,ss = 521, 8 V Ar QS,ss = 521, 8 V Ar

61


Spanning (V)


200 0 −200 −400 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Tijd (s)


Stroom (A)

5

0

−5 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Tijd (s)

Detail stroom

Detail spanning 5.8

Stroom (A)

Spanning (V)

325

320

315

310 0.048

5.7 5.6 5.5

0.049

0.05

Tijd (s)

0.051

5.4

0.052

0.053

0.054

0.055

0.056

Tijd (s)


62


P (W)

800 600 400 200 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)


500

Q (VAr)

400 300 200 100 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)


23 Ω - 200 mH Men beschouwt vervolgens een RL-last met een veel lagere arbeidsfactor. Hiertoe plaatst men een inducantie van 200 mH in serie met een 23 Ω weerstand. De cos(φ) bedraagt dan 0,58. Voor de complexe notatie van de lastimpedantie bekomt men: Zlast = 23 + j31, 4 Ω

(3.58)

De resultaten zijn p analoog als bij de minder inductieve last, zie figuur 3.36. Het schijnbaar vermogen S = P 2 + Q2 is lager ten gevolge van de hogere lastimpedantie. Het relatieve aandeel van het reactief vermogen is toegenomen. Het doorgeven van de wenswaarde i∗L,M in plaats van de meting iL,M resulteert opnieuw in een ideale stroom- en vermogensverdeling. De evenwichtswaarden bedragen: Doorgegeven meting PM,ss = 398, 0 W PS,ss = 403, 8 W QM,ss = 539, 5 V Ar QS,ss = 539, 3 V Ar

63

Hoofdstuk 3. Regeling met spanningsbronmodellering Doorgegeven wenswaarde PM,ss = 400, 8 W PS,ss = 400, 8 W QM,ss = 539, 4 V Ar QS,ss = 539, 4 V Ar Spanningsregeling master

Spanningsregeling master

400


0 −200 −400 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09


200

Spanning (V)

Spanning (V)

200

0 −200 −400 0.02

0.1

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

Tijd (s)

Tijd (s)



5

0.08

0.09

5 Master Slave

Stroom (A)

Stroom (A)

Master Slave

0

−5 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0

−5 0.02

0.1

0.03

0.04

0.05

Tijd (s)

Detail stroom

310 0.048

0.049

0.05

4

3.8

3.6

0.051

0.053

0.054

Tijd (s)

0.055

0.056

0.057

0.058

320

315

310 0.048

0.059

0.049

0.05

Tijd (s)


3.6

0.051

0.053

0.054

0.055

0.056

0.057

0.058

0.059

Tijd (s)

Verdeling actief vermogen 600

Master Slave

500

Master Slave

500

400

400

P (W)

P (W)

3.8


600

300 200

300 200

100

100

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0

0.3

0

0.05

0.1

Tijd (s)

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)



600

600

Master Slave

500

Master Slave

500

400

400

Q (VAr)

Q (VAr)

0.1

4

Tijd (s)


300 200

300 200

100 0

0.09

4.2

Stroom (A)

315

0.08

Detail stroom

325

Spanning (V)

Stroom (A)

Spanning (V)

320

0.07

Detail spanning

4.2

325

0.06

Tijd (s)

Detail spanning

0

0.1

100

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

Tijd (s)


0.3

0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)


Figuur 3.36: Resultaten bij een RL-last van 23 Ohm en 100 mH

64


3.6.3

Stap in de last

Doorgegeven meting Omdat de last geen statisch gegeven is, beschouwt men een stap in de lastimpedantie. Een RL lastimpedantie (23 Ω en 100 mH in serie) valt op t = 76 ms terug op de helft van zijn waarde (50 %). Op t = 166 ms vindt een omgekeerde stap plaats. De overgangsverschijnselen zijn waarneembaar in de overzichtsfiguur van spanning en stroom (figuur 3.37). De vermogensverdeling blijft evenwel verzekerd (figuur 3.38). Bij halvering van de lastimpedantie nemen de vermogens toe omdat de stroom stijgt: PM,ss = 1538, 6 W PS,ss = 1547, 0 W QM,ss = 1022, 1 V Ar QS,ss = 1023, 0 V Ar Later zakken de vermogens opnieuw tot de oorspronkelijke regimewaarden. Beide eenheden blijven -op een kleine afwijking na- dezelfde bijdragen leveren. Spanningsregeling master 400 Wenswaarde Resultaat

300

Spanning (V)

200 100 0 −100 −200 −300 −400 0.02

0.04

0.06

0.08

0.1

0.12

0.14

0.16

0.18

0.2

0.22

Tijd (s)

Stroomregeling slave 15 Master Slave

10

Stroom (A)

5 0 −5 −10 −15 0.02

0.04

0.06

0.08

0.1

0.12

0.14

0.16

0.18

0.2

Tijd (s)

Figuur 3.37: Spanningsregeling en stroomverdeling bij een stap in de last

0.22

65


1600 1400

P (W)

1200 1000 800 600 400 200 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)


1000

Q (VAr)

800 600 400 200 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)

Figuur 3.38: Vermogensverdeling bij een stap in de last

Figuur 3.39 geeft een detailbeeld van de overgangsverschijnselen in spanning en stroom. Ondanks de grote sprong in de last (halvering) en het ongunstige tijdstip van optreden (ver van de nuldoorgangen van de stroom) zijn de transiënten relatief beperkt. Ze hebben dan ook geen invloed op de vermogensverdeling (figuur 3.38).

66

Hoofdstuk 3. Regeling met spanningsbronmodellering Detail spanning

Detail stroom

−100

−4

−120 −4.5

Stroom (A)

Spanning (V)

−140 −160 −180

−5

−200 −220 −5.5 −240 0.075

0.0755

0.076

0.0765

0.077

0.0775

0.078

0.074

0.075

Tijd (s)

0.077

0.078

0.079

0.08

Tijd (s)

Detail spanning

Detail stroom

340

6

320

5

Stroom (A)

Spanning (V)

0.076

300

280

4

3

2 260 1 240 0.165

0.17

0.175

0.165

Tijd (s)

0.17

0.175

0.18

Tijd (s)

Figuur 3.39: Detailbeeld van de overgansverschijnselen in spanning en stroom

Doorgegeven wenswaarde Figuur 3.40 toont de situatie bij een stap indien men werkt met het doorgeven van de wenswaarde: i∗L,S = i∗L,M . De vermogens worden perfect verdeeld en stijgen bij halvering van de lastimpedantie tot: PM,ss = 1542, 6 W PS,ss = 1542, 6 W QM,ss = 1022, 6 V Ar QS,ss = 1022, 6 V Ar Figuur 3.41 toont de transiënten in detail. Het overgangsverschijnsel in de spanning is identiek als bij de implementatie met doorgegeven meting. De stroomverdeling blijkt andermaal perfect.

67

Hoofdstuk 3. Regeling met spanningsbronmodellering Spanningsregeling master 400 Wenswaarde Resultaat

300

Spanning (V)

200


100

1800 0

Master Slave

1600 1400

−100

1200

P (W)

−200 −300 −400

1000 800 600

0.02

0.04

0.06

0.08

0.1

0.12

0.14

0.16

0.18

0.2

0.22

400

Tijd (s)

200 0


0

0.05

0.1

0.15

Master Slave

10

0.25

0.3


1000

5

800

Q (VAr)

0 −5

600 400

−10

200

−15 0.02

0.04

0.06

0.08

0.1

0.12

0.14

0.16

0.18

0.2

0.22

0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

Tijd (s)

Tijd (s)

(a) Spanningsregeling en stroomverdeling

(b) Vermogensverdeling

Figuur 3.40: Stroom, spanning en vermogen bij een stap in de last op een ongunstig ogenblik Detail spanning

Detail stroom

−100

−4

−120 −4.5

Stroom (A)

Spanning (V)

−140 −160 −180

−5

−200 −220 −5.5 −240 0.075

0.0755

0.076

0.0765

0.077

0.0775

0.078

0.074

0.075

Tijd (s)

0.076

0.077

0.078

0.079

0.08

Tijd (s)

Detail spanning

Detail stroom

340

6

320

5

Stroom (A)

Spanning (V)

Stroom (A)

0.2

Tijd (s)

15

300

280

4

3

2 260 1 240 0.165

0.17

Tijd (s)

0.175

0.165

0.17

0.175

0.18

Tijd (s)

Figuur 3.41: Detailbeeld van de overgansverschijnselen in spanning en stroom

0.3


3.6.4

68

Conclusie

Uit voorgaande simulaties blijkt dat de ontworpen master/slave regeling in staat is om het gevraagde actief en reactief vermogen te verdelen onder de twee DG eenheden. Uit de resultaten blijkt bovendien dat het meer aangewezen is om de wenswaarde van de masterstroom door te sturen naar de slave(s). Tenzij anders vermeld, zal in dit werk verder dan ook volgende master/slave implementatie gebruikt worden: i∗L,S = i∗L,M

(3.59)

Hoofdstuk 4

Regeling met stroombronmodellering 4.1

Topologie

In hoofdstuk 3 werd een master-slave regelschema opgesteld waarbij de energiebronnen aan de dc-zijde gemodelleerd werden als gelijkspanningsbronnen. De verschillende regelkringen en hun samenhang werden besproken. In dit hoofdstuk vervangen gelijkstroombronnen de gelijkspanningsbronnen. Dit is een meer gebruikelijke modellering. Uit de gelijkstroom idc en de busspanning vdc volgt immers het (dc-)vermogen. Figuur 4.1 geeft de topologie weer. Op de dc-zijde na is er geen verschil met hoofdstuk 3. S2

S1

S3 Lf,M

Idc,M

Cdc,M

i L,M S 2'

Cf,M

ig,M Zlijn,M

Zlijn,S i g,S

Last

S 1'

ig

S4

Lf,S Cf,S

Cdc,S

i L,S S 3'

Idc,S

S 4'

Figuur 4.1: Topologie voor één master en één slave met gelijkstroombron modellering

In figuur 4.2 zijn de notaties samengevat voor de spanningen en stromen van één DG eenheid. De definities voor de stromen en spanningen zijn dezelfde als in hoofdstuk 3.

69

70

Hoofdstuk 4. Regeling met stroombronmodellering

vdc

S2

S1

ig

iL vs

S 2'

vC

last

vg

S 1'

Figuur 4.2: Notaties spanningen en stromen

4.2

Overzicht regelkringen

In tegenstelling tot bij de spanningsbronmodellering uit hoofdstuk 3 is de busspanning vdc niet langer constant, maar tijdsafhankelijk. Men noteert hem dan ook als vdc (t). De modellering van de dc-zijde heeft geen invloed op de master/slave regelkringen. Vervangen van de constante waarde Vdc door vdc (t) in de afleidingen van hoofdstuk 3 blijkt inderdaad geen verschil te maken voor het eindresultaat. Figuur 3.9 uit hoofdstuk 3 blijft dus gelden, mits men in het regelschema Vdc vervangt door vdc (t). De busspanning is bij de stroombronmodellering dus niet a priori constant. Men moet deze naar zijn wenswaarde regelen om de balans tussen dc- en ac-vermogen te behouden. Deze regelkring staat echter los van de master/slave regelkring, zoals weergegeven is in figuur 4.3. De linkerkant van de figuur stelt de regelkringen van de master voor, die de spanning vC,M naar zijn referentie ∗ vC,M regelt door in te spelen op de duty-ratio δM . Zijn busspanningsregelaar regelt vdc,M naar ∗ zijn wenswaarde vdc,M . Bij de slave eenheid is de ontkoppeling analoog, al wordt de duty-ratio daar uiteraard bepaald aan de hand van het master/slave principe: i∗L,S = i∗L,M . * vdc,M = Vdc,M

vdc,M * vC,M vC,M

regelkring regelkring

Idc,M δM

* vdc,S = Vdc,S

vdc,S * * i L,S = iL,M i L,S

regelkring

Idc,S

regelkring

δS

Figuur 4.3: Ontkoppeling tussen de master/slave regeling en de busspanningsregeling (links: master, rechts: slave)

71


4.3 4.3.1

Busspanningsregeling Overzicht

Er is nood aan een busspanningsregelkring om de busspanning op een constante waarde vdc,w te houden. Een belangrijke functie van deze regelkring is het controleren van de vermogensbalans tussen het dc- en ac-vermogen. Bij het regelen van de VSI-eenheid speelt de busspanning evenwel geen kritische rol [27]. De grote buscondensator Cdc treedt immers op als buffer. De busspanning hoeft niet exact op zijn wenswaarde geregeld te worden. Aangezien de regeling identiek is voor master en slave worden de subscripts ’M’ en ’S’ weggelaten in de afleiding. De regelkring steunt op de vermogensbalans over de buscondensator. De busspanning zal immers constant zijn als het aangevoerde vermogen Pdc gelijk is aan het afgevoerde vermogen Pac . Indien het toegevoerde vermogen Pdc het afgevoerde vermogen Pac overtreft, dan zal de busspanning stijgen. Omgekeerd zal een tekort aan Pdc in vergelijking met Pac leiden tot een daling van de busspanning. Samengevat geldt dus: Pdc = Pac ⇒ vdc =

(4.1)

Pdc > Pac ⇒ vdc %

(4.2)

Pdc < Pac ⇒ vdc &

(4.3)

Het gevraagde vermogen Pac wordt als gegeven beschouwd voor de regelkring van de busspanning. Met behulp van idc (t) kan men Pdc regelen, wat toelaat om de busspanning constant te houden. De regeling van de busspanning vdc is een trage regeling. Het is bovendien ook niet nodig om ze exact op haar wenswaarde te regelen, binnen een bepaald interval hierrond volstaat. Er wordt gekozen voor een frequentie van 100 Hz, beduidend lager dan die van de spanningsen stroomregelkring. Een alternatief aan 1 kHz wordt besproken in [27]. Figuur 4.4 toont de busspanningsregelkring. Ze is gebaseerd op [23] en [24]. Er is echter een fundamenteel verschil op het vlak van de regeling. In [23] en [24] wordt idc (t) = Idc immers constant beschouwt en regelt men Pac . Hier is het precies andersom.

vdc,w

eb

b

GPI(z)

idc

NOH (s)

b

Tb

Figuur 4.4: Regelkring busspanning

b

P (s)

vdc


72

De regelkring maakt gebruik van een terugkoppeling met een PI-regelaar. Het verschil tussen de gewenste busspanning vdc,w en de reële busspanning vdc vormt de ingang van de PI-regelaar GbP I (hierbij staat de index ’b’ voor busspanning): eb = vdc,w − vdc

(4.4)

De uitgang van deze regelaar is de gelijkstroom idc . Deze waarde wordt door een Nulde-Orde Houder constant gehouden gedurende een periode Tbb . Hierbij staat de ’b’ in het subscript voor ’bemonstering’, terwijl de ’b’ in het superscript staat voor ’busspanning’. Tbb stelt dus de bemonsteringsperiode van de busspanningsregelkring voor. De uitgang van de NOH gaat vervolgens naar de blok P b (s). Deze transferfunctie beschrijft het gedrag van de convertor, meerbepaald de invloed van een deviatie in de gelijkstroom idc op de busspanning vdc . P b (s) =

4.3.2

∆vdc ∆idc

(4.5)

Nulde-Orde Houder

Zoals reeds vermeld is de busspanningsregeling een trage regeling. De bemonsteringsfrequentie fbb =

1 Tbb

(4.6)

wordt gelijk aan 100 Hz gekozen. Het toevoegen van een Nulde-Orde Houder is nodig om een koppeling te kunnen maken tussen de discrete regelaar GbP I en het continue proces P b (s). Het principe hiervan werd behandeld in subparagraaf 3.4.3. De dynamica van de Nulde-Orde Houder wordt in het Laplace-domein beschreven als: 1 − exp(−sTbb ) N OH(s) = . (4.7) s

4.3.3

Transferfunctie van ∆idc naar ∆vdc

Tenslotte dient nog de transferfunctie P b (s) bepaald te worden. Ze geeft aan welke invloed een deviatie in de gelijkstroom heeft op de busspanning. P b (s) =

∆vdc ∆idc

(4.8)

De afleiding steunt op de vermogensbalans over de buscondensator. Figuur 4.5 toont de eenfasige convertor met de nodige grootheden voor de afleiding.

73


pdc(t)

p1(t)

pac(t) vdc(t) i dc(t)

Cdc

i L(t)

η

i g (t) vC(t)

last

vg(t)

Figuur 4.5: Schema voor afleiding P b (s)

Het gevraagde vermogen aan de wisselstroomkant pac is gelijk aan het vermogen p1 op een rendementsfactor η na. De notatie pdc is het vermogen dat afkomstig is van de energiebron, voor de buscondensator. De uitdrukkingen voor de aangegeven vermogens zijn: pdc (t) = vdc (t) · idc (t)

p1 (t) = pdc (t) − Cdc

dvdc (t) · vdc (t) dt

pac (t) = η · p1 (t)

(4.9)

(4.10) (4.11)

Uitwerken van het vermogen aan de verbruikerskant levert: dvdc (t) · vdc (t) dt dvdc (t) · vdc (t) = η · vdc (t) · idc (t) − η · Cdc dt

pac (t) = η · pdc (t) − η · Cdc

(4.12) (4.13)

Om de transferfunctie te bepalen gaat men over op kleinsignaalanalyse. Op die manier kan men de niet-lineariteiten uit de vergelijking elimineren. De tijdsafhankelijke grootheden worden hierbij uitgedrukt als de som van een evenwichtswaarde en een afwijking hierop. vdc (t) = Vdc + ∆vdc (t)

(4.14)

idc (t) = Idc + ∆idc (t)

(4.15)

pac (t) = Pac + ∆pac (t)

(4.16)

74


Om de uitdrukkingen niet te overladen worden de tijdsafhankelijkheden verder weggelaten. Uitwerken levert dan

Pac + ∆pac = η · (Vdc + ∆vdc ) · (Idc + ∆idc ) − η · Cdc

d(Vdc + ∆vdc ) · (Vdc + ∆vdc ) dt

(4.17)

Of

Pac + ∆pac = η · Vdc · Idc + η · Vdc · ∆idc + η · ∆vdc · Idc + η · ∆vdc · ∆idc dVdc dVdc − η · Cdc · Vdc − η · Cdc · ∆vdc dt dt d∆vdc d∆vdc · Vdc − η · Cdc · ∆vdc (4.18) − η · Cdc dt dt Deze lange uitdrukking kan in drie stappen vereenvoudigd worden. Men merkt meteen op dat de afgeleide van de evenwichtswaarde Vdc nul is: dVdtdc = 0. Dit resulteert in:

Pac + ∆pac = η · Vdc · Idc + η · Vdc · ∆idc + η · ∆vdc · Idc + η · ∆vdc · ∆idc d∆vdc d∆vdc − η · Cdc · Vdc − η · Cdc · ∆vdc (4.19) dt dt Vervolgens verwaarloost men producten van afwijkingen, alsook ∆pac . Pac = η · Vdc · Idc + η · Vdc · ∆idc + η · ∆vdc · Idc − η · Cdc

d∆vdc · Vdc dt

(4.20)

Een derde vereenvoudiging haalt men uit het beschouwen van de evenwichtsoplossing van de vergelijking. Hierbij worden alle afwijkingen ∆ nul gesteld. De evenwichtsvergelijking bedraagt Pac = η · Vdc · Idc

(4.21)

wat resulteert in 0 = η · Vdc · ∆idc + η · ∆vdc · Idc − η · Cdc

d∆vdc · Vdc dt

(4.22)

De bekomen uitdrukking wordt nu omgevormd van het tijdsdomein naar het Laplace-domein. η · Vdc · ∆idc (s) + η · ∆vdc (s) · Idc − η · Cdc · s∆vdc (s) · Vdc = 0

(4.23)

Uitwerken levert de gezochte transferfunctie: ∆vdc (s) Vdc = ∆idc (s) sCdc Vdc − Idc

(4.24)

75

Hoofdstuk 4. Regeling met stroombronmodellering Men gaat vervolgens over naar een per-unit voorstelling. Hiertoe vermenigvuldigt men met Pbb (s) =

ref Vdc · Idc ∆vdc (s) = ref ref ∆idc (s) sCdc Vdc · Vdc − Idc · Vdc

ref Idc ref Vdc

.

(4.25)

Herschikken levert de finale voorstelling. ref Idc

Pbb (s) =

4.3.4

ref ∆vdc (s) Cdc ·Vdc = ∆idc (s) s − CdcIdc ·Vdc

(4.26)

Z-domein voorstelling

Vooraleer de PI-regelaar kan afgesteld worden in het z-domein dient alles nog omgezet te worden naar een z-domein voorstelling. Concreet houdt dit hier in dat het product H b (s) = N OH(s) · Pbb (s)

(4.27)

omgezet dient te worden. Om de notatie niet te overladen worden de constanten b en c ingevoerd. b=

ref Idc ref Cdc · Vdc

c=−

Idc Cdc · Vdc

Aldus bekomt men onderstaande uitdrukking. 1 − exp(−sTbb ) b b H (z) = Z · s s+c

(4.28) (4.29)

(4.30)

In het Laplace-domein stelt exp(−sTbb ) een tijdsvertraging Tbb voor. In het z-domein wordt dit z −1 aangezien de tijdsvertraging Tbb de bemonsteringsperiode is. z−1 1 b b H (z) = ·Z · (4.31) z s s+c Het resterende gedeelte is een standaarduitdrukking. Er geldt namelijk het volgende verband tussen het tijdsdomein, het Laplace-domein en het z-domein: 1 z (1 − exp(−cT )) 1 (1 − exp(−ct)) ←→ ←→ c s(s + c) c(z − 1) (z − exp(−cT ))

(4.32)

Hierin is T = Tbb de bemonsteringsperiode. Met behulp hiervan komt men tot een eenvoudige transferfunctie. b 1 − exp(−cT ) (4.33) H b (z) = · c z − exp(−cT )

76


4.3.5

Afstellen PI-regelaar

Net zoals de spanningsen stroomregelaar wordt de busspanningsregelaar ontworpen met SisoTool in MatLab. De numerieke waarden van de parameters bedragen: ref Vdc = 400 V

Vdc = 400 V

η'1

ref Idc = 10 A

Idc = 10 A

(4.34)

Tbb = 10 ms

Cdc = 2 mF

(4.35)

De gekozen PI-regelaar heeft een fasemarge van 30, 5◦ . De bandbreedte bedraagt 18 Hz. In het z-domein bekomt men onderstaande transferfunctie. GvP I (z) = 0, 77456

z − 0, 857 z−1

(4.36)

Figuur 4.6 geeft het stapantwoord van de regelkring weer. De stap bedraagt 0,025 pu, wat neerkomt op een stap van 10 V. De overschoot bedraagt 59,8 %, terwijl de uitslingertijd Tset,2% 103 ms is. Stapantwoord busspanningsregelaar 0.045 Theoretisch 0.04 0.035

Spanning (pu)

0.03 0.025 0.02 0.015 0.01 0.005 0

0

0.02

0.04

0.06

0.08

0.1 Tijd (s)

0.12

0.14

0.16

0.18

0.2

Figuur 4.6: Stapantwoord busspanningsregelaar

Figuur 4.7 toont de implementatie van de busspanningsregelaar in het simulatiemodel bij de master. Voor de slave is de configuratie identiek.

77


VbusWensM

1 Vdc*

1/Vref

10.011z-6.0166

Iref

IdcM

z-1 VbusM

2 VdcM Figuur 4.7: Implementatie van de busspanningsregelaar in het simulatiemodel (master)

4.4

Resultaten simulatie

De topologie is -op de dc-zijde na- dezelfde als bij de spanningsbronmodellering. De parameters uit hoofdstuk 3 blijven dan ook dezelfde. Het simulatiemodel bevat bij de stroombronmodellering wel nog een bijkomende parameter, namelijk de buscondensator: Cdc = 2 mF De spanningen over de bus- en filtercondensator worden initieel respectievelijk 400 V en V ondersteld.

4.4.1

(4.37) √

2 · 230

Keuze van de voorwaartse component

Aangezien de busspanning niet ideaal op zijn wenswaarde geregeld wordt, zijn er bij de stroombronmodellering twee mogelijkheden voor de voorwaartse component. De eerste optie maakt gebruik van de gemeten waarde van de busspanning. 1 vC δf f = +1 (4.38) 2 vdc Het is ook mogelijk om de (constante) wenswaarde voor de busspanning te gebruiken. 1 vC δf f = +1 2 vdc,w

(4.39)

Men opteert in dit werk voor de eerste optie met de gemeten busspanning. Op die manier behoudt de voorwaartse component zijn fysische interpretatie.

78


4.4.2

Resistieve last

Zoals blijkt uit figuur 4.8 blijft de werking van de spanningsen stroomregeling behouden bij een resistieve last van 23 Ω. De vermogens, weergegeven in figuur 4.9, bedragen in evenwicht: PM,ss = 1133, 0 W PS,ss = 1133, 0 W QM,ss = 0 V Ar QS,ss = 0 V Ar Spanningsregeling master

Spanning (V)


200 0 −200 −400 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Tijd (s)


Stroom (A)

5

0

−5 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Tijd (s)

Detail stroom

Detail spanning 7

Stroom (A)

Spanning (V)

325

320

315

310 0.088

0.089

0.09

Tijd (s)

0.091

0.092

6.9 6.8 6.7 0.088 0.0885 0.089 0.0895 0.09 0.0905 0.091 0.0915

Tijd (s)


Figuur 4.10 geeft het verloop van de busspanning weer. Deze blijkt inderdaad niet exact op zijn wenswaarde van 400 V geregeld te worden. Er is een 50 Hz component aanwezig (bij een 50 Hz spanning is dit een 100 Hz component). De maximale afwijking in steady-state condities bedraagt 5 V, wat zeker aanvaardbaar is.

79

Hoofdstuk 4. Regeling met stroombronmodellering Verdeling actief vermogen 1200 Master Slave

1000

P (W)

800 600 400 200 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)


Q (VAr)

0.5

0

−0.5

−1

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)

Figuur 4.9: Verdeling van het actief en reactief vermogen bij een resistieve last van 23 0hm

Busspanningsregeling master 410 Wenswaarde Resultaat

Spanning (V)

405 400 395 390 385 380

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)

Busspanningsregeling slave 410 Wenswaarde Resultaat

Spanning (V)

405 400 395 390 385 380

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)

Figuur 4.10: Regeling busspanning van master en slave bij een resistieve last van 23 Ohm

80


4.4.3

RL-last

Een RL-last in serie van 23 Ω en 100 mH (Zlast = (23 + j15, 7)Ω of cos φ = 0, 83) levert analoge resultaten voor de spannings-, stroom- en busspanningsregeling, zie figuren 4.11 en 4.12. Figuur 4.13 toont de geslaagde vermogensverdeling tussen beide eenheden. De evenwichtsvermogens bedragen: PM,ss = 775, 5 W PS,ss = 775, 5 W QM,ss = 521, 6 V Ar QS,ss = 521, 6 V Ar Spanningsregeling master

Spanning (V)


200 0 −200 −400 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Tijd (s)


Stroom (A)

4 2 0 −2 −4 −6 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Tijd (s)

Detail spanning

Detail stroom

Stroom (A)

Spanning (V)

325

320

315

310 0.088

5.7 5.65 5.6

0.089

0.09

Tijd (s)

0.091

0.092

5.55 0.092 0.0925 0.093 0.0935 0.094 0.0945 0.095

Tijd (s)


81

Hoofdstuk 4. Regeling met stroombronmodellering Busspanningsregeling master 410 Wenswaarde Resultaat

Spanning (V)

405 400 395 390 385 0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)


Spanning (V)

405 400 395 390 385 0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)

Figuur 4.12: Regeling busspanning van master en slave bij een RL-last van 23 Ohm en 100 mH

Verdeling actief vermogen 1000 Master Slave

P (W)

800 600 400 200 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)


500

Q (VAr)

400 300 200 100 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)


82


4.4.4

Stap in de last

Omdat de last kan variëren beschouwt men een stap in de last. De lastimpedantie Zlast = (23 + j15, 7)Ω (100%) valt op t = 176 ms terug op 50%. Op t = 335 ms herstelt de oorspronkelijke situatie zich. Figuur 4.14 toont de spanningsen stroomregeling, terwijl figuur 4.15 de overgangsverschijnselen meer in detail toont. Ondanks de grote stap en het ongunstige ogenblik zijn ze opnieuw relatief beperkt. Spanningsregeling master 400 Wenswaarde Resultaat

300

Spanning (V)

200 100 0 −100 −200 −300 −400 0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

0.4

0.45

0.5

Tijd (s)


Stroom (A)

10 5 0 −5 −10 −15 0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

0.4

0.45

0.5

Tijd (s)

Figuur 4.14: Spannings- en stroomregeling bij een stap in de last

Uit figuur 4.16 blijkt dat de busspanning afhankelijk is van de last. Bij halvering van de lastimpedantie neemt de 50 Hz component toe. De afwijking rond de wenswaarde neemt dus toe, maar blijft tussen aanvaardbare grenzen.

83

Hoofdstuk 4. Regeling met stroombronmodellering Detail spanning

Detail stroom 6 5.5

200

5

Stroom (A)

Spanning (V)

250

150

4.5

100

4

50

3.5

0 0.173 0.174 0.175 0.176 0.177 0.178 0.179 0.18

3 0.173 0.174 0.175 0.176 0.177 0.178 0.179 0.18

Tijd (s)

Tijd (s)

Detail spanning

Detail stroom

400

12 10

300

Stroom (A)

Spanning (V)

8 200

100

6 4 2

0

0 −100 0.33

0.335

0.34

−2 0.33

Tijd (s)

0.335

0.34

Tijd (s)

Figuur 4.15: Detailbeeld transiënten in spanning en stroom

De vermogens (figuur 4.17) bij 100% lastimpedantie zijn dezelfde als in subparagraaf 4.4.3. Bij halvering van de lastimpedantie stijgen ze tot: PM,ss = 1542, 4 W PS,ss = 1542, 4 W QM,ss = 1022, 0 V Ar QS,ss = 1022, 0 V Ar

84

Hoofdstuk 4. Regeling met stroombronmodellering Busspanningsregeling master 420 Wenswaarde Resultaat

415

Spanning (V)

410 405 400 395 390 385 380

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

0.4

0.45

0.5

Tijd (s)


415

Spanning (V)

410 405 400 395 390 385 380

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

0.4

0.45

0.5

Tijd (s)

Figuur 4.16: Regeling busspanning van master en slave bij een stap in de last


1600 1400

P (W)

1200 1000 800 600 400 200 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

0.4

0.45

0.5

Tijd (s)

Verdeling reactief vermogen Master Slave

1000

Q (VAr)

800 600 400 200 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

0.4

0.45

0.5

Tijd (s)

Figuur 4.17: Verdeling van het actief en reactief vermogen bij een stap in de last

85


4.4.5

Busspanning startend op nul

In voorgaande simulaties werden de spanningen over de bus- en filtercondensator initieel re√ spectievelijk 400 V en 2 · 230 V ondersteld. In figuur 4.18 wordt onderzocht wat de impact op de busspanning is, als men deze initiële spanningen nul stelt. De lastimpedantie is opnieuw Zlast = (23 + j15, 7)Ω. Voor het steady-state gedrag levert dit zoals verwacht geen verschil (onderste figuur). Wel is er een meer uitgesproken overgangsverschijnsel, waarbij de busspanning oploopt tot maximaal 550 V (bovenste figuur). Busspanningsregeling master 600 Wenswaarde Resultaat

Spanning (V)

500 400 300 200 100 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)

Detail busspanning master 410 Wenswaarde Resultaat

Spanning (V)

405

400

395

390 0.1

0.12

0.14

0.16

0.18

0.2

0.22

0.24

0.26

0.28

0.3

Tijd (s)

Figuur 4.18: Verloop busspanning bij startwaarde nul

4.4.6

Conclusie

Uit de bekomen simulatieresultaten blijkt dat de modellering met gelijkstroombronnen geen wezenlijke impact heeft op de master/slave regeling. Een praktische opstelling met gelijkspanningsbronnen levert dan ook representatieve resultaten. Vooraleer deze experimentele resultaten aan bod komen, behandelt hoofdstuk 5 nog een aantal uitbreidingen van het simulatiemodel.

Hoofdstuk 5

Uitbreidingen In hoofdstukken 3 en 4 werden de regelkringen van de master/slave regelstrategie in detail uitgewerkt. De vermogensverdeling werd in simulatie onderzocht voor het geval van een vaste master, één slave met hetzelfde nominaal vermogen en resistieve lijnimpedanties. Dit hoofdstuk behandelt een aantal uitbreidingen op deze basisconfiguratie. De energiebronnen aan de dc-zijde worden gemodelleerd als gelijkstroombronnen. De beschouwde last is een RL serieschakeling van 23 Ω en 100 mH, tenzij anders aangegeven.

5.1

Lagere en inductieve lijnimpedanties

In hoofdstuk 3 en 4 werd Zlijn = 0, 7 Ω gesteld. Dit stemt ongeveer overeen met de waarde voor de lijnimpedantie van laagspanningsnetten gegeven door [28]: Zlijn = (0, 642 + j0, 083) Ω

(5.1)

Ook met deze waarde is aan de vermogensverdeling voldaan. Hieronder worden nog een aantal andere lijnimpedanties onderzocht.

5.1.1

Lagere of afwezige lijnimpedantie

Lagere lijnimpedanties hebben geen destabiliserende invloed op de vermogensverdeling. Figuur 5.1 toont de spanningsregeling en stroomverdeling in het extreme geval van afwezigheid van lijnimpedanties. Dit stemt overeen met een gemeenschappelijke driefasige bus, zoals besproken in paragraaf 2.1. De afwijking in de spanningsregeling is wederom klein, de stroomverdeling perfect. De vermogensverdeling is weergegeven in figuur 5.2. Master en slave leveren exact dezelfde bijdrage: PM,ss = 779, 8 W 86

87

Hoofdstuk 5. Uitbreidingen PS,ss = 779, 8 W QM,ss = 532, 5 V Ar QS,ss = 532, 5 V Ar Spanningsregeling master

Spanning (V)


200 0 −200 −400 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Tijd (s)


Stroom (A)

4 2 0 −2 −4 −6 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Tijd (s)

Detail stroom

Detail spanning 5.8

Stroom (A)

Spanning (V)

325

320

315

5.75 5.7 5.65 5.6

310 0.088

0.089

0.09

Tijd (s)

0.091

0.092

5.55 0.092 0.0925 0.093 0.0935 0.094 0.0945 0.095

Tijd (s)

Figuur 5.1: Spannings- en stroomregeling bij afwezigheid van lijnimpedanties

88

Hoofdstuk 5. Uitbreidingen Verdeling actief vermogen 1000 Master Slave

P (W)

800 600 400 200 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)


500

Q (VAr)

400 300 200 100 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)

Figuur 5.2: Verdeling van het actief en reactief vermogen bij afwezigheid van lijnimpedanties

5.1.2

Inductieve lijnimpedantie

Vervolgens beschouwt men gemengde lijnimpedanties, meerbepaald een serieschakeling van 0,2 Ω en 1,3 mH. De ideale stroomverdeling resulteert opnieuw in identieke vermogens (figuur 5.3): PM,ss = 775, 4 W PS,ss = 775, 4 W QM,ss = 530, 6 V Ar QS,ss = 530, 6 V Ar

89

Hoofdstuk 5. Uitbreidingen Verdeling actief vermogen 1000 Master Slave

P (W)

800 600 400 200 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)


500

Q (VAr)

400 300 200 100 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)

Figuur 5.3: Verdeling van het actief en reactief vermogen bij een deels inductieve lijnimpedantie

Ook zuiver inductieve lijnimpedanties resulteren in een geslaagde vermogensverdeling.

5.2

Meerdere slaves

De beperking tot één slave doet niets af aan de algemeenheid. Om dit te illustreren voert men een simulatie uit met één master en twee identieke slaves. In eerste instantie test men voor de zekerheid beide slaves apart. Elk om beurt nemen ze de rol van slave op zich zoals besproken in hoofdstuk 4. De vermogensverdeling blijkt in beide gevallen -logischerwijs- perfect. Vervolgens schakelt men de drie eenheden in parallel. Figuur 5.4 toont de bekomen vermogensverdeling. Er is geen onderscheid merkbaar tussen de drie curves. Daarom laat men een 1 kHz Nulde-Orde Houder los op de vermogens van de twee slaves, zie figuur 5.5. Ten gevolge van dynamische effecten is er een miniem verschil tussen de vermogens, maar dit is verwaarloosbaar.

90

Hoofdstuk 5. Uitbreidingen Verdeling actief vermogen 600 Master Slave 1 Slave 2

500

P (W)

400 300 200 100 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)

Verdeling reactief vermogen 400 Master Slave 1 Slave 2

350

Q (VAr)

300 250 200 150 100 50 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)

Figuur 5.4: Verdeling van het actief en reactief vermogen bij aanwezigheid van 2 slaves

Verdeling actief vermogen 519 Master Slave 1 Slave 2

P (W)

518.5

518

517.5

517 0.1214

0.1216

0.1218

0.122

0.1222

0.1224

0.1226

0.1228

Tijd (s)

Verdeling reactief vermogen 351 Master Slave 1 Slave 2

Q (VAr)

350.5

350

349.5 0.1214

0.1216

0.1218

0.122

0.1222

0.1224

0.1226

0.1228

Tijd (s)

Figuur 5.5: Detailbeeld van de vermogensverdeling bij aanwezigheid van 2 slaves

91

Hoofdstuk 5. Uitbreidingen

5.3

Verschillende eenheden

De ontworpen master/slave regeling laat op zeer eenvoudige wijze toe om DG eenheden met verschillend nominaal vermogen te combineren. De regelaars zijn immers ontworpen in perunit. Door het instellen van aangepaste stroomreferentiewaarden kan men de juiste verhouding tussen beide eenheden instellen, zie figuur 5.6. In het geval van twee identieke eenheden zoals in hoofdstuk 3 en 4 geldt iref,S = iref,M . Indien het nominaal vermogen van de slave twee keer zo klein is kiest men iref,M = 2 · iref,S . Figuur 5.7 toont de spanningsen stroomregeling in het geval dat iref,M = 10 A en iref,S = 5 A. *

i L,M

*

i L,S

1

iref,M

stroom regelaar

1

δS

iref,S

Figuur 5.6: Stroomregeling slave in het geval van verschillende eenheden

Spanningsregeling master 400 Wenswaarde Resultaat

300

Spanning (V)

200 100 0 −100 −200 −300 −400 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Tijd (s)


Stroom (A)

5

0

−5

−10 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Tijd (s)

Figuur 5.7: Spannings- en stroomregeling bij twee verschillende eenheden (slave kleiner)

92


Figuur 5.8 toont aan dat de master inderdaad ongeveer dubbel zoveel vermogen levert dan de slave. De vermogens in evenwichtstoestand bedragen: PM,ss = 1031, 5 W PS,ss = 511, 2 W QM,ss = 677, 0 V Ar QS,ss = 359, 1 V Ar Verdeling actief vermogen 1200 Master Slave

1000

P (W)

800 600 400 200 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)


700

Q (VAr)

600 500 400 300 200 100 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)

Figuur 5.8: Vermogensverdeling bij twee verschillende eenheden (slave kleiner)

Het is principieel ook mogelijk dat de slave de eenheid is met het grootste vermogen. Indien men iref,M = 10 A en iref,S = 20 A stelt, bekomt men de resultaten weergegeven in figuur 5.9. In dit geval levert de slave zoals gewenst ongeveer dubbel zo veel vermogen als de master, zoals weergegeven in figuur 5.10. PM,ss = 517, 7 W PS,ss = 1046, 1 W QM,ss = 363, 9 V Ar QS,ss = 686, 4 V Ar

93

Hoofdstuk 5. Uitbreidingen Spanningsregeling master 400 Wenswaarde Resultaat

300

Spanning (V)

200 100 0 −100 −200 −300 −400 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Tijd (s)


Stroom (A)

5

0

−5

−10 0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

Tijd (s)

Figuur 5.9: Spannings- en stroomregeling bij twee verschillende eenheden (slave groter)


1000

P (W)

800 600 400 200 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)


700

Q (VAr)

600 500 400 300 200 100 0

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

Tijd (s)

Figuur 5.10: Vermogensverdeling bij twee verschillende eenheden (slave groter)

94


5.4

Roterend masterschap

Bij het roterend masterschap nemen de verschillende eenheden elk om beurt de rol van master op zich. Zelfs bij een vaste master is het nodig dat, bij een defect van deze master, een andere DG eenheid klaar staat om diens rol over te nemen. Door ook bij normale werking de masterfunctie te roteren onder de actieve DG eenheden worden alle regelkringen actief gebruikt. Hierdoor kan me ze beter monitoren, wat de veiligheid ten goede komt. In de implementatie met doorgegeven wenswaarde heeft het roterend masterschap geen invloed op de spanningsen stroomgolven. Ook de vermogens blijven hetzelfde. Het is in dit kader echter interessant om even terug te grijpen naar de meer klassieke master/slave implementatie met doorgegeven meting: i∗L,S = iL,M . In eerste instantie denkt men bij een roterend masterschap aan periodes Trot die voldoende groter zijn dan de schakelfrequentie, pakweg 50 ms of meer. Figuur 5.11 toont de vermogensverdeling bij een periode van 50 ms. In hoofdstuk 3 bleek dat de slave de neiging heeft meer vermogen te leveren, ten gevolge van een lichte overshoot in de stroom. Bij het roterend masterschap heeft dit tot gevolg dat beide eenheden om beurt iets meer leveren dan de andere. Het verschil bedraagt nog steeds 7 W of 0,9 %. Verdeling actief vermogen 780 Master Slave

779 778

P (W)

777 776 775 774 773 772 771 0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

0.4

0.45

0.5

0.55

0.6

Tijd (s)


525

Q (VAr)

524 523 522 521 520 519 518 0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

0.4

0.45

0.5

0.55

0.6

Tijd (s)

Figuur 5.11: Detailbeeld van de vermogensverdeling bij T = 50 ms

Indien men de periode laat dalen komt men in de buurt van 0,5 ms tot golfvormen die niet meer

95


mooi sinuso¨ıdaal zijn, zie figuur 5.12. Bij de spanning stelt de zwarte, volle curve opnieuw de wenswaarde vC,w voor, terwijl de rode gestreepte curve vC,M is. Bij de stroom staan beide voor respectievelijk iL,M en iL,S . Detail spanning

Detail stroom

326 5.75

322

Stroom (A)

Spanning (V)

324

320 318 316 314

5.7 5.65 5.6

312 310 0.088

0.089

0.09

0.091

5.55 0.092 0.0925 0.093 0.0935 0.094 0.0945 0.095

0.092

Tijd (s)

Tijd (s)

Detail spanning

Detail stroom

−310

−5

−312

−5.1 −5.2

−316

Stroom (A)

Spanning (V)

−314

−318 −320 −322

−5.3 −5.4 −5.5

−324 −5.6

−326 −328 0.108

0.109

0.11

Tijd (s)

0.111

0.112

−5.7 0.111

0.112

0.113

0.114

0.115

0.116

Tijd (s)

Figuur 5.12: Detailbeeld van spanning en stroom bij T = 0,5 ms

Een interessant fenomeen doet zich echter voor als men voor de periode 0,1 ms neemt. De rol van master wordt met andere woorden per schakelperiode doorgeschoven naar een volgende eenheid. Figuur 5.13 toont aan dat het probleem met de golfvormen niet meer aanwezig is. De spanningsregeling van de master is wel iets minder goed dan in het geval zonder roterend masterschap. De stroomregeling is dan weer beter. Globaal is het resultaat alvast positief. Dat blijkt duidelijk uit de vermogensverdeling, weergegeven in figuur 5.14. Het verschil tussen beide eenheden bedraagt maximaal nog slechts 1 W (0,1 %) en 0,4 VAr (0,08 %), een sterke reductie ten opzichte van de situatie zonder roterend masterschap. Indien men dus wenst te werken met een doorgegeven meting in plaats van een doorgegeven wenswaarde, kan men op deze manier komen tot betere vermogensverdeling.

96

Hoofdstuk 5. Uitbreidingen Detail spanning

Detail stroom

326 5.7

322

Stroom (A)

Spanning (V)

324

320 318 316

5.65

5.6

314 312 310 0.088

0.089

0.09

0.091

5.55 0.092 0.0925 0.093 0.0935 0.094 0.0945 0.095

0.092

Tijd (s)

Tijd (s)

Detail spanning

Detail stroom

−310

−5

−312

−5.1

Stroom (A)

−316 −318 −320 −322 −324

−5.2 −5.3 −5.4 −5.5

−326 −328 0.108

0.109

0.11

0.111

0.112

0.111

0.112

Tijd (s)

0.113

0.114

0.115

0.116

Tijd (s)

Figuur 5.13: Detailbeeld van spanning en stroom bij T = 0,1 ms

Verdeling actief vermogen 776.5

Master Slave

P (W)

776

775.5

775

774.5 0.1

0.12

0.14

0.16

0.18

0.2

0.22

0.24

0.26

0.28

0.3

Tijd (s)

Verdeling reactief vermogen 522.2 Master Slave

522

Q (VAr)

Spanning (V)

−314

521.8 521.6 521.4 521.2 0.1

0.12

0.14

0.16

0.18

0.2

0.22

0.24

0.26

0.28

Tijd (s)

Figuur 5.14: Detailbeeld van de vermogensverdeling bij T = 0,1 ms

0.3


5.5

97

Aanwezigheid niet-controleerbare bron

In de master/slave regeling met stroombronmodellering wordt de busspanning vdc naar zijn wenswaarde geregeld door in te spelen op de gelijkstroom idc , zie hoofdstuk 4. Indien er zich in het microgrid echter DG eenheden bevinden die steunen op hernieuwbare energieopwekking, is dit geen optimale situatie. Men wenst de hernieuwbare energie immers steeds maximaal te benutten. Zoals reeds aangehaald in hoofdstuk 1 modelleert men een zonnepaneel in zijn werkingsgebied als een gelijkstroombron. Om deze optimaal te laten renderen is dus een alternatieve regeling van de busspanning nodig. De master en de slave, wiens regelkringen onveranderd blijven, worden hier dus aangevuld met een derde eenheid waarvan de energiebron niet-controleerbaar (index ’N’) is. Om de vermogensbalans tussen dc- en ac-zijde te behouden speelt men bij deze eenheid in op het ac-vermogen, meerbepaald op de uitgangsstroom iL,N (de netspanning wordt immers opgelegd door de master). Figuur 5.15 toont het regelprincipe. Om de wenswaarde van de uitgangsstroom i∗L,N te bepalen is naast de gewenste amplitude ook de fasehoek vereist. Indien men de hernieuwbare eenheid wenst te regelen zonder communicatie is er nood aan een fasevolger (Eng.: ’phase locked loop’ of PLL) voor het bepalen van deze fasehoek [29, 30]. Dit werk verkent echter een mogelijkheid met behulp van communicatie. De hernieuwbare eenheid ontvangt hierbij net zoals de slave(s) het signaal i∗L,M van de master. Dit signaal draagt immers de gewenste fasehoek in zich mee. De aanwezigheid van een niet-controleerbare bron vereist dus geen extra communicatiesignaal. De referentiestroom i∗L,M dient enkel nog versterkt of verzwakt te worden naargelang de waarde van idc,N , met andere woorden naargelang de beschikbaarheid van de hernieuwbare energie. i∗L,N = G · i∗L,M (5.2) De gepaste versterking G volgt uit de vermogensbalans over de buscondensator en vormt derhalve de uitgang van de busspanningsregelaar P I − Vdc . Een stijgende busspanning vdc,N wijst op een te groot dc-vermogen in vergelijking met het afgenomen ac-vermogen. De busspanningsregelaar reageert hierop door G te laten toenemen. Aangezien iL,N toeneemt bij gelijk blijvende netspanning (opgelegd door de master) neemt het ac-vermogen toe. Deze reactie herstelt dus het evenwicht tussen beide vermogens. Een dalende busspanning wijst op een tekort aan dcvermogen. Op analoge wijze herstelt de busspanningsregelaar de vermogensbalans door G te laten afnemen. Het aangepaste regelschema resulteert uiteraard een andere busspanningsregelaar dan in hoofdstuk 4: z − 0, 75 (5.3) GvP I (z) = 5, 04 z−1 De frequentie van de regelaar blijft wel onveranderd, namelijk 100 Hz.

98

Hoofdstuk 5. Uitbreidingen * vdc,N

G

PI-Vdc

vdc,N

berekening wenswaarde stroom

* iL,M

* iL,N

PI-I

iL,N

δPI

Figuur 5.15: Regeling voor de eenheid met niet-controleerbare energiebron

In de simulatie is de last een RL serieschakeling, samengesteld uit een 11, 5 Ω weerstand en een 50 mH inductantie. De beschikbare gelijkstroom idc,N van de hernieuwbare eenheid verdubbelt op t = 0,8 s van 1 A naar 2 A. Figuur 5.16 geeft de vermogens van de drie eenheden weer. De curves van master en slave vallen wederom samen. Op t=0,5 s stelt zich de eerste evenwichtssituatie in. Op t = 0,8 s verdubbelt het potentieel van eenheid N. Het uitgangsvermogen van deze hernieuwbare eenheid neemt dan ook toe. De master en de slave reageren hierop door hun bijdrage in het totale vereiste vermogen te laten afnemen. Verdeling actief vermogen 1600 Master Slave Eenheid N

1400 1200

P (W)

1000 800 600 400 200 0

0

0.5

1

1.5

2

2.5

Tijd (s)

Verdeling reactief vermogen 1000 Master Slave Eenheid N

Q (VAr)

800 600 400 200 0

0

0.5

1

1.5

2

2.5

Tijd (s)

Figuur 5.16: Verdeling van het actief en reactief vermogen bij een RL last van 11,5 Ohm en 50 mH

Indien men naast hernieuwbare ook over regelbare DG eenheden beschikt, kan men op deze manier de hernieuwbare energie optimaal benutten. Als de zon sterk schijnt of het hard waait dan leveren de bijhorende eenheden een grote bijdrage in het gevraagde vermogen. Bij een lagere


99

hernieuwbare productie kunnen de regelbare DG eenheden deze minderopbrengst opvangen. De voorgestelde regelwijze maakt geen gebruik van opslagfaciliteiten. Als het gezamenlijke (piek)vermogen van de hernieuwbare bronnen echter boven de vraag van de last kan uitstijgen, dan overweegt men best opslagmogelijkheden. De overschot aan energie bij piekproductie wordt dan opgevangen en bij lagere hernieuwbare productie beschikbaar gesteld voor het voeden van de last.

Hoofdstuk 6

Experimentele opstelling In hoofdstuk 3 werden de master/slave regelkringen in detail uitgewerkt. Aan de hand van simulaties werd de vermogensverdeling getest. Om de vermogensverdeling experimenteel na te gaan werd in het labo EELAB een praktische opstelling gebouwd. Hierin werd naast de master/slave regeling ook een basis droopregeling ge¨ımplementeerd. Dit hoofdstuk beschrijft de werking van de praktische opstelling en de bekomen resultaten.

6.1

Experimentele opstelling

De praktische opstelling maakt gebruik van de spanningsbronmodellering. Gebruik van stroombronnen aan de dc-zijde heeft immers geen invloed op het master/slave principe zelf. De topologie, weergegeven in figuur 3.1, bestaat uit twee spanningsbronnen, die via een eenfasige invertor gekoppeld zijn aan het microgrid. Aan de ac-zijde bevindt zich een LC-filter. De last is verbonden met de twee eenheden via twee lijnimpedanties. Hieronder worden de verschillende componenten meer in detail besproken. Bronnen De bronnen hebben twee werkingsmodes. Ze kunnen naast een gewenste gelijkspanning ook een ingestelde gelijkstroom leveren. In dit werk doen de bronnen dienst als spanningsbron. De mogelijkheid tot gelijkstroombrongedrag wordt gebruikt om een overstroombeveiliging in te stellen. Vooral bij het afstellen van de regelaars is dit nuttig. Invertoren De gelijkspanning wordt met behulp van een convertor omgezet in de gepaste sinuso¨ıdale golfvorm. De convertor PCB (Eng.: ’Printed Circuit Board’), uitvoerig besproken in bijlage A, bevat een driefasige invertor. Er is een module aanwezig die drie benen van elk twee IGBT’s (Eng.: ’Insulated Gate Bipolar Transistor’) bevat. Aangezien dit werk handelt over eenfasige microgrids gebruikt men slechts twee van de drie benen. Op die manier bekomt men een eenfasige invertor.

100

Hoofdstuk 6. Experimentele opstelling

101

Buscondensatoren Hoewel er bij het gebruik van een spanningsbron in principe geen extra buscondensatoren nodig zijn, is er bij beide eenheden toch één voorzien (twee condensatoren van 1 mF in serie). Deze condensatoren zijn bevestigd op de dc-bus PCB, die besproken wordt in bijlage B. Deze printplaat bevat naast de aansluitingen voor de dc-zijde tevens de aansluitingen voor de ac-zijde. LC-filter en impedanties Aan de uitgang van de invertor bevindt zich een LC-filter die de hoogfrequente schakelruis uit de stroom filtert. Men gebruikt de in het labo reeds aanwezige 2,1 mH spoelen, 5 µF condensatoren en schuifweerstanden. De schuifweerstanden hebben naast een resistieve ook een licht inductieve component. Er is tevens beschikking over een aantal inductieve lasten. Meetcircuits Er zijn twee circuits voorzien voor spanningsmeting en twee voor stroommeting. De signalen van de meetcircuits zijn afkomstig van de dc-bus PCB. De circuits zelf bevinden zich evenwel op de convertor PCB. Hiermee meet men de busspanning vdc , de condensatorspanning vC , de stroom iL door de smoorspoel en de laststroom ig . De meetmodules zetten de meetsignalen om naar een signaal tussen 0 en 3,3 V, het ingangsbereik van de ADC. Meer info omtrent de meetcircuits is terug te vinden in bijlages A en C. Beveiligingscircuits Het aanwezige veiligheidscircuit zorgt voor een dubbele beveiliging. Een eerste controle gebeurt op de schakelsignalen zelf. Men gaat na of er geen gevaar is voor een kortgesloten invertorbeen. Daarnaast wordt ook het intern alarmsignaal van de IGBT-module in de beveiliging betrokken. In de slave eenheid is wegens een defect enkel deze laatste veiligheid in werking. Door een gepaste instelling in de PWM-bean (zie verder) in de DSP is er in principe echter geen gevaar voor een kortgesloten been. De twee schakelaars worden immers ’complementair’ ingesteld met een bepaalde dode tijd tussen het schakelen, waardoor ze zich nooit simultaan in gesloten toestand bevinden. Digitale signaalprocessor De master/slave regeling wordt geprogrammeerd in een digitale signaalprocessor van het merk Motorola. De DSP is van het type 56F8367 en wordt geprogrammeerd in C. Hij bevindt zich op een PCB van Freescale (MC56F8367EVME). Deze PCB bevat naast de signaalprocessor tevens aansluitings- en communicatiemogelijkheden, alsook een aantal ADC modules. Op deze ADC modules komen de meetsignalen toe, afkomstig van de meetcircuits. Aan de hand van deze meetsignalen genereert de geprogrammeerde regeling de gewenste schakelsignalen. Deze worden doorgestuurd naar de IGBT-schakelaars op de convertor PCB. Het programmeren gebeurt met behulp van CodeWarrior van Freescale, een software die de code compileert. In de debug-mode kan men eenvoudig spelen met parameters. Dit is bijvoorbeeld handig bij het afstellen van de regelaars. Het is mogelijk om het geheugen van de DSP uit te lezen naar de computer. Op die

102


manier kan men figuren van metingen maken. Een voordeel van CodeWarrior is dat een aantal zaken niet expliciet geprogrammeerd hoeven te worden. Met behulp van standaard aanwezige menu’s, de zogenaamde ’beans’, kan men eenvoudig paramaters zoals de schakelfrequentie van de PWM instellen. De code van de DSP is terug te vinden in bijlage D. Figuur 6.1 toont een foto van de experimentele opstelling. De belangrijkste onderdelen zijn aangeduid. De aansluiting van de weerstanden, spoelen, condensatoren en bronnen wordt besproken in bijlage B. Merk op dat er een ferrietkern aanwezig is rond één van de signaaldraden. Een ferrietkern heeft een hoge impedantie voor hoogfrequente signalen. Op die manier wordt de hoogfrequente ruis voor een deel weggefilterd uit het signaal. Wegens de beperkte voorraad in het labo is er slechts één ferrietkern toegevoegd.

bron

metingen

buscondensatoren

slave

scope

smoorspoel

DSP

master

Figuur 6.1: Experimentele opstelling

computer

voeding 5V

103


De topologie van de opstelling is weergegeven in figuur 3.1 van hoofdstuk 3. Daar waar de simulaties uitgingen van de realistische spanningswaarden (Vg,rms = 230 V ), gebruikt de opstelling een verlaagde spanning. Een opstelling met twee convertoren in parallel is immers delicater dan de regeling van één enkele convertor. Enige omzichtigheid was dus geboden. Men kiest daarom voor een busspanning van 100 V en een referentiespanning van 140 V. De referentiestroom bedraagt 10 A. Vdc,M = Vdc,S = 100 V

V ref = 140 V

I ref = 10 A

(6.1)

De wenswaarde voor de spanningsregeling is een 25 Hz sinus met een amplitude van 80 V. kvC,w k = 80 V

f = 25 Hz

(6.2)

Tot slot worden nog de numerieke waarden van de passieve componenten meegegeven. De lijnen lastimpedanties verschillen van proef tot proef. Cdc,M = Cdc,S = 0, 5 mF

Lf,M = Lf,S = 2, 1 mH

Cf,M = Cf,S = 5 µF

(6.3)

De metingen gebeuren aan 5 kHz.

6.2

Master/slave met doorgegeven meting

Een eerste reeks proeven maakt gebruik van een master/slave regeling met doorgegeven meting: i∗L,S = iL,M . Ten gevolge van de verlaagde werkingsspanning zijn de regelaars niet identiek aan deze uit hoofdstuk 3. Zoals blijkt uit de afleidingen van hoofdstuk 3, heeft de busspanning immers een invloed op het gedrag van de PI-regelaars. De regelaars worden in eerste instantie wel opgesteld met met dezelfde fasemarge en bandbreedte. Daarna volgt nog een bijsturing via ’trial and error’. De minieme bijdrage i∗C bij de spanningsregeling van de master wordt verwaarloosd.

6.2.1

Afstellen stroom- en spanningsregeling

In eerste instantie worden de regelaars geoptimaliseerd voor master en slave afzonderlijk, met andere woorden zonder paralleloperatie. Om de stroomregelaar af te stellen, laat men de convertor een sinuso¨ıdale referentiestroom volgen, zie figuur 6.2(a). Hoewel de resulterende stroomregelaar bij afzonderlijke werking van één convertor naar behoren werkt, is dit niet langer het geval wanneer de twee convertoren aan elkaar gekoppeld worden. Men corrigeert de regelaar dan ook nog tijdens de paralleloperatie zelf. Bij een afgezonderde convertor volgt de finale regelaar de sinuso¨ıdale referentie iets minder goed dan de oorspronkelijke keuze (zie figuur 6.2). Rond de minima is er een klein faseverschil waarneembaar. In tegenstelling tot de oorspronkelijke regelaar is de finale echter wél stabiel in de master/slave configuratie.

104


Het gebruik van een dubbele PI-regellus, beschreven in hoofdstuk 3, laat goede spanningsregeling toe. Dit blijkt duidelijk uit figuur 6.3. Waar er bij de stroomregeling duidelijke afwijkingen zijn ten opzichte van de referentiegolf (figuur 6.2), is dit bij de spanningsregeling niet het geval. Stromen: wenswaarden en gemeten waarden 4 Master Slave 3

2

Stroom [A]

1

0

−1

−2

−3

−4 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]

(a) Oorspronkelijke stroomregelaar (niet stabiel in paralleloperatie) Stromen: wenswaarden en gemeten waarden 4 Master Slave 3

2

Stroom [A]

1

0

−1

−2

−3

−4 0

20

40

60

80

100

Tijd [ms]

(b) Uiteindelijke stroomregelaar (wel stabiel in paralleloperatie

Figuur 6.2: Afstellen van de PI-stroomregelaar

120

105

Hoofdstuk 6. Experimentele opstelling Spanning: wenswaarde en meting Wenswaarde Meting

80

60

40

Spanning [V]

20

0

−20

−40

−60

−80 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]

Figuur 6.3: Afstellen van de spanningsregeling

6.2.2

Resistieve last

Omwille van veiligheidsoverwegingen kiest men in eerste instantie grote lijnweerstanden. Vervolgens laat men de lijnimpedanties zakken tot 3 Ω. De eerste R-last bedraagt 10 Ω: Zlast = 10Ω. Figuur 6.4(a) toont aan dat de spanningsregeling van de master geen negatieve invloed ondervindt van de paralleloperatie. De afwijking tussen de meting vC,M en de wenswaarde vC,w is miniem. De stroomvormen iL,M en iL,S bevatten ietwat meer rimpel, zoals blijkt uit figuur 6.4(b). Dit is te wijten aan een aantal factoren: Niet-idealiteiten in de meetcircuits Stoorsignalen en elektromagnetische compatibiliteit (Eng.: ’Electromagnetic compatibility’ of EMC) Onzuiverheden t.g.v. de gebruikte ADC (betere verkrijgbaar op de markt) Slave krijgt reeds een niet-ideale 25 Hz stroom van de master binnen als ingang

De afwijking tussen iL,S en iL,M is echter klein. Naast de rimpel is een klein faseverschil rond de minima aanwezig, afkomstig van de niet-ideale stroomregelaar. Hogere lastimpedanties resulteren in lagere stromen, waardoor de onzuiverheden sterker doorwegen. Dit heeft een negatieve impact op de stroomvormen. Het ogenblikkelijk vermogen p(t) is weergegeven in figuur 6.4(c). Het is duidelijk dat het vermogen van de slave dat van de master volgt. Het ogenblikkelijk vermogen p(t) wordt gedefinieerd als: p(t) = v(t) · i(t) (6.4)

106

Hoofdstuk 6. Experimentele opstelling Hierin is v(t) de netspanning en i(t) de lijnstroom. Voor de master en slave geldt dus: pM (t) = vC,M (t) · iL,M (t)

(6.5)

pS (t) = vC,S (t) · iL,S (t)

(6.6)

In principe ligt een keuze voor ig,M en ig,S meer voor de hand, maar door de synchronisatie van ADC en PWM (zie subparagraaf 3.2.2) komt dit op hetzelfde neer. Het gemiddelde van deze p(t) golf vormt het gemiddeld of actief vermogen P. Het wordt ook genoteerd als: P = Vrms · Irms · cos φ

(6.7)

De factor cos φ noemt men de arbeidsfactor. In het geval van een zuiver resistieve last is deze factor één. Merk op dat men voor de spanning en de stroom de rms-waarde dient te gebruiken. Het reactief vermogen of blindvermogen wordt bepaald als: Q = Vrms · Irms · sin φ Het schijnbaar vermogen S wordt gedefineerd als: p S = P 2 + Q2

(6.8)

(6.9)

Met behulp van pM (t) en pS (t) berekent men dus eenvoudig de actieve vermogens van master en slave. In de evenwichtssituatie bedragen deze (’ss’ staat voor het Engelse ’steady-state’): PM,ss = 176 W PS,ss = 190 W De fout op de actieve vermogensverdeling bedraagt zeven procent. Wat meteen opvalt, is dat net als in de simulaties de slave iets meer vermogen levert. De lastweerstand bezit door zijn gewikkelde bouw een kleine inductieve component. Zoals reeds bleek in de simulaties zorgen de niet-ideale regelingen ook voor een minieme uitwisseling aan reactief vermogen tussen beide eenheden. Beide bronnen van blindvermogen zijn echter verwaarloosbaar: cos φ ' 1. Wegens het beperkte DSP-geheugen is de meting beperkt tot vier netperioden (waarvan drie weergegeven in de figuur). De nauwkeurigheid van de actieve vermogensbepaling kan dus nog beter. Vervolgens beperkt men de lastimpedantie tot 6,5 Ω, terwijl de lijnimpedantie nog steeds 3 Ω bedraagt. Figuur 6.5 geeft de resultaten weer. De spanningsregeling is goed. De amplitude van de stroom is iets groter, wat resulteert in een mooiere stroomvorm. De onzuiverheden wegen immers minder door. De fout op de vermogensverdeling bedraagt vijf procent, resulterend uit: PM,ss = 224 W PS,ss = 237 W

107


80

60

40

Spanning [V]

20

0

−20

−40

−60

−80 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]

(a) Spanningsregeling master Stroom Master Slave

5

4

3

2

Stroom [A]

1

0

−1

−2

−3

−4

−5 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]

(b) Stroom door smoorspoel Ogenblikkelijk vermogen 450 Master Slave 400

350

Vermogen [W]

300

250

200

150

100

50

0 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]

(c) Ogenblikkelijk vermogen

Figuur 6.4: Metingen bij 3 Ω lijnweerstand en een 10 Ω last met doorgegeven meting

108


80

60

40

Spanning [V]

20

0

−20

−40

−60

−80 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]


6

4

Stroom [A]

2

0

−2

−4

−6

0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]

(b) Stroom door smoorspoel Ogenblikkelijk vermogen 550 Master Slave

500

450

400

Vermogen [W]

350

300

250

200

150

100

50

0 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]


Figuur 6.5: Metingen bij 3 Ω lijnweerstand en een 6,5 Ω last met doorgegeven meting

109


6.2.3

RL-last

Het doel van de thesis is om naast het actief ook het reactief vermogen te regelen. Hiertoe beschouwt men een last van 8,8 Ω in serie met 28,6 mH: Zlast = (8, 8 + j4, 5) Ω of cos φ = 0, 891. De spanningsregeling van de master werkt in dit geval iets minder goed, zoals blijkt uit figuur 6.6. Ook de stroomvormen bevatten meer rimpel. Dit belet niet dat het vermogen mooi verdeeld wordt tussen de twee eenheden: PM,ss = 148 W PS,ss = 151 W QM,ss = 75 V Ar QS,ss = 77 V Ar Een tweede RL-last heeft een lagere arbeidsfactor: Zlast = (6, 2 + j4, 5)Ω of cos φ=0,809. Figuur 6.7 toont de opgemeten waarden. De resultaten zijn analoog. De lagere lastimpedantie heeft grotere stromen en vermogens tot gevolg. Het aandeel van het reactief vermogen Q in het schijnbaar vermogen S is groter ten gevolge van het meer inductieve karakter van de last: PM,ss = 188 W PS,ss = 187 W QM,ss = 136 V Ar QS,ss = 136 V Ar

6.2.4

Verlaagde lijnimpedantie

In de praktijk zijn lijnimpedanties vaak lager dan 3 Ω. Het is echter niet eenvoudig om deze in de praktische opstelling laag te kiezen, dit ten gevolge van de verschillende storingen (zie subparagraaf 6.2.2). Om de lijnimpedantie te laten zakken tot 0,7 Ω, verhoogt men de lastimpedantie tot 15 Ω en dit om de stabiliteit te blijven verzekeren. De resultaten zijn weergegeven in figuur 6.8. De master/slave regeling blijft functioneren, maar de golfvormen bevatten meer rimpel. De fout in de vermogensverdeling bedraagt acht procent, resulterend uit: PM,ss = 116 W PS,ss = 126 W Het is overigens ook niet zo dat de regeling werkt bij alle mogelijke lasten. Voor te lage en deels inductieve lastimpedanties resulteert de verlaagde lijnimpedantie in een onstabiele situatie.

110


80

60

40

Spanning [V]

20

0

−20

−40

−60

−80 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]

(a) Spanningsregeling master Stroom 6 Master Slave

4

Stroom [A]

2

0

−2

−4

−6 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]


350

Vermogen [W]

300

250

200

150

100

50

0

−50 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]


Figuur 6.6: Metingen bij 3 Ω lijnweerstand en last met cos φ=0,891 (doorgegeven meting)

111


80

60

40

Spanning [V]

20

0

−20

−40

−60

−80 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]

(a) Spanningsregeling master Stroom 8 Master Slave 6

4

Stroom [A]

2

0

−2

−4

−6

−8

0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]

(b) Stroom door smoorspoel Ogenblikkelijk vermogen Master Slave

600

500

Vermogen [W]

400

300

200

100

0

−100 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]


Figuur 6.7: Metingen bij 3 Ω lijnweerstand en last met cos φ=0,809 (doorgegeven meting)

112


80

60

40

Spanning [V]

20

0

−20

−40

−60

−80 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]


2

Stroom [A]

1

0

−1

−2

−3

−4

0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]


Vermogen [W]

250

200

150

100

50

0 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]


Figuur 6.8: Metingen bij 0,7 Ω lijnweerstand en een 15 Ω last met doorgegeven meting

113


6.3

Master/slave met doorgegeven wenswaarde

Een tweede reeks proeven maakt gebruik van een master/slave regeling met doorgegeven wenswaarde: i∗L,S = i∗L,M .

6.3.1

Resistieve last

Figuur 6.9 toont de metingen bij een resistieve last van 6,5 Ω: Zlast = 6, 5Ω. De spanningsregeling van de master werkt zeer goed. Bij de stromen treedt er nu geen verschuiving meer op aan de minima, maar wel aan de maxima. Dit reflecteert zich ook in de figuur met de ogenblikkelijke vermogens. De evenwichtswaarden van de vermogens bedragen: PM,ss = 240 W PS,ss = 255 W Het verschil bedraagt zes procent. Opnieuw levert de slave iets meer vermogen. Beide vermogens liggen iets hoger dan bij de master/slave met doorgegeven meting. Dit is grotendeels te wijten aan het feit dat de aanwezige schuifweerstanden in het labo moeilijk nauwkeurig in te stellen zijn. De metingen vonden op een verschillend ogenblik plaats en tussen beide metingen werden de lijnen lastweerstanden een aantal keer aangepast. Er kan dus een licht verschil zitten op de uiteindelijke configuratie van beide metingen. Het is evenwel duidelijk dat men ook via deze implementatie de gewenste vermogensverdeling bekomt.

6.3.2

RL-last

Om ook het reactief vermogen te regelen wordt een serieschakeling van 8,8 Ω in serie met 28,6 mH als last ingevoerd: Zlast = (8, 8 + j4, 5) Ω of cos φ = 0, 891. Uit figuur 6.10 blijkt dat de golfvormen voor spanning en stroom mooier zijn dan bij de doorgegeven meting. Ten gevolge van de verschuiving aan de maxima is er echter een groter verschil tussen de geleverde vermogens van beide eenheden: PM,ss = 150 W PS,ss = 164 W QM,ss = 76 V Ar QS,ss = 83 V Ar

Voor een lastimpedantie met lagere arbeidsfactor (Zlast = (6, 2 + j4, 5) Ω of cos φ=0,809) zijn de resultaten analoog (figuur 6.11). De lagere cos φ zorgt ook hier voor een iets grotere rimpel op de netspanning vC,M . De vermogens van beide eenheden bedragen: PM,ss = 188 W

114


80

60

40

Spanning [V]

20

0

−20

−40

−60

−80 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]


6

4

Stroom [A]

2

0

−2

−4

−6

0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]

(b) Stroom door smoorspoel Ogenblikkelijk vermogen 550 Master Slave

500

450

400

Vermogen [W]

350

300

250

200

150

100

50

0 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]


Figuur 6.9: Metingen bij 3 Ω lijnweerstand en een 6,5 Ω last met doorgegeven wenswaarde

115


80

60

40

Spanning [V]

20

0

−20

−40

−60

−80 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]

(a) Spanningsregeling master Stroom 6 Master Slave

4

Stroom [A]

2

0

−2

−4

−6 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]


350

Vermogen [W]

300

250

200

150

100

50

0

−50

0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]


Figuur 6.10: Metingen bij 3 Ω lijnweerstand en last met cos φ=0,891 (doorgegeven wenswaarde)

116

Hoofdstuk 6. Experimentele opstelling PS,ss = 201 W QM,ss = 137 V Ar QS,ss = 146 V Ar

6.3.3

Verlaagde lijnimpedantie

Tenslotte laat men de lijnimpedantie zakken van 3 Ω tot 0,7 Ω. Reeds bij een resistieve lastimpedantie Zlast = 15 Ω valt een negatieve invloed op de spanningsen stroomvormen waar te nemen (figuur 6.12). De vermogensverdeling blijft wel overeind: PM,ss = 114 W PS,ss = 127 W

In tegenstelling tot bij een doorgegeven meting resulteert een RL-last bij een verlaagde lijnimpedantie niet in een instabiele situatie. Uit figuur 6.13 blijkt dat de spanningsregeling van de master nog steeds een sinusvormige netspanning produceert, al is de afwijking van de wenswaarde nu een stuk groter. De stroom- en vermogensverdeling valt echter helemaal in duigen. De stromen zijn immers niet langer sinuso¨ıdaal.

6.4

Basis droopregeling

In hoofdstuk 2 werd naast de vermogensregelingen met communicatie ook een droopgebaseerde regeling behandeld. In deze paragraaf wordt een droopregeling experimenteel getest. De topologie omvat nog steeds twee eenheden met gelijkspanningsbronmodellering in paralleloperatie. In het experiment regelt eenheid 1 zijn uitgangsspanning naar een sinuso¨ıdale golfvorm met vaste amplitude. De tweede vermogenseenheid bevat een Vg /Vdc -droop controller met helling één, zoals weergegeven in vergelijking 6.11 en figuur 6.14. De gewenste uitgangsfrequentie is voor beide eenheden uiteraard identiek, meerbepaald 25 Hz. Omwille van praktische overwegingen in verband met de metingen regelt men opnieuw vC in plaats van vg . ∗ kvC,1 k = 80 V

(6.10)

∗ kvC,2 k = 80 V + (Vdc,1 − 100 V )

(6.11)

In de DSP worden deze vergelijkingen in per-unit ge¨ımplementeerd. De eerste eenheid is flexibel en in staat om zonder problemen meer vermogen te leveren. Zijn busspanning vdc,1 is constant. Indien de eenheid meer vermogen moet leveren dan zal -gezien de constante amplitude van de uitgangsspanning vC,1 - de amplitude van iL,1 stijgen. Om de vermogensbalans tussen de ac- en

117


80

60

40

Spanning [V]

20

0

−20

−40

−60

−80 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]


6

4

Stroom [A]

2

0

−2

−4

−6

0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]

(b) Stroom door smoorspoel Ogenblikkelijk vermogen Master Slave

500

400

Vermogen [W]

300

200

100

0

−100

0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]


Figuur 6.11: Metingen bij 3 Ω lijnweerstand en last met cos φ=0,809 (doorgegeven wenswaarde)

118


80

60

40

Spanning [V]

20

0

−20

−40

−60

−80 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]


3

2

Stroom [A]

1

0

−1

−2

−3

0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]


Vermogen [W]

200

150

100

50

0 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]


Figuur 6.12: Metingen bij 0,7 Ω lijnweerstand en een 15 Ω last met doorgegeven wenswaarde

119


80

60

40

Spanning [V]

20

0

−20

−40

−60

−80 0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]


6

4

Stroom [A]

2

0

−2

−4

−6

−8

−10

0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]


500

Vermogen [W]

400

300

200

100

0

−100

0

20

40

60

80

100

120

Tijd [ms]


Figuur 6.13: Metingen bij 0,7 Ω lijnweerstand en last met cos φ=0,891 (doorgegeven wenswaarde)

120


de dc-zijde te behouden zal ook idc,1 toenemen. Eenheid 2 daarentegen beschikt over een beperkt energiepotentieel aan de dc-zijde. Aangezien ook deze eenheid werkt met een gelijkspanningsbron modelleert men een afnemend vermogen Pdc,2 als een afnemende busspanning vdc,2 . De Vg /Vdc droop controller herstelt in dat geval het evenwicht tussen de vermogens Pdc,2 en Pac,2 door de spanning vC,2 te laten afnemen. Merk op dat deze situatie geen klassieke droopregeling voorstelt. In het geval van een klassieke droopregeling bevatten beide eenheden immers een Vg /Vdc -droop.

Vg / Vdc- droop controller Vg Vdc

Vg,nom

Vdc,nom

Vg Vdc

Figuur 6.14: Ge¨ımplementeerde droopregeling in eenheid 2

In het experiment wordt de busspanning vdc,2 van eenheid 2 verlaagd van 98 V naar 82 V. De zwarte streep-punt-lijn uit figuur 6.15 geeft deze daling weer. De metingen gebeuren hier met behulp van externe meetapparatuur aan 1 kHz. De ingebouwde Vg /Vdc -droop controller werkt duidelijk naar behoren. De uitgangsspanning vC,2 ,weergegeven door de volle blauwe curve, neemt immers evenredig af. De amplitude van vC,1 neemt zoals verwacht niet af aangezien eenheid 1 een constante uitgangsspanning regelt. Er ontstaat op die manier een asymmetrische situatie waarbij de spanningsval over de twee lijnweerstanden verschilt. De uitgangsspanningen van beide eenheden zijn immers niet langer dezelfde. Dit heeft uiteraard een invloed op de stromen. De lagere uitgangsspanning vC,2 heeft tot gevolg dat de bijdrage van eenheid 2 in de laststroom afneemt. Uit figuur 6.16 blijkt dat iL,2 inderdaad afneemt. De flexibele eenheid 1 zal meer vermogen leveren om het verlies bij eenheid 2 op te vangen. Aangezien zijn uitgangsspanning vC,1 een constante amplitude heeft, uit zich dit in een toename in de stroom iL,1 . Figuur 6.17 tenslotte toont de ogenblikkelijke vermogens. In de situatie voor de verlaging leveren de twee eenheden ongeveer dezelfde bijdrage: P1,ssv = 149 W P1,ssv = 131 W Het verschil bedraagt 12 %. Na het verlagen van vdc,2 bedragen de evenwichtsvermogens: P1,ssv = 201 W

121

Hoofdstuk 6. Experimentele opstelling P1,ssv = 46 W De eerste eenheid vangt zoals gewenst het verlaagde energiepotentieel van eenheid 2 op. Spanningsverloop droop 120

Busspanning 2 Eenheid 1 Eenheid 2

100 80 60

Spanning (V)

40 20 0 −20 −40 −60 −80 −100 2.3

2.4

2.5

2.6

2.7

2.8

2.9

3

3.1

3.2

3.3

Tijd (s)

Figuur 6.15: Spanningsverloop bij droopregeling

Stroomverloop droop 6 (Busspanning 2)/20 [V] Eenheid 1 Eenheid 2

5 4 3

Stroom (A)

2 1 0 −1 −2 −3 −4 −5 2.3

2.4

2.5

2.6

2.7

2.8

2.9

3

3.1

Tijd (s)

Figuur 6.16: Stroomverloop bij droopregeling

3.2

3.3

122

Hoofdstuk 6. Experimentele opstelling Ogenblikkelijk vermogen droop 450

(Busspanning 2)*4 [V] Eenheid 1 Eenheid 2

400

350

Vermogen (W)

300

250

200

150

100

50

0 2.3

2.4

2.5

2.6

2.7

2.8

2.9

3

3.1

3.2

3.3

Tijd (s)

Figuur 6.17: Ogenblikkelijk vermogen bij droopregeling

6.5

Besluit

In dit hoofdstuk werd de bouw en werking van de experimentele opstelling beschreven. Op deze opstelling werden metingen uitgevoerd om de correcte werking van de master/slave regeling na te gaan. In een eerste stap werden de spanningsen stroomregeling besproken. Uit verdere experimenten met ge¨ımplementeerde master/slave regeling bleek dat aan de actieve- en reactieve vermogensverdeling voldaan is, zowel bij het gebruik van een doorgegeven meting als van een doorgegeven wenswaarde. Bij al te lage lijnimpedanties wegen de storingen echter te sterk door en werkt de regeling niet langer naar behoren. Tenslotte werd de experimentele opstelling gebruikt voor een -geslaagde- test met een Vg /Vdc -droop controller.

Hoofdstuk 7

Slotbeschouwingen Deze thesis handelt rond het ontwerp van een master/slave regeling in een microgrid in eilandbedrijf. Het doel van de regeling is het voorzien in de spanningsregeling en vermogensverdeling. Dit laatste hoofdstuk geeft een overzicht van het werk met de belangrijkste conclusies. Daarnaast worden een aantal mogelijkheden voor verder onderzoek voorgesteld.

7.1

Conclusies

Hoofdstuk 1 kadert het onderwerp van deze thesis binnen de groeiende aanwezigheid van decentrale productie in het laagspanningsnet. Het concept microgrid wordt voorgesteld. Naast werking in netverbonden bedrijf beschikt een microgrid ook over de mogelijkheid om zich af te zonderen van het net en op zichzelf te werken. Het is in dit eilandbedrijf dat de master/slave regeling zich situeert. Hoofdstuk 2 biedt een overzicht van de gangbare methodes voor het regelen van de spanning en het vermogen in eenfasige microgrids in eilandbedrijf. Enderzijds heeft men droopgebaseerde regelingen die geen gebruik maken van communicatie. Zij hebben geen nood aan de kritische communicatielink, maar kampen dan weer met een tragere dynamica. Communicatie maakt een snelle dynamica en goede harmonische stroomverdeling mogelijk. Bij een master/slave regeling regelt de master de netspanning en verdeelt men het vermogen door de slaves de masterstroom te laten volgen. De master dient tijdens transiënten iets meer stroom (’compensatiestroom’) te leveren dan de slaves, omdat die laatsten hun referentiewaarde eventueel met enige vertraging kunnen ontvangen. Dit nadeel weegt echter niet op tegen het feit dat er geen nood is aan een meting van de totale laststroom, in tegenstelling tot een regeling met een centrale controller. Vooral indien de eenheden zich niet in de onmiddellijke omgeving van elkaar bevinden -en er dus lijnimpedanties aanwezig zijn- is dit een enorm voordeel. Dit is precies de situatie die in deze scriptie behandeld wordt. In hoofdstuk 3 worden alle regelkringen van de master/slave in detail uitgewerkt. De energiebronnen aan de dc-zijde worden er voorgesteld door een spanningsbron. De klassieke implemen123

Hoofdstuk 7. Slotbeschouwingen

124

tatie met doorgegeven meting: i∗L,S = iL,M regelt het vermogen naar behoren bij een resistieve, RL- en variërende last. Er is in simulatie wel een verschil tussen de geleverde vermogens van beide eenheden, maar dit verschil is beperkt. Indien men de slaves aanstuurt met de wenswaarde van de master (i∗L,S = i∗L,M ) dan is de vermogensverdeling perfect. Deze implementatie draagt dan ook de voorkeur weg. Hoofdstuk 4 toont aan dat een modellering met gelijkstoombronnen geen negatieve impact heeft op de performantie van de master/slave regeling. Er is immers een ontkoppeling tussen de busspanningsregeling en de master/slave regeling. De vermogensverdeling blijft gegarandeerd. Ook bij deels inductieve of afwezige lijnimpedanties werkt de master/slave naar behoren, zoals blijkt uit de simulaties van hoofdstuk 5. De aanwezigheid van meerdere slaves vormt evenmin een obstakel. De keuze voor per-unit regelaars laat dan weer toe om eenvoudig in te spelen op eenheden van verschillend vermogen. Door het instellen van een aangepaste referentiewaarde leveren de eenheden naargelang hun grootteorde. Door een roterend masterschap in te voeren kan men de betrouwbaarheid van de regeling verhogen. Als men dit principe toepast op de implementatie met doorgegeven meting en bij een rotatiefrequentie gelijk aan de schakelfrequentie, kan men bovendien het verschil in geleverd vermogen met een factor zeven reduceren. De aanwezigheid van het communicatiesignaal maakt het mogelijk om de master/slave regeling op eenvoudige wijze uit te breiden met DG eenheden waarvan men het dc-vermogen niet kan of wenst te regelen, bijvoorbeeld bronnen steunend op hernieuwbare energie. Indien er een grote hernieuwbare productie is -bijvoorbeeld omdat de zon fel schijnt-, dan leveren de bijhorende eenheden een grote bijdrage in het gevraagde vermogen. Bij een lagere productie vangen de regelbare DG eenheden deze minderopbrengst op. De experimentele opstelling, bestaande uit twee zelf gebouwde convertoren, werd besproken in hoofdstuk 6. De aansturing van de convertoren onder het master/slave principe gebeurt met behulp van een DSP. De experimenten gebeuren op verlaagde spanning. De busspanning bedraagt 100 V in plaats van de gebruikelijke 400 V. De lijnweerstanden stelt men in op 3 Ω. Zowel een doorgegeven meting als een doorgegeven wenswaarde resulteert bij resistieve en RL-lasten in een geslaagde vermogensverdeling. De stroomvormen zijn bij een doorgegeven wenswaarde van iets betere kwaliteit. Indien men de lijnimpedanties te ver laat zakken, bijvoorbeeld tot 0,7 Ω, dan werkt de vermogensverdeling niet meer naar behoren bij een RL-last. Bij een resistieve last wordt het actief vermogen wel nog verdeeld tussen beide eenheden, maar de rimpel op de golfvormen neemt toe. Met behulp van de praktische opstelling werd ook met succes een Vg /Vdc -droop controller ge¨ımplementeerd.

7.2

Mogelijkheden voor verder onderzoek

In de experimentele opstelling zijn een aantal ingrepen aangewezen om de storingen en onregelmatigheden te beperken en op die manier de werking van de opstelling te verbeteren: Gebruik van afschermingen

Hoofdstuk 7. Slotbeschouwingen

125

Gebruik van ferrieten kernen voor alle signaaldraden Gebruik van een andere en betere ADC dan diegene op de PCB van de DSP Verfijning van de meetcircuits, eventueel toevoegen van een laagdoorlaatfilter (hardware of software) Vergroten van het meetbereik (accuratere meting en vermogensbepaling mogelijk)

Op die manier moet het mogelijk zijn om ook bij lagere lijnimpedanties zoals 0,7 Ω aan de eis van vermogensverdeling te voldoen. Een bijkomende stap is de overgang van 100 V busspanning √ naar 400 V. De amplitude van de uitgangsspanning bedraagt in dat geval 2 · 230 V in plaats van 80 V. In de experimentele opstelling werden beide eenheden aangestuurd met behulp van eenzelfde DSP. Men zou ook een externe communicatielink kunnen gebruiken en de invloed hiervan onderzoeken. Een mogelijkheid bestaat erin om ook in de praktische opstelling over te gaan op stroombronnen. Hoewel deze modellering op zich niets toevoegt aan de master/slave regeling (beide regelingen zijn immers ontkoppeld) lijkt het nuttig om dit na te gaan aan de hand van een experiment. Het roterend masterschap lijkt zeker de moeite waard om eens te implementeren in de DSP. In eerste instantie kan men een klassieke, met andere woorden niet al te kleine, keuze maken voor de rotatiefrequentie. In hoofdstuk 5 bleek echter een gunstige invloed te bestaan als men bij een doorgegeven meting de rotatiefrequentie opdrijft tot de schakelfrequentie. Een experimentele verificatie hiervoor is aangewezen. Uit hoofdstuk 5 blijkt dat de master/slave regeling op eenvoudige wijze kan aangevuld worden met een vermogenseenheid gebaseerd op hernieuwbare energie. Een mogelijk onderzoek kan erin bestaan na te gaan hoeveel niet-regelbaar vermogen men kan toevoegen zonder dat hierbij de regeling in het microgrid in gedrang komt. Indien men deze vermogenslimiet overschrijdt, kan men de introductie van opslagmogelijkheden overwegen. Een laatste voorstel voor verder onderzoek is een vergelijking tussen master/slave- en droopregeling. Met behulp van simulaties en de gebouwde experimentele opstelling kan men de vermogensverdeling van beide regelingen kwantitatief tegen elkaar afwegen.

Bijlage A

Convertor PCB De convertoren die voor de praktische opstelling gebouwd werden bestaan ieder uit twee printplaten of PCB’s (Eng.: ’printed circuit board’), zie ook figuur A.1.

dc-bus PCB

convertor PCB Figuur A.1: Opbouw convertor uit twee PCB’s

Deze bijlage vormt een soort handleiding voor de convertor PCB. Hij werd ontworpen door ir. Tine Vandoorn, ir. Steven Thielemans, ir. Thomas Vyncke en ir. Jeroen De Kooning. Figuur 126

127

Bijlage A. Convertor PCB

A.2 toont de lay-out van de bovenkant, figuur A.3 die van de onderkant. De zelf ontworpen dc-bus PCB wordt besproken in bijlage B. COP1402 COP1302

COP1401

COC37 PAC3701 PAC3702 COR25

COP1301

PAP140201 PAP130201 PAP140101 PAP130101 COZHS50 COR1802 COR1702 PAR180202

PAR170202

PAR180102

PAR170102

PAR170201 COR2002 COR1902

PAR180101

COR1801 PAR170101

PAR200202

PAR20 101

PAR190101

PAR180201

PAR190201

COC2002 PAC200202

PAC240201

COC2702 COC2802 PAR200201 PAR190202 PAC280202

COR1701

PAC200101

COC2801 PAR190102

PAC270201 PAC280201

PAC270101 PAC280101

PAC270102 COC2201COC2501PAC280102

COC2101 PAC2 0101 PAC2 0102 COC2301 PAC250101 PAC250102

PAR21020W

PAR230202

PARG0202

PARref202

PAC10801

PAU1001

PARG0101

PAU1004

PAD80102 PAD80101

PAD601

COC14 COR13 COR14 PAC1401 PAC1402

PAR1302

PAU607 PAU606

PAU6010 PAU6011 PAU6012

PAU605 PAU604 PAU603

PAU6013 PAU6014

PAU602 PAU601

PAD701

PAU801 PAU802

PAU8014 PAU8013

PAU803 PAU804 PAU805 PAU806 PAU807


PAU1011 PAU1012 PAU1013


PAU101 COC32 PAC3201 PAC3202

PAP2601 PAP2602 PAP2603

COP25

PAU208

PAU207

PAU209

PAU206

PAU2010 PAU2011 PAU2012


PAU2013 PAU2014

PAR10Opto502 PAR10Opto501

PAC3 02

PAU30301PAU30302PAU30303

PAC1002

PAC60Opto602 PAOC70Opto607

PAOC70Opto603

PAOC70Opto606


PAC1302 PAC1301

PAOC70Opto502 PAOC70Opto503

PAOC70Opto507 PAOC70Opto506 PAOC70Opto505

PAOC70Opto402


PAOC70Opto403

PAC60Opto401

PAOC70Opto404

PAOC70Opto406

PAR30Opto601

PAQ107

PAR20Opto601


PAT10105 PAT10106

PAC1502

PAC1701

PAR30Opto401

PAT10205 PAT10206 PAT10207 PAR10201

PAR10202

PAQ104

COP5

PAQ10U

COD1

PAC20201

PAU50203PAU50202PAU50201

PAC20202

COP7

PAC30201

PAC40201

PAC30202

PAC40202

COP20

PAP2001 PAP701

PAI201 PAI202 PAI203

COC39 PAC3902

COI2

PAI2011 COR0IREF COC29 PAC3901 PAI2012 PAI2013 PAC2901PAR0IREF02 PAR0IREF01 PAI2014 PAC2902

COP6

PAP501 PAP601 COP3

PAP401 PAP301

PAQ10P

COC301

PAD40202

PAC3002


COP4

PAQ101

COC17

PAD40201

PAI3011 PAC4002 PAI3012COC30 PAC4001 PAI3013 PAC3001 PAI3014


PAQ105

PAR30Opto501

PAC1501

COD401 PAR10101 PAR10102 COC201 COU501 COC401 COD501 PAD40102 PAC20102 PAU50103PAU50102PAU50101 PAC30102 PAC40102 PAT10107 PPAADD4500110012 COD502 PAD50101 PAC20101 COU502 PAC30101 PAC40101 COR202 PAR20101 PAR20102 PAD50201 COC202 COC302COC402 PAR20201 COD402 PAR20202 PAD50202 COR201 COR102

PAT10201 PAT10202

PAR20Opto401

PAOC70Opto405

COC33 COR101

PAC102 PAT10101 PAT10102 COT102 PAC101

PAR301

PAP2401 PAP2402 PAP2403 PAP2404 PAP2405 PAP2406

PAC60Opto501

COR3 PAR302

COP24

PAC60Opto502

PAOC70Opto504

COC1

COC13

PAR20Opto602

PAQ108

PAD101 COOC70Opto4 COR20Opto4 COR10Opto4 PAQ103 COR30Opto4 PAOC70Opto401 PAOC70Opto408 COC60Opto4 PAD102 PAQ102 PAR20Opto402 PAC1702 PAR30Opto402 COT101

COC10

PAOC70Opto602

COC40

COI3

COP8

PAQ109

PAC60Opto601 PAC1601 PAD201 COD2 PAOC70Opto604 PAOC70Opto605 COOC70Opto5 COC15 COR30Opto5 COR20Opto5 COR10Opto5 PAD202 PAQ106 PAOC70Opto501 PAOC70Opto508 COC60Opto5 PAR30Opto502

PAU202 PAU201

PAC3 01

PAR10Opto601

COU303

COC9


PACIPM02 PACIPM01

CO

PAP1706 PAP1705 PAP1704 PAP1703 PAP1702 PAP1701 PAC1001

COCIPM

COR20Opto1PAQ1011 COR10Opto1 PAOC70Opto101 PAOC70Opto108 COC60Opto1 PAQ1010 PAR20Opto102 PAC60Opto102 PAOC70Opto107 PAR10Opto102 PAR10Opto10 PAOC70Opto102 PAR20Opto101 PA01 PAOC70Opto103 PAOC70Opto106

PAP1101


COP9

COP10

PAOC70Opto207 COR30Opto1 PAR30Opto201 PAR30Opto20 PAQ1013 PAR20Opto201 PAOC70Opto203 PAC60Opto201 PAOC70Opto206 PAR30Opto10 PAR30Opto102 PAQ1012 PAOC70Opto204 PAOC70Opto205 COOC70Opto1 PAC60Opto202

PAC60Opto101

COP17

PAC901 PAC902

PAOC70Opto306

PAOC70Opto104 PAOC70Opto105 COOC70Opto6 COR30Opto6 COC16 PA02 COR20Opto6 COR10Opto6 PAOC70Opto601 PAOC70Opto608 COC60Opto6 PAC1602 PAR30Opto602

COU8

PAR2401 PAR2402

COC3401

COD801

COP26


PAU1014

PAU608 PAU609

PAC60Opto301

COP11

COP12

PAN01 PAP1201 PAP901 PAQ10N2 PAQ10N1 PAP1001 PAQ10W PAP801 PAQ10V COQ1


PAOC70Opto302

PAR10Opto20 PAR10Opto201 PAOC70Opto202


PAR10Opto602

PAC340102 PAC340101

CON

COR26 PAR2601 PAR2602

PAOC70Opto304 PAOC70Opto305 COOC70Opto2 COR30Opto3 PAQ1015 COR20Opto2 COR10Opto2 PAOC70Opto201 PAOC70Opto208 COC60Opto2 COR30Opto2 PAR20Opto202 PAR30Opto301 PAR30Opto302 PAQ1014

COU1

COU2

COD7 COR24 PAR1401 PAR1301 PAR1402 PAD704 PAD703 PAD702

PAR160101 PAR160102

PAC340201


PAC3501 PAC3502 COC35

PAD603

PAB102

PAU910 9 PAU910 10 PAU910 1 PAU910 12 PAU910 13 PAU910 14 PAU910 15 PAU910 16 COU9101 COR1601

PAU9102 9 PAU9102 10 PAU9102 1 PAU9102 12 PAU9102 13 PAU9102 14 PAU9102 15 PAU9102 16 COR1602 COC3402 PAR160201 PAR160202 PAC340202 COD802


PAU7012 PAU7013 PAU7014

PAR1501

PARG0102

PAU1005

PAU1003

PAU707


COD6

PAU910 8 PAU910 7 PAU910 6 PAU910 5 PAU910 4 PAU910 3 PAU910 2 PAU910 1 CORG01PAB101

PAR10Opto301

PAOC70Opto303 PAU708

PAD602

PAU1002

PARref201

PAB103

PAR230102

CORref2 COU10

PARG0201

PAOC102

PAR20Opto301

COU6

PAR1502

PAB104

PAR230101

PAR220101

COC108 PAR21010CW PAR21010C W CORref1PAC10802 COR2101

PAU9102 8 PAU9102 7 PAU9102 6 PAU9102 5 PAU9102 4 PAU9102 3 PAU9102 PAU9102 1 CORG02 PARref101 PARref102

PAD80202 PAD80201

PAR21010W

PAR220102

PAR230201

PAR10Opto302

COU7

COC36 PAC3601 PAC3602

COR15

COB1 PAC210101 PAC210102 PAC230101 COR2301 PAC230102 COR2201

PAC210201 PACOR2102 C210202 PAC230201 COR2302 PAC230202 COR2202

PAR21020CW PAR21020C W COU9102

PAP1808 PAP1807 PAP1806 PAP1805 PAP1804 PAP1803 PAP1802 PAP1801

PAC240101

COC2701 PAR20 102


PAR220201

PAZHCS50001

COP18

PAC270202 COC2202COC2502

PAR220202

PAZHCS50002 PAZHCS50003

COC2402 COC2001 COR2001 COC2401 PAC240202 PAC200102 COR1901 PAC240102

PAC200201

COOC1 PAOC103

PAOC104 PAOC101 COOC70Opto3 COR20Opto3 COR10Opto3 COC60Opto3 PAOC70Opto301 PAOC70Opto308 PAR20Opto302

PAR2501 PAR2502


COC38 PAC3802

COI1

PAI1011 PAC3801 PAI1012COC31 PAI1013 PAC3101 PAI1014 PAC3102

COP

PAP01


COP1

PAP101 PAP201 COP2

Figuur A.2: Lay-out van de bovenkant van de convertor PCB

COP1402 COP1302

COP1401

COC37 PAC3701 PAC3702 COR25

COP1301

PAP140201 PAP130201 PAP140101 PAP130101 COZHS50 COR1802 COR1702 PAR180202

PAR170202

PAR180102

PAR170102

PAR170201 COR2002 COR1902

PAR180101

COR1801 PAR170101

PAR200202

PAR20 101

PAR190101

PAR180201

PAR190201

COC2002 PAC200202

PAC240201

COC2702 COC2802 PAR200201 PAR190202 PAC280202

PAC200101

PAC240101

COC2701 PAR20 102

COC2801 PAR190102 PAC270101 PAC280101

PAC270202 COC2202COC2502

PAC270102 COC2201COC2501PAC280102

PAR21020W

PAR21020CW PAR21020C W COU9102

PAR230202

PAR21010W

PAR220102 PAR220101

COC108 PAR21010CW PAR21010C W CORref1PAC10802 COR2101

PAU9102 8 PAU9102 7 PAU9102 6 PAU9102 5 PAU9102 4 PAU9102 3 PAU9102 PAU9102 1 CORG02 PARref101 PARref102 PARG0202

PARref202

PAU1001

PARref201

PAU1003

PAU1004

PAU910 9 PAU910 10 PAU910 1 PAU910 12 PAU910 13 PAU910 14 PAU910 15 PAU910 16 COU9101 COR1601 PAD80102 PAD80101

PAB102

PAP2601 PAP2602 PAP2603


PAD601

COC14 COR13 COR14 PAC1401 PAC1402

PAD701

COD801

PAU801 PAU802 PAU803 PAU804 PAU805 PAU806 PAU807


PAC1001 PAC1002

COC10

PAU208

PAU207

PAU209

PAU206



PAC3 01


PACIPM02 PACIPM01


PAOC70Opto603

PAC60Opto601

PAOC70Opto606

PAR20Opto602

PAR30Opto601

PAQ109 PAQ108 PAQ107

PAR20Opto601

COD2

PAOC70Opto605

PAR20Opto502

PAC60Opto501


PAR20Opto501


PAR301


PAOC70Opto403

PAC60Opto401

PAOC70Opto404

PAOC70Opto406

PAQ105

PAR30Opto501

PAQ104

PAC102 PAT10101 PAT10102 COT102 PAC101 PAT10201 PAT10202

PAR30Opto402

PAQ102

PAR20Opto401

PAR30Opto401

PAQ101

PAC1701

PAQ10U

COC301

COD401 PAR10101 PAR10102 COC201 COU501 COD501 PAC30102 PAU50103PAU50102PAU50101

COP7

COP20

PAP2001 PAP701


COC39 PAC3902

COI2

PAI2011 COR0IREF COC29 PAC3901 PAI2012 PAI2013 PAC2901PAR0IREF02 PAR0IREF01 PAI2014 PAC2902

COP6

PAP501 PAP601 COP4

COP3

PAP401 PAP301

PAQ10P

COC17

PAD40102 PAC20102 PAT10105 PAT10106 PAT10107 PPAADD4500110012 COD502 PAD50101

PAC3002


PAI2010 PAI209 PAI208 COP5

PAC1501

PAR20Opto402

PAOC70Opto405

COC33 COR101

COC1

COR3 PAR302

PAOC70Opto402

PAI3011 PAC4002 PAI3012COC30 PAC4001 PAI3013 PAC3001 PAI3014

PAQ106

PAR30Opto502

PAC60Opto502


PAC3 02

COC40

COI3

COP8

PAD101 COD1 COOC70Opto4 COR20Opto4 COR10Opto4 COR30Opto4 PAOC70Opto401 PAOC70Opto408 COC60Opto4 PAC1702 PAD102 PAQ103

PAC1302 PAC1301

COC13

PAOC70Opto602

PAOC70Opto604

COT101 PAU30301PAU30302PAU30303

PAR10Opto601

PAC1601 PAD201 COOC70Opto5 COC15 COR30Opto5 COR20Opto5 COR10Opto5 PAOC70Opto501 PAOC70Opto508 COC60Opto5 PAC1502 PAD202 PAOC70Opto507 PAR10Opto502 PAR10Opto501 PAOC70Opto502

COU303

COP24

COCIPM

PAP1101


COP9

COP10

PAC60Opto202

CO

COU8

COC9

PAOC70Opto306

COR20Opto1PAQ1011 COR10Opto1 PAOC70Opto101 PAOC70Opto108 COC60Opto1 PAQ1010 PAR20Opto102 PAC60Opto102 PAOC70Opto107 PAR10Opto102 PAR10Opto10 PAOC70Opto102 PAR20Opto101 PA01 PAOC70Opto103 PAOC70Opto106


PAC901 PAC902

PAC60Opto301

PAC60Opto101

COP17

COC3401


PAOC70Opto303

PAOC70Opto104 PAOC70Opto105 COOC70Opto6 COR30Opto6 COC16 PA02 COR20Opto6 COR10Opto6 PAOC70Opto601 PAOC70Opto608 COC60Opto6 PAC1602 PAR30Opto602

COU2

PAR2401 PAR2402

PAC340102 PAC340101

COC32 PAC3201 PAC3202

PAR10Opto602

PAD603

PAOC70Opto302

COP11

COP12

PAN01 PAP1201 PAP901 PAQ10N2 PAQ10N1 PAP1001 PAQ10W PAP801 PAQ10V COQ1

PAOC70Opto207 COR30Opto1 PAR30Opto201 PAR30Opto20 PAQ1013 PAR20Opto201 PAOC70Opto203 PAC60Opto201 PAOC70Opto206 PAR30Opto10 PAR30Opto102 PAQ1012 PAOC70Opto204 PAOC70Opto205 COOC70Opto1

PAR1501

PAR1302

PAD80202 PAD80201

COP25

PAB103

PAR10Opto301

PAR10Opto20 PAR10Opto201 PAOC70Opto202


PAC3501 PAC3502 COC35

COD7 COR24 PAR1401 PAR1301 PAR1402 PAD704 PAD703

PAU9102 9 PAU9102 10 PAU9102 1 PAU9102 12 PAU9102 13 PAU9102 14 PAU9102 15 PAU9102 16 COR1602 COC3402 PAR160201 PAR160202 PAC340202 COD802

PAR160101 PAR160102

CON

COR26 PAR2601 PAR2602

PAOC70Opto304 PAOC70Opto305 COOC70Opto2 COR30Opto3 PAQ1015 COR20Opto2 COR10Opto2 PAOC70Opto201 PAOC70Opto208 COC60Opto2 COR30Opto2 PAR20Opto202 PAR30Opto301 PAR30Opto302 PAQ1014

COU1 PAU108 PAU109 PAU1010 PAU1011 PAU1012 PAU1013 PAU1014


PAD602

PARG0101

COP26

PAR1502


COD6

PAD702

PAC340201

COR15

PARG0102

PAU1005

PAU1002


COU6

PAR230102

PAU910 8 PAU910 7 PAU910 6 PAU910 5 PAU910 4 PAU910 3 PAU910 2 PAU910 1 CORG01PAB101

PAC10801

CORref2 COU10

PARG0201

PAB104

PAR230101

PAOC102

PAR20Opto301

PAU702 COC36 PAU701 PAC3601 PAC3602

PAP1801

COB1 PAC210101 PAC210102 PAC230101 COR2301 PAC230102 COR2201

PAR230201

PAP1807 PAP1806 PAP1805

PAR10Opto302

COU7 PAU708 PAU709 PAU7010 PAU7011 PAU7012 PAU7013 PAU7014

PAP1808

PAP1804 PAP1803 PAP1802


COC2102 PAC2 0201 PAC2 0202 COC2302 PAC250201 PAC250202 PAC210201 PACOR2102 C210202 PAC230201 COR2302 PAC230202 COR2202 PAR220201

PAZHCS50001

COP18

PAC270201 PAC280201

PAR220202

PAZHCS50002 PAZHCS50003

COR1701

COC2402 COC2001 COR2001 COC2401 PAC240202 PAC200102 COR1901 PAC240102

PAC200201

COOC1 PAOC103

PAOC104 PAOC101 COOC70Opto3 COR20Opto3 COR10Opto3 COC60Opto3 PAOC70Opto301 PAOC70Opto308 PAR20Opto302

PAR2501 PAR2502


COC401

COC38 PAC3802

PAC40102

PAC20101 COU502 PAC30101 COR202 PAR20101 PAR20102 COC202 COC302COC402 PAR20201 COD402 PAR20202 PAD50202 PAC20201 COR201 PAC30201 PAC40201 COR102 PAD40201 PAU50203PAU50202PAU50201 PAT10205 PAT10206 PAT10207 PAR10201 PAR10202 PAC20202 PAC30202 PAC40202 PAC40101

PAD50201

COI1

PAI1011 PAC3801 PAI1012COC31 PAI1013 PAC3101 PAI1014 PAC3102

PAD40202

COP

PAP01


COP1

PAP101 PAP201 COP2

Figuur A.3: Lay-out van de onderkant van de convertor PCB

A.1

Functies convertor PCB

De convertor PCB zorgt voor de aansturing van de schakelaars van de invertor. De zes IGBT schakelaars zitten samen in één IGBT module. Naast deze aansturing bevat de PCB de circuits voor het meten van spanningen en stromen:


128

aansluiting en aansturing IGBT module 2 spanningsmetingen 3 stroommetingen

Om dit allemaal tot een goed einde te brengen bevat de PCB een aantal ondersteunende functies: spanningscircuit (voedingscircuit) veiligheidscircuit galvanische scheiding met behulp van optokoppelaars (Eng.: ’optocoupler’) connectoren

A.2

Connectoren

De PCB bevat vier connectoren. Op één ervan wordt de externe spanningsvoeding (5 V) aangesloten. De andere drie maken communicatie met de DSP mogelijk. P17 is de connector waarop de spanningsvoeding wordt aangesloten: pin 1: +5 V pin 2: GND (aarding of Eng.: ’ground’) pin 3: SD (zie ’Veiligheidscircuit’)

P24 verstuurt de stroommetingen naar de DSP: pin 1: Vcc = 3, 3 V (zie ’Spanningscircuit’) pin 4: stroommeting IM2 pin 5: GND pin 6: stroommeting IM1

P25 verstuurt de spanningsmeting VD1 en een tweede meting (VD2 of IM3) naar de DSP: pin 1: Vcc pin 4: spanningsmeting VD2 of stroommeting IM3 pin 5: GND pin 6: spanningsmeting VD1

129


COU501 U5_1 COR101 R1_1 3 P26 laat toe te kiezen tussen het doorsturen van spanningsmeting VD2 en stroommeting IM3. PIR10101 PIR10102 PIU50103 IN 10R-FR maakt men deze Door het verbinden5Vvan pin 2 met pin 1 of pin 3 (met behulp van een ’jumper’) GN COD401 D4_1 COR3 R3 COT101 T1_1 keuze: PO5V PIR301 PIR302 5V D Zener PIC101 COC1 1 7 C1 PIT10101 DC PIT10107 10R-FR pin 1: VD2 6 Cap µA78L1 PIT10106 PIC102 10uF PIT10102 P I C 2 0 1 0 1 2 5 COC201 C2_1 PIT10105 pin 2: signaal dat naar P25 doorgeschakeld wordtDC COD501 D5_1 PIC20102 100pF NMJ0509SC D Zener pin 3: IM3 COR201 R2_1 GND

PID401 2 PID401 PID501 2 PID501

PIR20101

2

PIU5

PIR20102

10R-FR (zes schakelaars): P18 ontvangt van de DSP zes schakelsignalen D0 tot D6 voor de IGBT module

pin 1: GND pin 2: D0 pin 3: D1 pin 4: D2 pin 5: D3

PIR10201

PIR10202

PID402 PID402 1 PID502 PID502 1

10R-FR

pin 7: D5

COT102 T1_2 1

DC pin 8: ER of externe reset (zie ’Veiligheidscircuit’) PIT10201

2

DC

PIT10202

7 6 PIT10206 5 PIT10205 PIT10207

NMJ0509SC

Spanningscircuit

GND

COR202 R2_2 PIR20201

COD402 D4_2

PIU5

D Zener

COD502 D5_2 D Zener

2

pin 6: D4

A.3

COU502 U5_2 3 PIU50203 IN GN

COR102 R1_2

PIC20201 PIC20202

µA78L1

COC202 C2_2 100pF

PIR20202

De convertor PCB bevat elektronische componenten en schakelingen die 10R-FR een bepaalde voedingsspanning vereisen. Naast +5 V (die reeds aanwezig is via de externe spanningsvoeding) is er nood aan een stabiele +3,3 V en +15 V. Het spanningscircuit heeft als doel de externe +5 V om te vormen naar deze twee spanningen. De 3,3 V bekomt men via de spanningsregulator U3.3 van het type ST L78L33 ACZ (figuur A.4). Deze component krijgt +5 V binnen (pin 3) en vormt deze om tot een stabiele 3,3 V aan de uitgang (pin 1). Pin 2 verbindt men met GND. Het circuit bevat daarnaast de capaciteit C10 en twee elektrolytische condensatoren (C9 en C13). COU303 U3.3 NL5V 5V

3

COC13 C13 Cap 10uF

IN

VCC OUT GND

1

PIU30301

PIU30 2

2

PIC1301 PIC1302

PIU30303

PIC901 PIC902

ST L78L33 ACZ GND

Figuur A.4: Circuit 3,3 V

1

2

COC9 C9 10uF

PIC10 2 PIC10 1

COC10 C10 100nF

130


1

Het 15 V gedeelte is opgedeeld in twee identieke circuits (figuur A.5). Men bekomt dus twee maal +15 V. De +5 V is via een RC-filter (R3, C1) verbonden met de dc-dc convertoren T1 1 en T1 2 van het type NMJ0509SC. Het circuit van T1 1 wordt hier verder besproken. Dat van T1 2 is volledig analoog. De uitgang van T1 1 bedraagt 18 V tussen de pinnen 5 en 7 (9 V tussen pin 7 en 6 en 9 V tussen pin 6 en 5). Om goed te kunnen werken heeft een dc-dc convertor belasting nodig. Om toch goed te kunnen werken bij afwezigheid van belasting zijn de zenerdiodes D4 1 en D4 2 toegevoegd. Zij zullen dan immers doorslaan en geleiden. De 18 V vormt de ingang 2 3 van de 15 V spanningsregulator U5 1 van het type µA78L15CLP (pin 3). De uitgang op pin 1 bedraagt 15 V ten opzichte van referentie VSL, die men verbindt met pin 2. Het 15 V signaal krijgt de benaming 15VL1. Analoog bekomt men 15VL2. COU501 U5_1

COR101 R1_1 5V

PO5V 5V

PID401 2 PID401 PID501 2 PID501

10R-FR

COR3 R3

PIR301

COT101 T1_1

PIR302

10R-FR

PIC101 PIC102

1

COC1 C1

PIT10101

Cap 10uF

DC

7 6 5 PIT10105 PIT10107 PIT10106

2

DC

PIT10102

NMJ0509SC

COR201 R2_1

GND

3

PIR10102

PIR20101

PIU50103

IN

COD401 D4_1

OUT GND

D Zener

PO15VL1 15VL1

PIU501 2

D Zener

COD501 D5_1

1

PIU50101

2

PIR10101

4

PIC20101 PIC20102

µA78L15CLP

PIC30101 PIC30102

COC201 C2_1 100pF

COC301 C3_1 100pF

PIC40102 PIC40101

COC401 C4_1 100nF POVSL VSL

PIR20102

10R-FR

COU502 U5_2

COR102 R1_2

PID402 PID402 1 PID502 PID502 1

COT102 T1_2 1

PIT10201

DC

7 6 5 PIT10205 PIT10207 PIT10206

2 PIT10202

DC

NMJ0509SC GND

3

PIR10202

10R-FR

COR202 R2_2 PIR20201

PIU50203

COD402 D4_2

D Zener

OUT GND

1

PO15VL2 15VL2

PIU50201

PIU502

D Zener

COD502 D5_2

IN

2

PIR10201

PIC20201 PIC20202

µA78L15CLP

COC202 C2_2 100pF

PIC30201 PIC30202

COC302 C3_2 100pF

PIC40202 PIC40201

COC402 C4_2 100nF

PIR20202

10R-FR

Figuur A.5: Circuit 15 V

A.4

Veiligheidscircuit COU303 U3.3

NL5V 5V

3

PIC1301 PIC1302

COC13 C13 Cap 10uF

PIU30303

IN

OUT GND

VCC

1

PIU30301

PIC901 PIC902

COC9 C9 10uF

PIC10 2 PIC10 1

COC10 C10 100nF

2

PIU30 2 Er is een veiligheidscircuit voorzien dat bij problemen het rode LED (Eng.:

’lightTitleemitting diode’) lampjeGNDvan D7 (type HSMF-C155) doet oplichten en een signaal SD genereert dat gebruikt wordt Size Number A4 om het schakelen te stoppen. Figuur A.6 geeft een overzicht van de beveiliging. ST L78L33 ACZ

Date: File: 1

2

3

11/03/2011 Sheet o C:\Documents and Settings\..\Power.SchDocDrawn By 4

Bijlage A. 1 Convertor PCB

9

COU6C U6C

PODL0C DL_C

PIU609

PODH0C DH_C

PIU6010

8

PIU608

10

PIU702

100nF

PIR1401

COR14 R14 2.2K

PIR1402

PIB101 PIB102COB1

B1 button

PIR1301

PIU804

PIB103 PIB104

NLER ER POER ER PIZHCS50001 PIZHCS50003 PIR1501 COR15 COZHCS500 R15 ZHCS500 22K

SN74HC08D

4

SN74HC08D

COU7A U7A 1 A 2 12 B Y PIU7012 13 PIU7013 C VCC 7 PIU707 GND 14SN74HC27D PIU7014 VCC COC36 C36 GND PIC3601 PIC3602 PIU701

COC14 C14 Cap_1 100pF

2

PIU802

3 PIU803

PIR1502 12

COU6D U6D

GND

PIU6012

B

POALM ALM

13

D

PR

Q

11

PIU6011

SN74HC74DPID603

CLK CLR Q

PIU8014

5

PIU805

COR13 R13 2K7

COD6 D6

COU8A U8A

PIR1302

PID601

PO\SD SD

Diode BAS70

PIU801

1

PODH0B DH_B

Y 2 PIU602 B VCC 7 GND PIU607 SN74HC08D 14 COC35 C35 PIU6014 VCC COU6B PIC3501 U6B PIC3502 4 GND PIU604 100nF PIU606 6 5 PIU605

2

PODL0B DL_B

PIC1402 PIC1401

3 PIU603

1

PODH0A DH_A

A

131

VCC

COU6A U6A

4

A

1

PIU601

3

3

PODL0A DL_A

2

6

PIU806

COR24 R24 PIR2402

560R PIU807

PIR2401

COD7 D7 VCC G 1 PID701

PIU6013

2

PID702

R

SN74HC08D

3

PID703

4

PID704

HSMF-C155 GND

Figuur A.6: Veiligheidscircuit

C

D

Het gedeelte links boven is een beveiliging tegen kortgesloten klemmen. De invertor bestaat uit drie benen (fasen A, B en C) die elk twee IGBT’s (L en H) bevatten. In normale omstandigheden worden de twee schakelende IGBT’s van een been complementair aangestuurd. Dat is nodig, want indien ze tegelijk in gesloten toestand verkeren, bekomt men een kortsluiting. Om dit te voorkomen, stuurt men de signalen DL A en DH A door de EN-poort U6A. Bij normale werking is de uitgang van deze EN-poort dus laag, met andere woorden nul. De schakelaars werken immers om beurt en bij de overgang zijn ze gedurende een korte veiligheidsmarge beide open. Indien zowel de lage (L) als de hoge (H) schakelaar echter in gesloten toestand Title verkeert Size Number dan wordt de uitgang van de EN-poort hoog. A4 Date: File:

11/03/2011

C:\Documents and Settings\..\secur Analoog vergelijkt men DL B met DH B en DL C met DH C. Deze drie EN-poorten U6A, U6B 1 2 3 en U6C bevinden zich in één enkele IC van het type SN74HC08D. Pin 7 van deze IC dient verbonden te worden met GND, terwijl men via pin 14 voedt met 3,3 V. Eén problematisch been is reeds voldoende om alarm te slaan. Men stuurt de uitgangen van de drie EN-poorten dan ook door de inverterende OF-poort (Eng.: ’NOR’) U7A van het type SN74HC27D. Bij normale omstandigheden is de uitgang dus hoog, terwijl hij bij een probleem laag wordt.

De uitgang van U7A vormt een van beide ingangen van de EN-poort U6D (bevindt zich in dezelfde IC als U6A, U6B en U6C). De tweede ingang is het alarmsignaal ALM dat afkomstig is van de IGBT module. Deze bevat immers een intern veiligheidssignaal. Bij normale werking zijn beide signalen hoog en is dus ook de uitgang van U6D hoog. Van zodra een van de twee kanalen (de uitgang van U7A of het ALM-signaal) een fout signaleert en laag wordt dan wordt ook de uitgang van U6D laag. Het veiligheidssignaal aan de uitgang van U6D is met andere woorden een actief laag signaal. Dit actief laag veiligheidssignaal wordt ge¨ınverteerd aangeboden aan de CLR (pin 1) van de flip-flop U8A (type SN74HC74D). In normale omstandigheden is CLR dus laag. De uitgang Q is dan hoog, Q laag. Dit laatste resulteert in het oplichten van de groene LED van de LED-

132


module D7 (type HSMF-C155). Indien het veiligheidssignaal laag is en dus wijst op een fout dan is CLR hoog (ten gevolge van het inverteren aan de ingang van CLR). De uitgang Q wordt laag, Q hoog. Het gevolg is dat de rode LED oplicht en de groene LED dooft. Met behulp van de LED-module heeft men dus een visuele indicatie van al dan niet veilige werking. Een visuele indicatie is natuurlijk op zich niet voldoende ter beveiliging. De uitgang Q van de flip-flop U8A vormt dan ook een signaal SD. Dit signaal wordt gebruikt om bij problemen de schakelsignalen naar de IGBT’s tegen te houden (zie verder). De flip-flop U8A is daarnaast ook verbonden met de drukknop B1. Induwen van deze knop resulteert in een reset van de flip-flop. Indien het LED lampje rood is, zal het terug groen worden, maar bij een blijvende fout uiteraard slechts voor een fractie van een seconde. Hetzelfde kan ook gebeuren via het signaal ER of externe reset, dat afkomstig is van de DSP (zie connector P18). Hiermee kan men vanuit het programma van de DSP de flip-flop resetten.

A.5

Spanningsmeting

Voor een intelligente aansturing van een invertor heeft men meestal metingen nodig. De convertor PCB bevat twee circuits voor spanningsmetingen (figuur A.7): VD1 en VD2. Ze bevinden zich aan de linkerkant van de PCB. 1

2

3

4

COC2401 C24_1 PIC240102

PIR170102

PIR2301

10pF

COR1701 R17_1

POVD10 VD1+

PIC240101

COR1901 R19_1 PIR170101 PIR190101

10K

PIR190102

PIC2501 2 PIC2501

4M7

A

COC2001 C20_1 PIC200102

COR1801 R18_1

POVD10 VD1-

PIR180102

PIC200101

10pF

COR2001 R20_1 PIR180101 PIR200101

10K

PIR200102

PIC210 2 PIC210 1

COC2501 C25_1 1n5

PIC2301 2 PIC2301

PIC2 01 2 COC2101 C21_1 PIC2 01 1n5

PIC2801 2 PIC2801 PIC2701 PIC2701 2

COC2301 C23_1 120pF

COC2201 C22_1

COC2801 C28_1 5.5-65pF

CORG01 U91_1 COU9101 RG_1 2 PIU910102 G SEN1 3 PIU910103 RG 14 PIU9101014 RG 15 PIU9101015 G SEN2

PIR2301 2 PIR210 C W PIR210 CW PIR2 01

120pF

4M7

5 4

PIU910105 PIU910104

COR2201 R22_1 6K8

6 7

PIU910106 PIU910107

PIR2 01 2

13

V+

PIU9101013

FB REF

PIU9101012

IN+ IN-

OUT VO1 VO2

PIU9101011

NC V-

NC NC

PIU910109

PIRG0101

COR2101 R21_1 RPot SM 5K

PIR21010W

COC2701 C27_1 5.5-65pF

PIC3401 2 PIC3401

5V

PIRG0102

COR2301 R23_1 6K8

12 10 PIU9101010

COC3401 C34_1 100nF

GND

COR1601 R16_1

11 1 8 PIU910108

PIR160102

A PIR160101

2K7

PIU910101

9 16

PIU9101016

PID801 2 PID801

POVD1 VD1 COD801 D8_1 D Zener

INA115AU GND

GND 5V

COU10 U10

PIRref102

COC2402 C24_2 PIC240202

B

PIR170202

PIR2302 1

10pF COR1902 R19_2

COR1702 R17_2

POVD20 VD2+

PIC240201

PIR170201 PIR190201

10K

PIR190202

4M7

COC2002 C20_2 PIC200202

10pF COR2002 R20_2

COR1802 R18_2

POVD20 VD2-

PIR180202

PIC200201

PIR180201 PIR200201

10K

PIR200202

PIC2502 PIC2502 1

COC2502 C25_2

PIC2102 PIC2102 1

COC2102 C21_2

1n5

1n5

PIC2302 PIC2302 1

COC2302 C23_2

PIC2 02 PIC2 02 1

COC2202 C22_2

PIC2802 PIC2802 1 PIC2702 1 PIC2702

120pF

COC2802 C28_2 5.5-65pF


PIRG0202

COR2302 R23_2 6K8

PIR2302 PIR2102 C W

PIR21020W

COC2702 C27_2 5.5-65pF

5 4

IN+ IN-

RPot SM 5K

PIU910205

COR2202 R22_2 6K8

6 PIU910206 NC 7 PIU910207 V-

PIR2102 CW PIR2 02 1

120pF

4M7

PIRG0201

COR2102 R21_2

PIU910204

PIR2 02

13

PIC3402 PIC3402 1

12 10 PIU9102010

GND

5V V+

PIU9102013

FB REF

PIU9102012

OUT VO1 VO2

COC3402 C34_2 100nF

11 1 8

PIR160202

PIU1005

REF GND

PIU1001

PIU10 2

PIC10802 PIC10801

1

COC108 C1.8 22nF

LM4120AIM5-1.8 B

GND PIR160201

2K7

PIU910201

CORref1 Rref1 20K

5

OUT

EN

PIRref10

COR1602 R16_2

PIU9102011

3

PIU1003

IN

2

4

PIU1004

PIU910208

9 NC PIU910209 16 NC PIU9102016

PID802 PID802 1

POVD2 VD2

PIRref20

COD802 D8_2 D Zener

CORref2 Rref2 10K

PIRref201

INA115AU GND

GND

GND

R18_2 PIR180202

PIR180201

10K R18_2 PIR180202

Figuur A.7: Circuit spanningsmeting

PIR180201

10K

C

OUT1

IN3 PowerConnect

OUT3

Vout GND VCC

Vref

PIP201 PII103

COP4 P4

10 1

COP5 P5

PII1010 PIP401 9 PII109 COP3 P3 PowerConnect 8 PIP301 1 PII108

COI2 I2 1 1

IN1

OUT1

IN3 PowerConnect

OUT3

PIP501 PII201

2 PII202 IN2 OUT2 COP6 PowerConnect P6 1 3 PIP601 PII203

PowerConnect

POU0uit POU0UIT U_uit

COP8 P8

10 1

COP9 P9

COI3 I3 1 1

PII2010 PIP801 PIP901 PII301 IN1 9 2 PII209 COP7 COP10 PII302 P7 PowerConnect PowerConnect P10 IN2 8 PPIP701 1 1 PII303 3 PII208 IP701 PIP1001 IN3

PowerConnect PowerConnect

POV0uit POV0UIT V_uit

OUT1 OUT2 OUT3

COP12 P12

10 1

PII3010 PIP1201 9 PII309 COP11 P11 PowerConnect 8 PPIP1101 1 PII308 IP1101

Vout GND VCC

IN1

Vout GND VCC

COI1 I1 1 1

PIP101 PII101

2 PII102 IN2 OUT2 COP2 PowerConnect P2 1 3

Vref

COP1 P1

PowerConnect

CASR 15-NP

C31 100pF

C40 100pF

CASR 15-NP

IM1

5V

C29 100pF

R_IREF

GND

5V

C30 100pF

C38 100pF

GND

GND

12 13 14

5V

11

12 13 14

5V

11

12 13 14

11

Het doel van PI 10 1 PIhet 10 2 PI 10 P3I 10 4 bovenste circuit is PI 201het PI 2012 PI 201P3I 2014 meten van VPI 301 D1 PI 3012 PI 301P3I 3014 = V D1+ −V D1− . Deze spanning wordt PIC3102 PIC30 2 PIC2902 COC31 COC30 COC29 aan de ingangspinnen 4 en 5 van IC via een spanningsdeler herschaald en verlaagd aangeboden PIC40 2 PIC3802 PIR0IREF02 PO5V COC40 COC38 PIC3101 PIC30 1 PIC3902 PIC2901 COC39 PIC40 1 PIC3801 COR0IREFeffectieve PIC3901 spanningsmeting. De condensatoren U91 1 (type INA115AU), die instaat voor de PIR0IREF01 POIM2 POIM3 C20 1 tot C28 POIM1 1 zijn toegevoegd om hoogfrequente storingen te onderdrukken. Met behulp van NLVref een goed gekozen weerstand RG 1 stelt men de versterking (Eng.: ’gain’) in. De REF pin van de INA115AU wordt verbonden met +1.8 V. Deze referentiespanning construeert men met de CASR 15-NP

D

C

POV0in POV0IN V_in

Vref

POU0in POU0IN U_in

5V

C39 100pF

GND

GND

IM2

IM3

Title

Vref

Size

GND

2

Revision

A4

Date: File:

1

Number

3

11/03/2011 Sheet of C:\Documents and Settings\..\Measurements.SchDoc Drawn By: 4

D

1

2

3

COC2401 C24_1 PIC240102

PIC240101

PIR2301

10pF COR1901 R19_1

COR1701 Bijlage A. Convertor PCB R17_1

POVD10 VD1+

PIR170102

PIR170101 PIR190101

PIC2501 2 PIC2501

4M7

COC2501 C25_1

PIC2301 2 PIC2301

PIC3401 2 COC3401 C34_1 133 PIC3401 100nF

5V V+

13

PIU9101013

PIC2801 2 C28_1 12 COC2801 FB PIU9101012 10 GND 5.5-65pF PIR2301 2 REF PIU9101010 PIC2801 PIR210 C W PIRG0101 1n5 COR1601 R16_1 COR2101 R21_1 5 11 PIR21010W PIU910105 IN+ 0 - 3,3 PIR160102 PIR160101 IC U8 (type LM4120AIM5-1.8). Op die manierPIC2701verdeelt men ongeveer mooi OUTVPIU9101011 RPot SM het bereik 4 1 COC2001 C20_1 COC2701 PIU910104 INC27_1 2K7 VO1 PIU910101 P I C 2 1 0 2 P I C 2 0 1 2 P I R 2 1 0 C W 5K 8 PIC200102 PIC200101 PIU910108 5.5-65pF VO2 in twee en kan men negatieve spanningen meten. Het VD1. COC2101 COC2201 C21_1 C22_1 PIC2701 2 PIR2 01 resultaat is het uitgangssignaal 10pF COR1801 COR2001 R18_1 R20_1 COR2201 R22_1 PIC210 1 1n5 PIC2 01 120pF 6 9 PIR180102 PIR180101 PIR200101 PIR200102 PIU910106 NC POVD10 VD1NC PIU910109 10K

A

PIR190102


PIRG0102

COR2301 R23_1 6K8

COC2301 C23_1 120pF

PID801 2 VD1 mag niet hoger worden dan 3,3 V. Daarom zijn de weerstand R16 1 en de zenerdiode D8 1PID801 6K8

10K

7

PIU910107

4M7

V-

NC


16

PIU9101016

PIR2 01 2 INA115AU toegevoegd. Deze zenerdiode slaat door vanaf 3,3 V. Voor meer details omtrent de werking van GND GND de spanningsmeting en de keuze van de versterkingsweerstand wordt verwezen naar bijlage C.

De meting van V D2 = V D2+ − V D1− verloopt volledig analoog. De spanning wordt eerst COC2402 C24_2 2 stelt men de versterking verlaagd via een spanningsdeler. Met behulp van de weerstand CORG02 RG COU9102 RG_2 U91_2 5V PIR2302 1 PIC3402 COR2302 COC3402 R23_2 10pF 2 verschil met de 13 meting C34_2 P I R G 0 2 0 2 in. Op het vlakCOR1702 van de referentiespanning REF is er evenwel een van COR1902 G SEN1 V+ R17_2 R19_2 6K8 3 PIC3402 1 100nF POVD20 VD2+ RG 14 12 P I C 2 5 0 2 P I C 2 3 0 2 P I C 2 8 0 2 COC2802 10K VD1. De referentiespanning kan hierCOC2502 immers vrijC28_2 gekozen worden 15 door keuze van RG een geschikte FB COC2302 C25_2 C23_2 4M7 10 GND 5.5-65pF PIR2302 G SEN2 REF 120pF 1n5 P I C 2 5 0 2 1 P I C 2 3 0 2 1 P I C 2 8 0 2 1 P I R 2 1 0 2 C W P I R G 0 2 0 1 COR1602 R16_2 de weerstanden Rref 1 en Rref 2 (spanningsdeler). COR2102 R21_2 5 11 PIC240202

PIC240201

PIU910202

B

PIR170202

PIR170201 PIR190201

PIR190202

PIU9102013

PIU910203

PIU9102014

PIU9102012

PIU9102015

COC2002 C20_2 PIC200202

A.6

PIC200201

10pF COR2002 R20_2

COR1802 R18_2

Stroommeting 10K 4M7

POVD20 VD2-

PIR180202

PIR180201 PIR200201

PIR200202

PIC2102 PIC2102 1

PIC2 02 COC2102 C21_2 1n5 PIC2 02 1

PIC2702 1 PIC2702

COC2202 C22_2

PIR21020W

PIU910205

RPot SM 5K

COC2702 C27_2 5.5-65pF

PIR2102 CW PIR2 02 1

120pF

4

PIU910204

COR2202 R22_2 6K8

PIU9102010

IN+ IN-

6 NC 7 PIU910207 VPIU910206

PIR2 02

OUT VO1 VO2

PIU9102011

NC NC

PIU910209

PIR160202

1 8

PIR160201

2K7

PIU910201 PIU910208

9 16 PIU9102016

PID802 PID802 1


INA115AU GND

GND

R18_2

Naast twee spanningsmetingen bevat de PCB ook drie stroommetingen. Bij een gebruik als 10K driefasige convertor kan men bijvoorbeeld de drie fasestromen meten. Aangezien de drie circuits R18_2 PIR180202 PIR180201 volledig analoog opgebouwd zijn (figuur A.8) beschouwt men hier fase U. 10K PIR180202

POV0in POV0IN V_in

12 13 14

11

PIC40 2 COC40 C40

PIC40 1

1 PII203 3 PIP601 IN3 PowerConnect

PowerConnect POU0uit POU0UIT U_uit

PIC3102 PIC3101

CASR 15-NP

PIC3802

COC31 C31 100pF

PIC3801

100pF

COC38 C38 100pF

COI3 I3 1 1

8 1

1 PII303 3 PIP1001 IN3 PowerConnect PowerConnect POV0uit POV0UIT V_uit

PII208 PPIP701 IP701

PI 201 PI 2012 PI 201P3I 2014

5V

COP9 P9

PII2010 PIP801 PIP901 PII301 IN1 9 2 PII209 COP7 COP10 PII302 P7 PowerConnect PowerConnect P10 IN2

PIC30 2 PIC30 1

CASR 15-NP

COC30 C30 100pF

PIR0IREF02 COR0IREF R_IREF

GND

D

GND

GND GND

POIM1 IM1

PII3010 PIP1201 9 PII309 COP11 P11 PowerConnect

8 1

PII308 PPIP1101 IP1101

PI 301 PI 3012 PI 301P3I 3014

5V

PIR0IREF01

POIM2 IM2

PIC3902 PIC3901

COP12 P12

10 1

OUT1 OUT2 OUT3

Vref

8 1

COP8 P8

10 1

OUT1 OUT2 OUT3

Vout GND VCC

COI2 I2 1 1

PIP501 PII201 IN1 2 PII202 IN2 COP6 PowerConnect P6

PII108 PIP301

PI 10 1 PI 10 2 PI 10 P3I 10 4

CASR 15-NP

COP5 P5

12 13 14

10 1

PII1010 PIP401 9 PII109 COP3 P3 PowerConnect

Vref

Vref

1 PII103 3 PIP201 IN3 PowerConnect

OUT1 OUT2 OUT3

11

1 1

PIP101 PII101 IN1 2 PII102 IN2 COP2 PowerConnect P2

COP4 P4

11

COI1 I1

Vout GND VCC

COP1 P1

Vout GND VCC

POU0in POU0IN U_in

12 13 14

C

PIR180201

PowerConnect 5V

PIC2902 PIC2901

COC29 C29 100pF

COC39 C39 100pF GND

Title

POIM3 IM3

NLVref Vref

Size GND

1

Figuur A.8: Circuit stroommeting 2

A4 Date: File: 3

De CASR 15-NP zorgt voor de stroommeting. De module zet de gemeten stroom om in een evenredige spanning. Door een gepaste verbinding van de pinnen 1, 2, 3, 8, 9 en 10 kan men het meetbereik bepalen. Hiervoor wordt verwezen naar de datasheet van de component en bijlage C. De stroom gaat I1 binnen via pin 1 en buiten via pin 8. Pin 12 levert het uitgangssignaal Vout = IM1 dat bedoeld is voor verdere verwerking in de DSP. De voeding van de CASR gebeurt aan +5 V op pin 14, terwijl pin 13 verbonden wordt met GND. Pin 11 is de referentiespanning Vref . Deze stelt men in door een gepaste keuze van de weerstand RIref . Meer details hieromtrent zijn terug te vinden in bijlage C.

134


A.7

IGBT module

De DSP stuurt de blokgolven D0 tot D5 naar connector J18. Deze signalen zijn bestemd voor het aansturen van de schakelaars in de IGBT module. Om deze overbrenging op een veilige manier tot een goed einde te brengen is een galvanische scheiding voorzien onder de vorm van optokoppelaars.

VSL

Figuur A.9 toont de scheiding voor de drie onderste IGBT’s (de lage schakelaar van iedere fase). De ingangen DL A = D1, DL B = D3 en DL C = D5 worden niet zomaar aangeboden aan de ingang van de optokoppelaar. Hiertoe zijn de EN-poorten U1A, U1B en U1C toegevoegd. Ze bevinden zich in eenzelfde IC van het type SN74AHC08D. Naast het schakelsignaal hebben de EN-poorten ook het SD signaal, afkomstig van het veiligheidscircuit, als ingang. SD is hoog in normale omstandigheden en heeft dan geen invloed op de werking. Bij problemen (zie VCC 1 2 ’Veiligheidscircuit’) wordt SD laag. De EN-poorten zullen dan stoppen met schakelsignalen door te geven. De uitgangen van de drie optokoppelaars zijn de finale schakelsignalen Gate LA, Gate LB en Gate LC. De optokoppelaars worden aan +15 V gevoed met behulp van 15VL2. Opto1 Optocoupler.SchDoc

A

COU1A U1A

Gate_OUT

1 PIU101 PODL0A DL_A

PO\SD SD

3 PIU103

2 PIU102 VCC PIU107 SN74AHC08D PIU1014

Gate_IN

PO15VL2 15VL2

15V

POVSL VSL

GND_P

COC32 C32

PIC3201

PIC3202

GND Opto2 Optocoupler.SchDoc

100nF COU1B U1B

4 PIU104 PODL0B DL_B SD

POGate0LA POGATE0LA Gate_LA

5

Gate_OUT 6 PIU106

Gate_IN

15V

PIU105

GND_P

SN74AHC08D

POGate0LB POGATE0LB Gate_LB 15VL VSL

Opto3 Optocoupler.SchDoc B

COU1C U1C 9 PIU109 PODL0C DL_C SD

Gate_OUT 8

PIU108

10

Gate_IN

15V

PIU1010

GND_P

SN74AHC08D

POGATE0LC POGate0LC Gate_LC NL15VL 15VL NLVSL VSL

Figuur A.9: Galvanische scheiding met behulp van optokoppelaars voor de drie onderste IGBT’s Opto4 Optocoupler.SchDoc

COU2A U2A 1 PIU201 PODH0A DH_A

C

PO15VA 15VA

Gate_OUT

POGate0HA POGATE0HA Gate_HA

COD1 D1

3 scheiding voor de drie bovenste IGBT’s (de 15VL1 Figuur A.10 toont de galvanische hoge PIU203 PID101schakelaar van Gate_IN 15V SD 2 PIC1702 PID102 COC17 C17 PIU202 VCC 100uFaan deD ingang Schottky 1000V iedere fase). Het veiligheidsmechanisme met behulp van EN-poorten is identiek. PIU207 GND_P SN74AHC08D PIC1701 PIU2014 POVSH0A VSH_A COC33 De ingangen van de drie fasen C33 zijn respectievelijk DH A = D0, DH B = D2 en DH C = D4. In de GND Opto5 PIC3301 PIC3302 voeding van de optokoppelaars is er wel een verschil. Voor elke fase wordt hier een Schottky-diode Optocoupler.SchDoc PO15VB 15VB 100nF COU2B U2B POGate0HB POGATE0HB Gate_OUT Gate_HB gecombineerdPODH0B met een worden COD2 D2 4 condensator (Eng.: ’bootstrap capacity’). Deze componenten PIU204 DH_B 6 15VL1 PIU206 PID201 Gate_IN 15V bovenste schakelaarsPID202 toegevoegd omdat de onderste klemmen van de drie anders zweven in open SD 5 PIC1502 C15 COC15 PIU205 100uF D Schottky 1000V GND_P SN74AHC08D toestand. PIC1501

POVSH0B VSH_B

Opto6 Optocoupler.SchDoc

COU2C U2C 9 PIU209 PODH0C DH_C NL\SD SD

10

Gate_OUT 8

PIU208

PO15VC 15VC COD3 D3

15V

PIU2010

SN74AHC08D D

Gate_IN

POGate0HC POGATE0HC Gate_HC

GND_P

100uF

PIC1602 PIC1601

PID302

COC16 C16

PID301

NL15VL1 15VL1

D Schottky 1000V

POVSH0C VSH_C

3


COU1C U1C 9 PIU109 PODL0C DL_C SD

POGATE0LC POGate0LC Gate_LC NL15VL 15VL

Gate_OUT 8

Gate_IN

PIU108

10

15V

PIU1010

NLVSL VSL

GND_P

SN74AHC08D

135

Bijlage A. Convertor PCB Opto4 Optocoupler.SchDoc

COU2A U2A 1 PIU201 PODH0A DH_A SD

2 VCC

POGate0HA POGATE0HA Gate_HA

Gate_OUT 3 PIU203

Gate_IN

100uF

PID101

GND Opto5 Optocoupler.SchDoc

100nF COU2B U2B 4 PIU204

PODH0B DH_B

6

Gate_IN

PIU206

5

POGate0HB POGATE0HB Gate_HB

Gate_OUT

D Schottky 1000V

PIC1701

POVSH0A VSH_A

100uF

GND_P

SN74AHC08D


COU2C U2C 9 PIU209

PODH0C DH_C NL\SD SD 10 PIU2010

POGate0HC POGATE0HC Gate_HC

Gate_OUT 8

PIU208

Gate_IN

15V

PID202

PIC1502 PIC1501

COC15 C15

PID201

15VL1

D Schottky 1000V

POVSH0B VSH_B

PO15VC 15VC COD3 D3

2 100uF

GND_P

SN74AHC08D

PO15VB 15VB COD2 D2

15V

PIU205

15VL1

COC17 C17

COC33 C33

PIC3301 PIC3302

1

PID102

PIC1702

GND_P

PIU207 SN74AHC08D

COD1 D1

15V

PIU202

PIU2014

SD

PO15VA 15VA

PID302

PIC1602 PIC1601

COC16 C16

PID301

NL15VL1 15VL1

D Schottky 1000V

POVSH0C VSH_C

Figuur A.10: Galvanische scheiding met behulp van optokoppelaars voor de drie bovenste IGBT’s

Omdat de gate van de IGBT een blokgolf met amplitude 5 V vereist is een spanningsdeler (R2 1 2 en R3) voorzien aan de uitgang van iedere optokoppelaar, zoals weergegeven in figuur A.11. Hierdoor verhoogt de amplitude (Eng.: ’pull-up’) tot de gewenste waarde. COOC7 OC7 VCC

POGate0IN POGATE0IN Gate_IN

COR1 R1 PIR102

PIR101

2

PIOC702

Anode

180R 3

PIOC703

GND

8

Cathode

HCPL-4503

PO15V 15V

PIOC708

VB

7 PIOC707

VO

PIOC706

GND

PIOC705

6

PIC602 PIC601

PIR202

COR2 R2 COC6 C6 20K 100pF

PIR201 PIR302

5

POGATE0OUT POGate0OUT Gate_OUT COR3 R3 10K

PIR301

POGND0P GND_P

Figuur A.11: Detailbeeld van één optokoppelaar

A.8

Overzicht

Figuur A.12 tenslotte geeft een overzicht van de gehele convertor PCB. Naast de hierboven besproken onderdelen is de optokoppelaar OC1 van het type TLP521 toegevoegd. Deze zorgt voor de galvanische scheiding bij het overbrengen van het alarmsignaal ALM.

3

136

Bijlage A. Convertor PCB 1

2

3

4

Connections Connections.SchDoc

A

IM1 IM2 IM3 VD1 VD2

D0 D1 D2 D3 D4 D5 5V SD

IM1 IM2 IM3 VD1 VD2

ER

D0 D1 D2 D3 D4 D5

Security security.SchDoc D0 D1

SD

Measurements Measurements.SchDoc

DH_A DL_A

D2 D3

DH_B DL_B

ER D4 D5 ER

SD

SD

P13_2

VD2+ VD2-

P14_2

DH_C DL_C ER ALM

P13_1 P14_1

1 1

GateSignal GateSignal.SchDoc

B

5V

DH_A DL_A

D2 D3

DH_C DL_C

15VL1 15VL2 SD

15VL1 15VL2 SD

U V

15VL2 OC1

GND R25 Power Power.SchDoc 5V

1K

15VL1 15VL2 VSL

C37 Cap_1 10nF

GND

Cathode

2

R26

ALM

1.5K

VO TLP521

Anode

U_uit V_uit

U_uit V_uit

6 7 8 9 10 11 12 13 20 18 14 15 16 19 17

VccU VInU GNDU VccV VInV GNDV VccW VInW GNDW Vcc VinX VinY VinZ ALM GND

P N

1

1

2

1

P PowerConnect N PowerConnect

U V W

3

U

4

V

5

W 1

P20 PowerConnect

IPM 6-Pack

CIPM 4

U_in V_in

Q1

C 3

IM1 IM2 IM3

IM1 IM2 IM3

15VA Gate_HA VSH_A 15VB Gate_HB VSH_B 15VC Gate_HC VSH_C Gate_LA Gate_LB Gate_LC VSL

DH_B DL_B

D4 D5

VD2

VD2

VD1+ VD1-

5V

D0 D1

VD1

VD1

1 1

1 220uF

15VL1 15VL2 VSL

Title

D

Figuur A.12: Overzicht van de convertor PCB

Size

Number

Revision

A4 Date: File: 1

2

3

14/10/2010 Sheet of C:\Documents and Settings\..\General.SchDoc Drawn By: 4

Bijlage B

Dc-bus PCB B.1

Onderdelen

De convertoren uit de praktische opstelling bestaan naast de horizontaal georiënteerde convertor PCB ook uit een verticaal georiënteerde dc-bus PCB. Deze PCB heeft een licht misleidende naam, want hij bevat niet alleen de aansluitingen voor de onderdelen van de dc-zijde, maar ook voor de onderdelen van de ac-zijde. De dc-bus PCB werd zelf ontworpen met behulp van het programma Eagle. Het etsen gebeurde in het labo EELAB. Langs de dc-zijde zijn er aansluitingen voor: de gelijkstroombron Idc of gelijkspanningsbron Vdc de buscondensator Cdc , fysisch opgebouwd uit twee condensatoren in serie een weerstand in parallel met de buscondensator met als doel deze te kunnen ontladen de busverbindingen of ’busbaren’ die de busspanning tot aan de ingang van de IGBT module brengen

Langs de ac-zijde is er ruimte voorzien voor: de filtercondensator aansluitingen voor de filterspoel aansluitingen voor de last de verbindingen van de spanningsen stroommetingen

137

138

Bijlage B. Dc-bus PCB

B.2

Indeling

Er werd in het ontwerp gekozen voor een compromis tussen compactheid en gebruiksgemak. Tussen koperbanen waar een groot potentiaalverschil over staat werd bovendien genoeg afstand voorzien. Deze ontwerpseis heeft als doel doorslag te vermijden. Het resultaat is weergegeven in figuur B.1. De rode verbindingen bevinden zich aan de voorkant van de PCB. De blauwe lijnen slaan dan weer op de koperverbindingen die op de achterkant geëtst worden.

Figuur B.1: Lay-out van de dc-bus PCB

Centraal bovenaan bevinden zich de aansluitingen voor de gelijkspannings- of gelijkstroombron. Ze zijn via koperbanen op de PCB verbonden met de aansluitingen voor de buscondensatoren, die zich links onderaan bevinden (als men de voorkant van de PCB beschouwt). De buscondensator is opgebouwd uit twee fysische condensatoren van 1 mF in serie. De aansluitingen van de buscondensatoren doen tevens dienst als aansluitingsplaats voor de ’busbaren’ die de busspanning verbinden met de IGBT module. De ac-aansluitingen bevinden zich aan de rechterkant. Voor de filtercondensator is plaats voorzien op de PCB zelf. De smoorspoel wordt extern aangesloten. Er zijn in totaal vier externe aansluitingen voorzien. Deze maken het mogelijk om op eenvoudige wijze de stroom iL door de smoorspoel en de stroom ig voorbij de filtercondensator te meten. Met behulp van koperdraden worden de fysische verbindingen met de convertor PCB gemaakt. Links bovenaan tenslotte zijn de aansluitingen van de spanningsmetingen voorzien. De meting VD1 wordt gebruikt voor de busspanning, VD2 voor de netspanning. De aansluitingen worden met behulp van ge¨ısoleerde draden verbonden met de twee meetcircuits van de convertor PCB.

Bijlage C

Afstellen meetcircuits De regeling wordt ge¨ımplementeerd op digitale wijze door het gebruik van een digitale signaalprocessor. Deze zet de metingen om in gepaste schakelsignalen voor de IGBT-schakelaars. Hiertoe worden de metingen eerst omgezet naar digitale vorm door ADC modules. De ADC’s van de DSP PCB kunnen analoge spanningen inlezen tusen 0 en 3,3 V. De analoge metingen moeten dus herschaald worden tot binnen dit bereik.

C.1

Spanningsmeting

Een eerste stap bestaat erin bij een aangelegde spanning nul de digitale meetwaarde aan de uitgang van de ADC uit te lezen. Hiermee kan men de offset te corrigeren. De te meten spanning wordt via een spanningsdeler verlaagd aangeboden aan de INA115AU (zie ook bijlage A): 6, 8kΩ + Vin = 1, 8V + · V + (j = 1, 2) (C.1) (4710 + 6, 8)kΩ Dj 6, 8kΩ − Vin = 1, 8V + · V − (j = 1, 2) (C.2) (4710 + 6, 8)kΩ Dj Hieruit volgt + − ∆Vin = Vin − Vin =

6, 8kΩ · ∆VDj (j = 1, 2) (4710 + 6, 8)kΩ

(C.3)

Om zowel positieve als negatieve spanningen te kunnen meten is een 1,8 V referentiespanning Vref toegevoegd. Figuur C.1 toont het principe. Het bereik 1,8-3,3 V is bestemd voor positieve spanningen. Uitgangsspanningen tussen 0,3 V en 1,8 V zijn voorbehouden voor het meten van negatieve spanningen. De uitgang van de INA115AU bedraagt aldus: Vo = Vref + G · ∆Vin

(C.4)

De versterking G kan men instellen door een gepaste weerstand RG toe te voegen. De (bus)spanning is in dit werk gelimiteerd tot 200 V. De overeenstemmende uitgang Vo hoort 3,3 V te zijn. 139

140

Bijlage C. Afstellen meetcircuits

3,3 V

+ -

1,8 V 0,3 V 0

Figuur C.1: Principe van de referentiespanning

Hiermee kan vergelijking C.4 opgelost worden naar de versterking G. Gecombineerd met de vergelijking voor de versterking levert dit: G=1+

50kΩ = 5, 17 ⇒ RG = 12 kΩ RG

(C.5)

Indien men de convertoren later wil gebruiken bij busspanningen tot 400 V, vervangt men deze best door RG = 33 kΩ. Tenslotte voert men voor elke spanningsmeting in de DSP nog een versterkingsfactor f in. Dit heeft tot doel om het volledige bereik van de DSP (-32767 tot 32767) te benutten. De referentiespanning stelt men in op 140 V. Hierdoor vermijdt men problemen met overflow. Om f te bepalen legt men een spanning van 40 V aan. Deze werkwijze wordt ge¨ıllustreerd voor de busspanningsmeting van de masterconvertor. De overige spanningsmetingen verlopen analoog. Vm v · Vref = V ⇒ f · 140 V = 40 V (C.6) 32767 Hierin is Vm de waarde die men inleest uit de ADC. Als gemiddelde uit tien metingen vindt men Vm = 7882. Hieruit volgt, rekening houdend met de fractionele voorstelling in de DSP [31]: f = 2, 969 = 4 ·

24325 32767

(C.7)

Als men de ingelezen spanningswaarden vermenigvuldigt met deze factor f bekomt men per-unit waarden. De metingen zijn daarmee klaar om verwerkt te worden door de regelaars.

C.2

Stroommeting

De afstelling van de stroommeting loopt in grote lijnen analoog. Opnieuw wordt eerst de offset weggewerkt. De stroommeting gebeurt door CASR 15-NP modules. De uitgang van deze module haalt men uit de datasheet: Vout = G · Np · Ip = 41, 67

mV · 3 · Ip A

(C.8)

141

Bijlage C. Afstellen meetcircuits

De factor Np kan men instellen door een gepaste verbinding van de windingen. Om Np = 3 te bekomen schakelt men de drie windingen in serie. De referentiespanning creëert men hier met een spanningsdeler, zoals weergegeven in figuur C.2. Aangezien dit werk handelt over eenfasige microgrids heeft men de stroommetingen niet alle drie nodig. Men gebruikt er hier twee: een voor de stroom iL door de smoorspoel en een voor de stroom ig die naar de last vloeit. De keuze Rref = 820Ω levert een referentiespanning Vref van 1,77 V. CASR 15-NP 2,5 V

CASR 15-NP 2,5 V

680 Ω

680 Ω

Vref Rref

Figuur C.2: Principe van de referentiespanning

Ook de stromen wenst men na inlezing door de ADC’s om te zetten naar per-unit voorstelling. Men gaat hiervoor op dezelfde manier te werk als bij de spanningsmeting. Men zorgt voor een gecontroleerde stroom van 2 A en zet de ingelezen waarde Im (gemiddelde van tien metingen) vervolgens om naar de gepaste per-unit waarde met de versterkingsfactor f. De werkwijze wordt ge¨ıllustreerd voor de meting iL,M . De overige metingen gebeuren analoog. i · Iref = I ⇒ f

Im 2937 · 10 A = f · 10 A = 2 A 32767 32767

(C.9)

Hieruit berekent men eenvoudig de versterkingsfactor. f = 2, 321 = 4 ·

19015 32767

De resulterende per-unit waarden kunnen vervolgens verwerkt worden door de regelaars.

(C.10)

Bijlage D

Code De digitale signaalprocessor maakt gebruik van de programmeertaal C en de CodeWarrior software. Dit programma heeft als voordeel dat de ADC, PWM en timers niet expliciet moeten geprogrammeerd worden. CodeWarrior bevat immers een aantal ’beans’, overzichtelijke menu’s waarin men de belangrijkste parameters kan instellen. Deze beans worden door de software automatisch omgezet in C code. De regelingen zelf dienen uiteraard wel uitgewerkt te worden. De gegenereerde code is, vergezeld van een korte toelichting, weergegeven in deze bijlage.

D.1

Hoofdbestand: codedsp.c

Het hoofdbestand bevat de hoofdfunctie main(). Daarnaast zijn de functies ResetInvertor() en ResetInvertorSlave() aanwezig. Deze halen respectievelijk de master en de slave uit beveiliging bij aanvang van de proef. De functie SinCos() vult een tabel sinuswaarden. Deze kan men later gebruiken voor een snellere berekening van een sinus of cosinus [23]. De functie Measure() tenslotte maakt het mogelijk om zes grootheden te meten. De waarden van deze grootheden worden opgeslagen in het geheugen van de DSP, dat beperkt is in omvang.

/* Including needed modules to compile this module/procedure */ #include "Cpu.h" #include "variabelen.h" #include "Events.h" #include "AD1.h" #include "TMR1.h" #include "PWMu.h" #include "EInt1.h" #include "MFR1.h" #include "EInt2.h" #include "TFR1.h" #include "MEM1.h" #include "TI1.h" #include "AD2.h" #include "TMR2.h"

142

Bijlage D. Code #include "PWMum.h" /* Including shared modules, which are used for whole project */ #include "PE_Types.h" #include "PE_Error.h" #include "PE_Const.h" #include "IO_Map.h" #define SINLENGTH 100 int sinus[SINLENGTH]; int var3vorige=0; int var4vorige=0; int var3vorigeII=0; int var4vorigeII=0; int var3vorigeIII=0; int var4vorigeIII=0; /************************************************ main ************************************************/ void main(void) { /* Write your local variable definition here */ int i,fase; /*** Processor Expert internal initialization. DON’T REMOVE THIS CODE!!! ***/ PE_low_level_init(); /*** End of Processor Expert internal initialization. ***/ ResetInvertor(); ResetInvertorSlave(); //Opvullen rij sinus (kwart periode) for(i=0;i<SINLENGTH;i++){ fase=div_s(i,SINLENGTH)>>1; sinus[i]=tfr16SinPIx(fase); } if(AD1_EnableIntTrigger()!=ERR_OK){asm(debughlt);} if(AD2_EnableIntTrigger()!=ERR_OK){asm(debughlt);}

/* Write your code here */ for(;;) {;} } /************************************************ Reset invertor SLAVE mbv pin PC08 ************************************************/ void ResetInvertor(void) {

143

Bijlage D. Code unsigned int i=0x0008; GPIO_C_DDR=0x0100; GPIO_C_PER&=~0x0100; GPIO_C_DR|=0x0100; while(i--){asm{nop;}} GPIO_C_DR&=~0x0100; } /************************************************ Reset invertor MASTER mbv pin PD11 ************************************************/ void ResetInvertorSlave(void) { unsigned int j=0x0008; GPIO_D_DDR=0x0800; //activatie PD11 GPIO_D_PER&=~0x0800; GPIO_D_DR|=0x0800; //PD11 hoog while(j--){asm{nop;}} //wacht GPIO_D_DR&=~0x0800; //PD11 laag } /************************************************ Meetfunctie ************************************************/ #define RIJLENGTE 800 // 100 is een netperiode voor 5kHz int arrvar1[RIJLENGTE],arrvar2[RIJLENGTE],arrvar3[RIJLENGTE]; int arrvar4[RIJLENGTE],arrvar5[RIJLENGTE],arrvar6[RIJLENGTE]; void Measure(int var1,int var2,int var3,int var4,int var5,int var6){ static int teller; if (teller<=RIJLENGTE){ arrvar1[teller]=var1; arrvar2[teller]=var2; arrvar3[teller]=var3; arrvar4[teller]=var4; arrvar5[teller]=var5; arrvar6[teller]=var6; teller++; } else teller=0; } /************************************************ SinCos(): Berekend sinus of cosinus van theta Parameters: hoek theta, boolean sin (1:sin,0:cos) ************************************************/ int SinCos(int theta,bool sin){

144

Bijlage D. Code

145

int arg; sinus[0]=0; if(!sin){arg=sub(16384,theta);} // cos(theta)=sin(Pi/2-theta) else arg=theta; if(arg>0 & arg<16384){return sinus[mult(arg,SINLENGTH<<1)];} else if(arg>=16384){return sinus[mult(sub(32767,arg),SINLENGTH<<1)];} else if(arg<0 & arg>-16384){return -sinus[mult(-arg,SINLENGTH<<1)];} else if(arg<=-16384){return -sinus[mult(sub(32767,-arg),SINLENGTH<<1)];} else return 0; } /* END codedsp */ /* ** ################################################################### ** ** This file was created by UNIS Processor Expert 2.99 [04.17] ** for the Freescale 56800 series of microcontrollers. ** ** ################################################################### */

D.2

Interrupt routines: events.c

Het bestand events.c bevat functies die aangesproken worden wanneer er zich bepaalde interrupts voor doen. De functie AD1 OnEnd() wordt uitgevoerd als ADC1 al zijn omzettingen heeft gedaan. Ze bevat de spanningsregeling van de master. AD2 OnEnd() bevat dan weer de stroomregeling van de slave. De functies EInt1 OnInterrupt en EInt2 OnInterrupt worden uitgevoerd wanneer knop A respectievelijk B ingeduwd worden. Dit laat toe om met behulp van de knoppen in real-time regelaars af te stellen of een wenswaarde aan te passen. De functie ADC CallibrateOffset() maakt het mogelijk om op eenvoudige wijze de offsets van de meetcircuits te bepalen. De interrupt TI1 OnInterrupt() is toegevoegd voor de meting Measure(). De frequentie wordt in de TI1 bean ingesteld op 5 kHZ. #include "Cpu.h" #include "Events.h" #include "variabelen.h" /******************************************* MASTER *******************************************/ //Variabelen Master long dru, drffu, drut; int ilw; int ioffset=0; int Il, Ilast, il, ilast, ilerr, ilerrv, vw, vwampl, verr, verrv; int icster, deltaicster;

Bijlage D. Code int pm; int Vbus, Vc, vbus, vc; int K=0; int x=0; int xvorig=0; int testadc=0; #define ADC_offset_Il 19615 #define ADC_offset_Ilast 19549 #define ADC_offset_Vbus 19874 #define ADC_offset_Vc 19820 #pragma interrupt called /* Comment this line if the appropriate ’Interrupt preserve registers’ property */ /* is set to ’yes’ (#pragma interrupt saveall is generated before the ISR) */ void AD1_OnEnd(void) { /* Write your code here ... */ //CONTROLE TIJDSGEBRUIK GPIO_C_DDR=0x0400; //activatie PD10 GPIO_C_PER&=~0x0400; GPIO_C_DR|=0x0400; //zet PD10 hoog testadc=1; //CALIBRATIE ADC_CalibrateOffset(); //ADC_Meting(); Il=sub((int)getReg(ADCA_ADRSLT4),ADC_offset_Il); Ilast=sub((int)getReg(ADCA_ADRSLT5),ADC_offset_Ilast); Vbus=sub((int)getReg(ADCA_ADRSLT1),ADC_offset_Vbus); Vc=sub((int)getReg(ADCA_ADRSLT0),ADC_offset_Vc); //OMZETTEN P.U. (Iref=10A, Vref=140V) il=mult(Il,19015)<<2; ilast=mult(Ilast,19015)<<2; vbus=mult(Vbus,24325)<<2; //vc (netspanning): licht verschil tussen positieve en negatieve waarden if(Vc>=0){vc=mult(Vc,19337)<<2;} if(Vc<0){vc=mult(Vc,19259)<<2;} //VERMOGEN if(vc>=0 & il>=0){pm=mult(vc,il);} if(vc<0 & il<0){pm=mult(-vc,-il);} if(vc<0 & il>0){pm=-mult(-vc,il);} if(vc>0 & il<0){pm=-mult(vc,-il);} //WENSWAARDE

146

147

Bijlage D. Code vwampl=18724; // if(mult(x,xvorig)<0) //{ // Vbuss50=sub((int)getReg(ADCB_ADRSLT1),ADC_offset_Vbus); // vbuss50=add(mult(Vbuss50,19524)<<2,1200); //} // vwampls=18724+(vbuss-23405); // vwampl=vwampls; //vwampl=18724+(vbus-23405); vw=mult(tfr16CosPIx(x),vwampl); x=x+164; //DUTY-RATIO FEEDFORWARD if(vc>0){drffu=add(16384,mult(div_s(vc,23405),16384));} else drffu=sub(16384,mult(div_s(-vc,23405),16384));

//geval m/s (Vbus cst 100V)

//PI SPANNINGSREGELAAR verrv=verr; verr=sub((int)vw,vc); icster=0; //icster=mult(mult(vwampl,26),SinCos(x,0)); //26=C_f*omega deltaicster=add(deltaicster,mult(21000,sub(verr,mult(30000,verrv)))<<3); ilw=add(add(icster,deltaicster),ilast); //PI STROOMREGELAAR ilerrv = ilerr; ilerr=sub((int)ilw,il); drut=add(drut,mult(8000,sub(ilerr,mult(30000,ilerrv)))); //Gain,Nul //DUTY-RATIO, BEVEILIGING & PWM dru=drut+drffu; if(dru>bg){dru=bg;} if(dru
//zet PD10 laag

}

/******************************************* KNOP *******************************************/ #pragma interrupt called /* Comment this line if the appropriate ’Interrupt preserve registers’ property */ /* is set to ’yes’ (#pragma interrupt saveall is generated before the ISR) */

Bijlage D. Code

void EInt2_OnInterrupt(void) { /* place your EInt2 interrupt procedure body here */ K=sub(K,500); }

/******************************************* KNOP *******************************************/ #pragma interrupt called /* Comment this line if the appropriate ’Interrupt preserve registers’ property */ /* is set to ’yes’ (#pragma interrupt saveall is generated before the ISR) */ void EInt1_OnInterrupt(void) { /* place your EInt1 interrupt procedure body here */ K=add(K,500); }

/* ** =================================================================== ** Event : PWMu_OnReload (module Events) ** ** From bean : PWMu [PWMMC] ** Description : ** This event is called before PWM cycle according to reload ** frequency. (Only when the bean is enabled - <Enable> and ** the events are enabled - <EnableEvent>) This event is ** enabled only if interrupt service/event is enabled. ** Parameters : None ** Returns : Nothing ** =================================================================== */ #pragma interrupt called /* Comment this line if the appropriate ’Interrupt preserve registers’ property */ /* is set to ’yes’ (#pragma interrupt saveall is generated before the ISR) */ void PWMu_OnReload(void) { /* Write your code here ... */ }

/******************************************* METINGEN

148

Bijlage D. Code *******************************************/ #pragma interrupt called /* Comment this line if the appropriate ’Interrupt preserve registers’ property */ /* is set to ’yes’ (#pragma interrupt saveall is generated before the ISR) */ void TI1_OnInterrupt(void) { /* Write your code here ... */ Measure(vbuss,vbus,ps,pm,vcs,vc); }

/******************************************* SLAVE *******************************************/ //Variabelen Master long drus, drffus, druts; int ilws; int ioffsets=0; int Ils, Ilasts, ils, ilasts, ilerrs, ilerrvs, verrs, verrvs, deltaicsters, icsters; int vwampls; int vws; int ps; int Vbuss, Vcs, vbuss, vcs; int Ks=0; int z=0; int vwampls=18724; #define ADC_offset_Ils 19574 #define ADC_offset_Ilasts 19560 #define ADC_offset_Vbuss 19844 #define ADC_offset_Vcs 19815 #pragma interrupt called /* Comment this line if the appropriate ’Interrupt preserve registers’ property */ /* is set to ’yes’ (#pragma interrupt saveall is generated before the ISR) */ void AD2_OnEnd(void) { //CALIBRATIE //ADC_CalibrateOffset(); //ADC_Meting(); Ils=sub((int)getReg(ADCB_ADRSLT4),ADC_offset_Ils); Ilasts=sub((int)getReg(ADCB_ADRSLT5),ADC_offset_Ilasts); Vbuss=sub((int)getReg(ADCB_ADRSLT1),ADC_offset_Vbuss); Vcs=sub((int)getReg(ADCB_ADRSLT0),ADC_offset_Vcs); //OMZETTEN P.U. (Iref=10A, Vref=140V)

149

Bijlage D. Code ils=mult(Ils,20631)<<2; ilasts=mult(Ilasts,20631)<<2; vbuss=mult(Vbuss,19524)<<2; //vc (netspanning): licht verschil tussen positieve en negatieve waarden! if(Vcs>=0){vcs=mult(Vcs,18917)<<2;} //19480 if(Vcs<0){vcs=mult(Vcs,18418)<<2;} //ACTIEF VERMOGEN if(vcs>=0 & ils>=0){ps=mult(vcs,ils);} if(vcs<0 & ils<0){ps=mult(-vcs,-ils);} if(vcs<0 & ils>0){ps=-mult(-vcs,ils);} if(vcs>0 & ils<0){ps=-mult(vcs,-ils);} //PI SPANNING (GEVAL DROOPREGELING) //vwampls=18724+(vbuss-23405); //14043; //vwampls=18724; //vws=mult(tfr16CosPIx(x),vwampls); //z=z+164; verrvs=verrs; verrs=sub((int)vws,vcs); icsters=0; //icsters=mult(mult(vwampls,26),SinCos(x,0)); //26=C_f*omega deltaicsters=add(deltaicsters,mult(21000,sub(verrs,mult(30000,verrvs)))<<3); //PI-tr&err //ilws=add(add(icsters,deltaicsters),ilasts); //WENSWAARDE STROOM //ilws=mult(tfr16CosPIx(z),9830); //berekenen sinus(argument*Pi), 3 ampere //z=z+164; ilws=il; //DUTY-RATIO FEEDFORWARD if(vcs>0){drffus=add(16384,mult(div_s(vcs,23405),16384));} //geval m/s (Vbus cst 100V) else drffus=sub(16384,mult(div_s(-vcs,23405),16384)); //if(vcs>0){drffus=add(16384,mult(div_s(vcs,vbuss),16384));} //geval droopregeling //else drffus=sub(16384,mult(div_s(-vcs,vbuss),16384)); //geval droopregeling //PI STROOM ilerrvs = ilerrs; ilerrs=sub((int)ilws,ils); druts=add(druts,mult(8000,sub(ilerrs,mult(30000,ilerrvs)))); //Gain,Nul //PWM drus=druts+drffus; if(drus>bg){drus=bg;} if(drus
150

Bijlage D. Code } /******************************************* KALLIBRATIE *******************************************/ int meting[10], offset; void ADC_CalibrateOffset(void) { int i=0; if (offset==0) { while(i<10) { Cpu_Delay100US(5000); //halve seconde offset=add(offset,mult(3277,(int)getReg(ADCB_ADRSLT0))); meting[i]=(int)getReg(ADCB_ADRSLT0); i++; } } }

/* ** =================================================================== ** Event : PWMum_OnReload (module Events) ** ** From bean : PWMum [PWMMC] ** Description : ** This event is called before PWM cycle according to reload ** frequency. (Only when the bean is enabled - <Enable> and ** the events are enabled - <EnableEvent>) This event is ** enabled only if interrupt service/event is enabled. ** Parameters : None ** Returns : Nothing ** =================================================================== */ #pragma interrupt called /* Comment this line if the appropriate ’Interrupt preserve registers’ property */ /* ** =================================================================== ** Event : PWMum_OnReload (module Events) ** ** From bean : PWMum [PWMMC] ** Description : ** This event is called before PWM cycle according to reload ** frequency. (Only when the bean is enabled - <Enable> and ** the events are enabled - <EnableEvent>) This event is

151

Bijlage D. Code ** enabled only if interrupt service/event is enabled. ** Parameters : None ** Returns : Nothing ** =================================================================== */ #pragma interrupt called /* Comment this line if the appropriate ’Interrupt preserve registers’ property */ /* is set to ’yes’ (#pragma interrupt saveall is generated before the ISR) */ void PWMum_OnReload(void) { /* Write your code here ... */ } /* END Events */ /* ** ################################################################### ** ** This file was created by UNIS Processor Expert 2.99 [04.17] ** for the Freescale 56800 series of microcontrollers. ** ** ################################################################### */

D.3

Header-bestand: variabelen.h

Het bestand variabelen.h bevat de declaraties van de globale variabelen en functies. #ifndef __variabelen_H #define __variabelen_H /* MODULE variabelen */ //Constanten #define bg 32765 #define og 2 //Variabelen Master extern long dru; extern int K; extern int Vbus,Vc,Il,Ilast; extern int vbus,vc,il,ilast,ilerr,verr,verrv,vwampl,vw; extern int ilw; extern int deltaicster,icster; extern long drffu, drut; extern int x, xvorig;

152

Bijlage D. Code extern int testadc; extern int pm; //Variabelen Slave extern long drus; extern int Ks; extern int Vbuss,Vcs,Ils,Ilasts; extern int vbuss,vcs,ils,ilasts,ilerrs,verrs,verrvs,vwampls,vws; extern int ilws; extern int deltaicsters,icsters; extern int z; extern long drffus, druts; extern int ps; //Functies extern void ResetInvertor(void); extern void ResetInvertorSlave(void); extern void ADC_CalibrateOffset(void); extern int SinCos(int theta,bool sin); extern void Measure(int var1,int var2,int var3,int var4,int var5,int var6); /* END variabelen */ #endif

153

Bibliografie [1] B. Renders, Convertor-gekoppelde decentrale generatoren en netkwaliteit in laagspanningsnetten. Doctoraatsthesis, Universiteit Gent, 2009. [2] P. Patel, “Germany leads the pv market - for now,” IEEE Spectrum, vol. 48, p. 56, Februari 2011. [3] A. D. Vos, Duurzame energie en rationeel energiegebruik. Cursustekst, Universiteit Gent, 2011. [4] R. H. Lasseter, “Microgrids and distributed generation,” Journal of Energy Engineering, September 2007. [5] T. Green en M. Prodanović, “Control of inverter-based micro-grids,” Electric Power Systems Research, vol. 77, pp. 1204–1213, 2007. [6] B. Kroposki, R. Lasseter, T. Ise, S. Morozumi, S. Papathanassiou, en N. Hatziargyriou, “A look at microgrid technologies and testing projects from around the world,” IEEE power & energy magazine, 2008. [7] J. M. Guerrero, L. Hang, en J. Uceda, “Control of distributed uninterruptible power supply systems,” IEEE Transactions On Industrial Electronics, vol. 55, Augustus 2008. [8] K. Siri, C. Q. Lee, en T.-F. Wu, “Current distribution control for parallel connected converters: Part i,” IEEE Transactions On Aerospace And Electronic Systems, vol. 28, Juli 1992. [9] K. Siri, C. Q. Lee, en T.-F. Wu, “Current distribution control for parallel connected converters: Part ii,” IEEE Transactions On Aerospace And Electronic Systems, vol. 28, Juli 1992. [10] J.-F. Chen en C.-L. Chu, “Combination voltage-controlled and current-controlled PWM inverters for ups parallel operation,” IEEE Transactions On Power Electronics, vol. 10, September 1995. [11] W.-C. Lee, T.-K. Lee, S.-H. Lee, K.-H. Kim, D.-S. Hyun, en I.-Y. Suh, A Master and Slave Control Strategy for Parallel Operation of Three-Phase UPS Systems with Different Ratings, vol. 1, Applied Power Electronics Conference and Exposition, APEC, September 2004. [12] L. Vandevelde, Operationele aspecten van elektrische energienetten. Cursustekst, Universiteit Gent, 2011. [13] M. Prodanović, Power Quality and Control Aspects of Parallel Connected Inverters in Distributed Generation. Doctoraatsthesis, University of London, Januari 2004. [14] T. L. Vandoorn, B. Renders, B. Meersman, L. Degroote, en L. Vandevelde, “A control strategy for islanded microgrids with dc-link voltage control,” IEEE Transactions on Power Delivery, vol. 26, no. 2, pp. 703–713, 2011. [15] T. L. Vandoorn, B. Renders, L. Degroote, B. Meersman, en L. Vandevelde, “Active load control in islanded microgrids based on the grid voltage,” IEEE Transactions on Smart Grid, vol. 2, pp. 139–151, Maart 2011.

154

Bibliografie

155

[16] Y. Pei, G. Jiang, X. Yang, en Z. Wang, Auto-Master-Slave Control Technique of Parallel Inverters in Distributed AC Power Systems and UPS, 35th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference, 2004. [17] T.-F. Wu, Y.-K. Chen, en Y.-H. Huang, “3c strategy for inverters in parallel operation achieving an equal current distribution,” IEEE Transactions On Industrial Electronics, vol. 47, April 2000. [18] J. Melkebeek, Gestuurde Elektrische Aandrijvingen. Cursustekst, Universiteit Gent, 2009. [19] T. Vandoorn, B. Renders, F. D. Belie, B. Meersman, en L. Vandevelde, A Voltage-Source Inverter for Microgrid Applications with an Inner Current Control Loop and an Outer Voltage Control Loop, International Conference of Renewable Energies and Power Quality, European Association for the Development of Renewable Energies, Environment and Power Quality, April 2009. [20] D. M. V. de Sype, K. D. Gussemé, A. P. M. V. den Bossche, en J. A. Melkebeek, “Duty-ratio feedforward for digitally controlled boost PFC converters,” IEEE Transactions On Industrial Electronics, vol. 52, Februari 2005. [21] J. Baeten, Automatisering Regeltechniek Deel 1: Basis Regeltechniek. Cursustekst, Katholieke Hogeschool Limburg, 2005. [22] R. D. Keyser, Modelleren en Regelen van Dynamische Systemen. Cursustekst, Universiteit Gent, 2004. [23] J. D. Kooning, Balancering van het middelpunt van de busspanning bij driefasige netgekoppelde invertoren met neutrale geleider. Masterthesis, Universiteit Gent, 2010. [24] K. D. Gusseme, Digitale controle van een eenfasige actieve gelijkrichter. Doctoraatsthesis, Universiteit Gent, 2006. [25] D. V. de Sype, Kleinsignaalmodellering van digitaal gestuurde schakelende energie-omzetters. Doctoraatsthesis, Universiteit Gent, 2004. [26] A. V. den Bossche, Technologie van Elektrische Installaties. Cursustekst, Universiteit Gent, 2010. [27] B. Meersman, B. Renders, L. Degroote, T. Vandoorn, en L. Vandevelde, Dc-bus Voltage Controllers for a Three-Phase Voltage-Source Inverter for Distributed Generation, (Valencia, Spain), International Conference of Renewable Energies and Power Quality, European Association for the Development of Renewable Energies, Environment and Power Quality, April 2009. [28] A. Engler en N. Soultanis, Droop control in LV-Grids, (The Netherlands), International Conference of Future Power Systems, November 2005. [29] B. Meersman, J. D. Kooning, T. Vandoorn, L. Degroote, B. Renders, en L. Vandevelde, Overview of PLL methods for Distributed Generation units, Universities Power Engineering Conference (UPEC), 2010. [30] J.-W. Choi, Y.-K. Kim, en H.-G. Kim, “Digital pll control for single-phase photovoltaic system,” Electric Power Applications, IEE Proceedings, vol. 153, no. 1, pp. 40–46, 2006. [31] D. L. Jones, S. Appadwedula, M. Berry, M. Haun, D. Moussa, D. Sachs, en J. Laska, “Two’s complement and fractional arithmetic for 16-bit processors,” Januari 2005.

slave regelstrategie voor vermogensverdeling in een microgrid

Recommend Documents