Pengembangan Model Motor Induksi sebagai Penggerak Mobil Listrik dengan Menggunakan Metode Vektor Kontrol

JURNAL ILMIAH ELITE ELEKTRO, VOL. 2, NO. 2, SEPTEMBER 2011: 67-72

Pengembangan Model Motor Induksi sebagai Penggerak Mobil Listrik dengan Menggunakan Metode Vektor Kontrol Era Purwanto*, Gigih Prabowo, Endro Wahyono, dan M. Machmud Rifadil Jurusan Teknik Elektronika, Politeknik Elektronika Negeri Surabaya, Kampus ITS Keputih Sukolilo, Surabaya 60111, Indonesia *

E-mail: [email protected]

Abstrak Dunia transportasi merupakan pengguna terbesar bahan bakar minyak, tetapi bahan bakar minyak akan semakin berkurang, sehingga diperlukan energi alternatif untuk menggantikannya. Energi listrik merupakan salah satu energi alternatif untuk menggantikan bahan bakar minyak pada dunia transportasi, energi listrik akan digunakan sebagai sumber energi untuk motor listrik sebagai penggerak mobil listrik. Salah satu sistem yang dikembangkan pada penelitian ini adalah penggunaan motor induksi 3 phasa, motor induksi mempunyai kelebihan dan kekurangan. Untuk membuat sistem yang tangguh maka dikembangkan metode vektor kontrol untuk mengatasi kelemahan motor induksi.

Abstract Development Model for Induction Motor Drive Car with Electricity Using Vector Control Method. Transportation is the world's largest user of fuel, but fuel oil will decrease, so that alternative energy is needed to replace it. Electrical energy is one alternative energy to replace fuel oil in the world of transportation, electricity energy will be used as a source of energy for the electric motor as the driving electric cars, one of the systems that are currently developed in this study is the use of three phase induction motor, induction motor has advantages and disadvantages, to make the system robust vector control method is developed to overcome the weaknesses of an induction motor. Keywords: decouple, koordinat d-q, motor induksi, transformasi Park, vector control

digunakan pada sistem pengendalian elektris, karena pengendaliannya dapat dilakukan secara terpisah (decoupled system). Namun demikian terdapatnya komutator-komutator menyebabkan diperlukannya perawatan rutin dan berkala, hal ini menyebabkan sistem menjadi kurang effisien. Karena itu penggunaan motor dc perlahan-lahan digeser oleh motor induksi, karena bentuknya kokoh, pemeliharaannya mudah, dan efisien, maka motor induksi banyak digunakan [3]. Namun demikian motor induksi adalah sistem kopel (coupled) dimana ada saling ketergantungan antara torka dan fluksi. Dengan berkembangnya teknik vector control maka kelemahan pada motor induksi dapat diatasi dengan teknik mengubah sistem couple menjadi decouple, sehingga antara komponen torka dan komponen fluksi bisa dikendalikan secara terpisah [4-5].

1. Pendahuluan Pada saat ini energi listrik masih merupakan energi alternatif untuk digunakan pada alat transportasi, pada sistem ini motor listrik akan menggantikan mesin diesel atau mesin konvensional sebagai penggerak utama, mesin listrik yang dapat digunakan pada saat ini sangat banyak sekali mulai dari motor DC sampai dengan motor AC [1]. Pengaturan kecepatan pada motor AC jauh lebih sulit dibandingkan dengan motor DC karena tidak ada hubungan yang linier antara arus motor dan torsi yang dihasilkan seperti pada motor DC [2]. Suatu metode yang kemudian disebut sebagai vector control digunakan untuk mengatur kecepatan motor induksi pada rentang kecepatan yang besar serta presisi dan respon yang cepat. Pada metode vector control, pengaturan motor induksi telah diubah seperti pangaturan motor arus searah, sehingga dalam pengaturan motor induksi dapat digunakan berbagai kontroler seperti pada pengaturan kecepatan motor arus searah. Motor dc adalah motor yang paling ideal

Dengan sistem ini arus penguatan dan arus beban motor dapat dikontrol secara terpisah, sehingga torka dan fluksi juga dapat diatur secara terpisah, seperti halnya motor dc.

67

68

JURNAL ILMIAH ELITE ELEKTRO, VOL. 2, NO. 2, SEPTEMBER 2011: 67-72

dengan persamaan torsi elektromagnetik motor [5]:

2. Metode Penelitian

Te =

Rancangan Mobil Listrik. Mobil listrik yang diusulkan pada penelitian ini terdiri dari motor listrik, power control unit dan battery seperti ditunjukkan pada Gambar 1

J d ω r + K d ω r = Te −T L P dt

(4)

d θr = ωr dt

(5)

Sistem Vector Control. Vector control merupakan pemisahan (decoupled) pengaturan dari fluks dan torsi motor induksi. Dari Gambar 3 di mana fluks λ m berhimpit dengan sumbu d sehingga fluks dan arus stator dapat dinyatakan:

Dengan transformasi ini didapatkan model motor induksi yang lebih sederhana, model arus motor induksi dapat dinyatakan sebagai berikut:

λ m = λm (6)

i s = ids + jiqs

(1)

AC Source n i V

i

d v

V a

Optimization eff. by advanced control

+

d

Current control

Filter -

q v

r ω Δ

ω

i + q

speed control

+

i

PWM Control

input power calculation

ΔPin

Induction Moto

signal control

iin

ω r*

M

Driver

by DSP TMS320

i a

b i

c

V c V b

d- q to a-b-c

current control

-

r slip calculation +

ω

e θ

tegangan dan arus pada persamaan ini merupakan variabel dengan referensi koordinat d-q, transfor-masi tegangan tiga fase ke koordinat d-q menggunakan transformasi Park berikut [5]:

(3)

Kecepatan motor induksi yang merupakan fungsi torsi elektromagnetik dan torsi beban sebagai berikut:

Dari model mekanik pada Gambar 1 maka dikembangkan model elektrik seperti ditunjukkan pada Gambar 2. Model yang dikembangkan pada sistem Gambar 2 adalah model pengaturan motor induksi berbasis pada vector control. Model d-q motor induksi merupakan dasar pengaturan kecepatan motor induksi dengan metode vector control. Sistem koordinat tiga fase statis ditransformasikan ke koordinat dinamis d-q, koordinat ini berputar mengikuti kecepatan sinkron motor atau medan putar stator.

⎡ . ⎤ ⎡ − R s Lr ω r M 2 ⎢ I ds. ⎥ ω r Lr M ⎤ ⎡ I ds ⎤ Rr M ⎥⎢ ⎥ ⎢I ⎥ 1 ⎢ 2 R r M ⎥ ⎢ I qs ⎥ − R s Lr − ω r Lr M ⎢ qs. ⎥ = ⎢ − ω r M − ω r L s M − R r L s − ωL r L s ⎥ ⎢ I dr ⎥ ⎢I ⎥ D ⎢ Rs M ⎢ ⎥ ⎢ω L M ⎢ dr. ⎥ ω r Lr L s − R r L s ⎥⎦ ⎢⎣ I qr ⎥⎦ Rs M r s ⎣ ⎢ I qr ⎥ ⎣ ⎦ 0 ⎤ ⎡V ds ⎤ ⎡ Lr 0 − M ⎢ ⎥ ⎢ 1 0 Lr 0 − M ⎥⎥ ⎢V qs ⎥ ; D = Lr Ls − M 2 + ⎢ 0 L s 0 ⎥ ⎢V dr ⎥ D ⎢− M ⎢ 0 − M 0 L s ⎥⎦ ⎢⎣⎢V qr ⎥⎦⎥ ⎣

3 PM (i dr i qs − i ds i qr ) 2

e

a-b-c to d- q

ADC

∫

+

⎡ 4π ⎞⎤ V 2π ⎞ ⎛ ⎛ cos(− θ ) cos⎜ − θ + ⎟ cos⎜ − θ + ⎟ ⎡ a⎤ ⎡v ds ⎤ 2 ⎢ 3 ⎠⎥⎥ ⎢ ⎥ 3 ⎝ ⎠ ⎝ ⎢v ⎥ = ⎢ ⎢Vb ⎥ ⎣ qs ⎦ 3 ⎢ sin(− θ ) sin⎛⎜ − θ + 2π ⎞⎟ sin⎛⎜ − θ + 4π ⎞⎟ ⎥ ⎢V ⎥ ⎢⎣ 3 ⎠ 3 ⎠ ⎥⎦ ⎣ c ⎦ ⎝ ⎝

Gambar 1. Sistem Mobil Listrik [1]

from tachometer

(2) Gambar 2. Sistem Pengaturan Motor Induksi

Gambar 3. Vektor Fluks dan Arus Stator [6]

JURNAL ILMIAH ELITE ELEKTRO, VOL. 2, NO. 2, SEPTEMBER 2011: 67-72

Sehingga persamaan torsi motor dapat dinyatakan berikut [5]: Te =

(

)

(

)

3 3 3 P Re j λ m i s = P Re j λ m (ids − jiqs ) = Pλm iqs 2 2 2

(7)

Dari persamaan (7) torsi motor hanya tergantung pada nilai dari arus stator komponen sumbu q iqs, serta fluks

λ m . Sedangkan komponen arus stator yang lain

motor

λ

ids mempengaruhi besarnya fluks m . Persamaan torsi dari motor induksi ini terlihat seperti persamaan torsi motor arus searah. Dengan mengatur baik fluks maupun arus stator iqs maka kita dapat mengatur torsi motor induksi . Persamaan decoupled. Persamaan decoupled [1] untuk * * * memperoleh arus stator ( ias , ibs , ics ) adalah ⎛ i*as ⎞ ⎜ ⎟ ⎜ i*bs ⎟ = ⎜*⎟ ⎝ ics ⎠

0 ⎞ *s ⎛ 1 ⎟⎛ i ⎞ 2⎜ 3 / 2 ⎟⎜ *dss ⎟ ⎜ − 1/ 2 ⎜ ⎟ 3⎜ ⎟⎝ iqs ⎠ ⎝ − 1/ 2 − 3 / 2⎠

dengan arus stator

(11)

*s *s ids , iqs (stasioner) dihitung melalui

persamaan (12) berikut:

* ds

magnitude arus stator ( i (ω

,i

dan slip

dihitung dari persamaan berikut:

i*ds =

i*qs

* qs )

(12)

1 + s τr * λr Lm

(13) (14)

T*e 2 λ*r

(15)

ω*sl =

2. 2 . L r . 3.P.τ r

cos(ωe t ) =

λsdr λr

Transformasi Clarke dan Park. Transformasi Clarke di dalam field oriented control motor induksi digunakan untuk mentransformasikan arus stator tiga fasa (ia, ib, dan ic) pada bidang stasioner (stationary reference frame) ke arus stator ortogonal dua fasa (iα dan iβ) pada bidang ortogonal (orthogonal reference frame). Sedangkan Transformasi Park digunakan untuk mentransformasikan arus stator (iα dan iβ) ke arus stator dua fasa (ids dan iqs) pada bidang putar (rotating reference frame). Untuk mentransformasikan arus stator dari sistem tiga fasa (a,b,c) ke sistem dua fasa ortogonal (α,β), serta mengacu pada persamaan decoupled diatas, maka secara matematis persamaan transformasi Clarke dapat dirumuskan kembali sebagai berikut [6]:

iα = ia 1 3

(21) ia +

2 3

ib

atau dalam bentuk matrik adalah sebagai berikut: ⎡iα ⎤ ⎡ 1 0 ⎤ ⎡ia ⎤ ⎢ ⎥=⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎣iβ ⎦ ⎣1 / 3 2 / 3 ⎦ ⎣ib⎦

sin(ωe t ) =

λsqr λr

(16)

dengan,

dθ ωe = e dt

(17)

λ r = (λsdr ) 2 + (λsqr ) 2

(18)

⎛ L lr ⎞ s − ⎛ 2 + L lr ⎞ s ⎟ λ qs L lr ⎜ ⎟ iqs λ sqr = ⎜1 + M⎠ M⎠ ⎝ ⎝

(19)

(22)

(23)

Inverse transformasi Clarke digunakan untuk mentransformasi balik dari komponen α, β ke komponen a, b, c melalui persamaan berikut:

ia = iα

2 2 L T* = . . r . *e 3 P Lm λ r

(20)

dengan τr = Lr / Rr adalah konstanta waktu, s = d/dt, Lr adalah induktansi rotor, Lm adalah induktansi mutual, Rr adalah resistansi rotor, ⎜λr⎢adalah flux linkage rotor, dan p = jumlah kutub.

iβ =

⎛ i*dss ⎞ ⎡ cos(θe) sin(θe ) ⎤⎛ i*ds ⎞ ⎜⎜ *s ⎟⎟ = ⎢ ⎥⎜⎜ * ⎟⎟ − sin( ) cos( ) i θ θ qs e e ⎦⎝ iqs ⎠ ⎝ ⎠ ⎣

* sl )

⎛ L lr ⎞ s − ⎛ 2 + L lr ⎞ s ⎟λ ⎟i λ sdr = ⎜1 + L lr ⎜ M ⎠ ds M ⎠ ds ⎝ ⎝

69

1 3 iα + iβ 2 2 1 3 ic = − iα − iβ 2 2 ib = −

(24) (25) (26)

atau dalam bentuk matrik adalah sebagai berikut: 0 ⎤ ⎡i a ⎤ ⎡ 1 ⎥ ⎡iα ⎤ ⎢ ⎥ = ⎢− 1 / 2 3 / 2 ⎥ ⎢i ⎥ ⎢ib ⎥ ⎢ ⎢⎣ic ⎥⎦ ⎢⎣− 1 / 2 − 3 / 2⎥⎦ ⎣ β ⎦

(27)

Untuk mentransformasikan arus stator dari sistem dua fasa ortogonal (α,β) ke sistem dua fasa (d,q) menggunakan transformasi Park, secara matematis dapat dirumuskan sebagai berikut:

70

JURNAL ILMIAH ELITE ELEKTRO, VOL. 2, NO. 2, SEPTEMBER 2011: 67-72

i ds = i α . cos( θ ) + iβ . sin( θ )

(28)

i qs = − i α . sin( θ) + iβ . cos( θ)

(29)

atau dalam bentuk matrik adalah sebagai berikut:

⎡ids⎤ ⎡ cos(θ) sin(θ) ⎤ ⎡iα ⎤ ⎢ ⎥=⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎣iqs⎦ ⎣− sin(θ) cos(θ)⎦ ⎣iβ ⎦

λr =

(30)

Invers transformasi Park digunakan untuk mentransformasi balik dari komponen d,q ke komponen α, β melalui persamaan berikut: i α = i ds . cos( θ ) − i qs . sin( θ )

(31)

iβ = i ds . sin( θ ) + i qs . cos( θ)

(32)

atau dalam bentuk matrik adalah sebagai berikut:

⎡iα ⎤ ⎡cos(θ) − sin(θ)⎤ ⎡ids⎤ ⎢ ⎥=⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎣ iβ ⎦ ⎣ sin(θ) cos(θ) ⎦ ⎣iqs⎦

*

=

2 2 Lr T*e . . . 3 P Lm λ r

L m .i ds 1 + τrs

(35)

dengan: τr = Lr / Rr = 0,043442 / 0,421 = 0,1054. Sedangkan arus stator iqs dan fluksi rotor digunakan untuk menghitung besarnya perubahan sudut atau posisi fluksi rotor (Teta ‘θe’), yang dibutuhkan untuk proses transformasi melalui persamaan (36) dan (37), dapat dimodelkan seperti pada Gambar 7. θ e = ∫ (ω m + ωsl )dt

(36)

Kecepatan slip dihitung dari persamaan berikut: (33)

Dari hasil perhitungan diatas maka didapat persamaan yang dapat memisahkan arus medan dan arus torsi yang akan dapat diatur secara terpisah. Pada penelitian ini, sinyal kontrol dari model blok rangkaian kontroler berupa torsi referensi (Te*) digunakan untuk mengontrol arus torsi (iT). Arus torsi ini dihitung dengan menggunakan persamaan (34), dapat dimodelkan seperti terlihat pada Gambar 4.

iT

Phi adalah fluksi rotor, yang dihasilkan dari perubahan arus stator ids (keluaran dari vektor transformasi ABCDQ), dihitung melalui persamaan (35), dan dapat dimodelkan seperti terlihat pada Gambar 6.

ωsl =

Lm R r . iqs . λr Lr

(37)

dengan: ωsl = Kecepatan slip (rad/dt). ωm = Kecepatan angular medan putar rotor yang bergerak secara sinkron dengan sumbu d-q (rad/dt).

(34) Gambar 5. Model Kontroler PI

Arus torsi referensi (iT*) akan dibandingkan dengan arus iqs (keluaran dari vektor transformasi ABC-DQ), demikian halnya arus medan referensi (iM*) akan dibandingkan dengan arus ids. Masing-masing error tersebut diproses melalui kontroler PI untuk menghasilkan arus stator referensi (iqs*) dan (ids*). Model kontroler PI yang digunakan adalah seperti Gambar 5.

Gambar 6. Model Penghitung Fluksi Rotor (phi)

Gambar 4. Model Penghitung Arus Torsi Referensi (iT*), f(u) = (2/3)(2/P)(Lr/Lm)(Te*)/phi = 0,3489*u[1]/ u[2], dengan: p = 4; Lr = 43,442 mH; Lm = 41,5 mH

Gambar 7. Model Penghitung Teta (θe), dengan: f(u) = Lm*u[1]/(u[2]*τr)

71

JURNAL ILMIAH ELITE ELEKTRO, VOL. 2, NO. 2, SEPTEMBER 2011: 67-72

Teta yang dihasilkan digunakan di dalam proses transformasi arus stator, dari koordinat a, b, c (ia, ib, ic) ke arus stator koordinat d,q (ids , iqs ) menggunakan persamaan (36), dapat dimodelkan seperti pada Gambar 8. Teta juga digunakan di dalam proses transformasi dari arus stator referensi koordinat d,q (ids* , iqs* ) ke arus stator referensi koordinat a, b, c (ia*, ib*, ic*) dengan menggunakan persamaan (37), dapat dimodelkan seperti pada Gambar 8.

⎡ ⎢ ⎢ ⎢ ⎢ ⎢ ⎢⎣

*⎤

i ⎥⎥ i ⎥⎥ i ⎥⎥⎦

⎡ ⎢ ⎢ ⎢ ⎣

i i

a *

b * c

⎡ ⎢ ⎢ ⎢ ⎢⎛ = ⎢⎜ − ⎢⎜⎝ ⎢ ⎢⎛⎜ ⎢⎜ − ⎢⎣⎝

cos( θ e ) ⎞ 3 1 sin( θ e ) ⎟ cos( θ e ) + ⎟ 2 2 ⎠ ⎞ 3 1 sin( θ e ) ⎟ cos( θ e ) − ⎟ 2 2 ⎠

⎡ ⎢ ⎤ ⎢ cos(θ e ) ds ⎥ ⎢ = ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ qs ⎦ − sin(θ e ) ⎢ ⎣⎢

⎤ ⎥ ⎥ ⎥⎛ ⎞⎥⎜ ⎟ cos( θ e ) ⎥⎜ ⎟⎥⎜ ⎠ ⎜ ⎥⎝ ⎞⎥ cos( θ e ) ⎟ ⎥ ⎟ ⎠ ⎥⎦

3. Hasil dan Pembahasan Simulasi program dilakukan dengan dua kondisi dinamik, yaitu simulasi perubahan kecepatan (setpoint), dan simulasi dengan pemberian torsi beban (berbeban). Pada masing-masing kondisi tersebut, diamati dan dianalisis kinerja motor induksi seperti overshoot, undershoot, rise time, settling time dan steady state error, melalui tampilan karakteristik kecepatan motor induksi pada blok “Scope [rpm]“.

− sin( θ e ) ⎛1 ⎜ sin( θ ) + 3 e ⎜2 2 ⎝ ⎛1 ⎜ sin( θ ) − 3 e ⎜2 2 ⎝

⎛ 1 ⎞ ⎜ − cos(θ ) + 3 sin(θ ) ⎟ e e ⎟ ⎜⎜ 2 ⎟ 2 ⎝ ⎠ ⎛1 ⎞ ⎜ sin(θ ) + 3 cos(θ ) ⎟ e e ⎜⎜ 2 ⎟⎟ 2 ⎝ ⎠

i i

*

⎞ ⎟

(5.6)

ds * ⎟

⎟⎟

qs ⎠

(38)

⎛ 1 ⎞⎤ ⎡ ⎜ − cos(θ ) − 3 sin(θ ) ⎟⎥ ⎢ e e ⎟⎥ ⎜⎜ 2 ⎟ ⎢ 2 ⎝ ⎠⎥ ⎢ ⎥⎢ ⎛1 ⎞ ⎜ sin(θ ) − 3 cos(θ ) ⎟ ⎥ ⎢ e e ⎜⎜ 2 ⎟⎟ ⎥ ⎢ 2 ⎝ ⎠ ⎦⎥ ⎣

Gambar 10. Point Simulasi Perubahan Kecepatan (1000 rpm ke 1200 rpm)

*⎤

i i i

⎥

a *⎥

⎥

b⎥ *⎥

(36)

⎥

c⎦

Gambar 11. Grafik Perubahan Kecepatan (1000 rpm ke 800 rpm)

Gambar 8. Model Transformasi ABC-DQ, dengan f(u)ids : u(1)*u(3)+[1,7320508*u(2)-u(1)]*u(4)*0,5+[u(1)-1,7320508*u(2)]*u(5)*0,5. f(u)iqs: -u(2)*u(3)+[u(2)+1,7320508*u(1)] *u(4) *0,5 + [u(2) - 1,7320508*u(1)]*u(5)*0,5

Gambar 12. Simulasi Kondisi Berbeban (Beban Sesaat)

Gambar 9. Model Transformasi DQ-ABC, dengan f(u)ia : -u(3) * u(2) + u(4) * u(1), f(u)ib : [-u(1) + 1,7320508 * u(2)] * u(4) * 0,5 + [u(2) + 1,7320508 * u(1)] * u(3) * 0,5

Gambar 13.

Simulasi Kondisi Permanen)

Berbeban

(Beban

72

4.

JURNAL ILMIAH ELITE ELEKTRO, VOL. 2, NO. 2, SEPTEMBER 2011: 67-72

Simpulan

Berdasarkan hasil simulasi dan analisis yang telah dilakukan terhadap penggunaan model motor induksi dengan metode vector control dapat digunakan untuk mensimulasikan sistem sebenarnya. Dari simulasi perubahan kecepatan seperti yang ditunjukkan pada Gambar 10 dan 11 terlihat bahwa, penggunaan kontroler PID mampu memberikan kreteria performasi sistem kontrol yang tinggi, dengan menekan overshoot dan steady state error mendekati nol, serta rise time dan settling time relatif cepat. Untuk simulasi kondisi berbeban seperti ditunjukkan pada Gambar 12 dan 13 terlihat bahwa dengan kontroler PID mampu mengatasi kondisi pembebanan (sesaat) dengan kembali ke posisi setpoint dengan cepat. Sedangkan untuk kondisi pembebanan (permanen) mampu menekan penurunan kecepatan sebesar 96,6%.

Daftar Acuan [1] M. Zeraoulia, M.E.H. Benbouzid, D. Diallo, IEEE Trans. Veh. Technol. 55/6 (2006) 1756 [2] G.K. Singh, D.K.P. Singh, K. Nam, S.K. Lim, IEEE Trans. Ind. Electron. 52/6 (2005) 1653. [3] B. Bryant, M.K. Kazimierczuk, IEEE Trans. Ind. Electron. 54/1 (2007) 347. [4] T. Benjanarasuth, J. Ngamwiwit, N. Komine, Y. Ochiai, IEEJ Trans. Ind. Appl. 127/5 (2007) 485. [5] I. Boldea, S.A. Nasar, Vector Control of AC Drives, CRC Press Inc., Boca Raton, Florida, 1992, p.256. [6] Literature Number: BPRA073, Field Oriented Control of 3-Phase AC-Motor, Texas Instrumens, February 1998.