5. kapitola: Vysokofrekvenční zesilovače (rozšířená osnova)

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola

1

5. kapitola: Vysokofrekvenční zesilovače (rozšířená osnova)

Čas ke studiu: 6 hodin Cíl: Po prostudování této kapitoly budete umět ● ● ● ● ●

definovat pracovní bod BJT a FET určit funkci VF zesilovače v přenosovém řetězci popsat základní obvodové principy VF zesilovačů zdůvodnit použití AVC posoudit stabilitu VF zasilovače

Výklad 1. Nastavení pracovního bodu BJT NASTAVENÍ PRACOVNÍHO BODU BIPOLÁRNÍHO TRANZISTORU UN

I1

IK RK

R1 Ri

U

CV2

IB

CV1

RE

UKE

R´E

0,6 V

ui R2 (a)

IE

RE UR2

UE

Re = RE//R´E

RZ (b)

Obr.6.3 Základní zapojení SE (vyznačeny stejnosměrné poměry; pro střídavý signál lze poměry upravit podle varianty b) Tranzistor musí mít nastaven vhodný pracovní bod. Vždy platí (2. Kirchhoffův zákon), že napájecí napětí UN je dáno součtem napětí UK na odporu RK, UKE mezi odpovídajícími vývody tranzistoru a UE na emitorovém odporu RE UN = UK+ UKE+ UE Má-li tranzistor proudový zesilovací činitel β >> 1, platí pro proudy kolektoru IK a emitoru IE, že IE ≅ IK a tedy i UE/RE ≅ UK/RK.


2

Aby byla limitace signálu symetrická, volí se obvykle UK ≅ UKE = (UN -UE)/2. Potom IK ≅ IE = (UN - UE)/(2RK) ; UE = REIE = (UN - UE)RE/(2RK) . Elementární úpravou dostaneme, že UE = UNRE/(2RK + RE) Zřejmě platí, že stejnosměrné napětí na odporu R2 musí být UR2 = UE+ UBE ≅ UE + 0,6 V UBE ≅ 0,6 V je typická hodnota napětí báze-emitor. Volíme-li proud odpory R1 a R2 mnohonásobně větší než proud báze tranzistoru IB (prakticky I1> 5IB), lze považovat dělič R1, R2 za nezatížený („tvrdý“) a platí UNR2/(R1 + R2) ≅ UE + 0,6 V Musíme proto volit příčný odpor děliče R1 + R2 tak, aby UN/(R1 + R2) > 5.IB = 5.IK/β β je proudový zesilovací činitel tranzistoru (h21E). Potom R2 = (UE+ 0,6).(R1+ R2)/UN a R1 = (R1 +R2) - R2 . -------------------------------------------------------------------------------------------------------Příklad: Nechť je RZ = 60 kΩ. Volíme RK < RZ/5 = 12 kΩ, volíme RK = 10 kΩ. Požadujeme zesílení AUKSE= -10. Potom určíme RE = RK/10 = 1 kΩ. Pro UN = 12 V je UE = UNRE/(2RK + RE) = 12.1/(2.10 + 1) ≅ 0,6 V; IK ≅ IE = UE/RE = 0,6 mA; IB = IK/β = β = 100= 6 µA; UN/(R1 + R2) = 12/(R1 + R2) > 5. 6 µA = 30 µA ⇒ (R1 + R2) < 12V/30µA = 400 kΩ. Zvolíme R1 + R2 = 300 kΩ a dopočítáme nyní R2 = (UE+ 0,6).300/12 = 30 kΩ a určíme R1 = (R1 +R2) - R2 = 300 - 30 = 270 kΩ. V praxi zvolíme R1 = 270 kΩ a místo R2 zapojíme proměnný odpor složený z „pevné“ části 22 kΩ a trimru 15 kΩ. Pracovní bod tak můžeme nastavit podle potřeby. ---------------------------------------------------------------------------------------------------------

NASTAVENÍ PRACOVNÍHO BODU UNIPOLÁRNÍHO TRANZISTORU (S VODIVÝM KANÁLEM – JFET, MOSFET) UDD = 10 V Rd 5,1kΩ

ID G UGS RG

D UDS S RS 1kΩ

Obr.6.14. Obrázek k příkladu

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola UDSP=UGS - UP

3

PARABOLA

ID

UGS = 0 ODPOROVÁ OBLAST SATURAČNÍ OBLAST (oblast velkého odporu)

UGS1 < 0

UGS2 < UGS1 |UP| UGS1+ |UP| = UGS1- UP

UDS

Obr.6.8. Výstupní charakteristiky tranzistoru NJFET Pro FE tranzistory se zabudovaným kanálem platí v tzv. saturační oblasti UDS > UDSP = UGS UP = UGS přibližný vztah (nezaměňovat za saturační oblast bipolárních tranzistorů) ID = IDSS.(1 - UGS/UP)2, kde ID je proud vývodem D IS = ID je proud vývodem S IDSS = ID při napětí UGS = 0 UP je prahové napětí Příklad 1 Je dán NMOSFET (depletion) s vlastnostmi: IDSS = 5 mA, UP = - 2 V, UA = = 120 V. Určete pracovní bod (obr.6.14). Předpokládáme-li, že pracovní bod bude v saturační oblasti UDS > UDSP = UGS - UP = UGS -(-2) = UGS+2V, můžeme proto použít uvedený vztah: ID = IDSS.(1 - UGS/UP)2 Ovšem proud do G je prakticky nulový, proto zřejmě platí UGS = - RSID, proto dále platí ID = IDSS.(1 + ID.1000/UP)2 = 5.10-3(1+ID1000/(-2))2 = = 5.10-3.(1 -500ID)2 = 5.10-3(1 - 1000ID + 2,5.105 I 2D ) Elementární úpravou obdržíme kvadratickou rovnici 2,5.105 I 2D - 1200ID + 1 = 0 jejímž fyzikálně správným řešením je proud ID = 1,07 mA. Potom UGS = -ID.1000 = = -1,07 V ( a to je správně v intervalu 0 až UP), UDS = 10 - 6100.1,07.10-3 = 3,47 V. Zkontrolujeme UDSP = -1,07 -(-2) = 0,93 V. Platí tedy UDS = 3,47 V > UDSP = 0,93 V; NMOSFET je skutečně v saturační oblasti, vztah byl použit oprávněně. Příklad 2 Předpokládejme, že na obr.6.14 máme NJFET (NMOSFET) s parametry UP = -3,5 V, IDSS = 10 mA. Požadujeme pracovní bod ID = 5 mA ; UDS = 5 V, nyní při napájecím napětí UDD = 15 V. Stanovit nyní musíme i RS a Rd (neplatí údaje na obr.).


4

Nejdříve uvažujme, že tranzistor bude v saturační oblasti. Potom z rovnice ID = IDSS.(1 - UGS/UP)2 platí 5.10-3= 10.10-3.(1- UGS/(-3,5))2 a proto 1+UGS/3,5 = ±1 / 2 . Odsud UGS = -1,025 V nebo -5,975 V. Fyzikální význam má pouze hodnota v intervalu 0V až UP = -3,5 V, pro menší UGS je již proud ID prakticky nulový. Protože platí UGS = - RSID, dostaneme pro dané podmínky, že RS = -(-1,025)/5.10-3 = 205 Ω. Dále musí platit (opět aplikace 2. Kirchhoffova zákona) UDD = RdID + UDS + RSID, z toho plyne Rd = (UDD-UDS)/ID - RS = (15 - 5)/5.10-3- 205 Ω = 1,795.103 Ω = 1,795 kΩ RG se volí typicky asi 1 MΩ. Příklad 3 Nyní předpokládejme, že do určené struktury z příkladu 2 (UDD = 15 V, Rd = 1,795 kΩ, RS = 205 Ω) osadíme tranzistor s jinými parametry: IDSS = 12 mA, UP = - 4 V. Jaký pracovní bod se nastaví nyní? Musí opět platit, že UGS = - 205 ID a současně vztah ID = IDSS.(1 - UGS/UP)2 . Dosadíme-li za UGS , dostaneme po úpravách rovnici (205 ⋅ I D ) 2 2 ⋅ 205 ⋅ I D I + − D +1 = 0 2 UP I DSS UP Řešením získáme dva kořeny ID1 = 5,869 mA a ID2 = 64,89 mA. Smysl má pouze proud, který vytvoří na odporu RS úbytek napětí v intervalu 0 až UP = - 4 V, tedy proud 5,869 mA. To představuje odchylku + 17% pracovního proudu ID proti výchozí hodnotě 5 mA. Osadíme-li do stejné struktury tranzistor s parametry IDSS = 8 mA a UP = - 3 V, obdržíme stejným postupem pracovní proud ID = 4,125 mA. NASTAVENÍ PRACOVNÍHO BODU UNIPOLÁRNÍHO TRANZISTORU (S INDUKOVANÝM KANÁLEM – MOSFET) Používané symbolické značky jsou uvedeny na obr.6.19. Jedná se o tranzistory řízené polem, ve kterých se vytváří vodivý kanál až při napětích UGS > UT > 0 (pro NMOSFET). Pro UGS < UT je kanál zcela nevodivý. Obdobně jako na obr.6.8 i zde platí, že SATURAČNÍ OBLAST je určena parabolou ( pinch-off-parabola) UDSP = UGS - UT (UT - threshold voltage), přičemž v „zesilovacím“ režimu musí platit UDS > UDSP. V této oblasti je V-A charakteristika popsána vztahem ID = K (UGS - UT)2 UGS je napětí mezi vývody G-S (obr.6.19) K je konstanta pro daný tranzistor [A/V2] UT je „threshold voltage“ - opět charakteristické pro daný tranzistor ID → 0 pro UGS < UT TENTO VZTAH PLATÍ I PRO FE TRANZISTORY SE ZABUDOVANÝM KANÁLEM, POUZE URČÍME KONSTANTU K POMOCÍ IDSS: při UGS = 0 platí IDSS = K (0 - UT)2, tedy K = IDSS/(UT)2, NYNÍ JIŽ LZE PSÁT, ŽE ID = K (UGS - UT)2 = IDSS/(UT)2. (UGS - UT)2 = IDSS.( UGS/ UT -1)2 = IDSS.( 1- UGS/ UT)2, význam UT a UP je stejný. .------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------


D

5

D

UDSP= UGS - UT

G

ID G S

(a)

5 mA

S

UGS1 (3V)> UT 1,25 mA

UGS ≈ UT (2V) >0

Obr.6.19. a) Možné symboly NMOSFET (indukovaný kanál); b) jeho výstupní charakteristiky

UGS2 - UT= 2V

UDS

(b)

Na obr.6.23 je zapojení SS zesilovače s tranzistorem NMOSFET (indukovaný kanál; K = 2,96 mA/V2, UT = 2 V, UA = 156 V). Určete pracovní bod. UDD = 10 V RD 1kΩ

RG1 240kΩ D

D

G

ID

RZ 1kΩ

G RG2 150kΩ

UGSQ RS UG 100Ω

S

S US

ID

Obr.6.23. Zapojení zesilovače SS Nejdříve se musíme přesvědčit, zda je tranzistor v saturační oblasti. Pro stejnosměrné napětí na vývodu G tranzistoru platí: UG = UDDRG2/(RG1+RG2) = =10.150/(240+150) = 3,846 V. Současně musí platit, že stejnosměrné napětí na odporu RS je US = RSID a stejnosměrné napětí mezi G a S je UGS = UG - RSID. Po dosazení do vztahu ID = K (UGS - UT)2 získáváme 2 2 I D = K [(U G − RS I D ) − U T ] = K [(U G − U T ) − RS I D ] .Po dosazení za uvedené podmínky dostaneme rovnici I 2D 10 4 − I D .707 + 3,41 = 0 , kde fyzikální smysl má řešení ID = 5,2 mA. Nyní můžeme určit napětí UDS = UDD - ID(RD + RS) = 10 -5,2.1,1 = 10-5,72 = 4,28 V. V saturační oblasti musí platit UDS > UGS - UT = UG -RSID-UT = 3,85-0,52 -2 = 1,33 V, tato podmínka je splněna, použití vztahu je proto oprávněné.


6

Na obr.6.20 platí: K = 0,25 mA/V2, UT = 2,5 V. Jaké jsou pracovní poměry (pracovní bod)? Proud do G lze prakticky vždy zanedbávat, platí proto UDS = UGS a ID = K(UGS - UT)2 = K(UDS - UT)2 = UDS = UDD- RDID= K [(UDD- RDID) - UT]2

RG (510kΩ) UDD = 15 V RD (1,5 kΩ)

D G

UDS ID UGS

S

Obr.6.20. Nastavení pracovního bodu (NMOSFET s induk. kanálem)

Po umocnění a základních úpravách dostaneme vztah ID2 RD2 - [2RD(UDD - UT) + 1/K]ID + (UDD - UT)2 = 0 Po dosazení poměrů z obr.6.20 dostaneme kvadratickou rovnici 2,25.106 ID2 - 41500 ID + 156,25 = 0 která má dva kořeny: 5,27 mA a 13,17 mA. Fyzikálně správný smysl má proud ID = = 5,27 mA, protože na odporu 1,5 kΩ vyvolá úbytek 5,27.1,5 = 7,905 V a na tranzistoru je tak vhodné napětí UDS = UDD - RDID = 15 - 7,905 = 7,095 V = UGS.

2. VF zesilovače


7

Přijímací anténu je výhodné si představit jako generátor napětí UA a v sérii zapojenou impedancí ZA. Napětí UA má velikost UA = hAE, kde hA je tzv. efektivní výška antény a E je intenzita elektromagnetického pole v místě antény. Rozlišujeme antény laděné a neladěné. Rozměry laděných antén jsou při tom voleny tak, aby na pracovním kmitočtu přijímače pracovaly v rezonanci, tedy vykazovaly pouze reálnou složku impedance ZA. Anténa chová jako zdroj napětí s vnitřním odporem RA. Takové antény jsou určeny pro činnost na pevném kmitočtu nebo pro činnost ve velmi úzkém kmitočtovém pásmu. Pro přijímače určené pro práci na DV, SV a KV se používají antény neladěné. Většinou jde o drátové antény nebo o antény magnetické (rámové nebo feritové).

Koncepce přímozesilujícího přijímače - blokové schéma je na Obr. 3.1 - vznikla na počátku rozvoje přijímačové techniky a pro některé použití přetrvává do dnešních dnů. Vývojově nejstarším typem rádiového přijímače byl detektorový přijímač („krystalka“). Ten obsahoval anténu, za níž následoval selektivní vstupní obvod s vhodně zapojeným rezonančním obvodem LC, provádějícím výběr zvolené stanice. Na něj byl vázán detektor (elektrolytický, později krystalový ap.), který byl při silných vstupních signálech již schopen vybudit sluchátka s velkou impedancí. Protože krystalka měla velmi malou citlivost a selektivitu, byla postupně doplňována o NF zesilovač a především o VF zesilovač. Ten umožnil navázání detektoru přes další laděný rezonanční obvod čímž se zlepšila celková selektivita přijímače.


8

Superheterodyn je složen z pevně naladěného přijímače s přímým zesílením, který se v tomto případě nazývá mezifrekvenční zesilovač, a z předřazeného měniče kmitočtu. Měnič kmitočtu uskutečňuje kmitočtovou transpozici signálů žádaných kmitočtů do pásma propustnosti mezifrekvenčního zesilovače. Touto skladbou je možné využít dobrých vlastností přijímače s přímým zesílením a při tom dosáhnout toho, že jak šířka propustného pásma, tak i zesílení se při přelaďování přijímače prakticky nemění. Vlastní měnič kmitočtu je tvořen směšovačem a místním oscilátorem zvaným heterodyn. V některých případech je před měnič kmitočtu zařazen vysokofrekvenční zesilovač, zvaný preselektor. Blokové schéma jednoduchého superheterodynu s předzesilovačem ukazuje Obr. 3.2. Při idealizaci procesu směšování můžeme na výstupu směšovače získat čtyři kmitočtově odlišné signály (viz Obr. 3.3) a to signály o kmitočtu fs a fh (pro které se směšovač chová jako zesilovač), signál o kmitočtu fs+ fh a signál o kmitočtu |fs - fh|. Absolutní hodnotu musíme uvažovat proto, že kmitočet fh může být větší ale také menší než kmitočet fs.


9

Vstupní obvody přijímačů pro nízké a střední kmitočty Přijímače pro tyto kmitočtové rozsahy pracují obvykle s neladěnými anténami. Používá se téměř výhradně vazba induktivní nebo kombinovaná vazba induktivní s kapacitní vazbou napěťovou (viz Obr. 4.4c, e, f). Ostatní typy vazeb při přelaďování přijímače ve velkém rozmezí kmitočtu způsobují značnou nerovnoměrnost přenosu napětí (Obr. 4.4a, b, d). Při použití induktivní vazby vstupního obvodu s anténou můžeme vazební cívku volit s velkou indukčností (pak vazební cívka s kapacitou antény rezonuje pod dolním kmitočtem rozsahu přijímače), nebo s malou indukčností (pak vazební cívka spolu s kapacitou antény rezonuje nad horním okrajem rozsahu přijímače). Výhodnější je provedení s velkou indukčností, protože při ladění přijímače směrem k vyšším kmitočtům klesá přenos napětí z antény, současně ale stoupá přenos vysokofrekvenčního zesilovače a tím se obě změny částečně kompenzují. Také samotné změny přenosu vazebního obvodu jsou pro tento případ podstatně menší, než pro vazební obvod s malou indukčností.

Vstupní obvody přijímačů pro vysoké a velmi vysoké kmitočty Přijímače pracující na těchto kmitočtech obvykle pracují s laděnými anténami. Výjimkou jsou širokopásmové přehledové přijímače, které vzhledem ke své funkci musí mít anténu širokopásmovou. Laděné antény mají jednoznačně definovanou impedanci. Obvykle jsou na pracovním kmitočtu vyladěné do rezonance a jejich výstupní impedance má ryze odporový charakter. Vstupní obvody přijímačů pro vysoké kmitočty jsou obvykle konstruovány s dvojitou transformátorovou nebo dvojitou autotransformátorovou vazbou. Záleží na tom, zda je anténní svod symetrický nebo nesymetrický (koaxiální kabel). Několik typických zapojení vstupních obvodů pro oblast VKV je na Obr. 4.9. Vedle těchto zapojení se např. u televizních přijímačů používají vstupní obvody ve tvaru laděných článků Π nebo T, které mohou současně plnit funkci transformátorů impedance.


10

Laděné zesilovače s tranzistory a integrovanými obvody Napětí přiváděné na vstup přijímače má obvykle velmi malou úroveň. Obvykle je ho třeba před dalším zpracováním zesílit a zbavit rušivých kmitočtově odlišných složek. Pro tyto účely slouží vysokofrekvenční předzesilovač nazývaný preselektor. Vlastní návrh je značně komplikovaný vzhledem k silné vnitřní zpětné vazbě tranzistorů, způsobované nenulovou velikostí admitance y12. Tato zpětná vazba způsobuje, že se tranzistor chová takřka v celém kmitočtovém pásmu jako potenciálně nestabilní prvek. Nestabilitu preselektoru je třeba potlačit. K tomu slouží „unilateralizace" (nebo alespoň neutralizace) [ 4 ] zesilovače nebo častěji metoda vycházející ze skutečnosti, že zatížíme-li vstupní i výstupní svorky zesilovače menší hodnotou odporů, než odpovídá výkonovému přizpůsobení, stupeň stability se zvýší. Jiný způsob spočívá ve vhodném zapojení zesilovacího stupně. Vhodné vlastnosti má kaskoda SE-SB tvořená tranzistory T1 a T3 na Obr. 4.12a, dodávaná často jako monolitický IO, která má zpětnovazební admitanci redukovanou velmi výrazně (asi o 2-3 řády). To konstrukci preselektoru usnadňuje. Uvažujme nejprve kaskodu SE-SB. Ze stejnosměrného hlediska mohou být oba tranzistory kaskody zapojeny sériově nebo paralelně. Rozhodující je při tom velikost stejnosměrného napětí, které je k dispozici. Admitanční parametry "syntetického" tranzistoru lze určit z admitančních parametrů dílčích tranzistorů pro zvolenou hodnotu nastaveného pracovního bodu (Ik, Uk), daný kmitočet a danou teplotu přechodu.


11

Typická zapojení preselektorů s diskrétními tranzistory jsou na Obr. 4.11. Zapojení na Obr. 4.11b je výhodné v tom, že dvouhradlový tranzistor MOS je vlivem stínícího účinku hradla G2 prakticky absolutně stabilní v celém pracovním kmitočtovém rozsahu. Šumové vlastnosti obou zapojení jsou srovnatelné a asi do 300 MHz nemusí šumové číslo překročit hodnotu 1,5 dB.

Zesilovač pro AM signály musí v celém rozsahu vstupního signálu pracovat jako lineární. Proto musí být zapojení opatřena účinnou regulací zesílení (ruční nebo automatickou). Na Obr. 4.12 je tato regulace umožněna řídicím napětím AVC (pro zapojení Obr. 4.12a jsou to řádově stovky milivoltů, pro Obr. 4.12b jednotky voltů). Bez regulace zisku by zejména druhé zapojení (diferenční zesilovač) už při poměrně malých úrovních vstupního signálu způsobovalo okrajování amplitud zesilovaného signálu (což se často využívá u zesilovačů pro zesilování signálů s FM).

Unilateralizace je vykompenzování zpětného přenosu energie z výstupu tranzistoru na jeho vstup. Provádí se eliminací zpětnovazební admitance přídavným pasivním obvodem. Používá se zejména u zesilovačů s tranzistorem v zapojení SE, je-li admitance veliká.

relativně

Kaskoda je kaskádní zapojení dvou tranzistorů, z nichž první je zapojen se společným emitorem (SE), druhý se společnou bází (SB), obr. 2.11. Předností tohoto zapojení je téměř nulová zpětnovazební admitance výsledného obvodu – kaskody. Každý tranzistor může mít obecně nastaven jiný klidový pracovní bod, avšak většinou mají oba tranzistory nastaveny pracovní body stejné.


12

Kaskodové řazení tranzistorů Zadání 1) Určete pracovní bod tranzistoru T1 2) Určete hodnotu RK tak, aby stejnosměrné napětí na RK (URK) bylo rovno napětí mezi kolektorem a emitorem tranzistoru T2 (UKET2), tedy URK = UKET2. 3) Nakreslete signálové schéma obvodu. Předpokládejte, že diferenční odpory všech diod jsou zanedbatelné a všechny kapacity jsou vhodně voleny tak, že jejich impedance lze považovat za nulové (v oblasti uvažovaných kmitočtů). 4) Určete přenos ze vstupu do kolektoru T1 (napěťový). 5) Určete přenos ze vstupu na výstup (zesílení). 6) Určete vstupní odpor struktury 7) Odhadněte vstupní ekvivalentní kapacitu – Millerův jev – ze znalosti přenosu získaného v bodě 4 pro CKE = 5 pF


13

Schéma UN RD

RK

R ZD

CV2 Výstup

RD = 10 KΩ RDZ = 4,7 kΩ RB = ? kΩ RE1 = ? Ω RE2 = ? Ω UN = ? V β volte v rozmezí 100 až 300 shodně pro oba tranzistory

T2 4V C V1

0,6V

Vstup

T1

RB URB

CE

0,6V

3x0,6V UE

Zadané hodnoty:

R E1

R E2

Pásmové zesilovače Jedná se o zesilovače naladěné na pevný mezifrekvenční kmitočet. Zesílení pásmového zesilovače a jeho selektivita tvoří asi 90% zesílení a selektivity celého přijímače. Vlastní zesílení musí být takové, aby i nejslabší přijímaný signál dosáhl na vstupu demodulátoru úroveň potřebnou pro bezchybnou demodulaci. Metodika jejich návrhu je totožná s metodikou návrhu selektivních vysokofrekvenčních zesilovačů až na skutečnost, že jde o zesilovače pevně naladěné. Většina komerčních i profesionálních přijímačů se v současné době konstruuje se selektivními obvody typu filtrů se soustředěnou selektivitou. Celý požadovaný tvar požadované křivky selektivity je vytvářen v jediném filtru soustředěné selektivity, který je umístěný na vstupu pásmového zesilovače. Samotný zesilovač se pak konstruuje jako odporově vázaná širokopásmová kaskáda zesilovacích stupňů. Tato koncepce vyhovuje konstrukci monolitických IO. Pokud jde o zpracování FM nebo impulsních signálů je tato koncepce bezproblémová. Pro zpracování signálů s AM je třeba elementární zesilovače vybavit účinnou automatickou regulací zesílení, aby ani nejsilnější signály nebyly amplitudově omezovány. Základními parametry pásmového zesilovače jsou pracovní kmitočet f0 (podle použití přijímače je f0 rovno stovkám kHz až stovkám MHz), šířka propouštěného pásma B, tvar křivky selektivity, napěťové a výkonové zesílení, stupeň potlačení signálů vně propustného pásma a průběh fázové charakteristiky nebo skupinového zpoždění. Při tom musí být zaručena stabilita zesilovače v celém rozmezí běžných pracovních podmínek. Monolitické pásmové zesilovače se nejčastěji vyskytují ve dvou základních variantách a sice jako kaskády kaskod SE-SB nebo kaskády diferenčních zesilovačů. Jednotlivé typy IO se pak


14

liší např. způsobem vazby mezi zesilovacími stupni, počtem stupňů, zavedením obvodů pro automatickou regulaci zesílení a pod. Základní zapojení diferenčního zesilovače (existuje celá řada variant zapojení) a jeho převodní charakteristiky jsou na Obr. 4.51.


15


16

V řadě případů se u monolitických pásmových zesilovačů setkáváme s emitorově vázanou dvojicí SC-SB, znázorněnou na Obr. 4.54a. Zapojení má nesymetrický vstup i výstup, což pro řadu praktických aplikací představuje výhodu. Výhodou je opět silná redukce zpětnovazební admitance a tedy zvýšení stability a to i ve srovnání s klasickým diferenčním zesilovačem. Uvedené zapojení navíc vykazuje symetrické okrajování amplitud zesilovaného signálu, aniž se tranzistory dostanou do saturace, a proto se využívá především u zesilovačů pro FM. Zejména pro vstupní obvody monolitických pásmových zesilovačů se používá symetrický kaskodový zesilovač z Obr. 4.54b. Jeho stabilita je vyšší než u jednoduché kaskody. Má velmi malou vstupní kapacitu a také výhodné šumové vlastnosti. Je rovněž vhodný zejména pro FM přijímače.


Stabilita zesilovače

17


18

a) Shrnutí základních vlastností: re = U T I E

Odpor vstupní elektrody

Zapojení SE

Zapojení SC

Zapojení SB

Ri b = (β + 1) ⋅ (re + Re )

Ri b = (β + 1) ⋅ (re + Re )

Ri e = re

Rin = RV Ri b

Rin = RV Ri b

RV = R1 R2

RV = R1 R2

Vstupní odpor: Ri n

Výstupní odpor: Rout

Napěťové zesílení:

AU Proudové zesílení:

AI Výkonové zesílení:

AP

ω 3 dB

Rout ≅ RC

Rout =

8)

Re ⋅ re Re + re

 R R ⋅ 1 + V S (β + 1) ⋅ re 

Ri n =   

Re ⋅ re Re + re

Rout ≅ RC

Rout = Re re AU =

− RC Re + re

AU ≅ − RC re AI =

AU =

8)

AU ≅ 1

9)

β ⋅ RV RV + (β + 1) ⋅ re AI ≅ β

AP = AU2 ⋅ ω3 =

AI =

AP = AU2 ⋅

1

Zapojení pro nf a vf obvody

AU ≅ RC re

Ri n Re

—

RC ⋅ CCB

Využití

RC Re + re 9)

AI ≅ 1

AI ≅ β

RC

 RC CMK = CCB ⋅ 1 + Re + re 

AU =

RV ⋅ (β + 1) RV + (β + 1) ⋅ ( Re + re )

Rin

Vstupní arazitní kapacita

Re Re + re

   

AP = AU2 ⋅ ω3 =

Re RC

1 RC ⋅ CCB

C CB

—

Měnič impedance nf vstupní obvod

vf zesilovač na f > 100 MHz

8)

Při výpočtu zesílení je potřeba i zahrnout vliv zátěže

9)

Při Re → 0


19

b) Shrnutí základních zapojení Schéma zapojení :

Signálové schéma:

Zapojení SE UCC R1

RC

u2

C1

0V

Û1

RV

RE1

RE2

Re

CCB

UCC R1

0V

Ei

Û1

C1

re

RV C2 R2

Û2

rCE

E

Zapojení SC

u1

Ei

re

CE R2

C

B

C2

u1

CCB

u2

E

RE

RE

Û2

CCB

RC

Zapojení SB UCC E

R1

RC

CC

CB CE R2

RE

u2

Û1

RE

re

Ei

0V

Û2


20

Shrnutí základních vlastností zapojení s unipolárním tranzistorem Při pohledu na signálové modely na obr. 6.1 – kde jsme zahrnuli i vliv kapacity CGD – vidíme, že situace je stejná, jako když jsme řešili zapojení s tranzistory BJT. Stačí pouze udělat substituce: Uˆ B → Uˆ G , re → rm ,

RC → R D

R E → RS

C C B → CG D

Vstupní odpor unipolárních tranzistorů je velmi velký, takže nemá vůbec smysl uvažovat o proudovém zesílení β (neboť β → ∞ ) . a)

CGD

c)

D

G 0V

D

G

Û2

RD

CGD

0V

Si

Si

Û1

rm

rm Û1

S

RS1 RS2

b) S

Si

re Û1

RS

0V G

CGD

RCD

Û2

Obr. 6.1: Signálové modely unipolárních tranzistorů se zahrnutím vlivu kapacity C GD a) Zapojení se společným emitorem – SS b) Zapojení se společnou „bází“ – SG c) Zapojení se společným kolektorem – SD

Û2


21

Text k prostudování [1] Žalud, V.: Moderní radioelektronika, BEN - technická literatura Praha 2000, ISBN 80-86056-47-3 [3] Prokeš, A.: Rádiové přijímače a vysílače. VUT v Brně, 2005, ISBN 80-214-2263-7

Další studijní texty [2] Mohylová, J. – Punčochář, J.: ELEKTRICKÉ OBVODY II (ZÁKLADY ELEKTRONIKY) Ostrava 2010 Nobilis, J.: TEORIE ELEKTRONICKÝCH OBVODŮ VI (VF zesilovače, směšovače), Střední průmyslová škola elektrotechnická a Vyšší odborná škola Pardubice, Pardubice 2001

Otázky Pro ověření, že jste dobře a úplně látku kapitoly zvládli, máte k dispozici několik teoretických otázek. 1. Princip bipolárního tranzistoru, nastavení pracovního bodu. 2. Princip tranzistorů FE, nastavení pracovního bodu. 3. Vlastnosti základních zapojení s jedním tranzistorem. 4. Vlastnosti kaskodového zapojení. 5. Základní zapojení VF zesilovačů. 6. Unilateralizace a neutralizace. 7. Princip AVC, změna zesílení. 8. Stabilita VF zesilovačů. 9. Základní model antény z hlediska přijímače. 10. Základní funkční bloky superheterodynu. 11. Princip ladění preselektoru.

' Odpovědi naleznete v části "Výklad" a v uvedené literatuře

Úlohy k řešení

Klíč k řešení

AUTOKONTROLA

5. kapitola: Vysokofrekvenční zesilovače (rozšířená osnova)

Recommend Documents