VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií Ústav radioelektroniky
VSTUPNÍ NÍZKOFREKVENČNÍ KOREKČNÍ ZESILOVAČ diplomová práce
Studijní obor:
Elektronika a sdělovací technika
Jméno studenta:
Josef HEJNÝ
Vedoucí diplomové práce:
Ing. Tomáš Kratochvíl
Originál zadání diplomové práce
2
BRNO UNIVERSITY OF TECHNOLOGY Faculty of Electrical Engineering and Communication Institute of Radio Electronics
Low frequency correction pre-amplifier Diploma Thesis
Study Specialization:
Electronics and Communication
Author:
Josef HEJNÝ
Supervisor:
Ing. Tomáš Kratochvíl
ABSTRACT The aim of this thesis was to design, simulate and construct the laboratory tool. Low noise low frequency correction amplifier dedicated to seminar of audio technology. Amplifier is designed in structure of separate blocks. First is input amplification with high gain. Made of low-noise high-speed precision operational amplifier OP27G or made of bipolar transistor. Next part is block of three different frequency corrections. RIAA correction is used for gramophone signal rectification. Second and third one is for tape recorder reading head using two speeds of magnetic tape. For 16,05 cm/s and for 4,8 cm/s. These corrections are important because it’s technologically impossible to record signal with linear frequency characteristic on magnetic tape and on gramophone record. Last block is used for terminal amplification and for impedance separation from output. Design of all used circuits is responsible to low noise. Noise can be considered as anything, when added to the signal, reduces its information content. But not only external disturbance add to the signal noise. So do passive and unfortunately active components. It is necessary be careful when choosing components and board circuit. So all operation amplifiers are from group of „ultra low noise“ and passive components are selected to make low noise too. Key words: Low noise, frequency correction, RIAA, input amplifier 3
Prohlášení Prohlašuji, že svou diplomovou práci na téma „Vstupní nízkofrekvenční korekční zesilovač“ jsem vypracoval samostatně pod vedením vedoucího diplomové práce a s použitím odborné literatury a dalších informačních zdrojů, které jsou všechny uvedeny v seznamu literatury na konci práce.
V Brně dne ...............
............................................ (podpis autora)
4
Poděkování Děkuji vedoucímu diplomové práce Ing. Tomášovi Kratochvílovi za účinnou metodickou, pedagogickou a odbornou pomoc a další cenné rady při zpracování mé diplomové práce.
V Brně dne ...............
..................................... (podpis autora)
5
Obsah Seznam obrázků ....................................................................................................... 7 Seznam tabulek ........................................................................................................ 8 1 Rozbor zadání ................................................................................................... 9 1.1 Úvod............................................................................................................. 9 1.2 Postup řešení projektu ................................................................................. 9 2 Základní zdroje šumu..................................................................................... 12 2.1 Tepelný šum............................................................................................... 12 2.2 Výstřelový šum (Shot noise)....................................................................... 12 2.3 Partitivní šum ............................................................................................. 13 2.4 Šum typu 1/f ............................................................................................... 13 2.5 Praskavý šum (Popcorn noise)................................................................... 13 3 Šumové vlastnosti elektronických součástek ............................................. 14 3.1 Šum pasivních součástek........................................................................... 14 3.2 Šum tranzistorů .......................................................................................... 14 3.2.1 Šum bipolárních tranzistorů................................................................. 14 3.2.2 Šum unipolárních tranzistorů............................................................... 16 3.2.3 Srovnání použití bipolárních a unipolárních tranzistorů....................... 16 3.2.4 Paralelní spojení většího počtu tranzistorů ......................................... 16 3.3 Šumové vlastnosti operačních zesilovačů.................................................. 17 3.4 Zpětná vazba a její vliv na šumové poměry zapojení ................................. 17 3.5 Výběr součástek......................................................................................... 19 4 Návrh vstupního zesilovač ............................................................................ 21 4.1 Vstupní zesilovač s OZ............................................................................... 21 4.2 Vstupní zesilovač s diskrétními prvky......................................................... 24 5 Návrh obvodů kmitočtových korekcí ............................................................ 28 5.1 Korekce RIAA............................................................................................. 28 5.2 Korekce posuvu magnetofonového pásku 19,05 cm/s ............................... 29 5.3 Korekce posuvu magnetofonového pásku 4,8 cm/s ................................... 31 6 Návrh koncového zesilovacího stupně ........................................................ 33 7 Realizace zesilovače ...................................................................................... 34 7.1 Kmitočtová a napěťová kompenzace operačních zesilovačů ..................... 34 7.2 Použité operační zesilovače....................................................................... 35 Použitá literatura .................................................................................................... 37 Přílohy ..................................................................................................................... 38 A. Celkové schéma zapojení zesilovače......................................................... 38 B. Deska plošného spoje ................................................................................ 40 C. Rozložení součástek na desce plošného spoje.......................................... 42 D. Rozpiska součástek ................................................................................... 43 E. Vzorový protokol o měření ......................................................................... 46 F. Modulové frekvenční charakteristiky .......................................................... 52 G. Průběhy osciloskopu při oživování přípravku ............................................. 56
6
Seznam obrázků Obr. 1.1 Blokové schéma zesilovače.........................................................................11 Obr. 3.1 Princip zpětné vazby ...................................................................................17 Obr. 3.2 Náhradní obvod pro vyjádření šumu zpětnovazebních rezistorů .................19 Obr. 3.3 Aktivní tlumení .............................................................................................19 Obr. 4.1 Neinvertující zapojení ..................................................................................21 Obr. 4.2 Neinvertující zapojení s aktivním tlumením .................................................22 Obr. 4.3 Celkové zapojení vstupního zesilovače s operačním zesilovačem..............24 Obr. 4.4 Zapojení diferenčního zesilovače s OZ........................................................24 Obr. 4.5 Celkové zapojení vstupního zesilovače s diskrétními prvky ........................27 Obr. 5.1 Linley-Hoodův RIAA korektor ......................................................................29 Obr. 5.2 Obvod kmitočtové korekce RIAA .................................................................29 Obr. 5.3 Obvod kmitočtové korekce pro posuv pásku 19,05cm/s..............................31 Obr. 5.4 Obvod kmitočtové korekce pro posuv pásku 4,8cm/s..................................32 Obr. 6.1 Obvod výstupního zesilovače ......................................................................33 Obr. 7.1 Kompenzace vstupní napěťové nesymetrie OP27GP .................................34 Obr. 7.2 Zapojení kmitočtové a napěťové kompenzace NE5534AN .........................35
7
Seznam tabulek Tab. 3.1 Příklady nízkošumových OZ (f = 1 kHz) ......................................................20 Tab. 5.1 Kmitočtová charakteristika korekce RIAA....................................................28 Tab. 5.2 Kmitočtová charakteristika korekce pro posuv 19,05 cm/s ..........................30 Tab. 5.3 Kmitočtová charakteristika korekce pro posuv 4,8cm/s ...............................31
8
1
Rozbor zadání
1.1 Úvod Prakticky v každém odvětví sdělovací techniky jsme nuceni řešit problémy spojené s šumem. Problémy spojené s omezením jeho vzniku, potlačení důsledků které má na přenos informací a samozřejmě s návrhem zapojení která již ve své podstatě šum omezují. Výjimkou není ani nízkofrekvenční technika. Šumem se z elektrotechnického hlediska rozumí jakékoliv spektrální složky rušivého napětí či proudu s frekvencí vyšší než 0,01 Hz. Uvažovaný nízkofrekvenční nízkošumový korekční vstupní zesilovač má sloužit jako vstupní a korekční blok zesilovače zvukového signálu. A to v oblasti akustických kmitočtů, které je schopno lidské ucho vnímat (20 Hz – 20 kHz). Požadujeme aby v tomto celém frekvenčním pásmu byla přenosová charakteristika vstupního členu zesilovače lineární. Tudíž aby nedocházelo ke zkreslování vstupního nízkoúrovňového signálu z generátoru a aby tento signál byl zatížen minimální šumem (tedy byl šumově přizpůsoben). Tento signál se pak v bloku korekcí frekvenčně upraví, zpravidla s kmitočtovou charakteristikou inverzní k charakteristice zdroje, pro použití dynamické gramofonové přenosky korekcí RIAA a nebo korekcí pro snímání magnetofonu s posuvnou rychlostí pásku 4,8cm/s a 19,05cm/s. Takto upravený signál bude mít na výstupu konstantní hodnotu napětí 300mV, což je hodnota běžně používaná jako vstupní napětí koncových zesilovačů. Z toho vyplývá, že koncové řešení nebude navrženo jako celek, ale po jednotlivých blocích s možností směrovat signál přes jednotlivé korekce, případně s úplným vypnutí jakýchkoliv frekvenčních úprav.
1.2 Postup řešení projektu Cílem diplomové práce je seznámit se se zdroji šumu působícími v analogové technice, možnostmi jeho odstranění a potlačení a s problematikou návrhu nízkofrekvenčních nízkošumových obvodů. Na základě těchto znalostí pak dle zadaných požadavků navrhnout přípravek. Ten odsimulovat pomocí PC, v prostředí např. programu PSpice. Dalším krokem je realizace funkčního prototypu zesilovače, který bude sloužit jako přípravek pro použití v laboratoři nízkofrekvenční techniky. U takto realizovaného přípravku dále změřit kmitočtové a časové charakteristiky a navrhnout vzorový protokol o měření společně s postupy měření jednotlivých parametrů. Klíčové bude zvolení součástek. Zde bude důležité, zejména pro dobrou reprodukovatelnost, použít prvky finančně dostupné avšak s nízkým šumem. Dnes je situace v tomto ohledu poměrně dobrá, je obrovský výběr součástek a v katalozích jsou uváděny velice podrobné údaje a grafy. Výběr nám pak usnadní zejména graf závislostí šumového čísla na kmitočtu. Výběr kvalitních nízkošumících součástek se ale netýká jenom integrovaných obvodů, nebo tranzistorů, ale také pasivních součástek. Dle zadání bude proveden návrh jak pomocí diskrétních prvků, tak pomocí integrovaných obvodů. Dalo by se říct, že realizace pomocí diskrétních prvků by měla vykazovat lepší šumové i frekvenční vlastnosti, ale rozdíl oproti integrovaným obvodům bude již mininální.
9
1.3 Koncepce zesilovače Základní úvahou je nenavrhovat zesilovač jako celek, ale jak už bylo řečeno, blokově. Koncepce je uvedena na Obr. 1.1. Výhodou tohoto postupu je možnost zabývat se požadavky na zesilovač poněkud odděleně. Nejdůležitější požadavky na jednotlivé části jsou pak pro vstupní zesilovač: - dostatečně vysoký zisk, - zároveň co nejnižší šumové číslo, - lineární přenos v celém užitečném kmitočtovém pásmu - určit danou vstupní impedanci. U obvodů kmitočtových korekcí: - na kmitočtu f = 1 kHz jednotkový zisk, - s dostatečnou přesností kmitočtově upravit signál. A pro koncový zesilovač: - impedanční oddělení obvodů korekcí, - konečné zesílení signálu na požadovanou úroveň, - definovat výstupní impedanci celého zapojení.
10
Obr. 1.1 Blokové schéma zesilovače
11
2
Základní zdroje šumu
2.1 Tepelný šum Tepelný šum je způsoben pohybem nosiče náboje v rezistoru o odporu R a má za následek vznik šumového elektromotorického napětí uΘ na jeho svorkách. Spektrální hustota napětí je určena Nyquistovým vztahem [2],
S u,Θ (ω ) = 4kΘR ,
(2.1)
k = 1,38 . 10-23 [J/K] je Boltzmanova konstanta, Θ je absolutní teplota rezistoru, R je odpor rezistoru.
kde
Tepelný šum lze aproximovat bílým šumem, protože v celém kmitočtovém pásmu má konstantní hodnotu, tudíž je na kmitočtu nezávislý. Náhradní obvod reálného rezistoru je realizován pomocí ideálního nešumícího rezistoru R sériově připojeného k napěťovému zdroji šumového napětí uΘ . Respektive paralelní kombinaci proudového zdroje šumu iΘ a ideální vodivosti G. u Θ = 4kΘR(ω )∆f
(2.2)
iΘ = 4kΘG (ω )∆f
(2.3)
2
2
Pokud budeme uvažovat komplexní impedanci Z(ω)=R(ω)+jX(ω) hlavní podíl na vzniku tepelného šumu má pouze reálná složka R(ω) a velikost tohoto šumu bude závislá na frekvenci.
2.2 Výstřelový šum (Shot noise) Jedná se o šum daný vlivem impulsů proudu vznikajících důsledkem průchodů nosičů náboje otevřeným PN přechodem. Vzhledem k diskrétnímu charakteru nosičů, je tedy na proud I0 superponován i šumový proud in, označován jako výstřelový. Takový šumový proud se vyskytuje například u vakuových diod nebo u přechodu PN. Spektrum výstřelového šumu je dle [2] dáno vztahem 2
S i,n (ω) = 2qI 0 si0 ( jω) ,
kde
q I0 si0
(2.4)
je náboj každého impulsu proudu, je střední hodnota proudu tvořeného impulsy ∆i, je normované spektrum elementárního impulsu.
Lze dokázat [2], že pro kmitočty v oblasti akustického pásma můžeme vztah (2.4) aproximovat bílým šumem, pro který platí
S i,n (ω) = 2qI 0 .
(2.5)
12
2.3 Partitivní šum Tento typ šumu je přítomen u bipolárních tranzistorů a souvisí s náhodným rozdělením proudu mezi dvě větve (mezi dva obvody). Nosič náboje injekový z emitoru může s pravděpodobností λ rekombinovat v bázi (projde větví 1) a s pravděpodobností 1-λ dosáhne kolektoru (projde větví 2). Potom počet nosičů které dosáhnou báze je nB=λn0, respektive kolektoru nK=(1-λ)n0=n0-nB a kde n0 je celkový počet nosičů v oblasti rozdělení. Pak zdroj partitivního šumu vyjádříme jako proudový zdroj id zapojený mezi kolektor a bázi (větev 1 a 2) se spektrální hustoutou
S id (ω) = (1 − λ) ⋅ 2qI 0(1) , kde
(2.6)
I0(1) = λn0q je proud větví 1.
2.4 Šum typu 1/f Tento typ šumu je přítomen u většiny aktivních součástek a uplatňuje se na nízkých kmitočtech, kde jeho velikost nepřímo závisí na kmitočtu. Důvodem vzniku tohoto šumu je zachycování nosičů pastmi ležícími v oxidové vrstvě u povrchu polovodiče. Tyto pasti mají různou střední délku impulsů τ proudu ∆i od hodnot uvnitř polovodiče. Vliv na pravděpodobnost zachycení nosiče pastí má její vzdálenost d od povrchu polovodiče a tvarem a výškou potenciálové bariéry mezi polovodičem a pastí. Spektrum šumového proudu lze dle [2] aproximovat výrazem
S if (ω) = kde
S if (1) , ω
(2.7)
Sif(1) je hodnota spektrální funkce při jednotkovém kmitočtu.
2.5 Praskavý šum (Popcorn noise) Tento druh šumu vzniká dle [6] zejména v přechodu báze-emitor a je způsoben znečištěním oblasti emitoru ionty těžkých kovů. Vyznačuje se skoky mezi diskrétními šumovými úrovněmi. Jedná se především o proudový šum a uplatňuje se při vysokých vstupních impedancích.
13
3
Šumové vlastnosti elektronických součástek
3.1 Šum pasivních součástek V rezistorech se uplatňuje zejména vlastní tepelný šum, jeho velikost je udávána jako poměr šumového napětí un v µV a velikosti přiloženého napětí U0 ve V,[µV/V]. V ideálním případě není velikost generovaného šumového napětí závislá na proudu tekoucímu rezistorem. Tento nadměrný šum je nejvýraznější u uhlíkových odporů (až 10 µV/V), proto jsou zcela nevhodné pro aplikaci v nízkošumových systémech. Oproti tomu nejnižších hodnot dosahují odpory drátové a metalizované (až 0,05 µV/V). Dále by se obecně dalo říci, že vyšších hodnot šumového napětí dosahují rezistory miniaturní, pro naše účely se tedy bude více hodit použití rezistorů pro větší zatížení. Použití proměnný rezistorů, trimrů a potenciometrů je z hlediska šumu poměrně nevhodné, vyhneme se jejich použití zejména ve vstupních obvodech. Nastavení jezdce na proměnné odporové dráze je zdrojem velkého šumového napětí, nejlepší vlastnosti mají potenciometry cermentové a drátové. Ideální kapacitor a induktor je bezšumový. Při uvažování komplexní impedance je její reálná část zdrojem tepleného šumu. Kapacitor je dále vlivem ztrátového činitele tg δ zdrojem šumu na nízkých kmitočtech, za nejhorší z hlediska šumových vlastností jsou považovány kondezátory hliníkové elektrolytické. Na druhou stranu dobré vlastnosti mají typy s polyethylenovým dielektrikem.
3.2 Šum tranzistorů 3.2.1 Šum bipolárních tranzistorů Vlastní šum bipolárního tranzistoru se skládá z několika nezávislých zdrojů šumu [2]. a) Zdroj tepelného šumu odporu báze rbb, pro jehož střední hodnotu šumového napětí lze psát 2
u t = 4kΘrbb ∆f ,
(3.1)
k = 1,38 . 10-23 [J/K] je Boltzmanova konstanta, Θ je absolutní teplota [K], ∆f je šíře kmitočtového pásma.
kde
b) Výstřelový šum obou PN přechodů je dán vztahy 2
(3.2)
2
(3.2)
ic = 2qI C ∆f ib = 2qI B ∆f kde IC a IB jsou stejnosměrné proudy kolektoru resp. báze tranzistoru.
14
c) Střední kvadrát šumového proudu 1/f je dán vztahem 2
if =
KI Bδ ∆f , fψ
kde
K δ, Ψ
(3.4) je konstanta závislá na teplotě a typu tranzistoru (K nabývá hodnot 10-12 až 10-15) konstanty závislé na typu tranzistoru (0,9 < Ψ < 1,1), ( 1 < δ < 2)
Celkové šumové číslo F bipolárního tranzistoru je pak podle literatury [3] dáno vztahem ⎛ h U I C ⎜⎜ Rg + rgg + 21E T 2 I C ( Rg + rbb ) IC r F = 1 + bb + + ⎝ 2 2U T h21E Rg Rg 2U T h21E Rg
kde
2
⎞ ⎟⎟ ⎠ ,
(3.5)
h21E a h21e jsou statický a dynamický proudový zesilovací činitel, kT UT je teplotní napětí UT = = 0,026V . q
Dle [3] lze pak vyjádřit kvadráty napětí a proudu náhradních zdrojů šumu takto
un
2
2
I U 2 = (4kTrbb + 2q T + 2q C rbb ) ⋅ ∆f , IC h21E
2
in = 2qI B ∆f ,
(3.6) (3.7)
z podmínky ∂F / ∂IC = 0 pro optimální proud IC platí I Copt =
U T h21E , Rg + rbb
Fopt = 1 +
(3.8)
rbb 1 Rg + rbb + . Rg Rg h21E
(3.9)
Vzhledem k uvedeným vztahům, by se dalo říct, že při požadavku na nízkošumový zesilovač by se měla respektovat následující pravidla návrhu: Tranzistory použité ve vstupních obvodech by měli mít velké proudové zesílení h21E a to nejlépe již při nízkých hodnotách IC , dále pak co nejmenší vstupní odpor rbb. Klidové napětí UCE by nemělo být menší než 1 V, došlo by tak k výraznému zmenšení h21E, a nemělo by překročit 5 V, kde se začne zvyšovat podíl blikavého šumu 1/f. Klidový proud kolektoru IC musí být volen v souhlase se vztahem 3.8, který vede na relativně malé hodnoty (tranzistor pracuje v takzvaném „hladovém režimu“). Vzhle-
15
dem k těmto požadavkům volíme pro zapojení s malým šumem tranzistory PNP a to i přes jejich nižší proudový zesilovací činitel h21E.
3.2.2 Šum unipolárních tranzistorů Základními zdroji šumového napětí unipolárních tranzistorů jsou termický šum, vznikající na činné složce impedance kanálu a výstřelový šum hradla, vázaný na jeho stejnosměrný závěrný proud IG. Oba tyto zdroje šumu jsou kmitočtově nezávislé, v oblasti nízkých kmitočtů se ovšem uplatňuje šum typu 1/f, jehož velikost se snižujícím kmitočtem stoupá. Jeho hlavním příčinou je fluktuace hustoty nosičů náboje procházejících kanálem. [2] Kvadrát napětí ekvivalentního zdroje šumového napětí lze vyjádřit vztahem [3] 2
u n = 4 kT
f ⎞ 2 1 ⎛ ⎜⎜1 + 1 ⎟⎟ ⋅ ∆f , 3 gm ⎝ f ⎠
kde
gm f1
(3.10)
je strmost tranzistoru při nízkých kmitočtech, je charakteristický kmitočet šumu 1/f.
A náhradní zdroj proudu je dán výstřelovým šumem hradla dle vztahu 2
in = 2qI G ∆f
(3.11)
Šumové číslo unipolárních tranzistorů jen málo převyšuje jednotkovou hodnotu, podmínkou je ale kvalitní šumové přizpůsobení zdroje signálu s tranzistorem. Vnitřní odpor zdroje signálu RG pro takové přizpůsobení musí dosahovat řádu stovek kΩ. V ideálním případě, kdy uvažujme limitně nulovou konduktanci zdroje, je šumové číslo minimální, téměř jednotkové.
3.2.3 Srovnání použití bipolárních a unipolárních tranzistorů Šumové vlastnosti unipolárních tranzistorů jsou oproti bipolárním výhodnější a to vzhledem k uplatňování šumu 1/f. Ten se u unipolárních tranzistorů uplatňuje do několika desítek Hz oproti tomu u bipolárních až do řádu stovek Hz. U unipolárních tranzistorů se navíc neuplatňuje proudová složka šumu a to z důvodu velkého vstupního odporu tranzistoru. Zdroj signálu tak pracuje naprázdno. Dle [1] ale mají obvykle větší napěťovou složku šumu a pro impedance běžných zdrojů signálů se špatně šumově přizpůsobují. Rozhodnutí který tranzistor použít je jednoznačně závislé na velikosti vnitřního odporu zdroje signálu. Lepších parametrů unipolárních tranzistorů je možné využít pouze u zdrojů s RG v řádu stovek kΩ až MΩ, což jsou hodnoty poměrně vysoké.
3.2.4 Paralelní spojení většího počtu tranzistorů Paralelní spojení většího počtu tranzistorů je z hlediska šumových poměrů takové struktury poměrně zajímavé. Budeme-li uvažovat že hodnoty un a in jsou parametry
16
jednoho tranzistoru, pak pro parametry up a ip paralelního spojení n stejných tranzistorů platí 2
2
un , n 2 = in ⋅ n .
up = ip
2
(3.12) (3.13)
Snížení vstupního šumového napětí vede ke zlepšení šumových vlastností zesilovače, ke kterému je připojen zdroj signálu s RG menším, než je RGopt samotného tranzistoru. Počet tranzistorů není možno neúměrně zvyšovat, vedlo by to na přílišný nárůst šumového proudu in. Současným snížením šumového napětí a odevzdávání výkonu tranzistorů do stejné zátěže dojde ke zlepší odstupu užitečného signálu od šumu.
3.3 Šumové vlastnosti operačních zesilovačů Vlastnosti operačních zesilovačů závisí na parametrech tranzistorů použitých ve vstupních obvodech. V současné době jsou k dispozici řady operačních zesilovačů speciálně navržených jako nízkošumové, jejich parametry pak dosahují stejných hodnot jako diskrétní tranzistory. Je tedy možné dosáhnout stejných výsledků. Nízkošumové operační zesilovače jsou ve většině případů optimalizovány na nízký napěťový šum a mají větší proudový šum. To vede na zhoršení šumových vlastností zapojení u zdrojů signálu s velkým vnitřním odporem RG. Z toho vyplývá, že je vhodné používat nízkoimpedanční zdroje signálu. Navíc odpor zdroje signálu sám vnáší do obvodu tepelný šum a převádí proudové šumy OZ na šumy napěťové.
3.4 Zpětná vazba a její vliv na šumové poměry zapojení Zpětná vazba je v elektrotechnice často využívané zapojení. Principem je přivedení části výstupního signálu zpět na vstup. V závislosti na provedení ovlivňuje téměř všechny vlastnosti zesilovače.
A´u
u´1
u1
Au
β.u2
β
Obr. 3.1 Princip zpětné vazby 17
u2
Z obrázku Obr. 3.1 je patrné, že na vstupu dochází k vektorovému součtu signálu. Dle [1] je pak vstupní napětí u1 zapojení definováno vztahem u1 = u1 '+β ⋅ u 2 ,
kde
β
(3.14) je přenos zpětnovazební větve.
Z tohoto pak vychází Blackův vzorec celkového zesílení s uzavřenou smyčkou zpětné vazby
Au ' =
u2 . u1 − β ⋅ u 2
(3.15)
Jehož úpravou, [1], získáme vztah
Au ' =
Au 1 = , 1 − β ⋅ Au N
kde
N
(3.16) je stupeň zpětné vazby.
Pro hodnotu stupně zpětné vazby N platí, že bude-li 0
1 je zpětná vazba záporná. Pokud hodnota N>10, pak se jedná, dle [1], o silnou neboli určující zpětnou vazbu. Zpětná vazba má vliv na kmitočtovou závislost modulové a fázové charakteristiky. V případě že vazba je dostatečně silná, obvod má charakteristiku reciprokou s přenosem zpětnovazební větve. Závěry literatury [1] také ukazují, že záporná zpětná vazba má pozitivní vliv na drift zesílení zesilovače. Derivací Blackova vzorce, dojdeme k závěru, že po zavedení zpětné vazby je drift zesílení N x menší. Podobný způsobem ovlivňuje zpětná vazba i vstupní a výstupní impedanci celého zapojení. Pro seriovou zpětnou vazbu platí, [1], Z in 'S ≅ Z in ⋅ N ,
(3.17) (3.18)
Z out 'S ≅ Z out ⋅ N .
Pro paralelní vazbu pak platí,
Z in , N Z Z out 'P ≅ out . N
Z in 'P ≅
(3.19) (3.20)
Při zkoumání vlivu odporů zpětné vazby na šum zesilovače lze postupovat tak, že jejich vliv vyjádříme pomocí ekvivalentních odporů připojených ke vstupu přímé větve [3].
18
Obr. 3.2 Náhradní obvod pro vyjádření šumu zpětnovazebních rezistorů Pro neinvertující zapojení lze dokázat, že ekvivalentní odpor RS reprezentuje paralelní kombinaci obou zpětnovazebních odporů, jak bylo ukázáno v [3]. Protože u invertujícího zapojení dosahuje seriový odpor větších hodnot než RS u neinvertujícího zapojení, je v nízkošumových aplikacích neinvertujícímu zapojení dávána přednost. Zpětná vazba se dá ale využít i ke snížení šumu v obvodu a to aplikací metody aktivního tlumení. To lze úspěšně využít v okamžiku, kdy potřebujeme snížit vstupní odpor zesilovače a připojením paralelního odporu příslušné hodnoty bychom nepříznivě ovlivnily šumové poměry celého zesilovače. Tento požadavek vyřešíme připojením odporu R několikanásobně vyšším než je Rvst, na jehož svorky je vstupní napětí přivedeno ve vzájemné protifázi. Dojde tím ke zmenšení velikosti šumového proudu a pomocí přenosu smyčky zpětné vazby A pak můžeme nastavit požadovanou velikost vstupního odporu. Blokové schéma uvedeného principu v literatuře někdy označovaného jako Active Dump, nebo také jako nepravý bootstrap, je uvedeno na Obr.3.3. Výstupní odpor zesilovače po zavedení takovéto zpětné vazby dán vztahem [1]
Rvst =
R 1+ A
(3.21)
Obr. 3.3 Aktivní tlumení
3.5 Výběr součástek Výběr součástek pro konstrukci do značné míry limituje výsledné parametry zapojení. Výběr aktivních prvků jsem podřídil několika základním kriteriím vycházejícím z teoretických poznatků a dostupnosti. 19
U operačních zesilovačů jsem sledoval jak ekvivalentí vstupní šumové napětí un a proud in, ale také jejich dosažitelné zesílení. Příklady dostupných operačních zesilovačů včetně základních požadovaných parametrů jsou uvedeny v Tab. 3.1.
Typ OZ LT1028 SSM 2019 SSM 2017 OP-27A NE5534A NE5534 NE5532 OP275 OP07C
u n [nV/√Hz]
i n [pA/√Hz]
0,9 1,7 1,95 3 3,5 4 5 6 9,8
1 2 2 0,4 0,4 0,6 0,7 1,5 0,13
Tab. 3.1 Příklady nízkošumových OZ (f = 1 kHz) Jedním z dalších kritérii byla také samozřejmě cena a dostupnost. Poměrně dobrých parametrů a ještě přijatelné ceny dosahuje operační zesilovač OP-27GP, byl použit v obvodech vstupního zesilovače. Jako další byl do zapojení aplikován typ NE5534AN, jeho šumové parametry jsou horší, ale má taky výrazně nižší cenu a pro použití v obvodech zpětné vazby bude s rezervou dostačovat. Posledním použitým zesilovačem je NE5532AN, ten obsahuje v jednom pouzdře dva operační zesilovače a navíc se jedná zesilovač s vnitřní kompenzací, což usnadní návrh. Jeho šumové parametry již nejsou tak výborné jako u OP-27GP, ale stále se jedná o ultra nízkošumový OZ a dle Freesova vzorce celkový šum zesilovače nijak výrazně šumové poměry neovlivní. Tranzistory použité ve vstupním zesilovači jsou také vybírány z kategorie nízkošumových dle kapitoly 3.2.1 a sice typ BC 560C s proudovým zesilovacím činitelem h21E = 600.
20
4
Návrh vstupního zesilovač
Na vstupní zesilovač jsou kladeny poměrně náročné požadavky. Jak vyplývá z Friisova vzorce je důležité aby měl co nejmenší šumové číslo a v celém přenášeném frekvenčním pásmu konstantní a vysoké zesilení. Dle zadání má být celkové zesílení Au = 300 a vstupní odpor Rvst = 50 kΩ. Aby nedošlo k poklesu zesílení na vyšších kmitočtech a tím k zvlnění modulové charakteristiky stanovíme zesílení vstupního zesilovače Au = 100. Výstupní odpor vstupního zesilovače by měl být co nejmenší (Rvyst < 100 Ω), abychom ho mohli v obvodech korekce zanedbat.
4.1 Vstupní zesilovač s OZ Pro vstupní zesilovač s operačním zesilovačem byl s ohledem na výhodné parametry vstupního šumového napětí a proudu, dostupnosti a ještě stále přijatelné ceně zvolen z tab.3.1 OZ OP27A. Na frekvenci 1 kHz má hodnotu vstupního šumového napětí u n = 3,0 nV/ Hz a vstupního šumového proudu in = 0,4 pA/ Hz . Prvním u návrh zesilovače bude vyjádření jeho RGopt [3] RGopt
un 3 ⋅ 10 −9 = = = 7,5 kΩ . in 0,4 ⋅ 10 −12
(4.1)
V návrhu bylo použito šumově výhodnější neinvertující zapojení, které také není tak náchylné k vzniku nestabilit. Základní zapojení je zobrazeno na Obr. 4.1.
Obr. 4.1 Neinvertující zapojení Výstupní odpor generátoru RG bude výrazně menší než je RGopt a proto se bude výrazněji projevovat napěťový šum un. Aby byl kvadrát příspěvku šumového napětí paralelního spojení odporů R1 a R2 10krát menší než hodnota un. Dle vztahu 2.2 musí platit
21
2
un (4.10 −9 ) 2 = 0,1 Ω = 56 Ω . R1 R2 < 0,1 4 kΘ 4.1,38.10 −23.290
(4.2)
Pro neinvertující zesilovač platí
Au = 1 +
R2 . R1
(4.3)
Požadujeme Au = 100 a po zvolení R1 = 56 Ω spočteme R2 jako
R2 = R1 ( A − 1) = 56(100 − 1) = 5,6 kΩ .
(4.4)
Pro další návrh bude vhodné si vyjádřit vstupní odpor Rvst zapojení. Ten je dán vztahem [3], Rvst
kde
Ao ( f ) 1,8.10 6 6 = RI = 6.10 = 100 GΩ , R2 5,6.10 3 1+ 1+ R1 56
(4.5)
RI je diferenciální vstupní odpor operačního zesilovače, A0(f) je zesílení operačního zesilovače.
V zadání projektu je požadavek na hodnotu vstupního odporu 50 kΩ, této hodnotě se neinvertující zapojení ani vzdáleně neblíží, použijeme tedy techniku aktivního tlumeni (Active Dump). Ta nám pomůže zmenšit vstupní odpor při zachování původních příznivých šumových poměrů. Schéma tohoto zapojení je zobrazeno na Obr. 4.2.
Obr. 4.2 Neinvertující zapojení s aktivním tlumením
22
Odpor R3 volíme výrazně větší než je požadovaný Rvst = 1 MΩ. Pro velikost zesílení zpětnovazební smyčky platí. [1] A=
R3 1.10 6 −1 = − 1 = 19 Rvst 50.10 3
(4.6)
Protože požadujeme zesílení zesilovače Au = 100 zařadíme za výstup odporový dělič R5 a R4. Aby nepředstavoval pro zesilovač velkou zátěž zvolíme jeho velikost R5 + R4 = 10 kΩ. Přenos děliče bude dán vztahem
A 19 = = 0,19 , Au 100 R5 Ku = , R4 + R5 Ku =
(4.7) (4.8)
pak R5 = K u ( R4 + R5 ) = 0,19.10000 = 1,9 kΩ . Z rezistorové řady je zvolen R5 = 2,2 kΩ a zpětným dosazením je obdržena hodnota R4 = 9,4 kΩ. Paralelně k rezistoru R2 zařadíme kapacitor C2 = 574 pF k omezení horního mezního kmitočtu na hodnotu f = 25 kHz. Hodnotu výstupního odporu do značné míry ovlivňuje výstupní odpor operačního zesilovače a ten je dán vztahem R2 5,6 ⋅10 3 1+ R1 56 = 4 mΩ . = 1,8 ⋅10 6 A0
1+ Rvyst = R0
(4.8)
Výsledné schéma zapojení vstupního zesilovače s operačními zesilovači je zobrazeno na Obr. 4.3.
23
Obr. 4.3 Celkové zapojení vstupního zesilovače s operačním zesilovačem
4.2 Vstupní zesilovač s diskrétními prvky Vstupní zesilovač s diskrétními prvky jsem se rozhodl řešit v diferenciálním zapojení, které je odolnější vůči vstupnímu rušení. [6] V tomto zapojení zesiluje rozdílové napětí mezi vstupy a zároveň potlačuje napětí součtové. S výhodou zde použijeme zlepšení šumových vlastností paralelním spojením tranzistorů a pracovní bod těchto tranzistorů budeme volit dle poznatků z kapitoly 3.2. Minimalizování nelineárního zkreslení dosáhneme zavedením zpětné vazby přes celý zesilovač, jehož přímá větev vykazuje dostatečně vysoké zesílení, [3]. To budeme realizovat pomocí OZ připojeného za diferenciální stupeň. Sériová napěťová zpětná vazba je zavedena pomocí rezistorů R1 a R2, čímž bude dán i zisk zesilovače.
Obr. 4.4 Zapojení diferenciálního zesilovače s OZ
24
4.2.1 Návrh diferenciálního stupně Vzhledem k faktu, že vstupní zesilovač určuje šumové vlastnosti celého zesilovače je nutné podřídit postup návrhu požadavku na nízký šum. Na šumových poměrech se největší měrou budou podílet vstupní tranzistory T1 a T2 diferenciálního zapojení. Vzhledem k nízkému vnitřnímu odporu generátoru bude výhodné použít bipolární tranzistory. Ty vykazují minimální hodnoty šumového čísla pro RG v rozmezí 5 až 20 kΩ, vnitřní odpor generátoru je ale v řádu stovek Ω, proto na celkový šum tranzistoru bude mít větší vliv hodnota un než in. Aby nedošlo k výraznějšímu zhoršení šumových vlastností, použijeme paralelní spojení tranzistorů. Pro náhradní zdroje šumu na vstupních svorkách diferenčního zapojení stejných traznistorů platí 2
2
u d = 2u n , 2
id =
(4.9)
2
in 2
(4.10)
Dosazením do vztahů 3.12 a 3.13 za počtu tranzistorů n = 3 získáme ud = u p 2 =
id =
ip 2
=
un 2 = 0,8 ⋅ u n , 3
(4.11)
in 3 = 1,22 ⋅ in . 2
(4.12)
Šum tranzistorů v diferenčním stupni tedy bude srovnatelný jako šum samotného tranzistoru, paralelním spojením 3 tranzistorů dojde k potlačení napěťového šumového zdroje, což je výhodné vzhledem k nízkému odporu generátoru. Abychom zbytečně nezvyšovali šum tranzistorů, volíme pracovní bod a tím i proud kolektorem IC dle 3.8
I Copt =
0,026 600 = 4,2 mA . 100 + 50
(4.13)
Hodnoty odporů R3, R5 a R6 mají být z hlediska nízkého šumu takové, aby napětí UCE nebylo větší než 5 V.
R3 + R5 =
U N − U EC + U BE 30 − 5 + 0,6 = = 1015 Ω 6I C 6 ⋅ 4,2 ⋅10 −3
(4.14)
Zvolením R3 = 560 Ω nám vyjde R5 = R6 = 470 Ω. Nastavení proudů do bází tranzistorů v diferenčním stupni je řešeno pomocí stejné smyčky stejnosměrné vazby R1 a R2, jako u zapojení vstupního zesilovače s OZ. Dle [6] je mezi větve diferenčního zesilovače zařazen rezistor R10 = 150 Ω, kapacitor C10 = 1 nF a trimr pro nulování offsetu výstupního signálu. Celkové zapojení vstupního zesilovače s diskrétními prvky je zobrazeno na Obr. 4.5.
25
4.2.2 Dynamické vlastnosti diferenciálního stupně Dle literatury [3] pro diferenciální stupeň s paralelně řazenými tranzistory, za něž je zařazen operační zesilovač OZ OP27GP platí pro dynamické zesílení Aud, 2 ⋅ 600 ⋅ 470 6 ⋅ 10 6 2h21E R5 RI = = −632 . Aud = − 0,026 UT + 100 + RG 600 h21E 2 ⋅ 4,2 ⋅ 10 −3 2I C
Pro vstupní dynamický odpor pak platí U 0,026 Rvstd = h21E T = 600 = 1240Ω . 3I C 3 ⋅ 4,2 ⋅ 10 −3
(4.15)
(4.16)
4.2.3 Dynamické vlastnosti celého vstupního zesilovače Pomocí zpětné vazby řešené odpory R1 a R2, nastavíme zisk, stejný jako u zapojení vstupního zesilovače s OZ, A = 100. Proto budou rezistory stejných hodnot jako u realizace s OZ R1 = 56Ω a R2 = 5540 Ω. Velikost stupně zpětné vazby N pak bude
N = 1−
R1 56 Aud A0 = 1 − ⋅ −632 ⋅ 1,8 ⋅ 10 6 = 11 ⋅ 10 6 . R1 + R2 56 + 5540
(4.17)
Pro neinvertující zapojení zesilovače platí
RvstN = Rvstd ⋅ N = 1240 ⋅ 11 ⋅ 10 6 = 13 ⋅ 109 Ω R 70 RvystN = 0 = = 6 µΩ N 11⋅10 6
26
(4.18) (4.20)
Obr. 4.5 Celkové zapojení vstupního zesilovače s diskrétními prvky Pro zajištění vstupního odporu Rvst = 50 kΩ opět použijeme aktivní tlumení, stejné jako u realizace s OZ. Stejné budou i velikosti odporů R5 = 2,2 kΩ, R4 = 9,4 kΩ a odpor aktivního tlumení R7 = 1 MΩ. Paralelně k rezistoru R2 zařadíme kapacitor C2 = 574 pF k omezení horního mezního kmitočtu na hodnotu f = 25 kHz.
27
5
Návrh obvodů kmitočtových korekcí
Důvodem použití kmitočtových korekcí signálu je rozdílný záznam vysokých a nízkých frekvencí na některá záznamová media. Tento rozdíl je dán jejich elektromechanickými vlastnostmi. Zdrojem takového signálu je v našem případě gramofonová dynamická přenoska a magnetofonová snímací hlava s rychlostí posuvu pásku 4,8 cm/s a 19,05 cm/s. U gramofonového záznamu je brán zřetel na maximální stranové zrychlení snímací přenosky. To s rostoucím kmitočtem neúměrně roste a vhledem k faktu, že snímací systém gramofonu je mechanický, je schopen bez zkreslení pracovat pouze s určitou hodnotou zrychlení. Proto je záznam upraven normou RIAA. U magnetofonového záznamu pro změnu vznikají nežádoucí jevy zejména na nízkých kmitočtech. Velká vlnová délka signálu má i velký dosah magnetického pole a tím ovlivňuje okolní záznam (prokopírování, přeslechy). Z tohoto důvodu jsou nízké kmitočty při záznamu potlačeny a výstupní napětí magnetické snímací hlavy musí být následně frekvenčně upraveno.
5.1 Korekce RIAA Tato korekce je nezávislá na typu použité gramofonové přenosky a je dána časovými konstantami určenými normou. Hodnoty časových konstant: τ1 = 3180 µs, τ2 = 318 µs a τ3 = 75 µs odpovídají lomovým frekvencí f1 = 50 Hz respektive f2 = 500 Hz a f3 = 2,12 kHz. f [Hz] 20 30 40 50 60 80 100 150 200 300 400 500
A [dB] 19,3 18,6 17,8 17,0 16,1 14,5 13,1 10,3 8,2 5,5 3,8 2,6
f [Hz] 800 1000 1500 2000 3000 4000 5000 6000 8000 10000 15000 20000
A [dB] 0,7 0,0 -1,4 -2,6 -4,8 -6,6 -8,2 -9,6 -11,9 -13,7 -17,2 -19,6
Tab. 5.1 Kmitočtová charakteristika korekce RIAA Obvod je realizován operačním zesilovačem v jehož zpětnovazební smyčce je zapojen korekční obvod. Ten musí mít, dle [1], reciprokou přenosovou modulovou charakteristiku k požadované. V literatuře [7] byla z nabídky různých realizací zpětnovazebních dvojpólů RIAA zvolena Linley-Hoodova varianta. Ta zajišťuje požadovanou korekci s přesností 0,3dB, v tabulce Tab. 5.1 je uvedena kmitočtová charakteristika použitého dvojpólu RIAA.
28
Obr. 5.1 Linley-Hoodův RIAA korektor Samotný zpětnovazební článek Linley-Hoodova korektoru je zobrazeno na Obr. 5.1. Celkové zapojení obvodu kmitočtové korekce RIAA je pak uvedeno na Obr. 5.2. Rezistor R3 = 10 kΩ je určující pro zesílení zesilovače. To požadujeme na kmitočtu f = 1 kHz jednotkové. Kapacitor C4 zde plní funkci kapacity vazební na předcházející stupeň.
Obr. 5.2 Obvod kmitočtové korekce RIAA
5.2 Korekce posuvu magnetofonového pásku 19,05 cm/s Časové konstanty určující korekční křivku snímání magnetofonového pásku snímací hlavou nejsou dle [3] určující pro návrh obvodu kmitočtové korekce. Důvodem jsou ztráty ve snímací hlavě. Z toho důvodu bude návrh vycházet z hodnot změřených pro konkrétní snímací hlavu ANP 935 provedené v literatuře [3]. Změřená kmitočtová charakteristika je uvedena v Tab. 5.2.
29
f [Hz] 20 30 40 50 60 80 100 200 300 400 500
A [dB] 21,6 21,0 20,4 19,8 19,0 17,9 16,0 10,5 7,0 5,2 3,9
f [Hz] 800 1000 2000 3000 4000 5000 6000 8000 10000 15000 20000
A [dB] 1,0 0,0 -2,2 -3,9 -4,4 -4,6 -4,4 -3,6 -2,3 0,0 1,5
Tab. 5.2 Kmitočtová charakteristika korekce pro posuv 19,05 cm/s Obvod je řešen obdobně jako v předchozím případě pro korekci RIAA, zde ovšem nebylo možno najít korekční obvod který by postihoval danou charakteristiku. Proto bylo přistoupeno ke zjednodušení řešení jednoduchým integračním článkem. Zisk na kmitočtu 20 Hz má být 21,6 dB což odpovídá Au = 12, dosazením do vztahu pro zesílení operačního zesilovače v invertujícím zapojení a zvolením rezistoru R1 = 180 Ω dostáváme
Au = −
R2 ⇒ R2 = Au ⋅ R1 = 12 ⋅ 180 ≅ 2200 Ω . R1
(5.1)
Mezní kmitočet článku je dle požadované charakteristiky pro pokles o 3 dB f = 70 Hz. Pro mezní kmitočet RC článku platí vztah
f mez =
1 . 2πRC
(5.2)
Dosazením získáme hodnotu kapacitoru C1
C1 =
1 1 = = 1 µF . 2π ⋅ R ⋅ f mez 2π ⋅ 2200 ⋅ 70
(5.3)
Přenos článku na vyšších kmitočtech by měl být -5 dB, to odpovídá Au = 0,56. Tento požadavek je vyřešen sériově zapojeným rezistorem R3 ke kapacitoru C1. Ten pro vyšší kmitočty představuje zanedbatelnou reaktanci a tudíž velikost zisku zesilovače bude dána paralelní kombinací R2 a R3. Velikost rezistoru R3 bude dána vztahy Au =
R3 =
R2 R3 R1
⇒
R2 ⋅ R2 R3 R2 − R2 R3
=
R2 R3 = Au ⋅ R1 = 0,56 ⋅ 180 = 100,8 Ω
(5.4)
2200 ⋅100,8 ≅ 110 Ω 2200 − 100,8
(5.5)
30
Celkové zapojení obvodu kmitočtové korekce pro posuv magnetofonového pásku rychlostí 19,05 cm/s je zobrazeno na Obr. 5.3.
Obr. 5.3 Obvod kmitočtové korekce pro posuv pásku 19,05cm/s
5.3 Korekce posuvu magnetofonového pásku 4,8 cm/s Obvod je řešen stejným způsobem jako v případě rychlosti posuvu pásku 19,05cm/s. V Tab. 5.3 je uvedena požadovaná kmitočtová charakteristika. f [Hz] 20 30 40 50 60 80 100 200 300 400 500
A [dB] 23,5 23,0 22,4 21,4 20,4 19,1 17,6 12,0 9,0 7,0 5,0
f [Hz] 800 1000 2000 3000 4000 5000 6000 8000 10000 15000 20000
A [dB] 1,9 0,0 -3,1 -4,0 -4,2 -4,4 -4,6 -5,0 -5,4 -4,6 -1,5
Tab. 5.3 Kmitočtová charakteristika korekce pro posuv 4,8cm/s Zisk na kmitočtu 20 Hz má být 23,5 dB, což odpovídá Au = 15, dosazením do vztahu 5.1 a zvolením rezistoru R1 = 180 Ω dostáváme
R2 = Au ⋅ R1 = 15 ⋅ 180 ≅ 2700 Ω .
(5.6)
Mezní kmitočet článku je dle požadované charakteristiky pro pokles o 3dB 70Hz. Dosazením do vzahu 5.2 získáme
31
C1 =
1 1 = = 1 µF . 2π ⋅ R ⋅ f mez 2 π ⋅ 2700 ⋅ 60
(5.7)
Přenos článku na vyšších kmitočtech by měl být -5 dB, to odpovídá Au = 0,56. To vyřešíme opět sériově zapojeným rezistorem R3 ke kapacitoru C1. Ten pro vyšší kmitočty představuje zanedbatelnou reaktanci a tudíž velikost zisku zesilovače bude dána paralelní kombinací R2 a R3. Velikost rezistoru R3 bude dána dle vztahů 5.4 a 5.5.
R3 =
R2 ⋅ R2 R3 R2 − R2 R3
=
2700 ⋅ 100,8 ≅ 110 Ω . 2700 − 100,8
(5.8)
Schéma zapojení obvodu kmitočtové korekce pro posuv magnetofonového pásku rychlostí 4,8 cm/s je zobrazeno na Obr. 5.4.
Obr. 5.4 Obvod kmitočtové korekce pro posuv pásku 4,8cm/s
32
6
Návrh koncového zesilovacího stupně
Hlavním úkolem koncového zesilovacího stupně je oddělit obvody kmitočtové korekce od zatěžovacího odporu a realizovat konečné napěťové zesílení. Dle požadavků má být celkové zesílení celého korekčního zesilovače A = 300. Dalším úkolem je omezení dolních kmitočtů. To lze realizovat RC článkem a dle [3] zvolíme z hlediska přijatelných rozměrů kapacitoru C1 = 220 nF. Pro útlum při fd = 40 Hz pro rezistor R1 pak bude platit
R1 =
1 2πf d C1 10
0 ,1PdB
−1
=
1 2π ⋅ 40 ⋅ 220 ⋅10 −9 10 0,1⋅1 − 1
= 36 kΩ
(6.1)
Pro oddělení RC článku od obvodů korekce použijeme operační zesilovač zapojený jako napěťový sledovač. Pro oddělení od zátěže použijeme operační zesilovač v neinvertujícím zapojení se ziskem Au = 3. Z šumového hlediska a zatížení zesilovače volíme R2 = 3,3 kΩ, pak dle vztahu 4.4 platí pro rezistor R3
R3 = R2 ( A − 1) = 3300(3 − 1) = 6,6 kΩ .
(6.2)
Hodnotu výstupního odporu do značné míry ovlivňuje výstupní odpor operačního zesilovače a je dán vztahem R2 5,6 ⋅10 3 1+ R1 56 = 140 mΩ . =3 2,2 ⋅10 3 A0
1+ Rvyst = R0
(6.3)
Na výstup operačního zesilovače připojíme rezistor R4 = 56 Ω, který, dle [3], zvýší odolnost proti zkratování výstupu a zabraňuje rozkmitání při připojení kapacitní zátěže. Požadavek na výstupní odpor Rvyst < 5 kΩ je tím splněn. Schéma výstupního zesilovače je zobrazeno na Obr. 6.1.
Obr. 6.1 Obvod výstupního zesilovače
33
7
Realizace zesilovače
Celkové schéma korekčního zesilovače je uvedeno na obrázku obr.7.1. Zesilovač byl do značné míry realizován jako blokový. Vstupní signál může být směrován přes vstupní zesilovač s diskrétními prvky, nebo realizovaný pomocí operačních zesilovačů. Za vstupní zesilovač je možné zařadit obvody korekce kmitočtové charakteristiky, nebo nechat signál beze změn a následně je zařazen koncový zesilovací stupeň.
7.1
Kmitočtová a napěťová kompenzace operačních zesilovačů
V předchozím návrhu nebyl řešen problém s kmitočtovou stabilitou obvodů a fakt, že operační zesilovač má určitou vstupní napěťovou nesymetrii. Kmitočtová kompenzace je důležitá pro stabilitu zesilovače. V případě, že by došlo k přivedení signálu větví zpětné vazby na vstup zesilovače se stejnou fází a amplitudou, došlo by k nežádoucímu rozkmitání. [10] To je způsobeno parazitními kapacitami tranzistorů v operačním zesilovači. Ty pak spolu s ostatními součástkami tvoří RC články, které posouvají fázi. Kmitočtovou kompenzací se pak rozumí umělé omezení mezního kmitočtu obvodů se zápornou zpětnou vazbou. Dle typu OZ se jedná pak o kompenzaci vnitřní, zabezpečenou přímo od výrobce kondenzátorem uvnitř operačního zesilovače, nebo vnější. Zde pak výrobce přímo doporučuje optimální zapojení kompenzačních součástek, které se připojují k tomu určeným vývodům OZ. Napěťová kompenzace se zabezpečuje, podobným způsobem jako u kmitočtové, připojením vnějšího odporového trimru. V našem případě, kdy pracujeme s poměrně malý ziskem operačních zesilovačů, je použita hlavně pro zajištění přesné funkčnosti Bootstrapové zpětné vazby určující vstupní odpor zesilovače. Operační zesilovač OP27GP je dle [11] kompenzován připojením odporového trimru RV = R8 = R32 = 10 kΩ, jak je naznačeno na obr.7.1.
Obr. 7.1 Kompenzace vstupní napěťové nesymetrie OP27GP U zesilovače NE5534AN je zapojení dle [12] zobrazeno na obr.7.2. Hodnota kapacitoru Cc kmitočtové kompenzace byla zvolena dle doporučení výrobce OZ
34
C16 = C27 = 22 pF. Rezistorový trimr RV1 pak R9 = R30 = 100 kΩ a k němu přípojený rezistor RV2 = R10 = R31 = 22 kΩ.
Obr. 7.2 Zapojení kmitočtové a napěťové kompenzace NE5534AN Operační zesilovač NE5532AN použitý v obvodech kmitočtových korekcí má vnitřní kompenzací a není tedy nutné k němu připojovat kompenzační prvky.
7.2
Použité operační zesilovače
Dle závěrů Friisova vzorce je nedůležitější z hlediska šumu vstupní zesilovač, tudíž při jeho realizaci byla šumu věnována velká pozornost. Z běžně dostupných operačních zesilovačů byl zvolen OP27GP. V části zesilovače zajišťující kmitočtové korekce a ve výstupní části byli použity operační zesilovače NE5532. Důvodem k nepoužití kvalitnějších OP27 byla zejména jejich výrazně nižší cena a s přihlédnutím k závěrům vycházejících z Friisova vzorce tím nebyly výrazně ovlivněny šumové poměry celého zapojení. Dle požadavku zadání, je pro realizaci různých vstupních citlivostí zařazen před vstupní zesilovač odporový dělič. Ten určuje citlivost vstupu 1 mV, 3 mV, 10 mV, 33 mV a 100 mV. Dále je zde zařazen dělič 1:10000 pro usnadnění měření šumových vlastnost celého zesilovače. Rezistor R7 = 1000 Ω zde pak reprezentuje odpor zdroje signálu. Na vstup přiváděného napájecího napětí jsou zařazeny filtrační kondenzátory C1 = C2 = 1 mF. Kapacita je volena kompromisem mezi její velikostí a rozměry použité součástky. Dle [3] je připojeno mezi napájecí vodiče OZ a zem keramické kondenzátory 68 nF, které brání vzniku nežádoucích vazeb. Přepínání jednotlivých citlivostí a obvodů kmitočtových korekcí je realizované pomocí otočných přepínačů P-DS2 a volba typu vstupního zesilovače je řešena pomocí běžného dvoupolohového přepínače.
35
Závěr Navržený a realizovaný nízkofrekvenční zesilovač je primárně určen pro použití v laboratoři nízkofrekvenční techniky. Zde ho bude možné použít pro praktické ověření teoretických znalostí vstupních nízkofrekvenčních zesilovačů a problematiky přehrávání signálu gramofonového a magnetofonového záznamu. Ve vstupní zesilovači s operačním zesilovačem byl použit OZ s kvalitními, ale ne s úplně vynikajícími šumovými paramatery. Dnes jsou již k dispozici operační zesilovače s až o řád lepšími, ale jejich cena dosahuje běžně desetinásobku použitého. V porovnání realizace s diskrétními prvky a s operačními zesilovači by neměli být velké rozdíly a pokud budeme uvažovat o koupi lepších operačních zesilovačů, budou lepší u provedení s OZ. Všechny součástky jsou běžně dostupné, což vede také na poměrně dobrou reprodukovatelnost přípravku. Obvody kmitočtových korekcí byly provedeny metodou článku s inverzní přenosovou charakteristikou zapojenou ve zpětné vazbě operačního zesilovače. Tato metoda je dnes poměrně hodně využívána pro svou obvodovou jednoduchost. Druhou možností provedení požadovaných korekčních obvodů je pasivními články. Tento způsob je využíván zejména u špičkových výrobků ,ale vede ke komplikovanějším a rozsáhlejším obvodům. RIAA korekce odpovídá požadované kmitočtové charakteristice velice přesně. Korekce pro snímání magnetofonovou hlavou byla navržena zjednodušeně. A to zejména proto, že by to vedlo na články vyšších řádů a jejich realizace by byla podstatně složitější, ale také proto, že se nejedná o univerzální korekce. Korekční křivka je totiž závislá na použití konkrétní magnetofonové hlavy. Požadavky na vstupní a výstupní odpor byly splněny. Stejně tak byl splněn požadavek na zisk signálu na frekvenci f = 1kHz pro všechny použité korekční obvody a celkový zisk zesilovače. Průběhy modulových kmitočtových charakteristik jednotlivých korekčních obvodů odpovídají výsledkům simulací obvodů na PC. V době odevzdání práce bohužel v prototypu přípravku nebyl plně funkční vstupní zesilovač realizovaný pomocí diskrétních prvků, proto zde není uvedeno srovnání šumových vlastností dvou rozdílných koncepcí.
36
Použitá literatura [1]
NOVOTNÝ, V., Nízkofrekvenční elektronika Skriptum VUT UREL, Brno 2002
[2]
ŽALUD, V. - KULEŠOV, V.N., Polovodičové obvody s malým šumem SNTL Praha, 1980
[3]
ŠANDA, J., Vstupní zesilovač. Diplomová práce UREL VUT 1993
[4]
GUPTA, MADHU S., Noise in circuits and systemes IEEE PRESS New York, 1988
[5]
LÁNÍČEK, ROBERT, Elektronika, Obvody-součástky-děje BEN, Praha 1998
[6]
PUNČOCHÁŘ, JOSEF, Operační zesilovače BEN, Praha 2002
[7]
ELLIOTT, R., CROWLEY, R., Phono Preamps For All www.sound.westhost.com [30. 4. 2005]
[8]
ELLIOTT, R., Hi-Fi Phono Preamp (RIAA Equalisation) www.sound.westhost.com [30. 4. 2005]
[9]
CARTER, B., Op Amp Noise Theory and Applications Texas Instruments, 2001
[10]
VLČEK, JIŘÍ, Základní elektronické obvody a zařízení BEN, Praha 1995
[11]
ANALOG DEVICES, Inc., Low-Noise, Precision Operational Amplifier www.analog.com, 2002, [25. 10. 2005]
[12]
TEXAS INSTRUMENTS, Inc., NE5534 Low-Noise Operational Amplifiers www.ti.com, 2005, [25. 10. 2005]
37
Přílohy A. Celkové schéma zapojení zesilovače
Obr. 1 Celkové schéma zapojení zesilovače – vstupní zesilovač
38
Obr. 2 Celkové schéma zapojení zesilovače – korekce a výstupní zesilovač
39
B. Deska plošného spoje
Obr. 1 Deska plošného spoje strana spojů M 1:1
40
Obr. 2 Deska plošného spoje strana součástek M 1:1
41
C. Rozložení součástek na desce plošného spoje
Obr. 1 Rozložení součástek na desce plošného spoje M 1,5:1
42
D. Rozpiska součástek - Pasivní součástky - Rezistory Metalizované rezistory určené pro maximální jmenovité zatížení 1W. Tolerance přesnosti použitých rezistorů je ±1%.
R1
10 Ω
R25
1 kΩ
R2
1 kΩ
R26
1 kΩ
R3
2,2 kΩ
R27
1 MΩ
R4
5,6 kΩ
R28
560 Ω
R5
16 kΩ
R29
470 Ω
R6
75 kΩ
R30
100 kΩ, PT6H
R7
1 kΩ
R31
22 kΩ
R8
10 kΩ, PT6H
R32
10 kΩ, PT6H
R9
100 kΩ, PT6H
R41
47 kΩ
R10
22 kΩ
R42
100 kΩ
R11
5,6 kΩ
R43
8.2 kΩ
R12
56 Ω
R44
7.5 kΩ
R13
9,1 kΩ
R45
2.2 kΩ
R14
2,2 kΩ
R46
180 Ω
R15
1 kΩ
R47
100 Ω
R16
1 kΩ
R48
2.2 kΩ
R17
1 MΩ
R51
180 Ω
R18
150 Ω
R52
100 Ω
R19
510 Ω
R53
10 Ω
R20
1 kΩ, PT6H
R54
2.7 kΩ
R21
5,6 kΩ
R61
36 kΩ
R22
56 Ω
R62
6.2 kΩ
R23
9,1 kΩ
R63
3.3 kΩ
R24
2,2 kΩ
R64
56 Ω
43
- Kapacitory C1
1mF
25V, Jamicon
C26
68nF
63V, keramika
C2
1mF
25V, Jamicon
C27
22pF
50V, keramika
C3
2,2µF
16V, tantal
C31
10µF
10V, tantal
C4
680pF
FKP2/100V, WIMA
C32
10nF
50V X7R, keramika
C3
2,2µF
16V, tantal
C33
22nF
63V, keramika
C4
680pF
FKP2/100V, WIMA
C34
6,8nF
50V, Y7R TK
C11
560pF
50V, keramika
C35
68nF
63V, keramika
C12
68nF
63V, keramika
C36
68nF
63V, keramika
C13
68nF
63V, keramika
C41
1uF
50V, Y5V TK
C14
68nF
63V, keramika
C42
68nF
63V, keramika
C15
68nF
63V, keramika
C43
68nF
63V, keramika
C16
22pF
50V, keramika
C51
1uF
50V, Y5V TK
C21
560pF
50V, keramika
C52
68nF
63V, keramika
C22
68nF
63V, keramika
C53
68nF
63V, keramika
C23
68nF
63V, keramika
C61
220nF
50V, Y5V TK
C24
1nF
FKP2/100V, WIMA
C62
68nF
63V, keramika
C25
68nF
63V, keramika
C63
68nF
63V, keramika
- Polovodičové součástky - Tranzistory T1
BC560C
pouzdro TO92
T2
BC560C
pouzdro TO92
T3
BC560C
pouzdro TO92
T4
BC560C
pouzdro TO92
T5
BC560C
pouzdro TO92
T6
BC560C
pouzdro TO92
44
- Operační zesilovače OZ1
OP27GP
pouzdro DIP8
OZ2
NE5534AN
pouzdro DIP8
OZ3
OP27GP
pouzdro DIP8
OZ4
NE5534AN
pouzdro DIP8
OZ5
NE5532AN
pouzdro DIP8
OZ6
NE5532AN
pouzdro DIP8
OZ7
NE5532AN
pouzdro DIP8
OZ8
NE5532AN
pouzdro DIP8
- Ostatní součástky S1 S2 S3
rotační přepínač PDS2 páčkový přepínač rotační přepínač PDS2
45
E. Vzorový protokol o měření
Vstupní nízkofrekvenční zesilovač Laboratorní úloha Cílem laboratorní úlohy je seznámit studenty s postupy měření parametrů nízkofrekvenčních zesilovačů, s možností srovnat realizaci s diskrétními prvky a operačními zesilovači na přípravku „Vstupní nízkofrekvenční korekční zesilovač“. V rámci měření si studenti ověří teoretické znalosti o kmitočtových korekcích signálu používaných při zpracování a distribuci nízkofrekvenčních signálu a se způsobem měření a vyhodnocení charakteristik. Předložený přípravek je svým návrhem koncipován jako blokový. Jsou zde odděleny části vstupního zesilovače, část kmitočtových korekcí a posledním blokem je výstupní zesilovač. Pomocí přepínačů je možné pak signál směrovat přes jednotlivé bloky, jak je vidět na Obr.1. Přípravek byl navrhován s ohledem na co nejmenší šum. A zde, dle Friisova vzorce (1.1), má nejvýraznější podíl na celkovém šumovém čísle první člen sériově řazené kaskády. Pro srovnání odlišných koncepcí je realizovaný jak čistě pomocí operačních zesilovačů, tak také pomocí tranzistorů. První varianta je osazena kvalitním OZ OP-27GP. Pomocí rezistorů R11 a R12 je nastaven zisk zesilovače na hodnotu Au = 100 a z výstupu je signál směrován na přepínače S2. K tomuto bodu je také připojen zpětnovazební obvod nazývaný nepravý bootstrap, acti dump, nebo také aktivní tlumení. Tato vazba umožní metodou nesené dvojpólové součástky snížit vstupní odpor celého zapojení na hodnotu 50kΩ bez nežádoucího zhoršení šumových poměrů. Zapojení s tranzistory využívá šumově výhodnějšího paralelního řazení tranzistorů ve dvou větvích spojených diferenčním zesilovačem. Byly použity dvě trojice tranzistorů PNP BC560C společně s OZ OP-27GP. Jak je patrné ze schématu, signál je přiváděn přes vstupní trojici tranzistorů T1, T2 a T3 na invertující vstup OZ kde je sloučen se signálem druhé trojice tranzistorů T4, T5 a T6. Z výstupu OZ je signál veden zápornou zpětnou vazbou přes rezistory R21 a R22, určujícími zisk, na vstup druhé větve trojice tranzistorů a také na přepínač S2. Celek je pak opět zavazben obvodem aktivního tlumení pro snížení vstupního odporu. Obvody kmitočtových korekcí jsou řešeny zařazením pasivního obvodu do smyčky tuhé zpětné vazby operačního zesilovače. Kmitočtová korekce dle normy RIAA se používá pro korekci gramofonového záznamu. Kde pro zabránění mechanickému ztěžknutí gramofonové přenosky jsou nízké kmitočty utlumeny až na hodnotu -21 dB a naopak vysoké zesíleny až na 21 dB. Dalšími jsou pak korekce pro snímání magnetofonové hlavy při posuvu pásku rychlostí 19,05 cm/s a 4,8 cm/s. Korekce jsou měněny pomocí přepínače S3, samozřejmě s možností korekce vyřadit z činnosti s čistě lineární charakteristikou.
46
Koncový zesilovací stupeň se skládá z operačního zesilovače zapojeného jako emitorový sledovač pro oddělení výstupní impedance obvodů korekce a koncového zesilovače který zabezpečuju výsledné celkové zesílení Au = 300.
Zadání a poznámky k měření: 1. Měření modulové kmitočtové charakteristiky -
změřte postupně pro lineární charakteristiku, korekci RIAA, posuvnou rychlost 19,08 cm/s a 4,8 cm/s měření provádějte postupně, nepřepínejte při měření mezi charakterisikama vstupní napětí v každém bodě udržujte takové, aby výstupní napětí přípravku bylo vždy 300 mV na výstupu generátoru je zařazen dělič -40 dB, je nutné tedy přepočítat hodnoty U1 modul přenosu vypočítejte dle (1) (počítejte s efektivními hodnotami napětí RMS)
AU = 20 log
U2 U1
(1)
2. Sestrojte modulovou kmitočtovou charakteristiku -
pro všechny naměřené průběhy u charakteristiky RIAA vyznačte asymptotické průběhy 0 a -20 dB/dek a vyznačte a odečtěte odpovídající lomové frekvence u lineární charakteristiky vyznačte a odečtěte mezní kmitočty přípravku
3. Určete citlivost vámi naměřených vstupů -
není nutné znovu měřit, citlivost je vstupní napětí U1 na f = 1 kHz pro výstupní jmenovité napětí U2 = 300 mV
4. Určete vstupní odpor přípravku na vstupu lineární charakteristiky -
do přívodu mezi nf generátor a přípravek vložte do série stíněný cejchovaný odpor. Při nastavené hodnotě odporu 0 Ω nastavte výstupní napětí U2 = 300 mV. Pak zvyšujte odpor až výstupní napětí U2 = 150 mV. Pak na stupnici přímo čteme hodnotu vstupního odporu přípravku, resp. jeho modulu. Měřte na kmitočtu f = 1 kHz.
5. Určete přebuditelnost na vstupu lineární charakteristiky -
přebuditelnost je míra linearity zesilovače a měříme ji tak, že na f = 1 kHz postupně zvyšujeme vstupní napětí a při tom pozorujeme tvar výstupního signálu na osciloskopu. Až zpozorujeme zkreslení (limitace, ořezávání části signálu) tak to je konec lineární činnosti zesilovače a poměr napětí U2jmen (jmenovitého výstupního) a výstupního napětí před limitací U2lim vyjádřený v dB je hledaná přebuditelnost. Výpočet poměrů v dB provedeme vždy podle vzorce
47
P = 20 log
U 2 lim U 2jmen
.
(2)
6. Měření harmonického zkreslení -
pro vstupní zesilovač s lineární korekcí. Měříme na výstupu při f = 1 kHz měřičem zkreslení MV 100 při různých vstupních napětích (cca 5 měření pro nelimitované i limitované výstupní napětí).
Použité přístroje GEN nízkofrekvenční funkční generátor Agilent 33220A NMV nízkofrekvenční milivoltmetr a měřič zkreslení Grundig MV 100 OSC osciloskop Agilent 54621A MV milivoltmetr EZ digital DM-441B NZ napájecí zdroj Diametral měřený přípravek „Vstupní zesilovač“ vstupní cejchovaný proměnný odpor propojovací vodiče BNC-BNC, BNC-2x „banánek“
48
Obr. 1 Celkové schéma korekčního zesilovače
49
Vypracování: 1. Měření modulové kmitočtové charakteristiky Lineární charakteristika, u2 = 300 mV f [Hz] u 1 [mV]
20 2,08
40 1,13
60 1,05
80 1,02
100 1,01
200 1,00
400 0,99
600 0,99
800 0,99
1000 0,99
2000 0,99
A u [dB] f [Hz]
43,17 2000
48,50 2000
49,10 4000
49,37 6000
49,46 8000
49,54 10000
49,63 12000
49,63 14000
49,60 16000
49,63 18000
49,63 20000
u 1 [mV] A u [dB]
0,99
0,99
0,99
0,99
0,99
1,00
1,00
1,01
1,02
1,04
1,06
49,63
49,63
49,63
49,63
49,63
49,57
49,54
49,46
49,40
49,22
49,00
Kmitočtová korekce RIAA, u2 = 300 mV f [Hz] u 1 [mV] A u [dB] f [Hz] u 1 [mV] A u [dB]
20 34,20
40 41,30
60 49,76
80 58,74
100 200 400 600 800 1000 68,25 119,43 194,20 238,86 266,39 293,69
18,86
17,22
15,60
14,16
12,86
8,00
3,78
1,98
1,03
0,18
2000 4000 6000 8000 10000 12000 14000 16000 18000 20000 388,40 587,37 796,21 1016,44 1194,32 1364,94 1574,93 1666,50 1990,54 2077,08 -2,24
-5,84
-8,48
-10,60
-12,00
-13,16
-14,40
-14,89
-16,44
-16,81
Kmitočtová korekce 19,05 cm/s, u2 = 300 mV f [Hz] u 1 [mV] A u [dB] f [Hz] u 1 [mV] A u [dB]
20 29,03
40 30,77
60 33,33
80 37,11
100 41,86
200 400 600 800 1000 66,91 117,26 169,01 209,30 233,77
20,28
19,78
19,08
18,15
17,11
13,03
8,16
4,98
3,13
2,17
2000 4000 6000 8000 10000 12000 14000 16000 18000 20000 360,00 444,44 461,54 467,53 467,53 467,53 467,53 467,53 467,53 467,53 -1,58
-3,41
-3,74
-3,85
-3,85
-3,85
-3,85
-3,85
-3,85
-3,85
Kmitočtová korekce 4,8 cm/s, u2 = 300 mV f [Hz] u 1 [mV]
20 24,00
40 26,09
60 29,51
80 34,29
100 39,56
200 400 600 800 1000 66,18 121,21 166,67 206,90 244,90
A u [dB] f [Hz]
21,94 2000
21,21 4000
20,14 6000
18,84 8000
17,60 10000
13,13 12000
u 1 [mV] A u [dB]
7,87 14000
5,11 16000
3,23 18000
1,76 20000
349,51 409,09 428,57 450,00 450,00 450,00 450,00 450,00 450,00 450,00 -1,33
-2,69
-3,10
-3,52
-3,52
Příklad výpočtu pro první tabulku: AU = 20 log
50
-3,52
-3,52
-3,52
-3,52
U2 300 = 20 log = 43,17 dB U1 2,08
-3,52
2. Sestrojte modulovou kmitočtovou charakteristiku Modulové kmitočtové charakteristiky jsou zobrazeny v příloze F .
3. Určete citlivost vámi naměřených vstupů f = 1 kHz Citlivost pro lineární charakteristiky: Citlivost korekce RIAA: Citlivost korekce 19,05 cm/s: Citlivost korekce 4,8 cm/s:
0,99 mV 0,97 mV 0,78 mV 0,82 mV
4. Určete vstupní odpor přípravku na vstupu lineární charakteristiky f = 1 kHz Rvst = 50 kΩ
5. Určete přebuditelnost na vstupu lineární charakteristiky f = 1 kHz P = 20 log
U 2 lim 27,8 = = 39,34 dB U 2jmen 0,3
6. Měření harmonického zkreslení V době odevzdání diplomové práce bohužel nebylo možné měření uskutečnit, měřící přístroj Grundig MV 100 byl mimo laboratoř.
51
F.
Modulové frekvenční charakteristiky
Zobrazené modulové frekvenční charakteristiky korekčních obvodů, jsou výstupy simulací obvodů na PC v prostředí programu PSpice a charakteristiky změřené na prototypu navrženého přípravku.
Obr. 1 Simulace lineární modulové frekvenční charakteristiky
50
A u [dB]
48
46
44
42 10
100
1000
10000
100000
f [Hz]
Obr. 2 Změřená lineární modulová frekvenční charakteristika
52
Obr. 3 Simulace modulové frekvenční charakteristiky korekce RIAA
20
A u [dB]
10
0
-10
-20 10
100
1000
10000
100000
f [Hz]
Obr. 4 Změřená modulová frekvenční charakteristika korekce RIAA
53
Obr. 5 Simulace modulové frekvenční charakteristiky korekce 19,05 cm/s
25 20
A u [dB]
15 10 5 0 -5 10
100
1000
10000
100000
f [Hz]
Obr. 6 Změřená modulová frekvenční charakteristika korekce 19,05 cm/s
54
Obr. 7 Simulace modulové frekvenční charakteristiky korekce 4,8 cm/s
25 20
A u [dB]
15 10 5 0 -5 10
100
1000
10000
100000
f [Hz]
Obr. 8 Změřená modulová frekvenční charakteristika korekce 4.8 cm/s
55
G. Průběhy osciloskopu při oživování přípravku
Obr. 1 Zesílení vstupního signálu se ziskem Au = 300
Obr. 2 Limitace výstupního signálu
56
Obr. 3 Zpracování obdélníkového signálu s lineární přenosovou charakteristikou
Obr. 4 Zpracování obdélníkového signálu s korekcí RIAA
57
