Az OFDM hozzáférési technika alkalmazási lehetőségeinek vizsgálata

˝ B UDAPESTI M USZAKI ÉS G AZDASÁGTUDOMÁNYI E GYETEM

Az OFDM hozzáférési technika alkalmazási lehet˝oségeinek vizsgálata Balog Tünde

Konzulensek: • dr. Imre Sándor, Híradástechnikai Tanszék • Balázs Ferenc, Híradástechnikai Tanszék.

˝ B UDAPESTI M USZAKI ÉS G AZDASÁGTUDOMÁNYI E GYETEM Híradástechnikai Tanszék Mobil Távközlési Laboratórium Budapest, 2002.

ii

Diplomaterv

Budapesti Mûszaki és Gazdaságtudományi Egyetem Villamosmérnöki és Informatikai Kar Villamosmérnöki szak

c 2002, all rights reserved to the author. No part of this degree thesis Copyright ° may be reproduced or distributed in any form or by any means without the prior written permission of the author.

Ez a diplomaterv LATEX szövegszerkesztõvel készült, Times New Roman betûtipussal.

iii NYILATKOZAT

˝ Alulírott Balog Tünde, a B UDAPESTI M USZAKI ÉS G AZDASÁGTUDOMÁNYI E GYETEM hallgatója kijelentem, hogy ezt a diplomatervet meg nem engedett segítség nélkül, saját magam készítettem el és abban csak az irodalomjegyzékben megadott forrásokat használtam fel. Minden olyan részt, melyet szó szerint vagy azonos értelemben, de átfogalmazva a forrásokból átvettem, egyértelmûen ezen források megadásával megjelöltem.

Budapest, 2002. május 17.

Balog Tünde

iv

KÖSZÖNETNYILVÁNÍTÁS Az utóbbi években nyújtott szakmai segítségért, konzultációs órákért, valamint a számtalan publikációs lehet˝oség el˝oteremtéséért köszönettel tartozom Dr. Imre Sándor tanár úrnak. Továbbá köszönöm Balázs Ferencnek a tanácsok és ötletek végtelen áradatát, valamint dolgozataim els˝okez˝u átnézését. Köszönöm még Kovács Dániel Lászlónak a szimulációs program elkészítésében nyújtott támogatását. S köszönettel tartozom családomnak, hogy a nehéz pillanatokban is mindig türelemesek voltak velem és vég nélküli biztatásuk hozzájárult ahhoz, hogy az egyetemet elvégezhessem. Végül köszönet illeti az Egyetemközi Távközlési és Informatikai Központot (ETIK) az anyagi támogatásért.

Tartalomjegyzék 1. Bevezetés

1

2. Az OFDM hozzáférési technika 2.1. Az OFDM kezdetei . . . . . . . . . . . 2.2. Elméleti alapok . . . . . . . . . . . . . 2.2.1. Véd˝o id˝o és ciklikus kiterjesztés 2.2.2. Ablakozás . . . . . . . . . . . . 2.3. Jelfeldolgozás . . . . . . . . . . . . . .

. . . . .

3 3 5 6 7 8

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

10 10 13 14 14 16 17 17 18 20 21 22 26 27 27 28 29 30 31 32 34

. . . . .

. . . . .

3. OFDM alkalmazások 3.1. DAB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.1.1. Csatornakódolás a DAB renszerben 3.1.2. Interleaving . . . . . . . . . . . . . 3.1.3. Keretstruktúra . . . . . . . . . . . 3.2. DVB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.2.1. Küls˝o/bels˝o kódolás és interleaving 3.2.2. Moduláció . . . . . . . . . . . . . 3.2.3. OFDM alapsávi jel kialakítás . . . . 3.3. Magic WAND . . . . . . . . . . . . . . . . 3.4. HIPERLAN/2 . . . . . . . . . . . . . . . . 3.4.1. Hyperlan/2 fizikai rétege . . . . . . 3.4.2. OFDM szimbólum kialakítása . . . 3.5. IEEE 802.11a . . . . . . . . . . . . . . . . 3.5.1. Rendszermodell . . . . . . . . . . . 3.5.2. Keretstruktúra . . . . . . . . . . . 3.5.3. Rendszerparaméterek . . . . . . . . 3.6. xDSL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.6.1. ADSL . . . . . . . . . . . . . . . . 3.6.2. VDSL . . . . . . . . . . . . . . . . 3.7. Összegzés . . . . . . . . . . . . . . . . . .

v

. . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

TARTALOMJEGYZÉK

vi

4. Jöv˝obeni alkalmazási lehet˝oségek 4.1. Power Line Telecommunication . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.1.1. MultiCarrier Code Division Multiple Access . . . . . . . 4.2. 4. generációs mobil távközlés . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

36 36 38 39

5. Alcsatorna kiosztás 5.1. Statikus kiosztás . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.1.1. Folytonos alviv˝o kiosztás (OFDM–FDMA) . . . 5.1.2. Interleaving kiosztás (OFDM–InterleavedFDMA) 5.2. Dinamikus kiosztás . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.2.1. Modell . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.3. Rádiós csatorna . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.3.1. Fading . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.3.2. Rice fading . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.4. Paraméterek meghatározása . . . . . . . . . . . . . . . . 5.5. Számítógépes szimuláció . . . . . . . . . . . . . . . . .

43 44 44 45 45 45 47 48 49 50 52

. . . . . . . . . .

. . . . . . . . . .

. . . . . . . . . .

. . . . . . . . . .

. . . . . . . . . .

6. Összegzés

56

7. Függelék 7.1. A Függelék 7.2. B Függelék 7.3. C Függelék 7.4. D Függelék 7.5. E Függelék 7.6. F Függelék 7.7. G Függelék

58 58 58 58 58 59 60 60

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

8. Melléklet

70

Rövidítés jegyzék

75

Ábrák jegyzéke 2.1. 2.2. 2.3. 2.4. 2.5.

Spektrum átlapolódása . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . A viv˝ok ortogonalitása miatt nincs áthallás az egyes alviv˝ok között Áthallás lép fel az OFDM szimbólumnál . . . . . . . . . . . . . . Az OFDM szimbólum id˝obeli alakulása . . . . . . . . . . . . . . Általános OFDM adó-vev˝o felépítése . . . . . . . . . . . . . . .

3.1. DAB adó felépítése . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.2. DAB vev˝o felépítése . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.3. R = 8/13-os sebességhez tartozó lyukasztási mátrix 3.4. DAB frame struktúrája . . . . . . . . . . . . . . . . 3.5. DVB rendszer funkcionális blokkvázlata . . . . . . . 3.6. Magic WAND OFDM modulátora . . . . . . . . . . 3.7. Hyperlan/2 referencia modellje . . . . . . . . . . . . 3.8. Konvolúciós kódoló . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.9. Az IEEE 802.11a adó–vev˝o struktúrája . . . . . . . . 3.10. Frame struktúra . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.11. Spektrumkép az IEEE 802.11a rendszernél 1. . . . . 3.12. Spektrumkép az IEEE 802.11a rendszernél 2. . . . . 3.13. DMT hozzáférés strukturális felépítése . . . . . . . . 3.14. VDSL blokkvázlata . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.15. Véd˝o id˝o felépítése VDSL-nél . . . . . . . . . . . . 3.16. A konvolúciós interleaver felépítése . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . .

4 4 7 7 8

. . . . . . . . . . . . . . . .

12 12 13 15 16 20 23 24 27 28 31 31 32 33 33 35

4.1. Az MC–CDMA rendszer felépítése . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.2. Mobil rendszerek fejl˝odésének állomásai . . . . . . . . . . . . . .

38 40

5.1. 5.2. 5.3. 5.4. 5.5. 5.6.

. . . . .

44 46 49 51 53

.

54

Statikus alcsatorna kiosztás frekvencia–id˝o függvényei . . . . . Dinamikus alcsatornakiosztás blokkvázlata . . . . . . . . . . . A Bello–függvények rendszere . . . . . . . . . . . . . . . . . . Fadinges rádiós csatorna . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Additív zajos csatornában statikus kiosztás bithiba aránya . . . . Additív zajos csatornában statikus és dinamikus kiosztás összehasonlítása bithiba arány alapján . . . . . . . . . . . . . . . . . . vii

ÁBRÁK JEGYZÉKE 5.7. Rice fadinges csatornában statikus kiosztás bithiba aránya . . . . . 5.8. Rice fadinges csatornában statikus és dinamikus kiosztás összehasonlítása bithiba arány alapján . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7.1. BPSK, QPSK, 16–QAM és 64–QAM modulációk konstellációs diagramjai . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7.2. DVB konstellációs diagramjai . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7.3. DVB konstellációs diagramjai nem egyenletes 16–QAM-re és 64– QAM-re . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7.4. Egy Gold kódcsalád megvalósítása . . . . . . . . . . . . . . . . .

viii 54 55 66 67 68 69

Táblázatok jegyzéke 3.1. 3.2. 3.3. 3.4.

DAB átviteli típusai . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Csatornánkénti OFDM szimbólumok száma átviteli típusonként . DVB lyukasztási mintája . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . OFDM szimbólum kialalkításának paraméterei 6 MHz-es csatornaosztásnál . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.5. OFDM szimbólum részeinek paraméterei 6 MHz-es csatornaosztás esetén . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.6. A WAND OFDM modem f˝obb paraméterei . . . . . . . . . . . . 3.7. HIPERLAN/2 átviteli típusai . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.8. Hyperlan/2 lyukasztási mintája . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.9. HIPERLAN/2 átvitel paraméterei . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.10. IEEE 802.11a átviteli típusai és paraméterei . . . . . . . . . . . . 3.11. IEEE 802.11a id˝ozítési paraméterei . . . . . . . . . . . . . . . . 3.12. Megengedett teljesítmény szintek IEEE 802.11a-nál az USA-ban . 3.13. Véd˝o id˝o hosszak beállítása 4 kHz-es szimbólumsebességnél . . .

12 15 17

4.1. Javaslat a 4. generációs rádiós interfész paramétereire . . . . . . .

42

5.1. Konvolúciós kódoló generátorpolinómjai . . . . . . . . . . . . . .

52

ix

19 19 20 24 25 26 30 30 30 34

1. fejezet Bevezetés Korunk információs társadalma robbanásszer˝u fejl˝odésen megy keresztül. Az információ átvitelt igényl˝o alkalmazások széles palettán terülnek el, az emberiség csak most kezdi megismerni a komponenseit és kiaknázni a bennük rejl˝o lehet˝oségeket. Az ókorban megjelen˝o írás a korszak egyik legnagyobb vívmányának tekinthet˝o. A gyalogos, illetve lovas futárok „átviteli sebessége” az évszazadok alatt egyre inkább sz˝ukös keretté vált. A kódolt fényjelzés˝u adattovábbítás ugyan csökkentette a kézbesítési id˝otartamot, viszont nem biztosította összetett, komplex üzenetek továbbítását. A középkor számos kísérleti eredménye segített Morse átüt˝oen sikeres és eredményes, s mind a mai napig használatban lév˝o technikájának feltalálásához. Az elektromosság felhasználása rendkívül hatékony megoldásnak bizonyult. A XIX. században kezd˝odött ipari forradalom indította útjára azt a m˝uszaki fejlesztési áramlatot, melynek sodrása napjainkig folyamatosan er˝osödött. A Graham Bell által feltalált telefon kiegészítve Puskás Tivadar telefonközpontjával ideig-óráig csillapította ugyan az emberek információ átviteli éhségét, de végs˝o megoldást nem adott. A számítástechnika térnyerése a XX. szd. második felében újabb kihívások elé állította a világ mérnökgárdáját. Az internet mára az egész bolygón elterjedt adatküldési mód. A vezetékes mellett megjelen˝o mobil üzenet-továbbítás egyre újabb és újabb feladatokat hozott magával. A m˝uszaki kutatók körében már tavaly arról kezdtek beszélni, hogy milyen lesz a majdan megvalósuló 4. generációs mobil hálózat, mikor még a 3. generációs rendszer is épp csak bevezet˝o fázisába jutott a világban. Mivel a frekvenciával limitáltan rendelkezünk, és számos rendszer frekvenciatervezetbeli ütközésér˝ol hallunk, a jöv˝oben olyan fizikai rétegbeli megoldásokat kell keresnünk, ami minél hatékonyabb sávszélesség kihasználtság mellett nagy mennyiség˝u adat gyors átvitelére képes. Ezen követelményeknek tesz eleget az ortogonális frekvenciaosztásos hozzáférés (OFDM, Orthogonal Frequency Division Multiplexing). Diplomatervem célja, hogy megvizsgáljam az OFDM matematikai hátterét, képed adjak megvalósított alkalmazásairól, mely támogatást nyújt a feladat további részének megoldásában. Az elméleti háttér és a gyakorlati rendszerek is1

FEJEZET 1. BEVEZETÉS

2

merete lehet˝oséget ad jöv˝obeni alkalamzások felismerésére. Többfelhasználós rendszerben az er˝oforrások kihasználásának különféle módozatainak vizsgálata kiemelked˝o jelent˝oséggel bír, hogy a kés˝obbi szabványosításra kerül˝o rendszertervezet gyakorlatba történ˝o átültetése minél hatékonyabb eredményre vezessen. A feladat megoldása során igénybe vettem a MATLAB program segítségét, hogy az általam vizsgált módszerekhez a szimulációkat elkészíthessem. Részletes leírásuk, és a szimulációs eredményeik rávilágítanak arra, hogy ezen technikák közül a dinamikus alcsatorna kiosztás biztosítja a legjobb min˝oség˝u átvitelt, hiszen némely esetben akár 5-6 dB-lel is meghaladja a statikus kiválasztással elérhet˝o min˝oségi paraméterértéket.

2. fejezet Az OFDM hozzáférési technika 2.1. Az OFDM kezdetei Az OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) ortogonális frekvenciaosztásos hozzáférés a többviv˝os átviteli technikák egyik speciális fajtája, amelynél a soros nagysebesség˝u adatfolyamot kisebb sebesség˝u, egymással párhuzamos alviv˝okön továbbítják [1]. Az OFDM alkalmazásának egyik legf˝obb oka, hogy nagy robosztussággal bír a frekvencia szelektív fadinggel, illetve a keskenysávú interferenciával szemben. Míg egyviv˝os rendszernél a fading vagy az áthallás az egész kapcsolat (link) átvitelét tönkreteheti, addig többviv˝os átvitelnél az alcsatornáknak csupán néhány százaléka sérül meg. Ezek a hibák a rendszerbe megfelel˝oen beépített hibajavító kódolással kiküszöbölhet˝ok. Eme párhuzamos információ-átviteli és frekvencia multiplexálási technika alapjait a ’60-as években kezdték el publikálni [2, 3, 4]. Kezdetben a párhuzamos átviteli technikánál a rendelkezésre álló teljes frekvenciasávot N részre osztották fel, amelyek nem lapolódtak át. Az alcsatornákat egyenként modulálták, majd az N db alviv˝ot frekvenciában multiplexálták. Az alviv˝ok nem lapolódhattak át, hogy közöttük ne léphessen fel áthallás, azonban így kevésbé hatékonynak bizonyult a frekvenciasáv kihasználtsága. A probléma elkerülésére a ’60-as évek közepén új ötlet merült fel: párhuzamos adatátvitel és frekvencia multiplexálás átlapolódó alcsatornákkal. Az egyes alviv˝ok ∆f távolságra fekszenek egymástól és egy-egy alviv˝o ∆f sávszélesség˝u. Az átlapolódási technikával ily módon 50 %-nyi sávszélességet lehet megtakarítani, amit az 2.1. ábra szemléltet. Ahhoz, hogy az alviv˝ok között ne alakuljon ki áthallás, közöttük ortogonalitást kell biztosítani. Az ortogonalitás itt azt jelenti, hogy a rendszerben matematikailag precízen leírható kapcsolat áll fenn az alviv˝ok frekvenciái között. A vev˝okben minden egyes viv˝ot alapsávi tartományba transzformálnak, s azokat egy szimbólumnyi id˝otartamra integrálják, eredményül pedig a kívánt jelsorozatot kapják. Ha a detektálni kívánt alviv˝on kívül minden alcsatorna jele T szimbólumid˝o alatt egy egész szám többszörösével ismétl˝odik meg, akkor azok 3

FEJEZET 2. AZ OFDM HOZZÁFÉRÉSI TECHNIKA Ch1

Ch2

Ch3

4

Ch4

f

50%-nyi megtakarítás

f

2.1. ábra. Spektrum átlapolódása

Df

f

2.2. ábra. A viv˝ok ortogonalitása miatt nincs áthallás az egyes alviv˝ok között értéke az integrálás során zérust eredményez. Végül az alviv˝ok lineárisan függetlenek egymástól, tehát ortogonálisak, ami úgy biztosítható, ha az alviv˝ok közötti távolság 1/T egész számú többszöröse. Számos kutatás az OFDM átviteli technika hatékonyságának növelésére koncentrált, és teszi azt ma is. Weinstein és Ebert 1971-ben DFT-t (Discret Fourier Transformation) alkalmazott párhuzamos átvitel˝u rendszereknél a moduláció és a demoduláció részeként [5]. A 2.2. ábrán jól látható, hogy minden egyes alviv˝o középfrekvenciájánál nincs áthallás a többi alcsatornából, hiszen azoknak a az amplitúdója zérus nagyságú. Tehát, ha a vev˝oben DFT-t alkalmazunk és minden alviv˝o középfrekvenciájára korrelációt számolunk, akkor a jelet interferencia nélkül tudjuk detektálni. A továbbiakban DFT alapú többviv˝os technikát alkalmazva a frekvenciaosztásos multiplexálást nem sávsz˝ur˝okkel, hanem alapsávi jelfeldolgozással érhetjük el. Ahhoz, hogy le lehessen csökkenteni az alviv˝okhöz szükséges oszcillátorok és koherens demodulátorok számát, ami a frekvenciaosztásos multiplexáláshoz szükséges, teljesen digitális FFT-vel (Fast Fourier Transformation) történ˝o megvalósítást kell alkalmazni. Az FFT a DFT-nek rendkívül haté-

FEJEZET 2. AZ OFDM HOZZÁFÉRÉSI TECHNIKA

5

kony kialakítása. Napjaink VLSI (Very-Large-Scale Integration) technológiája nagyon gyors és óriási méret˝u FFT chipek gyártását is lehet˝ové teszi, amelyek alkalmazásával mind az adóban, mind a vev˝oben a számítási kapacitás O(N 2 )-r˝ol O(N · log N)-re csökkenthet˝o. Az 1960-as években az OFDM-et nagyfrekvenciás katonai kommunikációs rendszereknél használták, mint például a KINEPLEX-nél, az ANDEFT-nél vagy a KATHRYN-nál. Az utóbbinál a változó sebesség˝u adatmodem 34 darab alviv˝ovel, közöttük 82 Hz-es frekveciaosztással m˝uködött. A ’80-as években az alkalmazási terület tért hódított a mindennapi alkalmazásokban is. F˝oként nagysebesség˝u modemeknél és digitális mobil kommunikációnál kezdték felhasználni. A ’90-es években az OFDM technikát szélessávú mobil rádiócsatornás adatkommunikációhoz (WLAN, HYPERLAN/2), HDSL-hez (High-speed Digital Subscriber Lines) –1.6 Mbps–, ADSL-hez (Asymmetric Digital Subscriber Lines) –6 Mbpsig–, DAB-hoz (Digital Audio Broadcasting) és DVB-hez (Digital Video Broadcasting) kezdték fejleszteni és alkalmazni.

2.2. Elméleti alapok Az OFDM alapgondolata szerint a nagysebesség˝u soros adatfolyamot kisebb sebesség˝u, egymással párhuzamos sorozatokra bontjuk, amelyeket egyidej˝uleg továbbítunk. Ebben az esetben a szimbólum id˝obeli hossza megn˝o, s ezáltal a csatorna többutas terjedésb˝ol származó id˝odiszperzív hatása csökken. A szimbólumközi áthallás (ISI–InterSymbol Interference) véd˝o id˝o beiktatásával szinte teljes mértékben kiküszöbölhet˝o. A m˝uvelet során az OFDM szimbólumot ciklikusan kiterjesztjük a viv˝ok közötti áthallás (ICI–InterCarrier Interference) elkerülésére [6]. A jel az alcsatornák összegzéséb˝ol jön létre, amelyek modulációja általában BPSK (Binary Phase Shift Keying), QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) vagy M – QAM (Quadrature Amplitude Modulation), melyek konstellációs diagramjait az A Függelék tartalmazza. Ha dk, i = xk, i + j · yk, i alakú az M – QAM modulációs konstelláció értéke a k-adik diszkrét √ id˝opillanatban, ahol xk, i és yk, i értékei ±1, ±3, . . . , ±(L − 1) lehetnek és L = M , N az alviv˝ok száma és T a szimbólum hossza, akkor az OFDM jel id˝ofüggvénye a következ˝oképpen írható fel [15]: v(t) = A ·

−1 XN X k

dk, i · φn (t − k · T ),

(2.1)

n=0

amelyben Ã

¡ 2π n − φn (t) = exp j · T

N −1 2

¢! · UT (t)

(2.2)


6

és n = 0, 1, . . . , N − 1. A φ(t) függvények ortogonális hullámformák, az UT (t) pedig egy téglalap alakú impulzusformáló függvény. Az alviv˝ok között a távolság ∆f = 1/T, ami biztosítja az ortogonalitást és a szimbólumok közötti fázisfolytonosságot. Az OFDM nagy el˝onye, hogy már az 2.1. fejezetben említett digitális jelfeldolgozás (FFT) segítségével könnyen és rendkívül hatékonyan megvalósítható. Ha vesszük a k=0 adatblokkot és figyelmen kívül hagyjuk az exp (−j · (2π (N − 1) t/2T )) frekvencia offszetet, akkor a komplex alapsávi jel: v(t) =

N −1 X

µ d0, n · exp

n=0

j2πnt T

¶ (2.3)

alakú, ahol 0 ≤ t ≤ T . A t = k · Ts id˝opillanatokban vett minták, ahol Ts = T /N pedig k

v = v(k · Ts ) =

N −1 X

µ d0, n · exp

n=0

j2πnk N · Ts

¶ (2.4)

alakúak, ahol k = 0, 1, 2, . . . , N − 1.

2.2.1. Véd˝o id˝o és ciklikus kiterjesztés Az OFDM alkalmazásának egyik legfontosabb oka a többutas terjedés hatásaival szembeni robosztussága [1, 6]. A bemeneti adatfolyamot N alviv˝ore osztva a szimbólumhossz N-szer kisebb, ami a késleltetés szórást a szimbólumid˝ohöz képest relatíve lecsökkenti. Az ISI elkerülésére minden OFDM szimbólumnál véd˝o id˝ot vezetünk be, amit nagyobbra választunk, mint amekkora a csatorna várható késleltetése. Ez az intervallum azonban nem tartalmazhat hasznos jelet, különben megnövekszik a viv˝ok közti interferencia (ICI). ICI akkor jön létre, ha az alviv˝ok közötti ortogonalitás megsz˝unik. A 2.3. ábra két alviv˝o közötti áthallást jelenít meg. Ha az OFDM vev˝o megpróbálja demodulálni az els˝o alviv˝ot, akkor az a második alviv˝ob˝ol áthallást fog számolni, mert az FFT intervallumon belül nincs egész számú cikluskülönbség az 1. és a 2. alcsatornák között. Ezzel egyid˝oben azonos ok miatt az els˝o alviv˝o is áthallást hoz létre a második alviv˝onél annak detektálása során. A hatás csökkentése, illetve teljes megszüntetése céljából véd˝o id˝ot vezetünk be, így az OFDM szimbólum késleltetett része egész szám többszörösével található meg az FFT intervallumban. Védelmet addig biztosít, amíg a véd˝o id˝o hossza nagyobb, mint a késleltetésé.


7

1-es alcsatorna

ICI-t okoz

GT

2-es alcsatorna

1/Df OFDM szimbólum

2.3. ábra. Áthallás lép fel az OFDM szimbólumnál T prefix

b × TS

TS

T prefix

T = TS + TGT

2.4. ábra. Az OFDM szimbólum id˝obeli alakulása

2.2.2. Ablakozás Ahhoz, hogy a spektrum minél gyorsabban fusson le a jel széleinél, minden egyes OFDM szimbólumra impulzus formálást alkalmazunk. A m˝uvelet eredményeként gyorsan zérusra lefutó jelszéleket kapunk. Leggyakrabban az emelt cosinus függvényt használják:  ha 0 ≤ t ≤ β · Ts  0.5 + 0.5 · cos (π + t · π/(β · Ts )), 1, ha β · Ts ≤ t ≤ Ts w(t) =  0.5 + 0.5 · cos ((t − Ts ) π/ (β · Ts )), ha Ts ≤ t ≤ (1 + β) · Ts (2.5) Itt Ts a szimbólum hossza, ami rövidebb, mint a teljes szimbólumhossz, mert a szomszédos szimbólumoknál a felfutási és lefutási tartományoknál átlapolódást engedünk meg. Az OFDM jel id˝obeli alakulása a 2.4. ábra szerinti. A gyakorlatban az OFDM jel generálása egy komplex folyamat során valósul meg. El˝oször Nc db bemeneti QAM jelet csupa zérusokkal egészítenek ki, hogy N db bemeneti mintát kapjanak az IFFT kiszámolásához. Ezután az utolsó


8 RF adó

bináris bemenet kódolás

interleaving

moduláció

pilot beillesztés

D/A

S/P

P/S

GT hozzáadása + ablakozás

S/P

GT eltávolítása

IFFT(adás) FFT(vétel) bináris kimenet dekódolás

deinterleaving

demoduláció

csatorna korrekció

P/S

RF vétel

A/D

idõ+frekvencia szinkronizáció

2.5. ábra. Általános OFDM adó-vev˝o felépítése Tpref ix mintát az IFFT kimenetén az OFDM szimbólum elejére bemásolják és az els˝o Tpostf ix mintákat a szimbólum végéhez hozzáf˝uzik. Ezt követ˝oen a jelet összekonvolválják az w(t) emelet cosinus függvénnyel. Végül a kapott jelet hozzáadják a kimenethez Ts késleltetéssel úgy, hogy β · Ts átlapolódási tartomány lépjen fel, ahol β a w(t) függvénynél a levágási faktor (roll-off faktor). Fontos megjegyezni, hogy minél nagyobb β, vagyis minél gyorsabb a jel szélének a felfutása/lefutása, annál kevésbé toleráns a jel a késleltetéssel szemben, hiszen a β faktor β · Ts mértékben lecsökkenti az effektív véd˝o id˝ot. Ablakozás helyett hagyományos sz˝uréssel is lehet csökkenteni a jel spektrumának a széleit. A két m˝uvelet egymás duálisa; az OFDM szimbólum megszorzása egy ablakkal azt jelenti, hogy a w(t) ablakozó függvény spektrumát összeszorozzuk az egyes alviv˝ok impulzusainak spektrumával. Ha sz˝urést alkalmazunk, akkor id˝otartománybeli konvolúciót hajtunk végre, tehát a jel id˝otartománybeli függvényét összekonvolváljuk a sz˝ur˝o impulzusválaszával. Alkalmazás szempontjából célszer˝ubb az ablakozást választani, hiszen a digitális sz˝urésben mintánként megvalósítandó szorzások száma sokkal több, mint ablakozásnál, mert az csak szimbólumonként végez szorzást azokra a mintákra, amelyek a felfutási/lefutási tartományba esnek. Mivel a mintáknak csak nagyon kis százaléka esik ebbe a tartományba, ezért az ablakozás lényegesen egyszer˝ubb és gyorsabb eljárás.

2.3. Jelfeldolgozás A 2.5. ábra egy teljes OFDM modemet ábrázol, ahol a fels˝o ág az adót, az alsó pedig a vev˝ot jeleníti meg. Az adóba érkez˝o jelsorozatot el˝oször kódolják, majd az interleaving következik. A kapott jelsorozatot modulációval szimbólumokká alakítják, amihez gyakran pilot jeleket illesztenek. Soros/párhuzamos átalakítás után az IFFT segítségével alviv˝okre bontják a bitsorozatot, majd párhu-


9

zamos/soros átalakítás után ciklikus véd˝o id˝ot illesztenek a szimbólumok elejére és ablakozást végeznek. Az így kialakuló alapsávi jelet viv˝ofrekvenciára ültetik és kisugározzák. A vev˝oben a fenti folyamatok inverzét végzik el. A rádiófrekvenciás jel lekeverése és digitalizálása után a detektálás pontosságát javító id˝ozítési és frekvencia szinkronizálási folyamatot követ˝oen eltávolítják a szimbólumok elejér˝ol a véd˝o id˝ot. Soros/párhuzmos átalakítás szükséges az FFT elvégzéséhez. A jelsorozat soros bitfolyammá történ˝o alakítása után a QAM szimbólumok viszszafejtése, deinterleaving és dekódolás következnek. Az FFT/IFFT modul azonos hardver elem, hiszen a két m˝uvelet majdnem azonos egymással. IFFT-t FFT-vel úgy valósíthatunk meg, hogy az FFT bemenetén és kimenetén lév˝o jelet konjugáljuk, valamint a kimeneti jel értékét az FFT méretével elosztjuk. Ezt az egyszer˝usítést azonban csak akkor tudjuk megvalósítani, ha nem követelmény, hogy a terminál egyidej˝uleg adási és vételi üzemben is m˝uködjön.

3. fejezet OFDM alkalmazások Az utóbbi években egyre több helyen kedték el alkalmazni az OFDM technikát kihasználva az el˝oz˝o fejezetben megismert el˝onyös tulajdonságait. Ebben a fejezetben részletesen bemutatok két m˝usorszórási technológiát: a DAB (Digital Audio Broadcasting) digitális rádiós m˝usorszórást és a DVB (Digital Video Broadcasting) digitális földi TV m˝usorszórást. A Magic WAND tesztrendszer kísérletet tett az ATM (Asynchronous Transfer Mode) átviteli módszer vezetéknélküli megvalósítására. További vezetéknélküli alkalmazások a WLAN (Wireless Local Area Network) IEEE 802.11a altípusa az Amerikai Egyesült Államokban, míg annak európai megfelel˝oje a HYPERLAN/2. Végül az xDSL (Digital Subscriber Lines) vezetékes kialakítású rendszercsaládot helyezem a figyelem középpontjába.

3.1. DAB A Digital Audio Broadcasting (DAB) rendszer kifejlesztésének els˝o lépését 1987-ben tették meg, amikor létrehozták az EUREKA 147 kutatási projektet Európában. A következ˝o évben döntés született a genfi M˝uholdas Rádióigazgatási Konferencián, amelynek értelmében az új európai rádiós rendszer fizikai rétegét COFDM (Coded Orthogonal Frequency Division Mutiplexing) technikával alakítják ki, valamint a rendszer hatékonyabb kihasználásához hangtömörítést alkalmaznak. A következ˝o néhány év tapasztalata alapján 1991-ben meghatározták az alapvet˝o rendszerparamétereket, majd további kutatások következtek. Szabványt 1995 februárjában írt az European Telecommunications Standards Institute (ETSI) DAB-Norm ETS 300401 néven. Az 1995 nyarán megrendezett Frekvenciaterv Konferencián két frekvenciasávot különítettek el Európában: 174– 240 MHz; 1,452–1,492 GHz. Az els˝o hivatalos adásokat Nagy-Brittannia és Svédország sugározta 1995 szeptemberében. Számos más ország (európai államok, valamint Kanada, Ausztrália, India, Kína) tesztrendszerei alapján további specifikációs modosításokat végeztek 1996 végéig [7]. Akkor véglegesítették a következ˝o rendszerparamétereket: 10

FEJEZET 3. OFDM ALKALMAZÁSOK

11

• frekvencia sávok: 174–240 MHz, 1,452–1,492 GHz, • alviv˝ok száma (N) : 1536, 768, 384, 192, • alviv˝ok közötti távolság (∆f) : 1, 2, 4, 8 kHz. Az OFDM-mel, mint hozzáférési technikával a DAB egy szélessávú átviteli technikát választott, mely kiváló tulajdonságokkal rendelkezik a frekvenciaszelektivitással szemben. Az 2.1 alapegyenletb˝ol levezethet˝o a DAB alapsávi ekvivalens kifejezése:   N/2 ∞ L   X X X j2πfc t s(t) = < e dm, n, l · gn, l (t − mTF − TN U LL − (l − 1)T ) ,   m=−∞ l=0 n=−N/2

(3.1) ahol

½ gn, l (t) =

és

½ Rect(x) =

0, ha l = 0 j2πn(t−TGT /Ts ) e · Rect(t/T )), ha l = 1, 2, . . . , L

(3.2)

1, ha 0 ≤ x ¿ 1 , 0, egyébként

(3.3)

valamint az < jel a függvény valós rész képzését jelenti. A fenti egyenletekben TN U LL a nullaszimbólum hosszát adja meg, ami egy DAB keret elejét jelzi, valamint a vev˝o szinkronizációját segíti; L a kereten belüli OFDM szimbólumok számát adja meg a nullszimbólum nélkül; TF a keret hosszát határozza meg, az fc pedig a viv˝o középfrekvenciát. Olyan hétköznapi alkalmazásoknál, mint amilyen a DAB is, a jelfeldolgozó egységeknek nagyon egyszer˝unek kell lenniük, hogy tömegesen eladható arucikk lehessen. Az FFT algoritmus alkalmazása ezt a követelményt teljesíti. A komplex alapsávi ekvivalens jelet egyszer˝uen és hatékonyan állítja el˝o. A módszer további el˝onyeként jelentkezik az adóban és a vev˝oben történ˝o felhasználási lehet˝osége, s nem követelmény különböz˝o algoritmus megvalósítása azokban. A DAB túlmintavételezést alkalmaz a fenti követelmény teljesítéséhez, amely során a plusszban megjelen˝o virtuális alviv˝ok nem hordoznak hasznos információt. A véd˝o id˝o alkalmazásával megakadályozható, hogy az el˝oz˝o szimbólum hasznos jelrésze a késleltetés miatt tönkretegye az aktuális jelet. Feltételezve, hogy a csatornaparaméterek egy keret alatt nem változnak, fáziskülönbségi kódolás (DQPSK) alapján az összes információ kinyerhet˝o az összegzett jelb˝ol. A ∆f viv˝otávolság közvetlen kapcsolatban áll a szimbólumhosszal, s ezáltal az ortogonalitással is. Mivel mozgó termináloknál is követelmény az ortogonalitás, ezért a νmax ¿ 1/T

(3.4)


12

3.1. táblázat. DAB átviteli típusai Típusok 1. 2. 3. 4.

∆f [kHz] 1 4 8 2

multiplexálási információk, adók nevei, alternatív frekvenciák stb. hangprogram

adatszolgáltatás

TGT · 2048 kHz 504 126 63 252

T · 2048 kHz 2552 638 319 1276

csatornakódolás

hangtömörítés

csatorna multiplexer

alviv˝ok száma 1536 384 192 768

FIC

csatornakódolás

csatornakódolás

többi alcsatorna

M U L T I P L E X E R

OFDM modulátor

adó

3.1. ábra. DAB adó felépítése feltételnek teljesülnie kell. A viv˝ofrekvencia eltolásával a szomszédos alviv˝ok jeleinek frekvenciatartományban nem a megfelel˝o pozícióban lesznek a zérusátmenetei, ami áthallást eredményez. A DAB rendszernél a frekvenciától és a mozgási sebességt˝ol függ˝oen 4 típust különböztetnek meg, melyek paramétereit a 3.1. táblázat jeleníti meg [7]. A 3.1 és a 3.2 ábrák a DAB rendszer adó-vev˝o felépítését mutatják be.

nagyfrekvenciás rész

OFDM demodulátor és alcsatorna kiválasztás

hibajavítás

hangdekódoló

rádióprogram adatvevõ készülék

vezérlõ busz

vétel kezelése és vezérlése

3.2. ábra. DAB vev˝o felépítése

FEJEZET 3. OFDM ALKALMAZÁSOK G1 G2 G3 G4

13

= x6 + x4 + x3 + x + 1 = x6 + x5 + x4 + x3 + 1 = x6 + x5 + x2 + 1 = x6 + x4 + x3 + x + 1

(133 oktálisan) (171 oktálisan) (145 oktálisan) (133 oktálisan) j

i

11111111 11101010 00000000 00000000

3.3. ábra. R = 8/13-os sebességhez tartozó lyukasztási mátrix

3.1.1. Csatornakódolás a DAB renszerben A csatornakódolásnál általában a blokkódolás és a konvolúciós kódolás közül választanak [8], ami több tulajdonságtól is függ. Egyrészt a konvolúciós kódok nagyon érzékenyek a hibák csomósodására, így alkalmazásánál minden esetben kiegészít˝o interleaving szükséges. A DAB-nál csak konvolúciós csatornakódolással dolgoznak, amit id˝otartománybeli és frekvenciatartománybeli interleavinggel b˝ovítenek ki. Konvolúciós kódolás. Hibavédelemre a DAB lyukasztott konvolúciós kódolót vesz igénybe, melyek kényszerhossza K = 7. A forrásbiteket egy 6 bit hoszszúságú shiftregiszterbe töltik. Adott generátorpolinómok (G1 , G2 , G3 , G4 ) alapján minden forrásbithez 4 kódbitet (c1 , c2 , c3 , c4 ) rendel a kódoló. A kódolás utáni bitsorozatból minden negyediket kihagyjuk, így R = 1/4-es kódsebességet alakítunk ki. Minden 4 kimeneti bitfolyamot c1 -t˝ol c4 -ig 8 bitenként blokkba foglaljuk. A ci bitfolyam j-dik bitjét akkor továbbítjuk, ha a lyukasztó mátrix i-dik sorának j-dik száma 1 érték˝u. Például az R = 8/13-os kódsebességhoz a 3.3.ábra mátrixa tartozik. Ennél a példánál a c1 bitfolyam minden bitjét továbbítjuk, a c2 bitsorozatból pedig csak az 1., 2., 3., 5., 7. biteket. A c3 és c4 adatfolyamokat kihagyjuk. A DAB standard 24 féle lyukasztási mátrixot ad meg, amelyeket a következ˝oképpen lehet generálni [7]: R=

8 , ahol 1 < s < 24. 8+s

(3.5)

Nem azonos hibavédelem. Hangprogramoknál lehet˝oség van különféle szint˝u hibavédelem kihasználására. Alapvet˝oen 5 féle hibavédelmi szintet definiál a rendszerspecifikáció, amelyek más-más lyukasztási mátrixszal dolgoznak az Unequal Error Protection (UEP) során. Beszédátvitel 14 féle sebességen történhet:


14

32–384 kbit/sec. Minden védelmi szinthez kiszámolható egy közepes kódsebesség: 0

R =

netto adatsebesség brutto adatsebesség

(3.6)

Azonos hibavédelem. A rádióprogramok mellett adatátviteli lehet˝oséget is biztosít a DAB, melyen keresztül a különféle programcsatornák információit továbbítják. Kétféle hibavédelmi szintet definiál a szabvány.

3.1.2. Interleaving Id˝otartománybeli interleaving. Az interleaver a kódolóból érkez˝o biteket oly módon válogatja szét, hogy a kimenetén véletlenszer˝u permutációt hoz létre. A gyakorlatban ilyen ideális interleavert nem lehet megvalósítani, hiszen tárolási kapacitása véges. A fenti ok következtében szuboptimális megoldást valósítanak meg. A soros, kódolt bitfolyamot B bitenként párhuzamosítják, ahol j · M hoszszúsággal késleltetik a biteket (j = 0, 1, . . . , B-1). A m˝uvelet végén a bitsorozatot soros adatfolyammá alakítják vissza. A DAB szabvány M értékét egységesen 24 ms-ban, B értékét pedig 16 bit-ben határozza meg. Frekvenciatartománybeli interleaving. Mobil csatorna esetén gyakran találkozhatunk lapos fadinggel, amikor a destruktív hatás széles frekvencia tartományt érint, s több egymással szomszédos alviv˝on továbbított jel veszik el. A hatás csökkentésére, illetve kiküszöbölésére vezették be a frekvencia interleavinget, amelynél egy OFDM szimbólum elemeit (di -t) egy ismert F (i) függvény által megadott módon más alviv˝ohöz rendelik. A folyamat eredményeként a szimbólumon belüli szomszédos biteket egymástól távoli alcsatornákon továbbítják.

3.1.3. Keretstruktúra A rendszer által definiált keret 3 f˝o részb˝ol áll: • szinkronizációs csatorna (Synchronization Channel– SCH), • gyors információátviteli csatorna (Fast Information Channel– FIC), • adathordozó csatorna (Main Service Channel– MSC). A keret felépítését a 3.4. ábra szemlélteti. A 3.1. fejezetben ismertetett átviteli típustól függ˝oen változik az egyes csatornákon továbbított szimbólumok száma.


fázisreferencia szimbólum

FIC szimbólumok

15

MSC szimbólumok

nullszimbólum

nullszimbólum

3.4. ábra. DAB frame struktúrája 3.2. táblázat. Csatornánkénti OFDM szimbólumok száma átviteli típusonként Típus 1. 2. 3. 4.

szimb. száma 1 keretben 76 76 152 76

FIC szimb. száma 3 3 8 3

MSC szimb. száma 72 72 144 72

SCH. A szinkronizációs csatornát a keret els˝o két szimbóluma alkotja, a nullszimbólum és a fázisreferencia szimbólum. A nullszimbólum a keret- és szimbólumstruktúrára történ˝o szinkronizációt segíti a vev˝oben. A nullszimbólumon belül opcionálisan lehet˝oség van ún. Transmitter Identification Information (TIS) továbbítására. Minden küld˝o a nullszimbólumban egyéni, speciális OFDM szimbólumot használ. A vev˝o az FFT során felismeri ezeket a mintákat, s ezáltal az adót azonosítja. A fázisreferencia szimbólum három fontos feladatot lát el: egyrészt referenciaként szolgál a DQPSK demodulációhoz, másrészt a szimbólumok kiértékelésekor az offszet meghatározásában nyújt segítséget, ami a frekvenciakorrekcióhoz elengedhetetlen feltétel, harmadrészt pedig megbecsülhet˝o bel˝ole a rádiós csatorna impulzusválasza, ami finomabb keretszinkronizációt tesz lehet˝ové. FIC. A gyors információátviteli csatorna vezérlési és dekódolási információkat hordoz, amelyek fontosak a multiplexálásnál, valamint tájékoztatást nyújt a benne található szolgáltatásokról és m˝usorprogramokról. A FIC ismeretében a vev˝o ki tudja választani az adatfolyamból a számára hasznos információkat. MSC. Az adathordozó csatorna tartalmazza a felhasználó számára a hasznos információt.


16

Program MUX Átviteli MUX

video kódoló

1

hang kódoló

szétosztó

adat kódoló 2 n

MUX adaptáció

külsõ kódoló

külsõ interleaver

belsõ kódoló

MUX adaptáció

külsõ kódoló

külsõ interleaver

belsõ kódoló

belsõ interleaver

moduláció

frame adaptáció

OFDM

Védõ idõ

D/A

RF

pilot jelzés

3.5. ábra. DVB rendszer funkcionális blokkvázlata

3.2. DVB A Digital Video Broadcasting (DVB) els˝o szabványleírását 1997 márciusában adta ki az ETSI ETS 300 744-es számú bejegyzés alatt. A gyakorlati felhasználás hatására folyamatosan módosították a leírást, a legutóbbi érvényben lév˝o változat 2001 januárjában készült el V1.4.1-es kiadási címzéssel [11]. A video m˝usorszórás kezdetei azonban egészen 1990-ig nyúlnak vissza, amikor az EBU/ETSI JTC Broadcast (European Broadcasting Union/Eropean Telecommunications Standards Institute Joint Technical Committee) csoportot megalakították, hogy a m˝usorszórással kapcsolatos tevékenységeket koordinálja. A szervezet 1993 szeptemberében hívta életre a DVB projektet, ami a televíziózásban mind a nyilvános, mind a magán szektorbeli részt szervezi. Napjainkra óriási szervez˝odéssé vált, hiszen több, mint 25 országból 200-nál is több szervezetet foglal magába [11]. Az MPEG-2 (Moving Picture Experts Group–2) kódoló kimenetér˝ol érkez˝o bitsorozaton a következ˝o m˝uveleteket végzik el a jel kisugárzásáig: 1. fehérítés (scramblerezés), 2. küls˝o kódolás (Reed-Solomon kód) és interleaving (konvolúciós interleaving), 3. bels˝o kódolás (lyukasztott konvolúciós kódolás) és interleaving, 4. moduláció, 5. OFDM alapsávi jel kialakítás és 6. viv˝ofrekvenciára ültetés. A rendszer funkcionális blokkvázlatát a 3.5. ábra jeleníti meg.


17

3.3. táblázat. DVB lyukasztási mintája Kódsebesség (r) 1/2 2/3 3/4 5/6 7/8

Lyukasztási minta X:1, Y:1 X:1 0, Y:1 1 X:1 0 1, Y:1 1 0 X:1 0 1 0 1, Y:1 1 0 1 0 X:1 0 0 0 1 0 1, Y:1 1 1 1 0 1 0

Átvitt bitsorozat X1 Y1 X1 Y1 Y2 X 1 Y1 Y2 X 3 X 1 Y1 Y2 X 3 Y4 X 5 X1 Y1 Y2 Y3 Y4 X5 Y6 X7

Sramblerezés. Az energia szórás egyenletesebbé tételére a bitsorozatot scramblerezik (fehérítik), ami által a zérus és egyes érték˝u bitek eloszlása egyenletesebbé válik. A feladatot a következ˝o PRBS (Pseudo Random Binary Sequence) polinom generátorral hajtják végre: S(X) = 1 + X 14 + X 15 .

(3.7)

3.2.1. Küls˝o/bels˝o kódolás és interleaving Küls˝o kódolás és interleaving. A küls˝o kódolást és interleavinget az MPEG– 2 átviteli csomagra alkalmazzák, amely egy 1 byte-os szinkronizációs szóból, SYNCn (01 000 111) és 187 byte-nyi hasznos adatból áll. A kódolásnál RS(204, 188, t = 8) rövidített Reed-Solomon kódot használnak, ahol a kód 204 byte hosszú, s azt a 188 byte-os átviteli csomagra alkalmazzák. Eredményül egy 204 byte-os sorozatot kapunk. A kódolás hatására 8 byte-nyi véletlenszer˝u hiba javítását lehet elvégezni a vev˝oben. Az interleaving I = 12-es ágú, amit csak a SYNCn szón kívüli 203 byte-nyi védelemmel ellátott bitsorozatra alkalmaznak, ahol a késleltetés értéke M = K/I = 17, ahol K = 204. Minden ágat FIFO (First-In First-Out) shift regiszterekkel valósítanak meg, ahol a bemeneti és a kimeneti kapcsolókat szinkronizálják. Bels˝o kódolás és interleaving. A rendszer számos lyukasztott konvolúciós kódolási lehet˝oséget biztosít, ahol az R = 1/2-es sebesség˝u G1 = 171OCT és G2 = 133OCT generátorpolinómokkal jelzett konvolúciós kód alkotja az alapot. Lyukasztással 2/3-os, 3/4-es, 5/6-os és 7/8-os kódsebességek érhet˝ok el, melyek kialakítását az 3.3. táblázat mutatja. A bels˝o interleaving bitszinten és szimbólumszinten történik.

3.2.2. Moduláció Egy OFDM szimbólumon belül minden alviv˝ot QPSK, 16–QAM, 64–QAM, nem archaikus 16–QAM, vagy nem archaikus 64–QAM módon modulálunk. A


18

konstellációs pontok viszonya az α paramétert˝ol függ, értéke 1,2 vagy 4 lehet. Az α a konstallációs diagramban a pontok minimum távolságát határozza meg. Ezen pontok pontos helyzetei di = xi + j · yi a következ˝ok lehetnek: • QPSK esetén x ∈ {−1, 1}, y ∈ {−1, 1}, • 16–QAM α = 1 esetén x ∈ {−3, −1, 1, 3}, y ∈ {−3, −1, 1, 3}, • nem archaikus 16–QAM α = 2 esetén x ∈ {−4, −2, 2, 4}, y ∈ {−4, −2, 2, 4}, • nem archaikus 16–QAM α = 4 esetén x ∈ {−6, −4, 4, 6}, y ∈ {−6, −4, 4, 6}, • 64–QAM α = 1 esetén x ∈ {−7, −5, −3, −1, 1, 3, 5, 7}, y ∈ {−7, −5, −3, −1, 1, 3, 5, 7}, • nem archaikus 64–QAM α = 2 esetén x ∈ {−8, −6, −4, −2, 2, 4, 6, 8}, y ∈ {−8, −6, −4, −2, 2, 4, 6, 8} és • nem archaikus 64–QAM α = 4 esetén x ∈ {−10, −8, −6, −4, 4, 6, 8, 10}, y ∈ {−10, −8, −6, −4, 4, 6, 8, 10}. A moduláció konstellációs diagramjait a B Függelék tartalmazza.

3.2.3. OFDM alapsávi jel kialakítás A jel kisugárzása frame struktúrában történik, melynek hossza TF és 68 OFDM szimbólumot fog össze. Minden szimbólumot 2K átviteli módnál 1705 alviv˝o, míg 8K átviteli módnál 6817 alviv˝o alkot T szimbólumhosszal. Egy szimbólum két részb˝ol áll: TS hasznos jelrészb˝ol és TGT véd˝o id˝ob˝ol. A véd˝o id˝o a hasznos rész ciklikus kiterjesztése, melyet a szimbólum elejére illesztenek. Az OFDM frame 4 részb˝ol áll: • átvitt adatokból, • szórt pilot cellákból, • folytonos pilot cellákból és • jelzési csatornákból. A pilot jelek frame szinkronizálásra, frekvencia szinkronizálásra, id˝otartománybeli szinkronizálásra, csatorna becslésre, átviteli mód azonosítására és a fázis zaj nyomonkövetésére szolgálnak. A szabvány 3 féle csatornaosztást ad meg: 6,7, illetve 8 MHz-t. A 6 MHz-es csatornosztás esetén a 3.4. táblázat tartalmazza az


19

3.4. táblázat. OFDM szimbólum kialalkításának paraméterei 6 MHz-es csatornaosztásnál Paraméterek Alviv˝ok száma N TS hossza Viv˝ok közti távolság 1/TS Két legszéls˝o alviv˝o közötti távolság

2K mód 1705 298,6667 µs 3,348214 kHz 5,71 MHz

8K mód 6817 1194,667 µs 0,837054 kHz 5,71 MHz

OFDM paramétereket, míg 7 és 8 MHz esetére vonatkozó adatokat a C Függelék, illetve a D Függelék tartalmazza. A 2.3 egyenlet kiegészítésével a továbbított jel: ) ( N 67 X ∞ X X dm, l, n · Φm, l, n (t) , (3.8) s(t) = < ej2πfc t m=0 l=0 n=0

ahol

(

Φm, l, n =

0

j2π Tk (t−TGT −l·T −68·m·T )

e 0,

S

,

ha (l + 68m)T ≤ t ≤ (l + 68m + 1)T egyébként

és n jelöli az alviv˝oket, l az OFDM szimbólumokat, m az átviteli frame-eket, T a szimbólum hosszát, TS a viv˝ok közti távolság inverzét, TGT a véd˝o id˝o hoszszát, fc a közép viv˝ofrekvenciát, k 0 az alviv˝o indexét a közép viv˝ofrekvenciához viszonyítva (k 0 = n − N/2), dm, l, n az n-dik alviv˝o l − 1-dik adatszimbólumát az m-dik frame-ben. A szimbólum és részeinek hosszát 6 MHz-es csatornaosztás esetén a 3.5 táblázat tartalmazza.

3.5. táblázat. OFDM szimbólum részeinek paraméterei 6 MHz-es csatornaosztás esetén Mód Véd˝o intervallum TGT /TS TS hossza Véd˝o id˝o hossza TGT [µs] Szimbólum hossza T = TGT + TS [µs]

1/4

512·Te 74,667 2560·Te 373,3

2K mód 1/16 2048 ·Te 298,667 µs 256 ·Te 128 ·Te 37,333 18,667 2304·Te 2176·Te 336 317,3 1/8

1/32

1/4

64 ·Te 9,333 2112·Te 308

2048 ·Te 298,667 10240·Te 1493,3

8K mód 1/16 8192·Te 1194,667 µs 1024 ·Te 512 ·Te 149,333 74,667 9216·Te 8704·Te 1344 1269,3 1/8

1/32

256 ·Te 37,333 8448·Te 1232

(3.9)

FEJEZET 3. OFDM ALKALMAZÁSOK szint detektor

amplitúdó becslés

RF RX

20

szinkronizálás idõzítés frekvencia becslés

AGC

frekvencia kompenzálás

A/D

FFT

fázisbecslés

fázisbecslés adat

dekódolás

fázis kompenzálás

3.6. ábra. Magic WAND OFDM modulátora 3.6. táblázat. A WAND OFDM modem f˝obb paraméterei Paraméterek Alviv˝ok száma Moduláció Kiegészít˝o kódolás Bitsebesség (kódolás után) Szimbólum id˝o Véd˝o id˝o Ablakozás Viv˝ok közti távolság Tanító szekvencia Viv˝ofrekvencia Kimeneti teljesítmény

Értékek 16 8–PSK kódhossz: Nh =8, kódsebesség: R=1/2 20 Mbps (24 bit/szimb) 1,2 µsec 0,4 µsec emelt cosinus β=0,2 1,25 MHz 7 szimbólum 5,2 GHz 1W

3.3. Magic WAND A Magic Wand (Wireless ATM Network Demonstrator) az európai ACTS (Advanced Communications Technology and Server) program része, amit 1996-ban kezdtek el kidolgozni. A konzorcium tagjai egy OFDM hozzáférési technikát alkalmazó vezetéknélküli ATM teszthálózatot fejlesztettek, amelyen tetsz˝oleges típusú információt lehet átvinni. A megvalósított rendszer nagyban hozzájárult a kés˝obbi 5 GHz-es frekvenciasávbeli szabványosítási tevékenységekhez. El˝oször is fizikai árvitelként az OFDM technika hatékony kihasználásával támogatta az OFDM közeghozzáférési technika alkalmazásának elfogadását nagysebesség˝u, vezetéknélküli hálózatokban. Másrészt a vezetéknélküli ATM alapú Magic WAND alapul szolgált a HIPERLAN/2 adatkapcsolati rétegének szabványosításánál [10]. A 3.6. ábra a WAND OFDM adó-vev˝ojér˝ol ad képet. Az RF (Radio Fre-


21

quency) vev˝o a jel er˝osítését és a frekvencia lekonvertálását végzi. Az AGC (Automatic Gain Control) a vev˝o legbonyolultabb része, hiszen 3µsec alatt kell az amplitudó nyereséget megállapítania és beállítania. Az A/D (analóg/digitalis) átalakítás után frekvenciabecslés és frekvenciakorrekció következik. Erre azért van szükség, mert az OFDM nagyon érzékeny a frekvencia ofszetre [10]. Az FFT algoritmus megfelel˝o id˝opillanatbeli alkalmazásakor a vev˝o megtartja a megfelel˝o amplitúdó értéket és fázisbecslést mind a 16 alcsatornán. A 7 szimbólumnyi hoszszúságú tanító szekvencia segít beállítani a fázis referenciát az egyes alviv˝okre. A fáziskompenzálás után további jelfeldolgozás következik (deinterleaving, dekódolás stb.). A WAND modem kiegészít˝o kódolást használ hibajavító kódolásra (FEC) és a PAPR (Peak-to-Average Power Ratio) csökkentésére. Nh =8 hoszszúságú kiegészít˝o kódot alkalmaz 4 db 8–PSK kódolt bitre, eredményül 8 db komplex kimenetet generál [21]. Ezekre a komplex jelekre FFT m˝uveletet végezve a PAPR alacsony értéken tartható. A 16 alviv˝o kódolására két darab 8 hoszszúságú kódra interleavinget használnak, ezáltal frekvencia diversitit hozva létre. A 3.6. táblázat részletesen ismerteti a WAND modem paramétereinek beállítási értékeit.

3.4. HIPERLAN/2 A HIPER rendszercsalád 4 tagból tev˝odik össze. A HIPERLAN/1 (High Performance Radio Local Area Network Type 1) nagysebesség˝u információátvitelt biztosít korlátozott mobilitás támogatással a lefedési területen belül. Az ad-hoc hálózat az 5 GHz-es sávban m˝uködik. A HIPERLAN/2 (High Performance Radio Local Area Network Type 2) 6 Mbps–54 Mbps-os sebességet tesz lehet˝ové a centralizált szervezés˝u hálózaton belül korlátozott mobilitással. A rendszer Quality of Service - t (QoS, min˝oségbiztosítás) valósít meg a stack szerkezet megfelel˝o szintjén az 5 GHz-es sávban. A HIPERMAN (High Performance Radio Metropolitan Area Network) kültéri, nagysebesség˝u (tipikusan 25 Mbps), fix hálózati hozzáférést alakít ki az el˝ofizet˝oi épületek között, miközben multimédiás támogatást biztosít. Engedélyköteles és szabad sávban egyaránt m˝uködhet, amib˝ol f˝oként a GHz-es sávot támogatják. A HIPERLINK az el˝oz˝oekhez viszonyítva már rendkívül nagy sebességet valósít meg a 155 Mbps-mal, ami viszont azzal jár, hogy csak statikus rádiós összeköttetés valósítható meg vele. Els˝osorban HIPERMAN és/vagy HIPERLAN Access Point-ok (AP-k) összekötésére tervezték. A 17 GHzes frekvenciasávban m˝uködik. A hálózatban a mobil terminálok (MT) a bázisállomásokkal (AP) kommunikálnak a rádiós interfészen keresztül. Mindemellett lehet˝oség van közvetlen öszszeköttetésre két MT között, amit Direct Módnak nevezünk [9]. A HIPERLAN/2 legf˝obb el˝onyei [15]: • nagysebesség˝u átvitel (fizikai szinten: 6–54Mbps),


22

• kapcsolat-orientált (adatküldés el˝ott kapcsolat kiépítés), • QoS támogatás (el˝ore definiált prioritási szintek), • biztonság (hitelesítés és adatfolyam kódolás), • mobilitás (handover AP-k között), • hálózat- és alkalmazásfüggetlenség (más fix és mobil hálózatokhoz kapcsolódás) és • power saving (teljesítménykímél˝o üzem). Az ETSI 1997 tavaszán alapította a Broadband Radio Access Networks (BRAN) technikai szabványosítási csoportot, mely a korábbi Sub–Technical Committee RES10 jogutódja, amely csoport a HIPERLAN/1 szabvány specifikációit készítette el. Az új ETSI BRAN projekt célja, hogy csak a rádiós hozzáférési hálózatot és néhány konvergencia rétegbeli funkciót szabványosítson a különféle mag hálózatok számára. A HIPERLAN/2 hálózat fizikai rétegére vonatkozó el˝oírások legutóbbi változatát a 2001 februárjában kiadott ETSI TS 101 475-ös számú szabvány tartalmazza. A HIPERLAN/2 a fogyasztóknak együttesen biztosít nyilvános és otthoni vezetéknélküli hozzáférést az Internethez és más jöv˝obeni multimédiás valós idej˝u alkalmazásokhoz. A rendszert könnyen lehet telepíteni és számos más hálózattal képes együttm˝uködni, mint például az Ethernettel, az IEEE 1394-vel, vagy az ATM-vel (Asynchronous Transfer Mode). Az el˝oz˝oek megvalósításához szoros kapcsolatot építettek ki az ATM Forummal, a HIPERLAN2 Global Forummal, az IEEE Wireless LAN Committees P 802.11a és IEEE 802.16 szabványosítási szervezeteivel, valamint az Internet Engineering Task Force-szal, az ITU–R-vel (International Telecommunicaiton Union Radio sector) és számos bels˝o ETSI technikai csoporttal.

3.4.1. Hyperlan/2 fizikai rétege A fizikai rétegen az átviteli forma a burst, amely egy preamble-t és egy adatmez˝ot tartalmaz. A névleges viv˝ofrekvenciák közötti csatornaosztás 20 MHz, és összesen 19 db csatornát foglaltak le. Minden csatornán 52 segédviv˝on történik az átvitel, amib˝ol 4 alviv˝o pilot jelek szállítására foglalt a koherens demodulációhoz, s a többi 48 alcsatorna szolgál a hasznos információ átvitelére. Az átvitel a névleges viv˝ofrekvenciára, mint középfrekvenciára vetítve történik. A véd˝o id˝o hossza 800 nsec, ami 250 nsec-os késleltetés szórásig biztosít védelmet. Kis beltéri környezetben lehetséges opcionálisan 400 nsec-os véd˝o id˝o használata is. Az adó referencia modellje a 3.7. ábrán látható [9]. Az adó ennek megfelel˝oen az alábbi elemekb˝ol épül fel:

FEJEZET 3. OFDM ALKALMAZÁSOK PDU-k a DLC-tõl

1

2 fehérítés

FEC hibajavító kódolás

23 3

6 OFDM

4 interleaving

5 mapping

7 burst kialakítás

rádió adó

3.7. ábra. Hyperlan/2 referencia modellje

• Az átviteli sebesség konfigurálása megfelel˝o fizikai rétegbeli mód megválasztásával, ami link adaptáción alapul. • A PDU-k (Protocol Data Unit) tartalmának scermblerezése (fehérítés). • A fehérített bitekre FEC (Forward Error Correction) alkalmazása, melyet a fizikai mód konfigurálásakor választanak ki. • A kódolt bitekre interleaving alkalmazása, amit a moduláció módja határozza meg. • Alviv˝o (subcarrier) moduláció az interleavingnek alávetett bitek modulációs konstellációhoz való rendelésével. • A kompex alapsávi jel el˝oállítása OFDM modulációval. • Pilot alviv˝ok beszúrása, megfelel˝o preamble csatolása a PDU-khoz és a fizikai burst kialakítása. • Viv˝ofrekvenciára ültetés. Az adatsebesség 6 Mbit/sec-tól 54 Mbit/sec-ig változhat a különböz˝o modulációnak (BPSK, QPSK, 16–QAM, 64–QAM), és a konvolúciós kódolóhoz rendelt lyukasztásnak megfelel˝oen. A 64–QAM-es típust a rendszer opcionálisan tartalmazza, megvalósítása nem kötelez˝o. Az adott típusok paramétereit a 3.7. táblázat tartalmazza [19], ahol R a kódsebesség, Rnevl a névleges bitsebesség Mbps-ban, Nal az alviv˝onkénti kódolt bitek száma, Nszimb az OFDM szimbólumonként kódolt bitek száma és Nadat a szimbólumonkénti adatbitek száma. Scrambling. A 3.7. ábrában a fehérítést az S(x) generátorpolinóm segítségével valósítják meg, ahol S(x) = X 7 + X 4 + 1.

(3.10)

A vételi oldalon a descremblerezésnél ugyancsak az S(x) függvényt alkalmazzák a vett bitsorozatra.


24

3.7. táblázat. HIPERLAN/2 átviteli típusai Moduláció BPSK BPSK QPSK QPSK 16–QAM 16–QAM 64–QAM

R 1/2 3/4 1/2 3/4 9/16 3/4 3/4

Rnevl 6 9 12 18 27 36 54

Nal 1 1 2 2 4 4 6

Nszimb 48 48 96 96 192 192 288

Nadat 24 36 48 72 108 144 216

kimeneti adat X

bemeneti adat

Tb

Tb

Tb

Tb

Tb

Tb

kimeneti adat Y

3.8. ábra. Konvolúciós kódoló FEC.

A hibajavító kódolás négy részb˝ol tev˝odik össze:

• 6 tail bit hozzáf˝uzése, • konvolúciós kódolás, • kódsebességt˝ol független lyukasztás (P1), • kódsebességt˝ol függ˝o lyukasztás (P2). A fenti m˝uveletek pontos adatait a PDU csomag típusa határozza meg. A konvolúciós kódoló felépítése megegyezik a 3.1.1 fejezetben bemutatott G1 és G2 polinomokkal. A kódsebességt˝ol független lyukasztást minden átviteli típusnál egységesen megvalósítanak. A kódolóból érkez˝o bitsorozatra a következ˝o mintát alkalmazzák: X : 1 1 1 1 1 1 0 1 1 1 1 1 1 és Y : 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 0. Ekkor a kimeneten az X1 Y1 X2 Y2 X3 Y3 X4 Y4 X5 Y6 X8 Y7 X9 Y8 X10 Y9 X11 Y10 X12 Y11 X13 Y12 bitfolyam jelenik meg. A kódsebességt˝ol függ˝o lyukasztásnál az érkez˝o biteket el˝oször demultiplexálják, majd az R kódsebességt˝ol függ˝oen a 3.8. táblázat alapján scramblerezik [9]. Az így kapott jelen interleavinget végeznek, ahol a


25

3.8. táblázat. Hyperlan/2 lyukasztási mintája R 1/2 9/16 3/4

Lyukasztási minta b0,do :1 b1,do :1 b0,do : 1 1 1 1 1 1 1 1 0 b1, do : 1 1 1 1 0 1 1 1 1 b0,do : 1 1 0 b1,do : 1 0 1

Továbbított bitfolyam b0,0 b1,0 b0,0 b1,0 b0,1 b1,1 b0,2 b1,2 b0,3 b1,3 b0,4 b0,5 b1,5 b0,6 b1,6 b0,7 b1,7 b1,8 b0,0 b1,0 b0,1 b1,2

blokk mérete függ az OFDM szimbólumba összefogott bitek számától, Nszimb t˝ol. A m˝uveletet kétszint˝u permutációval valósítják meg. Az els˝o biztosítja, hogy a szomszédosan kódolt bitek egymástól távoli alviv˝okhöz legyenek rendelve. A második permutáció pedig arról gondoskodik, hogy a szomszédosan kódolt biteket a moduláció konstellációs diagramjának többé-kevésbé fontos pontjaiba terítse szét, ezáltal a kevésbé megbízható bitek nem kerülnek egymás közelébe. Az els˝o permutálási m˝uvelet definíciója: i = (Nszimb /16)(k mod 16) + f loor(k/16),

(3.11)

ahol k = 0, 1, . . . , Nszimb − 1, az i a m˝uvelet kimenetét, a k a bemenetét jelöli; a f loor(.) függvény az argumentuma legnagyobb egészrészét adja meg, a mod pedig a moduló egész osztást határozza meg. A második permutáció szabálya: j = s · f loor(i/s) + (i + Nszimb − f loor(16 · i/Nszimb )) mod s,

(3.12)

ahol i = 0, 1, . . . , Nszimb − 1, j az operátor kimenete, az i pedig a bemenete. Az s paraméter értéke az alviv˝onként kódolt bitek számának, Nal -nak a segítségével határozható meg: s = max(Nal /2, 1). A deinterleavingben is két visszacserélési m˝uveletet hajtunk végre, az els˝o: i = s · f loor(j/s) + (j + f loor(16 · j/Nszimb ))mod s,

(3.13)

ami tulajdonképpen a 3.12 egyenlet által leírt folyamat inverze; a második: k = 16 · i − (Nszimb − 1)f loor(16 · i/Nszimb ),

(3.14)

ami pedig a 3.11 m˝uvelet inverze.

QAM moduláció. Az egyes alviv˝oket az átvitel típusától függ˝oen BPSK, QPSK, 16–QAM, vagy 64–QAM módon modulálják. A modulátorba érkez˝o adatfolyamot Nal értékének megfele˝oen 1, 2, 4, vagy 6 bitenként csoportosítják, amit


26

3.9. táblázat. HIPERLAN/2 átvitel paraméterei Paraméterek Mintavétel fS = 1/Tel Hasznos adat hossza TS Ciklikus prefix TGT T szimbólumhossz Adat alviv˝ok száma Pilot alviv˝ok száma Összes alviv˝ok száma N Alviv˝ok közötti távolság ∆f

Értékek 20 MHz 64·Tel = 3, 2 µsec 16·Tel = 0, 8 µsec 8·Tel = 0, 4 µsec 80·Tel = 4, 0 µsec (TS + TGT ) 72·Tel = 3, 6 µsec (TS + TGT ) 48 4 52 0,3125 MHz (1/TS )

a megfelel˝o konstellációs diagramban komplex számokká alakítanak át. A d kimeneti érték: d = (I + jQ) · KM OD , ahol I és Q a diagramon a fázis illetve quadratura komponensek, amit a KM OD normalizáló tényez˝ovel √ √szoroznak be. Ez utóbbi√értéke BPSK-nál 1, QPSK-nál 1/ 2, 16–QAM-nél 1/ 10, és 64–QAMnél 1/ 42.

3.4.2. OFDM szimbólum kialakítása Minden OFDM szimbólum két f˝o részb˝ol áll: az egyik rész a hasznos adatokat hordozza, melyet 48 alviv˝on továbbítanak, a másik a pilot jeleket tartalmazza 4 alviv˝on, melyek referencia információt foglalnak magukba. Így minden egyes szimbólumot 52 alcsatorna visz át egymással párhuzamosan. Egy szimbólum teljes hossza T , ami a hasznos részb˝ol, TS -b˝ol, és a véd˝o id˝ob˝ol, TGT -b˝ol áll. A véd˝o id˝o a 2.2.1. fejezetben leírtak alapján a hasznos jel egy részének ciklikus kiterjesztése, amit a szimbólum elejére illesztenek. A TS 64 mintának felel meg, melynek hossza 3, 2 µsec. A GT hosszára két lehetséges értéket ad meg a szabvány: a rendszerben kötelez˝oen biztosítandó 800 nsec-ot, illetve az opcionálisan megvalósítható 400 nsec-ot. A fizikai hozzáférés paramétereinek értékeit a 3.9. táblázat tartalmazza. Az OFDM szimbólum alapsávi formája megegyezik a DVB-nél megismert 3.8 egyenlettel. Az adatátvitelre használt alcsatornák: −26 ≤ n ≤ −22, −20 ≤ n ≤ −8, −6 ≤ n ≤ −1, 1 ≤ n ≤ 6, 8 ≤ n ≤ 20, 22 ≤ n ≤ 26 és a pilot alcsatornák: n = −21, −7, 7, 21. A D.C.-re (Direct Current, egyenáram) es˝o n = 0 alviv˝ot nem használják.


27

3.5. IEEE 802.11a Az Amerikai Egyesült Államokban a Code of Federal Regulations szervezet a rádiófrekvenciás sávbeli LAN hálózatok számára az 5 GHz-es (5,15–5,25, 5,25– 5,35 és 5,725–5,825 GHz) szabad U-NII (Unlicensed National Information Structure) frekvenciasávot jelölte ki és foglalta le. Az OFDM alapú vezetéknélküli LAN rendszerben az információátvitel 6, 9, 12, 18, 24, 36, 48 és 54 Mbps-os sebeséggel történhet, amelyekb˝ol a 6, 12 és 24 Mbps-os sebességek kötelez˝oen megvalósítandóak, a többi pedig opcionális kialakítású. A rendszer 52 alcsatornát használ, amelyek BPSK, QPSK, 16–QAM vagy 64–QAM módon moduláltak. Hibajavító kódolásként konvolúciós kódolót válsztottak R = 1/2, 2/3 vagy 3/4-es kódsebességekkel.

3.5.1. Rendszermodell A szabvány által megadott adó/vev˝o struktúra a 3.9. ábrán látható. A FEC kódoló redundanciát visz az adatfolyamba, ami a jobb min˝oség˝u vételt biztosítja. Az interleaving a korábban megismerteknek megfelel˝oen az egy szimbólumhoz tartozó biteket szórja szét, hogy burst-ös meghibásodás esetén ne az egy szimbólumhoz tartozó szomszédos bitek menjenek veszend˝obe. A kódoló valósítja meg a bitfolyam csoportokba rendezését, és azok modulációját, végül pedig az OFDM modulátor fejezi be az emittálandó jel kialakítását.

interleaving+ kódolás

FEC kódoló

GT eltávolítása

RF

FFT

IFFT

GT hozzáadása

dekódolás+ deinterleaving

ablakozás

RF

FEC dekódolás

3.9. ábra. Az IEEE 802.11a adó–vev˝o struktúrája A FEC kódoló elemei: • scrambeler (generátorpolinóm: S(x) = x7 + x4 + 1), • konvolúciós kódoló (generátorpolinómok: g0 = 1338 és g1 = 1718 , így R = 1/2) és • lyukasztás.


28

Lyukasztás. Lyukasztásra 2/3-os és 3/4-es kódsebességeknél van szükség. 2/3os sebességnél a beérkez˝o biteket 6-os csoportokba osztják (x0 , x1 , x2 , x3 , x4 , x5 ), amelyekre konvolúciós kódolást alkalmazva a kimeneti bitek: A0 , B0 , A1 , B1 , A2 , B2 , A3 , B3 , A4 , B4 , A5 , B5 , s a lyukasztás eredménye pedig a A0 , B0 , A1 , A2 , B2 , A3 , A4 , B4 , A5 bitsor. 3/4-es kódsebesség esetén a forrásbiteket 8-as csoportokba osztják, majd konvolúciós kódolás alá vetik, így a A0 , B0 , A1 , B1 , A2 , B2 , A3 , B3 , A4 , B4 , A5 , B5 , A6 , B6 , A7 , B7 sorozatot kapjuk meg a kimenetén, mely a lyukasztást követ˝oen az alábbi bitsort generálja: A0 , B0 , A1 , B2 , A3 , B3 , A4 , B5 , A6 , B6 , A7 , B8 [18]. Interleaving és deinterleaving. Az interleavinget két lépcs˝os permutációval valósítják meg, ahol az els˝onél a szomszédosan kódolt biteket szórjuk szét, hogy azok ne szomszédos alviv˝okhöz legyenek rendelve. A másodiknál pedig a szomszédosan kódolt biteket többé-kevésbé szignifikáns konstellációs diagrambeli pontokhoz rendeljük. A két permutáció definíciója megegyezik a 3.4.1. fejezetben a Hyperlan/2-re vonatkozó interleavinggel és deinterleavinggel. QAM moduláció. Az adatfolyam modulációját a 3.4.1 paragrafus által leírtakkal teljes egészében megegyezik.

3.5.2. Keretstruktúra Az OFDM PPDU (Protocol Packet Data Unit) frame 3 f˝o részb˝ol áll: OFDM PLCP Preamble-b˝ol (PLCP, physical layer convergence procedure) (el˝otag), OFDM PLCP Header-b˝ol (fejléc) és Data (adat) egységb˝ol, ahogy az a 3.10 ábrán is jól látható. PLCP Header RATE 4 bit

1 lefoglalt bit

HOSSZ 12 bit

1 paritás bit

kódolt OFDM (BPSK, R=1/2) PLCP Preamble 12 szimbólum

SIGNAL 1 OFDM szimbólum

farok 6 bit

SERVICE 16 bit

PSDU

farok 6 bit

pad bitek

kódolt OFDM RATE a SIGNAL-ban jelölve DATA változó számú OFDM szombólum

3.10. ábra. Frame struktúra A Preamble 12 szimbólumot alkot, az els˝o a "short training sequence", amit tízszer megismételnek és az RF vételhez, a diversity kiválasztásához, az id˝ozítés és a frekvencia beállításához szükségesek. Ezeket követi a "long training sequence" kétszer megismételve, feladatai pedig a csatornabecslés és a frekvencia


29

finom beállítása. A long training sequence véd˝o id˝ot tartalmaz prefix jelleggel. A PLCP Header HOSSZ, RATE és SERVICE mez˝okb˝ol, valamint egy páros paritás bitb˝ol, hat "zérus" farok bitb˝ol és egy jöv˝obeni felhasználásra lefoglalt bitb˝ol áll. A header részt a SERVICE mez˝o kivételével mindig R = 1/2-es kódsebesség˝u konvolúciós kódolóval kódolják és BPSK módon modulálják. Ezt az OFDM szimbólumot SIGNAL-nak nevezik, melynek farok bitjei lehet˝ové teszik a HOSSZ és RATE mez˝ok azonnali dekódolását, hiszen azok szükségesek a következ˝o DATA rész vételi paramétereinek beállításához. A SIGNAL mez˝ot nem scramblerezik, egyébként OFDM szimbólummá való átalakításakor a korábban megismert m˝uveleteket végzik el rajta (konvolúciós kódolás, interleaving, BPSK moduláció, pilot jelek beszúrása, FFT, véd˝o id˝o prefix jelleggel a 6 Mbps-os átviteli sebességhez). A SERVICE mez˝o és a PSDU (PHY sublayer service data unit) a hat "zérus" farok bittel és pad bitekkel alkotja a csomag DATA részét, amely változó számú OFDM szombólumból állhat. A RATE mez˝ob˝ol kiszámolható az OFDM szimbólumban lév˝o bitek száma (Nszimb ), a kódsebesség (R), az alviv˝onként kódolt bitek száma (Nal ), és az OFDM szimbólumonkénti kódolt bitek száma (Nadat ). A DATA mez˝o scramblerezése után a scramblerezett 6 db farok bitet kicserélik 6 db nem scramblerezett "zérus" bitekre, amelyek a konvolúciós kódolóban beállítják a "kezd˝o állapotot". A konvolúciós kódolást követ˝oen lyukasztást hajtanak végre a bitfolyamon a megfelel˝o átviteli sebesség eléréséhez. A kapott bitsorozatot Nadat hosszúságú blokkokra bontják, melyekre interleavinget alkalmaznak. Az eredményül kapott egybefügg˝o bitfolyamot újra Nadat blokkokra bontják, és a moduláció konstellációs diagramjának megfelel˝oen komplex értékekké transzformálják. A komplex bitfolyamot 48 alviv˝onkénti részekre osztják, mindegyik rész egy OFDM szimbólumnak felel meg; s 0-tól 47-ig megszámozzák és OFDM szimbólumba helyezik o˝ ket (-26-tól -22-ig, -20-tól -8-ig, -6-tól -1-ig, 1-t˝ol 6-ig, 8-tól 20-ig, 22-t˝ol 26-ig) úgy, hogy a -21, -7, 7, és 21 alviv˝o számozások kimaradnak, mert azokon jelzési információt (pilot) visznek át. A 0-s alviv˝o a középfrekvenciát jelöli, amit nulla értékkel töltenek fel. Ezt követ˝oen inverz Fourier transzformációt hajtanak végre az id˝otartományba történ˝o átalakításhoz, majd ciklkusan véd˝o id˝ot illesztenek mindenegyes szimbólum elejére, ami a szimbólum végének másolata. Végül ablakozást hajtanak végre a hullámforma jobb kialakítása miatt, valamint létrehozzák a komplex alapsávi jelformát a megfelel˝o szimbólumok egymás mellé illesztésével, és rádió frekvenciás (RF) tartományba áthelyezik a középfrekvenciának megfelel˝oen és kisugározzák.

3.5.3. Rendszerparaméterek A 3.10. táblázat tartalmazza az átviteli típusokat és azok fizikai paramétereit [19], a 3.11. táblázat pedig az id˝ozítés értékeit. A 3.12. táblázat foglalja össze az Amerikai Egyesült Államokban el˝oirt átviteli teljesítményszinteket.


30

3.10. táblázat. IEEE 802.11a átviteli típusai és paraméterei Moduláció BPSK BPSK QPSK QPSK 16–QAM 16–QAM 64–QAM 64–QAM

R Rnevl 1/2 6 3/4 9 1/2 12 3/4 18 1/2 24 3/4 36 2/3 48 3/4 54

Nal 1 1 2 2 4 4 6 6

Nszimb 48 48 96 96 192 192 288 288

Nadat 24 36 48 72 96 144 192 216

3.11. táblázat. IEEE 802.11a id˝ozítési paraméterei Paraméterek Adatátviteli alviv˝ok száma Jelzésátviteli csatornák száma Összes alcsatornák száma N Frekvenciaosztás ∆f TF F T :IFFT/FFT periódus TP REAM BLE TSIGN AL TGT Tanító szekvencia GT hossza TGT 2 Szimbólum hossz TSY M Rövid tanító szekvencia TSHORT Hosszú tanító szekvencia TLON G

Értékek 48 4 52 0,3125 MHz (=20 MHz/64) 3,2 µsec (1/∆f ) 16 µsec (TSHORT + TLON G ) 4,0 µsec (TGT + TF F T ) 0,8 µsec(TF F T /4) 1,6 µsec(TF F T /2) 4,0 µsec (TGT + TF F T ) 8,0 µsec (10 · TF F T /4) 8,0 µsec (TGT 2 + 2 · TF F T )

3.12. táblázat. Megengedett teljesítmény szintek IEEE 802.11a-nál az USA-ban Frekvenciasáv (GHz) 5,15–5,25 5,25–5,35 5,725–5,825

Maximális kimeneti teljesítmény (mW) 40 (2,5 mW/MHz) 200 (12,5 mW/MHz) 800 (50 mW/MHz)

3.6. xDSL Az xDSL (Digital Subscriber Line) egy gy˝ujt˝ofogalom, mely négy digitális vezetékes közeghozzáférési technikát foglal magába: HDSL (High bit rate Digital

FEJEZET 3. OFDM ALKALMAZÁSOK 20 MHz

5725

31 20 MHz

5745

5765

5785

5805

5825

3.11. ábra. Spektrumkép az IEEE 802.11a rendszernél 1. 30 MHz

30 MHz

5150

5180

5200

5220

5240

5260

5280

5300

5320

3.12. ábra. Spektrumkép az IEEE 802.11a rendszernél 2. Subscriber Line), ADSL (Asymmetric Digital Subscriber Line), VDSL (Very high bit rate Digital Subscriber Line) és SDSL (Symmetric Digital Subscriber Line) [35, 36, 37, 38].

3.6.1. ADSL A leginkább ismert és elterjedt a fenti alkotóelemek közül az ADSL, amellyel aszimmetrikus jelleg˝u internet hozzáférést biztosítanak koax kábelen keresztül. Közeghozzáférésként DMT-t (Discret Multitone) alkalmaznak, ami az OFDM speciális fajtájának tekinthet˝o abban az értelemben, hogy csak valós érték˝u alapsávi ekvivalens jelet állít el˝o [31]. Az 1 MHz-es sávszélességet 256 db 4 kHz-es alcsatornára, vagy más néven tone-ra bontják downlink irányban. Uplink irányban viszont csupán 32 tone-on lehet információt továbbítani [37]. QAM modulációt használ, ami a QPSK-tól egész a 256–QAM-ig terjedhet [32]. A DMT-nél N db minta kerül az IFFT-be, amelyb˝ol N/2 tone szabadon modulálható, a többi N/2 viszont komplex konjugálttal modulált, így teljes egészében valós alapsávi jelet kapunk eredményül. Egy DMT szimbólum a követkze˝oképpen írható fel [33]: 2π 1 X (3.15) xl [n] = Xl, k · e(j· N ·k(n−TGT )) + CC, N k ha n = 0, 1, . . . , M −1, ahol l az l-dik szimbólum indexelése, N a DMT mintáinak száma, vagy másnéven a tone-ok száma, TGT a véd˝o id˝o hossza, ami ciklikus prefix jelleg˝u, a CC a komplex konjugált tone-okat jelenti, Xl, k a QAM konstellációs


32

Xl IDFT

P/S

CP hozzáadása

csatorna h[n]

w[n] Yl DFT

S/P

CP eltávolítása

3.13. ábra. DMT hozzáférés strukturális felépítése diagram k pontja, és M = N + TGT a teljes szimbólumhossz. A rendszer alapsávi kialakítását a 3.13. ábrán tekinthet˝o meg.

3.6.2. VDSL A VDSL szimmetrikus átvitelnél 14 Mbps-os sebességet biztosít, szimmetrikusnál pedig uplink irányban 4,8 Mbps-t, downlink irányban 26 Mbps-t. Alapvet˝oen FDD jelleg˝u, tehát külön frekvenciasávokban történik az uplink és downlink adatátvitel [34]. A 3.14. ábra a VDSL fizikai rétegének funkcionális blokkvázlatát jeleníti meg [36]. A kódoló N db komplex Zi értéket generál, ahol i = 0, 1, 2, . . . , N − 1, és N a maximális alcsatornaszám, amlyre érvényes N = 256 · 2n , ahol n = 2, 3, 4. Azonban ahhoz, hogy valós érték˝u xk id˝otartománybeli értékeket kapjunk, a Zi 0 vektorból Zi hermitikus vektort kell képezni az alábbiak szerint [36]: 0 Zi = Zi ; i = 0, 1, . . . , N − 1 esetén és 0 Zi = conj(Z2N −i ); ha i = 0, 1, . . . , 2N − 1 és 0 Zi = 0; ha i = N . 0 A Zi értékeket IDFT segítségével transzformálják id˝otartományba: xk =

2N −1 X

0

Zi · ej·

2πk·i 2N

,

(3.16)

i=0

ahol k = 0, 1, . . . , 2N − 1. Véd˝o id˝o. A véd˝o id˝ot ciklikus kiterjesztéssel állítják el˝o, amelynek a kialakítását a 3.15. ábra szemlélteti. A véd˝o id˝o el˝otagból és utótagból áll, amelynél β átlapolódási tartomány van jelen. β = 16 · 2n , ahol n = 2, 3, 4 az alkalmazott modulációtól függ˝oen. A teljes védelmi tartomány GT = GT1 + GT2 − β nagyságú, ahol GT = m · 2m+1 kifejezésnek érvényesnek kell lennie, amelyben m egy egész


33

bemeneti framek

kimeneti framek

adat dekódoló

adat kódoló

Demoduláció

Moduláció OFDM moduláció

OFDM demoduláció

ciklikus kiterjesztés ciklikus kiterjesztés leválasztása

ablakozás

hibrid

3.14. ábra. VDSL blokkvázlata

GT1

GT2

k. szimbólum

b

2N minta

2N+GT1 +GT2- b

minta

3.15. ábra. Véd˝o id˝o felépítése VDSL-nél

b


34

3.13. táblázat. Véd˝o id˝o hosszak beállítása 4 kHz-es szimbólumsebességnél Alviv˝ok száma N 256 512 1024 2048 4096

Véd˝o id˝o hossza (minta) 40 80 160 320 640

szám. A szimbólumsebességet a következ˝o egyenlet adja meg: fs =

2 · N · ∆f , 2 · N + GT1 + GT2 − β

(3.17)

ahol ∆f = 4, 3125 kHz. Ha 4 kHz-es szimbólumsebességet szeretnénk elérni, akkor a 3.13. táblázat rendszerparaméterket kell beállítanunk. Moduláció. A modulációnál BPSK, QPSK, 16–QAM, 32–QAM, 64–QAM, 128– QAM és 256–QAM típusok közül választanak. El˝ozetes jelfeldolgozás. Még a moduláció el˝ott az átvitel min˝oségét javító m˝uveleteket végeznek el a jelen. A sramblerezés egy generátorpolinóm segítségével írható le: x(n) = m(n) + x(n − 18) + x(n − 23), ahol m(n) az üzenet bit az n-dik id˝opillanatban. Az adatfolyamot oktetekre bontva scramblerezik, amit a legkisebb helyiérték˝u bittel kezdenek. FEC kódoláshoz Reed–Solomon blokk-kódolót alkalmaznak, amelynél a (R, K): (144, 128) és (240, 224) paraméterérték˝u kódolót támogatják. Az R paraméter a kód hoszszát adja meg, a K értéke az üzenetegység hossza, amelyre a hibajavító kódolást elvégzik, s a két érték különbsége adja meg, hogy hány darab véletlenszer˝u hibát képes kijavítani. Az interleaving a burst-ös hibák szétszórására szolgál, amit konvolúciós jelleggel valósítanak meg, és a kialakítása a 3.16. ábrán mutattam be. Az interleaver hossza I, mélysége D, míg a késleletetés ∆I = (D − 1) · j, ahol j = 0, 1, 2, . . . , I − 1. Mivel az interleavinget a FEC kódolás után hajtják végre, ezért R-nek oszthatónak kell lennie I-vel.

3.7. Összegzés A fenti fejezet részletesen bemutatta a széles palettán mozgó alkalmazásait az OFDM közeghozzáférési technikának. Szó volt m˝usorszórásról, vezetknélküli

FEJEZET 3. OFDM ALKALMAZÁSOK 0

0

1

M

2

M

M

M

3

M

M

M

4

M

M

M

35 M

M

M

0

M

M

M

1

M

bemenet

kimenet csatorna

M

I-1

M

M

M

M

M

I-4

M

M

I-3

M

I-2

0

I-1

3.16. ábra. A konvolúciós interleaver felépítése ATM és LAN rensdzerekr˝ol, valamint vezetékes internethozzáférésr˝ol. Az így szerzett ismeretek hozzájárulnak ahhoz, hogy az OFDM technikát más új rendszerek megvalósításánál is lehetséges fizikai hozzáférési módszerként megvizsgáljuk és kifejlesszük.

4. fejezet Jöv˝obeni alkalmazási lehet˝oségek A korábbi fejezetek részletesen bemutatták az OFDM-nek a gyakorlatban is kidolgozott megvalósításait és azok m˝uködését. Napjainkban, s a jöv˝oben is várhatóan egyre csak növekedni fognak a felhasználók szolgáltatási igényei, amelyek nemcsak új tartalomszolgáltatásokat foglalnak magukba, hanem az átvitel gyorsaságának növekedését is. Ennek legegyszer˝ubb eszköze az átvitelhez biztosított sávszélesség növelése. Mivel azonban a frekvenciasáv korlátosan áll az emberiség rendelkezése, ezért takarékoskodnunk kell vele. Azonos sávszélesség mellett a jel spektrumának átlapolódásával több információt lehet átküldeni, ha eltekintünk a fels˝obb rétegbeli protokoll információ-tömörítési eljárásoktól. Az 2.1. fejezetben az OFDM technika leírása alapján kit˝untik, hogy azonos sávszélességen akár kétszer akkora mennyiség˝u adat átvitelét is biztosítani tudja a rendszer. Ha az alviv˝ok között fennáll az ortogonalitás, akkor a jel tökéletesen visszaállítható, eltekintve a csatorna hatásaitól [12].

4.1. Power Line Telecommunication A vezetéknélküli távközlési hálózatokon túl az xDSL mellett más vezetékes hozzáférés is jelent˝os szerepet játszik. Mivel egy új rendszer kialakításához lefektetend˝o kábelhálózat rendkívül költséges, és nem garantált, hogy megvalósítása után megtérül a befektetett t˝oke, ezért olyan technológiák alkalmazását próbálják kifejleszteni, amelyek már meglév˝o kábelhálózatokra épülnek. Napjainkban szinte minden háztartásba bevezetik a villanyt, így magától kínálkozik a lehet˝oség, hogy az 50 Hz-es villamos elosztó hálózatot nem csupán áramszolgáltatásra, hanem távközlési célokra is felhasználjuk [22, 28]. A PLT szabványosítása az 1999-ben elindított projekt keretén belül történik, melyet a CENELEC és az ETSI közösen végez. A cél olyan szabványok kidolgozása, melyek biztosítják a megfelel˝o min˝oség˝u hang- és adatátviteli szolgáltatásokat a villamos elosztó hálózaton keresztül. 36

˝ ˝ FEJEZET 4. JÖVOBENI ALKALMAZÁSI LEHETOSÉGEK

37

A legf˝obb problémát az okozza, hogy a villamos elosztó hálózatot eredetileg nem információátvitelre tervezték, s így az átviteli közeg sajtátosságaival meg kell küzdeni. A csatorna nem csak fadinghatásokkal terhelt, de impulzusszer˝u zajokkal is rontja az átvitel min˝oségét. Ez a típusú kábelhálózat nyitott közegnek tekinthet˝o, az azonos elosztó alhálózatban m˝uköd˝o PLT rendszerek nem szeparálhatók el egymástól, minden esetben hatással vannak egymás m˝uködésére. Továbbá az sem elhanyagolható, hogy elektromágneses hatások szempontjából ilyen nyílt továbbítás esetén a rádiós interfészen keresztüli információátviteli rendszerekkel, mint például DAB-val, DVB-vel, vagy amat˝or rádiósokkal kölcsönösen zavarforrásként jelennek meg egymás számára. A fenti szempontokat figyelembe véve tehát olyan technika kialakítása szükséges, amely nem okoz kompatibilitási problémákat a már m˝uköd˝o más rendszerekkel, ugyanakkor képes más interferáló jelek zavaró hatásainak kiküszöbölésére [27]. A csatorna fadinghatásait az okozza, hogy annak impedanciája id˝or˝ol–id˝ore változik, s ezáltal a jel teljesítményszintje is folyamatosan módosul. Mivel az adat átviteli frekvenciájához tartozó hullámhossz közel azonos az elosztó hálózat hoszszával, valamint számos csatolás található a hálózatban, ezért többutas terjedés lép fel. Az additív zajnak három komponense van: a fehér Gauss zaj, a keskenysávú zaj és az impulzusszer˝u zaj. A keskenysávú zaj többnyire m˝usorszóró állomások jeleivel kapcsolatban figyelhet˝o meg, melynél a háttérzaj nagysága túllépi a 40 dB-t. A zaj kiküszöbölése miatt célszer˝u elkerülni azokat a frekvenciasávokat, melyekben ezek a nagyteljesítmény˝u m˝usorszóró rendszerek üzemelnek. Az impulzuszer˝u zajok általában nem iktathatók ki, mert azokat a villamos hálózathoz közvetlenül kapcsolódó transzformátorok, nagy ipari és háztartási kisgépek motorjai okozzák. A hálózat elosztott jelleg˝u, ezért többszörös közeghozzáférési technika használata indokolt. Információátvitel szempontjából a földi cellás mobil távközléshez hasonlítható oly módon, hogy itt is egy BS (bázisállomás) irányítja az információ átvitelét. Ennek következtében downlink és uplink irányú átvitel megvalósítását szükséges biztosítani. Mind a downlink, mind az uplink irányú továbbítás m˝usorszórásnak felel meg, a küldött jelet minden felhasználó venni tudja. Az átviteli közeg fentebb leírt tulajdonságai miatt három közeghozzáférési technika alkalmazása lehetséges, a DS–CDMA (Direct Sequence Code Division Multiple Access), az MC–CDMA (Multi–Carrier Code Division Multiple Access) és az OFDM. Ez a három technika az, amely képes leküzdeni a csatorna káros hatásait. Az utóbbi néhány hónapban számos kutatást végeztek az alkalmazási technikák javítása végett, amikb˝ol ízelít˝ot adnak a [28, 23] cikkek. A továbbiakban az MC–CDMA felépítésével és m˝uködésével foglalkozom.

˝ ˝ FEJEZET 4. JÖVOBENI ALKALMAZÁSI LEHETOSÉGEK cm[0]

Adó

am[k ]

kódoló

cos(2pf t ) c

å

másoló cm[1]

cm[ N - 1]

38

sm (t )

cos(2pf t + 2pFt / T ) c b

cos(2pf t + 2pF ( N - 1)t / T ) c b

Csatorna

h(t , t )

n(t ) cm[0]

Vevõ

2 / T × cos(2pf t ) b c

d 0,0 d 0,1

dekódoló

v0

å

másoló cm[1] d 0, N - 1

cm[ N - 1]

r (t )

2 / T × cos(2pf t + 2pFt / T ) b c b

2 / T × cos(2pf t + 2pF ( N - 1)t / T ) b c b

4.1. ábra. Az MC–CDMA rendszer felépítése

4.1.1. MultiCarrier Code Division Multiple Access Több el˝ofizet˝o egyidej˝u kiszolgálását biztosítja az MC–CDMA (Multi–Carrier Code Division Multiple Access) technika, amit az OFDM és a CDMA ötvözésével alakítottak ki azzal a céllal, hogy a két technika el˝onyeit ötvözzék hátrányaik kiküszöbölésével [13, 25, 26]. A rendszer átviteli modelljét a 4.1. ábra mutatja be. Az MC–CDMA-nál az adatszimbólumokat összetett keskenysávú alviv˝okön keresztül továbbítják. Az alviv˝oket a CDMA-nál használt kiterjeszt˝o kódnak (Gold, Walsh–Hadamard, P N kódok) megfelel˝oen 0 vagy π fázis ofszettel kódolták [30]. A különféle kiterjeszt˝o kódok leírását a E Függelék tartalmazza. Az egyes alviv˝ok 1/Ts távolságra találhatók egymástól, ahol a Ts a szimbólum hoszszúsága. Az alviv˝ok ortogonálisak egymásra, ami fenntartható, ha az egyes alviv˝ok közötti frekvenciaosztás F/Ts , ahol F egész szám. Az alviv˝ok közötti elvileg elérhet˝o legkisebb távolság F = 1-nél valósul meg, ahol a jelstruktúra azonos az OFDM-ével, de az alviv˝ok alkalmazásának módja a két rendszernél gyökeresen eltér egymástól. Az MC-CDMA-nál a csatorna aktuális értékét˝ol függ˝oen is meg lehet választani az F paraméter értékét, hogy a frekvencia diverziti megvalósítható legyen. Ennek megfelel˝oen a kiterjeszt˝o kód hosszúságát nem kell feltétlenül nagyra választani, ha az F paraméter elég nagy ahhoz, hogy a frekvencia diverzitit folyamatosan biztosítani lehessen. A diverzitinél a mobil vétel helyén két vagy több független (korrelálatlan) fadinggel terhelt jelet felhasználva


39

(kombinálva) lehet csökkenteni annak az esélyét, hogy az ered˝o (kombinált) jel szintje egy küszöbérték alatt maradjon. Frekvencia diverziti: a koherencia sávszélességnél nagyobb frekvencia távolságban az adás és a vétel megismétlése [17]. A adóba érkez˝o jelsorozatnál a k a k-adik bit intervallumot, az m pedig az m-edik felhasználót jelöli, s az értéke +1, vagy -1. A kiterjeszt˝o kód hosszúsága N , ekkor az alviv˝ok száma is N , hiszen a kett˝onek meg kell egyeznie. A jelsorozat minden egyes bitjér˝ol N − 1 darab másolatot készít a rendszer, így N -szer lesz meg minden egyes bit. Ezeket az N hosszúságú kód egy-egy bitjével beszorozva kialakul a kívánt fázishelyzet, majd BPSK modulációval az alapsávi frekvenciaspektrum, ahol a szomszédos alviv˝ok távolsága F/Ts . Ha F = 1, akkor IFFT m˝uvelettel meg lehet valósítani az alapsávi spektrumot. Az egyes ágak jeleit összegzik, majd viv˝ofrekvenciára ültetve a jelsorozatot kisugározzák a rádiós interfészen keresztül [12]. Az m-edik felhasználó által kisugárzott k-adik bit a következ˝oképpen írható fel: sm (t) =

N −1 X i=0

cm [i] · am [k] · cos(2πfc t + 2πi

F t) · pTs (t − k · Ts ), Ts

(4.1)

ahol cm [i] ∈ {−1, +1}, valamint a pTs egységnyi amplitúdójú jel, amelynek értéke egy a [0, Ts ] id˝ointervallumban. A cm [0], cm [1],. . . , cm [N − 1] az m-dik felhasználó kiterjeszt˝o kódjának az egyes chipjeit reprezentálja. Ez a modulációs technika többszörös hozzáférés˝u abban az értelemben, hogy minden felhasználó ugyanazokat az alviv˝oket használja, csak más kiterjeszt˝o kóddal, amely ortogonális az összes többi felhasználó kódjára. A rendszerben kétszeres ortogonalitás jelenik meg, hiszen nem csupán az alviv˝ok ortogonálisak egymásra, hanem az egyes felhasználók kódjai is. Számítógépes szimulációk sorát végzik el a világ minden táján dolgozó kutatók, melyekb˝ol néhány eredményt a [22, 23, 28] írások mutatnak be.

4.2. 4. generációs mobil távközlés A mobil kommunikáció területén az egyes generációk között körülbelül 10 éves periódicitás figyelhet˝o meg. Európában a 2. generációs mobil távközlés kutatása az 1980-as években kezd˝odött meg, és általános használatba az 1990-es évek elején került. Szinte vele azonos id˝oben már megkezdték a lépeseket a 3. generáció felé, amit Japánban már bevezettek. A 2001-es évben már számos nemzetközi konferenciát a 4. generáció jegyében rendeztek meg, ilyen volt például a 6th International OFDM – Workshop 2001 [13]. A 2. generációnál, a GSM-nél (Global System of Mobile Communication) még csak arra törekedtek, hogy a telefonszolgáltatást a korábbi analógról áttérve digitális formában valósítsanak meg nem rosszabb min˝oségi követelmények mellett, valamint ISDN (Integrated Services Digital Network) jelleg˝u adathozzáférést


40

és SMS (Short Message Service) üzenetküldést. Ezen el˝oírások nem kívántak rendkívül nagy sávszélességet, s a FDMA–TDMA (Frequency Division Multiple Access–Time Division Multiple Access) rendszerben, ahol az id˝okeret (egy csatorna) egyes id˝oréseit osztják ki a felhasználóknak, az egy csatornához tartozó sávszélesség 200 kHz. A beszéd átviteli sebessége 13 kbit/sec [16], bár a szabvány elkészülte óta a beszédtömörítésben elért kutatásoknak köszönhet˝oen alacsonyabb átviteli sebességgel ugyanakkora mennyiség˝u beszédinformáció átvitele biztosítható. A kés˝obbiekben a felhasználók részér˝ol egyre inkább felmerült az igény, hogy olyan mobil átvitelt kellene létrehozni, amelyben már multimédiás információátvitelt is meg lehet valósítani [12]. A szabványos maximális átviteli sebesség 2 Mbit/sec-ban lett megadva a 3. generációnál, amit csak beltéri kommunikáció esetén lehet elérni, valamint ilyen nagy átviteli sebesség˝u csatornát csak kevés számban lehet kiosztani egy cellában (max. 1-2). Az er˝oforrások véges volta miatt az átlagos átviteli sebesség 144384 kbit/sec körüli. Az ehhez szükséges követelményeket a TDMA-val azonban már nem lehet megoldani, így más módszert kellett keresni. A feladatot a szélessávú szórt spektrumú WCDMA (Wideband Code Division Multiple Access) modulációs technikával fogják megvalósítani Európában az UMTS, Japánban a Core-A, az Amerikai Egyesült Államokban cdma2000, és Koreában a TTA I. és a TTA II. rendszer sémák alapján [10]. A szórt spektrumú kommunikációnál a nagy sávszélességet ('5 MHz) az el˝ofizet˝ok egyidej˝uleg használják, o˝ ket ortogonális kódok különböztetik meg egymástól, pl. Walsh-Hadamard kódok, PN-kódok, Gold kódok. A mobil rendszerek eddigi fejl˝odési fázisait szemlélteti a 4.2. ábra, amely az NTT DoCoMo cég kutatóinak munkája alapján készült [29]. Összehasonlításképp

'80-as évek kezdeti állapot

'90-es évek fejlõdési állapot

analóg

digitális

AMPS,NMT,NTT

GSM,PDC,IS-95

(1.generáció)

(2.generáció)

mobil adat

<300bps

PSTN adat

28,8kbps

9,6-64kbps (csomagok)

64kbps

XXI. szd.

terjeszkedési állapot

kiteljesedési állapot

4. generáció

IMT-2000 (3. generáció)

64k-384kbps 2Mbps (beltéri)

2Mbps 20Mbps (legjobb beltéri esetben)

~1Mbps (általában)

~20Mbps?

4.2. ábra. Mobil rendszerek fejl˝odésének állomásai láthatóak a vezetékes távközlés (PSTN) átviteli sebességének értékei az egyes ge-


41

nerációk alapján. Az korábbi mobil távközlési generációknál jóval magasabb viv˝ofrekvencián fog megvalósulni az átvitel, valószín˝uleg 3 GHz és 8 GHz között, valamint 60 GHz körül, ami már az egyes készülékek kifejlesztésénél is szigorúbb technikai követelményeket támaszt. A távolabbi jöv˝ore vonatkozóan már most azon gondolkodik a távközlési világ, hogy még nagyobb, akár 34 Mbit/sec-os átviteli sebességet biztosító hálózatot kellene majd néhány évtized múlva kialakítani a 4. generációnál a mozgó terminálok számára, a fix kiépítés˝ueknél pedig 100 Mbit/sec-ot szeretnének elérni. Ilyen kimagaslóan nagy átviteli sebesség elérése csak sok-sok adatszimbólum egyidej˝u párhuzamos átvitelével oldható meg. Ezt az alapkövetelményt az OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulációs technika meg tudja valósítani, amely már a 3. generáció fizikai rétegének a kiválasztásánál is felmerült. Az ideális megoldás kialakításához megkezd˝odtek a kutatások, s az OFDM technikát már meglév˝oekkel, CDMA-val, TDMA-val vagy FDMA-val próbálják meg ötvözni. A jelenlegi elméleti vizsgálódások alapján lehetséges, hogy TDD (Time Division Duplexing) jelleggel fogják kialakítani az új rendszert, amelynél az uplink (mobil terminál−→bázisállomás) és a downlink (bázisállomás−→mobil terminál) külön id˝orésekben használja ugyanazt a csatornát. Egyre inkább aszimmetrikus átvitelre van szükség uplink–downlink irányban, aminek a kialakítását kiválóan támogatja a TDD. Ennél a módozatnál nem szükséges a mobil terminálba bonyolult kiegyenlít˝oket építeni, mert a bázisállomástól el˝otorzítással (csatorna hatásának kiküszöbölésére a vev˝oben) lehet az információt továbbítani. Ha TDD jelleg˝u megosztás van az uplink és a downlink között, tehát külön id˝okeretekben adhat mind a mobil terminál, mind a bázisállomás, akkor meg lehet azt is valósítani, hogy különböz˝o fizikai rétegeket használnak ezeknél. Jobban lehet alkalmazkodni az uplink és a downlink átvitelek által támasztott igényekhez. A [14] tanulmány már egy lehetséges rendszerspecifikációt ír le a 4G rádiós interfészére, melynek pontos paramétereit a 4.1. táblázat tartalmazza.


4.1. táblázat. Javaslat a 4. generációs rádiós interfész paramétereire Paraméterek Sávszélesség Maximális késleltetés Koherencia sávszélesség Viv˝ofrekvencia Maximális mozgási sebesség Maximális Doppler csúszás OFDM szimbólum hossza Véd˝o id˝o hossza Teljes szimbólum hossz FFT méret Alviv˝ok száma N Frekvenciaosztás ∆f Modulációs technika Átviteli sebesség

Értékek 20 MHz 5 µsec 200 kHz 5,5 GHz 200 km/h 1 kHz Ts = 51, 2 µsec TGT = 6, 4 µsec T = 57, 6 µsec 1024 960 19,531 kHz 16–QAM, 16–DAPSK 33,3 Mbit/sec

42

5. fejezet Alcsatorna kiosztás Az OFDM közeghozzáférési technikánál az információátvitel egymással párhuzamos alcsatornákon valósul meg. „Egyfelhasználós” rendszernél, mint például a DAB-nál nincs szükség a rendelkezésre álló alviv˝oknek a felhasználók közötti szétosztására, hiszen az átvitel lényegében downlink irányú. A szolgáltatásra el˝ofizet˝ok nem sugároznak visszafelé (uplink irányban) információt a szolgáltatónak. Többfelhasználós rendszereknél, mint például a jöv˝oben megvalósuló 4. generációnál azonban a rendszerben rendelkezésre álló alcsatornákat szét kell válogatni az egyes felhasználók között, hogy azok egyidej˝uleg használhassák a hálózatot [12]. Az alcsatornák szétosztása statikus és dinamikus módokon történhet, az el˝obbinél a felhasználók az általuk kezdeményezett kommunikációt végig az el˝ore lerögzített alcsatornákon folytathatják. Dinamikus megoldásnál lehet˝oség nyílik arra, hogy az el˝ofizet˝o az átvitel során változtassa a kommunikációhoz használt alviv˝oket a mobil csatorna átviteli paramétereinek függvényében [20], valamint adaptív moduláció [24, 42] megvalósítása is biztosítható. Adaptív moduláció folyamán a rádiós interfész min˝oségének megfelel˝oen átviteli csomagonként váltani lehet a BPSK, QPSK és M–QAM modulációk között. Jelent˝osége abban áll, ha nagyon jó jel-zaj viszonnyal rendelkezik a csatorna (SNR>20 dB), akkor célszer˝u BPSK modulációról QPSK-ra, vagy magasabb M–QAM-re váltani, hiszen azok több információ átvitelt valósítanak meg szimbólumonként. Mindvégig azzal a feltételezzéssel élek, hogy a hálózatot egy bázis állomás (BS) irányítja, amelyhez a felhasználók (MT-k) csatlakoznak. Az alcsatornák kiosztását ennek megfelel˝oen a BS vezérli. Az el˝ofizet˝o hálózathoz történ˝o csatlakozásai szándékát CSMA / CA (Carrier Sense Multiple Access / Collision Avoidance) módon jelenti a BS felé, ami kiosztja számára a megfelel˝o alviv˝oket, azokról a BCH (Broadcast Channel) csatornán keresztül értesíti a felhasználót.

43

FEJEZET 5. ALCSATORNA KIOSZTÁS

44

5.1. Statikus kiosztás A vizsgálat során feltesszük, hogy Nuser felhasználó továbbít információkat a rendszeren keresztül, s ekkor az N darab alviv˝ot egyenletesen szétosztjuk, így mindegyik felhasználó pontosan N/Nuser darab alcsatornát kap. Ez a kiosztás akkor alkalmazható hatékonyan, ha viszonylag kevés és el˝ore rögzített számú felhasználónk van. Statikus kiosztás esetén több megoldási lehet˝oség kínálkozik, melyek közül két típussal foglalkozom. Az egyiknél a vezérl˝o bázis állomás a rendelkezésre álló egymás melletti alviv˝oket sorfolytonosan osztja ki, a másik módszernél pedig interleaving jelleg˝u szórást alkalmaz az egy el˝ofizet˝ohöz tartozó alviv˝oknél. Mindkét módnál érvényes, hogy egy adott kezdeményezés˝u átvitelnél a moduláció típusa el˝ore rögzített, az nem változtatható az összeköttetés során, tehát nem valósít meg adaptív modulációt, ami a csatorna min˝oségét figyelembe véve az optimális kihasználtsághoz a legjobban közelít. A vizsgált típusok frekvenciatartománybeli kialakítását az 5.1. ábra jeleníti meg. OFDM-FDMA

OFDM-InterleavedFDMA idõ

idõ

n. alvivõ

n. alvivõ

5.1. ábra. Statikus alcsatorna kiosztás frekvencia–id˝o függvényei

5.1.1. Folytonos alviv˝o kiosztás (OFDM–FDMA) A bázis állomás (BS) a szabad alcsatornák közül folyamatosan, az egymás mellett lév˝o alviv˝okb˝ol utal ki a felhasználóknak; ennek el˝onyei és hátrányai vannak. A BS-nél nincs szükség bonyolult mérési és számítási kapacitásra, hiszen nem veszi figyelembe a rádiós csatorna átviteli tulajdonságait, hogy azokból a legjobb átviteli képességekkel rendelkez˝oket bocsássa a felhasználó rendelkezésére. A rendszer nem végez csatorna monitorozást, ami er˝oforrás megtakarítást eredményez. Ugyanakkor ami bizonyos szempontból el˝onyként mutatkozik meg, egyidej˝uleg hátrányt is jelent. Nincs tekintettel az alcsatornák átviteli képességére, így nagyobb valószín˝uséggel alakulhat ki olyan eset, amikor éppen azokat az alviv˝oket osztja ki, amelyek lapos fadinggel (ld. 5.3.1.) és nagy zajjal terheltek. Ennek következtében teljes burst-ök (átviteli információs csomagok) sérülhetnek meg olyan mértékben, hogy az adategység gyakorlatilag detektálhatatlanná válik.


45

5.1.2. Interleaving kiosztás (OFDM–InterleavedFDMA) Az interleaving jelleg˝u kiosztás el˝orelépést jelent az el˝oz˝o módszerhez képest, mert az egy szimbólumhoz tartozó biteket szétszórja egymástól távoli alcsatornákra. Így fading hatására nem teljes szimbólumok sérülnek meg, és válnak visszaállíthatatlanná, egy adott szimbólumnak csak néhány bitje sérül meg, ami megfelel˝oen beépített FEC hibajavító kódolással korrigálható.

5.2. Dinamikus kiosztás Ha a csatorna id˝oben változik, akkor az a felhasználók számára id˝or˝ol-id˝ore más min˝oség˝u. Az egyik pillanatban még kiemelked˝oen magas jel-zaj viszonyt jelez, míg a következ˝o pillanatban már mély leszívást tartalmaz. Többfelhasználós rendszerben ha az egyik felhasználó számára az egyik alcsatorna mély fadinges, a másik számára még nem biztos, hogy ugyanúgy rossz. Meglehet˝osen szerencsétlen az az eset, amikor egy alviv˝o az összes felhasználó számára mély leszívást tartalmaz, hiszen a fading paraméterek a különböz˝o felhasználókra egymástól kölcsönösen független valószín˝oségi változók [43]. Az adaptív alviv˝ohozzárendelés alapját az aktuális csatorna paraméterek ismerete képezi. Ez jobb alcsatorna kihasználtságot eredményez, hiszen egy alviv˝o csak akkor marad kihasználatlan, ha az minden el˝ofizet˝o számára rossz min˝oség˝u. Ha a csatorna id˝oben változik, és a felhasználók folyamatosan hol belépnek, hol kilépnek a rendszerb˝ol, akkor állandóan szükség van az alviv˝okiosztás frissítésére. A frissítési periódusnak elég kicsinek kell lennie ahhoz, hogy kövesse a csatorna változásait, viszont elég nagynak kell lennie ahhoz, hogy becslést lehessen alkalmazni. Mindezek alapján a csatorna min˝oségének becslése az el˝oz˝o átvitt csomag alapján történik. A módszer jól alkalmazható, ha a csatorna lassan változik, például bels˝otéri lassú mozgás esetén. Feltételezzük, hogy minden felhasználóra a bázis állomás tökéletes csatorna információkkal rendelkezik minden pillanatban, továbbá tökéletes a szinkronizáció az egész rendszerben.

5.2.1. Modell Az átviteli rendszer blokkdiagramját a 5.2. ábra szemlélteti, mely downlink iránybeli átvitelt valósít meg [41]. Ennél a többfelhasználós adaptív rendszernél minden felhasználó minden id˝orésben kommunikációt folytat. A hálózatban K darab felhasználó van, ahol a k. felhasználó adatsebessége Rk bit/OFDM szimbólum. Minden alviv˝o sávszélessége Balcsat lényegesen kisebb, mint a csatorna koherencia sávszélessége Bc . Az adóban K felhasználó soros bitfolyamát az alviv˝o kiosztás és bit allokációs blokkba vezetik, ami a különböz˝o felhasználók bitjeit különböz˝o alviv˝okhöz rendeli hozzá. A csatorna becslés alapján az adó, jelen esetben a bázis állomás, az egyes alviv˝okre alkalmazza a kombinált alviv˝o

FEJEZET 5. ALCSATORNA KIOSZTÁS kombinált alvivõ kiosztás és bit allokáció 1. felhasználó, R1 adatsebesség 2. felhasználó, R2 adatsebesség

46 uplink átvitel alapján csatorna becslés

1. adaptív modulátor alvivõ kiosztás és bit allokáció

k. felhasználó, Rk adatsebesség

2. adaptív modulátor

IFFT

N. adaptív modulátor

k. felhasználó csatornája

1. adaptív demodulátor k. felhasználó, Rk adatsebesség

k. felhasználó bitjeinek kibontása

2. adaptív demodulátor

védõ idõ hozzáadása

FFT

védõ idõ eltávolítása

N. adaptív demodulátor

bit és alvivõ allokációs információk (jelzésátvitel)

5.2. ábra. Dinamikus alcsatornakiosztás blokkvázlata kiosztási és bit allokációs algoritmust, hogy a felhasználókhoz hozzárendelje az OFDM szimbólumonkénti bitek számát. Az algoritmus [41] fontos paramétere a ck, n , mely a k. felhasználónak az n. alcsatornára jutó bitjeinek száma, ahol ck, n ∈ D = {0, 1, . . . , M } (M az egy OFDM szimbólumra jutó információs bitek maximális száma, amit egy alcsatornán lehet továbbítani). Egy alviv˝ot csak egy el˝ofizet˝o használhat, tehát ∀n − re ha ck0 , n 6= 0, akkor ck, n = 0 ∀k 6= k 0 re. A modulátor komplex kimeneti értékeit IFFT segítségével id˝otartományba transzformáljuk. A véd˝o id˝o, amely nem hordoz hasznos információt, szolgál az interferenciák és a csatorna késleltetés degeneratív hatásainak kiküszöbölésére. A vételi oldalon a véd˝o id˝o eltávolítása után FFT-vel alakítjuk vissza a k. felhasználó id˝otartománybeli jelfolyamát modulált szimbólumokká. A hasznos jelöszszetev˝ok mellett bit és alviv˝o allokációs információkat is továbbítunk a csatornán, többnyire jelzésátvitellel, ami a demodulátor konfigurálásához nélkülözhetetlen. Id˝oben változó fadinges csatornában az egyes alcsatornák átviteléhez különböz˝o amplitúdó tartozik, ahol αk, n jelöli a k. felhasználónak az n. alviv˝ore vonatkozó értékét koherens detektálást feltételezve. A csatorna egyoldalas teljesítménys˝ur˝usége N0 minden el˝ofizet˝o számára. fk (c) jelöli a kívánt vételi teljesítményt egy alviv˝ore vonatkoztatva ahhoz, hogy c bit/szimbólumot lehessen venni, ha a csatorna amplitúdója egységnyi. A függvény értéke függ k-tól, ami lehet˝oséget biztosít különféle QoS szolgáltatások kialakítására. Az n. alviv˝ore, k. felhasználóra


47

vonatkozó adóteljesítmény: Pk, n =

fk (ck, n ) . 2 αk, n

(5.1)

Az optimális megoldás eléréséhez a (5.1) egyenletet ck, n szerint minimalizálni kell, N X K X 1 · fk (ck, n ), PT = min ck, n α2 n=1 k=1 k, n

(5.2)

P 0 ahol ∀k ∈ {1, 2, . . . , K}-ra Rk = N n=1 ck, n és ha ∃k , amelyre ck0 , n 6= 0, akkor ck, n = 0 ∀n ∈ 1, , . . . , N -re. A bit allokáció csak egy adott f (c)-re ad optimális megoldást, más modulációhoz más f (c) tartozik. Többfelhasználós rendszerben nem lehet tökéletesen optimális eredményre jutni, hiszen több felhasználó nem osztozhat egy alviv˝on. Az algoritmus m˝uködése: • inicializálás: ∀n-re cn = 0 és ∆Pn = (f (1) − f (0))/αn2 • iteráció: R-szer ismételve n ˆ = arg min ∆Pn , n

cnˆ = cnˆ + 1 és ∆Pnˆ = (f (cnˆ + 1) − f (cnˆ ))/αn2ˆ . • vége: {cn }N o bitfoglalási eredmény. n=1 , a végs˝

5.3. Rádiós csatorna Mobil telefon használata közben mindenki tapasztalhatta, hogy id˝or˝ol-id˝ore hirtelen elromlik a beszéd min˝osége, ami digitális kommunikációs rendszerekben megnövekedett bit hiba arányt jelent, majd az váratlanul helyreáll. Ez a jelenség némely esetben minden helyzetváltoztatás nélkül következik be [39]. A csatorna több terjedési úttal rendelkezik, melyek fix késleltetéssel τi -vel rendelkeznek egy szimbólum id˝otartamára vonatkozóan, ahol i = 1, . . . , z. A csatorna impulzus válaszát így egy kétváltozós függvénnyel írhatjuk le, ahol τi a többutas terjedésb˝ol származó késleltetést adja meg egy fix t megfigyelési id˝opillanatban, t pedig a csatorna paraméterek különböz˝o mozgásokból ered˝o változásait reprezentálja


48

egy késleltetési pontban. Tehát a függvény megadja, hogy egy t megfigyelési id˝opontban a csatorna milyen súllyal emlékezik a bemen˝o jel (t − τi ) id˝opillanatban felvett értékére. A mobil rádiós csatorna általános leírását biztosítják a Bello–függvények, melyek definíciói [17]: Z +∞ H(f, t) = h(τ, t)e−j2πf τ dτ, −∞

Z

+∞

U (τ, ν) = −∞

Z

+∞

h(τ, t)e−j2πνt dt, Z

+∞

D(f, ν) = −∞

h(τ, t)e−j2πf τ · e−j2πf τ dt dτ,

(5.3)

−∞

ahol az egyes függvények értelmezése a következ˝o: h(τ, t) id˝ovariáns súlyfüggvény, H(f, t) id˝ovariáns átviteli függvény, mely megadja, hogy a t id˝opillanatban milyen súlyozással viszi át a rendszer a e−j2πf t típusú periódikus összetev˝oket, U (τ, ν) késleltetés–Doppler-szórás függvény, ami megadja, hogy késleltetés és Doppler-szórás mentén a bemeneti jel milyen súlyozással vesz részt a kimeneti jel el˝oállításában, D(f, ν) kimeneti Doppler-szórás, a kimen˝o jel spektrumát állítja el˝o, amely nem csupán az f frekvenciától függ, de fontos tényez˝oként lép még fel a ν Dopplercsúszás, melynek maximális értéke fD =

f0 · v , c

(5.4)

ahol f0 a viv˝ofrekvencia, v a mobil terminál sebessége és c a fénysebesség. Az egyes Bello–függvények közötti kapcsolatot a 5.3. ábra mutatja be, ahol F a Fourier transzformációt jelenti, F −1 pedig annak inverzét.

5.3.1. Fading Ideális körülmények között az elektromágneses hullámok szabad térben radiálisan terjednek. A földfelszín közelében, épített környezetben a jel különböz˝o akadályokról visszaver˝odve, szétszórva, különböz˝o utakon, más és más késleltetéssel és teljesítménnyel érkezik meg a vev˝o antennájához. Ezt a jelenséget többutas terjedésnek nevezik. A jel paramétereit˝ol (sávszélesség, szimbólum id˝o), valamint a csatorna paramétereit˝ol (Doppler-szórás, késleltetés szórás) függ˝oen négy különböz˝o fading típust lehet meghatározni. A többutas terjedés késleltetés szórását alapul véve lehet lapos vagy frekvencia szelektív a fading, a Doppler-szórást figyelembe véve beszélhetünk gyors vagy lassú fadingr˝ol.


49

Idõvariáns súlyfüggvény h(t,t)

F

F F

Idõvariáns átviteli függvény

-

-1

F

-

-1

H(f,t)

U(t,n)

F - -1

Késleltetés-Doppler szórás függvény

F - -1

F

F D(f, n) Kimeneti Doppler szórás függvény

5.3. ábra. A Bello–függvények rendszere Lapos fading. Lapos fading alakul ki, ha a jel sávszelessége kisebb a csatorna sávszélességénél, és a csatorna állandó er˝osítéssel és lineáris fázistolással rendelkezik. A csatornát keskenysávú csatornának is nevezik, melynek jellegzetes tulajdonsága, hogy a késleltetés szórása kisebb a jel szimbólumidejénél. Frekvencia szelektív fading. Ha a csatorna sávszélessége kisebb, mint a jel sávszélessége, akkor frekvecia szelektív fading alakul ki, ahol a csatorna késleltetés szórása nagyobb, mint a szimbólumid˝o, aminek következtében szimbólumközi áthallás (ISI) lép fel. Gyors fading. Gyors fading esetén a csatorna impulzusválasza gyorsabban változik a jel szimbólumidejénél. Lassú fading. Lssú fading fellépésekor a csatorna hosszú ideig, több szimbólum id˝otartamáig állandónak tekinthet˝o [39].

5.3.2. Rice fading Rice fading kialakulásakor a rádiós csatornában a jel terjedésekor az adó és a vev˝o közötti id˝ot˝ol független közvetlen jelút mellett számos viszzaver˝od˝o jelkomponens lép fel, melyek késleltetése az általuk befutott úthossztól függ. A csatorna átvitelét leíró z(t) = x0 + x(t) + j · y(t) komplex függvény id˝ofügg˝o valós és képzetes részei egymástól független sztochasztikus Gauss-eloszlású valószín˝uségi változók zérus várható értékkel és σ szórással [17, 40], ahol x0 a direkt átviteli útra jellemz˝o konstans.


50

Állandó amplitúdójú bemeneti jel esetén a kimeneti jel amplitúdója és fázisa: q A = (x0 + x)2 + y 2 , µ ¶ x0 + x φ = arctan mod 2π. y A két független Gauss-eloszlású valószín˝uségi változó vektoriális összegének az eloszlása Rice-eloszlást követ, figyelembe véve a direkt jelutat. Így a csatornán áthaladó jel amplitúdójának s˝ur˝uségfüggvénye: ³ ax ´ a2 +x2 a 0 0 fA (a) = 2 · e− 2σ2 · I0 , σ σ2 ahol I0 (x) az els˝ofokú, nulladrend˝u Bessel-függvényt reprezentálja, definícióját az F Függelék tartalmazza. A Rice-eloszlást jellemzi a K paraméter, amely a direkt és a fadinges terjedésb˝ol származó jelek átlagos teljesítményeinek a hányadosaként arra ad választ, hogy a mobil vev˝obe érkez˝o jelhez milyen mértékben járulnak hozzá a direkt jelúton illetve a szórt utakon érkez˝o jelek, K=

x20 . 2σ 2

(5.5)

Egy Rice-fadinges csatorna id˝otartománybeli átvitelét jeleníti meg a 5.4. ábra, ahol a vízszintes tengely az id˝ot repezentálja milliszekundumban, a függ˝oleges tengely pedig a jelszintet mutatja dB-s skálázásban.

5.4. Paraméterek meghatározása Egy alkalmazott rendszernél a paraméterek megválasztása sokféle, gyakran egymásnak ellentmondó követelmények mellett valósul meg. Három követelmény van, amelyek alapvet˝oen meghatározzák a további rendszerspecifikációkat: sávszélesség, bit sebesség és késleletetés szórás. Az utóbbi a véd˝o id˝o hosszát határozza meg, amit gyakorlati megfontolások alapján általában 2-4-szer akkorára választanak, mint az átlagos négyzetes késleltetés szórást (root-meansquared delay spread). Értéke függ a kódolás és a moduláció típusától. A magasabb rend˝u QAM (pl. 64–QAM) jóval érzékenyebb az ISI-re, illetve ICI-re, mint a QPSK, vagy a BPSK; egy er˝osebb kódolás (FEC) viszont csökkentheti. A véd˝o id˝o hosszának ismeretében a szimbólumhossz is kiszámolható. Ahhoz, hogy minimalizálni lehessen a véd˝o id˝o által a rendszerbe jutó Signal-to-Noise Ratio (SNR) veszteséget, a szimbólumhossznak, T-nek jóval nagyobbnak kell lennie, mint a véd˝o id˝o (GT– Guard Time). Azonban végletesen nagyobb sem lehet, mert nagyobb szimbólumhossz több alviv˝ot kisebb szimbólumközi távolsággal, nagyobb implementációs komplexitást és nagyobb fáziszajjal és offszettel


51

5.4. ábra. Fadinges rádiós csatorna szembeni érzékenységet jelent, valamint megn˝o a PAPR (Peak-to-Average Power Ratio) értéke. A gyakorlatban általában azt az elvet követik, hogy a szimbólum hoszszát a GT-nek legalább négyszeresére választják, ami csupán 1dB-es veszteséget okoz az SNR-ben. Miután a szimbólumhossz és a GT adott, az alviv˝ok számának meghatározása következik oly módon, hogy közöttük ∆f = −3dB-es sávszélességosztás legyen, ahol ∆f = 1/(T − TGT ). Az alviv˝ok számát megadja a kívánt bit sebesség és az egy alviv˝ore jutó bit sebesség hányadosa. Az utóbbit a moduláció, a kódolás típusa és a szimbólumsebesség határozza meg. Egy rendszernél adottak a következ˝o specifikációk: • bit sebesség 25 MHz, • maximálisan tolerálható késleltetés 200 nsec, • sávszélesség nem lehet több 20 MHz-nél. A 200nsec-os késleltetés tolerálásához a GT-t 4 · 200 nsec = 800 nsec-ra kell választani. Az OFDM szimbólum 6 · TGT = 4, 8 µsec, így a véd˝o id˝o okozta


52

5.1. táblázat. Konvolúciós kódoló generátorpolinómjai G1 = x6 + x5 + x4 + x3 + 1 G2 = x6 + x4 + x3 + x + 1

(171 oktálisan) (133 oktálisan)

veszteség kevesebb, mint 1dB. Az alviv˝ok közötti távolság 4, 8 µsec−0, 8 µsec = 4 µsec inverze, vagyis 250 kHz. Az alviv˝ok számának meghatározásához figyelembe kell venni a kívánt bit sebességet és az OFDM szimbólum sebességét. A 25 Mbps-os sebesség eléréséhez minden OFDM szimbólumnak 120 bit információt kell hordoznia (120 bit/4,8µsec=25 Mbps). Egy lehetséges megoldás, ha QPSK modulációt alkalmazunk 3/4-es kódolással, ekkor ugyanis 1,5 bit/szimbólumos sebesség alakul ki. A rendszerben az alviv˝ok száma 120 bit/1,5 bit/szimbólum=80, ami 80 · 250 kHz=20 MHz-es sávszélességet igényel.

5.5. Számítógépes szimuláció A fenti fejezetekben ismertetett alcsatorna kiosztási típusok szimulációját a MATLAB programmal végeztem el. Az egy felhasználóhoz tartozó adó a következ˝o elemekb˝ol épül fel: • forrás generátor, • konvolúciós kódoló, • interleaver, • QAM modulátor, • OFDM modulátor, míg a vev˝o ezek inverz m˝uveleteit végrehajtó egységeket tartalmazza. A forrás azonos valószín˝uséggel generál +1, illetve −1 érték˝u biteket, melyek száma framenként 64. A konvolúciós kódoló R = 1/2-es kódsebességet valósít meg a 5.1. táblázatban megadott G1 és G2 kódgenerátorok segítségével. Egy 8x16-os mátrix írja le az interleavert, ami a szimbólumon belül a szomszédos bitek szétszórását végzi el. A modulátor BPSK, QPSK, illetve 16–QAM modulációt valósíthat meg. Az OFDM modulátor egy IFFT-t végrehajtó blokkból, és egy a véd˝o id˝ot ciklikus perfix jelleggel minden egyes szimbólum elejére illeszt˝o egységb˝ol áll. A prefix hossza a szimbólum hasznos jelrészének 1/4-e, tehát 16 bit hosszúságú. A bázisállomás foglalja magába az alcsatorna kiosztását végrehajtó algoritmust megvalósító egységet. Statikus kiosztás esetén egy egyszer˝u táblázatba foglalva találhatók az alviv˝ok, amelyeket a 5.1. fejezetben leírtak alapján rendel a BS


53

az el˝ofizet˝okhöz. Ezek után minden felhasználó csak a számára kiutalt alviv˝okön továbbítja a jeleit, azonos csatornát használva. A rádiós interfész többféle lehet: egyrészt csak AWGN-t (Additive White Gaussian Noise) ad a jelhez, melynek egyoldalas spektrális s˝ur˝usége N0 , másrészt az AWGN-en kívül Rice-fadinggel terhelt, amelyet részleteiben a 5.3.2. fejezet ír le. A Rice-fadinges csatorna a számos szórt jelösszetev˝o mellett direkt rálátású jelkomponenst is tartalmaz. A csatorna el˝oállítása megannyi szabad paramétert tartalmaz, melyeket a program rugalmassága miatt változtatni lehet. Végtelen lehet˝oséget azonban nem lehet bemutatni, ezért szükség van a paraméterek egy részének lerögzítésére. A direkt és a szórt jelutakon érkez˝o jel teljesítményének arányát megadó K paraméter értékét 10-nek választottam. A Dopplercsúszás meghatározásánál 5 GHz-es viv˝ofrekvenciát alapul véve és a mobil terminál 1,2 m/sec-os sebességét (beltéri mozgási sebességnek megfelel˝o) feltételezve, 20 Hz-es Doppler frekvenciát állítottam be a (5.3) egyenletnek megfelel˝oen. A csatornában lehet˝oség nyílik a jel/zaj viszony [SNR, Signal-to-Noise Ratio] változtatására, amit a Gauss-zaj szórásának változtatásával érek el. A bithibaarány (BER) kiszámításához a jel/zaj viszonyt 0 dB-t˝ol 24 dB-ig változtatom 2 dB-es lépéssekkel. A bázisállomásnál az alcsatornák számát 128-ra állítottam be, a felhasználók számát 4-re választottam. A szimuláció blokkvázlatát a Melléklet tartalmazza, míg a dinamikus kiosztás forráskódját a G Függelék. A dinamikus alcsatorna kiosztás szimulációjánál a D={0, 2, 4, 6} paraméter értékeket állítottam be, ami a moduláció típusát adja meg, 2, 4, illetve 6 bit információt hordoz egy szimbólum. Az alviv˝ok számát 48-ra választottam, ami a HYPERLAN/2 szabványnak megfelel˝o er˝oforrást jelent. AWGN csatorna bithiba aránya

1E-08 1E-10 SNR [dB]

24

20

16

BER 3 BER 4

8

1E-06

12

BER 1 BER 2

BER

0,0001

1,00E+01 1,00E-01 1,00E-03 1,00E-05 1,00E-07 1,00E-09 1,00E-11

0

24

20

16

8

12

4

0

BER

0,01

4

AWGN összehasonlítás

1

BPSK QPSK 16-QAM

SNR [dB]

5.5. ábra. Additív zajos csatornában statikus kiosztás bithiba aránya A 5.5., 5.6., 5.7. és 5.8. ábrák az átlagos bithiba (BER, Bit Error Ratio) arányt szemléltetik a jelzaj [SNR] viszony függvényében. A 5.5. els˝o ábrája additív Gauss-zajos csatornában 4 felhasználó egyidej˝u kommunikációjának eredményeit jeleníti meg interleaved jelleg˝u statikus kiosztásnál és QPSK moduláció mellett. Az ábrából jól kit˝unik, hogy a vártnak megfelel˝oen az egyes el˝ofizet˝ok átvitelének a min˝osége nem tér el egymástól, gyakorlatilag azonosnak vehet˝o. A 5.5. második ábrája az el˝oz˝ohöz hasonló paraméter beállításokat tartalmazza, azzal az eltéréssel, hogy egy felhasználó átvitelét vizsgáltam különféle modulációs típusok


54

Kiosztások összehasonlítása AWGN csatornában

BER

24

20

16

8

12

0

0,01 0,0001

4

1 folytonos Interleaved

1E-06

dinamikus

1E-08 1E-10 1E-12 SNR [dB]

5.6. ábra. Additív zajos csatornában statikus és dinamikus kiosztás összehasonlítása bithiba arány alapján

AWGN+Rice fadinges csatorna

1E-06

BER 4

24

20

16

12

0,01

BER

BER

BER 3

8

BER 1 BER 2

0,0001

4

1

0

28

24

20

16

8

12

0,01

4

0

QPSK moduláció AWGN+Rice fadinges csatornában 1

BPSK QPSK

0,0001

16-QAM

0,000001

1E-08

0,00000001

1E-10 SNR [dB]

SNR [dB]

5.7. ábra. Rice fadinges csatornában statikus kiosztás bithiba aránya esetén. Noha a 16–QAM több bit információ átvitelére alkalmas szimbólumonként, viszont alkalmazása akkor célszer˝u, ha magas jelzaj viszony biztosítható, ellenkez˝o esetben akár két nagyságrenddel is rosszabb bithiba arány alakul ki a vétel során QPSK átvitelhez viszonyítva. A 5.6. ábra az általam megvizsgált OFDM–FDMA (folytonos), OFDM–InterleavedFDMA (interleaved) és dinamikus alviv˝o kiosztási módszerek bithiba arány (BER) alapján történ˝o összehasonlítását mutatja be. Az interleaving jelleg˝u megoldás az elméleti megfontolásoknak megfelel˝oen kb. 2 dB-lel jobb eredményt ad, mint a folytonos kiosztás, hiszen az alcsatornák szétszórásával megakadályozza, hogy az OFDM szimbólumban egymással szomszédos bitek egymáshoz közel fekv˝o alviv˝okön kerüljenek továbbításra, így nem alakultak ki csomós hibák, s a hibajavító kódolás (FEC) több meghibásodott bit kiajavítására volt képes. A dinamikus kiosztás adaptív modulációval kiegészítve jól láthatóan jelent˝osen mértékben megel˝ozi a statikus megvalósításokat, akár 5–6 dB-lel is, ami azonos SNR-t véve alapul három nagyságrendnyi különbséget jelenthet az átvitel min˝oségében. Az el˝oz˝oekhez hasonló tendencia figyelhet˝o meg a 5.7. és 5.8. ábrákon egyaránt. A 5.7. els˝o ábrája QPSK moduláció használata melletti OFDM–InterleavedFDMA típust mutat be. Összevetve a 5.5. els˝o ábrájával szembeötl˝o különbséget fedezhetünk fel kis jelzaj viszonynál. A több utas terjedésb˝ol ered˝o szórás


55

Kiosztási típusok Rice fadinges csatornában 24

folytonos interleaved

0,0001

BER

20

16

12

8

0,01

4

0

1

1E-06

dinamikus

1E-08 1E-10

SNR [dB]

5.8. ábra. Rice fadinges csatornában statikus és dinamikus kiosztás összehasonlítása bithiba arány alapján negatív hatása els˝osorban rossz SNR-˝u csatornában jelentkezik, s minél jobb jelzaj viszonyú a csatorna, annál kevésbé er˝oteljes hatást vélt ki a bithiba arányra. Az el˝ofizet˝ok között továbbra sem jelentkezett jelent˝os eltérés. Ugyanezen képek második ábráinak összevetésél azt tapasztaljuk, hogy az AWGN csatornához képest a BPSK kevésbé mutat robosztusságot a fadinggel szemben. Átlagosan 2-3 dB-es különbség jelenik meg az additív Gauss-zajos csatorna és a Rice-fadinges interfészen történ˝o átvitel min˝oségében. A 5.8. ábrán a legnagyobb eltérés BER=10−5 értéknél 6,5 dB, ami kétségtelenül jelzi, hogy a dinamikus alcsatorna kiválasztás adaptív modulációval kiegészítve lényegesen jobb átviteli min˝oséget biztosít, mint bármely statikus módszer. A szimuláció eredményei az elméleti megfontolásoknak megfelelnek. Mind additív Gauss-zajos csatornában, mind a többutas terjedést reprezentáló Ricefadinges csatornában a dinamikus kiválasztás átlagosan 4-5 dB-lel jobb átvitelt biztosít, mint a statikus kialakítások.

6. fejezet Összegzés Napjainkban, és a jöv˝oben egyaránt megnövekszik a mobil távközlési alkalmazások jelent˝osége. Az el˝ofizet˝ok egyre nagyobb mennyiség˝u információt szeretnének továbbítani minél rövidebb id˝o alatt megfelel˝oen biztosított QoS mellett. A sávszélesség korlátos mennyisége miatt azonban nincs távlati lehet˝oség arra, hogy az ezen er˝oforrással kevéssé takarékosan gazdálkodó technikákat támogassuk. Ezen megfontolások következtében a keskenysávú, párhuzamos átvitelt megvalósító ortogonális frekvenciaosztásos hozzáférés (OFDM) a tudományos világ figyelmének középpontjába került. Diplomatervemben egy ígéretes fizikai közeghozzáférési technikát vizsgáltam meg. Az els˝o fejezetekben röviden bemutattam az ortogonális frekvenciaosztásos hozzáférési technikát, annak elméleti hátterét és m˝uködését, ami segített feltárni használatának el˝onyös, és hátrányos tulajdonságait. A harmadik fejezetben a már gyakorlatban is kidolgozott és meg valósított alkalmazásokkal foglalkoztam. Részletesen bemutattam az egyirányú információ átvitelt kialakító Digital Audio Broadcasting (DAB) és Digital Video Broadcasting (DVB) m˝usorszórási technológiákat, majd tanulmányoztam a kétirányú információ-továbbítást megvalósító technika vezetéknélküli számítógép-hálózatokra elkészített szabványait. Az ismert rendszerek tárgyalását vezetékes kommunikációs hálózatok (xDSL) ismertetésével zártam. A továbbiakban megvizsgáltam, hogy többfelhasználós rendszerben az OFDM által biztosított alcsatornákat milyen módszerekkel lehet szétosztani az egyes el˝ofizet˝ok között. Statikus kiosztás esetén két módszerrel foglalkoztam, a folytonos alviv˝o hozzárendeléssel (OFDM–FDMA), és az interleaving jelleg˝u (OFDM– InterleavedFDMA) szétosztással. Mindkét módszer rendkívül egyszer˝u megvalósítása jelenti a legf˝obb el˝onyt, mert nem igényelnek komplex számítási kapacitást sem a mobil terminál, sem pedig a bázis állomás részér˝ol. Másrészr˝ol viszont nem biztosítja, hogy a mobil csatorna aktuális viszonyainak megfelel˝o modulációt lehessen megvalósítani, valamint nem veszi figyelembe annak min˝oségi paramétereit. A dinamikus kiosztás lehet˝oséget biztosít arra, hogy minden esetben a lehet˝o legjobb min˝oség˝u alviv˝oket rendelje a bázis állomás az el˝ofizet˝okhöz. Hatékony 56

FEJEZET 6. ÖSSZEGZÉS

57

m˝uködése mellett azonban azt is figyelembe kell venni, hogy a bázis állomás részér˝ol bonyolult, és folytonos csatorna monitorozásra van szükség, ami jelent˝os mértékben megnöveli a számítási kapacitásra vonatkozó igényt. Eme három kiosztási módszer szimulációja rávilágított arra, hogy a jöv˝oben a dinamikus kiosztási megoldások irányában célszer˝u elindulni, s annak tökéletesítése, illetve optimálisabb megoldások keresése jelenthetik a következ˝o feladatokat.

7. fejezet Függelék 7.1. A Függelék A 7.1. ábra a BPSK, a QPSK, a 16–QAM és a 64–QAM modulációk konstellációs diagramjait szemlélteti.

7.2. B Függelék A 7.2. és 7.3 ábrák a DVB konstellációs diagramjairól adnak képet.

7.3. C Függelék DVB OFDM paraméterek 7 MHz-es csatornához: Paraméterek Alviv˝ok száma N TS hossza Alviv˝ok közti távolság 1/TS Két legszéls˝o alviv˝o közötti távolság

2K mód 1705 256 µs 3,90625 kHz 6,66 MHz

8K mód 6817 1024 µs 0,976563 kHz 6,66 MHz

7.4. D Függelék DVB OFDM paraméterek 8 MHz-es csatornához: Paraméterek Alviv˝ok száma N TS hossza Alviv˝ok közti távolság 1/TS Két legszéls˝o alviv˝o közötti távolság 58

2K mód 1705 224 µs 4464 Hz 7,61 MHz

8K mód 6817 896 µs 1116 Hz 7,61 MHz

FEJEZET 7. FÜGGELÉK

59

7.5. E Függelék Spektrum kiterjeszt˝o kódok: A kiterjeszt˝o kód egyes elemei a chipek, melyek értéke -1, vagy +1 lehet. Ahhoz, hogy az egyes felhasználókhoz tartozó kódok ortogonálisak legyenek egymásra, a következ˝onek kell teljesülnie: N −1 X

cl [i] · cm [i] = N · δl, m ,

i=0

ahol δl, m a Dirac impulzus, melynek értéke 1, ha l = m, egyébként zérus, a cl , illetve cm a egyes felhasználókhoz rendelt kódszavak. Egy kódot N darab chip sorozatából áll. Általában a következ˝o három kódtípusból választanak: • Az ortogonális kódok kialakítására egy lehetséges mód a shift-regiszterekkel létrehozható pszeudo random (PN) kódok. Ha a shift regiszter n hoszszúságú, akkor a generált kód hossza L = 2n − 1. Így csak páratlan hoszszúságú kódok alakíthatók ki, ami nem biztosít tökéletes ortogonalitást, hiszen a két pszeudo random kód közötti bels˝o szorzat értéke -1. • A Walsh-Hadamard kódcsaládnál a kódokat rekurzív mátrixoperáció segítségével generálják. H0 = 1, · ¸ H0 H0 Hn = H0 −H0 · ¸ Hn−1 Hn−1 Hn = Hn−1 −Hn−1 A mátrix minden egyes sora egy-egy felhasználó kódját adja eredményül. Ez a megoldási mód már tökéletes ortogonalitást biztosít abban az értelemben, hogy a mátrix két sora közötti bels˝o szorzat minden esetben zérus. • Visszacsatolt shift-regiszterek segítségével lehet kialakítani a Gold és Kasami kódcsaládokat. A Gold kódoknál a shift-regiszter hossza nem lehet modulo 4-gyel osztható (L 6= 0 mod 4), mert akkor nem kapunk maximális hosszúságú kódokat. Ha az egy ágba tartozó shift-regiszter hossza L, akkor a megvalósítható kódok száma M = 2L + 1, és a kód hossza pedig N = 2L − 1. A 7.5. ábra egy megvalósítható Gold kódcsaládot mutat be, melynél L = 5, így a kód hossza N = 25 − 1 = 31, a megvalósítható kódok száma M = 25 + 1 = 33. A Kasami kódoknál a két shift-regiszter hossza nem azonos, az egyik ágé L hosszúságú, a másiké pedig L/2. Ez miatt a


60

létrehozható kódok száma csak M = 2L/2 , de a kód hossza változatlanul N = 2L − 1, mint a Gold kódoknál. Mindkét kódrendszernél érvényes, hogy a családon belüli kódok keresztkorrelációja nem zérus, csupán kvázi ortogonálisak egymásra.

7.6. F Függelék Az els˝ofajú, nulladrend˝u Bessel-függvény definíciója:  2 4  1 + x4 + x64 + . . . , ha x ¿ 1  P ∞ x2n általában I0 (x) = n=0 22n (n!)2 ,   √ex ¡1 + 1 + . . . ¢ , ha x À 1 8x 2πx

7.7. G Függelék A dinamikus alcsatorna kiosztás programkódja: function foprogi(filename) NEWLINE = sprintf(’\n’); if nargin < 1, disp(’Not enough parameters - FOPROGI FILENAME’) else fid = fopen(filename ,’wt’); end if fid == (-1), error([’Could not open file ’ filename]); else Fs = 2; Fd = 1; tblen = 34; % TraceBack length - Viterbi-dekóder ossziter = 7; % – Ezek Összefüggenek!! lásd. kodolo/dekodolo – ifft/fft meretek...etc. – length = 64; ifftmeret = 4 * length; gt = ifftmeret/8; maxkuldhetocs = 32768; % Max küldhet˝o csomagok...


61

maxalcsatszam = 48; % Össz alcsatorna szám kuszob = 0.1; % felhasználó belépési kritériuma param = 0.5; % Lásd. BS fv. userekszama = 6; kuldhetocsomagok = randint(userekszama, 1, maxkuldhetocs); % 1 felhasználó hány csomagot küldhet max. kuldottcsomagok = zeros(userekszama, 1); %felhasználók által elküldött csomagok száma modtipusok = ones(userekszama, 1); % QAM modulació típusa, alapként BPSK, %modes - 2: BPSK, 4: QPSK, 16: 16-QAM modulació for kkkk=1:userekszama, modtipusok(kkkk, 1) = 2; end for i = 1:inf, alcsatornakiosztas = zeros(userekszama, maxalcsatszam); % user(sor)-csatorna(oszlop) kiosztás kiosztottcsatik = zeros(maxalcsatszam, 1); % csatorna-user kiosztás alcsatornaminoseg = zeros(maxalcsatszam, 1); % SNR értékek az alcsatornákon for kkkk=1:maxalcsatszam, alcsatornaminoseg(kkkk, 1) = 30*rand; end tmpalcsatszam = maxalcsatszam; fprintf(fid, ’\n ========= ROU N D : %d ========== \n0 , i); for j=1:userekszama, fprintf(fid, ’\n − − − − − − − −U SER : %d − − − − − − − −\n0 , j); if ((rand(1) > kuszob) & (kuldottcsomagok(j, 1) <= kuldhetocsomagok(j, 1))), [msg] = randomgenerator(length); %random generátor mode = modtipusok(j, 1); [mod, t] = kodolo(msg, length, mode, Fs, Fd); %kódolás [kiosztottak, ujalcsatornakiosztas] = BS(param, j, mode, kiosztottcsatik, . . . alcsatornakiosztas, alcsatornaminoseg); %bázisállomás alcsatornakiosztas = ujalcsatornakiosztas; boolly = 0; for k=1:maxalcsatszam, boolly = boolly + alcsatornakiosztas(j, end k); if ((boolly > 0) & (tmpalcsatszam > 0)), tmpalcsatszam = tmpalcsatszam-boolly; kuldottcsomagok(j, 1) = kuldottcsomagok(j, 1)+1; fprintf(fid,’Aktualis user eddig elkuldott csomagjainak szama: %d\n0 , kuldottcsomagok(j, 1)); [rfjel] = OFDMgt(mod, ifftmeret, gt); %OFDM modulacio [vege] = channel(rfjel, kiosztottak, alcsatornaminoseg); %radiós csatornán átvitel [modeuj, BER] = dekodolo(vege, mode, t, tblen, msg, ifftmeret, gt, Fs ,Fd);


62

%dekódolás+hibaszámítas+visszatérés a moduláció típusával fprintf(fid, ’Aktualis user modulaciojanak tipusa: %d\n0 , modtipusok(j, 1)); fprintf(fid, ’Aktualis userhez tartozo BER ertek: %f \n0 , BER); modtipusok(j, 1) = modeuj; [sum] = snr_sum(kiosztottak, alcsatornaminoseg); fprintf(fid, ’Aktualis userhez atlag SNR ertek: %f \n0 , sum/boolly); end % if volt szabad alcsati end % if user kuldott - szerencsevel end % for userek if i >= ossziter break; end end % for atvitel disp(’vege’); fclose(fid); end % IF FOPEN OK... A f˝oprogram által meghívott bels˝o függvények: function [msg] = randomgenerator(length); msg = randint(length,1); function [mod, t] = kodolo(msg, length, mode, Fs, Fd) t = poly2trellis(7, [171 133]); code = convenc(msg, t); mod = modmap(code, Fd, Fs, ’qask’, mode);

% param - A minimalisan kiosztando alcsatornak aranyszama a mod–tipusanak % megfeleloen kiosztandohoz % j – A j. user mode – A mod-tipus % kiosztottcsatik - Oszlopvektor, mely i. eleme k, ha a k. user-hez van rendelve, % egyebkent zerus % alcsatornakiosztas – Userszam*Maxalcsatiszam-os Maxtrix, % (i,j)=1, ha a j. csatorna az i. userhez van rendelve, % egyebkent zerus % alcsatornaminoseg - Oszlopvektor, mely i. eleme az i. alcsatorna SNR erteke % 0-30 [dB] kozt random function [kiosztottak, ujalcsatornakiosztas] = BS(param, j, mode, kiosztottcsatik, . . . alcsatornakiosztas, alcsatornaminoseg); k = 0; i = 1; maxalcsatszam = size(kiosztottcsatik, 1); ujalcsatornakiosztas = alcsatornakiosztas; % Adott QAM-es modulacio mellett max. hany alcsatit szandekszik kiosztani kedves BS. if mode = = 16 kioszt = 8; end


63

if mode = = 4 kioszt = 6; end if mode = = 2 kioszt = 4; end % A Kiosztottak i. eleme a kiosztott alcsatorna indexe pl. a kiosztottcsatik, % vagy alcsatornaminoseg oszlop-vektorokban kiosztottak = zeros(kioszt,1); tmpkiosztottak = kiosztottak; % Novekvo sorrendezes [Minoseg, Index] = sort(alcsatornaminoseg); % Oszlopvektor upside-down... Index = flipud(Index); % I-t addig noveli, amig nem talal egy kioszthato csatit - kiosztja, noveli K-t, I-t...sit... while (( k < kioszt) & (i <= maxalcsatszam)), while ((kiosztottcsatik(Index(i, 1), 1) > 0) & (i <= maxalcsatszam)), i = i+1; end if i <= maxalcsatszam, k = k+1; ujalcsatornakiosztas(j, Index(i, 1)) = 1; kiosztottak(k, 1) = Index(i, 1); i = i+1; end end disp(k); % K-t osztottunk ki a Kioszthato szamu alcsatibol... arany = k/kioszt; % Jo az arany? if arany < param, kiosztottak = tmpkiosztottak; ujalcsatornakiosztas = alcsatornakiosztas; end function [rfjel] = OFDMgt(signal, ifftmeret, gt) b1 = rot90(real(ifft(signal(:,1), ifftmeret))); b2 = rot90(real(ifft(signal(:,2), ifftmeret)));; bconcat = [b1, b2]; EndSignal = size(bconcat, 2); %disp([’**************************************************’]); %disp(EndSignal); %disp([’**************************************************’]); BaseSignal = [bconcat(1,(EndSignal-gt+1):EndSignal), bconcat]; rfjel = BaseSignal; % rfjel - Jel a OFDMgt-t˝ol % kiosztottak - Kiosztott alcsatornak indexeinek oszlopvektora % alcsatornaminoseg - Oszlopvektor, mely i. eleme az i. alcsatorna SNR erteke % 0-30 [dB] kozt random function [vege] = channel(rfjel, kiosztottak, alcsatornaminoseg); %radios csatornan atvitel kioszthatokszama = size(kiosztottak, 1); kiosztottakszama = 0;


64

tmpjel = rfjel; jelhossz = size(rfjel, 2); for i = 1:kioszthatokszama, if kiosztottak(i, 1) > 0, kiosztottakszama = kiosztottakszama + 1; end end maradek = mod(jelhossz, kiosztottakszama); if( maradek) alcsatirajutojelhossz = jelhossz/kiosztottakszama; end if (maradek > 0), for i = (jelhossz+1):(jelhossz + (kiosztottakszama - maradek)), tmpjel(1, i) = 0; end alcsatirajutojelhossz = (jelhossz + (kiosztottakszama - maradek))/kiosztottakszama; end inmatrixx = zeros (kiosztottakszama, 1); % i. sor == i. alcsatin atmeno jel L = tmpjel; % A 0-kkal kiegeszitett bemeno-jelet alcsatornakra tordelve % pakolja az inmatrix-ba soronkent... for j = 1:alcsatirajutojelhossz, [X, Xs] = prefixcut(kiosztottakszama, L); inmatrixx(:,j) = rot90(fliplr(X)); L = Xs; end outmatrixx = zeros(1, alcsatirajutojelhossz); % A kiosztottak-ban levo elemekhez rendre hozzatartozo inmatrix-beli sorokat a kiosztott % alcsatorna minosegenek megfeleloen soronkent az outmatrix-ba pakolja (kuldi at a csatin). for jj=1:kiosztottakszama, outmatrixx(jj, :) = awgn(inmatrixx(jj, :), alcsatornaminoseg(kiosztottak(jj, 1), 1)); L = Xs; end tmpjel2 = []; for jjj = 1:alcsatirajutojelhossz, tmpjel2 = [tmpjel2, rot90(outmatrixx(:, jjj))]; end vege = tmpjel2(1,1:jelhossz); % X a lista i-hosszu prefixe, mig a maradek Xs % Jobbrekurziv - robosztus megoldas) function [X, Xs] = prefixcut(i, lista); if (i == 0), X = []; Xs = lista; else i = i-1; xxx = size(lista, 2); if (xxx > 1),

FEJEZET 7. FÜGGELÉK [X1, Xs1] = prefixcut(i, lista(1, 2:xxx)); X = [lista(1,1), X1]; Xs = Xs1; else X = lista; Xs = []; end end function [modeuj, BER] = dekodolo(vege, mode, t, tblen, msg, ifftmeret, gt, Fs ,Fd) bb = vege(1, gt+1:2 * ifftmeret + gt); % vedo ido eltavolitasa basebandelo = zeros(ifftmeret, 2); basebandelo(:,1) = rot90(fliplr(bb(1, 1:ifftmeret))); basebandelo(:,2) = rot90(fliplr(bb(1, ifftmeret + 1:2 * ifftmeret))); jel = real(fft(basebandelo, ifftmeret)); % OFDM demodulacio jel2 = demodmap(jel, Fd, Fs, ’qask’, mode); qcode = quantiz(jel2, [0.001, .1, .3, .5, .7, .9, .999]); decoded = vitdec(qcode, t, tblen, ’cont’, ’soft’, 3); % dekodolas function [number, BER] = biterr(decoded, msg); % BER szamitas gamma = 10b(BER/10); if mode == 2, P = 0.5 * erfc(sqrt(gamma)); end % adaptiv modulacio parameterenek meghatarozasa if mode == 4, P = 0.5 * erfc(sqrt(gamma/2)); end if mode == 16, P = 0.5 * erfc(sqrt(gamma/2)); end snr = -10 *log(P); if snr < 10.42, mode = 2; end % Atirva... if ((snr < 16.76) & (snr >= 10.42)), mode = 4; end if snr >= 16.76, mode = 16; end modeuj = mode; % kiosztottak - Kiosztott alcsatornak indexeinek oszlopvektora % alcsatornaminoseg - Oszlopvektor, mely i. eleme az i. alcsatorna SNR erteke % 0-30 [dB] kozt random function [SNRsum] = snr_sum(kiosztottak, alcsatornaminoseg); i = 1; sum = 0; while i <= size(kiosztottak, 1), sum = sum + alcsatornaminoseg(kiosztottak(i, 1), 1); i = i + 1; end SNRsum = sum;

65


66 Q

BPSK

QPSK +1

01 0

1

-1

+1

Q

I

11 +1

-1

I

-1 00

10

Q

16-QAM 0010

0110

1110 +3

1010

0011

0111

1111 +1

1011

-3

-1

+1

0001

0101

1101

1001

0100

-3 1100

1000

I +3

-1

0000

64-QAM

Q

000100

001100

011100

010100

000101

001101

011101

010101

000111

001111

011111

010111

000110

001110

011110

010110

+7

+5

+3

+1

110100

111100

101100

100100

111101

101101

100101

110111

111111

101111

100111

110110

111110

101110

100110

110101

I -7

-5

-3

-1

+1

+3

+5

+7

-1 000010

001010

011010

010010

110010

111010

101010

100010

000011

001011

011011

010011

-3 110011

111011

101011

100011

000001

001001

011001

010001

110001

111001

101001

100001

000000

001000

011000

010000

110000

111000

101000

100000

-5

-7

7.1. ábra. BPSK, QPSK, 16–QAM és 64–QAM modulációk konstellációs diagramjai


67

QPSK

Q +1

10

00 +1

-1

I

-1 11

01

Q

16-QAM 1000

1010

0010 +3

0000

1001

1011

0011 +1

0001

-3

-1

I +1

+3

-1 1101

1100

1111

1110

64-QAM

0111

0101

-3 0110

0100

Q

100000

100010

101010

101000

100001

100011

101011

101001

100101

100111

101111

101101

100100

100110

101110

101100

+7

+5

+3

+1

001000

001010

000010

000000

001011

000011

000001

001101

001111

000111

000101

001100

001110

000110

000100

001001

I -7

-5

-3

-1

+1

+3

+5

+7

-1 110100

110110

111110

111100

011100

011110

010110

010100

110101

110111

111111

111101

-3 011101

011111

010111

010101

110001

110011

111011

111001

011001

011011

010011

010001

110000

110010

111010

111000

011000

011010

010010

010000

-5

-7

7.2. ábra. DVB konstellációs diagramjai


68

16-QAM

1000

1010

1001

1011

Q

+6

+4

0010

0000

0011

0001

I -6

-4

+4

+6

-4 1101

1111

1100

1110

0111

0101

0110

0100

-6

64-QAM

Q

+10 100000

100010

101010

101000

001000

001010

000010

000000

001001

001011

000011

000001

001101

001111

000111

000101

001100

001110

000110

000100

+8 100001

100011

101011

101001 +6

100101

100111

101111

101101

100100

100110

101110

101100

-6

-4

+4

I -10

-8

+4

+6

+8

+10

-4 110100

110110

111110

111100

110101

110111

111111

111101

011100

011110

010110

010100

011101

011111

010111

010101

011001

011011

010011

010001

011000

011010

010010

010000

-6

-8 110001

110011

111011

111001 -10

110000

110010

111010

111000

7.3. ábra. DVB konstellációs diagramjai nem egyenletes 16–QAM-re és 64– QAM-re


1

69

0

0

0

0 N bit

kezdet

7.4. ábra. Egy Gold kódcsalád megvalósítása

8. fejezet Melléklet • OFDM–FDMA statikus alcsatorna kiosztás 4 felhasználóra, additív Gauss zajos csatornára megvalósított MATLAB simulink blokkdiagramja • OFDM–InterleavedFDMA statikus alcsatorna kiosztás 4 felhasználóra, additív Gauss zajos csatornára megvalósított MATLAB simulink blokkdiagramja • OFDM–FDMA statikus alcsatorna kiosztás 4 felhasználóra, Rice fadinges csatornára megvalósított MATLAB simulink blokkdiagramja • OFDM–InterleavedFDMA statikus alcsatorna kiosztás 4 felhasználóra, Rice fadinges csatornára megvalósított MATLAB simulink blokkdiagramja

70

Irodalomjegyzék [1] Ove Edfors, Magnus Sandell, Jan-Jaap van de Beek, Daniel Landström, Frank Sjöberg, „An introduction to orthogonal frequency–division mutiplexing”, Sept. 1996 [2] R. C. Doeltz, E. T. Heald, D. L. Martin, „Binary Data Transmission Techniques for Linear Systems”, Proceedings IRE, vol. 45, pp. 656–661, May 1957 [3] R. Price, „ Error Probabilities for Adaptive Multichannel Reception of Binary Signals”, Technical Report No. 258 at MIT Lincoln Laboratory, July 1962 [4] R. Price, „Error Probabilities for Adaptive Multichannel Reception of Binary Signals”, IRE Transactions Information Theory, vol. IT–8, pp. 305–316, Sept. 1962 [5] S. B. Weinstein, P. M. Ebert, „Data transmission by frequency–division multiplexing using the discret Fourier transform”, IEEE Transaction on Communication, COM–19(5), pp. 628–634, October 1971 [6] Thomas Keller, Lajos Hanzo, „Adaptive Multicarrier Modulation: A Convenient Framework for Time-Frequency Processing in Wireless Communications”, IEEE Proceedings of the IEEE, vol. 88, no. 5, pp. 611–640, May 2000 [7] Thomas Lauterbach, Digital Audio Broadcasting, Franzis’, Feldkirchen, 1996 [8] John G. Proakis, Digital Communications, 3rd edition, McGraw Hill, New York, 1995 [9] ETSI, Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Physical (PHY) layer, ETSI TS 101 475, V1.3.1, Franciaország, 2001. december [10] Richard van Nee, Ramjee Prasad, OFDM for Wireless Multimedia Communications, Artech House, Boston, 2000

71

IRODALOMJEGYZÉK

72

[11] ETSI, Digital Video Broadcasting (DVB); Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television, ETSI EN 300 744, V1.4.1, Franciaország, 2001. január [12] Balog Tünde, 4. generációs mobil rendszerek fizikai rétegének megvalósítási módjai, TDK dolgozat, Budapest, 2001. november 10. [13] Tünde Balog, Ferenc Balázs, Sándor Imre, László Pap, „Analysis of Extended OFDM–CDMA System”, 6th International OFDM–Workshop, pp. 261–26-4, Hamburg, Germany, Sept. 2001 [14] Hermann Rohling, Rainer Grünheid, Dirk Galda, „OFDM Air Interface for the 4th Generation of the Mobile Communication Systems”, 6th International OFDM–Workshop, pp. 0-1–0-28, Hamburg, Germany, Sept. 2001 [15] Dr. Imre Sándor, Bevezetés a mobil számítástechnikába, elektronikus jegyzet, http://www.hit.bme.hu/mcl/hu/oktatas.html, 2002. április 5., 14:46 [16] Dr. Simon Gyula, Mihály Zsigmond, „Mobil hírközl˝o rendszerek”, el˝oadás jegyzet, 2000/2001–es tanév tavaszi félév [17] Dr. Pap László, Dr. Imre Sándor, „Mobil hírközlés alapjai”, elektronikus jegyzet, http://www.hit.bme.hu/mcl/hu/oktatas.html, 2002. április 2., 15:46 [18] IEEE, Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) specifications, HIgh-speed Physical Layer in the 5 GHz Band, IEEE Std 802.11a–1999, USA, 1999 [19] Angela Doufexi, Simon Armour, Michael Butler, Andrew Nix, David Bull, „A Study of the Performance of HYPERLAN/2 and IEEE 802.11a Physical Layers” [20] Giannis F. Marias, Dimitris Skyrianoglou, Anastasia Andritsou, Giannis Dravopoulos, „Dynamic Channel Allocation in WAND”, ACTS Mobile Summit AMOS’98, CD–ROM Proceedings Paper B4.4, June 1998, Rhodes, Greece [21] James Aldis, „On the Choice of Physical Layer Techniques for Wireless ATM”, UWB Workshop, Mainz, Germany, March 2001 [22] Shun’ichi Nomura, Tatsufumi Shirai, Tomohiro Nishiyama, Makoto Itami, Kohji Itoh, „A Study on Adaptive Carrier Modulation and Transmission Power Control Scheme for OFDM”, ISPLC 2001 Proceedings, Malmö, Sweden, April 2001

IRODALOMJEGYZÉK

73

[23] Tomohiro Nishiyama, Shun’ichi Nomura, Makoto Itami, Kohji itoh, Hamid Aghvami, „A Study on Controlling Transmission Power of Carriers of OFDM Signal Combined with Data Symbol Spreading in Frequency Domain” [24] T. H. Liew, L. Hanzo, „Space-Time Block Coded Adaptive Modulation aided OFDM”, IEEE Global Telecommunications Conference, vol. 1, pp. 136–140, Nov. 2001 [25] Stefan Kaiser, „OFDM Code Division Multiplexing with Unequal Error Protection and Flexible Data Rate Adaptation”, IEEE Global Telecommunications Conference, vol. 2, pp. 861–865, Nov. 2001 [26] Christian Ibars, Yeheskel Bar–Ness, „Comparing the Performance of Coded Multiuser OFDM and Coded MC–CDMA over Fading Channels”, IEEE Global Telecommunications Conferernce, vol. 2, pp. 881–885, Nov. 2001 [27] Zsoldos Gábor, „Villamos hálózaton keresztül történ˝o adatátviteli megoldások vizsgálata és összehasonlító elemzése”, Tudományos Diákköri Konferencia, Budapest, 2001. november 14. [28] V. Dégardin, M. Liénard, A. Zeddam, F. Gauthier, „Transmission on Indoor Power Line: From OFDM to DMT”, ISPLC 2001 Proceedings, Malmö, Sweden, April 2001 [29] NTT DoCoMo kutatói, „The Path to 4G Mobile”, MOBILE communications international, Issue 79, pp. 6–9, March 2001 [30] Nathan Yee, Jean-Paul Linnartz, „Multi–Carrier CDMA in an Indoor Wireless Radio Channel”, UCB/ERL, UCB/ERL M94/6, Electronics Research Laboratory, U.C. Berkeley, 1994 [31] Michael Ohm, Ramed Schur, Joachim Speidel, „Extended Lapped Transform for Digital Multicarrier Modulation”, IEEE Global Telecommunications Conference, vol. 1, pp. 217–221, Nov. 2001 [32] Howard E. Levin, „A Complete and Optimal Data Allocation Method for Practical Discrete Mutitone Systems”, IEEE Global Telecommunications Conference, vol. 1, pp. 369–374, Nov. 2001 [33] Robert Baldemair, Pál Frenger, „A Time-Domain Equalizer Minimazing Intersymbol and Intercarrier Interference in DMT systems”, IEEE Global Telecommunications Conference, vol. 1, pp. 381–385, Nov. 2001 [34] Giovanni Cherubini, „Optimum Upstream Power Back-Off and Multiuser Detection for VDSL”, IEEE Global Telecommunications, vol. 1, pp. 375– 380, Nov. 2001

IRODALOMJEGYZÉK

74

[35] ETSI, Transmission and Multiplexing (TM); High bit-rate Digital Subscriber Line (HDSL) transmission systems on metallic local lines; HDSL core specification and applications for combined ISDN–BA and 2048 kbit/s transmission, ETSI TS 101 135, V1.5.3, Franciaország, 2000. szeptember [36] ETSI, Transmission and Multiplexing (TM); Access transmission systems on metallic access cables; Very high speed Digital Subscriber Line (VDSL); Part 2: Transceiver specification, ETSI TS 101 270–2, V1.1.1, Franciaország, 2001. február [37] ETSI, Transmission and Multiplexing (TM); Access transmission systems on metallic access cables; Asymmetric Digital Subscriber Line (ADSL) – European specific requirements [ITU – T G.992.1 modified], ETSI TS 101 388, V1.2.1, Franciaország, 2001. október [38] ETSI, Transmission and Multiplexing (TM); Access transmission system on metallic access cables; Symmetrical single pair high bitrate Digital Subscriber Line (SDSL), ETSI TS 101 524, V1.1.3, Franciaország, 2001. november [39] Balázs Ferenc, „Adaptív csatornakiegyenlít˝ok vizsgálata”, Budapesti M˝uszaki Egyetem, Diplomaterv, 2000 [40] Theodoree S. Rappaport, Wireless Communications,Prentice Hall PTR, New Jersey, 1996 [41] C. Wong, R. Cheng, K. Letaief, R. Murch, „Multiuser OFDM Adaptive Subcarrier, Bit, and Power Allocation”, IEEE Journal on Selected Areas in Communications, vol. 17, no. 10,pp. 1747–1757, Oct. 1999. [42] Thomas Keller, Lajos Hanzo, „Adaptive Modulation Techniques for Duplex OFDM Transmission”, IEEE Transactions on Vehicular Technology, vol. 49, pp. 1893–1906, Sept. 2000 [43] Alireza Seyedi, Gary J. Saulnier, „A Distributed Algorithm for Dynamic Sub-Channel Assignment in a Multi User OFDM Communication System”, 11th IEEE Workshop on Statistical Signal Processing, Session WA1, Singapore, Aug. 2001

IRODALOMJEGYZÉK

Rövidítés jegyzék ACTS A\D AGC ADSL AP ATM BPSK BRAN BS CDMA COFDM CSMA / CA DAB DFT DQPSK DSL DVB EBU JTC ETSI FEC FDMA FFT FIC FIFO GSM GT HIPERLAN HIPERMAN HDSL ICI IFFT ISI ITU–R MC–CDMA MPEG MSC MT

Advanced Communications Technology and Server Analog-to-Digital Automatic Gain Control Asymmetric Digital Subscriber Lines Access Point Asynchronous Transfer Mode Binary Phase Shift Keying Broadband Radio Access Network Base Station (bázis állomás) Code Division Multiple Access Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing Carrier Sense Multiple Access / Collision Avoidance Digital Audio Broadcasting Discret Fourier Transformation Differencial Quadrature Phase Shift Keying Digital Subscriber Lines Digital Video Broadcasting European Broadcasting Union Joint Technical Committee European Telecommunications Standards Institute Forward Error Correction Frequency Division Multiple Access Fast Fourier Transformation Fast Information Channel First-In-First-Out Global System of Mobile Communication Guard Time High Performance Radio Local Area Network High Performance Radio Metropolitan Area Network High-speed Digital Subscriber Lines InterCarrier Interference Inverse Fast Fourier Transformation InterSymbol Interference International Telecommunication Union Radio sector Multi-Carrier Code Division Multiple Access Moving Picture Experts Group Main Service Channel Mobile Terminal

75

IRODALOMJEGYZÉK OFDM QAM QoS QPSK PAPR PDU PLT PRBS PSDU RF SCH SMS SNR TDD TDMA TIS UEP VDSL VLSI WAND WCDMA

Orthogonal Frequency Division Multiplexing Quadrature Amplitude Modulation Quality of Service Quadrature Phase Shift Keying Peak-to-Average Power Ratio Protocol Data Unit Power Line Telecommunication Pseudo Random Binary Sequence PHY sublayer service data unit Radio Frequency Synchronisation Channel Short Message Service Signal-to-Noise Ratio Time Division Duplex Time Division Multiple Access Transmitter Identification Information Unequal Error Protection Very high bit rate Digital Subscriber Lines Very Large Scale Integration Wireless ATM Network Demonstrator Wideband Code Division Multiple Access

76

Az OFDM hozzáférési technika alkalmazási lehetőségeinek vizsgálata

Recommend Documents