VYSOKOFREKVENČNÍ A MIKROVLNNÁ TECHNIKA

VYSOKOFREKVENČNÍ A MIKROVLNNÁ TECHNIKA

Návody pro mikrovlnné laboratorní experimenty

Prof. Ing. Jiří Svačina, CSc. Ing. Ivana Jakubová

ÚSTAV RADIOELEKTRONIKY

© Jiří Svačina, Ivana Jakubová, 2003 ISBN 80-214-2480-X

PŘEDMLUVA

Předkládaný učební text obsahuje návody pro laboratorní experimenty uskutečňované v mikrovlnné laboratoři Ústavu radioelektroniky FEKT VUT v Brně v rámci praktické laboratorní výuky mikrovlnné techniky povinného předmětu Vysokofrekvenční a mikrovlnná technika ve 3. ročníku bakalářského studia oboru Elektronika a sděl.ovací technika. Každý návod tohoto textu obsahuje potřebné teoretické informace pro zvládnutí jednotlivých experimentů včetně příslušných výpočetních vztahů, zadání jednotlivých bodů úlohy, schéma zapojení a popis měřicí aparatury a podrobné pokyny k praktickému provedení jednotlivých experimentů. Jako samostatné listy jsou součástí skript formuláře protokolů o měření každého experimentu v podobě předtištěných tabulek a grafů pro zpracování výsledků vlastního měření.

autoři

©

Jiří Svačina, Ivana Jakubová

Brno 2003

Vysokofrekvenční a mikrovlnná technika – návody pro mikrovlnné laboratorní experimenty

3

OBSAH

1 MĚŘENÍ MIKROVLNNÉHO VÝKONU

...............................................................................

5

Mikrovlnné senzory pro měření výkonu .............................................................................. 1.1.1 Bolometrické senzory ................................................................................................ 1.1.2 Termoelektrické senzory ............................................................................................ 1.1.2 Diodové senzory ........................................................................................................ 1.2 Měřiče mikrovlnného výkonu ............................................................................................... 1.2.1 Bolometrické měřiče výkonu, bolometrické můstky ................................................. 1.2.2 Měřiče výkonu pro termoelektrické a diodové senzory ............................................. 1.3 Mikrovlnné výkonové senzory a měření jejich kalibračního činitele ................................... 1.4 Celková chyba měření mikrovlnného výkonu ...................................................................... Literatura k úloze 1 ........................................................................................................................ Zadání úlohy ................................................................................................................................... Schéma zapojení měřicí aparatury .................................................................................................. Pokyny k měření ............................................................................................................................

5 5 6 6 7 7 8 8 9 10 11 12 13

1.1

2 MĚŘENÍ VLASTNOSTÍ MIKROVLNNÝCH FERITOVÝCH OBVODŮ

....................... 15

2.1 2.2

Gyromagnetické jevy ve feritech .......................................................................................... Mikrovlnné obvody s ferity .................................................................................................. 2.2.1 Feritové izolátory ....................................................................................................... 2.2.2 Feritové cirkulátory ................................................................................................... 2.3 Měření parametrů feritových obvodů ................................................................................... 2.3.1 Parametry izolátoru .................................................................................................... 2.3.2 Parametry cirkulátoru ................................................................................................ Literatura k úloze 2 ........................................................................................................................ Zadání úlohy .................................................................................................................................... Pokyny k měření ............................................................................................................................ 3 MĚŘENÍ PARAMETRŮ DUTINOVÝCH REZONÁTORŮ 3.1 3.2

15 16 16 17 18 18 19 19 20 22

................................................ 24

Druhy dutinových rezonátorů z hlediska způsobu zapojení do vedení ................................. Náhradní schémata a parametry dutinových rezonátorů ....................................................... 3.2.1 Průchozí rezonátor ..................................................................................................... 3.2.2 Absorpční rezonátor ................................................................................................... 3.3 Cejchování dutinových rezonátorů ....................................................................................... 3.4 Měření činitelů jakosti rezonátorů z průběhu rezonanční křivky .......................................... 3.4.1 Měření parametrů absorpčního rezonátoru ................................................................ 3.4.2 Měření parametrů průchozího rezonátoru .................................................................. 3.4.3 Přesné měření šířky pásma rezonátoru ...................................................................... Literatura k úloze 3 ........................................................................................................................ Zadání úlohy ................................................................................................................................... Schéma zapojení měřicí aparatury .................................................................................................. Pokyny k měření .............................................................................................................................

24 24 25 26 28 28 29 30 30 31 32 33 34

4

Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně

4 MĚŘENÍ NA OSCILÁTORU S GUNNOVOU DIODOU

................................................... 36

4.1

Gunnova dioda a její vlastnosti ............................................................................................. 4.1.1 Gunnův jev ................................................................................................................ 4.1.2 Pracovní režimy Gunnovy diody ............................................................................... 4.2 Mikrovlnné aplikace Gunnovy diody ................................................................................... 4.2.1 Reflexní zesilovače .................................................................................................... 4.2.2 Mikrovlnné oscilátory ................................................................................................ 4.3 Vlnovodový oscilátor s Gunnovou diodou ........................................................................... 4.3.1 Ladicí charakteristiky oscilátoru ................................................................................ 4.3.2 Výkonové charakteristiky oscilátoru ......................................................................... 4.3.3 Modulace oscilátoru ................................................................................................... Literatura k úloze 4 ........................................................................................................................ Příloha A ........................................................................................................................................ Zadání úlohy ................................................................................................................................... Schéma zapojení měřicí aparatury .................................................................................................. Pokyny k měření ............................................................................................................................ 5 MĚŘENÍ POMOCÍ MIKROVLNNÉHO OBVODOVÉHO ANALYZÁTORU

36 36 37 39 39 39 40 40 42 42 43 43 44 45 46

................ 48

5.1 Mikrovlnné obvodové analyzátory ....................................................................................... 5.2 Hlavní části mikrovlnných obvodových analyzátorů ............................................................ 5.3 Princip mikrovlnného vektorového obvodového analyzátoru .............................................. 5.4 Chyby měření mikrovlnným vektorovým obvodovým analyzátorem .................................. Literatura k úloze 5 ........................................................................................................................ Zadání úlohy ................................................................................................................................... Schéma zapojení měřicí aparatury .................................................................................................. Pokyny k měření ............................................................................................................................

48 49 51 52 52 53 54 55


1

5

MĚŘENÍ MIKROVLNNÉHO VÝKONU

Zjišťování velikosti výkonu signálu patří mezi nejdůležitější mikrovlnná měření. Mikrovlnný výkon je totiž jednou ze tří veličin, které lze i v mikrovlnné kmitočtové oblasti měřit absolutně, a to při použití libovolného druhu mikrovlnné aparatury (koaxiální, vlnovodové, mikropáskové apod.). Úroveň mikrovlnného signálu se proto neudává velikostí napětí či proudu (které zde navíc mnohdy nelze jednoznačně ani měřit ani definovat), ale vždy hodnotou výkonu signálu. Je-li mikrovlnný signál modulován, je nutno rozlišovat střední a špičkovou hodnotu výkonu. Nemodulovaný harmonický signál má konstantní výkonovou úroveň P, jak je naznačeno a) b) na obr. 1.1.a. Při impulzní modulaci (amplituP P dovém klíčování) signálu (obr. 1.1.b) udává maximální hodnota impulzů špičkový (impulzní) PAV výkon Pimp (peak - impulse - power), zatímco Pimp střední hodnota výkonu za dobu jedné periody je tzv. střední výkon Pav (average power) signálu. τ 0 T T+ τ Mezi oběma hodnotami platí vztah t 0 t τ , (1.1) = Pimp⋅ τ ⋅ f 0 T Obr. 1.1. Impulzní a střední výkon nemodulovaného (a) a impulzně modulovaného signálu (b) kde f0 = 1/T je opakovací kmitočet, τ délka impulzů a poměr τ/T činitel plnění (duty cycle). Na nízkých kmitočtech se výkon signálu obvykle určuje ze změřeného napětí a proudu daného signálu. U nejčastěji používaných metod v mikrovlnné technice se výkon signálu převede vhodným senzorem (snímačem, hlavicí) na jinou fyzikální veličinu, kterou pak měříme příslušným elektronickým měřičem – mW-metrem. V bolometrickém senzoru (bolometrické hlavici) se výkonem signálu vyvolá změna elektrického odporu vhodného prvku – tzv. bolometru a následně se měří tato změna odporu. Termoelektrický senzor obsahuje termoelektrický element (termočlánek), který se „ohřeje“ měřeným výkonem a následně se měří jeho výstupní termoelektrické napětí. V diodovém senzoru se mikrovlnný signál detekuje přesným diodovým detektorem v kvadratické části jeho AV charakteristiky, kdy výstupní ss., příp. nf. proud (napětí) detektoru je přímo úměrný činnému výkonu vstupního mikrovlnného signálu [3]. V měřicí a komunikační technice se nejčastěji setkáváme s malými, příp. středními výkony (od několika µW do jednotek W), k jejichž měření jsou nejvhodnější právě elektronické mW-metry s některým z uvedených typů senzorů. Moderní termoelektrické a diodové výkonové senzory přitom umožňují měřit i velmi nízké výkony od úrovně několika nW. Použitelnost uvedených metod lze však snadno rozšířit i do oblasti vysokých výkonů. Senzor (mikrovlnnou hlavici) mW-metru zapojíme např. do boční větve směrové odbočnice se známou hodnotou vazebního útlumu, nebo před něj předřadíme přesný cejchovaný zeslabovač. Uvedenými technickými prostředky vždy měříme střední hodnotu výkonu. Odpovídající impulzní výkon modulovaného signálu vypočítáme ze vztahu (1.1). Velikost (nejen mikrovlnného) výkonu se často vyjadřuje relativně vůči hodnotě 1 mW. Takto vyjádřený výkon se značí symbolem dBm, což znamená „výkon v [dB] nad hodnotou 1 mW“. Je tedy

Pav = Pimp⋅

P [dBm] = 10·log P [mW]

.

(1.2)

Hodnotě P = 1 mW tak odpovídá 0 dBm, výkonu 0,1 mW údaj –10 dBm, hodnotě 100 mW 20 dBm apod.

1.1

Mikrovlnné senzory pro měření výkonu

1.1.1 Bolometrické senzory Bolometry jsou prvky, jejichž elektrický odpor výrazně závisí na teplotě. Změna odporu může být vyvolána buď změnou teploty okolního prostředí nebo stejnosměrným či střídavým nf. proudem protékajícím bolometrem či pohlcením výkonu vf. signálu dopadajícího na bolometr. Tohoto posledního principu se využívá při měření mikrovlnného výkonu.

6


Pro technická měření výkonu se používají bolometry kovové či polovodičové. Kovové bolometry (baretery) jsou vyráběny ve tvaru velmi tenkého wolframového či platinového drátku zataveného ve skleněné baňce. Baretery mají kladný teplotní koeficient odporu (TKR), tzn. že s rostoucí teplotou (se zvyšujícím se výkonem signálu) jejich odpor roste. V současnosti se k měření mikrovlnných výkonů používají téměř výhradně polovodičové bolometry – termistory. Vyrábějí se z kysličníkových materiálů, např. Fe2O3, CuO, MnO apod. ve tvaru perličky, jejíž rozměry musí být zanedbatelně malé vůči délce vlny λg, tak, aby se vf. odpor termistoru prakticky rovnal jeho odporu při stejnosměrném proudu. Odpor termistoru s rostoucím výkonem zpravidla klesá (negativní TKR). Hlavní výhodou termistorů vůči bareterům je jejich větší citlivost, tj. větší závislost odporu na dopadajícím výkonu. Nevýhodou je naopak značná závislost odporu termistoru na okolní teplotě a větší tepelná setrvačnost. Tyto skutečnosti lze však respektovat vhodným zapojením vlastního mW-metru. V České republice vyrábí vhodné perličkové termistory firma PRAMET Šumperk pod řadovým označením 10 NR až 16 NR. Jejich výkonová citlivost je 10 ÷ 12 °C/mW.

1.1.2 Termoelektrické senzory Termoelektrické senzory, které se pro měření mikrovlnného výkonu používají necelých 30 let, obsahují dva či více sériově zapojených termoelektrických elementů (termočlánků), které ve své činnosti využívají tzv. Seebeckova termoelektrického jevu [3]. První termočlánky tohoto typu byly konstruovány z dvojice kovových pásků (nejčastěji vizmut a antimon), moderní termoelektrické senzory využívají tenkovrstvé křemíkové polovodivé termočlánky s vodivostí typu N. V těchto konstrukcích senzorů je výkon přivedeného mikrovlnného signálu pohlcován v tenkovrstvém napařeném rezistoru (Ta2N) a vznikajícím teplem je ohříván vždy jeden (tzv. „horký“) konec křemíkových termočlánků. Termoelektrickým jevem vzniká mezi opačnými („studenými“) konci křemíkových pásků stejnosměrné napětí, které je v širokých mezích přímo úměrné teplotnímu rozdílu mezi „horkým“ a „studeným“ koncem termočlánku, tedy přímo úměrné absorbovanému výkonu signálu. Výkonová citlivost moderních termoelektrických senzorů činí kolem 200 µV/mW. Mezi základní výhody termoelektrických senzorů pro měření mikrovlnného výkonu patří jejich vyšší citlivost (minimální měřitelný výkon činí desetiny µW), větší linearita a větší dynamický rozsah (až 60 dB) než u bolometrických či termistorových senzorů. Moderní konstrukční provedení umožňuje rovněž zajistit lepší impedanční přizpůsobení senzoru (hlavice) v širším kmitočtovém pásmu, a tím zmenšit tzv. neurčitost měření výkonu (viz dále). Důležitá je rovněž výrazně nižší citlivost termoelektrického senzoru na změny okolní teploty.

1.1.2 Diodové senzory Stejně jako termoelektrické senzory, jsou i diodové senzory užívány k měření mikrovlnného výkonu zhruba od roku 1974. Mikrovlnný signál se v nich detekuje přesným diodovým detektorem osazeným obvykle nízkobariérovou LBS Schottkyho diodou (Low Barrier Schottky diode) nebo – v nejmodernějších konstrukcích – tzv. PDB diodou (Planar Doped Barrier diode) [3]. Při dostatečně nízké úrovni vstupního mikrovlnného signálu je AV charakteristika těchto diod prakticky čistě kvadratická, takže stejnosměrné napětí na výstupu detektoru je přímo úměrné činnému výkonu vstupního signálu. Základní výhodou moderních diodových výkonových senzorů je jejich mimořádně vysoká citlivost umožňující měřit výkony od úrovní kolem 100 pW v širokém kmitočtovém pásmu do několika desítek GHz. Maximální velikost přímo měřeného výkonu je určena rozsahem kvadratické části AV charakteristiky diody a činí u používaných diod cca –20 dBm (tj. 10 µW). Protože veškeré parametry moderních detekčních diod LBS a PDB zhotovených z GaAs jsou teplotně vysoce stabilní a přesně výrobně reprodukovatelné, byly vyvinuty speciální kompenzační techniky na bázi číslicového zpracování signálu, které umožnily rozšířit oblast kvadratické detekce diod až k úrovni cca +20 dBm. Moderní diodové senzory jsou rovněž vybaveny interním širokopásmovým zeslabovačem, který je při větších úrovních vstupního výkonu automaticky připojován k detekčním diodám, a tím je „udržuje“ v kvadratické části jejich charakteristiky. Diodové senzory tak vykazují ze všech typů největší dynamický rozsah „lineárního“ měření výkonu (typicky až 90 dB) v rozsahu teplot od 0 do více než 50° C. Výhodou je rovněž jejich malá setrvačnost, a tedy možnost reagovat na velmi rychlé výkonové změny signálu.


1.2

7

Měřiče mikrovlnného výkonu

1.2.1 Bolometrické měřiče výkonu, bolometrické můstky Zjistit velikost mikrovlnného výkonu pohlceného bolometrem znamená určit odpovídající změnu odporu bolometru. To lze provést i velmi jednoduchými prostředky, když bolometr nejprve ocejchujeme stejnosměrným proudem, tj. zjistíme závislost jeho odporu R na stejnosměrném výkonu P. Bolometr připojíme na proměnný zdroj stejnosměrného napětí, měříme napětí U a proud I a počítáme odpor R = U/I a stejnosměrný pohlcený výkon P = U· I . Tak zjistíme celou charakteristiku R = R(P). Při vlastním měření přivádíme na bolometr mikrovlnný signál (podrobněji v části 1.1.3) a připojeným ohmmetrem měříme odpor termistoru. Zjištěné hodnotě R pak přiřadíme z cejchovní křivky R = R(P) hodnotu měřeného výkonu P. Při přesnějších měřeních je ještě nutno od této hodnoty odečíst výkon, který do bolometru dodává samotný ohmmetr (určíme jej opět z cejchovní křivky při vypnutém mikrovlnném signálu). Změny odporu bolometru způsobené pohlceným mikrovlnHRUBĚ ným výkonem se v běžné praxi NULA JEMNĚ obvykle vyhodnocují zapojením 10 kHz bolometru do jedné větve odporového Wheastoneova můstku. ToVÝSTUP VSTUP Z várně vyráběné mW-metry jsou ROZSAHY R0 přitom většinou konstruovány jako R0 automatické můstky se samočinU ss ným vyvažováním a přímým čtením měřeného výkonu (analogovým či R V R0 digitálním). Principiální schéma -t° takového mW-metru je na obr. 1.2. Odporový můstek s bolometrem je P zapojen do větve kladné zpětné vazby selektivního nf. zesilovače Obr. 1.2. Automatický bolometrický můstek naladěného např. na kmitočet 10 kHz. Po zapnutí přístroje je bolometr v chladném stavu (mikrovlnný výkon je vypnut), odporový můstek je tedy značně nevyvážen a mezi vstupem a výstupem zesilovače vznikne silná kladná zpětná vazba. Vzniklým oscilačním napětím 10 kHz je bolometr vyhříván a jeho odpor se blíží hodnotě R0 , při níž je můstek vyvážen. Amplituda nf. oscilací přitom klesá (zmenšuje se velikost kladné zpětné vazby), až se ustálí na hodnotě, při níž je splněna podmínka ustálených oscilací., tj. součin zesílení selektivního zesilovače a napěťového přenosu můstku je roven jedné. Je-li napěťové zesílení zesilovače velké (např. 1000 nebo větší), je zpětnovazební přenos můstku velmi malý (0,001 nebo menší), takže můstek je téměř vyvážen; odpor bolometru se od hodnoty R0 liší v tomto stavu asi o 0,1 %. Přivedeme-li nyní na bolometr měřený mikrovlnný výkon, změní se hodnota jeho odporu, což má za následek zmenšení velikosti kladné zpětné vazby a pokles amplitudy nf. oscilací. Tento pokles pokračuje tak dlouho, dokud není obnoven původní ustálený stav oscilací. Část nf. výkonu pohlcovaného bolometrem byla tedy nahrazena výkonem mikrovlnného signálu. Úbytek nf. výkonu na bolometru (pokles amplitudy nf. napětí) měříme elektronickým nf. V-metrem (obr. 1.2). Protože bolometr je během měření udržován na konstantní hodnotě odporu, lze stupnici nf. V-metru cejchovat přímo v jednotkách výkonu (stupnice je kvadratická). Ze schématu na obr. 1.2 je zřejmé, že v klidovém stavu (bez mikrovlnného výkonu) je bolometr kromě nf. výkonem vyhříván i ss. výkonem z pomocného zdroje Uss . Tento zdroj slouží k nastavení nuly výstupního V-metru a lze jím kompenzovat změny odporu bolometru vlivem vnější teploty prostředí. Přepínáním zdroje se zároveň přepínají i měřicí rozsahy mW-metru, neboť změnou stejnosměrného výkonu se mění i velikost nf. výkonu potřebná k nastavení ustáleného stavu oscilací v přístroji (a tedy i velikost mikrovlnného výkonu, kterým je nf. výkon při měření nahrazen). Běžné bolometrické mW-metry se vyrábějí pro rozsah měření 10 µW až 10 mW (–20 až +10 dBm). Mohou obvykle pracovat při dvou až třech jmenovitých hodnotách odporu bolometru, a to jak s termistory (záporný TKR), tak i s baretery (kladný TKR). Výhodou automatických můstků je to, že bolometr je neustále automaticky udržován na přibližně konstantní hodnotě svého odporu, takže lze dosáhnout poměrně dobrého impedančního přizpůsobení bolometru k jeho mikrovlnnému držáku.

8


mW

V P -t°

R0

Unf

Automatický bolometrický můstek pracuje tedy na substitučním principu, kdy měřený mikrovlnný výkon je roven úbytku nf. výkonu. Změříme-li tento úbytek výkonu nf. signálu vnějším přesným V-metrem, můžeme posoudit přesnost daného mW-metru. Podle obr. 1.3 připojíme k bolometrickému senzoru kromě vlastního mW-metru ještě přesný (číslicový) nízkofrekvenční V-metr. Při odpojeném mikrovlnném signálu vynulujeme mW-metr a určíme odpovídající nf. výkon pohlcovaný bolometrem

2 U nf 0 , (1.3) R 0 Obr. 1.3. Kontrola přesnosti kde Unf 0 je efektivní hodnota nf. napětí měřená připojeným V-metrem bolometrického mW-metru a R0 je jmenovitá hodnota odporu bolometru. Po přivedení mikrovlnného výkonu čteme jeho měřenou hodnotu Pměř na stupnici mW-metru a počítáme výkon Psub pohlcený bolometrem, tj. úbytek nf. výkonu, který je nahrazen (substituován) mikrovlnným výkonem 2 U nf U2 0 . (1.4) Psub = Pnf 0 − Pnf = − nf R0 R0 Zde Unf značí efektivní hodnotu nf. napětí měřenou vnějším nf. V-metrem při připojeném mikrovlnném signálu. Ze zjištěných hodnot určíme tzv. činitel zvětšení (zmenšení) výkonu P , (1.5) m = měř Psub který vyjadřuje chybu měření mW-metru na příslušném rozsahu. Činitel m zahrnuje chyby nastavení nf. oscilátoru a zesilovačů mW-metru, chyby jeho vynulování a nestability nuly i chyby cejchování stupnice mW-metru. Koeficient m tak vyjadřuje celkovou chybu elektronické části bolometrického měřiče výkonu.

DT

Pnf 0 =

1.2.2 Měřiče výkonu pro termoelektrické a diodové senzory Z principu činnosti těchto senzorů vyplývá, že příslušné mW-metry musí být koncipovány jako velmi citlivé a přesné (obvykle číslicové) měřiče malých ss. napětí. Základním problémem v jejich konstrukci přitom je, že výstupní ss. napětí senzorů jsou skutečně velmi nízká. Při výkonu vstupního signálu 1 µW činí toto napětí přibližně 160 nV u termoelektrického senzoru a zhruba 100 µV u diodového senzoru. Aby bylo možno tak malá napětí dostatečně a nízkošumově zesílit, přesně zpracovat a měřit, je nutno je převést na napětí střídavá, obvykle obdélníkového průběhu o kmitočtu několika stovek Hz [3]. Toto tzv. „choperování“ se realizuje mikroelektronickým obvodem přímo ve výkonovém senzoru (hlavici). Vzniklé střídavé nf. napětí lze pak velmi přesně lineárně zesílit na dostatečnou úroveň, následně opět převést synchronním detektorem na ss. hodnotu a tu měřit přesným číslicovým V-metrem. Moderní elektronické mW-metry jsou vybaveny značným „uživatelským komfortem“: využívají plně možností číslicového zpracování měřených signálů a celý měřicí proces je řízen, příp. korigován a vyhodnocován mikroprocesory. Běžným standardem je rovněž zabudovaný přesný generátor signálu (obvykle o kmitočtu 50 MHz) pro rychlou kalibraci celého měřiče včetně senzoru.

1.3

Mikrovlnné výkonové senzory a měření jejich kalibračního činitele

K přívodu mikrovlnného výkonu k vlastnímu senzoru (bolometru, termočlánku či diodě) slouží tzv. výkonové držáky (výkonové hlavice), které jsou na svém mikrovlnném vstupu tvořeny vhodným mikrovlnným vedením. Např. v koaxiálním držáku je bolometr zapojen jako odpor do vnitřního vodiče vedení, takže jím prochází celý mikrovlnný proud signálu, jehož výkon měříme. Ve vlnovodovém držáku je senzor umístěn v místě maximální intenzity elektrického pole. Stejnosměrný, příp. „choperovaný“ nf. signál je vyveden na vhodný konektor, jímž se hlavice spojuje s vlastním mW-metrem. Některé vlnovodové hlavice jsou konstruovány jako laděné a jsou vybaveny různými ladicími prvky (písty, kolíky apod.), jimiž lze dosáhnout co nejlepšího impedančního přizpůsobení hlavice k vnější mikrovlnné trase, a to na různých kmitočtech. Optimálně nastavená (vyladěná) hlavice se pozná podle


9

maximálního údaje připojeného mW-metru. Moderní koaxiální hlavice se vyrábějí prakticky výlučně jako neladěné, přičemž svou konstrukcí mohou být extrémně širokopásmové (např. od 10 MHz do 26 GHz). Kvalitu dané výkonové hlavice posuzujeme obvykle podle dvou parametrů. Prvním je tzv. efektivní účinnost výkonového senzoru ηe , která vyjadřuje, jaká část mikrovlnného výkonu Pvst vstupujícího do hlavice se dostane až k vlastnímu senzoru. Je tedy P , (1.6) ηe = sub Pvst kde v případě bolometrického senzoru vyjadřuje Psub nf. výkon dodávaný z mW-metru pro obnovení rovnováhy bolometrického měřicího můstku (viz odst. 1.2.1). U termoelektrického, příp. diodového senzoru je Psub výkon referenčního signálu, který vyvolá stejné výstupní ss. napětí senzoru jako vstupní mikrovlnný výkon Pvst . Efektivní účinnost je tedy určena ztrátami výkonu v nedokonalých kontaktech mezi senzorovým elementem a hlavicí, ztrátami v ladicích či ztrátových prvcích hlavice apod. Protože na vstupu reálné výkonové hlavice vznikají vždy (větší či menší) odrazy dopadající vlny, je výkon vstupující do hlavice Pvst vždy menší než výkon P i přicházející na její vstup. Zřejmě platí

Pvst = P i − Podr = P i − ρ0 2⋅ P i = P i ⋅ (1 − ρ0

2

)

,

(1.7)

kde Podr = |ρ0|2·P i je výkon odražený od vstupu bolometrové hlavice a ρ0 je činitel odrazu hlavice. Vliv těchto odrazů je zahrnut v tzv. kalibračním faktoru (calibration factor CF) hlavice Kb , který je nejčastěji užívaným parametrem při posuzování kvality výkonových senzorů. Podle definice je Psub Psub Pvst . (1.8) K b ≡ CAL FAC = = ⋅ = ηe ⋅ (1 − ρ0 2 ) Pi Pvst Pi Kalibrační faktor je tedy kombinací efektivní účinnosti hlavice a ztrát nepřizpůsobením na jejím vstupu. Výkonové hlavice pro přesná měření se z výroby vybavují cejchovní křivkou či tabulkou s kmitočtovým průběhem kalibračního faktoru. Kalibrační faktor výkonových senzorů dosahuje 90 až 97 %, u speciálních konstrukcí i více. Pro uživatelskou kalibraci měřičů výkonů je u koaxiálních hlavic udáván tzv. referenční kalibrační faktor (REF CF), což je hodnota kalibračního faktoru na nízkých kmitočtech (desítky MHz), kde se měřiče kalibrují. Hodnota referenčního kalibračního faktoru je obvykle větší než 98 % a není-li u dané hlavice specifikována, považuje se za rovnu 100 % (REF CF = 1). Kalibrační faktor přesné výkonové hlavice se výrobně obvykle určuje srovnáním dané hlavice s cejchovním standardem pro měření výkonu, nejčastěji s tzv. mikrokalorimetrem [3]. V běžných laboratorních a provozních podmínkách lze hodnotu Kb neznámé hlavice s dostatečnou přesností určit jejím srovnáním s přesným cejchovaným výkonovým senzorem na stejných kmitočtech. Označíme-li parametry m a Kb této „normálové“ hlavice indexem „N“, můžeme – v případě dokonale impedančně přizpůsobeného generátoru (viz dále) – pro kalibrační faktor zkoumané hlavice psát

K b = K bN ⋅

m N Pměř ⋅ m Pměř N

,

(1.9)

když m je činitel zvětšení (zmenšení) výkonu (1.5) mW-metru se zkoumanou hlavicí a Pměř , Pměř N jsou hodnoty výkonů měřených mW-metrem se zkoumanou hlavicí a mW-metrem s normálovou cejchovanou hlavicí při stejném vstupním mikrovlnném výkonu. Z principu činnosti výkonových senzorů plyne, že je-li některá z výkonových hlavic termoelektrická či diodová, je hodnota jejího činitele m = 1.

1.4

Celková chyba měření mikrovlnného výkonu

Do celkové chyby měření je nutno zahrnout kalibrační činitel Kb (1.8), příp. efektivní účinnost výkonové hlavice ηe (1.6). U bolometrických hlavic musíme uvážit i hodnotu činitele zvětšení m (1.5). Odrazy signálu od vstupu hlavice (jejichž základní vliv je zahrnut již v hodnotě Kb) však mohou způsobit další chybu měření, nelze-li zanedbat současné odrazy od výstupu mikrovlnného generátoru. Opakovanými odrazy mezi hlavicí a generátorem se mění výkon P i na vstupu výkonové hlavice dle vztahu [3] P0 P , (1.10) Pi = = 0 2 M (1 ± ρG ⋅ ρ0 )

10


mW

kde M je tzv. činitel nepřizpůsobení generátoru a zátěže (hlavice), P0 je výstupní výkon generátoru, který chceme měřit, ρG je činitel odrazu od výstupu generátoru a ρ0 je činitel odrazu výkonové hlavice (obr. 1.5.a). Protože vlny odražené od hlavice a od generátoru se mohou skládat s různou fází, vyjadřují znaménka ± ve vztahu (1.10) limitní případy, kdy obě vlny se na vstupu hlavice setkávají se stejnou, příp. s opačnou fází. Činitel nepřizpůsobení M nabývá tedy dvou mezních hodnot Mmax = (1 + |ρG| · |ρ0|)2 Mmin = (1 – |ρG| · |ρ0|)2

Pměř V

P0

G

ρG

Pi

Psub -t°

a)

R0

ρ0

Pměř

mW

V P0

PG

Pi

Psub

a vztah (1.10) pak vyjadřuje možné krajní hodnoty výkonu Pi . ρA R0 ρ0 L [dB] b) Činitel nepřizpůsobení M způsobuje rovněž neurčitost při určování kalibračního faktoru Kb Obr. 1.5. K chybám měření výkonu vlivem srovnávací metodou podle vztahu (1.9). Vlivem mnohonásobných odrazů možných mezních hodnot činitele nepřizpůsobení Mmax a Mmin zjistíme z (1.9) pouze krajní meze velikosti kalibračního faktoru neznámé výkonové hlavice Kb ve tvaru m P  1 ± ρG ⋅ ρ0  2 K b max = K bN max ⋅ N ⋅ měř ⋅  , (1.11)  m Pměř N  1 m ρG ⋅ ρ0 N  min min G

-t°

kde ρ0N je činitel odrazu normálové (srovnávací) výkonové hlavice. Ve vztahu (1.11) jsme současně uvážili, že rovněž hodnota kalibračního faktoru normálové hlavice KbN je výrobcem změřena a udána jen s omezenou přesností a hodnoty KbN max a KbN min představují její možné krajní meze. Je-li normálová hlavice tvořena termoelektrickým nebo diodovým senzorem, je ve vztahu (1.11) velikost mN = 1. Další chyby měření vznikají v obvyklém případě, kdy výkon generátoru převyšuje měřicí rozsah použitého mW-metru. Mezi generátor a snímací výkonovou hlavici se zde zapojí cejchovaný zeslabovač (obr. 1.5.b) se známou hodnotou útlumu L. Je-li přesnost cejchování tohoto atenuátoru vyjádřena např. relativní chybou útlumu δL, leží skutečná hodnota nastaveného útlumu v mezích L ± ∆L = L·(1 ± δL). Pro poměr výkonů na vstupu a výstupu zeslabovače pak platí L·(1 ± δL) = 10·log (PG/P0), takže skutečný výkon generátoru je roven PG = P0 ⋅ 10

L ± ∆L 10

L ⋅(1 ± δL )

= P0 ⋅ 10 10

.

(1.12)

Při použití atenuátoru se rovněž změní vztah (1.10), příp. (1.11), do nichž je nyní nutno místo ρG dosadit činitel odrazu ρA od výstupu použitého zeslabovače. Při útlumech L > 6 dB jsou odrazy od kvalitního zeslabovače vždy menší než výstupní odrazy standardních mikrovlnných generátorů, takže neurčitost vyjádřená vztahem (1.10), příp. (1.11), se zmenší. Výsledný vztah mezi hodnotou Pměř čtenou na stupnici použitého mW-metru a skutečným výstupním výkonem generátoru PG určíme spojením vztahů (1.5), (1.8), (1.10) a (1.12) PG max = Pměř ⋅ min

M max min

m ⋅ K b max min

⋅ 10

L ± ∆L 10

= Pměř ⋅

M max min

m ⋅ K b max

L ⋅(1 ± δL )

⋅ 10 10

.

(1.13)

min

Literatura k úloze 1 [1] TYSL, V., RŮŽIČKA, V. Teoretické základy mikrovlnné techniky. SNTL, Praha 1990 [2] JAKUBOVÁ, I., SVAČINA, J. Laboratorní měření na velmi vysokých kmitočtech. Skripta FE VUT v Brně. Ediční středisko VUT, Brno 1990 [3] Fundamentals of RF and Microwave Power Measurements (Parts 1 to 4). Application Note 1449-1 to 1449-4. Agilent Technologies Inc., 2003


1.

11

Měření mikrovlnného výkonu

ZADÁNÍ 1. Na základě technické dokumentace se seznamte s principem činnosti, zapojením a obsluhou použitého mW-metru TESLA QXC 900 02 a jeho termistorové hlavice. Seznamte se rovněž s obsluhou a možnostmi číslicového měřiče výkonu HP 437B včetně použité normálové kalibrované hlavice HP 8481A a se základní obsluhou mikrovlnného generátoru HP 8350B se zásuvnou jednotkou HP 83592B (k jejich základnímu nastavení stačí pokyny uvedené v tomto návodu). 2. Na středním kmitočtu pracovního pásma určete činitel zvětšení (zmenšení) výkonu m bolometrického mW-metru TESLA a vyhodnoťte tak chybu měření jeho elektronické části. 3. Na středním kmitočtu pracovního pásma stanovte srovnávací metodou krajní hodnoty kalibračního činitele Kb koaxiální termistorové hlavice TESLA. Výpočtem určete celkovou absolutní a relativní chybu měření výkonu koaxiální termistorovou hlavicí a mW-metrem TESLA. Stejné veličiny vyhodnoťte i pro kalibrovanou hlavici a číslicový měřič výkonu HP. Porovnejte vzájemně přesnost měření výkonu oběma druhy hlavic a měřičů výkonu. 4. Číslicovým měřičem výkonu HP změřte střední výkon Pav a špičkový (impulzní) výkon Pimp impulzně modulovaného mikrovlnného signálu. Změřené hodnoty porovnejte s výsledkem výpočtu. 5. Číslicovým měřičem výkonu HP změřte závislost výstupního výkonu mikrovlnného generátoru na kmitočtu signálu v pásmu 1 ÷ 12,4 GHz. Měřte: • •

výstupní výkon generátoru PG stab stabilizovaný smyčkou vnitřní zpětné vazby a nestabilizovaný výstupní výkon generátoru PG nestab .

V obou případech stanovte největší kolísání výstupního výkonu generátoru v pracovním pásmu kmitočtů. 6. Kmitočtovou charakteristiku PG stab = PG stab (f) změřenou v předchozím bodě doplňte o tzv. pásmo neurčitosti měření pro použité přístrojové vybavení a posuďte, zda nominální hodnota výkonu indikovaná generátorem leží v tomto pásmu.

12


GHz

dBm

G V

A

mW KP -t°

DT KS

mW / dBm

N

mW N

Schéma zapojení měřicí aparatury


G

mikrovlnný generátor HP 8350B se zásuvnou jednotkou HP 83592B

A

pevný koaxiální zeslabovač SUHNER 6803 28A 3 dB

KP

koaxiální přepínač TESLA CLN 018 01

DT

držák termistoru (termistorová hlavice) TESLA CCNF 112 10

mW V KSN mWN

měřič výkonu TESLA QXC 900 02 V-metr DIGIMER 10 normálový kalibrovaný senzor výkonu HP 8481A normálový měřič výkonu HP 437B


1.

13


POKYNY

K

MĚŘENÍ

1. Seznamte se s obsluhou použitého mW-metru TESLA. Nejdůležitější technické parametry mW-metru a jeho termistorové hlavice zaznamenejte do protokolu o měření. Na základě technické dokumentace se seznamte s parametry a základní obsluhou číslicového měřiče výkonu HP 437B a použitého výkonového čidla HP 8481A. Před vlastním měřením je třeba měřič nastavit do příslušného režimu. Po zapnutí měřiče je postup této úvodní procedury následující: Preset : Postupným stisknutím tlačítek PRESET / LOCAL a ENTER uvedeme měřič do známých (standardních) pracovních podmínek specifikovaných v návodu k obsluze. Zero (nulování): Měřicí hlavici HP odpojíme od zdroje signálu (nejjednodušeji tak, že přepneme koaxiální přepínač KP v měřicí aparatuře do opačné větve „směrem“ k měřiči výkonu TESLA). Stisknutím tlačítka ZERO se spustí proces nulování měřiče (na displeji se objeví údaj „ZEROING : * * * * “). Za cca 5 až 20 sekund tento údaj vymizí - měřič je vynulován. Nastavení měřiče pro použitou hlavici HP 8481A: V paměti měřiče výkonu HP je uloženo několik kalibračních tabulek (tedy hodnot kalibračního faktoru pro jednotlivé pracovní kmitočty) pro různé měřicí výkonové hlavice HP. Je tedy nutno vybrat a aktivovat kalibrační tabulku pro použitou hlavici HP 8481A. Tlačítky SHIFT a SENSOR se na displeji zobrazí nabídka jednotlivých typů hlavic (= senzorů) HP, kterou lze „listovat“ pomocí tlačítek a . S jejich pomocí najdeme označení HP 8481A a stiskneme ENTER . Takto nastavený měřič při měření „vybírá“ hodnoty kalibračního faktoru z aktivované tabulky a automaticky jimi koriguje měřené hodnoty výkonu. Před měřením nastavíme do příslušného režimu i mikrovlnný generátor G HP 8350B: stisknutím (zeleného) tlačítka INSTR PRESET uvedeme generátor do definovaného pracovního režimu specifikovaného v návodu k obsluze. Stiskneme tlačítko CW , čímž nastavíme kmitočtově nerozmítaný režim práce generátoru na pevném kmitočtu. Hodnotu tohoto kmitočtu čteme na levém displeji FREQUENCY a lze ji měnit pomocí příslušného knoflíku (levého) nebo zadáním číselné hodnoty a měrné jednotky (GHz, MHz) z numerické klávesnice generátoru. Výstupní výkon generátoru je nastaven na hodnotu 10 dBm (údaj na displeji POWER na zásuvné jednotce) v režimu s vnitřní výkonovou stabilizací (svítící LED dioda na tlačítku INT skupiny ALC MODE). K získání čistého kmitočtového spektra výstupního signálu zapojíme na výstup generátoru kmitočtový filtr stisknutím tlačítka CW FILTER (svítí LED dioda).

2.

Měření uskutečníme na kmitočtu 6 GHz, na nějž naladíme generátor G (levým knoflíkem FREQUENCY nebo zadáním tlačítky CW 6 GHz ) a jeho výkon nastavíme 10 dBm (knoflíkem na zásuvné jednotce nebo tlačítky POWER LEVEL 1 0 dBm ). Na mW-metru TESLA nastavíme rozsah 10 mW. Pracovní odpor termistoru R0 = 200 Ω (přepínač na mW-metru v poloze „200 Ω NEG“), pevný atenuátor A má útlum L = 3 dB. Zkoumanou termistorovou hlavici TESLA oddělíme od mikrovlnné trasy přepnutím koaxiálního přepínače KP a mW-metr TESLA na rozsahu 10 mW pečlivě vynulujeme. Na připojeném Vmetru (rozsah 2 V~) čteme hodnotu Unf 0 . Přepneme přepínač KP (tj. přivedeme na termistorovou hlavici mikrovlnný signál) a čteme hodnotu Pměř (mW-metr) a Unf (V-metr). Vypočteme Psub (1.4) a činitel m (1.5).

3.

Na kmitočtu 6 GHz zjistíme kalibrační faktor termistorové hlavice TESLA jejím srovnáním s normálovou hlavicí HP. Koaxiální přepínač KP přepneme „směrem“ k číslicovému měřiči HP. Stisknutím tlačítek SHIFT AUTO RNG nastavíme režim automatické volby měřicího rozsahu, tlačítkem vybereme absolutní měřicí mód (tedy údaj v mW) a tlačítky SHIFT a RESOLN nastavíme rozlišovací schopnost měřiče 1,0 % (nastavuje se tlačítky , a ENTER ). Do měřiče zadáme rovněž kmitočet měřicího signálu: stiskneme FREQ , tlačítky měníme blikající digit a tlačítky přecházíme mezi jednotlivými digity, až nastavíme požadovanou hodnotu kmitočtu 6 GHz; zadání ddBm / W

14


ukončíme tlačítkem ENTER . Pro takto zadaný kmitočet měřič automaticky načte příslušnou hodnotu kalibračního faktoru KbN použité normálové hlavice z její aktivované tabulky. Hodnotu KbN pro zadaný kmitočet zjistíme z displeje měřiče stisknutím tlačítek SHIFT a FREQ ; do režimu měření se vrátíme tlačítkem ENTER . Při použití KbN k dalším výpočtům vezmeme v úvahu, že výrobce zaručuje jeho hodnotu s chybou ± 3 %. Při měření přečteme „správnou“ hodnotu měřeného výkonu Pměř N na měřiči HP a po přepnutí koaxiálního přepínače KP hodnotu Pměř na mW-metru TESLA. Nastavený výkon generátoru G zůstává 10 dBm. Vypočteme maximální a minimální možnou velikost kalibračního faktoru Kb termistorové hlavice TESLA dané nedokonalým přizpůsobením generátoru a nepřesností normálového kalibračního faktoru KbN pomocí vztahu (1.11), do něhož dosadíme za činitel mN termoelektrického výkonového senzoru HP hodnotu mN = 1,00. Hodnotu |ρ0| určíme výpočtem z výrobní specifikace vstupního poměru stojatých vln r0 termistorové hlavice TESLA pro daný kmitočet. Výrobcem udaná hodnota výstupního činitele odrazu koaxiálního přepínače KP (který zde vůči oběma výkonovým hlavicím-senzorům „představuje“ výstup generátoru) je |ρG| = 0,150 v celém pracovním kmitočtovém pásmu. Velikost vstupního činitele odrazu |ρ0N| normálového výkonového senzoru HP přečteme z tabulky na jeho pouzdru pro kmitočet 6 GHz. Při výpočtu celkové chyby měření použijeme vztah (1.13), do něhož jednou dosadíme parametry termistorové hlavice a mW-metru TESLA, podruhé parametry kalibrované termoelektrické hlavice a číslicového mW-metru HP. Stanovíme tak maximální kladnou a maximální zápornou absolutní i relativní chybu měření výkonu oběma typy přístrojů. Zjištěné výsledky vzájemně porovnáme. Generátor G zůstává naladěn na 6 GHz a přepneme jej do režimu vnitřní amplitudové 4. modulace (stisknout tlačítko ). Výstupní signál generátoru je nyní impulzně modulován MOD obdélníkovými impulzy s opakovacím kmitočtem 27,8 kHz a činitelem plnění τ/T = 1/2, tj. 50 %. Vložením této hodnoty do měřiče výkonu HP (tlačítkem DUTY CYCLE , opravou tlačítky , , . , . a ukončením tlačítkem ENTER ) měříme impulzní výkon Pimp modulovaného signálu. Převedení měřiče zpět do režimu měření střední hodnoty výkonu provedeme tlačítky SHIFT a DUTY CYCLE ; displej měřiče pak udává střední výkon Pav modulovaného signálu. Z této hodnoty vypočteme impulzní výkon Pimp (1.1) a porovnáme jej s výsledkem měření.

5. Měřič výkonu HP uvedeme do režimu, v němž se ke vstupnímu výkonu automaticky připočítává útlum zeslabovače A L = 3 dB a průchozí útlum koaxiálního přepínače KP IL = 0,2 dB. Přičítanou hodnotu 3,2 dB vložíme tlačítkem OFFSET a zadáním pomocí tlačítek . (zadání ukončíme tlačítkem ENTER ). V tomto režimu tak budeme měřit skutečný výkon signálu v dBm (tlačítko dBm / W ). Generátor G je v režimu vnitřní stabilizace výkonu (stisknuté tlačítko INT na zásuvné jednotce) a jeho hodnotu nastavíme na 10 dBm tlačítky POWER LEVEL 1 0. dBm na displeji POWER). Generátor přelaďujeme od 1 do 12,4 GHz, když jsme jej předtím vrátili do nemodulovaného provozu (opakovaným stisknutím tlačítka MOD ). Při každém naladění vložíme kmitočtový údaj do měřiče výkonu HP (postupem z bodu 3.) a čteme na jeho displeji výkon PG stab . Předchozí postup měření zopakujeme při rozpojené regulační smyčce vnitřní stabilizace výkonu generátoru G (stisknuté tlačítko EXT na zásuvné jednotce - rozsvítí se LED dioda UNLEVELED). Generátor na jednotlivých kmitočtech nyní dodává svůj maximálně možný výstupní výkon, takže výše popsaným postupem měříme nyní hodnoty PG nestab . Z obou změřených charakteristik PG stab = PG stab(f) a PG nestab = PG nestab(f) určíme největší kolísání výstupního výkonu generátoru v dBm v pracovním pásmu kmitočtů. 6. Pro hodnoty PGstab změřené na jednotlivých kmitočtech v předchozím bodě zadání určíme pomocí vztahu (1.13) jejich možné krajní velikosti PGstab min a PGstab max dané neurčitostí technických parametrů použitých přístrojů HP. Určené hodnoty zobrazíme k charakteristice PG stab = PG stab(f) a získáme tzv. pásmo neurčitosti měření. Pozor: získané hodnoty ze vztahu (1.13) jsou v [mW] a je nutno je převést na [dBm]. Závěrem posuďte, zda hodnota 10 dBm, nastavená na generátoru G, leží v celém kmitočtovém pásmu v tomto pásmu neurčitosti.


2

15

MĚŘENÍ VLASTNOSTÍ MIKROVLNNÝCH FERITOVÝCH OBVODŮ 2.1

Gyromagnetické jevy ve feritech

Názvem ferity označujeme sloučeniny kysličníku železa s kysličníky některých jiných kovů. Jejich obecný vzorec je MO·Fe2O3 , kde M je nejčastěji dvojmocný iont kovu, např. Mn, Ni, Co, Mg, Cu, Zn apod. Vlastnosti feritů značně závisejí na typu jejich krystalické struktury. Ve vysokofrekvenční a mikrovlnné technice se nejčastěji používají magneticky měkké ferity krystalující v kubické mřížce typu minerálu spinelu MgO·Al2O3 a nazývají se proto kubické ferity nebo ferospinely. Zvláštní skupinu feritů velmi často užívaných v mikrovlnné technice představují ferity vzácných zemin, krystalující v kubické mřížce typu granátu. Z těchto tzv. ferogranátů se nejčastěji používá YIG (ytrium iron garnet) s chemickým vzorcem 3Y2O3·5Fe2O3 . Ferity se používají ve formě monokrystalů nebo polykrystalů. Mechanickými vlastnostmi se polykrystalické ferity podobají keramice. Ferity mají poměrně vysokou permitivitu (εr = 10 ÷ 20) a svými magnetickými vlastnostmi se v zásadě neliší od feromagnetických kovů. Jejich počáteční permeabilita je asi 100 ÷ 2000. Ferity však mají vysoký specifický odpor 104 ÷ 106 Ωm, což je hodnota 1011 až 1013-krát vyšší než specifický odpor např. oceli. Na nízkých kmitočtech je ferit z makroskopického hlediska izotropním materiálem. Jeho ztráty závisejí na ploše hysterezní křivky a rostou s kmitočtem. Signály o vysokých kmitočtech jsou proto ve feritu bez vnějšího magnetického pole silně tlumeny vlivem hystereze (na tomto principu se konstruují feritové bezodrazové zátěže). Gyromagnetické vlastnosti feritu se plně projeví až po jeho předmagnetování do stavu nasycení, kdy nemůže vzniknout ani malá hysterezní smyčka. V oblasti nasycení je ferit pro vysokofrekvenční signály prakticky bezeztrátovým anizotropním prostředím: hysterezní ztráty zde nejsou možné a v důsledku vysokého specifického odporu nevznikají ani vířivé proudy. Z makroskopického hlediska je ferit vložený do vnějšího magnetického pole anizotropním gyromagnetickým prostředím [1], u něhož je anizotropie vyvolána precesním pohybem mikroskopických magnetických dipólů [2]. Permitivita feritu je skalár, zatímco permeabilita je tenzorová veličina. To znamená, že feritové prostředí vykazuje různé magnetické vlastnosti vůči elektromagnetické vlně šířící se v něm různými směry. Při šíření vln feritem dochází pak k řadě zajímavých jevů, kterých se technicky využívá při konstrukci různých mikrovlnných obvodů. Nejdůležitějším z těchto jevů je feromagnetická rezonance, tedy rezonanční pohlcování elektromagnetického vlnění ve feritu. Velikost pohlcené energie závisí na kmitočtu vlny ω a na tzv. feromagnetickém rezonančním kmitočtu ω0 ω0 = γ ⋅ B0 = µ0 ⋅ γ ⋅ H 0 , (2.1) jehož velikost lze měnit změnou vnějšího stejnosměrného magnetického pole H0 . Konstanta γ = 1,76·1011 C/kg je tzv. gyromagnetický poměr [3] a µ0 = 4π·10–7 H/m je permeabilita vakua. Při běžně dosahovaných hodnotách intenzity magnetického pole H0 = 104 ÷ 106 A/m je velikost rezonančního kmitočtu ω0 asi 109 ÷ 1011 rad/s. Proto se feritovými obvody zabývá právě mikrovlnná technika. Působí-li na ferit kromě stejnosměrného i vysokofrekvenční střídavé vnější magnetické pole, dochází k vynuceným kmitům magnetizace [3]. Díky svým gyrotropním vlastnostem vykazuje ferit v tomto případě různou permeabilitu vůči jednotlivým složkám vf. intenzity magnetického pole. Podrobnějším rozborem lze odvodit výraz pro tenzor permeability feritu ve tvaru ↔

µ =

kde

 ω ⋅ω µ = µ0 ⋅ 1 + 2m 02 ω0 − ω 

  

,

µ

j ⋅µa

0

− j ⋅µ a

µ

0

0

0

µ0

(2.3)

,

µa = µ 0 ⋅

(2.2)

ωm ⋅ ω0 ω 02 − ω 2

.

(2.4)

16


Veličina

M0 = µ0 ⋅ γ ⋅ M 0 (2.5) H0 je tzv. magnetizační konstanta a M0 je stejnosměrná magnetizace feritu vyvolaná polem H0 . Tenzor permeability (2.2) je nesymetrický, a proto většina jevů ve zmagnetovaných feritech je nereciproční, tzn. závislá na směru šíření elektromagnetické vlny. Složky µ a µa tenzoru permeability mají navíc rezonanční charakter, takže při ω = ω0 dochází k rezonančnímu pohlcování energie vln [2]. Jevy vznikající ve feritech se různí podle toho, zda je ferit vnějším stejnosměrným magnetickým polem H0 magnetován ve směru šíření elektromagnetické vlny (tedy podélně) nebo ve směru příčném. Nejdůležitějším jevem vznikajícím při průchodu vlny podélně magnetovaným feritem je Faradayův jev [1], [2]. Šíří-li se ve směru stejnosměrného vnějšího pole H0 feritem elektromagnetická vlna s libovolnou (nejčastěji lineární) polarizací, rozloží se ve feritu na dvě obecně elipticky polarizované vlny rotující v opačných smyslech. Pro tyto vlny se tenzor permeability (2.2) diagonalizuje, tedy permeabilita feritu je pro tyto vlny skalární veličina. Je však různá pro pravotočivou (µ+) a levotočivou (µ−) vlnu: ωm = ω0 ⋅

µ+ = µ + µa

,

µ− = µ – µa

.

(2.6)

Pravotočivá a levotočivá vlna se proto šíří různými fázovými rychlostmi a vzájemně se posouvají, takže výsledná rovina polarizace po jejich složení na výstupu feritu je vůči původní rovině polarizace na počátku feritového prostředí natočena o určitý úhel. Velikost tohoto úhlu závisí na délce feritového prostředí, na velikosti stejnosměrného magnetického pole H0 a na kmitočtu vlny ω. Faradayův jev je nereciproční, tzn. že úhel natočení roviny polarizace nezávisí na tom, zda se vlna šíří ve směru nebo proti směru magnetického pole H0 (při nezměněné poloze pozorovatele) [3]. Je-li ferit magnetován vnějším magnetickým polem příčně na směr šíření elektromagnetické vlny, rozloží se libovolně polarizovaná vlna opět na dvě vlny (tzv. řádnou a mimořádnou) s různými fázovými rychlostmi. Na velikosti pole H0 však závisí pouze rychlost mimořádné vlny, zatímco rychlost řádné vlny zůstává stejná jako v izotropním prostředí. Řádná vlna není gyromagnetickými vlastnostmi feritu ovlivněna. Při určité velikosti magnetického pole nastává intenzivní pohlcování energie mimořádné vlny ve feritu a vzniká tzv. příčná feromagnetická rezonance.

2.2

Mikrovlnné obvody s ferity

Mikrovlnné feritové obvody lze dělit podle různých hledisek, např. na obvody lineární a nelineární, reciproční a nereciproční apod. Využití nelineárních vlastností feritů umožnilo zkonstruovat feritové zesilovače, násobiče kmitočtu a omezovače [2]. Rozsáhlé uplatnění nalezly však zejména nereciproční vlastnosti feritů. Zmíníme se nyní stručně o nejdůležitějších a v mikrovlnné technice nejčastěji používaných lineárních nerecipročních feritových obvodech – o feritových izolátorech a cirkulátorech.

2.2.1 Feritové izolátory Feritový izolátor je nereciproční dvojbran, v němž se může signál bez útlumu šířit pouze jedním směrem. Ideální izolátor nezeslabuje vůbec přímou vlnu a zcela pohlcuje vlnu zpětnou. V reálných izolátorech jsou ovšem tyto vlastnosti splněny jen přibližně. Izolátory mohou být konstruovány několika způsoby. Nejstarší, ale stále často užívanou konstrukcí je izolátor na principu Faradayova jevu (obr. 2.1). Izolátor se skládá ze dvou úseků obdélníkových vlnovodů pootočených vzájemně o úhel 45°. Každý z nich obsahuje absorpční odporovou destičku. Mezi oběma úseky obdélníkových vlnovodů je úsek kruhového vlnovodu s axiální tyčinkou podélně magnetovaného feritu. Elektromagnetická vlna vidu TE10 vstupující do brány 1 není vstupní odporovou destičkou tlumena, neboť vektor elektrického pole je na odporovou vrstvu v rovině H kolmý. Po průchodu zmagnetovaným feritem se rovina polarizace vlny natočí o 45°, takže vlna projde bez útlumu i přes odporovou destičku na výstup izolátoru 2. Rovina polarizace zpětné vlny šířící se ve směru 2 → 1 se natočí stejným směrem o dalších 45° (obr. 2.1.c), takže energie zpětné vlny je nyní pohlcována vstupní odporovou destičkou (vektor elektrického pole je nyní rovnoběžný s rovinou destičky). Kromě toho takto polarizovaná vlna nemůže vybudit vstupní obdélníkový vlnovod, jehož rozměry jsou pro ni podkritické.

Vysokofrekvenční a mikrovlnná technika – návody pro mikrovlnné laboratorní experimenty Aby popsaný izolátor pracoval uvedeným způsobem, musí být úhel natočení roviny polarizace ve feritu právě 45°. Protože je tento úhel kmitočtově závislý, vytváří se stejnosměrné magnetické pole H0 většinou elektromagnetem. Změnou velikosti magnetizačního proudu I0 tohoto elektromagnetu lze pak nastavovat optimální natočení roviny polarizace v širokých kmitočtových mezích. Konstrukčními úpravami [2] lze však dosáhnout dobré širokopásmovosti i u Faradayova izolátoru s permanentním magnetem. V praxi se často užívají i další typy izolátorů, např. rezonanční izolátor [2] nebo izolátory na principu deformace pole. Oba tyto typy využívají ve své činnosti příčně magnetovanou destičku feritu ve vlnovodu. V izolátoru na principu deformace pole (obr. 2.2) je v úseku obdélníkového vlnovodu vhodně umístěna jedna nebo i více příčně magnetovaných feritových destiček s nanesenou odporovou absorpční vrstvou. V důsledku anizotropních vlastností feritu se elektromagnetické pole vidu TE10 deformuje dle obr. 2.2.b tak, že intenzita elektrického pole E přímé vlny vykazuje v místě absorpční destičky minimum, zatímco zpětná vlna zde dosahuje své maximální intenzity. Přímá vlna je proto tlumena jen málo, zatímco energie zpětné vlny se silně pohlcuje v odporové vrstvě.

17

2 MAGNET

ODPOROVÁ DESKA

a)

VÝSTUP

2 FERIT

TE 10

1

ODPOROVÁ DESKA

TE H0

45°

VSTUP

VSTUP

2

b)

1

TE

11

11

TE 10 H0

45°

c)

1

Feritové izolátory slouží nejčastěji k VÝSTUP izolaci mikrovlnného generátoru od špatně přizpůsobené zátěže. Tato hlavní funkce se odráží i v jejich názvu. Izolátor chrání generátor před vlivem zpětné (odražené) vlny na výkonovou a kmitočtovou stabilitu generovaného signálu, aniž by výrazně zeslaboval přímou vlnu. Pomocí izolátoru lze rovněž odstranit mnohonásobné odrazy mezi generátorem a zátěží a tím zlepšit přesnost mikrovlnných měření.

Obr. 2.1. Izolátor na principu Faradayova jevu: konstrukce a šíření přímé a zpětné vlny

a)

ODPOROVÁ HMOTA

FERIT

2.2.2 Feritové cirkulátory Tříramenný cirkulátor (obr. 2.3.a) je nereciproční mikrovlnný obvod pracující takto: vlna přivedená do ramene 1 vystupuje pouze ramenem 2, vlna z ramene 2 projde jen do ramene 3 atd. V ideálním cirkulátoru se tedy vlna přenáší výhradně mezi sousedními rameny ve směru šipky; opačný přenos není možný. V reálném cirkulátoru necirkuluje vlna mezi sousedními branami zcela bez útlumu a malá část energie postupuje i v opačném směru (proti směru šipky).

S

J

MAGNET

b)

H0

Obr. 2.2. Izolátor na principu deformace pole: konstrukce a rozložení el. pole přímé (––) a zpětné vlny (– –)

18


Cirkulátory mohou být konstruovány na principu různých jevů v gyromagnetickém prostředí. Nejrozšířenější konstrukci v současné mikrovlnné technice však představuje hvězdicový cirkulátor (tzv. cirkulátor Y) naznačený na obr. 2.4. Lze jej vytvořit z hvězdicového trojbranu (vlnovodového, koaxiálního či 1 mikropáskového), do jehož osy symetrie se vloží příčně magnetovaný válec 2 a) (tyčinka, disk). Vstupuje-li do brány 1 elektromagnetická vlna, vzniknou jejím působením ve 4 feritovém válci stojaté vlny. Vzorek feritu se chová 4 1 jako „dutinový“ rezonátor válcového tvaru. Bez vnějšího magnetického pole (H0 = 0) se pole v 1 3 tomto rezonátoru rozloží souměrně vůči budicímu 3 ramenu 1, takže vstupní vlna se rovnoměrně 2 2 b) rozdělí mezi výstupní brány 2 a 3 a obě je stejně vybudí. Pod vlivem ss. magnetického pole (H0 ≠ 0) Obr. 2.3. Feritový cirkulátor: tříramenný, se pole ve feritovém válci natočí tak, že v místě brány 3 se vytvoří minimum stojatých vln, tedy nulová intenzita pole; u brány 2 je přitom pole nenulové, třebaže 3 ne maximální. Téměř celá energie vlny z ramene 1 tak přechází do ramene 2, zatímco rameno 3 zůstává nevybuzeno (je izolováno). Podobně nastává i přenos vln ve sledu 2 → 3 → 1. H0 Některé aplikace vyžadují kromě nejčastější verze 1 trojbranného i cirkulátory vícebranné, obvykle čtyřbranné. Cirkulátor s N rameny lze vytvořit složením několika cirkulátorů s méně branami, např. dvou cirkulátorů s celkem N + 2 rameny. Příklad sestavení čtyřramenného FERIT cirkulátoru ze dvou tříramenných je na obr. 2.3.b. 2 Čtyřramenné cirkulátory lze však konstruovat i přímo. Nejstarším, dnes již nepoužívaným typem je cirkulátor na principu Faradayova jevu [2]. Rovněž hvězdicový Obr. 2.4. Tříramenný hvězdicový cirkulátor může být proveden jako čtyřramenný. Pak cirkulátor bývá nazýván cirkulátor X. Cirkulátory nacházejí rozsáhlé použití v mikrovlnné technice. Jako tzv. duplexní obvody oddělují vysíZO laný a přijímaný signál z jedné antény a nahrazují tak dříve užívané iontovky. Spolu s filtračními obvody mo3 hou vytvářet filtrační soustavy např. k oddělení jednotlivých spektrálních složek mikrovlnného signálu. Mohou zastupovat také izolátory. V této funkci se nazývají 1 2 1 izocirkulátory. Zakončíme-li podle obr. 2.5 např. bránu 3 bezodrazovou zátěží ZO, bude se cirkulátor mezi branami 2 1 a 2 chovat jako izolátor s přenosem 1 → 2. Tyto izolátory mohou být značně výkonové, neboť zpětná vlna Obr. 2.5. Sestavení jednosměrného se nepohlcuje ve feritu ani v odporových deskách uvnitř izolátoru z cirkulátoru a bezodrazové izolátoru, ale ve vnější přizpůsobené zátěži. zátěže 3

2.3

Měření parametrů feritových obvodů

2.3.1 Parametry izolátoru Vlastnosti každého izolátoru charakterizují především dva základní parametry: útlum LP vlny v přímém (propustném) směru a tzv. izolace LI čili útlum ve zpětném směru. Je samozřejmé, že útlum v přímém směru LP má být co nejmenší (desetiny dB, ideálně nulový), zatímco izolace LI má být co největší (desítky dB, ideálně nekonečně velká). Oba tyto útlumy lze měřit všemi metodami měření útlumů.


19

Nejpoužívanější metodou k měření izolace i přímého útlumu izolátoru je metoda substituční. Jedinou podmínkou pro měření touto metodou je použití dostatečně přesného a podrobně cejchovaného normálového zeslabovače, např. otočného odporového vlnovodového zeslabovače. Při měření útlumu v přímém směru LP je třeba zajistit velmi dobré přizpůsobení generátoru a detektoru, jinak vznikají velké chyby měření (až několik desetin dB), které tak mohou být srovnatelné s měřenou hodnotou LP . Důležitou charakteristikou izolátoru je závislost izolace a přímého útlumu na kmitočtu. Z těchto závislostí se určuje pracovní kmitočtové pásmo izolátoru, v němž izolace LI neklesne pod minimální požadovanou hodnotu, případně přímý útlum LP nepřekročí maximální přípustnou mez. Je-li izolátor vybaven elektromagnetem, je důležité znát také závislost izolace a přímého útlumu na velikosti vnějšího magnetického pole. Tato závislost, měřená zpravidla na středním kmitočtu pásma (nebo na několika kmitočtech), umožňuje určit optimální velikost magnetizačního proudu I0 pro dosažení maximální izolace či minimálního útlumu v přímém směru izolátoru. K charakteristickým veličinám izolátoru patří rovněž vstupní a výstupní poměr stojatých vln, případně jejich maximální hodnoty v pracovním pásmu kmitočtů, dále údaje o maximálním dovoleném přenášeném výkonu a největším možném pohlceném výkonu, které nesmějí být při provozu překročeny.

2.3.2 Parametry cirkulátoru Základním údajem každého cirkulátoru je směr přenosu jednotlivými rameny. Bývá označen na cirkulátoru šipkou a lze jej samozřejmě určit experimentálně. Vlastnosti cirkulátoru se opět posuzují podle velikosti přímého útlumu mezi sousedními rameny ve směru šipky a podle velikosti izolace mezi sousedními rameny proti směru šipky. Lze-li daný cirkulátor např. hvězdicového typu pokládat za dokonale symetrický, jsou izolace a přímé útlumy stejné mezi libovolnými dvěma sousedními branami. Skutečné cirkulátory však obvykle dokonale symetrické nejsou, a to zejména díky magnetické nesymetrii feritového materiálu. Proto je třeba měřit přímý útlum a izolaci mezi každými dvěma rameny zvlášť. Nejvýhodnější je opět měřit přímý útlum a izolaci cirkulátoru substituční metodou. Cirkulátor je přitom redukován na dvojbran bezodrazovým DD zakončením zbývajících nepoužitých bran. Nedokonalost použité bezodrazové koncovky (např. v bráně 2 na obr. 2.6) může však vyvolat závažné chyby při měření izolace (L13 na obr. 2.6). Zbytkové odrazy od této zátěže se 3 I totiž dostávají rovněž do výstupního ramene 3 (z ramene 2 ve směru šipky) 1 a zkreslují velikost měřeného signálu, který chceme měřit a který se sem dostal proti směru šipky, tedy přes izolaci L13 . Tyto chyby lze odstranit poFC užitím posuvné bezodrazové koncovky. Nastavíme ji v ramenu 2 jednou tak, 2 že na indikátoru v bráně 3 je maximální výchylka (měřená vlna 1 → 3 a neZO žádoucí vlna 1 → 2 → 3 se setkávají ve stejné fázi). Tomu odpovídá nejm menší hodnota izolace L 13 měřená substituční metodou. Podruhé se posuObr. 2.6. Měření vem koncovky nastaví minimální výchylka na I v ramenu 3 (měřená vlna izolace cirkulátoru 1 → 3 a nežádoucí vlna 1 → 2 → 3 mají nyní opačnou fázi), které odpovídá posuvnou zátěží M největší izolace L 13 . Pro skutečnou hodnotu izolace bran 1 a 3 pak platí L13

  − = 6 − 20 ⋅ log 10 

m

L13 20

M

+ 10

−

L13 20

   

.

(2.7)

Podobně jako u izolátoru lze i u cirkulátoru stanovit kmitočtové závislosti izolace a přímého útlumu mezi rameny a z těchto průběhů zjistit pracovní kmitočtové pásmo cirkulátoru.

Literatura k úloze 2 [1] HANUS, S., SVAČINA, J. Vysokofrekvenční a mikrovlnná technika - přednášky. Skripta FEKT VUT v Brně. MJ Servis, Brno 2002 [2] LAX, B., BUTTON, K. J. Svěrchvysokočastotnyje ferity i feromagnetiky. Mir, Moskva 1965 [3] ČERNOHORSKÝ, D. aj. Teorie elektromagnetického pole II. Skripta FE VUT. SNTL, Praha 1984

20


2.

Měření vlastností mikrovlnných feritových obvodů

ZADÁNÍ

1. Seznamte se s principem činnosti, konstrukcí a základními parametry proměřovaného feritového izolátoru. 2. Na jednom kmitočtu pracovního pásma změřte závislost přímého útlumu LP a izolace LI feritového izolátoru na velikosti stejnosměrného magnetizačního proudu I0. Měřením, příp. z graficky vynesených závislostí stanovte optimální hodnotu proudu Iopt pro dosažení maximální izolace LImax , příp. minimálního přímého útlumu LPmin . Hodnoty Iopt , LImax a LPmin porovnejte s údaji výrobce izolátoru na daném kmitočtu. 3. Změřte kmitočtovou závislost maximální izolace LImax feritového izolátoru. Vymezte pracovní pásmo (pásma) kmitočtů, v němž maximální izolace neklesne pod 40 dB. Závislost LImax(f) zpracujte graficky a zaznamenejte sem i údaje výrobce na jednotlivých kmitočtech. Vyhodnoťte rovněž kmitočtové změny velikosti optimálního magnetizačního proudu Iopt pro dosažení maximální izolace. 4. Seznamte se s principem činnosti, konstrukcí a základními parametry proměřovaného feritového cirkulátoru. 5. Na jednom kmitočtu pracovního pásma změřte velikosti přímého útlumu a izolace mezi vybranými dvěma sousedními rameny cirkulátoru. Naměřené hodnoty porovnejte s údaji výrobce pro daný cirkulátor na použitém kmitočtu.


21

I GHz

dBm

G

dB

PKV

A1

A

DD I ZP I

0

DD

FI


ZO


I

FC

G

mikrovlnný generátor AGILENT 83752 A 0,01–20 GHz

DD

PKV přechod koaxiál-vlnovod TKI TZC-593 A1

pomocný proměnný zeslabovač TESLA QFV 222 13

A

přesný cejchovaný zeslabovač TESLA QFV 222 14

FI

feritový izolátor UNIPAN X 101A

ZP

zdroj proudu UNIPAN typ 205

DD

neladěný držák diody

I

výstupní indikátor mV-metr TESLA BM 512

FC

feritový cirkulátor UNIPAN X 107

ZO

posuvný zakončovací odpor (bezodrazová zátěž) TESLA QGV 222 15

DD FC

I ZO

22


2.


POKYNY

K

MĚŘENÍ

Feritové obvody - izolátor i cirkulátor - jsou mechanicky křehké, při manipulaci s nimi zacházejte proto opatrně. Totéž platí i pro zakončovací odpor (přizpůsobenou zátěž) ZO. Před měřením nastavíme do příslušného režimu rovněž mikrovlnný generátor G Agilent 83752 A: stisknutím tlačítka PRESET proběhne sada vnitřních testů generátoru a generátor se nastaví do definovaného pracovního režimu specifikovaného v návodu k obsluze. Následným stisknutím tlačítka CW v poli FREQUENCY nastavíme kmitočtově nerozmítaný režim práce generátoru na pevném kmitočtu. Hodnotu tohoto kmitočtu čteme na levém displeji FREQUENCY a lze ji měnit pomocí knoflíku na hlavním panelu nebo zadáním číselné hodnoty a měrné jednotky (GHz) z numerické klávesnice generátoru. Přesvědčíme se dále, že generátor pracuje v režimu s vnitřní výkonovou stabilizací: stisknutím tlačítka ALC MODE v poli POWER se na pravém displeji MARKER/SWEEP/STATUS rozsvítí údaj ALC = Internal; pokud tomu tak není, nastavíme jej pomocí tlačítek , . Potřebujeme-li v průběhu měření dočasně vypnout mikrovlnný signál, lze to učinit stiskem tlačítka RF ON / OFF v pravé dolní části předního panelu generátoru (na pravém displeji POWER se objeví nápis RF OFF). Opětovným stiskem tlačítka RF ON / OFF je mikrovlnný signál opět přiveden na výstupní konektor generátoru. 2. Izolaci a přímý útlum feritového izolátoru měříme na kmitočtu 9600 MHz. Na tento kmitočet naladíme G tlačítky CW 9 6 GHz z klávesnice generátoru. Výstupní výkon . generátoru nastavíme na hodnotu 13 dBm zadáním tlačítky POWER LEVEL 1 3 .dB(m) . Po tomto nastavení kmitočtu a výkonu měřicího signálu uskutečníme vlastní měření feritových obvodů. Pro zvýšení citlivosti měření budeme mikrovlnný signál modulovat. Generátor G přepneme do režimu vnitřní amplitudové modulace (v poli MOD stisknout tlačítko PULSE MODE a následně tlačítky , nastavíme na pravém displeji údaj Pulse = 1 kHz Sq). Výstupní signál generátoru je nyní pulzně modulován (klíčován) obdélníkovými impulzy s opakovacím kmitočtem 1 kHz. Jako výstupní indikátor I pak můžeme použít citlivý nf. mV-metr. Poznámka: Všimněte si, že aktivovaná položka je na displeji generátoru G vždy vyznačena horními značkami (šipkami) b. Tedy např. po stisknutí tlačítka CW je takto označen údaj o kmitočtu signálu na levém displeji generátoru, po stisknutí tlačítka POWER LEVEL je označen údaj o výstupním výkonu signálu na pravém displeji apod. Tlačítky lze pak měnit jen tu položku, která je takto označena. K měření izolátoru použijeme substituční metodu. Nejprve provedeme výchozí nastavení, kdy izolátor není připojen a držák diody DD je připojen přímo k přesnému zeslabovači A): • pro měření izolace: A nastavit na hodnotu LI’ = 45 dB, αΙ nastavit pomocí A1 např. na 0,6 mV na rozsahu 1 mV indikátoru I (mV-metru); • pro měření přímého útlumu: rozsah indikátoru I je 300 mV, αP nastavit na 200 mV tím, že zmenšíme útlum A na hodnotu LP’ (poznamenáme si ji). Nastavení A1 se přitom nemění ! Po zapojení izolátoru FI do měřicího obvodu dle schématu měníme jeho magnetizační proud I0 od nuly do 180 mA po 10 mA v obou polaritách. Vzhledem k hysterezním vlastnostem feritu je při měření nutno zachovat následující postup: Měříme nejprve izolaci LI (polarita I0 je +). Proud I0 zvětšujeme od nuly do 100 mA a dále (po přepnutí rozsahu ZP) do 180 mA


23

(regulátor se otáčí zpět). Proud pak přepneme zpět na nulu, změníme jeho polaritu (polarita –) a měříme přímý útlum LP. Při měření je nutno se vyvarovat změn polarity při nenulovém proudu a skokových změn proudu. Kontrolou toho, že ferit je na počátku měření skutečně odmagnetován je to, že izolace LI i přímý útlum LP izolátoru při nulovém magnetizačním proudu jsou prakticky stejné a rovny LI ≈ LP ≈ 7 ÷ 8,5 dB. Při jakékoli jiné hodnotě vykazuje ferit nenulovou zbytkovou magnetizaci a je nutno několikrát komutovat proud I0 (tj. přepnout jeho polaritu při nenulové velikosti), až dosáhneme uvedených hodnot LI a LP při nulovém proudu. Pro každou hodnotu I0 nastavíme změnou útlumu zeslabovače A stejnou výchylku indikátoru I, jako při výchozím nastavení, tj. αΙ či αP . Příslušné nastavení A je LI’’ či LP’’. Měřený útlum izolátoru FI (izolace či přímý útlum) pro danou hodnotu proudu I0 je pak zřejmě roven LI = LI’ – LI’’, příp. LP = LP’ – LP’’. Výsledky měření zpracujte graficky a optimální parametry izolátoru porovnejte s údaji výrobce na kmitočtu 9600 MHz. 3. Přelaďujeme mikrovlnný generátor G v rozsahu 8600 až 10000 MHz po 100 MHz. Pro usnadnění zadávaní jednotlivých kmitočtů můžeme tento kmitočtový „krok“ vložit do paměti generátoru: stiskneme tlačítka CW 8 6 GHz a dále STEP SIZE 1 0 0 MHz . . . Generátor jsme tak naladili na výchozí kmitočet 8,6 GHz a po opětovném stisknutí tlačítka CW . můžeme tuto hodnotu zvětšovat či zmenšovat po krocích 100 MHz pomocí tlačítek či . Ostatní nastavení generátoru G z bodu 2. zadání (tj. výkon a pulzní modulace) se nemění. Přesný zeslabovač A i pomocný zeslabovač A1 jsou nastaveny na nulový útlum. Na každém nastaveném kmitočtu měníme magnetizační proud I0 (polarita +) tak, až nastavíme jeho optimální velikost Iopt pro dosažení maximální izolace LImax izolátoru (příslušnou minimální výchylku αmin , příp. i nastavený rozsah výstupního indikátoru I a optimální proud Iopt zapíšeme). Během měření můžeme měnit rozsah indikátoru I (snažíme se však pracovat na co nejcitlivějším rozsahu), nastavení pomocného atenuátoru A1 = 0 se však měnit nesmí. Po změření těchto hodnot v celém zadaném pásmu kmitočtů feritový izolátor FI z aparatury vyřadíme a držák diody DD připojíme přímo k přesnému zeslabovači A. Mikrovlnný generátor (v nezměněném výkonovém nastavení 13 dBm) pak znovu postupně naladíme na předchozí měřicí kmitočty a na každém z nich přesným zeslabovačem A obnovíme předchozí zapsané výchylky αmin (při nezměněném nastavení A1 = 0). Příslušné nastavení A je pak přímo rovno maximální izolaci LImax izolátoru. Graficky zpracujeme závislosti LImax (f) a Iopt (f) a zaznamenáme i hodnoty udávané výrobcem izolátoru na několika diskrétních kmitočtech. 5. 66

GHz

Měříme opět na kmitočtu 9600 MHz, na nějž přeladíme generátor G ( CW 9 · .. ). Výchozí nastavení pro susbtituční měření útlumu ramen cirkulátoru je následující:

• pro měření izolace ramen: A nastavit na hodnotu LI’ = 30 dB, αΙ nastavit pomocí A1 např. na 1 mV na rozsahu 3 mV indikátoru I (mV-metru); • pro měření přímého útlumu mezi rameny: rozsah indikátoru I je 300 mV, αP nastavit na 100 mV tím, že zmenšíme útlum A na hodnotu LP’ (poznamenáme si ji). Nastavení A1 se přitom nemění ! Izolaci i přímý útlum měříme mezi libovolnými dvěma sousedními rameny cirkulátoru, třetí (nepoužitou) bránu zakončíme bezodrazovou zátěží ZO. Při měření izolace používáme posuvnou bezodrazovou zátěž ZO pro korekci naměřených hodnot (postup je uveden v laboratorním návodu v části 2.3.2). Výsledky měření srovnáme s údaji výrobce branými jako průměrné hodnoty útlumů LI a LP mezi každými dvěma sousedními rameny cirkulátoru.

24

3


MĚŘENÍ PARAMETRŮ DUTINOVÝCH REZONÁTORŮ 3.1

Druhy dutinových rezonátorů z hlediska způsobu zapojení do vedení

Dutinové rezonátory představují nejrozšířenější typ mikrovlnných rezonančních obvodů v pásmech cm a mm vln. Jejich základní předností je velmi vysoká hodnota činitele jakosti Q (řádově 104), a tím velmi vysoká selektivnost tohoto druhu rezonančních obvodů. Vlastnosti dutinových rezonátorů jsou podrobně rozebrány v literatuře [1], [2] a další. Je ukázáno, že v uzavřené kovové dutině (v dutinovém rezonátoru) může dojít k rezonanci na nekonečně mnoha diskrétních kmitočtech. Známe-li vid elektromagnetických kmitů vznikajících při rezonanci v dutině, můžeme ze známých rozměrů dutiny stanovit její rezonanční kmitočet. Rezonanci v dutině indikujeme přitom pomocí detektoru (držáku diody) a citlivého indikátoru, které vhodným způsobem navážeme na dutinový rezonátor. Vlastní rezonanční dutina je vázána s napájecím vlnovodem jedním nebo několika vazebními prvky. U koa) f0 axiálních rezonátorů je tímto prvkem obvykle vazební smyčka, P 2 u vlnovodových dutinových rezonátorů je vazba s vlnovodem provedena nejčastěji vazebním otvorem - štěrbinou. 1 2 f Rozlišujeme tři základní typy připojení dutinového f 0 rezonátoru k napájecímu mikrovlnnému vedení či vlnovodu. P 2 Prvním z nich je průchozí rezonátor, který je s vnějším f0 b) vlnovodem vázán dvěma vazebními otvory tak, že signál při rezonanci dutinou prochází (obr. 3.1.a). Při rezonanci je v 1 2 f f dutině nahromaděna maximální energie, což se projeví prud0 kým vzrůstem výstupního výkonu, a tedy maximálním údajem 3 indikátoru připojeného k výstupnímu detektoru. Při větším c) rozladění signál dutinou prakticky neprojde, takže P2 = 0. f0 Druhým typem rezonátorů je absorpční rezonátor 1 f0 spojený s vnějším vlnovodem jedinou štěrbinou (obr. 3.1.b). Dutina zde působí jako sací obvod, který v rezonanci odsaje d) 1 2 část výkonu z vnějšího vlnovodu. To se projeví poklesem výstupního výkonu P2 . Při značném rozladění dutina vlnovod VČ P2 prakticky neovlivňuje a vlnovodem prochází celý výkon. 1 2 Posledním typem je reakční rezonátor zapojený na f f0 konec vlnovodu dle obr. 3.1.c. Rezonance se zde zjišťuje f0 KV indikátorem (např. měřicím vedením) zapojeným do napájee) α cího vlnovodu, přičemž podle vzdálenosti tohoto indikátoru od vstupu rezonátoru indikujeme buď maximum nebo minimum I α výkonu na měřicím vedení. Reakční rezonátor lze pokládat za f0 f zvláštní případ průchozího či absorpčního rezonátoru, u nichž je výstupní brána v místě vazebního prvku zkratována. Obr. 3.1. Způsoby zapojení Konstrukce některých rezonátorů umožňuje základní rezonátoru do vedení druhy zapojení kombinovat. Tak např. rezonanční trojbran na obr. 3.1.d je kombinací průchozí dutiny (pro přenos 1-3) a absorpční dutiny (mezi 1-2). Koaxiální rezonátory se do vlnovodové aparatury připojují pomocí vyvazovacích členů, v nichž se koaxiální kabel ze vstupu rezonátoru naváže jako sonda do vlnovodu. Z obr. 3.1.e je zřejmé, že koaxiální vlnoměr KV se vůči vlnovodové trase chová jako absorpční dutina, vůči indikátoru I jde však o průchozí dutinu.

3.2

Náhradní schémata a parametry dutinových rezonátorů

V okolí rezonance základního pracovního vidu lze dutinový rezonátor popsat náhradním schématem ve tvaru paralelního či sériového rezonančního obvodu RLC. O tom, který z těchto dvou obvodů použijeme v náhradním schématu, rozhoduje zejména typ vazebního prvku, jímž je dutina vázána s napájecím vedením či vlnovodem. Lze ukázat, že při vazbě štěrbinou či smyčkou je impedance dutiny v

Vysokofrekvenční a mikrovlnná technika – návody pro mikrovlnné laboratorní experimenty místě vazebního prvku (tj. v místě štěrbiny či smyčky) reprezentována paralelním kmitavým obvodem dle obr. 3.2.a. Naopak u rezonátoru vázaného s napájecím vedením sondou (kolíkem) odpovídá vstupní impedance dutiny v místě sondy sériovému obvodu na obr. 3.2.b. Velikost vazby dutiny a napájecího vedení je v obou případech vyjádřena ideálním transformátorem s převodem 1 : n. Rezonátor charakterizují parametry, které jednak popisují vlastní rezonátor, jednak charakterizují způsob jeho připojení k vnějším obvodům. Způsob jejich zavedení a měření závisí zejména na zapojení rezonátoru do napájecího vlnovodu podle části 3.1.

3.2.1 Průchozí rezonátor Podle předchozích úvah můžeme průchozímu rezonátoru přisoudit náhradní schéma podle obr. 3.3. Vlastní rezonátor je buzen impedančně přizpůsobeným generátorem přes vlnovod s charakteristickou impedancí Z01 a jeho výstup je zatížen přizpůsobeným vlnovodem o charakteristické impedanci Z02.

Z1

~

a) 1:n

Î

Z1

C

Î

L

G

1:n

b)

Z1

R Z1

L C

Obr. 3.2. Náhradní schéma rezonátoru s různými typy vazeb Z 01

U

25

1

1:n

n :1 2 2

1

R

C

L Z 02

Z1

2

1

Obr. 3.3. Náhradní schéma průchozího dutinového rezonátoru

Činitel jakosti nezatíženého rezonátoru (vlastní činitel jakosti) je podle [1] definován vztahem ω0W ω L = 0 Q0 = , (3.1) PZ + PZd R kde ω0 je úhlový rezonanční kmitočet, W je celková energie elmag. pole v dutině, PZ je činný výkon ztracený ve stěnách rezonátoru a PZd je činný výkon pohlcený ztrátovým dielektrikem v dutině. Činitel jakosti zatíženého rezonátoru (provozní činitel jakosti) ω0W ω0 L = QL = 2 PZ + PZd + PZext R + n1 Z 01 + n 22 Z 02

.

(3.2)

Zde PZext vyjadřuje činný výkon ztracený ve vnějších obvodech rezonátoru, tj. v reálných impedancích Z01 a Z02 . Někdy se definuje ještě tzv. vnější činitel jakosti rezonátoru vztahem ωW ω0W ω0 L = = 2 Q ext = 0 , (3.3) PZext PZ1 + PZ2 n1 Z 01 + n 22 Z 02 který lze u průchozího rezonátoru rozdělit na dvě části: vstupní činitel jakosti ωW ω L = 20 Q1 = 0 PZ1 n1 Z 01

a (3.4)

výstupní činitel jakosti ωW ω L = 20 Q2 = 0 PZ2 n 2 Z 02

Podle (3.2) platí mezi jednotlivými činiteli jakosti 1 1 1 1 1 1 = + = + + QL Q 0 Q ext Q L Q1 Q 2

.

(3.5)

(3.6)

Z definic plyne, že veličiny Q0 , Q1 a Q2 jsou vzájemně nezávislé a je třeba je určit každou zvlášť; QL pak plyne ze vztahu (3.6). Místo vnějších činitelů jakosti se vazba rezonátoru s vnějšími obvody vyjadřuje častěji pomocí tzv. činitelů vazby:

26

Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně 0 -j X

+j X

ω

ω0

r1 < 1

1 ω0 r = 1 1

ω0 r1 > 1

r = 1

1 +κ2 ______

κ1

∞

Obr. 3.4. Kmitočtová závislost vstupní impedance průchozího rezonátoru

vstupní činitel vazby Q Z PZ1 = n12 ⋅ 01 κ1 = 0 = Q1 PZ + PZd R a výstupní činitel vazby Q Z PZ2 = n 22 ⋅ 02 κ2 = 0 = Q2 PZ + PZd R Vztah (3.6) lze pak psát ve tvaru Q0 QL = . 1 + κ1 + κ 2

(3.7)

.

(3.8)

(3.9)

Důležitou veličinou je vstupní impedance rezonátoru Z1 na svorkách 1-1 v obr. 3.3. Pro její normovanou hodnotu lze z tohoto obrázku odvodit 1 + κ 2 + j ⋅ 2δQ 0 Z1 = = r1 + j ⋅ x1 , (3.10) z1 = Z 01 κ1

kde δ = (ω/ω0 – ω0/ω)/2 ≈ (ω – ω0)/ω0 je poměrné kmitočtové rozladění. Protože reálná část r1 vstupní impedance z1 je kmitočtově nezávislá, zobrazí se vztah (3.10) ve Smithově impedančním diagramu jako kružnice konstantní reálné části. Její velikost závisí na velikosti činitelů vazby κ1 a κ2 . Tři možné případy jsou zachyceny na obr. 3.4. Přenosové vlastnosti průchozího rezonátoru se vyjadřují činitelem průchozích ztrát T(ω), který je definován poměrem činného výkonu P2 , který rezonátorem projde do zátěže Z02 , k maximální teoretické hodnotě tohoto výkonu P2T , tj. výkonu, který při rezonanci (ω = ω0) projde ideálním bezeztrátovým rezonátorem (R = 0) do přizpůsobené zátěže (n1Z01 = n2Z02) 4κ1κ 2 P . (3.11) T (ω) = 2 = 2 P2T (1 + κ1 + κ 2 ) + 4δ 2 Q 02 Při rezonanci (δ = 0) dosahuje funkce T(ω) své maximální hodnoty Tmax = T ( ω0 ) = P

P

4κ1κ 2 (1 + κ1 + κ 2 )

2

. (3.12)

Průchozí ztráty se často vyjadřují v [dB] jako průchozí útlum rezonátoru = 10.log A [dB] ∆L 1 P A . (3.13) L = 10 ⋅ log 2T = 10 ⋅ log ( P T ω) P 2 2max P = _____ Posledním parametrem, charakterizujícím prů2A KA' A KA'' chozí rezonátor, je šířka kmitočtového pásma propuštěného rezonátorem. Na obr. 3.5 definujeme šířku pásma ∆fA = f 'A - f "A jako rozdíl kmitočtů f 'A a f "A , při nichž přenášený výkon P2 klesne A-krát (A > 1) f '' f f' proti maximální hodnotě při rezonanci. Tedy P2A = f A 0 A P2max/A, čili T(ωA) = T(ω0)/A , neboli průchozí útlum ∆ fA rezonátoru vzroste o ∆LA = 10·log A [dB]. Podle této definice je šířka pásma Obr. 3.5. K definici šířky pásma průchozího f ∆ fA = 0 ⋅ A − 1 . (3.14) rezonátoru QL Pro A = 2 dostáváme obvykle užívaný případ, kdy šířka pásma je definována pro pokles výstupního výkonu P2max na polovinu, čili pro zvětšení průchozího útlumu rezonátoru L o 3 dB vůči hodnotě L(ω0). 2

2max

3.2.2 Absorpční rezonátor V souladu s principem činnosti lze absorpčnímu rezonátoru přisoudit náhradní schéma podle obr. 3.6. Zavedeme opět jeho základní parametry.

Vysokofrekvenční a mikrovlnná technika – návody pro mikrovlnné laboratorní experimenty Činitel jakosti nezatíženého rezonátoru ωC Q0 = 0 , G činitel jakosti zatíženého rezonátoru ω0C QL = Y G + 02 2n a vnější činitel jakosti rezonátoru ωC . Q ext = 0 = 2n 2 ⋅ Z 0 ⋅ ω0C Y0 2n2 Vstupní činitel jakosti je roven výstupnímu jakosti Q1 = Q 2 = Činitel vazby

ω0C = n 2 Z 0 ⋅ ω0C Y0 n2

κ = κ1 = κ 2 =

,

27

L

(3.15) G C

Z 0= 1/ Y0

(3.16)

1:n 2

1

~

U

Z0

Obr. 3.6. Náhradní schéma absorpčního rezonátoru

činiteli

1 1 1 1 1 . = + = + QL Q 0 Qext Q 0 2 Q1

(3.18)

1 Q0 Y = 20 = 2 Q1 n G n Z 0G

2

1

(3.17)

(3.19)

0

,

(3.20) -j X

takže (3.19) přejde na tvar

2Q 0 Q0 . (3.21) = κ 2+κ 1+ 2 Normovaná impedance na svorkách 1-1 absorpčního rezonátoru QL =

+j X

ω 1 Z1

1 + κ + j⋅2δQ 0 Z1 κ = 1+ = . (3.22) 1 + j⋅2δQ 0 1 + j⋅2δQ 0 Z0 Ve Smithově impedančním diagramu se tento vztah zobrazí jako kružnice podle obr. 3.7. Při rezonanci (δ = 0) je z1 = 1 + κ > 1. Činitel průchozích ztrát 1 + 4δ 2 Q 02 P2 T (ω) = = 4⋅ . (3.23) P2 max (2 + κ )2 + 16δ 2Q 02 z1 =

ω0

∞

Obr. 3.7. Kmitočtová závislost vstupní impedance absorpčního rezonátoru

Při silném rozladění je δ → ∞ a T(ω) → 1, v rezonanci ω = ω0 (δ = 0) je funkce T(ω) minimální

T ( ω0 ) =

P2 min = P2 max

4

(2 + κ )2

a výstupní výkon P2 na svorkách 2-2 dosahuje své nejmenší hodnoty, jak je naznačeno na obr. 3.8. Šířka pásma absorpčního rezonátoru ∆ fA = f 'A – f "A je rozdíl kmitočtů, při nichž je výkon odsátý rezonátorem A-krát menší než maximálně odsátý výkon při rezonanci obvodu. Tedy P2max –P2A = (P2max – P2min)/A, čili 1 – T(ωΑ) = [1 – T(ω0)]/A pro A > 1. Pro takto defi-novanou šířku pásma platí opět vztah (3.14). Ze vztahu (3.24) přitom plyne, že relativní pokles výkonu P2 při rezonanci (tj. „hloubka zářezu“) je určen pouze činitelem vazby κ , neboť P2 max κ 1 + , (3.25) = 2 P2 min zatímco ostrost (šířka) tohoto „zářezu“ je dle vztahu (3.14) určena hodnotou QL .

Q  =  L   Q0 

2

(3.24)

∆ fA P

P

2

2max

K A''

K A'

P

2A ∆ L = 10.log A [dB] A

P

2min

f '' A

f

0

f'

A

f

Obr. 3.8. Odsávání výkonu absorpčním rezonátorem

28


3.3

Cejchování dutinových rezonátorů

Základní charakteristikou každého rezonátoru, zejména při jeho použití jako vlnoměru, je cejchovní křivka, tj. závislost rezonančního kmitočtu f0 či vlnové délky λ0 na údaji stupnice jeho ladicího mechanismu (obvykle mikrometrického šroubu posuvného pístu). Velmi přesné dutinové rezonátory se v továrních podmínkách obvykle cejchují pomocí přesných kmitočtových normálů. Požadovaný vysoký kmitočet se přitom získává z nižších frekvencí (krystalové oscilátory s kmitočtem 100 kHz až 100 MHz) násobením nejprve v tranzistorových násobičích a na vyšších kmitočtech (v pásmu cm a mm vln) ve varaktorových násobičích kmitočtu. Přesnost cejchování je vysoká a je dána přesností kmitočtového normálu (chyba cejchování 10–7 až 10–8). V laboratorních podmínkách se neznámý rezonátor obvykle cejchuje srovnávací metodou. Jeho rezonanční kmitočet se přitom porovnává s údajem jiného, přesně cejchovaného rezonátoru - vlnoměru. Názorný a rychlý postup srovnávacího měření využívá osciloskop, na jehož obrazovce se současně zobrazí rezonanční křivky obou rezonátorů - přesného (srovnávacího) i zkoušeného. Možné zapojení měřicí aparatury je na obr. 3.9. Výstupní signál mikrovlnného generátoru G je kmitočtově modulován pilovitým napětím časové základny osciloskopu. Napětí detekovaná v diodových hlavicích LDD1 a LDD2 přicházejí na vstupy vertikálních zesilovačů dvoukanálového osciloskopu OSC, takže se zobrazí nezávisle na sobě. Jsou-li na obrazovce osciloskopu obě rezonanční křivky přesně pod sebou (toho se dosáhne laděním obou dutin), rovnají se rezonanční kmitočty obou rezonátorů. Charakter rezonančních křivek je dán typem použitých rezonátorů podle části 3.1. Pro přesnost měření je výhodné zvolit opačný tvar křivek (obr. 3.9.b). Jsou-li oba rezonátory stejného typu (např. oba průchozí či oba absorpční), lze opačného tvaru rezonančních křivek dosáhnout změnou polarity detekční diody v jedné z hlavic LDD1 či LDD2 .

a)

DV

1

LDD

G

Y1 1

DV DV

~ ~

A1

SO

LDD

A2

2

OSC

2

Y2

DV2

1

b)

časová základna

Obr. 3.9. Osciloskopické cejchování rezonátoru a tvar rezonančních křivek na obrazovce osciloskopu

Při cejchování dutinových rezonátorů je třeba co nejlépe impedančně přizpůsobit vstup i výstup rezonátoru. Případné odrazy na vstupu či výstupu mohou totiž způsobit nezanedbatelnou chybu měření rezonančního kmitočtu. V aparatuře na obr. 3.9 je nutno na každém kmitočtu dokonale vyladit oba držáky diod LDD1 a LDD2 (zobrazené rezonanční křivky jsou v tom případě největší a dokonale symetrické).

3.4

Měření činitelů jakosti rezonátorů z průběhu rezonanční křivky

K určení činitelů jakosti dutinových rezonátorů byla vyvinuta celá řada laboratorních měřicích metod. Rozšířené jsou např. metody, spočívající ve změření kmitočtové závislosti vstupní impedance, vstupního poměru stojatých vln či posunu polohy minima stojatých vln na vstupu rezonátoru [3]. Tyto metody mohou dávat velmi přesné výsledky, vyžadují však pečlivé (příp. opakované) měření a přesné laboratorní přístroje, zejména velmi stabilní mikrovlnný generátor s dostatečně jemným laděním. V běžné praxi se proto dává přednost metodám založeným na měření tvaru rezonanční křivky dané dutiny indikací výkonu prošlého rezonátorem (průchozí a absorpční typ) nebo výkonu odraženého od vstupu reakčního rezonátoru. Tyto metody, zejména při osciloskopickém zobrazení rezonanční křivky, jsou jednoduché, názorné a přitom dostatečně přesné.


29

Při vlastním měření určujeme nejprve vždy provozní činitel jakosti QL pomocí vztahu (3.14). Změříme tedy rezonanční kmitočet dutiny f0 a šířku pásma ∆fA pro A-násobný pokles přenášeného či odsátého výkonu. Tyto výkonové změny určujeme nejsnáze pomocí přesného cejchovaného proměnného zeslabovače zapojeného před měřený rezonátor. Dalším měřením (koeficientu průchozích ztrát, vstupního poměru stojatých vln apod.) určíme činitel vazby rezonátoru (příp. oba činitele vazby). Zbývající parametry Q0 , Q1 , Q2 , Qext vypočteme. V praxi je tedy nejrozšířenější tzv. dynamická metoda určování parametrů dutinových rezonátorů, využívající zobrazení rezonanční křivky na obrazovce osciloskopu. Mikrovlnný generátor je kmitočtově modulován pilovitým napětím časové základny osciloskopu, na jehož vertikální zesilovač se přivádí detekovaný výstupní signál z diodového držáku zapojeného na výstup rezonátoru. Základní výhodou dynamické metody je její názornost a relativně snadná proveditelnost. Kolísání kmitočtu vstupního generátoru, které může zcela znemožnit měření všemi statickými metodami, se u dynamické metody projeví pouze horizontálním posunutím rezonanční křivky na obrazovce osciloskopu, což však neznemožní vlastní měření.

3.4.1 Měření parametrů absorpčního rezonátoru

OSC

Měřicí aparatura může být zapojena dle obr. 3.10. Y Měřený rezonátor vyladíme na požadovaný kmitočet f0 a zobrazíme jeho rezonanční křivku (obr. 3.11.a). OdpodB vídající útlum cejchovaného zeslabovače A1 označme L1 ~ [dB]. Dále zvolíme hodnotu A ve vztahu (3.14). Kromě ~ LDD DV A1 klasické hodnoty A = 2 se často volí A = 4 nebo A = 10. G Další postup je třeba rozdělit podle toho, je-li vertikální Obr. 3.10. Aparatura pro měření zesilovač použitého osciloskopu stejnosměrný, nebo je-li rezonanční křivky absorpční dutiny vázán střídavě. Při stejnosměrně vázaném vertikála) b) ním zesilovači se jednotlivé úrovně P na obra∆L A zovce vztahují k nulové úrovni P = 0. Útlum K A' K A'' cejchovaného zeslabovače A1 zvětšíme z hodnoty L1 o hodnotu ∆LA = 10·logA . Získáme P P max zobrazení dle obr. 3.11.b. Nyní platí tato úvaA P' max P ha. Při A-násobném zmenšení postupného min P =0 výkonu (zatlumení o ∆LA) se zmenší úroveň Pmax na P'max . Podle obr. 3.8 se zároveň zmenší ÚTLUM L 1+ ∆ L ÚTLUM L 1 A velikost rozdílu (Pmax – Pmin) na (Pmax – PA), kde PA je úroveň odpovídající šířce pásma ∆fA pro Obr. 3.11. Určení šířky pásma absorpčního rezonátoru zvolenou velikost A. Je tedy při stejnosměrném zesilovači osciloskopu Pmax P − Pmin = max ′ Pmax Pmax − PA

,

Je-li vertikální zesilovač osciloskopu vázán střídavě, je situace jednodušší. Zvolíme opět hodnotu A a zvětšíme nastavený útlum zeslabovače o ∆LA = 10·log A . Z původního zobrazení na obr. 3.12.a získáme obr. 3.12.b, na němž je velikost Y2 o ∆LA [dB] menší než hodnota Y1 před zatlumením. Odtud snadno určíme úroveň PA pro šířku pásma ∆fA (obr. 3.12.c). Základním předpokladem pro správné měření je,

′ + Pmin ⋅ PA = Pmax − Pmax

odkud je

a)

ÚTLUM L1

.

(3.26)

c)

b)

Y2

Y2

Y1

′ Pmax Pmax

P

A

ÚTLUM L1+∆ L

A

KA'

KA''

ÚTLUM L1

Obr. 3.12. Určení šířky pásma absorpčního rezonátoru při střídavém zesilovači osciloskopu

30


aby detektor v LDD pracoval při obou úrovních signálu (tedy při útlumu L1 i L1 + ∆LA) jako kvadratický. Signál dopadající na LDD musí tedy být co nejmenší. Po určení úrovně PA stanovíme šířku pásma ∆fA tak, že malým přeladěním vstupního generátoru nebo (lépe) malým rozladěním měřeného rezonátoru na obě strany od f0 nastavíme vrchol rezonanční křivky pod body K'A , K"A (obr. 3.11.a nebo obr. 3.12.c). Z příslušného rozladění určíme pomocí cejchovní křivky rezonátoru kmitočty f'A , f"A , vypočteme šířku pásma ∆fA a činitel jakosti QL (3.14). Nelze-li tímto způsobem šířku pásma ∆fA určit (příliš malá hodnota ∆fA , vysoký činitel jakosti QL), použijeme postup z části 3.4.3. Činitel vazby κ stanovíme změřením průchozího útlumu rezonátoru při rezonanci na základě vztahu (3.25). Zvýšíme útlum zeslabovače A1 z hodnoty L1 na L2 , až úroveň Pmax se zmenší na hodnotu Pmin (obr. 3.11.a). Podle vztahu (3.24), příp. (3.25) pak je P κ , (3.27) L2 − L1 = 10 ⋅ log max = 20 ⋅ log 1 + 2 Pmin

( )

odkud vypočteme velikost κ. Při měření musí být vertikální zesilovač osciloskopu vázán stejnosměrně. Ze známých hodnot QL a κ vypočteme Q0 ze vztahu (3.21) a Q1 z výrazu (3.20).

3.4.2 Měření parametrů průchozího rezonátoru Zapojení aparatury pro měření průchozího rezonátoru je na obr. 3.13. Rezonátor nastavíme na požadovaný rezonanční kmitočet f0 a zobrazíme jeho rezonanční křivku na obrazovce osciloskopu. Při určitém útlumu L1 přesného zeslabovače A1 máme zobrazení dle obr. 3.5. Zvolíme hodnotu A a zvětšíme útlum zeslabovače o hodnotu ∆LA = 10·log A . Velikost „nové“ rezonanční křivky pak přímo odpovídá hledané úrovni PA (obr. 3.5). Malým rozladěním rezonátoru na obě strany od f0 pak určíme kmitočty f'A a f"A a šířku pásma ∆fA = f'A – f"A . Činitel jakosti QL vypočteme ze vztahu (3.14). K určení vazebních činitelů κ1, κ2 musíme provést obecně dvě další měření. Možné postupy jsou uvedeny v OSC [3]. V praxi jsou většinou průchozí rezonátory konstruovány jako symetrické se stejným vstupním a Y výstupním vedením. Vstupní a výstupní činitele vazby takového rezonátoru jsou stejné κ1 = κ2 = κ a pro jejich dB určení stačí jediné měření. Většinou se vychází z měření ~ ~ průchozího útlumu dutiny při rezonanci. Při útlumu L1 LDD A1 přesného zeslabovače A1 si poznamenáme velikost G DV zobrazené rezonanční křivky Pmax (obr. 3.5). Průchozí Obr. 3.13. Aparatura pro měření rezonátor pak z měřicí aparatury vyřadíme a za rezonanční křivky průchozí dutiny zeslabovač A1 připojíme přímo držák diody LDD. Zobrazená úroveň na obrazovce vzroste na PT . Zvýšíme nyní útlum atenuátoru A1 na hodnotu L2 , kdy PT klesne na velikost Pmax . Ze vztahu (3.12) při κ1 = κ2 = κ pak plyne P 1 + 2κ 1 1 . (3.28) = 20 ⋅ log = 20 ⋅ log 1 + L2 − L1 = 10 ⋅ log T = 10 ⋅ log Pmax 2κ 2κ T (ω 0 )

(

)

(

)

Odtud vypočteme vazební činitel κ. Vlastní činitel jakosti Q0 průchozího rezonátoru vypočteme ze vztahu (3.9) při κ1 = κ2 = κ. Vnější činitele jakosti Q1 = Q2 určíme pomocí (3.7) či (3.8).

3.4.3 Přesné měření šířky pásma rezonátoru Přesnost dynamických metod měření je dána přesností nastavení příslušných úrovní na obrazovce osciloskopu a přesností určení šířky pásma ∆fA . Jak bylo uvedeno, nastavujeme a čteme příslušné úrovně pomocí přesného mikrovlnného zeslabovače. Přesné rotační odporové zeslabovače přitom umožňují kmitočtově nezávislé nastavení útlumu s přesností až 0,01 dB, takže měření úrovní a měření činitele vazby κ je dostatečně přesné. Přesnost určení činitelů jakosti je pak dána přesností měření šířky pásma ∆fA . Způsob uvedený v předchozích odstavcích (malým rozladěním dutiny) je dostatečně přesný a prakticky použitelný jen u rezonátorů s poměrně nízkou hodnotou QL . Uvážíme-li, že přesnost obvyklých dutinových rezonátorů (daná přesností rozměrů a přesností posuvného mechanismu ladicího pístu) je asi


31

0,05 %, lze jím přesně rozlišit kmitočty vzdálené minimálně o ∆f = 5·10–4 · f0 . Této hodnotě také odpovídá nejmenší měřitelná šířka pásma ∆fA zjišťovaná přímo z rozladění rezonátoru. Menší rozladění nelze obvykle rozlišit ani na stupnici mikrometrického šroubu rezonátoru. Maximální velikost činitele jakosti QL měřená tímto způsobem je proto QL = f0/∆f = 1/(5·10–4) = 2103 . Přesné dutinové rezonátory však dosahují větších hodnot QL (běžně až řádu 104) a je nutno šířku pásma ∆fA měřit jiným způsobem. Při osciloskopickém zobrazení rezonanční křivky dutiny se malé kmitočtové intervaly (stovky kHz až jednotky MHz) zjišťují obvykle z kmitočtových značek, které se zavedou do zobrazeného průběhu. Příklad obvodu kmitočtových značek je na obr. 3.14. V boční větvi aparatury je zapojen značkovací OSC mikrovlnný generátor ZG (např. Y Gunnova dioda), jehož signál je kmitočtově modulován harmonickým signálem o kmitočtu f1 z laditelného dB cejchovaného modulačního generátoru ~ ~ MG (f1 je řádově srovnatelný s měřenou LDD DV A1 SO šířkou pásma ∆fA). Spektrum výstupG ního signálu ZG obsahuje složky na kmitočtech f0 ± n·f1 , přičemž vzdálenost A2 sousedních složek je právě f1 . Na obrazovce osciloskopu se kromě detekované f0 ± n f ∆f =f A 1 1 klidové složky (která tvoří rezonanční křivku měřeného rezonátoru DV) zobraZG zí i rozdílové složky ±n·f1 jako zázněje PA mezi značkovacím signálem a rozmíf1 taným signálem základního generátoru f1 G. Tyto zázněje mají tvar úzkých MG spektrálních čar (značek) vzdálených od sebe o f1 a superponovaných na průběh rezonanční křivky (obr. 3.14). Změnou Obr. 3.14. Měřicí aparatura s obvodem kmitočtu f1 (laděním generátoru MG) kmitočtových značek a jejich zobrazení lze dosáhnout stavu f1 = ∆fA , tedy umístit sousední značky právě na předem stanovenou úroveň PA . Změnou kmitočtu f0 značkovacího generátoru ZG lze přitom dosáhnout symetrického rozložení značek vůči rezonančnímu kmitočtu dutiny. Uvedený obvod kmitočtových značek je poměrně jednoduchý. Jeho výhodou je, že značkovací generátor nemusí být vysoce stabilní. Změna jeho nosného kmitočtu f0 se projeví jen horizontálním posunutím všech značek na obrazovce osciloskopu. Pro měření šířky pásma ∆fA je však určující jen vzájemná vzdálenost f1 značek, a ta se kolísáním kmitočtu f0 nemění. Pokud by zobrazením podle obr. 3.14 bylo nepřehledné (kmitočtové značky by příliš narušovaly „hladký“ tvar rezonanční křivky), lze před vlastním měřením při značně rozladěné dutině DV kmitočtově ocejchovat vodorovnou osu obrázku. Při vlastním měření je pak značkovací generátor ZG vypnut při zachování kmitočtového zdvihu rozmítání základního generátoru G. Jiná varianta spočívá v tom, že zobrazený průběh se jasově moduluje signálem kmitočtových značek. Značkami jsou pak jasově odlišené body na zobrazené rezonanční křivce.

Literatura k úloze 3 [1] HANUS, S., SVAČINA, J. Vysokofrekvenční a mikrovlnná technika - přednášky. Skripta FEKT VUT v Brně. MJ Servis, Brno 2002 [2] TYSL, V., RŮŽIČKA, V. Teoretické základy mikrovlnné techniky. SNTL, Praha 1990 [3] GINZTON, E. L. Izměrenija na santimetrovych volnach. Moskva 1960

32


3.

Měření parametrů dutinových rezonátorů

ZADÁNÍ 1. Osciloskopickou metodou ocejchujte neznámý absorpční dutinový rezonátor srovnáním s přesným dutinovým vlnoměrem průchozího typu. Změřenou cejchovní křivku rezonátoru f0 = f0 (d) vyneste graficky a porovnejte ji s teoretickým vypočteným průběhem. 2. Na jednom kmitočtu pásma změřte osciloskopickým zobrazením rezonanční křivky absorpčního rezonátoru jeho a) provozní činitel jakosti QL a b) činitel vazby κ . 3. Z naměřených hodnot QL a κ vypočtěte vlastní činitel jakosti dutiny Q0 , vstupní činitel jakosti Q1 a vnější činitel jakosti Qext . 4. Stanovte teoretické hodnoty Q0 - přesným i přibližným výpočtem - a porovnejte je s výsledkem měření. 5. Sestavte náhradní schéma absorpčního dutinového rezonátoru a ze změřených parametrů vypočtěte hodnoty jeho prvků.


33

OSC REG

GHz

LDD

B

1

A

dBm

C

DV 1

G PKV

47n

10 dB

dB A2

SO

A1

DV

2

FI

LDD



G REG PKV A2

mikrovlnný generátor HP 8350B se zásuvnou jednotkou HP 83595A regulátor velikosti pilovitého rozmítacího napětí přechod koaxiál-vlnovod TKI TZC-593 proměnný zeslabovač TESLA QFV 222 12

SO A1

směrová odbočnice 10 dB

DV2

měřený dutinový rezonátor

FI LDD2 DV1 LDD1 OSC

proměnný cejchovaný zeslabovač TESLA QFV 222 11 feritový izolátor laditelný držák diody TESLA QCV 222 12 cejchovaný dutinový vlnoměr TESLA QHV 222 11 laditelný držák diody TESLA QCV 222 12 osciloskop TESLA BM 556

2

34


3.


POKYNY

K

MĚŘENÍ

1. Před měřením nastavíme do příslušného režimu mikrovlnný generátor G HP 8350B: stisknutím (zeleného) tlačítka INSTR PRESET uvedeme generátor do definovaného pracovního režimu specifikovaného v návodu k obsluze. Stiskneme tlačítko CW , čímž nastavíme kmitočtově nerozmítaný režim práce generátoru na pevném kmitočtu. Hodnotu tohoto kmitočtu čteme na levém displeji FREQUENCY a lze ji měnit pomocí příslušného knoflíku (levého) nebo zadáním číselné hodnoty a měrné jednotky (GHz, MHz) z numerické klávesnice generátoru. Výstupní výkon generátoru nastavíme na hodnotu 10 dBm knoflíkem na zásuvné jednotce nebo zadáním tlačítky POWER LEVEL 1 0 dBm (hodnota výkonu se čte na displeji POWER na zásuvné jednotce). Generátor přitom pracuje v režimu s vnitřní výkonovou stabilizací (svítící LED dioda na tlačítku INT skupiny ALC MODE). Pro správnou činnost generátoru G v této úloze nesmí být na výstupu generátoru zapojen úzkopásmový kmitočtový filtr (dioda LED dioda na tlačítku CCW FILTER musí být zhasnutá). Výstup LDD2 v měřicí aparatuře je připojen na vstup kanálu A osciloskopu OSC, výstup LDD1 na vstup kanálu B. Oba kanály nastavíme na citlivost 5 ÷ 10 mV/dílek při střídavé vazbě. Režim OSC je "A ~ B" (současné zobrazení průběhů A i B). Časová základna osciloskopu 0,5 ms/dílek. Ze zdířky na OSC je odebíráno pilovité rozmítací napětí pro mikrovlnný generátor G pro jeho kmitočtové rozmítání v okolí nastaveného kmitočtu CW (rozmítací napětí se přivádí na konektor "FM INPUT" na zadní stěně generátoru G). Nastavíme největší hodnotu tohoto napětí (regulátor REG vytočíme zcela vpravo). Útlum atenuátoru A1 = 3 dB. Měřený rezonátor DV2 ocejchujte v celém rozsahu od 1,0 mm do 15,0 mm jeho stupnice, postupujte přitom po 0,5 mm. Stupnici DV2 nastavíme na výchozí hodnotu. Přelaďováním G levým knoflíkem u displeje FREQUENCY (v okolí kmitočtu 9,738 GHz) zobrazíme na obrazovce osciloskopu rezonanční křivku DV2. Nastavíme její vhodnou velikost pomocí zeslabovače A2 , příp. pomocí zesilovače v kanálu A osciloskopu a doladíme LDD2 na největší velikost zobrazené křivky. Laděním cejchovacího vlnoměru DV1 zobrazíme jeho rezonanční křivku v kanálu B. Doladíme rovněž LDD1. Oba průběhy nastavíme do středu obrazovky malou změnou naladění generátoru G. Při měření nastavujeme dílky na stupnici DV2 , laděním G zobrazíme rezonanční křivku DV2 na obrazovce osciloskopu a následným přeladěním DV1 zobrazíme i jeho rezonanční křivku přesně pod křivku DV2 . Pokud přelaďujete DV2 monotónně od 1,0 k 15,0 mm jeho stupnice, zmenšujete tím (rovněž monotónně) jeho rezonanční kmitočet, takže generátor G i srovnávací dutinu DV1 je nutno trvale přelaďovat „směrem“ k nižším kmitočtům. Podle potřeby regulujeme citlivosti kanálů A a B, velikosti obou křivek současně lze regulovat i atenuátorem A2. Nenastavovat nižší citlivost obou kanálů než 20 mV/dílek. Během měření je nutno dolaďovat oba držáky diod LDD1 a LDD2 . Lze regulovat i šířku zobrazených křivek pomocí REG . Změřenou i vypočtenou cejchovní křivku zobrazte do společného grafu a posuďte rozdíly mezi nimi.


35

2. Měřený rezonátor DV2 nastavíme na údaj 7,5 mm jeho stupnice. Přeladíme generátor G v režimu CW na kmitočet cca 8,99 GHz tak, až na obrazovce OSC zobrazíme rezonanční křivku DV2 . Malým doladěním G nastavíme křivku přesně doprostřed stínítka. Pomocí REG zvětšíme šířku zobrazené rezonanční křivky a doladíme LDD2 na její maximální velikost. Útlum zeslabovače A1 L1 = 3 dB. Pomocí zeslabovače A2 nastavíme velikost rezonanční křivky na Y1 = 6 dílků (rastr stínítka OSC) při citlivosti kanálu A 2 mV/dílek a střídavé vazbě. 2.a Postupem uvedeným v návodu v odst. 3.4.1 stanovíme úroveň PA pro měření šířky pásma daného rezonátoru. Zvolíme hodnotu A = 2 a vypočteme ∆LA = 10·log A = 3 dB. Při měření si uvědomte, že zesilovač kanálu A v OSC má na vstupu střídavou vazbu. Zvýšíme útlum zeslabovače A1 na hodnotu L2 = L1 + ∆LA = 3 + 3 = 6 dB a zjistíme tak úroveň PA podle obr. 3.12. K jejímu vyznačení na obrazovce osciloskopu použijte vodorovnou stopu v kanálu B (vlnoměr DV1 je přitom odladěn). V průsečících této stopy se zobrazenou rezonanční křivkou jsou body KÁ a K´Á (obr. 3.12), jejichž vzdálenost na kmitočtové ose udává hledanou šířku pásma ∆fA. Tu změříme pomocí speciální funkce jemného ladění generátoru HP 8350 B realizované tlačítkem VERNIER . umístěným pod displejem udávajícím kmitočet FREQUENCY. Vodorovným posuvem zobrazené rezonanční křivky DV2 knoflíkem ↔ na OSC nastavíme např. bod KÁ na střední svislou rastrovou osu obrazovky. Na generátoru G stiskneme tlačítko . VERNIER , rozsvítí se dioda LED a na kmitočtovém displeji se objeví údaj 0.00 MHz (pokud tomu tak není, zadáme tuto hodnotu, tedy 0 MHz z numerické klávesnice generátoru). Následným laděním generátoru G „kmitočtovým“ knoflíkem pak jemně měníme nastavený střední kmitočet a tím posouváme zobrazenou rezonanční křivku na obrazovce OSC tak dlouho, až na střední svislou rastrovou osu nastavíme druhý „hledaný“ bod K´Á . Velikost tohoto (malého) kmitočtového posunu, tedy vlastně hledanou šířku pásma rezonátoru ∆fA , čteme na displeji FREQUENCY v MHz. Zpět z režimu jemného ladění můžeme vystoupit stisknutím tlačítka CW . 2.b Nastavení aparatury zůstává stejné jako v předchozím bodě. Zesilovač kanálu A osciloskopu přepnout na citlivost 10 mV/dílek a zapnout jeho stejnosměrnou vstupní vazbu. Vertikálním posuvem stopy v kanálu A (knoflík R) a plynulou regulací citlivosti (červený knoflík) zobrazíme na stínítku rezonanční křivku DV2 . Zvětšíme útlum zeslabovače A1 z výchozí hodnoty L1 = 3 dB na hodnotu L2 , při níž horní úroveň rezonanční křivky Pmax klesne na její spodní úroveň Pmin . Postup je uveden v návodu v odst. 3.4.1, činitel vazby κ se vypočte ze vztahu (3.27). Při měření si můžeme opět pomoci vodorovnou stopou v kanálu B. Hodnotu útlumu L2 čteme z grafických cejchovních křivek zeslabovače A1 . 5. Při výpočtu parametrů náhradního schématu vyšetřovaného rezonátoru si uvědomte, že na základě uskutečněných měření nemůžeme samostatně zjistit hodnotu transformačního převodu n.

36

4


MĚŘENÍ NA OSCILÁTORU S GUNNOVOU DIODOU

V roce 1963 zjistil Američan J. B. Gunn při pracech se vzorky polovodičů arzenidu galia (GaAs) a fosfidu india (InP), že přiložením dostatečně velkého stejnosměrného napětí (kdy intenzita elektrického pole ve vzorku dosáhne několika tisíc V/cm) vzniknou ve vzorku proudové oscilace o velikosti jednotek A a kmitočtu několika GHz. Tímto objevem začal vývoj nového aktivního prvku - Gunnovy diody, někdy označované jako dioda s přenosem elektronů. Podstatou Gunnova jevu je vznik záporného diferenciálního odporu v relativně velkém objemu polovodiče a s ním spojené vytváření prostorového náboje ve vzorku. Gunn zjistil, že vznik oscilací je vázán na celý objem polovodiče, a nikoli pouze na oblast při kontaktech vzorku. Na rozdíl od obvyklých diod neobsahuje tedy Gunnova dioda polovodičový přechod P-N, ale je tvořena homogenní vrstvou polovodiče jednoho vodivostního typu, obvykle typu N. Gunnův jev je tedy jevem objemovým, který využívá majoritních nosičů proudu, a to v celém objemu vzorku polovodiče. Prvky založené na těchto jevech mohou proto zpracovávat velké výkony na kmitočtech spadajících až do pásma mm vln. Gunnův jev nalezl od svého objevu velmi široké použití a Gunnovy diody prakticky zcela vyloučily použití tunelových diod v mikrovlnné technice. Gunnovy diody jsou dnes využívány zejména v mikrovlnných oscilátorech a zesilovačích v pásmu asi od 1 do 100 GHz.

4.1

Gunnova dioda a její vlastnosti

4.1.1 Gunnův jev Základním mechanismem, na němž jsou založeny objemové jevy v polovodičích, je přenos elektronů z nejnižšího energetického minima vodivostního pásu do některého vyššího postranního minima. Gunnův jev vzniká totiž typicky v polovodičových sloučeninách typu AIIIBV, jejich energetický pásový model vykazuje ve vodivostním pásu několik minim energie (energetických jam). Velmi výrazná je tato struktura právě u arzenidu galia GaAs, naopak žádná energetická minima nejsou ve vodivostním pásu „klasických“ polovodičů Ge a Si, a proto v nich Gunnův jev nemůže nastat. Přesáhne-li napětí na Gunnově diodě tzv. prahovou hodnotu UP (elektrické pole ve vzorku prahovou intenzitu EP = UP/L , kde L je tloušťka vzorku polovodiče), nastává ve vzorku GaAs rychlý přesun volných elektronů z nejnižšího (hlavního) minima do postranního energetického minima vodivostního pásu. V postranním minimu však elektrony mají mnohem větší efektivní hmotnost, a tím menší pohyblivost i rychlost než v hlavním minimu. Zmenšení rychlosti elektronů má za následek zmenšení proudu diodou. Při U > UP tedy proud Gunnovy diody s rostoucím napětím klesá a na AV charakteristice (obr. 4.1) vzniká oblast záporného diferenciálního odporu. Prahová hodnota intenzity elektrického pole EP nutná pro vznik Gunnova jevu, činí pro GaAs přibližně 3,5 kV/cm. Při značně vyšším napětí (U >> UP) se diferenciální odpor diody stává opět kladným, neboť všechny elektrony již přešly do postranního minima ve vodivostním pásu. Přiložíme-li na vzorek GaAs napětí U, které je podstatně menší než hodnota UP , rozloží se toto napětí rovnoměrně podél vzorku. Se zvětšujícím se vnějším napětím se však toto rozložení stává nerovnoměrným. V blízkosti katody vzniká oblast s vyšší intenzitou pole než ve zbývající části vzorku (tzv. Gunnova doména). Když napětí přiložené na vzorek překročí hodnotu I UP , začíná se tato doména pohybovat směrem k anodě rychlostí vD ≈ 105 m/s, tedy driftovou rychlostí elektronů v polovodiči. Během pohybu narůstá intenzita elektrického pole v doméně (až na 50 kV/cm) a pole ve zbývající části vzorku klesá pod prahovou hodnotu EP. Záporný diferenciální odpor tak vzniká pouze v oblasti domény, neboť jen zde je splněna potřebná podmínka E > EP. Po dosažení anody doména zmizí, 0 elektrony na anodě rekombinují. Jakmile jsou obnoveny Up U podmínky vzniku (část 4.1.2), vytvoří se u katody nová Obr. 4.1. Statická AV charakteristika doména vysoké intenzity a celý děj se periodicky opakuje. Gunnovy diody


37

Pro vznik netlumených oscilací je tedy rozhodující vytvoření a pohyb Gunnovy domény, jenž je důsledkem přenosu elektronů mezi energetickými minimy ve vodivostním pásu polovodiče. Doména se začíná pohybovat při napětí U > UP . Experimentálně však bylo prokázáno, že již vzniklá doména se ve vzorku udrží i při zmenšení napětí pod prahovou hodnotu UP . Teprve při poklesu napětí pod tzv. zhášecí hodnotu US (US < UP) zaniká i existující doména. U Gunnovy diody pozorujeme tedy určitou hysterezi, projevující se rozdílnými hodnotami napětí, při nichž Gunnův jev vzniká (UP) a zaniká (US).

4.1.2 Pracovní režimy Gunnovy diody Z elektrodynamiky je známo, že objemová hustota volných nábojů ve vodivém či polovodivém prostředí s časem exponenciálně klesá podle vztahu t

− Q(t ) = Q 0 ⋅ e τ R

,

kde τR = ε /σ je tzv. relaxační doba daného prostředí [2]. Pro polovodičový GaAs je relaxační doba ε ε = , τR = σ n0 ⋅ e ⋅ µ

(4.1) (4.2)

když ε = ε0·εr je permitivita GaAs (εr ≈ 11,1), n0 je koncentrace volných elektronů ve vzorku, e = 1,6·10–19 C je velikost náboje elektronu a µ = dv/dE je diferenciální pohyblivost elektronů v polovodiči. Při U > UP, tedy při vzniku záporného diferenciálního odporu Gunnovy diody, je rovněž veličina µ záporná, takže i relaxační doba τR (4.2) je záporná. To podle (4.1) znamená, že hustota volných nábojů v GaAs s Doména vysoké časem neklesá, ale naopak narůstá – vzniká intenzity pole 8 doména vysoké intenzity elektrického pole a 10 hustoty náboje. Relaxační doba τR (4.2) se nazývá f.L časová konstanta narůstání Gunnovy domény. n0 10 [ m/s ] = 2.10 Aby se doména vysoké intenzity plně vyvinula, f 7 10 musí být časová konstanta jejího růstu τR menší než doba, za kterou se doména přesune od katody LSA n0 11 = 2.10 k anodě. Tedy τR < L/vD , čili po dosazení ze (4.2) f 6 ε ⋅v 10 . (4.3) n 0 ⋅ L > e ⋅ µD ZHÁŠENÁ DOMÉNA Pro GaAs je hodnota pravé strany této nerovnosti asi 1016 m–2. Podle toho, splňuje-li součin n0·L 5 5 ZESÍLENÍ PRŮLETOVÝ REŽIM f . L ≈ 10 10 P nerovnost (4.3), pracuje Gunnova dioda v různých režimech. Tyto pracovní režimy se vyjadřují ZPOŽDĚNÁ DOMÉNA graficky dle obr. 4.2 jako závislost hodnoty f·L 4 (f je kmitočet generovaného signálu) na součinu 10 18 1015 10 16 1019 1017 10 n0·L. Číselné hodnoty v obr. 4.2 platí pro GaAs. -2 n0 L [ m ] V běžných aplikacích se jako zátěž Obr. 4.2. Diagram pracovních režimů Gunnovy diody používá obvykle rezonanční Gunnovy diody obvod, s nímž je dioda spojena sériově či paralelně. Podle obr. 4.3.a pak na diodu kromě stejnosměrného napětí U0 působí i střídavé napětí Um·sinωt nakmitané na obvodě. Okamžitá hodnota napětí na Gunnově diodě je tedy u d (t ) = U 0 + U m⋅ sin ωt (4.4) a jeho velikost spolu s rezonančním kmitočtem, na nějž je vyladěn kmitavý okruh, rozhoduje rovněž o pracovním režimu Gunnovy diody. Pracovní režim diody je tedy určen jednak hodnotou n0·L , jednak vlastnostmi vnějšího rezonančního obvodu, do kterého dioda je zapojena. Průletový oscilační režim (Gunnův režim) vzniká ve vzorku GaAs při splnění nerovnosti (4.3) n0·L > 1016 m–2 a za předpokladu, že okamžité napětí ud(t) na diodě nikdy neklesne pod prahovou hodnotu UP (obr. 4.3.b). V diodě se vytváří doména vysoké intenzity pole, která prolétá od katody k anodě. V okamžiku jejího zániku na anodě se na katodě vytváří nová doména a děj se opakuje. Zánik domény je provázen prudkým vzrůstem protékajícího proudu, vznik domény způsobí pokles proudu. Během pohybu

38


domény je protékající proud téměř konstantní (obr. 4.3.b). Kmitočet generovaného signálu (tzv. průletový kmitočet) a) je roven převrácené době průletu domény diodou v 1 , (4.5) fp = = D L T p U0 t .sin ω Um kde vD ≈ 105 m/s je rychlost pohybu domény v GaAs. Na L C G tento kmitočet musí být též naladěn rezonanční obvod v obr. 4.3.a. Přestože průletový režim byl objeven jako první ud (byl pozorován přímo Gunnem), v praxi se nepoužívá. Přeb) laďovat oscilátor v tomto režimu lze totiž jen ve velmi malých mezích změnou napájecího napětí U0 . Vnější rezoU0 nanční obvod nemá na průletový kmitočet prakticky vliv. UP Oscilační režim se zpožděnou doménou vzniká, když okamžitá hodnota napětí ud klesá po určitou dobu pod 0 prahovou hodnotu UP , je však vždy větší než zhášecí napětí t US (obr. 4.3.c). Při n0·L > 1016 m–2 vzniká v diodě opět id Gunnova doména, která po průletu vzorkem u anody zaniká. Je-li v okamžiku zániku domény ud(t) < UP , nejsou TP splněny podmínky pro vznik nové domény; ta může vzniknout až při napětí ud(t) > UP . Tím vzniká zpoždění, takže 0 t kmitočet oscilací je nižší než průletový kmitočet fp , přičemž jeho hodnota je určena naladěním připojeného rezoud nančního obvodu. Režim se zpožděnou doménou existuje c) tedy jen tehdy, je-li kmitočet rezonančního okruhu nižší než U0 průletový kmitočet diody, což je v diagramu pracovních režimů na obr. 4.2 vymezeno podmínkou f·L < 0,5·105 m/s. UP Zpoždění vzniku domény lze přitom měnit od nuly do US hodnoty přibližně Tp/2. Oscilátor je tedy možno laděním 0 připojeného okruhu přelaďovat teoreticky v rozmezí od fp t id do fp/2 (prakticky je pásmo přeladění menší). Oscilační režim se zhášenou doménou je charakteτS TP rizován tím, že okamžité napětí na Gunnově diodě ud(t) je po část periody menší než prahové napětí UP a také menší 0 t než zhášecí napětí US potřebné k udržení existující domény (obr. 4.3.d). Doména je tedy zhášena dříve, než dosáhne anody a kmitočet oscilací může být vyšší než průletový ud kmitočet fp . Průběh proudu po zániku domény do okamžiku d) jejího nového vzniku je dán Ohmovým zákonem (obr. U0 4.3.d). Okamžik vzniku a zániku domény lze ovlivňovat naladěním připojeného rezonančního obvodu a tím přelaďoUP vat celý oscilátor. Přeladění je možné zhruba od kmitočtu US fp/2 (při U0 = UP) do kmitočtů několikrát vyšších než fp . τS 0 Oscilační režim LSA (Limited Space-Charge Accut id mulation, režim s omezenou akumulací prostorového náboje) je výkonově nejúčinnějším pracovním režimem GunnoTP vých oscilátorů. Vzniká tehdy, je-li rezonanční obvod oscilátoru naladěn na kmitočet mnohonásobně vyšší než průle0 t tový kmitočet fp a mikrovlnné napětí na něm vznikající má velkou amplitudu Um . Stejnosměrné předpětí U0 >> UP , takže okamžité napětí na diodě ud(t) klesá jen na krátkou Obr. 4.3. Zapojení Gunnovy diody do obvodu a průběhy napětí a proudu dobu τs pod prahovou hodnotu UP . Při velmi krátké periodě v různých pracovních režimech diody vznikajících oscilací (T << τR) se nestačí ve vzorku vytvořit doména vysoké intenzity pole a u katody vzniká jen malá oblast omezeného nahromadění prostorového náboje. Za těchto podmínek je elektrické pole ve vzorku rozloženo téměř rovnoměrně a protože po většinu periody je v celém vzorku E > EP , vzniká záporný

id (t )

ud ( t )


39

diferenciální odpor v celém objemu Gunnovy diody. Tím roste účinnost oscilátoru. Za dobu τs , kdy ud(t) < UP , musí dojít k rozptylu nahromaděného prostorového náboje, tedy τs musí být větší než relaxační doba volných elektronů. Z této podmínky a podmínky potlačení vzniku Gunnovy domény (T << τR) plyne kmitočtové omezení režimu LSA, které je v diagramu na obr. 3.2 vymezeno nerovnostmi 2·1010 < n0/f < 2·1011 s/m3. Výhodou režimu LSA je, že průletová doba domény v něm nehraje podstatnou roli, jako je tomu u ostatních režimů Gunnovy diody. Délka vzorku pro daný kmitočet může být tedy větší a tím lze dosahovat větších výstupních výkonů. Režim stabilního zesílení vzniká ve vzorcích GaAs, u nichž neplatí nerovnost (4.3), tj. platí v nich n0·L < 1016 m–2. V takovém vzorku nevzniká Gunnova doména a elektrické pole je v něm rovnoměrně rozloženo. Ve spojení s rezonančním obvodem a při E > EP vykazuje dioda záporný diferenciální odpor a může být použita jako zesilovač signálu s kmitočtem blízkým průletovému kmitočtu fp. V diodě vzniká vrstva prostorového náboje, která se pohybuje od katody k anodě a je při tom zesilována.

4.2

Mikrovlnné aplikace Gunnovy diody

4.2.1 Reflexní zesilovače Na obr. 4.4 je schematicky naznačeno zapojení reflexního (odrazového) mikrovlnného zesilovače s Gunnovou diodou. Zesilovač pracuje na principu zesílení odražené vlny po odrazu od záporné impedance Gunnovy diody Zd = –Rd + j·Xd . Za předpokladu bezeztrátového cirkulátoru (který tu slouží k oddělení dopadající a odražené vlny) je výkonový zisk G zesilovače roven druhé mocnině velikosti napěťového činitele odrazu od impedance Zd , tedy Pvýst ( R0 + Rd ) 2 + X d2 Zd − Z0 2 . (4.6) = = ρ2 = G = Pvst Zd + Z0 U0 ( R0 − Rd ) 2 + X d2 PVST Zde Z = R je charakteristická impedance vedení, v němž je 0

0

zapojena Gunnova dioda. Ze (4.6) je zřejmé, že |ρ| > 1 a rovněž zisk G > 1, takže vlna odražená od impedance se zápornou reálnou částí je větší než vlna dopadající (vstupní). Jestliže vykompenzu-jeme reaktanci diody Xd (např. zapojením do rezonančního obvodu, který FC Gunnova dioda vyladíme), dosahuje zisk G své maximální hodnoty v držáku PVÝST 2 R0 + Rd   Gmax =  . (4.7)   R0 − Rd  Obr. 4.4. Reflexní zesilovač Pro stabilní režim musí být R0 > Rd . Při R0 = Rd je Gmax → ∞ a s Gunnovou diodou zesilovač se stává nestabilním, rozkmitá se. Jak jsme již uvedli, vykazuje Gunnova dioda záporný diferenciální odpor v širokém rozsahu kmitočtů. Stabilní zesilování signálu v okolí průletového kmitočtu fp (či jeho harmonických) lze uskutečnit s Gunnovou diodou, v níž součin n0·L < 1016 m–2 a nevznikají tu tedy domény silného pole. Jak se však v praxi ukázalo [3], může být zesilovač stabilní i při hodnotách n0·L > 1016 m–2, je-li napájecí napětí diody U0 několikanásobně vyšší než prahová hodnota UP. S Gunnovými diodami byly realizovány reflexní zesilovače na kmitočtech 1 až 12 GHz s maximálním ziskem 10 až 15 dB. Šířka kmitočtového pásma bývá asi 20 % středního kmitočtu. Základní nevýhodou zesilovačů s Gunnovými diodami je jejich značný šum. Nejnižší dosažená hodnota šumového čísla u diody z GaAs je asi 8 dB, typické hodnoty se však pohybují kolem 15 až 20 dB.

4.2.2 Mikrovlnné oscilátory Nejrozsáhlejší uplatnění nalezly Gunnovy diody v mikrovlnných oscilátorech ať již v kontinuálním (nemodulovaném) provozu či v impulzním provozu. V obecném oscilátoru je Gunnova dioda spojena s rezonančním obvodem vhodného typu, takže náhradní schéma oscilátoru může odpovídat obr. 3.3.a. Jako u každého oscilátoru se záporným odporem, je i zde podmínka oscilací dána známým vztahem Zd + ZL = 0

,

(4.8)

40


kde Zd = –Rd + j·Xd je impedance Gunnovy diody a ZL = RL + j·XL je impedance připojeného obvodu (včetně případné zátěže). Rozepsáním (4.8) na reálnou a imaginární část tedy je RL(ω) = Rd(ω,U)

(4.9)

a

XL(ω) = –Xd(ω,U)

,

(4.10)

když jsme naznačili, že parametry rezonančního obvodu jsou závislé jen na kmitočtu ω, zatímco parametry Gunnovy diody závisejí na kmitočtu i na velikosti napětí na diodě. Řešením vztahů (4.9) a (4.10) lze pak pro konkrétní obvod určit kmitočet oscilací ω i velikost oscilačního napětí U v ustáleném stavu. Na mikrovlnných kmitočtech se podmínka (4.8) řeší obvykle graficky ve Smithově kruhovém diagramu. Hledáme přitom průsečík křivky –Zd(ω,U) (tzv. křivka diody) s křivkou ZL(ω) (křivka obvodu). Těchto průsečíků může být několik (podle druhu a charakteru rezonančního obvodu) a je nutno rozhodnout, který z nich odpovídá stabilním oscilacím. Gunnovy diody užívané v mikrovlnných oscilátorech pracují obvykle s doménovou formou nestability v pracovním režimu se zhášenou doménou. Laděním rezonančního obvodu lze pak oscilátor přelaďovat v rozsahu až jedné oktávy na kmitočtech vyšších i nižších než průletový kmitočet fp . Protože daný rezonátor je na velmi vysokých kmitočtech obvykle realizován úsekem vedení (koaxiálním, vlnovodovým, mikropáskovým), jde obyčejně o ladění mechanické, kdy mechanicky měníme např. délku rezonančního úseku vedení. Gunnovy oscilátory lze však přelaďovat rovněž elektricky (změnou kapacity připojené mikrovlnné kapacitní diody - varaktoru) či magneticky (změnou feromagnetického rezonančního kmitočtu feritového prvku vloženého do rezonátoru). Tento poslední způsob se často používá v mikrovlnných měřicích systémech a kmitočtově rozmítaných generátorech. V současné době představují Gunnovy oscilátory nejrozšířenější typ mikrovlnných generátorů malého výkonu na kmitočtech nad 6 GHz. V nemodulovaném režimu pracují do kmitočtů až několika stovek GHz s výkonem od několika mW do několika W. V impulzním provozu byl dosažen výkon několika stovek W při účinnosti 3 ÷ 20 %. Šum Gunnových oscilátorů je velmi malý a je srovnatelný či menší než odpovídající hodnota nízkošumových klystronů. Základní parametry některých typů tuzemských Gunnových diod včetně rozměrů jejich pouzder jsou uvedeny v Příloze A.

4.3

Vlnovodový oscilátor s Gunnovou diodou

Jednoduchá konstrukce vlnovodového Gunnova oscilátoru je naznačena na obr. 4.5. Gunnova dioda je umístěna v obdélníkovém vlnovodu rovnoběžně se směrem elektrických siločar dominantního vidu TE10. Upevňovací kolík slouží zároveň pro přívod ss. napájecího +U +U 0 napětí a je na něm realizována 0 napájecí dolnofrekvenční propust, aby se kolík ladicí ladění kolík zamezilo pronikání mikrovlnného hrubě signálu do napájecích obvodů. d Vlnovod je zakončen zkratovacím b pístem, jehož posuvem lze oscilátor ladění zkratovací mechanicky přelaďovat. Jemné jemně lk píst h Gunnova ladění lze kromě toho provádět dioda a l tenkým kovovým kolíkem, který je zasouván boční stěnou do vlnovodu mezi diodu a zkrat. Obr. 4.5. Vlnovodový oscilátor s Gunnovou diodou

4.3.1 Ladicí charakteristiky oscilátoru Jako ladicí charakteristiku hrubého ladění budeme označovat závislost kmitočtu f generovaného signálu na vzdálenosti l Gunnovy diody (středu napájecího kolíku) od zkratovacího pístu (obr. 4.5) při jmenovitém napájecím napětí U0. Přesný průběh této závislosti bychom zjistili řešením oscilační podmínky (4.8) pro náhradní obvod daného oscilátoru. Takový postup je však i pro tak jednoduchou strukturu, jako je na obr. 4.5, velmi složitý a lze jej uskutečnit jen numericky za použití samočinného počítače. Přibližný průběh ladicí charakteristiky lze však vypočítat poměrně jednoduše na základě následující úvahy.


41

Záporný diferenciální odpor –Rd Gunnových diod je veličina poměrně malá (typicky –2 až –10 Ω). To znamená, že oscilační podmínka (4.8), příp. (4.9) je splněna při takovém umístění diody (při takové hodnotě l), kdy v místě diody je impedance připojeného obvodu rovněž velmi malá, tedy přibližně ZL ≈ 0. Protože impedance ZL je v podstatě určena vstupní impedancí zkratovaného úseku vlnovodu o délce l, je ZL ≈ j·Z0·tgβl = j·Z0·tg(2πl/λg). Podmínka ZL ≈ 0 je pak splněna při délkách l ≈ λg/2, l ≈ λg , l ≈ 3λg/2 atd. Odtud je zřejmé, že rezonanční obvod oscilátoru na obr. 4.5 je vlastně tvořen kvádrovým dutinovým rezonátorem s rozměry a, b, l (poslední „stěna“ rezonátoru je přibližně v místě Gunnovy diody). Rezonátor kmitá s videm TE101 (při l ≈ λg/2) nebo s videm TE102 (pro l ≈ λg) či na některém dalším vidu typu TE10p . Kmitočet generovaného signálu je pak zhruba určen rezonančním kmitočtem tohoto rezonátoru, tedy c 1  p 2 +  f0 = ⋅ , (4.11) 2 a2  l  f0 a) TE 8 101 kde c = 3·10 m/s je rychlost světla ve vakuu. TE102 TE Vztah (4.11) představuje teoretický průběh ladicí 103 charakteristiky hrubého ladění oscilátoru a je f zobrazen na obr. 4.6.a. Pracuje-li oscilátor s videm 3λg /2 λg 2 TE101 (p = 1), označuje se jeho režim jako „režim λg/2 a λg/2“, při vidu TE102 (p = 2) jde o „režim λg“ atd. Vlivem reaktancí Gunnovy diody, jejího pouzdra f1 a reaktancí napájecího kolíku se skutečná ladicí charakteristika od vypočteného průběhu (4.11) l´ l l2 l 0 1 1 vždy poněkud liší. Odchylky však obvykle nepřesahují několik % a jsou tím menší, čím je např. menší průměr napájecího kolíku diody. P Z ladicí charakteristiky na obr. 4.6 lze učinit několik závěrů. Především je zřejmé, že průběh je nelineární. Při malých vzdálenostech l zkratu od b) diody pracuje oscilátor s videm TE101 , při určité vzdálenosti l1 nastává „přeskok“ na vid TE102 . Při dalším zvyšování l sleduje kmitočet křivku režimu λg , až při hodnotě l2 opět skokem přejde do l režimu 3λg/2, tedy na vid TE103 . Tyto skokové změny se vysvětlují splněním oscilačních podmínek osci-látoru. V poloze l1 na kmitočtu f1 Obr. 4.6. Ladicí a výkonové charakteristiky (tedy v režimu λg/2) přestává být splněna oscilační hrubého ladění podmínka (4.8). Na nižších kmitočtech než f1 není již – díky reaktančním vlastnostem obvodu oscilátoru – tato podmínka splněna vůbec. V poloze l1 proto oscilátor samovolně přejde na kmitočet f2 do režimu λg , v němž může rovněž kmitat a v němž je podmínka (4.8) opět splněna. Stejně je tomu při přeskocích do dalších režimů 3λg/2, 2λg atd., přičemž přeladitelnost oscilátoru se ve vyšších režimech zmenšuje (obr. 4.6.a). V oblastech kmitočtových přeskoků lze na charakteristice z obr. 4.6.a pozorovat též jistou hysterezi. Vzdaluje-li se ladicí píst od diody, nastává přeskok při větší hodnotě l1 než při opačném posuvu pístu (l'1 < l1). Tato hystereze vzniká rozdílnými pracovními podmínkami diody v sousedních režimech (např. λg/2 a λg), projevujícími se jakousi snahou „udržet oscilátor“ ve stávajícím pracovním režimu. Kromě ladění pístem je oscilátor na obr. 4.5 vybaven ještě mechanismem jemného ladění, při němž se do kvádrové dutiny rezonátoru boční stěnou zasouvá tenký kovový kolík. Ladicí charakteristika jemného ladění je závislost kmitočtu f signálu na hloubce h zasunutí tohoto kolíku do dutiny při určité poloze l zkratovacího pístu a jmenovitém napájení U0 . Použitím poruchové metody výpočtu rezonančního kmitočtu dutinových rezonátorů lze odvodit vztah pro průběh jemného ladění při pracovním vidu TE101 f = f0 ⋅ 1 +

 2πh 2πlk  πh  a  2  a 2πh  2  πl k  ⋅ ⋅ + ⋅   ⋅ 1 − ⋅ sin sin sin .    ⋅ cos  2 2  l  a l  a a  l  2πh 2b ⋅ (a + l )  l ⋅d2

(4.12)

42


Význam jednotlivých veličin je zřejmý z obr. 4.5, f0 je rezonanční (oscilační) kmitočet kvádrové dutiny nenarušené kolíkem (tedy při h = 0) přibližně daný vztahem (4.11). Průběh charakteristiky jemného ladění podle (4.12) je uveden na obr. 4.7.a. Je zřejmé, že křivka je symetrická podle hodnoty h = a/2 a obsahuje poměrně širokou lineární část, kdy oscilační kmitočet lineárně klesá s rostoucí hloubkou zasunutí kolíku. Celkové přeladění tímto způsobem je menší než 1 GHz, zatímco pásmo hrubého f 0 ladění (zkratovacím pístem) činí až 3 GHz v pásmu 10 GHz. a) Skutečná charakteristika jemného ladění sleduje vztah (4.12) prakticky zcela přesně až do hodnot h ≈ 0,2·a , při větších f hloubkách se od průběhu (4.12) poněkud liší. Maximální odchylka však obvykle nepřesáhne 2 ÷ 3 %.

0

a/2

h

a

4.3.2 Výkonové charakteristiky oscilátoru

Tato charakteristika je závislost výstupního výkonu oscilátoru na poloze jeho ladicích elementů, tj. v daném případě na poloze zkratovacího pístu l. Typický průběh uvedené závislosti je na obr. 4.6.b. Je vidět, že generovaný výkon na krajích pásma přeladění klesá, strmý pokles výkonu (mnohdy až k nule) vzniká zejména v oblastech kmitočtových b) přeskoků oscilátoru. S rostoucí hodnotou třetího vidového čísla p (tj. ve „vyšších“ režimech λg , 3λg/2 atd.) též klesá 0 a maximální hodnota dosaženého výkonu. Jak z kmitočtového, h tak i z výkonového hlediska je proto nejvýhodnější pracovat v základním vidu TE101 (režim λg/2). Zhruba uprostřed pásma Obr. 4.7. Ladicí a výkonová dosahuje obvykle generovaný výkon své maximální velikosti charakteristika jemného ladění (obr. 4.6.b). Ta je však menší než hodnota udávaná výrobcem Gunnových diod, neboť uvažovaný oscilátor není nijak výkonově optimalizován a Gunnova dioda v něm proto obvykle nedosahuje svých potenciálně možných parametrů. Poznamenejme ještě, že hystereze ladicí charakteristiky hrubého ladění (obr. 4.6.a) se samozřejmě projevuje i na průběhu výkonové charakteristiky; v obr. 4.6.b není však pro jednoduchost naznačena. Výkonové a ladicí charakteristiky Gunnova oscilátoru lze měřit v libovolné mikrovlnné aparatuře umožňující současné měření kmitočtu signálu a jeho výkonu. Při měření je nutno zajistit, aby oscilátor pracoval do impedančně přizpůsobené zátěže, příp. je ho třeba od zátěže oddělit širokopásmovým feritovým izolátorem. P

4.3.3 Modulace oscilátoru Kromě způsobů uvedených v části 4.2.2 lze k modulaci oscilátoru s Gunnovou diodou využít i změny stejnosměrného napájecího napětí diody U0 . Modulační charakteristiky oscilátoru pak udávají závislost výkonu, příp. kmitočtu generovaného signálu na hodnotě U0 . Jejich průběhy jsou na obr. 4.7. Na výkonové modulační charakteristice na obr. 4.7.a je patrná oblast napěťové hystereze oscilátoru, kdy oscilace nasazují při větším napětí U1 , než při kterém zanikají (U2 < U1). Tento jev byl popsán již v části 4.1.1 a jeho vznik souvisí s činností Gunnovy diody v rezonátoru. Po vzniku oscilací je vzniklé oscilační napětí superponováno na klidové napájecí napětí U0 a tato superpozice udržuje oscilace i pod napětím U1 . Velikost oscilačního napětí je přitom závislá hlavně na jakosti rezonátoru. Oscilátor s menším činitelem jakosti rezonanční dutiny má proto i menší hysterezi a naopak. Hystereze vzniku oscilací Gunnovy diody se projevuje i na její stejnosměrné AV charakteristice, jeli měřena na diodě umístěné ve vlastním oscilátoru (obr. 4.7.b). Přitom je nutno si uvědomit, že vlivem ztrát v oscilačním obvodu i v samotné Gunnově diodě vznikají oscilace při vnějším napětí U1 vyšším, než je prahové napětí UP (obr. 4.7.b). Pracovní napětí Gunnovy diody při provozu oscilátoru bývá dokonce až třikrát větší než prahová hodnota UP . Z výkonového hlediska odpovídá optimální napájecí napětí maximálnímu výstupnímu výkonu oscilátoru (obr. 4.7.a).

Vysokofrekvenční a mikrovlnná technika – návody pro mikrovlnné laboratorní experimenty Gunnovy oscilátory se podobně jako reflexní klystrony nejčastěji modulují impulzně, a to buď šířkově či polohově krátkými obdélníkovými impulsy. Těmito impulsy je Gunnova dioda vlastně klíčována, tj. oscilátor kmitá pouze po dobu trvání impulsu, mezi impulsy je napětí U0 < U2 a oscilátor nepracuje. Při změně napájecího napětí U0 se mění i kmitočet výstupního signálu, jak je zřejmé z kmitočtové modulační charakteristiky na obr. 4.7.c. Maximální strmost této charakteristiky nepřesahuje obvykle jednotky MHz/V, charakter závislosti (rostoucí, klesající) značně závisí na použité Gunnově diodě a na vlastním oscilačním obvodu. Malým střídavým napětím superponovaným na klidovou hodnotu U0 lze Gunnovu diodu kmitočtově modulovat. Největší kmitočtový zdvih pro lineární modulaci činí obvykle jen několik MHz při maximálním modulačním kmitočtu několika desítek MHz. Kmitočtová modulace je vždy provázena parazitní amplitudovou modulací, kterou je nutno odstranit v omezovačích. Závěrem dodejme, že i na kmitočtové modulační charakteristice vzniká napěťová hystereze vzniku a vysazení oscilací. Klidové předpětí U0 a velikost modulačního napětí je proto nutno volit tak, aby oscilátor stále bezpečně kmital.

a)

P

0 I

43

U0

U opt

U2 U 1

0

b) 0

Up

f

U 2 U1

U0

c)

0

U0

U2 U 1

Obr. 4.7. Modulační charakteristiky Gunnova oscilátoru

Literatura k úloze 4 [1] HÁBOVČÍK, P. Mikrovlnná elektronika. Skripta EF SVŠT v Bratislavě. ES SVŠT, Bratislava 1984 [2] ROTHBAUER, J. aj. Mikrovlnné polovodičové součástky. SNTL, Praha 198 [3] KUMMER, M. Grundlagen der Mikrowellentechnik (v němčině). VEB Verlag Technik, Berlin 1989

Příloha A Gunnovy diody TESLA TYP DIODY

KMITOČTOVÉ PÁSMO

U0

I0

[GHz]

[V]

VCG 200

8,2 ÷ 12,4

VCG 201

8,2 ÷ 10

VCG 202

10 ÷ 12,4

VCG 221

8,2 ÷ 10

VCG 222

10 ÷ 12,4

VCG 203

12,4 ÷ 15

VCG 204

15 ÷ 18

VCG 233

12,4 ÷ 15

VCG 234

15 ÷ 18

9

P

U0

I0

Typ pouzdra

A

B

[A]

min [mW]

max [V]

max [A]

0,1

10

10

0,15

ANODA

0,3

50

0,6

KERAMIKA

12 0,6

100

0,9

K 314

[mm] [mm]

1,7

Φ 3,3

B

3,8 A KATODA

0,4 5

50

8

1

0,5

M 2,5

10 1

200

1,2

K 314 A

2,8

4,9

44


4.

Měření na oscilátoru s Gunnovou diodou

ZADÁNÍ 1. Seznamte se s typem použité Gunnovy diody a s jejími elektrickými parametry udávanými výrobcem. 2. Změřte ladicí a výkonovou charakteristiku hrubého ladění oscilátoru. Prostudujte podrobně oblasti vidových přeskoků. Pro maximální výkon oscilátoru stanovte jeho příkon a maximální účinnost. Vypočtěte teoretický průběh ladicí charakteristiky hrubého ladění a ve společném grafu jej porovnejte s naměřeným průběhem. 3. Změřte ladicí charakteristiku jemného ladění oscilátoru. Vypočtěte její teoretický průběh a ve společném grafu jej porovnejte s naměřeným průběhem. 4. Změřte výkonovou a kmitočtovou statickou modulační charakteristiku vlnovodového Gunnova oscilátoru. Stanovte napětí U1 a U2 , při nichž oscilace nasazují, příp. vysazují. Určete napěťovou hysterezi oscilátoru. Určete rovněž optimální velikost napájecího napětí Gunnovy diody Uopt pro dosažení maximálního výkonu oscilátoru. Ze změřených charakteristik určete optimální pracovní režim pro amplitudovou impulzní modulaci (amplitudové klíčování) oscilátoru: hodnotu klidového předpětí U0 pro možné klíčování nejmenším modulačním signálem a minimální a maximální velikost modulačního napětí pro bezpečné klíčování oscilátoru z nuly na maximální výkon.


hrubé ladění U0

KZ 706 15 p

V

100 n

20 M

100

GD

jemné ladění

45

+

mA

MHz dBm

NZ

KY 132/80

DGD

I0

FI

ČMKA 13 dB

15 dB

KK KH

VP

A

PKV

KA



GD DGD NZ V , mA

Gunnova dioda TESLA vlnovodový držák Gunnovy diody (vlnovodový oscilátor s Gunnovou diodou) stabilizovaný napájecí zdroj TESLA BS 554 V-metr, mA-metr METRA PU 510

KH

ohyb (koleno) v rovině H TESLA 7 QF 443 55

VP

vlnovodový překrut 90° TESLA QAV 222 14

FI

feritový izolátor TESLA IVX-205-103

A

pevný vlnovodový zeslabovač 13 dB

PVK

přechod vlnovod-koaxiál TKI TZC - 503

KA

pevný koaxiální zeslabovač 0106 15 dB

KK

koaxiální kabel s konektory N

ČMKA

číslicový měřič kmitočtu a amplitudy HP 5342A

46


4.


POKYNY

K

MĚŘENÍ

Před vlastním měřením se seznamte s obsluhou mikrovlnného elektronického čítače a měřiče amplitudy HP 5342A podle přiloženého návodu. Mezi napájecí zdroj NZ a Gunnovu diodu GD je zapojen měřicí a ochranný obvod, umožňující měření napětí a proudu diody a chránící diodu před vyšším napětím, před nf. oscilacemi napájecího obvodu a před přepólováním napájecího zdroje. 1. Do protokolu zapište individuální parametry dané diody uvedené na zadní straně jejího balení. Seznamte se rovněž s dalšími parametry použitého typu Gunnovy diody; jsou uvedeny v Příloze A laboratorního návodu. 2.

Nastavení měřicích přístrojů: V-metr: Rozsah 20 V= . mA-metr: Rozsah 2 A= . NZ: Proudové omezení nastavit na maximum (knoflík "Omezení proudu" vytočit zcela vpravo), výstupní napětí nastavit na nulu. Indikace výstupního proudu (stisknuté tlačítko "Měření A"). ČMKA: Číslicový měřič kmitočtu a amplitudy HP 5342A nastavíme do takového režimu, v němž se měří jak kmitočet, tak i velikost (výkon) vstupního mikrovlnného signálu. Tlačítkem AMPL se nastaví režim, kdy vlevo na displeji je zobrazen kmitočet signálu (s rozlišením 1 MHz) a vpravo na displeji je velikost výkonu v [dBm]. Měřič ČMKA uvedeme do režimu, v němž se k výkonovému údaji [dBm] automaticky připočítává útlum všech obvodových elementů, jimiž signál před příchodem na vstup ČMKA prochází. Jde tedy o průchozí útlum feritového izolátoru FI, útlum vlnovodového zeslabovače A, průchozí útlum přechodu vlnovod-koaxiál PVK, útlum koaxiálního zeslabovače KA a útlum použitého spojovacího koaxiálního kabelu KK. Předpokládejme např., že součet všech těchto útlumů je roven 34,8 dB. Postupným stisknutím tlačítek SET a OFS dB 3 4 · 8 . ENTER se nastaví automatické připočítávání hodnoty 34,8 dB k měřenému výkonu. Ověření či kontrolu vložené hodnoty lze uskutečnit tlačítkem RECALL a přidržením tlačítka OFS dB . Po tomto nastavení měříme skutečný výkon signálu generovaný Gunnovým oscilátorem. Držák Gunnovy diody připojíme přes ochranný obvod k napájecímu zdroji NZ a nastavíme napájecí napětí U0 = 10 V. Měříme závislosti výkonu P [dBm] a kmitočtu f0 [MHz] generovaného signálu na poloze mikrometru hrubého ladění z [mm]. Hodnotu z zvyšujeme spojitě jedním směrem v předepsaném rozsahu (není vhodné se vracet zpět k předchozím hodnotám !). V oblasti polohy mikrometru hrubého ladění z ≈ 21 ÷ 23 mm dochází k vidovému přeskoku kmitů oscilátoru. Tato oblast se projevuje značným poklesem a po přeskoku opětným vzrůstem výkonu signálu a samozřejmě současným přeskokem z nízkého kmitočtu vidu TE101 (v oblasti cca 7800 MHz) na vysoký kmitočet vidu TE102 (v oblasti kolem 10700 MHz).


47

V optimální poloze pístu hrubého ladění zopt , kdy je výstupní výkon oscilátoru největší, zjistíme rovněž ss. proud I0 odebíraný Gunnovou diodou a vypočteme příkon oscilátoru. Z hodnoty maximálního výkonu a z určeného příkonu vypočteme maximální účinnost oscilátoru. Teoretický průběh charakteristiky hrubého ladění vypočteme ze vztahu (4.11) pro p = 1 a po vidovém přeskoku pro p = 2. 3. Mikrometr hrubého ladění z = 7,0 mm, napájecí napětí U0 = 10 V. Nastavení ostatních přístrojů se nemění. Měříme závislost kmitočtu f na poloze x mikrometru jemného ladění. Teoretický průběh charakteristiky vypočteme ze vztahu (4.12), do něhož za f0 dosadíme naměřenou hodnotu kmitočtu při zcela vysunutém kolíku (tedy x = 22,86 mm). Přesvědčte se, že největší odchylka změřeného a vypočteného kmitočtu nepřesáhne asi 3 %. 4. Mikrometr hrubého ladění z = 8,0 mm, mikrometr jemného ladění je nastaven na hodnotu x = 22,86 mm. Měříme závislosti výkonu P a kmitočtu signálu f0 Gunnova oscilátoru na napájecím napětí U0 . Vzhledem k hysterezi všech těchto charakteristik je nutno je měřit v obou směrech: při zvyšování U0 od nuly do maximální hodnoty 11,5 V a potom při zmenšování U0 od 11,5 V do 0 V. Napětí U0 je nutno zvyšovat (snižovat) pomalu a spojitě; nelze se vracet k předchozím hodnotám ! Při zvyšování U0 od nuly zůstává výkon P a kmitočet f0 signálu nulový (oscilátor nekmitá) až do hodnoty U1 , kdy oscilace skokem nasadí. Velikost U1 leží pro danou diodu mezi 7,00 V a 8,00 V. V tomto intervalu zvyšujeme proto U0 velmi opatrně a přesně zaznamenáme nasazení kmitů („naskočení“ nenulového údaje ČMKA; je vhodné nastavit „nejrychlejší čítání“ měřiče knoflík „Sample rate“ vytočit zcela vlevo). Zaznamenáme U1 a příslušné hodnoty P a f0 . Uvědomte si, že skutečné oscilace Gunnova oscilátoru nasadí při napětí U1 s plným (tj. velkým výkonem). Ukáže-li během zvyšování U0 měřič kmitočtu ČMKA nenulový údaj, avšak s velmi nízkou (a obvykle i nestabilní) výkonovou hodnotou řádově jednotky dBm, jde pouze o registraci šumu oscilátoru, nikoli o harmonické mikrovlnné oscilace. Podobně napětí U2 , kdy při zmenšování U0 oscilace skokem vysadí, leží v rozmezí od 6,50 V do 6,00 V. Opět zjistíme U2 co nejpřesněji a zaznamenáme i údaje P a f0 těsně „před“ vysazením oscilací. Při měření určíme rovněž optimální hodnotu napájecího napětí Uopt , kdy výkon oscilátoru dosahuje svého maxima. Ze změřené závislosti P = P(U0) určíme klidové předpětí a mezní velikosti modulačního napětí pro optimální režim amplitudové impulzní modulace (amplitudové klíčování) Gunnova oscilátoru z nulového na maximální výkon.

48

5


MĚŘENÍ POMOCÍ MIKROVLNNÉHO OBVODOVÉHO ANALYZÁTORU

S rozvojem mikrovlnné techniky a s rozšiřováním jejích aplikací vznikala stále naléhavější potřeba měření vlastností mikrovlnných prvků, obvodů a celých systémů v širokém pásmu kmitočtů. Snaha konstruktérů se přitom zaměřovala na možnost spojitého měření požadovaných parametrů v závislosti na kmitočtu. Tak se i v oblasti mikrovln vyvinula technika měření s kmitočtovým rozmítáním, která v řadě případů již zcela vytlačila klasické měřicí metody měření způsobem „bod po bodu“. Metody kmitočtového rozmítání mají proti měření na diskrétních kmitočtech řadu předností. Jsou především rychlejší a díky grafickému či optickému zobrazení měřených charakteristik rovněž podstatně názornější. Měření s rozmítaným kmitočtem poskytují obvykle úplnější informace o vlastnostech obvodu v celém vyšetřovaném pásmu než klasická diskrétní měření. Např. při měření ostře selektivních mikrovlnných obvodů (filtrů, rezonátorů apod.) lze snadno opomenout rezonance mezi dvěma měřicími kmitočty. Při spojitém kmitočtovém rozmítání jsou naopak všechny tyto „rychlé“ změny parametrů obvodu bezpečně zaznamenány. Tím se rovněž zpřesňuje kvantitativní určení řady parametrů, např. šířky pásma, strmosti charakteristiky apod. Elektronické rozmítání kmitočtu umožňuje rovněž řadu měřicích operací částečně či úplně automatizovat. Ve spojení s počítačem lze pak celý měřicí proces předem programovat, automaticky jej řídit i vyhodnocovat, příp. korigovat naměřené výsledky.

5.1

Mikrovlnné obvodové analyzátory

Při použití mikrovlnných měřicích metod založených na kmitočtovém rozmítání se nejrozšířenějším typem mikrovlnných měřicích systémů staly tzv. obvodové analyzátory (Network Analyser - NA), příp. ve spojení s počítačem automatické obvodové analyzátory (Automatic Network Analyser - ANA). Tyto přístroje měří a graficky zobrazují, příp. softwarově vyhodnocují či korigují, kmitočtové charakteristiky vyšetřovaného mikrovlnného obvodu chápaného jako jednobran (dvojpól) nebo dvojbran (čtyřpól). Jednobran, příp. dvojbran, který je na výstupu bezodrazově zakončen (tj. impedančně přizpůsoben) je v oblasti mikrovlnných kmitočtů nejčastěji charakterizován (vstupním) napěťovým činitelem odrazu definovaným podílem komplexních amplitud odražené a přímé (vstupující) napěťové vlny v dané bráně U& odražená . (5.1) ρ = U& vstupní Činitel odrazu je veličina komplexní s velikostí (modulem) |ρ| a fázovým úhlem (argumentem) φ. Velikost činitele odrazu je obvodovými analyzátory vyjadřována obvykle v logaritmické míře v [dB] jako tzv. zpětný útlum (Return Loss) RL _ PSV 1 U& RL = 20 ⋅ log odražená = 20 ⋅ log ρ = 20 ⋅ log , (5.2) PSV + 1 U&vstupní kde poslední výraz vznikl použitím známého převodního vztahu mezi modulem činitele odrazu |ρ| a odpovídající hodnotou poměru stojatých vln PSV [1]. Určíme-li komplexní hodnotu činitele odrazu ρ, můžeme snadno vypočítat odpovídající hodnotu impedance, na níž k odrazu vlny dochází, tedy např. vstupní impedanci jednobranu (dvojbranu) dle vztahu 1 +ρ , (5.3) Z = Z0 ⋅ _ 1 ρ když Z0 je charakteristická impedance brány připojení obvodu. Měření komplexního činitele odrazu a jeho kmitočtové závislosti tak plně „nahrazuje“ impedanční měření v příslušných kmitočtových pásmech. Přenosové vlastnosti mikrovlnného dvojbranu charakterizujeme napěťovým činitelem přenosu mezi jeho vstupní branou 1 a impedančně přizpůsobenou výstupní branou 2 U& výstupní 2 . (5.4) τ = U&vstupní 1


49

Velikost (modul) napěťového přenosu |τ| je obvodovými analyzátory vyjadřována obvykle v [dB] jako útlum (pasivního) dvojbranu L při | τ | < 1, příp. zisk (aktivního) dvojbranu G při | τ | > 1 U&výstupní 2 . (5.5) L = 20 ⋅ log = 20 ⋅ log τ U&vstupní 1 Argument (fázový úhel) činitele přenosu vyjadřuje zřejmě fázový posuv výstupního signálu vůči signálu na vstupu dvojbranu. Moderní typy mikrovlnných obvodových analyzátorů měří tzv. rozptylové parametry (S-parametry) vyšetřovaného dvojbranu. Fyzikální význam těchto rozptylových parametrů je však stejný, jako význam výše zavedených komplexních veličin ρ a τ . Přestože tedy všechny důležité parametry mikrovlnných obvodů mají komplexní charakter, stačí v řadě případů charakterizovat daný obvod pouze velikostí příslušného parametru bez znalosti hodnoty jeho argumentu či fáze signálu. Tak je např. mnoho mikrovlnných obvodů dostatečně popsáno hodnotou vstupního poměru stojatých vln, velikostí činitele odrazu, útlumem, aktivní obvody svým ziskem apod. Těmto skutečnostem se v průběhu let přizpůsobilo i konstrukční řešení mikrovlnných obvodových analyzátorů, které dnes existují ve dvou kategoriích. Skalární obvodové analyzátory (Scalar Network Analyser - SNA) umožňují pouze tzv. skalární měření, tj. poskytují informaci pouze o velikosti (modulu) daného parametru v závislosti na kmitočtu. Univerzálnější, ale i podstatně komplikovanější a tím i dražší, jsou vektorové obvodové analyzátory (Vector Network Analyser - VNA) umožňující měření komplexních veličin (nazývaných ne zcela vhodně vektorových), tedy jak velikosti (modulu), tak i argumentu daného parametru. Obě varianty těchto přístrojů - skalární i vektorová - se v současné době vyrábějí prakticky výhradně jako automatizované měřicí systémy (SANA, VANA) se značnou softwarovou podporou realizovanou pomocí zabudovaného počítače. Poznamenejme, že tak koncipované obvodové analyzátory nejsou výhradní doménou mikrovlnné oblasti spektra; existují obvodové analyzátory pro nízkofrekvenční i vysokofrekvenční oblast, ale i optické analyzátory pro měření vlastností optických či optoelektronických obvodů. I přes poměrně značnou obvodovou odlišnost konstrukce skalárních a vektorových mikrovlnných obvodových analyzátorů obsahují tyto měřicí systémy několik společných základních částí a subsystémů.

5.2

Hlavní části mikrovlnných obvodových analyzátorů

Základní částí každého mikrovlnného obvodového analyzátoru (skalárního či vektorového) je mikrovlnný generátor, jehož kmitočet se spojitě mění v požadovaném kmitočtovém pásmu. Rozmítané mikrovlnné generátory pro měřicí účely (tzv. voblery) musí splňovat následující základní požadavky: a) Lineární rozmítání kmitočtu výstupního signálu přes celé pracovní pásmo. Generátor musí obsahovat výstup nf. rozmítacího (obvykle pilovitého) napětí, jehož okamžitá hodnota je úměrná okamžité hodnotě kmitočtu mikrovlnného signálu. Toto rozmítací napětí se v obvodovém analyzátoru přivádí na horizontální vstup jeho zobrazovací jednotky a vytváří tak kmitočtovou horizontální osu zobrazeného průběhu měřené charakteristiky. Pro přímé a rychlé měření okamžitého kmitočtu je generátor vybaven obvodem několika přesných kmitočtových značek spojitě přestavitelných přes celé pásmo rozmítání. b) Dostatečný výstupní výkon umožňující měření v širokém dynamickém rozsahu (obvykle 10 ÷ 20 mW). Výstupní výkon generátoru musí být konstantní přes celé kmitočtové pásmo rozmítání. Generátor je proto vybaven vnitřní smyčkou zpětné vazby, pomocí níž je výkon v celém pásmu automaticky udržován na konstantní nastavené úrovni (tzv. obvod ALC - Automatic Leveling Control). Výkon lze udržovat konstantní rovněž pomocí obvodu vnější zpětné vazby vytvořené ve vnější mikrovlnné měřicí aparatuře. c) Výstupní signál generátoru musí být kmitočtově stabilní, aby byla zaručena dostatečná přesnost úzkopásmových měření (při velmi malém rozmítání) a dostatečná přesnost měření na pevných kmitočtech (v nerozmítaném režimu). Výstupní signál nesmí být zkreslený a nesmí obsahovat vyšší harmonické složky, aby nedocházelo k chybám při širokopásmových měřeních. Kromě těchto základních vlastností jsou kvalitní rozmítané generátory obvykle vybaveny dalšími funkcemi, které usnadňují a zrychlují měřicí proces včetně svého počítačového řízení. Patří sem např. různé režimy rozmítání (přes celé pásmo, mezi dvěma libovolně nastavitelnými kmitočty, v úzkém pásmu v okolí zvoleného kmitočtu apod.), různé rychlosti rozmítání, možnost vnitřní a vnější impulzní (amplitudové) a kmitočtové modulace a další.

50


Nebudeme se zde zabývat dnes již historickými mikrovlnnými generátory s elektro+ nickým rozmítáním kmitočtu osazenými mikrovlnnými elektronkami (reflexním klystronem či Z D elektronkou ze zpětnou vlnou - karcinotronem). Ur Na obr. 5.1 je principiální skupinové schéma moderní koncepce mikrovlnného rozmítaného YIG generátoru, který využívá výhradně polovodiOSC čových součástek. Základní oscilátor generátoru SO A VÝSTUP je osazen mikrovlnným bipolárním či polem řízeným tranzistorem. Generátory pro extrémně ZPN široké rozmítání (např. od 10 MHz do 40 GHz) bývají řešeny jako širokopásmové tranzistorové, příp. varaktorové násobiče kmitočtu základního OKZ stabilního oscilátoru na požadované vysoké kmitočty. Rozmítání kmitočtu se uskutečňuje magnetickým laděním feromagnetického rezonáObr. 5.1 Polovodičový kmitočtově toru osazeného feritovým prvkem (kuličkou z rozmítaný generátor (YIG OSC - oscilátor ytrium iron garnetu YIG). Pilovitým rozmítacím s kuličkou YIG, A - atenuátor PIN) napětím ze zdroje pilovitého napětí ZPN se lineárně mění ss. magnetické pole elektromagnetu, v němž je kulička - rezonátor YIG uložena. Tím se podle vztahu (2.1) z úlohy č. 2 lineárně mění její feromagnetický rezonanční kmitočet a tedy i kmitočet signálu oscilátoru. Linearita takového rozmítání je velmi dobrá v rozsahu až několika oktáv. Z výstupu generátoru je pomocí směrové odbočnice SO a detektoru D odebírán vzorek výstupního signálu a jeho velikost je na vstupu diferenčního zesilovače Z srovnávána s nastavenou referenční úrovní Ur . Rozdílovým napětím se pak ovládá útlum elektronicky řízeného mikrovlnného zeslabovače (atenuátoru) A a tím i výstupní výkon generátoru. Atenuátor A je obvykle osazen polovodičovými diodami PIN [2]. Celý tento obvod tak tvoří vnitřní smyčku zpětné vazby, pomocí níž je výkon generátoru udržován přes celé pásmo konstantní. Změnou referenčního napětí Ur řídíme zároveň velikost výstupního výkonu generátoru. Na atenuátor A se rovněž přivádějí impulzy kmitočtových značek odvozené z rozmítacího pilovitého napětí v obvodu kmitočtových značek OKZ. Značky se pak projeví v průběhu výstupního signálu jako ostré poklesy výkonu na nastavených kmitočtech. Značky jsou rovněž vyvedeny na samostatný výstup a lze jimi např. modulovat jas zobrazené charakteristiky v daném bodě (na daném kmitočtu). Dalšími důležitými obvody obvodových analyzátorů jsou obvody pro rozdělení signálu. Ty jsou v mikrovlnných obvodových analyzátorech často realizovány pomocí tzv. směrových odbočnic (směrových vazebních členů). Směrová odbočnice umožňuje vzájemně oddělit signál postupující v jednom směru (napěťovou vlnu přímou) od signálu šířícího se opačným směrem (napěťová vlna odražená). P13 Dokonalost tohoto oddělení vyjadřuje směrovost (Directivity) D 3 udaná v [dB] P , (5.6) D = 10 ⋅ log 23 P13 EXT

P

1

1

2

P

1

P

12

P23 3

P =P 2

1

2

12

Obr. 5.2. K definici směrovosti a vazebního útlumu

kde význam jednotlivých veličin je zřejmý z obr. 5.2. U ideální (dokonalé) odbočnice je P23 = 0 a směrovost D = ∞. V praktických případech by hodnota D neměla klesnout pod 25 ÷ 30 dB v celém pracovním kmitočtovém pásmu. Konečná hodnota směrovosti je jedním z hlavních faktorů ovlivňujících přesnost měření obvodovými analyzátory. Směrová odbočnice je dále charakterizována svým vazebním útlumem C (Coupling) mezi branami 1 a 3 P C = 10 ⋅ log 13 , (5.7) P1 jehož hodnota by měla být konstantní v celém pásmu.


51

Aby bylo možno uskutečnit širokopásmová měření i s méně kvalitními směrovými odbočnicemi, jsou rozmítané generátory vybavovány zvláštními korekčními obvody, pomocí nichž lze elektronicky korigovat větší kmitočtové změny vazebního útlumu odbočnice v daném pásmu. Výstupní výkon takto „korigovaného“ rozmítaného generátoru není pak konstantní, ale odpovídá kmitočtové charakteristice směrové odbočnice tak, aby výsledná úroveň signálu „za odbočnicí“ byla v celém pásmu konstantní. Pro zobrazení měřených kmitočtových charakteristik obvodu se v obvodových analyzátorech používá zobrazovací jednotka. Jde v podstatě o „běžný“ analogový osciloskop, nejlépe několikakanálový pro současné zobrazení více charakteristik (např. zpětného útlumu a přenosového útlumu u skalárních analyzátorů, nebo zpětného útlumu a argumentu činitele odrazu u vektorových analyzátorů). Zobrazení je přitom buď pravoúhlé s vodorovnou kmitočtovou osou, nebo polární v radiálních souřadnicích. Některé analyzátory jsou vybaveny i zobrazovacím rastrem v podobě Smithova impedančního diagramu. Vertikální zesilovače zobrazovací jednotky při pravoúhlém zobrazení jsou zásadně logaritmické a cejchované v [dB]. Logaritmické zobrazení totiž umožňuje současné pozorování silných i velmi slabých úrovní (dynamický rozsah zobrazení je 80 až 100 dB).

5.3

Princip mikrovlnného vektorového obvodového analyzátoru

Na obr. 5.3 je principiální schéma nejčastější koncepce automatického vektorového obvodového analyzátoru (VANA). Část vstupního signálu (přímé vlny) je směrovou odbočnicí SO1 oddělena do referenčního kanálu a spolu se signálem v měřicím kanálu (tedy odraženou vlnou ze vstupu měřeného obvodu, nebo vlnou na výstupu obvodu) přiváděna do kmitočtového konvertoru (směšovače). V něm jsou oba signály převedeny na nižší mezifrekvenční kmitočet pomocí koherentního vzorkování nebo fázově zavěšeného superheterodynního směšování. Oba signály na mezifrekvenčním kmitočtu jsou pak zpracovány vektorovým (tj. fázově citlivým) voltmetrem, na jehož výstupu jsou údaje o jejich velikosti (amplitudě) a vzájemné fázi. Při konstantní úrovni vstupního signálu jde vlastně o velikost odrazu či přenosu (podle polohy přepínače P) a o hodnotu jeho fázového úhlu (argumentu). Kmitočtová konverze je typická právě pro mikrovlnné vektorové analyzátory, neboť přímá realizace fázově citlivého voltmetru na mikrovlnných kmitočtech je prakticky nemožná. Kmitočtová konverze rovněž zvětšuje i dynamický rozsah analyzátoru. Výstupní údaje mezifrekSO2 venčního vektorového voltmetru SO 1 MĚŘENÝ 2 ROZMÍTANÝ 1 jsou vedeny do zobrazovací jedGENERÁTOR OBVOD notky a zobrazeny na obrazovce či na zapisovači. V automatickém ODRAZ analyzátoru jsou uvedené veličiny PŘENOS P nejprve digitalizovány, počítačově korigovány a pak zobrazeny, Referenční kanál Měřicí kanál Z0 vytištěny nebo uloženy v digitální podobě pro případné další KMITOČTOVÁ zpracování. KONVERZE Celý popsaný analyzátor dle obr. 5.3 je nutno před vlastním Mezifrekvence měřením nejprve zkalibrovat. Při kalibraci se nastaví stejné útlumy a stejné fázové posuvy v refeMĚŘIČ POČÍTAČ renčním a v měřicím kanálu, AMPLITUDY A FÁZE přičemž vyšetřovaný obvod je nahrazen kalibračním obvodem se známými vlastnostmi. Obvykle se jako kalibr užívá širokopásmový ZOBRAZOVACÍ JEDNOTKA zkrat (pro kalibraci činitele odrazu) a přímé spojení vstupu a výstupu měřeného obvodu (pro kalibraci činitele přenosu). Obr. 5.3. Principiální schéma VANA

52


Mikroprocesorové vybavení mikrovlnných obvodových analyzátorů s sebou přineslo především značné zrychlení celého měřicího procesu. Např. moderní mikrovlnné vektorové analyzátory firmy Agilent jsou schopny realizovat měření dvou komplexních parametrů (tedy čtyř reálných veličin) na zhruba 600 kmitočtech za dobu cca 1 sekundy. Během této doby je přitom provedena počítačová korekce měřených hodnot podle výchozí kalibrace systému a rychlá Fourierova transformace pro prezentaci výsledků v kmitočtové i časové oblasti.

5.4

Chyby měření mikrovlnným vektorovým obvodovým analyzátorem

Celkové chyby měření lze podle příčin jejich vzniku rozdělit do dvou skupin: chyby mikrovlnné části a chyby elektronické obvodové části obvodového analyzátoru. Mezi základní zdroje mikrovlnných chyb patří konečná směrovost použitých směrových odbočnic, nedokonalé bezodrazové přizpůsobení výstupní brány měřeného dvojbranu a nedokonalost použitých mikrovlnných přepínačů a děličů výkonů. Teoreticky lze všechny takto způsobené chyby měření počítačově korigovat, ovšem za cenu zdlouhavějšího a komplikovanějšího postupu kalibrace celého analyzátoru a rostoucích nároků na použitou výpočetní techniku. Ani při dokonalém softwarově podporovaném měření, korekci a zpracování výsledků tak nelze podceňovat vysokou kvalitu mikrovlnných částí analyzátoru. Kromě chyb mikrovlnné části jsou další podstatné chyby měření vyvolány nedokonalostmi složité elektroniky obvodových analyzátorů. Tyto chyby jsou tedy větší u vektorových analyzátorů než u analyzátorů skalárních. Základní chyby této kategorie vytvářejí obvody kmitočtové konverze a fázově citlivý mezifrekvenční voltmetr. Způsobované chyby jsou přitom většinou nelineární a nejsou proto plně odstranitelné úvodní kalibrací systému ani následující počítačovou korekcí. Chyby elektronické části tak tvoří rozhodující část celkové chyby měření obvodovým analyzátorem. U současných mikrovlnných automatických vektorových analyzátorů pro kmitočtová měření do 40 GHz jde přibližně o hodnoty ±0,006 v určení | ρ | nebo | τ | a ±1° v určení argumentu ρ nebo τ.

Literatura k úloze 5 [1] TYSL, V., RŮŽIČKA, V. Teoretické základy mikrovlnné techniky. Celostátní vysokoškolská učebnice. SNTL, Praha 1990 [2] SOMLO, P. I., HUNTER, J. D. Microwave Impedance Measurement. IEE Electrical Measurement Series. Peter Peregrinus Ltd., London 1985


5.

53

Měření pomocí mikrovlnného obvodového analyzátoru

ZADÁNÍ 1. Seznamte se s principem činnosti, základními bloky a základní obsluhou automatického mikrovlnného vektorového obvodového analyzátoru HP 8408B (k jeho základnímu nastavení a obsluze stačí pokyny uvedené v tomto návodu). 2. V pracovním kmitočtovém pásmu 1 ÷ 11 GHz proveďte amplitudovou a fázovou kalibraci analyzátoru. Přesné referenční hodnoty, tj. hodnotu 0 dB pro měření velikosti přenosu a odrazu a hodnotu 0° pro měření argumentu (fázového posuvu) přenosu a odrazu, nastavte na středním kmitočtu 6 GHz. Stanovte maximální amplitudovou odchylku nastavené kalibrační úrovně 0 dB v pracovním pásmu kmitočtů. Jako kalibrační normály použijte přímé koaxiální propojení s útlumem 26 dB (pro měření přenosu) a koaxiální zkrat (pro měření odrazu). Při kalibraci pro měření odrazu posuďte rozdíly při použití kalibrace nakrátko a naprázdno. 3. Změřte modulovou (amplitudovou) útlumovou kmitočtovou charakteristiku dutého kovového vlnovodu R 100 obdélníkového příčného průřezu v pásmu kmitočtů 1 až 11 GHz a určete z ní mezní kmitočet vlnovodu fm . Změřenou hodnotu porovnejte s teoretickým výpočtem. Ke změřené modulové útlumové charakteristice vlnovodu zobrazte a zakreslete i jeho argumentovou (fázovou) útlumovou charakteristiku a ujasněte si jejich vzájemnou souvislost, zejména v okolí mezního kmitočtu fm . Podobně postupujte při zobrazení modulové a argumentové kmitočtové charakteristiky zpětného odrazu RL vlnovodu. 4. Pomocí zobrazené modulové útlumové kmitočtové charakteristiky nalaďte koaxiální filtr typu dolní propust s mezním (lomovým) kmitočtem cca 5 GHz tak, aby v pásmu 0 ÷ 5 GHz nepřekročil maximální útlum filtru hodnotu 2,5 dB a v pásmu 6,5 ÷ 11 GHz neklesl přenosový útlum filtru pod hodnotu 30 dB. Modulovou útlumovou charakteristiku naladěného (nastaveného) filtru v rozsahu kmitočtů 1 ÷ 11 GHz zakreslete. Zobrazte a zakreslete rovněž modulovou kmitočtovou charakteristiku zpětného útlumu RL naladěného filtru a posuďte její souvislost s jeho přenosovou charakteristikou. 5. Pomocí jednokolíkového impedančního transformátoru impedančně přizpůsobte vlno-vodovou trychtýřovou anténu na kmitočtu 9,5 GHz. Ze zobrazené kmitočtové charakteristiky zpětného útlumu antény a impedančního transformátoru stanovte šířku kmitočtového pásma, v němž vstupní poměr stojatých vln přizpůsobené antény nepřekročí hodnotu 1,5.

54


HP 8408B HP 11713A

PKV1

PJ

KV

HP 8410C

PKV2 FDP

OA

ZJ HP 8412B

HP 8350B

1 KZ

TA

VF

G

IT

PKV 3

HP 83592A

HP 85040B

2

TJ

A2

A1

KK


Měření pomocí mikrovlnného obvodového analyzátoru G VF OA ZJ PJ TJ A1 A2 KK KZ KV PKV1,2 FDP TA IT PKV3

mikrovlnný generátor HP 8350B zásuvná vysokofrekvenční jednotka HP 83592A 0,01 ÷ 20 GHz obvodový analyzátor HP 8410C zobrazovací jednotka HP 8412B přepínací jednotka HP 11713A testovací jednotka HP 85040B 0,5 - 18,0 GHz pevný koaxiální zeslabovač SUHNER 6820 17B 20 dB pevný koaxiální zeslabovač HP 8492A 6 dB spojovací koaxiální kabel širokopásmový koaxiální zkrat TESLA CENM 012 02 kovový vlnovod R 100 TESLA QAV 222 03 přechod koaxiál - vlnovod TESLA QBV 222 20 - 2 ks koaxiální filtr typu dolní propust vlnovodová trychtýřová anténa v rovině H jednokolíkový impedanční transformátor TESLA QEV 222 11 přechod koaxiál - vlnovod SUHNER 3102


5.

55

Měření pomocí mikrovlnného obvodového analyzátoru POKYNY

K

MĚŘENÍ

1. Před vlastním měřením i kalibrací obvodového analyzátoru HP 8408B jej nastavíme do příslušného režimu. Všechny dílčí části analyzátoru je vhodné zapnout do napájecí sítě alespoň 10 minut před vlastním měřením; výjimkou je pouze A/D převodník (A/D Converter) HP 59313A, který pro daná (ruční) měření nemusí být zapnut. Mikrovlnný generátor G HP 8350B nastavíme do režimu kmitočtového rozmítání od 1 GHz do 11 GHz. Stiskneme tlačítko START , čímž nastavíme kmitočtově rozmítaný režim práce generátoru mezi dvěma kmitočty (START a STOP). Hodnotu těchto kmitočtů čteme na levém a pravém displeji FREQUENCY a lze je měnit pomocí příslušného knoflíku (levého či pravého) nebo (pohodlněji a rychleji) zadáním číselné hodnoty a měrné jednotky (GHz, MHz) z numerické klávesnice generátoru. Dolní kmitočet 1 GHz nastavíme stisknutím tlačítek START 1 GHz , horní kmitočet obdobně tlačítky STOP 1 1 GHz . Dobu periody kmitočtového rozmítání čteme na druhém displeji FREQUENCY/TIME a nastavíme ji na 0,035 sekund (tlačítka TIME . 0 3 5 s ). Výstupní výkon generátoru nastavíme na hodnotu 6 dBm (údaj na displeji POWER na vysokofrekvenční zásuvné jednotce VF HP 83592A pomocí tlačítek POWER LEVEL 6 dBm ) v režimu s vnitřní výkonovou stabilizací (svítící LED dioda na tlačítku INT skupiny ALC MODE). K výstupnímu konektoru 1 (REFLECTION/TRANSMISSION TEST PORT) a ke vstupnímu konektoru 2 (TRANSMISSION RETURN) na testovací jednotce TJ jsou pro všechna naše měření připojeny přechody z přesných konektorů APC-7 na konektory typu N, s nimiž se lépe manipuluje. Neodpojovat !! Ke vstupnímu konektoru 2 je dále trvale připojen přesný koaxiální zeslabovač (atenuátor) A2 6 dB, spojovací koaxiální kabel a na jeho začátku další přesný koaxiální zeslabovač A1 o hodnotě 20 dB. Tyto atenuátory slouží k ochraně vstupních obvodů analyzátoru proti přetížení a nesmějí být během měření odpojovány. Podle zakončení obvodu, který při různých měřeních připojujeme k atenuátoru A1 používáme k propojení pomocnou koaxiální propojku s oboustranným zakončením konektory N.

2. Kalibraci celého měřicího systému uskutečníme v kmitočtovém pásmu 1 až 11 GHz, do něhož jsme v předchozím kroku nastavili generátor G. Stisknutím tlačítek M 1 6 GHz aktivujeme na generátoru G kmitočtovou značku na tomto kmitočtu. Značka, jejíž kmitočtovou hodnotu čteme na displeji FREQUENCY/TIME, se projeví jako rozsvícený bod na zobrazeném průběhu na obrazovce zobrazovací jednotky ZJ (podle potřeby je nutno snížit jas stopy na obrazovce knoflíkem INTENSITY). a) Kalibrace pro měření přenosu: Na přepínací jednotce PJ stiskneme tlačítko 0 (rozsvítí se dioda LED), čímž se celý analyzátor uvede do režimu měření přenosových charakteristik obvodu zapojeného mezi výstupní a vstupní konektory 1 a 2 testovací jednotky TJ. Pro kalibraci analyzátoru propojíme tyto konektory přímo spojovacím kabelem (včetně připojených zeslabovačů A1 a A2). Přepínač "FREQ RANGE (GHz)" na jednotce obvodového analyzátoru OA HP 8410C je v poloze AUTO, červeným knoflíkem "SWEEP STABILITY" nastavíme optimální zobrazení na obrazovce zobrazovací jednotky ZJ HP 8412B (kreslená stopa je stabilní, bez zákmitů a bez nahodilých impulzních poruch). Přepínač "MODE" na zobrazovací jednotce ZJ je v poloze AMPL (tj. měření či kalibrace velikosti přenosu), přepínač "AMPL dB/DIV" v poloze 10 (dB/dílek). Na přepínačích "TEST CHANNEL GAIN (dB)" nastavíme hodnotu 26 dB, tedy stejný útlum, jaký představují atenuátory A1 a A2 v měřicím kanálu. Knoflíkem "AMPLITUDE VERNIER" na jednotce analyzátoru OA pak nastavíme stopu na obrazovce na její střední (tj. nulovou) úroveň. Přepínačem "AMPL dB/DIV" zvyšujeme nyní citlivost zobrazení (2,5 dB/dílek, příp. 1 dB/dílek) a knoflíkem "AMPLITUDE VERNIER" nastavíme kmitočtovou značku 6 GHz (svítící bod) přesně na nulovou (střední) úroveň 0 dB. Poznamenáme si nastavení přepínačů "TEST CHANNEL GAIN (dB)" a zapíšeme maximální kladnou a zápornou odchylku zvlněného kalibračního průběhu od úrovně 0 dB. Během žádného dalšího měření pak neměníme polohu knoflíku "AMPLITUDE VERNIER".

56


Přepínač "MODE" na zobrazovací jednotce ZJ přepneme do polohy PHASE (tj. měření či kalibrace argumentu - fáze přenosu), přepínač "PHASE DEG/DIV" je v poloze 90 (°/dílek). Přepínači "PHASE OFFSET" a "DEGREES" na zobrazovací jednotce ZJ a knoflíkem "PHASE VERNIER" na jednotce analyzátoru OA nastavíme stopu na obrazovce tak, aby kmitočtová značka 6 GHz (svítící bod) byla přesně na nulové (střední) úrovni 0°. Nastavení jednotlivých přepínačů si poznamenáme, polohu knoflíku "PHASE VERNIER" během dalších měření neměníme. b) Kalibrace pro měření odrazu: Na přepínací jednotce PJ stiskneme tlačítko 0 (dioda LED na tlačítku zhasne), čímž je analyzátor uveden do režimu měření zpětného útlumu RL (Return Loss) na vstupu obvodu zapojeného k výstupnímu konektoru 1 na testovací jednotce TJ. Útlum RL je dle vztahu (5.2) vlastně logaritmickou mírou velikosti (modulu) činitele odrazu | ρ |, příp. poměru stojatých vln PSV. Ke kalibraci analyzátoru pro tato měření odpojíme od konektoru 1 spojovací koaxiální kabel včetně atenuátoru A1 a ke konektoru 1 přišroubujeme širokopásmový koaxiální zkrat KZ jakožto normál činitele odrazu (ρ = –1, a tedy RL = 0 dB). Přepínač "MODE" na zobrazovací jednotce ZJ je v poloze AMPL (tj. měření či kalibrace velikosti útlumu RL), přepínač "AMPL dB/DIV" v poloze 10 (dB/dílek). Při nezměněné poloze knoflíku "AMPLITUDE VERNIER" z předchozí kalibrace nastavíme nyní přepínači "TEST CHANNEL GAIN (dB)" kmitočtovou značku 6 GHz (svítící bod na stopě na obrazovce) přesně na nulovou (střední) úroveň 0 dB. Přepínačem "AMPL dB/DIV" zvyšujeme nyní citlivost zobrazení (2,5 dB/dílek, příp. 1 dB/dílek) a zjistíme maximální kladnou a zápornou odchylku zvlněného kalibračního průběhu od úrovně 0 dB. Do protokolu si poznamenáme i nové nastavení přepínačů "TEST CHANNEL GAIN (dB)". Důležité je neměnit při této kalibraci původní polohu knoflíku "AMPLITUDE VERNIER" z předchozí kalibrace pro měření přenosu. Přepínač "MODE" na zobrazovací jednotce ZJ přepneme do polohy PHASE (tj. měření či kalibrace argumentu - fáze útlumu RL), přepínač "PHASE DEG/DIV" je v poloze 90 (°/dílek). Přepínači "PHASE OFFSET" a "DEGREES" na zobrazovací jednotce ZJ při nezměněné poloze knoflíku "PHASE VERNIER" nastavíme stopu na obrazovce tak, aby kmitočtová značka 6 GHz (svítící bod) byla (pokud možno) přesně na hodnotě 0°. Nastavení jednotlivých přepínačů zapíšeme. Přesvědčte se, že při odpojení koaxiálního zkratu KZ od konektoru 1 a jeho ponechání v otevřeném stavu (tedy přibližně „naprázdno“) se nastavená amplitudová kalibrační úroveň 0 dB (poloha AMPL přepínače "MODE") prakticky nezmění, zatímco fázový úhel (poloha PHASE přepínače "MODE") se změní z 0° při kmitočtu 6 GHz na hodnotu přibližně ± 180° tak, jak to odpovídá změně argumentu činitele odrazu ve stavech nakrátko - naprázdno. Poznámka: Při správných měřeních se každá kalibrace (pro měření přenosu a pro měření odrazu) provádí samostatně (tj. samostatně se nastavují všechny regulační prvky při každé kalibraci). To umožňuje např. nastavit při kalibraci pro měření odrazu argument (fázový úhel) činitele odrazu zkratu na středním kmitočtu na „fyzikálně správnou“ hodnotu ±180°. Náš kalibrační postup je zjednodušený a je zvolen jen s ohledem na „úsporu“ času v laboratoři. 3. Do přenosového měřicího kanálu mezi konektor 1 a atenuátor A1 (připojený kabelem KK a atenuátorem A2 ke konektoru 2) zapojíme úsek dutého kovového vlnovodu R 100 se širokopásmovými přechody koaxiál-vlnovod PKV. Analyzátor přepneme do režimu měření přenosu (rozsvícené tlačítko 0 . na přepínací jednotce PJ), přepínač "MODE" na zobrazovací jednotce ZJ v poloze AMPL. Přepínači "TEST CHANNEL GAIN (dB)", příp. přepínačem "AMPL dB/DIV" nastavíme vhodné zobrazení celého průběhu modulu (velikosti) přenosového útlumu vlnovodu v pásmu 1 až 11 GHz. Při jakémkoli nastavení těchto přepínačů je hodnota útlumu na střední úrovni rastru obrazovky dána rozdílem aktuálního nastavení přepínače "TEST CHANNEL GAIN (dB)" a jeho nastavení při kalibraci přenosu, tj. –26 dB. Bude-li tedy např. tento přepínač při měření nastaven na hodnotu –66 dB, je skutečná hodnota útlumu na střední úrovni rastru obrazovky rovna –66 – (–26) = –66 + 26 = –40 dB. Ostatní úrovně rastru jsou pak určeny nastavením přepínače "AMPL dB/DIV". Tímto způsobem - vždy pro konkrétní nastavení ocejchujte svislé osy předtištěných rastrů ve Vašem protokolu o měření. V zobrazeném průběhu kmitočtové charakteristiky přenosového útlumu vlnovodu nastavte nyní aktivovanou kmitočtovou značku (knoflíkem u displeje FREQUENCY/TIME) zhruba do poloviční útlumové úrovně mezi propustné a nepropustné pásmo vlnovodu (úroveň cca –30 dB). Pro přesnější nastavení značky lze celé zobrazení kmitočtově „roztáhnout“, tj. zmenšit rozmítání např. na rozsah od 5 do


57

7,5 GHz. Příslušný kmitočet takto nastavené značky odpovídá meznímu kmitočtu vlnovodu. Zkonfrontujte tento výsledek měření s teoreticky vypočtenou hodnotou fm pro dominantní vid TE10 . Zobrazte rovněž kmitočtovou závislost argumentu (fáze) přenosového útlumu vlnovodu (přepínač "MODE" na zobrazovací jednotce ZJ do polohy PHASE) a zakreslete ji do protokolu. Současným zobrazením obou průběhů (přepínač "MODE" na zobrazovací jednotce ZJ v poloze DUAL) posuďte vzájemnou souvislost obou charakteristik. Analyzátor přepneme do režimu měření odrazu (zhasnuté tlačítko 0 na přepínací jednotce PJ) a obdobným postupem zobrazíme a do protokolu zakreslíme modulovou a argumentovou charakteristiku činitele odrazu (zpětného útlumu). Opět zvolíme vhodné zobrazení a ocejchujeme „amplitudovou“ stupnici rastru obrazovky. Pozor, že kalibrační nastavení přepínačů pro měření odrazu bylo jiné než pro měření přenosu!! Při znalosti chování vlnovodu v pásmech propustnosti a nepropustnosti posuďte vzájemnou souvislost modulových kmitočtových charakteristik jeho přenosu a odrazu (zpětného útlumu). 4. Do přenosového měřicího kanálu mezi konektor 1 a atenuátor A1 (připojený kabelem KK a atenuátorem A2 ke konektoru 2) zapojíme koaxiální kmitočtový filtr FDP typu dolní propust. Jeho zjednodušená vnitřní konstrukce a principiální náhradní schéma jsou nakresleny v protokolu. Filtr lze na požadovaný průběh jeho kmitočtové charakteristiky vyladit celkem 7 kapacitními šrouby, z nichž 3 jsou v daném filtru pevně fixovány - nehýbejte s nimi. Analyzátor přepneme do režimu měření přenosu (rozsvícené tlačítko 0 na přepínací jednotce PJ), přepínač "MODE" na zobrazovací jednotce ZJ je v poloze AMPL. Přepínači "TEST CHANNEL GAIN (dB)", příp. přepínačem "AMPL dB/DIV" nastavíme vhodné zobrazení celého průběhu modulu (velikosti) přenosového útlumu vlnovodu v pásmu 1 až 11 GHz. Tlačítky M 1 a M 2 na generátoru G aktivujeme dvě kmitočtové značky: první nastavíme na kmitočet 5 GHz ( M 1 5 GHz ), druhou na kmitočet 6,5 GHz ( M 2 6 . 5 GHz ). Postupným šroubováním čtyř ladicích kapacitních šroubů se nyní snažíme nastavit modulovou útlumovou charakteristiku filtru tak, aby co nejlépe splnila útlumové toleranční požadavky uvedené v zadání a v protokolu o měření. Jednotlivé ladicí šrouby se vzájemně ovlivňují - je proto nutno jejich nastavení opakovaně upravovat a korigovat dle zobrazovaného průběhu charakteristiky. Nepodaří-li se Vám nastavit charakteristiku filtru na požadované toleranční limity, požádejte o pomoc učitele. Analyzátor přepněte do režimu měření odrazu, tj. zpětného útlumu RL (zhasnuté tlačítko 0 na přepínací jednotce PJ) a obdobným postupem zobrazte a do protokolu zakreslete modulovou charakteristiku činitele odrazu (zpětného útlumu) filtru v pásmu 1 až 11 GHz a posuďte jejich vzájemnou souvislost. Zvolte vhodné zobrazení a ocejchujte „amplitudovou“ stupnici rastru obrazovky. 5. Protože danou trychtýřovou anténu máme impedančně přizpůsobit na kmitočtu 9,5 GHz, uvedeme generátor G do režimu kmitočtového rozmítání v okolí tohoto kmitočtu: nastavíme střední kmitočet rozmítání na hodnotu 9,5 GHz (tlačítka CF 9 . 5 GHz ) a kmitočtový zdvih rozmítání na hodnotu 4 GHz (tlačítka ∆ F 4 GHz ); kmitočtová osa na obrazovce tedy nyní sahá od 5,5 GHz do 13,5 GHz, její střed je na kmitočtu 9,5 GHz. Na tomto kmitočtu rovněž aktivujeme jednu kmitočtovou značku (tlačítka M 1 9 . 5 GHz ). Pro takto nastavený pracovní režim generátoru nyní znovu měřicí systém přesně zkalibrujeme pro měření odrazu: Analyzátor uvedeme do režimu měření zpětného útlumu RL (Return Loss) (zhasnuté tlačítko 0 na přepínací jednotce PJ). Ke konektoru 1 testovací jednotky TJ přišroubujeme širokopásmový koaxiální zkrat KZ. Přepínač "MODE" na zobrazovací jednotce ZJ je v poloze AMPL, přepínač "AMPL dB/DIV" v poloze 10 (dB/dílek). Přepínači "TEST CHANNEL GAIN (dB)" a knoflíkem "AMPLITUDE VERNIER" nastavíme nyní kmitočtovou značku 9,5 GHz (svítící bod na zobrazené stopě na obrazovce) přesně na nulovou (střední) úroveň 0 dB, tj. RL = 0 dB, neboli | ρ | = 1. Přepínačem "AMPL dB/DIV" zvyšujeme citlivost zobrazení (2,5 dB/dílek, příp. 1 dB/dílek) a korigujeme přesné nastavení bodu 9,5 GHz na úroveň 0 dB. Poznamenáme si nové nastavení přepínačů "TEST CHANNEL GAIN (dB)" a knoflíkem "AMPLITUDE VERNIER" při dalším měření již nehýbeme. Přepínač "MODE" na zobrazovací jednotce ZJ přepneme do polohy PHASE, přepínač "PHASE DEG/DIV" je v poloze 90 (°/dílek). Přepínači "PHASE OFFSET", "DEGREES" a knoflíkem "PHASE VERNIER" nastavíme stopu na obrazovce tak, aby kmitočtová značka 9,5 GHz (svítící bod) byla na hodnotě ±180°.

58


Ke konektoru 1 připojíme nyní sestavu přechodu koaxiál-vlnovod PKV3 , jednokolíkového impedančního transformátoru IT a trychtýřové antény TA. Přepínač "MODE" na zobrazovací jednotce ZJ přepneme do polohy AMPL. Změnou nastavení ovládacích prvků impedančního transformátoru IT, tj. změnou hloubky zasunutí kolíku h a jeho posouváním v podélném směru d, nyní postupně docílíme stavu, kdy na kmitočtu 9,5 GHz (tedy v „místě“ kmitočtové značky) je nastavena maximální (záporná) hodnota měřeného zpětného útlumu RL, tedy dle (5.2) nejmenší velikost činitele odrazu | ρ |. Podle potřeby přitom zmenšujeme kmitočtový zdvih rozmítání (tlačítka ∆ F . . . . MHz ) z původních 4 GHz na 1 GHz, 500 MHz až např. na 100 MHz pro jemnější doladění impedančního transformátoru. Přepínači "TEST CHANNEL GAIN (dB)" přitom nastavujeme vhodné zobrazení celého průběhu RL na obrazovce analyzátoru a výše popsaným způsobem určíme měřítko svislé osy zobrazení. Pro optimální nastavení impedančního transformátoru IT zapíšeme polohu jeho kolíku h a d a ze zobrazeného průběhu zpětného útlumu čteme jeho velikost v „místě“ kmitočtové značky na kmitočtu 9,5 GHz. Z hodnoty RL určíme odpovídající velikost poměru stojatých vln na vstupu impedančně přizpůsobené antény. Jeho hodnota by měla být (podstatně) menší než 1,1. Zdvih kmitočtového rozmítání nastavíme na 500 MHz (tlačítka ∆ F 5 0 0. MHz ). Ze zadané (požadované) maximální přípustné hodnoty vstupního poměru stojatých vln určíme ze vztahu (5.2) odpovídající minimální hodnotu zpětného útlumu RLmin. Přepínači "TEST CHANNEL GAIN (dB)" nastavíme vhodné zobrazení celého průběhu tak, aby hodnota RLmin byla „dostatečně“ zobrazena. Na generátoru G aktivujeme dvě kmitočtové značky (postup byl vysvětlen výše). Každou z nich nastavíme tak, aby „ležely“ na vypočtené úrovni RL po obou stranách středního kmitočtu vyladěného impedančního transformátoru 9,5 GHz. Na displeji FREQUENCY/TIME přečteme postupně hodnoty kmitočtů obou takto nastavených značek a jejich rozdílem zjistíme šířku pásma ∆f, v němž poměr stojatých vln na vstupu impedančně přizpůsobené antény nepřekročí zadanou hodnotu PSVmax . Přesvědčte se, že uvedené impedanční přizpůsobení pomocí jednokolíkového transformátoru je poměrně úzkopásmové. Zobrazený kmitočtový průběh modulu zpětného útlumu RL zakreslíme do protokolu a popíšeme svislou osu grafu. Vyznačíme i obě kmitočtové značky nastavené výše uvedeným způsobem. Přepnutím přepínače "MODE" na zobrazovací jednotce ZJ do polohy PHASE zobrazíme kmitočtový průběh argumentu činitele odrazu a rovněž jej zakreslíme do protokolu o měření.

VYSOKOFREKVENČNÍ A MIKROVLNNÁ TECHNIKA

Recommend Documents