ZÁPADOČESKÁ UNIVERZITA V PLZNI FAKULTA ELEKTROTECHNICKÁ KATEDRA TECHNOLOGIÍ A MĚŘENÍ DIPLOMOVÁ PRÁCE

ZÁPADOČESKÁ UNIVERZITA V PLZNI FAKULTA ELEKTROTECHNICKÁ KATEDRA TECHNOLOGIÍ A MĚŘENÍ

DIPLOMOVÁ PRÁCE Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace

vedoucí práce: autor:

Ing. Michal Kubík Bc. Jiří Toušek

2011

Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace

// Zadání

Jiří Toušek 2011


Jiří Toušek 2011

Anotace Diplomová práce se zabývá problematikou digitálně-analogových převodníků pro audio aplikace. První část práce obsahuje stručný úvod do problematiky používaných číslicových audio modulací a sběrnic a popisu jejich vlastností. Následující část vysvětluje základní principy úpravy digitálního signálu a funkční principy jednotlivých bloků, ze kterých se moderní digitálně-analogové převodníky skládají. Ve třetí části práce je uveden přehled na trhu dostupných typů digitálně-analogových převodníků a rozbor jejich parametrů. Čtvrtá, hlavní, část práce je zaměřena na praktickou konstrukci funkčního vzorku modulu využívajícího moderní digitálněanalogový převodník. Dále zde bylo provedeno porovnání návrhu analogové části funkčního vzorku s průběhy získanými pomocí počítačové simulace. V závěru práce jsou uvedeny výsledky měření, která byla na realizovaném modulu provedena a tyto jsou diskutovány.

Klíčová slova Digitálně-analogový převodník, S/PDIF, převzorkování, delta-sigma modulátor, tvarování šumu, termometrický kodér, dynamické řazení segmentů

I


Jiří Toušek 2011

Abstract

The Master thesis deals with digital analog converters for audio applications. The first part of this thesis provides a brief introduction to the issue of modulation and busses used in digital audio and a description of their properties. The following section explains the basic principles of digital signal editing and describes the function principles of each part, from which the modern digital to analog converter consist of. The third part of the text is an overview of the market available types of digital to analog converters and analysis of their features. Fourth part is focused on the description of practical construction of the sample module using modern digital to analog converter. A brief comparison of the analog part design with computer simulation results are discussed in this part of the work. The last part is formed by the results of measurements made on the realized module. The measured results are introduced in conclusion of this work.

Key words

Digital-to-analog converter, S/PDIF, Oversampling, Delta-sigma modulator, Noise shaping, Thermometric encoder, Dynamic element matching

II


Jiří Toušek 2011

Prohlášení Předkládám tímto k posouzení a obhajobě diplomovou práci, zpracovanou na závěr studia na Fakultě elektrotechnické Západočeské univerzity v Plzni. Prohlašuji, že jsem tuto diplomovou práci vypracoval samostatně, s použitím odborné literatury a pramenů uvedených v seznamu, který je součástí této diplomové práce.

Jiří Toušek

V Plzni dne 9.5.2011

III


Jiří Toušek 2011

Poděkování Tímto bych rád poděkoval vedoucímu diplomové práce Ing. Michalu Kubíkovi za cenné profesionální rady, připomínky a metodické vedení práce. Děkuji také svým rodičům za jejich podporu během celého studia.

IV


Seznam v práci použitých symbolů a zkratek Symbol

Popis

ADI AES ASCII ASRC Bit BMC C CD CMOS D DAC, D/A DAT DEM DPH DPS DSD DVD DWM EBU EUR GND HW I2C I2S IMD IO L LSB MIT MSB NTF PCM R RCA S/PDIF SCMS SD SNR SPI STF T TDM THD THD+N UCC

Analog Devices Audio Engineering Society Tabulka znaků Asynchronní převodník vzorkovací frekvence Dvojkové číslo Dvojfázové kódování Kondenzátor Kompaktní disk Komplementární polovodič kov-oxid Dioda Digitálně/Analogový převodník Digitální zvuková páska Dynamické řazení elementů Daň z přidané hodnoty Deska plošného spoje Přímý číslicový tok Digitální víceúčelový disk Průměrování dat podle váhy Evropské sdružení pro vysílání Euro Elektrická zem Hardware Mezi-obvodová sběrnice Interní audio sběrnice Intermodulační zkreslení Integrovaný obvod Cívka Bit s nejnižším významem Massachusettský Institut technologií Bit s nejvyšším významem Přenosová funkce šumu Pulzně kódová modulace Rezistor Radio Corporation of America Sony/Philips digitální rozhraní Systém správy sériového kopírování Sériová data Odstup užitečného signálu od šumu Sériové periferní rozhraní Přenosová funkce signálu Tranzistor Časový multiplex Harmonické zkreslení Harmonické zkreslení + šum Napájecí napětí

V

Jiří Toušek 2011


USD VCXO VPP WS XLR XO

Americký dolar Napětím řízený oscilátor Napětí špička-špička Výběr slova Audio konektor pro profesionální využití Krystalový oscilátor

VI

Jiří Toušek 2011


Jiří Toušek 2011

Obsah 1.

Úvod.......................................................................................................................... 1 1.1.

2.

Číslicové modulace a sběrnice .................................................................................. 3 2.1.

3.

Cíl práce ............................................................................................................. 1 PCM ................................................................................................................... 3

2.1.1.

Vzorkování.................................................................................................. 3

2.1.2.

Kvantování .................................................................................................. 4

2.1.3.

Dithering ..................................................................................................... 4

2.1.4.

Kódování ..................................................................................................... 5

2.2.

DSD .................................................................................................................... 6

2.3.

Datová sběrnice I2S ............................................................................................ 7

2.4.

S/PDIF ................................................................................................................ 9

2.4.1.

Sub-rámec formátu S/PDIF ...................................................................... 11

2.4.2.

Řídící bity podle IEC958 ......................................................................... 11

2.4.3.

Rámec formátu S/PDIF ............................................................................. 12

2.4.4.

Praktické využití ....................................................................................... 13

Hlavní principy D/A převodu ................................................................................. 14 3.1.

Hodinový jitter ................................................................................................. 15

3.1.1.

4.

5.

Datový jitter a obnova hodinového signálu .............................................. 16

3.2.

Převzorkování .................................................................................................. 17

3.3.

Převod vzorkovací frekvence ........................................................................... 19

3.3.1.

Zvýšení vzorkovací frekvence .................................................................. 21

3.3.2.

Převodník vzorkovací frekvence .............................................................. 21

Delta-sigma modulátor ........................................................................................... 22 4.1.

Delta modulátor ................................................................................................ 22

4.2.

Tvarování šumu ................................................................................................ 25

4.3.

Delta-sigma modulátor ..................................................................................... 26

4.3.1.

Delta-sigma modulátor 1. řádu ................................................................. 26

4.3.2.

Vícebitový delta-sigma modulátor 1. řádu ............................................... 30

4.3.3.

Digitální modulátor delta-sigma ............................................................... 31

Digitálně-analogový převodník .............................................................................. 32 5.1.

D/A převodník s dynamickým řazením segmentů ........................................... 34

5.2.

Průměrování dat podle váhy............................................................................. 36

5.3.

Topologie D/A převodníků .............................................................................. 38

5.4.

Texas Instruments ............................................................................................ 38

5.5.

Cirrus Logic ..................................................................................................... 41 VII


Jiří Toušek 2011

Přehled dostupných D/A převodníků ...................................................................... 42

6.

6.1.

Analog Devices ................................................................................................ 43

6.2.

Texas Instruments ............................................................................................ 44

6.3.

Cirrus Logic ..................................................................................................... 46

6.4.

Wolfson Microelectronics ................................................................................ 47

6.5.

AKM Semiconductor ....................................................................................... 48

6.6.

ESS Technology ............................................................................................... 49

Realizace funkčního vzorku.................................................................................... 50

7.

7.1.

Návrh rekonstrukčního filtru ............................................................................ 54

8.

Měření realizovaného vzorku ................................................................................. 57

9.

Závěr ....................................................................................................................... 61

10.

Použítá literatura .................................................................................................. 63

11.

Seznam příloh ...................................................................................................... 66

12.

Přílohy .................................................................................................................. 67

VIII


Jiří Toušek 2011

1. Úvod Vzhledem k vývoji moderních záznamových médií a audio formátů je dnes naprostá většina hudebních nahrávek a zvukových dat zaznamenávána, upravována a uchovávána v digitální formě. Veškeré přírodní děje včetně zvuku mají ovšem spojitý charakter a nelze je příliš dobře reprodukovat v diskrétní formě, jakou je i digitalizovaný zvukový záznam. Zde tedy nastává nutnost opětovného převodu záznamu do spojité podoby. Zařízení, prostřednictvím kterých je zmíněný převod uskutečňován, jsou právě digitálně-analogové převodníky. V posledních několika letech dochází v oblasti digitálně-analogových převodníků k značnému rozvoji směrem ke snižování spotřeby a zlepšování audio parametrů za současného snižování nákladů na výrobu těchto polovodičových komponent. Daných klíčových cílů je dosaženo především

pomocí

implementace

architektury

delta-sigma

společně

s dalšími

technikami sloužícími k potlačení šumu. Zastaralý typ převodníku využívající k převodu odporové sítě byl postupem času nahrazen modernějšími, přesnějšími a podstatně levnějšími typy pracujícími na principech kapacitních sítí a proudových zdrojů. Digitálně analogové převodníky nacházejí v současné době své uplatnění ve velkém množství elektrotechnických odvětví, jakými jsou nejen spotřební elektronika a telekomunikační technika, ale také měřicí a lékařská technika či automobilový průmysl. 1.1.

Cíl práce Práce se skládá ze tří dílčích částí. První částí je část teoretická. Tato popisuje

hlavní dnes používané principy převodu číslicového signálu na analogový. První kapitola se zabývá číslicovými zdroji signálu, jejich vlastnostmi a strukturou používaných datových sběrnic. V navazující kapitole jsou obsaženy obecné principy funkce jednotlivých bloků, ze kterých se skládá moderní digitálně-analogový převodník a následně jsou nastíněny základní metody potlačení a tvarování šumu nezbytné pro dosažení potřebných kvalitativních audio parametrů. Závěrečná část kapitoly pak obsahuje kompletní rozbor dvou dnes používaných topologií moderních digitálněanalogových převodníků společností Texas Instruments a Cirrus Logic. Druhá část práce se věnuje analýze parametrů dostupných typů digitálněanalogových převodníků využitelných pro audio aplikace. Kapitola je rozdělena do několika dílčích částí, přičemž v každé části je věnována pozornost portfoliu typů převodníků konkrétního výrobce dodávajícího své produkty na evropský trh. Vybrané 1


Jiří Toušek 2011

typy digitálně-analogových převodníků jsou následně podrobněji popsány a vzájemně diskutovány. Praktická část práce se zabývá návrhem a realizací funkčního vzorku modulu využívajícího moderní digitálně-analogový převodník. V této části textu je za pomoci blokového diagramu funkčního vzorku detailně popsán princip funkce jednotlivých částí navrženého zapojení v návazném pořadí. Podrobně je v této části práce diskutován návrh analogového rekonstrukčního filtru typu dolní propust, sloužícího k odfiltrování šumu. Pro ověření výpočtu byla následně provedena i simulace analogové části obvodu pomocí studentské verze počítačového programu PSpice.

Cílem řady měření

provedených na finálním modulu digitálně-analogového převodníku bylo ověřit správnou funkčnost celého zařízení a definovat jeho kvalitativní parametry. Tyto jsou následně zhodnoceny a blíže rozebrány.

2


Jiří Toušek 2011

2. Číslicové modulace a sběrnice 2.1.

PCM Pulzně kódová modulace je dnes stále ještě nejpoužívanějším typem modulace

v digitální audio technice. Důvodem této skutečnosti je nejen velmi jednoduchý princip konverze signálu z analogové formy do formy číslicové a možnosti snadného zpracování digitálního zvuku ve formátu PCM, ale také skutečnost, že je mezi veřejností tento formát nejčastěji používaným. Pulsně kódovou modulaci totiž využívá dnes stále ještě nejrozšířenější záznamové médium CD-Audio a jeho nástupce DVDAudio. Pro převod PCM signálu na signál analogový byly vytvořeny převodníky označované jako R-2R, které fungují na principu přepínané odporové sítě. Nelze s nimi ovšem dosáhnout dostatečné přesnosti a cena jejich výroby je vysoká. Přesto je vhodné uvést základní principy funkce pulsně kódové modulace. Tvorba pulsně kódově modulovaného signálu sestává ze tří základních kroků. Jedná se o vzorkování, kvantování a samotné zakódování. Podívejme se tedy na jednotlivé kroky tvorby PCM signálu detailněji. 2.1.1. Vzorkování vzorkování analogového signálu je proces, při kterém se analogový vstupní signál obvykle reprezentovaný veličinou střídavého elektrického napětí diskretizuje. K diskretizaci dochází odebráním vzorků amplitud napětí ve vždy stejných přesně stanovených okamžicích jak, je patrné z Obr. 1. Výsledkem je tedy sled diskrétních hodnot napětí odebraných v pevně stanovených časech. Takto vytvořený signál pokračuje k dalšímu zpracování do kvantizéru. Nejobvyklejší dnes používané vzorkovací frekvence jsou 44,1 kHz pro vzorkování zvukového signálu u Audio CD a 192 kHz používané v záznamech signálu na nosičích DVD-Audio.

3

Jiří Toušek 2011

amplituda


t1

t2

t3

t

t4

Obr. 1 Proces vzorkování 2.1.2. Kvantování kvantování je proces, při kterém se jednotlivým vzorkům odebraným při vzorkování přidělí stanovená napěťová úroveň. Osa amplitudy vstupního signálu je tedy rozdělena na jednotlivé hladiny, které se označují jako kvantizační úrovně. Na základě rozhodovací úrovně je určena hladina, které konkrétní vzorek náleží. Prakticky se jedná o nejbližší kvantizační hladinu od amplitudy vzorku získaného při vzorkování signálu jak je patrné z Obr. 2. Zde dochází k největšímu zkreslení původního signálu, kdy zpracovávané vzorky přestanou přesně kopírovat původní signál. Tomuto jevu se říká kvantizační zkreslení. Jeho potlačení lze dosáhnout za pomoci zvýšením počtu kvantizačních hladin kvantizéru.

A7 A6 A5 A4 A3 A2 A1 A0 t1

t2

t3

t4

t

Obr. 2 Proces kvantování 2.1.3. Dithering Během kvantování signálu dochází k určitému kvantizačnímu zkreslení, které je dáno rozdílem použité kvantizační úrovně od skutečné hodnoty vzorku odebrané v definovaném čase. Dithering je metoda využívající vhodného algoritmu k potlačení 4


Jiří Toušek 2011

nežádoucích jevů které jsou v našem případě zastoupeny kvantizačním zkreslením. Ještě před samotným vzorkováním signálu dochází k jeho filtrování z důvodu splnění Shannonova theorému. Před procesem kvantováním lze tedy signál taktéž upravit a docílit tak minimalizace chyby během kvantování pomocí přidání ditheru. Dither je vhodný druh šumu, za jehož pomoci lze docílit potlačení přímé vazby mezi vstupním signálem a velikostí kvantizačního zkreslení. Šum je vložen ještě před samotným kvantováním a je následně kvantován společně se vstupním signálem. Dithering je tedy proces, během kterého se nahrazuje harmonické zkreslení zapříčiněné omezeným počtem kvantizačních hladin určitou úrovní šumu, která je pro posluchače méně rušivá než kvantizační zkreslení. Princip získání a aplikace šumového signálu (ditheru) při kvantizaci je znázorněn na Obr. 3, z něhož je patrné, že se od výstupního signálu uOUT z kvantizéru odčítá amplituda vzorku vstupního signálu uIN a tato je akumulována. V dalším kroku je následně tato akumulovaná rozdílová složka uD přičtena ke vstupnímu signálu uIN a je dále postoupena ke zpracování v kvantizéru. Uvedený principiální blokový diagram je adaptací Benettovy přídavné šumové aproximace [Report audiodac].

uIN

uIN

uOUT

uOUT

+ ∑

Kvantizér + ∑

-

+ uD

uD Obr. 3 Získání a aplikace ditheru

2.1.4. Kódování Kódování signálu přicházejícího z kvantizéru je proces při kterém se jednotlivým kvantizačním hladinám přiřadí n-bitová číselná hodnota vyjádřená v binárním tvaru jak, lze vidět z obr. 3. Jak již bylo uvedeno výše, kvantizační zkreslení je nepřímo úměrné počtu použitých kvantizačních hladin a tím pádem tedy také počtu použitých kódových složek. Dnešním standardem je použití 16 bitového kódování, kterému odpovídá 65536 hladin. Kvantizační zkreslení je tedy v tomto případě již velmi nízké. V posledních několika letech se začínají rozšiřovat i hudební nahrávky s 24 bitovým kódováním, které kvantizační zkreslení ještě více eliminují. 5


Jiří Toušek 2011

111 110 101 100 011 010 001 000

t1

t2

t3

t4

t

Obr. 4 Proces kódování V audio technice se nejčastěji používá PCM modulace s lineárním kódováním označovaná zkratkou LPCM. Používá jej například nejrozšířenější formát CD-Audio (verze Red Book) [2] který je zakódován 16 bity na dvou kanálech s vzorkovací frekvencí 44,1 kHz. Jedna vteřina záznamu tedy zaujímá na přenosovém médiu přesně 176,4 kB datového prostoru. Některé digitálně-analogové převodníky pak podporují i časový multiplex označovaný zkratkou TDM. Tento ve zkratce funguje takovým způsobem, že několik samostatných PCM datových toků lze časovým dělením multiplexovat do jednoho agregátního datového toku a toho může být vhodně využíváno zejména u vícekanálového zvukového záznamu. 2.2.

DSD Zkratkou DSD [2] je označen způsob záznamu dat na nosiči SACD, přičemž

zkratka vznikla z názvu tohoto formátu, který zní ve své úplné podobě „Direct Stream Digital“. Jedná se o jednobitový datový tok vzorkovaný frekvencí 2,8224 MHz vytvořený modulátorem typu delta-sigma vyššího řádu (viz kapitola 4). Přestože je převod digitálního signálu z formátu DSD na signál analogový snazší a někteří výrobci dnes mají zahrnuty v portfoliu svých výrobků i modely digitálně-analogových převodníků s podporou přímého zpracování signálu DSD, stále je nejvíce používaným digitálním audio formátem PCM, jež byl diskutován v předchozí podkapitole. Příčinou této obliby je fakt, že již z principu jednobitové formy záznamu nelze s takovýmto signálem příliš manipulovat a jen velmi omezeně jej upravovat. Pro jakékoliv úpravy nahrávky je proto nutné převést DSD signál do formátu PCM a až po potřebné úpravě jej opětovně zakódovat zpět. Naopak přenos digitálního audio signálu ve formátu DSD je výhodný již z podstaty tvorby delta-sigma modulovaného signálu, kde je kromě 6


Jiří Toušek 2011

samotného analogově-digitálního převodu modulátorem typu delta navíc aplikována metoda tvarování šumu (z angl. Noise Shaping), která způsobí přesunutí šumové složky do vyšších frekvenčních oblastí a zlepší tak rozlišení nahrávky na nízkých a středních kmitočtech, kde je lidský sluchový orgán nejvíce citlivý. Vztah mezi audio formáty typu PCM a DSD lze pozorovat z Obr. 5.

Obr. 5 Srovnání PCM a DSD modulovaného signálu, upraveno z [3] 2.3.

Datová sběrnice I2S Názvem I2S [4] je označována standardizovaná trojvodičová digitální audio

sběrnice vyvinutá v roce 1986 společností Philips, sloužící k internímu přenosu PCM modulovaného signálu mezi jednotlivými obvody zpracovávajícími digitální zvuková data. Zkratka I2S vznikla z původního anglického názvu „Inter-IC Sound Bus“. Sběrnice funguje na principu odděleného zpracování hodinového a datového signálu. Jak je naznačeno na Obr. 6, sběrnice I2S se v podstatě skládá ze tří sériových jednobitových linek. První linka označovaná zkratkou SD (z angl. Serial Data) obsahuje informaci o dvou audio datových kanálech, které jsou časově multiplexovány (TDM). Druhá linka označovaná jako WS (z angl. Word Select) slouží k výběru aktuálního slova. Poslední linka nesoucí označení SCK (z angl. Serial Clock) obsahuje hodinový signál. Data jsou přenášena ve formátu dvojkového doplňku a jako první je obvykle přenesen bit MSB. Data z výstupu vysílače mohou být synchronizována na náběžnou nebo sestupnou hranu hodinového signálu. Datový tok výběru slova WS určuje který kanál je aktuálně použit.

7


Jiří Toušek 2011

Obr. 6 Časový diagram sběrnice I2S, upraveno z [4] Sběrnice I2S je řízena vždy za pomoci jednoho zařízení typu „master“. Jedná se o hlavní zařízení, které je zdrojem hodinového signálu a hodinové signály ostatních podřízených obvodů typu „slave“ jsou od tohoto odvozeny. Jak naznačuje blokový diagram na Obr. 7, je možné, aby bylo zařízením typu „master“ jak vysílačem, tak i přijímačem digitálních audio dat. Komunikace mezi jednotlivými obvody pak funguje ve směrech naznačených na výše zmíněném obrázku. Zařízení typu „master“ určuje kromě samotného hodinového signálu i to, zda-li je jako první zaslán bit MSB nebo LSB a jestli je provedena synchronizace dat na náběžnou nebo sestupnou hranu hodinového signálu. Maximální použitelná délka slova je 28 bitů. Lze využít signál s vzorkovací frekvencí 32 kHz, 44,1 kHz, 48 kHz nebo jejich libovolný celočíselný násobek. Sběrnice formátu I2S nachází své uplatnění především jako interní komunikační sběrnice v zařízeních pro digitální zpracování zvuku.

SCK

Vysílač

SCK

Přijímač

Vysílač

WS

„Master“

Přijímač WS

„Slave“

„Slave“

SD

„Master“ SD

Obr. 7 Směr komunikace zařízení připojených na sběrnici I2S

8


2.4.

Jiří Toušek 2011

S/PDIF Na počátku digitální audio techniky s příchodem přehrávačů kompaktních disků

se digitální signál konvertoval na analogový vždy přímo uvnitř přístroje, na jehož výstupu již uživatel získal signál v analogové formě a ten se dále zpracovával. Postupem času bylo vývojáři několika firem zabývajících se výrobou spotřební a studiové elektroniky zjištěno, že by bylo výhodnější jednotlivé komponenty hudebního řetězce propojovat nikoliv analogově, ale v co možná největším rozsahu digitálně. Myšlenka je v tomto případě zcela jednoduchá. Digitální signál je více odolný proti rušení. Použití digitálního signálu od jeho zdroje až po koncové zařízení tedy vede k věrnějšímu zachování kvality nahrávky. Zmíněné myšlenky vedly k vývoji několika typů externího audio rozraní, z nichž dnes nejvíce rozšířeným a používaným ve spotřební elektronice po celém světě je rozhraní typu IEC958 1989-1903 od EBU. Standard IEC958 "Digital audio interface" od EBU (Evropské sdružení pro vysílání) je datové audio rozhraní s lineárním 16 až 24 bitovým datovým slovem které používá standardně vzorkovací frekvence fs od 32 kHz do 48 kHz (pro DAT). Jedná se vlastně o novější standard, který nahrazuje dosavadní rozhraní AES/EBU používané převážně v profesionální audio technice. Rozhraní IEC-958 je dalo by se říci „spotřebitelskou“ verzí původního rozhraní AES/EBU. Tyto dva formáty jsou vzájemně kompatibilní a liší se prakticky pouze kanálovou informací a používaným typem konektoru. Profesionální verze, tedy AES/EBU, přenáší ASCII řetězec pro identifikaci zdroje signálu, zatímco komerční formát obsahuje ochranu proti kopírování (SCMS) primárně vyvinutou v návaznosti na nebezpečí nelegálního šíření nahrávek za použití zařízení DAT. Fyzické parametry rozhraní IEC958 jsou samozřejmě plně standardizovány. Pro kabelové vedení je předepsaná impedance 75 Ω s tolerancí ±5 % pro délku vedení do 10 m a s tolerancí ± 35 % pro vedení delší. Výstupní napětí z vysílací části rozhraní by se mělo pohybovat mezi 0,4 Vpp a 0,6 Vpp, přičemž jmenovitá impedance by měla nabývat hodnoty 75 Ω v rozsahu tolerance ±20 %. Pro vstupní zařízení je pak předepsaná impedance taktéž 75 Ω ovšem s tolerancí pouze ±5 %. Přijímač by ovšem měl být schopen bez problémů zpracovat signál s napěťovou úrovní vyšší nebo rovnou 0,2 Vpp. O něco později vyvinuli vývojáři společností Sony a Philips z dosavadního standardu IEC958 nový standard, jež získal název obsahující počáteční písmena obou firem, které se na vývoji podílely. Jedná se o spotřební formát S/PDIF definovaný normou IEC61937. Srovnání formátu S/PDIF se starším profesionálním formátem AES/EBU je uvedeno v Tab. 1. 9


Jiří Toušek 2011

Tab. 1 Srovnání formátů AES/EBU a S/PDIF AES/EBU

S/PDIF (IEC61937)

Používaný kabel

110 Ω stíněný

75 Ω koaxiální / optické vlákno

Konektor

XLR, 3 piny

RCA (příp. BNC)

Signálová úroveň

3 až 10 V

0,5 až 1 V

Kanálová informace

ASCII ID text

Ochrana proti kopírování SMCS

Maximální rozlišení

24 bitů

20 bitů (příp. 24 bitů)

Elektrické charakteristiky rozhraní AES/EBU jsou odvozeny od rozhraní RS422 což znamená, že část součástkové základny používaná u rozhraní RS-422 je kompatibilní s AES/EBU rozhraním. Starší monolitické integrované obvody lze tím pádem využít i pro vysílací či přijímací elektronickou část rozhraní AES/EBU. Elektrické charakteristiky koaxiálního rozhraní IEC958 potažmo S/PDIF

však od

žádného rozhraní odvozeny nejsou a pro jejich přenos a příjem jsou zapotřebí specializované elektronické obvody. Jak S/PDIF tak AES/EBU umožňují přenášet až 24 bitová slova. U AES/EBU však mají poslední 4 bity definované použití a norma tedy nepočítá s tím, že by tyto byty byly využity pro přenos audio informace. U rozhraní S/PDIF však norma nevylučuje používání posledních 4 bitů pro zvuková data a jejich využití pro tyto účely je tedy akceptovatelné. Typicky je však toto rozhraní využíváno pouze pro přenos 16 bitových a 20 bitových datových slov, což se v současných podmínkách může jevit jako omezující. Pro přenos je využíváno dvoufázového kódování BMC neboli „Biphase mark code“ které eliminuje dlouhé posloupnosti stejných logických úrovní bez ztráty schopnosti snadné synchronizace signálu a je velmi podobný kódu manchesterskému. Jedná se vlastně o druh fázové modulace kdy je každý bit datového signálu reprezentován dvěma logickými stavy signálu typu BMC, které společně tvoří dvojbitové buňky. Délka každé této buňky neboli „time-slotu“ je ekvivalentní k délce datového bitu. Logická „1“ je v tomto kódu reprezentována dvojicí bitů „10“ nebo „01“ a logická „1“ pak dvojicemi „11“ a „00“, přičemž se tyto dvojice v kódu neustále střídají a logická úroveň na počátku bitu je tedy invertována oproti předchozí logické úrovni, což je patrné z Obr. 8. Jak již napovídá název kódování, obě logické úrovně signálu mají stejnou napěťovou úroveň, avšak opačnou polaritu. Takto vytvořený signál má nulovou složku stejnosměrného napětí a tím přispívá k minimalizaci přenášeného výkonu a elektromagnetického vyzařování do okolí. Podrobnější informace k elektrickým vlastnostem rozhraní lze nalézt v [5]. 10


Jiří Toušek 2011

Hodinový signál

Datový signál 1

0

0

1

1

0

1

0

0

BMC signál

1 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 1 0 1 0 0 1 1

Obr. 8 Dvojfázové kódování

2.4.1. Sub-rámec formátu S/PDIF Podle [6] se jednotlivé datové bloky formátu IEC958, potažmo S/PDIF dělí na rámce a sub-rámce. Audio vzorek je uložen ve struktuře známé jako sub-rámec. Subrámec datového formátu IEC958 se skládá z 32 bitů. První 4 bity obsahují preambuli, což je vlastně hlavička sub-rámce. Následující 4 bity jsou nazývány pomocnými audio daty. Zmíněné pomocné audio bity jsou následovány zvukovými daty o délce 20 bitů. V případě, že má datové slovo počet bitů přesahující 24, je přenesen jako první vždy nejméně významný bit (LSB). V případě, že je počet bitů vzorku vyšší než 20, využívá se pro přenos tohoto vzorku i pomocných audio datových bitů. Hlavička se stará o synchronizaci signálu. Tyto 4 bity tím pádem nenesou žádnou užitečnou informaci a vnášejí do signálu redundanci. Navíc nejsou kódovány pomocí BMC kódování a může tedy dojít k tomu že, zmíněný úsek sub-rámce bude obsahovat sekvenci více než dvou stejných logických úrovní v řadě (a téměř vždy tomu tak je). Celý sub-rámec je následně zakončen poslední čtveřicí bitů řídících, jak je naznačeno na Obr. 9. Význam těchto bitů bude diskutován v následující podkapitole. Sub-rámec bit

0

3

Hlavička

4

7

8

Pomocná data

27

Zvuková data

28

29

30

31

V

U

C

P

Obr. 9 Struktura sub-rámce rozhraní S/PDIF, upraveno z [6] 2.4.2. Řídící bity podle IEC958 V (Validity bit) – tento bit udává, zda-li jsou zvuková data platná U (User bit) – poskytuje informaci o čísle stopy a době přehrávání C (Chanel status) – podává doplňkové informace např. o vzorkovací frekvenci P (Parity bit) – bit sloužící k detekci chyb pro kontrolu správnosti dat při příjmu 11


Jiří Toušek 2011

Paritní bit slouží ke generování parity a pomáhá odhalit počet přenesených chyb v sub-rámci. „Validity bit“ neboli bit platnosti dat indikuje svou nízkou logickou úrovní, zda-li jsou aktuální data připravena pro převod do analogové formy. Uživatelský bit a bit statutu kanálu jsou vysílány pouze jednou v průběhu každého vzorku a zaznamenávají například vzorkovací frekvenci a definují jednotlivé bloky dat. Uživatelský bit není u profesionálního systému AES/EBU nijak přímo definován a obvykle obsahuje uživatelská data v podobě informací o přehrávané skladbě. V případě komerčního systému S/PDIF nese bit informaci o ochraně proti kopírování (SCMS). Bit kanálového statutu obvykle přenáší informaci o tom, zda-li se jedná o profesionální formát AES/EBU (nízká úroveň) nebo o komerční formát S/PDIF IEC61937 (vysoká úroveň). 2.4.3. Rámec formátu S/PDIF Na Obr. 10 je zachycena struktura bloku dat formátu S/PDIF. Blok dat se obvykle dělí na 192 rámců, kdy každý rámec obsahuje dva sub-rámce skládající se z informace o pravém a levém kanálu a z příslušných hlaviček sub-rámce. Každý subrámec je vždy zahájen hlavičkou, pomocí které lze definovat počátek bloku a odlišit informaci kterou nese pravý kanál od informace kanálu levého. Toto rozlišení je umožněno použitím tří typů hlaviček. Hlavička typu „Z“ indikuje mimo počátku dat pro kanál A i samotný počátek bloku. Tvar jednotlivých hlaviček včetně přiřazení definované funkce v dvojfázové formě zápisu je patrný z tab. 2. Počet bitů je právě 8 z toho důvodu, že dvojfázově kódovaný signál má oproti běžnému číslicovému signálu každý bit zdvojen. Hlavičky

X

Kanál A

Y

Kanál B

Z

Kanál A

Y

Sub-rámec Rámec 191

Kanál B

X

Sub-rámec Rámec 0

Začátek bloku

Obr. 10 Rámcová struktura rozhraní S/PDIF, upraveno z [6]

12

Kanál A


Jiří Toušek 2011

Tab. 2 Hlavičky systému S/PDIF Dvojfázová kombinace

Informace

X

11100010 nebo 00011101

Kanál A

Y

11100100 nebo 00011011

Kanál B

Z

11101000 nebo 00010111

Kanál A a začátek nového bloku

Na počátku každého bloku je přenášeno 384 bitů kanálových informací a bit kanálového statutu je pro oba sub-rámce vždy shodný. Kanálová informace je nositelem důležitých informací o přenosu dat napříč celým blokem. Více informací této problematice lze získat v publikacích [5] a [6], z nichž bylo v této kapitole nejvíce čerpáno. 2.4.4. Praktické využití Rozhraní S/PDIF a jeho profesionální obdoba AES/EBU jsou dnes používány prakticky ve všech oblastech audio techniky, protože jak již bylo uvedeno výše, je výhodnější přenášet audio signál mezi jednotlivými komponenty audio sestavy v digitální formě. Dnes se toto rozhraní běžně používá například u počítačového zpracování či přehrávání zvuku a pro přenos zvuku při přehrávání disků DVD. Ve spotřební elektronice je pro vedení signálu často použito mimo jiné také jednovidové optické vlákno, komunikující za pomoci optoelektronických převodníků s označením TORX173 a TOTX173 z nichž u prvního jmenovaného se jedná o přijímač a u druhého o vysílač digitálního S/PDIF signálu. Tato dvojice optoelektronických převodníků je speciálně navržena pro přenos signálu ve formátu S/PDIF či IEC958. V případě použití běžného způsobu spojení pomocí koaxiálního kabelu s konektorem RCA, příp. XLR je doporučeno alespoň na vysílací straně použít oddělovací pulsní transformátor s převodem 1:1 ke galvanickému oddělení obou vzájemně propojených komponent audio řetězce.

13


Jiří Toušek 2011

3. Hlavní principy D/A převodu Digitálně-analogový převodník

Digitální vstupy

I2S PCM

DSD

ASRC

Digitální filtr 8x interpolace

Analogové výstupy

D/A převodník L

Převod U/I, analogový filtr

D/A Převodník P

Převod U/I, analogový filtr

Δ-Σ modulátor

S/PDIF

Obr. 11 Blokový diagram moderního digitálně-analogového převodníku V předchozí kapitole jsou stručně popsány základní způsoby tvorby digitálně modulovaného signálu formátu PCM a DSD. Popis je rozšířen také o dva v praxi nejčastěji používané typy audio datových sběrnic, kterými jsou interní sběrnice I2S a externí sběrnice S/PDIF. Tyto sběrnice jsou pro modul digitálně-analogového převodníku vstupní a poskytují tak potřebná audio data. Zjednodušená vnitřní struktura běžného typu moderního digitálně-analogového je naznačena v blokovém diagramu na Obr. 11. Vstupní data v libovolném výše uvedeném digitálním formátu jsou uvnitř převodníku zpracovávána obvykle ve formě PCM modulovaného signálu. Před začátkem samotného převodu může být signál interpolován v bloku ASRC. Jedná se o asynchronní převodník vzorkovací frekvence sloužící ke snížení jitteru (viz podkapitola 3.1) a především ke zvýšení vzorkovací frekvence vstupního signálu. V případě, že je použitá vzorkovací frekvence digitálně-analogového převodníku konstantní pro jakýkoliv vstupní signál, zjednoduší se i návrh analogového rekonstrukčního filtru. Blok asynchronního převodníku vzorkovací frekvence je ovšem obsažen jen v malém množství komerčně vyráběných zařízení využívajících ke své funkci digitálněanalogového převodníku. Bližší informace k asynchronnímu převodníku vzorkovací frekvence jsou uvedeny v podkapitole 3.3. Nedílnou součástí každého moderního digitálně-analogového převodníku je digitální filtr typu FIR. Problematika digitálního filtrování je velmi obsáhlá a lze ji nastudovat v publikacích zabývajících se konkrétně problematikou digitálního filtrování jako např. [7]. Filtr ve většině případů obsahuje 14


Jiří Toušek 2011

osminásobné převzorkování realizované interpolací (viz podkapitola 3.2). Na blok digitálního filtru s převzorkováním navazuje modulátor typu delta-sigma, který slouží ke tvarování šumu, jak je diskutováno v kapitole 4. Konečně poslední částí obvodu je samotný digitálně-analogový převodník. Tento může pracovat na několika odlišných principech popsaných v kapitole 5. Takto získaný analogový výstup v napěťovém formátu je již pouze filtrován externím analogovým rekonstrukčním filtrem typu dolní propust. V případě proudového výstupu je rekonstrukčnímu filtru předřazen ještě převodník proudu na napětí. Více o analogovém rekonstrukčním filtru lze nalézt v kapitole 7. 3.1.

Hodinový jitter Následující kapitola popisuje v digitální audio technice velmi diskutovaný jev

označovaný jako hodinový jitter [8] nebo také fázové chvění. Součástí digitálního audio systému je i zdroj hodinového kmitočtu. Hudební signál je ze svého zdroje čten jako binární číslo a to je pomocí digitálně-analogového převodníku rekonstruováno zpět na zvukový signál v analogové formě. Základem kvalitního záznamu a převodu digitálního zvuku jsou stálé a neměnné parametry zdroje hodinového kmitočtu. Hodinový signál pro použití v digitální audio technice by měl mít obdélníkový průběh se střídou přesně 50 %. Schopnost vyrobit právě takovýto zdroj zcela přesného hodinového signálu lze ale předpokládat pouze z obecného pohledu. V reálném světě působí na takovýto systém různé náhodné i systematické vlivy a předchozí obecné tvrzení lze tím pádem vyvrátit. V praxi nelze vyrobit zdroj hodinového kmitočtu takový, aby byly jeho parametry naprosto stálé, lze se tomuto ovšem velmi přiblížit.

amplituda

Jeden časový interval

t Referenční hrana

Amplituda jitteru

Obr. 12 Digitální signál zatížený jitterem, upraveno z [9] Jedná se vlastně o to, že příchod hrany v digitálním datovém signálu nikdy nenastane v přesně očekávaném okamžiku, ale obvykle s určitým zpožděním jak 15


Jiří Toušek 2011

ukazuje Obr. 12. Přesnost těchto hodinových hran velkou měrou ovlivňuje kvalitu zpracování digitálního zvuku. V přírodě prakticky neexistuje oblast, která by jitterem nebyla ovlivněna a stejně tak je tomu i v digitální audio technice. Existuje ale řada technik, kterými je možné jitter účinně omezit. Jak je patrné z Obr. 12, časovému zpoždění hrany se říká amplituda jitteru [9]. Je to vlastně rozdíl mezi očekávaným a skutečným přechodem signálu z jedné logické úrovně do úrovně následující. Velikost jitteru tedy může nabývat jak kladných, tak i záporných časových hodnot v závislosti na tom, zda-li se reálný přechod úrovně zpozdil nebo se objevil dříve oproti očekávání. Mezinárodní telekomunikační úřad (ITU) definuje jitter jako krátkodobou odchylku významného okamžiku v digitálním systému ze své ideální časové polohy. Existuje ale ještě několik dalších definic tohoto jevu. Lze jej například vyjádřit pomocí časového intervalu. Jeden samostatný časový interval je vlastně normalizovaným taktovacím cyklem. Na základě tohoto tvrzení můžeme jitter definovat jako desetinný zlomek doby zpoždění vztažené k době jednoho časového intervalu. Další možností vyjádření jitteru je vyjádřením kolísání ve stupních, kde jednomu normalizovanému taktovacímu cyklu odpovídá 360 stupňů.

Nejčastěji je

ovšem jitter vyjádřen přímo velikostí časového zpoždění v příslušném řádu (obvykle v ps). V předchozích odstavcích byl uveden obecný popis jitteru. Nyní je třeba si položit otázku, jak vlastně jitter v reprodukčním řetězci vzniká. Každé zařízení ze svého principu produkuje určitý šum. Pojem „jitter“ je spojen právě s tímto šumem přítomným díky mnoha různým vlivům jakými jsou například rušení od řídících obvodů motorů v optických mechanikách či šum z napájecích zdrojů. Nejen při běžné konverzi digitálního signálu na analogový, ale zejména při dalších úpravách takovéhoto zvukového signálu dochází k chybám a odchylkám frekvence. Projevuje se zde tedy hodinový jitter. Jitter však může být a prakticky vždy bývá způsoben i náhodnými vlivy přímo ze zdroje hodinového signálu. Obecně nejnižší jitter mají zdroje hodinového signálu založené na krystalových oscilátorech (XO, VCXO), i ty ovšem určitý jitter produkují. Výrobci krystalových oscilátorů obvykle fázový šum a jitter měří a uvádějí jej do svých specifikací. 3.1.1. Datový jitter a obnova hodinového signálu Při absenci zásobování systému hlavním zdrojem hodinového kmitočtu musí být nahrávka v digitálním audio řetězci synchronizována přímo z datového toku digitálního 16


Jiří Toušek 2011

signálu. Synchronizace bude tedy provedena za pomoci uzavřené smyčky interního fázového závěsu, který obvykle obsahuje přijímač vstupního signálu nebo asynchronní převodník vzorkovací frekvence. Fázový závěs může synchronizovat hrany vstupního signálu, protože je signál obvykle výhodně časově rozložen a obsahuje synchronizační místa. Hrany příchozího signálu budou degradovány jitterem, odvozeným od hodinového kmitočtu zdroje. Signál ale mimo jiné obsahuje i přídavný jitter, který je ovšem pomocí fázového závěsu úspěšně eliminován. Fázový závěs má totiž obvykle již integrován filtr, který dokáže efektivně zprůměrňovat velké množství příchozích hran signálu. Šířka pásma smyčky kontrolního oscilátoru je přitom velmi nízká. Bližší informace ke způsobu eliminace jitteru lze nalézt v publikaci [1]. 3.2.

Převzorkování Jedná se o cílené zvyšování frekvence PCM modulovaného signálu pomocí

interpolace sloužící ke zvýšení datového toku signálu což umožňuje digitálnímu filtru z velké části nahradit analogový filtr při rekonstrukci původního analogového signálu, jak je blíže popsáno v [10]. Dříve, v prvopočátcích vývoje technologie kompaktních disků CD bylo zjištěno, že analogové filtry potřebné k rekonstrukci signálu v tehdejších vysokých řadách CD přehrávačů byly velmi drahé a poměrně náchylné k různým formám přetížení, zkreslení a rušení. Brzy proto výrobci CD přehrávačů přišli s myšlenku nahradit analogové rekonstrukční filtry vysokého řádu (známé také jako filtry „Anti-imaging“) filtry digitálními, které pracují s mnohem vyšší vzorkovací frekvencí. Standardem u dnešních digitálně-analogových převodníků je použití digitálního filtru s až osminásobným převzorkováním. Za výstup analogově-digitálního převodníku následně díky zmíněnému převzorkování postačí umístit běžný filtr typu dolní propust druhého řádu, který dokáže plně odfiltrovat nežádoucí vysokofrekvenční šum, tvořený v digitálně-analogovém převodníku funkcí „udržování nultého stupně“ (z angl. zeroth-order hold) během převodu signálu z digitální formy na formu analogovou [11]. Pro co nejlepší reprodukci průběhu je vyžadován filtr který ořezává všechny složky signálu s frekvencí vyšší než je Nyquistova frekvence či ½ vzorkovací frekvence vstupního signálu. V případě kompaktního disku s vzorkovací frekvencí 44,1 kHz vznikne na výstupu digitálně analogového převodníku produkt převodu s frekvencí 22,05 kHz, jež se svým umístěním v kmitočtové oblasti velmi blíží k užitečnému frekvenčnímu spektru zpracovávaného signálu. Je tedy potřeba velmi ostrého filtru se zlomovou frekvencí 20 kHz, který by odstranil všechny složky frekvenčního spektra 17


Jiří Toušek 2011

začínající na 22,05 kHz. Zvukový signál o frekvenci 22,05 kHz už je ovšem signál uchem neslyšitelný a mohlo by se tedy zdát, že není bezpodmínečně nutné jej odfiltrovat. Je ovšem potřeba brát v úvahu následné vedení již konvertovaného analogového signálu. Většina CD přehrávačů a modulů digitálně-analogových převodníků bývá obvykle na svém výstupu opatřena linkovým zesilovačem, který je dál připojen pomocí analogového kabelového vedení do předzesilovače a koncového zesilovače. Jedná se o komponenty audio řetězce, které mají vždy určité nelineární zkreslení. Uvedené zkreslení může z původní ultrazvukové složky vytvořit šum ve slyšitelné oblasti. Vynechání filtru u digitálně-analogového převodníku se proto v zásadě nedoporučuje. U digitálně-analogových převodníků je obvykle známo, že vykazují několik forem nelineárního zkreslení. Základní nelinearitou je nelinearita integrální, která se obvykle vyskytuje i u analogových systémů jako jsou reproduktory nebo elektronkové zesilovače. Zmíněná nelinearita způsobuje drobné odchylky přenosové funkce od jejího hladkého průběhu. U ideálního digitálně-analogového převodníku je přechod od libovolného stavu k nejvyššímu stavu dán přesným a vždy stejným napěťovým či proudovým skokem. U většiny reálných digitálně-analogových převodníků však změna v bitu s nejnižší váhou nezpůsobí žádnou změnu výstupního proudu či napětí. Zatímco integrální nelinearita nemá na zvukový výstup prakticky žádný vliv, diferenciální nelinearita jakou je například jitter může způsobit ve výstupním signálu poměrně velké nelineární zkreslení. I malé množství nelinearity v podobě jitteru může převod signálu do analogové formy velmi degradovat. U vícebitových digitálně-analogových převodníků se diferenciální nelinearita zvyšuje úměrně k úrovni signálu. Důvodem uvedeného chování je fakt, že větší diferenciální nelinearitu vnášejí do signálu bity s vyšším významem a naopak u bitů s nižším významem se diferenciální nelinearita snižuje, což je dáno architekturou převodníků. Hudební signál ovšem tyto diferenciální nelinearity obsahuje pouze v hlasitých a dynamických hudebních pasážích a to má pak za následek snížení detailnosti a zvýšení subjektivní ostrosti produkovaného zvuku. Výhodou převzorkování je, že dokáže právě tyto diferenciální nelinearity účinně potlačit. Jiným způsobem jak diferenciální nelinearity snížit je zapojení několika integrovaných obvodů digitálně analogového převodníku paralelně k sobě (viz Obr. 13) čímž dochází ke zprůměrování výstupního signálu a tím pádem i ke snížení nelinearit.

18


Jiří Toušek 2011

Obr. 13 Paralelní zapojení několika digitálně-analogových převodníků, převzato z [12] Další metodou jak diferenciální nelinearity účinně zprůměrovat bez nutnosti použití několika paralelně zapojených obvodů digitálně-analogového převodníku je asynchronní úprava vzorkovací frekvence, o které pojednává následující podkapitola. 3.3.

Převod vzorkovací frekvence V některých aplikacích je potřeba převést digitálně modulovaný audio signál na

signál o jiné vzorkovací frekvenci. Pokud je požadovaná vzorkovací frekvence celočíselným násobkem původní vzorkovací frekvence lze signál konvertovat pouhým proložením (interpolací). Pokud ovšem nastane situace, kdy není daná vzorkovací frekvence celočíselným násobkem vzorkovací frekvence původní, je nutné použít asynchronní převodník vzorkovací frekvence, označovaný zkratkou ASRC (z angl. Asynchronous Sample Rate Converter). V takových systémech obvykle pochází hodinový kmitočet vstupního a výstupního signálu ze dvou rozdílných zdrojů. Jako důvod využití asynchronního převodníku vzorkovací frekvence je obvykle uváděno znatelné zlepšení zvuku při současném snížení nároků na filtrování. Význam toho tvrzení je ale diskutabilní, jelikož drtivá většina dnes používaných moderních digitálně-analogových

převodníků

používá

metodu

převzorkování.

Mnohé

marketingové slogany hovoří o zázračném zlepšení zvuku, přestože ve skutečnosti přidává každé proložení do signálu jistou míru zkreslení. Pokud je ovšem převodník vzorkovací frekvence dobře navržen, je toto zkreslení naprosto minimální. Ani nejdokonalejší převodník vzorkovací frekvence však nedokáže jednotlivé vzorky 19


Jiří Toušek 2011

proložit tak, aby byl výsledek interpolace zcela shodný se signálem již vzorkovaným požadovanou

výstupní

vzorkovací

frekvencí.

Důležitější

vlastností

digitálně-

analogových převodníků obsahujících asynchronní převodník vzorkovací frekvence je v kombinaci s přesným zdrojem hodinového kmitočtu velké potlačení fázového chvění (jitteru) i v případě že hodinový kmitočet vstupního signálu není příliš přesný. Princip funkce asynchronního převodu vzorkovací frekvence je naznačen na Obr. 14. V ideálním případě, pokud je vstupní spojitý signál x(t) diskretizován s vzorkovací frekvencí fsi, odpovídá výstupní signál vzorkovaný vyšší vzorkovací frekvencí fso původnímu spojitému signálu. Ve většině případů nelze použít pro zvýšení vzorkovací frekvence běžný převzorkovací filtr, ale protože není poměr mezi vzorkovací frekvencí vstupního a výstupního signálu celým číslem, je nutné použít asynchronní převodník vzorkovací frekvence. A

x(t)

t

fs=fi

fs=fo

m x(ti,m)

ASRC

n y(tO,n)

Obr. 14 Asynchronní převod vzorkovací frekvence

20


Jiří Toušek 2011

3.3.1. Zvýšení vzorkovací frekvence Na Obr. 15 je zachycen proces zvýšení vzorkovací frekvence pro činitel L=2, tento základní princip interpolace ovšem platí pro libovolný celočíselný činitel L.

t

fsi/2

fsi

3fsi/2

2fsi

t

fsi/2

fsi

3fsi/2

2fsi

t

fsi/2

fsi

3fsi/2

2fsi

Obr. 15 Princip zvýšení vzorkovací frekvence, upraveno z [1] Při zvýšení vzorkovací frekvence se provede změna samotné vzorkovací frekvence na vyšší hodnotu nejprve vložením nulových vzorků do oblasti mezi vzorky stávající. Jedná se o proces označovaný jako „nulová výplň“ (z angl. zero-padding). Následně je signál přiveden na filtr typu dolní propust pro odfiltrování aliasingu v novém základním frekvenčním pásmu. Jak je patrné z časové reprezentace změny vzorkovací frekvence v dolní části Obr. 15, děje se tak prostřednictvím interpolace. Pro idealizovaný interpolační filtr s nulovým útlumem v propustné oblasti a maximálním útlumem v oblasti nepropustné platí vztah (1). ( )

{

(1)

Tento proces je obvykle realizován běžným proložením. Pokud se soustředíme na proložení v časové oblasti, přenosová funkce v oblasti frekvenční bude odpovídat konvoluci mezi vstupním signálem a impulsní odezvou v časové oblasti. Dané problematice se detailně věnuje publikace [1]

3.3.2. Převodník vzorkovací frekvence Převodníky vzorkovací frekvence mají za úkol proložení časových intervalů, které nejsou obsazeny určitým vzorkem tak aby byl výstupní digitalizovaný signál vzorkován 21


Jiří Toušek 2011

ve velmi krátkých intervalech a připomínal tak co nejvíce signál spojitý. Nejprve je signál mnohonásobně převzorkován a poté přiveden do bloku HOLD. Tento slouží k převedení stále ještě časově diskrétního signálu na signál spojitý, který je získán na výstupu z bloku HOLD. Signál je následně navzorkován s vzorkovací frekvencí fso (viz Obr. 16). x[n] fsi

L

x[l]

fsi

x[l]

HOLD

y(t)

y[m]

fso

Lfsi

Obr. 16 Blokový diagram převodníku vzorkovací frekvence, upraveno z [1] V případě digitální realizace je systém obvykle rozdělen do dvou částí. První část se skládá z interpolačního filtru pro omezení šířky pásma a dále z jednotky pro frekvenční sledování (z angl. frequency tracking unit), která určuje fázi výstupního signálu vzhledem k přicházejícím vzorkům vstupního signálu. Pomocí funkčního bloku „hold“ dochází k převodu diskrétního signálu na spojitý a tento je následně navzorkován s novou vzorkovací frekvencí. Tato vzorkovací frekvence musí být odvozena od zdroje velmi stabilního hodinového kmitočtu, aby nedocházelo jitteru.

4. Delta-sigma modulátor 4.1.

Delta modulátor Ke správnému pochopení funkce modulátoru typu delta-sigma je nezbytně nutné

zmínit alespoň základní principy modulace a modulátoru typu delta, ze kterého výše zmíněný modulátor vychází. Delta modulace je diskrétní kvantovou jednobitovou modulací přenášející informaci o změně aktuální hodnoty vzorku vstupního signálu v porovnání s hodnotou predikovanou od předchozí hodnoty vzorku signálu. Oproti modulaci PCM tedy není kvantována absolutní amplituda vstupního signálu. Výstupní průběh má schodovitý charakter, jímž se snaží o co nejpřesnější aproximaci tvaru vstupního signálu. Modulátor v jednotlivých vzorkovacích krocích vyhodnocuje nárůst či pokles amplitudy vstupního signálu v porovnání s predikovanou hodnotou a tím je určena hodnota následující. Výstupní úroveň takto modulovaného signálu se tudíž za pomoci predikovaného signálu zvýší nebo sníží právě o velikost jednoho kvantizačního kroku. Výsledná logická posloupnost ve formě jednobitového datového toku je následně 22


Jiří Toušek 2011

přivedena na digitálně-analogový převodník. Tento se skládá ze zdroje dvou opačně polarizovaných hodnot napětí a z elektronického přepínače, jež v závislosti na příchozím signálu na svůj výstup přepíná vždy jednu z těchto dvou referenčních hodnot napětí. Výstup z digitálně-analogového převodníku je přiveden do integrátoru, ve kterém je vytvořena následující predikovaná hodnota. Značnou nevýhodou tohoto typu modulátoru je ale jeho náchylnost na „přetížení“. V případě, že je mezi jednotlivými vzorky vstupního signálu ve dvou po sobě jdoucích vzorkovacích krocích kvantizační krok příliš malý a změna velikosti amplitudy a rychlost změny amplitudy vstupního signálu naopak příliš vysoká, modulátor již nestačí sledovat změny vstupního signálu a to vede k již zmíněnému „přetížení“ modulátoru vstupním signálem. Schopnost zpracovat signál bez většího zkreslení je u těchto modulátorů tedy značně závislá na frekvenci zpracovávaného signálu. V návaznosti na zmíněný problém došlo později k úpravám delta modulátoru na adaptivní verzi, která „přetížení“ do jisté míry koriguje proměnnou velikostí kvantizačního kroku. Problematika je dále rozebrána v [13]. Funkce modulátoru je blíže popsán na Obr. 17, kde je v součtovém uzlu od predikovaného signálu uPRED odečten vstupní signál uIN. Po odečtení je získaná odchylka těchto dvou signálů a ta je dále kvantována v jednobitovém kvantizéru. fs Vstupní signál +

Výstup modulátoru Jednobitový kvantizér

Σ -

uIN

uMOD ±UREF

uPRED

+UREF

∫

-UREF DA převodník

Vstup demodulátoru

Výstup demodulátoru

uMOD

-UREF

±UREF

uPRED

∫

+UREF

Filtr typu dolní propust

Obr. 17 Blokový diagram delta modulátoru a demodulátoru 23


Jiří Toušek 2011

Jednotlivé vzorky jsou kvantovány v časech odvozených od zdroje vzorkovacího hodinového signálu fs . Z jednobitového kvantizéru je získána výstupní logická posloupnost uMOD s průběhem naznačeným na Obr. 18, která je dále použita k řízení digitálně-analogového převodníku, jehož výstupní průběh obsahuje posloupnost složenou ze dvou referenčních hodnot napětí. Tato výstupní posloupnost je odvozena od logické posloupnosti uMOD. Výstup z digitálně-analogového převodníku je dále přiveden na integrátor. Integrováním vznikne nová predikovaná hodnota uPRED, která je opět odečtena od vstupního signálu. Na přijímací straně je pak do vstupu demodulátoru přivedena bitová posloupnost uMOD signálu modulovaného delta modulací. Jak je patrné z Obr. 17, bitová posloupnost opět ve struktuře demodulátoru ovládá přepínač a volí jím jednu ze dvou hodnot referenčního napětí. Takto vytvořená dvoustavová posloupnost je následně přivedena do integrátoru kde je integrována obdobným způsobem jako v delta modulátoru, čímž je opět vytvořen predikovaný signál uPRED. Střední hodnota tohoto predikovaného signálu je již analogovým signálem odpovídajícím původnímu vstupnímu signálu. Demodulaci predikovaného signálu uPRED lze provést adekvátně navrženým filtrem typu dolní propust kterým je delta demodulátor na svém výstupu opatřen.

u [V]

0

t [µs]

uIN uPRED 0

t [µs]

+UREF

uMOD

-UREF

Obr. 18 Tvorba delta modulovaného signálu

24


Jiří Toušek 2011

Proces převodu analogového signálu na signál digitální za pomoci modulátoru typu delta je zobrazen na Obr. 18. Průběhy napětí jsou ovšem poměrně idealizované a slouží pouze k získání představy o funkci modulátoru typu delta. Systém lze vhodně zjednodušit nahrazením sčítačky a jednobitového kvantizéru za komparátor s hysterezí. Komparátor na svých vstupech porovnává hodnotu vstupního napětí s predikovanou hodnotou uPRED a výsledkem komparace je nastavení výstupní úrovně na příslušnou logickou hodnotu ve výstupní posloupnosti uMOD. Tvarování šumu

4.2.

Tvarování šumu [1] (v anglickém jazyce označované jako „Noise Shaping“) je dnes běžně používanou metodou pro zlepšení šumových vlastností digitálněanalogových převodníků. U dříve používaných a dnes již zastaralých typů těchto převodníků jakými jsou převodníky s odporovou sítí R-2R či převodníky s postupnou aproximací dochází vlivem absence zpětné vazby ke sloučení cesty užitečného signálu s šumovou složkou tohoto signálu. Vzhledem ke skutečnosti že je výstupní signál přímo závislý pouze na vstupním signálu a tím pádem i na jeho kvantizačním šumu, nelze tento šum nijak účinně potlačit. Předešlé tvrzení ovšem neplatí pro moderní typy digitálně-analogových převodníků založené na architektuře delta-sigma, které ze svého principu funkce využívají zpětnovazební smyčku. Výhodou použití této zpětnovazební smyčky je fakt, že cestu užitečného signálu a cestu kvantizačního šumu od sebe lze do velké míry oddělit a obě cesty tedy mají svou vlastní přenosovou funkci. Přenosová funkce signálu je v tomto případě obvykle označována zkratkou STF (z anglického Signal Transfer Function) a v případě funkce šumu se jedná o zkratku NTF (z anglického Noise Transfer Function). Přenosová funkce signálu (STF)

A

Přenosová funkce šumu (NTF)

fb

fs-fb

fs

fs+fb

Obr. 19 Přenosová funkce signálu po provedeném tvarování šumu

25

f


Jiří Toušek 2011

V praxi dochází k jevu, kdy je šum přesunut do frekvenční oblasti nad užitečný signál a může být dále odfiltrován (viz Obr. 19). Funkce tvarování šumu je v moderních digitálně-analogových převodnících prováděna modulátorem typu delta-sigma. Při použití modulátoru typu delta-sigma vyššího řádu (obvykle druhého) se vliv tzv. „Noise Shapingu“ na potlačení kvantizačního šumu dále zvyšuje. Podrobný popis jevu je uveden v publikaci [14]. Popis modulátoru typu delta-sigma bude diskutován v následující podkapitole. 4.3.

Delta-sigma modulátor Modulátory typu delta-sigma jsou založeny na stejném principu jako již

popisované modulátory typu delta. Jedná se o přímou modifikaci delta modulátoru za účelem odstranění šumu z užitečného spektra signálu. Tohoto cíle je dosaženo pomocí přesunutí šumu do vyššího frekvenčního pásma. Jak bylo zmíněno v předchozí kapitole, jedná se o techniku tvarování šumu označovanou jako „Noise Shaping“. Ve struktuře řetězce delta modulátoru a demodulátoru jsou použity celkem dva zcela shodné integrátory, z nichž první je součástí zapojení modulátoru a druhý figuruje v zapojení demodulátoru. Pomocí matematické věty o linearitě integrálu [13] lze tyto integrátory sloučit pouze v jeden. V případě modulátoru typu delta-sigma prvního řádu jsou tedy tyto dva integrátory sloučeny a modulátor obsahuje pouze jeden integrátor zapojený přímo v cestě zpracovávaného signálu. 4.3.1. Delta-sigma modulátor 1. řádu Jak bylo popsáno výše, hlavní výhodou modulátoru typu delta sigma oproti předchozímu typu je závislost šumu na frekvenci. Tato vlastnost modulátory deltasigma předurčuje k použití v kvalitativně náročných systémech pro zpracování audiosignálu a speciálně pro použití v moderních audio digitálně-analogových převodnících.

26


fs

Vstupní signál +

Σ uIN

-

Jiří Toušek 2011

Jednobitový kvantizér

∫

Výstup modulátoru

„Bitstream“ Filtr typu dolní propust

Modulátor

Demodulátor

Obr. 20 Modulátor a demodulátor typu delta-sigma Jak je patrné z blokového diagramu na Obr. 20, základním prvkem modulátoru typu delta-sigma je obdobně jako je tomu u modulátorů delta komparátor s hysterezí, který je obsažen v jednobitovém kvantizátoru. Jednobitovému kvantizátoru je v přímé signálové cestě předřazen blok integrátoru. U tohoto typu modulátoru je tedy prováděna kvantizace integrálu odchylky vstupního signálu od signálu zpětnovazebního. Díky výše zmíněnému faktu je modulátor typu delta-sigma oproti delta modulátoru mnohem méně náchylný na přetížení vstupním signálem. Jednobitový kvantizér na svém výstupu vytváří logickou posloupnost ve formě datového toku označovaného anglickým názvem „Bitstream“. Po filtraci této logické posloupnosti za pomoci filtru typu dolní propust je získán výstupní analogový signál. N(p) + +

Σ X(p)

-

1 p

Y(p)

+

Σ

Filtr typu dolní propust X´(p)

Obr. 21 Matematický model modulátoru a demodulátoru delta-sigma Za pomoci blokového diagramu na Obr. 21 lze vytvořit linearizovaný matematický model delta-sigma modulátoru prvního řádu s využitím Laplaceovy transformace. Pro přiblížení linearizovaného modelu delta-sigma modulátoru realitě je provedena záměna jednobitového kvantizátoru za sčítačku. Na první vstup sčítačky je přiveden signál z bloku integrátoru a do druhého vstupu je přiveden kvantizační šum označovaný v Laplaceově transformaci jako N(p). Přenosová funkce signálu STF (z angl. Signal Transfer Function) delta-sigma modulátoru 1. řádu je v Laplaceově 27


Jiří Toušek 2011

transformaci za předpokladu nulových počátečních podmínek popsána výrazem ve tvaru vzorců (2), resp. (3).

Y ( p )   X ( p )  Y ( p ) 

Y ( p)  X ( p)

1 p 1

1 p



1 , za předpokladu že N(p) = 0 p

1 p 1

(2)

(3)

Přenosová funkce šumu NTF (z angl. Noise Transfer Function) by měla být ideálně ve využívaném frekvenčním pásmu (0:fb) inverzní k přenosové funkci signálu STF. Jinak řečeno by celková přenosová funkce měla mít velký zisk v užitečném pásmu a naopak co největší útlum mimo něj tak, aby se šum přesunul z oblasti užitečného signálu nad tuto frekvenční oblast. Přenosovou funkci kvantizačního šumu NTF lze tedy zapsat pomocí Laplaceovy transformace za nulových počátečních podmínek ve tvaru (4), resp. (5).

Y ( p)  Y ( p) 

1  N ( p) , za předpokladu že X(p) = 0 p

Y ( p) 1 p   N ( p) 1  1 p  1 p

(4) (5)

Jak bylo uvedeno výše, důvodem použití modulátorů typu delta-sigma v moderních digitálně-analogových převodnících je hlavně jejich schopnost tvarování šumu neboli „Noise Shaping“. Podle rovnice (3) lze chování modulátoru pro vstupní signál označit jako chování filtru typu dolní propust. Ze vztahu (5) naopak vyplývá potlačení kvantizačního šumu v užitečné frekvenční oblasti. Chování modulátoru vůči kvantizačnímu šumu by se tedy dalo popsat jako chování filtru typu horní propust. Princip funkce delta-sigma modulátoru a demodulátoru 1. řádu [15] lze popsat za pomoci blokového schématu na Obr. 22. K zajištění správného fungování modulátoru je nutné, aby byla regulační zpětnovazební smyčka zpožděna za pomoci zpožďovacího obvodu v přesně stanovených časových okamžicích. Toto časové zpoždění může být u delta-sigma modulátoru realizováno klopným obvodem typu D, který reaguje na náběžnou hranu hodinového signálu. Frekvence taktovacího signálu fS musí být podle Shannonova vzorkovacího teorému minimálně dvojnásobná ve srovnání s nejvyšší frekvencí užitečného analogového signálu.

28


Jiří Toušek 2011

A)

Vstupní analogový signál uDIF +

uINT

Σ

uKOM Komparátor s hysterezí

∫

uIN

„Bitstream“

fs

-

uOUT CLK D

Q

Jednobitový kvantizér

±UREF

+UREF -UREF DA převodník

B) „Bitstream“

+UREF

Výstupní signál

±UREF Filtr typu dolní propust

-UREF

uOUT

DA převodník

Obr. 22 a) Blokový diagram delta-sigma modulátoru 1. řádu, Obr. 22 b) Blokový diagram delta-sigma demodulátoru 1. řádu Jednotlivé průběhy napětí ve významných částech blokové struktury delta-sigma modulátoru jsou uvedeny na Obr. 23. V součtovém uzlu modulátoru vzniká diference mezi vstupním signálem uIN a signálem zpětnovazební smyčky ±uREF obsahujícím posloupnost

referenčních

hodnot

napětí

produkovaných

z

výstupu digitálně-

analogového převodníku. Aktuální polarita referenčního napětí ±uREF na výstupu digitálně-analogového převodníku je přímo odvozena od příslušné hodnoty z datového toku „bitstream“ [1] na výstupu jednobitového kvantizéru. Diference vstupního a zpětnovazebního signálu uDIF je nejprve zpracována integrátorem na jehož výstupu je získán průběh uINT a ten je dále přiveden na vstup jednobitového kvantizéru. Jednobitový kvantizér ve své struktuře obsahuje komparátor s hysterezí. Diskutovaný komparátor porovnává úroveň napětí uINT na svém vstupu s nulovou hodnotou napětí. Logická hodnota uKOM získaná komparací s nulovým napětím je poté zahrnuta do výstupní posloupnosti „bitstream“ a posloupnost je následně přivedena na vstup klopného obvodu typu D. Klopným obvodem typu D je zajištěno, aby ke změně příslušného prvku výstupní posloupnosti docházelo vždy v předem stanoveném okamžiku daném frekvencí taktovacího signálu fS. Výstupní logická posloupnost z jednobitového kvantizéru je následně použita k řízení přepínače jednobitového

29


Jiří Toušek 2011

digitálně-analogového převodníku. Výstup tohoto jednobitového digitálně-analogového převodníku je přímo aplikován na rozdílový vstup sčítačky. Na vstup digitálně-analogového převodníku v demodulátoru je aplikována posloupnost „bitstream“. Posloupnost tvořená digitálně-analogovým převodníkem je posloupností složenou z hodnot dvou referenčních napětí ±uREF. Tyto napětí se střídají v závislosti na přivedené vstupní posloupnosti. Výstupní demodulovaný analogový signál uOUT je získán filtrací za pomoci rekonstrukčního filtru typu dolní propust.

Obr. 23 Průběhy napětí v důležitých bodech delta-sigma modulátoru, upraveno z [15] 4.3.2. Vícebitový delta-sigma modulátor 1. řádu Vícebitový modulátor typu delta-sigma prvního řádu vznikne vhodnou úpravou jednobitového modulátoru typu delta-sigma. Zpětná vazba vedená z bloku digitálněanalogového převodníku do sčítačky může do analogového modulátoru vnést poměrně velké množství šumu. Velikost tohoto šumu je možné redukovat použitím vícebitového digitálně-analogového převodníku, jak je naznačeno na Obr. 24. Nahrazením jednobitového digitálně-analogového převodníku ale nastává nutnost současné úpravy komparátoru s hysterezí a integrátoru. Oba tyto bloky musí mít stejný počet bitů jako použitý digitálně-analogový převodník zapojený ve zpětné vazbě. Po změně digitálněanalogového převodníku, komparátoru s hysterezí a klopného obvodu na jejich 30


Jiří Toušek 2011

vícebitové varianty již na výstupu modulátoru nezískáme jednobitovou posloupnost typu „bistream“, ale vícebitovou posloupnost tvořenou několika datovými toky typu „bitstream“. Protože se jedná o několikabitový datový tok, je možné jej převést na běžný signál modulovaný pulsně kódovou modulací PCM. Díky výraznému zlepšení šumových vlastností je dnes většina digitálně-analogových převodníků využívaných pro audio aplikace založena na vícebitových modulátorech typu delta-sigma. Vstupní analogový signál uDIF +

Σ

fs

uINT

uKOM Komparátor s hysterezí

∫

uIN

N-bitový výstupní signál

-

uOUT CLK D

Q

N-bitový kvantizér

±UREF

+UREF -UREF N-bitový DAC

Obr. 24 Vícebitový modulátor delta-sigma 1. řádu 4.3.3. Digitální modulátor delta-sigma Využití modulátoru typu delta-sigma není omezeno pouze na digitálněanalogové a analogově-digitální převodníky, ale lze jej použít i jako převodníky digitálně-digitální. Ačkoliv by se mohlo zdát, že tato konfigurace postrádá svůj význam, opak je pravdou. Hlavním důvodem k používání modulátoru typu delta-sigma jako digitálně-digitálního převodníku je jeho již výše zmíněná vlastnost tvarovat šum („Noise Shaping“). Díky této vlastnosti je diskutovaný typ modulátoru dnes využíván jako součást prakticky všech moderních typů digitálně-analogových převodníků většiny světových výrobců. Princip funkce je stejný jako u analogové verze modulátoru typu delta-sigma. Pouze integrátor je v tomto případě nahrazen druhou sčítačkou. Komparátor obdobně jako u analogové verze modulátoru porovnává, zda-li jsou hodnoty přicházející z klopného obvodu typu D vyšší než prahová úroveň a na základě tohoto vyhodnocení přepne aktuální výstupní logickou úroveň na odpovídající hodnotu. Výstupem je obdobně jako u analogové verze modulátoru bitová posloupnost „bitstream“. Ta je zavedena do zpětnovazební smyčky obsahující digitálně-digitální převodník. Digitálnědigitálné převodník nemění výstupní napěťovou úroveň signálu, ale pouze převádí jednobitový datový tok „bitstream“ na vícebitový datový tok (obvykle 16 nebo 24 bitů). 31


Jiří Toušek 2011

Výstup zpětnovazebního převodníku je přiveden na rozdílový vstup první sčítačky a porovnává se s vícebitovou vstupní informací. Výsledkem je opět rozdíl vstupního datového signálu a signálu získaného ze zpětnovazební smyčky. Rozdílová datová posloupnost pokračuje dále do druhé sčítačky, kde se k ní připojí časově zpožděný datový tok z klopného obvodu typu D. Výsledná vícebitová výstupní posloupnost je následně opět aplikována na vstup komparátoru. Takto vzniká na výstupu komparátoru jednobitová datová posloupnost „bitstream“, jak je nastíněno v [15].

5. Digitálně-analogový převodník Jednobitový

modulátor

typu

delta-sigma

je

při

použití

adekvátního

převzorkování a tvarování šumu schopen produkovat signál s odstupem výkonu užitečného signálu od šumu mnohem vyšším než je dynamický rozsah daný fyziologií lidského ucha. Oproti vícebitové variantě modulátoru má ještě další výhodu a to že dvoustavový signál je ze své podstaty lineární a snadno převeditelný do analogové formy. Vzhledem ke zmíněným okolnostem by se tedy mohlo zdát, že je použití vícebitových převodníků neopodstatněné, ale nesmíme opomenout i nevýhody jednobitového řešení a to hlavně následující dvě. První z nich je poměrně vysoká citlivost na fázové chvění (jitter), jež je způsobena potřebou zpracovávat pulsy s poměrně vysokou amplitudou ve velmi krátkých časových intervalech. V případě N-bitového převodníku jsou skoky obvykle 2N krát menší a tím pádem je dosaženou i 2N krát nižšího množství vzorkovacího jitteru. Druhou nevýhodou je nemožnost řádného ditheringu (viz kapitola 2.1.3). Kvantizér je totiž poměrně dost citlivý již na malé množství chybového rozdílu (ditheru). V případě jednobitového kvantizéru je ale velikost rozdílového signálu značná a po průchodu zpětnou vazbou způsobuje přetížení kvantizéru. V důsledku zmíněného problému je nutné v případě jednobitového digitálně-analogového převodníku používat pouze malou úroveň chybového rozdílu a společně s tímto rozdílem je potřeba snížit i úroveň užitečného vstupního signálu nesoucího informaci. Nicméně i přes zmíněné omezení existují jednobitové digitálně-analogové převodníky s velmi nízkým zkreslením. Jejich vnitřní zapojení je ale velmi složité a využívá se zde mnoha lokálních zpětných vazeb. Dnešní moderní digitálně-analogové převodníky jsou řešeny téměř výhradně jako vícebitové. S použitím vícebitové architektury se totiž lze výše zmíněným problémům vyhnout a dosáhnout dalšího snížení šumu nejen v užitečné frekvenční 32


Jiří Toušek 2011

oblasti výstupního signálu ale i mimo ni. Dochází tedy i ke snížení nároků na výstupní filtr typu dolní propust. Vzhledem k tomu, že se samotný digitálně-analogový převodník nachází až za modulátorem, nelze již na něj uplatnit tvarování šumu a veškeré jeho nelinearity se projeví i na výstupu převodníku. Požadovaný výkon převodníku je navíc dán rozlišením vstupního signálu a nikoliv samostatného digitálně-analogového převodníku. Pro vstupní signál s rozlišením převyšujícím 16 bitů je proto vyžadována velmi vysoká linearita, které prakticky nelze dosáhnout běžným způsobem výroby monolitických integrovaných obvodů. Dokonce i za použití Termometrického kódu (Thermometer code) [16], kde je decimální matematická hodnota prvku definována počtem po sobě jdoucích logických „1“ (viz Tab. 3) a za použití 2N shodných jednobitových prvků N-bitového digitálně-analogového převodníku lze dosáhnou maximální shody pouze 0,1 %. Nejjednodušší variantou takovéhoto digitálněanalogového převodníku je B-bitový převodník s termometrickým kodérem jehož struktura je patrná z principiálního blokového diagramu na Obr. 25. Vstupní B-bitová posloupnost je zakódována termometrickým kodérem jež má 2B výstupů. Jednotlivé výstupy jsou přímo přivedeny do příslušných 2B jednotek digitálně analogového převodníku. Jednotlivé dílčí výsledky převodu jsou následně sečteny sčítačkou, na jejímž výstupu figuruje již kompletní výsledek celého převodu.

D/A jednotka

y2B-1(t)

...

x[n]

Termometrický kodér

t2B-1[n]

t2[n] t1[n] t0[n]

D/A jednotka

y2(t) D/A jednotka

y1(t)

D/A jednotka

y0(t)

∑

y(t)

Obr. 25 B-bitový D/A převodník s termometrickým kodérem, upraveno z [16] Lepší linearitu lze běžným způsobem zajistit pouze pomocí laserového justování používaného u starších typů digitálně-analogových převodníků. Justování je mimo jiné i poměrně nákladný proces a proto je vhodné využít jiné metody k linearizaci samotného převodníku.

33


Jiří Toušek 2011

Tab. 3 Vztah mezi dekadickým, binárním a termometrickým kódem, upraveno z [17] Dekadický kód Binární kód

Termometrický kód

0

0

0

0

0 0 0 0 0 0 0

1

0

0

1

0 0 0 0 0 0 1

2

0

1

0

0 0 0 0 0 1 1

3

0

1

1

0 0 0 0 1 1 1

4

1

0

0

0 0 0 1 1 1 1

5

1

0

1

0 0 1 1 1 1 1

6

1

1

0

0 1 1 1 1 1 1

7

1

1

1

1 1 1 1 1 1 1

D/A převodník s dynamickým řazením segmentů

5.1.

Pokud budeme k jednotlivým jednobitovým segmentům převodníku přistupovat za pomoci termometrického kódu, ale jednotlivé segmenty budeme navíc přehazovat tak, aby byly vybírány náhodně, zajistíme zrušení vazby mezi nelinearitou a vstupním signálem a nelinearita se transformuje do podoby bílého šumu. Tento algoritmus je obvykle označován zkratkou DEM (z angl. Dynamic Element Matching). Když zavedeme celkový počet elementů B-bitového digitálně-analogového převodníku N=2B, pak lze definovat vstup x v termometrickém kódu a výstup y vztahy (6) a (7). N 1

x   di

(6)

i 0

N 1

y   di  wi

(7)

i 0

Kde i označuje číslo segmentu a di je i-tý datový bit náležející k danému segmentu. Parametr wi označuje míru významnosti každého segmentu, přičemž v případě že jsou míry významnosti všech segmentů stejné, pak wi=1. Pokud platí, že x=y, pak je digitálně-analogový převodník dokonale lineární. V praxi tohoto ale kvůli výrobním odlišnostem nikdy nelze dosáhnout, protože se každá míra významnosti od hodnoty 1 bude více či méně odchylovat. Průměrnou hodnotu w lze vyjádřit pomocí vztahu (8). w

1 N 1  wi P i 0

(8)

34


Jiří Toušek 2011

Rovnici (7) lze tedy vyjádřit za pomoci rovnice (8) jako vzorec (9), kde figuruje nová proměnná ymis vyjadřující chybu vzniklou odlišnostmi míry významnosti. N 1

y  w  x  ymis , ymis   di( wi  w)

(9)

i 0

Abychom vzniklou chybu minimalizovali, musíme použít algoritmus potlačující vzniklý šum. Pokud bude výběr segmentů digitálně-analogového převodníku zcela náhodný, pak se bude měnit v rytmu vstupního signálu. Zmíněné chování může vést k tvarování šumu a jeho přesunu do vysokofrekvenčních oblastí. K danému jevu dochází díky prakticky stejnému využití jednotlivých segmentů vlivem jejich prohazování. Průměrná chyba daná odlišnostmi mír významnosti se tedy bude blížit k nule. Základní blokový diagram

B-bitového

digitálně-analogového

převodníku

s dynamickým

řazením

segmentů je znázorněn na Obr. 26.

D/A jednotka

Skrambler

t2[n]

y2B-1(t)

...

...

x[n]


t2B-1[n]

D/A jednotka

y2(t)

t1[n] t0[n]

D/A jednotka

y1(t)

D/A jednotka

y0(t)

∑

y(t)

Obr. 26 B-bitový digitálně-analogový převodník s dynamickým řazením segmentů Tato topologie konvertuje vstupní signál stejně jako topologie předchozí pomocí modifikovaného termometrického kodéru. Výstupy termometrického kodéru ale nejsou připojeny na jednobitové D/A převodníky přímo, ale přes blok skrambleru. Skrambler si lze představit jako přepojovací pole které musí mít stejný počet vstupů a výstupů jako je počet jednotlivých D/A segmentů, tedy 2B. Pokud by skrambler nebyl zapojen a výstupy termometrického kodéru by byly přímo přivedeny na jednotlivé D/A segmenty převodníku, docházelo by k výše zmiňovaným chybám převodu způsobeným odchylkami při výrobě digitálně-analogového převodníku. Tyto chyby mají deterministický charakter, který v praxi způsobuje harmonické zkreslení. Skrambler v podstatě zajistí přepojování výstupu z termometrického kodéru vždy na jiný z D/A segmentů. Pokud se jedná o přepínání pseudonáhodné podle určitého pravidla, pak lze šum vzniklý nelinearitami jednotlivých D/A segmentů přesunout do vyšší frekvenční 35


Jiří Toušek 2011

oblasti (Noise Shaping) kde je lze účinně odfiltrovat pomocí filtru typu dolní propust (viz Obr. 29). V případě, že by skrambler přepojoval jednotlivé linky zcela náhodně, vzniklé zkreslení již nebude mít deterministický charakter což se kladně projeví na odstupu výkonu užitečného signálu od šumu (SNR) a zlepšení harmonického zkreslení (THD) digitálně-analogového převodníku. 5.2.

Průměrování dat podle váhy Průměrování dat podle váhy je označováno zkratkou DWA (z angl. Data

Weighted Averaging). Jedná se o variantu dynamického řazení DEM, kde je kladen důraz na co největší rychlost přepínání skrambleru a příliš se nehledí na stejnou četnost využití jednotlivých D/A jednotek. Segment D/A převodníku jsou voleny postupně z pole podle aktuální dostupnosti. V kroku následujícím po kroku současném bude tedy vybrán nejbližší volný D/A segment jež je v pořadí po segmentu současném. Jen takovýmto způsobem je možné zajistit maximální možné využití jednotlivých D/A jednotek. Jak je patrné z Obr. 27, princip funkce je shodný s předchozím typem D/A převodníku s dynamickým řazením segmentů. Segmenty jsou v tomto případě řazeny s využitím smyčky se sčítačkou typu modulo-N, kde N je počet stavů vstupního signálu odvozený od jeho bitové hloubky. Výstup ze sčítačky modulo-N je nazýván ukazatelem. Hodnota ukazatele se vždy sečte s aktuální posloupností na vstupu termometrického kodéru a výsledný součet je zpracován sčítačkou typu modulo-N na jejímž výstupu se objeví nová hodnota ukazatele. Na základě této nové hodnoty ukazatele je voleno použití dalšího D/A segmentu. D/A jednotka

Skrambler

t2[n]

D/A jednotka

y2(t)

t1[n] t0[n]

N/2

∑

Sčítačka MODULO-N

y2B-1(t)

...

x[n]

...


t2B-1[n]

D/A jednotka

y1(t)

D/A jednotka

y0(t)

∑

y(t)

Ukazatel

Obr. 27 Digitálně-analogový převodník s průměrováním dat podle váhy 36


Jiří Toušek 2011

Princip výběru segmentů pomocí sčítačky modulo-N pro tříbitový vstupní signál je naznačen na Obr. 28. Vzhledem k tomu, že má vstupní signál šířku 3 bity, je operace realizována sčítačkou modulo-8, kde pro první vzorek je ukazatel nastaven na hodnotu 0 a jsou vybrány první tři segmenty. Po aktualizaci pointeru na hodnotu 4 jsou vybrány z druhého řádku segmenty 4 a 5 a tímto způsobem dochází k výběrům do té doby, než hodnota ukazatele přesáhne 8. Poté začne celý proces znovu podle pravidla modulo-8.

x[n]=3

1 2 3 4 5 6 7 8

x[n+1]=2 1 2 3 4 5 6 7 8 x[n+2]=5 1 2 3 4 5 6 7 8 x[n+3]=1 1 2 3 4 5 6 7 8 x[n+4]=3 1 2 3 4 5 6 7 8

t

Segment Obr. 28 Princip výběru segmentů sčítačkou modulo-N, upraveno z [1] Takto modifikovaná metoda dynamického řazení segmentů je v dnešních moderních digitálně-analogových převodnících velmi často používána z důvodu lepšího tvarování šumu. Šum je v daném případě přesunut do vyšší frekvenční oblasti než u běžných metod dynamického řazení segmentů. Cestou k ještě většímu efektu tvarování šumu je použití DEM převodníku 2. řádu. Lepší efektivita tvarování šumu je demonstrována na Obr. 29, ze kterého je patrné, že v případě digitálně-analogového převodníku s DEM 2. řádu je šum v oblasti užitečného signálu téměř nulový.

Obr. 29 Rozdíl šumu na výstupu D/A převodníku s dynam. řazením segmentů 1. a 2. řádu, převzato z [18]

37


5.3.

Jiří Toušek 2011

Topologie D/A převodníků Tato kapitola rozebírá dvě komplexní řešení špičkových digitálně-analogových

převodníků, které používají známí výrobci Texas Instruments a Cirrus Logic. Kapitola se zaměřuje hlavně na kompletní řešení a zapojení používaná ve výstupních částech samotných integrovaných obvodů. Topologie ostatních výrobců fungují v naprosté většině případů na stejných principech jako zmíněné dva typy. Společnost Texas Instruments využívá ve svých digitálně-analogových převodnících proudového výstupu s využitím převodníku složeného z přepínatelných proudových zdrojů, zatímco výrobce Cirrus Logic poskytuje převodník s napěťovým výstupem využívající síť přepínatelných kapacit. Jednotlivé topologie jsou popsány níže. 5.4.

Texas Instruments Originální název topologie, kterou ve svých moderních digitálně-analogových

převodnících používá výrobce Texas Instruments je „A 126dB DR Current-mode Advanced Segmented DAC„. Tento 24 bitový digitálně-analogový převodník pracující v proudovém režimu byla původně navržen pro potřeby trhu s high-end audio technikou. Vyzdvihnout je potřeba především jeho vysoký dynamický rozsah a velmi nízké harmonické zkreslení. Dynamický rozsah dosahuje v jednokanálovém „mono“ zapojení hodnoty až126 dB a harmonické zkreslení pouhých 0,00025 % při vzorkovací frekvenci 44,1 kHz. K uvedení jednokanálového zapojení do provozu je potřeba propojení obou výstupů každého z kanálů a zároveň nastavení příslušného řídícího registru tohoto digitálně-analogového převodníku. Každý kanál má přitom samostatný dynamický rozsah 123 dB a hodnota THD+N nepřesahuje 0,00025 % v celé šířce užitečného výstupního frekvenčního spektra. Dosažení takovýchto hodnot dynamického rozsahu a harmonického zkreslení je umožněno díky využití sofistikovaných technik pro tvarování šumu (noise shaping). Nejvyšších 6 bitů

6 b. 24 bitů

Termometrický dekodér

Úroveň 0-62 6 bitů

∑

Digitální filtr 18 b.

Delta-sigma modulátor 3. řádu

0-66 7 bitů DWA

Úroveň 0-4 3 bity

MSB a nižších 18 bitů

Obr. 30 Topologie společnosti Texas Instruments 38

Proudový D/A převodník


Jiří Toušek 2011

Blokový diagram na Obr. 30 popisuje základní strukturu výše uvedeného převodníku výrobce Texas Instruments. Z digitálního 24 bitového vstupního signálu je pomocí digitálního filtru odděleno nejvyšších 6 bitů od zbylých nižších bitů. Těchto 6 bitů je pomocí termometrického dekodéru převedeno na hodnotu převráceného binárního doplňku (viz Obr. 31).

Obr. 31 Převod na převrácený binární doplněk, převzato z [1] Dolních 18 bitů je zpracováno modulátorem typu delta-sigma 3. řádu pracujícím na 64 násobku vzorkovací frekvence fS (viz Obr. 32). Přičemž každá jednotlivá úroveň deltasigma modulátoru je shodná s úrovní nejméně významného bitu termometrického dekodéru.

Obr. 32 Převod modulátorem delta-sigma 3. řádu, převzato z [1] Oba již samostatně zpracované datové toky jsou opět sumarizovány pomocí sčítačky v jeden digitální datový tok o 67 úrovních (viz Obr. 33). Diskutovaný sumarizovaný datový tok je následně přiveden do bloku DWA, kde je provedeno zprůměrování datových měr významnosti jednotlivých bitů příchozího signálu. Takto upravený datový tok o 67 úrovních je již postoupen k převodu pomocí 67 jednobitových digitálněanalogových segmentů. Zmíněné zapojení účinně minimalizuje citlivost na jitter.

39


Jiří Toušek 2011

Obr. 33 Sumarizovaný digitální datový tok, převzato z [1] Princip funkce jednotlivých jednobitových segmentů proudového digitálně analogového převodníku je velmi jednoduchý. Za pomoci bloku DWM dochází k výběru konkrétního segmentu. Daný segment se skládá z tranzistoru reprezentovaného v blokovém schématu na Obr. 34 spínačem a dále z proudového zdroje. Zvolený segment digitálně analogového převodníku podle příchozího signálu buď sepne a připojí proudový zdroj do uzlu a nebo zůstane vypnut. Součtem proudů jednotlivých segmentů v uzlu již získáme výsledný výstupní proudový signál. Detailní schematické znázornění bloku proudového digitálně analogového převodníku s proudovými segmenty lze nalézt v publikaci [1].

. . ...

DWA

...

. . Výstup

Obr. 34 Přepínatelné proudové segmenty

40


5.5.

Jiří Toušek 2011

Cirrus Logic Topologie moderních typů digitálně-analogových převodníků výrobce Cirrus

Logic byla představena v roce 2000 pod originálním názvem „A 120dB Multi-Bit SC Audio DAC with Second-Order Noise Shaping“. Topologie vznikla na základě požadavků trhu se spotřební elektronikou, který si žádal levný, ale přesto vysoce výkonný digitálně analogový převodník určený pro přehrávače tehdy zcela nového formátu DVD-Audio. Jedná se tedy o 24 bitový digitálně-analogový převodník využívající delta-sigma modulátoru a DWA 2. řádu k potlačení šumu. Na svém výstupu disponuje převodník sítí přepínatelných kapacit, jak lze pozorovat z blokového schématu na Obr. 35. Digitální vstup 24 bitů

8x nebo 4x převzorkování

24

Termometrický dekodér

8x nebo 16x interpolace

24

5

D/A převodník s přepínanými C

DWA 2. řádu 24

Delta-sigma modulátor 3. řádu

Analogový výstup

24

Obr. 35 Topologie společnosti Cirrus Logic Vstupní digitální signál je po průchodu digitálním filtrem osminásobně nebo čtyřnásobně převzorkován a následně osmi nebo šestnáctinásobně interpolován. Interpolace je tedy dvoustupňová a až 128 násobná. Takto upravený signál je přiveden na vstup delta-sigma modulátoru 3. řádu, jehož výstup je pětibitový. Následně dochází ke skramblování pomocí termometrického dekodéru a metody DWA 2. řádu. V takto upravené podobě už je signál připraven ke konečné konverzi pomocí digitálněanalogového převodníku s přepínanými kapacitními segmenty. Výstup z převodníku je symetrický a napěťový. Za samotným výstupem je tedy nutný již pouze analogový filtr 2. řádu s mezní frekvencí určenou použitou vzorkovací frekvencí zdroje datového signálu. Princip funkce převodníku s přepínanými kapacitami je patrný z blokového schématu na Obr. 36. Signál z bloku DWA ovládá tři přepínače kapacitního pole. Podle aktuálního stavu signálu se sepne vždy jeden ze dvou tranzistorů prezentovaných v podobě přepínačů a připojí na kondenzátor buď kladné napětí a nebo nulový potenciál. Kondenzátor se nabije na danou hladinu napětí a přepínač se opět vrátí do původní polohy. Výsledná výstupní hodnota je získána sepnutím posledního přepínače, který přivede napětí na výstup z kapacitního pole. 41


VCC

GND

VCC

GND

Jiří Toušek 2011

GND

VCC

.

.

OUT

Od DWA

C1

.

...

C2

CN

Obr. 36 Síť přepínatelných kapacit

6. Přehled dostupných D/A převodníků V posledních zhruba 10 letech došlo k velkému rozvoji digitálně-analogových převodníků pro využití v audio technice. Tato kapitola slouží jako ucelený přehled portfolia v současnosti vyráběných integrovaných obvodů sloužících ke konverzi digitálního audio signálu do analogové formy. Seznam většiny dnešních výrobců integrovaných obvodů v tomto segmentu trhu je uveden v Tab. 4. Pro účely práce byli vybráni významní výrobci audio převodníků a na základě jejich aktuální nabídky byly vytvořeny seznamy zajímavých digitálně-analogových převodníků. Jedná se především o

společnosti

Analog

Devices,

Texas

Instruments,

Cirrus

Logic,

Wolfson

Microelectronics, AKM Semiconductor a ESS Technology. Přehled trhu členěný podle jednotlivých jmenovaných výrobců je uveden v podkapitolách. U většiny výrobců byly do přehledu zařazeny i běžné tržní ceny jejich výrobků. V tabulkách jsou obsaženy i typy pouzder jednotlivých monolitických integrovaných obvodů. Vytvořený seznam nelze považovat za konečný, protože je dnešní trh s elektronickými součástkami velmi dynamický a většina výrobců neustále pracuje na vylepšení stávajících produktů a na vývoji nových modelů stále výkonnějších, přesnějších a levnějších digitálněanalogových převodníků pro použití v audio oblastech. Pro udržení přehledu je proto nutné neustále vývoj trhu sledovat. Tab. 4 Přehled výrobců moderních digitálně-analogových převodníků AKM Semiconductor

Linear Technology

PHILIPS Semiconductors

Analog Devices

Maxim Integrated Products

Sony

Cirrus Logic

Microchip

ST microelectronics

Fairchild Semiconductor

National Semiconductor

Texas Instruments

Holtek Semiconductor Inc.

NEC

Wavefront Semiconductor

Intersil

NJR Corporation

Wolfson Microelectronics

Intronics Inc.

NPC

ESS Technology

42


6.1.

Jiří Toušek 2011

Analog Devices Tab. 5 Digitálně-analogové převodníky společnosti Analog Devices

Označení

Architektura

AD1955

Delta-sigma

AD1853

Delta-sigma

AD1852

Delta-sigma

AD1933

Delta-sigma

AD1934

Delta-sigma

Převodník Proudové segmenty Proudové segmenty Proudové segmenty Přepínané kapacity Přepínané kapacity

Počet kanálů

Rozlišení [bitů]

fS max [kHz]

SNR [dB]

Ovládání Pouzdro

Cena [USD]

2

24

192

120

SPI

28SSOP

7.59

2

24

192

117

SPI

28SSOP

9.11

2

24

192

114

SPI

28SSOP

8.10

8

24

192

110

SPI

64LQFP

4.05

8

24

192

108

SPI, I2C

48LQFP

3.48

Významným výrobcem moderních digitálně-analogových převodníků je společnost Analog Devices, známá také pod označením ADI. Společnost Analog Devices byla založena v 60. letech minulého století dvěma absolventy MIT, pány Rayem Statou a Mathewem Lorberem. Prvním komerčním výrobkem společnosti byl stejně jako v předchozím případě operační zesilovač používaný ve své době ve velmi precizních měřicích přístrojích. Z našeho pohledu zásadním milníkem ve vývoji společnosti bylo zavedení laserového trimování při výrobě digitálně-analogových převodníků v roce 1973. V témže roce byl společností vyvinut a uveden na trh vůbec první digitálně-analogový převodník využívající technologii CMOS. V dnešní době je Analog Devices největším výrobcem datových převodníků s 47,5 % podílu na trhu. Přestože portfolio výrobků není tak široké jako v případě společnosti některých dalších společností, lze v něm najít několik zajímavých modelů digitálně-analogových převodníků uvedených v Tab. 5. Je potřeba zmínit především nejvyšší model výrobce, kterým je převodník s označením AD1955 s dynamickým rozsahem až 123 dB. Jedná se o 24 bitový digitálně-analogový převodník založený na architektuře delta-sigma s proudovými segmenty na svém výstupu. S jeho vnitřními konfiguračními registry lze komunikovat pomocí sběrnice SPI stejně jako u většiny ostatních modelů výrobce. Veškeré informace k jednotlivým typům převodníků včetně jejich cen byly získány z webových stránek společnosti [19]. Ceny jsou uvedeny bez DPH pro odběr minimálně 100 ks.

43


6.2.

Jiří Toušek 2011

Texas Instruments Tab. 6 Digitálně-analogové převodníky společnosti Texas Instruments

Označení

Architektura

PCM1792A

Delta-sigma

DSD1793

Delta-sigma

PCM1794A

Delta-sigma

PCM1795

Delta-sigma

PCM1774

Delta-sigma

PCM1771

Delta-sigma

PCM1770

Delta-sigma

PCM1742

Delta-sigma

PCM1740

Delta-sigma

PCM4104-EP

Delta-sigma

PCM1602A

Delta-sigma

PCM1606

Delta-sigma

DSD1608

Delta-sigma

PCM1690

Delta-sigma

TLV320DAC31

Delta-sigma

TLV320DAC32

Delta-sigma

PCM1704

Znaménková magnituda

Převodník

Proudové segmenty Proudové segmenty Proudové segmenty Proudové segmenty Proudové segmenty Proudové segmenty Proudové segmenty Proudové segmenty Proudové segmenty Proudové segmenty Proudové segmenty Proudové segmenty Proudové segmenty Proudové segmenty Proudové segmenty Proudové segmenty R-2R

Počet kanálů

Rozlišení [bitů]

fS max [kHz]

SNR [dB]

Ovládání

Pouzdro

Cena [USD]

2

24

192

127

I2C, SPI

28SSOP

10.65

2

24

192

113

I2C

28SSOP

2.25

2

24

192

127

HW

28SSOP

10.65

2

2

32

200

123

I C, SPI, TDMCA

28SSOP

3.95

2

16

50

93

I2C, SPI

20QFN

1.50

2

24

48

98

HW

2

24

48

98

SPI

2

24

192

106 (KE)

SPI

16SSOP

1.65

2

24

96

94

I2 C

24SSOP

3.15

4

24

216

118

SPI, HW

48TQFP

4.95

6

24

200

105

SPI

48LQFP

2.80

6

24

192

103

HW

20SSOP

2.00

8

24

192

108

SPI

52TQFP

6.40

16TSSOP, 20VQFN 16TSSOP, 20VQFN

1.60 1.35

2

8

24

192

113

SPI, I C, HW

48HTSSOP

1.50

1

24

32

192

I2 C

32QFN

1.35

2

24

96

95

I2 C

32QFN

1.35

1

24

768

120

HW

16PDIP, SO20

26.10

Tradice audio produktů výrobce Burr-Brown [20] má velmi hluboké kořeny sahající až do druhé poloviny 50. let minulého století. Zakladatelé společnosti, Američané Page Burr a Thomas R. Brown, byli jedni z prvních, kdo začal se sériovou výrobou polovodičových tranzistorů. O něco později se společnosti podařilo vyvinout vůbec první integrovaný operační zesilovač a zaměřila se na výrobu precizních polovodičových součástek pro analogovou techniku a datovou konverzi. V roce 2000 byla společnost odkoupena rychle se rozvíjejícím výrobcem polovodičových součástek, firmou Texas Instruments. Pod značkou Burr-Brown jsou doposud vyráběny precizní polovodičové součástky určené především pro lékařskou techniku a pro použití v audio aplikací. Audio digitálně-analogové převodníky tohoto výrobce nacházely své uplatnění již v prvních přehrávačích kompaktních disků CD-Audio a právem byly pokládány za 44


Jiří Toušek 2011

vysoce kvalitní. V 80. a 90. letech minulého století se jednalo hlavně o digitálněanalogové převodníky založené na principu odporové sítě R-2R [17], z nichž vrcholným modelem byl v Tab. 6 uvedený převodník s označením PCM1704. Jedná se o jednokanálový digitálně-analogový převodník, schopný pracovat s délkou slova 24 bitů a vzorkovací frekvencí 96 kHz. Vzhledem k vysoké náročnosti výrobního procesu dosahuje na svou dobu výborného dynamického rozsahu až 120 dB. Přestože je tržní cena tohoto typu digitálně-analogového převodníku poměrně vysoká (U distributora Farnell zhruba 1100 Kč při kusovém množství), byl zmíněný typ převodníku ještě donedávna velmi oblíbeným u výrobců špičkové audiovizuální techniky. V tu dobu si však již na trhu budovaly svou pověst převodníky využívající architekturu Delta-Sigma, přičemž dnes nejvyšším modelem řady digitálně-analogových převodníků vyráběných pod značkou Burr-Brown je dvojice PCM1794A a PCM1792A. Oba 24 bitové typy převodníků disponují naprosto stejnými parametry, mají tedy dynamický rozsah při využití jednokanálového zapojení až 132 dB a mohou pracovat se vstupním digitálním signálem o vzorkovací frekvenci až 192 kHz a využívají pro svou funkci pro výrobce tradiční strukturu přepínaných proudových segmentů. Odlišností těchto dvou modelů je pouze možný způsob nastavení jejich registrů. Obvod PCM1794A lze použít bez nutnosti jeho připojení na řídicí jednotku s mikropočítačem. Nastavení základních registrů potřebných pro funkci převodníku je v tomto případě umožněno vyvedením několika vstupních pinů z jeho pouzdra. Naopak obvod PCM1792A, použitý ve funkčním prototypu, může být konfigurován za pomoci rozhraní SPI nebo I2C. Výhodou daného řešení je širší možnost nastavení převodníku včetně možnosti ovládání hlasitosti obou kanálů digitálně-analogového převodníku. Dalším zajímavým modelem výrobce je převodník s označením PCM1795. Jedná se o 32 bitový převodník schopný zpracovávat signály s vzorkovací frekvencí až 200 kHz a s dynamickým rozsahem 123 dB. Model je zajímavý tím, že na jeho základu bude pokračovat vývoj nových typů digitálně-analogových převodníků určených pro „high-end“ aplikace. Portfolio výrobce obsahuje

i

moderní

digitálně-analogové

převodníky

s interním

koncovým

reproduktorovým či sluchátkovým výstupem. Jedná se především o model TLV320DAC31, disponující 2,5 W koncovým zesilovačem pracujícím ve třídě D a dále o typ TLV320DAC32 disponující čtyřmi audio výstupy a sluchátkovým zesilovače. Oba modely obsahují interní fázový závěs a digitální ekvalizér. Tab. 6 zachycuje důležité parametry a cenu vybraných typů moderních digitálně-analogových převodníků vybraných z portfolia výrobce. Veškeré parametry obvodů a informace o cenách jsou 45


Jiří Toušek 2011

získány z webových stránek výrobce [21]. Ceny jsou uvedeny bez DPH pro odběr minimálně 100 ks. 6.3.

Cirrus Logic Tab. 7 Digitálně-analogové převodníky společnosti Cirrus Logic

Označení

Architektura

CS4398

Delta-sigma

CS4392

Delta-sigma

CS4362/82

Delta-sigma

CS4365/85

Delta-sigma

CS4351

Delta-sigma

CS4350

Delta-sigma

CS4344-48

Delta-sigma

Převodník

Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity

Počet kanálů

Rozlišení [bitů]

fS max [kHz]

SNR [dB]

Ovládání

Pouzdro

Cena [EUR]

2

24

192

120

I2C, SPI

28TSSOP

7.11

2

24

192

114

I2C, SPI

20TSSOP

6.61

6/8

24

192

114

I2C, SPI

48LQFP

-

6/8

24

192

114

I2C, SPI

48LQFP

11.89

2

24

192

112

I2C, SPI

20TSSOP

4.15

2

24

192

108

I2C, SPI

24TSSOP

4.33

2

24

192

105

-

10TSSOP

2.09

Společnost byla založena v roce 1981 Dr. Suhasem Patilem pod původním názvem Patil Systems. V roce 1983 bylo přesunuto sídlo společnosti do Silicon Valey a společně s tímto krokem začala společnost používat již dnes známý název Cirrus Logics. Firma byla založena za účelem výroby monolitických integrovaných obvodů pro použití v počítačové technice a ve spotřební elektronice. V roce 1991 došlo ke spojení

s dalším

výrobcem

polovodičových

součástek,

společností

Crystal

Semiconductors. Společnost se v současné době zaměřuje převážně na výrobu polovodičů pro audio techniku a datovou konverzi. Kromě digitálně-analogových převodníků je společnost známá výrobou přijímačů a vysílačů digitálního audio signálu ve formátu S/PDIF (viz kapitola 2.4). V Tab. 7 se nachází seznam vybraných modelů digitálně analogových převodníků výrobce Cirrus Logic, z nichž je potřeba se zmínit o modelu CS4398, který je v současné době nejvýkonnějším převodníkem v portfoliu společnosti. Jedná se o 24 bitový digitálně-analogový převodník architektury deltasigma s napěťovým výstupem využívajícím přepínatelného pole kapacit. Diskutovaný typ převodníku dosahuje dynamického rozsahu až 120 dB a k jeho konfiguračním registrům lze přistupovat pomocí rozhraní SPI nebo I2C. Veškeré informace o jednotlivých typech digitálně analogových převodníků byly získány z webových stránek výrobce [22]. Informace o cenách jednotlivých modelů převodníků z portfolia výrobce 46


Jiří Toušek 2011

byly získány z webových stránek evropského dodavatele Farnell [23]. Ceny jsou uvedeny bez DPH pro odběr minimálně 10 ks. 6.4.

Wolfson Microelectronics Tab. 8 Digitálně-analogové převodníky společnosti Wolfson Microelectronics

Označení

Architektura

WM8741

Delta-sigma

WM8718

Delta-sigma

WM8523

Delta-sigma

WM8762

Delta-sigma

WM8726

Delta-sigma

WM8746

Delta-sigma

WM8761

Delta-sigma

WM8711

Delta-sigma

WM8751

Delta-sigma

WM8912

Delta-sigma

Převodník

Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity

Počet kanálů

Rozlišení [bitů]

fS max [kHz]

SNR [dB]

Pouzdro

Cena [EUR]

28SSOP

11.98

Ovládání

2

32

192

125

HW, I2C, SPI

2

24

192

111

SPI

2

24

192

106

HW, I C, SPI

20SSOP, 24QFN 20SSOP, 24QFN

2

24

192

98

HW

8SOIC

1.01

2

24

192

100

HW

14SOIC

1.41

2

2.13 0.88

2

6

32

192

106

HW, I C, SPI

28SSOP

3.55

6

24

192

100

HW

14SOIC

-

2

24

48

90

I2C, SPI

28SSOP, 28QFN

1.5

2

24

48

98

I2C, SPI

32QFN

2.16

2

24

48

96

I2C, SPI

32QFN

-

Jedná se o britskou společnost založenou v roce 1984 pány Davidem Milnem a Jimem Reidem. Produkty tohoto výrobce polovodičových součástek jsou zaměřeny především na trh se spotřební elektronikou. Společnost je dodavatelem polovodičových komponent pro mnoho známých velkých výrobců elektroniky jakými jsou například Microsoft (Xbox), Apple (iPod, iPhone), Logitech (Squeezebox Duet),

Samsung

Mobile, Bang & Olufsen a další. Tab. 8 obsahuje výčet vybraných modelů digitálně analogových převodníků z nabídky výrobce. Jedním ze zajímavých digitálněanalogových převodníků je velmi levný model WM8711, který je přímo určen pro použití v přenosných hudebních přehrávačích a mobilních telefonech. Jedná se o nízkopříkonový převodník s linkovým výstupem určeným pro připojení sluchátek. Model WM8912 rozšiřuje výhody předchozího typu ještě o parametrický ekvalizér. Vrcholným digitálně-analogovým převodníkem výrobce je však 32 bitový typ WM8741, jež dosahuje dynamického rozsahu až 125 dB a je tedy připraven pro plnohodnotné zpracování zvuku i z nejmodernějších zdrojů jakými jsou nosiče „BluRay“. Ke konfiguraci vnitřních registrů většiny typů převodníků diskutovaného výrobce je možné přistupovat buď pomocí vyvedených řídicích pinů hardwarově a nebo 47


Jiří Toušek 2011

prostřednictvím rozhraní I2C a SPI. Informace o cenách jednotlivých modelů převodníků z portfolia výrobce [24] byly získány z webových stránek evropského dodavatele Farnell [23]. Ceny jsou uvedeny bez DPH pro odběr minimálně 10 ks. 6.5.

AKM Semiconductor Tab. 9 Digitálně-analogové převodníky společnosti AKM Semiconductor

Označení

Architektura

AK4399

Delta-sigma

AK4392

Delta-sigma

AK4390

Delta-sigma

AK4397

Delta-sigma

AK4396

Delta-sigma

AK4382A

Delta-sigma

AK4480

Delta-sigma

AK4440

Delta-sigma

AK4426

Delta-sigma

AK4358

Delta-sigma

AK4353

Delta-sigma

AK4372

Delta-sigma

Převodník

Počet kanálů

Rozlišení [bitů]

fS max [kHz]

SNR [dB]

Ovládání

Pouzdro

2

32

216

123

HW/SPI

LQFP44

2

32

216

120

HW/SPI

LQFP44

2

32

216

120

HW/SPI

30VSOP

2

32

216

120

HW/SPI

LQFP44

2

24

192

120

HW/SPI

28VSOP

2

24

192

112

SPI

16TSSOP

2

32

216

114

HW/SPI

30VSOP

8

24

192

106

SPI,I2C

30VSOP

2

24

192

106

I2C

16VSOP

8

24

192

112

SPI, I2C

48TQFP

2

24

96

102

SPI, I2C

24VSOP

2

24

48

90

SPI, I2C

24CSP

Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity Přepínané kapacity

Portfolio tradičního japonského výrobce polovodičových součástek určených především pro audio aplikace je velmi široké. Nabídka společnosti Asahi Kasei (AKM Semiconductor) [25] obsahuje několik špičkových modelů 32 bitových digitálněanalogových převodníků, které jsou uvedeny v Tab. 9. Digitálně-analogový převodník s označením

AK4399

přitom

dosahuje

dynamického

rozsahu

až

126 dB

v jednokanálovém módu. Převodník dokáže zpracovat digitální signály s vzorkovací frekvencí až 216 kHz a jeho vnitřní registry jde nastavit jak hardwarově, tak za pomoci sériového komunikačního rozhraní SPI. Dalším zajímavým produktem z portfolia tohoto japonského výrobce je model AK4353, který obsahuje ve svém pouzdře i digitální vysílač signálu S/PDIF. Výběr je dále rozšířen o velké množství digitálněanalogových převodníků s linkovým výstupem, interním fázovým závěsem a ekvalizérem. Jedním z takovýchto převodníků je i typ AK4372. Komunikace mezi

48


jednočipovým

mikropočítačem

a

posledními

Jiří Toušek 2011

dvěma

jmenovanými

digitálně-

analogovými převodníky lze uskutečnit pomocí rozhraní SPI nebo I2C. Je ovšem nutno podotknout, že dynamický rozsah zmíněných univerzálních převodníků s linkovým či sluchátkovým výstupem je pouze 90 dB. Informace o oficiálních cenách pro evropský trh se nepodařilo dohledat, u neoficiálních prodejců se ale cena integrovaných obvodů AK4399 a AK4397 v kusovém množství pohybuje okolo 24 USD. 6.6.

ESS Technology Tab. 10 Digitálně-analogové převodníky společnosti ESS Technology

Označení ES9016 ES9018 ES9012 ES9008S ES9006S

Převodník Hyperstream DAC Hyperstream DAC Hyperstream DAC Hyperstream DAC Hyperstream DAC

Počet kanálů

Rozlišení [bitů]

fS max [kHz]

SNR [dB]

Ovládání

Pouzdro

Cena [EUR]

8

32

192

124

I2C

48LQFP

25.92

8

32

192

129

I2C, SPI

64LQFP

54.67

2

32

192

133

I2C, SPI

64LQFP

54.67

8

24

192

128

I2C, SPI

64LQFP

39.92

8

24

192

120

I2C, SPI

48LQFP

5.50

Společnost ESS Technology byla založena v USA v roce 1984 pány Fredem Chanem a Forrestem Mozerem za účelem vývoje a výroby multimediálních doplňků k PC. Firma se v této oblasti proslavila především svými zvukovými kartami pro osobní počítače. Na trhu audio digitálně-analogových převodníků pro spotřební elektroniku je ovšem zatím poměrně krátce. Přesto patří její digitálně-analogové převodníky řady „Sabre“ ke špičce na trhu (viz Tab. 10). Jedná se ve většině případů o 32 bitové převodníky s blíže nespecifikovanou metodou potlačení jitteru (pravděpodobně deltasigma). Dynamický rozsah nejvyššího modelu značky, převodníku s označením ES9012, je až 133 dB. Ve vnitřní struktuře obvodu je použito 8 digitálně analogových převodníků

výrobcem

označovaných

jako

„Hyperstream

DAC“.

S velkou

pravděpodobností se jedná o 8 samostatných jednobitových proudových segmentů, jelikož je výstup z převodníku taktéž proudový. Princip funkce digitálně-analogových převodníků řady „Sabre“ není na webových stránkách výrobce [26] nijak blíže specifikován. Výhodou výrobků z nabídky společnosti ESS Technology je nejen jejich vysoká zvuková kvalita, ale také integrace digitálního přijímače přímo jednoho pouzdra společně s digitálně-analogovým převodníkem. Funkce obvodu je tedy zcela samostatná a pro připojení ke zdroji signálu ve formátu S/PDIF již není potřeba žádného 49


Jiří Toušek 2011

dodatečného digitálního přijímače. Nevýhodou produktů diskutovaného výrobce je poměrně vysoká cena. Ta ve většině případů přesahuje cenu digitálního přijímače a nejvýkonnějšího digitálně-analogového převodníku jiného výrobce dohromady. Výjimkou je ovšem nejméně výkonný model ES9006S, který ve svém pouzdře obsahuje taktéž přijímač digitálního signálu S/PDIF a zároveň dosahuje špičkových audio parametrů při velmi přijatelné ceně 5,5 Eur za kus. Daná skutečnost z tohoto modelu digitálně-analogového převodníku činí produkt s nejlepším poměrem cena/výkon. Informace o převodnících výrobce ESS Technologies byly získány z jeho webových stránek [26], informace o cenách poskytl dodavatel výrobků pro evropský trh, společnost Ismosys [27].

7. Realizace funkčního vzorku Ovládací panel

USB

SRC4392

USB streamer TENOR

DIT

Převodník I/U L

Filtr DP L

Budič L

Převodník I/U P

Filtr DP P

Budič P

S/PDIF 1 DIR

ASRC

PORT A

PCM1792A

S/PDIF 2

AES/EBU

PORT B

Zdroj hodinového signálu

Obr. 37 Blokový diagram realizovaného funkčního vzorku Blokový diagram na Obr. 37 znázorňuje strukturu prakticky realizovaného vzorku zařízení využívajícího moderního typu digitálně analogového převodníku. Jádrem celého zařízení je integrovaný obvod SRC4392 [21] výrobce Texas Instruments. Jedná se o obvod, který ve svém pouzdře kombinuje čtyřvstupový přijímač digitálního zvukového signálu, asynchronní převodník vzorkovací frekvence, vysílač digitálního zvukového signálu a dvě standardizované vstupně-výstupní digitální audio rozhraní. Digitální přijímač je schopen pracovat nejen s běžným spotřebním rozhraním S/PDIF, ale i s jeho profesionální verzí AES/EBU. Realizovaný vzorek zařízení tedy obsahuje dva běžné digitální vstupy formátu S/PDIF a jeden profesionální vstup AES/EBU. Všechny tyto tři vstupy jsou od zdroje signálu galvanicky odděleny pomocí pulzních 50


Jiří Toušek 2011

převodních transformátorů. Poslední vstup digitálního přijímače je využit pro komunikaci s obvodem TE7022L výrobce Tenor sloužícího k přenosu digitálního zvuku prostřednictvím počítačového rozhraní USB. Celé zařízení je galvanicky oddělené od USB portu počítače pomocí USB izolátoru ADUM4160 výrobce Analog Devices. Zmíněný USB izolátor využívá technologie CMOS iCoupler, která v pouzdře obsahuje jednak detektor směru toku dat a také zabudovaný oddělovací transformátor se vzduchovým jádrem (viz Obr. 38 uprostřed).

Obr. 38 USB izolátor, převzato z [28] Izolátor díky tomu splňuje i přísné normy pro použití v lékařské technice. Vzorek zařízení lze tedy využít jako doplněk libovolného počítače obsahujícího rozhraní USB. Signál je v přijímači digitálního audio signálu převeden do standardizovaného formátu I2S

a následně postoupen k úpravě pomocí asynchronního převodníku vzorkovací

frekvence. Blok asynchronního převodníku vzorkovací frekvence je schopen převést digitální audio signál o prakticky libovolné standardizované vzorkovací frekvenci od 32 kHz do 192 kHz na signál s jinou standardizovanou vzorkovací frekvencí. Digitální audio signál s převedenou vzorkovací frekvencí je dále přiveden na výstup audio portu A. Zdroj hodinového kmitočtu pro asynchronní převodník vzorkovací frekvence a pro výstupní část portu A je získána z velmi přesného krystalového oscilátoru holandského výrobce TENTlabs s frekvencí 24,576 MHz posíleného na svém výstupu dvojicí budičů sběrnice 74LVC125. Digitální zvuková data jsou z portu A přivedena na obvod moderního špičkového digitálně-analogového převodníku PCM1792A vyráběného společností Texas Instruments. Jedná se o 24 bitový převodník typu delta-sigma s výstupní částí složenou z proudových segmentů tak, jak je popsáno v kapitole 5. Diskutovaný

typ

je

v současné

době

nejvýkonnějším

digitálně-analogovým

převodníkem výrobce schopným pracovat s digitálními signály s 16 až 24 bitovou 51


Jiří Toušek 2011

délkou slova a vzorkovací frekvencí od 10 kHz do 200 kHz. Při vzorkovací frekvenci 192 kHz dosahuje parametru zkreslení THD+N typicky pouze 0,0015% a dynamického rozsahu a odstupu výkonu užitečného signálu od šumu v konfiguraci „stereo“ až 129 dB. Převodník má ve svém pouzdře integrován i digitální filtr s osminásobným převzorkováním se zvlněním v propustné oblasti pouze ±0.00001 dB a útlumem v nepropustném pásmu až 130 dB. Další zajímavou vlastností obvodu je možnost ovládat útlum výstupního signálu pouze nastavením daného registru v paměti obvodu. Výstupy digitálně-analogového převodníku PCM1792A jsou symetrické a proudové. Vzhledem k této skutečnosti je výstup PCM1792A méně náchylný k rušení z okolí. Každý proudový výstup z obvodu PCM1792A je přiveden na převodník proudu na napětí realizovaný příslušným zapojením operačního zesilovače. Spojitý napěťový signál je z výstupu převodníku proudu na napětí přiveden do rekonstrukčního filtru, kde dochází k odfiltrování ultrazvukových produktů převodu (zejména šum). Navržené řešení využívá strukturu filtru s vícenásobnou zpětnou vazbou (z angl. Multifeedback) [29]. Hodnoty součástek použitých ve filtru odpovídají filtru s Besselovou aproximací. K návrhu filtru byl použit počítačový program FILTERPRO dodávaný společností Texas

Instruments.

Parametry

filtru

získané

přímo

z návrhového

programu

FILTERPRO jsou uvedeny v příloze E. Výsledky návrhu z programu FILTERPRO byly následně ověřeny simulací v systému PSpice (viz příloha D) se závěrem, že frekvenční charakteristika filtru pro dané použití zcela vyhovuje. Po přefiltrování je signál proudově zesílen symetrickými budiči v diamantovém zapojení (z angl. Diamond buffer) s jednotkovým napěťovým ziskem. Struktura budiče je patrná ze schematického diagramu v příloze na obr. A.3 a jeho základ tvoří zapojení tranzistorů T1-T6. Výhodou takto zapojeného budicího stupně je velmi malá výstupní impedance a velmi nízká hodnota harmonického zkreslení THD, přičemž cena realizovaného zapojení je nižší než tržní cena většiny budičů ve formě integrovaného obvodu. Kvůli udržení nulové stejnosměrné složky na výstupech zařízení je každá analogová větev obvodu opatřena obvodem pro aktivní potlačení stejnosměrné složky. Jedná se o vhodně využité zapojení integrátoru s operačním zesilovačem a díky němu lze dosáhnout stejnosměrné složky na výstupu realizovaného vzorku pod hodnotu 1 mV. K registrům jak obvodu PCM1792A, tak SRC4392 lze přistupovat s využitím rozhraní SPI nebo I2C. V případě návrhu funkčního

vzorku


převodníku

bylo

použito

propojení

prostřednictvím protokolu I2C, který umožňuje snazší komunikaci hlavního ovládacího panelu „master“ s více závislými „slave“ zařízeními na jedné sběrnici. Tyto lze mezi 52


Jiří Toušek 2011

sebou rozlišit pomocí unikátní adresy každého z obvodů. Před zahájením provozu převodníku je tedy nutné oba obvody pomocí bloku ovládacího panelu nakonfigurovat. Ovládací panel zašle oběma obvodům informace potřebné ke správné konfiguraci a k a aktivaci jednotlivých periferií potřebných pro správnou funkci celého modulu funkčního vzorku. Protože závislá zařízení, v našem případě obvody PCM1792A a SRC4392, pracují s 3,3 V logikou a ovládací panel využívající jednočipového mikropočítače z řady AVR je nápájen napětím 5 V, je pro správnou komunikaci mezi samotným vzorkem zařízení a jeho ovládacím panelem nutný obousměrný převodník úrovně signálu vhodný pro použití se sběrnicí I2C. Za tímto účelem byl vybrán integrovaný obvod PCA9306 výrobce Texas Instruments který zajišťuje převod z 5 V logiky na logiku 3,3 V. Stabilizace napájecího napětí pro digitální část realizovaného vzorku a stabilizace analogového napětí samotného obvodu digitálně-analogového převodníku je realizováno

pomocí

moderních

nízkošumových

stabilizátorů

typu

LT1763

produkovaných výrobcem Linear Technology. Tyto stabilizátory zajišťují stálou hodnotu všech potřebných napájecích napětí do proudu až 500 mA. Analogová část vzorku je napájena z externího zdroje napájecího napětí v rozmezí ±10 V až ±15 V. Toto napájecí napětí je nejprve dodatečně globálně vyblokováno a filtrováno elektrolytickými kondenzátory o celkové kapacitě 10 mF a následně ještě blokováno a filtrováno lokálními kondenzátory. Vzorek je realizován na čtyřvrstvém plošném spoji s oboustrannou nepájivou a potiskem ze strany součástek (viz příloha B). Při návrhu plošného spoje byly kladeny vysoké nároky na dodržení návrhových pravidel pro co nejmenší vyzařování celého vzorku a pro vysokou odolnost proti rušení. Hlavní signálové vodiče jsou obsaženy v horní vnější vrstvě (ze strany součástek), následuje vrstva s polygony s nulovým napětím. Třetí vrstva se skládá z polygonů distribuujících jednotlivým součástkám napájecí napětí a v poslední čtvrté vrstvě jsou taženy méně významné spoje. Zdroje hodinového signálu s krystalovými oscilátory mají na vrchní vrstvě samostatné stínící plochy s nulovým potenciálem oddělené od zbytku zemnící plochy v první vnitřní vrstvě pomocí indukčnosti. Pod obvody lineárních stabilizátorů jsou umístěny taktéž plochy nulového potenciálu z důvodu lepšího odvodu tepla z jejich pouzder. Spoje nesoucí digitální informaci byly optimalizovány tak aby byla zajištěna jejich malá délka a tím pádem i optimální impedance vzhledem k vlnové délce procházejícího signálu. Napájecí napětí je obvykle blokováno pomocí dvojice blokovacích kondenzátorů o kapacitě 100 nF a 10 µF. Tyto jsou umístěny co nejblíže k příslušným napájecím 53


Jiří Toušek 2011

vývodům integrovaných obvodů a jejich propojení do vnitřních napájecích vrstev je provedeno takovým způsobem, aby napájecí proud tekl vodiči po celou dobu provozu zařízení pokud možno pouze jedním směrem. 7.1.

Návrh rekonstrukčního filtru U většiny moderních digitálně-analogových převodníků je nutností použití

analogového rekonstrukčního filtru. Jedná se o filtr typu dolní propust, jež má za úkol odfiltrovat šum, který byl za pomoci metod tvarování šumu přesunut ze základního pásma do pásem vyšších.

Obvyklou topologií rekonstrukčních filtrů je topologie

aktivního filtru s vícenásobnou zpětnou vazbou (z angl. Multiple Feedback). Příklad zapojení této topologie je uveden na Obr. 39.

Obr. 39 Filtr s vícenásobnou zpětnou vazbou Zapojení filtru s vícenásobnou zpětnou vazbou se v daném případě skládá z operačního zesilovače a sítě čtyř rezistorů a dvou kondenzátorů. Postup samotného návrhu takového filtru se skládá z několika kroků. V prvním kroku je potřeba zvolit zesílení v propustném pásmu A0 a řád filtru. Pro účely zhotoveného vzorku zařízení využívajícího digitálně-analogový převodník byl zvolen zisk 1, tedy 0 dB. Pro dané účely pak postačí, když bude rekonstrukční filtr druhého řádu. Následuje volba šířky propustného pásma. Zvolena byla frekvence 100 kHz při poklesu amplitudy o 3 dB. Následuje výběr typu filtru podle použité aproximace. Existuje několik typů aproximací filtrů, z nichž pro dané použití nejvíce vyhovuje použití Besselovy nebo Butterworthovy aproximace. Zmíněný krok je velmi důležitým, protože jsou pomocí něho určeny póly funkce a tím pádem i průběh amplitudové a fázové frekvenční charakteristiky navrhovaného filtru. V tab. 11 jsou pod koeficienty α a β uvedeny normalizované polohy pólů přenosové funkce filtru.

54


Jiří Toušek 2011

Tab. 11 Normalizované polohy pólů přenosové funkce filtru, upraveno z [30] Typ filtru

α

β

Butterworth

0,7071

0,7071

Bessel

1,1030

0,7106

Následuje výběr vhodných kapacit kondenzátorů C2 a C5 podle vztahů (11) a (12) tak aby odpovídaly podmínce, že hodnota vzorce (13) je reálná. K

 

C5 C2

(11)



(12)

2 2

 2  K (1  A0 )

(13)

Při znalosti zisku v propustném pásmu A0, hodnot obou kapacit a parametrů α a β lze dopočítat hodnoty zbylých obvodových prvků. Mezní frekvence FC je nejprve převedena pomocí vzorce (14) na úhlovou frekvenci ω0. Následně lze přímo dopočítat hodnoty odporu jednotlivých rezistorů, přičemž R1 je dán vzorcem (15) a hodnoty rezistorů R3 a R4 vzorci (16) a (17).

0  2 F C   2   2 ; rad  s -1 ,Hz R1  R3 

R4 

(14)

R4 ; Ω  ( A0 )



(15) 1

 0 C 2    2  K (1  A0 )

; Ω

(16)

   2  K (1  A0 ) ; Ω   0 C5

(17)

V případě návrhu funkčního vzorku byl využit specializovaný počítačový program „FilterPro“, který je volně ke stažení na webových stránkách společnosti Texas Instruments [21]. Filtr byl navrhován pro mezní frekvenci 100 kHz a zesílení v propustném pásmu 0 dB s použitím Besselovy aproximace. Výsledné hodnoty návrhu součástek filtru pomocí výše zmíněného návrhového systému jsou uvedeny v Tab. 12 a vypočítaný průběh amplitudové a frekvenční charakteristiky je patrný z Obr. 40. Kompletní výsledky návrhu za pomoci systému „FilterPro“ jsou uvedeny v příloze E.

55


Jiří Toušek 2011

Tab. 12 Výsledné hodnoty návrhu filtru Součástka hodnota

tolerance

R1

10,82 kΩ

0%

C2

266,7 pF

0%

R3

5,41 kΩ

0%

R4

10,82 kΩ

0%

C5

100 pF

0%

Obr. 40 Navržená amplitudová a fázová charakteristika filtru Pro ověření funkce takto navrženého filtru a zároveň také budiče v Diamantovém zapojení (z angl. Diamond Buffer) [31] následujícího za zmíněným filtrem byla provedena simulace. Byla provedena střídavá analýza zapojení uvedeného v příloze D pomocí studentské verze simulačního programu „PSpice“. Jak již bylo zmíněno výše, je napěťový zisk celého zapojení roven 0 dB, přičemž amplituda použitého střídavého zdroje vstupního signálu je právě 1 V. Z Obr. 41 je tedy patrné, že simulace vykazuje prakticky stejný průběh amplitudové frekvenční charakteristiky jako návrhový systém „FilterPro“.

Návrh

daného

filtru

společně

s návazným

v Diamantovém zapojení lze tedy pokládat za vyhovující.

56

výstupním

budičem


Jiří Toušek 2011

Obr. 41 Amplitudová frekvenční charakteristika filtru - simulace

8. Měření realizovaného vzorku Na zhotoveném prototypu

zařízení

využívajícího


převodníku typu PCM1792A byla provedena řada měření. Cílem zmíněných měření bylo ověření funkčnosti všech částí prototypu a také určení jeho kvalitativních parametrů. Samotné měření kvalitativních parametrů zhotoveného prototypu bylo realizováno za pomoci měřicího systému Audio Precision SYS-2722. Diskutovaný přístroj je audio analyzátorem umožňujícím měření jak analogových signálů v akustickém frekvenčním rozsahu, tak i signálů digitálních s maximální vzorkovací frekvencí až 192 kHz. Výhodou měření za pomoci precizního audio analyzátoru je nejen nízká chyba měření, ale i minimální složitost měřicího řetězce.

Měřicí jednotka SYS-2722 Symetrický analogový vstup

Výstup S/PDIF

D Počítačové zpracování Obr. 42 Blokový diagram měřicího řetězce

57

A


Jiří Toušek 2011

Pro měření vzorku zařízení s digitálně-analogovým převodníkem byl použit digitální výstup měřicího systému SYS-2722 ve formátu S/PDIF a symetrický analogový

vstup

tohoto

analyzátoru.

Měřený

vzorek

s digitálně-analogovým

převodníkem byl zapojen přímo v měřicí cestě mezi digitálním výstupem a symetrickým analogovým vstupem audio analyzátoru jak je patrné z Obr. 42. Průběhy naměřené audio analyzátorem na měřeném vzorku jsou uvedeny v příloze C. Z naměřené amplitudové frekvenční charakteristiky vyplývá, že na frekvenci 20 kHz má zkoumaný vzorek útlum zhruba 0,2 dB, přičemž pokles o 3 dB nastává na frekvenci zhruba 83 kHz.

Lze tedy pozorovat, že k poklesu amplitudy

dochází dříve než bylo vypočítáno pomocí návrhového systému „FilterPro“ a simulováno pomocí programu „Pspice“. K neshodě s největší pravděpodobností došlo vlivem tolerancí použitých součástek a to hlavně kondenzátoru označeného na Obr. 39 jako C1. Výsledná kapacita byla složena ze dvou paralelně zapojených kondenzátoru, kdy první má kapacitu 100 pF a druhý 150 pF. Výsledná kapacita přitom měla být 266 pF. K docílení přesné hodnoty kapacity a tedy i ke zpřesnění průběhu amplitudové frekvenční charakteristiky rekonstrukčního filtru by bylo nutné zapojit paralelně ještě několik kondenzátorů. Po získání amplitudové frekvenční charakteristiky následovalo měření rušivých napětí. Průběhy rušivých napětí uvedené v příloze C na obr. C.2 jsou uvedeny v dBr. Jedná se tedy o úrovně rušivých napětí vztažené k referenční amplitudě. Referenční úroveň napětí, vůči které je rušení vztaženo je podle normy 1,23 V RMS. Tato hodnota napětí odpovídá hodnotě +4 dBu a s touto je dále počítáno jako s hodnotou 0 dBr. Zmíněné měření bylo provedeno pro dvě vzorkovací frekvence při několika vstupních podmínkách. V příloze na obrázku C.2 jsou vyobrazeny celkem tři průběhy rušivých napětí v závislosti na frekvenci. Prvním průběhem je odstup rušivých napětí pro použitou vzorkovací frekvenci 192 kHz a základní tón o frekvenci 1 kHz. Následovalo měření odstupu rušivých napětí pro vzorkovací frekvenci 48 kHz s potlačeným základním kmitočtem 1 kHz, aby byla aktivována a řádně ověřena funkčnost asynchronního převodníku vzorkovací frekvence. Naměřené průběhy rušivých napětí se v obou případech naprosto shodovaly, přičemž odstup úrovně základního signálu od rušivých napětí nabýval již od nízkých kmitočtů uspokojivých hodnot. Na frekvenci 1 kHz bylo dosaženo odstupu užitečného signálu od šumu 112 dB, na zpracovávané frekvenci 20 kHz dokonce výrobcem udávaných -127 dB. Na obou naměřených průbězích si ale lze všimnout amplitud rušivých napětí o frekvencích zhruba 50 kHz, 75 kHz a 90 kHz. Aby byl vyloučen vlastní původ těchto rušivých 58


Jiří Toušek 2011

napětí a tedy vyvrácena možnost, že jsou diskutované rušivé špičky způsobeny měřeným funkčním vzorkem, bylo provedeno doplňující měření. Toto mělo za účel změřit parametry samotného měřicího systému. Pro dané účely bylo proto odpojeno napájecí napětí měřeného vzorku, který tak neměl na samotné měření žádný vliv. Bylo dosaženo zajímavého výsledku, který je do charakteristik taktéž zanesen pod označením „vypnuté napájení“. Bylo docíleno naprosto shodného průběhu jako v obou předchozích případech při kterých byl funkční vzorek v provozu. Lze tedy prakticky s jistotou říci, že zmíněné rušivé špičky na daných frekvencích opravdu nejsou způsobeny nedokonalostí měřeného vzorku, ale jedná se o rušení indukované do měřicího řetězce ze vzduchu. Pravděpodobným místem průniku rušení byl poměrně dlouhý propojovací kabel sloužící k propojení analogové části měřeného vzorku zařízení a analogové měřicí jednotky. Při použití jiného typu kabelu se šumové vlastnosti celého měřeného řetězce ještě nepatrně zhoršily a tak lze předpokládat, že odstup rušivých napětí pro měřený vzorek zhotoveného zařízení dosahuje ještě o něco lepších hodnot, než bylo naměřeno. Velmi důležitým kvalitativním parametrem pro audio zařízení využívající ke své funkci digitálně-analogového převodníku je činitel harmonického zkreslení. V daném případě bylo zvoleno měření činitele harmonického zkreslení se zohledněním šumu označovaného zkratkou THD+N (z angl. Total Harmonic Distortion with Noise). Diskutovaný parametr byl měřen taktéž v závislosti na frekvenci zpracovávaného signálu a pro několik vstupních podmínek. Při prvních měřeních nebyla nijak omezena šířka pásma určená pro výpočet činitele harmonického zkreslení. Šířka pásma byla tedy omezena na 0,5 MHz a do výsledného činitele harmonického zkreslení se tím pádem promítlo i veškeré rušení, které se do měřicího řetězce dostávalo zvnějšku. Výsledný činitel harmonického zkreslení THD+N pro dané podmínky byl při frekvenci zpracovávaného signálu 1 kHz zhruba 0,009 %. Po provedení obdobného měření při využití filtru, který potlačoval rušivá napětí pro frekvence zpracovávaného signálu vyšší než 80 kHz (filtr typu dolní propust) bylo dosaženo výsledného činitele harmonického zkreslení 0,0042 % pro frekvenci 1 kHz. Do zmíněného měření je ovšem potřeba započítat i ne zcela potlačená rušivá napětí a šum, který se mohl při měření částečně uplatnit. Často sledovaným kvalitativním parametrem je také intermodulační zkreslení označované zkratkou IMD. V příloze na obr. C.4 je uveden výsledek měření intermodulačního zkreslení, kde byly voleny podle normy dva základní kmitočty. První z měřených tónů byl na frekvenci 60 Hz a druhý 70 kHz. Podařilo se dosáhnout hodnoty intermodulačního zkreslení 0,009 %. Tento výsledek je plně vyhovující. Na posledním 59


Jiří Toušek 2011

obrázku v příloze C.5 je zobrazeno frekvenční spektrum signálu o frekvenci 1 kHz pro vzorkovací frekvenci 192 kHz. Jako zajímavost lze uvést, že se do vstupního signálu nedostává obvyklá rušivá složka napětí o kmitočtu 50 Hz nebo 100 Hz, odvozená od síťového napájecího napětí. Tato složka by nejspíše byla do výstupního signálu zahrnuta, pokud by bylo dosaženo menšího rušení. Lze totiž předpokládat, že je v daném případě diskutovaná rušivá složka napětí pod úrovní šumu měřicího řetězce. Celkově lze pokládat výsledky měření jako vyhovující a plně postačující k prověření funkce měřeného vzorku zařízení využívajícího pro svou funkci digitálně-analogového převodníku.

60


Jiří Toušek 2011

9. Závěr Tato práce se zabývá problematikou moderních digitálně-analogových převodníků, jejich funkčními principy a vlastnostmi. Mohlo by se zdát, že historie digitálně-analogových převodníků určených pro audio aplikace je poměrně mladá, avšak masová výroba těchto polovodičových součástek byla zahájena již v první polovině 80. let minulého století poté, co v roce 1979 představily firmy Sony a Philips nové hudební záznamové médium nesoucí název CD-Audio. Okolo roku 2000 se na trhu objevily první vícebitové audio digitálně-analogové převodníky s architekturou delta-sigma a s dynamickým rozsahem přes 100 dB tak jak je známe dnes. V posledních zhruba 10 letech zaznamenal tento segment datových převodníků rapidní vývoj směrem ke zvýšení věrnosti reprodukce a snížení výrobních nákladů. Jednotlivé výrobce těchto elektronických komponent v současnosti z technického hlediska spojuje především snaha o dosažení co největšího dynamického rozsahu za pomoci různých technik potlačení a tvarování šumu, přičemž zmíněného cíle je u jednotlivých výrobců dosaženo vždy mírně odlišným způsobem. Cílem práce bylo vytvoření funkčního vzorku zařízení využívajícího digitálněanalogového převodníku. Základním prvkem navrženého řešení je digitální přijímač se čtyřmi

vstupy

standardu

S/PDIF

kombinovaný

s asynchronním

převodníkem

vzorkovací frekvence. Jeden ze vstupů je využit pro přehrávání zvukového záznamu z USB portu osobního počítače prostřednictvím obvodu pro převod USB datového toku do formátu S/PDIF. Pro samotný převod takto digitálně zpracovaného signálu do analogové formy je v realizovaném vzorku použit moderní převodník výrobce Texas Instruments s širokými možnostmi funkčních nastavení. Použité zapojení s přesným zdrojem hodinového kmitočtu umožňuje digitálně-analogovému převodníku pracovat se stále stejnou vzorkovací frekvencí nezávisle na vzorkovací frekvenci zdroje signálu. Analogová část zapojení obsahuje proudový budič, který slouží ke snížení výstupní impedance. Ten je vhodně doplněn aktivním potlačením stejnosměrné složky na analogovém výstupu funkčního vzorku. Zmíněné řešení poskytuje uživateli velmi široké možnosti využití daného zařízení a jeho propojení s prakticky všemi moderními zdroji zvuku. Současně neklade vysoké nároky na návazná zařízení připojená na jeho výstup. K sestavení schematického diagramu zapojení funkčního vzorku bylo využito katalogových listů výrobců jednotlivých součástek a znalostí získaných studiem dané problematiky. Realizovaný vzorek je sestaven na čtyřvrstvém plošném spoji jako první 61


Jiří Toušek 2011

a jediný prototyp. Plošný spoj je navržen takovým způsobem, aby proud napájecími vodiči tekl po celou dobu funkce stejným směrem. Vnitřní vrstvy plošného spoje jsou využity pro napájení a stínění, vnitřní stínící plocha s nulovým potenciálem přesahuje plochu napájecí. Takové řešení je výhodné zejména pro svou vyšší odolnost k vnějším rušivým vlivům a pro snížení vlastního vyzařování plošného spoje do okolí. Uvedené provedení plošného spoje je vhodné zejména v digitální technice a při práci se smíšenými signály. Budoucí vývoj modulu by mohl být zaměřen především na úpravu analogové části zapojení, kde lze velmi vhodně použít symetrických typů operačních zesilovačů. Ovládací část zařízení by mohla být doplněna o možnost ovládání pomocí dálkového ovladače či USB rozhraní osobního počítače a dále o zobrazovací jednotku. Tab. 13 Parametry realizovaného vzorku Parametry realizovaného vzorku Rozlišení Vzorkovací frekvence Interní vzorkovací frekvence Digitální vstupy S/PDIF USB audio vstupy Analogové výstupy Nesymetrická výst. Úroveň Symetrická výst. Úroveň Frekvenční rozsah Dynamický rozsah THD+N (1 kHz) IMD

24 bitů 32 – 192 kHz 192 kHz 3 1 2 2V 4V 10 Hz ÷ 20 kHz (±0,2 dB) > 110 dB < 0,0045 % < 0,009 %

Díky dobrým kvalitativním parametrům (viz Tab. 13) kompaktnosti a ucelenosti výsledného řešení lze najít uplatnění realizovaného modulu například v nahrávacích studiích či jako referenční zdroj zvukového signálu pro výrobu a testování audio příslušenství. Zařízení obdobných parametrů se na trhu v segmentu domácí spotřební elektroniky řadí do třídy „TOP HIFI“.

62


10. [1]

Jiří Toušek 2011

Použítá literatura LØKKEN, Ivar. High-Resolution Audio DACs : A Review of the Digital Audio Conversion Process [online]. Trondheim : Norwegian University of Science and Technology, 2005-08-17 [cit. 2011-01-12]. Dostupné z WWW: <www.iet.ntnu.no/courses/fe8114/files/Report_audiodac.pdf>.

[2]

VALOUŠEK, Pavel. JEDNODUCHÁ KONVERZE AUDIO FORMÁTŮ : DSD NA PCM [online]. Praha : ČVUT, Fakulta elektrotechnická, 2005-05-09 [cit. 2011-02-01]. Dostupné z WWW: .

[3]

Pacoup.com [online]. 2008-12-31 [cit. 2011-02-03]. Playing the best sound on PS3. Dostupné z WWW: .

[4]

I2S bus specification [online]. [s.l.] : Philips Semiconductors, 1986, 1996-05-07 [cit. 2011-02-08]. Dostupné z WWW: .

[5]

EPanorama.net [online]. 2009 [cit. 2010-12-18]. SPDIF. Dostupné z WWW: .

[6]

SANCHEZ, Clif; TAYLOR, Roger. Overwiev of audio digital interface data structures [online]. Austin, Texas : Cirrus Logic, 1998 [cit. 2010-12-18]. Dostupné z WWW: .

[7]

DAVÍDEK, Vratislav; LAIPERT, Miloš; VLČEK, Miroslav. Analogové a číslicové filtry. 2. vyd. Praha : ČVUT, 2006. 345 s. ISBN 80-01-03026-1.

[8]

DUNN, Julian. Jitter.de [online]. c1998 [cit. 2011-03-04]. Jitter : Specifiation and Assessment in digital audio equipment. Dostupné z WWW: .

[9]

ADLER, Joe. Jitter.de [online]. c1998 [cit. 2011-03-04]. Jitter in clock sources. Dostupné z WWW: .

[10]

STRAŇÁK, P.; JEJKAL, R. Přehrávače CD. Amatérské rádio. 1992, A/5, s. 229-231.

[11]

SCHNITER, Phil. Connexions [online]. 2009-05-31 [cit. 2010-12-29]. ZeroOrder Hold. Dostupné z WWW: .

63


[12]

Jiří Toušek 2011

FIKUS, Lukasz. Lampizator.eu [online]. 2011-04 [cit. 2011-04-22]. LITE DACAH. Dostupné z WWW: .

[13]

ŠTÁL, Petr. Výkonové audio zesilovače pracující ve třídě D : základní principy a konstrukce. 1. vid. Praha : BEN - technická literatura, 2008. 198 s. ISBN 97880-7300-230-5.

[14]

HAWKSFORD, Malcolm. A Digital Discourse [online]. [s.l.] : University of Essex, 1990 [cit. 2011-02-16]. Dostupné z WWW: .

[15]

Beis.de [online]. 2007-08 [cit. 2010-11-19]. An Introduction to Delta Sigma Converters. Dostupné z WWW: .

[16]

BRUCE, Jerry Wayne. DYNAMIC ELEMENT MATCHING TECHNIQUES FOR DATA CONVERTERS. Las Vegas, 2000. 249 s. Dizertační práce. University of Nevada. Dostupné z WWW: .

[17]

Instituto Balseiro [online]. 2004-09-30 [cit. 2011-03-11]. DIGITAL TO ANALOG CONVERTERS. Dostupné z WWW: .

[18]

KARAKIEWICZ, Raf. DYNAMIC ELEMENT MATCHING [online]. Toronto : University of Toronto, 2003-12-05 [cit. 2011-04-24]. Dostupné z WWW: <[http://www.eecg.toronto.edu/~kphang/papers/2003/karakiewicz_DEM.ppt]>.

[19]

Analog Devices [online]. c2011 [cit. 2011-04-09]. Dostupné z WWW: .

[20]

Burr-Brown [online]. c2009 [cit. 2011-04-09]. Dostupné z WWW: .

[21]

Texas Instruments [online]. c2011 [cit. 2011-04-09]. Dostupné z WWW: .

[22]

Cirrus Logic [online]. c2011 [cit. 2011-04-09]. Dostupné z WWW: . 64


[23]

Jiří Toušek 2011

Farnell [online]. c2011 [cit. 2011-04-09]. Dostupné z WWW: .

[24]

Wolfson Microelectronics plc [online]. c2011 [cit. 2011-04-09]. Dostupné z WWW: .

[25]

Site of Asahi Kasei [online]. c2011 [cit. 2011-04-09]. Dostupné z WWW: .

[26]

ESS Technology [online]. c2011 [cit. 2011-04-09]. Dostupné z WWW: .

[27]

Ismosys [online]. c2011 [cit. 2011-04-09]. Dostupné z WWW: .]

[28]

Pandatron [online]. 2005-05-21 [cit. 2011-04-12]. Jednočipový USB izolátor. Dostupné z WWW: .

[29]

DOLEČEK, J. Moderní učebnice elektroniky - 6. díl : Kmitočtové filtry, generátory signálů a převodníky dat. 1. vyd. Praha : BEN - technická literatura, 2009. 271 s. ISBN 978-80-7300-230-5.

[30]

GREEN, Steven. Design notes for a 2-pole filter with differencial input [online]. Austin, Texas : Cirrus Logic, 2003 [cit. 2011-04-18]. Dostupné z WWW: .

[31]

Měření Diamond bufferu [online]. Praha : Czech Audio, 2009-05-01 [cit. 201103-14]. Dostupné z WWW: .

65


11.

Seznam příloh

Příloha A – Elektrické zapojení funkčního modulu Příloha B – Návrh DPS funkčního modulu a rozpis součástek Příloha C – Naměřené audio parametry Příloha D – Simulace analogové části funkčníhovzorku Příloha E – Výstup návrhového prostředí FilterPro Příloha F – Výpis programu v jazyce C pro ovládání modulu Příloha G – Fotografie funkčního vzorku modulu Příloha H – CD, které obsahuje: -

elektronickou verzi DP ve formátu PDF

-

elektronickou podobu zadání

-

soubory vytvořené v programu Eagle

-

soubory vytvořené v programu PSpice

-

použité ilustrace

-

Program pro ovládání funkčního vzorku

66

Jiří Toušek 2011


Jiří Toušek 2011

12. Přílohy Příloha A Elektrické zapojení funkčního modulu

Obr. A.1: Elektrické zapojení obvodu pro převod USB signálu 67


Obr. A.2: Elektrické zapojení digitální části vzorku

68

Jiří Toušek 2011


Jiří Toušek 2011

Obr. A.3: Elektrické zapojení jednoho kanálu analogové části vzorku

69


Příloha B Návrh DPS funkčního modulu a rozpis součástek

Obr. B.1: DPS strana součástek 70

Jiří Toušek 2011


Obr. B.2: DPS první vnitřní vrstva 71

Jiří Toušek 2011


Obr. B.3: DPS druhá vnitřní vrstva (napájecí) 72

Jiří Toušek 2011


Obr. B.4: DPS strana spojů 73

Jiří Toušek 2011


Obr. B.5: DPS nepájivá maska ze strany součástek 74

Jiří Toušek 2011


Obr. B.6: DPS nepájivá maska ze strany spojů 75

Jiří Toušek 2011


Obr. B.7: Rozložení součástek na DPS 76

Jiří Toušek 2011


Jiří Toušek 2011

Tab. B.1: Seznam součástek

Díl

Hodnota

Pouzdro

C1 C2 C3 C4 C5 C6 C7 C8 C9 C10 C11 C12 C13 C14 C15 C16 C17 C18 C19 C20 C21 C22 C23 C24 C25 C26 C27 C28 C29 C30 C31 C32 C33 C34 C35 C36 C37 C38

100n 47n 47n 100n 100n 10M 100n 100n 100n 27p 27p 100n 100n 100n 100n 100n 100n 100n 10M 100n 10M 100n 10M 100n 10M 100n 100n 100n 100n 100n 100n 100n 100n 100n 100n 2n2 2n2 100n

SMD0603 SMD1206 SMD1206 SMD1206 SMD0603 B/3528 SMD0603 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0603 B/3528 SMD0603 B/3528 SMD0603 B/3528 SMD0603 B/3528 SMD1206 SMD1206 SMD1206 SMD1206 SMD1206 SMD1206 SMD1206 SMD1206 SMD1206 SMD0603 RM5/4,5-7,2 RM5/4,5-7,2 SMD0805

C39 C40 C41 C42 C43 C44 C45 C46 C47 C48 C49 C50 C51 C52 C53 C54 C55 C56 C57 C58 C59 C60 C61 C62 C63 C64 C65 C66 C67 C68 C69 C70 C71 C72 C73 C74 C75 C76 C77 C78 77

10M 100n 10M 47M/16 47M/16 10M 100n 100p 150p 100p 150p 100p 100p 100n 100n 100n 100n 100n 100n 100n 100n 470M 470M 470M 470M 100n 100n 100n 10M 100p 100p 100n 100n 10n 10M 100p 100n 470M 10n 10M

B/3528 SMD0805 B/3528 RM2,5-5 RM2,5-5 B/3528 SMD0805 RM5/4,5-7,2 RM5/4,5-7,2 RM5/4,5-7,2 RM5/4,5-7,2 RM5/4,5-7,2 RM5/4,5-7,2 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 RM2,5-6,3 RM2,5-6,3 RM2,5-6,3 RM2,5-6,3 SMD0805 SMD0805 SMD0603 B/3528 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 B/3528 SMD0805 SMD0805 RM3,5-8 SMD0805 B/3528


C79 C80 C81 C82 C83 C84 C85 C86 C87 C88 C89 C90 C91 C92 C93 C94 C95 C96 C97 C98 C99 C100 C101 C102 C103 C104 C105 C106 C107 C108 C109 C110 C111 C112 C113 C114 C115 C116 C117 C118 C119 C120 C121 C122

10M 100n 100n 10n 10M 10M 100n 100M/16 100n 100p 10n 10M 470M 100n 470M 100n 100n 100n 10M 10M 470M 100n 100n 100n 100n 100n 100n 100n 100n 100p 150p 100p 150p 100p 100n 100n 100n 100n 100p 2n2 2n2 100n 100n 100n

A/3216-18W SMD0805 SMD0805 SMD0805 B/3528 A/3216-18W SMD0805 D/7343-31W SMD0805 SMD0805 SMD0805 B/3528 RM3,5-8 SMD0805 RM3,5-8 SMD0805 SMD0805 SMD0805 B/3528 B/3528 RM3,5-8 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 RM5/4,5-7,2 RM5/4,5-7,2 RM5/4,5-7,2 RM5/4,5-7,2 RM5/4,5-7,2 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 RM5/4,5-7,2 RM5/4,5-7,2 RM5/4,5-7,2 SMD0805 SMD0805 SMD0805

C123 C124 C125 C126 C127 C128 C129 C130 C131 C132 C133 C134 C135 C136 C137 C138 C139 C140 C141 C142 CON1 CON2 CON3 CON4 DL1 DL2 DL3 DL4 DL5 DL6 DL7 DL8 DL9 DL10 DL11 IC1 IC2 IC3 IC4 IC5 IC6 IC7 IC8 IC9 78

Jiří Toušek 2011

100n 470M 470M 470M 470M 1000M 1000M 1000M 1000M 1000M 1000M 1000M 1000M 1000M 1000M 100n 100n 100n 100n 100n AK500/2 AK500/2 AK500/3 PSH02-04P Červená LED Červená LED Červená LED Červená LED Červená LED Červená LED Červená LED Červená LED Zelená LED Modrá LED Modrá LED 24C04CSN OPA2132U OPA2132U OPA177S OPA177S OPA177S OPA177S OPA2132U OPA2132U

SMD0805 RM2,5-6,3 RM2,5-6,3 RM2,5-6,3 RM2,5-6,3 RM5-10 RM5-10 RM5-10 RM5-10 RM5-10 RM5-10 RM5-10 RM5-10 RM5-10 RM5-10 RM5 RM5 SMD0805 SMD0805 SMD0805

SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SMD0805 SO-08 SO-08 SO-08 SO-08 SO-08 SO-08 SO-08 SO-08 SO-08


IC11 JP1 JP2 L1 L2 L3 L4 L5 L6 R1 R2 R3 R4 R5 R6 R7 R8 R9 R10 R11 R12 R13 R14 R15 R16 R17 R18 R19 R20 R22 R23 R24 R25 R26 R27 R28 R29 R30 R31 R32 R33 R34 R35 R36

74AC126D S2G3_JUMP S2G2_JUMP 100u 100u 100u 100u 100u 100u 27 27 1M 3R3 3R3 3R3 3R3 1k5 5k6 5k6 47k 5k6 27 27 27 5k6 5k6 75 75 110 110 600 110 27 27 27 27 600 27 10k 27 1k2 1k2 6k 6k

SO-14 JUMPER JUMPER PM1210 PM1210 PM1210 PM1210 PM1210 PM1210 R0603 R0603 R0603 R0603 R0603 R0603 R0603 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0603 R1206 R1206 R1206 R1206 R1206 R1206 R1206 R0805 R0805 R0805 R1206 R1206 R1206 R1206 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805

R37 R38 R39 R40 R41 R42 R43 R44 R45 R46 R47 R48 R49 R50 R51 R52 R53 R54 R55 R56 R57 R58 R59 R60 R61 R62 R63 R64 R65 R66 R67 R68 R69 R70 R71 R72 R73 R74 R75 R76 R77 R78 R79 R80 79

Jiří Toušek 2011

3k 3k 6k 6k 100 100 4k7 220 220 10 10 3R3 3R3 220 220 220 220 220 220 10 1k 5k6 2k2 10 3R3 3R3 220 220 220 220 1M 1M 100K 4k7 4k7 220 220 10 10 2r7 2r7 220 220 220

R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R1206 R0805 R0805 R0805 R0805 0204/5 0204/5 0204/5 0204/5 0204/5 0204/5 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 0204/5 0204/5 0204/5 0204/5 0204/5 0204/5 R0805 R0805 R0805 R1206 R1206 R0805 R0805 R0805 R0805 0204/5 0204/5 0204/5 0204/5 0204/5


R81 R82 R83 R84 R85 R86 R87 R88 R89 R90 R91 R92 R93 R94 R95 R96 R97 R98 R99 R100 R101 R102 R103 R104 R105 R106 R107 R108 R109 R110 R111 R144 R145 R146 R147 R148 T1 T2 T3 T4 T5 T6 T7 T8

220 1M 1M 100K 1k2 220 220 10 10 3R3 3R3 220 220 220 220 1M 1M 100K 1M 1M 100K 1k2 6k 6k 3k 3k 6k 6k 100 100 4k7 200k 1K2 1k2 27 27 BC807 BC817 BD140 BD139 BD139 BD140 BC807 BC817

0204/5 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 0204/5 0204/5 0204/5 0204/5 0204/5 0204/5 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R1206 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 SOT-23 SOT-23 TO-126S TO-126S TO-126S TO-126S SOT-23 SOT-23

T9 T10 T11 T12 T13 T14 T15 T16 T17 T18 T19 T20 T21 T22 T23 T24 T25 TR1 TR2 TR3 U1 U2 U3 U4 U5 U6 U7 U8 U10 X1 X2 X3 X4 X6 X7 X8 X9 XO1 XO2

80

Jiří Toušek 2011

BD140 BD139 BD139 BD140 BC807 BC817 BD140 BD139 BD139 BD140 BC807 BC817 BD140 BD139 BD139 BD140 BCV47 1:1 1:1 1:1 ADUM4160 TE7022 SRC4392 PCM1792A LT1763 LT1763 LT1763 LT1763 PCA9306 PN61729-S CINCH CINCH MC3FAH1 MC3FAH1 CINCH MC3FAH1 CINCH 12 MHz 24,576 MHz

TO-126S TO-126S TO-126S TO-126S SOT-23 SOT-23 TO-126S TO-126S TO-126S TO-126S SOT-23 SOT-23 TO-126S TO-126S TO-126S TO-126S SOT23-BEC WB1010 WB1010 WB1010 RW-16 LQFP48 TQFP48 SSOP28DB SO-08 SO.08 SO-08 SO-08 SM8 PN61729-S TOBU3 TOBU3

TOBU3 TOBU3 DIL-08S DIL-08S


Jiří Toušek 2011

Příloha C Naměřené audio parametry Audio Precision

04/26/11 10:11:19

dx=62.9192 kHz

dy=-2.797 dB T

+0 -0.205 -3.002 -5 -10 -15 d B r A

-20 -25 -30 -35 -40 -45 20

50

100

200

500

1k

2k

5k

10k

19.9938k 20k

50k

82.913k 100k

Hz Sweep

Trace

Color

Line Style

Thick

Data

Axis

Comment

Cursor1

Cursor2

4

1

Red

Solid

8

Anlr.Level A Left

192kHz Fs

*-0.205 dBr

*-3.002 dBr

charka_sweep.at27

Obr. C.1: Amplitudová frekvenční charakteristika vzorku Audio Precision

04/26/11 11:42:23

+0 -20 -40 -60 d B r

-80 -100

A -120 -140 -160 -180 20

50

100

200

500

1k

2k

5k

10k

20k

50k

Hz Sweep

Trace

Color

Line Style

Thick

Data

Axis

Comment

6 8 10

1 1 1

Blue Red Green

Solid Dash Solid

1 15 8

Fft.Ch.1 Ampl Fft.Ch.1 Ampl Fft.Ch.1 Ampl

Left Left Left

192kHz, 1kHz vypnuté napájení - i zdroj 48kHz, generátor 1kHz@0FFS odstup2.at27

Obr. C.2: Závislost dynamického rozsahu vzorku na frekvenci

81

100k


Jiří Toušek 2011

Audio Precision

04/26/11 10:40:11

0.01 0.009 0.008 0.007 0.006 %

0.005 0.004 0.003 0.002 0.001 -0 20

50

100

200

500

1k

2k

5k

10k

20k

Hz Sweep

Trace

Color

Line Style

Thick

Data

Axis

Comment

4 5

1 1

Blue Red

Solid Solid

4 10

Anlr.THD+N Ratio Anlr.THD+N Ratio

Left Left

192k, 22Hz-80kHz 48k, 22Hz-80kHz THDN.at27

Obr. C.3: Závislost THD+N na frekvenci Audio Precision

04/26/11 12:01:05

+0 -10 -20 -30 -40 -50 d B r

-60 -70

A

-80 -90 -100 -110 -120 -130

10k

20k

30k

40k

50k

60k

70k

80k

90k

100k

Hz Sweep

Trace

Color

Line Style

Thick

Data

Axis

Comment

2

1

Blue

Solid

4

Fft.Ch.1 Ampl

Left

192kHz IMD.at27

Obr. C.4: IMD pro f1=60 Hz a f2=7 kHz

82

110k

120k

130k


Jiří Toušek 2011

Audio Precision

04/28/11 21:20:16

dx=1.94764 kHz

+0

dy=+9.747 dB

-20 -40 -60 d -80 B r -92.657 -100 -102.404 A -120 -140 -160 -180 51.7334 50

20

100

200

500

1.99937k 2k

1k

5k

10k

20k

50k

Hz Sweep

Trace

Color

Line Style

Thick

Data

Axis

2

1

Red

Solid

2

Fft.Ch.1 Ampl

Left

Comment

Cursor1

Cursor2

*-102.404 dBr

*-92.657 dBr

odstup.at27

Obr. C.5: Výstupní frekvenční spektrum vzorku (1 kHz)

83

100k


Jiří Toušek 2011

Příloha D Simulace zesilovače analogové části funkčního vzorku

Obr. D.1: Zjednodušené elektrické zapojení analogové části modulu

84


Jiří Toušek 2011

Obr. D.2: Hodnoty proudů v důležitých bodech zapojení analogové části vzorku

85


Příloha E Výstup návrhového prostředí FilterPro

Obr. E.1: Výstup návrhu filtru – schematický diagram 86

Jiří Toušek 2011


Jiří Toušek 2011

Obr. E.2: Výstup návrhu filtru – fázová a frekvenční charakteristika

87


Obr. E.2: Výstup návrhu filtru – seznam komponent

88

Jiří Toušek 2011


Jiří Toušek 2011

Příloha F Výpis programu v jazyce C pro ovládání modulu pomocí TWI procesoru ATMEGA16 #include #include <string.h> #include #include #include "twi_lib.h" #define PCM1792W 0b10011000 //adresa PCM+write #define SRC4392W 0b11100010 //adresa SRC+write int main(void) { i2c_init(); i2c_start_wait(SRC4392W); //start komunikace adresou i2c_write(0x01); //zapis adresy s INC=0 i2c_write(0x33); //nastaveni SRC i2c_stop(); i2c_start_wait(SRC4392W); //start komunikace adresou i2c_write(0x03); //zapis adresy s INC=0 = 00000011 i2c_write(0x39); //nastaveni portu A i2c_stop(); i2c_start_wait(SRC4392W); //start komunikace adresou i2c_write(0x0D); //zapis adresy s INC=0 i2c_write(0x08); //nastaveni receiveru i2c_stop(); i2c_start_wait(SRC4392W); //start komunikace adresou i2c_write(0x0F); //zapis adresy s INC=0 i2c_write(0x22); //nastaveni receiver PLL i2c_stop(); i2c_start_wait(SRC4392W); //start komunikace adresou i2c_write(0x10); //zapis adresy s INC=0 i2c_write(0x00); //nastaveni receiver PLL i2c_stop(); i2c_start_wait(SRC4392W); //start komunikace adresou i2c_write(0x11); //zapis adresy s INC=0 i2c_write(0x00); //nastaveni receiver PLL i2c_stop(); i2c_start_wait(SRC4392W); //start komunikace adresou i2c_write(0x2D); //zapis adresy s INC=0 i2c_write(0x02); //nastaveni SRC i2c_stop(); 89


i2c_start_wait(PCM1792W); //start komunikace adresou i2c_write(0x20); //zapis adresy s INC=0 i2c_write(0x14); //nastaveni PCM i2c_write(0x01); //nastaveni oversamplingu i2c_stop(); i2c_stop(); while(1); }

90

Jiří Toušek 2011


Jiří Toušek 2011

Příloha G Fotografie funkčního vzorku modulu využívajícího digitálně-analogový převodník

91


Jiří Toušek 2011

Evidenční list Souhlasím s tím, aby moje diplomová práce byla půjčována k prezenčnímu studiu v Univerzitní knihovně ZČU v Plzni. Datum:

Podpis:

Uživatel stvrzuje svým čitelným podpisem, že tuto diplomovou práci použil ke studijním účelům a prohlašuje, že ji uvede mezi použitými prameny. Jméno

Fakulta/katedra

Datum

92

Podpis

ZÁPADOČESKÁ UNIVERZITA V PLZNI FAKULTA ELEKTROTECHNICKÁ KATEDRA TECHNOLOGIÍ A MĚŘENÍ DIPLOMOVÁ PRÁCE

Recommend Documents