než je cca 5 [cm] od obvodu LT1070, doporučuje se blokovat napětí U IN

Váení zákazníci, dovolujeme si Vás upozornit, e na tuto ukázku knihy se vztahují autorská práva, tzv. copyright. To znamená, e ukázka má slouit výhradnì pro osobní potøebu potenciálního kupujícího (aby ètenáø vidìl, jakým zpùsobem je titul zpracován a mohl se také podle tohoto, jako jednoho z parametrù, rozhodnout, zda titul koupí èi ne). Z toho vyplývá, e není dovoleno tuto ukázku jakýmkoliv zpùsobem dále íøit, veøejnì èi neveøejnì napø. umisováním na datová média, na jiné internetové stránky (ani prostøednictvím odkazù) apod. redakce nakladatelství BEN technická literatura

[email protected]

než je cca 5 [cm] od obvodu LT1070, doporucˇuje se blokovat napeˇtí UIN kondenzátorem CIN kapaciteˇ cca 100 [µF].

12.3 Obvod MC34060 Obvod MC34060 vyrábeˇný firmou TEXAS INSTRUMENTS je prˇesným ekvivalentem stejného výrobku fy MOTOROLA, jehož vnitrˇní zapojení je na obr.10.48. Všechny aplikace a parametry jsou shodné.

12.4 Obvody rˇady SG2524 V této rˇadeˇ vyrábí fa TEXAS INSTRUMENTS obvody SG2524 (teplotní rozsah od − 25 [°C] do + 85 [°C]) a SG3524 (teplotní rozsah od 0 do + 70 [°C]). Jsou prˇesným ekvivalentem pu˚vodního typu od výrobce SILICON GENERAL (stejneˇ jako typy od fy LINEAR TECHNOLOGY, kap.11.3.). Pro návrh kmitocˇtu oscilátoru výrobce udává empirický vztah: fosc = 1,30 / (RT . CT) [kHz ; µF , kΩ] a soucˇasneˇ doporucˇuje jako optimální volbu kondenzátoru v mezích 1 [nF] < CT < 0,1 [µF] a odporu 1,8 [kΩ] < RT < 100 [kΩ]. Potom je kmitocˇet možno nastavit v rozmezí 140 [Hz] < fosc < 500 [kHz]. Lépe popisuje cˇasovací pomeˇry graf na obr.12.6. Soucˇasneˇ volbou kapacity CT se však volí i minimální doba rozepnutí t2min (DEAD TIME), obr.12.7. Pokud chceme vypnout výstupní impulzy, stacˇí zkratovat výstup oscilátoru (svorka 3) na zem a tím zamezit prˇenosu impulzu˚ z oscilátoru do následujících obvodu˚. Pokud chceme jedním obvodem SG2524 synchronizovat druhý, pak frekvenci udává rˇídicí obvod (MASTER) a cˇasová konstanta RT . CT rˇízeného obvodu (SLAVE) musí být o cca 10 [%] delší. Prˇipojení výstupního napeˇtí k chybovému zesilovacˇi EA závisí na polariteˇ výstupního napeˇtí. Pro kladné výstupní napeˇtí užijeme zpu˚sob na obr.12.8 a pro záporné zapojení na obr.12.9.

Alexandr Krejcˇirˇík: Napájecí zdroje II. - BEN technická literatura

Obr.12.6 Závislost kmitocˇtu na RT a CT

Obr.12.7 Nastavení minimální doby rozepnutí


Obr.12.9 UOUT < 0 Velikost (absolutní hodnota) výstupního napeˇtí je dána v obou prˇípadech vztahem: UOUT = UREF . (R1 + R2 ) / R2, kde pro shodné zatížení obou vstupu˚ EA se doporucˇuje platnost vztahu: R1 . R2 / (R1 + R2) = R3 . R4 / (R3 + R4) = 2,5 [kΩ].

Obr.12.8 UOUT > 0 Vstupy proudového omezení + CL (= CURRENT LIMIT, svorka 4) a − CL (svorka 5) se mohou prˇipojit prˇímo na snímací odpor proudu RSC, zarˇazený v okruhu proudu (bez obrázku). Napeˇtí na neˇm však je vždy UCL = 200 [mV], takže pro velké hodnoty proudu˚ vychází hodnota odporu RSC malá a teˇžko realizovatelná.


Obr.12.10 Snímání velkého proudu Proto snímání proudu lze provést zpu˚sobem, popsaným na obr.12.10, kde se využívá jak úbytek napeˇtí na snímacím odporu RSC, tak úbytek napeˇtí, který si vytvorˇíme pomocným deˇlicˇem R1 – R2. Platí tedy vztah pro tato napeˇtí: UCL = USC − U2. Úbytek napeˇtí na odporu RSC je dán procházejícím proudem IOUT (proud deˇlicˇem R1 – R2 lze zanedbat): USC = RSC . IOUT. Úbytek napeˇtí na odporu R2 je dán výstupním napeˇtím: U2 = UOUT . R2 / (R1 + R2) a napeˇtí UCL = 0,2 [V] je konstantní.

Obr.12.11 Snímání malých proudu˚


Porovnáním teˇchto rovnic dostaneme: IOUTMAX = UCL / RSC + UOUT . R2 / {RSC . (R1 + R2)}, kde vlastní zvýšení reprezentuje druhý cˇlen v soucˇtu, takže první cˇlen mu˚že být menší, tj. odpor RSC ohmicky vyšší. Roste tím ale výkonová ztráta na odporu RSC. Opacˇným prˇípadem je situace, kdy malý proud nestacˇí na RSC vyvolat úbytek UCL = 200 [mV] a museli bychom volit hodnotu RSC neprˇimeˇrˇeneˇ vysokou. Tuto situaci lze rˇešit posunutím odporu RSC prˇed deˇlicˇ R1 – R2, obr.12.11. Tentokrát platí vztah: UCL = USC + U2, což po dosazení vede na: IOUTMAX = UCL / RSC − UOUT . R2 / {RSC . (R1 + R2)}, kde druhý cˇlen snižuje hodnotu proudu i prˇi volbeˇ malého odporu RSC v cˇlenu prvním. Výstupní obvody SG2524 mohou být vzhledem k vyvedeným vývodu˚m obou tranzistoru˚ na svorky pouzdra velmi ru˚znorodé.

Obr.12.12 Výstupní obvody s kondenzátory


Jednak lze využít obvod pro spínání externích kapacit, obr.12.12, jednak pro spínání externích indukcˇností, obr.12.13 a nakonec ve spolupráci s transformátory, obr.12.14. Tranzistory T1 a T2 na uvedených obrázcích jsou vnitrˇní tranzistory v integrovaném obvodu, diody a kondenzátory jsou externí. Protože tranzistory T1 a T2 spínají strˇídaveˇ, prˇi sepnutí T1 je T2 rozepnut a na obr.12.12.a se nabíjí oba kondenzátory C1 a C2 zapojené do série na vstupní napeˇtí UIN. Na kondenzátoru C2 je tedy vždy napeˇtí menší než UIN. V následující pu˚lperiodeˇ spíná T2 a rozpíná T1 a kondenzátor C1 je prˇes T2 a D2 vybíjen. Na obrázku 12.12.b se prˇes diodu D1 nabíjí výstupní kondenzátor C2 na napeˇtí UIN beˇhem sepnutého tranzistoru T1. Jakmile sepne tranzistor T2 a T1 rozepne, je kondenzátor C1 nabíjen z + UIN prˇes D3 a sepnutý T2. Nabije se na napeˇtí témeˇrˇ UIN s polaritou plus vpravo. Po sepnutí tranzistoru T1 a rozepnutí T2 je zdroj UIN spojen do série s napeˇtím na C1 a tímto napeˇtím o velikosti témeˇˇr 2 . UIN se nabíjí kondenzátor C2. Invertor v zapojení na obr.12.12.c nejprve prˇes sepnutý tranzistor T1, diodu D1 a diodu D2 nabíjí kondenzátor C1 aby jej v následující polovineˇ cyklu prˇipojí tranzistorem T2 k zemi kladnou svorkou. Tím je na výstupním kondenzátoru napeˇtí témeˇˇr − UIN. Dioda D3 brání prˇepolarizování výstupního kondenzátoru na kladnou polaritu. Pokud na místeˇ diod ve všech uvedených zapojeních užijeme Schottkyho diody, budou ztráty napeˇtí minimální. Používání obvodu SG2524 v teˇchto aplikacích je pomeˇrneˇ drahé, jsou prˇedevším urcˇeny pro zapojení s cívkami, obr.12.13. Obrázek ukazuje opeˇt základní trˇi zapojení pro snižování vstupního napeˇtí na obr.a), pro zvyšování vstupního napeˇtí obr.b) a pro inverzi vstupního napeˇtí c). Ve všech zapojeních je zapotrˇebí pouze jeden tranzistor, takže mu˚žeme oba tranzistory T1 a T2 zapojit paralelneˇ. Zdvojnásobí se frekvence spínání proudu do indukcˇnosti. Proud, který pro jeden tranzistor je 100 [mA], pro dva tranzistory paralelneˇ zu˚stává pouze 100 [mA], tranzistory totiž nespínají soucˇasneˇ! Nejcˇasteˇjší užití obvodu SG3524 je však tam, kde lze úcˇelneˇ využít oba vnitrˇní spínací tranzistory a hlavneˇ omezit velikost stejnosmeˇrného sycení magnetického jádra transformátoru. To je možné v základním zapojení s výstupním transformátorem se symetrickým vinutím (PUSH-PULL) na obr.12.14. Praktické zapojení zdroje 5 [V] / 5 [A] na tomto principu je možno s obvodem SG2524 realizovat podle zapojení na obr.12.15. Výstupní napeˇtí UOUT = 5 [V] je prˇivedeno prˇes deˇlicˇ 5 [kΩ] − 5 [kΩ] na invertující vstup zesilovacˇe regulacˇní odchylky EA (svorka 1 na obr.11.54) stejneˇ jako napeˇtí referencˇní UREF = 5 [V] prˇes druhý deˇlicˇ 5 [kΩ] − 5 [kΩ] na jeho vstup neinvertující (svorka 2). Výstup referencˇního napeˇtí (svorka 16) je blokován kondenzátorem M1.


Obr.12.13 Výstupní obvody s cívkami

Obr.12.14 PUSH PULL Kmitocˇet vnitrˇního oscilátoru, urcˇený hodnotou odporu RT = 2 [kΩ] a kondenzátoru CT = 10 [nF] je podle grafu výrobce fosc = 50 [kHz].


Obr.12.15 Zdroj 5 [V] / 5 [A] Vnitrˇní tranzistory jsou pouze užity jako budící pro externí dvojici NPN tranzistoru˚, jejichž proud báze je omezován pomocí odporu˚ RB = 1 [kΩ] na hodnotu: IB = (UIN − UCES − UBE − USC) / RB = = (28 − 1 − 0,7 − 0,2) / 1.103 = 26 [mA]. Emitorový (a tím prˇibližneˇ i kolektorový) proud externích tranzistoru˚ je omezován na hodnotu: IEMAX = UCL / RSC = 0,2 / 0,1 = 2 [A]. Odpory 100 [Ω] v bázích externích tranzistoru˚ zarucˇují, že tyto tranzistory nesepnou zbytkovými proudy tranzistoru˚ interních. Kompenzacˇní cˇlen je navržen pro fázový úhel: − αLR = αCR = arc tg (RC / XC) = = arc tg (2 . π . 50.103 . 20.103 . 1.10−9) = 80,96 [o]. Prˇevod transformátoru navrhneme z následující úvahy: pro výstupní napeˇtí UOUT = 5 [V], úbytek napeˇtí na diodách cca UF = 0,7 [V] a úbytek na filtracˇní cívce ULF = 0,3 [V] potrˇebujeme na sekundáru transformátoru Tr napeˇtí U2 ≈ 6 [V].


Obr.12.16 Zapojení spínaného zdroje 5 [V] / 1 [A] Na primáru je k dispozici napeˇtí UIN − UCES = 28 − 1 ≈ 27 [V]. Prˇevodní pomeˇr je dán vztahem: N2 / N1 = U2 / U1 = 6 / 27 = 0,22. Konecˇneˇ uvážíme-li možnost kolísání vstupního napeˇtí (podstatná je jeho minimální hodnota) a ztráty na transformátoru (nemá úcˇinnost 100 [%]), volíme: p = N2 / N1 = 0,25 = 5 [-] / 20 [-]. Pokud nepožadujeme vysoké výstupní proudy ze zdroje, lze prˇedcházející zapojení modifikovat na zapojení bez transformátoru, jehož správný návrh vždy komplikuje konstrukci spínaného zdroje. Upravené zapojení pro IOUT = 1 [A] je na obr.12.16. Pro jednoduchost rˇešení je zde užit PNP Darlington se zabudovanými ochrannými odpory, takže pouze omezujeme odporem RB = 3 [kΩ] velikost proudu báze TIP115 na: IB = (UIN − UBE1 − UBE2 − UCES) / RB = = (28 − 0,7 − 0,7 − 1) / 3.103 = 8,5 [mA].


než je cca 5 [cm] od obvodu LT1070, doporučuje se blokovat napětí U IN

Recommend Documents