ČESKOSLOVENSKÁ SPEKTROSKOPICKÁ SPOLEČNOST PŘI ČSAV ODBORNÁ SKUPINA INSTRUMENTÁLNÍCH RAOIOANALYTICKÝCH METOD ČESKOSLOVENSKÁ KOMISE PRO ATOMOVOU ENERGII
OPTIMALIZACE ELEKTRONICKÉ TRASY
PRO SPEKTROMETRII ZÁŘENÍ GAMA ÁŘ
KLUČENICE 30. 5. - 5. 6.1982
ČESKOSLOVENSKÁ SPEKTROSKOPICKÁ SPOLEČNOST PŘI ČSAV ODBORNÁ SKUPINA INSTRUMENTÁLNÍCH RADIOANALYTICKÝCH METOD ČESKOSLOVENSKÁ KOMISE PRO ATOMOVOU ENERGII
OPTIMALIZACE ELEKTRONICKÉ TRASY
PRO SPEKTROMETRII ZÁŘENÍ GAMA
IAA
82
KLUČENICE 30. 5. - 5. 6.1982
OPTIMALIZACE ELEKTRONICKÉ" TRASY PRO SPEKTROMETRII ZA~ŘENf GAMA Přednášky kursu "Optimalizace elektronické trasy pro spektrometrii záření gama" pořádaného ve dnech 30. 5. - 5. 6. 1982 v Klučenicích Editor: Jaroslav Fráňa Pro Československou komisi pro atomovou energii vydalo Ústřední informační středisko pro jaderný program Praha 5-Zbraslav, květen 1982 Vedoucí vydavatelského úseku ing. Oldřich Suchánek Náklad: 250 ks Neprodejná účelová publikace bez jazykové úpravy 57-803/82 019_ 67
OBSAH
Předmluva 1. Funkce polovodičového detektoru Zdeněk KOSÍMA 2. Spektrometrická trasa s polovodičovými detektory ionizujícího záření Miloš VIDRA
.
_
'
2-1. úvod
7
2-2. Některé typy polovodičových detektorů a jejich základní vlastnosti
—
_
7
2-3. Polovodičový detektor jako zdroj elektrického signálu
11
2-4. Nábojově citlivé předzesilovače
12
2-5. Tvarovací zesilovače
16
2-6. Filtry vyšších stupňů
'.
19
2-7. Význam použití vícestupňových filtrů .— 3. Testování a údržba polovodičového detektoru a předzesilovače Miloš VIDRA
20 22
4. Spektrometrie záření gama při vysokých četnostech Jiří BARTOŠEK, Jan MASEK
30
4-1. Tvarovací zesilovače
30
4-2. Mrtvá doba spektrometru a její korekce
34
4-3. Pile-up effect a jeho korekce
39
4-4. Měření spekter krátkodobých radionuklidů
40
5. Způsoby omezení rušivých vlivů silnoproudého rozvodu na funkci spektrometru Zdeněk KOSINA
43
6. Kompenzace samovolných změn energetické kalibrace spektrometru Zdeněk KOSINA : ,
50
7. Přímé napojení spektrometrické trasy na vstup počítače Jaroslav FRÍNA
56
7-1. Způsoby ukládání spekter z gama spektrometrů
56
7-2. Spojení spektrometrické trasy s nezávislým počítačem
56
7-3. Přenos z konvertoru do paměti
57
7-4. Povelování, časování a výstup informace
60
Literatura
61
PŘEDMLUVA
S problémy souvisejícími 5 kvalitou přenosu informace mezi detektorem a pamětí se setkává každý, kdo se zabývá spektrometrií záření gama, at již pracuje v základním nebo aplikovaném výzkumu. Odborná skupina instrumentálních radioanalytických metod Československé spektroskopické společnosti při ČSAV uspořádala roku 1974 v Kolíně seminář, který se zabýval optimálním režimem celé měřící trasy, poněvadž na konferencích a seminářích o instrumentálních radioanalytických metodách se neustále rozvíjela diskuse kolem této problematiky. Seminář měl velký úspěch jak počtem účastníků, tak zejména zájmem o současně vydaný sborník přednášek, který byl v icrátké době rozebrán. V posledních letech došlo k značnému rozšíření počtu pracovišt, zabývajících se aplikacemi gama spektrometrie, omladil se okruh pracovníků a na konferencích opět vyvstala otázka co nejlepšího využití možností moderních aparatur. Proto organizační výbor přikročil k uspořádání několikadenního kursu na téma "Optimalizace elektronické trasy ve spektrometrii záření gama". Odezva na předběžnou informaci předčila veškeré očekávání a dokázala, jak je tato problematika stále živá. Aby byl uspokojen zájem všech přihlášených proběhne kurs ve dvou bězích. Tak jako při prvním semináři byli přizváni k odborné spolupráci členové skupiny, kteří mají dlouholeté zkušenosti s gama spektrometrií. Nejsou to sice dzce specializovaní elektroničtí odborníci, ale lidé s velkými znalostmi, získanými z nutnosti dosahovat co nejlepších a nejpřesnějších výsledků při řešení svých úkolů. Tím je zaručeno, že se přednášky nebudou ubírat do příliš teoretických detailů, ale budou zaměřeny na řešení každodenních problémů uživatelů. Z toho důvodu organizační výbor zajišťuje instalování měřící aparatury, aby mohla být probraná látka prakticky demonstrována přímo na místě v návaznosti na přednášky. Probíraná látka vychází z přednášek prvého semináře, avšak v přepracované a rozšířené podobě. Byla vypuštěna kapitola, zabývající se scintilační spektrometrií, protože v současné době není provázena závažnými technickými problémy. Nově byla zařazena část o možnostech akumulace spekter do běžně dostupných počítačů, poněvadž to může být pro řadu pracovišt návod, jak částečně obejít nedostupnost technicky dokonalejších spektrometrických systémů z dovozu. Trochu větší pozornost byla věnována elektronickým problémům souvisejícím s kvantitativním vyhodnocením spekter /např. ztráty při jejich akumulaci/. Po formální stránce je publikace rozdělena do sedmi kapitol. Obrázky jsou číslovány průběžně a umístovány co nejblíže textu. V textu jsou odkazy na literaturu, uvedenou na závěr. Kromě citované literatury jsou uvedena díla doporučená k podrobnějšímu seznámení s tematikou. Na závěr bychom chtěli uvést, že jednotlivé kapitoly ani samotné přednášky nemohou obsáhnout vše s čím se setkáme v denní praxi. To by mělo být pobídkou k tomu, aby vztah účastníků k přednášejícím byl co nejvíce interaktivní a tak byl užitečný pro obě strany, neboř i přednášející mohou být zatíženi subjektivními názory a předsudky. Editor
1. FUNKCE POLOVODIČOVÉHO DETEKTORU Ing. Zdeněk KOSINA, CSc.
Ústav jaderné fyziky ČSAV, Řež u Pnhy
Cílem této úvodní kapitoly je zopakování základních principů detekce gama záření germaniovým polovodičovým detektorem, jejichž znalost se v dalších lekcích předpokládá. Na rozdíl od nabitých částic, ktertí jsou po průniku do citlivého objemu detektoru zaregistrovány vždy, gama kvanta jsou detekována jen s určitou pravděpodobností. Souvisí to se skutečností, že detekován může být jen foton, který předal svoji energii nějaké nabité částici /konkrétně elektronu/ při některé ze tří základních typů interakcí známých jako a/ fotoefekt, b/ Comptonův efeKt, c/ tvorba / e + , e~/ párů. Zatímco při fotoefektu předá gama kvantum elektronu svoji energii E prakticky celou, rozdělí se při zbývajících dvou interakcích E na kinetickou energii elektronu a jednoho /až dvou/ sekundárních gama kvant. Tyto nově vzniklé fotony pak mohou z detektoru bud uniknout, nebo znovu podstoupit některou z interakcí a, b, c. Jeden detekovaný "primární" foton může tak spustit celou kaskádu interakcí, jejímž výsledkem je bud postupné předání celé energie E několika elektronům, nebo /a to častěji/ je část E odnesena na jistém stupni takového mnohanásobného procesu vně detektoru některým ze sekundárních fotonů. Statistickým obrazem popsaného procesu detekce je známá odezva polovodičového spektrometru na monoenergetické záření gama, sestávající z píku úplného pohlcení /totálně absorpce/ a Comptonova kontinua v oblasti od nuly do hrany E c - 2E 2 /(E Q + 2 E ) , kde E Q - 511 keV. Připadá-li v úvahu i tvorba párů, tj. při E > 2 E Q , přibývají pak ještě jednoiinikový a dvojúnikový pík na energiích E ' « E - E Q a E " = E - 2 E Q . Jelikož se na intenzitě píku úplného pohlcení podstatně podílejí popsané vícenásobné procesy, je jeho časté označení "fotopík" zřejmě nesprávné. Vratme se však k popisu vlastního mechanismu detekce. Elektrony, jimž byla předána část energie detekovaného fotonu, vydávají při průchodu materiálem detektoru postupně svou energii na ionizaci, tj. vytváření volných elekťron-děrových párů /e-h/í k jejichž vzniku je třeba překonat při teplotě 80°K šířku tzv. zakázaného pásu 0,73 eV. Kromě toho ztrácí značnou část své kinetické energie při nepružných fononových srážkách s krystalovou mříží polovodiče. Pravděpodobnost fononové interakce /vedoucí nakonec k ohřevu detektoru/ je v porovnání s tvorbou /e-h/ téměř o dva řády vyšší. Jelikož však střední ztráta energie je zde podstatně menší /asi
5
50 meV/ je konečná bilance ztrát jen asi 3 : 1 ve prospěch fononových interakcí. Celkový počet párů /e-d/ je úměrný počáteční kinetické energii elektronu • konstantou úměrnosti l/C . Střední energie potřebná k vytvoření jednoho páru c je u moderních detektorů asi 2,95 eV. Z hlediska spektrometrie je přitom důležitý experimentálně potvrzený fakt, že € prakticky nezávisí na počáteční energii elektronu. Ve vnějším elektrickém poli 150-200 V/mm vytvořeném pomocí vysokonapětového zdroje, se vzniklé komponenty /e-h/ párů pohybují rychlostí asi 2.10 m/sec. k elektrodám, kde odevzdají svůj náboj 1,6.10 C. Celkový počet páru n vzniklých po úplném pohlcení energie E n s E/€ statisticky fluktuuje s rozptylem var/n/, s nímž souvisí tzv. energetické rozlišení detektoru. Teoretický výpočet var/n/, založený na exaktní analýze statistického procesu distribuce ionizačních a fononových interakcí, se zatím /přes řadu pokusů/ nepodařilo provést. Přibližně lze říci, že var/n/ - P n kde F je tzv. Fano faktor, nabývající u moderních detektorů experimentálních hodnot kolem 0,1. Prakticky užívanou charakteristikou detektoru je zmíněné energetické rozliSeni detektoru, definované jako šířka píku úplného pohlcení v polovině výšky - tzv. poloiířka, udávaná v jednotkách energie
F W M m 2,35 -/var/E/ - 0,128 vf -/Ž [kev] Tato definice zahrnuje předpoklad, že distribuce n je normální /gaussovská/. To by bylo splněno pouze za předpokladu, že sběr viech vytvořených- /e-h/ párů je dokonalý. Bez zacházení do přílišných detailů připomeňme, že platnost tohoto předpokladu je narušována řadou efektů, z nichž jmenujme např. náhodnou rekombinaci /e-h/ párů a záchyt elektronů i děr do záchytných center v místech nedokonalostí krystalové mříže. I když zde nejsou zcela pohlceny, jsou odtud znovu uvolněny až za určitou dobu /detrapping time/ kdy již nemohou plně přispět k vytváření nábojového impulsu integrovaného s poměrně krátkou časovou konstantou řádově l.usec. Většina těchto "denormalizačních" efektů má za následek rozšiřování paty distribuce a její asymetrizace směrem k nižším energiím.
6
2. SPEKTROMETRiCXÁ TRASA S POLOVODIČOVÝMI DETEKTORY IONIZUJÍCÍHO ZÁŘENÍ Ing. Miloš VIDRA
Ústav jaderného výzkumu ČSKAE, Řež u Prahy
2-1. tfVOD Rozvoj elektrotechnického průmyslu v období 50 - 70tých let se opíral o skutečnost, že se podařilo připravit vysoce kvalitní výchozí materiál: nejprve monokrystalické germanium, v pozdějších letech monokrystalicky křemík. Pro speciální aplikace se později začaly připravovat ještě i jiné materiály, jako např. GaAs, CdTe a j . Pro potřeby elektrotechnického průmyslu byly připraveny nejen vysoce kvalitní monokrystaly s velmi nízkými koncentracemi nežádoucích prvků, s malým rozptylem měrného odporu, definovaným počtem dlslokačních poruch apod., ale i se značně velkými objemy. Vysoká čistota monokrystalických materiálů, objemy pohybující se v rozsahu od několika cm až do několika tisíc cm a jejich vysoká kvalita umožnila, že se začal v šedesátých letech rozvíjet v jaderném výzkumu nový obor, zabývající se vývojem a přípravou polovodičových detektorů jaderného záření. Polovodičové detektory byly nejprve připravovány pro řešení základních otázek jaderného výzkumu, avšak díky svým vynikajícím vlastnostem, k nimž patří zejména vysoká rozlišovací schopnost a vysoká detekční účinnost, došlo k tomu, že se záhy začaly aplikovat i ve sféře nejaderného charakteru. Polovodičové detektory se nakonec staly významným pomocníkem při řešení nejrozmanitějších národohospodářských problémů. Široká potřeba techniky, založené na využívání polovodičových detektorů, si vynutila vývoj a konstrukci elektronických obvodů, nutných ke zpracování detektorových signálů. Pro tyto dčely bylo nutné vypracovat teoretickou analýzu optimálního zpracování těchto signálů, aby bylo dosaženo nejlepší rozlišovací schopnosti a tím tedy maximálního využití všech předností polovodičových detektorů. Paralelně,s přípravou polovodičových detektorů s vysokou rozlišovací schopností bylo nutné vyvinout vhodnou kryogenní techniku /kryostaty a Dewarovy nádoby na kapalné medium/. Podobně jako polovodičové detektory i Dewarovy nádoby velice rychle našly svou samostatnou nejadernou úlohu při řešení národohospodářských problémů nezávisle na polovodičových detektorech. 2-2. NĚKTERÉ TYPY POLOVODIČOVÝCH DETEKTORŮ A JEJICH ZŽKLADNÍ VLASTNOSTI První polovodičové detektory s praktickým významem byly zhotoveny v období 50 - 60tých let v souvislosti s přípravou velmi kvalitních krystalů germania. Vzhledem k tomu, že tyto detektory, zhotovené na bázi PN přechodu, pracovaly při pokojové teplotě, byla tlouštka radiačně citlivé oblasti velice malá /v důsledku dzká šířky zakázaného pásu, .resp. malého specifického odporu - viz tab. I/. Pohy-
Tab. I - Základní fyzikální parametry polovodičových materiálů
atom. číslo šířka zakázaného pásu /eV/ při 300K
Ge
Si
CdTe
GaAs
Hgl2
32
14
48/52
31/33
80/53
2,1
0,67
1,12
1,4
1,4
intrlnsický odpor /íicm/ při 300K
50
2.1O 5
IO9
IO9
ionizační energie /eV/ při 300K
2,96
3,66
4,5
4,3
doba života r / .us/ při 300K
1O 2 -1O 3
při 80K
10 -IO
IO3
2
(/XT) = 10" 4
io~5-io~6
poloizolant
4,2
io"5-io"6
pohyblivost fJL
/cm /V.s/
e:
3,9.1O 3 /3OOK
1,9.1O 3
45 .1O /8OK
h:
1,9.1O 3 /3OOK
(iXT) h = IQ" 5
3
O,48.1O 3
45 .1O 3 /8OK relat. dielektr. konstanta €,
.
12
16
11
10
10,5
Tab. II - Vlastnosti polovodičových materiálů při pokojové teplotě
Ge
Si
0,67
1,12
1 /A/
~lo"3
~10"6
~io"*9
~10"9
U s /eV/
~105
~1O 3 -1O 4
~J.O3
~103
S /cm/
~io"3
E G /eV/
~0,5
S je tlouštka radiačně citlivé oblasti
8
CdTe
GaAs
Hgl2
1,4
1,4
1,8
2.1O"2
~102 ~10"2
bovala se řádově v jednotkách až desítkách mikrometrů. Přihlédneme-li k nízkému specifickému odporu tehdy připravovaných monokrystalů germania, dojdeme k závěru, že nebylo možné zvětšit šířku depletiční oblasti ani ochlazením detektoru. Tato skuteSnost a úspěšné tažení kvalitních monokrystalů křemíku byly příčinou, že se vývoj polovodičových detektorů ionizujícího záření přenesl do oblasti přípravy PN přechodu v monokrystalickém křemíku typu N. Hlavní roli v tom hrála skutečnost, že šířka zakázaného pásu je u křemíku rovna 1,12 eV, takže specifický odpor tohoto materiálu je při pokojové teplotě téměř o tři řády vyšší ve srovnání s germaniem a dosahuje hodnoty více než 200 kilem. Použití monokrystalického křemíku o specifickém odporu několika desítek kilem umožnilo připravit PN přechody s vrstvou radiačně citlivé depletiční oblasti o síle až několika mm. Vlivem větší šířky zakázaného pásu byly proudy křemíkových detektorů ve srovnání s detektory na bázi germania o několik řádů nižší. To se příznivě odrazilo i ve zlepšení rozlišovací schopnosti díky výrazně nižšímu šumu, způsobenému proudem detektoru. Dalším významným krokem byly práce, týkající se zvyšování specifického odporu křemíku typu P kompenzací nečistot, způsobujících vodivost, pomocí driftování litia. Tímto způsobem se poměrně jednoduchou cestou podařilo připravit detektory s radiačně citlivou kompenzovanou oblastí o síle 3 - 7 mm. Pracovní napětí těchto detektorů přitom bylo až několik set či tisíců volt. Technologie driftování křemíku pro dosažení vysoce kompenzované depletiční oblasti byla záhy aplikována i na germaniu. Hlavní význam přípravy detektorů na bázi germania byl v tom, že tento prvek má ve srovnání s křemíkem značně vyšší detekční Účinnost pro gama, resp. tvrdé záření X, díky svému poměrně vysokému atomovému číslu. Aby bylo možné využít vlastností vysoce kompenzovaného germania, bylo nutné takto připravené detektory chladit, zejména z následujících důvodů: a/ At zvýšíme přesnost kompenzace u germania jakkoliv, je specifický odpor tohoto materiálu při pokojové teplotě nejvýše 50 Í2cm. To je způsobeno relativně malou šířkou zakázaného pásu E„ a tím značnou tepelnou generací nosičů náboje. Má-li se přesnost kompenzace projevit zvýšením specifického odporu, je nutné detektor chladit a tím snížit tepelnou generaci. b/ Velikost specifického odporu při pokojové teplotě určuje koncentraci minoritních nosičů a tím i nejvýznamnější složku proudu připravených PN /P-I-N/ diod. Absolutní hodnotě stejnosměrného proudu je úměrný výstřelový šum, který degeneruje základní parametr polovodičových detektorů - rozlišovací schopnost. Aby bylo možné zlepšit rozlišovací schopnost, je nutné snížit zpětný proud detektoru jeho výrazným ochlazením-. Typické hodnoty zpětných proudů a jim odpovídající typické hodnoty šumových úrovní pro některé polovodičové detektory, pracující při pokojové teplotě, jsou reprezentovány v tab. II. Kompenzace driftováním výchozích monokrystalů křemíku a germania typu P tak umožnila připravit detektory záření X a gama, u kterých je možné dosáhnout vysokou rozlišovací schopnost jejich ochlazením na teplotu kapalného dusíku. Postupným zlepšováním technologie přípravy polovodičových detektorů se počátkem sedmdesátých let podařilo připravit detektory, jejichž základní parametry, jako je detekční účinnost a rozlišovací schopnost, již dosahují teoretických mezí. Poté se další vývoj polovodičových detektorů ubíral dvěma směry: •
9
JM+sEf
Obr. I Polovodičový detektor jako ionizační komora
Cz -Ud
n.
Obr. 2 Integračnf zesilovač jako nábojově citlivý předzesilovaČ
LI R, >d
L_rrr Obr.3 Střídavá vazba detektor - předzesilovaČ
Obr. 4 Stejnosměrná vazba detektor - předzesilovaČ
a/ Příprava velmi čistého germania o koncentraci nečistot 1O cm" . Ta umožňuje zhotovit detektory na bázi PN přechodu o síle radiačně citlivé depletiční oblasti 10 mm i více při pracovních napětích větších než 1000 V. I takto zhotovené detektory je nutné chladit, má-li být využito všech jejich předností. Použití čistého germania pro přípravu detektorů záření gama a X odstranilo časově i výrobně náročnou techniku kompenzace výchozích nečistot. Vlastní zhotovení detektoru spočívá na přípravě PN přechodu, obvykle difúzí litia, ve zhotovení tenkého vstupního kontaktu" okénka" napařením vhodného kovu či implantací a ve finálním chemickém a mechanickém opracování povrchu přechodu. b/ Připravují se materiály, které by umožnily zhotovit detektory s vysokou rozlišovací schopností, jež by pracovaly při pokojové teplotě. Základním kriteriem pro takové materiály je velká šířka zakázaného pásu. Je požadováno, aby byla větší než 1,2 až 1,3 eV /tab. I, 11/. Zvětšením šířky zakázaného pásu dochází k výraznému snížení proudu detektorů a tím i k snížení šumu produkovaného šumovou složkou tohoto proudu. Přestože bylo dosaženo výrazných úspěchů, nepodařilo se dosud pomocí těchto nových materiálů zhotovit detektory, jejichž reálné vlastnosti by byly blízké teoretickým možnostem. Důvodem je dosud nedostatečná kvalita monokrystalů s velkým množstvím poruch a nečistot krystalické mřížky. To způsobuje nedokonalý sběr náboje, polarizační jevy v objemu detektoru a detektory generují nadbytečný šum. 2-3. POLOVODIČOVÝ DETEKTOR JAKO ZDROJ ELEKTRICKÉHO SIGNÍLU Polovodičový detektor je ve své podstatě vlastně pevná ionizační komora. Podobně jako plynová ionizační komora má dvě elektrody. Rozdíl je však v tom, že radiačně citlivá oblast je tvořena pevnou látkou - polovodičem. To je příčinou vysoké pravděpodobnosti interakce záření s hmotou detektoru a tak je detekční účinnost polovodičových detektorů ve srovnání s plynovými detektory výrazně větší. Jako výsledek všech složitých efektů procesu interakce záření s hmotou polovodičového detektoru vzniká soubor párů elektron-díra /obr. 1/, jejichž počet n je přímo úměrný pohlcené energii dopadajícího záření E. a nepřímo úměrný ionizační energii w
"* W
/!/
kde w je průměrná energie potřebná k tvorbě jednoho páru elektron-díra. V objemu polovodiče tedy vzniká náboj Q , jenž je roven
Má-li být elektrický signál úměrný energii interagujícího záření, je nutné sebrat veškerý náboj z objemu detektoru beze ztrát. To znamená přiložit na elektrody detektoru maximálně možné pracovní napětí. Tím se minimalizuje ztráta elektronů a děr jako důsledek záchytu těchto nosičů náboje na rekombinačních či záchytových centrech. Náboj sebraný na elektrodách je dále nutné převést na signál, který by bylo možné zpracovat reálnými elektronickými obvody. Toto se obvykle provádí tak, že paralelně k detektoru se připojí nábojově citlivý předzesilovač /obr. 2/. Na výstupu předžesilovače vznikají napěcové elektrické pulsy, jejichž amplituda u, je úměrná energii interagujícího záření.
11
Získané elektrické pulsy jsou snadno zpracovatelné elektronickými obvody., 2-4. NEBOJOVÉ CITLIVÉ PŘEDZESILOVACE Z předchozí kapitoly vyplynulo, že nábojově citlivý předzesilovač převádí energii dopadajícího záření, reprezentovanou elektrickým nábojem, na napěčové impulsy. Podle typu detektoru a druhu měřeného záření se používá několik základních typů předzesilovačů. Podle vazby mezi detektorem a vstupním aktivním prvkem předzesilovače rozlišujeme: a/ p ř e d z e s i l o v a č e se s t ř í d a v o u v a z b o u se nejcastěji používají pro nechlazené Si(Au)detektory, pro velkoobjemové Ge/Li/ detektory a Sasto pro detektory na bázi CdTe. Střídavá vazba se u těchto předzesilovačů provádí kondenzátorem C y , jenž je zapojen mezi sběrnou elektrodu polovodičového detektoru a vstup předzesilovače/obr.3/. Vazební kondenzátor C y zde zajišťuje oddělení ss polarizačního napětí detektoru U- od vstupu předzesilovače. Hodnota tohoto vazebního kondenzátoru musí být dostatečně veliká, aby veškerý náboj, sebraný z objemu detektoru, byl převeden na. zpětnovazební kondenzátor C z > Obvykle vyhoví C v > 100 C d
a
* AoCz
kde A Q je ss hodnota zesílení nábojového předzesilovače. Na vlastnosti vazebního kondenzátoru jsou kladeny značné nároky. Jeho izolační odpor musí být velmi vysoký, aby v důsledku prolínání polarizačního napětí na vstup předzesilovače nebylo ovlivněno nastavení jeho pracovního režimu. To by jednak mohlo vést ke zhoršení jeho vlastností /rozlišovací schopnosti, strmosti apod./, či k jeho úplnému zablokování, nebo v nejméně příznivém případě i k jeho destrukci. Vysoký izolační odpor vazebního kondenzátoru je rovněž nutnou podmínkou potlačení tzv. výstřelového šumu, jehož nositelem je každý ss proud ve vstupním obvodu předzesilovače. Tento šum způsobuje ztrátu rozlišovací schopnosti předzesilovače. U předzesilovačů pro velkoobjemové Ge/Li/ detektory nebo Si(Au)detektory obvykle vyhoví, aby svodový proud tekoucí vazebním kondenzátorem byl £ 10 A, což při 3 13 pracovních napětích 10 - 3.1O V představuje izolační odpor I Q až 10 Ohm, resp. vyšší. U křemíkových detektorů, pracujících při pokojové teplotě /sem rovněž patří některé další typy speciálních detektorů/, se klidový proud pohybuje v rozmezí 10** až 10 A a obvykle vyhoví kondenzátory s izolačním odporem větším než 11 1 10 až 10 Ohm. Ke dlouhodobému zhoršování kvality izolačního odporu vazebního kondenzátoru obvykle dochází znečištěním jeho povrchu usazováním nečistot z okolního prostředí nebo kondenzací vodních par při prudkých změnách teploty a při vysoké relativní vlhkosti. Bývá často příčinou dočasného či trvalého zhoršení rozlišovací schopnosti, doprovázeného někdy výskytem širokého a nestabilního "píku" v oblasti nízkých energií. Ve vzácnějších případech může být i příčinou zničení kvalitního a drahého vstupního, polem řízeného tranzistoru předzesilovače. b/ P ř e d z e s i l o v a č e se s t e j n o s m ě r n o u v a z b o u .Vyloučení vazebního kondenzátoru ze vstupního obvodu /obr. 4/ se nejčastěji používá tehdy, má-li být dosaženo vysoké rozlišovací schopnosti. Výlučně se tato vazba používá ve spojení s pololodičovými detektory pro měření záření X resp. měkkého záření gama, má-li být dosaženo extrémně vysoké rozlišovací schopnosti. V těchto případech se vstupní tranzistor nábojově citlivého předzesilovače umisíu-
12
je do bezprostřední blízkosti polovodičového detektoru. Tak dojde k výraznému snížení rozptylové vstupní kapacity, což se příznivě projeví snížením šumu. U nechlazených předzesilovačů se stejnosměrná vazba používá dosti zřídka. Případné její použití je obvykle vázáno na detektory s menší kapacitou /2 - 10 pF/, určené pro měření měkkého záření gama v energetickém oboru od několika keV až do několika set keV. Příkladem takového předzesilovače je model 12O-2F firmy ORTEC. Použití nechlazeného nábojově citlivého předzesilovače se stejnosměrnou vazbou vyžaduje speciální kryostat. a uspořádání vývodů detektoru: obě elektrody detektoru musí být vyvedeny mimo kryostat zvláštními průchodkami. Jeden vývod slouží k přivedení polarizačního napětí, druhý k vyvedení signálu ke svorkám předzesilovače. Používáme-li stejnosměrně vázaný předzesilovač, j"e nutné zajistit, aby klidový proud detektoru I /obr. 4/, tekoucí do vstupu předzesilovače, nezpůsobil výrazný posun pracovního napětí předzesilovače. Obvykle stačí k zajištění stabilního nastavení režimu, aby byla splněna nerovnost
Je samozřejmé, že tata podmínka musí vyhovět i v případě, zpracovává-li detektor vysoké impulsové zátěže, kdy se ss složka proudu detektoru zvyšuje. K zajištění stabilního nastavení pracovního režimu předzesilovače se nejčastěji používají následující typy vazeb: a/ O d p o r o v á z p ě t n á v a z b a . Tato vazba, diskutovaná na obr. 4, je provedena zpětnovazebním odporem R , který kromě vyrovnávání ss proudu detektoru /v případě ss vazby mezi detektorem a předzesilovačem/ vyrovnává proud, jehož zdrojem je hradlo polem řízeného tranzistoru - I_. b/ O p t o e l e k t r o n i c k á v a z b a . Zpětnovazební odpor, sloužící k zajištění optimálního nastavení režimu předzesilovače, je zdrojem šumu. I v. případě, že je odpor bez technologických defektů, je jeho ťíroveň dána tzv. Johnsonovým tepelným šumem. Má-li být dosaženo co nejlepší rozlišovací schopnosti, je nutné tento prvek vypustit. Odstraníme-li tento odpor, výstupní napětí předzesilovače velice rychle saturuje /podle velikosti proudu tekoucího do kondenzátoru C a hodnoty tohoto kondenzátoru/. Aby se zamezilo zahlcení, je na výstup předzesilovače zapojen pomocný obvod ŘO, který zajistí, že dosáhne-li napětí na tomto výstupu určité úrovně U 1 Q /obr. 5/, je vyslán krátkodobý impuls do svítivé diody LED. Dioda na krátký okamžik osvítí přechod hradlo-substrát polem řízeného tranzistoru. Tento jev vyvolá fotoefekt, jehož důsledkem je regenerace napětí na zpětnovazebním kondenzátoru C z . Tento typ předzesilovačeje tedy schopen zpracovávat impulsy, přicházející z detektoru v době mezi dvěma po sobě jdoucími regeneračními pulsy. Použití předzesilovače s optoelektronickou zpětnou vazbou vyžaduje speciální trasu pro zpracování detektorových signálů, neboť je nutné během trvání regeneračního impulsu blokovat vstup tvarovacího zesilovače, aby nedošlo k jeho zahlcení. c/ Z p ě t n á v a z b a typu " d r a i n f e e d b a c k " . K vyrovnání proudu detektoru využívá tato bezodporová vazba lavinových efektů, vznikajících v kanálu polem řízeného tranzistoru. V důsledku těchto lavinových efektů vzrůstá proud hradla I G se vzrůstem napětí U Q exponenciálně /obr. 6, 7/. Podle velikosti proudu detektoru se nastavuje napětí na norové elektrodě tranzistoru na takovou hodnotu, při níž I, £ I G >
13
Obr. 5 Bezodporová zpětná vazba st optoelektronická
MCA
I G (A)
icr 9 icr" ia 1 2 4
Obr. 6 Bezodporová zpitnd vazba M typu "drain-feedback"
14
5
6
7
8
U0(V)
Obr.7 Závislost proudu hradla na napětí Uo
Obr. 8 Oddělení kolísavé ss složky, obvod PZC a kabelový zesilovač
Obr.9. Zdkladní zdroje Sumu předzesilovaSe
Obr. 10 Tvarování detektorových pulsů CR-RC členem
a. CF 1-4 1-3
b.
1-2
1-12
II 10
O
n->co I
2
3
4
n (počet int. článků)
Obr. II Vícestupňový filtr
15
Vzhledem k jednoduchosti řešení některých technologických problémů v relaci k optoelektronické vazbě, je tato vazba používána ve většině československých nízkoenergetických systémů, vyvinutých v ÚJV Řež. Nábojově citlivé před;.-»silovače se až na vzácné výjimky umisfcují do bezprostřední blízkosti detektorů, aby se v co největší míře zmenšila rozptylová kapacita vstupního obvodu. Zkrácením této signálové trasy se rovněž sníží náchylnost předzesilovače přijímat poruchy od rozptylových polí a rovněž se snižuje náchylnost k mikrofonním jevům. Na nábojově citlivou část předzesilovače obvykle navazuje tzv. kabelový zesilovač /obr. 8/. Tento zesilovač se umisEuje do společné skříňky předzesilovače, je širokopásmový a zesílení se nastavuje odpory R. a R, v rozsahu 1 - 10. Kabelový zesilovač snižuje výstupní impedanci předzesilovače a umožňuje přenos detektorových signálů do vzdálenosti až několika desítek metrů bez výrazného zhoršení rozlišovací schopnos.ti soustavy. Mezi nábojově citlivou část předzesilovače a kabelový zesilovač se obvykle zařazuje derivační článek C,R, a obvod pro kompenzaci pólu nulou /PZC - Pole Zero Cancelation/, tvořený prvky P a R-. Derivační článek odstraňuje prolínání stejnosměrného napětí z výstupu nábojově citlivé části předzesilovače do následných obvodů /kabelového zesilovače a případně do tvarovacího zesilovače/. Rovněž zamezuje prolínání proměnné složky ss napětí, jež vzniká v důsledku kolísání intenzity dopadajícího záření a statistickými fluktuacemi. Působí též jako tzv. vybělovací filtr. Pro nechlazené předzesilovače bývá hodnota derivačního článku obvykle nastavena na 50 .usec. Obvod PZC slouží ke kompenzaci případných podkmitů. Derivační obvod zajistuje vyloučení vlivu přenosu driftu předzesilovače na následné zesilovací stupně. 2-5. TVAROVACÍ ZESILOVAČ Výstupní impulsy z předzesilovače mají obvykle malou amplitudu a jsou superponovány na relativně vysokou úroveň šumu. Zdroji šumu jsou zejména prvky vstupního obvodu předzesilovače: - tepelný šum kanálu polem řízeného tranzistoru, - stejnosměrný proud vstupních obvodů /proud detektoru, proud hradla polem řízeného tranzistoru/, - šum typu 1/f° , jenž má původ v nedokonalé technologii opracování přechodů /detektoru, tranzistoru/, - dielektrické ztráty konstrukčních materiálů vstupního obvodu apod. Ke zvýšení šumu výrazně přispívá kapacita vstupního obvodu, i když sama není zdrojem šumu. Na obr. 9 jsou zahrnuty nejdůležitější zdroje šumu, působící na vstupu předzesilovače, opatřeného odporovou vazbou. V tomto schématu je zdroj signálu, vznikajícího interakcí záření s hmotou detektoru, representován Diracovým impulsem
Q x 8(t) Kromě zesílení je dčelem tvarovacího zesilovače provést optimalizaci signálu. Tato optimalizace znamená upravení tvaru impulsů z předzesilovače do takové formy, při níž je poměr maximální amplitudy tohoto signálu k šumu co největší. Teoretickým rozborem /I/ lze dokázat, že optimální filtr je takový, u něhož odezva na Diracův impuls Q x S(t) je zrcadlovým obrazem signálu podle osy, která
16
protíná časovou souřadnici v době P m . Takový filtr je však možné uvažovat pouze teoreticky. Jeho užitečnost je v tom, že udává maximální poměr signálu k šumu a tím se stává kriteriem kvality reálných filtrů. Fiktivní filtr, který by realizoval teoreticky ideální filtr, se někdy nazývá "CUPS" filtr - podle tvaru výstupního pulsu z tohoto filtru jakožto odezvy na Diracův impuls. V praxi se kvalita reálných filtru vyjadřuje pomocí tzv. CUPS faktoru CF. Hodnota tohoto faktoru je vždy větší než jedna a udává nám, kolikrát horší je reálný filtr než filtr ideální. Nejjednodušším realizovatelným filtrem, přinášejícím velice dobré výsledky, je kaskádní zapojení derivačního a integračního ciánku /obr. 10/. Vstupuje-li do tohoto filtru elektrický impuls z předzesilovače ve formě napětového skoku, pak na výstupu z filtru má impuls tvar, vytvořený lineární kombinací exponenciel. Lze ukázat, že optimální poměr signálu k šumu nastává, je-li Tf = RjC, = T 2 = R2C2 = T
/5/
Velikost časové konstanstanty T je funkcí velikosti fyzikálních veličin vstupního obvodu předzesilovače včetně detektoru. Na základě předchozího vztahu lze odvodit pro RC - CR filtr vztah pro velikost šumového napětí, vyjádřenou pomocí rozlišovací schopnosti (FWHM) - - 8,3.1O
kde k ... T ... C. . T ... R , I ... g m .. Q ...
Boltzmannova konstanta, Ws/K abs. teplota příslušné komponenty, K celková kapacita vstupu, pF časová konstanta filtru, sec výsledný ss odpor vstupního obvodu, ohm proud vshupního obvodu, A transkonduktance FETu, A/V konstanta FETu.
Tento vztah platí pro předzesilovač napojený na germaniový detektor. V případě aplikace na jiný detektor je nutné pravou stranu rovnice násobit poměrem průměrné energie, nutné k tvorbě jednoho páru elektron-díra daného polovodičového materiálu, k hodnotě téže veličiny u germania. Ze vztahu /6/ vyplývá celá řada závažných požadavků, které je nutné mít na zřeteli, chceme-ii dosáhnout co nejlepšího rozlišení spektrometrické trasy: - mini.Ttální k a p a c i t a v s t u p u . Tato kapacita zahrnuje kapacitu detektoru, rozptylové kapacity přívodů a konstrukčních prvků, vstupní kapacitu tranzistoru, zpětnovazební kapacitu předzesilovače, rozptylovou kapacitu izolačního kondenzátoru apod., -
m a x i m á l n í
s t r m o s t
-
m i n i m á l n í
p r o u d
polem ř í z e n é h o t r a n z i s t o r u , d e t e k t o r u ,
minimální zbytkový
proud ř í d í c í e l e k t r o d y polem řízeného t r a n z i s t o r u apod., .R2
- m a x i m á l n í p r a c o v n í o d p o r R a zpětnovazební odpor /maximalizace j e však vázána na proud d e t e k t o r u a proud hradla FETu/, -
m i n i m á l n í
t e p l o t a
pracovních odporů u FETu.
17
Závislost rozlišovací schopnosti na tvarovací konstantě není monotónní. Pro malé hodnoty T převládá na výstupu šum, reprezentovaný prvním členem pod odmocninou v rovnici /6/. Při vysokých hodnotách T pak převládá účinek druhého a třetího členu. Rozlišovací schopnost l/2 / a « \ FWHM= CÍ-^- + £ T )
Pl
vykazuje minimum pro Tgpf s^~o~
Qm
nek¥
Z
C je konstanta. P ř í k l a d : . Pro Q s 0,7, k = l,38.1O"23 Ws/K, T « 300 K, C
tot » l'S.10"11 F ( C d « 10 pF, C s y s t = 5P F ) .
g m = l,5.1O~2 A/V, R e k v = 10 9 Ohm, I = I d « 1 0 " 1 0 A, q « 1,6.1O" 1 9 A s, bude O « 4,2.10" 41 f
j8 = 4,3.1O~30,
takže optimální tvarovací konstanta bude T
o P t - 3'1-10"6
s
= 3 /us-
To je hodnota, při které je i v praktických měřeních obvykle dosahováno optimální rozlišovací schopnosti. I když vztah /6/ je dosti zjednodušený, dává poměrně dobré výsledky. Přestože byl odvozen pro filtr typu CR - RC /jeden derivační a jeden integrační článek/, je možné jej aplikovat i při gaussovském, případně semigaussovském tvarování signálu. Chyba výpočtu nepřekročí většinou deset procent i v případě použití těchto složitějších filtru. V běžné praxi nemá uživatel obvykle možnost zlepšit rozlišovací schopnost systému, vyjma vyhledání optima volbou tvarovacích konstant. Velmi snadno však může dojít ke zhoršení rozlišovací schopnosti, zpravidla nevhodnou konstrukcí spoje detektoru s předzesilovačem /vysokokapacitní/, znečištěním průchodek propojovacích konektorů apod. Ze vztahu /6/ lze odvodit další významný vztah, udávající závislost rozlišovací schopnosti na vstupní kapacitě
A
(FWHM) P
i€Ac vst ,
79/
kde € je přístrojová konstanta, udávaná zpravidla v [eV/pF] a pohybující se běžně v rozmezí 20 až 50 eV/pF. Tato závislost je užitečná k předběžnému stanovení elektronického rozlišení systému, známe-li kapacitu detektorového systému C d včetně parazitních kapacit. Výsledné rozlišení FWHM t Q t vypočtené ze základního rozlišení předzesilovače FWHH Z /jež se u nechlazených předzesilovačů pohybuje v rozmezí 0,6 - 1,0 keV/ a z přírůstku A ( FWHM) p je
18
( F W H M ) t Q t * ( F W H M ) Z + A(FWHM) . Při volbě předzesilovače musíme přihlédnout hlavně ke kapacitě použitého detektoru. U velkoobjemových Ge/Li/ detektorů, jejichž kapacita se obvykle pohybuje v rozsahu 10 - 20 pF, je nutno použít předzesilovače s co nejmenší hodnotou e , byt i s horším základním rozlišením. 2-6, FILTRY VYŠŠÍCH STUPfiÚ Provedeme-li srovnání CR-RC filtru s ideálním CUPS filtrem, zjistíme, že tento filtr "šumí" 1,36 krát více, tedy že CF • 1,36. Vzhledem k táto relativně vysoké hodnotě byla hledána jiná zapojení s nižšími hodnotami CF. Jednou z možných cest je postupné připojování dalších integračních RC článků k stávající CR-RC kaskádě. Obecně pak obdržíme filtr typu CR - ( R C ) , který se sxládá z jednoho derivačního a n integračních článků. Mezi jednotlivé členy je nutné vkládat zesilovače, které kromě své původní funkce, tj. zesilování elektrických signálů, oddělují jednotlivé stupně tak, aby nedošlo k vzájemnému ovlivnění a k narušení syntézy celého filtru /viz obr. 11/. Pro vstupní napětí U Q ( p ) = = obdržíme na výstupu CR - ( R C ) n filtru napětí M (•) t _!_ .
P
P
.
n-rt
• n
kde'
1
_
1
P + 1/Tf ' P + 1/T 2 * P+I/T3
1
P+1/Tn+f
_
/li/
,
Tj
časová konstanta derivačního obvodu,
Tg až TQ+I
časové konstanty integračních článků,
"=
symbol zpětné Laplaceovy transformace.
Střední hodnota šumového napětí je dána vztahem
do,)1'8 Poměr signálu k šumu dostaneme po vyčíslení výrazů /li/ a /12/. S rostoucím počtem integračních článků /obr. 11/ CF faktor monotónně klesá a pro n — 00 dosahuje hodnoty 1,12. To znamená, že filtr s nekonečným počtem článků by šuměl 1,12 krát více než-li ideální filtr. V praxi však není účelné zvyšovat počet integračních článků nad n = 4 (CF = 1,16). Zvýšíme-li totiž počet článků z n - 4 na n = 10 event, vice, zlepší se hodnota CF o méně jak 4 %. Toto zlepšení je značně problematické, nebot vyžaduje zvýšit stejnou měrou i počet izolačních zesilovačů. Tím silně vzroste náchylnost filtru k poruchám, které anulují dosažené zlepšení poměru signálu k šumu. Neméně důležitá jsou i hlediska ekonomická. V běžné praxi se proto počet integračních článků ustálil na hodnotě n • 3 nebo 4, výjimečně 5.
19
Se zvyšováním počtu integračních článků dochází ke změnám tvaru výstupního impulsu. U CR-RC filtru je výstupní signál značně nesymetrický. Maxima své amplitudy dosahuje v době, která je rovna časové konstantě tohoto filtru. Jestliže začneme zvětšovat počet integračních článků, výstupní napětí z filtru se začne symetrizovat. Zároveň však dochází ke zpožSování signálu ve smyslu zpoždění příchodu maxima aplitudy /tedy i okamžiku, kdy konvertor analyzátoru zahájí činnost/. Jsou-li n všechny časové konstanty voleny stejně velké, je zpoždění u CR - (RC) filtru rovno n T . Zvyšováním počtu integračních článků se tvar impulsu blíží víc a více gaussovské distribuci a proto se tomuto tvarování často říká semigaussovské. U tvarovacích zesilovačů s pasivními integračními články je nutné použít značně veliký počet zesilovačů k oddělení jednotlivých tvarovacích stupňů, aby nedocházelo k jejich vzájemnému ovlivňování a k narušení přenosové funkce. Proto se ve většině moderních tvarovacích zesilovačů používá tzv. aktivních integrátorů, kde jediná zesilovací buňka nahrazuje přibližně dva pasivní integrátory. Při návrhu těchto obvodů se většinou vychází z Buttewortovych filtrů, které jsou vhodně modifikovány pro potřeby tvarování. Zatímco u pasivních filtrů s n-integrátory obsahuje přenosová funkce n reálných pólů, je v přenosové funkci m aktivních integrátorů obvykle m komplexně sdružených pólů. Při početním návrhu filtru je nezbytné vhodně volit vzdálenost pólů od reálné osy /tj. imaginární složku/, neboř tyto filtry dávají výstupní signály se zákmity, jež mohou při vyšších četnostech ovlivňovat následné pulsy. Z předchozího plyne, že má-li být dosaženo nejlepší rozlišovací schopnosti, je nutné, aby v zapojení byl pouze jeden derivační článek /vyjma derivačního článku v předzesilovači, který slouží k oddělení stejnosměrné složky, ale zároveň provádí tzv. vybělovaní růžového šumu/. Použití dvojité derivace je výhodné při vyšších impulsových zátěžích, nebot je do jisté míry ekvivalentní bipolárnímu tvarování. Toto je výhodné zejména u zesilovačů, nevybavených obnovitelem stejnosměrné úrovně /BLR - Base Line Restorer/. Jak teoretickým rozborem, tak experimentálním měřením lze dokázat, že použití dvojité derivace vede zákonitě ke zhoršení rozlišovací schopnosti. Z teoretických výpočtů vychází pro dvojitou derivaci s jednoduchou integrací hodnota CF * 1,42. Jestliže u dané spektrometrické trasy při nízkých impulsových četnostech naměříme při dvojité derivaci lepší rozlišovací schopnost než při jednoduché derivaci, pak pravděpodobnou příčinou tohoto jevu je: - do vstupní části trasy se indikuje signál 50 Hz z elektrorozvodné sítě; - některá ze vstupních komponent generuje šum typu l/f a s velmi vysokou tírovní. Nejčastěji to bývají nekvalitní odpory, vysoké dielektrické ztráty kondenzátorů apod.; - u detektoru dochází k mikroprůrazům, Sasto v případech, kdy pracovní napětí detektoru leží blízko maximálního napětí detektoru. Tento efekt bývá obvykle doprovázen tím, že se v nizkoenergetické části spektra generuje nestabilní a velice široký píkj - mikrofonní efekty, vznikající chvěním spojů v obvodu detektor - předzesilovač; - některé další jevy, jako např. znečištěná průchodka apod. 2-7. VÝZNAM POOZlTf VÍCESTUPŇOVÝCH FILTRU Při rozboru problematiky optimálního spektrometrického řetězce se vyskytly dya základní zdroje, které působí rušivě na signál:
20
a/ rozptyl v hodnotách dhrnného náboje všech dvojic elektron-díra, vzniklých v procesu absorpce kvanta gama; b/ šum vstupních komponent předzesilovafie a šum detektoru. Pro první zdroj lze odvodit vztah, podle kterého tzv. intrinsická neboli vlastní rozlišovací schopnost detektoru je dána vztahem F W H M d e t • 2,36 •/w F E ,
/13/
kde w ... průměrná energie potřebná ke vzniku jednoho páru elektron-díra /eV/, F Fano-faktor O < F < 1 , F G e a 0,1, E ... energie interagujícího kvanta /eV/. Tak např. pro Ge detektor je při E « 1,33 MeV a při F • 0,1 vlastní rozlišení detektoru rovno 1,45 keV. tfčinek druhého rušivého zdroje je pro CR-RC filtr dán rovnicí /6/. Použijeme-li filtr jináho typu, s jinou hodnotou faktoru CP, musíme tuto rovnici modifikovat s použitím vztahu CF
«;P
FWHM el (SP) . FWHM e l (CR-RC). -^—=£_
' #
/13 7
CR—RC kde C F g F je CF faktor použitého filtru, CF
CR-RC ^ e *"*"f a k t o r » P r o
kter
tf by 1 odvozen vztah /6/.
Vzhledem k tomu, že veličiny vypočtené ze vztahů /13/ a /13*/ jsou statisticky nezávislé, bude výsledné rozlišení FVJHM - V^WHM^et
+
FWHM
el
V oblasti vysokých energií, kde převládá vliv vlastního rozlišení polovodičového detektoru, není účinek použití vyšších filtrů výrazný. Např. pro E • 1,33 MeV je podle předchozího příkladu vlastní rozlišení detektoru PWIDt-et * 1#*5 keV. Měříme-li s detektorem, jehož kapacita včetně systému je C * 10 pF a použijeme-li predzesilovač s FWHM Z » 0,7 keV se strmostí 6 - 2 0 eV/pF /zanedbáme proud detektoru a event, sériový odpor/, pak FWHM e l - 0,9 keV, takže výsledné rozlišení bude FWHM (CR-RC)
- V I , 4 5 2 + o,9 2 i 1,7 keV.
Použijeme-li místo CR-RC filtru filtr typu CR-(RC) 4 , pak FWHM [ČR-(RC)4]
=*/\,452 + O,77 2 Ž 1,64 keV
Snížení šumu elektroniky o 15 % zlepší tedy v tomto případě rozlišovací schopnost celého systému o méně než 4 %. V případě měření v oblasti nízkých energií, kdy vlastní rozlišovací schopnost detektoru elektronická, uplatní se snížení elektroitoru je mnohem menší než rozlišení elektronická, nického filtry CR-(RC) představuje zde iho šumu výrazněji. Přechod z CR-RC filtru na fi] téměř 15 % zlepšení výsledné rozlišovací schopnosti.
21
3. TESTOVANÍ A ÚDRŽBA POLOVODIČOVÉHO DETEKTORU PHEDZESILOVAČE íng. Miloš VIDRA
Ústav jaderného výzkumu ČSKAE, Řežu Prahy
12,
Základní parametry polovodičového detekčního systému jsou znázorněny na obr. 13, 14 a patří k nim:
a/ rozlišovací schopnost, definovaná jako šířka spektrálního píku dané energie v jeho poloviční výšce - FWHM /na obr. 12 - ' obr.
b/ poměr výšky plku ke střední hodnotě maxima komptonovského kontinua /na 12 A/C/;
c/ relativní účinnost, jež je definována poměrem počtu zaregistrovaných impulsů v píku zvolené energie záření gama k počtu impulsů zaregistrovaných detektorem Nal(Tl) velikosti $ 3" x 3". K tomuto stanovení se používá energie 1,332 HeV zářiče Co, umístěného ve vzdálenosti 25 cm od testovaného detektoru; d/ účinný objem detektoru, definovaný obvykle neradiačními metodami /např. z hloubky driftu, výpočtem apod./; e/ pracovní napětí, tj. napětí, při kterém výrobce zaručuje parametry detektoru při dodržení definovaných podmínek měření /na obr. 13 - U /; f/ pracovní proud, tj. proud při pracovním napětí /na obr. 13 I_/í g/ kapacita detektoru v pracovním bodě, obvykle kapacita detektoru včetně kapacity přívodů /obr. 14 - c /; h/ maximální napětí, tj. napětí, které lze »ia detektor přivést, aniž by hrozilo nebezpečí jeho zničení. Obvykle bývá toto napětí pod kolenem průrazu volt-ampérové charakteristiky detektoru /obr. 13 - U_ _,,,/. IllaX
Většina těchto parametrů bývá obvykle zaručována výrobcem. Detektor musí vždy vykazovat především dobrou diodovou charakteristiku /obr. 13/, přičemž pracovní napětí by mělo mít pro Ge/Li/ detektory hodnotu U m (100 až 200) . d V, kde d je hloubka kompenzované oblasti v mm. Tzn., že například detektor s hloubkou kompenzované oblasti 13 mm má pracovat s napětím zhruba 2000 V. Při nižších napětích dochází obvykle k nedokonalému sběru náboje. Tato okolnost je velmi významná zvláště u koaxiálních detektorů, u kterých intenzita pole v blízkosti pláště je velmi malá a vlastní energetický pík je pak roztažen směrem k nižším energiím /čárkovaně na obr. 12/. K podobnému roztažení spektra dochází též v případech, kdy je krystal detektoru znečištěn některými prvky, jako např. Ag, Au, TI, Cu apod. Takový detektor sice může mít dobré rozlišení FWHM, ale jeho použitelnost je silně omezená /zvýšené "pozadí" směrem k nízkým energiím, obtížné vyhodnocování spekter pomocí počítače apod./.
22
N (imp/kanál)
E(keV) Obr. 12 Tvar píku a jeho charakteristiky
li - f (Ud) ř(U d )
Umax U d (V) ~200+500V Obr. 13 V - A charakteristika detektoru
U d (V) Obr. 14 Kapacita detektoru
23
-Id, -li
Obr. 15 Měření V - A charakteristiky diody
= f<íftw,S')
Obr. 16 Vliv rozptylových polí na vznik rušení
Obr. 17 Zapojení vstupního obvodu detektor - předzesilovaS
24
Volt-ampérova charakteristika je jedním z nejdůležitějších a nejvýznamnějších měření, jež může na detektoru provést i sám uživatel. Na obr. 15 je varianta zapojení pro měření této závislosti. Odpor Rí záměrně zvyšuje sériový odpor, aby v případě průrazu nedošlo k tepelné destrukci detektoru, blížíme-li se při měření ke kolenu V-A charakteristiky. 1^ volíme dostatečně veliký, musí však být splněna podmínka I^.R- •« U^. Vlastní V-A charakteristika musí být plochá od minimálního do maximálního napětí, které udává výrobce a jež obvykle leží několik desítek V pod kolenem charakteristiky. Při všech těchto měřeních je nutné pečlivě stínit přívod vstupu měřiče proudu, aby indukcí elektromagnetických nebo elektrostatických polí nedošlo k zavedení parazitních signálů a k ovlivnění měřených hodnot. Izolační odpor stínění R. musí být mnohonásobně větší než je vstupní odpor měřiče proudu, aby měřený proud detektoru tekl plně tímto měřičem. Zvýšení proudu /čárkovaně" na obr. 13/ je většinou projevem zvýšené teploty detektoru, obvykle způsobené zhoršením vakua v kryostatu. Pokud tento jev není doprovázen zhoršením rozlišení a kondenzací vodních par na vnějších plochách kryostatu, nemusí být na závadu. Vlastní porucha detektoru, např. odlomení části krystalu, se vždy projeví značně vysokým proudem /čerchovaně na obr. 13/. Již při napětí několika V jsou proudy o několik řádů vyšší, než udává výrobce pro pracovní bod. V-A charakteristika je nelineární a nesymetrická na rozdíl od symetrické V-A charakteristiky zkratu, která je navíc ještě strmější. Krátké plato je obvykle příznakem vnitřní technologické změny detektoru a dosti často k tomu jevu dochází, byl-li detektor ohřát na pokojovou teplotu. Toto tzv. rozdriftování je vždy doprovázeno zhoršením či tiplnou ztrátou rozlišovací schopnosti, ve většině případů je však možná oprava. Zjištění vlastních průrazů detektoru pomocí měření V-A charakteristiky je velice obtížné. Průrazy se obvykle projeví až při měření se skutečným analyzačním řetězcem tím, že dochází k přerušovanému záznamu spektra. V takovém případě je nutné měření okamžitě přerušit, nebot hrozí nebezpečí znehodnocení detektoru a současně i poškození předzesilovače. Velice často bývají zdrojem rušivých signálů silná elektromagnetická pole /silnoproudý rozvod, točivé elektrické stroje, elektromagnety/, ale i některá slaboproudá zařízeni. Mohou to být např. paměti analyzátorů, kde se pro buzení magnetických materiálů používá značně vysokých proudů. V důsledku těchto polí se do vstupní smyčky detektor - kryostat - předzesilovač indukuje elektrické napětí e , jež je funkcí magnetického pole ~B , rychlosti změny tohoto pole a plochy smyčky S /obr. 16/, ~e = í {"f, UJ , S ) . Obdobné vztahy platí i pro skokové změny elektromagnetických polí. Proto je nutné umístit detektor při měření co nejdále od takových zdrojů. Jiným zdrojem zhoršení rozlišovací schopnosti detekčního systému je /kmitání/ detektorové soustavy, tzv. mikrofonní efekt. Detektor má proti kryostatu značně vysoké napětí a již nepatrné kmity mohou způsobit vznik velikého rušivého signálu. Je-li např. frekvence těchto oscilací f Q • 10 maximální změna kapacity způsobená tímto kmitáním C * 10 pF, pak při napětí detektoru U, • 10 V bude detektor generovat náboj A q s Ua . A C
=*
vibrace plášti značně Hz a pracovním
10~12 C
a na zpětnovazebním kondenzátoru Cf vznikne střídavé napětí
25
Auo =!
f
I přes značné potlačení napětí nízkých frekvencí derivačním článkem tvarovacího zesilovače může mikrofonie značně rušivě ovlivnit rozlišovací schopnost spektrometru. Vlastním zdrojem kmitání detektoru bývá často var kapalného dusíku, kdy vibrace hladiny se přenáší přes Dewarovu nádobu a kryostat na vlastní systém. I když uživatel nemá možnost mikrofonii plně odstranit, může ji alespoň zmírnit umístěním detektoru na vhodnou pružnou podložku /pěnová guma, molitan apod./. Tato podložka zároveň tlumí účinky dalšího významného rušivého zdroje, jakým jsou otřesy budov, způsobené nejrůznějšími příčinami /stroje, doprava apod./. Ztráta rozlišovací schopnosti může být v tomto ohledu způsobena i vysokou úrovní hladiny hluku v měřící místnosti. K ztrátě rozlišovací schopnosti dochází i v důsledku tvorby nových energetických hladin v pásu zakázaných energií, působících s vysokým účinným průřezem jako záchytová centra nosičů náboje. To se stává např. při měřeních, kdy je detektor bombardován rychlými neutrony. Vzhledem k akceptorovému charakteru těchto hladin je obvykle možné provést opravu. Vlastní údržba detektoru je poměrně dosti náročná. U Ge(LiJ detektorů je bezpodmínečně nutné trvalé chlazení. U systémů s Si(Li) detektory je možné provést několik cyklů z teploty dusíku na pokojovou teplotu. Existuje však nebezpečí exploze kryostatu v případě "natečení" a desorbce molekulového síta, spojené s vyražením drahého a jedovatého beryliového okénka. Při dolévání dusíku lze vyjmout kryostat na dobu maximálně 5 - 1 0 minut. Alespoň jednou za rok je nutné omýt izolátorovou část koaxiální průchodky detektoru čistým lihem a po této operaci odstranit proudem teplého vzduchu zbytky vody, která zůstává po odpaření lihu. Vzhledem ke křehkosti monokrystalů germania je nutné zacházet s detektorem opatrně, zejména při transportu a překládání. Nejchoulostivějším zařízením ve spektrometrické trase je nábojově citlivý předzesilovač. Vysoká citlivost k poruchám je dána vlastnostmi jeho vstupního aktivního prvku - polem řízeného tranzistoru. Na obr. 17 je zapojení vstupního obvodu detektor - předzesilovač. Přítomnost vysokého napětí v blízkosti řídící elektrody FETu bývá velice často příčinou poruchy předzesilovače. Např. při zkratu detektoru na zem se v prvním okamžiku objeví na hradle G prakticky celé napětí O j , kťsré téměř jistě tento prvek zničí /obr. 17/. I když je v tomto případě napětí na řídící elektrodě FETu kladné a diodový přechod hradlo - substrát je otevřen, je vysoce pravděpodobná tepelná destrukce. Je-li detektor D zapojen obráceně, pak se na hradle G objeví záporná napětová špička, která způsobí napětový průraz tranzistoru. K podobným zkratům dochází následkem povrchových průrazů koaxiální průchodky, konektoru detektoru, izolátorů apod., viz obr. 18. Zvýšená náchylnost k povrchovým průrazům je velice často způsobena kondenzací vodních par, zejména při přenesení detektoru či předzesilovače z chladnějšího prostředí. V takovém příp&dě je nutné bud počkat, až dojde k úplnému odpaření zkondenzovaných par, případně odpaření urychlit ofukováním teplým vzduchem. Je nutné vzít v úvahu i možnost kondenzace uvnitř vlastního předzesilovače. Jinou příčinou, zvyšující náchylnost k povrchovým průrazům, jsou povrchová znečištění kritických součástek. Při manipulaci s těmito prvky je nutné se vyvarovat doteku rukou /mastnoty/. Totéž platí pro vysokoohmové odpory, které bývají nejčastěji pouzdřeny ve skle. Případné nečistoty je
26
kryostot
NCZ
cesty výboje Obr. 18 - Cesty průrazu det. syste'mu
-U
rž
'VN
VDet.
Obr. 19 Připojování detektoru
pulsní generátor Obr. 2 0 Testování předzesiiovače
27
vždy nutné omýt čistým lihem /u některých odporů s odporem větším než 10 ohmů již ani toto opatření nepostačuje/ a prvky dokonale vysušit. Náchylnost k poruchám, způsobeným průrazem, je vysoce pravděpodobná zejména tehdy, pracuje-1i spektrometr v chemickém, prašném, vlhkém apod. agresivním prostředí. Pokud je to jen trochu možné, měl by být spektrometr umístěn ve zvláštní, klimatizované a čisté místnosti s nízkou hlučností. U moderních předzesilovačů je nebezpečí zničení předzesilovače skokovou změnou vysokého napětí silně sníženo použitím účinného VN filtru F /obr. 19/. Jistou nevýhodou těchto filtrů je dlouhá doba ustalování pracovního režimu polem řízeného tranzistoru T,, jež je spojena s jistou změnou zesílení ve smyčce nábojově citlivého zesilovače. V podstatě je možné chránit vstupní elektrodu tranzistoru T^ několika způsoby. Proti nepříliš vysokým a strmým napětovým špičkám /v případě, že vstupní FET má N-kanál/ je tranzistor chráněn vlastním diodovým přechodem hradlo - substrát. Proti opačné polaritě impulsu je možné tento prvek chránit připojením ochrané diody D . /obr. 17/, připojením dalšího tranzistoru mezi hradlo a zem /obvykle pracujícího v diodovém režimu/. Nevýhoda těchto ochranných prvků je ve zvětšení vstupní kapacity, snížení vstupního odporu, zvýšení vstupního proudu a zavedení přídavných šumových složek, což vždy vede ke ztrátě rozlišovací schopnosti. Nejlepší ochranou je proto u předzesilovačů pro vysoké rozlišení především vždy opatrné zacházení. Při sestavování spektrometrické trasy je nejvhodnější připojit nejdříve předzesilovač k VN zdroji /pokud není již delší dobu připojen na detektor/, který je nastaven na nulové pracovní napětí. Poté zapneme VN zdroj spínačem /obr. 19/ a při nulové hodnotě napětí ho necháme v tomto zapojení několik minut, aby došlo k úplnému vybití případného zbytkového náboje na kondenzátorech C. a Cyjj přes pracovní odpory VN zdroje. Teprve po této operaci můžeme připojit vlastní detektor. Detektor není obvykle nutné vybíjet, protože pokud by na něm bylo v určitém okamžiku zbytkové napětí, pak toto napětí klesá zhruba rychlostí
AU
I.
At
= cd =
—
—
=s 10 V/sec.
Při této úvaze byly do výpočtu dosázeny průměrné hodnoty jak proudů detektoru, tak kapacity detekčního systému. I když se v praktických případech mohou tyto hodnoty lišit až o řád, je patrné, že rychlost vybíjení zbytkového napětí samotným detektorem bude značně veliká. Po těchto operacích můžeme zvolna zvyšovat napětí na detektoru. Každé zvýšení napětí se obvykle projeví přerušením činnosti řetězce v důsledku zablokování vstupního tranzistoru. Jakmile začne řetězec pracovat, není ještě možné okamžitě měřit, ale je nutné vyčkat delší dobu na ustálení pracovního bodu. Při rozpojování řetězce postupujeme tak, že pozvolna snížíme pracovní napětí na nulovou líroveň a vyčkáme, až systém začne šumět. Nízké pracovní napětí na detektoru je příčinou vzrůstu kapacity detektoru a vnitřních odporů a tím i růstu šumu. V žádném případě neodpojujemeVN zdroj, který zajištuje vybití nábojů na kondenzátorech předzesilovače. Vzhledem k velmi dlouhým časovým konstantám se nelze spoléhat, že k vybití těchto kondenzátorů dojde přes vlastní detektor. Pokles napětí přes detektor je značně pomalý
28
Av
-10
z* 0,1 V/sec ,
At
C
is
+C
VN
tzn., že vybíjecí doba bude desítky až stovky minut. Je vhodné počkat ještě několik minut po okamžiku, kdy systém začne šumět, a teprve pak odpojit VN zdroj a detektor. V souvislosti s možností poruchy předzesilovače zničením vstupního tranzistoru řízeného polem je nutné se též zmínit o dčincích elektrostatických nábojů. V laboratořích bývají nejčastěji příčinou vzniku elstat. elektřiny židle, opatřené zpravidla dobře izolujícím nátěrem. V obdobích s velice nízkou relativní vlhkostí vzduchu pak snadno může dojit k tomu, že se pracovník nabije na značně vysoké elektrostatické napětí tisíce až desetitisíce volt, podle kvality izolujícího prostředí a jeho elektrické kapacity vůči zemi. Přiblíží-li se pak, např. prstem, k přívodní elektrodě předzesilovače, dojde mezi ním a tímto obvodem k elektrickému výboji, který pravděpodobně zničí vstupní FET. Proto se nikdy v žádném případě nedotýkáme vstupní elektrody předzesilovače. Proti nahodilému doteku /není-li tento přístroj používán/ jej chráníme kovovým stínícím krytem, navléknutým na konektor předzesilovače. Tento kryt zabraňuje i tomu, aby se na izolátoru průchodky usazoval prach. Kontrola správné funkce předzesilovače vyžaduje použití speciálního pulsního generátoru /nejčastěji se rtutovým relém, event, speciálního tranzistorového generátoru/, který se připojí na příslušný konektor předzesilovače podle obr. 20. Přitom je nutné dokonale stínit vstupní elektrodu, avšak tak, aby nedošlo k nežádoucímu zvýšení vstupní kapacity. Parametry zesilovače a časové konstanty jsou obvykle nastaveny podle požadovaného energetického oboru. Měření rozlišovací schopnosti je pak běžnou záležitostí stanovení šířky píku v jeho poloviční výšce. Při těchto měřeních je rovněž nutné počítat se statistickým charakterem impulsových četností v jednotlivých kanálech. Pro stanovení rozlišovací schopnosti se připojuje mezi vstupní svorky předzesilovače a zem kalibrační kondenzátor C s vysoce kvalitním dielektrikem. Vlivem vysokých dielektrických ztrát může dojít ke zhoršení rozlišovací schopnosti /dielektrické ztráty musí být nízké zejména ve frekvenčním oboru od několika set Hz do několika set kHz/. Variací hodnot C je možné sestavit graf závislosti rozlišení FWHM na C . Současněs tímto testováním je možné připojit na výstup předzesilovače rychlý a citlivý oscilograf a měřit jím dobu narůstání výstupního impulsu A t /obr. 20/, event, jeho závislost na velikosti vstupní kapacity C podle obr. 21.
20
20 I/2AE (keV) 10 r - H / z A E v ^ --" 0
A t (n sec)
-r"
At, 10
•
to Cx
i
20
30 C»(pF)
Q
Obr. 21 Závislost rozlišovací schopnosti na kapacitě detektoru
29
4. SPEKTROMETRIE ZÁŘENÍ BARU Pňl VYSOKÝCH ČETNOSTECH
RNDr. Jiří BARTOŠEK,CSc., Ing. Jan MAŠEK
Geofyzika, n. p., Brno
Problematice měření vysokých četností zpracovávaných impulsů se věnuje v posledních letech značná pozornost. Objevují se nové přístroje určené pro tyto účely. Hlavním požadavkem na tyto přístroje je zachování všech parametrů i při vysokých četnostech, hlavně pak rozlišovací schopnost, zamezení posunu nebo deformacím spektra nebo jeho částí a dodržení lineární závislosti mezi skutečnou a naměřenou četností. Dále jsou rozebírány některé obvody, které mají zásadní vliv na vlastnosti spektrometrického řetězce při měření vysokých četností. Pochopení funkce těchto obvodů může pomoci při volbě vhodných přístrojů, při správném nastavení, příp. zhodnocení výsledků měření. 4-1. TVAROVACf ZESILOVAČE 4-1.1
T v a r o v á n í
Hlavní funkce tvarovacího zesilovače je dána jeho názvem - zesílit analogový signál z předzesilovače a vhodným tvarováním a filtrováním zlepšit poměr signál iun. Při měření vysokých četností je navíc nutné zkrátit dobu zpracování jednoho impulsu a to proto, aby se zvýšila průchodnost zesilovače a aby byl omezen na nejmenší míru vliv superpozice impulsů, který způsobuje znehodnocení informace, kterou impuls nese. Je tedy vyžádána krátká tvarovací konstanta a také rychlý návrat týlové hrany impulsu k základní hladině. Z toho vyplývá, že pro vysoké četnosti není vhodné tvarování dvojí derivací /tzv. bipolarní impulsy/. Nejvhodnější jsou unipolární impulsy se senigaussovským tvarováním /viz např. /I//. S tím přímo souvisí nutnost stabilizace základní hladiny, která je popsána v odst. 1.3. Požadavek krátkých tvarovacích konstant vhodných pro vysoké četnosti je však v rozporu s požadavkem optimálního poměru signál-šum,který vyžaduje tvarovací konstanty delií. Volba tvarování je tedy kompromisem mezi oběma požadavky a závisí hlavně na druhu a kvalitě detektoru a předzesilovače. Pro konrétní spektrometrický řetězec je tedy nutno optimální tvarovací konstantu experimentálně najít. V následující tabulce jsou uvedeny orientační hodnoty optimálního tvarování pro některé druhy detektorů:
30
optimální tvarování
detektor Nal /TI/ s fotonásobičem
0,5
proporcionální trubice
0,5 - 2
Si s povrch, bariérou
0,5 - 2
Ge/Ll/
2-4
Si chlazený
8-12
Ge čistý
4-12
4-1.2
K o m p e n z a c e
t)us]
" p o l e - z e r o "
Ke splnění požadavku rychlého návratu k základní hladině je nutné také přesné nastavení "pole-zero"/ které se zvyšující se četností nabývá na důležitosti. Podstata tohoto problému a jeho matematické vyjádření je popsáno např. v /I - 3/. Stručně řečeno jde o vznik záporného podkmitu /předpokládáme kladný vstupní impuls/ s poměrně malou amplitudou, ale dlouhou časovou konstantou, který vzniká při průchodu impulsu z předzesilovače /strmý náběh a pomalá spádová hrana/ derivačním článkem - obr. 22. Matematický výraz pro výstupní napětí má dva póly. Podkmit lze odstranit kompenzací "pólů nulami" - odtud název. Prakticky to znamená provést típravu podle obr. 23, přičemž hodnota kompenzačního odporu R. musí mít takovou hodnotu, aby platilo R k .C - T kde
T
,
je časová konstanta týlové hrany impulsu z předzesilovače. Tato časová kon-
stanta závisí na typu předzesilovače a pohybuje se obvykle mezi 20 - 50 /is. Proto je kompenzační odpor proměnný a dá se měnit ovládacím prvkem. Nastavení "pole-zero" se nejčastěji provádí pomocí monoenergetického zářiče, přičemž signál na výstupu zesilovače by měl mít amplitudu 5 - 10 V. Toto výstupní napětí se vede na vstup vertikálního zesilovače osciloskopu s citlivostí asi 50 mV/dílek. Nastavení je správné, když týlová hrana se vrací k základní hladině rychle, ale klidně a bez podkmitu - obr. 26. Aby nedocházelo k přebuzení zesilovače osciloskopu a tím k možné deformaci návratu signálu k nulové hladině, doporučuje se zařadit mezi výstup zesilovače a vstup osciloskopu rychlý omezovači člen - obr. 24. 4-1.3
S t a b i l i z a c e
z á k l a d n í
h l a d i n y
Průchodem unipolárních impulsů přes derivační článek dochází k posunu základní hladiny a to tak, že plochy impulsů nad ní a pod ní jsou stejné. Za předpokladu kladných
impulsů dochází tedy k.zápornému posunu, který je úměrný vstupní četnos-
ti a ploše impulsů. Z tohoto důvodu a také vzhledem k nestabilitě stejnosměrně vázaných zesilovačů vlivem změn teploty, napájecích napětí apod., je nutné používat v zesilovačích obvody pro obnovení základní hladiny /base-line restorer/. Existuje celá řada obvodů, které mohou být použity pro obnovení základní hladiny. Dva jednoduché obvody - diodový a aktivní obnovitel - jsou popsány např. v /I/. Diodový obnovitel však pracuje uspokojivě jen pro impulsy mnohem větší než několik set mV. Aktivní obnovitel má sice lepší vlastnosti, ale při vysokých četnostech způsobuje zhoršení rozlišovací schopnosti. Nejčastěji se používají tzv. hradlované
obnovitele základní drovně - blokové schéma jedné varianty je na obr.
25.
31
Obr. 2 2 Průchod impulsu z předzesiiovače derivaČním článkem
Obr. 2 3 Průchod impulsu z předzesiiovače kompenzovaným derivočním Článkem Výstup zesilovače
1k
Vstup
Q1
osciloskopu
2 x KA 2 0 6
Obr.24 Rychlý diodový omezovač pro nastavení "pole - zero"
Výstup zesilovače
Obr. 2 5 Hradiovaný obnovitel základní úrovně Z - operační zesilovač B - oddělovací stupeň K - komparátor HZ- hradiovaný zesilovač C - pamětbvý kondenzátor
32
a) správné nastavení
b) nedokompenzováno
c) překompenzováno
Obr. 2 6 Nastavení "pole zero" pomocí 6OCo a osciloskopu: 50 mV/dílek, lOyus/dílek, vstupní četnost cca 2 0 0 0 imp/s, tvarování 3/xs, pík 1-33MeV odpovídá amplitudě asi 7 V
33
Základní hladina je držena na nulové drovni nouze v době mezi jednotlivými impulsy pomocí servo smyčky a paměíovým kondenzátorem C. V okamžiku příchodu impulsu přestane stabilizační smyčka pracovat, ale kompenzační proud je držen na stejné hodnotě díky paměťovému členu C. Rozmezí.napětí, ve kterém stabilizační smyčka pracuje, je určeno dvojicí komparátorů. Zápornátíroveříbývá fixně nastavena kolem -500 mV, kladná úroveň se nastavuje v rozmezí 0 až 200 mV v závislosti na úrovni šumu systému a zesílení zesilovače ručně, případně automaticky. Při ručním nastavení slouží jako indikační prvek svítící dioda /LED/. Při kompletně zapojeném systému bez zářičů má indikační prvek pouze občas bliknout, tzn. komparátor je nastaven těsně nad hladinu šumu. Některé obnovitele umožňují přepínat dva módy: asymetrický a symetrický.. V prvním případě se kompenzuje záporný podknit několikanásobně větším kompenzačním proudem než překmit kladný. V druhém případě je kompenzace stejná z obou stran. Symetrický mód dává lepší výsledky s Ge/Li/ detektory horší kvality, scintilačními detektory a Si detektory, tedy systémy s nestabilitou základní hladiny, která je způsobena větším šumem, prurazovými efekty vysokého napětí, nulovacími impulsy předzesilovače nebo předzesilovači s vícenásobnými časovými konstantami na výstupu. 4-2. MRTVÍ DOBA SPEKTROMETRU A JEJÍ KOREKCE 4.2.1
M r t v á
doba
Jeden ze základních požadavků na mnohokanálový spektrometr při kvantitativní analýze je měřit spektrum po dobu, kterou si předem zvolíme. Při zpracování analogového signálu ze zesilovače potřebuje konvertor spektrometru /ADC/ dobu od několika /us až do několika desítek /us na digitalizaci amplitudy impulsů a na zařazení této informace do paměti spektrometru. Během zpracování impulsu je uzavřen vstup do konvertoru a všechny impulsy vycházející ze zesilovače nejsou zpracovávány mluvíme o mrtvé době spektrometru. Dostáváme pak spektrum, které odpovídá spektru naměřenému za k r a t š í čas, než který jsme zvolili. Je proto nutno bud prodloužit dobu měření nebo přiřadit spektru čas, po který spektrometr byl schopen každý vstupní impuls zpracovat - živá doba měření /live-time/. 4-2.2
N e p o l a r i z o v a n á
m r t v á
doba
Jestliže impulsy, které přicházejí v mrtvé době, n e m a j í vliv na její délku /neprodlužují ji/, mluvíme o nepolarizované mrtvé době. Během mrtvé doby dochází ke ztrátě impulsů, výsledná mrtvá doba je dána četností, kterou jsou impulsy ukládány do paměti spektrometru - tento typ mrtvé doby mají např. ADC. Označíme-li F Q , F, T N Z D
vstupní a výstupní četnost impulsů, průměrnou mrtvou dobu na jeden zaregistrovaný impuls, normovanou vstupní četnost, N=F_.T, normovanou výstupní četnost, Z=Fj.T, relativní mrtvou dobu, D=(N-Z)/N,
pak n
n
Obě závislosti jsou na obr. 27. Je patrné, že závislost výstupní četnosti i relativní mrtvé doby na vstupní četnosti je shodná; pro normovanou vstupní četnost N=l je výstupní četnost poloviční a relativní mrtvá doba D=50 %. Další zvyšování vstupní četnosti pak jen nepatrně zvyšuje výstupní četnost.
34
Obr. 2 7 Závislost výstupní normované Četnosti Z a relativní mrtvé doby O na normované vstupní četnosti N pro polarizovanou (p) o nepolarizovanou ( n ) mrtvou dobu
IOOO
kanál
2000
Obr. 28 Spektrum gama měřené při vstupní četnosti 15000 imp/s a) pouze tvarovaní zesilovačem b) při použití "pileup" rejektoru
35
4-2.3
P o l a r i z o v a n á
m r t v á
doba
Jestliže impulsy, které přicházejí v mrtvé době p r o d l u ž u j í délku impulsu mrtvé doby, mluvíme o polarizované mrtvé době. Mrtvá doba je daná součtem mrtvé doby příslušející zpracovanému impulsu a mrtvé doby příslušející impulsům, které přišly během mrtvé doby. Mrtvá doba je prodloužena, přestože tyto další impulsy nejsou zpracovány - tento typ mrtvé doby má např. "pileup rejector". Podobně lze odvodit Z
- N.exp/-N/,
D
- l-exp/-N/.
Z obr. 27 je patrné, že výstupní četnost pro vstupní četnosti větší než N=l klesá a mrtvá doba roste nad 60 %. V tomto případě nemá smyslu měřit takové četnosti, pro které je mrtvá doba větší než 50 %. 4-2.4
M e t o d y
k or e k c e
m r t v é
doby
s p e k t r o m e t r u
Naměříme-li spektrum vzorku s radionuklidy, jejichž poločas přeměny je ve srovnání s dobou měření mnohem větší,lze mrtvou dobu spektrometru korigovat tak, že zastavíme chronometr vždy během mrtvé doby. Celková doba měření se tím prodlouží. Tuto korekci mrtvé doby navrhl Covell et al./4/ : hodinové impulsy jsou blokovány impulsy mrtvého času součinovým hradlem, jehož výstup je veden do čítače živé doby měření. Tato metoda je používána téměř u všech vyráběných spektrometrů. Vlivem konečné šířky hodinových impulsů však dochází k systematickému nedokompenzování mrtvé doby, tj. skutečná živá doba měření je kratší než doba předvolená na chronometru. Rozbor tohoto efektu a návrh na jeho odstranění je popsán v /5/. Je proto vhodné se o správné činnosti hodin živého času přesvědčit testem, který je popsán v /6/ spolu s dokladem o tom, že ještě 15 let po publikování metody Covellem byly vyráběny spektrometry s hrubě chybně navrženým obvodem korekce mrtvé doby. Velmi zajímavou metodou korekce mrtvé doby spektrometru navrhl Harms / 7 / : během mrtvé doby spektrometru jsou impulsy přicházející na zablokovaný vstup konvertoru počítány pomocným čítačem a po skončení konverse je do příslušného kanálu připočtena jednička plus počet impulsu napočítaných pomocným čítačem během mrtvé doby konvertoru. Tím se doba měření neprodlužuje a naměřené spektrum je ze statistického hlediska shodné se spektrem naměřeným spektrometrem, který nemá mrtvou dobu. Tuto korekci používá např. maďarský spektrometr NTA-1024 a spektrometry IN-4 5 a IN-90 francouzské firmy Intertechnique. Další hojně používaná metoda korekce mrtvé doby spektrometru je metoda impulsního generátoru navržená Straussem /8/ a Andersem /9/ : impulsy o známé frekvenci a konstantní amplitudě jsou směšovány se signálem z detektoru. Měření se provádí v reálném čase /clock-time/. Srovnáním plochy referenčního píku s hodnotou vypočítanou z doby měření a frekvence lze stanovit živou dobu měření. Wiernik /10/ ukázal, že poměr relativních ztrát impulsů z impulsního generátoru k relativním ztrátám impulsů z detektoru není roven jedné. Hodnota tohoto poměru nezávisí pouze na frekvenci impulsivního generátoru, ale na poměru četnosti impulsů z impulsního generátoru k četnosti impulsů z detektoru. Z práce vyplývá, že metoda dává správnou korekci mrtvé doby jen tehdy, když mrtvá doba způsobená impulsy z detektoru je aspoň 10 x větší než mrtvá doba způsobená impulsy z impulsního generátoru. Na odstranění tohoto nedostatku navrhuje Wiernik použití impulsního generátoru. který generuje náhodně rozložené impulsy známé frekvence.
36
:IO3 30
54
Mn 835keV t 300sLIVE , imp/konál plocha = l73xl0 s imp/300s
20
10
60
kanál
1670
Obr. 29 Zhoršováni rozlišovací schopnosti a posouvání polohy píku54Mn v závislosti na zvyšování aktivity l37 Cs 1 -bez l 3 7 Cs 2 - l37 Cs = 4 I 2 X I 0 5 imp/300s 3 - l37 Cs * 6-47x I 0 8 imp/300s 4 - l37Cs *
F.írt N
H
Obr. 30 Závislost pileup efektu na vstupní četnosti Fo a době r 37
cem
38
II I 1
J «
Obr. 31
T
tvorovocí zesilovač 96 zpoidénfm
2
generátor časového okno
3
I
Princip funkce "pileup" rejektoru
lineární hradlo
4 ADC
4-3. "PILEUP EFFECT" A JEHO KOREKCE Ve snaze zkrátit dobu měření nebo při měření krátkodobých radionuklidů se stále častěji setkáváme s problémem měření spekter při vysokých četnostech. Dokladem tohoto trendu je např. mezilaboratorní srovnávací měření organizované MAAE ve Vídni v roce 1979 /li// při kterém byly měřeny četnosti až 15 OOO s~ . Při vysokých četnostech nabývá na významu efekt nakupení impulsů /pileup effect/. Tento jev závisí na vstupní četnosti impulsů a na použitých tvarovacích obvodech. Způsobuje, že nakupené impulsy registruje ADC jako jediný impuls s nesprávnou informací o energii. Výsledkem je snižování počtu impulsů ve spektru a zvětšování pozadí /obr. 28/, zhoršování rozlišovací schopnosti a posouvání polohy píku /obr. 29/. Jakmile impuls ze zesilovače otevře dolní diskriminátor konvertoru, je třeba k neporušení analogové informace o amplitudě impulsu, aby do dosažení maxima napětí impulsu nepřišel další impuls ze zesilovače. Tato doba závisí na tvarovací časové konstantě zesilovače. Označíme-li dobu kritickou pro vznik nakupení T , vstupní četnost impulsů do konvertoru F , pak pravděpodobnost vzniku efektu nakupení je dána vztahem /12/ p = 1 - exp( - T . F o ) . Tato závislost je na obr. 30. Z grafu je patrné, že při vstupní četnosti 2O 000 s a pro T • 5 yus je již asi 9,5 % impulsů postiženo efektem nakupení. Jediná metoda, která odstraňuje deformaci spektra způsobenou nakupením, je použití speciálního zařízení - "pileup rejector". Ostatní metody pouze dovolují deformované spektrum kvantitativně interpretovat. 4-3.1
"Pileup
r e j e c t o r "
Zjednodušená funkce tohoto přístroje je na obr. 31. Impulsy ± z předzesilovače mají obvykle strmou náběžnou hranu několik desítek ns a dlouhý týl s časovou konstantou 20 - 50 jus. Tyto impulsy jsou po zpoždění a zesílení ve tvarovacím zesilovači přivedeny na lineární hradlo. Strmá náběžná hrana impulsu z předzesilovače vybudí pomocný monostabilní obvod v generátoru časového okna na dobu několika fis /tato doba se nastavuje podle použité tvarovací časové konstanty zesilovače/ a po tuto dobu nesmí přijít žádný další impuls z předzesilovače. Nepřijde-li, generuje se po skončení ochranné doby T na výstupu 3 časové okno, kterým se otevře lineární hradlo a analogový impuls projde na ADC. Přijde-li po impulsu b v ochranné době impuls c, časové okno se negeneruje a dvojice impulsů b, c neprojde na ADC. Takto lze vyloučit impulsy postižené efektem nakupení. Na tomto principu pracoval jeden z prvních rejektorů fy Canberra - model 1464. Spektrum naměřené při vysoké četnosti mělo sice stejný tvar jako spektrum naměřené při nízké četnosti, nebylo však možno je kvantitativně interpretovat, protože nebyla provedena náhrada za vyloučené impulsy, které byly postiženy nakupením. Jednoduchá metoda kompenzace ztrát způsobených efektem nakupení je popsána v /13/. Ztráty jsou kompenzovány prodloužením doby měření. Dojde-li k efektu nakupení, jsou zastaveny hodiny živého'času tak dlouho, až je konvertorem zpracován impuls nepostižený nakupením. Tento způsob korekce ztrát je používán u současně vyráběných přístrojů - např. Livetime Corrector /Pileup Rejector model 1468 fy Canberra. Při obvyklých tvarovacích časových konstantách lze měřit až do četnosti 40.10 s~ , přičemž záporná systematická chyba nepřekračuje 4,5 % oproti 33 %,
39
nepoužije-li se této korekce. Zbývající chyba je způsobena převážně časovou rozlišovací schopností "pileup", rejektoru, která bývá kolem 50 ns. 4-3.2
P o u ž i t í
i m p u l s n í h o
g e n e r á t o r u
Metody korekce mrtvé doby pomocí impulsního generátoru lze použít i pro korekci efektu nakupení /8-10/. Naměřená spektra jsou však zkreslena - vyšší pozadí, širší píky a posun píku. Tato metoda je proto vhodná pouze pro jednoduchá spektra s intenzivními píky. 4-3.3
W y t t e n b a c h o v a
m e t o d a
Wyttenbach /14/navrhl korekci efektu nakupení založenou na stanovení živé doby měření spektra T L a skutečné doby měření T :
1=1
—y—
kde I je experimentální četnost v píku, I je skutečná /korigovaná/ četnost v píku, T je rozlišovací konstanta spektrometru, 8 je průměrná mrtvá doba na jeden impuls. Hodnota 2 r / S
se hledá experimentálně.
Tato metoda je použitelná pouze pro měření spekter, která mají stejný tvar, tj. liší se pouze intenzitou. Konstantu 2 f/8 je tedy nutno stanovovat vždy znovu při změně tvaru spektra. 4-4.ME"ŘENf SPEKTER KRÁTKODOBÝCH RADIONUKLIDO Do problematiky vysokých četností patří také případy, kdy doba měření je srovnatelná s poločasem přeměny měřeného radionuklidu. Je totiž vhodné nebo dokonce nutné, aby v počáteční fázi měření byla měřená četnost co možno nejvyšší. Při měření mnohakanálovými analyzátory však vzniká v tomto případě záporná systematická chyba způsobená tím, že obvyklá korekce na mrtvou dobu není použitelná. U mnohokanálových analyzátorů se obvykle provádí korekce na mrtvou dobu použitím metody podle Covella / 4 / . Tato metoda však dává správné výsledky pouze v případě, kdy měřená aktivita je konstantní během celého měření. Při měření krátkodobých radionuklidu není podmínka konstantnosti splněna a vzniká chyba způsobená tím, že v době prodlužování měření už není aktivita taková, jaká byla v okamžiku jednotlivých dob na počátku měření. K posouzení velikosti takto vzniklé chyby lze odvodit její závislost na počáteční mrtvé době a relativní době měření vzhledem k poločasu přeměny T pro případ měření jediného krátkodobého radionuklidu /15, 16/. Pro poměr £ intenzity naměřené mnohakanalovym analyzátorem v režimu CLOCK k intenzitě naměřené analyzátorem bez mrtvé doby platí vztah p =
40
-ln [ 1 - D(1 - exp < - g In2»] ti - exp( -/31n2)J. D/( 1 - D)
kde a = t T D
tc/T, je doba měření v režimu CLOCK, je poločas přeměny měřeného radionuklidu, je relativní mrtvá doba na začátku měření.
V případě klasické korekce /režim LIVE/ platí pro poměr p_ vztah p .
-ln [ 1 - D ( 1 - exp <- gln2»] [1 - exp ( - £ ln2)J . D/ ( 1 - D )
kde 0 = tL/T, tT je nastavená živá doba měření. Parametr a je nutno v tomto případě vypočítat ze vztahu o =
In[(exp<£ln2> - D ) / ( 1 - D)3/In2
Závislost poměru p na počáteční mrtvé době D pro různé parametry o a j8 je na obr. 32. Jsou zde dvě soustavy křivek pro režim měření CLOCK /parametr a / a LIVE /parametr f3 /. Pro velmi dlouhou dobu měření obě křivky splývají v jednu, kální přestavě. Z tohoto obrázku je patrné, že klasická korekce bu částečně koriguje, ale zdaleka ne úplně. Např. při optimální třem poločasům přeměny /17/ a počáteční mrtvé době 50 % zůstává ci záporná systematická chyba 28 %.
což odpovídá fyzisystematickou chydobě měření rovné při klasické korek-
V případě, že měříme pouze jediný krátkodobý radionuklid, jehož poločas přeměny známe, je možno obr. 32 použít přímo ke stanovení korekce. V praxi však bývá tento případ ojedinělý, protože v měřeném spektru bývá zastoupeno více krátkodobých radionuklidu. Přesné matematické řešení je možné jen v případě jednoho nebo dvou krátkodobých radionuklidu a jednoho dlouhodobého radionuklidu /18/. Celá řada metod umožňuje měřit správně spektra s jedním krátkodobým radionukíidem: Harms /7/, Gorner a Hohnel /20/, Bolotin /21/. Shonfeld /I9/ navrhl korekci mrtvé doby pomocí numerické integrace jejího průběhu. Obecná metodika korekce mrtvé doby při měření krátkodobých radionuklidu, která nevyžaduje žádné znalosti o izotopickém složení měřeného vzorku, je stabilizace mrtvé doby během celé doby měření. Digitální metoda stabilizace mrtvé doby je založena na automatickém generování přídavné mrtvé doby na koncích velmi krátkých měřicích intervalů tak, aby celková mrtvá doba byla konstantní po celou dobu měření /22-23/. Toho se dosahuje tak, že celková doba měření je rozdělena na velmi krátké intervaly Z : intervaly musí být tak krátké, aby pokles aktivity v tomto časovém intervalu byl zanedbatelný. Interval T se skládá z měřícího intervalu T menšího než T a vynucené mrtvé doby T... Mrtvá doba je tedy korigována v zásadě klasickým způsobem a udržována na konstantní hodnotě generováním přídavné mrtvé doby. Na tomto principu pracuje přístroj "Stabilizátor mrtvé doby'1, jehož verzi DTS-3 vyrábí n.p. Geofyzika Brno /24/, který je zatím jediným komerčně dostupným přístrojem dovolujícím měřit spektra s krátkodobými radionuklidy. Analogovou verzi "Stabilizátoru mrtvé doby" rozpracoval de Bruin /25/.
41
70 Obr. 3 2 Závislost poměru P na počáteční poměrné mrtvé dobi D pro rOzná a a |8
42
5. ZPŮSOBY OMEZENÍ RUŠIVÝCH VLIVŮ SILNOPROUDÉHO ROZVODU NA FUNKCI SPEKTROMETRU Ing. Zdeněk KOSINA CSc.
Ústav jaderné fyziky ČSAV, Řež u Prahy
Abychom mohli z tvaru spektrálních píku odhadnout míru pronikání sítového napětí do spektrometrického řetězce, shrňme nejprve to, co je o tvaru píku známo za předpokladu, že k průniku nedochází. Přidržme se pro jednoduchost předpokladu, že distribuce amplitud detektorových impulsů odpovídajících procesu Úplného pohlcení gama kvanta o energii E je gaussovská. Je-li směrodatná odchylka uvažované distribuce rovna T , pak bychom na výstupu "ideální" spektrometrické aparatury obdrželi spektrum s pikem p., o pološířce W^ s 2,35 T . při použití reálné aparatury zvětší se tato pološířka na hodnotu r—5 5 W =|/W, + W , r a n kde W je pološířka distribuce šumového napětí, kterou můžeme stanovit např. tak, že vstup nábojového předzesilovače přemostíme kondenzátorem o kapacitě rovné kapacitě detektoru a přívedema na něj nábojové impulsy g - u_ . C. z generátoru impulsů konstantní amplitudy u /viz obr. č. 33/. Pík p odpovídající těmto impulsům bude mít pološířku W R a jeho tvar bude prakticky gaussovský. Uvědomíme-li si, že superpozice šumu k detekovanému signálu vede ze statistického hlediska vlastně ke konvoluci funkcí tvaru píku p, a p ,• dospějem k důležitému závěru, že v tomto případě zůstává gaussovský charakter zachován /konvoluce gaussiánu jiným gaussiánem je opět gaussiání/ K poněkud odlišné situaci dochází při uvažování < různých typů procesů nakupení detekovaných impulsů, které se ve svých důsledcích projeví sice obvykle rovněž zvětšením pološířky, daleko významnější je však deformace píku právě ve smyslu jeho odklonu od gaussiánu. Setkáváme se zde s tvary přibližně zachycenými na obr. č, 34. Z distribučního hlediska je tento typ deformace charakteristický zvětšením parametru, známého ve statistice pod jménem "curtoisis". Ve spektrometrii lze pro kvantitativní posouzení odklonu tvaru píku od gaussiánu použít jiné, praktičtější veličiny p úměrné poměru Šířky píku v jedné desetině jeho amplitudy /FWTM/ ku pološířce /FWHM/. p
-
FWTM FWHM
. . log l o 2,
Pro nedeformovaný gaussián /obr. č. 35/ je zřejmě neboč v tomto případě platí: FWTM FWHM
x o
psi,
ln 10 ln 2
43
impulsní generátor
•f
C l
zesilovací trasa
Obr. 33 Signál na výstupu spektrometrické aparatury
Obr. 3 4
Rflzné tvary deformace píku
Obr.36 Nedeformovaný goussidn
Obr. 3 7
44
Obr.36 Funkce p(u»)
Deformace pfkQ při s < 1
\zavislott /výstup-vstup superposice det. impulsů •brumu na vstupu
Obr. 3 8 Nelinearita vstupních obvodu1 jako příčino zhoriení rozliiení o} * kf • Of <ť2 * k2 • a 2 k
PZ
r:
koaxiál
lo + napájecí zdroj
+ - ot napájecí zdroj
~220V
náhradní schema VNAAAr odpor střed, vodiče
výstupní impedance předzesilovače
odpor pláfté
vstupní impedance zesilovače
NAAAA/
(zemní smyčka J * ( i
—sAAAA/
0
odpory sítových přivodil vA/WV
Obr. 39 Hlavní cesty rušivých napětí
45
Lze ukázat, že s rostoucí pravděpodobností procesu nakupení roste velikost FWTM relativně víc než FWHM, což vede k hodnotě p > 1. Kromě procesu nakupení může zvětšená hodnota p indikovat ovšem i některé jiné nepříznivé efekty, z nichž lze uvést např. nedokonalý sběr náboje ve vlastním polovodičovém detektoru, nevhodně nastavený předstih impulsů otevírajících lineární vrátka na vstupu aplitudového konvertoru apod. Položme si nyní otázku, zda existují i takové efekty zhoršující energetické rozlišení, které se projevují deformací píku, při ní2#iabývá hodnoty významně menší než 1. OdpověS je kladná. Tvary takto deformovaných píku, uvedené na obr. č. 37, jsou totiž známými projevy několika různých efektů, z nichž nejobvyklejší jsou: a/ rušení spetrometrického signálu sítovým brumem; d/ drifty zesílení a "nuly" zesilovacího řetězce. Hlavním předmětem našeho zájmu bude nyní studium možností, které máme k potlačení prvního z uvedených efektů. Z matematického hlediska lze tvar píku při uvažování zmíněného typu rušení popsat na základě konvoluce původního gaussiánu a funkce p/u./, úměrné pravděpodobnosti, že v okamžiku výskytu detektorového impulsu leží okamžitá hodnota rušivého sítového napětí v intervalu /Uj.» u, + du,/, viz obr. č. 36. Konstanta úměrnosti K závisí na uspořádání a obvodových vlastnostech konkrétní aparatury a lze ji chápat jako citlivost k rušení sítovým brumem. Pokusme se nyní vysvětlit, jakými mechanismy dochází k ovlivňování amplitudy detektorových impulsů brumovým napětím, jež nějakým způsobem /o němž se zmíníme později/ proniklo do některého ze vstupních bodů zesilovacího řetězce. K osvětlení prvního z těchto mechanismů povšimněme si funkce vstupního derivačního členu zesilovače. Lze ukázat, že při běžně užívaných hodnotách časové konstanty derivace, dochází při průchodu detektorového impulsu derivačním RC článkem ke změně jeho tvaru /odvoditelné z Laplaceovy transformace/, doprovázené jen zcela malým snížením amplitudy. Vůči nf sítovému napětí se tentýž článek však chová jako téměř dokonalý diferenciátor. Přivedeme-li za tohoto předpokladu na vstup článku v okamžiku t detekovaný impuls velikosti U d e t superponovaný na napětí ufa - U.. sin cut , obdržíme na výstupu impuls velikosti přibližně U, + cu T U, . cos (o» t ) . Z uvedeného vyplývá, že při dané úrovni rušivého sítového napětí bude se energetické rozlišení spektrometru zhoršovat s rostoucí velikostí derivační konstanty T . Druhý, neméně významný mechanismus, jehož prostřednictvím dochází ke zhoršení energetického rozlišení v důsledku superpozice rušivého sítového napětí, je ilustrován na obr. 38. Jak je odtud patrno, dochází zde k amplitudové disperzi detektorových impulsů v důsledku nelinearity vstupních obvodů zesilovače před první derivací. Připomeňme, že tato nelinearita bývá jednou z příčin nesymetrické deformace píku znázorněné na obr. 37c. Věnujeme nyní pozornost otázce, jaké jsou vlastně cesty, jimiž sítové napětí proniká do signálové trasy. Vyloučíme-li poruchy filtrace stejnosměrných napájecích napětí, zůstávají hlavní příčinou všech potíží dlouhé vzdálenosti mezi jednotlivými články zesilovacího řetězce. Ve většině případů se jedná konkrétně o propojení hlavního tvarovacího zesilovače /Z/ s nábojově citlivým předžesilovačem /PZ/ umístěným často z provozních důvodů v jiné místnosti. Hlavní cesty, jimiž proniká sítové napětí na vstup zesilovače, jsou znázorněny
46
I I*
na obr. 3 9. Je odtud patrno, že významnou roli zde hraje úbytek napětí na nulovém vodiči sítového rozvodu, propojeného podle čs. normy v každé zásuvce se zemnícím kolíkem a jeho prostřednictvím i s kostrami všech přístrojů z této zásuvky napájeného. Dalším zdrojem rušivého napětí mohou být různé zemní smyčky, vystavené účinkům elektromagnetických rozptylových polí silových elektrických zařízení. Velmi účinným prostředkem k omezení sítového brumu je použití tzv. klidné země /quiet ground/. Toto opatření, schematicky znázorněné na obr. 40 spočívá v propojení koster všech přístrojů tvořících součásti téže aparatury nízkoohmovou sběrnicí, galvanicky oddělenou od nulového vodiče sítového rozvodu. Potíž při zavádění této soustavy odděleného nulování a zemnění spočívá v tom, že se dostáváme do rozporu s čs. normou, podle níž je zemnící kolík v zásuvkách sítového rozvodu spojen v každé zásuvce s nulovým vodičem. Jelikož zemnící vodič sítové šňůry propojuje tento kolík s kostrou přístroje, dochází tak k připojování koster jednotlivých přístrojů k rušivému střídavému napětí nulového vodiče v daném místě sítového rozvodu. S cílem vyhovět bezpečnostním předpisům a současně využít všech výhod klidné země bylo navrženo řešení, naznačené na obr. 41a. Za normálních provozních okolností je napětí mezi sběrnicí klidné země a nulovým vodičem menší než součet kolenových napětí U. diod D....D , D T . ....D - , čím jsou body A B elektricky téměř dokonale odděleny. Při náhodné poruše elektrické izolace vedoucí k zvýšení napětí na kostře přístroje nad bezpečnou mez představuje dvojpol A-B prakticky zkrat /vyžadovaný bezpečnostními předpisy/. Důležitou podmínkou spolehlivé funkce je, aby dovolený přední proud diod byl větší než je proudová hodnota jištění sítového přívodu. Stejnou funkci může s menším počtem součástek zastat i dvojice tyristorů /obr. 41b/, kde napětí "oddělovací" úrovně /závisející v předchozím případě na počtu diod v sérii/ lze plynule nastavit velikostí odporů R. Dalšího zjednodušení lze dosáhnout použitím triaku a diaku podle obr. 41c. Nelze-li ani za těchto předpokladů získat souhlas revizních orgánů pracoviště k oddělení nulového vodiče od koster přístrojů, je možno použít kompromisního řešení, jímž je technika označována ve volném překladu "plovoucí země". V tomto uspořádání /viz obr. č. 42/ je předzesilovač uzemněn pouze prostřednictvím pláště koaxiálního kabelu. Potřebná stejnosměrná napájecí napětí jsou k němu přivedena ze zdroje, umístěného v blízkosti tvarovacího zesilovače. Nevýhodou, s níš je nutno při použití "plovoucí země" počítat, je nezbytnost izolování všech aparaturních součástí, jež jsou vodivě spojeny s kostrou předzesilovače/kryostat, Dettarova nádoba apod./, od okolních kovových součástí, propojených s místní zemní sběrnicí, nulovým vodičem sítě, vodovodem apod. Navíc je nutno mít na zřeteli i nebezpečí elektrostatického poškození vstupního obvodu tvarovacího zesilovače, jež v tomto uspořádání hrozí při náhodném přerušení zemního spojení obou přístrojů, nejčastěji v důsledku špatného kontaktu pláště koaxiálu s kostrou přístroje. Opatřením zaměřeným ne tak na snížení úrovně rušivého napětí, jako spíše na potlačení jeho škodlivého vlivu, je propojení předzesilovače a vzdáleného tvarovacího zesilovače vyváženým koaxiálním vedením. Jak je patrno z obr. Č. 43, je k tomuto dčelu nutno použít zesilovače s oddělenými konektory pro kladnou a zápornou polaritu vstupních impulsů. Vyvážení soustav se provádí proměnným odporem R
47
PZ
-
klidná zem
o
o +
~22OV Obr. 4 0 Použití "klidné země"
Nulový vodič sítě 2 2 0 / 3 8 0 V
I
I
B \ , kostry přístrojů (klidná zem) Obr. 41 R&zné zpOsoby zemení přístrojů
~220V F Obr. 4 2 Technika "plovoucí země"
4G
nastavitelným v rozmezí asi O,5 až 2-násobku hodnoty výstupní impedance použitého předzesilovače. Optimálního nastavení je dosaženo při minimální hodnotě 50 Hz složky šumového napětí na výstupu zesilovače /derivační konstanta přepnuta na maximum/. Zároveň si připomeňme jednoduchou metodu, umožňující jednoznačně rozhodnout, zda k pozorovanému rozšíření spektrálních píku dochází skutečně v důsledku sííového brumu. K tomu účelu připojíme na testovací vstup předzesilovače pulsní- generátor, který může pracovat jak synchronně s frekvencí sítě f g , tak volnoběžně s frekvencí f. mírně odlišnou od f„. Rozdílnost pološířek píku obdržených z měření při frekvencích f a f je jednoznačným důkazem rušení spektrometrického signálu brus a mem. Je totiž zřejmé, že přivádíme-li na vstup předzesilovače impulsy ve stále stejné fázi vůči sítovému napětí, všechny efekty závislé na sítovémubrumu nutně vymizí, nebo? v okamžiku výskytu impulsu nabývají hodnoty u^ i ""§""£ vždy téže velikosti. V souhrnu lze diskutovanou problematiku vyjádřit stručně takto: Zjistíme-li pulsním generátorem, že dochází ke zhoršení energetického rozlišení vlivem sítového brumu, snažíme se: a/ omezit pronikání rušivého napětí do zesilovacího řetězce dokonalejším zemněním přístrojů s použitím soustavy klidné nebo píovoucí země, b/ snížit citlivost aparatury k rušení použitím vyváženého koaxiálního spojení předzesilovače a zesilovače nastavením nižší derivační konstanty a volbou zesilovače s malou integrální nelinearitou vstupních obvodů.
Obr.43 Propojení předzesilovače se zesilovačem vyváženým koaxiálním vedením
49
6. KOMPENZACE SAMOVOLNÝCH ZMĚN ENERGETICKÉ KALIBRACE SPEKTROMETRU Ing. Zdeněk KOSINA,CSc.
Ústav jaderné fyziky ČSAV, Řež u Prahy
Důležitým předpokladem dosažení přesných a reprodukovatelných spektrometrických dat je stabilita parametrů zesilovacího řetězce. Předmětem následujícího pojednání jsou způsoby obrany proti degradaci informačního obsahu spektra způsobené samovolnými změnami přenosových vlastností jednotlivých článků naší aparatury v průběhu dlouhodobých měření. Pro stručnost se budeme zde zabývat jen drifem koeficientu zesílení, většina závěrů se však bude vztahovat i na drift nulového průsečíku energetické kalibrační přímky. Předpokládejme pro jednoduchost, že napětový zisk trasy se z teplotních, či jiných příčin mění v průběhu měření lineárně s časem, tzn., že střed jistého sledovaného píku se ve spektru posouvá konstantní rychlostí a kanálů za jednotku času. Z podstaty diskutovaného jevu vyplývá, že na rozdíl od jevů probíraných v předchozích přednáškách, je zde míra efektivního zhoršení energetické rozlišovací schopnosti spektrometru závislá na celkové době měření. Vyjádřeno v jednotkách kanálů, dochází ke zvětšení pološířky o hodnotu přibližně oc.t, přičemž jde o typ deformace charakterizovaný /ve smyslu definice uvedené v přednášce o rušivých vlivech silnoproudého rozvodu/ hodnotou p < 1. Stabilnost elektronických obvodů zesilovacího řetězce s ohledem na drifty zisku jsou jedním z nejdůležitějších kriterií uplatňovaných při návrhu a výrobě spektrometrické aparatury. Nám, jako uživatelům hotového komerčního zařízení, zbývá v tomto směru jen několik málo možností: a/ Vyloučit, nebo alespoň podstatně omezit změny teploty prostředí, v němž jsou umístěny choulostivé součásti aparatury. Nemáme-li k dispozici temperovanou místnost, lze k tomuto účelu velmi dobře použít i teplotně stabilizovaných boxů, b/ Dovolují-li to požární předpisy, ponechávat spektrometrickou aparaturu trvale zapnutou. Výhoda tohoto opatření netkví jen v udržování obvodů ve stálé rovnováze teplotní, ale i v docílení ustáleného stavu polarizačních a jiných procesů, jež po zapnutí přístrojů probíhají s velmi dlouhými časovými konstantami. Není-li možno nepřetržitý provoz zajistit, je nutno dbát alespoň na to, aby byla aparatura zapínána v několikahodinovém předstihu před započetím vlastního měření. c/ Zařadit do zesilovacího řetězce stabilizátor zisku. d/ Rozčlenit dobu potřebnou k získání požadované statistiky do série kratších časových úseků, v nichž se drift výrazně neprojeví, a po každém dseku provést výpis naměřeného spektra na děrnou /případně magnetickou/ pásku. Věnujeme se nyní podrobněji otázkám souvisejícím s volbou typu a optimalizací stabilizátoru spektra.
50
Jak bylo v literatuře již mnohokrát konstatováno, lze v případě stabilizace polovodičových spektrometrů zcela vyloučit jako nevhodná řešení analogová a zaměřit se výhradně na systémy, v nichž je signál opravy driftu získáván vyhodnocováním číslicového výstupu amplitudového konvertoru. V současně době existují dvě základní varianty digitálních stabilizátorů, jejichž struktury jsou znázorněny na blokových schématech obr. č. 44 a 45. V prvním případě se funkce stabilizační smyčky opírá o zdroj referenčních pulsů konstantní amplitudyu , dodávající na vstup předzesilovače nábojové impulsy q = C . u . Poloha odpovídajícího "umělého" píku spektra je stabilizována tím způS
u
S
*"
sobem, že číselný údaj o amplitudě každého referenčního impulsu je porovnán s žádanou konstantní hodnotou p f a podle znaménka rozdílu P r e f - P x Je pak bu8 zvětšeno nebo zmenšeno napětí, opravující zisk spektrometrické trasy. Děje se tak obvykle prostřednictvím napěEového řízeného stenuátoru nebo zesilovače vloženého za tímto účelem do zesilovací trasy, či prostřednictvím zvláštního obvodu umožňujícího ovládat převodní konstantu použitého amplitudového konvertoru. Aby nebyla při měření rušena funkce stabilizátoru impulsy pocházejícími z detektoru, je v tomto uspořádání nutno činnost srovnávacího obvodu a pulsního generátoru synchronizovat. V tomto požadavku spočívá hlavní nevýhoda popsané varianty, zabraňující, aby ke stabilizačnímu procesu bylo možno užít místo "umělého" píku některého z "přirozených" píku vlastního měřeného spektra. S cílem obejít zmíriěný nedostatek, byl navržen stabilizátor znázorněný na obr. č. 45, v němž je detektor znaménka rozdílu /P r e f ~ P / nahrazen dvojicí číslicových oken nastavených symetricky vůči hodnotě Prec /viz obr. 46/. Povel k inkrementaci opravného napětí v kladném či záporném směru je v tomto případě vydáván tehdy, padne-li číselný údaj o amplitudě analyzovaného pulsu do pravého, resp. levého číslicového okna šířky w. Přestože relizace číslicových oken vyžaduje použití značně složitějších elektronických obvodů, ukazuje se, že komplikovanost této varianty stabilizátoru je dostatečně vyvážena jednak možností obejít se ve většině případů bez choulostivého přesného generátoru, jednak vyloučením možných driftů indukovaných teplotní fluktuací hodnoty C., S výběrem stabilizačního systému souvisí i volba charakteru zdroje opravného napětí. U některých jednoduchých systémů je tento obvod řešen jako proporcionální člen s výstupem úměrným rozdílu četností impulsů spadajících do pravého a levého okolí referenčního píku. Z elementární teorie regulace lze snadno ukázat, že v takovém případě je možno sice změny zisku omezit, nikdy však zcela kompenzovat. Hlavním nedostatkem pak je, že i při krátkodobém přerušení měření může dojít k poruše stabilizačního mechanismu tím, že se referenční pík ocitne zcela mimo oblast oken. Při volbě stabilizátoru je proto nutno orientovat se jen na ty systémy, u nichž je zdroj opravného napětí řešen jako člen charakteru integračního. U moderních komerčních zařízení se jedná zpravidla o kombinaci reverzibilní čitač číslicově analogový převodník. Exaktní rozbor funkce číslicového stabilizátoru vede k poměrně složité integro-diferenciální rovnici, jejímž řešením se zde nebudeme zabývat; povšimneme si jen některých praktických výsledků, které odtud plynou. Za. přijatelných zjednodušujících předpokladů lze dospět k následujícícm závěrům: a/ Kromě žádoucího potlačení driftů dochází v důsledku statistického charakteru stabilizačního procesu k rozšíření píku. Velikost tohoto rozšíření nezávisí v prvním
51
signál opravy zisku korekční registr povel opravy^* -f synchronizace detektor sign.(p,„-px>
Obr. 4 4 Digitální stabilizátor s referenčními pulsy
["generátor "j jref. impuisfij
registr hodnoty Prtf
číslicová okna
Obr. 45 Digitální stabilizator s číslicovými okny na přirozeném píku
52
= 2-36
1-5 001 Obr.46 Nastavení číslicových oken
Obr. 48
Obr. 4 7 Optimální nastavení parametru w
Optimální nastavení parametru 8
53
přiblížení na původní pološířce T stabilizovaného píku a činí A T - (0.8 až 1) 8 kde 8 je velikost elementární korekce zisku příslušné jednomu opravnému impulsu. Její hodnotu lze u komerčních zařízení nastavovat přepinačem. Udává se v jednotkách šířky kanálů v místě referenčního píku. b/ Odchylka skutečného vrcholu referenčního píku vůči zadané hodnotě p je dána přibližným vztahem
An~
A p
<*T 2M8
f
'
kde M označuje integrální četnost impulsů, je. ichž amplitudy leží uvnitř obou čislicových oken šířky
w.
ObraEme nyní pozornost k otázce optimální volby parametrů, jež máme možnost u běžných typů komerčních stabilizátorů nastavovat, totiž hodnot
S a w .
Z teoretických úvah vyplývá, že z hlediska maximálního informačního obsahu spektra je optimální nastavení těchto parametrů takové, pro něž hodnota 2
Q=Ap +Ar
2
bude minimální. Řešením soustavy rovnic dQ
_n.
_dQ_ _
n
obdržíme výsledky, jež jsou v grafické formě uvedeny na obr. č. 47 a 48. Nemáme-li vhodný číslicový stabilizátor spektra k dispozici, můžeme degradaci informačního obsahu spektra zabránit do značné míry tím, že měření přerušujeme po časových intervalech tak krátkých, že se v jejich průběhu drift zisku a nuly nestačí na tvaru píku výrazně projevit. Po každém takovém intervalu přeneseme obsah paměti analyzátoru na děrnou pásku nebo jiné medium, kterého používáme k uchovávání dat před jejich zpracováním na samočinném počítači. Aby bylo možno takto získaná spektra bez ztráty informace sečíst, musíme provést nejprve jejich transformaci do společného energetického měřítka. Tuto operaci, pro níž byl autorem navržen termín "soukrytování", lze provést na samočinném počítači podle algoritmu, jehož princip je ilustrován na obr. č. 49. Je odtud patrno, že obsah jistého, např. k-tého kanálu spektra po transformaci je lineární kombinací obsahů dvou až tří sousedních kanálů transformovaného mezivýsledného spektra S. Algoritmus předpokládá variabilitu jak sklonu, tak i nulového průsečíku energetické kalibrační přímky. Vstupními daty, o než se transformace opírá, jsou konkrétní polohy dvou, pokud možno vzdálených píku p"*a p""/odpovídajících energiím E**a E""/ V daném mezivýsledném spektru S a požadované polohy těchto píku p* a p""* ve výsledném spektru S. Možný postup soukrytování: 1/ Výpočet koeficientů lineární transformace P = a + b ps Z hodnot p", Pg , P - ' Ps" b = a • p - p_
54
vyplývá :
P -P * •
*
2/ Postupný výpočet obsahů jednotlivých kanálů i = 1, transformovaného spektra S kvadratickou /Stirlingovou/ interpolací ze tří /nejbližších/ bodů spektra S* S*(i)
kde S_1
s+1 k y
S h
*
=
2
S
2
s S /k/ s S /k-1/ = s /k+i/ = entier /y + 0.5/ = a + bi = y - k ss normalizační faktor, zachovávající integrální četnost spektra. Je přibližně roven b.
Předností popsaného způsobu korekce vlivu aparaturních driftů je, že jeho aplikace nevyžaduje nákup a seřizování žádného dodatečného článku spektrometru. Vy cházíme-li z předpokladu, že konečné zpracování spekter provádíme tak jako tak na samočinném počítači, představuje využití této metodiky jen nevelké prodlouženi měřící doby a zcela zanedbatelné zvýšení potřeby strojního času počítače.
hrany kanálQ spektra S
G (povodní histogram) G* (nový histogram)
i I r~] i i l . hrany kandla spektra S* Obr. 4 9 Transformace vzájemně posunutých spekter do společného energetického měřítka
55
7. PŘÍMÉ NAPOJENÍ SPEKTROMETRICKÉ TRASY NA VSTUP POČÍTAČE RNDr. Jaroslav FRÁNA,CSc.
Ústav jaderné fyziky ČSAV, Řež u Prahy
7-1.
ZPQsOBY UKLÍDÍNf SPEKTER Z GAMA SPEKTR0METR8
Rozvoj mnohokanálové analýzy byl spojen již se vznikem scintilační spektrometrie, kdy se však vzhledem k rozlišení vystačilo s paměťovými zařízeními s maximálně několika sty kanály. Některá zařízení používala i kuriózní způsoby záznamu, jako třeba mechanické čítače impulsů nebo fotografický záznam pulsů zobrazených oscilografem, který byl vyhodnocován sensitometricky. Převládly však feritové a v současnosti polovodičové paměti. Polovodičová detekce s vysokým rozlišením ještě zmnohonásobila požadavek na detailní .třídění. V šedesátých letech byly vyvinuty převodníky a paměti až o několika tisících kanálech. Informace se v nich shromažďovala do té doby nevídanou rychlostí, avšak výstup z nich byl velmi nemotorný, většinou na pásky papíru z pomalých tiskáren, tfdaje o energiích a intenzitách píku se získávaly z grafů, nebo se spektra ručně zadávala ke zpracování do počítačů. Proto se velmi brzy přešlo k výstupu na děrné pásky, ale i tak bylo třeba mnoho manuálních operací a výsledky byly získávány se značným zpožděním. To nejvíce vadilo při praktickém aplikování gama spektrometrie na př. při aktivační analýze. Začátkem sedmdesátých let se proto začaly objevovat první systémy, vybavené kromě skladovací a zobrazovací funkce i schopností počítat plochya polohy píku a vydávat o nich protokol. To byl již krůček k zabudování jednoduchého počítače přímo do spektrometrické aparatury. Tím je umožněno uživateli, aby mohl modifikovat firemní programy nebo si psát i vlastní. I nadále jsou sice na trhu jednoúčelově paměti, ale jejich význam ustupuje. Z počítačem vybavených soustav se v CSSR nejvíce rozšířily systémy firem Canberra a Intertechnique. Pro některé speciální účely se používá i příjem informace bez okamžitého třídění. Je to především při vícerozměrných analýzách, kdy se na př. zjištují koincidence mezi více detektory či v čase a hustota informace je poměrně řídká. Obvyklým záznamovým prostředkem je magnetická páska, jejíž obsah se třídí a zpracovává až dodatečně. 7-2.
SPOJENÍ SPEKTROMETRICKÉ* TRASY S NEZÁVISLÝM POČÍTAČEM
Analyzátorový systém vybavený speciálně upraveným počítačem se zaměřením na aktivační analýzu je nákladná záležitost. V současné době není produkován v socialistických zemích. Snáze se dají získat jednotlivé články elektronického řetězce a jsou dostupné i minipočítače v několika provedeních. Sada pracovišť ani není svou hlavní činností zaměřena na analýzy a spíš potřebuje pro svou práci vlastní počítač jak k výpočtům, tak pro řízení'dalších experimentů. V příštích odstavcích se omezíme na problémy s ukládáním informace z konvertoru do takového počítače. Výklad bude pokud
56
možno obecný, ale může být ovlivněn tím, že autor zatím pracoval většinou jen s počítači se systémem operací, zavedeným v počítačích Hewlett-Packard. Pozornost je přitom třeba zaměřit na tři hlavní otázky: - jakým způsobem je předávána informace z výstupu konvertoru do paměti a jak je toto možné zabudovat do operačního systému počítače; - jaké potíže mohou vzniknout s časovou délkou tohoto přenosu; - jakým způsobem komunikovat s měřením /zobrazení, povelování/. 7-3. PŘENOS Z KONVERTORU DO PAMĚTI Hlubší poznatky o činnosti vstupně-výstupních jednotek a o aplikacích na řízení experimentálních zařízení je možné najít v /3O, 31, 32/. Konvertor je vzhledem k počítači asynchronní vnější zařízení, které dodává jednotlivé informační prvky. Touto informací je relativní adresa, na které má dojít ke zvýšení obsahu o jednotku. To je atypický způsob vstupu, zabudovaný hardwarově v analyzátorových systémech, avšak nedodávaný s běžnými počítači. Za předpokladu, že náš počítač vykonává i další programovou činnost kromě měření gama, musíme při ohlášení výstupu z konvertoru zajistit přerušení normální činnosti programu a během něho změnit obsah paměti. Dostáváme tuto obecnou strukturu přerušení: 1/ uvědomění si žádosti konvertoru o obsluhu, 2/ uchování stavu programu či celého operačního systému před přerušením, 3/ přečtení údaje - adresy, 4/ zvýšení obsahu na této adrese, 5/ případnou generaci pomocných údajů /čítání impulsů, činnost při přetečení obsahu buňky a pod./, 6/ obnovení stavu počítače před přerušením, 7/ návrat do původního programu. Počet strojních instrukcí potřebných pro tyto jednotlivé kroky se bude lišit s typem počítače, složitostí operačního systému, možností přímého přístupu do paměti a pod. V následujících odstavcích budou popsány čtyři varianty od nejpomalejší až k nejrychlejším. a/ Normální vstupní kanál počítače, pracující v přerušovacím režimu, vykonává v plném rozsahu všechny výše uvedené dílčí operace. V nejjednodušším případě to znamená nejméně deset instrukcí a čas v desítkách mikrosekund na každý vstup. To odpovídá maximálně možné akumulační rychlosti do počítače asi 5.10 imp s~ . Ovšem vezmeme-li v úvahu mrtvou dobu trasy detektor - konvertor a rozumnou zátěž s celkovou mrtvou dobou do 50 % /viz kap.4/, vyjde prakticky použitelná četnost ukládání spektra asi do 1,5.10 imp s~ . Veliké problémy jsou s odhadem mrtvé doby, která je součtem proměnné doby trasy a konstantního času zpracování počítačem. Snaha urychlit proces tím, že by byl uvolněn konvertor a zpracování následujícího pulsu v době, kdy počítač ukládá předchozí do paměti, vede k velice nebezpečné deformaci spektra. Na př. konvertor Intertechnique CT 103 převede amplitudu na číslicový výstup za dobu 5,6 + 0/05.n fis, kde n je číslo kanálu. Pro většinu kanálů spektra je tato doba kratší než uložení do paměti a tudíž může dojít ke ztrátě informace na ještě zablokovaném vstupu počítače. Pravděpodobnost ztráty je větší pro malé amplitudy. Experimentálně bylo zjištěno, že tento jev zvětšuje efektivní mrtvou dobu začátku spektra až o polovinu.
57
data konvertoru
žddost konvertoru
registr adresy
adresovací logika
1
pamiť
aritmetické jednotko: přičtení + 1
1
ano
registr adresy přelezQ: přičtení + 1
adresovací logika
Obr. 5 0 Ukláddní impulsu DMI kanálem. Část I se realizuje při každém vstupu z konvertoru, 2 následuje po1 tehdy, dojde-li při přičítání k přenosu z 15. bitu (obsah se vrací na nulu).
Popsaný jednoduchý způsob programového uložení do paměti byl snadno uskutečnitelný u prvních řídících minipočítačových systémů. S hlediska univerzálnosti dokonalejší operační systémy ve skutečnosti zhoršují rychlost vstupu informace. Vývoj minipočítačů vede k operačním systémům reálného času, které se přibližují způsobu práce velkých počítačů, jako je multiprogramování, sdílení času, dynamické přidělování paměti, dosah do celé paměti a pod. Přerušení jsou systémem zpracovávána centrálně a je při nich nutné zachovávat a regenerovat celou řadu programových i systémových veličin. Doba zpracování tím vzrůstá až na několik set yus.. Proto v nich nemá tento způsob ukládání spekter praktický význam. Je výhodnější použít dále popsaný způsob ukládání přes kanály přímého dostupu do paměti. b/ Minipočítače bývají vybaveny jedním nebo více kanály přímého dostupu do paměti /DMA/. Ty je možné přiřadit libovolným normálním vstupům nebo výstupům. Při vyvolání činnosti se zadá adresa v paměti, od které má být ukládána informace /nadále uvažujeme jen vstup/ a množství této informace. Při každém jednotlivém vstupu je přerušen normální průběh programu počítače a jeden strojní cyklus je využit k hardwarovému uložení jednotky dat na nastavenou adresu a zároveň pak zvýšen registr této adresy o jednotku. Během této doby není porušena žádná informace, kterou používal přerušený program, takže ten může okamžitě pokračovat v činnosti. Potřebný čas je jedna až několik mikrosekund a tudíž neznamená přírůstek k mrtvé době, konvertor vyšle informaci a okamžitě je uvolněn. Musíme však vzít v -úvahu, že v paměti máme postupně za sebou uložena jen čísla kanálů. Činnost DMA nám provede operace 1,2,3,6 a 7 v čase přibližně desetkrát rychlejším než nejrychlejší normální vstup, ale po určité době musíme zajistit postup třídění do paměti, daný body 3 až 5, který bude trvat v průměru nejméně 10 yus na jeden lídaj. Prakticky se to dá realizovat použitím dvou mezipamětí v houpačkovém režimu. DMA kanál po naplnění první mezipaměti požádá o přerušení, při kterém se nastaví adresa druhé mezipaměti, spustí se do ní ukládání a obsah první se roztřídí do hlavní paměti. Čas mezi roztříděním a novým přerušením od zaplnění druhé mezipaměti využívá hlavní program. I bez podrobné kalkulace je vidět, že maximální četnost může být značně vyšší než ve způsobu pod a. Celkově je třeba méně instrukcí a kromě toho je ušetřeno mnoho času vyrovnáním statistických fluktuací mezi jednotlivými pulsy. c/ Ve specializovaných analyzátorqvých systémech je používán kanál přímého přičtení jednotky /DMI/, kterým nejsou vybaveny běžné počítače. S hlediska strojních cyklů počítače pracuje stejným způsobem jako DMA, avšak vstupní informace je zaslána na adresovací obvody a je vyvolána činncsř aritmetické jednotky, která způsobí přičtení jednotky na uvedené adrese v jediném strojním cyklu. I s uvážením doby potřebné k zaregistrování žádosti konvertoru to znamená úplné uložení jednoho impulsu během jen několika mikrosekund, t.j. teoretickou rychlost přenosu několika set tisíc impulsů za sekundu. Jistou vadou je, že minipočítače mají obvykle šestnáctibitová slova a maximální kapacita jednoho kanálu je tedy jen 65 k. Jedním z řešení by bylo zapsání spektra na vnější paměťové médium po dosažení tohoto obsahu a započetí nového měření. Autor navrhl hardwarovou logiku pro doplnění staršího počítače HP 2116B, který je používán v ťÍJF k řízení experimentů, tímto druhem vstupního kanálu. Zjednodušené schéma je uvedeno na obr. 50. Již existující program, pracující zatím jen v režimu a, umožňuje měření až osmitisícikanálového spektra a zároveň řízení tří beta spektrometrů. Navržený kanál by v něm převzal iSlohu driveru gama části.
59
Otázka přeplnění kapacity paměti je řešena tím, že adresy přetékajících kanálů jsou v následujícím strojním cyklu ukládány do vyhrazené části paměti /o rozsahu na př. 1 k/ a při výpisu kombinovány se spektrem. Tím je i při nejvyšší zátěži zajištěna možnost několikahodinových expozic s kapacitou 10 imp/kanál. Autor se domnívá, že podobným způsobem by se daly upravit i vstupy jiných obdobných počítačů, jako je řada ADT, sovětské M .... a pod. d/ V současnosti se projevuje trend k řízení jednotlivých procesů napojených na počítač samostatnými mikroprocesory. To má výhodu značné variability řešení podle potřeb uživatele a i značné zlevnění. Problémem bývá styk s takto řízeným experimentem, hlavně se zobrazením. I samotné minipočítače začínají být vybavovány V/V kanály, osazenými sory, jako na př. HP 1OOO série L. Každý z mikroprocesorů má plný přístup a centrální procesor jen dohlíží, aby byly správně započaty V/V přenosy a ke kolizi mezi jednotlivými vstupy. V takovém systému je možné uskutečnit každý myslitelný druh přenosu.
mikroprocedo paměti nedošlo prakticky
7-4. POVELOVáNÍ, CASOVÁYíf A VfSTUP INFORMACE Každý počítač je vybaven alespoň konverzačním prostředkem, jakým je psací stroj nebo alfanumerický.displej. Je na tvůrci řídícího programu, jaké funkce bude potřebovat a jak realizovat jejich zadání obsluhou. V již zmíněném řídícím programu byl na př. použit systém povelů, sestávající z písmene a čtyř Číselných parametrů. Při kvantitativním měření má velkou roli správné určení celkového a skutečného expozičního času, resp. mrtvé doby. Pokud není počítač vybaven časovým generátorem jako jednou ze svých standardních periferií, nemělo by být velkým problémem navrhnout takový obvod s taktem odvozeným ze samostatného oscilátoru, nebo jej synchronizovat s počítačovými cykly. Cyklování počítače zajistuje oscilátor s frekvencí řádově 10 MHz. Některý z odvozených počítačových signálů s cyklem podstatně kratším než minimální doba konverze je možné vyvést na hradlo, bránované signálem blokování konvertoru. Z poměru prošlých pulsů k celkovému počtu za určitou dobu je možné periodicky odečítat mrtvou dobu a popř. si zaznamenávat i její časový průběh, což je důležité při měření rychle se rozpadajících izotopů /viz kap.4/. Korekci na mrtvou dobu uložení do počítače je možné odhadnout z celkového počtu impulsů ve spektru, pokud změříme dobu na jeden impuls. Důležitým prvkem spektrometru je zobrazení průběhu měření. V ťJjF i na jiných pracovištích je používán grafický displej, který byl vyvinut a vyroben v tfJF jen v malé sérii a není v dohledu možnost výroby větších množství /33/. Ve stadiu zkoušek je další typ E277 tohoto displeje, vybavený mikroprocesorem a vlastní pamětí. Pravděpodobně by však bylo možné upravit i alfanumerické displeje dosažitelné na našem trhu, jako třeba SM 7202 TESLA Orava. Bylo by třeba prozkoumat možnost, jak do paměti rastrového zobrazení převést údaj kanál-obsah,nebo£ normálně je obsah obrazovky vytvářen generátorem znaků na ROM paměti. Rastr by umožnil zobrazení téměř 500 kanálů. Takto upravený displej by mohl současně sloužit i jako povelová jednotka. Pokud by počítač automaticky neprovedl vyhodnocení údajů o spektru hned po skončení měření, je nutné mít možnost záznamu. Praktický význam mají jen zápisy srozumitelné počítači, jako je děrná nebo magnetická páska či přenos do jiného počítače, schopného zajistit uložení na dostatečně kapacitní paměťové médium, na př. disk /34/.
60
/I/ Optimalizace elektronické trasy pro spektrometrii záření gama. Sborník přednášek, Odborná skupina instrumentálních radioanalytických metod, Čs. spektroskopická společnost při ČSAV, Kolín, 1974 /2/ /3/ /4/ /5/ /6/ /7/ /8/ /9/ /10/ /li/
Šeda J., Sabol J., Kubálek J o , Jaderná elektronika, SNTL, Praha, 1977 Kowalski E», Nuclear Electronics, Springer Verlag, Berlín, 1977 Covell D.F. et al„, Anal. Chem. 32 /196O/ 1086 Bartošek J„ et al., Nucl.Instr. Meth. 103 /1972/ 43 Bartošek J. et.al., Nucl.Instr, Meth. 154 /1978/ 411 Harms J., Nucl.mstr.Meth. 53 /1967/ 192 Strauss M.G. et al„, IEEE Trans.Nucl.Sci. NS-15 /1968/ 518 Anders O.V., Nucl.Instr. Metn. 68 /I969/ 205 Wiernik M., Nucl.Instr. Meth. 96 /1971/ 325 Report G-2 - Intercomparison at High Precision Gamma-Ray Spectrometry, IAEA, Vienna, 1980 /12/ Cohen E.J., Nucl.Instr.Meth„ 121 /1974/ 25 /13/ Bartošek J. et al., Nucl.Instr.Meth. 1O4 /1972/ 221 /14/ tiyttenbach A., J.Radioanal.Chem. 8 /1971/ 335 /15/ Bartošek J., Kašnarec I., Mašek J.: Aktivační analýza nerostných materiálů s využitím neutronového generátoru - Výzkumná zpráva. Geofyzika n.p„, Brno, 1973 /16/ Junod E., J.Radioanal.Chem. 20 /1974/ 13 /17/ Bartošek J„, Kašparec I,, Jaderná energie 17 /1971/ 274 /18/ Sterlinski S., Hammer W„, J.Radioanal.Chem. 31 /1976/ 235 /19/ Schonfeld E„, Nucl.Instr„Meth. 42 /1966/ 213 /20/ Gorner W., Hohnel G., Nucl.Instr.Meth. 88 /197O/ 193 /21/ Bolotin H.H. et al„, Nucl.Instr.Meth. 83 /197O/ 1 /22/ Bartošek J. et al., Nucl.Instr.Meth. 103 /1972/ 45 /23/ Adams F. et al., J.Radioanal.Chem. 15 /1973/ 479 /24/ Dead time stabilizer DTS-3, Geofyzika n„p. Brno, 1973 /25/ De Bruin M. et al., Nucl.Instr.Meth. 121 /1974/ 611 /26/ Semiconductor Nuclear-Particle Detectors and Circuits,National Academy of Sciences, Washington, 1969 /27/ Bertolini G., Coche A., Semiconductor Detectors, North-Holland Publ, Comp., Amsterdam,1968 /28/ Nicholson P'.W., Nuclear Electronics, J.VJiley and Sons, New York, 1974 /29/ Goulding F.S., Semiconductor Detectors for Nuclear Spectroscopy, Proc.Summer School at Herceg Novi, Yug., 1965 /30/ Madnick S.E„, Donovan J.J., Operační systémy, SNTL Praha, 1981 /31/ Blatný J., Linhart M., Číslicové počítače II - Vstupní a výstupní podsystémy,. Skripta VUT Brno, SNTL Praha, 1978 /32/ Microprocessors and their applications in physics, Proceedings, JČSMF, Praha, 1981 /33/ Fráňa J., Duda F o , Použití malého grafického displeje, Sborník semináře Minipočítače a mikropočítače, ČSVTS Praha, 1978 /34/ Kugler A., Fráňa J o , Propojení a spolupráce počítačů HP2116B a HP 1000, Sborník Operační systémy v reálném čase, ČSVTS, Ostrava, 1980
